Радиолокационный измеритель уровня

РЕФЕРАТ

Выпускной проект 131 с., 14 ч., 64 рис., 5 табл., 36 ист., 3 прил.

РАДИОЛОКАЦИОННЫЙ ИЗМЕРИТЕЛЬ УРОВНЯ,

РАДИОЛОКАЦИОННЫЙ УРОВНЕМЕР, МИКРОПОЛОСКОВАЯ ЛИНИЯ, СВЧ

ГЕНЕРАТОР, СВЧ СМЕСИТЕЛЬ, УСИЛИТЕЛЬ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ,

МАЛАЯ МОЩНОСТЬ ПОТРЕБЛЕНИЯ.

Объектом проектирования является радиолокационный измеритель уровня

диапазона 23-25 ГГц, предназначенный для контроля уровня жидких, сыпучих,

твердых, шлакообразных и смешанных фракций веществ.

Цель работы – разработка проекта радиолокационного измерителя уровня

диапазона 23-25 ГГц с малой мощностью потребления.

В проекте проводилось обоснование структурой схемы, определялись

технические требования к блокам структурной схемы, рассчитывалась

принципиальная схема, а так же обосновывалась конструкция устройства.

В результате проектирования были разработаны структурная и

принципиальная схемы радиолокационного измерителя уровня диапазона 23-25 ГГц

с малой мощностью потребления, обоснована конструкция.

Основные характеристики – диапазон измерения уровня 0.6-25м, точность

измерения уровня 30мм, мощность потребления 325мВт.

Степень внедрения – возможность разработки радиолокационного уровнемера

в ЗАО “Аргуc-Спектр” по материалам дипломного проекта.

1

СОДЕРЖАНИЕ

1. Введение………………………………………………………………………….6

2. Обзор литературы………………………………………………………………8

2.1 Классификация приборов для измерения уровня…………………..…8

2.2 Обзор существующих методов радиолокационного измерения

дальности………………………………………………...

……………………….........10

2.2.1 Фазовый метод…………………………………………………10

2.2.2 Импульсный метод……………………………………….……11

2.2.3 Частотный метод………………………………………………12

2.3 Измерение дальности многих объектов………………………………16

2.4 Спектральный способ измерения частоты биений…………………..18

2.5 Резюме…………………………………………………………………..19

3. Постановка задачи……………………………………………………………...19

4. Выбор метода измерения уровня……………………………………………...19

5. Обоснование структурной схемы радиолокационного измерителя уровня..21

6. Обоснование требований к элементам структурной схемы…………………22

6.1 Оценка параметров ЛЧМ сигнала…………………………………….22

6.2 Требования к параметрам антенны…………………………………...27

6.3 Требования к УПЧ……………………………………………………..28

6.4 Требования к смесителю………………………………………………31

6.5 Требования к генератору СВЧ……………………………………….31

6.5.1 Оценка уровня амплитудных шумов СВЧ генератора……...31

6.5.2 Оценка уровня частотных шумов СВЧ генератора…………34

6.6 Требования к ЦАП………………………………………………36

6.7 Требования к АЦП………………………………………………37

6.8 Требования к МК……………………...…………………………39

2

7. Таблица с требованиями к блокам структурной схемы радиолокационного

измерителя уровня……………………………………………………………………….41

8. Расчет и обоснование принципиальной схемы устройства………………….43

8.1 Выбор генератора………………………………………………………43

8.2 Расчёт смесителя……………………………………………………….45

8.2.1 Выбор подложки………………………………………………46

8.2.2 Расчет моста…...………………………………………………49

8.2.3 Расчет фильтра………………………………………………...50

8.3 Выбор МК, ЦАП, АЦП..………………………………………………61

8.4 Расчет усилителя промежуточной частоты…………………………..61

8.5 Выбор приемо-передатчика интерфейса RS-232…………………….74

8.6 Расчёт блока питания…………………………………………………..75

8.7 Устройство развязки приемно-передающей антенны……………….77

9. Принципиальная схема уровнемера…………………………………………78

10. Описание конструкции уровнемера………………………………………...82

11. Охрана труда и техника безопасности………………………………………84

11.1 Воздействия вредных факторов и техника безопасности при

изготовлении элементов радиолокационного измерителя

уровня………………………..84

11.2 Техника безопасности при эксплуатации радиолокационного

измерителя

уровня……………………………………………………………………...........87

12. Технико-экономическое обоснование……………….………………………88

12.1. Расчет затрат на НИОКР…………………………………………….89

12.1.1 Себестоимость и переменные затраты……………………..91

12.2 Постоянные затраты………………………………………………….94

12.3 Экономическая эффективность разработки…………………………95

13. Заключение…………………………………………………………………....95

14. Список литературы……………………………………………………………96

3

Приложение А…………………………………………………………………….99

Приложение Б……………………………………………………………………108

Приложение В……………………………………………………………………126

Обозначения и сокращения

ЛЧМ – линейная частотная модуляция

СЛЧМ – симметричная линейная частотная модуляция

УПЧ – усилитель промежуточной частоты

СМ – смеситель

СВЧ – сверхвысокие частоты

ЦАП – цифро-аналоговый преобразователь

АЦП – аналогово-цифровой преобразователь

МК – микроконтроллер

ЧМ – частотная модуляция

ФМ – фазовая модуляция

РЛС – радиолокационная станция

РИУ – радиолокационный измеритель уровня

МПЛ – микрополосковая линия

КНД – коэффициент направленного действия

КПД – коэффициент полезного действия

КСВ – коэффициент стоячей волны


ЭПР – эффективная площадь рассеяния

НИОКР – научно-исследовательские, опытно-конструкторские и

технологические работы

FMCW – frequency modulated continuous wave

4

1 Введение

В настоящее время операция измерения уровня является ключевой для

организации контроля и управления технологическими процессами в химическом,

нефтехимическом и нефтеперерабатывающем производствах, в пищевой

промышленности, промышленности строительных материалов, в системах

экологического мониторинга и во многих других отраслях. Уровнемеры позволяют

автоматизировать управление и контроль в технологических процессах; т.е. снизить

влияние человеческого фактора, что позволяет, с одной стороны, повысить качество

продукции и оптимизировать расход сырья, а, с другой, снизить требования к

квалификации и опыту персонала. К приборам для измерения уровня заполнения

емкостей и сосудов, или уровнемерам(датчикам уровня, преобразователям уровня),

предъявляются различные требования: в одних случаях требуется только

сигнализировать о достижении определенного предельного значения, в других

необходимо проводить непрерывное измерение уровня заполнения.

Наибольшей популярностью на рынке измерителей уровня в настоящее время

пользуются радиолокационные уровнемеры. Они позволяют проводить измерения в

сложных условиях окружающей среды: агрессивные, кипящие, вязкие среды,

запыленность, скачки температуры и давления и т. п.

У распространенных в настоящее время радиолокационных уровнемеров

потребляемая мощность питания достигает десятки ватт. В последнее время для

передачи сигнала с уровнемера используют радиосистемы приема и передачи

информации. К уровнемерам этого класса предъявляются требования низкой

мощности потребления – единицы ватт.

5

Целью дипломного проекта является разработка принципиальной схемы и

конструкции радиолокационного уровнемера, работающего в диапазоне частот

24±1 ГГц c малой мощностью потребления и предназначенного для работы в

составе радиотехнического комплекса.

Основные заданные технические характеристики проектируемого устройства

следующие:

Диапазон измерения уровней: 0.6-25м

Разрешение по дальности: не хуже 0.6м

Погрешность измерения: не более 35мм

Рабочий диапазон температур: -30..+45 oС

Питание: 10-30В (от аккумулятора или внешнего источника питания)

Максимальная скорость изменения уровня: 30мм/c

Потребляемая мощность: не более 1Вт

Отношение сигнал-шум на выходе аналоговой части уровнемера: не менее

20дБ

Коэффициент развязки между приемной и передающей антенной: не хуже

10 дБ

Габаритные размеры: не более габаритных размеров уровнемера РДУ-Х2М

Выходной сигнал: цифровой, RS-232

Допускается применение уровнемера для контроля уровня жидких, сыпучих,

твердых, шлакообразных и смешанных фракций веществ: вода, кислоты, щелочные

растворы, асбестоглиняные пульпы, бетонные смеси; порошки гипса, фосфатов,

цемента, угля, асбеста, извести; песок, галька, щебень, крупные фракции

конгломератов руд, угля; расплавленный и застывший металл, шлак и металлолом;

хлебопродукты, зерно, шроты, мука, комбикорм, хлопья.

Для достижения цели в дипломном проекте решены следующие задачи:

1) Проведен обзор литературы, исходя из которого была обоснована и

разработана структурная схема устройства.

6

2) Определены технические характеристики, предъявляемые к блокам

структурной схемы устройства.

3) Обоснована и рассчитана принципиальная схема отдельных блоков

структурной схемы.

4) Обоснована общая конструкция устройства.

2 Обзор литературы

2.1 Классификация приборов для измерения уровня

Существует широкая номенклатура средств контроля и измерения уровня[1],

использующих различные физические методы: поплавковый, буйковый, емкостный,

гидростатического давления, ультразвуковой, радарный и др. Эти методы и средства

позволяют контролировать уровень различных сред: жидких (чистых,

загрязненных), пульп, нефтепродуктов, сыпучих твердых различной дисперсности.

При выборе уровнемера необходимо учитывать такие физические и химические

свойства контролируемой среды, как температура, абразивные свойства, вязкость,

электрическая проводимость, химическая агрессивность и т.д. Кроме того, следует

принимать во внимание рабочие условия в резервуаре или около него: давление,

вакуум, нагревание, охлаждение, способ заполнения или опорожнения

(пневматический или механический), наличие мешалки, огнеопасность,

взрывоопасность и другие.

Устройства для измерения уровня жидкостей можно подразделить на

следующие [1]:

– визуальные;

– поплавковые, в которых для измерения уровня используется поплавок или

другое тело, находящееся на поверхности жидкости;

– буйковые, в которых для измерения уровня используется массивное тело

(буек), частично погружаемое в жидкость;

– гидростатические, основанные на измерении гидростатического давления

столба жидкости;

7

– электрические, в которых величины электрических параметров зависят от

уровня жидкости;

– ультразвуковые, основанные на принципе отражения от поверхности

звуковых волн;

– лазерные, основанные на принципе отражения от поверхности

электромагнитных волн ИК диапазона;

– радарные, основанные на принципе отражения от поверхности сигнала

высокой частоты (СВЧ);

– радиоизотопные, основанные на использовании интенсивности потока

ядерных излучении ̆, зависящих от уровня жидкости.

Темой диплома является радиолокационный(радарный) уровнемер. Данный

тип уровнемеров основан на принципе радиолокации[1]: излученный СВЧ - сигнал

отражается от контролируемого объекта, принимается обратно и соответствующим

образом обрабатывается.

В настоящее время в радарных системах контроля уровня применяются

преимущественно две технологии: с непрерывным частотно-модулированным

излучением (FMCW – frequency modulated continuous wave) и импульсным

излучением сигнала.

Технология FMCW реализует косвенный метод измерения расстояния.

Уровнемер излучает микроволновый сигнал, частота которого изменяется

непрерывно по линейному закону между двумя значениями. Отраженный от

поверхности контролируемой среды (жидкость, сыпучий материал) сигнал

принимается тои ̆ же антенной и обрабатывается. Его частота сравнивается с

частотой сигнала, излучаемого в данный момент времени. Значение разности частот

прямо пропорционально расстоянию до поверхности.

В радарах импульсного типа используется [1] метод определения расстояния,

основанный на непосредственном измерении времени прохождения СВЧ-импульса

от излучателя до контролируемой поверхности и обратно.

8

Достоинство радиолокационного метода по сравнению с контактными

методами это [1] возможность измерения уровня агрессивных, липких, вязких,

сильно загрязненных жидкостей, а также возможность измерения в условиях когда

жидкость застыла или замерзла.

Достоинство данного метода по сравнению с ультразвуковым это гораздо

меньшая зависимость погрешности измерения от температуры и давления

окружающей среды, а также устойчивость к пене, испарениям и запыленности и

возможность работы в вакууме. По сравнению с лазерным уровнемером,

радиолокационный имеет меньшую стоимость и меньшую чувствительность к пыли.

Все это предает радиолокационному типу уровнемеров наибольшую

универсальность и распространенность в промышленности.

Подробнее различные виды уровнемеров рассмотрены в приложении А.

2.2 Обзор существующих методов радиолокационного измерения

дальности

Из приведенного в предыдущем разделе следует, что измерение уровня

радиолокационным методом основано на принципе радиолокационного измерения

дальности. Рассмотрим далее методы радиолокационного измерения дальности.

В зависимости от вида используемого сигнала оценка времени задержки

производится измерением фазового, частотного или непосредственно временного

сдвига принимаемого отраженного сигнала относительно опорного. [2]

Соответственно различают фазовый, частотный и импульсный (временной) методы

измерения уровня с помощью радиоволн.

2.2.1 Фазовый метод

9

Измерение уровня фазовым методом заключается в измерении приращения

фазы гармонического колебания масштабной частоты за время запаздывания

отраженного сигнала [2]:

∆ φ=ωM t=2π f M R/c (2.2.1.1)

Частота называется масштабной потому, что от нее зависит масштаб шкалы

дальности, т.е. коэффициент пропорциональности между измеряемым фазовым

сдвигом и дальностью цели.

Недостатком фазового метода является возможность многозначного отсчета

дальности, когда одному измеренному значению ∆ φ соответствует несколько

значений R. Причина многозначности в том, что из-за цикличности фазы фазометр

выдает один и тот же результат ∆ φ при ∆ φ+k∗2π . Чтобы избежать этого необходимо

выполнение условия однозначности отсчета фазы. Отсюда условие для выбора

масштабной частоты:

f M ≤(2 Rmax /c)−1 (2.2.1.2)

Точность измерения дальности для данного метода равна[2]:

σ R=(∆φ2σM

2+M 2σφ2)1 /2 (2.2.1.3)

где М=с/2 fM – масштабный коэффициент, σM, σ φ – дисперсии изменения масштабного

коэффициента и измерения фазы соответственно. σM устраняется при постоянстве

масштабного коэффициента, что достигается стабилизацией масштабной частоты,

тогда видно, что для повышения точности нужно уменьшить М, т.е. увеличить

масштабную частоту.

10

Как видно, всем фазовым уровнемерам присуще противоречие: увеличение

масштабной частоты способствует повышению точности измерений, но уменьшает

предел однозначно измеряемой дальности.

2.2.2 Импульсный метод

Измерение уровня импульсным методом [2] заключается в измерении времени

прошедшего с момента посылки пачки импульсов и до момента получения эхо-

ответа. Это время есть прямая зависимость расстояния до цели.

Минимальная дальность действия данного метода (мертвая зона):

Dmin=c (τ i+t dop)

2(2.2.2.1)

где τ i – длительность импульса, t dop – время, затрачиваемое на переключение

антенны.

Разрешающая способность по дальности:

δR=c τ i2

(2.2.2.2)

Точность метода:

σ RR=√( σотсtотс

)2

+(σ апt ап

)2

+(σct c)

2

(2.2.2.3)

где t c - задержка синхронизации, т.е. разница между началом зондирующего

импульса и моментом запуска развертки ЭЛТ,

t ап−время запаздывания отраженногоимпульса ваппаратуре

11

2.2.3 Частотный метод

Определение дальности частотным методом [3] сводится к измерению

изменения частоты излучаемых колебаний за время распространения сигнала до

отражающего объекта и обратно. Если частота излучаемых колебаний f и изменяется

непрерывно по линейному закону со скоростью γ , то приращение частоты

излучаемых колебаний за время распространения сигнала τ d=2D /c составит Δ f н=γ τ d

. Измеряя разность частот излучаемых и принимаемых колебаний Δ f н=f и−f с=FD,

определим дальность объекта:

D= c2 γ

Δ f н=c

2 γFD (2.2.3.1)

Зависимости изменения частоты f и, f с, FD от времени приведены на рисунке

2.2.3.1

Рисунок 2.2.3.1 - Зависимости изменения частоты f и, f с, FD от времени

При выполнении условия FD≫FM=1/TM можно записать:

f и=f 0+γτ=f 0+2W f

T m

t (2.2.3.2)

f c=f 0+γ (τ−τd)=f 0+2W f

Tm(t−2D

c) (2.2.3.3)

FD¿ f и−f с=4W f

c TmD (2.2.3.4)

12

Здесь не учитываются провалы кривой FD( t) при f и=f с. Фактически частотомер

фиксирует среднюю частоту биений за период модуляции:

FDср=4W f

c TmD(

T m−τ dT m

) (2.2.3.5)

Если τ d≪T m и FDср≈ FD, то

D=c F Dср

4W f FM

≈c FD

4W f FM(2.2.3.6)

Обычно в частотных системах измерения дальности одного объекта в качестве

частотомера используют счетчик импульсов, который фиксирует число биений за

период модуляции:

nd=FDTM

4DW f

c(2.2.3.7)

Дискретность отсчета ∆D, соответствующая изменению числа биений nd на

единицу, может быть найдена из соотношения:

nd±1=4W f

c(D±∆ D) (2.2.3.8)

Отсюда ∆ D=c /(4W f )=λW /4, где λW- модуляционная длина волны.

Одним из очевидных путей уменьшения постоянной погрешности является

увеличение девиации частоты. Однако из-за ряда причин возможности увеличения

Wf, ограничены, поэтому при необходимости устранения или радикального

уменьшения постоянной погрешности применяют усложненные системы, например

системы с двойной частотной модуляцией. Приведенное объяснение постоянной

погрешности ЧМ системы измерения дальности наглядно, но из него можно сделать 13

неправильный вывод, что ее причина в дискретности счетчика. На самом же деле

причина появления ошибки заключается в дискретности спектра периодического

сигнала. [3] Спектр биений также дискретный со спектральными линиями,

расположенными на шкале частот в точках Fк = kFм, k= 1, 2, .... При измерении и

будет зафиксирована частота Fк, ближайшая к частоте биений FD, связанной с

дальностью D формулой:

D=c FD

4W f FM(2.2.3.9)

Таким образом, частота биений может измеряться с дискретностью Fм, что в

соответствии с формулой выше определяет дискретность измерения дальности:

∆ Dmin=c /¿) (2.2.3.10)

Минимальная частота спектра биений, которая может быть зафиксирована

анализатором спектра, равна частоте модуляции Fм. Следовательно, минимальная

измеряемая дальность:

Dmin=c /(4W f ). (2.2.3.11)

Точность измерения дальности[3]:

σ R=(Fd2σM

2+M 2σ F2)1/2 (2.2.3.12)

В частотных уровнемерах принимают меры для поддержания масштабного

коэффициента на одном уровне стабилизируя частоту модуляции и девиацию

частоты, тогда σ R=Mσ F и для увеличения точности стремятся увеличить частоту

модуляции и девиацию частоты, а для неискаженной передачи закона ЧМ переходят

на несущие частоты много большие девиации частоты.

14

Погрешность измерения частоты биений[3]:

σ F=Kпо /(t ск√q) (2.2.3.13)

где Kпо – коэффициент, учитывающий отличие схемы от оптимальной и зависящий

от типа измерителя, q – отношения сигнал шум по мощности на входе измерителя

частоты, tск – среднеквадратичная длительность сигнала.

Если Kпо=1 ,то σ F=1

(E /No)1 /2 2π t скиσ R=

c8 π √q Δ f W f t ск

, что справедливо для

оптимальной обработки сигнала с неизвестным временем прихода, случайной

начальной фазой и флуктуирующей амплитудой.

При этом потенциальная точность частотного измерителя уровня

характеризуется погрешностью[3]:

σ R=c

8 πW f FM t ск√q(2.2.3.14)

Если в зоне облучения ЧМ дальномера находится несколько объектов на

разных дальностях, то каждому из них соответствует свой частотный спектр биений

и для разрешения двух объектов необходимо разделять эти спектры, т.к. ширина

спектра сигнала ЧМ дальномера примерно равна девиации частоты, то разрешаемое

им расстояние[3]:

∂ R=c /W f (2.2.3.15)

Таким образом, точность и разрешающая способность, а также минимальная

дальность Dмин определяются девиацией частоты излучаемого сигнала, т. е. шириной

его спектра.

2.3 Измерение дальности многих объектов

15

Рассмотрим спектр биений сигнала для ЛЧМ дальномера. В соответствии с

рисунком 2.3.1 преобразованный сигнал разбивается на две группы биений.

Рисунок 2.3.1 – Спектр сигнала биений

Пакет биений на основной частоте FD=W f Fm τd имеет длительность T m−τd, на

частоте FD1=W f Fm(T m−τd) длительность τ d, полагая что для ЧМ дальномера

выполняется условие τ d≪T m во всем диапазоне изменения дальностей, можно

ограничиться анализом основного спектра частот FD, так как более высокочастотные

составляющие спектра FD1 подавлены фильтром нижних частот. Поскольку пакеты

биений повторяются с частотой Fm, [3] спектр биений будет линейчатым с

расстоянием между линиями спектра равным Fm, а огибающая спектра будет иметь

форму огибающей спектра прямоугольного импульса длительностью T m−τd, которая

имеет вид sin ¿¿. В спектре отсутствуют четные гармоники.

Для дальномера с симметричной ЛЧМ(СЛЧМ) полученные результаты

сохраняются.

При наличии в зоне облучения антенны РЛС нескольких объектов,

находящихся на различных дальностях, на вход приемника поступает спектр частот,

составляющие которого определяются дальностями объектов. Для обнаружения

объектов и измерения их дальностей и скоростей необходимо произвести анализ

спектра частот принимаемого сигнала. [3] Для анализа используют анализаторы

спектра как параллельного, так и последовательного типа.

16

Анализатор параллельного типа имеет набор фильтров, частоты настройки

которых установлены с шагом порядка полосы пропускания фильтра ∆F,

выбираемой в соответствии с заданной точностью и разрешающей способностью по

дальности; число фильтров n определяется диапазоном анализируемых частот

биений. Диапазон анализируемых частот биений задается зоной обзора по

дальности, значит необходимое число фильтров:

n≥Dmax−¿Dmin

∆Dmin

¿ (2.3.1)

Имея ввиду, что линии спектра биений расположены на оси частот в точках

кратных частоте модуляции Fm, желательно центральные частоты настройки

фильтров совместить с линиями спектра. В этом случае при полосе фильтра

∆ Fф=F м заданный диапазон анализа Fa будет перекрыт при числе фильтров n=Fa/Fм

Таким образом при значительной зоне обзора по дальности и высокой

разрешающей способности требуется большое число фильтров. [3] Наиболее

подходящим, а иногда и единственно возможным способом реализации большого

числа фильтров является цифровая обработка сигнала.

2.4 Спектральный способ измерения частоты биений

Спектральный способ оценки частоты какого-либо сигнала [4] заключается в

вычислении спектра этого сигнала по массиву входных отсчётов с помощью

преобразования Фурье (дискретного или быстрого) и оценке его центральной

частоты. Исходными данными являются N отсчётов сигнала биений, полученные за

время одного периода модуляции с частотой дискретизации Fdis.

Частота дискретизации выбирается исходя из максимальной частоты биений,

соответствующей наибольшей дальности:

17

Fdis≥2 Fdmax (2.4.1)

Если оценивать центральную частоту по положению максимальной

спектральной составляющей, то возникает дискретная ошибка, вызванная

дискретностью спектра. Величина этой ошибки в частотной области равна

расстоянию между соседними спектральными составляющими: δ f=Fm. При

усреднении по двум спектральным составляющим ошибка будет в два раза меньше,

что будет соответствовать ошибке в c

8W f по дальности. В таком случае точность

частотного метода измерения дальности при использовании спектрального способа

измерения частоты биений составляет c

8W f.

2.5 Резюме

1) Существует множество методов измерения уровня жидкости, сыпучих

веществ и т.п.

2) Радиолокационные измерители уровня (РИУ) позволяют проводить

измерения в сложных условиях окружающей среды - агрессивные, кипящие, вязкие

среды, запыленность, скачки температуры и давления и т.п.

3) Для измерения дальности в РИУ используют или ЛЧМ или импульсный

метод.

3. Постановка задачи

Исходя из обзора литературы видно, что для достижения цели дипломного

проекта необходимо выбрать метод измерения дальности. После этого нужно

выбрать соответствующую разновидность структурной схемы, обеспечивающую

заданные технические требования к уровнемеру. Обосновать требования к

техническим характеристикам блоков структурной схемы. После этого сделать

18

расчет принципиальной схемы блоков структурной схемы с использованием

элементной базы, обеспечивающей минимальную мощность потребления.

4. Выбор метода измерения уровня

Отражения зондирующего сигнала от дна емкости при измерении уровня

жидкости радиолокационным уровнемером накладывают требование на метод

радиолокации – иметь разрешение по дальности. [2] Данному требованию

удовлетворяют частотный и импульсный методы.

Для импульсного метода, разрешение по дальности согласно формуле (2.2.2.2)

равно:

∆ Dmin=c τ i2

(4.1)

где τ i- длительность импульса

Полоса частот, при которой не должно быть искажений импульса

определяется по следующей формуле [2]:

∆ F=3 /τ i (4.2)

Тогда подставляя предыдущую формулу получим:

∆ F=3c / (2∆ Dmin) (4.3)

Теперь рассмотрим особенности разрешения по дальности у частотного

метода. Согласно формуле (2.2.3.15) оно равно:

∆ Dmin=c∆ F

(4.4)

19

Тогда

∆ F= c∆ Dmin

(4.5)

Таким образом видно, что частотный метод требует меньшей полосы частот

по сравнению с импульсным при обеспечении одинаковой разрешающей

способности. Также стоит отметить, что хотя импульсный метод и дает за счет

скважности уменьшение средней потребляемой мощности СВЧ генератором, но

обычно этот вклад в общую потребляемую мощность не основной. Однако для

обеспечения разрешения десятки см необходимы длительности импульсов единицы

наносекунд, что представляет трудную техническую задачу

Таким образом для метода, используемого в качестве метода измерения

уровня в разрабатываемом радиолокационном измерителе уровня мы выбираем

частотный метод.

5. Обоснование структурной схемы радиолокационного измерителя

уровня

Как было показано в обзоре литературы существуют варианты реализации

уровнемера с последовательным и параллельным анализатором спектра, причем

наиболее подходящим вариантом реализации параллельного анализа спектра

является цифровая фильтрация. Как будет показано в пункте 6.8 время анализа

накладывает ограничение на использование последовательного анализатора. Таким

образом выберем типовую схему радиолокационного ЛЧМ уровнемера с

параллельной цифровой фильтрацией на основе микроконтроллера[3],

изображенную на рис. 5.1

20

Рисунок 5.1 - Структурная схема радиолокационного ЛЧМ уровнемера

МК – микроконтроллер

ЦАП – цифро-аналоговый преобразователь

АЦП – аналогово-цифровой преобразователь

ГУН – генератор СВЧ колебаний управляемый напряжением


СМ – смеситель

УР – устройство развязки приемно-передающей антенны

А – приемопередающая антенна (с устройствами развязки передающей и

приемной антенн )

Схема работает следующим образом:

С МК идет цифровой сигнал на ЦАП, который превращается на ЦАП в

модулирующее генератор СВЧ напряжение. СВЧ ГУН, модулируемый

поступающим на управляющий вход пилообразным напряжением, генерирует ЛЧМ

сигнал, идущий на гетеродинный вход СМ и на антенну через устройство развязки

УР, антенна излучает сигнал в пространство.

Отраженный от границы раздела сред сигнал попадает в антенну и идет на СМ

через устройств развязки. УПЧ выделяет сигнал частоты биений с выхода СМ и

передает на МК. В МК происходит вычисление значения частоты биений на основе

анализа спектра сигнала биений. АЦП и ЦАП могут быть встроены в МК при

соответствующем выборе микроконтроллера.

6. Обоснование требований к элементам структурной схемы

6.1 Оценка параметров ЛЧМ сигнала

21

Чтобы различить сигналы, отраженные от поверхности вещества уровень

которого мы измеряем и от поверхности дна, необходимо иметь возможность

различить их спектры. Для этого рассмотрим амплитуды отраженных сигналов.

Амплитуда сигнала отраженного от поверхности вещества уровень которого

мы измеряем равна [5]:

A1=¿√ε1−√ε2∨¿

√ε1+√ε2

A ¿ (6.1.1)

Где ε 1 – относительная диэлектрическая проницаемость среды над

поверхностью вещества уровень которого мы измеряем и ε 2 – это относительная

диэлектрическая проницаемость самого этого вещества, а А – это амплитуда

излучаемого сигнала.

А амплитуда сигнала, отраженного от дна[5]:

A2=A (1−A1/A)2 (6.1.2)

Здесь мы пренебрегаем тем, что дно не идеальный проводник и не учитываем

затухание на пути сигнала.

Для различных веществ уровень которых мы измеряем и учитывая, что среда

над поверхностью этого вещества воздух(ε=1.0006) можно составить следующую

таблицу(Таблица №1):

Таблица №1 – Значения диэлектрических проницаемостей и отношения А2/A1

для различных видов веществ.

Вещество Диэлектрическая

проницаемость

А2/A1

Вода 80 0.051

Серная

кислота

90 0.045

Бетон 4.5 1.144

Гипс 4.2 1.25122

Цемент 2 4.005

Известь 2.2 3.337

Уголь 15 0.286

Асбест 4.8 1.053

Песок 3.4 1.668

Пшеница 3 2.002

Керосин,

нефть

2.1 3.641

Бензин 2.3 3.080

Введем понятие минимального отношения амплитуд перекрывающихся

первой и n-ой гармоник сигнала биений для сигнала отраженного от поверхности

вещества и сигнала биений для сигнала отраженного от поверхности дна

соответственно. Пусть для различения сигналов это отношение должно быть больше

3, тогда мы сможем отфильтровать перекрывающую n-ю гармонику сигнала биений

для сигнала, отраженного от дна.

Как было показано в пункте 2.3 в линейчатом спектре сигнала биений

отсутствуют четные гармоники а нечетные разнесены по частоте на Fm. Поскольку

спектр имеет вид sin ( x )x

, то [5] амплитуда нечетных гармоник обратно

пропорциональна их номеру. Тогда в наихудшем случае с цементом мы получим

А2/A1=4.005 и для того чтобы амплитуда первой гармоники сигнала биений для

сигнала, отраженного от поверхности вещества превышала амплитуду n-й

гармоники сигнала биений для сигнала, отраженного от дна более чем в 3 раза

должно быть А2/n<A1/3 или 4.005А1/n<A1/3, отсюда n≥13.

Учитывая то, что нечетные гармоники разнесены по частоте на Fm, сигналы

биений должны быть разнесены по частоте как минимум на 7Fm. Значит разрешение

по дальности для ЛЧМ равно ∆ Dmin=7 c /4W f, где W f – девиация частоты, для нашего

23

значения разрешения по дальности равного 0.6м получим соответственно

W f=874МГц.

При этом точность метода измерения равна: c

8W f

=45мм.

Если увеличить частоту девиации до 1.25ГГц, то точность составит 30мм.

Данные значения удовлетворяет техническому заданию.

Движение объекта приводит к появлению доплеровского смещения частоты

принимаемого сигнала Fv. В дальномерах стремятся получить высокую

чувствительность по дальности и поэтому выбирают параметры системы так, чтобы

выполнялось условие Fdmin>Fvmax. [3] Так как

FDmin=4W f

cT m

Dmin (6.1.3)

И F v max=2 f 0

cV rmax где f0 – средняя частота излучения, V rmax – максимальная

радиальная скорость. Пусть вклад F v max должен составлять менее 0.5% от FDmin, тогда

необходимо обеспечить

Fm>V r max f 0

0.05∗2W fDmin(6.1.4)

Получаем Fm>100 Гц

Проверим условие однозначности измерения.

Поскольку [4] в радиодальномерах принято использовать СЛЧМ, то будем

использовать именно ее, таким образом время прохождения сигнала до поверхности

и обратно должно быть меньше 0.5Tm.

T m>4Dmax

c(6.1.5)

Fm<c

4Dmax(6.1.6)

24

Получаем Fm<3МГц

Нелинейность изменения частоты приводит к появлению ложных сигналов с

каждой стороны от сигнала, отраженного целью. Это означает, что требование

определенной точности измерения уровня приводит к определенным требованиям

на нелинейность частотной модуляции. Рассмотрим синусоидальные изменения

частоты, наложенные на линейные изменения частоты [6] (рис. 6.1.1)

Рисунок 6.1.1 - Нелинейность изменения частоты

Можно показать, что амплитуда боковых лепестков(ложных сигналов)

относительно основного сигнала от цели определяется выражением [6]:

Sm=π am td (6.1.7)

где am - это амплитуда синусоиды и t d – временная задержка между

передаваемым и принимаемым сигналами. Ошибка в измерении уровня менее чем в

несколько процентов обеспечивается при соблюдении следующих соотношений:

mπ t dT

≤π

10; π am t d≤0.15 (6.1.8)

Здесь T – период пилы и Tm – период синусоиды, где m – целое число.

Обозначим T c=Tm . После преобразования получим:

25

T c≥20 Rc

(6.1.9)

am≤0.15c2 πR

(6.1.10)

Для наших значений получим T c≥1.66мкc ,am≤286кГц

Коэффициент нелинейности частотной модуляции должен быть не более[6]:

k=2amW f

×100 %=2∗286кГц1.25 ГГц

∗100 %=0.05 % (6.1.11)

6.2 Требования к параметрам антенны

Прототипом разрабатываемого уровнемера является уровнемер РДУ-Х2М[7] с

радиусом раскрыва рупорно-линзовой антенны равным R=50мм, толщиной линзы

h=4мм и частотой излучения 35ГГц. Линза изготовлена из фторпласта.

КНД антенны — отношение квадрата напряженности поля, создаваемой

антенной в данном направлении, к среднему значению квадрата напряженности

поля по всем направлениям.

Значение КНД антенны на частоте 30ГГц [8]:

G=7.5 π ( Rλ)

2

=7.5 π ( Rcf

)2

=800 (6.2.1)

26

Зададимся КНД=800, тогда делая перерасчет для частоты излучения 24ГГц мы

получим радиус раскрыва:

R=cf∗√ G20

=80мм (6.2.2)

Раскрыв в горизонтальной и вертикальной плоскости равны[36]:

Θ=√ 41253G

=5.5 ° (6.2.3)

КПД антенны[8]:

КПД=КПД рупора∗КПД линзы=КПД рупора∗exp(−2∗π∗h∗√ελ

tg (δ )) (6.2.4)

δ – угол потерь в фторпласте, h - толщина линзы, ε – диэлектрическая

проницаемость фторпласта.

Известно, что [9] на частотах в десятки ГГц для фторпласта tg δ=0.00007,ε=2.

Рассчет показывает, что КПД линзы≈1, также известно, что [10] КПДрупора близок к

еденице. Тогда возьмем КПД=0.95, с запасом на неидеальные условия.

Эффективная площадь антенны:

S=G λ2

4 π=0.01м2 (6.2.5)

6.3 Требования к УПЧ

Малошумящие операционные усилители на микросхеме имеют следующие

характеристики [11] (рис. 6.3.1):

27

Рисунок 6.3.1 – Коэффициент шума операционного усилителя

Частота перегиба f перегиба. упч - частота на которой интенсивность фликерной

составляющей равна интенсивности на равномерном участке. Начиная с частоты

перегиба 100 Гц коэффициент шума имеет равномерный характер. Поэтому

зададимся Kш . равн . упч=10дБ. Тогда

Kш . упч=K ш. равн . упч(1+ f перегиба. упч∗ln (Fdmax

Fd min)

∆ f) (6.3.1)

Kш . равн(1+ f перегиба. упч∗ln( Fdmax

Fd min)

4W f Fm(Dmax−Dmin)c

)¿Kш. равн. упч(1+ c∗f перегиба. упч∗ln( Fdmax

Fdmin)

4W f Fm(Dmax−Dmin)) (6.3.2)

С учетом результатов, полученных в пункте 6.5.1 Kш . упч=10дБ.

Для того чтобы на выходе УПЧ был одинаковый уровень сигнала при

различных значениях уровня, АЧХ УПЧ должна быть с K p Fd2, т.к. [2] по основному

уравнению радиолокации видно, что PσцR4

1R2 . Покажем это:

σ ц это ЭПР цели, что в данном случае есть некоторая площадь круга(рис.

6.3.2), возникающего при пересечении ДН антенны с поверхностью измеряемого

вещества при учете части мощности отраженной от границы раздела сред.

28

Рисунок 6.3.2 – Диаграмма направленности антенны

Пусть отношение отраженной мощности к падающей равно n, а площадь круга

S. Тогда

σ ц=S∗n=π (R∗tg (θ ))2∗(|√ε 1−√ε2|√ε1+√ε2

)2

(6.3.3)

где ε 1- относительная диэлектрическая проницаемость среды над

поверхностью вещества уровень которого мы измеряем и ε 2 – это относительная

диэлектрическая проницаемость самого этого вещества.

Видно, что σ ц R2, тогда PσцR4

R2

R4=1R2 и K p Fd

2.

Отношение мощностей сигналов Рсmax/Рсmin будет пропорционально

(Rmax/Rmin)2=1736.

Значит отношение Кр на частоте Fdmax к Кр на частоте Fdmin равно 30 дБ.

Причем согласно формуле (2.2.3.4) FDmin=4W f

cT m

Dmin=2кГц, а

FDm ax=4W f

cT m

Dmax=83.4кГц

Так как самый дальний объект от которого может отразиться сигнал это дно,

то нет необходимости обеспечивать большое затухание на границах полосы

пропускания УПЧ. Так что выберем значение этого затухания равным 3дБ.

Найдем коэффициент усиления УПЧ:

29

Минимальная мощность на выходе смесителя равна

Pвых см=PвхK pa K pсм=Gσ цSаPизл(4π )2Rmax

4 K paK pсм (6.3.4)

Поскольку сопротивление нагрузки смесителя примерно известно(Rсм≈50Ом),

то можно найти напряжение на ней:

U вых см=√P выхсм∗2 Rсм (6.3.5)

Согласно результатам полученным в пункте 6.7 напряжение питания АЦП

равно 3В. На один разряд приходится 3В/4096=0.7 мВ. Для самого слабого сигнала

необходимо иметь на входе АЦП 25*0.0129В=0.0224 В

Таким образом, учитывая результаты полученные в пункте 6.5.1, коэффициент

усиления УПЧ равен:

Ku упч=20 lg( 0.0224 ВU выхсм

)=¿

¿20 lg( 0.0224 В

√Pвых см∗2Rсм)=20 lg( 0.0224 В

√GσцSаPизл

(4 π )2 R4K paK pсм∗2 Rсм )=66дБ

(6.3.6)

6.4 Требования к смесителю

Рассмотрев параметры смесителей нашего частотного диапазона я обнаружил,

что [12] потери преобразования данных смесителей как правило принимают

значения близкие к 10дБ, а частота перегиба равна 100кГц с коэффициентом шума

на равномерном участке 6.5дБ. Значит

30

Kш .см=Kш . равн .см(1+ f перегиба .см∗ln(Fdmax

Fdmin)

∆ f)=K ш. равн(1+ f перегиба .см∗ln(Fdmax

Fd min)

4W f Fm(Dmax−Dmin)c

)¿=Kш. равн(1+ c∗f перегиба .см∗ln( FdmaxFdmin)

4W f Fm (Dmax−Dmin) )(6.4.1)

С учетом результатов, полученных в пункте 6.5.1 Kш .см=14 дБ. При Lпр см=10дБ

получим

K Рсм=1

Lпр см=0.1 (6.4.2)

6.5 Требования к генератору СВЧ

6.5.1 Оценка уровня амплитудных шумов СВЧ генератора

Коэффициент шума каскадно включенных активных устройств определяется

по формуле Фриза [18]:

Kш .общ=K ш.а+Kш .см−1

K Ра

+Kш . упч−1

K РаKРсм(6.5.1.1)

Коэффициент шума антенны:

Kш .а=1+Tш. а

T(6.5.1.2)

где T- температура окружающей среды

В приемную антенну просачивается часть Ризл из-за неидеальной развязки

приемопередающей антенны.

Шумовая температура антенны:

31

Tш. а=Pш. а

kΔf(6.5.1.3)

где k – постоянная Больцмана.

Pш.а=Рш.атм+2Рбш (6.5.1.4)

Pш .атм=Tш .атм kΔf (6.5.1.5)

Pбш=А развPизл∫f н

f в

W α ( f )df (6.5.1.6)

где W α( f ) – уровень амплитудных шумов генератора

Значит

Kш .а=1+Pш .а

k∗∆ f∗T=1+

Tш .атм kΔf +2∗А развPизл∫f н

f в

W α (f )df

k∗∆ f∗T

(6.5.1.7)

На частоте анализа равной 1кГц амплитудные флуктуации имеют

фликкерный характер[6]:

W α=Аα

F(6.5.1.8)

Значит:

Kш .а=1+Tш. атм kΔf +2∗А развPизлAα∗ln (

f вf н)

k∗∆ f∗T(6.5.1.9)

Коэффициент развязки равен 10дБ, а соотношение сигнал-шум на выходе

аналоговой части устройства 20дБ.

32

(PсРш

)вх

=Кш. общ(PсРш

)вых

=100Кш. общ (6.5.1.10)

Pс вх=100Кш .общРшвх=100Кш .общTkΔf (6.5.1.11)

По основному уравнению радиолокации[3]:

Pс вх

Pизл

=Gσц Sа(4 π )2R4 (6.5.1.12)

где Pизл – мощность передатчика, G – КНД антенны, σ ц – ЭПР цели, Sа -

эффективная площадь антенны, R – расстояние от передатчика до цели.

Из формул (6.5.1.11) и (6.5.1.12) видно, что

Кш .общ=GσцSаPизл

100TkΔf (4 π )2R4 (6.5.1.13)

Вернемся у формуле Фриза, учитывая предыдущее выражение:

Gσц Sа Pизл100TkΔf (4π )2R4=1+

Tш .атм kΔf +2∗А развPизл Aα∗ln(f вf н)

k∗∆ f∗T+K ш. см−1K Ра

+Kш. упч−1K РаK Рсм

(6.5.1.14)

Подставляя сюда формулы (6.4.1) и (6.3.1) для Kш .см и Kш . упч построим график

Pизл(Fm) для Aα=10−9 и Aα=10−12 (Aα в таком диапазоне имеют практически все

существующие генераторы). График изображен на рис. 6.5.1.1

33

Рисунок 6.5.1.1 – Зависимость минимальной мощности излучения от частоты

модуляции

С учетом выполнения условий (6.1.4) и (6.1.6). зададимся Fm=200Гц, тогда

минимально необходимая мощность излучения близка к Pизл=0.1мВт для Aα=10−9.

Следует отметить, что часть мощности СВЧ генератора поступает на СВЧ

смеситель (Обычно 2-3 мВт ) И поэтому Мощность СВЧ генератора должна быть не

меньше 3мВт. Если учесть, что КПД генераторов этого диапазона на ПТШ не менее

10%[14], то мощность потребления СВЧ генератора должна быть не менее 30 мВт.

6.5.2 Оценка уровня частотных шумов СВЧ генератора

Разность частот принимаемого и посылаемого сигналов может быть

обеспечена не только эффектом Доплера, но и флуктуацией частоты генератора.

Зависимость уровня частотных шумов СВЧ генератора от частоты наблюдения

приведена на рисунке 6.5.2[32]:

34

Рисунок 6.5.2 – Зависимость уровня частотных шумов СВЧ генератора от

частоты наблюдения

Как видно из рисунка дисперсия частотных шумов может быть рассчитана из

следующего выражения:

Df=∫W f ( f )df=A f∗ln (f вf н) (6.5.2.1)

Флуктуации частотных шумов могут привести к тому, что на выходе

устройства сигнал может выйти из требуемой полосы частот. Для того, чтобы этого

не было будем считать, частотные шумы имеют среднеквадратичное отклонение не

более f н10

:

√Df=f н10

(6.5.2.2)

Тогда

A f=Df

ln (f вf н)=¿¿

(6.5.2.3)

35

В соответствии с [6], дополнительный выигрыш за счет корреляции можно

оценить с помощью выражения:

μ= 1

(Ω∂ τ )2 (6.5.2.4)

где Ω∂=2π f в – круговая частота Доплера, τ=2 Rmaxc

– время задержки

Это означает, что A f можно увеличить в μ раз:

A f=c2

(2π f в2 Rmax )2 ( f н10 )

2

÷ ln( f вf н )=(c∗f н)

2

(40π ¿ f в∗Rmax)2 ÷ ln ( f вf н )=14∗106Гц2 (6.5.2.5)

В результате получаем, что частотные шумы W f на частоте анализа F равной

1МГц не должны быть больше 14Гц2

Гц.

6.6 Требования к ЦАП

Исходя из значения полученной нелинейности определим разрядность ЦАП.

На рис. 6.6.1 изображено напряжение на выходе ЦАП

Рисунок 6.6.1 – Зависимость напряжения на выходе ЦАП от времени

∆UU

=k где k - коэффициент нелинейности частотной модуляции.

36

U∆U

=1k= 1

0.0005=2000 (6.6.1)

Значит нам нужен ЦАП с числом разрядов не меньше 11.

Время установления разряда должно быть не больше Tm/2^11=2.5мкс

6.7 Требования к АЦП

Частота выборок определяется из условия Найквиста

Fd АЦП>2∗Fdmax (6.7.1)

Fd АЦП>8Dmax f mW f

c=0.17МГц (6.7.2)

Разрядность АЦП выбирается из условия, что амплитуда сигнала биений для

сигнала, отраженного от измеряемого вещества не должна попасть в ограничение

разрядности. Для оценки разрядности рассмотрим формулу (6.1.1) и таблицу №1,

тогда для предельных случаев цемента и серной кислоты получим следующий

динамический диапазон:

A1серной кислоты

A1цемента

=|√εвоздуха−√εсерной кислоты|∗(√ε воздуха+√εцемента )(√εвоздуха+√εсерной кислоты )∗|√εвоздуха−√εцемента|

=4.8 (6.7.3)

Тогда разрядность 2n=4.8, отсюда n≥3

Далее нужно учесть необходимость добавления дополнительного количества

разрядов вызванную шумом АЦП.

Отношение сигнал-шум на выходе АЦП, вызванное квантованием,

определяется по формуле [15]:

C\Ш=6.02n+1.76дБ (6.7.4)

37

где n – разрядность преобразования

На рис. 6.7.1 показан шум квантования АЦП.

Рисунок 6.7.1 – Шум квантования АЦП

Чтобы АЦП не значительно ухудшал общее значение сигнал-шум, нам

требуется чтобы отношение сигнал-шум на выходе АЦП не сильно отличалось от

отношения сигнал-шум на входе, зададимся отношением сигнал-шум на выходе

АЦП равным 20.004дБ.

n≥20.004−1.76

6.02=4 (6.7.5)

Также требуется 1 разряд на знак. В итоге получаем, что разрядность АЦП

должна превышать 3+4+1=8 разрядов. В качестве АЦП можно использовать АЦП

встроенный в МК MSP430F2618 с напряжением питания 3В.

6.8 Требования к МК

Сначала покажем, что последовательный анализ спектра сигнала биений нам

не подходит из-за большого времени анализа. [3] Чтобы различать отдельные

составляющие спектра, полоса фильтра должна быть равна частоте модуляции,

то есть 200 Гц. Перед тем, как передвинутся на новую частоту, на выходе фильтра

должен быть хотя бы один период колебаний вблизи резонансной частоты. Это

38

означает, что перемещение на полосу Fm должно происходить за время равное 1/ Fm.

Весь диапазон можно пройти за время (F¿¿ dmax−Fdmin)

Fm

∗1

Fm

=2c¿. А это очень

медленно, т.к. за это время уровень может измениться на 60 мм. Поэтому мы

используем параллельный анализ спектра с цифровой фильтрацией.

Поскольку при реализации цифровой фильтрации нам нужно, чтобы в полосу

пропускания фильтра входило не более одной гармоники, то [2] весь диапазон

частоты биений перекроют

Fdmax−Fdmin

Fm

=4W f (Dmax−Dmin)

c=407 (6.8.1)

фильтров с полосой пропускания равной Fm. Для более быстрой работы БПФ число

фильтров должно равняться степени двойки, значит возьмем 512 точек по частоте.

Полоса пропускания фильтра равна:

Fdmax−Fdmin

512=

4W f Fm(Dmax−Dmin)512c

=159Гц (6.8.2)

Для достижения разрешающей способности БПФ по частоте равной Fm[16]

нам потребуется:

N=Fd АЦП

Fm

=8DmaxW f

c=834 точек (6.8.3)

N должно быть равно степени двойки, так что в итоге получим N=1024.

БПФ должно быть рассчитано за время за которое измеряемый уровень

незначительно изменится относительно значения погрешности изменения уровня,

например, за 0.05с уровень может измениться на 0.05c*30мм/c=1.5мм. Тогда:

39

T БПФ≤0.05с (6.9.4)

А время выполнения основной операции БПФ “бабочка” должно быть[13]:

t бабочка≤T БПФ .N

N log2 N= 0.05

1024∗log21024=4.88мкс (6.9.5)

Базовая операция “бабочка” (Рис. 6.9.1) содержит 2 комплексных умножения

и два комплексных сложения.

Рисунок 6.9.1 – Операция “бабочка”

Одно комплексное умножение состоит из 4 обыкновенных умножений и 2

сложения. Одно комплексное сложение содержит 2 обыкновенных сложения. Итого

2*(4+2)+2*2=20 операций. Полагаем, что для осуществления всех действий

необходимо осуществить переносы из регистров в ячейки памяти в количестве

около 20. Будем считать, что каждая операция выполняется за один такт МП. Тогда

период тактовой частоты МП должен быть равен 4.88мкс/40=120нс. Значит тактовая

частота должна быть не меньше 8.2 МГц.

В общем случае, требования по используемой памяти для N-точечного БПФ

следующие: N ячеек для вещественных данных, N ячеек для мнимых данных и N

ячеек для синусоидальных базисных функции ̆, т.е. всего 3N ячеек. То есть для

работы алгоритма БПФ потребуется 1024*3=3072 слов.

40

7. Таблица с требованиями к блокам структурной схемы радиолокационного

измерителя уровня

Таблица №2 – Требования к блокам структурной схемы радиолокационного


Блок схемы Технические требования

Антенна КНД = 800

КПД = 0,95

Эффективная площадь - 0.01м2

Радиус раскрыва - 80мм

Угол раскрыва – 5.5о

Смеситель Коэффициент шума не более 14дБ

Частота перегиба равна 100кГц

Коэффициентом шума на равномерном участке не

более 6.5дБ

Потери преобразования не более 10дБ

СВЧ-генератор Средняя частота - 24 ГГц

Девиация частоты – 1.25 ГГц

Частота модуляции – 200 Гц

Нелинейность частотной модуляции не более 0,05%

Мощность не менее 3мВт

Амплитудные шумы не более 10−12 1Гц на частоте

анализа 1 кГц

Частотные шумы не более 14Гц2

Гц на частоте анализа 1

41

МГц

Продолжение Таблицы 2

УПЧ Полоса пропускания: 2кГц – 83.4кГц

Коэффициент шума не более 10 дБ

Частота перегиба равна 100Гц

Коэффициентом шума на равномерном участке не

более 10 дБ

Затухание на границах полосы пропускания не менее

3дБ

Коэффициент усиления на частоте 83.4кГц 50дБ

Коэффициент усиления на частоте 2кГц 20дБ

АЦП Частота выборок не менее 0.17 МГц

Разрядность не менее 8

ЦАП Время установления разряда не более 2.5мкс

Разрядность не менее 11

Микроконтролле

р

Тактовая частота не меньше 8.2МГц

Минимум 3072 слов

8. Расчет и обоснование принципиальной схемы устройства

8.1 Выбор генератора

Согласно тех. заданию и расчету, выполненному в пункте 6.5 нам нужно

выбрать генератор со следующими характеристиками:

Средняя частота - 24 ГГц

Девиация частоты - 1.25 МГц

42

Выходная мощность не менее 3 мВт

Амплитудные шумы не более 10−12 1Гц на частоте анализа 1 кГц

Частотные шумы не более 14Гц2

Гц на частоте анализа 1 МГц

Выберем генератор управляемый напряжением VCO-024-04 фирмы Datenblatt

и проверим подходит ли он к нашим требованиям. Характеристики генератора

приведены на рис. 8.1.1 [17]

Рисунок 8.1.1 Характеристики генератора VCO_024_04

Зависимость частоты генерируемых колебаний от подаваемого напряжения

приведена на рис 8.1.2

43

Рисунок 8.1.2 Зависимость частоты генерируемых колебаний от подаваемого

напряжения

Схема генератора приведена на рис. 8.1.3

Рис. 8.1.3 Схема генератора

По рисунку 8.1.2 видно, что генератор обеспечивает значение средней частоты

- 24 ГГц и девиации частоты – 1.25 ГГц.

Исходя из рисунка 8.1.1 видим, что выходная мощность генератора P=2×4

дБм =6 мВт

А мощность излучения составит Pизл=4дБм*КПДантенны=2.4мВт.

Частотные шумы на частоте 1МГц можно рассчитать по следующей формуле:

W f ( f )=W φ∗F2=10−11∗(106 )2 Гц

2

Гц=10

Гц2

Гц (8.1.1)

44

Уровень амплитудных шумов не приведен среди характеристик генератора, но

необходимым нам значением этого уровня обладают все современные

генераторы(не более 10−12 1Гц на частоте анализа 1 кГц).

Генератор потребляет Р=Icc1×Vcc1=234мВт.

Таким образом данный генератор полностью удовлетворяет нашим

требованиям по диапазону генерируемых частот, мощности, амплитудным и

частотным шумам.

8.2 Расчёт смесителя

В качестве типовых преобразователей частоты в сантиметровом и

миллиметровом диапазонах волн часто используют балансные преобразователи

частоты. Они обладают рядом достоинств, которые делают их применение

целесообразным как в каналах прохождения сигнала, так и в системах

автоматической подстройки частоты.

Наиболее существенным достоинством балансного преобразователя частоты

(БПЧ) при преобразовании частоты слабых сигналов является способность в

значительной мере подавлять шумы гетеродина, а также высокая степень развязки

цепей сигнала и гетеродина (сигнал не попадает в цепь гетеродина и, наоборот,

колебания гетеродина не попадают в цепь, по которым подводиться сигнал).

Для уменьшения габаритов будем использовать микрополосковое исполнение.

Таким образом в качестве блока смеситель в схеме разрабатываемого

уровнемера рассчитываем балансный преобразователь частоты в микрополосковом

исполнении.

8.2.1 Выбор подложки

45

Основным типом волны МПЛ является квази ТЕМ волна. При большой

величине диэлектрической проницаемости большая часть энергии поля

сосредоточена в подложке под полоской, однако часть ее находится также в

пространстве над подложкой и полоской, что эквивалентно уменьшению

диэлектрической проницаемости среды в МПЛ по сравнению с величиной

диэлектрической проницаемости подложки.

На рисунке 8.2.1 показана зависимость потерь от частоты для различных

материалов подложки[18]. Видно, что материал RO3003 фирмы ROGERS

CORPORATION имеет наименьшие потери с ростом частоты. Поэтому мы будем

использовать его.

Рисунок 8.2.1 Зависимость потерь от частоты для материалов подложки

Материал RO3003 имеет следующие параметры:

1. Диэлектрическая проницаемость подложки ε = 3

2. Тангенс угла потерь δ = 0.0014 на частоте 24ГГц

3. Толщина подложки h = 500мкм

4. Металлическое покрытие – медь толщиной 15 мкм

Проверим, что рабочая частота МПЛ ниже критической частоты f кр

поверхностной ТЕM-волны наинизшего типа, определяемой соотношением

[18]:

46

f кр [ ГГЦ ]= 75h [мм ]√ε−1

=106ГГц (10.1)

В качестве смесителя выбираем смесительный диод с барьером Шоттки типа

HSCH-5531 производства фирмы Avago, оптимизированный для работы с частотами

до 26 ГГц, обладающий небольшими шумами (не более 7,5 дБ). Он представляет

собой пару диодов выполненных в одном корпусе (рис. 8.2.2) [19]

Рис. 8.2.2 - Cмесительный диод с барьером Шоттки типа HSCH-5531

Эквивалентная схема и характеристики диода представлены ниже на рисунках

8.2.3 и 8.2.4:

Рисунок 8.2.3 – Характеристики диода HSCH-5531

47

Рисунок 8.24 - Эквивалентная схема диода HSCH-5531

Смеситель состоит из следующих блоков[20]:

- устройства связи (мост), обеспечивающего подачу мощности гетеродина и

сигнала на диоды Д1 и Д2;

- устройство согласования (отрезок длинной линии включенный до диода или

после диода), которое обеспечивает минимальный коэффициент отражения от

диодов;

- устройство замыкания токов СВЧ и предотвращения проникновения их в

цепь промежуточной частоты (обычно это λ /4 - разомкнутые отрезки длинных

линий с низким волновым сопротивлением, обеспечивающих нулевое

сопротивление в точке присоединения диодов; последовательное соединение

разомкнутых отрезков через λ /4 отрезки линий передачи с высоким волновым

сопротивлением практически предотвращает проникновение токов СВЧ в цепь

промежуточной частоты;

- устройство замыкания токов промежуточной частоты

Расчет отдельных звеньев смесителя будет производиться в пакете Microwave

Office (MWO), который предназначен для проектирования полосковых СВЧ

устройств.

8.2.2 Расчет моста

В качестве моста будем использовать круглый мост, т.к. он обеспечивает

наибольшую широкополосность[20].

Входное сопротивление гетеродинного и сигнального входов 50 Ом.

48

На рис. 8.2.2.1 представлен круглый мост типа MRRCOUP. В соответствии с

требованиями к идеальному мосту, написанными в информации по элементу,

необходимо выбрать W1=W2, W3=W4=W5, L1=L3, L2=3*L1 , чтобы обеспечить

равное деление между плечами 1 и 4 моста. Представленный круглый мост

осуществляет развязку, между сигнальным и гетеродинным входами более 60дБ и

практически равный единице коэффициент деления между портами 1 и 4.

Рисунок 8.2.2.1 – Круглый мост типа MRRCOUP

На рисунке 8.2.2.2 представлена схема круглого моста с помощью которой,

используя опцию Tune MWO, получены практически равный единице коэффициент

деления между 1 и 4 портами.

Рисунок 8.2.2.2 – Схема настройки круглого моста

На рисунке 8.2.2.3 приведены зависимости S параметров рассчитанного моста,

подтверждающие выше сказанное.

49

Рисунок 8.2.2.3 – Значения S-параметров круглого моста

8.2.3 Расчет фильтра

Фильтр на частоте f = 24 ГГц должен обеспечивать практически короткое

замыкание в точке присоединения диодов и непропускание СВЧ сигнала в нагрузку.

В то же время сигнал промежуточной частоты должен проходить в нагрузку.

Произведем расчет отдельных звеньев фильтра.

Расчет устройства замыкания токов СВЧ и предотвращения

проникновения их в цепь промежуточной частоты.

Для волнового сопротивления 50 Ом с помощью TXLine (входит в состав

MWO) рассчитываем ширину λ /4 отрезка и поставили ее в качестве ширины

отрезков длинных линий на концах схемы. На рисунке 8.2.3.1 представлена схема

замыкания токов.

50

Рисунок 8.2.3.1 – Схема замыкания токов

Радиальные отрезки длинных линий TL2, TL6 и TL9 типа MRSTUB2W,

присоединенные через тройники типа MTEE$, должны обеспечивать короткое

замыкание в горизонтальном сечении 1-2. На рисунке 8.2.3.2 изображено входное

сопротивление со стороны порта P=1.

Рисунок 8.2.3.2 – Входное сопротивление схемы замыкания токов со стороны

порта P1

На рисунке 8.2.3.3 изображена схема замыкания токов, у которой элемент TL1

заменен отрезком λ /4 МПЛ с волновым сопротивлением 100 Ом.

51

Рисунок 8.2.3.3

Входное сопротивление этой схемы со стороны порта P1 представлено на

рисунке 8.2.3.4

Рисунок 8.2.3.4 – Входное сопротивление схемы замыкания токов со стороны

порта P1

На рисунке 8.2.3.5 изображена схема фильтра смесителя, составленная из

предыдущих схем.

52

Рисунок 8.2.3.5 – Схема фильтра смесителя

На рисунке 8.2.3.6 изображено входное сопротивление фильтра смесителя со

стороны P=1.

Рисунок 8.2.3.6 - Входное сопротивление фильтра смесителя со стороны P=1

Наблюдаем, что входное сопротивление достигает минимального значения на

частоте 24 ГГц. В рассчитанном звене практически исключено влияние

сопротивления нагрузки.

53

Расчет устройства замыкания токов промежуточной частоты.

Это устройство должно пропускать СВЧ сигнал и коротить токи

промежуточной частоты. На рисунке 8.2.3.7 изображена схема такого устройства

Рисунок 8.2.3.7 - Устройство замыкания токов промежуточной частоты

Отрезок λ /4 к. з. МПЛ TL4 типа MLSC должен создавать в сечении 2-1

бесконечно большее сопротивление. Выбираем волновое сопротивление МПЛ

TL2 100 Ом. С помощью настройки добиваемся, чтобы коэффициент передачи |S21|

на частоте 24 ГГц стремился к 1. Он изображен на рисунке 8.2.3.8.

Рисунок 8.2.3.8 – Коэффициент передачи S21 устройства замыкания токов

промежуточной частоты

54

На рисунок 8.2.3.9 изображена зависимость модуля входного сопротивления

от частоты.

Рисунок 8.2.3.9 – Модуль входного сопротивления устройства замыкания

токов от частоты

Видно, что на низких частотах |ZIN| стремится к 0.

В рассчитанном смесителе используется эквивалентная SPICE модель

выбранного диода, данная эквивалентная схема представлена на рисунке 8.2.3.10

Рисунок 8.2.3.10 – Эквивалентная схема используемого диода

На рис. 8.2.3.11 изображена схема балансного смесителя, собранного из

рассчитанных элементов.

55

Рисунок 8.2.3.11 - Схема балансного смесителя

56

Элемент TL6 предназначен для соединения диодов ID=SD1, ID=SD2 со

схемой замыкания токов СВЧ и предотвращения проникновения их в цепь

промежуточной частоты. В схему также включены порт гармонического баланса

P=2 типа PORT1, задающий напряжение гетеродина. Частота гетеродина

устанавливается в Project Options (24 ГГц в нашем случае). Также в схему включены

нагрузочные порты P=1 и P=3. Порт P=1 задает сигнальный вход, а порт P=3 задает

нагрузку на промежуточной частоте. Последовательно с портом P=3 включен

амперметр ID=AMP1 типа I_METER, который позволяет наблюдать ток излучаемой

частоты, спектр которого изображен на рисунке 8.2.3.12

Рисунок 8.2.3.12 – Спектр сигнала основной частоты на выходе смесителя

Для настроенного балансного смесителя нулевая гармоника должна быть

практически равна нулю. Мы добились этого меняя длину настроечных элементов

TL29, TL30, TL3 и TL5. Остальные гармоники тоже близки к нулю.

Рассмотрев спектры тока(Рисунок 8.2.3.13) и мощности(Рисунок 8.2.3.14) в

плечах смесителя, видим, что деление происходит корректно.

57

Рисунок 8.2.3.13 – Спектр тока в плечах смесителя

Рисунок 8.2.3.14 – Спектр мощности в плечах смесителя

Введем в схему элемент типа NL_NOISE вставив его в любое свободно место

схемы. Этот элемент позволяет рассчитать характеристики смесителя, относящиеся

к классу Nonlinear noise, например, потери преобразования смесителя и

коэффициент шума. Параметры этого элемента представлены на рисунке 8.2.3.15.

58

Рисунок 8.2.3.15 - Параметры элемента NL_NOISE

PortFrom это сигнальный порт P=1, а PortTo это порт промежуточной частоты

P=3. Зададим диапазон промежуточных частот от 0.002 ГГц до 0.0834 ГГц.

Количество рассчитываемых точек в этом диапазоне 5. На рисунке 8.2.3.16

представлены параметры рассчитываемого коэффициента передачи смесителя

ConvG.

Рисунок 8.2.3.16 - параметры рассчитываемого коэффициента передачи

смесителя ConvG

59

Необходимо установить индекс частоты порта, на который осуществляется

преобразование (P=3). В нашем случае это частота 0.0014 ГГц. Осуществляем

установку с помощью выбора чисел в настроечных окнах Harmonic Index, лежащих

ниже окна Data Source Name. Также необходимо установить индекс частоты порта,

из которого осуществляется преобразование (P=1). В нашем случае это частота

сигнала 24 ГГц. Осуществляем такую установку с помощью выбора чисел в

настроечных окнах Harmonic Index, лежащих ниже окна установки для порта P=3.

Проделав аналогичное для характеристики коэффициент шума NF_NL получим

потери преобразования и коэффициент шума смесителя на промежуточной частоте

изображенные на рисунке 8.2.3.17

Рисунок 8.2.3.17 – Потери преобразования и коэффициент шума смесителя на

промежуточной частоте

Расчет сделан для значения мощности поступающей на смеситель с

генератора равной 4дБм.

Видно, что потери преобразования смесителя составляют менее 10дБ а

интегральный коэффициент шума менее 6.5дБ на промежуточной частоте. Что

удовлетворяет предъявляемым к смесителю требованиям.

Таким образом по полученным зависимостям можно судить, что

смоделированный смеситель соответствует ранее рассчитанному и удовлетворяет

полученным расчетным параметрам.

60

8.3 Выбор МК, АЦП, ЦАП

Выберем МК со встроенным АЦП и ЦАП. Тогда необходимые требования МК

следующие:

ЦАП с числом разрядов не меньше 11.

Время установления разряда ЦАП не больше 3.5мкс

АЦП с числом разрядов не менее 8

Частота выборок АЦП более 0.12МГц

Тактовая частота МК более 8.2МГц

Таким требованиям будет удовлетворять МК MSP430F2618 фирмы Texas

Instruments. Он имеет следующие характеристики[36]:

Разрядность ЦАП и АЦП равна 12

Время установления разряда ЦАП 24нс

Частота дискретизации АЦП 5МГц

Тактовая частота МК 12МГц

Напряжение питания для МК 3В, ток питания 6.1мА

Напряжение питания для АЦП 3В, ток питания 0.8мА

Напряжение питания для ЦАП 3В, ток питания 50мкА

Таким образом весь МК потребляет P=3В×(6.1мА+0.8мА+0.05мА)=20.85мВт

8.4 Расчет усилителя промежуточной частоты

С учетом выбранной частоты излучения коэффициент усиления УПЧ на

верхней границе полосы пропускания рассчитывается по формуле (6.3.5):

Ku упч=20 lg( 0.0224В

√Gσц Sа Pизл(4π )2R4 K paK pсм∗2Rсм)=50дБ(8.4.1)

61

Коэффициент усиления на нижней границе равен (50-30)дБ=20дБ

Полоса пропускания: 2кГц – 83.4кГц. Коэффициент шума не более 10дБ.

Реализуем УПЧ с помощью последовательном включении нескольких

усилительных каскадов, чтобы обеспечить необходимый коэффициент усиления и

коэффициент шума. В качестве первого каскада будем использовать

предусилительный каскад, построенный по схеме с общим эмиттером (Рис 8.4.1)

Рисунок 8.4.1 Предусилительный каскад, построенный по схеме с общим

эмиттером.

Предусилительный каскад, построенный по схеме с общим эмиттером

обеспечит нам малый коэффициент шума и высокое усиление по мощности[44].

Возьмем для этого каскада транзистор ВС850 фирмы NXP Semiconductors т.к.

[35] он обеспечивает заданный коэффициент шума (не более 3дБ) и его переходная

частота fт = 100 МГц. Транзистор работает в диапазоне температур -650С…+1500С.

Для расчета произведенного по методике [44] понадобятся приведенные ниже

характеристики:

γ = 1,7 мВ/К

Iкб0 = 15 нА

βmin = 200; βmax = 450

Uкэ = 5 В

62

Так же нам необходимо знать:

Рабочий ток эмиттера Iэ = 1 мА

Отпирающие напряжение Uэб = + 0,7 В

Напряжение питания Uпит = + 5 В

Максимальная и минимальная температура окружающей среды по

техническому заданию: Тmax = 318 К; Tmin = 243 К .Нормальная температура

окружающей среды То = 293 К

Вычислим изменение обратного тока коллектора:

∆ I кб 0=I кб 0∗20.2 (Tmax−T 0)=15нА∗20.2 (318−293 )=0.48мкА (8.4.1)

Тепловое смещение напряжения базы:

∆U эб=γ∗(Tmax−T min)=1.7мВК

∗75К=0.127В (8.4.2)

Необходимая нестабильность коллекторного тока:

∆ I к=I к (T max−T min )

T0

=0.51 мА (8.4.3)

Вычислим βо – статический коэффициент усиления тока базы в схеме с

общим эмиттером:

β0=βmax+βmin

2≈300 (8.4.4)

Определим температурный коэффициент:

φt= kte=27.5мВ (8.4.5)

63

где k – постоянная Больцмана, е – заряд электрона, t – температура

окружающей среды.

Используя полученные данные вычислим Rэ и g11:

R э=φtI э=27.5Ом (8.4.6)

g11= 1β0∗Rэ

=0.12См (8.4.7)

Зная параметр g11 определим R4 по формуле:

R4=(∆U эб+15

∆ I кб0

g11)

∆ I к=370Ом

(8.4.8)

Сопротивление R3 берется из расчета коэффициента усиления

предусилительного каскада, т.е:

R3=K u1∗Rэ=550Ом (8.4.9)

Шунтирующий конденсатор С2, рассчитывается исходя из минимальной

частоты Fdmin:

C2= 1002 π∗Fdmin∗R 4

=20мкФ (8.4.10)

Резисторы R1 и R2, эти резисторы составляют сопротивление делителя

Rd=(1R1

+ 1R2

)−1

, Rd должно быть много больше Rвх.

Rвх=Rэ (1+β0 )+r b (8.4.11)

64

Т.к rb очень мало, получаем: Rвх=8.27кОм

Далее, зная напряжение питания и отпирающее напряжение транзистора,

найдем связь между сопротивлениями R1 и R2

U п∗R2

R1+R2=U эб (8.4.12)

R1=6.1∗R2 (8.4.13)

Возьмем R1 = 100 кОм и R2 = 610 кОм. Ближайшие значения из ряда

номиналов 100 кОм и 600 кОм. При таких значениях R1 и R2, Rд будет 86 кОм, что

на порядок больше Rвх.

Разделительный конденсатор С1, выбирается исходя из соотношения:

1002π∗Fdmin∗C1

≤Rd (8.4.14)

C1= 1002 π∗Fdmin∗Rd

=100нФ (8.4.15)

Сопротивление R5 и емкость С3 образуют развязывающий фильтр по

переменному току цепи питания.

Зададимся R5 равным 2,2 кОм, тогда С3 определяется исходя из соотношения:

С3= 502 π∗Fdmin∗R5

=900нФ (8.4.16)

Мы рассчитали предусилительный каскад. Построив схему с помощью пакета

Micro-Cap найдем характеристику коэффициента усиления, она указана на рисунке

8.4.2:

65

Рисунок 8.4.2 Коэффициент усиления предусилительного каскада.

Рассчитаем коэффициент шума полученного каскада:

Кш=(inoise)2

4 kT Rвых .см (8.4.17)

где inoise - входное шумовое напряжение в MicroCap,

Rвых .см=50Ом – выходное напряжение смесителя, 4 kT Rвых . см - тепловые шумы

Rвых .см.

Частотная зависимость коэффициент шума приведена на рис. 8.4.3

Рисунок 8.4.3 Коэффициент шума предусилительного каскада.

66

По формуле Фриза коэффициент шума второго каскада на равномерном

участке должен быть не более:

K2=(Кобщ-К1)*Кu1+1=39дБ (8.4.18)

Второй каскад УПЧ будем строить на основе операционного усилителя ОР162

фирмы Analog Devices, данный ОУ работает в диапазоне температур

-400С…+1250С и может обеспечить необходимый коэффициент усиления в нашем

диапазоне частот [34](рис. 8.4.4).

Рис. 8.4.4 – Коэффициент усиления ОР162 в диапазоне частот

Также он имеет шумовые характеристики, изображенные на рисунке 8.4.2

Рис.8.4.2 - Шумовые характеристики ОР162

Можно рассчитать коэффициент шума данного каскада по следующей

формуле[21]:

Kш=(1+ (en )2+(in Rg )

2

4 kT Rg)∗ln(Fdmax

Fdmin)=26дБ (8.4.19)

67

Где Rg – внутр сопротивление генератора 50 Ом.

Как видим выполняется условие по коэффициенту шума посчитанное выше.

Принципиальная схема второго каскада приведена на рисунке 8.4.5.

Рисунок 8.4.5 Принципиальная схема второго каскада.

Коэффициент передачи такой цепи (неинвертирующий усилитель)

определяют сопротивления R1 и R2:

K p=R21R20

+1 (8.4.20)

Емкость С1 задается исходя из следующей зависимости:

С12< 12π∗Fdmax∗R20 (8.4.21)

Далее аналитическим методом с помощью программы Micro-Cap подбираем

сопротивление R9, таким образом, чтобы получить требуемый Ку второго каскада

порядка 26 дБ, оно составит 4,5 кОм

Сопротивление R25 в совокупности с емкостью С13 образуют развязывающий

фильтр по переменному току цепи питания:

68

R22> 12π∗Fdmax∗C11 (8.4.22)

Для получения значения коэффициента передачи пропорционального f2 и

требуемого коэффициента усиления варьируем значения элементов второго каскада

согласно вышеописанным зависимостям. Подходящие нам значения элементов

второго каскада отображены на рис. 8.4.5

Схема усилительных каскадов и их зависимость коэффициента усиления от

частоты приведена на рисунках 8.4.6, 8.4.7 соответственно.

Рисунок 8.4.6 Схема усилительных каскадов УПЧ.

Рисунок 8.4.7 Коэффициент усиления усилительных каскадов УПЧ.

69

Согласно заданию нам необходимо затухание на границах полосы

пропускания не менее 3 дБ. Спад на нижней границе уже обеспечен. Для того чтобы

обеспечить спад на верхней границе я попробовал добавить RC фильтр на выходе

(рис. 8.4.8), но ни при каких значениях емкости не удалось добиться достаточного

ослабления (рис. 8.4.9).

Рис. 8.4.8 Схема УПЧ с RC-фильтром

Рисунок 8.4.9 Коэффициент усиления УПЧ с RC-фильтром

В связи с этим я решил построить ФНЧ на ARC звеньях. Удобно построить

ФНЧ на ARC – звеньях, т.к. в пассивных LCR – необходимо использовать

индуктивности, а это не желательно по конструктивным соображениям и

70

ограничениям по весу. Воспользуемся для синтеза ФНЧ полиномиальной

передаточной функцией Чебышева рисунок 8.4.10 [22].

Рисунок 8.4.10 Полиномиальная передаточная функция Чебышева.

Будем строить ФНЧ на основе микросхемы AD8062, т.к. она работает в

нужном нам диапазоне частот, а диапазон рабочих температур -400С…+850С [33].

Расчет по методике изложенной в [23] с помощью программы Mathcad, приведенной

в приложении Б:

Задаем неравномерность в полосе пропускания: 1дБ

Задаем полосу пропускания: fή=83.4 кГц

Задаем затухание в полосе задерживания: 10дБ

Задаем полосу задерживания: fk=170 кГц

Задаем тип фильтра: nf = 2

Полученная характеристика имеет, представленный на рисунке 8.4.11.

Рисунок 8.4.11 Полученная характеристика ФНЧ.

71

Реализовать данный ФНЧ можно с помощью звена второго порядка на основе

AD8062, т.к. Распространенная схема такого звена представлена на рисунке 8.4.12.

Рисунок 8.4.12 Звено структуры sallen-key.

Такая схема называется источник напряжения управляемый напряжением

(структура sallen-key).

Определив значения элементов ФНЧ согласно методике [23] с помощью

программы Mathcad, приведенной в приложении В получим следующую итоговую

схему УПЧ представленную на рис. 8.4.13

Рисунок 8.4.13 Схема УПЧ

АЧХ данного УПЧ представлена на рисунке 8.4.14

72

Рисунок 8.4.14 АЧХ УПЧ.

Коэффициент шума УПЧ представлен на рисунке 8.4.15:

Рисунок 8.4.15 Коэффициент шума УПЧ.

Видно, что:

Полоса пропускания: 2кГц – 83.4кГц Коэффициент шума не более 10 дБ Затухание на границах полосы пропускания не менее 3дБ Коэффициент усиления на частоте 83.4кГц 50дБ Коэффициент усиления на частоте 2кГц 20дБ

Таким образом, была построена схема УПЧ обеспечивающая требования к

устройству в области усиления сигналов и подавления помех.

73

Рассчитаем потребляемую УПЧ мощность.

Напряжение питания 5В ток питания для AD8062 6.8мА для OP162 500мкА

для BC850 1.4мА. Тогда P=5В*(6.8мА+0.5мА+1.4мА)=43.5мВт.

8.5 Выбор приемо-передатчика интерфейса RS-232

Оценим примерную необходимую скорость передачи информации. Иногда

требуется отобразить на экране компьютера полученный спектр сигнала биений.

Пусть за время вычисления БПФ нужно передать данные о каждой из спектральных

составляющих из расчета 1 Байт на одну составляющую, тогда согласно данным

полученным в пункте 6.8 получим скорость передачи v=2∗1024 Байт

0.05с=40КБ /c. Таким

значением скорости передачи обладают почти все приемо-передатчики RS-232.

В качестве приемо-передатчика выберем MAX3231E фирмы Maxim с малым

током потребления, изображенный на рисунке 8.5.1

Рисунок 8.5.1 – Схема MAX3231E

Его характеристики[24]:

Напряжение питания 3В, ток потребления 8мА. Мощность потребления

24мВт. Минимальная гарантированная скорость передачи 250КБ/c.

74

Для защиты уровнемера от поражения электрическим током в качестве

гальванической изоляции будем использовать изолятор Adum 1201 фирмы Analog

Devices изображенный на рисунке 8.5.2

Рисунок 8.5.2 – Схема Adum 1200


Напряжение питания 3В, ток питания Idd1=Idd2=0.4мА, мощность потребления

2.4мВт. Скорость передачи до 2Мбит/c.

8.6 Расчёт блока питания

Общая мощность потребления равна: P=(234+43.5+20.85+24+2.4)мВт≈325мВт

Оценим ток проходящий через отдельные узлы, используя даташиты к

использованным элементам:

Микроконтроллер 6.95 мА (при напряжении 3 В).

СВЧ блок 78 мА (при напряжении 3 В).

УПЧ 8.7 мА (при напряжении 5 В).

Приемопередатчик RS-232 8мА (при напряжении 3В)

Гальвонический изолятор 0.8мА (при напряжении 3В)

Суммарный ток: 102.45 мА

Построим схему блока питания из импульсного стабилизатора мощности

который снижает напряжение до 6 вольт и включенных после него импульсных

стабилизаторов обеспечивающих питание 5В и 3В.

Выбор импульсного стабилизатора мощности:

75

Исходя из оцененных параметров выберем микросхему МС33063А (рисунок

8.6.1), так как она подходит по параметрам[26]: Ток до 1.5 А , входное напряжение

до 40 В, диапазон рабочих температур -400С…+850С. Схема стабилизатора вниз

изображена на рисунке 8.6.1

Рисунок 8.6.1 Структурная схема стабилизатора МС33063А

Расчёт элементов стабилизатора:

Выберем выходное напряжение 6 В, так как после микросхемы МС33063А

будут стоять микросхемы LP2950(диапазон рабочих температур -400С…+1250С) с

напряжением стабилизации 5 В и 3 В .

Частоту импульсов стабилизатора равную 33 кГц.

Оценка коэффициента пульсации:

ЦАП 12 разрядов, шаг составляет 732 мкВ

Микросхема LP2950 уменьшает пульсацию в 100 раз, значит коэффициент

пульсации должен быть не более 732 мкВ * 100 = 73.2 мВ.

Пользуясь таблицей № 15 [26] в паспорте микросхемы МС33063А были

рассчитаны элементы:

CT=808пФ, RSC=1.5Ом, Lmin=325мкГн, С0=19мкФ, R1=1кОм, R2=3.8кОм

Микросхема МС33063А является ядром импульсного стабилизатора и сама

потребляет ток 4 мА.

76

Стабилизатор напряжения TC7660 изображенный на рис. 8.6.2 предназначен

для инвертирования положительного напряжения в отрицательное

Рисунок 8.6.2 – Схема инвертора питания


а) Диапазон входного напряжения 1.5В – 10В,

б) Напряжение на выходе -5В

в) Ток потребления не более 80 мкА

8.7 Устройство развязки приемно-передающей антенны

Устройство развязки состоит[21] из циркулятора для развязки приемно-

передающей антенны и двух разделительных конденсаторов для разделения

постоянной и переменной составляющей на выходе генератора и входе смесителя.

Выбор разделительного конденсатора

Разделительный конденсатор должен иметь сопротивление на частоте 24 ГГц

меньше чем волновое сопротивление линии как минимум в 10 раз, т.е. меньше чем

5Ом. Выбираем конденсатор ёмкостью 100 нФ марки ATC550L.

Сопротивление конденсатора показано на рисунке 8.7.1

77

Рисунок 8.7.1 – Сопротивление разделительного конденсатора ATC550L

Циркулятор

Согласно тех. заданию развязка приемно-передающей антенны должна быть

не хуже 10дБ.

В качестве циркулятора будем использовать микрополосковый циркулятор

4MS23-1 фирмы Феррит-Домен. Прямые потери согласно характеристикам

циркулятора[28]: Aпр=7 дБ, обратные потери Аобр=20дБ. Тогда развязка приемно-

передающей антенны будет[21]:

Aразв=10∗lg ¿

Где Г=(КСВ-1)/(КСВ+1). Учитывая, то что КСВ антенны можно принять за 1.2

получим Г=0.15. Тогда Аразв=16дБ, что нас удовлетворяет.

9. Принципиальная схема уровнемера

Принципиальная схема уровнемера разбита на 2 блока: СВЧ модуль и НЧ

модуль(модуль усиления и обработки сигналов).

78

СВЧ модуль

СВЧ модуль состоит из микрополосковых СВЧ ГУНа DA1 VCO_024_04,

балансного СВЧ смесителя, выполненного на диодной паре VD1 типа HSMS8101 и

мосте WE. Сигнал с ГУНа поступает через циркулятор W типа 4MS23-1 на приемо-

передающую коническую рупорно-линзовую антенны А. Отраженный от границы

раздела сред сигнал также поступает в антенну А и через циркулятор W на вход

смесителя. Сигнал промежуточной частоты с нагрузки смесителя R6 поступает на

предварительный усилитель промежуточной частоты собранный на транзисторе

VT1 типа BC850. Управляющее напряжение с ЦАП через сгладывающий RC фильтр

поступает на варакторный вход ГУН. Между циркулятором и смесителем, а также

между циркулятором и генератором стоят разделительные конденсаторы С6 и С7

типа ATC545L. Принципиальная схема СВЧ модуля приведена на рисунке 9.2.

НЧ модуль(модуль усиления и обработки сигналов)

В состав НЧ модуля входят УПЧ собранный на операционных усилителях в

виде аналоговых микросхем DA7 типа ОР162 и DA8 типа AD8062. Регулировка

усиления достигается потенциометром RP. Сигнал с выхода УПЧ через делитель

состоящий из резисторов R9, R12 поступает на АЦП микроконтроллера DD1 типа

MSP430F2618(в данный МК входит АЦП и ЦАП). МК принимает и передает

цифровой сигнал от приемопередатчика RS-232 MAX3231E в виде цифровой

микросхемы DD2, после которого стоит гальванический изолятор DD3 типа Adum

1201. В состав модуля НЧ так же входит блок питания, он состоит из импульсного

стабилизатора выполненного на аналоговой микросхеме DA6 типа MC34063A, 4

линейных стабилизаторов DA1, DA2, DA3, DA4 типа LP2950 и стабилизатора DA5

типа TC7660, предназначенного для инвертирования напряжения. Питание на

аналоговую и цифровую часть МК подается раздельно. В качестве индикации

работы устройства устройства используется индикаторный диод HL.

Принципиальная схема НЧ модуля приведена на рисунке 9.1.

Перечень элементов обоих модулей – в приложении В.

79

Рисунок 9.1 - Принципиальная схема НЧ модуля.

80

Рисунок 9.2 - Принципиальная схема СВЧ модуля.

81

10. Описание конструкции уровнемера

Радиолокационный измеритель уровня состоит из двух плат: СВЧ модуля и НЧ

модуля, которые соединяются с помощью кабеля. Эта конструкция располагается в

герметичном корпусе из нержавеющей стали. Ввод питания и кабелей связи

осуществляется через гермоввод. Габаритные размеры устройства

262.5×224.5×224.5мм, что сравнимо с габаритными размерами прототипа РДУ-Х2М.

Внешний вид и размеры устройства представлены ниже на рисунках 9.1 и 9.2.

Рисунок 10.1 – Внешний вид уровнемера

82

Рисунок 10.2 – Размеры уровнемера

83

11. Охрана труда и техника безопасности

11.1 Воздействия вредных факторов и техника безопасности при

изготовлении элементов радиолокационного измерителя уровня

Разработанное в данном дипломном проекте устройство функционирует при

питании 10-30В от аккумулятора или внешнего источника питания и относится к

установкам напряжения до 1000 В. [ПУЭ 1-1-3].

Работы по пайке и монтажу производятся при нормальных климатических

условиях [ГОСТ 12.1.005-88]. Процесс пайки характеризуется наличием следующих

вредных факторов: оловянно-свинцовые припои содержат токсические вещества,

существует возможность получения ожога, все флюсы во время пайки выделяют газы;

Предельно допустимая концентрация (ПДК) в воздухе рабочей зоне свинца

0,01 мг/м3, канифоли 30 мг/м3 [ГОСТ 12.1.005-88]

При проведении паяльных работ с применением канифоли и активирующих

флюсов образуются дым и газы, которые оказывают вредное воздействие на

дыхательную систему, кожу и глаза монтажника. Так же это усложняет рабочий

процесс, элементарно затеняя и ухудшая видимость в рабочей области. Освещенность

рабочего места должна быть при комбинированным освещении и наименьшем размере

объекта различения (выводы микросхем) от 0,15 мм до 0,3 мм, среднем контрасте

объекта различения с фоном и темном фоне 3000 лк [СНиП 23-05-95].

Из наиболее опасных компонентов паяльного дыма следует отметить канифоль

(абиетиновую кислоту), вызывающую у человека астматическую реакцию.

При работе с паяльником необходимо:

1) Работы производить при U = 36 В, мощностью не более 40 Вт, tmax = 260о С

84

2) Паяльные работы производить на рабочем месте в зоне исправно работающей

местной вытяжной вентиляции, которая должна обеспечивать скорость движения

воздуха не менее 0,6 м\с непосредственно на месте пайки.

При настройке РЭА опасным производственным фактором является

электрический ток. Настройка должна производиться на специальных стендах лицами

имеющими квалификацию не ниже 3 группы по ТБ.

Остаточные заряды на токоведущих частях, а так же короткое замыкание могут

привести к поражению электрическим током.

Все операции связанные с постановкой и снятием изделия, соединением

(отсоединением) его с электрической и технологической частью оборудования

выполнять только после снятия напряжения с оборудования.

При измерении параметров режима работы оборудования соблюдать следующие

требования:

До включения в электрическую сеть занулить металлические корпуса

переносных измерительных приборов, причем сопротивление заземляющего

устройства, к которому присоединены нейтрали генераторов (трансформаторов), с

учетом естественных заземлений нулевого провода должно быть не более 4 Ом в сети

однофазного источника питания напряжением 220 В с заземленной нейтралью [ГОСТ

12.1.030-81].

85

Рисунок 11.1.1 - Принцип действия зануления.

В случае замыкания фазы В на корпус приемника К1 с помощью защитного

зануляющего проводника ЗП1 формируется цепь тока короткого замыкания Iкз «фаза В

— корпус К1 — зануляющий проводник ЗП1 —нулевой провод PEN — нейтраль

обмотки питающего трансформатора». При этом автоматический выключатель А1

снимает питание с неисправного приемника. В результате напряжение прикосновения

к корпусу неисправного приемника Uпр = 0. Аналогично при замыкании фазы С на

корпус электроприемника К2 срабатывает автоматический выключатель А2. После

этого потенциал корпуса К2 также становится равным нулю [29]. Время срабатывания

зануления по ПУЭ-7 1.7.79 составляет 0,4с.

Пожарная безопасность

Помещение, в котором происходит процесс изготовления и настройки, относится

к категории В по пожаробезопасности. Т.к. в нем находятся горючие материалы

(мебель, книги), при возгорании которых не образуется избыточное давление более 5

кПа.

В процессе изготовления возможно возникновение следующих аварийных

ситуаций: короткое замыкание, повышенный нагрев штепсельных разъемов,

соединительных проводов, понижение или пропадание напряжения в сети т. п., что

может привести к возникновению пожара [31].

Меры безопасности:

- помещения должны своевременно очищаться от горючего мусора, отходов и

постоянно содержаться в чистоте.

86

- не допускается помещать паяльник вблизи легковоспломеняющихся жидкостей

во избежание возгорания. При перерывах в работе паяльник необходимо помещать на

специальную подставку и отключать от сети

- Все электроустановки должны быть защищены аппаратами защиты от токов КЗ

и других аварийных режимов, которые могут привести к пожарам и загораниям.

- светильники, проводка, распределительные устройства должны очищаться от

горючей пыли не реже 2 раз в месяц, а в помещениях со значительным выделением

пыли — не реже 4 раз в месяц.

- Переносные светильники должны быть оборудованы защитными стеклянными

колпаками и сетками.

11.2 Техника безопасности при эксплуатации радиолокационного


Защита от поражения электрическим током обеспечивается применением малых

напряжений.

При эксплуатации устройства опасным фактором является воздействие

электромагнитного поля (ЭМП) которое нарушает состояние баланса в организме, так

как на человека действует непрерывное СВЧ колебание передающей антенны в

диапазоне 24 ГГц.

В соответствии с нормами СанПин 2.2.4 предельно допустимый уровень

плотности потока энергии в диапазоне частот 300 МГц – 300 ГГц при

продолжительности воздействия восемь и более часов не должен превышать ППЭпду =

25 мкВт/см2

Определим расстояние от передающей антенны R, на котором ППЭпду не

превышает 25 мкВт/см2. Площадь облучения антенны [30]:

87

Sобл= ϕo

360¿θo360

⋅4⋅π⋅R2

(11.1)

где о = 5.5о; о = 5.5о – ширина диаграммы направленности (ДН) антенны в

вертикальной и горизонтальной плоскостях,

R – расстояние от антенны до Sобл. При мощности излучаемого сигнала

Рс = 2.4 мВт, Sобл на которой ППЭпду будет 25 мкВт/см2

Sобл=2.4 мВт

25мкВт/см 2=96см 2

тогда

R=√Sобл⋅360⋅3604⋅π⋅ϕo⋅ϑo

=√96⋅360⋅3604⋅π⋅5 .5⋅5. 5

=1.8м (11.2)

Таким образом, безопасным является расстояние 1.8 м и более от антенны в зоне

ее ДН. В противоположной стороне ДН антенны Рс слабее на 30 дБ (в 1000 раз) и

составляет порядка 2.4 мкВт, что не представляет опасности для человека на любом

расстоянии от РЛС.

12 Технико-экономическое обоснование

Для экономического обоснования необходимо оценить общие затраты.

Однако, из общих затрат TC надо выделить отдельно постоянные затраты FC и

переменные затраты VC(Q): TC=FC+VC(Q). Тогда точка безубыточности

определяется приравниванием общей выручки TR общим затратам, т.е.

TR=P*Q=FC+VC1*Q, где VC1 – удельные переменные издержки; P – цена за единицу.

Отсюда Q=FC/(P-VC1).

Постоянные затраты - это затраты, сумма которых не меняется при изменении

объемов производства. Постоянные затраты предприятия есть даже тогда, когда

временно не выпускает продукцию. К ним относятся:

88

- амортизация;

- арендная плата;

- отопление;

- освещение;

- административные затраты.

Переменные - это затраты, общая сумма которых изменяется пропорционально

изменению объемов производства. В них входят:

- сырье и материалы;

- комплектующие;

- заработная плата производственных рабочих;

- топливо и энергия на технологические нужды;

- другие.

Таким образом, надо вычислить следующие значения: постоянные затраты,

среднюю рыночную цену за единицу, переменные издержки (изготовление,

амортизация оборудования, амортизация НИОКР, заработная плата и т.д.)

12.1 Расчет затрат на НИОКР

Основная цена изделия складывается из собственной себестоимости

устройства и чистого дохода, получаемого изготовителем. Затраты на научно-

исследовательские и опытно-конструкторские работы (НИОКР) будут закладываться

в себестоимость через амортизацию.

Затраты на НИОКР

Затраты на разработку

89

где СЗ - прямая зарплата специалиста, СЭ – затраты на энергопотребление и

амортизацию компьютера

Вычисление заработной платы инженера-конструктора:

Ставка инженера-конструктора (по контракту) – 16 000 руб./мес.

Разработка устройства – 3 недели (120 часов).

Количество рабочих часов в месяц – 168.

Процент отчислений органам социального обеспечения – 0,3 (30%)

руб.

С учётом социальных отчислений: СЗ=13500*1.3=17550 руб.

Вычисление амортизации и энергопотребление оборудования (компьютера):

Стоимость компьютера, на котором проводилась разработка - 12 000 руб.

В году 52 рабочих недели, с учетом сокращенных дней и праздников - 1968 часов

в год.

Срок службы компьютера – 5 лет.

руб.

Общая средняя мощность системного блока и монитора составляет 0,65 кВт.

Стоимость электроэнергии (для промышленных предприятий) – 2 руб. 59 коп. за

кВт∙час.

Затраты на электроэнергию = 0,65∙2,59∙120= 202 руб.

Таким образом:

Сраз=17550+146+202=17898

Затраты на испытание

90

где СИ - прямая зарплата инженера-сборщика, СР - прямая зарплата рабочего, СОБ

- стоимость оборудования площадки и проведения тестов

Испытание и настройка устройства – 3 рабочих дня.

Мощность приемника, а так же подключенного рядом компьютера для

тестирования составит 0,7 кВт, Т.е энергопотребление составит 0,7 кВт∙ч.

Следовательно, стоимость электроэнергии составит: 0,7∙2,59∙24 = 44 руб.

Зарплата рабочего составляет 15000 руб \мес.

руб.

Зарплата инженера-настройщика составит:

руб.

Суммарная зарплата инженерам и рабочим: 2142 + 2142 = 4284 руб.

С учетом социальных отчислений: 4284∙1,30= 5569 руб.

Общие затраты на испытание: 5569 + 44 = 5613 руб.

Пускай арендная плата помещения в 50 кв.м., в котором проводятся все работы,

обходится в 50 000р в месяц. Длительность работ 3 недели, следовательно, с учетом

того что на сотрудника отводится 6кв.м затраты на аренду составят 14062р. Затраты на

коммунальные услуги составят 1687р.

Таким образом общие затраты на НИОКР составляют: 5613+17898+14062+1687 =

39260 руб.

12.1.1 Себестоимость и переменные затраты

Затраты на изготовление

91

где СЗ - прямая зарплата инженера-сборщика, СК - стоимость комплектующих

Вычисление заработной платы специалиста:

Ставка инженера-сборщика (по контракту) – 15 000 руб./мес.

Изготовление устройства – 1 неделя (40 часов).

Количество рабочих часов в месяц – 168.

руб

С учётом социальных отчислений: Сз=3571*1.3=4642 руб.

Стоимость сырья

Таблица 3 - Расчет стоимости сырья и основных материалов

Материалы Профиль

Сорт

Марка

Норма

расхода на

изделие

Цена за

единицу в руб.

(без НДС)

Сумма на

изделие в руб.

(без НДС)

Припой ПОС-61 0,03 кг. 300 за кг. 9

Канифоль 0,03 кг. 250 за кг. 7,5

Провод

монтажный

МГШВ 3 м. 4 за м. 12

Итого 28,5

С учетом транспортно-заготовительных расходов получаем: 28.5∙1.05= 29,92 руб.

Таблица 4 - Расчет стоимости покупных комплектующих изделий и

полуфабрикатов

Покупные изделия и полуфабрикаты

Норма

расхода на

изделие, шт.

Цена за

единицу, руб.

(без НДС)

Сумма на

изделие, руб.

(без НДС)

92

Микроконтроллер MSP430F2618 1 757 757

Микросхемы AD8062

OP-162

VCO-024-04

MAX3231E

ADUM-1201

1

1

1

1

1

105

190

2100

120

100

105

190

2100

40

100

Стабилизатор

линейный

LP2950

TC7660

4

1

13

9

52

9

Стабилизатор

импульсный

MC33063A 2 15 30

Диоды HSCH5531

1N 5819

S1B

GNL-3004HD

1

1

1

1

300

10

10

5

300

10

10

5

Конденсаторы X7R

ATC-550L

X5R

С0G

X6R

K50-35

13

2

15

7

8

1

2

2

2

2

2

5

26

4

30

14

16

5

Резонатор HC49-U 1 3 3

Подложка Roger3003 1 105 105

Транзисторы BC850 1 4 4

Крепежи 1 600 600

Корпус 1 650 650

Переходы PRCWAC

1

1

50

50

50

50

93

Дроссели lq632m 1 10 10

Резисторы RCWPMSH 083

2161

338

6488

Циркулятор 4MS23-1 1 100 100Соединения DG 330-5.0 2P

IDC-06FIDC-06MR

211

966

1866

Итого 5417

С учетом транспортно-заготовительных расходов получаем: 5417∙1.05 = 5688

руб. Итого затраты на изготовление составляют:

Сизг=4642+5688+30=10360 руб .

Таблица 5 Себестоимость устройства

Статья затрат Величина

затрат, руб.

Затраты на изготовление 10360

Накладные расходы (20%

от суммарной себестоимости)

2072

ИТОГО

СЕБЕСТОИМОСТЬ

УСТРОЙСТВА

12432

12.2 Постоянные затраты

Как мы уже говорили ранее, это затраты, сумма которых не меняется при

изменении объемов производства. Постоянные затраты предприятия есть даже тогда,

когда временно не выпускает продукцию.94

Пускай арендная плата помещения в 50 кв.м., в котором проводятся все работы,

обходится в 50 000р в месяц. Длительность работ 3 недели, следовательно, затраты на

аренду составят 37 500р.

Коммунальные услуги, куда входит отопление, освещение и т. п. составляют

6000р в месяц. Длительность работ 3 недели, следовательно, затраты на коммунальные

услуги составят 4 500р.

Рассчитаем амортизацию НИОКР.

Амортизация НИОКР = постоянные издержки / 24 месяца = 1010р

Таким образом, постоянные затраты составляют 42 000р + 1010р = 43 010 р.

12.3 Экономическая эффективность разработки

Анализ рынка радиолокационных уровнемеров, с похожими характеристиками

и параметрами показал, что средняя цена за изделие составляет 45 000 рублей. Без

учёта НДС (18%), 36 900 рублей.

Теперь зная все издержки и цены, можем рассчитать точку безубыточности, о

которой говорили в начале главы.

Q=FC/(P-VC1)=(42000+1010)/(36900-12432)=1.8

Таким образом, точка безубыточности равна 1,8 и это означает, что достаточно

продавать 2 готовых изделия в месяц, чтобы это было экономически эффективно.

Заключение

Таким образом в процессе дипломного проектирования были решены

следующие задачи:

1. Исходя из обзора литературы, была обоснована структурная схема приемного

устройства.

95

2. Определены технические характеристики и требования к блокам структурной

схемы.

3. Рассчитана принципиальная схема устройства.

4. Разработана общая конструкция устройства.

5. Рассмотрены вопросы БЖД и технико-экономическое обоснование проекта.

То есть все пункты задания на дипломное проектирование были выполнены.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Чистофорова Н.В., Колмогоров А.Г. “Технические измерения и приборы” –

Ангарск, АГТА, 2008 г.

2. Бакулев П.А. “Радиолокационные системы” – М. «Радиотехника». 2004 г.

3. “Радиотехнические системы” под ред. Казаринова Ю.М. – М. «Высшая

школа». 1990 г.

4. В.В. Езерский “Цифровая обработка сигналов ЧМ-дальномера” – доклады 5-й

междунар. конф. Том 1. - Москва, 2003.

5. Конспект лекций по физике – http://ets.ifmo.ru/tolmachev/

6. “Полупроводниковые приборы в схемах СВЧ” под ред. Хауэса М., Моргана Д.

– М. «Мир». 1979 г.

7. Паспорт РДУ-Х2М - http://www.kb-optimum.ru/catalog/item100/

8. Беличенко В.П., Гошин Г.Г. “Устройства СВЧ и антенны” – Томский

межвузовский центр дистанционного обучения. 2012 г.

9. Фторпластовые технологии – http://ftoroplast.spb.ru/

10. Информационно-ресурсный центр ТУИТ –

http://library.tuit.uz/lectures/afu/metodich_afu/labAFUR5.htm

11. Баскаков С.И. “Радиотехнические цепи и сигналы” – М. «Высшая школа».

1988 г.

96

12. Millitech Inc. http://www.millitech.com/

13. http://ets.ifmo.ru/denisov/dsp/

14. А.В. Глазачев, В.П. Петрович. “Физические основы электроники” – Изд-во

Томского политехнического университета. 2009 г.

15. С.Ю.Медведев, М.Ю.Перов, А.В.Якимов “Точность цифровой оценки

спектра сигнала” НГУ им. Н.И.Лобачевского. 2001 г.

16. Цифровая техника в радиосвязи http://digital.sibsutis.ru/

17. Datenblatt VCO-024-04 Datasheet

http://www.siliconradar.de/datasheets/Datenblatt_VCO_024_04.pdf

18. Сиверс А.П. «Проектирование радиоприемных устройств» – М. «Советское

радио», 1976г.

19. HSCS-53x Series, HSCS-55x Series beam lead diodes. Datasheets.

http://www.avagotech.com/docs/AV01-0595EN

20. “Микроэлектронные устройства” под ред. Веселова – М: Высшая школа

21. "Радиоприемные устройства" под ред. Жуковского – М.: "Сов. радио" 1989 г

22. Титце У., Шенк К. “Полупроводниковая схемотехника” – М. «Мир». 1982г.

23. “Справочник по расчету и проектированию ARC схем” под ред. Ланнэ.А.А. –

М. «Радио и связь». 1984 г.

24. MAX3230AE-MAX3231E Datasheet –

http://www.maxim-ic.com/datasheet/index.mvp/id/4301

25. ADuM1200-1201 Datasheet –

http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/ADuM1200_1201.pdf

26. MC33063A Datasheet – http://www.ti.com/lit/ds/symlink/mc33063a.pdf

27. TC7660 Datasheet –

http://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/21465C.pdf

28. 4MS23-1 Datasheet –

http://www.domen.ru/images/stories/prod/pdf/catalog_part4_06.pdf/

97

29. Дулицкий Г.А. “Электробезопасность при эксплуатации электроустановок до

1000 В” – М. «Воениздат», 1988 г.

30. “Безопасность жизнедеятельности” под ред. Э.А.Арустамова. – М. «Дашков и

К», 2006 г.

31. Охрана труда и техника безопасности http://www.otitb.com

32. Корнилов С.А., Савишинский В.А., Уман С.Д.. “Шумы клистронных

генераторов малой мощности” – М. «Советское радио», 1972г.

33. AD8062 Datasheet

http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/AD8061_8062_8063.pdf

34. ОР162 Datasheet

http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/OP162_262_462.pdf

35. ВС850 Datasheet - http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BC849_BC850.pdf

36. MSP430F2618 Datasheet - www.ti.com/lit/ds/symlink/msp430f2618-ep.pdf

98

Приложение А

Визуальные уровнемеры

Простейшим измерителем уровня жидкости служат указательные стекла.

Работа указательных стекол основана на принципе сообщающихся сосудов.

Указательное стекло соединяют с сосудом нижним концом (для открытых сосудов) или

обоими концами (для сосудов с избыточным давлением или разрежением). Наблюдая

за положением уровня жидкости в стеклянной трубке, можно судить об изменении

уровня в сосуде.

Недостатком данного типа уровнемеров является ограничение по максимально

возможному измеряемому уровню, связанное с длинной указательного стекла, а также

ограничение по максимальной рабочей температуре и давлению.

Поплавковые уровнемеры

Поплавковый уровнемер работает по принципу перемещения поплавка вниз или

вверх при сокращении и при подъёме уровня жидкости соответственно. Одним из

вариантов реализации данного типа уровнемеров является уровнемер ЛЕВЕЛ от

фирмы “3v-engineering”, который представляет собой устройство, состоящее из

99

шарообразного поплавка, через штангу соединенного с электронным датчиком угла,

закрепленным на оси подвеса.

Другой вид поплавковых уровнемеров это уровнемеры, в которых поплавок

перемещается по оси скольжения. Например уровнемер УГП-1В от НПК “Эталон”.

Поплавок с постоянным магнитом перемещается вместе с уровнем жидкости по

трубе скольжения, в которой находится цепь измерения. Цепь измерения состоит из

маленьких чипов с герконом и сопротивлением, припаянных к печатной плате.

Магнитное поле поплавка переключает герконы и цепь работает по схеме

трёхпроводного потенциометра. Отдаваемое напряжение пропорционально высоте

уровня жидкости.

Другой вид поплавковых измерителей уровня это магнитострикционный датчик

уровня FFG от компании KSR.

Конструктивно магнитострикционный датчик уровня состоит из

микропроцессорного блока, струны из ферромагнитного материала в защитной трубке

из нержавеющей стали и поплавка с магнитом. Поплавок перемещается вместе с

уровнем жидкости по трубе скольжения, отслеживая его положение. Генерируемый

микропроцессорным блоком датчика токовый импульс перемещается по струне и

создает вокруг нее магнитное поле. В точке пересечения магнитного поля, вызванного

токовым импульсом, с магнитным полем поплавка возникает механическая

(ультразвуковая) волна, которая движется в обратном направлении с постоянной

скоростью. Измеренное время между стартом токового импульса и возвращением

импульса в виде ультразвуковой волны строго пропорционально измеряемому уровню

(т.е. расстоянию до поплавка).

Поплавковые уровнемеры не пригодны для вязких жидкостей (дизельного

топлива, мазута, смол) из-за залипания поплавка, обволакивания его вязкой средой.

При измерении уровня криогенных жидкостей из-за кипения верхнего слоя возникает

вибрация поплавка, что приводит к искажениям результатов измерения.

100

Буйковые уровнемеры

В основу работы буйковых уровнемеров положено физическое явление,

описываемое законом Архимеда. Он гласит, что на тело, погруженное в жидкость,

действует выталкивающая сила, пропорциональная весу вытесненной им жидкости.

Чувствительным элементом в этих уровнемерах является цилиндрический буек,

изготовленный из материала с плотностью, большей плотности жидкости. Зачастую

буек выполнен в виде трубы из нержавеющей стали, запаянной с обеих сторон, к

одному из концов которой приделан крючок. Буек находится в вертикальном

положении и частично погружен в жидкость. Длина буйка подбирается приближенно к

максимальному измеряемому уровню в аппарате.

Длина тела, погруженного в жидкость (буйка), соответствует диапазону

измерения уровня. Буек, подвешенный на измерительной пружине, погружен в

жидкость и на него, в соответствии с законом Архимеда, воздействует выталкивающая

сила, эквивалентная массе вытесненной буйком жидкости. Изменению выталкивающей

силы точно соответствует изменение длины пружины, которое передается на

индикатор.

Главной особенностью буйковых уровнемеров является возможность измерения

уровня границы раздела двух жидкостей.

Недостатком буйковых уровнемеров являются зависимость их точности от

плотности и температуры измеряемой среды, ограниченность использования для

жидкостей обладающих адгезией к буйку, ограниченность использования для больших

(свыше 16 м) диапазонов измерения уровней.

Гидростатические уровнемеры

101

Данный метод измерения уровня основан на определении гидростатического

давления, оказываемого жидкостью на дно резервуара. Величина гидростатического

давления на дно резервуара зависит от высоты столба жидкости над измерительным

прибором и от плотности жидкости.

Недостатком гидростатических уровнемеров является погрешность измерения

при изменении плотности жидкости.

Емкостные уровнемеры

Принцип действия данных уровнемеров основан на принципе измерения уровня

жидкости в резервуаре при помощи измерения электрической ёмкости датчика.

Датчик ёмкостного уровнемера представляет собой электрический конденсатор,

состоящий из двух обкладок - изолированных проводников (или один проводник, а

другим проводником является сам резервуар, в котором находиться жидкость, уровень

которой необходимо измерить). Проводники помещены в резервуар с жидкостью,

уровень которой измеряется; в пространство между которыми эта жидкость может

свободно проникать. Сигналом изменения уровня жидкости в резервуаре является

изменение электрической ёмкости датчика, измеряющего уровень жидкости.

Физический принцип измерения уровня жидкости в резервуаре, а, следовательно,

и изменения электрической ёмкости датчика, обусловлен изменением относительной

диэлектрической проницаемости пространства между обкладками конденсатора в

результате изменения уровня жидкости (диэлектрическая проницаемость жидкости и

среды (воздуха например) без нее всегда будет разной).

Недостатком емкостных уровнемеров является существенное влияние налипания

на датчик веществ, содержащихся в жидкости, на его погрешность.

102

Радиоизотопные уровнемеры

Метод измерения уровня у радиоизотопного уровнемера базируется на

просвечивании среды гамма-излучением и определении уровня этой среды по степени

ослабления этого потока.

Измерение производится без контакта со средами и ее парами.

Использование приборов с радиоизотопными излучателями целесообразно там,

где другие методы измерения непригодны, так как этот метод радиационно опасен и

требует дополнительных средств безопасности для персонала.

Ультразвуковые уровнемеры

Измерение уровня с применением ультразвукового уровнемера основывается

на измерении времени пролета акустического сигнала, излучаемого и принимаемого

одним и тем же чувствительным элементом датчика после его отражения от

поверхности продукта. Данным датчиком уровня измеряется непосредственно уровень

продукта в емкости. Расстояние, которое прошел ультразвуковой импульс, равно

произведению времени распространения импульса и скорости звука.

Химические и физические свойства среды не влияют на результат измерения,

полученный ультразвуковым методом, поэтому без проблем может измеряться уровень

агрессивных, абразивных, вязких и клейких веществ, за исключением сильнопарящих,

сильнопенящихся жидкостей. Однако необходимо помнить, что на скорость

распространения ультразвука оказывает влияние температура воздуха в среде его

распространения. Кроме того, будучи сильно зависимой от температуры, скорость

ультразвука зависит от давления воздуха: она увеличивается с ростом давления.

Связанные с изменениями давления в нормальной атмосфере относительные

103

изменения скорости звука составляют приблизительно 5%. Скорость ультразвука

также зависит от состава воздуха, например, от процентного содержания СО2 и

влажности. Влияние относительной влажности на скорость ультразвука является

меньшим по сравнению с влиянием, оказываемым температурой и давлением:

дополнительная разница скорости в сухом и насыщенном влагой воздухе составляет

около 2%. Из недостатков данных типов уровнемеров стоит отметить наличие

большого расхождения конуса излучения, а также то, что отражения от

нестационарных препятствии ̆ (например, мешалок) могут вызвать ошибки измерения.

Лазерные уровнемеры

Принцип действия лазерного уровнемера основан на измерении времени

распространения электромагнитной волны инфракрасного диапазона от датчика до

препятствия и обратно. Считая, что скорость света постоянна, вычисляется расстояние

до препятствия

Сильными сторонам лазера являются: узкий луч, отсутствие расхождения луча и

ложных отраженных сигналов. Отмеченные свойства лазерного луча позволяют

проводить измерения там, где невозможно было использовать традиционные

ультразвуковые и радарные уровнемеры. Например, невозможно было надежно

измерять уровень в длинных и узких танках, вследствие возникновения ложного

отражения от стенок, с которыми очень сложно бороться.

Уникальные свойства лазера позволяют его использовать для измерения сыпучих

веществ, имеющих большой угол откоса (конусность). При использовании обычных

радарных или ультразвуковых уровнемеров наличие конусности вызывает

возникновение ложных отраженных сигналов, с которыми они плохо справляются. Для

лазера таких проблем не существует.

104

К числу недостатков оптического уровнемера следует отнести его более высокую

чувствительность к пыли, чем у радарных аналогов.

Радиолокационные(радарные) уровнемеры

В радиоволновых измерителях уровня, основанных на принципе радиолокации:

излученный СВЧ - сигнал отражается от контролируемого объекта, принимается

обратно и соответствующим образом обрабатывается.

В настоящее время в радарных системах контроля уровня применяются

преимущественно две технологии: с непрерывным частотно-модулированным

излучением (FMCW – frequency modulated continuous wave) и импульсным излучением

сигнала.

Технология FMCW реализует косвенный метод измерения расстояния.

Уровнемер излучает микроволновый сигнал, частота которого изменяется непрерывно

по линейному закону между двумя значениями. Отраженный от поверхности

контролируемой среды (жидкость, сыпучий материал) сигнал принимается тои ̆ же

антенной и обрабатывается. Его частота сравнивается с частотой сигнала, излучаемого

в данный момент времени. Значение разности частот прямо пропорционально

расстоянию до поверхности.

В радарах импульсного типа используется метод определения расстояния,

основанный на непосредственном измерении времени прохождения СВЧ - импульса от

излучателя до контролируемой поверхности и обратно.

Достоинство радиолокационного метода по сравнению с контактными методами

это возможность измерения уровня агрессивных, липких, вязких, сильно загрязненных

105

жидкостей, а также возможность измерения в условиях когда жидкость застыла или

замерзла.

Достоинство данного метода по сравнению с ультразвуковым это гораздо

меньшая зависимость погрешности измерения от температуры и давления

окружающей среды , а также устойчивость к пене, испарениям и запыленности и

возможность работы в вакууме. По сравнению с лазерным уровнемером,

радиолокационный имеет меньшую стоимость и меньшую чувствительность к пыли.

Все это предает радиолокационному типу уровнемеров наибольшую

универсальность и распространенность в промышленности.

Приведем далее таблицу с техническими параметрами некоторых из

представленных на рынке радиолокационных уровнемеров.

Таблица А1 – Характеристики различных видов радиолокационных уровнемеров

Уровн

емер

Т

ип

Макс

имал

ьный

изме

р.

урове

нь

Мертва

я зона

Точ

ност

ь

Рабочий

диапазон

температ

ур

Пит

ание

Макс.

потре

бляем

ая

мощн

ость

Часто

та

излуч

ения

Выходной

сигнал

УЛМ-

31А1

ча

ст

15м 0.6м 3мм -50…50оС 24В 66Вт - 4-20мА,

Modbus(RS-

485)

VEGA

PULS

WL 61

им

п.

15м - 2мм -40…80оС 9.6-

36В

- - 4-20мА,

HART

PULS им 20м 0.2м 2.5м -20…70оС 30В 6.7Вт 5.8ГГ 4-20мА,

106

ARTM

R05

п. м ц HART

SITRA

NS

LR300

им

п.

20м 0.4м 15мм -40…60оС 24-

230В

9Вт 5.8ГГ

ц

4-20мА,

HART

Продолжение таблицы А1

SITRA

NS

LR400

ча

ст

50м 0.35м 15мм -40…65оС 24В 6Вт 24-

25ГГц

4-20мА,

HART

БАРС3

52И

ча

ст

30м - 1мм -40…50оС 18-

36В

9Вт - 4-20мА,

HART

Rosem

ount

5600

ча

ст

30м - 5мм -40…70оС 24-

240В

10Вт - 4-20мА,

HART

ВМ-

700

Ча

ст

20м 0.5м 10мм -20…55оС 24В 6Вт 8.5-

9.9ГГ

ц

4-20мА,

HART

УЛМ-

11

ча

ст

30м 0.6м 1мм -50…50оС 24В 10Вт 94ГГц 4-20мА,

Modbus(RS-

485)

РДУ-

Х2М

ча

ст

30м 1м 10см -30…45оС 24В 30Вт 37.5Г

Гц

4-20мА,

Modbus(RS-

485) – по

заказу

107

Приложение Б

108

109

110

111

112

113

114

115

116

117

118

119

120

121

122

123

124

Приложение В

Перечень элементов СВЧ блока:

125

126

Перечень элементов НЧ-блока

127

128

129

130

Documents

Радиолокационный измеритель уровня