View
219
Download
0
Category
Preview:
Citation preview
Ângelo Miguel Ferreira Araújo
Implementação e Comparação de DiferentesTécnicas de Comutação para Filtros Ativosde Potência
Ânge
lo M
iguel
Ferre
ira A
raúj
o
Outubro de 2012UMin
ho |
201
2Im
plem
enta
ção
e C
ompa
raçã
o de
Dife
rent
esTé
cnic
as d
e C
omut
ação
par
a Fi
ltros
Ativ
os d
e Po
tênc
ia
Universidade do MinhoEscola de Engenharia
Outubro de 2012
Tese de MestradoCiclo de Estudos Integrados Conducentes ao Grau deMestre em Eletrónica Industrial e de Computadores
Trabalho efetuado sob a orientação doProfessor Doutor José Gabriel Oliveira Pinto
Ângelo Miguel Ferreira Araújo
Implementação e Comparação de DiferentesTécnicas de Comutação para Filtros Ativosde Potência
Universidade do MinhoEscola de Engenharia
À minha família e amigos.
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência v Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Agradecimentos
O trabalho apresentado nesta Dissertação contou com a ajuda de algumas pessoas,
às quais transmito os meus agradecimentos.
Ao meu orientador Doutor José Gabriel Oliveira Pinto pela dedicação, pelo rigor e
pela solidariedade prestadas, que me ajudou a atravessar as dificuldades que foram
aparecendo na realização deste trabalho.
Ao Doutor João Luiz Afonso pela criação desta proposta de dissertação, pela
orientação inicial no trabalho e pelo auxílio prestado que foram fundamentais para a
realização deste trabalho com sucesso.
Aos investigadores e bolseiros do GEPE, Vítor Monteiro, Henrique Gonçalves,
Delfim Pedrosa, Bruno Exposto e Raul Almeida pelo companheirismo e esclarecimento
de dúvidas no decorrer do trabalho.
Uma mensagem de apreço deve também ser endereçada aos meus colegas e
amigos do laboratório de potência, pela criação de um ambiente de respeito e amizade.
Aos técnicos das oficinas Joel Almeida, Carlos Torres e Ângela Macedo que
sempre se mostraram prestáveis na resolução de qualquer problema.
Um muito obrigado a todos os meus colegas de curso, em especial ao Diogo
Sousa, Bruno Pereira, José Sousa, Nuno Ricardo e Rui Montenegro por toda a ajuda e
amizade que prestaram quando foi necessária.
Um agradecimento especial à minha família e amigos, em especial aos meus pais
e à minha irmã, que me apoiaram nos bons e nos maus momentos do meu percurso
académico.
A todos os meus mais sinceros agradecimentos.
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência vii Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Resumo
O aparecimento de cargas elétricas com consumo de corrente não sinusoidal
(como por exemplo variadores eletrónicos de velocidade para motores, ou
computadores pessoais), a qualidade da energia elétrica passou a ter um papel
importante na produção, distribuição e utilização de eletricidade. Como soluções para
estes problemas, mais precisamente harmónicos, apareceram os filtros passivos. No
entanto estes padecem pela não adaptação a novas cargas e a novos modos de operação.
Em seguida foram estudadas diferentes metodologias para solucionar os problemas
causados pela degradação da qualidade da energia elétrica. Deste modo, foram
recentemente desenvolvidos equipamentos eletrónicos para monitorização e
compensação dos problemas da energia elétrica entre os quais, os filtros ativos de
potência.
O Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da Universidade do Minho
encontra-se empenhado no estudo e desenvolvimento de equipamentos que mitiguem
problemas de qualidade de energia elétrica. Com esse objetivo foi proposta a
implementação e a comparação de diversas técnicas de comutação para filtros ativos de
potência.
As técnicas de comutação propostas encontram-se i) comutação por modulação da
largura de pulso (PWM – Pulse-width Modulation) em que, para ser implementada, um
sinal de referência é comparado com um sinal triangular, ii) amostragem periódica
(Periodic Sampling) que é conhecida por tem uma frequência fixa máxima de
comutação, iii) técnica de comutação Space Vector onde, o sinal de entrada é convertido
num vetor.
Esta Dissertação será dividida em 7 capítulos começando pelo “Estudo da Arte”
onde serão abordadas as várias técnicas de comutação existentes bem como os filtros
ativos existentes. Na tarefa seguinte são realizadas simulações no software PSIM,
seguido pela implementação da parte de controlo e da parte de potência do filtro ativo.
Realização de testes de bancada e comparação das três técnicas de comutação é a tarefa
seguinte. Para terminar será feita uma análise comparativa das técnicas de comutação.
Palavras-chave Técnicas de Comutação de Inversores, Filtro Ativo Paralelo,
Eletrónica de Potência, Qualidade de Energia Elétrica,
Sistemas de Energia
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência ix Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Abstract
With the increase use of electric loads with non-sinusoidal current consumption
(such as electronic variable-speed drives, Personal Computers, etc.), electrical power
quality began to have an important role in the production, distribution and use of
electricity.
Passive filters are one of the traditional solutions to deal with power quality
problems, more specifically, the deal with harmonics. Nevertheless they have
limitations, because they cannot adjust dynamically to new loads and new modes of
operation. Continuing the development of new solutions to deal with these problems
appeared more recently electronic equipment for monitoring and compensation power
quality problems amongst them, there are active power filters. This type of equipment
mitigates numerous power quality problems, including power factor, harmonics, voltage
and / or current imbalances, and more, depending on the filters configuration.
The Group of Energy and Power Electronics (GEPE) of University of Minho has
researched and developed equipment for monitoring and suppressing electric power
quality problems, namely active power filters. To extend the range of expertise in this
area it has been proposed the study and implementation of power inverter switching
techniques, that can be used in active power filters.
The switching techniques proposed for study are i) Pulse-width Modulation
(PWM) in which, to be implemented, a reference signal is compared with a triangular
carrier signal, ii) Periodic-Sampling which is known to have only a fixed maximum
switching frequency, iii) Space Vector PWM where the input signals are converted to a
vector, and the output signal corresponds to a sum of adjacent vectors of the input
vector, corresponding to each of the possible switching combinations.
This Dissertation will be divided into several tasks starting with "State of Art" in
which will be discussed several switching techniques, as well those that are applied to
active power filters. The next task is perform simulations in PSIM software, followed
by the implementation in the active power filter control and power circuits. Bench
testing and comparison of the switching techniques is the next task. To finish there will
be a comparative analysis of the switching techniques results.
Keywords: Inverter Switching Techniques, Shunt Active Power Filter, Power
Electronics, Electrical Power Quality, Energy Systems
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xi Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Índice
Agradecimentos .............................................................................................................................. v
Resumo .......................................................................................................................................... vii
Abstract .......................................................................................................................................... ix
Lista de Figuras ........................................................................................................................... xiii
Lista de Tabelas ........................................................................................................................... xix
Lista de Acrónimos ...................................................................................................................... xxi
Nomenclatura ............................................................................................................................. xxiii
Introdução .............................................................................................................. 1 CAPÍTULO 1
Enquadramento ................................................................................................................ 1 1.1.
Problemas de Qualidade da Energia Elétrica ................................................................... 2 1.2. Interrupção da Alimentação ...................................................................................................... 4 1.2.1.
Cava de Tensão ......................................................................................................................... 5 1.2.2.
Sobretensão Temporária à Frequência Industrial ...................................................................... 5 1.2.3.
Tensões Harmónicas ................................................................................................................. 6 1.2.4.
Exemplos de Cargas Não Lineares............................................................................................ 8 1.2.5.
Motivações ..................................................................................................................... 12 1.3.
Objetivos e Contribuições .............................................................................................. 12 1.4.
Organização e Estrutura da Dissertação ......................................................................... 13 1.5.
Técnicas de Comutação para Conversores de Potência ................................... 15 CAPÍTULO 2
Introdução ...................................................................................................................... 15 2.1.
Filtros Ativos de Potência .............................................................................................. 15 2.2. Filtro Ativo Série .................................................................................................................... 16 2.2.1.
Filtro Ativo Paralelo ............................................................................................................... 16 2.2.2.
Inversor do Andar de Potência ....................................................................................... 17 2.3. Voltage Source Inverter (VSI) ................................................................................................ 18 2.3.1.
Current Source Inverter (CSI) ................................................................................................ 20 2.3.2.
Técnica de Controlo (Teoria p-q) ................................................................................... 21 2.4.
Técnicas de Comutação ................................................................................................. 25 2.5. Periodic Sampling ................................................................................................................... 25 2.5.1.
Comutação por Largura de Banda Fixa ................................................................................... 26 2.5.2.
Comutação por Largura de Banda Adaptativa ........................................................................ 26 2.5.3.
Comutação por Largura de Pulso ............................................................................................ 27 2.5.4.
Space Vector PWM ................................................................................................................. 28 2.5.5.
Conclusão ....................................................................................................................... 47 2.6.
Simulações das Técnicas de Comutação ............................................................ 49 CAPÍTULO 3
Introdução ...................................................................................................................... 49 3.1.
Filtro Ativo Paralelo....................................................................................................... 49 3.2.
Comutação Periodic Sampling ....................................................................................... 53 3.3.
Comutação por PWM ..................................................................................................... 54 3.4.
Comutação Space Vector ............................................................................................... 55 3.5.
Resultados de Simulação ............................................................................................... 55 3.6. Retificador Monofásico com Carga RC .................................................................................. 56 3.6.1.
Carga RL Monofásica ............................................................................................................. 62 3.6.2.
Conclusão ....................................................................................................................... 67 3.7.
Hardware do Filtro Ativo Paralelo .................................................................... 69 CAPÍTULO 4
Introdução ...................................................................................................................... 69 4.1.
Circuito de Potência ....................................................................................................... 69 4.2. Condensadores do Barramento DC ......................................................................................... 69 4.2.1.
Bobines de Acoplamento ........................................................................................................ 70 4.2.2.
Inversor de Potência ................................................................................................................ 71 4.2.3.
Driver dos IGBTs ................................................................................................................... 72 4.2.4.
Circuito de Comando ..................................................................................................... 74 4.3.
Circuito de Controlo....................................................................................................... 76 4.4. Sensores de Corrente ............................................................................................................... 76 4.4.1.
Sensores de Tensão ................................................................................................................. 77 4.4.2.
Índice
xii Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Condicionamento de Sinal ....................................................................................................... 78 4.4.3.
Controlador Digital (DSP) ....................................................................................................... 79 4.4.4.
Saídas Analógicas DAC .......................................................................................................... 80 4.4.5.
Placa de Comando ................................................................................................................... 81 4.4.6.
Circuito de Alimentação ................................................................................................. 81 4.5.
Hardware Adicional ....................................................................................................... 82 4.6.
Conclusão ....................................................................................................................... 82 4.7.
Implementação do Sistema de Controlo ............................................................ 83 CAPÍTULO 5
Introdução ...................................................................................................................... 83 5.1.
Phase-Locked-Loop (PLL) ............................................................................................. 83 5.2.
IQMath ........................................................................................................................... 85 5.3.
Técnica de Comutação ................................................................................................... 87 5.4. Técnica de Comutação Periodic Sampling .............................................................................. 87 5.4.1.
Técnica de Comutação PWM .................................................................................................. 88 5.4.2.
Técnica de Comutação SVPWM ............................................................................................. 89 5.4.3.
Conclusão ....................................................................................................................... 90 5.5.
Resultados Experimentais ................................................................................... 91 CAPÍTULO 6
Introdução ...................................................................................................................... 91 6.1.
Carga RL Desequilibrada ............................................................................................... 91 6.2. Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling ....................................... 94 6.2.1.
Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM ........................................................... 96 6.2.2.
Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM ...................................................... 98 6.2.3.
Primeiro teste com carga RL Desequilibrada e Retificador Trifásico .......................... 101 6.3. Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling ..................................... 103 6.3.1.
Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM ......................................................... 106 6.3.2.
Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM .................................................... 108 6.3.3.
Segundo teste com carga RL Desequilibrada e Retificador Trifásico .......................... 111 6.4. Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling ..................................... 113 6.4.1.
Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM ......................................................... 115 6.4.2.
Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM .................................................... 118 6.4.3.
Controlo do Barramento DC ........................................................................................ 120 6.5. Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling ..................................... 120 6.5.1.
Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM ......................................................... 121 6.5.2.
Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM .................................................... 121 6.5.3.
Conclusão ..................................................................................................................... 122 6.6.
Conclusão e Trabalho Futuro ........................................................................... 123 CAPÍTULO 7
Conclusão ..................................................................................................................... 123 7.1.
Trabalho Futuro ............................................................................................................ 125 7.2.
Referências .................................................................................................................................. 127
Apêndice 1 ................................................................................................................................... 131
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xiii Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Lista de Figuras
Figura 1.1 - Distorção da forma de onda da tensão provocada por uma carga não linear. ........................... 2
Figura 1.2 - Interrupção breve na tensão de alimentação. ............................................................................ 4
Figura 1.3 - Cava de tensão.......................................................................................................................... 5
Figura 1.4 - Sobretensão temporária à frequência industrial. ...................................................................... 6
Figura 1.5 - Forma de onda da tensão no laboratório do Grupo de Eletrónica de Potência e Energia
(GEPE) da Universidade do Minho [2]................................................................................................ 7
Figura 1.6 - Espetro harmónico da tensão: (a) Amplitude das harmónicas, expressa em Volts; (b)
Amplitude das harmónicas, expressa em percentagem da fundamental [2]. ........................................ 7
Figura 1.7 - Esquema de ligações de um retificador trifásico com carga RC. ............................................. 8
Figura 1.8 - Formas de onda da tensão e corrente para o retificador trifásico com carga RC...................... 9
Figura 1.9 - Espectro harmónico e valor de THD% da tensão e da corrente para o retificador
trifásico com carga RC. ....................................................................................................................... 9
Figura 1.10 - Esquema de ligações de um retificador trifásico com carga RL........................................... 10
Figura 1.11 - Formas de onda da tensão e corrente para o retificador trifásico com carga RL. ................. 10
Figura 1.12 - Espectro harmónico e valor de THD% da tensão e da corrente para o retificador
trifásico com carga RL. ...................................................................................................................... 10
Figura 1.13 - Esquema de ligações para um retificador monofásico com carga RC. ................................. 11
Figura 1.14 - Formas de onda da tensão e corrente para o retificador monofásico com carga RC. ........... 11
Figura 1.15 - Espectro harmónico e THD% da tensão e da corrente do retificador monofásico com
carga RC. ........................................................................................................................................... 12
Figura 2.1 - Diagrama de blocos de um filtro ativo série [1]. .................................................................... 16
Figura 2.2 - Diagrama de blocos do filtro ativo paralelo [1]. ..................................................................... 17
Figura 2.3 - VSI trifásico com filtros passivos [1]. .................................................................................... 18
Figura 2.4 - VSI com quatro braços e filtros passivos [1].......................................................................... 19
Figura 2.5 - VSI com três braços com o ponto médio do condensador ligado ao neutro e filtros
passivos[1]. ........................................................................................................................................ 20
Figura 2.6 - CSI com três braços e filtros passivos [7]. ............................................................................. 21
Figura 2.7 - Componentes da teoria p-q num sistema trifásico [1]. ........................................................... 23
Figura 2.8 – Componentes da teoria p-q com o acoplamento do filtro ativo paralelo à rede [1]. .............. 24
Figura 2.9 - Diagrama de blocos da técnica de comutação periodic sampling. ......................................... 25
Figura 2.10 - Diagrama de blocos da comutação por largura de banda fixa. ............................................. 26
Figura 2.11 - Diagrama de blocos da comutação por largura de banda adaptativa. ................................... 27
Figura 2.12 - Diagrama de blocos da comutação por largura de pulso [3]. ............................................... 27
Figura 2.13 - Diagrama fasorial com os vetores de comutação e definição dos setores. ........................... 28
Figura 2.14 - Sequência de comutação direta inversa com dois vetores nulos por período de
comutação (DIH) [9]. ......................................................................................................................... 30
Figura 2.15 - Sequência de comutação direta inversa com vetor nulo por período de comutação
(DIO) [9]. ........................................................................................................................................... 30
Figura 2.16 - Sequência de comutação direta simples SVM (SDSVM) [9]. .............................................. 30
Figura 2.17 - Sequência de comutação simetrical generated SVM (SGSVM) [9]. ................................... 30
Figura 2.18 - Inversor trifásico sem neutro implementado em simulação. ................................................ 31
Lista de Figuras
xiv Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 2.19 - Algoritmo para determinação do setor em que se localiza o vetor de corrente a
produzir [26]. ..................................................................................................................................... 31
Figura 2.20 - Inversor trifásico com neutro a três braços. .......................................................................... 34
Figura 2.21 - Espaço vetorial para um inversor trifásico com neutro a três braços [34]. ........................... 35
Figura 2.22 - Inversor trifásico com neutro e 4 braços............................................................................... 38
Figura 2.23 - Localização dos vetores no espaço A-B-C [26]. ................................................................... 39
Figura 2.24 - Localização dos vetores no espaço α-β-0 [26]. ..................................................................... 40
Figura 3.1 - Implementação em simulação da rede de distribuição e sensores de medida. ........................ 50
Figura 3.2 - Inversor trifásico a quatro braços implementado em simulação. ............................................ 50
Figura 3.3 - Esquema de implementação do circuito de tempo-morto para os comutadores de um
dos braços do inversor. ....................................................................................................................... 51
Figura 3.4 - Resultado da implementação em simulação do circuito de tempo-morto (a) IGBT
superior (b) IGBT inferior. ................................................................................................................. 51
Figura 3.5 - Cargas utilizadas para testar o filtro ativo paralelo................................................................. 52
Figura 3.6 - Implementação da teoria p-q num bloco codificado em linguagem C. .................................. 53
Figura 3.7 - Bloco C com a técnica de comutação periodic sampling. ...................................................... 53
Figura 3.8 - Bloco C com a implementação da técnica de comutação PWM............................................. 54
Figura 3.9 - Bloco C com a implementação da técnica de comutação SVPWM. ...................................... 55
Figura 3.10 - Carga monofásica - retificador a díodos com carga RC. ...................................................... 56
Figura 3.11 - Espectro harmónico (a) e espectro harmónico em % (b) da corrente no retificador
monofásico a díodos com carga RC sem filtro ativo. ......................................................................... 56
Figura 3.12 - Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com periodic sampling. .............................. 57
Figura 3.13 - Tensão no barramento DC com periodic sampling. ............................................................. 57
Figura 3.14 - Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com periodic sampling. ................ 58
Figura 3.15 - Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a
díodos e com carga RC utilizando a técnica de comutação periodic sampling. ................................. 58
Figura 3.16 - Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com PWM. ................................................. 59
Figura 3.17 - Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com PWM. ................................... 59
Figura 3.18 - Tensão no barramento DC com PWM. ................................................................................ 59
Figura 3.19 - Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a
díodos e com carga RC utilizando a técnica de comutação PWM. .................................................... 60
Figura 3.20 - Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com SVPWM. ............................................ 60
Figura 3.21 - Tensão no barramento DC com SVPWM. ........................................................................... 61
Figura 3.22 - Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com SVPWM. .............................. 61
Figura 3.23 - Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a
díodos e com carga RC utilizando a técnica de comutação SVPWM. ............................................... 62
Figura 3.24 - Carga monofásica – RL série. .............................................................................................. 62
Figura 3.25 - Corrente nas fases e corrente no neutro consumidas pela carga RL monofásica. ................. 63
Figura 3.26 - Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a
técnica de comutação periodic sampling. .......................................................................................... 63
Figura 3.27 - Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação
periodic sampling. .............................................................................................................................. 64
Figura 3.28 - Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL
desequilibrada utilizando a técnica de comutação periodic sampling. ............................................... 64
Lista de Figuras
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xv Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 3.29 - Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a
técnica de comutação PWM............................................................................................................... 65
Figura 3.30 - Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação
PWM. ................................................................................................................................................. 65
Figura 3.31 - Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL
desequilibrada utilizando a técnica de comutação PWM. .................................................................. 66
Figura 3.32 - Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a
técnica de comutação SVPWM. ........................................................................................................ 66
Figura 3.33 - Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação
SVPWM. ............................................................................................................................................ 67
Figura 3.34 - Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL
desequilibrada utilizando a técnica de comutação SVPWM. ............................................................. 67
Figura 4.1 - Barramento DC com as resistências de equalização. ............................................................. 69
Figura 4.2 - Bobine de acoplamento utilizada. .......................................................................................... 70
Figura 4.3 - Esquema do circuito de potência utilizado. ............................................................................ 71
Figura 4.4 - Painel de ligação do filtro ativo paralelo. ............................................................................... 71
Figura 4.5 - SEMIKRON SKM200GB176D – (a) Imagem do módulo de IGBTs (b) Esquema
elétrico [40]. ....................................................................................................................................... 72
Figura 4.6 - Driver SKHI22AH4R da SEMIKRON e a disposição dos pinos [41]. .................................... 73
Figura 4.7 - Placa com o driver SKHI22AH4R utilizada. .......................................................................... 73
Figura 4.8 - Elementos constituintes de um braço do inversor. ................................................................. 73
Figura 4.9 - Inversor trifásico com neutro a quatro braços utilizado [42]. ................................................. 74
Figura 4.10 - Esquema do circuito de comando do filtro ativo. ................................................................. 75
Figura 4.11 - Disjuntor principal utilizado. ................................................................................................ 75
Figura 4.12 - Diagrama de blocos do circuito de controlo. ........................................................................ 76
Figura 4.13 - Sensor de corrente LA200-P da LEM. .................................................................................. 76
Figura 4.14 - Esquema de ligações do LA200-P utilizado [44].................................................................. 77
Figura 4.15 - Sensor de tensão LV25P da LEM. ........................................................................................ 77
Figura 4.16 - Esquema de ligações do sensor LV25P utilizado [45]. ......................................................... 77
Figura 4.17 - Placa com os sensores de tensão utilizada. ........................................................................... 78
Figura 4.18 - Placa de condicionamento de sinal utlizada. ........................................................................ 78
Figura 4.19 - Placa eZdsp320F2812 da Spectrum Digital com o DSP TMS320F2812 da Texas
Instruments. ....................................................................................................................................... 79
Figura 4.20 - Diagrama de blocos interno do DAC7625 da Burr Brown [49]. .......................................... 81
Figura 4.21 - Placa de interface com a eZdsp320F2812, incluindo o DAC DAC7625. ............................. 81
Figura 4.22 - Caixa de interface entre os sensores de corrente e o osciloscópio. ...................................... 82
Figura 5.1 - Diagrama de blocos da estrutura básica de uma PLL [51]. .................................................... 83
Figura 5.2 - Diagrama de blocos da PLL implementada [51]. ................................................................... 84
Figura 5.3 - PLL implementada em simulação - instante inicial................................................................ 85
Figura 5.4 - PLL implementada no filtro ativo. ......................................................................................... 85
Figura 5.5 - Diagrama de blocos geral da codificação no DSP. ................................................................. 87
Figura 5.6 - Fluxograma da técnica de comutação periodic sampling implementada no DSP. ................. 88
Figura 5.7 - Fluxograma da técnica de comutação PWM implementada no DSP. .................................... 89
Figura 5.8 - Fluxograma blocos da técnica de comutação SVPWM implementada no DSP. .................... 90
Lista de Figuras
xvi Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 6.1 - Equipamentos de medida utilizados. ...................................................................................... 91
Figura 6.2 - Diagrama da carga RL desequilibrada aplicada ao filtro ativo. .............................................. 92
Figura 6.3 - Tensão e corrente na carga com carga RL desequilibrada e filtro ativo desligado. ................ 92
Figura 6.4 - Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada e com o filtro ativo desligado (a) -
Tensão e corrente na carga. (b) - Valor da potência ativa, reativa, aparente e do fator de
potência. ............................................................................................................................................. 93
Figura 6.5 - Carga RL desequilibrada com o filtro desligado - valor de THD% e espectro
harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ....................................................................... 93
Figura 6.6 - Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a
técnica de comutação periodic sampling. .......................................................................................... 94
Figura 6.7 - Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada, filtro ativo ligado com técnica de
comutação periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa,
reativa e aparente bem como o valor do fator de potência. ................................................................ 94
Figura 6.8 - Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação periodic sampling
- valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. .......................... 95
Figura 6.9 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor - carga RL
desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação periodic sampling. ...................................... 96
Figura 6.10 - Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a
técnica de comutação PWM. .............................................................................................................. 96
Figura 6.11 - Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação PWM - valor de
THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. .......................................... 97
Figura 6.12 - Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada, filtro ativo ligado com técnica de
comutação PWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e
aparente bem como o valor do fator de potência. ............................................................................... 97
Figura 6.13 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor - carga RL
desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação PWM. ......................................................... 98
Figura 6.14 - Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a
técnica de comutação SVPWM. ......................................................................................................... 99
Figura 6.15 - Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada, filtro ativo ligado com técnica de
comutação SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e
aparente bem como o valor do fator de potência. ............................................................................... 99
Figura 6.16 - Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação PWM - valor de
THD% e espectro harmónico a) Tensão na fonte b) Corrente na fonte. ........................................... 100
Figura 6.17 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor - carga RL
desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação SVPWM. .................................................. 100
Figura 6.18 - Diagrama da carga RC desequilibrada com retificador trifásico com carga RC no
lado CC aplicada ao sistema - primeiro teste. .................................................................................. 101
Figura 6.19 - Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em
conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado. ...... 102
Figura 6.20 - Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico
com carga RC do lado CC e filtro ativo desligado - valor de THD% e espectro harmónico (a)
Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ............................................................................................. 102
Figura 6.21 - Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com
o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado (a) - Tensão e
corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator
de potência. ...................................................................................................................................... 103
Figura 6.22 - Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em
conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a
técnica de comutação periodic sampling. ........................................................................................ 104
Lista de Figuras
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xvii Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 6.23 - Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico
com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling
- valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ....................... 104
Figura 6.24 - Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com
o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de
comutação periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa,
reativa e aparente bem como o valor do fator de potência. .............................................................. 105
Figura 6.25 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – primeiro teste
com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado
CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação periodic sampling. ................................. 105
Figura 6.26 - Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em
conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a
técnica de comutação PWM............................................................................................................. 106
Figura 6.27 - Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico
com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado e técnica de comutação PWM - valor de
THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ........................................ 107
Figura 6.28 - Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com
o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de
comutação PWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e
aparente bem como o valor do fator de potência. ............................................................................ 107
Figura 6.29 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – primeiro teste
com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado
CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação PWM. .................................................... 108
Figura 6.30 - Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em
conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a
técnica de comutação SVPWM. ...................................................................................................... 109
Figura 6.31 - Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico
com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado e técnica de comutação SVPWM - valor de
THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ........................................ 109
Figura 6.32 - Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com
o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de
comutação SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e
aparente bem como o valor do fator de potência. ............................................................................ 110
Figura 6.33 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – primeiro teste
com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado
CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação SVPWM. ............................................... 111
Figura 6.34 - Diagrama da carga RC desequilibrada com retificador trifásico com carga RC no
lado CC aplicada ao sistema - segundo teste. .................................................................................. 111
Figura 6.35 - Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em
conjunto com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado....... 112
Figura 6.36 - Segundo teste efetuado com a carga RL desequilibrada em conjunto com o
retificador trifásico com carga RC do lado CC e filtro ativo desligado - valor de THD% e
espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ....................................................... 112
Figura 6.37 - Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto
com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado (a) -
Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor
do fator de potência.......................................................................................................................... 113
Figura 6.38 - Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em
conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a
técnica de comutação periodic sampling. ........................................................................................ 114
Figura 6.39 - Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto
com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de
comutação periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa,
reativa e aparente bem como o valor do fator de potência. .............................................................. 114
Lista de Figuras
xviii Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 6.40 - Segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico
com carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling
- valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ........................ 115
Figura 6.41 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – segundo teste
com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado
CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação periodic sampling. ................................. 115
Figura 6.42 - Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em
conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a
técnica de comutação PWM. ............................................................................................................ 116
Figura 6.43 - Segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico
com carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação PWM - valor de
THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ........................................ 116
Figura 6.44 - Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto
com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de
comutação PWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e
aparente bem como o valor do fator de potência. ............................................................................. 117
Figura 6.45 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – segundo teste
com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado
CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação PWM. .................................................... 118
Figura 6.46 - Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em
conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a
técnica de comutação SVPWM. ....................................................................................................... 118
Figura 6.47 - Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto
com o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de
comutação SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e
aparente bem como o valor do fator de potência. ............................................................................. 119
Figura 6.48 - Segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico
com carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação SVPWM - valor
de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte. ................................... 119
Figura 6.49 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – segundo teste
com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado
CC e filtro ativo a compensar com técnica de comutação SVPWM. ............................................... 120
Figura 6.50 - (a) - Tensão de referência e tensão no barramento DC antes e após a ativação do
inversor para compensar a carga RL desequilibrada (5,6 V/div)(0,1 s/div) (b) - ripple da
tensão no barramento DC, com a técnica comutação periodic sampling (0,5 V/div)(10
ms/div). ............................................................................................................................................ 121
Figura 6.51 - (a) - Tensão de referência e tensão no barramento DC antes e após a ativação do
inversor para compensar a carga RL desequilibrada (5,6 V/div)(0,1 s/div) (b) - ripple da
tensão no barramento DC, com a técnica comutação PWM (0,5 V/div)(10 ms/div). ...................... 121
Figura 6.52 - (a) - Tensão de referência e tensão no barramento DC antes e após a ativação do
inversor para compensar a carga RL desequilibrada (5,6 V/div)(0,1 s/div) (b) - ripple da
tensão no barramento DC, com a técnica comutação SVPWM (0,5 V/div)(10 ms/div). ................. 122
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xix Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Lista de Tabelas
Tabela 1.1 - Entidades normativas em compatibilidade eletromagnética. ................................................... 3
Tabela 1.2 - Principais normas para imunidade de equipamentos. .............................................................. 3
Tabela 1.3 - Principais normas para limite de emissão de ruído eletromagnético. ...................................... 4
Tabela 1.4 - Valores das harmónicas de tensão até à ordem 25 nos pontos de fornecimento,
expressos em percentagem da tensão nominal [2]. .............................................................................. 8
Tabela 2.1 - Combinações possíveis de comutações do VSI com três braços e tensões aos seus
terminais. ........................................................................................................................................... 18
Tabela 2.2 - Combinações possíveis de comutações do VSI com quatro braços e tensões aos seus
terminais. ........................................................................................................................................... 19
Tabela 2.3 - Combinações possíveis do inversor trifásico com neutro a 3 braços. .................................... 20
Tabela 2.4 - Combinações possíveis de comutações do CSI com três braços e correntes aos seus
terminais. ........................................................................................................................................... 21
Tabela 2.5 - Estados do Flip-Flop D. ......................................................................................................... 26
Tabela 2.6 - Combinações dos braços do VSI trifásico com o estado e vetor correspondentes. ................ 28
Tabela 2.7 - Características das sequências de comutação [9]. .................................................................. 31
Tabela 2.8 - Combinações dos elementos comutadores do inversor trifásico com neutro e 3 braços,
tensões nas fases em A-B-C e α-β-0 e nome do vetor. ....................................................................... 35
Tabela 2.9 - Valor de N associado ao tetraedro equivalente [37]. .............................................................. 36
Tabela 2.10 - Relação entre o tetraedro atual e a ordem de comutação tanto do braço como do
tempo [37]. ......................................................................................................................................... 38
Tabela 2.11 - Combinações dos elementos comutadores do inversor trifásico com neutro e 4
braços, tensões nas fases em A-B-C e α-β-0 e nome do vetor [33]. ................................................... 39
Tabela 2.12 - Relação entre os valores de J, N para determinação do prisma e do tetraedro
resultando nos vetores a utilizar [33]. ................................................................................................ 41
Tabela 2.13 - Relação entre tetraedro com a ordem dos braços a atuar [33]. ............................................ 47
Tabela 3.1 - Carga RL desequilibrada simulada. ....................................................................................... 62
Tabela 4.1 - Características principais do DSP [48]. ................................................................................. 79
Tabela 4.2 - Pinos do DSP utilizados e a sua função. ................................................................................ 80
Tabela 4.3 - Características da fonte de alimentação do filtro ativo. ......................................................... 82
Tabela 5.1 - Variável em IQMath - gama de valores e resolução [53]. ..................................................... 86
Tabela 6.1 - Resultados obtidos nos testes efetuados das técnicas de comutação em termos de
THD%. ............................................................................................................................................. 122
Tabela 7.1 - Comparação das técnicas de comutação. ............................................................................. 125
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xxi Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Lista de Acrónimos
AC Alternating Current
ADC Analog to Digital Converter
CA Corrente Alternada
CC Corrente Contínua
CPU Central Processing Unit
CSI Current Source Inverter
DAC Digital to Analog Converter
DC Direct Current
DIH Direct Inverse Half
DIO Direct Inverse One
DSC Digital Signal Controller
DSP Digital Signal Processor
IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
ISR Interrupt Service Routine
PI Proporcional-Integral
PLL Phase-Locked Loop
PS Periodic Sampling
PWM Pulse Width Modulation
RAM Random Access Menory
RMS Root Mean Square
ROM Read Only Memory
RQS Regulamento da Qualidade de Serviço
SDSVM Simple Direct SVM
SGSVM Symmetrically Generated SVM
SVM Space Vector Modulation
SVPWM Space Vector Pulse Width Modulation
THD Total Harmonic Distortion
UART Universal Asynchronous Receiver/Transmitter
UPQC Unified Power Quality Conditioner
VSI Voltage Source Inverter
ZOH Zero-Order Holder
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência xxiii Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Nomenclatura
Símbolo Significado Unidade
vα, vβ, v0 Tensões instantâneas no sistema de coordenadas α-β-0 V
iα, iβ, i0 Correntes instantâneas no sistema de coordenadas α-β-0 A
vsa, vsb, vsc Tensões do lado da fonte (Filtro Ativo Série) V
ifa, ifb, ifc Correntes do lado da fonte (Filtro Ativo Paralelo) A
ica, icb, icc, icn Correntes na saída do controlador (Filtro Ativo Paralelo) A
erroα, erroβ,
erro0 Diferença entre a referência e a valor obtido em coordenadas α-β-0 V ou A
Uh Tensão harmónica (h – ordem do harmónico) V
VDC Tensão no barramento de corrente contínua dos inversores de potência dos
condicionadores ativos V
p Potência real instantânea W
p~ Valor alternado da potência real instantânea W
p Valor médio da potência real instantânea W
q Potência imaginária instantânea VA
q~ Valor alternado da potência imaginária instantânea VA
q Valor médio da potência imaginária instantânea VA
0p Potência instantânea de sequência zero VA
0~p Valor alternado da potência instantânea de sequência zero VA
0p Valor médio da potência instantânea de sequência zero VA
Req Resistência de equalização Ω
f Frequência Hz
fC Frequência de comutação Hz
t1, t2, t3, t7, t0 Período de tempo associado a cada vetor s
TS Período de amostragem s
THD Distorção harmónica total calculada com base nas primeiras 40 harmónicas
do sinal. V ou A
Nomenclatura
xxiv Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
THD% Distorção harmónica total calculada em percentagem da amplitude da
fundamental com base nas primeiras 40 harmónicas do sinal. %
τ Constante de tempo s
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 1 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
CAPÍTULO 1
Introdução
Enquadramento 1.1.
Na atualidade a grande maioria dos dispositivos eletrónicos têm, como principal
constituinte, semicondutores. Os semicondutores, quando ligados à rede de distribuição
de energia, provocam deterioração nas formas de onda da tensão e da corrente, por não
consumirem corrente sinusoidal. Cargas com semicondutores que não consumem
corrente sinusoidal também são designadas por cargas não lineares [1].
Para mitigar problemas de qualidade de energia elétrica são utilizados vários
equipamentos, entre os quais os filtros ativos de potência. Estes equipamentos
conseguem reduzir o impacto das cargas não lineares na rede de distribuição,
compensando problemas de qualidade de energia, como por exemplo:
Fator de potência não unitário;
Desequilíbrios de corrente;
Corrente de neutro;
Harmónicas na tensão da rede;
Harmónicas na corrente da carga;
Os filtros ativos de potência podem ser classificados em filtros ativos série, que
compensam problemas relacionados com a tensão e em filtros ativos paralelos, que
compensam problemas de corrente. Existe também uma junção entre os filtros ativos
série e os filtros ativos paralelo, podendo ser filtros ativos híbridos (filtros ativos série
com filtros passivos para harmónicos de corrente) e UPQC (Unified Power Quality
Conditioner) [2]. Este trabalho foi baseado nos filtros ativos paralelos.
O Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da Universidade do Minho
encontra-se empenhado no estudo e desenvolvimento de equipamentos que mitiguem
problemas de qualidade de energia [1], [3–7]. Com esse objetivo foi proposta a
implementação e comparação de diversas técnicas de comutação para filtros ativos de
potência. Estas técnicas de comutação são responsáveis por sintetizar as correntes de
compensação calculadas pelo controlador. A técnica mais utilizada nos filtros ativos do
GEPE é a técnica designada por periodic sampling [8]. Esta técnica, embora seja de
Capítulo 1 - Introdução
2 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
fácil implementação acarreta problemas como por exemplo a frequência de comutação
que é variável, dificultando assim o ajuste dos filtros passivos para a compensação da
frequência de comutação. Uma das técnicas propostas para implementação é baseada na
modulação de largura de pulso (PWM), permitindo uma redução do conteúdo
harmónico da onda sintetizada. A técnica de comutação Space Vector também foi
proposta para esta Dissertação. Embora seja complexa e exija um processamento maior
do DSP também permite um melhor uso do barramento DC do inversor e uma redução
dos harmónicos [9].
Depois das técnicas de comutação estarem implementadas será efetuada uma
comparação, salientando as vantagens e desvantagens de cada uma delas, especificando
qual a melhor técnica de comutação a utilizar.
Problemas de Qualidade da Energia Elétrica 1.2.
Com o avanço da tecnologia foi possível uma massificação na utilização de
dispositivos semicondutores. Estes dispositivos trouxeram inúmeras vantagens para a
sociedade atual. Foi possível reduzir drasticamente o tamanho dos equipamentos e a
criação de dispositivos que, numa configuração tradicional, seriam enormes e com custo
elevado. Atualmente, os semicondutores são utilizados em praticamente tudo, desde
lâmpadas eficientes a veículos elétricos. A utilização desta tecnologia não trouxe só
vantagens, pois também criaram problemas que até à data não existiam.
As cargas não lineares, compostas por semicondutores, quando ligadas à rede
elétrica, podem provocar diversos problemas de qualidade de energia [1].
Estes dispositivos para além não consumirem corrente sinusoidal (obrigando o
gerador a não funcionar nos seus parâmetros nominais) também afeta outras cargas, pois
deformam a forma de onda da tensão devido à impedância de linha. A Figura 1.1
apresenta o problema criado por uma carga não linear e como esta afeta uma carga
linear ligada na sua proximidade [10].
Figura 1.1 - Distorção da forma de onda da tensão provocada por uma carga não linear.
Carga Linear
Carga Não Linear
Rede Elétrica vs
is
vl il1
il2
Δv
Capítulo 1 - Introdução
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 3 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
O estado da rede elétrica de distribuição foi intitulado de “Power Quality”, ou em
português, Qualidade de Energia Elétrica. No IEEE Standard Dictionary of Electrical
and Electronics Terms, a qualidade de energia elétrica é definida como: “O conceito de
alimentação e ligação à terra de equipamentos eletrónicos sensíveis de uma forma
adequada ao seu funcionamento” [11].
Para regular a rede de distribuição foram criadas normas e definições para
restringir as perturbações que possam existir, tanto na tensão como na corrente.
Na Tabela 1.1 estão referenciadas as entidades reguladoras da qualidade de
energia elétrica na União Europeia [12].
Tabela 1.1 - Entidades normativas em compatibilidade eletromagnética.
IEC International Electrotechnical Commission
CISPR Comité International Spécial des Perturbations Radioélectriques – IEC
CEN Comité Européen de Normalisation
Na Tabela 1.2 são representadas as normas relativamente à imunidade dos
equipamentos assim como o procedimento para realizar testes de imunidade às
perturbações da rede [12].
Tabela 1.2 - Principais normas para imunidade de equipamentos.
IEC 61000-4-2 Testes de imunidade contra descargas eletrostáticas
IEC 61000-4-3 Testes de imunidade contra campos eletromagnéticos de rádio
frequência irradiados
IEC 61000-4-4 Testes de imunidade contra transitórios elétricos rápidos
IEC 61000-4-5 Testes de imunidade contra surtos
IEC 61000-4-6 Testes de imunidade contra distúrbios conduzidos provocados por
campos de rádio frequência
IEC 61000-4-8 Testes de imunidade contra campos magnéticos à frequência da rede
IEC 61000-4-11 Testes de imunidade contra quedas de tensão, interrupções
momentâneas e variações de tensão
Na Tabela 1.3 estão listadas as principais normas referentes a limites de emissão
de ruído eletromagnético [12].
Aos fornecedores de energia elétrica também foram impostas regras que devem
ser cumpridas para que haja qualidade na energia elétrica da rede. Em Portugal, no
Decreto-Lei nº 182/95, de 27 de Julho foi criado o Regulamento da Qualidade de
Serviço – RQS que regula o transporte e distribuição da energia elétrica [13].
Capítulo 1 - Introdução
4 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
De seguida serão apresentados alguns problemas de qualidade de energia elétrica
que afetam os sistemas elétricos bem como os seus valores máximos segundo as
normas. Depois serão apresentados alguns exemplos de cargas que, quando ligadas à
rede de distribuição, distorcem a forma de onda da corrente.
Tabela 1.3 - Principais normas para limite de emissão de ruído eletromagnético.
CISPR 11 Equipamentos médicos, industriais e científicos
CISPR 12 Automóveis
CISPR 13 Áudio visual e aparelhos similares
CISPR 14 Eletrodomésticos e aparelhos elétricos similares
CISPR 15 Iluminação elétrica e equipamentos similares
CISPR 22 Equipamentos de tecnologia da informação
IEC 61000-3-2 Limites de emissão de harmónicas de corrente (< 16 A por fase)
Interrupção da Alimentação 1.2.1.
A norma NP EN 50 160 define a interrupção do fornecimento ou da entrega de
energia como a situação pelo qual a tensão de alimentação entregue aos clientes é
inferior a 1% da tensão declarada, dando origem a cortes de energia nos consumidores.
Na Figura 1.2 está representada uma interrupção breve na tensão de alimentação
com uma duração de 100 ms.
Figura 1.2 - Interrupção breve na tensão de alimentação.
Segundo a norma NP EN 50 160 as interrupções de alimentação podem ser
classificadas como:
Interrupção prevista, quando os clientes recebem a informação da interrupção
com antecedência, para que sejam efetuadas revisões programadas na rede;
Interrupção acidental, quando provocada por defeitos, permanente ou
transitórios. Dentro destas as interrupções acidentais podem ser de dois tipos:
0.1 0.15 0.2 0.25 0.3
Time (s)
0
-200
-400
200
400
Vrede (V)
Tempo (s)
Capítulo 1 - Introdução
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 5 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
- Interrupção breve, quando o período de interrupção não supera os 3 minutos;
- Interrupção longa, quando o período de interrupção é superior a 3 minutos.
Cava de Tensão 1.2.2.
A norma EN 50 160 define a cava de tensão quando, num determinado ponto da
rede, a tensão de uma ou mais fases tem uma queda brusca num valor entre os 90% e os
1% da tensão declarada, e termina quando a tensão retorna a um valor superior a 90%.
Por definição uma cava de tensão dura de 10 ms a 1 min. O valor de uma cava de tensão
é definido como sendo a diferença entre a tensão eficaz durante a cava de tensão e a
tensão declarada. As cavas de tensão podem ter origem nas mais diversas formas, entre
elas pode salientar-se a entrada em operação de cargas com elevadas correntes de
arranque que, devido à impedância de linha, provocam uma queda de tensão nas fases.
Outro fenómeno provocador de cavas são os curto-circuitos em linhas de distribuição
nas proximidades [14].
Na Figura 1.3 está representada uma cava de tensão de 35% com a duração de
100 ms.
Figura 1.3 - Cava de tensão.
Sobretensão Temporária à Frequência Industrial 1.2.3.
As sobretensões temporárias são sobretensões de duração longa que ocorrem num
determinado local.
Na Figura 1.4 está representada uma sobretensão momentânea à frequência
industrial, onde o valor eficaz da tensão atinge os 270 V durante 100 ms.
As sobretensões temporárias geralmente proveem de um defeito à terra numa rede
ou em instalações de clientes, que provocam uma sobretensão temporária à frequência
industrial que desaparece com a eliminação do defeito.
0.1 0.15 0.2 0.25 0.3
Time (s)
0
-200
-400
200
400
Vrede (V)
Tempo (s)
Capítulo 1 - Introdução
6 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 1.4 - Sobretensão temporária à frequência industrial.
Tensões Harmónicas 1.2.4.
Tensões harmónicas são tensões sinusoidais cuja frequência é múltipla da
frequência fundamental a que estão sobrepostas. Estas tensões podem ser pares ou
ímpares. As tensões harmónicas impares podem ser divididas em três categorias:
Componente direta ou positiva: associada à frequência fundamental, ao 7º
harmónico, ao 13º harmónico e aos restantes harmónicos com a mesma
sequência de fases que a fundamental.
Componente inversa ou negativa: associado ao 5º harmónico, ao 11º
harmónico, ao 17º harmónico e aos restantes harmónicos com a sequência
de fases inversa à fundamental.
Componente homopolar ou de sequência zero: associado ao 3º harmónico,
ao 9º harmónico, ao 15º harmónico e aos restantes harmónicos onde os
vetores têm o mesmo módulo e fase.
A distorção harmónica total ou THD pode ser calculada pela equação (1.1) [14].
Esta pode ser expressa em valor relativo ou em percentagem, sendo a segunda fórmula
mais utilizada e expressa pela equação (1.2).
√∑
(1.1)
As tensões harmónicas são usualmente provocadas por cargas não lineares ligadas
por clientes. Como o consumo de corrente destas cargas não é sinusoidal, provocam
0.1 0.15 0.2 0.25 0.3
Time (s)
0
-200
-400
200
400
Vrede (V)
Tempo (s)
√∑
(1.2)
Capítulo 1 - Introdução
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 7 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
quedas de tensão não sinusoidais nas impedâncias da rede, dando origem à distorção da
forma de onda da tensão.
Na Figura 1.5 está representada a forma de onda medida, numa das fases, da
tensão de alimentação do Laboratório do Grupo de Eletrónica de Potência e Energia
(GEPE) da Universidade do Minho. Numa análise à figura pode ver-se que a forma de
onda não é perfeitamente sinusoidal, podendo ver-se principalmente os picos superiores
e inferiores achatados.
Figura 1.5 - Forma de onda da tensão no laboratório do Grupo de Eletrónica de Potência e Energia
(GEPE) da Universidade do Minho [2].
A Figura 1.6 apresenta a distorção harmónica total da forma de onda da
Figura 1.5. Na Figura 1.6 (a) a distorção harmónica total é expressa em Volts enquanto
que, na Figura 1.6 (b) a THD é expressa em %. Numa análise às figuras pode ver-se que
a componente harmónica de sétima ordem (350 Hz) é a que mais se destaca com um
valor eficaz de aproximadamente 7,8 V, correspondendo a cerca de 2,2% do valor eficaz
da tensão fundamental da rede. A distorção harmónica total é de aproximadamente
2,4%.
(a) (b)
Figura 1.6 - Espetro harmónico da tensão: (a) Amplitude das harmónicas, expressa em Volts; (b)
Amplitude das harmónicas, expressa em percentagem da fundamental [2].
A norma NP EN 50160 decreta que, em condições normais para uma semana,
95% dos valores eficazes médios de 10 minutos de cada tensão harmónica não devem
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
Time (s)
0
-200
-400
200
400
Vrede (V)
Tempo (s)
0 V
2 V
4 V
6 V
8 V
10 V
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
THD = 7,75 V 324 V
0%
1%
2%
3%
4%
5%
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
THD% = 2,39%100%
Capítulo 1 - Introdução
8 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
exceder os valores apresentados na Tabela 1.4. Além disso a distorção harmónica total
não deve ultrapassar os 8%.
Tabela 1.4 - Valores das harmónicas de tensão até à ordem 25 nos pontos de fornecimento, expressos em
percentagem da tensão nominal [2].
Harmónicas ímpares Harmónicas pares
Não múltiplas de 3 Múltiplas de 3
Ordem h Tensão relativa
(%) Ordem h
Tensão relativa
(%) Ordem h
Tensão relativa
(%)
5
7
11
13
17
19
23
25
6,0
5,0
3,5
3,0
2,0
1,5
1,5
1,5
3
9
15
21
5,0
1,5
0,5
0,5
2
4
6…24
2,0
1,0
0,5
Exemplos de Cargas Não Lineares 1.2.5.
Nesta secção serão abordados alguns exemplos de cargas não lineares mais
comummente ligadas à rede de distribuição e o seu efeito nas formas de onda tanto na
tensão como na forma de onda de corrente.
1.2.5.1. Carga composta por retificador trifásico com filtro RC
Os valores para a impedância de linha foram de 20 mΩ para a resistência e de
70 µH para a indutância. Já o filtro é composto por um condensador de 2 mF em
paralelo com uma resistência de 6 Ω. Este tipo de cargas é muito utilizado pois permite
converter de corrente alternada para corrente continua a partir de uma rede de
alimentação trifásica. A Figura 1.7 mostra o esquema de ligações utilizando a
ferramenta de simulação PSIM da Powersim.
Figura 1.7 - Esquema de ligações de um retificador trifásico com carga RC.
A Figura 1.8 mostra as formas de onda da tensão e corrente que alimentam a
carga. Numa análise mais cuidada pode ver-se que a corrente tem dois picos a cada
semiciclo. Isto acontece porque o condensador se descarrega através da resistência e
Capítulo 1 - Introdução
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 9 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
carrega quando a tensão aos seus terminais é inferior à tensão de alimentação, fenómeno
que acontece duas vezes a cada semiciclo. Como a forma de onda da corrente não é
sinusoidal aparecem quedas de tensão na impedância de linha que provocam a
deformação da forma de onda da tensão.
Figura 1.8 - Formas de onda da tensão e corrente para o retificador trifásico com carga RC.
A Figura 1.9 mostra o espectro harmónico da corrente e da tensão, na qual pode
ver-se que não existem harmónicas de sequência zero ou homopolar pois esta carga não
tem ligação ao neutro. Os harmónicos de corrente de ordem 5 e 7 tem quase a mesma
amplitude que a componente fundamental da corrente. A THD% é aproximadamente de
100,6% para a corrente e de 4,7% para a tensão.
Figura 1.9 - Espectro harmónico e valor de THD% da tensão e da corrente para o retificador trifásico com
carga RC.
1.2.5.2. Carga composta por retificador trifásico com filtro RL
Outra carga muito utilizada é composta por um retificador trifásico com filtro
RL. O valor da indutância é de 2 mH que é colocada em série com uma resistência de
6 Ω, como pode ser visto na Figura 1.10.
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-200
-400
200
400
Va (V) Ia (A)
Tempo (s)
0 A
28 A
56 A
84 A
112 A
140 A
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
0 V
3 V
6 V
9 V
12 V
15 V
Tensão THD% = 4,7% Corrente THD% = 100,6%
324 V
Capítulo 1 - Introdução
10 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 1.10 - Esquema de ligações de um retificador trifásico com carga RL.
Numa análise à Figura 1.11 pode ver-se que a forma de onda da corrente não é
tão deformada como a da Figura 1.8 mas mantém-se sem ser perfeitamente sinusoidal.
Já a forma de onda da tensão parece sinusoidal, no entanto são visíveis uns pequenos
notches nos instantes de entrada em condução dos díodos.
Figura 1.11 - Formas de onda da tensão e corrente para o retificador trifásico com carga RL.
Na Figura 1.12 podem ver-se os harmónicos existentes nas formas de onda na
corrente e na tensão (até ao 19º harmónico), Analisando a figura é visível que os valores
eficazes dos harmónicos são inferiores aos obtidos no exemplo anterior. A THD% da
tensão é de 1,8% e o da corrente é de 28,4%.
Figura 1.12 - Espectro harmónico e valor de THD% da tensão e da corrente para o retificador trifásico
com carga RL.
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-200
-400
200
400
Va (V) Ia (A)
Tempo (s)
0 A
26 A
52 A
78 A
104 A
130 A
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
0 V
1 V
2 V
3 V
4 V
5 V
Tensão THD% = 1,8% Corrente THD% = 28,44%
324 V
Capítulo 1 - Introdução
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 11 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
1.2.5.3. Carga composta por retificador monofásico com filtro RC
Este tipo de cargas é muito utilizado por consumidores domésticos. É o esquema
básico de um retificador utilizado em praticamente todos os eletrodomésticos. A
Figura 1.13 mostra a carga que é composta por um retificador monofásico com filtro
capacitivo de 5 mF e uma resistência de 20 Ω.
Figura 1.13 - Esquema de ligações para um retificador monofásico com carga RC.
A forma de onda da tensão e da corrente que alimentam a carga anterior pode ser
vista na Figura 1.14.
Figura 1.14 - Formas de onda da tensão e corrente para o retificador monofásico com carga RC.
Como foi explicado anteriormente a corrente existe apenas quando a tensão no
condensador é inferior â tensão na entrada. Quando o condensador absorve corrente a
forma de onda da tensão fica deformada pois o di/dt é elevado aumentado a queda de
tensão na impedância de linha.
Numa análise à Figura 1.15 pode ver-se que a componente homopolar da
corrente não tem valor nulo pois esta carga tem ligação ao neutro. Isto é um problema
pois o condutor de neutro é de secção inferior que o condutor utilizado nas fases (aplica-
se onde a secção das fases é, no mínimo, de 16 mm2 para condutores de cobre e de
25 mm2 para condutores de alumínio, segundo a Portaria Nº949-A/2006 de 11 de
Setembro alínea 524.2), fazendo com que este não suporte valores iguais aos dos outros
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-200
-400
200
400
Va (V) Ia (A)
Tempo (s)
Capítulo 1 - Introdução
12 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
condutores. O terceiro e quinto harmónico de corrente tem praticamente o mesmo valor
eficaz que o da fundamental, resultando num valor de THD% aproximado de 155%,
enquanto a tensão apresenta uma THD% de 2,1%.
Figura 1.15 - Espectro harmónico e THD% da tensão e da corrente do retificador monofásico com carga
RC.
Motivações 1.3.
Os problemas de qualidade de energia influenciam tanto os consumidores como o
produtor de energia. Segundo um estudo feito pela Copper Development Association
estima que os problemas de qualidade de energia na União Europeia custam, todos os
anos, 10 mil milhões de euros. Segundo o mesmo estudo, com um investimento de 5%
desse valor podiam-se mitigar todos os problemas [15].
Sendo esta uma área em forte expansão e com muito trabalho por fazer são fatores
relevantes para a escolha deste projeto. Já sobre o trabalho em si como engloba
praticamente todas as áreas da eletrónica (programação, hardware, processamento de
sinal), é um bom trabalho para por em prática todos os conhecimentos adquiridos no
decorrer do curso.
Objetivos e Contribuições 1.4.
Nesta Dissertação é estudado o desempenho de diferentes técnicas de comutação
em filtros ativos paralelos de potência. As técnicas de comutação são responsáveis pela
sintetização do valor calculado pelo controlador no inversor trifásico de potência. É
efetuado um estudo prévio do estado da arte das técnicas de comutação bem como todos
os constituintes do filtro ativo paralelo. Depois do estudo são simuladas as várias
técnicas e comparado o seu desempenho em duas cargas distintas, que usualmente são
ligadas à rede de distribuição. Com as simulações estudadas é abordada a
0 A
15 A
30 A
45 A
60 A
75 A
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
0 V
1 V
2 V
3 V
4 V
5 V
Tensão THD% = 2,14% Corrente THD% = 155%
324 V
Capítulo 1 - Introdução
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 13 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
implementação prática das técnicas de comutação. Com isso são estudados os resultados
e posteriormente comparados com os da simulação.
A implementação prática será efetuada num filtro ativo paralelo desenvolvido
anteriormente no GEPE para o projeto SINUS, sendo que este foi adaptado para a
implementação das várias técnicas.
Com esta Dissertação pretende-se contribuir para a expansão do conhecimento na
área das técnicas de comutação para inversores de potência, testando a sua
implementação numa aplicação pratica que, neste caso corresponde a um filtro ativo de
potência paralelo.
Organização e Estrutura da Dissertação 1.5.
No capítulo 1 é realizada uma pequena introdução ao tema da qualidade de
energia com alguns exemplos de problemas que existem bem como as suas
classificações segundo as normas. São apresentados alguns exemplos de cargas que
provocam problemas de qualidade de energia bem como a sua análise em termos de
forma de onda da tensão e corrente.
No capítulo 2 são abordadas as principais técnicas de comutação que são
atualmente utilizadas, bem como uma introdução a inversores trifásicos a dois níveis.
Uma introdução é feita para enquadrar as técnicas de comutação.
No capítulo 3 são apresentadas as simulações das técnicas de comutação
implementadas. Neste capítulo pode ver-se as formas de onda das correntes de
compensação que são calculadas pela técnica de controlo. São comparadas as diferentes
técnicas de comutação em termos de THD%.
No capítulo 4 é abordado o hardware utilizado para a implementação prática do
filtro ativo de potência paralelo. São estudadas as diversas partes constituintes do filtro
ativo paralelo (controlo, potência, comando). A cada secção são explicados os
componentes constituintes bem como as razões para a implementação de cada circuito.
No capítulo 5 é descrita a implementação das técnicas de comutação. Neste
capítulo serão explicadas as opções tomadas em relação à codificação das técnicas e os
passos tomados para a sua implementação.
No capítulo 6 são analisados os resultados experimentais obtidos na
implementação prática do filtro ativo de potência. São apresentadas as formas de onda
obtidas e os valores de THD% para uma comparação entre as várias técnicas de
comutação implementadas.
Capítulo 1 - Introdução
14 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
No capítulo 7 são apresentadas conclusões e algumas opiniões sobre o trabalho
futuro acerca desta Dissertação. Neste capítulo é feita uma revisão dos capítulos e
explicados alguns pontos que podem ser relevantes para desenvolvimentos futuros.
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 15 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
CAPÍTULO 2
Técnicas de Comutação para Conversores de Potência
Introdução 2.1.
Com a massificação na utilização de semicondutores controlados foi necessário
desenvolver técnicas de comutação para controlar os semicondutores. Este tipo de
componentes são atualmente utilizados nas mais variadas aplicações. O tirístor foi o
primeiro deste tipo de semicondutores que, nos anos 50 do século XX contribuiu para a
massificação da eletrónica de potência. O transístor é uma evolução do tirístor e
permitiu a massificação de eletrónica de consumo, como por exemplo computadores
[16], [17].
Neste capítulo são abordadas as diferentes técnicas de comutação para
semicondutores controlados. Inicialmente é feita uma nota introdutória aos filtros ativos
de potência, tanto no série como no paralelo e suas combinações. São também
abordadas as diferentes técnicas de controlo para os filtros ativos. O inversor também é
abordado bem como algumas das suas topologias.
Filtros Ativos de Potência 2.2.
Um filtro ativo de potência é um equipamento que permite a mitigação de
problemas relacionados com a qualidade de energia. Dependendo do tipo de filtro ativo,
este pode resolver problemas relacionados com a corrente (filtro ativo paralelo) ou
relacionados com a tensão (filtro ativo série) [18]. Estes equipamentos podem ser
divididos em duas componentes: potência e controlo. O andar de potência é constituído
por um conversor eletrónico comutado. No barramento DC podem ser utilizadas fontes
de alimentação, condensadores ou bobines. No andar de controlo é feito o
condicionamento de sinal, os cálculos do controlador, implementada a técnica de
comutação. No andar de comando é feito o circuito de driver para os semicondutores de
eletrónica de potência.
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
16 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Filtro Ativo Série 2.2.1.
O filtro ativo série permite a mitigação de problemas relacionados com a tensão
[4]. Na Figura 2.1 é apresentado o diagrama de blocos de um filtro ativo série.
Figura 2.1 - Diagrama de blocos de um filtro ativo série [1].
O controlador mede as tensões na rede ( , , ), as correntes que atravessam
as linhas ( , , ) e a tensão no barramento DC ( ) calculando os valores de
compensação que o inversor tem que produzir.
Os valores de compensação são sintetizados através da técnica de comutação pelo
inversor e ligado à rede pelos transformadores de isolamento [7].
As tensões geradas pelo filtro ativo série dependem do barramento DC. Se não for
utilizada uma fonte de alimentação é necessário um controlador que, nos cálculos dos
valores de compensação, considere a queda de tensão para manter o barramento DC
regulado. O sistema consegue compensar aceitavelmente harmónicos até 1/10 da
frequência de comutação, pelo que é preciso ter em atenção os harmónicos que são
precisos compensar, e a frequência máxima a que os semicondutores controlados podem
operar [1].
Este equipamento tem como principal aplicação a proteção de cargas que são
sensíveis a harmónicos na tensão de alimentação e outros problemas de qualidade de
energia relacionados com a tensão.
Filtro Ativo Paralelo 2.2.2.
O filtro ativo paralelo tem o objetivo de resolver problemas relacionados com a
corrente do lado do fornecedor de energia para que, a corrente não sinusoidal consumida
pelas cargas não lineares não afetem o distribuidor de energia, nem as cargas lineares e
não lineares ligadas na proximidade.
Rede
ElétricaCarga
InversorControladorFonte de
Alimentação
a
b
c
N
vsa
vsb
vsc
vca
vcb
vcc
va
vb
vc
ia
ib
ic
vsa
vsb
vsc
ia
ib
ic
vca*
vcb*
vcc* VDC
+
VDC
Filtro Ativo Série
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 17 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
A Figura 2.2 mostra o diagrama de blocos de um filtro ativo paralelo ligado à rede
de distribuição elétrica.
Figura 2.2 - Diagrama de blocos do filtro ativo paralelo [1].
O controlador mede os valores de tensão ( , os valores de corrente
, o valor de tensão do barramento DC e calcula os valores de compensação.
Estes valores são sintetizados pelo inversor e medidos pelo controlador
para implementar em malha fechada a técnica de comutação
pretendida.
O filtro ativo paralelo tem que absorver a potência necessária para manter o valor
de tensão do barramento DC controlado.
Tal como no filtro ativo série, este também consegue compensar harmónicos de
corrente até 1/10 da frequência de comutação, sendo usualmente utilizado filtros
passivos para mitigar os harmónicos da frequência de comutação [1].
O filtro ativo paralelo consegue resolver grande parte dos problemas relacionados
com a corrente elétrica, como por exemplo os harmónicos de corrente e os
desequilíbrios de corrente, permitindo também compensar o fator de potência.
Inversor do Andar de Potência 2.3.
O inversor é responsável por sintetizar os valores de compensação calculadas pelo
filtro ativo e injetá-los na rede. Estes valores podem ser de corrente se o filtro ativo for o
paralelo ou de tensão se o filtro ativo for série [19].
Rede
ElétricaCarga
InversorControlador
a
b
c
N
va
vb
vc
isa
isb
isc
va
vb
vc
ia
ib
ic
ica*
icb*
icc* VDC
+
VDC
Filtro Ativo Paralelo
ia
ib
ic
isn in
icn icc icb ica
icn*
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
18 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
O inversor pode ser implementado com várias topologias, com três ou quatro
braços, com condensadores ou bobines no barramento DC, dois níveis ou multinível
[20]. Nesta área da Dissertação são abordadas apenas as topologias a dois níveis.
Voltage Source Inverter (VSI) 2.3.1.
Esta configuração de inversor é a mais usual em aplicações industriais de baixa
potência e na utilização em baixa tensão [2]. Tem um custo mais baixo comparado com
o Current Source Inverter (CSI) pois o condensador é mais barato, de menor dimensão
e de menor peso do que a bobines usada no CSI. Esta configuração é também de mais
fácil atuação que a CSI porque não necessita de ter um braço sempre ativo [21].
Este tipo de inversores pode ter ou não ter neutro. A Figura 2.3 mostra um VSI
trifásico que pode ser usado num filtro ativo de potência.
Figura 2.3 - VSI trifásico com filtros passivos [1].
Para o acoplamento do inversor à rede são colocadas bobines que limitam as
variações de corrente (di/dt) e filtros passivos para atenuar as frequências de comutação
[22].
A Tabela 2.1 mostra as combinações possíveis para os 6 semicondutores
controlados que, no caso da Figura 2.3, são IGBTs.
Tabela 2.1 - Combinações possíveis de comutações do VSI com três braços e tensões aos seus terminais.
S1 S2 S3 S4 S5 S6 vAB vBC vCA
ON OFF OFF ON OFF ON VDC 0 -VDC
ON OFF ON OFF OFF ON 0 VDC -VDC
OFF ON ON OFF OFF ON -VDC VDC 0
OFF ON ON OFF ON OFF -VDC 0 VDC
OFF ON OFF ON ON OFF 0 -VDC VDC
ON OFF OFF ON ON OFF VDC -VDC 0
ON OFF ON OFF ON OFF 0 0 0
OFF ON OFF ON OFF ON 0 0 0
Fase A
Fase B
Fase CVDC
L
R
C
S1 S3 S5
S2 S4 S6
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 19 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Estes tipos de inversores são aplicados também em variadores de velocidade de
motores elétricos, para gerar as tensões de alimentação trifásicas [20].
Nas configurações com neutro podem ser utilizadas duas topologias, inversor a
quatro braços ou inversor a três braços com o neutro ligado no ponto intermédio de
tensão do barramento DC. A Figura 2.4 apresenta um VSI a quatro braços com um para
o neutro.
Figura 2.4 - VSI com quatro braços e filtros passivos [1].
A Tabela 2.2 mostra as combinações possíveis e as tensões que se obtém na saída
do inversor a quatro braços.
Tabela 2.2 - Combinações possíveis de comutações do VSI com quatro braços e tensões aos seus
terminais.
S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 vA vB vC
ON OFF OFF ON OFF ON ON OFF 0 - VDC - VDC
ON OFF ON OFF OFF ON ON OFF 0 0 - VDC
OFF ON ON OFF OFF ON ON OFF - VDC 0 - VDC
OFF ON ON OFF ON OFF ON OFF - VDC 0 0
OFF ON OFF ON ON OFF ON OFF - VDC - VDC 0
ON OFF OFF ON ON OFF ON OFF 0 - VDC 0
ON OFF ON OFF ON OFF ON OFF 0 0 0
OFF ON OFF ON OFF ON ON OFF - VDC - VDC - VDC
ON OFF OFF ON OFF ON OFF ON VDC 0 -0
ON OFF ON OFF OFF ON OFF ON VDC VDC 0
OFF ON ON OFF OFF ON OFF ON 0 VDC 0
OFF ON ON OFF ON OFF OFF ON 0 VDC VDC
OFF ON OFF ON ON OFF OFF ON 0 0 VDC
ON OFF OFF ON ON OFF OFF ON VDC 0 VDC
ON OFF ON OFF ON OFF OFF ON VDC VDC VDC
OFF ON OFF ON OFF ON OFF ON 0 0 0
A topologia que se apresenta na Figura 2.5 não usa um quarto braço para o neutro.
A diferença é que o terminal de neutro é ligado entre os condensadores do barramento
Fase A
Fase B
Fase CVDC
L
R
C
S1 S3 S5
S2 S4 S6
S7
S8Neutro
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
20 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
DC. Esta topologia é mais barata e mais simples por não tem um quarto braço,
permitindo poupar em semicondutores. Como desvantagem é necessário que a tensão a
meio dos condensadores seja exatamente metade do total para não desequilibrar as
tensões geradas pelo inversor. Esta topologia exige uma gestão cuidada do controlo do
barramento DC para que isso não aconteça.
Figura 2.5 - VSI com três braços com o ponto médio do condensador ligado ao neutro e filtros
passivos[1].
A Tabela 2.3 mostra as combinações possíveis de comutações e as tensões nos
terminais de saída a cada combinação.
Tabela 2.3 - Combinações possíveis do inversor trifásico com neutro a 3 braços.
S1 S2 S3 S4 S5 S6 vA vB vC
ON OFF OFF ON OFF ON VDC /2 - VDC /2 - VDC /2
ON OFF ON OFF OFF ON VDC /2 VDC /2 - VDC /2
OFF ON ON OFF OFF ON - VDC /2 VDC /2 - VDC /2
OFF ON ON OFF ON OFF - VDC /2 VDC /2 VDC /2
OFF ON OFF ON ON OFF - VDC /2 - VDC /2 VDC /2
ON OFF OFF ON ON OFF VDC /2 - VDC /2 VDC /2
ON OFF ON OFF ON OFF VDC /2 VDC /2 VDC /2
OFF ON OFF ON OFF ON - VDC /2 - VDC /2 - VDC /2
Current Source Inverter (CSI) 2.3.2.
Este tipo de inversor tem como principal característica a bobine no barramento
DC, como pode ser visto na Figura 2.6. Uma das particularidades deste inversor é a
necessidade de semicondutores de potência com capacidade de bloqueio reverso. Para
isso são utilizados os díodos em série com os IGBTs. Um inversor deste tipo tem que,
obrigatoriamente ter sempre um braço a conduzir pois, um corte abrupto a corrente
numa bobine pode levar à danificação dos semicondutores se não aguentarem a tensão
que aparecerá aos seus terminais. Para isso é necessário a utilização de técnicas de
comutação especificamente desenvolvidas para este tipo de inversores [4].
Fase A
Fase B
Fase C
VDC/2L
R
C
S1 S3 S5
S2 S4 S6
VDC/2
Neutro
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 21 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
A Tabela 2.4 mostra as combinações possíveis com os semicondutores
controlados para um inversor do tipo CSI.
Figura 2.6 - CSI com três braços e filtros passivos [7].
Tabela 2.4 - Combinações possíveis de comutações do CSI com três braços e correntes aos seus
terminais.
S1 S2 S3 S4 S5 S6 iA iB iC
ON OFF OFF ON OFF ON IDC 0 - IDC
OFF ON ON OFF OFF ON 0 IDC - IDC
OFF ON ON OFF OFF ON - IDC IDC 0
OFF ON OFF ON ON OFF - IDC 0 IDC
OFF ON OFF ON ON OFF 0 - IDC IDC
ON OFF OFF ON OFF ON IDC - IDC 0
ON OFF OFF ON OFF ON 0 0 0
OFF ON ON OFF OFF ON 0 0 0
OFF ON OFF ON ON OFF 0 0 0
Técnica de Controlo (Teoria p-q) 2.4.
As técnicas de controlo são responsáveis por calcular os valores de compensação,
mediante os valores medidos das tensões e correntes. Estas técnicas nos filtros ativos de
potência são essenciais, e necessitam de ser muito bem ajustadas para ter uma boa
resposta, tanto dinâmica como em regime permanente [23].
As técnicas de controlo podem aplicar-se no domínio das frequências ou no
domínio do tempo [2]. A vantagem de utilizar um controlo no domínio das frequências
é a habilidade de prever a evolução da corrente, compensando assim o tempo de atraso
associado ao cálculo da referência [24]. As técnicas no domínio das frequências exigem
um grande número de amostras e uma grande complexidade nos cálculos, tornando
assim mais lenta a resposta dinâmica. No domínio dos tempos a resposta é quase
instantânea pois o controlo é mais simples e rápido. O sistema de controlo utilizado no
Fase A
Fase B
Fase C
IDC
L
R
C
S1 S3 S5
S2 S4 S6
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
22 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
filtro ativo paralelo tem por base uma técnica de controlo no domínio do tempo,
designada teoria p-q [23].
A teoria geral da potência instantânea é vulgarmente designada por teoria p-q
[1]. Não existem restrições em ternos de tensão e corrente na utilização deste método
podendo ser utilizado em sistemas trifásicos com ou sem neutro. Como a teoria p-q é
aplicada no domínio do tempo calcula rapidamente os valores de compensação porque
utiliza o valor atual das medições. É uma técnica que responde bem não só em regime
permanente como em regime transitório [23].
A teoria p-q aplicada a filtros ativos tem duas implementações possíveis. A
implementação de potência constante na fonte e a corrente sinusoidal. As duas
implementações têm resultados semelhantes quando aplicadas a um sistema com
tensões equilibradas e sinusoidais. Quando na presença de desequilíbrios ou distorções
harmónicas apenas uma das compensações é possível [25].
A teoria p-q começa por converter os valores medidos em coordenadas A-B-C
para α-β-0, calculando de seguida os valores de potência nestas coordenadas. [26].
Transformada de Clarke
A transformada de Clarke é responsável por converter os valores de , , e
para , , . A equação (2.1) mostra a conversão para α-β-0.
[
] [
] (2.1)
A equação (2.2) mostra como calcular o valor da corrente nas coordenadas α-β-0.
[
] [
] (2.2)
O termo M das equações (2.1) e (2.2) correspondem à matriz de transformação
que é definida pela equação (2.3).
√
[
√
√
√
√
√ ]
(2.3)
Se a montagem do filtro ativo não tiver neutro a componente homopolar
desaparece, ficando a matriz transformada M na forma apresentada pela equação (2.4).
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 23 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
√
[
√
√
]
(2.4)
Com as tensões e correntes convertidas para o plano α-β-0 é necessário calcular as
potências. Para isso usam-se as equações (2.5) a (2.7).
(2.5)
(2.6)
(2.7)
Cada potência na teoria p-q é composta pela soma de um valor médio com um
valor alternado. As potências têm os seguintes significados físicos:
– Componente contínua da potência real instantânea. Corresponde à
potência que é transferida da fonte para a carga;
– Componente alternada da potência real instantânea. Corresponde à
potência que é trocada entre a fonte e a carga;
– Componente contínua da potência de sequência zero. Corresponde à
potência que é transferida da fonte para a carga pelo neutro;
– Componente alternada da potência de sequência zero. Corresponde à
potência que é trocada entre a fonte e a carga pelo neutro;
– Potência imaginária. Corresponde à potência que é trocada entre as
fases sem que haja potência transferida da fonte para a carga.
A Figura 2.7 mostra a representação das potências da teoria p-q num sistema
trifásico.
Figura 2.7 - Componentes da teoria p-q num sistema trifásico [1].
Para uma rede de distribuição ideal a alimentar cargas lineares, equilibradas e
resistivas apenas existe . Com o acoplamento do filtro ativo paralelo à rede para
compensação de cargas não lineares e/ou desequilibradas, esta apenas fornece e ,
como é possível verificar na Figura 2.8. As restantes potências têm que ser
compensadas pelo filtro ativo paralelo. Para isso é necessário separar a componente
Rede
ElétricaCarga
p
0
a
b
c
N
p0~
~p_
q
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
24 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
continua das potências p e p0 das componentes alternadas. Podem ser utilizados filtros
passa-baixo de ordem elevada analógicos ou digitais [23]. Uma das mais simples
implementações e das mais eficazes consiste num filtro de média deslizante [27]. Este
consiste num somatório dos valores instantâneos das potências p e p0 sendo depois
divididos pelo número de valores existentes no somatório.
Figura 2.8 – Componentes da teoria p-q com o acoplamento do filtro ativo paralelo à rede [1].
Com os valores contínuos separados dos valores alternados, somam-se todas as
potências que se deseja compensar. As equações (2.8) e (2.9) mostram as potências que
resultam.
(2.8)
(2.9)
O preg consiste na potência associada ao elemento armazenador de energia. Este
valor deve ser ajustado utilizando, por exemplo um controlador PI, para que a tensão, se
for um condensador, ou a corrente, se for uma indutância, se mantenha constante. Como
se deseja compensar toda a potência imaginária q, esta não sofre nenhuma manipulação
para o cálculo das correntes de compensação.
Com os valores das potências de compensação calculados é necessário obter os
valores das correntes de compensação. Para isso usam-se as equações (2.10) e (2.11).
[
]
[
] [
] (2.10)
(2.11)
Com os valores das correntes de compensação calculados é necessário converter
de coordenadas α-β-0 para coordenadas A-B-C usando a equação (2.12).
Rede
ElétricaCarga
Filtro Ativo
Paralelo
p~
0
0
0
0
q
p0~
a
b
c
N
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 25 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
[
] [
]
(2.12)
Onde M-1
corresponde à inversa de Clarke definida pela equação (2.13).
√
[
√
√
√
√
√ ]
(2.13)
Técnicas de Comutação 2.5.
As técnicas de comutação têm como função sintetizarem, na saída, os valores
recebidos do sinal de controlo. Nesta secção da Dissertação são abordadas algumas das
técnicas existentes, bem como as suas vantagens e desvantagens.
Periodic Sampling 2.5.1.
Esta técnica de comutação não tem relação com a frequência de amostragem de
um conversor analógico-digital. A única semelhança é que é analisada a entrada a uma
frequência fixa. Para uma melhor compreensão desta técnica pode ver-se o diagrama de
blocos apresentado na Figura 2.9 [28].
Figura 2.9 - Diagrama de blocos da técnica de comutação periodic sampling.
O valor de referência é comparado com o valor que se encontra atualmente na
saída. A saída do comparador encontra-se em valor alto se o valor medido for superior
ao valor de referência. A saída fica com valor baixo se o valor medido for inferior ao
valor de referência.
A jusante do comparador tem-se um flip-flop do tipo D. Este, quando recebe um
impulso de relógio, coloca na saída Q* o valor que tem na entrada D. Já o valor em é
o inverso do valor em Q. Na Tabela 2.5 podem ver-se os estados possíveis. Os valores
em Q* e * correspondem aos valores do estado seguinte.
Q
QSET
CLR
D+
-
Referência
EntradaRelógio
Saída
Superior
Saída
Inferior
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
26 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Esta técnica de comutação é simples de implementar e de rápida afinação mas
existem problemas que advêm da sua utilização. Frequência de comutação da saída não
constante é uma das desvantagens. Apenas se define a frequência de relógio, sendo a
frequência de saída dependente das oscilações no comparador. Isto faz com que seja
difícil sintonizar os filtros passivos para atenuação da frequência de comutação.
Tabela 2.5 - Estados do Flip-Flop D.
D Q Q* *
0 0 0 1
0 1 0 1
1 0 1 0
1 1 1 0
Comutação por Largura de Banda Fixa 2.5.2.
Este tipo de comutação usa módulos comparadores em semelhança com a
topologia periodic sampling. A grande diferença é que existe uma margem de histerese
para a troca de estado [29].
Comutação por largura de banda é de fácil implementação e robusta. Se o sinal de
referência mais a banda de histerese for inferior sinal do braço é ativado o elemento
comutador inferior.
Já quando o sinal de referência menos a banda de histerese for superior ao sinal do
braço é ativado o elemento comutador superior.
A Figura 2.10 mostra o diagrama de blocos referente à comutação por largura de
banda.
Figura 2.10 - Diagrama de blocos da comutação por largura de banda fixa.
Uma das desvantagens da comutação de banda fixa é a frequência de comutação
que não é constante. Como para a comutação periodic sampling esta desvantagem torna
difícil o dimensionamento de filtros passivos para atenuar a frequência de comutação.
Comutação por Largura de Banda Adaptativa 2.5.3.
Este tipo de comutação usa um algoritmo para adaptar a banda de histerese
aplicada. Com isso é possível manter uma frequência de comutação constante, por
Saída
Superior
Saída
Inferior
+
-
Referência
Entrada
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 27 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
exemplo aumentando a banda de histerese nas passagens por zero e diminuindo a banda
nos pontos de inflexão [30], [31].
A Figura 2.11 mostra um diagrama de blocos da comutação por largura de banda
adaptativa.
Figura 2.11 - Diagrama de blocos da comutação por largura de banda adaptativa.
O sinal para o adaptador da banda de histerese advém de um estimador de
banda [32].
Comutação por Largura de Pulso 2.5.4.
Esta técnica de comutação, também designada de PWM é largamente utilizada na
indústria nas mais diversas aplicações. Variando o duty-cycle do sinal de comutação é
possível sintetizar a onda de referência. A Figura 2.12 mostra o diagrama de blocos da
implementação desta técnica de comutação [28].
Figura 2.12 - Diagrama de blocos da comutação por largura de pulso [3].
Como pode ser visto na Figura 2.12 o valor de referência é subtraído ao valor
atual na saída do inversor. O resultado passa por um controlador (tipicamente um PI) e a
saída é comparada com uma portadora triangular. A saída do comparador altera-se
consoante o valor de saída do controlador é maior ou menor que o valor de saída da
portadora.
Um dos maiores problemas na implementação desta técnica de comutação reside
nos ajustes dos ganhos do controlador pois a resposta deste varia consoante os ganhos
tanto do proporcional como do integral. O ajuste é particularmente difícil para o filtro
ativo pois as ondas que este sintetiza não são sinusoidais e variam rapidamente, tanto
em forma como em amplitude.
Saída
Superior
Saída
Inferior
+
-
Referência
Entrada
Adaptador da
Banda de Histerese
Saída
Superior
Saída
Inferior
+
-
Referência
Entrada
kp
ki ∫ Relógio
Controlador PI
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
28 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Space Vector PWM 2.5.5.
Esta técnica é uma variação da técnica PWM que utiliza uma aproximação
vetorial para o cálculo dos tempos de comutação. Embora de implementação mais
complexa tem como vantagens uma melhor utilização do barramento DC, uma maior
eficiência e menores perdas de comutação pois é controlada a forma como os elementos
comutadores sintetizam o sinal de referência [33].
A Tabela 2.6 utiliza a Tabela 2.1 como base, considerando que a cada combinação
de comutações correspondem a um vetor e a um estado.
Tabela 2.6 - Combinações dos braços do VSI trifásico com o estado e vetor correspondentes.
S1 S2 S3 S4 S5 S6 Estado Vetor ON OFF OFF ON OFF ON 100 v1
ON OFF ON OFF OFF ON 110 v2
OFF ON ON OFF OFF ON 010 v3
OFF ON ON OFF ON OFF 011 v4
OFF ON OFF ON ON OFF 001 v5
ON OFF OFF ON ON OFF 101 v6
ON OFF ON OFF ON OFF 111 v7
OFF ON OFF ON OFF ON 000 v0
Analisando a Tabela 2.6 é possível verificar que existem 8 vetores no total, sendo
que 6 deles são ativos e 2 deles nulos. Os 6 vetores ativos formam um hexágono com
um desfasamento entre eles de 60º. A área definida entre dois vetores ativos designa-se
por setor. A Figura 2.13 mostra a representação vetorial com todos os vetores e os
setores definidos. Na figura, a tracejado, pode ver-se a tensão máxima de saída do
inversor. Já a área circular representa o valor máximo do barramento DC.
Figura 2.13 - Diagrama fasorial com os vetores de comutação e definição dos setores.
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 29 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Uma das considerações que advém da utilização de um inversor com três braços é
expressa pela equação (2.14)
(2.14)
Analisando a equação (2.14) apenas existem duas variáveis independentes pois a
terceira variável é igual ao somatório das outras duas. Assim sendo é possível
implementar qualquer vetor para este inversor num espaço bidimensional.
A comutação por Space Vector pode ser implementada em coordenadas A-B-C ou
em α-β-0. Num filtro ativo que utiliza a teoria p-q é mais simples utilizar α-β-0 pois os
valores de compensação são calculados em α-β-0 e assim poupa-se processamento em
conversões.
Na Figura 2.13 pode ver-se um vetor vref que se encontra no Setor 1. A sua
sintetização é possível usando a equação (2.15).
(2.15)
Onde t1, t2 e t0 correspondem aos tempos que o inversor fica em cada estado num
período de comutação. Obtendo-se então a equação (2.16)
(2.16)
A maneira como os tempos são utilizados nos elementos comutadores varia
consoante a sequência de comutação escolhida. Esta sequência pode ter como
funcionalidade reduzir a THD, reduzir o número de comutações por ciclo ou o número
de estados por ciclo. De seguida serão analisadas algumas sequências de comutação e as
suas características.
As sequências de comutação podem ser divididas no tipo de portadora utilizada.
As sequências que usam uma portadora triangular e as sequências que usam uma
portadora dente de serra [9].
Para uma portadora dente de serra usa-se a sequência direta simples. Para uma
portadora triangular pode usar-se direta inversa Space Vector Modulation. Esta pode
dividir-se no caso que utiliza um vetor nulo ou dois vetores nulos num período de
comutação. Outra sequência possível para uma portadora triangular é a Simetrical
Generated. Com esta sequência os inversores passam do vetor nulo inferior para o vetor
nulo superior e voltando para o nulo inferior no mesmo período de comutação. Da
Figura 2.14 à Figura 2.17 podem ver-se as sequências de comutação abordadas.
A Tabela 2.7 mostra as características de cada uma das sequências de comutação
apresentadas em termos de número de comutações, THD e número de estados por ciclo.
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
30 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
100 110 111 111 110 100 000000
S1
S3
S5
t0/2 t1 t2 t0/2
Ts
Va
Ts Figura 2.14 - Sequência de comutação direta inversa com dois vetores nulos por período de
comutação (DIH) [9].
100 110 111 110 100 000000
S1
S3
S5
t1 t2 t0
Ts
Va
Ts Figura 2.15 - Sequência de comutação direta inversa com vetor nulo por período de comutação (DIO) [9].
100 110 111000
S1
S3
S5
t0/2 t1 t2 t0/2
Ts
100 110 111000
Ts
Va
Figura 2.16 - Sequência de comutação direta simples SVM (SDSVM) [9].
100 110 111 110 100 000000
S1
S3
S5
t0/4 t1/2 t2/2 t0/2
Ts
Va
100 110 111 110 100 000
Ts
t2/2 t0/4t1/2
Figura 2.17 - Sequência de comutação simetrical generated SVM (SGSVM) [9].
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 31 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Tabela 2.7 - Características das sequências de comutação [9].
Sequência de
Comutação
Número de
Comutações THD Número de estados
DIH 3 4
DIO 3 3
SDSVM 6 4
SGSVM 6 Menor 7
A sequência de comutação escolhida foi a SGSVM pois é a que apresenta uma
THD menor, um dos parâmetros mais importantes para um filtro ativo.
Os seguintes subitens explicam a forma de aplicar a técnica de comutação
Space Vector a inversores trifásico sem neutro, com neutro a três braços e com neutro a
quatro braços [34].
2.5.5.1. Sistema Trifásico Sem Neutro
Neste sistema foram utilizados três braços do inversor pois, com a ausência de
neutro, o quarto braço não é necessário. A Figura 2.18 mostra o inversor implementado
na simulação. Quanto à técnica de comutação para determinar o setor foi utilizado o
algoritmo da Figura 2.19.
Figura 2.18 - Inversor trifásico sem neutro implementado em simulação.
Figura 2.19 - Algoritmo para determinação do setor em que se localiza o vetor de corrente a
produzir [26].
Início
Obtenção dos
valores de Iα e Iβ
Iα Iβ > 0 ?Iβ > 0 ?
|Iα| ≥ √3 |Iβ| ?|Iα| ≥ √3 |Iβ| ?
Iβ > 0 ?
|Iα| ≥ √3 |Iβ| ? |Iα| ≥ √3 |Iβ| ?
S1 S2 S4 S5 S3 S2 S6 S5
NãoSimSim
Não Sim
Não
Sim Não Sim Não Sim Não Sim Não
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
32 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
A primeira condição verifica se a multiplicação da componente em α-β é positiva
ou negativa. Se positiva indica que o vetor pertence ou ao primeiro ou ao terceiro
quadrante. Se negativa indica que pertence ou ao segundo ou ao quarto quadrante. A
segunda condição verifica se o valor em β é positivo ou negativo. Isto serve para saber
se o vetor se encontra na parte superior do plano α-β ou na parte inferior do plano. A
última condição verifica se o vetor tem um ângulo superior ou inferior a 60º. Como os
setores são separados entre si por ângulos de 60º com a última condição é possível obter
o setor onde o vetor está inserido.
No cálculo dos tempos referentes a cada setor foi utilizada a topologia proposta
em [9]. O valor máximo que o vetor pode ter é de ⁄ VDC. Para o cálculo dos tempos
usa-se um sistema de duas equações a duas incógnitas (t1 e t2), que deriva da
equação (2.17):
(2.17)
Separando a parte real da parte imaginária para o setor 1 tem-se expressões
apresentadas nas equações (2.18) e (2.19):
(2.18)
√
(2.19)
Tendo em consideração que e que e resolvendo em
ordem a t1 e t2 tem-se as equações (2.20) e (2.21):
(
√ ) (2.20)
√
(2.21)
Os cálculos para os restantes setores utilizam um raciocínio semelhante ao
anterior. Da equação (2.22) à (2.41) pode ver-se os cálculos para as restantes
combinações de comutações para os vetores ativos.
Setor 2:
(2.22)
√
√
(2.23)
(
√ ) (2.24)
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 33 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
√ (2.25)
Setor 3:
(2.26)
√
(2.27)
√
( ) (2.28)
√ (2.29)
Setor 4:
(2.30)
√
(2.31)
(
√ ) (2.32)
√
(2.33)
Setor 5:
(2.34)
√
√
(2.35)
(
√ ) (2.36)
√ (2.37)
Setor 6:
(2.38)
√
(2.39)
√
( ) (2.40)
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
34 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
√ (2.41)
Os valores Vx e Vy correspondem ao erro em α e ao erro em β, respetivamente.
Com os tempos para cada setor calculados é necessário escolher a sequência de
comutação a utilizar. A sequência de comutação escolhida foi a SGSVM (Figura 2.17)
pois tem como principal característica o baixo valor de THD dos sinais produzidos.
Nesta sequência para calcular o tempo no vetor nulo usa-se a equação (2.42).
(2.42)
Após o cálculo do tempo no vetor nulo é preciso distribuir os tempos e escolher a
ordem de comutação dos braços a aplicar. Para os setores 1, 3 e 5 o vetor associado ao
tempo t1 é utilizado primeiro que o vetor associado ao tempo t2. No setor 1, por
exemplo, o vetor (100) é utilizado depois do vetor nulo e antes do vetor (110) pois, para
o implementar, apenas um braço comuta de estado. Para os setores 2, 4 e 6 o raciocínio
é o inverso, ou seja, o tempo t2 é aplicado primeiro que o tempo t1.
2.5.5.2. Sistema Trifásico com Neutro e Inversor a Três Braços
Com um inversor com neutro a três braços, o neutro é conectado ao ponto médio
do barramento DC. É necessário garantir que esse potencial permanece igualmente
distribuído, tanto na parte superior do inversor como na parte inferior. O inversor
trifásico fica da forma exemplificada na Figura 2.20 [35].
Figura 2.20 - Inversor trifásico com neutro a três braços.
Como numa ligação com neutro a equação (2.14) já não se aplica, o espaço
reservado ao vetor não é restrito a duas coordenadas no plano α-β-0 mas sim a três.
A Tabela 2.8 mostra as combinações possíveis dos elementos comutadores com as
tensões associadas em coordenadas A-B-C e em coordenadas α-β-0, bem como o vetor
correspondente.
A Figura 2.21 mostra a área referente ao inversor trifásico com neutro a três
braços, em coordenadas α-β-0, bem como a disposição dos vetores ativos e nulos no
plano.
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 35 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Tabela 2.8 - Combinações dos elementos comutadores do inversor trifásico com neutro e 3 braços,
tensões nas fases em A-B-C e α-β-0 e nome do vetor.
S1 S3 S5 Va Vb Vc Vα Vβ V0 Vetor
0 0 0 ⁄
⁄ ⁄ 0 0 √
⁄ v0
1 0 0 ⁄
⁄ ⁄ √
⁄ 0 √
⁄ v1
1 1 0 ⁄
⁄ ⁄
√
⁄ √
⁄ √
⁄ v2
0 1 0 ⁄
⁄ ⁄
√ ⁄ √
⁄ √
⁄ v3
0 1 1 ⁄
⁄ ⁄ √
⁄ 0 √
⁄ v4
0 0 1 ⁄
⁄ ⁄
√ ⁄ √
⁄ √
⁄ v5
1 0 1 ⁄
⁄ ⁄
√
⁄ √
⁄ √
⁄ v6
1 1 1 ⁄
⁄ ⁄ 0 0 √
⁄ v7
Figura 2.21 - Espaço vetorial para um inversor trifásico com neutro a três braços [34].
Para o cálculo dos tempos em cada configuração de braços é primeiro necessário
identificar o tetraedro referente ao vetor. Para isso, usam-se as equações (2.43), (2.44) e
(2.45) [36].
(2.43)
√
(2.44)
√
(2.45)
Depois do cálculo dos valores anteriores é verificado o sinal das variáveis. Se o
valor for superior a zero uma variável auxiliar toma o valor de 1. Se o valor for inferior
a zero a variável toma o valor de 0. Com isso, usa-se a equação (2.46) para saber o
tetraedro.
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
36 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
(2.46)
Sendo N1 a variável auxiliar referente a k1, N2 a variável referente a k2 e N3 a
variável referente a k3. A Tabela 2.9 relaciona o valor de N com o tetraedro referente.
Tabela 2.9 - Valor de N associado ao tetraedro equivalente [37].
N Tetraedro
1 2
2 6
3 1
4 4
5 3
6 5
Com o tetraedro definido é necessário calcular os tempos em cada vetor. A maior
diferença desta configuração para a configuração de inversor sem neutro é que os
vetores nulos são diferentes. Deste modo, o tempo no vetor nulo v0 pode ser diferente do
tempo no vetor nulo v7. Em suma, é necessário calcular 4 tempos, sendo que dois deles
são referentes aos vetores ativos, um para o tempo no vetor nulo v0 e outro para o vetor
nulo v7.
Para o tetraedro 1 o cálculo dos tempos é feito usando a equação (2.47) [35].
[
] [ ] [
] (2.47)
Substituindo os valores dos vetores pelos apresentados na Tabela 2.8 a equação
(2.47) fica como a equação (2.48).
[
]
[ √
√
√
√
√
√
√
]
[
] (2.48)
Calculando a inversa a matriz dos vetores, tem-se a equação (2.49).
[
]
[ √
√
√
√
√
√
√
√
]
[
] (2.49)
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 37 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Para os restantes tetraedros o raciocínio mantem-se, alterando apenas a matriz dos
vetores, como é mostrado da equação (2.50) à equação (2.54).
Tetraedro 2:
[
√
√
√
√
√
√
√
√
]
[ √
√
√
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.50)
Tetraedro 3:
[
√ √
√
√
√
√
√
]
[ √
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.51)
Tetraedro 4:
[ √
√
√
√
√
√
√
]
[
√
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.52)
Tetraedro 5:
[
√
√
√
√
√
√
√
√
]
[
√
√
√
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.53)
Tetraedro 6:
[
√ √
√
√
√
√
√
]
[ √
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.54)
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
38 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Com os tempos calculados é necessário definir a ordem dos vetores. Para o
tetraedro 1 a comutação dos braços é exemplificada nas equações (2.55), (2.56) e (2.57).
(2.55)
(2.56)
(2.57)
Para os restantes tetraedros usa-se a combinação presente na Tabela 2.10. Nesta
tabela é apresentada a ordem de comutação dos braços do inversor e a ordem dos
tempos calculados, para apenas um braço do inversor comutar de cada vez.
Tabela 2.10 - Relação entre o tetraedro atual e a ordem de comutação tanto do braço como do tempo [37].
Tetraedro Ordem (braço) Ordem (Tempo)
1 A-B-C t0-t1-t2-t7
2 B-A-C t0-t2-t1-t7
3 B-C-A t0-t1-t2-t7
4 C-B-A t0-t2-t1-t7
5 C-A-B t0-t1-t2-t7
6 A-C-B t0-t2-t1-t7
2.5.5.3. Sistema Trifásico com Neutro e Inversor a Quatro Braços
Num sistema trifásico com neutro a quatro braços no inversor o neutro passa a ter
um braço de elementos comutadores, sendo possível controlar a corrente injetada no
neutro. A Figura 2.22 apresenta o inversor trifásico a quatro braços semelhante ao
utilizado no protótipo laboratorial [33].
Figura 2.22 - Inversor trifásico com neutro e 4 braços.
Devido à utilização de mais um braço de IGBTs nesta configuração, o número de
combinações possíveis passa de 8 para 16. A Tabela 2.11 apresenta as combinações
possíveis dos elementos comutadores bem como o valor de tensão correspondente no
sistema de coordenadas A-B-C e α-β-0.
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 39 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Tabela 2.11 - Combinações dos elementos comutadores do inversor trifásico com neutro e 4 braços,
tensões nas fases em A-B-C e α-β-0 e nome do vetor [33].
S1 S3 S5 S7 Va Vb Vc Vα Vβ V0 Vetor
0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 v0
1 0 0 0 1 0 0 √ ⁄ 0
√
⁄ v1
1 1 0 0 1 1 0 √ ⁄ √
⁄
√ ⁄ v2
0 1 0 0 0 1 0 √ ⁄ √
⁄
√ ⁄ v3
0 1 1 0 0 1 1 √ ⁄ 0
√
⁄ v4
0 0 1 0 0 0 1 √ ⁄ √
⁄
√ ⁄ v5
1 0 1 0 1 0 1 √ ⁄ √
⁄
√ ⁄ v6
1 1 1 0 1 1 1 0 0 √ v7
0 0 0 1 -1 -1 -1 0 0 √ v8
1 0 0 1 0 -1 -1 √ ⁄ 0
√ ⁄ v9
1 1 0 1 0 0 -1 √ ⁄ √
⁄ √
⁄ v10
0 1 0 1 -1 0 -1 √ ⁄ √
⁄ √
⁄ v11
0 1 1 1 -1 0 0 √ ⁄ 0
√ ⁄ v12
0 0 1 1 -1 -1 0 -√ ⁄ √
⁄ √
⁄ v13
1 0 1 1 0 -1 0 √ ⁄ √
⁄ √
⁄ v14
1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 v15
Com a definição dos vetores existentes nesta configuração de inversor, é
necessário estudar a localização dos vetores no espaço, bem como a área aplicada a cada
conjunto de combinações possíveis. A Figura 2.23 mostra a localização dos vetores num
gráfico no espaço A-B-C.
Figura 2.23 - Localização dos vetores no espaço A-B-C [26].
a
b
c
v1v2
v3
v4 v5
v6v7
v8
v10v11
v12 v13
v9
v14
v0
v15
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
40 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Convertendo para coordenadas α-β-0 a área e a localização dos vetores é alterada.
A Figura 2.24 mostra a localização dos vetores no espaço α-β-0.
Figura 2.24 - Localização dos vetores no espaço α-β-0 [26].
Os valores de saída do controlador e os valores sintetizados do inversor são
subtraídos para obtenção do erro, passando posteriormente por um controlador PI. O
valor de saída do controlador PI é utilizado para calcular o prisma no qual o vetor de
referência se insere. Para isso usam-se as equações utilizadas no Space Vector para um
inversor a quatro fios com três braços, mais precisamente (2.43), (2.44) e (2.45).
Para o cálculo do tetraedro em que o vetor se insere é necessário utilizar a
equação (2.58) [26].
∑
(2.58)
Onde:
N – valor referente à equação (2.46)
– Valor resultante da condição seguinte:
o Se erro > 0 v = 1
o Se erro < 0 v = 0
j – valor referente à fase em utilização, ou seja:
o 1 Para fase A
o 2 Para fase B
o 3 Para fase C
α
β
0
1
2/3
1/3
0
-1/3
-2/3
-1
Vdc
v8v14
v9v11
v13
v12
v7
v1
v6v2
v3
v5
v4
v0v15
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 41 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Para utilizar a expressão anterior é necessário converter o valor de saída do
controlador PI de coordenadas α-β-0 para A-B-C. A matriz de conversão pode ser vista
na equação (2.3).
A Tabela 2.12 sumariza os resultados possíveis tanto de N como de J bem como o
tetraedro atual, o prisma onde o tetraedro se insere e os vetores a ele associados.
Utilizando esta tabela é possível saber, a partir do prisma e do tetraedro atuais, que
vetores ativos utilizar.
Tabela 2.12 - Relação entre os valores de J, N para determinação do prisma e do tetraedro resultando nos
vetores a utilizar [33].
J N Prisma Tetraedro Vetores a utilizar
10 3 1 1 v1 v9 v10
11 3 1 2 v1 v2 v10
9 3 1 13 v8 v9 v10
12 3 1 14 v1 v2 v7
3 1 2 3 v3 v2 v10
2 1 2 4 v3 v11 v10
1 1 2 15 v8 v11 v10
4 1 2 16 v3 v2 v7
18 5 3 5 v3 v11 v12
19 5 3 6 v3 v4 v12
17 5 3 17 v8 v11 v12
20 5 3 18 v3 v4 v7
15 4 4 7 v5 v4 v12
14 4 4 8 v5 v13 v12
13 4 4 19 v8 v13 v12
16 4 4 20 v5 v4 v7
22 6 5 9 v5 v13 v14
23 6 5 10 v5 v6 v14
21 6 5 21 v8 v13 v14
24 6 5 22 v5 v6 v7
7 2 6 11 v1 v6 v14
6 2 6 12 v1 v9 v14
8 2 6 23 v1 v6 v7
5 2 6 24 v8 v9 v14
Com base em [33], é possível calcular o tempo de cada vetor ativo usando a
equação (2.59).
[
] [ ] [
] (2.59)
Para determinar os tempos dos vetores ativos é necessário calcular a matriz
inversa dos vetores. Para o tetraedro 1 a matriz é apresentada na equação (2.60).
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
42 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
[ √
√
√
√
√
√
√ ]
[ √
√
√
√
√
√ ]
(2.60)
Para os restantes tetraedros usa-se um raciocínio semelhante ao utilizado para o
tetraedro 1, como se pode verificar da equação (2.61) à equação (2.83).
Tetraedro 2:
[ √
√
√
√
√
√
√
√ ]
[ √
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.61)
Tetraedro 3
[ √
√
√
√
√
√
√
√
√ ]
[
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.62)
Tetraedro 4:
[ √
√
√
√
√
√
√
√
√ ]
[
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.63)
Tetraedro 5:
[ √
√
√
√
√
√
√
√ ]
[
√
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.64)
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 43 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Tetraedro 6:
[ √
√
√
√
√
√
√ ]
[ √
√
√
√
√
√
]
(2.65)
Tetraedro 7:
[ √
√
√
√
√
√
√ ]
[ √
√
√
√
√
√
]
(2.66)
Tetraedro 8:
[ √
√
√
√
√
√
√
√ ]
[
√
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.67)
Tetraedro 9:
[ √
√
√
√
√
√
√
√
√ ]
[
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.68)
Tetraedro 10:
[ √
√
√
√
√
√
√
√
√ ]
[
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.69)
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
44 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Tetraedro 11:
[ √
√
√
√
√
√
√
√ ]
[ √
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.70)
Tetraedro 12:
[ √
√
√
√
√
√
√ ]
[ √
√
√
√
√
√ ]
(2.71)
Tetraedro 13:
[
√
√
√
√
√
√ ]
[
√
√
√
√
√ ]
(2.72)
Tetraedro 14:
[ √
√
√
√
√ √
]
[ √
√
√
√
√
√
]
(2.73)
Tetraedro 15:
[
√
√
√
√
√
√
√ ]
[ √
√
√
√
√
√
√
]
(2.74)
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 45 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Tetraedro 16:
[ √
√
√
√
√
√ √
]
[
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.75)
Tetraedro 17
[
√
√
√
√
√
√ ]
[ √
√
√
√
√
√
]
(2.76)
Tetraedro 18:
[ √
√
√
√
√ √
]
[ √
√
√
√
√
]
(2.77)
Tetraedro 19:
[
√
√
√
√
√
√ ]
[ √
√
√
√
√
√
]
(2.78)
Tetraedro 20:
[ √
√
√
√
√
√ ]
[ √
√
√
√
√
√
]
(2.79)
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
46 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Tetraedro 21:
[
√
√
√
√
√
√
√ ]
[ √
√
√
√
√
√
√
]
(2.80)
Tetraedro 22:
[ √
√
√
√
√
√ √
]
[
√
√
√
√
√
√
√
]
(2.81)
Tetraedro 23:
[ √
√
√
√
√ √
]
[ √
√
√
√
√
√
]
(2.82)
Tetraedro 24:
[
√
√
√
√
√
√ ]
[
√
√
√
√
√ ]
(2.83)
Para calcular o tempo nos vetores nulos usa-se a equação (2.84).
(2.84)
Após o cálculo dos tempos é necessário definir a ordem de comutação. Como a
sequência de comutação é a SGSVM utilizam-se os dois vetores nulos. No tetraedro 1
as equações (2.85), (2.86), (2.87) e (2.88) apresentam a ordem a utilizar.
(2.85)
(2.86)
Capítulo 2 – Técnicas de Comutação para Conversor de Potência
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 47 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
(2.87)
(2.88)
Para os restantes tetraedros a ordem dos vetores é apresentada pela Tabela 2.13,
garantindo que a cada troca de vetor apenas um braço comuta de estado.
Tabela 2.13 - Relação entre tetraedro com a ordem dos braços a atuar [33].
Tetraedro Ordem dos Braços do Inversor Tetraedro Ordem dos Braços do Inversor
1 A-N-B-C 13 N-A-B-C
2 A-B-N-C 14 A-B-C-N
3 B-A-N-C 15 N-B-A-C
4 B-N-A-C 16 B-A-C-N
5 B-N-C-A 17 N-B-C-A
6 B-C-N-A 18 B-C-A-N
7 C-B-N-A 19 N-C-B-A
8 C-N-B-A 20 C-B-A-N
9 C-N-A-B 21 N-C-A-B
10 C-A-N-B 22 C-A-B-N
11 A-C-N-B 23 A-C-B-N
12 A-N-C-B 24 N-A-C-B
De salientar que, para os vetores nulos é necessária a divisão do tempo t0 por
dois. Devido à utilização da sequência de comutação SGSVM todos os tempos (para
vetores ativos e para vetores nulos), são divididos por dois. Para uma melhor
compreensão a Figura 2.17 ilustra o processo de divisão dos tempos.
Conclusão 2.6.
Neste Capítulo foram abordadas as técnicas de comutação para conversores de
potência. Os filtros ativos série apresentam-se como uma solução viável para mitigação
de problemas de qualidade de energia relacionados com a tensão e os filtros ativos
paralelos para problemas de corrente. Os inversores de potência do tipo VSI e CSI
foram apresentados, salientando as vantagens dos inversores VSI. O controlo facilitado
e o baixo custo do elemento armazenador de energia são as principais características dos
inversores do tipo VSI. A técnica de controlo designada por teoria p-q é explicada, bem
como as vantagens da sua utilização num filtro ativo. A técnica de comutação periodic
sampling é utilizada pela sua simplicidade de implementação e sua robustez. A técnica
de comutação PWM por ter uma frequência de comutação fixa, vantagem que ajuda no
dimensionamento de filtros passivos e de ser de rápida implementação, embora de
ajuste de ganhos complexo. A técnica de comutação SVPWM é utilizada pois apresenta
um valor de THD% inferior às outras técnicas, parâmetro relevante num filtro ativo.
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 49 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
CAPÍTULO 3
Simulações das Técnicas de Comutação
Introdução 3.1.
Neste capítulo são abordadas as simulações das diversas técnicas de comutação
explicadas anteriormente para um filtro ativo paralelo. As simulações foram
implementadas usando o software PSIM 9.0 da Powersim [38].
Neste capítulo são também explicadas algumas opções tomadas, tanto na parte de
controlo como na parte de potência, para construir um modelo o mais real possível. Isto
para que a passagem das simulações para a implementação experimental do filtro ativo
seja realizada com o mínimo de alterações possíveis. Nas simulações, as técnicas de
comutação do filtro ativo foram testadas com cargas desequilibradas, com harmónicos e
com desfasamentos. Em todos os testes o valor de THD% é utilizado como elo de
comparação entre as técnicas.
Filtro Ativo Paralelo 3.2.
O filtro ativo paralelo implementado na simulação utiliza uma linha de
distribuição trifásica com uma tensão fase neutro de 60 V pois na implementação
experimental o filtro é ligado na saída de três transformadores monofásicos de
230 V / 60 V. A ligação de transformadores na entrada deve-se principalmente a
questões de segurança. Como impedância de linha foram usados os valores de 20 mΩ
para a componente resistiva e de 70 µH para a componente indutiva). A Figura 3.1,
tirada do ambiente de simulação, mostra as características descritas. Nesta figura os
elementos com a letra A dentro de um círculo são amperímetros que servem para medir
a corrente nas linhas. Já os elementos com a letra V dentro de um círculo são
voltímetros que medem as tensões fase neutro para posterior análise. Já os elementos
com legendas são labels (pontos de ligação), utilizados para uma maior simplicidade na
representação dos circuitos implementados.
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
50 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 3.1 - Implementação em simulação da rede de distribuição e sensores de medida.
A Figura 3.2 mostra a implementação em simulação de um inversor de tensão
com quatro braços com uma bobine de acoplamento e um filtro RC para a frequência de
comutação.
Figura 3.2 - Inversor trifásico a quatro braços implementado em simulação.
Outro circuito realizado em simulação designa-se por tempo-morto para ser
utilizado pelos elementos comutadores. Este circuito não permite fechar
simultaneamente os elementos comutadores do mesmo braço. Se esta condição fosse
permitida, o braço fazia curto-circuito ao elemento armazenador de energia do
barramento DC, levando à destruição dos elementos comutadores.
A Figura 3.3 mostra a implementação deste circuito em simulação. Quando o
controlador envia o sinal para comutar o braço, o elemento comutador que passa do
nível alto para o nível baixo recebe o sinal sem atraso mas o comutador que passa do
nível baixo para o nível alto recebe o sinal com um ligeiro atraso designado de
tempo-morto. O tempo é dado pela constante de tempo RC e calculado segundo as
equações (3.1) e (3.2) [39].
(3.1)
(3.2)
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 51 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 3.3 - Esquema de implementação do circuito de tempo-morto para os comutadores de um dos
braços do inversor.
A Figura 3.4 mostra o resultado da inserção do circuito de tempo-morto na
simulação.
Figura 3.4 - Resultado da implementação em simulação do circuito de tempo-morto (a) IGBT superior
(b) IGBT inferior.
0.10005 0.1001 0.10015 0.1002 0.10025
Time (s)
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
IGBT superior IGBT superior com tempo-morto
Tempo (s)
0.10005 0.1001 0.10015 0.1002 0.10025
Time (s)
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
IGBT inferior IGBT inferior com tempo-morto
Tempo (s)
(a)
(b)
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
52 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
A linha cinzenta indica o sinal de controlo para o inversor do braço A. O sinal a
preto é o sinal que vai para o inversor depois do tempo-morto. Como se pode ver na
imagem quando o controlador manda inverter o sinal do inversor superior do braço A o
elemento comutador de baixo passa imediatamente para o nível baixo mas o comutador
superior espera o tempo de tempo-morto, neste caso 4 µs, para passar do nível baixo
para o nível alto.
Para testar o filtro ativo paralelo foi utilizado um conjunto de cargas. Para ligar ou
desligar as cargas foi utilizado um interruptor controlado por um bloco programado em
linguagem C. Isto para testar a resposta do filtro ativo em regime permanente e a
resposta em regime transitório. A Figura 3.5 apresenta as cargas utilizadas, bem como
um bloco em C para controlar a sua entrada em funcionamento.
Figura 3.5 - Cargas utilizadas para testar o filtro ativo paralelo.
As primeiras três cargas (LD1, LD2 e LD3) são do tipo RL, simulando lâmpadas
fluorescentes com balastro. Os valores dos elementos R e L podem ser alterados para
testar desequilíbrios na carga e desfasamentos. Já as cargas LD4, LD5, LD6 são
compostas por uma bobine para diminuir as variações bruscas de corrente, um
retificador monofásico a díodos, uma resistência e um condensador. O valor da
resistência acoplada ao retificador pode ser alterado para provocar desequilíbrios. A
carga LD7 representa um retificador trifásico com uma resistência a jusante para, em
conjunto com os retificadores monofásicos, criar harmónicos na corrente. Com estas
cargas é possível simular grande parte das perturbações e problemas relacionados com
as correntes elétricas.
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 53 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Quanto ao sistema de controlo a teoria p-q é comum para todas as técnicas de
comutação por isso todos os cálculos relacionados com esta teoria foram implementados
num bloco C. Na saída do bloco têm-se os valores das correntes de compensação que a
técnica de comutação deve sintetizar no inversor fonte de tensão. A Figura 3.6 mostra o
bloco C da teoria p-q com todas as entradas necessárias para o controlador bem como as
quatro saídas referentes às correntes de compensação
Figura 3.6 - Implementação da teoria p-q num bloco codificado em linguagem C.
O bloco com a designação ZOH funciona como um sample and hold que faz com
que o código no bloco C execute a uma frequência definida por este bloco.
Como entradas para a teoria p-q tem-se as correntes na carga, as tensões entre fase
e neutro e a tensão no barramento DC. Os cálculos referentes à teoria p-q podem ser
vistos na secção 2.4.
Comutação Periodic Sampling 3.3.
O bloco C referente a esta técnica de comutação tem como entradas as correntes
de compensação calculadas pela teoria p-q, as correntes atualmente produzidas pelo
inversor e as saídas são os sinais para as gates comutadores do inversor. A Figura 3.7
mostra o bloco C com as suas entradas e saídas.
Figura 3.7 - Bloco C com a técnica de comutação periodic sampling.
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
54 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Dentro deste bloco C é comparada a saída do controlador com a corrente atual no
inversor à frequência de comutação máxima, neste caso 15 kHz. Se o sinal do
controlador for maior que o da corrente no braço equivalente, o elemento comutador
superior do braço passa para o estado alto e o elemento comutador inferior passa para
estado baixo. Se o sinal do controlador for menor que o da corrente no braço
equivalente, o elemento comutador superior do braço passa para o estado baixo e o
elemento comutador inferior passa para estado alto.
Comutação por PWM 3.4.
Na simulação desta técnica de comutação o bloco de C que a implementa é
ligeiramente diferente da anterior. Esta técnica necessita das entradas da técnica
periodic sampling mas também das tensões fase neutro. Quanto à saída do bloco da
técnica de comutação é utilizado um comparador com uma onda triangular na entrada
inversora. No design da técnica de comutação, depois do cálculo do erro é inserido um
limite superior e inferior no erro integral para evitar saturação da parte integral. Depois
do cálculo do controlador PI da comutação por largura de impulso é inserido um limite
superior e inferior à saída, para obrigar o PWM a comutar em todos os períodos. Isso
permite ter uma frequência de comutação constante no inversor. A Figura 3.8 mostra o
bloco C da modulação por largura de impulso, bem como todos os seus elementos
constituintes.
Figura 3.8 - Bloco C com a implementação da técnica de comutação PWM.
Na saída do bloco C é utilizada uma portadora triangular na qual é comparada
com o sinal de PWM da comutação. As saídas são então comutadas consoante o valor
de referência é inferior ou superior à portadora.
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 55 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Comutação Space Vector 3.5.
Devido à complexidade da técnica de comutação Space Vector, o bloco C com a
sua codificação tem um número superior de entradas e saídas. O bloco C com a
codificação da teoria p-q foi alterado para ter na saída os valores de compensação no
plano α-β-0. Na prática isto implica uma redução do tempo de execução do código pois
é poupado o tempo de conversão dos valores de compensação, de coordenadas α-β-0
para A-B-C. A última entrada do bloco C funciona como um enable à técnica de
comutação para testar a sua resposta em regime transitório. No que diz respeito às
saídas estas são semelhantes às utilizadas na técnica de comutação PWM mas com
algumas adições em voltímetros. Os voltímetros implementados permitem visualizar os
valores de compensação da teoria p-q no plano A-B-C, as variáveis referentes ao prisma
e ao tetraedro bem como o valor atual nos tempos t0, t1, t2 e t3. Na Figura 3.9 é possível
visualizar o bloco C com a codificação da técnica de comutação SVPWM, as suas
entradas e saídas, bem como a portadora triangular de frequência 15 kHz.
Figura 3.9 - Bloco C com a implementação da técnica de comutação SVPWM.
Resultados de Simulação 3.6.
Neste item são analisados os resultados de simulação das técnicas de comutação
para o filtro ativo paralelo. Primeiro foi testado o comportamento das técnicas de
comutação a carga com consumo de corrente com harmónicos. Depois foi analisado o
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
56 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
desempenho das técnicas de comutação, para uma carga desequilibrada. Em todos os
testes foram registados e comparados os valores de THD% de corrente.
Retificador Monofásico com Carga RC 3.6.1.
No primeiro teste em simulação tem-se a carga da Figura 3.10.
Figura 3.10 - Carga monofásica - retificador a díodos com carga RC.
Esta carga foi aplicada nas três fases para testar a compensação do filtro ativo a
uma carga não linear. A bobine limita o di/dt da corrente na carga.
As imagens seguintes mostram o espectro harmónico (Figura 3.11 (a)) e o
espectro harmónico em % (Figura 3.11 (b)) da forma de onda da corrente na fase A com
o filtro desligado. É possível verificar que o terceiro harmónico é elevado, sendo que o
somatório deste harmónico, nas três fases, aparece no neutro. Com um terceiro
harmónico elevado é possível que a corrente de neutro seja superior à corrente nas fases
e, se precauções não forem tomadas, pode levar ao sobreaquecimento do condutor de
neutro. Nos restantes resultados obtidos pelas simulações das técnicas de comutação
apenas será apresentado o espectro harmónico e a THD em percentagem da corrente.
(a)
(b)
Figura 3.11 - Espectro harmónico (a) e espectro harmónico em % (b) da corrente no retificador
monofásico a díodos com carga RC sem filtro ativo.
A Figura 3.12 mostra as formas de onda da tensão na carga (a preto), da corrente
na carga (a vermelho) e da corrente na fonte (a azul) na fase A, para a técnica de
comutação periodic sampling. As correntes da figura apresentam um fator
multiplicativo para melhor visualização (neste caso o fator multiplicativo é de 3). Numa
análise à imagem é possível ver ruído na forma de onda da tensão e da corrente. O ruído
na tensão é devido à frequência de comutação que, como não é constante, afeta a forma
0 A
2 A
4 A
6 A
8 A
10 A
12 A
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
THD = 6,1 A
0%
10%
20%
30%
40%
50%
60%
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
THD% = 51,6%100%
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 57 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
de onda da tensão. Na corrente, para além do ruído da frequência de comutação,
também estão presentes outras perturbações. Estas perturbações devem-se ao elevado
di/dt na corrente de compensação que será abordado mais à frente.
Figura 3.12 - Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com periodic sampling.
A Figura 3.13 mostra a tensão no barramento DC durante o funcionamento do
filtro ativo com a técnica de comutação periodic sampling. A referência de tensão para
o barramento DC é de 200 V. A referência deve ser escolhida de modo que o seu valor
seja superior ao valor da tensão de pico entre duas fases. Como pode ser visto na
Figura 3.13 a tensão mantem-se estável próxima dos 200 V com pequenas oscilações,
devido à corrente que o barramento DC tem que fornecer e absorver.
Figura 3.13 - Tensão no barramento DC com periodic sampling.
A Figura 3.14 apresenta a corrente de compensação calculada pela teoria p-q bem
como a corrente produzida pelo inversor. Como pode ser visto na Figura 3.14 o valor da
corrente injetada pelo inversor (a vermelho) coincide com o valor de referência
(a preto). Quando existe uma mudança no sinal de di/dt a corrente produzida não
acompanha perfeitamente a referência. Nas correntes apresentadas na Figura 3.12 é
possível visualizar algumas destas perturbações.
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-50
-100
50
100
Va (V) 3 x Ica (A) 3 x Ifa (A)
Tempo (s)
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
196
198
200
202
204
Vdc (V)
Tempo (s)
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
58 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 3.14 - Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com periodic sampling.
A Figura 3.15 mostra espectro harmónico e a THD% da corrente na fonte, com o
filtro ativo ligado e a utilizar a técnica de comutação periodic sampling. Analisando a
figura é possível verificar que os harmónicos foram reduzidos consideravelmente
comparando com o consumo de corrente da carga sem o filtro ativo, dando especial
relevo ao terceiro harmónico que passou de aproximadamente 48% para 2,5%.
Figura 3.15 - Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a díodos e
com carga RC utilizando a técnica de comutação periodic sampling.
A Figura 3.16 mostra a tensão na fonte, a corrente na fonte e corrente na carga
com a técnica de comutação PWM, com uma frequência de comutação de 15 kHz.
Comparando a Figura 3.16 com a Figura 3.12 pode ver-se que a forma de onda da
tensão tem um valor de ruído menor, pois ao contrário do que acontece no
periodic sampling, a frequência de comutação com a técnica PWM é constante. Já no
sinal de corrente da fonte pode ver-se a interferência que também aparece na
Figura 3.12.
A Figura 3.17 mostra a corrente de referência calculada pela teoria p-q e a injetada
pelo inversor.
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-5
-10
-15
5
10
15Iinj (A) Iref (A)
Tempo (s)
0%
1%
2%
3%
4%
5%
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
THD% = 3,5%100%
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 59 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 3.16 - Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com PWM.
Figura 3.17 - Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com PWM.
Em comparação com a Figura 3.14 pode ver-se que com o PWM a corrente no
inversor acompanha a referência, como com a técnica periodic sampling. Isto deve-se a
um ajuste cuidado dos valores dos ganhos do controlador PI. Já a tensão no barramento
DC mantém-se próximo do valor de referência (200 V) em semelhança com o que
acontecia com o periodic sampling, como pode ser visto na Figura 3.18.
Figura 3.18 - Tensão no barramento DC com PWM.
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-50
-100
50
100
Va (V) 3 x Ica (A) 3 x Ifa (A)
Tempo (s)
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-5
-10
-15
5
10
15Iinj (A) Iref (A)
Tempo (s)
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
196
198
200
202
204
Vdc (V)
Tempo (s)
0.2 0.21 0.22 0.23 0.24 0.25 0.26
Time (s)
196
198
200
202
204
S1.Vcc
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
60 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
A Figura 3.19 apresenta o espetro harmónico e a THD% da corrente na fonte
utilizando o retificador monofásico com carga RC, o filtro ativo ligado e a técnica de
comutação PWM. Comparando com a técnica de comutação periodic sampling os
resultados são em tudo semelhantes no valor de THD% da corrente. O espectro
harmónico é em tudo semelhante ao obtido com a técnica de comutação
periodic sampling, com uma pequena redução nos harmónicos de mais alta frequência.
Figura 3.19 - Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a díodos e
com carga RC utilizando a técnica de comutação PWM.
A Figura 3.20 mostra as formas de onda obtidas em simulação com a técnica de
comutação SVPWM a uma frequência de comutação igual à utilizada na técnica de
comutação PWM, ou seja, 15 kHz.
Figura 3.20 - Tensão e corrente na fonte e corrente na carga com SVPWM.
A Figura 3.21 mostra a tensão no barramento DC quando a técnica de comutação
é a SVPWM. Como é possível verificar a tensão mantém-se próxima do valor de
referência, em semelhança ao que acontece com as outras técnicas de comutação.
0%
1%
2%
3%
4%
5%
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
THD% = 3,47%100%
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-50
-100
50
100
Va (V) 3 x Ica (A) 3 x Ifa (A)
Tempo (s)
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 61 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 3.21 - Tensão no barramento DC com SVPWM.
A Figura 3.22 mostra a corrente de referência e a corrente injetada pelo inversor
para a técnica de comutação SVPWM. Como é visível na Figura 3.22 nos pontos de
elevada variação da corrente, o inversor tem mais dificuldade em acompanhar a
referência, em disparidade com as outras técnicas de comutação. Assim, conclui-se que
o valor injetado pelo inversor com SVPWM é o que tem o pior resultado, para variações
de corrente de referência elevadas.
Figura 3.22 - Corrente de referência e corrente injetada pelo inversor com SVPWM.
A Figura 3.23 ilustra o espectro harmónico e a THD% da corrente na fonte com a
técnica de comutação SVPWM. Comparando os resultados com as outras técnicas de
comutação é possível verificar uma redução da THD% da corrente, embora não seja
significante. O espectro harmónico da Figura 3.23 apenas ilustra até ao 19º harmónico.
Os harmónicos de baixa ordem são um pouco superiores aos das outras técnicas de
comutação, mas os harmónicos de ordem mais alta são inferiores.
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
196
198
200
202
204
Vdc (V)
Tempo (s)
0.2 0.21 0.22 0.23 0.24 0.25 0.26
Time (s)
196
198
200
202
204
S2.Vdc
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-5
-10
-15
5
10
15Iinj (A) Iref (A)
Tempo (s)
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
62 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 3.23 - Espectro harmónico e THD% da corrente na fonte com retificador monofásico a díodos e
com carga RC utilizando a técnica de comutação SVPWM.
Comparando todos os valores de THD% da corrente pode dizer-se que são
aproximados (entre 3,1% e 3,5%) entre todas as técnicas de comutação apresentadas. A
técnica de SVPWM obteve o melhor resultado entre as técnicas de comutação, embora
as diferenças no valor de THD% da corrente sejam reduzidas.
Carga RL Monofásica 3.6.2.
A Figura 3.24 mostra a carga que foi ligada para compensação. A carga é
composta por uma resistência em série com uma bobine que são ligados entre a fase o
neutro. Com esta carga é possível testar desequilíbrios na corrente e desfasamentos
entre corrente e tensão.
Figura 3.24 - Carga monofásica – RL série.
Foram utilizadas 3 cargas semelhantes mas com parâmetros diferentes. A
Tabela 3.1 mostra as características de cada carga em cada fase.
Tabela 3.1 - Carga RL desequilibrada simulada.
Fase A Fase B Fase C
R L R L R L
5 Ω 10 mH 10 Ω 0 15 Ω 1 mH
A Figura 3.25 mostra a corrente consumida por esta carga RL desequilibrada em
cada fase e a corrente no neutro. Esta carga consome uma corrente de 9,8 A na fase A,
5,8 A na fase B e 3,84 A na fase C. No que diz respeito ao fator de potência apenas é
0%
1%
2%
3%
4%
5%
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
THD% = 3,1%100%
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 63 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
baixo na fase A, ficando-se pelos 0,85. Analisando a imagem é possível verificar que a
corrente de neutro tem aproximadamente a mesma amplitude que a corrente na fase A.
Figura 3.25 - Corrente nas fases e corrente no neutro consumidas pela carga RL monofásica.
Com o filtro ativo ligado a compensar a carga RL monofásica e a utilizar a técnica
de comutação periodic sampling obteve-se o resultado ilustrado na Figura 3.26.
Figura 3.26 - Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica
de comutação periodic sampling.
Como é possível verificar tanto o desfasamento como o desequilíbrio, foram
mitigados. O ruído proveniente da comutação está presente na forma de onda da
corrente da fonte, influenciando assim o valor de THD% da corrente (apresentado na
Figura 3.28).
A Figura 3.27 apresenta a corrente no neutro com o filtro ativo paralelo a
compensar a carga RL desequilibrada. Analisando a figura é possível verificar que o seu
valor foi consideravelmente reduzido, passando de 7,45 A (Figura 3.25) para
aproximadamente 0,4 A.
0
-5
-10
-15
5
10
15
Ica (A) Icb (A) Icc (A)
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-5
-10
-15
5
10
15In (A)
Tempo (s)
0
-5
-10
-15
5
10
15
Ica (A) Icb (A) Icc (A)
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-5
-10
-15
5
10
15Ifa (A) Ifb (A) Ifc (A)
Tempo (s)
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
64 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 3.27 - Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação
periodic sampling.
A Figura 3.28 mostra o espectro harmónico e o valor de THD% da corrente na
fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação
periodic sampling. Analisando a figura é possível verificar que embora o THD% da
corrente seja reduzido (cumpre a Classe 1 da Norma CEI/IEC 61000-2-4 - Apêndice 1)
o terceiro harmónico corresponde a mais de 1,5% do valor da frequência fundamental
(50 Hz). Os restantes harmónicos têm um valor inferior a 1% da frequência fundamental
sendo praticamente inexistentes.
Figura 3.28 - Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL desequilibrada
utilizando a técnica de comutação periodic sampling.
Na Figura 3.29 é apresentada a corrente na carga e a corrente na fonte obtidas com
o filtro ativo paralelo a compensar a carga RL desequilibrada e a utilizar a técnica de
comutação PWM. Comparando a Figura 3.26 com a Figura 3.29 é possível verificar
semelhanças entre as formas de onda da corrente do lado da fonte. Isto porque, embora
as técnicas de comutação são diferentes, o controlo é efetuado pela mesma teoria. Assim
sendo o resultado das correntes na fonte são em tudo semelhantes. Na Figura 3.29 o
ruído das correntes do lado da fonte são visivelmente diferentes, em comparação com a
Figura 3.26. O valor da corrente da fonte é de aproximadamente 6 A nas 3 fases.
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-1
-2
1
2
In (A)
Tempo (s)
0%
1%
2%
3%
4%
5%
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
THD% = 2,2%100%
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 65 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 3.29 - Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica
de comutação PWM.
A Figura 3.30 apresenta a corrente de neutro obtida com a carga RL
desequilibrada com o filtro ativo paralelo a usar a técnica de comutação PWM. Esta
figura é em tudo semelhante à Figura 3.27, sendo que o seu valor de corrente é igual ao
obtido com a técnica periodic sampling, ou seja, 0,4 A.
Figura 3.30 - Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação PWM.
Na Figura 3.31 é apresentado o espectro harmónico e o THD% da corrente
obtidos com a técnica de comutação PWM para o filtro ativo a compensar a carga RL
desequilibrada. Comparando-a com a Figura 3.28 é visível que o valor do terceiro
harmónico foi ampliado para cerca de 1,8%. Já os restantes harmónicos representados
nesta figura são de amplitude inferior aos obtidos com a técnica de comutação periodic
sampling.
0
-5
-10
-15
5
10
15
Ica (A) Icb (A) Icc (A)
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-5
-10
5
10
Ifa (A) Ifb (A) Ifc (A)
Tempo (s)
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-0.5
-1
-1.5
0.5
1
1.5
In (A)
Tempo (s)
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
66 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 3.31 - Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL desequilibrada
utilizando a técnica de comutação PWM.
A Figura 3.32 mostra a corrente na carga e a corrente na fonte obtidas com o filtro
ativo a utilizar a técnica de comutação SVPWM. Analisando esta figura é possível
verificar que o filtro ativo compensa os desfasamentos e os desequilíbrios da corrente.
No que diz respeito ao ruído de comutação e comparando com as obtidas com as outras
técnicas de comutação (Figura 3.26 para a técnica periodic sampling e Figura 3.29 para
a técnica PWM), este ruído é consideravelmente inferior. O valor de corrente absorvida
da fonte é igual ao valor obtido com a técnica de comutação PWM, ou seja, 6 A.
Figura 3.32 - Correntes na carga e correntes na fonte com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica
de comutação SVPWM.
Na Figura 3.33 é visível a corrente de neutro com a técnica de comutação
SVPWM. Analisando a figura é possível ver que a corrente é praticamente nula exceto
em alguns momentos em que existem um pequenos “picos”. Estes picos acontecem nas
passagens por 0 da corrente na fase C. Isto deve-se ao vetor de referência se encontrar
num plano entre duas áreas divisórias dos tetraedros.
0%
1%
2%
3%
4%
5%
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
THD% = 2,1%100%
0
-5
-10
-15
5
10
15
Ica (A) Icb (A) Icc (A)
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-5
-10
5
10
Ifa (A) Ifb (A) Ifc (A)
Tempo (s)
Capítulo 3 – Simulações das Técnicas de Comutação
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 67 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 3.33 - Corrente no neutro com a carga RL desequilibrada utilizando a técnica de comutação
SVPWM.
A Figura 3.34 mostra o espectro harmónico e o valor de THD% da corrente
obtidos com a técnica de comutação SVPWM para a carga RL desequilibrada. O valor
de THD% da corrente é consideravelmente inferior, quando comparado com as outras
técnicas (2,2% para periodic sampling e 2,1% para PWM). Nesta figura o terceiro
harmónico é inferior a 1% bem como os restantes harmónicos não passam de 0,5%.
Figura 3.34 - Espectro harmónico e valor de THD% da corrente na fonte com carga RL desequilibrada
utilizando a técnica de comutação SVPWM.
Conclusão 3.7.
Neste Capítulo foram apresentadas as simulações efetuadas às técnicas de
comutação. Foram abordados os vários constituintes dos filtros ativos de potência, bem
como algumas das opções tomadas na sua utilização. A aproximação aos parâmetros
reais foi a razão principal dos valores dos constituintes do filtro ativo paralelo.
Analisando os resultados da simulação é possível concluir que a técnica de comutação
SVPWM apresenta os melhores resultados em termos de THD% nos dois testes
efetuados.
0.1 0.11 0.12 0.13 0.14 0.15 0.16
Time (s)
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
0.2
0.4
0.6
0.8
In (A)
Tempo (s)
0%
1%
2%
3%
4%
5%
0 Hz 250 Hz 500 Hz 750 Hz 1000 Hz
THD% = 0,9%100%
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 69 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
CAPÍTULO 4
Hardware do Filtro Ativo Paralelo
Introdução 4.1.
Neste capítulo é abordado o hardware utilizado para testar as técnicas de
comutação implementadas. O hardware utilizado foi desenvolvido pelo GEPE no
âmbito do projeto SINUS. São apresentados os diversos módulos constituintes do filtro
ativo paralelo, entre os quais os sistemas de proteção, placas de condicionamento de
sinal, inversor trifásico a quatro braços e seus constituintes. São também apresentadas
algumas imagens com o hardware utilizado, assim como considerações a ter em conta
na utilização do filtro ativo paralelo.
Circuito de Potência 4.2.
O circuito de potência do filtro ativo é constituído por um inversor do tipo fonte
de tensão, pelos condensadores do barramento DC e pelas bobines de acoplamento à
rede. O inversor de dois níveis é constituído por 4 braços de IGBTs.
Condensadores do Barramento DC 4.2.1.
O barramento DC é constituído por 4 condensadores eletrolíticos de
5600 µF / 450 V. Para que a tensão se mantenha igualmente dividida pelos 4
condensadores foram colocadas 4 resistências de equalização, cada uma em paralelo
com um condensador. A Figura 4.1 mostra a implementação do barramento DC. Com a
montagem dos condensadores como mostra a Figura 4.1, o barramento DC tem a
capacidade de 5600 µF / 900 V.
Figura 4.1 - Barramento DC com as resistências de equalização.
C1
C3
C2
C4
Req Req
Req Req
+ Vdc
- Vdc
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
70 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Bobines de Acoplamento 4.2.2.
Para o acoplamento do inversor à rede elétrica são utilizadas indutâncias de
acoplamento, com o objetivo de limitar as variações bruscas de corrente. A Figura 4.2
apresenta as indutâncias de acoplamento utilizadas. Projetadas para um valor de
3,5 mH, estas indutâncias de núcleo de ar suportam uma gama alargada de frequências e
uma corrente nominal de 80 A.
Figura 4.2 - Bobine de acoplamento utilizada.
A Figura 4.3 mostra o esquema do circuito de potência. A ligação do filtro ativo à
rede é efetuada por dois contactores, um contactor principal (KM1) e um de pré-carga
(KM2). O contactor de pré-carga liga o inversor à rede elétrica através de resistências,
designadas de resistência de pré-carga. Estas resistências permitem limitar as correntes
para carregar o barramento DC mais suavemente, poupando assim os díodos de
free-weeling dos IGBTs. Se este contactor de pré-carga não for ativado inicialmente, o
contactor principal não pode entrar em funcionamento.
Inicialmente apenas é possível ativar o contactor de pré-carga. Só com o contactor
de pré-carga fechado é que o contactor principal pode ser ligado. O botão que ativa o
contactor de pré-carga necessita de estar sempre pressionado para o contactor principal
fechar. Aquando do fecho do contactor principal, o contracto de pré-carga é
automaticamente aberto. O contactor principal, quando fechado, fica encravado por
autoalimentação de um dos seus contactos auxiliares.
Os contactores são ativados através de botões de pressão. A Figura 4.4 apresenta o
painel de instrumentos utilizado no filtro ativo paralelo. Nesta figura, o botão de
paragem de emergência é utilizado para desligar o filtro ativo paralelo da rede. O botão
para o contactor de pré-carga e para o contactor de principal são de pressão e utilizados
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 71 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
para ligar o contactor de pré-carga e o contactor principal, correspondentemente. Para
ligar os módulos de IGBTs é utilizado um botão de posição e, para remover os erros o
circuito de controlo é utilizado o botão de reset da placa de comando.
Figura 4.3 - Esquema do circuito de potência utilizado.
Figura 4.4 - Painel de ligação do filtro ativo paralelo.
Inversor de Potência 4.2.3.
O inversor de potência é constituído pelos drivers, pelos IGBTs, e pelos
condensadores eletrolíticos, e pelos condensadores de snubber. Os drivers são
responsáveis por atuar nos IGBTs e gerar um sinal na ocorrência de erros de comutação.
Os IGBTs utilizados são os SKM200GB176D fabricados pela SEMIKRON [40]. Este
módulo de IGBTs (cada SKM200GB176D contém um braço do inversor) foi utilizado
devido à sua robustez, fácil montagem, desempenho dentro das especificações
C1
C3
C2
C4
Req Req
Req Req
A
B
C
N
A
B
C
N
IC
IS IL
Disjuntor
principal do
filtro
Contactor
Principal (KM1)
Contactor
Pré-Carga
(KM2)
Resistências
de Pré-Carga
Indutâncias de
Acoplamento
Filtro
CargaFonte
S1
S2
S3
S4
S5
S6
S7
S8
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
72 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
pretendidas e a existência de proteções incluídas. Na Figura 4.5 (a) pode visualizar-se a
imagem do módulo de IGBTs, enquanto que a Figura 4.5 (b) apresenta o circuito
elétrico interno.
a)
b)
Figura 4.5 - SEMIKRON SKM200GB176D – (a) Imagem do módulo de IGBTs (b) Esquema elétrico [40].
Para proteger os IGBTs de sobretensões que possam ocorrer nas comutações, são
utilizados condensadores de snubber. Estes condensadores absorvem e limitam as
variações na tensão, diminuindo as perdas de comutação e aumentando a vida útil dos
IGBTs. Os condensadores de snubber devem ser montados o mais próximo possível dos
IGBTs para minimizar correntes parasitas.
Driver dos IGBTs 4.2.4.
A atuação nos IGBTs é feita através do driver SKHI22AH4R, também da
SEMIKRON. Este driver tem, como principais características:
Proteção contra curto-circuito dos IGBTs;
Isolamento galvânico entre o primário e o secundário através de
transformadores. Protege até 4000 V CA (2 segundos);
Proteção contra subtensão na alimentação;
Saída de erro utilização na parte de controlo;
Circuitos de interlock, tempo-morto e supressão de pulsos curtos
(<500 ns).
Na Figura 4.6 é apresentada uma imagem do driver, assim como o seu pinout.
Na Figura 4.7 é apresentada a placa do driver utilizada em cada braço do inversor
a quatro braços. Analisando a imagem é possível ver os diversos componentes
utilizados e recomendados pelo fabricante, bem como o interface com a placa de
comando (DB9 à esquerda da imagem) e o interface com o módulo de IGBTs à direita.
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 73 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 4.6 - Driver SKHI22AH4R da SEMIKRON e a disposição dos pinos [41].
Figura 4.7 - Placa com o driver SKHI22AH4R utilizada.
Na Figura 4.8 são visíveis os elementos constituintes de um braço do inversor a
quatro braços, bem como a placa com o driver, o módulo de IGBTs e o condensador
snubber.
Figura 4.8 - Elementos constituintes de um braço do inversor.
Na Figura 4.9 é apresentado o inversor a quatro braços. Numa análise à imagem é
possível ver todos os braços constituintes do inversor, bem como o barramento DC no
centro da imagem. No barramento DC é possível verificar os pontos de ligação dos
condensadores a ele, bem como as resistências de equalização utilizadas. A forma como
o barramento DC foi implementado permite, com pequenas alterações, funcionar como
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
74 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
um inversor trifásico com neutro a três braços, pois o barramento DC já se encontra
dividido. Cada módulo de IGBTs encontra-se acoplado a um dissipador para permitir
uma melhor dissipação de calor. Os condutores de maior secção correspondem à saída
do inversor, que são ligados às bobines de acoplamento (Figura 4.2).
Figura 4.9 - Inversor trifásico com neutro a quatro braços utilizado [42].
Circuito de Comando 4.3.
A Figura 4.10 mostra o circuito de comando do filtro ativo que tem como objetivo
proteger o filtro ativo na conexão e desconexão à rede elétrica, bem como a proteção
dos seus componentes contra vários problemas que possam ocorrer.
O filtro ativo tem proteções de hardware para os seguintes problemas que possam
ocorrer na conexão à rede elétrica e durante a sua permanência:
Paragem de emergência por botoneira com encravamento mecânico: Ao
pressionar esta botoneira o contactor principal é desligado, desligando o filtro da
rede. O barramento DC é descarregado por um circuito auxiliar com resistências
de descarga.
Termostatos: A temperatura nos dissipadores dos IGBTs é constantemente
medida pelos termostatos, desligando o filtro ativo da rede no caso de estes
serem atuados.
Proteção contra a ligação direta à rede elétrica através dos contactos auxiliares
dos contactores: O contactor principal apenas é alimentado quando o contactor
de pré-carga é alimentado.
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 75 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Proteção contra sobretensões no barramento DC: Se a tensão no barramento DC
ultrapassar a tensão pelo qual o circuito de proteção foi dimensionado, este é
ativado, desligando o filtro da rede e descarregando os condensadores do
barramento DC pelas resistências de descarga.
Descarga automática do barramento DC por um contactor: O barramento DC é
descarregado automaticamente quando o filtro ativo é desligado.
Para além das proteções de hardware anteriormente descritas, o filtro dispõe de
proteções na placa de condicionamento de sinal para pulsos inválidos dados pelo DSP.
Figura 4.10 - Esquema do circuito de comando do filtro ativo.
Para permitir a ligação das cargas e do filtro ativo paralelo à rede, foi colocado um
disjuntor numa derivação dos transformadores monofásicos de 230 V/60 V, cujos
transformadores são utilizados em outro projeto [2]. Na Figura 4.11 é apresentado o
disjuntor principal utilizado.
Figura 4.11 - Disjuntor principal utilizado.
Disjuntor
Paragem de
emergência
Proteção DC
Termóstato
Botão
pré-carga
KM1
Botão
principal
KM2
KM1 KM2KM1
Descarga DC Contactor
principal
(KM1)
Fase A
Neutro
(KM3)
Contactor
Pré-carga
(KM2)
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
76 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Circuito de Controlo 4.4.
O circuito de controlo é composto por sensores (tensão e corrente), por uma placa
de condicionamento de sinal (responsável por adaptar o sinal dos sensores para sinal
que possam ser medidos pelos ADCs), DSP (controlador do sistema), saídas analógicas
(através de um DAC (Digital Analog Converter) e pelo comando dos IGBTs. A
Figura 4.12 exemplifica o diagrama de blocos do circuito de controlo utilizado. Nos
itens seguintes é efetuada uma abordagem a cada um dos blocos constituintes do
diagrama da Figura 4.12.
Figura 4.12 - Diagrama de blocos do circuito de controlo.
Sensores de Corrente 4.4.1.
Os sensores de corrente utilizados no filtro ativo são os LA200-P da LEM. Estes
sensores têm, como características principais, medir correntes até 200 A com alta
linearidade e precisão, bem como uma gama de frequências de operação elevada
(100 kHz). Na implementação, estes sensores são utilizados para medir as correntes na
fonte, as correntes na carga e as correntes de saída do inversor trifásico a quatro
braços [43]. Condensadores de desacoplamento junto aos sensores são utilizados manter
para a tensão de alimentação o mais estável possível. A saída do sensor é em corrente,
sendo assim necessário utilizar uma resistência de medição para converter para um sinal
de tensão. A Figura 4.13 mostra o sensor LA200-P.
Figura 4.13 - Sensor de corrente LA200-P da LEM.
Na Figura 4.14 é possível ver o esquema de ligações usado para os sensores de
corrente LA200-P. A imagem apresenta também os condensadores de desacoplamento,
para filtragem de ruido nas alimentações dos sensores.
Sensores de
tensão
Sensores de
corrente
Condicionamento
de sinal
Controlador
digital (DSP)
Comando dos
semicondutores
Saídas analógicas
(DAC)
Inversor de
Potência
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 77 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 4.14 - Esquema de ligações do LA200-P utilizado [44].
Sabendo que para uma corrente no primário de 200 A e com a relação de
transformação de 1:2000, a corrente no secundário é de 100 mA pode-se então calcular
a resistência de medida a utilizar.
Para medições de 200 A de pico a pico a corrente no secundário é de 100 mA.
Como a tensão máxima para o ADC é de 3 V a resistência a utilizar é de 30 Ω
Sensores de Tensão 4.4.2.
Os sensores de tensão utilizados no filtro ativo são os LV25P da LEM. Estes
sensores foram utilizados para medir as tensões nas 3 fases e a tensão do barramento
DC do inversor [45]. A Figura 4.15 mostra o sensor LV25P utilizado.
Figura 4.15 - Sensor de tensão LV25P da LEM.
Para uma tensão de pico no primário de aproximadamente 326 V e para obter uma
corrente nominal no primário de 10 mA, a resistência a usar é de 32,6 kΩ. Esta
resistência (R1) é ligada em série com o sensor como pode ser vista na Figura 4.16
Figura 4.16 - Esquema de ligações do sensor LV25P utilizado [45].
Como a corrente no primário pode ir até 14 mA foram utilizadas duas resistências
R1 de 15 kΩ ligadas em série [45].
Para uma corrente de 14 mA de pico no primário, no secundário tem-se uma
corrente 2,5 vezes maior. Considerando o valor de pico a pico da tensão fase-neutro, a
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
78 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
corrente no secundário varia 70 mA. Para a tensão máxima do ADC de 3 V, a
resistência de medida é de 43 Ω. Na Figura 4.17 pode ver-se a placa com os sensores de
tensão, resistências R1 para todas as tensões e os pontos de ligação de entrada e saída (à
direita).
Figura 4.17 - Placa com os sensores de tensão utilizada.
Condicionamento de Sinal 4.4.3.
Na placa de condicionamento de sinal é adaptado o valor proveniente dos sensores
para uma gama de valores aceite pelos ADCs do DSP [0 – 3 V]. Na Figura 4.18 pode
ver-se a placa de condicionamento utilizada. Nesta figura encontram-se assinaladas a
alimentação, as entradas dos sensores e saídas para o DSP.
Figura 4.18 - Placa de condicionamento de sinal utlizada.
As resistências de medida que foram calculadas anteriormente são colocadas nesta
placa. Para além disso, a placa de condicionamento de sinal contém um filtro passa
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 79 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
baixo para os sensores de tensão, e um comparador para detetar picos superiores a uma
determinada referência nos sinais de corrente do inversor.
Controlador Digital (DSP) 4.4.4.
O DSP utilizado no filtro ativo é o TMS320F2812 da Texas Instruments. Trata-se
de um DSP fixed-point de 32 bits [46]. A Figura 4.19 mostra a placa eZdsp320F2812
criada pela Spectrum Digital com o DSP utilizado no filtro ativo [47].
Figura 4.19 - Placa eZdsp320F2812 da Spectrum Digital com o DSP TMS320F2812 da Texas
Instruments.
Na Tabela 4.1 são apresentadas as principais características do DSP. Entre as mais
importantes tem-se a frequência de relógio do processador, o número de pinos
disponíveis para PWM e ADCs.
Tabela 4.1 - Características principais do DSP [48].
Velocidade máxima de relógio 150 MHz
CPU 32 bits
Memoria interna
Flash 128k words
RAM 18k words
BootROM 4k words
Gestor de eventos PWM 16
Timer 7
ADC
Quantidade 8
Resolução 12
Canais 16
Tempo de Conversão 200 ns
Gama de Tensão 0 – 3 V
Pinos de E/S 56
A Tabela 4.2 mostra os pinos utilizados e a sua função no circuito de controlo do
filtro ativo paralelo, bem como a sua localização no DSP. Entre estes pinos
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
80 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
encontram-se os pinos de PWM, os pinos de interface com o DAC (abordado mais à
frente) e os pinos de ADC.
Tabela 4.2 - Pinos do DSP utilizados e a sua função.
Pino Número Função
GPIOA0 92 PWM1 – Fase A – IGBT de baixo
GPIOA1 93 PWM2 – Fase A – IGBT de cima
GPIOA2 94 PWM3 – Fase B – IGBT de baixo
GPIOA3 95 PWM4 – Fase B – IGBT de cima
GPIOA4 98 PWM5 – Fase C – IGBT de baixo
GPIOA5 101 PWM6 – Fase C – IGBT de cima
GPIOB0 45 PWM7 – Neutro – IGBT de baixo
GPIOB1 46 PWM8 – Neutro – IGBT de cima
ADCINA0 174 Tensão na Fase A
ADCINA1 173 Tensão na Fase B
ADCINA2 172 Tensão na Fase C
ADCINA4 170 Corrente no Inversor da Fase C
ADCINA5 169 Tensão no Barramento DC
ADCINB0 2 Corrente na Carga da Fase A
ADCINB1 3 Corrente na Carga da Fase B
ADCINB2 4 Corrente da Carga da Fase C
ADCINB4 6 Corrente no Inversor da Fase A
ADCINB5 7 Corrente no Inversor da Fase B
GPIOE0 149 Enable ao DAC
GPIOG4 90 Seletor do Canal de Saída do DAC a Escrever
GPIOG5 91
GPIOF0 – GPIOF11 40,41,34,35,155,157
,87,89,28,25,26,29
Barramento Paralelo de Escrita do Novo
Valor para o DAC
Saídas Analógicas DAC 4.4.5.
Para visualização das variáveis internas do DSP foi utilizado um DAC com
interface paralelo, que converte as saídas digitais do DSP numa saída analógica. Isto
permite uma posterior integração a um monitorizador de qualidade de energia ou para
visualização num osciloscópio. O DAC utilizado foi o DAC7625 da Burr Brown. Este
vem equipado com 4 canais de saída com 12 bits de resolução. A Figura 4.20 mostra o
diagrama de blocos interno do DAC7625 [49].
Para a integração do DAC e das outras placas com o DSP, foi utilizada uma placa
de interface que é colocada sobre a placa do DSP, facilitando assim o acesso aos pinos
necessários. Esta placa, para além de conter o DAC, dispõe também de fichas de
interligação e de comunicação com outras placas. Entre estas fichas consta uma ficha
Shell de 3 pinos para comunicação com a UART (Universal Asynchronous
Receiver/Transmitter).
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 81 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 4.20 - Diagrama de blocos interno do DAC7625 da Burr Brown [49].
Na Figura 4.21 é possível ver a placa de interface com o DSP, que inclui o DAC,
a ficha Shell, fichas minidin e flat cable para as saídas de PWM.
Figura 4.21 - Placa de interface com a eZdsp320F2812, incluindo o DAC DAC7625.
Placa de Comando 4.4.6.
A placa de comando é responsável pela interface entre o circuito de comando e o
circuito de potência. Uma das principais funcionalidades desta placa é adaptar os níveis
de tensão das saídas dos pinos de PWM do DSP para os níveis de tensão do driver dos
IGBTs. Esta adaptação é feita por um comparador rápido LM339 da Texas Instruments
onde o sinal proveniente do DSP é comparado com um sinal de referência (1,5 V) [50].
Circuito de Alimentação 4.5.
A fonte de alimentação é utilizada para alimentar os diversos módulos
constituintes do filtro ativo, como por exemplo o DSP e os sensores. A fonte de
Capítulo 4 – Hardware do Filtro Ativo Paralelo
82 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
alimentação tem as características da Tabela 4.3. As tensões de ±15 V são utilizadas
pelos sensores, tanto de corrente como de tensão, bem como utilizada pelo driver dos
IGBTs. A tensão de 5 V é utlizada como alimentação para o DSP e DAC.
Tabela 4.3 - Características da fonte de alimentação do filtro ativo.
Tensão Corrente
+15 V 1 A
-15 V 1 A
+5 V 1 A
Hardware Adicional 4.6.
Para interligar os sensores de corrente, que medem a corrente na fonte a um
monitorizador ou ao osciloscópio, foi desenvolvida uma placa com as resistências de
medida calculadas, e colocada dentro de uma caixa de interface, que pode ser vista na
Figura 4.22.
Figura 4.22 - Caixa de interface entre os sensores de corrente e o osciloscópio.
Conclusão 4.7.
Neste capítulo foi realizado um estudo sobre o hardware utilizado no filtro ativo
de potência. Foi referenciado o projeto SINUS para o qual o hardware foi desenvolvido.
Foi efetuada uma abordagem sobre o circuito de potência, incluindo as proteções dos
diversos constituintes do filtro ativo paralelo. Quanto ao circuito de controlo foram
realizados estudos aos sensores de corrente e de tensão utilizados, aos constituintes da
placa de condicionamento de sinal e aos constituintes da placa de comando, bem como
aos drivers e IGBTs utilizados.
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 83 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
CAPÍTULO 5
Implementação do Sistema de Controlo
Introdução 5.1.
Neste capítulo é abordada a implementação do sistema de controlo do filtro ativo
paralelo. Neste capítulo são estudadas, desenvolvidas e implementadas algumas
precauções, entre elas tem-se o phase-locked-loop e o virtual floating point engine
(IQMath). Ajustes à codificação efetuada na simulação é também explicada. Por fim são
abordadas as técnicas de comutação implementadas no DSP.
Phase-Locked-Loop (PLL) 5.2.
Um dos componentes que foi estudado e implementado foi a PLL. A sua função é
detetar e rastrear a componente positiva da frequência fundamental de um sinal que,
neste caso, corresponde à tensão da rede. A PLL teve de ser implementada porque o
algoritmo de controlo da teoria p-q utilizado foi o de potência constante na carga. Este
algoritmo é de fácil implementação, contudo se a tensão de entrada tiver harmónicos, a
corrente de compensação do filtro ativo terá harmónicos [23]. Ao ser utilizada uma PLL
para gerar as tensões de referência, as correntes no lado da fonte ficam sinusoidais,
aplicando a teoria p-q. O diagrama de blocos da Figura 5.1 exemplifica a estrutura
básica de uma PLL.
Figura 5.1 - Diagrama de blocos da estrutura básica de uma PLL [51].
Analisando o diagrama de blocos da Figura 5.1, o sinal de entrada passa por um
detetor de fase que calcula o erro entre a fase do sinal de saída da PLL com o sinal de
Detetor de Fase Filtro
Oscilador
Controlado
Entrada de
Referência
Erro na Fase
Entrada do
Oscilador
Controlado
Saída do
Oscilador
Controlado
Capítulo 5 – Implementação do Sistema de Controlo
84 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
entrada. Esse erro passa por um filtro, que inclui normalmente um controlador, cuja
função passa por diminuir o erro e adaptar o sinal para o oscilador controlado [52]. O
bloco referente ao oscilador controlado é responsável por gerar a onda a onda
sinusoidal, com a fase e frequência igual à componente positiva da frequência
fundamental do sinal de entrada. O sinal oscilador controlador é também realimentado e
comparado com o sinal de entrada no detetor de fase.
O algoritmo de PLL implementado foi proposto por M.Aredes at all. [51] e utiliza
a transformada de Clarke, para fazer o seguimento do sinal de referência em
coordenadas α-β. Uma das vantagens da utilização deste algoritmo advém da utilização
das coordenadas α-β. Como o algoritmo de controlo utiliza coordenadas α-β, a saída da
PLL não necessita de conversão para ser utilizada na entrada da teoria p-q. O diagrama
da Figura 5.2 mostra o algoritmo de PLL utilizado no DSP.
Figura 5.2 - Diagrama de blocos da PLL implementada [51].
O controlador PI da PLL foi implementado usando o algoritmo de posição. Já a
saída do bloco integrador é limitada para permanecer entre [-2π, 2π], para evitar a
saturação da variável. As funções trigonométricas foram calculadas diretamente no
DSP. O DSP TMS320F2812 vem equipado com uma look-up table de 512 valores
referentes ao seno. Na utilização da função seno ou cosseno, o DSP consulta a tabela
retornando o seu valor ou calcula uma série de Taylor entre valores da tabela [53]. Esta
é uma razão para a utilização da biblioteca IQMath, pois permite a redução significativa
do tempo necessário para o cálculo destas funções.
A Figura 5.3 apresenta o resultado, em simulação, da PLL implementada.
Analisando esta figura é possível verificar o instante em que a PLL foi ativada (5 ms),
bem como o tempo necessário para a sincronização (aproximadamente 30 ms). A forma
de onda da tensão na rede é a mesma que foi apresentada no subitem 1.2.4, sendo o mais
aproximado com o valor existente na rede de distribuição elétrica. No ambiente de
simulação, o THD% da tensão gerado pela PLL foi de 0,6%.
Transformada
α-β
X
X
∑
cos(ωt)
sin(ωt)
Controlador PI 1/s
va
vb
vc
vα
vβ
f
fβ
fα
ω ωt
Capítulo 5 – Implementação do Sistema de Controlo
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 85 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 5.3 - PLL implementada em simulação - instante inicial.
A Figura 5.4 mostra a PLL em funcionamento no filtro ativo. Nesta imagem, a
azul, pode ver-se a tensão na rede elétrica entre a fase A e o neutro. Já a preto pode
ver-se a onda gerada pela PLL implementada no DSP. Como é visível, a forma de onda
da tensão da rede encontra-se distorcida pelos harmónicos de corrente, que provocam
quedas de tensão nas impedâncias de linha. Já a onda gerada pela PLL está sincronizada
com a onda da rede (em frequência e em fase) e não apresenta deformações. Se a PLL
não fosse implementada, as correntes de compensação teriam harmónicos da tensão na
corrente (no caso de o algoritmo da teoria p-q ser o de potência constante na carga).
vpll
13,3 V/div
vrede
13,3 V/div
5 ms/div
Figura 5.4 - PLL implementada no filtro ativo.
IQMath 5.3.
O IQMath é uma biblioteca, disponibilizada pela Texas Instruments, que é
composta por um conjunto de funções matemáticas em C/C++, otimizadas para o DSP.
Com esta biblioteca, o programador pode converter facilmente o código de um sistema
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06
Time (s)
0
-200
-400
200
400
Vrede (V) Vpll (V)
Tempo (s)
vpll
vrede
Capítulo 5 – Implementação do Sistema de Controlo
86 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
com vírgula flutuante para um microcontrolador/DSP de ponto fixo. Estas funções são
particularmente importantes para sistemas em tempo real, onde o tempo de
processamento é crítico [53]. Uma variável definida deste tipo é dividida em parte
inteira e parte fracionária, sendo que todas elas são de 32 bits. Alterando o valor de IQ
(variável que define o número de bits a que corresponde a parte inteira), é possível
escolher a resolução das variáveis. Como o estudo e a simulação são normalmente feitos
à volta de variáveis do tipo real, esta livraria é muito prática. Sem recorrer a esta
biblioteca, a codificação num microcontrolador/DSP de ponto fixo é dispendiosa em
termos de tempo, para além de não facilitar, a quem necessitar estudar o código, a sua
compreensão. A Tabela 5.1 apresenta as representações possíveis para variáveis do tipo
IQMath, nomeadamente os valores máximos e mínimos que podem ter em cada
formato, bem como a sua resolução.
Tabela 5.1 - Variável em IQMath - gama de valores e resolução [53].
Tipo de Variável Gama de Valores
Resolução/Precisão Mínimo Máximo
_iq30 -2 1,999 999 999 0,000 000 001
_iq29 -4 3,999 999 998 0,000 000 002
_iq28 -8 7,999 999 996 0,000 000 004
_iq27 -16 15,999 999 993 0,000 000 007
_iq26 -32 31,999 999 985 0,000 000 015
_iq25 -64 63,999 999 970 0,000 000 030
_iq24 -128 127,999 999 940 0,000 000 060
_iq23 -256 255,999 999 981 0,000 000 119
_iq22 -512 511,999 999 762 0,000 000 238
_iq21 -1 024 1 023,999 999 523 0,000 000 477
_iq20 -2 048 2 047,999 999 046 0,000 000 954
_iq19 -4 096 4 095,999 998 093 0,000 001 907
_iq18 -8 192 8 191,999 996 185 0,000 003 815
_iq17 -16 384 16 383,999 992 371 0,000 007 629
_iq16 -32 768 32 767,999 984 741 0,000 015 259
_iq15 -65 536 65 535,999 969 482 0,000 030 518
_iq14 -131 072 131 071,999 938 965 0,000 061 035
_iq13 -262 144 262 143,999 877 930 0,000 122 070
_iq12 -524 288 524 287,999 755 859 0,000 244 141
_iq11 -1 048 576 1 048 575,999 511 719 0,000 488 281
_iq10 -2 097 152 2 097 151,999 023 437 0,000 976 563
_iq9 -4 194 304 4 194 303,998 046 875 0,001 953 125
_iq8 -8 388 608 8 388 607,996 093 750 0,003 906 250
_iq7 -16 777 216 16 777 215,992 187 500 0,007 812 500
_iq6 -33 554 432 33 554 431,984 375 000 0,015 625 000
_iq5 -67 108 864 67 108 863,968 750 000 0,031 250 000
_iq4 -134 217 728 134 217 727,937 500 000 0,062 500 000
_iq3 -268 435 456 268 435 455,875 000 000 0,125 000 000
_iq2 -536 870 912 536 870 911,750 000 000 0,250 000 000
_iq1 -1 073 741 824 1 073 741 823,500 000 000 0,500 000 000
Capítulo 5 – Implementação do Sistema de Controlo
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 87 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Uma das desvantagens é que, se for necessária uma precisão alta no resultado, não
é possível ter um valor elevado na parte inteira. Numa implementação que utilize esta
biblioteca é necessário um compromisso entre resolução e gama de valores. O valor de
IQ utilizado no filtro ativo foi o valor 15 pois é um bom compromisso entre a resolução
das variáveis e a gama de valores para a aplicação em causa.
Algumas precauções têm que ser tomadas para que, o valor das variáveis não
ultrapasse o limite estipulado. Na PLL, por exemplo, o valor de ómega (ω) é limitado
entre os valores -2π e 2π. Quando este valor não está compreendido nesta gama, é
somado 2π se o valor for menor que -2π e é subtraído 2π caso o valor for superior a 2π.
Algumas das funções desta biblioteca que foram utilizadas na programação do
sistema de controlo do filtro ativo, incluem as operações matemáticas básicas (soma,
subtração, multiplicação e divisão) e operações trigonométricas (seno e cosseno). Com a
mesma, o cálculo de um seno demora 46 ciclos de relógio e de um cosseno demora 44
ciclos de relógio [53]. Com as interrupções do ADC programadas para um período de
66,67 µs, o tempo de execução entre interrupções é de, aproximadamente, 10000 ciclos
de relógio.
Técnica de Comutação 5.4.
Neste item são abordadas as implementações das diferentes técnicas de
comutação, bem como as alterações efetuadas na codificação das mesmas. O diagrama
de blocos da Figura 5.5 exemplifica os passos seguidos por todas as técnicas de
comutação. Na ISR (interrupt service routine) do ADC são efetuados os cálculos dos
diversos módulos da codificação (cálculo da PLL, teoria p-q e técnica de comutação). O
tempo total, que o DSP utiliza para realizar estas operações é, aproximadamente,
5 vezes inferior ao tempo disponível entre interrupções.
Figura 5.5 - Diagrama de blocos geral da codificação no DSP.
Técnica de Comutação Periodic Sampling 5.4.1.
A implementação da técnica de comutação periodic sampling segue o fluxograma
ilustrado na Figura 5.6. Com os valores das correntes de compensação calculados, o
DSP compara os valores de compensação com os valores injetados pelo inversor. Se o
valor de compensação for superior ao injetado, o DSP ativa o IGBT superior do braço
Inicialização do
DSP
Leitura das
Tensões e
Correntes
Cálculo da PLL Teoria p-qTécnica de
Comutação
Capítulo 5 – Implementação do Sistema de Controlo
88 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
correspondente, e desativa o IGBT inferior. Já se o valor de compensação for inferior, o
DSP ativa o IGBT inferior e desativa o IGBT superior. Com todas as condições
satisfeitas o DSP fica à espera de nova interrupção do ADC para refazer os cálculos.
Figura 5.6 - Fluxograma da técnica de comutação periodic sampling implementada no DSP.
Técnica de Comutação PWM 5.4.2.
A técnica de comutação PWM precisa de um tempo de execução superior ao
requerido pela técnica de comutação periodic sampling. A técnica PWM implementada
no DSP segue os passos descritos na Figura 5.7.
Com os valores das correntes de compensação, o DSP calcula o erro entre as
correntes de compensação e as correntes do inversor a quatro braços. De seguida é
efetuado o controlador PI. O controlador implementado usa o algoritmo de posição,
tendo a forma da equação (5.1) à (5.3).
(5.1)
(5.2)
(5.3)
Início
Cálculo das correntes
de compensação
IcompA > IinjA ?
Liga IGBT superior
da fase A
Desliga IGBT inferior
da fase A
Liga IGBT inferior
da fase A
Desliga IGBT superior
da fase A
IcompB >IinjB ?
Liga IGBT superior
da fase B
Desliga IGBT inferior
da fase B
Liga IGBT inferior
da fase B
Desliga IGBT superior
da fase B
IcompC > IinjC ?
Liga IGBT superior
da fase C
Desliga IGBT inferior
da fase C
Liga IGBT inferior
da fase C
Desliga IGBT superior
da fase C
IcompN > IinjN ?
Liga IGBT superior
do neutro
Desliga IGBT inferior
do neutro
Liga IGBT inferior
do neutro
Desliga IGBT superior
do neutro
Sim Não
Sim Não
SimNão
Sim Não
Capítulo 5 – Implementação do Sistema de Controlo
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 89 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 5.7 - Fluxograma da técnica de comutação PWM implementada no DSP.
Primeiro é somado o valor de erro atual com os valores de erro anteriormente
calculados. De seguida o valor obtido é limitado a uma gama de valores máximos para
limitar o integral windup. Ao valor obtido na saída do controlador PI é somando 2500
para que este seja aceite pelo PWM. Isto porque a gama de valores do PWM é definida
entre [0 – 5000] (Esta gama de valores depende, tanto do prescalar aplicado à
frequência de relógio usado no Event Manager, como do valor inserido no registo
TXPR, para a obtenção da frequência de comutação desejada). Como a saída do
controlador pode ter valores positivos e negativos, o zero do controlador tem que ser o
centro da gama de valores do PWM, ou seja, 2500. Para que a frequência de comutação
seja constante foram inseridos limites na saída do PWM, para não ficar durante um
período, sempre no estado alto ou sempre no estado baixo. Os limites nos valores
máximos e mínimos do PWM para além de garantirem que os valores não ultrapassem a
gama de valores aceite pelo PWM, garantem também que a frequência de comutação é
igual à frequência da onda triangular. Com o limitador implementado, os valores são
carregados nos registos de PWM correspondentes, para atualização no próximo período
de comutação, mais precisamente na inicialização da portadora triangular.
Técnica de Comutação SVPWM 5.4.3.
A técnica de comutação SVPWM implementada no DSP usa coordenadas α-β-0 e
segue os passos descritos na Figura 5.8. Após a conversão da corrente do inversor para
coordenadas α-β-0 a técnica de comutação SVPWM assemelha-se à PWM com o
cálculo do erro e a execução do controlador PI. A determinação do prisma e a
determinação do tetraedro foram abordadas no subitem 2.5.5.3. Neste subitem
Cálculo do erro entre as
correntes de compensação
e as correntes do inversor
Controlador PI
Adaptar o valor do controlador
aos valores do PWM
Inserir limites
máximos e mínimos
Escrever nos registos
dedicados ao PWM os
novos valores
Início
Cálculo das
correntes de
compensação
Capítulo 5 – Implementação do Sistema de Controlo
90 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
encontram-se também as matrizes para o cálculo dos tempos de comutação, bem como a
ordem de comutação para os braços do inversor. Com o prisma e o tetraedro
determinados é utilizado um switch-case, para maior rapidez na seleção da matriz
correspondente (em comparação com o if-then-else).
Figura 5.8 - Fluxograma blocos da técnica de comutação SVPWM implementada no DSP.
Conclusão 5.5.
Neste Capítulo foi abordada a implementação das técnicas de comutação. A PLL
proposta por M. Aredes que foi implementada no DSP garante que a tensão de
referência para a técnica de controlo é sinusoidal e em fase com a tensão da rede. A sua
fácil implementação, o uso de coordenadas α-β-0 e o cálculo rápido são as
características mais importantes desta PLL. A utilização da biblioteca IQMath permite
ao DSP de fixed-point acelerar os cálculos de variáveis do tipo float. Quanto à
implementação das técnicas de comutação foi apresentado os fluxogramas de cada
técnica. Analisando os algoritmos é possível concluir que a técnica de comutação
periodic sampling é de cálculo simplificado e que a técnica SVPWM é a mais morosa.
Início
Cálculo das correntes
de compensação
Converter os valores de
corrente do inversor
para coordenadas α-β-0
Cálculo do erro entre as
correntes de compensação
e as correntes do inversor
Controlador PI
Determinação do
Prisma
Conversão da saída do
controlador para
coordenadas A-B-C
Determinação do
tetraedro
Cálculo dos tempos
de comutação
Determinação da ordem
de comutação
Colocação do valor nos
registos de PWM
correspondentes
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 91 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
CAPÍTULO 6
Resultados Experimentais
Introdução 6.1.
Neste capítulo são apresentados os resultados experimentais retirados da
implementação prática das técnicas de comutação. São efetuados testes com diferentes
cargas, com o objetivo de observar a resposta do filtro ativo quando na presença de
conteúdo harmónico, desequilíbrios e fator de potência não unitário. Em todos os casos
são apresentadas as formas de onda de tensão e de corrente na fonte, das correntes de
referência do controlador e das correntes de compensação produzidas pelo inversor. Os
resultados são comparados em termos de THD% da corrente compensada e do fator de
potência. Em termos de equipamentos de medição foram utilizados o
YOKOGAWA DL708E (osciloscópio de 8 canais isolados) e um FLUKE 435 (analisador
de qualidade de energia), como é possível verificar na Figura 6.1.
Figura 6.1 - Equipamentos de medida utilizados.
Carga RL Desequilibrada 6.2.
O primeiro teste foi efetuado com a carga apresentada na Figura 6.2. Esta carga
permite observar a resposta do filtro ativo na compensação de desequilíbrios e do fator
de potência.
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
92 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 6.2 - Diagrama da carga RL desequilibrada aplicada ao filtro ativo.
A Figura 6.3 mostra a forma de onda das tensões e das correntes na carga. Numa
análise à figura é possível observar que a corrente na fase A, para além de não ter a
mesma amplitude que nas outras fases, também se encontra desfasada relativamente à
tensão na fase A.
va, vb, vc
28,13 V/div
ia, ib, ic
2 A/div
5 ms/div
Figura 6.3 - Tensão e corrente na carga com carga RL desequilibrada e filtro ativo desligado.
Para melhor compreender a Figura 6.3, a Figura 6.4 apresenta os resultados
obtidos com o filtro ativo desligado. Na Figura 6.4 (a) podem ver-se as tensões e a
correntes nas 3 fases, já na Figura 6.4 (b) podem ver-se os valores das potências (ativa,
reativa e aparente), bem como o fator de potência da carga RL desequilibrada.
Analisando a Figura 6.4 (a) é possível verificar o desequilíbrio das correntes nas fases,
assim como um valor de corrente de neutro significativo (17 A). Na Figura 6.4 (b) é
possível verificar que o fator de potência da fase A é claramente inferior ao valor pelo
128 mH
25,3 Ω 2,2 Ω 2,4 Ω
Fase A
Fase B
Fase C
Neutro
va ia
vb
vc
ib
ic
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 93 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
qual uma indústria é isenta de pagamento de energia reativa. Para o cálculo da energia
reativa a utiliza-se o fator tg(φ), que é definido como o quociente entre a energia reativa
e a energia ativa. Quanto maior for a tg(φ) menor é o fator de potência.
(tg(φ) = 1,33 > 0,3) [54]. Outro ponto a considerar é o valor da potência ativa absorvida
em cada fase. A potência ativa absorvida da fase A é consideravelmente inferior ao
valor das potências absorvidas nas fases B e C. Assim, é possível confirmar que a
utilização desta carga permite testar a resposta do filtro ativo paralelo para compensar
desequilíbrios e fator de potência.
(a)
(b)
Figura 6.4 - Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada e com o filtro ativo desligado (a) - Tensão
e corrente na carga. (b) - Valor da potência ativa, reativa, aparente e do fator de potência.
A Figura 6.5 (a) e a Figura 6.5 (b) mostram o espectro harmónico e a THD% da
tensão e da corrente da carga RL desequilibrada. Os valores de THD% da tensão (2,6%)
e da corrente (4,5%) encontram-se dentro da Classe 1 da norma CEI/IEC 61000-2-4
(Apêndice 1).
(a)
(b)
Figura 6.5 - Carga RL desequilibrada com o filtro desligado - valor de THD% e espectro harmónico (a)
Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
94 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling 6.2.1.
Com o filtro ativo paralelo ligado a operar com a técnica de comutação periodic
sampling obteve-se as tensões e correntes da Figura 6.6. Numa análise à figura é
possível observar que a tensão e a corrente encontram-se em fase, corrigindo assim o
fator de potência. As correntes nas 3 fases foram equilibradas, reduzindo assim os
desequilíbrios e a corrente de neutro.
va, vb, vc
28,13 V/div
ia, ib, ic
2 A/div
5 ms/div
Figura 6.6 - Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a técnica de
comutação periodic sampling.
Com o filtro ativo a utilizar a técnica de comutação periodic sampling e a
compensar a carga RL desequilibrada, obteve-se os valores da Figura 6.7 (a) em termos
de tensão e de corrente na fonte e os valores da Figura 6.7 (b) em termos de potência
ativa, reativa e aparente, bem como o fator de potência.
(a)
(b)
Figura 6.7 - Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada, filtro ativo ligado com técnica de
comutação periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e
aparente bem como o valor do fator de potência.
va ia
vb
vc
ib
ic
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 95 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Analisando a Figura 6.7(a) pode verificar-se que as correntes nas fases do lado da
fonte foram equilibradas e a corrente de neutro foi reduzida consideravelmente (de 17 A
para 1,2 A). Analisando a Figura 6.7(b) é possível ver que o fator de potência foi
compensado para um valor isento de pagamento de energia reativa. O valor de
potência aparente foi reduzido, de 2,34 kVA para 2,09 kVA.
A Figura 6.8 (a) mostra o espectro harmónico e a THD% da tensão na fonte e a
Figura 6.8 (b) mostra para a da corrente na fonte, com o filtro ativo a compensar a
carga RL desequilibrada com a técnica de comutação periodic sampling.
(a)
(b)
Figura 6.8 - Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação periodic sampling -
valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.
Comparando a Figura 6.8 (a) com a Figura 6.5 (a) é possível ver que o valor de
THD% da tensão foi ampliado, embora não de uma maneira significativa. Ao comparar
a Figura 6.8 (b) com a Figura 6.5 (b) a THD% da corrente foi aumentada (de 4,5% para
4,8%), mantendo-se ainda assim dentro da Classe 1 da norma CEI/IEC 61000-2-4
(Apêndice 1).
Um parâmetro de relevante comparação advém do valor de compensação
calculado pela teoria p-q, e o valor que o inversor está a injetar. A Figura 6.9 mostra o
valor de referência e o valor de compensação, com o filtro ativo a compensar a carga
RL desequilibrada. Analisando a Figura 6.9 é possível verificar que o valor de
compensação segue o valor de referência em regime permanente, ainda que com um
valor de ripple elevado. Esse ripple deve-se à técnica de comutação e à não utilização
de filtros passivos para compensação da frequência de comutação.
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
96 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
iref
2,5 V/div
icomp
2,5 V/div
5 ms/div
Figura 6.9 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor - carga RL
desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação periodic sampling.
Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM 6.2.2.
A Figura 6.10 mostra a tensão e a corrente na fonte com o filtro ativo ligado a
compensar a carga RL desequilibrada com a técnica de comutação PWM. Comparando
a Figura 6.10 com a Figura 6.6 pode ver-se que, como a técnica de comutação periodic
sampling, a técnica de comutação PWM compensa o desfasamento e o desequilíbrio da
carga para o lado da fonte. No que diz respeito ao ripple de corrente este foi reduzido,
em comparação com a técnica de comutação periodic sampling.
va, vb, vc
28,13 V/div
ia, ib, ic
2 A/div
5 ms/div
Figura 6.10 - Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a técnica
de comutação PWM.
icomp
iref
va ia
vb
vc
ib
ic
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 97 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
A Figura 6.11 (a) mostra o espectro harmónico e a THD% da tensão, enquanto
que a Figura 6.11 (b) apresenta os mesmos parâmetros mas para a corrente. Analisando
a Figura 6.11 (a) é possível ver que a THD% da tensão (2,8%) é superior à obtida com a
técnica de comutação periodic sampling (2,7%), embora reduzida. Já na Figura 6.11 (b)
a THD% da corrente (4%) é inferior ao obtido com a técnica de comutação periodic
sampling (4,8%), mantendo-se dentro dos 5% da Classe 1 da norma CEI/IEC 61000-2-4
(Apêndice 1).
(a)
(b)
Figura 6.11 - Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação PWM - valor de THD%
e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.
A Figura 6.12 (a) apresenta os valores obtidos para a tensão e corrente na fonte e a
Figura 6.12 (b) mostra os valores de potência ativa, reativa e aparente bem como o fator
de potência obtido com a carga RL desequilibrada para a técnica de comutação PWM.
(a)
(b)
Figura 6.12 - Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada, filtro ativo ligado com técnica de
comutação PWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem
como o valor do fator de potência.
Comparando a Figura 6.12 (a) com a Figura 6.7 (a) é possível verificar que o
desequilíbrio de corrente foi melhor compensado, reduzindo o valor da corrente de
neutro de 1,2 A para 0,5 A. Comparando a Figura 6.12 (b) com a Figura 6.7 (b) é
possível verificar que, em comum com o que acontece com a técnica de comutação
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
98 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
periodic sampling, o fator de potência compensado para a unidade, e o valor de potência
reativa foi reduzido de 40 VAr para 10 VAr.
Em comum com a técnica de comutação periodic sampling, a Figura 6.13 mostra
o valor de referência calculado pela teoria p-q e o valor injetado pelo inversor, com o
filtro ativo ligado. Analisando esta figura é possível verificar que o valor de
compensação segue o valor de referência com um pequeno atraso, e com erro reduzido
nos pontos de inflexão. Um melhor ajuste nas constantes do controlador PI consegue
reduzir este erro, em custo do aumento do ripple em torno do valor de referência.
iref
2,5 V/div
icomp
2,5 V/div
5 ms/div
Figura 6.13 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor - carga RL
desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação PWM.
Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM 6.2.3.
A Figura 6.14 mostra a tensão e corrente na fonte com a técnica de comutação
SVPWM para a carga RL desequilibrada. Em comum com a Figura 6.10 e com a
Figura 6.6, a técnica de comutação SVPWM consegue mitigar o desequilíbrio e o
desfasamento da carga visto do lado da fonte. As formas de onda da corrente
assemelham-se às obtidas com a técnica PWM, em termos de ruído.
Para melhor comparar a técnica SVPWM com as outras técnicas, Figura 6.15 (a)
apresenta as tensões e as correntes nas fases do lado da fonte e a Figura 6.15 (b) mostra
os valores de potência ativa, potência reativa e potência aparente bem como o fator de
potência obtidos com o FLUKE 435. Comparando a Figura 6.15 (a) com a
Figura 6.12 (a) e com a Figura 6.7 (a), é possível verificar que o desequilíbrio de
correntes nas 3 fases foi compensado, embora o valor de corrente no neutro seja o mais
elevado de todas as técnicas (2,2 A). Comparando a Figura 6.15 (b) com a
icomp
iref
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 99 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Figura 6.12 (b) e com a Figura 6.7 (b), pode verificar-se que o fator de potência foi
compensado para a unidade, em comum com os resultados obtido com as outras
técnicas de comutação. Já o valor de potência reativa foi mitigado na totalidade, sendo o
melhor resultado de todas as técnicas de comutação. O valor de potência aparente é o
mesmo que o obtido com a técnica de comutação PWM e ligeiramente superior ao
obtido com a técnica periodic sampling.
va, vb, vc
28,13 V/div
ia, ib, ic
2 A/div
5 ms/div
Figura 6.14 - Tensão e corrente na rede com carga RL desequilibrada e filtro ativo ligado com a técnica
de comutação SVPWM.
(a)
(b)
Figura 6.15 - Resultados obtidos com a carga RL desequilibrada, filtro ativo ligado com técnica de
comutação SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem
como o valor do fator de potência.
A Figura 6.16 (a) e Figura 6.16 (b) mostram o valor de THD% e espectro
harmónico da tensão e da corrente respetivamente, para a carga RL desequilibrada e a
va ia
vb
vc
ib
ic
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
100 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
técnica de comutação SVPWM. Comparado com as figuras correspondentes às outras
técnicas (Figura 6.11 para PWM; Figura 6.8 para periodic sampling), é possível
verificar que o valor de THD% da tensão (2,8%) é o mesmo que o valor obtido com
PWM e superior ao obtido com periodic sampling (2,7%). Já a THD% da corrente
(3,2%) é inferior ao obtido com a técnica de comutação PWM (4,0%) e
substancialmente inferior ao obtido com periodic sampling (4,8%). Estes valores
comprovam a redução do valor de THD% da corrente quando é utilizada a técnica de
comutação SVPWM.
(a)
(b)
Figura 6.16 - Carga RL desequilibrada e filtro ligado com a técnica de comutação PWM - valor de THD%
e espectro harmónico a) Tensão na fonte b) Corrente na fonte.
Em comum com a técnica de comutação periodic sampling e a técnica de
comutação PWM, a Figura 6.17 apresenta o valor de referência da teoria p-q e o valor
injetado pelo inversor com o filtro ativo a compensar.
iref
2,5 V/div
icomp
2,5 V/div
5 ms/div
Figura 6.17 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor - carga RL
desequilibrada e filtro ativo com técnica de comutação SVPWM.
icomp
iref
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 101 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Analisando a Figura 6.17 é possível verificar que o valor de compensação segue o
valor de referência da teoria p-q com um pequeno desvio. Um ajuste mais fino dos
ganhos do controlador PI pode ajudar na mitigação deste problema de desvio, entre a
corrente de referência e a corrente sintetizada pelo inversor. Comparando a Figura 6.17
com a Figura 6.9 e com a Figura 6.13 é possível verificar que as formas de onda são
diferentes, tanto em forma como em amplitude. Isto deve-se ao facto de os valores de
referência e os valores injetados pelo inversor com a técnica de comutação SVPWM
serem apresentados nas coordenadas α-β-0, enquanto que nas outras técnicas de
comutação os valores, serem apresentados nas coordenadas A-B-C.
Primeiro teste com carga RL Desequilibrada e Retificador 6.3.
Trifásico
Neste teste realizado às técnicas de comutação é adicionado um retificador
trifásico à carga no item 6.2. Com a adição deste retificador é possível testar o filtro
ativo, para além dos casos anteriormente discutidos, a harmónicos de corrente. A
montagem do retificador no sistema segue o diagrama da Figura 6.18, que integra
também três bobines para limitar o di/dt do retificador trifásico.
Figura 6.18 - Diagrama da carga RC desequilibrada com retificador trifásico com carga RC no lado CC
aplicada ao sistema - primeiro teste.
Com a adição do retificador com carga RC no lado CC, a tensão e a corrente têm a
forma da Figura 6.19. Analisando a Figura 6.19 é possível ver o desfasamento e o
desequilíbrio testados na secção 6.2, bem como a distorção criadas pelo retificador
trifásico.
128 mH
25,3 Ω 2,2 Ω 2,4 Ω
Fase A
Fase B
Fase C
Neutro
1,5 mH
1,5 mH
1,5 mH
6,5 Ω
1,88 mF
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
102 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
va, vb, vc
28,13 V/div
ia, ib, ic
2 A/div
5 ms/div
Figura 6.19 - Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com
o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado.
A Figura 6.20 apresenta a THD% e o espectro harmónico da tensão
(Figura 6.20 (a)) e da corrente (Figura 6.20 (b)) com a utilização da carga RL
desequilibrada com retificador trifásico, com o filtro ativo desligado.
(a)
(b)
Figura 6.20 - Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com
carga RC do lado CC e filtro ativo desligado - valor de THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte
(b) Corrente na fonte.
Analisando a Figura 6.20 (a) é possível verificar que o valor de THD% da tensão
(2,7%) nas fases mantem-se semelhante ao obtido na carga utilizada no teste anterior
(Figura 6.5 (a)). Já a Figura 6.20 (b) mostra que a THD% da corrente (14,4%) aumentou
consideravelmente ao obtido com a carga anterior (4,5%). O valor de THD% da
corrente é assim superior aos 10% da Classe 3, valor estipulado na norma
CEI/IEC 61000-2-4 (Apêndice 1). Também é possível verificar que na Figura 6.20 (b),
va ia
vb
vc
ib
ic
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 103 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
os 5º e 7º harmónicos são visivelmente superiores aos obtidos com a carga RL
desequilibrada (Figura 6.5 (b)).
A Figura 6.21 (a) apresenta a tensão na fonte, corrente na fonte e frequência, já a
Figura 6.21 (b) apresenta as potências ativa, reativa e aparente consumidas pela carga,
bem como o fator de potência sem filtro ativo.
(a)
(b)
Figura 6.21 - Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o
retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado (a) - Tensão e corrente na
fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência.
Com esta carga o consumo de potência ativa foi elevado para mais do dobro da
carga utilizada no teste anterior (1,9 kW), e a potência reativa aumentou
consideravelmente também (0,01 kVAr da carga anterior). O fator de potência melhorou
ao valor obtido no teste anterior (0,81), não tendo assim um valor tão preponderante.
Com a utilização deste conjunto de cargas pretende-se testar também o filtro ativo para
cargas superiores, no sentido de verificar o seu desempenho e o das técnicas de
comutação.
Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling 6.3.1.
Ao utilizar o filtro ativo paralelo com a técnica de comutação periodic sampling a
compensar a carga RL desequilibrada com retificador trifásico obteve-se as formas de
onda para a tensão e corrente apresentadas na Figura 6.22. Analisando esta figura é
possível verificar que o desfasamento e o desequilíbrio foram mitigados em comparação
com o filtro desligado (Figura 6.19), bem como o 5º e 7º harmónicos que, com o filtro
ativo desligado, tinham um valor elevado.
Para verificar o valor de THD% e o espetro harmónico da tensão e da corrente a
Figura 6.23 (a) e Figura 6.23 (b), respetivamente, ilustram os valores obtidos com o
FLUKE 435.
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
104 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
va, vb, vc
28,13 V/div
ia, ib, ic
2 A/div
5 ms/div
Figura 6.22 - Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com
o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação
periodic sampling.
Na Figura 6.23 (a) é possível concluir que a THD% da tensão (2,7%) manteve o
valor obtido anteriormente, quando o filtro ativo se encontrava desligado. Já na
Figura 6.23 (b) é possível concluir que a THD% da corrente (2,7%) foi reduzida
consideravelmente, comparando com o filtro ativo desligado, ficando o resultado dentro
dos 5% da Classe 1, definida pela norma CEI/IEC 61000-2-4 (Apêndice 1). No espectro
harmónico da Figura 6.23 (b) é também possível ver que o 5º e 7º harmónicos foram
compensados praticamente na totalidade.
(a)
(b)
Figura 6.23 - Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com
carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling - valor de
THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.
A Figura 6.24 (a) apresenta os valores de tensão e corrente na fonte, já no que diz
respeito à potência ativa, reativa, e aparente bem como fator de potência a
Figura 6.24 (b) ilustra os valores obtidos pelo FLUKE 435, com o filtro ativo a utilizar a
va ia
vb
vc
ib
ic
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 105 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
técnica de comutação periodic sampling. Analisando a Figura 6.24 (a) é possível
verificar que a corrente na fonte é praticamente semelhante em todas as fases e a
corrente de neutro foi compensada quase na totalidade. Na Figura 6.24 (b) é possível
verificar que o fator de potência foi compensado para a unidade, valor isento de
pagamento ao distribuidor de energia elétrica. No que diz respeito à potência reativa
esta foi reduzida de 0,80 kVAr para 0,12 kVAr. A potência aparente e a potência ativa
tem praticamente o mesmo valor e foi distribuído o seu consumo por todas as fases,
demonstrando assim um consumo de potência equilibrado nas 3 fases.
(a)
(b)
Figura 6.24 - Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o
retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação
periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem
como o valor do fator de potência.
Na Figura 6.25 pode ver-se o valor de referência calculado pela teoria p-q e o
valor de compensação injetado pelo inversor, com o filtro a compensar a carga RL
desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC.
iref
2,5 V/div
icomp
2,5 V/div
5 ms/div
Figura 6.25 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – primeiro teste com
carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a
compensar com técnica de comutação periodic sampling.
icomp
iref
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
106 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Analisando a Figura 6.25 é possível verificar que o valor de compensação segue o
valor de referência embora com um erro nos pontos de inflexão. A diminuição do valor
das impedâncias de acoplamento ou o aumento da frequência de comutação são formas
de reduzir este erro.
Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM 6.3.2.
Na Figura 6.26 apresenta as formas de onda para a tensão e para corrente na fonte
quando filtro ativo utiliza a técnica de comutação PWM. Ao comparar a Figura 6.26
com a Figura 6.22 é possível verificar uma semelhança em termos de correntes
equilibradas e em fase com a tensão. O valor de ripple na corrente é praticamente
inexistente quando a técnica de comutação PWM é utilizada. Analisando as formas de
onda da corrente é possível verificar que estas não são perfeitamente sinusoidais.
va, vb, vc
28,13 V/div
ia, ib, ic
2 A/div
5 ms/div
Figura 6.26 - Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com
o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação PWM.
Para uma melhor verificação das formas de onda da Figura 6.26, a Figura 6.27 (a)
e a Figura 6.27 (b) mostram a THD% e o espectro harmónico da tensão e corrente, com
PWM como técnica de comutação. Comparando a Figura 6.27 (a) com a Figura 6.23 (a)
é possível verificar que a THD% da tensão (2,3%) foi reduzido, embora não de forma
significativa (2,7%). Ao comparar a Figura 6.27 (b) com a Figura 6.23 (b) é possível
verificar que a THD% da corrente (3,6%) aumentou em comparação com a técnica de
comutação periodic sampling (2,7%), ficando ainda assim dentro limite da Classe 1 da
va ia
vb
vc
ib
ic
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 107 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
norma CEI/IEC 61000-2-4 (Apêndice 1). É assim explicado a deformação nas formas
de onda da corrente, apresentadas na Figura 6.26.
(a)
(b)
Figura 6.27 - Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com
carga RC no lado CC e filtro ativo ligado e técnica de comutação PWM - valor de THD% e espectro
harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.
A Figura 6.28 (a) apresenta o valor medido de tensão e de corrente na fonte, e a
Figura 6.28 (b) apresenta as 3 potências (ativa, reativa e aparente), com o filtro ativo a
utilizar a técnica de comutação PWM. Analisando a Figura 6.28 (a) é possível verificar
que as correntes, embora com algumas deformações, mantêm-se equilibradas e a
corrente de neutro é inferior, comparado com os valores de corrente obtidos com a
técnica de comutação periodic sampling. Analisando a Figura 6.28 (b) pode ver-se que
o fator de potência foi compensado para a unidade. Quanto à potência reativa, esse valor
foi reduzido em relação à não utilização de filtro ativo (0,8 kVAr) e à utilização do filtro
ativo com a técnica de comutação periodic sampling (0,12 kVAr). Avaliando a potência
ativa é possível verificar que as diferenças entre fases é praticamente inexistente, como
foi obtido também com a técnica de comutação periodic sampling.
(a)
(b)
Figura 6.28 - Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o
retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação PWM
(a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do
fator de potência.
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
108 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
A Figura 6.29 mostra o valor de referência obtido na saída do controlador e o
valor de compensação obtido com o inversor a compensar, utilizando a técnica de
comutação PWM.
iref
2,5 V/div
icomp
2,5 V/div
5 ms/div
Figura 6.29 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – primeiro teste com
carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a
compensar com técnica de comutação PWM.
Na Figura 6.29 é possível verificar que o valor de compensação segue o valor de
referência com um pequeno erro nos pontos de elevada variação. O erro visível é o
mesmo que representam as deformações nas formas de onda da corrente do lado da
fonte. Comparando com a Figura 6.25 é possível ver que o ripple é menor com a
técnica de comutação PWM. Comparando a Figura 6.29 com a Figura 6.25 é visível a
semelhança entre os valores de referência, pois a teoria de controlo é a mesma nos dois
casos, alterando apenas a técnica de comutação.
Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM 6.3.3.
A Figura 6.30 apresenta as formas de onda da tensão e da corrente na fonte, com o
filtro ativo a utilizar a técnica de comutação SVPWM, para compensar a carga RL
desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC.
Comparando a Figura 6.30 com a Figura 6.26 são visíveis as semelhanças entre as
formas de onda da tensão e da corrente, embora as deformações nas formas de onda da
corrente são praticamente inexistentes com a técnica de comutação SVPWM. Já
comparando a Figura 6.30 com a Figura 6.22 e, em comum com o que acontece com a
técnica de comutação PWM, a forma de onda da corrente tem um ripple inferior.
icomp
iref
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 109 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
va, vb, vc
28,13 V/div
ia, ib, ic
2 A/div
5 ms/div
Figura 6.30 - Tensão e corrente na rede no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com
o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação
SVPWM.
Para uma melhor compreensão e análise da Figura 6.30, a Figura 6.31 (a) e a
Figura 6.31 (b) mostram, respetivamente, o valor de THD% e o espectro harmónico da
tensão e da corrente na fonte com a técnica de comutação SVPWM para a carga RL
desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC.
(a)
(b)
Figura 6.31 - Primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com
carga RC no lado CC e filtro ativo ligado e técnica de comutação SVPWM - valor de THD% e espectro
harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.
Na Figura 6.31 (a) a THD% da tensão (2,3%) é semelhante ao obtido com a
técnica PWM e inferior ao obtido com a técnica periodic sampling (2,7%). Já na
Figura 6.31 (b) o valor do THD% da corrente (2,6%) é inferior ao obtido com a técnica
PWM (3,6%) e também inferior ao obtido com a técnica periodic sampling (2,7%).
Com estes valores é possível concluir que, como acontece no sistema implementado em
va ia
vb
vc
ib
ic
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
110 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
simulação, a técnica de comutação SVPWM tem um valor de THD% de corrente
inferior ao das outras técnicas de comutação.
A Figura 6.32 (a) apresenta os valores medidos de tensão e de corrente na fonte, já
a Figura 6.32 (b) apresenta os valores de potência ativa, reativa e aparente bem como o
fator de potência obtidos com a técnica de comutação SVPWM. Analisando a
Figura 6.32 (a) é possível verificar que as correntes nas fases encontram-se praticamente
equilibradas, embora o valor de corrente de neutro seja o maior de todas as técnicas de
comutação. Na Figura 6.32 (b) o fator de potência é igual ao obtido com as outras
técnicas, ou seja, compensado para a unidade. Já na potência reativa, o valor é melhor
que o obtido com a técnica de comutação periodic sampling (0,12 kVAr), e um pouco
superior ao obtido com PWM (0,04 kVAr). Na potência ativa é possível verificar um
pequeno desequilíbrio entre as potências consumidas. Isto pode dever-se a um ajuste
menos fino dos ganhos do controlador, bem como devido às limitações na resolução
impostas pela utilização da livraria IQMath que, no caso da técnica SVPWM, é muito
importante. Nas matrizes referentes ao tetraedro (da equação (2.61) à equação (2.83))
que foram implementadas no DSP, os valores calculados são desviados do valor real em
cada operação.
(a)
(b)
Figura 6.32 - Resultados obtidos no primeiro teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o
retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação
SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o
valor do fator de potência.
A Figura 6.33 mostra o valor de referência calculado pela teoria p-q e o valor
injetado pelo inversor com o filtro ativo ligado a compensar a carga RL desequilibrada e
o retificador trifásico com carga RC no lado CC. O valor de compensação obtido na
Figura 6.33 tem um ligeiro erro nos pontos de elevada inflexão em relação ao valor de
compensação, que advém dos problemas anteriormente referidos (ganhos do controlador
menos bem regulados e limitações do IQMath). Embora, em termos gerais, o valor de
compensação segue o valor de referência, imposta pela teoria p-q. Numa comparação
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 111 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
cuidada dos valores de referência entre as técnicas de comutação é possível verificar
que o valor obtido com a utilização da SVPWM é diferente. A explicação é a mesma
que foi efetuada para a Figura 6.17.
iref
2,5 V/div
icomp
2,5 V/div
5 ms/div
Figura 6.33 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – primeiro teste com
carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a
compensar com técnica de comutação SVPWM.
Segundo teste com carga RL Desequilibrada e Retificador 6.4.
Trifásico
Este teste utiliza a mesma configuração da carga no subitem 6.3, no entanto foram
alterados alguns valores nos componentes utilizados. Neste teste o valor das indutâncias
em serie com o retificador trifásico foram reduzidas e a resistência da carga RC no lado
CC foi reduzida. A Figura 6.34 apresenta os valores nominais dos elementos
constituintes desta carga.
Figura 6.34 - Diagrama da carga RC desequilibrada com retificador trifásico com carga RC no lado CC
aplicada ao sistema - segundo teste.
128 mH
25,3 Ω 2,2 Ω 2,4 Ω
Fase A
Fase B
Fase C
Neutro
197,3 µH
520 µH
246 µH
12,3 Ω
1,88 mF
icomp
iref
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
112 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Com esta carga é possível testar o filtro ativo a valores de THD% de corrente
superiores e a resposta das técnicas de comutação a variações de corrente mais elevadas.
A Figura 6.35 apresenta a forma de onda da tensão e da corrente nas 3 fases com a
nova carga RL desequilibrada com retificador trifásico com carga RC no lado CC.
va, vb, vc
28,13 V/div
ia, ib, ic
2 A/div
5 ms/div
Figura 6.35 - Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com
o retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado.
Analisando as formas de onda da corrente da Figura 6.35 é possível verificar,
principalmente na fase A, a semelhança com a deformação apresentada na Figura 1.8.
Como abordado no subitem 1.2.5.1, a THD% da corrente para esta forma de onda é
elevado. Na Figura 6.36 (a) é apresentado o espectro harmónico e a THD% da tensão,
enquanto que na Figura 6.36 (b) são apresentados os mesmos parâmetros mas para a
corrente.
(a)
(b)
Figura 6.36 - Segundo teste efetuado com a carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador
trifásico com carga RC do lado CC e filtro ativo desligado - valor de THD% e espectro harmónico
(a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.
va ia
vb
vc
ib
ic
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 113 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Analisando a Figura 6.36 (b) é possível verificar o elevado THD% na corrente
(49,2%) onde, na fase A o 5º harmónico corresponde a 41% da fundamental. A
Figura 6.37 (a) apresenta os valores de tensão e de corrente consumidas pela carga,
enquanto que na Figura 6.37 (b) são apresentas as 3 potências e o fator de potência.
(a)
(b)
Figura 6.37 - Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto com o
retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo desligado (a) - Tensão e corrente na
fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do fator de potência.
Analisando a Figura 6.37 (b) e, comparando com o teste anterior, é possível
verificar que as correntes consumidas tem um valor inferior, pois este teste é realizado
para testar a resposta das técnicas de comutação a uma carga com valores de THD% de
corrente superiores. Para o teste das técnicas de comutação a esta carga o valor de
referência de tensão do barramento DC foi elevado, de 190 V para 300 V. Com o valor
de tensão de referencia de 190 V e com as bobines de acoplamento utilizadas não é
possível ao inversor sintetizar as correntes de compensação calculadas com a teoria p-q.
Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling 6.4.1.
A Figura 6.38 apresenta a forma de onda da tensão e da corrente, obtidas com a
técnica de comutação periodic sampling. Analisando a Figura 6.38 é possível verificar
que o desequilíbrio e os harmónicos na corrente foram mitigados. Para melhor
compreender a Figura 6.38, a Figura 6.39 (a) apresenta a tensão e a corrente nas fases,
enquanto que a Figura 6.39 (b) apresenta as potências e o fator de potência no lado da
fonte com a técnica de comutação periodic sampling. Analisando a Figura 6.39 (a) é
possível verificar que o consumo de corrente nas fases foi equilibrado, reduzindo
significativamente a corrente de neutro. Analisando a Figura 6.39 (b) é possível
verificar que o consumo de potência ativa foi equilibrado, bem como o fator de potência
foi compensado para a unidade.
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
114 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
va, vb, vc
28,13 V/div
ia, ib, ic
2 A/div
5 ms/div
Figura 6.38 - Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com
o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação
periodic sampling.
(a)
(b)
Figura 6.39 - Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto com o
retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação
periodic sampling (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem
como o valor do fator de potência.
Para analisar o espectro harmónico e do THD%, a Figura 6.40 (a) apresenta os
valores referentes à tensão e a Figura 6.40 (b) apresenta os valores para a corrente.
Analisando a Figura 6.40 (b) é possível verificar que, embora a THD% da corrente
(49,2%) seja elevado, a técnica de comutação periodic sampling consegue reduzir a
THD% da corrente (4,7%) para um valor compreendido na Classe 1 da norma CEI/IEC
61000-2-4 (Apêndice 1).
va ia
vb
vc
ib
ic
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 115 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
(a)
(b)
Figura 6.40 - Segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com
carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação periodic sampling - valor de
THD% e espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.
A Figura 6.41 apresenta o valor de referência gerada pela teoria p-q e o valor de
compensação injetado pelo inversor com a técnica de comutação periodic sampling.
iref
2,5 V/div
icomp
2,5 V/div
5 ms/div
Figura 6.41 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – segundo teste com
carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a
compensar com técnica de comutação periodic sampling.
Analisando a Figura 6.41 é possível verificar que a técnica de comutação
periodic sampling consegue compensar as variações de corrente com um desvio mínimo
da referência. Com este resultado é possível confirmar a robustez desta técnica.
Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM 6.4.2.
A Figura 6.42 apresenta as formas de onda da tensão e da corrente obtidas com o
filtro ativo a utilizar a técnica de comutação PWM. Analisando as formas de onda das
correntes apresentadas na Figura 6.42 é possível verificar que esta apresenta pequenas
icomp
iref
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
116 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
deformações e ripple. Isto deve-se ao facto de os ganhos do controlador PI não serem os
mais adequados para este tipo de carga. Para resolver este problema é necessário
reajustar os ganhos do controlador, mas com isso o desempenho iria piorar para as
cargas anterior. A implementação de um controlador adaptativo é a melhor forma de
mitigar este problema, permitindo ajustar os ganhos consoante a carga acoplada ao
sistema.
va, vb, vc
28,13 V/div
ia, ib, ic
2 A/div
5 ms/div
Figura 6.42 - Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com
o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação PWM.
Para uma melhor compreensão das formas de onda da corrente apresentadas na
Figura 6.42, a Figura 6.43 (a) apresenta o THD% da tensão e a Figura 6.43 (b) o THD%
da corrente.
(a)
(b)
Figura 6.43 - Segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com
carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação PWM - valor de THD% e espectro
harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.
va ia
vb
vc
ib
ic
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 117 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Analisando a Figura 6.43 (b) é possível verificar que, embora a THD% da
corrente (6,0%) foi drasticamente reduzido, ainda se encontra acima da Classe 1 da
norma CEI/IEC 61000-2-4 (Apêndice 1). Com este resultado é possível confirmar a
melhor adaptação a diferentes cargas da técnica de comutação periodic sampling.
Na Figura 6.44(a) é possível verificar os valores referentes à tensão e à corrente
nas fases do lado da fonte e na Figura 6.44 (b) os valores das potências (ativa, reativa e
aparente), bem como o valor do fator de potência. Analisando a Figura 6.44(a) é
possível verificar que o desfasamento das correntes e a corrente de neutro foi mitigado.
O fator de potência foi compensado para a unidade e a potência aparente é praticamente
igual à potência ativa confirmando que, embora a THD% da corrente seja pior do que o
obtido com técnica de comutação periodic sampling, o filtro ativo com PWM consegue
mitigar satisfatoriamente desequilíbrios e desfasamentos, ainda que com algumas
limitações a variações de carga elevadas.
(a)
(b)
Figura 6.44 - Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto com o
retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação PWM
(a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o valor do
fator de potência.
A Figura 6.45 apresenta o valor de compensação na saída da técnica de controlo
teoria p-q e o valor de compensação injetado pelo inversor a quatro braços com o filtro
ativo a utilizar a técnica de comutação PWM. Analisando a Figura 6.45 é possível
verificar que o valor injetado pelo inversor segue o valor de referência, ainda que com
um pequeno ripple em torno do valor de referência. Este ripple é visível na Figura 6.42
e é em parte responsável, pelo valor de THD% de corrente obtido com a técnica de
comutação PWM.
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
118 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
iref
2,5 V/div
icomp
2,5 V/div
5 ms/div
Figura 6.45 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – segundo teste com
carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a
compensar com técnica de comutação PWM.
Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM 6.4.3.
A Figura 6.46 apresenta as formas de onda da tensão e da corrente obtidas com a
técnica de comutação SVPWM no segundo teste com a carga RL desequilibrada em
conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC.
va, vb, vc
28,13 V/div
ia, ib, ic
2 A/div
5 ms/div
Figura 6.46 - Tensão e corrente na rede no segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com
o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação
SVPWM.
va ia
vb
vc
ib
ic
icomp
iref
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 119 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Analisando a Figura 6.46 e, comparando-a com a Figura 6.42, é visível a redução
no ripple da corrente obtida com a técnica de comutação PWM, embora as deformações
nas formas de onda da corrente continuem presentes. Em comum com o que acontece
com a técnica de comutação PWM, um ajuste dos ganhos do controlador PI é necessário
para melhorar o desempenho da técnica SVPWM.
A Figura 6.47 (a) apresenta os valores da tensão e da corrente nas fases e a
Figura 6.47 (b) apresenta os valores da potência ativa, potência reativa, e da potência
aparente bem como o fator de potência com a técnica SVPWM. Analisando a
Figura 6.47 é visível que o desfasamento e o desequilíbrio da carga foram compensados
para valores aceitáveis.
(a)
(b)
Figura 6.47 - Resultados obtidos no segundo teste com a carga RL desequilibrada em conjunto com o
retificador trifásico com carga RC do lado CC e com o filtro ativo ligado e a técnica de comutação
SVPWM (a) - Tensão e corrente na fonte. (b) - Valor da potência ativa, reativa e aparente bem como o
valor do fator de potência.
A Figura 6.48 (a) apresenta o espectro harmónico e a THD% da tensão na fonte e
a Figura 6.48 (b) apresenta estes parâmetros mas para a corrente na fonte.
(a)
(b)
Figura 6.48 - Segundo teste com carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com
carga RC do lado CC e filtro ativo ligado com a técnica de comutação SVPWM - valor de THD% e
espectro harmónico (a) Tensão na fonte (b) Corrente na fonte.
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
120 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Analisando a Figura 6.48 (b) é possível verificar que a THD% da corrente (5,4%)
é inferior ao obtido com a técnica PWM (6%) e um ligeiramente superior que o obtido
com a técnica periodic sampling (4,7%). Com estes resultados é possível concluir que,
em comum com o acontece na simulação, a técnica SVPWM tem um valor de THD%
de corrente inferior que a técnica PWM. Quando comparado com a técnica periodic
sampling, o valor de THD% de corrente depende da carga acoplada ao sistema.
A Figura 6.49 apresenta o valor de referência calculado pela teoria p-q e o valor
de corrente injetado pelo inversor. Analisando esta figura é possível concluir que o valor
de corrente no inversor segue o valor de referência ainda que com um pequeno desvio.
iref
2,5 V/div
icomp
2,5 V/div
5 ms/div
Figura 6.49 - Valor de referência da teoria p-q e valor de compensação do inversor – segundo teste com
carga RL desequilibrada em conjunto com o retificador trifásico com carga RC no lado CC e filtro ativo a
compensar com técnica de comutação SVPWM.
Controlo do Barramento DC 6.5.
Neste item são abordados os resultados obtidos no controlo do barramento DC do
inversor a quatro braços. Os resultados obtidos foram retirados com todas técnicas de
comutação para a carga RL desequilibrada (abordada no subitem 6.2). Todos os testes
foram realizados com uma tensão de referência para o barramento DC de 190 V.
Resultados obtidos com a técnica de comutação periodic sampling 6.5.1.
A Figura 6.50 mostra o momento em que o inversor foi ligado para compensar os
problemas da carga RL desequilibrada com a técnica de comutação periodic sampling.
O valor inicial de tensão do barramento DC na Figura 6.50 (a) corresponde à
tensão depois de feita a pré-carga, aproximadamente 130 V. A Figura 6.50 (a) apenas
ilustra a evolução da tensão do barramento DC em relação à referência. Como os
icomp
iref
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 121 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
valores são obtidos através do DAC do DSP a amplitude de tensão no osciloscópio não
corresponde à tensão real no barramento DC. Analisando a Figura 6.50 (b) é visível o
ripple na tensão do barramento DC.
(a)
(b)
Figura 6.50 - (a) - Tensão de referência e tensão no barramento DC antes e após a ativação do inversor
para compensar a carga RL desequilibrada (5,6 V/div)(0,1 s/div) (b) - ripple da tensão no barramento DC,
com a técnica comutação periodic sampling (0,5 V/div)(10 ms/div).
Resultados obtidos com a técnica de comutação PWM 6.5.2.
A Figura 6.51 mostra o mesmo gráfico que na Figura 6.50, alterando apenas a
técnica de comutação para PWM. Analisando a Figura 6.51 é possível retirar as mesmas
conclusões que no caso anterior.
(a)
(b)
Figura 6.51 - (a) - Tensão de referência e tensão no barramento DC antes e após a ativação do inversor
para compensar a carga RL desequilibrada (5,6 V/div)(0,1 s/div) (b) - ripple da tensão no barramento DC,
com a técnica comutação PWM (0,5 V/div)(10 ms/div).
Resultados obtidos com a técnica de comutação SVPWM 6.5.3.
A Figura 6.52 (a) mostra a evolução da tensão do barramento DC aquando da
entrada em funcionamento do inversor, para a técnica de comutação SVPWM.
Analisando a Figura 6.52 (a) a conclusão é semelhante à retirada na Figura 6.51 (a).
vdc
vref
vdc
vref
Capítulo 6 - Resultados Experimentais
122 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
(a)
(b)
Figura 6.52 - (a) - Tensão de referência e tensão no barramento DC antes e após a ativação do inversor
para compensar a carga RL desequilibrada (5,6 V/div)(0,1 s/div) (b) - ripple da tensão no barramento DC,
com a técnica comutação SVPWM (0,5 V/div)(10 ms/div).
Conclusão 6.6.
Neste Capítulo foram abordados os resultados experimentais obtidos com o filtro
ativo paralelo às técnicas de comutação. Foram efetuados três testes distintos para
analisar o desempenho das técnicas de comutação, mais precisamente a harmónicos na
corrente, desequilíbrios de corrente e desfasamentos entre tensão e corrente. Para
sumarizar a Tabela 6.1 apresenta os valores de THD% de corrente obtidos com as
técnicas de comutação para os três testes efetuados. Analisando a tabela é possível
verificar que a técnica de comutação SVPWM, ainda não tenha obtido o valor de
THD% mais reduzido no último teste, apresenta um valor de THD% inferior que as
outras técnicas de comutação nos outros dois testes. Em termos de variação de THD% a
técnica de comutação periodic sampling obteve o melhor resultado com uma variação
de 2,1%, contra os 2,4% da técnica PWM e os 2,8% da técnica SVPWM. Com isto é
possível concluir a robustez da técnica periodic sampling a variações de carga.
Dos testes efetuados ao controlo da tensão do barramento DC pode concluir-se
que as técnicas de comutação têm um comportamento semelhante entre elas.
Tabela 6.1 - Resultados obtidos nos testes efetuados das técnicas de comutação em termos de THD%.
Sem filtro
THD%
PS
THD%
PWM
THD%
SVPWM
THD%
Carga RL Desequilibrada 4,5% 4,8% 4,0% 3,2%
Retificador Trifásico – Teste 1 14,4% 2,7% 3,6% 2,6%
Retificador Trifásico – Teste 2 49,2% 4,7% 6% 5,4%
vdc
vref
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 123 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
CAPÍTULO 7
Conclusão e Trabalho Futuro
Conclusão 7.1.
Nesta Dissertação foi realizado o estudo e implementação de três técnicas de
comutação para filtros ativos paralelos de potência, mais precisamente a técnica de
comutação periodic sampling, PWM e SVPWM. Inicialmente foi apresentado um
estudo sobre os problemas de qualidade de energia elétrica que afetam atualmente a
rede de distribuição de energia, realçando o interesse dos filtros ativo de potência. Foi
também efetuada uma breve explicação pela qual os problemas de qualidade de energia
devem ser mitigados. Em conjunto, foram apresentadas as regras e normas que estão em
vigor para a qualidade de energia elétrica, que os equipamentos e os fornecedores de
energia devem cumprir, em particular os filtros ativos de potência. Cargas que geram
problemas de qualidade de energia foram apresentadas, bem como o seu impacto na
rede de distribuição, realçando os valores de THD% que são inerentes à utilização
dessas cargas.
No capítulo 2 foi realizado um estudo sobre os filtros ativos de potência, bem
como os seus elementos constituintes. Verificou-se que a topologia de inversor VSI a
quatro braços se adequa para um filtro ativo paralelo com neutro, pois é possível
controlar a corrente que o inversor injeta no neutro. Foi apresentada a técnica de
controlo utilizada, que deriva diretamente da teoria p-q, onde a sua utilização se adequa
a um filtro ativo de potência. Foram verificadas as diversas alterações que foram
efetuadas na aplicação desta técnica de controlo, para um sistema trifásico com e sem
neutro. Um estudo sobre as técnicas de comutação foi realizado, bem como as
vantagens e desvantagens que advêm da sua utilização. Verificou-se a facilidade de
implementação e a robustez da técnica periodic sampling, bem como o seu problema de
frequência de comutação variável. A técnica de comutação PWM resolve o problema da
frequência de comutação, mas com as desvantagens no ajuste de ganhos do controlador.
Já a técnica de comutação SVPWM apresenta-se como mais eficiente, em termos de
comutações e THD% de corrente. No entanto, apresenta desvantagens em termos de
complexidade na sua implementação.
Capítulo 7 - Conclusão e Trabalho Futuro
124 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
No capítulo 3 foram apresentadas as simulações efetuadas ao filtro ativo de
potência com duas cargas, correspondendo aos problemas que o filtro ativo paralelo
deve mitigar (harmónicos na corrente, desfasamentos entre a corrente e a tensão e
desequilíbrios de corrente). Foi realizada uma explicação sobre as precauções e os
ajustes que foram tomados, para que a simulação se torne o mais real possível. Entre
elas, o circuito de tempo morto, impedância de linha e a utilização de parâmetros físicos
de cargas reais. Nos resultados de simulação verificou-se que a técnica de comutação
SVPWM obteve o menor valor de THD% nos dois testes, seguido pela técnica PWM e,
por último, a técnica de comutação periodic sampling.
No capítulo 4 foi realizado um estudo sobre o hardware utilizado no filtro ativo de
potência. O hardware utilizado foi desenvolvido para o projeto SINUS e adaptado para
o teste das três técnicas de comutação implementadas. Foi efetuada uma abordagem
sobre o circuito de potência, incluindo as proteções dos diversos constituintes do filtro
ativo paralelo. Quanto ao circuito de controlo foram realizados estudos aos sensores de
corrente e de tensão utilizados, aos constituintes da placa de condicionamento de sinal e
aos constituintes da placa de comando, bem como aos drivers e IGBTs utilizados.
No capítulo 5 foi abordada a implementação do sistema de controlo no DSP.
Verificaram-se os resultados da PLL do M. Aredes implementada, bem como a
necessidade da sua implementação [51]. Quanto ao DSP, foi explicada a necessidade da
utilização da biblioteca IQMath nesta Dissertação, em particular do valor de IQ de 15
que apresenta um bom compromisso entre resolução e gama de valores. Quanto às
técnicas de comutação foram apresentados os algoritmos implementados. Numa análise
a esses algoritmos verificou-se a simplicidade da técnica periodic sampling e a
complexidade da técnica SVPWM.
No capítulo 6 foram abordados os resultados experimentais. Foram aplicadas dois
tipos de cargas diferentes ao filtro ativo paralelo, mais precisamente uma carga RL
desequilibrada e um retificador trifásico com carga RC no lado CC. Dos testes
efetuados pode concluir-se que a técnica de comutação SVPWM tem o menor valor de
THD% na corrente, embora com algumas limitações. A complexidade inerente à
utilização da técnica, o tempo de processamento, o ajuste dos ganhos do controlador
complicado e as limitações na utilização da livraria IQMath são as mais importantes. A
técnica de comutação PWM é que engloba o melhor compromisso entre THD% da
corrente, dificuldade de implementação e desempenho. A técnica de comutação periodic
sampling é robusta e tem uma implementação simplificada, embora o valor de THD%
de corrente dependa muito da carga utilizada. Com o aumento da carga o valor de
Capítulo 7 - Conclusão e Trabalho Futuro
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 125 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
THD% é reduzido drasticamente. Com os resultados obtidos é possível construir a
Tabela 7.1, onde são ordenadas as técnicas de comutação do melhor para o pior
desempenho.
Tabela 7.1 - Comparação das técnicas de comutação.
Parâmetros
Desempenho THD%
Variação
THD%
Dificuldade
Implementação
Processamento
Necessário
Melhor SVPWM PS PS PS
Intermédio PS PWM PWM PWM
Pior PWM SVPWM SVPWM SVPWM
Analisando a Tabela 7.1 é possível concluir que a técnica de comutação SVPWM
obteve o melhor resultado em termos de THD%, ainda que nos restantes parâmetros
obteve o pior desempenho. Já a técnica de comutação periodic sampling obteve os
melhores resultados em 3 dos 4 parâmetros avaliados. A técnica de comutação PWM
obteve um resultado intermedio excetuando em termos de THD%.
Trabalho Futuro 7.2.
Inicialmente é recomendada a adaptação do sistema utilizado para ligação direta à
rede elétrica. Ao fazer essa adaptação é extremamente importante verificar se os valores
das variáveis internas no DSP não ultrapassam o limite imposto pelo valor atual do
IQMath.
Em todos os testes realizados à implementação com o protótipo laboratorial do
filtro ativo não foram utilizados filtros passivos para atenuar o ruído na frequência de
comutação. Assim sendo, é aconselhável a implementação de filtros passivos. Embora
sejam de difícil configuração para a técnica de comutação periodic sampling, é de fácil
configuração para as técnicas de comutação PWM e SVPWM, pois a frequência de
comutação é fixa.
Uma comparação entre o desempenho de um DSP com fixed-point com um DSP
com floating-point na implementação de um filtro ativo é de grande interesse. A
utilização da livraria IQMath consegue melhorar a conversão de código de uma
plataforma de simulação (como por exemplo o PSIM) para um DSP com fixed-point,
um DSP com floating-point nativo é de conversão mais simplificada. O
TMS320F28335 da Texas Instruments é um DSC (Digital Signal Controller) floating-
point a considerar, pois tem a mesma frequência de relógio (150 MHz) e uma estrutura
de registos semelhante ao TMS320F2812 [55].
Capítulo 7 - Conclusão e Trabalho Futuro
126 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
O estudo e implementação de técnicas de controlo para filtros ativos de potência
são interessantes em termos de desempenho e velocidade de execução, bem como nas
respostas em regime permanente e transitório, para comparação com a teoria p-q. Entre
as técnicas possíveis aconselha-se a teoria de Fryze, como técnica no domínio dos
tempos e a teoria de Budeanu, como técnica no domínio das frequências [56]. É
aconselhável a implementação e comparação de técnicas no domínio dos tempos e de
técnicas no domínio das frequências para a otimização dos filtros ativos de
potência [57].
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 127 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Referências
[1] J. Sepúlveda, “Implementação de um Filtro Activo de Potência para Optimização da Interface
entre a Rede e outros Sistemas Eléctricos,” Universidade do Minho, 2004.
[2] José Gabriel Oliveira Pinto, “Nova Topologia de UPQC sem Transformador para Compensação
de Problemas de Qualidade de Energia Elétrica,” Universidade do Minho, 2011.
[3] R. Pregitzer, J. G. Pinto, P. Neves, L. F. C. Monteiro, and J. L. Afonso, “Filtros Activos Paralelos
para Compensação Dinâmica de Problemas de Corrente em Sistemas Monofásicos e Trifásicos,”
Portuguese-Spanish Congress in Electrical Engineering, 10, Funchal, Portugal, 2007 –
“X CLEEE”. [Funchal : APDEE, 2007], no. July, p. 6, 2007.
[4] B. Exposto, “Filtro Activo Paralelo com Inversor do Tipo Fonte de Corrente,” Universidade do
Minho, 2010.
[5] J. Afonso, J. Sepúlveda, and J. Martins, “Filtros activos de potência para melhoria da qualidade
de energia eléctrica,” Revista Voltium - Revista do Núcleo Estudantil do IEEE da Universidade
do Minho, pp. 26-31, 2000.
[6] E. F. Couto, J. S. Martins, and J. L. Afonso, “Resultados de Simulações de um Filtro Activo
Paralelo com Controlo baseado na Teoria p-q,” in Congresso Luso-Espanhol de Engenharia
Eletrotécnica, 8, Vilamoura, 2003. ISBN: 972-8822-00-6. p. 4.159-4.164, 2003, no. 1, pp. 3-5.
[7] R. Luís and G. Pregitzer, “Simulações Computacionais de Filtros Activos de Potência em
Condições Reais de Operação,” Universidade do Minho, 2006.
[8] R. Pregitzer, J. C. Costa, J. S. Martins, and J. L. Afonso, “Simulation and Implementation Results
of a 3-Phase 4-Wire Shunt Active Power Filter,” International Conference on Harmonics and
Quality of Power, Cascais, Portugal, no. 4, pp. 1-5, 2006.
[9] D. Neacsu, “IECON ’ 01 : The 27th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics
Society Space Vector Modulation – An Introduction == Tutorial at IECON2001,” Industrial
Electronics, vol. 0, no. 2, pp. 1583-1592, 2001.
[10] EDP and ISR (Universidade de Coimbra), Manual da Qualidade da Energia Eléctrica. 2005.
[11] A. Reliability, “Measurement Practices for Reliability and Power Quality,” Energy, no. June,
2004.
[12] T. Undeland and S. Basu, “Controlling Conducted and Radiated EMI issues in Power Electronics
Designs,” in IEEE Industrial Electronics, IECON, 2009.
[13] “Regulamento da Qualidade de Serviço, Diário da Republica II-Série No24 de 8 de Março.” 2006.
[14] CENELEC, “Norma Portuguesa NP EN50160, Características da tensão fornecida pelas redes de
distribuição pública de energia eléctrica.” 2001.
[15] D. Chapman, “Costs – The Cost of Poor Power Quality,” Power Quality Application Guide,, no.
0, p. 8, Nov. 2001.
Referências
128 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
[16] B. K. Bose, Modern Power Electronics and AC Drives, 1st ed. Prentice Hall, 2002, p. 736.
[17] L. Łukasiak and A. Jakubowski, “History of Semiconductors,” Jornal of Telecommunications and
Information Technology, p. 7, 2010.
[18] B. Singh, K. Al-haddad, and A. Chandra, “A Review of Active Filters for Power Quality
Improvement,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 46, no. 5, pp. 960-971, 1999.
[19] H. Akagi, “Trends in Active Power Line Conditioners,” IEEE Transactions on Power
Electronics, vol. 9, no. 3, pp. 263-268, May 1994.
[20] T. L.Skvarenina, The Power Electronics Handbook. CRC Press, 2002, p. 625.
[21] M. Routimo, M. Salo, and H. Tuusa, “Comparison of Voltage-Source and Current-Source Shunt
Active Power Filters,” Power Electronics, IEEE Transactions on, vol. 22, no. 2, pp. 636-643,
2007.
[22] J. Afonso, M. Aredes, E. Watanabe, and J. Martins, “Shunt Active Filter for Power Quality
Improvement,” in International Conference UIE 2000 – “ Electricity for a Sustainable Urban
Development ,” 2000, pp. 683-691.
[23] H. Akagi, E. H. Watanabe, and M. Aredes, Instantaneous Power Theory and Applications to
Power Conditioning, vol. 31, no. 3. Wiley-IEEE Press, 2007, pp. 41-107.
[24] A. C. Rufer and S. Member, “Open Loop and Closed Loop Spectral Frequency Active Filtering,”
IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 17, no. 4, pp. 564-573, 2002.
[25] M. Aredes, J. Hafner, and K. Heumann, “Three-phase four-wire shunt active filter control
strategies,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 12, no. 2, pp. 311-318, 1997.
[26] A. Kouzou, M. O. Mahmoudi, and M. S. Boucherit, “The Space Vector Modulation PWM
Control Methods Applied on Four Leg Inverters,” in Electric Machines and Drives, 2011.
[27] J. L. Afonso, M. J. S. Freitas, and J. S. Martins, “p-q Theory power components calculations,” in
2003 IEEE International Symposium on Industrial Electronics, 2003, vol. 1, pp. 385-390.
[28] B. Exposto, H. Carneiro, G. Pinto, C. Couto, and J. L. Afonso, “Simulations of a current-source
Shunt Active Power Filter with Carrier-Based PWM and Periodic Sampling modulation
techniques,” in Power Electronics and Applications (EPE 2011), Proceedings of the 2011-14th
European Conference on, 2011, pp. 1-8.
[29] J.Dixon, S.Tepper, and L.Morán, “Practical Evaluation of Different Modulation Techniques for
Current-Controlled Voltage Source Inverters.pdf,” Electric Power Applications IEE Proceedings,
vol. 143, no. 4, pp. 301-306, 1996.
[30] N. Belhaouchet and L. Rahmani, “Development of Adaptive Hysteresis-band Current Control of
PWM Three-Phase AC Chopper with Constant Switching Frequency,” Electric Power
Components and Systems, vol. 37, no. 6, pp. 583-598, May 2009.
[31] M. Kale and E. Ozdemir, “A Novel Adaptive Hysteresis Band Current Controller for Shunt
Active Power Filter,” Control Applications, 2003. CCA 2003. Proceedings of 2003 IEEE, vol. 2,
no. L, pp. 1118-1123, 2003.
Referências
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 129 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
[32] J. Zeng et al., “A novel hysteresis current control for active power filter with constant frequency,”
Electric Power Systems Research, vol. 68, no. 1, pp. 75-82, Jan. 2004.
[33] J. I. Y. Ota, M. G. Villalva, F. Sato, and E. Ruppert, “3-D Space Vector PWM Implementation
for Four-Leg Voltage Source Inverter,” Power Electronics Conference (COBEP), 2011 Brazilian,
pp. 79-86, 2011.
[34] H. Pinheiro et al., “Modulação Space Vector para inversores alimentados em tensão : Uma
abordagem unificada,” Sba Controle Automação Sociedade Brasileira de Automatica, vol. 16, no.
1, pp. 13-24, 2005.
[35] M. G. Villalva and E. Ruppert, F., “3-D space vector PWM for three-leg four-wire voltage source
inverters,” Power Electronics Specialists Conference, 2004. PESC 04. 2004 IEEE 35th Annual,
vol. 5, pp. 3946-3951, 2004.
[36] M. G. Villalva and E. R. Filho, “Current Controller with 3-D SVPWM for 3-Phase 4-Wire Active
Filters,” IASME Transactions, vol. 1, pp. 259-266, 2004.
[37] M. G. Villalva, M. E. de Oliveira Filho, and E. R. Filho, “Detailed Implementation of a Current
Controller with 3D Space Vectors for Four Wire Active Filters,” The Fifth International
Conference on Power Electronics and Drive Systems, 2003., vol. 1, pp. 536-541, 2003.
[38] P. Inc., “PSIM User’s Guide,” 2012.
[39] W. H. H. Jr., J. E. Kemmerly, and S. M. Durbin, Análise de Circuitos em Engenharia. McGraw-
Hill, 2008, p. 880.
[40] SEMIKRON, “datasheet SKM200GB176D.” p. 7, 2010.
[41] SEMIKRON, “datasheet SKHI22AH4R,” 2008.
[42] J. G. Pinto, P. Neves, D. Gonçalves, and J. L. Afonso, “Field Results on Developed Three-Phase
Four-Wire Shunt Active Power Filters,” in IECON 2009 - The 35th Annual Conference of the
IEEE Industrial Electronics Society, 2009, pp. 480-485.
[43] LEM, “datasheet Current Transducer LA 200-P.” p. 3, 1997.
[44] D. D. R. Pedrosa, “Desenvolvimento de um Veículo Eléctrico,” Universidade do Minho, 2010.
[45] LEM, “datasheet Voltage Transducer LV 25-P.” p. 2, 2002.
[46] G. Frantz and R. Simar, “Comparing Fixed- and Floating-Point DSPs.” pp. 1-8, 2004.
[47] S. Digital, “eZdsp TMS320F2812 Technical Reference.” p. 46, 2003.
[48] T. Instruments, “datasheet TMS320F2812.” p. 172, 2012.
[49] B. Brown, “datasheet DAC7625.” p. 17, 2000.
[50] T. Instruments, “datasheet LM339,” no. 1979. p. 32, 2012.
[51] L. G. B. Rolim, D. R. D. Costa, and M. Aredes, Analysis and Software Implementation of a
Robust Synchronizing PLL Circuit Based on the pq Theory, vol. 53, no. 6. IEEE, 2006, pp. 1919-
1926.
Referências
130 Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência
Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
[52] A. Nicastri and A. Nagliero, “Comparison and evaluation of the PLL techniques for the design of
the grid-connected inverter systems,” 2010 IEEE International Symposium on Industrial
Electronics, pp. 3865-3870, Jul. 2010.
[53] T. Instruments, “C28x IQmath Library.” C28X Foundation Software, p. 83, 2011.
[54] “Despacho no 7253/2010, Diário da República, 2.
a série - N.
o 80 - 26 de Abril de 2010.” pp.
21945-21949.
[55] T. Instruments, “datasheet TMS320F28335,” no. 2007. p. 199, 2012.
[56] L. S. Czarnecki, “Budeanu and Fryze : Two frameworks for interpreting power properties of
circuits with nonsinusoidal voltages and currents,” Electrical Engineering, vol. 80, pp. 359-367,
1997.
[57] M. H. Hocaoglu and M. E. Balci, “Comparison of power definitions for reactive power
compensation in nonsinusoidal conditions,” 11th International Conference on Harmonics and
Quality of Power, no. 7, pp. 519-524, 2004.
Implementação e Comparação de Diferentes Técnicas de Comutação para Filtros Ativos de Potência 131 Ângelo Miguel Ferreira Araújo - MIEEIC - Universidade do Minho
Apêndice 1
Distorção Harmónica em Redes Industriais segundo a Norma CEI/IEC
61000-2-4
Classe Descrição Distorção Harmónica
Total (THD%)
Classe 1
É aplicada em rede de proteção elevada com
equipamentos de compatibilidade reduzida.
Os equipamentos que esta classe abrange são
mais sensíveis que os equipamentos ligados à
rede pública.
5%
Classe 2
Esta classe aplica-se a equipamentos com
níveis de compatibilidade semelhantes aos
utilizados na rede pública. Aplica-se nos
Pontos de Acoplamento Comum à rede
pública (PAC) e aos pontos de ligação
internos na industrial em geral
8%
Classe 3
Aplicada apenas nos pontos internos à
indústria. Os níveis de compatibilidade são
ligeiramente superiores aos da Classe 2.
10%
Recommended