振幅调制解调 与混频电路

4.1 频谱搬移电路的组成模型

4.2 相乘电路

4.3 混频电路

4.4 振幅调制与解调电路

第四章

一．学时安排 一．学时安排 1818 学时授课，学时授课， 44 学时实验学时实验11 ．频率搬移电路的组成模型 ．频率搬移电路的组成模型 22 学时学时22 ．相乘器电路 ．相乘器电路 55 学时学时33 ．混频电路 ．混频电路 44 学时学时44 ．振幅调制与解调电路 ．振幅调制与解调电路 44 学时学时55 ．参量混频电路 ．参量混频电路 11 学时学时66 ．习题讨论棵 ．习题讨论棵 44 学时学时77 ．振幅调制器 ．振幅调制器 22 学时学时88 ．调幅波信号的解调 ．调幅波信号的解调 22 学时 学时

二．授课方式：课堂教学、习题讨论课实验课二．授课方式：课堂教学、习题讨论课实验课三．重点、难点：三．重点、难点： 1.1. 相乘器电路的电路组成、工作原理；二极管相乘器电路的电路组成、工作原理；二极管

双平衡混频器。双平衡混频器。 2.2. 混频电路的主要性能、指标、组成工作原理、混频电路的主要性能、指标、组成工作原理、

混频失真。混频失真。3.3. 振幅调制与解调电路的组成、工作原理，重振幅调制与解调电路的组成、工作原理，重

点讨论二极管包络检波器。点讨论二极管包络检波器。

四．教学内容及要求四．教学内容及要求 了解频谱搬移电路的组成模型；掌握相乘了解频谱搬移电路的组成模型；掌握相乘

器的电路组成工作原理及其在频率变换电路器的电路组成工作原理及其在频率变换电路中的应用；掌握振幅调制信号的性质，实现中的应用；掌握振幅调制信号的性质，实现振幅调制与解调的基本原理、方法，掌握典振幅调制与解调的基本原理、方法，掌握典型振幅调制器的电路组成、工作原理和性能型振幅调制器的电路组成、工作原理和性能特点。 特点。

五．教学法五．教学法 首先对调幅调制电路、振幅解调电路、混首先对调幅调制电路、振幅解调电路、混

频电路的作用进行分析，找出频谱搬移电路频电路的作用进行分析，找出频谱搬移电路的组成模型及其实现的一般方法，而后据此的组成模型及其实现的一般方法，而后据此提出具体的电路结构及相应的性能特点。此提出具体的电路结构及相应的性能特点。此部分内容用部分内容用 22 学时讲完。要特别强调调幅度学时讲完。要特别强调调幅度的定义、作用，调幅信号的频谱宽度，的定义、作用，调幅信号的频谱宽度， AMAM波，波，

DSB,SSBDSB,SSB 。。

22 ．频谱搬移电路的核心—相乘器电路。．频谱搬移电路的核心—相乘器电路。 11 ）介绍非线形器件的相乘作用、线形时变状态、开）介绍非线形器件的相乘作用、线形时变状态、开

关状态，这里主要讲二极管开关等效电路。关状态，这里主要讲二极管开关等效电路。 22 ）差分对管实现相乘的原理，为后续双差分对平衡）差分对管实现相乘的原理，为后续双差分对平衡

调制器和模拟相乘器大基础、简述。调制器和模拟相乘器大基础、简述。 33 ）双差分对平衡调制器，重点讲原理，并用）双差分对平衡调制器，重点讲原理，并用 X1596X1596

举例说明。举例说明。 44 ）双差分对模拟相成器，重点强调其扩大 、 ）双差分对模拟相成器，重点强调其扩大 、 动态范围并引出混频的概念。动态范围并引出混频的概念。 55 ）二极管双平衡混频器的工作原理、混频损耗，引）二极管双平衡混频器的工作原理、混频损耗，引

出环形混频器的概念。 出环形混频器的概念。

1v 2v

33 ．混频电路．混频电路 11 ）主要性能指标：）主要性能指标： a.a. 混频增益混频增益 b.b. 噪声系数噪声系数 c.1dBc.1dB 压缩电平压缩电平 dd 混频失真混频失真 ee 隔离度 隔离度 22 ）二极管环形混频器分类，优、缺点）二极管环形混频器分类，优、缺点 33 ）双差分对平衡混频器优、缺点，）双差分对平衡混频器优、缺点， BAD831BAD831 为为 例。例。 44 ）二极管混频电路的原理实例电路。）二极管混频电路的原理实例电路。 55 ）混频失真）混频失真 aa 干扰哨声和寄生通道干扰及消除措施。干扰哨声和寄生通道干扰及消除措施。 bb 交调失真和互调失真，重点讨论三阶互调失真 交调失真和互调失真，重点讨论三阶互调失真

4.4. 同步检波电路的原理及关键要求—产生一个同步检波电路的原理及关键要求—产生一个

与载波信号同步同相的同步信号。与载波信号同步同相的同步信号。5.5. 习题课、讨论课习题课、讨论课 66 ．实验安排：．实验安排： 11 ）用）用 14961496 构成的调幅器构成的调幅器 22 ）调幅波信号的解调）调幅波信号的解调 aa 二极管包络检波器二极管包络检波器 bb 用用 14961496 构成的解调器构成的解调器六六．具体教学内容．具体教学内容

4.1 4.1 频谱搬移电路的组成模型频谱搬移电路的组成模型 本节以振幅调制电路为重点本节以振幅调制电路为重点 ,, 分析它的作用分析它的作用 ,, 并提出相并提出相

应的组成模型应的组成模型 ,, 而后对照的指出振幅解调电路和混频电而后对照的指出振幅解调电路和混频电路在组成模型上的异同点。路在组成模型上的异同点。

4.1.14.1.1 振幅调制电路的组成模型振幅调制电路的组成模型

4.1.2 4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型振幅解调和混频电路的组成模型

4.1.3 4.1.3 小结小结

4.1.14.1.1 振幅调制电路的组成模型振幅调制电路的组成模型 一 术语一 术语 调制调制———— (Modulation)(Modulation) 由携带信息的电信号去控制高频由携带信息的电信号去控制高频 振荡信号的某一参数，使该信号按照电信号的振荡信号的某一参数，使该信号按照电信号的 规律而变化的一种处理方式。规律而变化的一种处理方式。 调制信号调制信号——携有信息的电信号成为调制信号。——携有信息的电信号成为调制信号。 载波信号载波信号——未调制的高频振荡信号。——未调制的高频振荡信号。 已调波信号已调波信号——经过调制后的高频振荡信号称为已调——经过调制后的高频振荡信号称为已调 波信号。波信号。 振幅调制振幅调制——受控制的参数是高频振荡的振幅——受控制的参数是高频振荡的振幅 ,, 称为称为 振幅调制，简称调幅。——已调波信号振幅调制，简称调幅。——已调波信号 称为调幅波。称为调幅波。

频率调制、相位调制——受控制的参数是高频振荡的频率或相频率调制、相位调制——受控制的参数是高频振荡的频率或相 位称为频率调制或相位调制，简称调频、调相。位称为频率调制或相位调制，简称调频、调相。 它们统称为调角。它们统称为调角。 解调——解调—— (Demodulation)(Demodulation) 调制的逆过程，它的作用是将已调调制的逆过程，它的作用是将已调 波信号变换为携有信息的电信号。波信号变换为携有信息的电信号。 二　振幅调制信号的分类二　振幅调制信号的分类（按频谱结构分）（按频谱结构分） 1. 1. 普通调幅普通调幅 (AM(AM ）信号：载波信号振幅在）信号：载波信号振幅在 VmoVmo 上下按输入调 上下按输入调 制信号规律变化。制信号规律变化。 2. 2. 抑制载波的双边带调制信号抑制载波的双边带调制信号 (Double Sideband Modulation---DSB)(Double Sideband Modulation---DSB)

3. 3. 抑制载波和一个单边带调制信号抑制载波和一个单边带调制信号 (Single Sideband Modulation---SSB)(Single Sideband Modulation---SSB)

三 普通调幅信号及其电路组成模型三 普通调幅信号及其电路组成模型 1 1 组成模型组成模型

VV(t)(t) Vo(t)Vo(t) Vc(t)Vc(t)

VV(t)(t) Vo(t)Vo(t) Vc(t)Vc(t)

图图 4-1-1 4-1-1 调幅电路的组成模型调幅电路的组成模型

调幅电路两输入信号

高频载波信号

调制信号

输出振幅调制信号

Vo(t)=[Vmo+kaV(t)]cosct (4-1-1) Vmo=kVcm― 未经调制的输出载波振幅 k 和 ka 是取决于调幅电路的比例常数 要求 : ka V(t)<Vmo AM －相乘器的乘积常数 A －相加器的加权系数 A=k, AMAVcm=ka

x AMxy y +

2 2 单音调制单音调制 1) 1) 波形波形 VV(t)=V(t)=Vmmcoscost= Vt= Vmmcoscos22FtFt 且且 fc>F(fc>F( 一般一般 fc>>F)fc>>F) ， 则输出调幅电压：， 则输出调幅电压：

式中 式中 Ma=kaVMa=kaVm/Vmom/Vmo

———— 调幅系数或调幅度调幅系数或调幅度 (Amplitude Modulation Index)(Amplitude Modulation Index)

Vo(t)Vo(t) 的振幅为 的振幅为 Vmo(1+MacosVmo(1+Macost)t)

———— 调幅信号的包络调幅信号的包络 如图如图 4-1-24-1-2 ，， Vm max=(1+Ma) Vm min=Vmo(1-Ma)Vm max=(1+Ma) Vm min=Vmo(1-Ma)

Vo(t)=(VVo(t)=(Vmmo+kaVo+kaVmmcoscost)t)coscosctct

=V=Vmmo(1+Macoso(1+Macost)cost)cosct ct (4-1-2)(4-1-2)

定义：定义： —— —— 调幅系数或调幅系数或 调幅度调幅度 （（ 4-1-34-1-3 ）） 注：单音调制时要求 注：单音调制时要求 Ma Ma 1 1否这出现调幅信号的过否这出现调幅信号的过

调 调 幅失真。幅失真。

（（ 22 ）频谱：）频谱： (4-1-2)(4-1-2) 的三角函数展开式为的三角函数展开式为 ::

%100minmax

minmax

mm

mma VV

VVM

过调幅失真过调幅失真图图 4-1-34-1-3

(4-1-4)(4-1-4)

单音调制时调幅信号的频谱有三个分量组成单音调制时调幅信号的频谱有三个分量组成 : :

a)a) 角频率为角频率为 cc 的载波分量 的载波分量

b) b) 角频率为角频率为 ((cc++)) 的上边频分量的上边频分量

c) c) 角频率为角频率为 ((cc--)) 的下边频分量的下边频分量

ttVMtVtv cmacm coscoscos 000

tVMtVMtV cmacmacm cos2

1cos

2

1cos 000

3. 3. 复杂音调制 复杂音调制 设设 VV(t)(t) 为周期信号，其傅立叶展开式：为周期信号，其傅立叶展开式：

式中式中： ： 图图 4-1-4 4-1-4 单音调制时单音调制时 调幅信号的频谱 调幅信号的频谱

—— —— 最高调制角频率最高调制角频率

max

1

cosn

nmn tnVtv

FFn // maxmaxmax

maxmax 2 F

cmax

输出调幅信号电压为：输出调幅信号电压为：

(4-1-5)(4-1-5)

式中式中：：

ttVk c

n

nmna coscos

max

1

max

1

coscos2

n

nccmn

a tntnVk

ttvkVtv cam cos00

ttnVkV c

n

nmnam coscos

max

10

则则 vvoo(t)(t) 的频谱的频谱 : :

a)a) 载波分量载波分量 c c

b)b) 上下边频分量上下边频分量 ((cc) ) ，， ((cc22) …..() …..(ccnnmaxmax))

调幅信号的频谱宽度调幅信号的频谱宽度 : BW: BWAMAM (Spectrum Bandwidth) (Spectrum Bandwidth)

          （（ 4-1-64-1-6 ））

总之总之 ,, 调幅电路组成模型中的相乘器对调幅电路组成模型中的相乘器对 VV(t)(t) 和和 Vc(t)Vc(t) 实现实现

相乘运算的结果相乘运算的结果 , , 反映在波形上是将反映在波形上是将 VV(t)(t)不失真的转移不失真的转移

BWAM=2FmaxBWAM=2Fmax

          转移到载波信号振幅上转移到载波信号振幅上 ; ; 反映在频谱上则是将反映在频谱上则是将 VV(t)(t)

的频谱不失真的搬移到的两边。的频谱不失真的搬移到的两边。

图图 4-1-5 4-1-5 复杂信号调制时的调幅波 复杂信号调制时的调幅波 (a)(a) 调制信号 调制信号 (b)(b) 普通调幅信号普通调幅信号

4. 4. 功率功率 在单位电阻上在单位电阻上 ,, 单音调制时调幅信号电压在载波信单音调制时调幅信号电压在载波信

号一个周期内平均功率号一个周期内平均功率 ::

（（ 4-1-74-1-7 ） ） 式中：式中： Po=Po= V V²²mo/2 mo/2 －载波电压分量产生的平均功率－载波电压分量产生的平均功率

ttdtMVtP ccam

2220 coscos1

2

1

20

220 cos1cos1

2

1tMPtMV aam

Pmax=Po(1+Ma)Pmax=Po(1+Ma)² ² ————t=0t=0 时时 PmaxPmax=4=4PoPoMa=1 Ma=1

Pmin=Po(1-Ma)Pmin=Po(1-Ma)² ² ————t=t= 时时 Pmin=0 Pmin=0 Ma=1 Ma=1 P(t)P(t) 在一个调制信号周期内的平均功率在一个调制信号周期内的平均功率 ::

（（ 4-1-84-1-8 ））

tdtPPav

2

1

tdtMP a

20 cos1

2

1

SBa PPMP

0

20 2

11

PP00+P+PSB SB ———— 各频谱分量产生的平均功率之和各频谱分量产生的平均功率之和

—— —— 上下边频分量产生的功率上下边频分量产生的功率 ，，

即即边频功率边频功率

PavPav 与与 MaMa 的值有关的值有关 , Po, Po 与与 MaMa无关。无关。

MMaa 增大，增大， PPavav 增大，增大， PP00/P/Pavav减小，反之，减小，反之，

MMaa减小， 减小， PPavav减小， 减小， PP00/P/Pavav 增大。增大。

即即 MaMa影响载波功率在调幅信号功率中所占的比例。影响载波功率在调幅信号功率中所占的比例。

02

2

1PMP aSB

四 双边带和单边带调制电路组成模型四 双边带和单边带调制电路组成模型 1. 1. 双边带调制信号双边带调制信号

从传输的信息角度来看从传输的信息角度来看 ,, 占有绝大部分功率的载波占有绝大部分功率的载波分量是无用的。如果在传输前将它抑制掉，那分量是无用的。如果在传输前将它抑制掉，那么么就可在就可在不影响传输信息的条件下，大大节省费的发射功率。这不影响传输信息的条件下，大大节省费的发射功率。这种只传输两个边频的调制方式成为抑制载波的双边带调种只传输两个边频的调制方式成为抑制载波的双边带调制，简称制，简称双边带调制双边带调制。。

表示为：表示为：

Vm=kaVVm=kaV(t) (t)

(4-1-9) ka=A(4-1-9) ka=AMMVcmVcm

Vo(t)=kaV(t)cosct

双边带调制与普通调幅的区别在于其载波电压振幅不双边带调制与普通调幅的区别在于其载波电压振幅不是在是在 VmoVmo 上下按调制信号规律变化。上下按调制信号规律变化。

其波形图及组成模型图（其波形图及组成模型图（ 4-1-64-1-6 ）为：）为：

VV(t) (t) Vo(t)=AVo(t)=AMMVcmVVcmVΩΩ(t)(t)COSCOSWWcctt

VcmVcmCOSWCOSWcctt

双边带调制信号组成模型双边带调制信号组成模型

x AMxy

y

用相乘

器实现

当当 VV(t) (t) 自正值或负值通过零值变化时，双边带调自正值或负值通过零值变化时，双边带调制信号波形均将出现制信号波形均将出现 180180°° 相位突变。可见，双边带调相位突变。可见，双边带调制信号的包络已不再反映制信号的包络已不再反映 VV(t)(t) 的变化，但是它们保持的变化，但是它们保持频谱搬移的特性。（频谱搬移的特性。（ bb ）图仍为调幅波。可用相乘器作）图仍为调幅波。可用相乘器作为双边带调制电路的组成模型。（为双边带调制电路的组成模型。（ cc ）图。）图。

图 4-1-6双边带调

制信号

2. 2. 单边带调制信号单边带调制信号 如上分析，上、下边带都反映调制信号的频谱结构。从传输如上分析，上、下边带都反映调制信号的频谱结构。从传输

信息的观点来说，还可进一步将其中的一个边带抑制掉，这种只信息的观点来说，还可进一步将其中的一个边带抑制掉，这种只传输一个边带的调制方式称为传输一个边带的调制方式称为单边带调制单边带调制。。

则，已调信号的频谱宽度为：则，已调信号的频谱宽度为： （（ 4-1-104-1-10 ））

单边带调制电路的实现模型有两种： 单边带调制电路的实现模型有两种：

a) a) 由相乘器和带通滤波器组成——滤波法由相乘器和带通滤波器组成——滤波法

b) b) 由两个相乘器、两个相移器和一个相加器组成——相移法由两个相乘器、两个相移器和一个相加器组成——相移法

BWBWSSBSSB=Fmax=Fmax

11）滤波法）滤波法 如图如图 4-1-74-1-7 ：： v(t)v(t)

VV(t) (t)

vvoo(t)(t)

VcmcosVcmcosct ct

x AMxy

y

带通滤波器

2) 2) 相移法相移法 VV(t)(t) vvo1o1(t)(t)

vvoo(t)(t) VcmcosVcmcosctct

vvo2o2(t)(t)

图图 4-1-8 4-1-8 相移法单边带调制电路组成模型相移法单边带调制电路组成模型

x AMxy

y I

x Amxy

y II

90o 相移网络

90o 相移网络

+

如图所示：如图所示： 设：设： VV(t)= V(t)= Vmmcoscost t

VoVo11(t)=A(t)=AMMVVmVcmmVcmcoscosttcoscoscctt

=A=AMMVVmVcm[mVcm[coscos((cc++)t+)t+ cos cos((cc--)t]/2)t]/2

VoVo22(t)= A(t)= AMMVVmVcmcos(mVcmcos(t-t-/2)cos(/2)cos(cct-t-/2)/2)

= A= AMMVVmVcmsinmVcmsintsintsincctt

= A= AMMVVmVcm[cos(mVcm[cos(cc++)t- cos()t- cos(cc--)t]/2)t]/2

Vo(t)=Vo1(t)-Vo2)(t)= AVo(t)=Vo1(t)-Vo2)(t)= AMMVVmVcmcos(mVcmcos(cc++)t )t

—— —— 上边带上边带 或 或 Vo(t)=Vo1(t)+Vo2)(t)= AVo(t)=Vo1(t)+Vo2)(t)= AMMVVmVcmcos(mVcmcos(cc--)t )t

—— —— 下边下边带带

复杂信号调制时的波形复杂信号调制时的波形 图图 4-1-94-1-9

4.1.2 4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型振幅解调和混频电路的组成模型 振幅解调和混频的作用都是实现频谱不失真的搬移。振幅解调和混频的作用都是实现频谱不失真的搬移。 一 一 .. 振幅解调电路振幅解调电路

振幅调制信号的解调电路称为检波电路（振幅调制信号的解调电路称为检波电路（ DetectorDetector ）其作用）其作用是从振幅调制信号中不失真的检出调制信号来。如图是从振幅调制信号中不失真的检出调制信号来。如图 4-1-104-1-10 。在。在频域上，这种电路的作用就是将振幅调制信号频谱不失真的搬回频域上，这种电路的作用就是将振幅调制信号频谱不失真的搬回到零频率附近。因此，振幅检波电路还是一种频谱搬移电路，可到零频率附近。因此，振幅检波电路还是一种频谱搬移电路，可以用相乘器实现。以用相乘器实现。

vvSS(t) (t)

vvoo(t) (t)

图图 4-1-10 4-1-10

振幅调制波的解调电路

图图 4-1-114-1-11 振幅解调电路的组成模型振幅解调电路的组成模型 (a)(a) 和相应的频谱搬移和相应的频谱搬移 (b)(b)

vvSS

vvoo

vvrr

(a)(a)

x AMxy

y

低通滤波器

例： 当例： 当 Vr=Vmcos[(Vr=Vmcos[(c+c+∆∆)t+)t+∆∆φφ]]

Vs(t)=kaVVs(t)=kaV(t)cos(t)cosctct 时时 ,,

则相乘器输出电压中有用分量为则相乘器输出电压中有用分量为 ::

AAMMVrmkaVVrmkaV(t)cos((t)cos(∆∆t+t+∆∆φ)/2φ)/2

通过低通滤波器输出的解调电压振幅按通过低通滤波器输出的解调电压振幅按 cos(cos(∆∆t+t+∆∆

φ)φ) 的规律变化的音频电压。的规律变化的音频电压。

如果解调单边带调制信号如果解调单边带调制信号 ,, 则经同样分析表明则经同样分析表明 ,, 同同

步信号不同步不仅引起输入音频电压的偏移步信号不同步不仅引起输入音频电压的偏移 ,, 而且还引而且还引

起相位偏移。起相位偏移。

实验证明实验证明 ,, 在进行语音通信时在进行语音通信时 ,, 频率偏移频率偏移 20Hz,20Hz,就惠查就惠查

觉到声音不自然觉到声音不自然 ,, 偏移偏移 200Hz,200Hz, 语言可懂度就会明显下降。语言可懂度就会明显下降。

二二 . . 混频电路混频电路 混频电路 混频电路 又称又称变频电路 变频电路 (Mixer,Convertor),(Mixer,Convertor), 它的作用它的作用

是将载频为是将载频为 ffcc 的已调信号不失真的变换为载频为的已调信号不失真的变换为载频为 ffII 的已的已调信号调信号 VVII(t)(t) ，，如图如图 4-1-124-1-12 。。

VVII(t)(t) 称为中频信号 称为中频信号 VVLL(t)=V(t)=VLLmcosmcosLLtt 为本振电压为本振电压

三个频率之间的关系为三个频率之间的关系为 : :

ffII=f=fcc+f+fLL (4-1-11) v (4-1-11) vLL(t)(t)

或 或 ffII=f=fcc-f-fLL f fcc>f>fL L vvSS(t)(t)

ffII=f=fLL-f-fcc f fLL>f>fcc (4-1-12) v (4-1-12) vII(t)(t)

ffII>f>fcc 时称为上混频时称为上混频 (Up-Convertor) (Up-Convertor) 图图 4-1-124-1-12

ffII<f<fcc 时称为下混频时称为下混频 (Down-Convertor)(Down-Convertor)

调幅收音机一般采用下混频调幅收音机一般采用下混频 ,, 它的中频为它的中频为 456kHz456kHz 。。

混频电路

从频谱观点来看从频谱观点来看 ,, 混频的作用就是将输入已调信号频谱不失混频的作用就是将输入已调信号频谱不失

真的从真的从 fcfc 搬移到搬移到 fIfI 的位置上。因此的位置上。因此 ,, 混频电路是一种典型的频谱混频电路是一种典型的频谱

搬移电路搬移电路 ,,可以用相乘器和带通滤波器实现。可以用相乘器和带通滤波器实现。

vvSS(t) v(t)(t) v(t)

vvoo(t)(t)

vvLL(t)(t)

图图 4-1-134-1-13 混频电路的实现模型混频电路的实现模型 ..

带通滤波器的频带宽度应大于或等于输入调幅信号的频谱宽度。带通滤波器的频带宽度应大于或等于输入调幅信号的频谱宽度。

x AMxy

y 带通滤波器

4.1.3 4.1.3 小结小结 振幅调制电路、振幅解调电路和混频电路都属于频振幅调制电路、振幅解调电路和混频电路都属于频

谱搬移电路谱搬移电路 ,, 它们都可以用相乘器和相应滤波器组成的它们都可以用相乘器和相应滤波器组成的模型来实现。相乘器的两个相乘信号中模型来实现。相乘器的两个相乘信号中 ,, 一个是输入信一个是输入信号号 ,, 另一个为参考信号。相乘器的作用就是将输入信号另一个为参考信号。相乘器的作用就是将输入信号不失真的搬移到参考信号频率的两边不失真的搬移到参考信号频率的两边 ,, 或者说或者说 ,, 输入信输入信号的频率向左右搬移参考信号的数值。滤波器则是取出号的频率向左右搬移参考信号的数值。滤波器则是取出有用分量有用分量 ,, 抑制无用分量。对于不同的频率搬移电路抑制无用分量。对于不同的频率搬移电路 ,,

有不同的输入信号有不同的输入信号 \\ 不同的参考信号以及不同类型和要不同的参考信号以及不同类型和要求的滤波器求的滤波器。 。

电路类型电路类型

输入信号输入信号

参考信号参考信号 滤波器滤波器

振幅调制电路振幅调制电路 调制信号 调制信号 vv(t) (t)

载波信号载波信号vvcc(t)=V(t)=V

cmcmcoscoscct t 带通带通

振幅检波电路振幅检波电路 振幅调制信号振幅调制信号 vvss(t) (t)

同步信号同步信号vvrr(t)=V(t)=V

rmrmcoscoscct t 低通低通

混频电路混频电路 已调信号已调信号 vvss(t) (t)

本振信号本振信号 vvLL(t)=(t)=VVLmLmcoscosLLt t

带通带通

表表 4-1-14-1-1

4.2 4.2 相乘器电路相乘器电路 相乘器是利用非线性器件构成的一种电子线路相乘器是利用非线性器件构成的一种电子线路 ,, 分为电阻性和分为电阻性和

电抗性两类。根据输入信号的注入方式相乘器分为两类电抗性两类。根据输入信号的注入方式相乘器分为两类 ::

1) 1) 两个输入信号电压加到同一器件输入端两个输入信号电压加到同一器件输入端 2) 2) 两个输入信号电压分别加到不同器件输入端两个输入信号电压分别加到不同器件输入端 ,, 构成两个非线构成两个非线

性性 函数相乘的特性。函数相乘的特性。 4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性

4.2.2 双差分平衡调制器和模拟相乘器

4.2.3 大动态范围平衡调制器 AD630

4.2.4 二极管双平衡混频器

4.2.1 4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性非线性器件的相乘作用及其特性 一 非线性器件的相乘作用的一般分析一 非线性器件的相乘作用的一般分析 设非线性器件（二极管或三极管）的伏安特性为：设非线性器件（二极管或三极管）的伏安特性为： (4-2-1)(4-2-1)

式中 式中 v=Vv=VQQ+v+v11+v+v

22 , ,采用幂级数逼近，其泰勒级数采用幂级数逼近，其泰勒级数

展开式为：展开式为：

(4-2-2)(4-2-2)

式中：式中： (4-2-3) (4-2-3)

nn vvavvavvaai )( 21

22122110

!

|!

1

n

Vf

dv

vfd

na Q

n

Vvn

n

n Q

i=f(v)i=f(v)

因为：因为： ==

则有：则有： (4-2-4)(4-2-4)

当当 m=1,n=2m=1,n=2 时，器件的响应电流中出现时，器件的响应电流中出现 2a2a22vv11vv22 相乘项。但相乘项。但 ii

中还包括了的众多无用的高阶相乘项，必须采取措施加以滤除。中还包括了的众多无用的高阶相乘项，必须采取措施加以滤除。

设 设 vv11=V=V1m1mcoscos11t ,vt ,v22=V=V2m2mcoscos22t t 代入（代入（ 4-2-44-2-4 ），进行三角函数），进行三角函数变换后变换后 ,i,i 中包括如下频率分量中包括如下频率分量 ::

（（ 4-2-54-2-5 ） ） p,q=0,1,2…… p,q=0,1,2……

当 当 p=1,q=1p=1,q=1 时时 1,11,1=|=|±±11±±22|| 为有用分量。为有用分量。

nvv )( 21

n

m

mmnn vva

mnm

n

021)!(!

!

0 021)!(!

!

n

n

m

mmnn vva

mnm

ni=

|| 21, qpqp

为了实现理想相乘运算，必须减少无用的高阶相乘为了实现理想相乘运算，必须减少无用的高阶相乘项及其产生的组合频率分量。实践上采取如下措施：项及其产生的组合频率分量。实践上采取如下措施：

              (1) (1) 从器件的特性考虑：选用具有平方率效应的场效从器件的特性考虑：选用具有平方率效应的场效应管；选用合适的静态工作点，使器件工作在特性接近应管；选用合适的静态工作点，使器件工作在特性接近平方率的区域等。平方率的区域等。

              (2) (2) 从电路考虑：用多个非线性器件组成平衡电路，从电路考虑：用多个非线性器件组成平衡电路，抵消一部分无用组合频率分量；采用补偿或负反馈技术。抵消一部分无用组合频率分量；采用补偿或负反馈技术。

              (3) (3) 从输入电压大小考虑：减小从输入电压大小考虑：减小 vv11 或或 vv22 ，以便有效，以便有效的减小高阶相乘项及其产生的组合频率分量幅度。若的减小高阶相乘项及其产生的组合频率分量幅度。若 vv11

为参考信息，为参考信息， vv22 为输入信号，则限制为输入信号，则限制 vv22值使器件工作值使器件工作在线性时变状态，可以获得优良的频谱搬移特性。在线性时变状态，可以获得优良的频谱搬移特性。

二二 . . 线性时变状态线性时变状态 将式将式（（4-2-44-2-4））改写为改写为 vv22 的幂级数：的幂级数：

上式即为 在 上对上式即为 在 上对 vv22 的泰勒级数的泰勒级数展开式，即：展开式，即：

(4-2-6)(4-2-6)

)( 21 vvVfi Q )( 1vVQ

22121121 )(

!2

1)()()( vvVfvvVfvVfvvVfi QQQQ

2

22

12

21

11

01 !2!2

!vva

n

nvvnavai n

nnn

nn

n

nn

式中：式中：

(4-2-7a)(4-2-7a)

(4-2-7b)(4-2-7b)

(4-2-7c)(4-2-7c)

若若 vv22足够小，则可忽略足够小，则可忽略 vv22 的二次方及其以上各次方项。的二次方及其以上各次方项。

0

11 )(n

nnQ vavVf

1

111 )(

n

nnQ vnavvf

2

211 )!2(

!)(

n

nnQ va

n

nvVf

则则 ::

(4-2-8)(4-2-8)

式中 和 是与式中 和 是与 vv22无关的系数，但均是无关的系数，但均是 vv

11 的非线性函数，称为时变系数或时变参量。的非线性函数，称为时变系数或时变参量。

—— —— 称为静态电流（即称为静态电流（即 vv22=0=0 的工作状态）的工作状态）

是是 vv22=0=0 时的增量电导时的增量电导

—— —— 称为时变增量电导。称为时变增量电导。

211)( vvVfvVfi QQ

)( 1vVf Q 1vVf Q

)(| 100211 2vIvvVfvVf vQQ

1vVf Q

则 则 ::

（（ 4-2-94-2-9 ））

上式表明：上式表明： II 与与 vv22之间的关系是线性的，类似于线性之间的关系是线性的，类似于线性

器件，但它们的系数是时变的，因此称这种器件的工作器件，但它们的系数是时变的，因此称这种器件的工作

状态为线性时变工作状态。这种状态十分适宜于构成频状态为线性时变工作状态。这种状态十分适宜于构成频

谱搬移电路。谱搬移电路。

11 vgvVf Q

2110 vvgvIi

当 时当 时 g(vg(v11)) 将是角频率为的周期性函数，它的将是角频率为的周期性函数，它的

傅立叶级数展开式为：傅立叶级数展开式为：

(4-2-10)(4-2-10)

式中：式中：

(4-2-11)(4-2-11)

tVv m 111 cos

tgtggtVgvg m 12110111 2coscoscos)(

tdvgg 110 2

1

ttdnvgg n 111 cos

2

1)1( n

将其与 相乘将其与 相乘 , , 组合频率分量为 ，组合频率分量为 ，消除消除 pp 为任意值，为任意值， q=0q=0 及及 q>1q>1 的众多分量。且组合分量的众多分量。且组合分量

中，由于无用分量与所需有用分量之间的频率中，由于无用分量与所需有用分量之间的频率间隔很大，因而容易用滤波器滤除无用分量。间隔很大，因而容易用滤波器滤除无用分量。

例例：振幅调制电路中， ：振幅调制电路中， ,,

有用分量 远远大于无用分量有用分量 远远大于无用分量 … …

又如，混频器中 ，又如，混频器中 ，

则： 则： <<<<

tVv m 222 cos || 21 p

|| 21 p

tVtvv ccmc cos)(1 )(v2 tv

c cc 3,2

tVvv LLmL cos1 tVvv csms cos2

IcL cLcL 3,2

例例 1. 1. 一个晶体二极管，当加入 （一个晶体二极管，当加入 （ VV1m1m足够足够

大）电压，管子轮流工作在导通区和截止区，可以认为大）电压，管子轮流工作在导通区和截止区，可以认为

管子导通后特性的非线性相对单向导电性来说是次要的。管子导通后特性的非线性相对单向导电性来说是次要的。

因而它的伏安特性可用图因而它的伏安特性可用图 4-2-14-2-1 中的折线逼近。折线的中的折线逼近。折线的

斜率 ，这样，在斜率 ，这样，在 vv11 的作用下， 为半周余的作用下， 为半周余

弦脉冲序列， 为矩形脉冲序列。弦脉冲序列， 为矩形脉冲序列。

图图 4-2-24-2-2 中中 KK11((11t)t) 为单向开关函数。为单向开关函数。

tVv m 111 cos

DD R

g1

)()( 010 tIvI

)()( 1 tgvg

图图 4-2-1 v4-2-1 v11(t)(t) 作用下作用下 II00(t)(t) 和和 g(t)g(t) 的波形的波形

KK11((11t)t) 11

--/2 0 /2 0 /2 3/2 3/2 5/2 5/2 7/2 7/2 /2 11t t 图图 4-2-2 4-2-2 单向开关函单向开关函数数

KK11((11t)t) 的傅立叶级数展开式为：的傅立叶级数展开式为：

（（ 4-2-124-2-12 ）） 则：则：

对于图对于图 4-2-34-2-3 所示的二极管电路，所示的二极管电路， vv22足够小时足够小时 ： ：

（（ 4-2-134-2-13 ））

1

11

1111 )12cos()12(

21

2

13cos

3

2cos

2

2

1)(

n

n tnn

tttK

)()cos()()( 111110100 tKvgtVIvItI Dm

)()cos()()( 11111 tKgtVgvgtg Dm

)()()()( 112121111120 tKvvgvtKgtKvgvtgtIi DDD

对于图对于图 4-2-34-2-3所示的二极管所示的二极管 电路，电路， vv22足够小时足够小时 ： ：

（（ 4-2-134-2-13 ）） 图（图（ aa ）的等效电路如图（）的等效电路如图（ bb ））

图图 4-2-34-2-3 二级管开关 二级管开关

tKvvg

vtgtIi

D 1121

20

二极管受 v1(t) 控制的开关等效是线性

时变工作状态的一种特例，它除了 v2

足够小外，还要求 v1 足够大，以致

二极管特性可以用在原点处转折的

两线所逼进。通常这种工作状态称为

开关工作状态。

三 三 . . 小结小结

在由非线性器件构成相乘器电路时，可以有两种在由非线性器件构成相乘器电路时，可以有两种

相乘模式：一种是将相乘模式：一种是将 vv11 与与 vv22 相乘。在这种相乘器中，相乘。在这种相乘器中，

必须采取平衡、反馈等措施来消除无用的高阶相乘项，必须采取平衡、反馈等措施来消除无用的高阶相乘项，并扩展相乘的两个输入信号电压的动态范围。通常称并扩展相乘的两个输入信号电压的动态范围。通常称

这种相乘器为模拟相乘器。另一种是将这种相乘器为模拟相乘器。另一种是将 vv22 与非线性变与非线性变

换的换的 vv11 相乘，这种相乘器主要用在频谱搬移电路，并相乘，这种相乘器主要用在频谱搬移电路，并

以调制器或混频器命名——双差分对平衡调制器、大以调制器或混频器命名——双差分对平衡调制器、大

动态范围平衡调制器、二极管环形混频器等。动态范围平衡调制器、二极管环形混频器等。

4.2.2 4.2.2 双差分对平衡调制器和模拟相乘器双差分对平衡调制器和模拟相乘器 一 双差分对平衡调制器（一 双差分对平衡调制器（ Double Differential Double Differential

Pair Balanced HodulatorPair Balanced Hodulator ）） 1. 1. 电路组成原理电路组成原理 TT11TT22, T, T

33TT44 差分对差分对 , , 输入信号输入信号 vv11,,

TT55TT66 差分对差分对 , , 输入信号输入信号 vv22,,

且由恒流源提供偏量，且由恒流源提供偏量， 平衡调制器的输出电流为：平衡调制器的输出电流为：

(4-2-19)(4-2-19)

iii1 4231 )( iiii

3421 iiii

差模传输特性

(4-2-20)(4-2-20)

故： 故： (4-2-21)(4-2-21)

（（ 4-2-224-2-22 ））

（（ 4-2-234-2-23 ））

上式表明：双差分对平衡调制器不能实现上式表明：双差分对平衡调制器不能实现 vv11 和和 vv22 的相乘运算，的相乘运算，

仅提供了两个非线性函数（双曲正切）相乘的特性仅提供了两个非线性函数（双曲正切）相乘的特性。。

Tv

vthiii

21

521

Tv

vthiii

21

634

Tv

vthiii

21

65

Tv

vthIii

21

065

TT v

vth

v

vthIi

2211

0

讨论：讨论： 11 ） ） mVmV , , mVmV 当当 v<26mVv<26mV 时时 ,,

则则 : :

—— —— 实现实现 vv11 和和 vv22 的相乘运算的相乘运算

22 ） ） mV , vmV , v11 为任意值为任意值

(4-2-25)(4-2-25)

—— —— 线性时变工作状态线性时变工作状态

设 ，由（设 ，由（ 4-2-254-2-25 ）式 ）式

26|| 1 v 26|| 2 v

5.02 TVVTT v

v

v

vth

22

221

0 4 TV

vvIi

26|| 2 v

TT v

vthv

v

Ii

221

20

tVv m 111 cos

（（ 4-2-264-2-26 ））

可见，线性时变工作时，利用差分对管平衡抵消原可见，线性时变工作时，利用差分对管平衡抵消原

理进一步抵消了理进一步抵消了 q>1q>1 ，， pp 为偶数的众多频率组合分量。为偶数的众多频率组合分量。 33 ） ） mVmV ， ， mVmV

当当 ， ， mV ,mV ,即即 xx11>10>10 时时 ( )( )

，则，则

（（ 4-2-274-2-27 ）——开关工作状态）——开关工作状态

111122

0 )12cos()(n

nT

tnxvv

Ii

26|| 2 v 260|| 1 v

tVv m 111 cos 2601 mVT

m

v

Vx 1

tKtx

th 1211 )cos

2(

tKvv

Ii

T122

0

2

在上述三种工作特性中，都必须要求在上述三种工作特性中，都必须要求 vv22 为小值，为小值，

这种要求将使它的使用范围受到限制。为此，在实这种要求将使它的使用范围受到限制。为此，在实

际电路中，往往采用负反馈技术扩展际电路中，往往采用负反馈技术扩展 vv22 的动态范围。的动态范围。

2 . 2 . 扩展扩展 vv22 的动态范围的动态范围 由图由图 4-2-74-2-7

(4-2-28)(4-2-28)

式中式中

652 BEEeBE VRiVv

6

565 ln

i

ivVV TBEBE

则则 (4-2-29)(4-2-29)

, ,, ,

根据 限制根据 限制 xx值，值， 则则 （（ 4-2-304-2-30 ））

EeT Rii

ivv

6

52 ln

eE iiii 2055 eE iI

ii 20

66 eiii 265

0

0

0

0

6

5

212

212lnln

IiI

IiI

ii

e

e

00

21ln21ln Ii

Ii ee

432

4

1

3

1

2

11ln xxxxx

5.020

Iix e

则可忽略则可忽略 xx三次方以上项（误差小于三次方以上项（误差小于 10%10% ））

则（则（ 4-2-294-2-29 ）为）为

式中 为式中 为 TT55 T T66 管的发射集结电阻，且满 管的发射集结电阻，且满 RREE>>2r>>2ree

则则

(4-2-31)(4-2-31)

06

5 4ln Ii

ii e

EeeT Ri

I

ivv

02

4 EeeEe RirRi 2

20I

vr T

e

EeEe R

v

rR

viii 22

65

2

2

22

平衡调制器的输出差值电流为平衡调制器的输出差值电流为 ::

(4-2-32)(4-2-32)

由（由（ 4-2-304-2-30 ）） 由（由（ 4-2-294-2-29 ））

vv22允许的最大动态范围为：允许的最大动态范围为：

(4-2-33)(4-2-33)

TET v

vth

R

v

v

vthiii

2

2

2121

65

ETEeT RIvRiiivv 0

6

52 4

1ln

04

1Iie

14ln06

5

Ii

ii e

TETE vRIvvRI

020 4

1

4

1

动态范围扩大

3 . XFC15963 . XFC1596 集成平衡调制器集成平衡调制器

二 二 . . 双差分对模拟相乘器双差分对模拟相乘器 1. 1. 电路组成原理电路组成原理 作为通用的模拟作为通用的模拟 相乘器相乘器 , , 还必须扩还必须扩 展展 vv11 的动态范围，的动态范围， 为此，可在上述平为此，可在上述平 衡调制器电路中增衡调制器电路中增 加由加由 TT77 ~T ~T

1010 组成的组成的

补偿电路。补偿电路。 图图 4-2-10 4-2-10 模拟相乘器原理电路模拟相乘器原理电路

(4-2-34)(4-2-34)

T

BEBEK v

VVthIii

287

87

由图可见：由图可见： 即即 （（ 4-2-354-2-35 ））

因而因而

（（ 4-2-364-2-36）） 可见，可见， TT77 T T88和和 TT1~1~TT44共同构成两个差值电流 和 共同构成两个差值电流 和

相乘的电路。 相乘的电路。

8127 BEBEBEBE VVVV 4837 BEBEBEBE VVVV

342187 BEBEBEBEBEBE VVVVVV

KT

BEBE

I

iii

v

VVthiii 87

521

521 2

KT

BEBE

I

iii

v

VVthiii 87

634

634 2

KI

iiiiiiiii 8765

4321

65 ii

87 ii

讨论：由（讨论：由（ 4-2-314-2-31 ））

且且

（（ 4-2-374-2-37 ））

若忽略若忽略 TT11 ~T ~T44 的基极电流，则的基极电流，则

则有则有 ( )( )

1

2

0

1109

2

/4

2

ETE R

v

IvR

vii

22

2

0

265

2

/4

2

ETE R

v

IvR

vii

TETE vRIvvRI

11 010 4

1

4

1

TETE vRIvvRI

22 010 4

1

4

1

87109 iiii

210

21109658765 4

EEKK RRI

vv

I

iiii

I

iiiii

0II K

(4-2-38)(4-2-38)

2. 2. 集成模拟相乘器（集成模拟相乘器（ Integrated Analog MultiplierIntegrated Analog Multiplier ））

—— ——四象限相乘器四象限相乘器

输入——输出的关系为输入——输出的关系为

(4-2-39)(4-2-39)

当当 vvxx=0=0 或或 vvyy=0=0 或或 vvxx=v=vyy=0=0 时 时 vv00=0 =0 任意电压为恒定值任意电压为恒定值

时时

(4-2-40)(4-2-40)

21210

0

2!

4vvAvv

RRI

RiRRiiv M

EE

ccc

yxM vvAv 0

yREFM vVAv 0 xREFM vVAv 0

类似线性放大器，其增益受类似线性放大器，其增益受 VVREFREF 控制，构成可控增控制，构成可控增益放大器。益放大器。

IIII II vvx x vvxx<0 v<0 vyy>0 v>0 vxx>0,v>0,vyy<0<0 vvo o vv00<0<0 vv00>0>0 vvyy III o IV III o IV

vvxx<0 v<0 vyy<0 v<0 vxx>0 v>0 vyy<0<0

vvoo>0 v>0 voo<0<0

x AMxy

y

yREFM vVAv 0 xREFM vVAv 0

由于电路中存在着固有的不对称性和非线性，实际模拟由于电路中存在着固有的不对称性和非线性，实际模拟

相乘器存在着如下偏差：相乘器存在着如下偏差：

11   ）  ） 由于失调产生的偏差，包括由于失调产生的偏差，包括

a ) va ) vxx=v=v

yy=0=0 时 时 vv00≠≠0 v0 v0000 称为输入失调电压称为输入失调电压

b) vb) vxx=0 v=0 v

yy≠0≠0时 时 vv00≠≠00 ，， vvXIOXIO——x——x 输入端存在的输入端存在的

输入失调电压 造成（输入失调电压 造成（ vv00=A=AMMVVVIOVIOvvyy ）） vvyy馈通到输入端，馈通到输入端，

当当 vvyy 为规定值时，相应的输出电压称为为规定值时，相应的输出电压称为 YY 馈通误差馈通误差 EEYFYF 。。

同理，同理， EEXFXF 为为 XX馈通误差。馈通误差。

22   ）  ） 由相乘特性非理想而产生的偏差，包括：由相乘特性非理想而产生的偏差，包括：       a) a) 当当 vvxx 和和 vvyy均为最大值时，实际输出电压与理想均为最大值时，实际输出电压与理想

值之间的最大相对偏差称为总误差值之间的最大相对偏差称为总误差 EE∑∑。 。

      b) b) 当当 vvxx（或（或 vvyy ）为最大值时，）为最大值时， vv00随随 vvyy(( 或或 vvxx)) 变化特变化特性非线性而产生的最大相对偏差，称为非线性误差性非线性而产生的最大相对偏差，称为非线性误差 EENLNL。。

另外，集成模拟相乘器的性能还受到电路动态特性的限制，另外，集成模拟相乘器的性能还受到电路动态特性的限制，包括小信号带宽包括小信号带宽 BWBW，转移速率，转移速率 SSRR(P(P346346线线 ))，全功率带宽，全功率带宽

BWpBWp，建立时间，建立时间 testtest等。其中，等。其中， BWBW是将相乘器接成小是将相乘器接成小信号放大器（一输入端加恒定电压，另一加小信号）时增信号放大器（一输入端加恒定电压，另一加小信号）时增益下降益下降 3dB3dB 所对应的频率。所对应的频率。

图图 4-2-12 BG3144-2-12 BG314的内部电路及相应的外接电路。的内部电路及相应的外接电路。 (a)(a)内部电路 内部电路 (b)(b) 外接电路外接电路

4.2.3 4.2.3 大动态范围平衡调制器 大动态范围平衡调制器 AD630AD630 AD630AD630 是用两只增益相同的同向和反向放大器交替工是用两只增益相同的同向和反向放大器交替工

作而构成的平衡调制器，可以有效的扩展作而构成的平衡调制器，可以有效的扩展 vv22 的动态范围的动态范围（高达（高达 100dB100dB ）。）。

一 一 . . 组成原理组成原理 vv22 同时加到同时加到 AA11 和和 AA22 的输入端的输入端 ,,

通过开关通过开关 SS 与与 AA33级联。级联。

开关开关 SS 受电压比较器受电压比较器 CC 的输入的输入 电平的控制，而输入电平则由电平的控制，而输入电平则由 输入电压输入电压 vv11 控制。控制。 图图 4-2-13 AD6304-2-13 AD630 组成方框组成方框

设 设 , , 则则 vv11正半周时，正半周时， SS接到接到 2; 2; 负半周时负半周时 SS接到接到 11 。。 对对 AA11 A A

vf1vf1==––RRff/R/R11 对对 AA22 A Avf2vf2=1+R=1+R

ff/R/R22

为使 为使 AAvf1vf1= A= Avf2vf2 ，则，则

或 或 (4-2-41)(4-2-41)

则则 （（ 4-2-424-2-42 ））

构成工作在开关状态的平衡调制器构成工作在开关状态的平衡调制器

tVv m 111 cos

12

1R

R

R

R ff 21 // RRR f

tKvR

Rv f

1221

0

二 二 . . 内部简化电路和主要特性内部简化电路和主要特性

电路组成说明：电路组成说明：

TT5252 、、 TT5353 和和 TT33~T~T66————迟滞电压比较器迟滞电压比较器

TT5252 、、 TT5353 差分对管，差分对管， TT33 T T44 T T55 T T66 双稳态触发器。双稳态触发器。

作为作为 TT5252 T T5353 的有源负载，比较器的迟滞宽度为的有源负载，比较器的迟滞宽度为 3mV3mV ，，

TT2828 T T2929 T T3030 T T3131 为开关管， 为开关管， TT3333 T T3434 T T6262 T T6565 差分放大器差分放大器 AA11

TT3535 T T3636 T T6767 T T7070 差分放大器差分放大器 AA22 ， ， TT2424 T T2525 恒流源，恒流源，

TT3737 T T3838 为 为 TT6262 T T6565 提供基极偏量电压提供基极偏量电压

TT3232 共射极放大器 ， 共射极放大器 ， TT4444 T T7474 甲乙类推挽放大器——甲乙类推挽放大器——

AA33 R Rw1w1 R Rw2w2 调零电位器，保证调零电位器，保证 II2222=I=I

2323 , I , Ic67c67=I=I

c70c70

AD630AD630 主要性能：主要性能： AAvdvd ( ( 开环增益开环增益 )>110dB)>110dB ，， KKCMRCMR>>

110dB 110dB 转移率 转移率 SSRR>45V/>45V/S S 单位增益带宽单位增益带宽 BWBWGG>2MHz >2MHz

输入动态范围输入动态范围 >100dB>100dB

AD630AD630 除了用作各种频谱搬移电路外，还可构成其除了用作各种频谱搬移电路外，还可构成其

它频谱搬移电路——模拟开关。它频谱搬移电路——模拟开关。 AA11 和和 AA22加不同输入信加不同输入信

号，控制号，控制 vv11就可切换就可切换 AA11 或或 AA22 。。

图图 4-2-14 AD6304-2-14 AD630 内部简化电路内部简化电路

4.2.4 4.2.4 二极管双平衡混频器二极管双平衡混频器 （（ Diode Double-balanced MixerDiode Double-balanced Mixer ）） 一一 . . 电路组成原理（开关工作状态）电路组成原理（开关工作状态）

为输入信号——为输入信号—— RR端口端口

为本振信号——为本振信号—— LL端口端口 RRLL———— 输出负载 ，输出负载 ，

取出中频信号——取出中频信号—— II端口端口 TTr1r1,T,Tr2r2 宽带变压器 宽带变压器 n=1:1 n=1:1 图图 4-2-154-2-15（（ aa ））

DD11~D~D44 肖特基二极管或砷化钾器件。 肖特基二极管或砷化钾器件。 二极管双平衡混频器组成电路二极管双平衡混频器组成电路

VVLmLm>>V>>VSmSm ，， DD11~D~D

44 受受 vvLL 控制在开关状态控制在开关状态

tVv csms cos

tVv LLmL cos

vvLL>0 D>0 D22 D D33 通 通 DD11 D D44 截止 ，截止 ， vvLL<0 D<0 D

22 D D33截止 截止 DD11 D D44导通 将图（导通 将图（ aa ）分解为图（）分解为图（ bb ）、图（）、图（ cc ））

图图 4-2-15 4-2-15 二极管平衡混频器 二极管平衡混频器 (a)(a) 组成电路组成电路 (b)(b) 、、 (c) (c) 拆成两个单平衡混频电路拆成两个单平衡混频电路

图图 4-2-154-2-15（（ bb ）的等效电路如图）的等效电路如图 4-2-164-2-16（（ aa ）） 图图 4-2-154-2-15（（ cc ）的等效电路如图）的等效电路如图 4-2-164-2-16（（ bb ））

vvLL>0>0 时，图时，图 4-2-164-2-16（（ aa ）中的开关均闭合。其回路方程为）中的开关均闭合。其回路方程为：： 0322 LDLS RiiRivv

0233 LDLS RiiRivv

解得： 结合开关函数的作用，一般式为：解得： 结合开关函数的作用，一般式为：

(4-2-43) (4-2-43)

同理：同理： （（ 4-2-444-2-44 ））通过通过 RRLL 的总电流为：的总电流为：

(4-2-45)(4-2-45)

DL

S

RR

vii

2

232

tKRR

vii L

DL

S 132 2

2

tKRR

vii L

DL

S141 2

2

32410 iiiii tKtKRR

vLL

DL

S 112

2

tKRR

tVL

DL

cSm

22

cos2

tt

RR

tVLL

DL

cSm

3cos

3

4cos

4

2

cos2

频率分量： （频率分量： （ pp 为奇数），抵消了 为奇数），抵消了 LL , , cc 以以及及 pp 为偶数，为偶数， qq11 的众多组合频率分量。令 的众多组合频率分量。令 II==LL--cc ，，则 则

(4-2-46)(4-2-46)

将将 4-2-154-2-15 （（ aa ）所示双平衡混频器改画成图）所示双平衡混频器改画成图 4-2-174-2-17 的电的电路，即环形混频器（路，即环形混频器（ Ring MixerRing Mixer ）） ,, 由图可见最大的特由图可见最大的特点是：当二极管特性一致，变压器中的抽头上下一致，点是：当二极管特性一致，变压器中的抽头上下一致，混频器个端口之间有良好的隔离性，即：本振电压和输混频器个端口之间有良好的隔离性，即：本振电压和输入电压不会通过中频输入端入电压不会通过中频输入端 LL 口、口、 RR 口对口对 II 端口隔离。端口隔离。AA 点、点、 BB 点等电位，点等电位， LL 口对口对 RR 口隔离；口隔离； CC 点、点、 DD 点等点等电位，电位， RR 对对 LL 口隔离。实际上由于不完全对称，总有极口隔离。实际上由于不完全对称，总有极少量功率在各端口窜通。少量功率在各端口窜通。

)( cLp

tRR

Vi cL

DL

Sm

cos2

4

将将 4-2-154-2-15 （（ aa ）所示双平衡混频器改画成图）所示双平衡混频器改画成图 4-2-174-2-17 的电路，即的电路，即环形混频器（环形混频器（ Ring MixerRing Mixer ）） ,, 由图可见最大的特点是：当二极管由图可见最大的特点是：当二极管特性一致，变压器中的抽头上下一致，混频器个端口之间有良好特性一致，变压器中的抽头上下一致，混频器个端口之间有良好的隔离性，即：本振电压和输入电压不会通过中频输入端的隔离性，即：本振电压和输入电压不会通过中频输入端 LL口、口、RR 口对口对 II 端口隔离。端口隔离。 AA 点、点、 BB 点等电位，点等电位， LL 口对口对 RR 口隔离；口隔离； CC

点、点、 DD 点等电位，点等电位， RR 对对 LL 口隔离。实际上由于不完全对称，总口隔离。实际上由于不完全对称，总有极少量功率在各端口窜通。有极少量功率在各端口窜通。

图 4-2-17

环形

混频器

二二 . . 混频损耗（混频损耗（ Coversion LossCoversion Loss ）——评价混频性能的）——评价混频性能的 指标指标 定义：定义： PPSS———— 输入信号功率 输入信号功率 PPII———— 输出中频功率输出中频功率

如如图图4-2-15(a)4-2-15(a)

(4-2-47)(4-2-47) （隔离作用的结果，（隔离作用的结果，

iiii仅含仅含 ss 分量）分量）

dBP

PL

I

Sc lg10

2341 iiiiii 3241 )( iiii

tKtKRR

vLL

DL

s 112

2

111 tKtK LL

DL

si RR

vi

2

2

(R(RLL>>R>>R

DD))

令令 RRSS=R=Rii=R=R

LL （功率匹配）（功率匹配）

—— —— VVssss 信号源电压振幅 信号源电压振幅 VVss 混频混频

输入端电压振幅输入端电压振幅由式（由式（ 4-2-464-2-46 ））

则则 因而混频损耗为：因而混频损耗为：

（（ 4-2-484-2-48 ））

LDLi

si RRR

i

vR

2

1

L

s

L

sss R

V

R

VP

22

4

sLDL

si VR

RR

VV

2

2

4

Ls R

VP12

2

dBP

PL s

c 44

lg10lg102

实际上考虑变压器和二极管损耗在内，实际上考虑变压器和二极管损耗在内， LLcc约为约为 6~8dB6~8dB 。。

且当工作频率增高时，由于二极管结电容和变压器分布且当工作频率增高时，由于二极管结电容和变压器分布

参数影响，参数影响， LLcc 将相应增大。以上结果，适用于二级管开将相应增大。以上结果，适用于二级管开

关工作。为了保证二级管开关工作，要求本振功率足够关工作。为了保证二级管开关工作，要求本振功率足够

大，输入信号功率远小于本振功率，否则大，输入信号功率远小于本振功率，否则 LLcc均相应增大。均相应增大。

最后，必须指出：二极管双频混频组件用作双边带调制最后，必须指出：二极管双频混频组件用作双边带调制

电路时，由于变压器的低频相应差，调制信号电路时，由于变压器的低频相应差，调制信号 vv 一般必一般必

须加到须加到 II 端（端（ ff 低），载波信号低），载波信号 vvc.c.加到加到 RR 端，所需双边端，所需双边

带信号则由带信号则由 LL端输出。端输出。

4.3 4.3 混频电路混频电路 混频电路的作用：将高频信号变换为频率固定的混频电路的作用：将高频信号变换为频率固定的 中频信号。中频信号。 位置：靠近接收天线，直接影响接收机的性能。位置：靠近接收天线，直接影响接收机的性能。 类型：高质量通信接收机广泛采用二极管环形类型：高质量通信接收机广泛采用二极管环形 混频器和由双差分对平衡调制器构成的混频器和由双差分对平衡调制器构成的 混频器。一般接收机（广播收音机），混频器。一般接收机（广播收音机）， 为简化电路，用三级管混频器。为简化电路，用三级管混频器。

4.3.1 通信接收机中的混频电路

4.3.2 三极管混频电路

4.3.3 混频失真

4.3.1 4.3.1 通信接收机中的混频电路通信接收机中的混频电路 一一 . . 主要性能指标 （包括：混频增益、噪声系数、主要性能指标 （包括：混频增益、噪声系数、 1dB1dB 压缩电平、混频失真、隔音度压缩电平、混频失真、隔音度

等）等）

1. 1. 混频增益混频增益：——混频器的输出中频信号电压：——混频器的输出中频信号电压 vvi i

(( 或功率或功率 PPII)) 对输入信号电压对输入信号电压 vvss(( 或功率或功率 PPss)) 的比的比值值

（用分贝表示，也可用混频损耗（用分贝表示，也可用混频损耗 LLee表示）表示）

(4-3-1)(4-3-1)

s

ic V

VA lg20

s

Ic P

PG lg10或

2. 2. 噪声系数噪声系数：——输入信号噪声功率比 对：——输入信号噪声功率比 对 输出中频信号噪声功率比 的比值。输出中频信号噪声功率比 的比值。 (( 分贝表示分贝表示 ))

(4-3-2) (4-3-2)

接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路， 接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路， 在没有高频放大器的情况下，则主要由混频电路决定。在没有高频放大器的情况下，则主要由混频电路决定。

3.3. 1dB 1dB 压缩电平压缩电平——当输入信号功率较小时，混频增——当输入信号功率较小时，混频增

益为定值，输出中频功率随输入信号功率线性的增大，益为定值，输出中频功率随输入信号功率线性的增大，

以后由于非线性，输出中频功率的增大将趋于缓慢，以后由于非线性，输出中频功率的增大将趋于缓慢，

inS PP /

0/ nI PP

0/

/lg10

nI

inS

PP

PPNF

直到比线性增长低于直到比线性增长低于 1dB1dB 时所对应的输出中频功率时所对应的输出中频功率电平称为电平称为 1dB1dB 压缩电平（压缩电平（ 1dB Compression level1dB Compression level ）） ,, 用用PPI1dBI1dB表示。如图表示。如图 4-3-14-3-1 中，中， PPSS 和和 PPII均用均用 dBmdBm 表示表示 , , 即即高于高于 1mW1mW 的分贝数。的分贝数。

P(dBm)=10lgP(mW)P(dBm)=10lgP(mW)

PPI1dBI1dB所对应的输入信号功率是所对应的输入信号功率是

混频器动态范围的上限电平，混频器动态范围的上限电平， 而动态范围的下限电平则是由而动态范围的下限电平则是由 噪声系数确定的最小输入信号噪声系数确定的最小输入信号

功率。功率。

图图 4-3-1 1dB4-3-1 1dB 压缩电平压缩电平

4. 4. 混频失真混频失真——接收机中加在混频器输入端的干扰——接收机中加在混频器输入端的干扰信号。由于非线性，混频输出电流中的众多频率组合分信号。由于非线性，混频输出电流中的众多频率组合分量，有的靠近中频，无法滤除。这些寄生分量叠加在有量，有的靠近中频，无法滤除。这些寄生分量叠加在有用中频信号上，引起失真，用中频信号上，引起失真，称为混频失真称为混频失真。。

5. 5. 隔离度隔离度——本端口功率与其窜通到另一端口的——本端口功率与其窜通到另一端口的

功率之比（分贝）。功率之比（分贝）。

在接收机中，本振端口向输入信号端口的窜通危害在接收机中，本振端口向输入信号端口的窜通危害

最大。一般情况下，最大。一般情况下， PPLL 增大（保证混频性能）——窜增大（保证混频性能）——窜

到输入口——通过输入回路到天险——干扰邻近接收机。到输入口——通过输入回路到天险——干扰邻近接收机。

二二 . . 二极管环形混频器二极管环形混频器 a. a. 分类：（按本振功率电平——本振电平保证分类：（按本振功率电平——本振电平保证 二极管处于态）二极管处于态） 11 ）） LLevelevel 7 ——7dBm (5mW) 7 ——7dBm (5mW)

2)L2)Levelevel 17——17dB (50mW) 17——17dB (50mW)

3) L3) Levelevel 23——23dBm (200mW)—— 23——23dBm (200mW)—— 所需的本振功率所需的本振功率

其其 1dB1dB 压缩电平所对应的最大输入信号功率压缩电平所对应的最大输入信号功率 分别为：分别为： <1> 1dBm(1.25mW) <1> 1dBm(1.25mW)

<2> 10dBm(10mW) <2> 10dBm(10mW)

<3>15dBm(32mW)<3>15dBm(32mW)

b.  b.  优点： 优点： 1)1) 工作频带 几十千兆工作频带 几十千兆 ~~几几 kMHzkMHz

22 ）噪声系数低（约）噪声系数低（约 6dB6dB ）） 3) 3) 混频失真小混频失真小 44 ）动态范围大）动态范围大 c.  c.  缺点：缺点： 11 ）没有混频增益）没有混频增益 22 ）端口间的隔离度低，）端口间的隔离度低， LL到到 RR端口端口 <40d<40d

BB

下降下降 5dB/15dB/1倍频程倍频程 d. d. 要求：要求： 11 ）各端口间的匹配阻抗为）各端口间的匹配阻抗为 5050

22））应用时各端口都必须接入匹配网络，应用时各端口都必须接入匹配网络， 分别实现混频器与输入信号源、本振分别实现混频器与输入信号源、本振 信号源、输出负载之间的匹配。信号源、输出负载之间的匹配。

22 ．双差分对平衡混频器——．双差分对平衡混频器—— AD831AD831

a. a. 性能：工作频率达性能：工作频率达 500MHz500MHz 以上，本振功率为 以上，本振功率为 –– 10dB(0.1mW)10dB(0.1mW)

b.b. 组成：双差分对平衡调制器（组成：双差分对平衡调制器（ RRcc=50=50 ）、）、

输出低噪声放大器、本振驱动器。输出低噪声放大器、本振驱动器。 CC11 C C22 L—— L—— 输入信号滤波匹配网络 输入信号滤波匹配网络 ;;

RRf1f1 R Rf2f2 —— —— 输出放大器的增益设定电阻输出放大器的增益设定电阻 ;;

RRTT —— —— 中频滤波器匹配电阻。中频滤波器匹配电阻。

c. c. 特点：混频增益大，输入端只需要电压增益。一般不必加特点：混频增益大，输入端只需要电压增益。一般不必加 功率匹配网络，使用比较方便。同时，功率匹配网络，使用比较方便。同时， AD831AD831 中没有中没有 本振驱动放大器，为保证开关工作而所需的本振功率小，本振驱动放大器，为保证开关工作而所需的本振功率小， 仅为仅为–– 10dBm (0.1mW)10dBm (0.1mW) ，端口间的隔离度很高，不必考 ，端口间的隔离度很高，不必考 虑天线反向辐射的问题。虑天线反向辐射的问题。 d. d. 缺点：噪声系数较大（缺点：噪声系数较大（ >10dB>10dB ）、动态范围小。）、动态范围小。

图图 4-3-2 AD8314-3-2 AD831 的内部组成及构成混频器的外接电路的内部组成及构成混频器的外接电路

4.3.2 4.3.2 三级管混频电路三级管混频电路 一 一 . . 作用原理作用原理 11 ．组成：．组成： LL11CC11———— 输入信号回路，输入信号回路，

谐振于谐振于 ffcc

LL22CC22———— 输入中频回路，输入中频回路，

谐振于谐振于 ffII

vvLL 本振电压，本振电压，

VVBB0BB0 为基极静态偏置电压 为基极静态偏置电压 图图 4-3-3 4-3-3 三级管混频器的原理电路三级管混频器的原理电路

VVBEBE=V=VBB0BB0+v+v

LL+v+vSS

当当 vvBBBB(t)=V(t)=VBB0BB0+v+v

LL 作用等效静态偏置电压——时变基极偏压。作用等效静态偏置电压——时变基极偏压。

2. 2. 分析：当 很小，满足线性时变条件时，分析：当 很小，满足线性时变条件时，

由由 (4-2-9)(4-2-9)

的付氏级数为： 的付氏级数为：

令 令 ，则中频电流，则中频电流

tVv csms cos

sLmLCBEc vvgvIvfi 0

Lm vg

tgtggtgvg LmLmmLm 2coscos)( 210

tVtg csmLm coscos1 ]cos)[cos(2

11 ttVg cLcLsmm

cLI

tIi Im cos tVg Ismm cos2

11tVg Ismmc cos

式中：式中：

（（ 4-3-34-3-3 ）——混频跨导）——混频跨导

若中频回路的谐振电阻为若中频回路的谐振电阻为 RRee ，则中频输出电压，则中频输出电压 VVII= = ––iiIIRRee,,

混频增益为：混频增益为：

(4-3-4)(4-3-4)

由此可见，在满足线性时变条件下，三级管混频电由此可见，在满足线性时变条件下，三级管混频电

路的增益与路的增益与 ggmcmc 成正比。而成正比。而 ggmcmc又与又与 VVLmLm 和静态偏量有关。和静态偏量有关。

emcsm

mC Rg

V

VA

1sm 2

1

V mm

mc gI

g

33 ．． ggmcmc 与与 VVLmLm 的关系：的关系：

由图由图 4-3-44-3-4 可见：可见：

当当 VVBB0BB0 一定，一定，

VVLmLm 由小增大时，由小增大时，

ggm1m1即即 ggmcmc也相应的也相应的

由小增大，直到由小增大，直到

ggmm(t)(t) 变为方波时，变为方波时，

ggmcmc接近最大值。接近最大值。图 4-3-4gmc(t) 的分

析图解

实际上三级管混频电路中，一般均采用分压式偏置电实际上三级管混频电路中，一般均采用分压式偏置电路。因而，当路。因而，当 VVLmLm 增大到一定值后，由于特性的非线性，增大到一定值后，由于特性的非线性，产生自给偏置效应，产生自给偏置效应，

基极偏置电压将自静态值基极偏置电压将自静态值 VVBB0BB0向截止方向移动，则向截止方向移动，则

相应的相应的 ggmcmc也就比上述恒定也就比上述恒定

偏置时小，结果使偏置时小，结果使 ggmcmc随随 VVLmLm

的变化规律如图的变化规律如图 4-3-54-3-5 种实线。种实线。

图中显示，由图中显示，由–– VVLmLm值使值使 ggmcmc

为最大值为最大值。 。 图图 4-3-5 g4-3-5 gmcmc随随 VVLmLm 变化的特性变化的特性

二二 .. 电路电路

图图 4-3-6 4-3-6 晶体三极管混频电路晶体三极管混频电路

三 三 . . 双栅双栅 MOSMOS场效应管混频电路场效应管混频电路 （（ Dual-Gate MOSFET MixerDual-Gate MOSFET Mixer ）） 11 ．组成及分析．组成及分析 双栅双栅 MOSMOS场效应管有两个栅极，一个加输入信号场效应管有两个栅极，一个加输入信号 vvss,,

另一个加本振电压另一个加本振电压 vvLL 。。 R~RR~Rbb 与与 CC11 C C22 组成分压式偏置组成分压式偏置

电路。电路。

图图 4-3-84-3-8 中等效中等效 TTBB 管加管加 vvss 信号源，工作在非饱和区。信号源，工作在非饱和区。iiDD~v~v

DsDs 为平方律特性为平方律特性

式中： ——自由电子迁移率，式中： ——自由电子迁移率， CCoxox(=(=ε/τε/τoxox))

—— —— 单位面积的栅极电容量， 单位面积的栅极电容量， l——l——沟道长度，沟道长度， W——W——沟道宽度。沟道宽度。 相应的跨导：相应的跨导：

图图 4-3-8 4-3-8 双栅场效应管的等效电路双栅场效应管的等效电路

222222 2

2 DSDSthGSGSoxn

D vvVvl

WCi

n

2

22 2

2

GS

Dm V

ig

一定2|

DSv 2DSoxn v

l

WC

vvDS2DS2受受 TTaa管管 VVGS1GS1(v(vLL))控制控制 ,, 从而构成线性时变器件，实从而构成线性时变器件，实现混频功率。（这里现混频功率。（这里 vv22=V=VGS2GS2=v=vLL v v11=v=vDS2DS2） ） p184(4-2-9)p184(4-2-9)

22．特点：．特点： 11）混频失真小 ）混频失真小 22）动态范围大 ）动态范围大 33）工作频率高（几百）工作频率高（几百 MHzMHz）） 33．应用：．应用： 可用来构成可控增益放大器，输入信号加在可用来构成可控增益放大器，输入信号加在 GG11上，上，

GG22交流接地，改变加在交流接地，改变加在 GG22上的偏压，则可控制放上的偏压，则可控制放

大器的增益。大器的增益。

4.3.3 4.3.3 混频失真混频失真 由于混频器件的非线性而产生的各种干扰和失真包括：由于混频器件的非线性而产生的各种干扰和失真包括：

干扰哨声、寄生通道干扰、交叉调制失真、互相调制失干扰哨声、寄生通道干扰、交叉调制失真、互相调制失真。真。

一一 .. 干扰哨声和寄生通道干扰干扰哨声和寄生通道干扰 1.1. 干扰哨声干扰哨声 若混频输入信号频率为若混频输入信号频率为 ffcc，混频输出频率将包括：，混频输出频率将包括：

其幅度随其幅度随 p,qp,q的增大而下降的增大而下降 有用分量仅为：有用分量仅为： p=q=1p=q=1，它可将，它可将 ffcc变换为 中频变换为 中频 ,,其其余为无用的，若某一余为无用的，若某一 p,qp,q组合（除组合（除 p=q=1p=q=1 外）十分接外）十分接近中频近中频 ,,即：即：

(4-3-5)(4-3-5)

||, cLqp qfpff

fff cL

Ffqfpf cL ||

FF为可听音频，可顺利通过中频放大器，这样，收听者为可听音频，可顺利通过中频放大器，这样，收听者在听到有用信号的同时，还听到由检波器检出的差拍信在听到有用信号的同时，还听到由检波器检出的差拍信号（号（ FF）所形成的哨声，——故称这种干扰为混频器的）所形成的哨声，——故称这种干扰为混频器的干扰噪声。干扰噪声。

将（将（ 4-3-54-3-5）分解：）分解： (1)(1) (2) (2) 令令 则 则 (3)(3)

(4)(4)

Ffpfqf Lc

Ffqfpf cL

Ffqfpf cL

Ffqfpf cL

fff cL

则则 ((11),(),(22))时成立，联立解出：时成立，联立解出：

（（ 4-3-64-3-6） ）

因为： 则因为： 则 (4-3-7)(4-3-7)

若若 p,qp,q 取不同的正整数，则产生干扰哨声的输入有取不同的正整数，则产生干扰哨声的输入有用信号频率为无限多个，其值均接近于用信号频率为无限多个，其值均接近于 ffII 的整数倍或分的整数倍或分

数倍。而实际接收机的接收频段是有限的，如中频广播数倍。而实际接收机的接收频段是有限的，如中频广播为为 535~1605KHz535~1605KHz，落在这一频段内的才产生哨声，，落在这一频段内的才产生哨声，

pq

Ff

pq

pf c

1

Ff

f

pq

pf c

1

且随且随（（ p+qp+q ）的增加振幅减小。只要将产生最强干）的增加振幅减小。只要将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频段以外，就可大大减小干扰哨声的信号频率移到接收频段以外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。扰哨声的有害影响。

由式（由式（ 4-3-74-3-7 ）） p=0,q=1p=0,q=1 的干扰最强，相应的的干扰最强，相应的输入信号接近于中频，即，因此为了避免这个最强的干输入信号接近于中频，即，因此为了避免这个最强的干扰哨声，接收机的中频总是选在接受频段以外。例如上扰哨声，接收机的中频总是选在接受频段以外。例如上述中波段广播收音机述中波段广播收音机 ffII 为为 465KHz465KHz 。。

22 ．寄生通道干扰．寄生通道干扰

当接收机调谐在当接收机调谐在 ffcc 上，接受频率为上，接受频率为 ffcc 的信号时，本振频的信号时，本振频

率应为率应为 ffLL ，且 ，此时，若加到混频器输入端的是频，且 ，此时，若加到混频器输入端的是频

率为率为 ffMM 的干扰信号，混频输出频率将包括的干扰信号，混频输出频率将包括

fff cL

若 （若 （ 4-3-84-3-8 ））

则干扰信号将通过这些通道将其频率由则干扰信号将通过这些通道将其频率由 ffMM 变换位变换位 ffII ，，

因而它们可以顺利通过中频放大器，使收听者收听到该因而它们可以顺利通过中频放大器，使收听者收听到该干扰信号的声音，通常称为寄生通道干扰。干扰信号的声音，通常称为寄生通道干扰。

将（将（ 4-3-84-3-8 ）分解后，联立解出干扰频率为：）分解后，联立解出干扰频率为：

（（ 4-3-94-3-9））

||, MLqp qfpff

fqfpf ML ||

fq

pf

q

p

q

ff

q

pf LLM

1

ffMM 对称的分布在的左右，间隔为对称的分布在的左右，间隔为 ffII/q/q 。当。当 ffLL 一定，即一定，即

接收机调谐于给定信号频率接收机调谐于给定信号频率 ffcc 时时 ,, 混频器就能为频率满足混频器就能为频率满足

上式的干扰信号提供寄生通道，将其变为中频。实际上，上式的干扰信号提供寄生通道，将其变为中频。实际上，只有对应于只有对应于 p,qp,q值较小的干扰信号才会形成较强的寄生通值较小的干扰信号才会形成较强的寄生通道干扰。而对应于道干扰。而对应于 p,qp,q值较大的寄生通道干扰一般可以忽值较大的寄生通道干扰一般可以忽略不计。由（略不计。由（ 4-3-94-3-9 ）的最强寄生通道干扰频率为：）的最强寄生通道干扰频率为：

11   ）  ） p=0,q=1, fp=0,q=1, fMM=f=f

II ，中频干扰（，中频干扰（ Intermediate FrequencIntermediate Frequenc

yy ））

对于这种干扰信号，混频器实际上起到了中频放大器对于这种干扰信号，混频器实际上起到了中频放大器的作用，具有比有用信号更强的传输能力。的作用，具有比有用信号更强的传输能力。

22   ）  ） p=1,q=1 p=1,q=1 此时，此时， ffMM 用用 ffKK表示表示

(4-3-10) (4-3-10) ffI I ffII

ffKK 为为 ffcc 的镜像：——称为镜像频率干扰 的镜像：——称为镜像频率干扰 ffcc f fLL f fKK

（对象频率干扰）。对于这种干扰信号，它（对象频率干扰）。对于这种干扰信号，它

所通过的寄生通道具有与有用通道相同的所通过的寄生通道具有与有用通道相同的 pp 和和 qq值（值（ p=qp=q

=1=1 ），因而具有与有用通道相同的变换能力。可见，），因而具有与有用通道相同的变换能力。可见，若以上两种干扰信号加到混频器的输入端，混频器就能若以上两种干扰信号加到混频器的输入端，混频器就能有效的将它们变换为中频。所以要对抗这两种干扰信号，有效的将它们变换为中频。所以要对抗这两种干扰信号，就必须在混频器前将它们抑制掉。就必须在混频器前将它们抑制掉。

fffff cLK 2

由（由（ 4-3-94-3-9 ））

（（ 4-3-114-3-11 ）） 可见，当可见，当 ffMM 一定时，接收机能够在上式的一定时，接收机能够在上式的 ffcc收听到没干收听到没干

扰信号的声音。例输入扰信号的声音。例输入 ffMM=1000KHz=1000KHz 时，接收机能在时，接收机能在 ffcc==

1070KHz1070KHz（（ p=1,q=2p=1,q=2 ）；）； ffcc=767.5KHz=767.5KHz（（ p=2,q=2p=2,q=2 ）等）等频率上收到该干扰信号声音。频率上收到该干扰信号声音。

33 ．小结：．小结：干扰哨声是由频率满足式（干扰哨声是由频率满足式（ 4-3-74-3-7 ）的输入有用信号产生）的输入有用信号产生

的。而寄生通道干扰则是由满足式（的。而寄生通道干扰则是由满足式（ 4-3-94-3-9 ）的输入干）的输入干扰信号产生的，它们都是混频器中特有的干扰现象。扰信号产生的，它们都是混频器中特有的干扰现象。

fp

pf

p

qf Mc

1

二二 . . 交调失真和互调失真交调失真和互调失真 1. 1. 交调失真交调失真 当混频器输入端同时作用着有用信号当混频器输入端同时作用着有用信号 vvss 和干扰信号和干扰信号 vvMM

时，混频器除了某些特定频率的干扰形成寄生通道干扰时，混频器除了某些特定频率的干扰形成寄生通道干扰外，还会对任意频率的干扰信号产生交叉调制失真 外，还会对任意频率的干扰信号产生交叉调制失真

（（ Cross-Modulation DistortionCross-Modulation Distortion ）） 若混频器件在静态工作点上展开的伏安特性为：若混频器件在静态工作点上展开的伏安特性为：

33

2210 vavavaavfi

tVtVtvvv MMmcsmLSL coscoscosVLm

代入后可知，代入后可知， vv 的二次方项，四次方项及更多的偶次的二次方项，四次方项及更多的偶次

方项会产生中频电流分量，其中方项会产生中频电流分量，其中 12a12a44vvLLvvssvvMM

22（四次方（四次方

项）产生的中频电流分量振幅项）产生的中频电流分量振幅 3a3a44VVLmLmVVsmsmVV22

MmMm 与与 VVMmMm 有有

关。这说明，设电流分量振幅中含有干扰信号的包络变关。这说明，设电流分量振幅中含有干扰信号的包络变

化，即，这种失真是将干扰信号的包络交叉的转移到输化，即，这种失真是将干扰信号的包络交叉的转移到输

出中频信号上去的一种非线性失真，故称为交调失真。出中频信号上去的一种非线性失真，故称为交调失真。

人们在听到有用信号的同时也收听到干扰信号，一旦有人们在听到有用信号的同时也收听到干扰信号，一旦有

用信号停止发送，干扰信号的声音也就随之消失。用信号停止发送，干扰信号的声音也就随之消失。

2. 2. 互调失真互调失真 当混频器输入端同时作用着两个干扰信号当混频器输入端同时作用着两个干扰信号 vvM1M1 和和 vvM2M2 时，时，

混频器还可能产生互调失真（混频器还可能产生互调失真（ Intermodulation DistortioIntermodulation Distortionn ））

令令

ii 中的频率分量为：中的频率分量为：

除了 （除了 （ p=q=1,r=0,s=0p=q=1,r=0,s=0 ）的有用中频外，）的有用中频外，

还可能在某些特定的还可能在某些特定的 rr 和和 ss值上存在着 值上存在着

（（ 4-3-124-3-12 ）的寄生中频分量，）的寄生中频分量，

21 MMSL vvvvv tVtVtVtV MmMMmMcsmLLm 2211 coscoscoscos

|| 21,,, MMcLsrqp sfrfqfpff

fff cL

IMML fsfrff || 21

引起混频器输出中频信号失真，——互调失真。引起混频器输出中频信号失真，——互调失真。

当当 VVM1mM1m 和和 VVM2mM2m 一定时，一定时， r,sr,s小则干扰大，互调失真严重。小则干扰大，互调失真严重。

若若 ffM1M1 、、 ffM2M2靠近有用信号，则在靠近有用信号，则在 r,sr,s小值时（即小值时（即 r=1,s=2r=1,s=2 或或 r=r=

2,s=12,s=1 ）的组合分量可能趋近于）的组合分量可能趋近于 ffII 。。

或或

（（ 4-3-134-3-13） ）

因为因为 r+s=3r+s=3 ，故称为三阶互调失真，故称为三阶互调失真 。 。

当当 VVM1mM1m=V=VM2mM2m=V=V

MmMm 时，它的幅度为时，它的幅度为

ffff MML 212 ffff MML 122

342

3MmLMVVa

3. 3. 三阶互调失真截点三阶互调失真截点

图图 4-3-11 P4-3-11 PI1dBI1dB 和和 PPIM3IM3 的含义的含义

4.4 4.4 振幅调制与解调电路振幅调制与解调电路

4.4.1 振幅调制电路

4.4.2 二极管包络检波电路

4.4.3 同步检波电路

4.4.1 4.4.1 振幅调制电路振幅调制电路 振幅调制电路时无线电发射机的重要组成部分，分振幅调制电路时无线电发射机的重要组成部分，分

为高电平调制电路和低电平调制电路。前者用于发射机为高电平调制电路和低电平调制电路。前者用于发射机的末端，后者用于前端。的末端，后者用于前端。

一一 . . 高电平调幅电路（高电平调幅电路（ High Level AM CircuitHigh Level AM Circuit ）） 在调幅发射机中，一般采用高电平调制电路，其优点在调幅发射机中，一般采用高电平调制电路，其优点

是可以不必采用效率较低的线性功率放大器，这对提高是可以不必采用效率较低的线性功率放大器，这对提高发射机整体效率有利。对高电平调制电路提出的要求除发射机整体效率有利。对高电平调制电路提出的要求除了达到所需的调制线性外，还应高效率的输出足够大的了达到所需的调制线性外，还应高效率的输出足够大的已调信号功率。为此，高电平调制电路广泛采用高效率已调信号功率。为此，高电平调制电路广泛采用高效率的丙类谐振放大器。的丙类谐振放大器。

包括：（包括：（ 11 ）集电极调幅电路（）集电极调幅电路（ Collector AM CircuitCollector AM Circuit ）） （调制信号加在集电极上） （调制信号加在集电极上） （（ 22 ）基极调幅电路（）基极调幅电路（ Base AM CircuitBase AM Circuit ）） （（ 33 ）复合调幅电路）复合调幅电路 TT11 管——推动极管——推动极 LL11 L L22 C C11 C C33 变压器耦合变压器耦合 双调谐回路，将载波加双调谐回路，将载波加 到到 TT22 管。管。 LL33 高频扼流圈，高频扼流圈， TT22 管输入端并馈方式，管输入端并馈方式， CC66 C C77 L L55 构成构成 ππ型匹配网型匹配网 络，络， LL44 高频扼流圈高频扼流圈 , C, C55 隔直隔直 电容调至信号经电容调至信号经 TTrr 和和 LL44加加 到集电极到集电极 CC88 高频滤波高频滤波 —— —— 对调制信号开路， 对调制信号开路， 图图 4-1-1 4-1-1 集电极调幅电路集电极调幅电路 对载波短路对载波短路

图中，载波电压通过变压器耦合和图中，载波电压通过变压器耦合和 LL22 、、 CC11 构成的构成的 LL 型型网络加到晶体管基极上，调制信号通过变压器网络加到晶体管基极上，调制信号通过变压器 TTrr 和扼流和扼流圈圈 LL33加到基极上，加到基极上， CC22 为高频滤波电容。为高频滤波电容。

图图 4-4-2 4-4-2 基极调幅电路基极调幅电路

二二 . . 低电平调制电路——单边带发射机低电平调制电路——单边带发射机

图图 4-4-3 4-4-3 采用滤波法的单边带发射机组成方框采用滤波法的单边带发射机组成方框

一般地说，低电平调制电路主要来实现双边带和单一般地说，低电平调制电路主要来实现双边带和单边带调制，对其提出的要求主要是调制线性好、载波抑边带调制，对其提出的要求主要是调制线性好、载波抑制能力强，而功率和效率的要求则是次要的；其次，载制能力强，而功率和效率的要求则是次要的；其次，载波抑制能力的强弱可用载漏表示，载漏——输出泄漏的波抑制能力的强弱可用载漏表示，载漏——输出泄漏的载波分量低于边带分量的分贝数。分贝数越高，载漏越载波分量低于边带分量的分贝数。分贝数越高，载漏越小。小。

前面介绍的各种相乘器均可作为低电平调制电路—前面介绍的各种相乘器均可作为低电平调制电路——单边带发射机采用滤波法，其技术难度与载波频率的—单边带发射机采用滤波法，其技术难度与载波频率的高低密切相关。高低密切相关。

在相同带外衰减时，相对频率间隔越大，滤波器就在相同带外衰减时，相对频率间隔越大，滤波器就越容易实现。一般均在低载波频率上实现单边带信号。越容易实现。一般均在低载波频率上实现单边带信号。而后用混频器将载波频率提升到所需的载波频率上，如而后用混频器将载波频率提升到所需的载波频率上，如图图 4-4-34-4-3 （（ aa ）。其频率如图）。其频率如图 4-4-34-4-3 （（ bb ）。）。

由图，平衡调制器的由图，平衡调制器的 ffcc=100KHz=100KHz 。使。使 =0.1KHz~3KH=0.1KHz~3KH

zz 。 输入端。 输入端 BWBW11=100.1=100.1——99.9=0.2KHz99.9=0.2KHz 。相对频率间隔。相对频率间隔

为为 0.2/100=0.2% 0.2/100=0.2% 经第一级混频，经第一级混频， ff44=2MHz.=2MHz. 取上边带取上边带

信号信号 100.1~103KHz BW100.1~103KHz BW22=2100.1=2100.1––1899.9=200.2KHz 1899.9=200.2KHz

相对值为相对值为 9.4%9.4% 。。

经第二级混频：经第二级混频： ffL2L2=26MHz=26MHz 取上边带信号， 取上边带信号，

BWBW33=28100.1=28100.1–23899.9=4200.2KHz –23899.9=4200.2KHz

相对值为相对值为 14.9% 14.9% 滤波变得容易。滤波变得容易。

在某些单边发射中，为了使接收机便于产生同步信号，在某些单边发射中，为了使接收机便于产生同步信号，

还同时发射低功率的载波信号，称为导频信号。这个信还同时发射低功率的载波信号，称为导频信号。这个信

号直接由号直接由 100KHz100KHz的振荡信号衰减的振荡信号衰减 10~30dB10~30dB后叠加在后叠加在

单边带调制信号上。单边带调制信号上。

44 ．． 44 ．． 2 2 二极管包络检波电路二极管包络检波电路 解调电路解调电路的基本组成为相乘器和低通滤波器，且对于普的基本组成为相乘器和低通滤波器，且对于普

通调幅信号其载波分量未被抑制掉，可以直接利用非线通调幅信号其载波分量未被抑制掉，可以直接利用非线性器件实现相乘作用，得到所需的解调电压，而不必另性器件实现相乘作用，得到所需的解调电压，而不必另加同步信号，通常将这种振幅检波器称为包络检波器加同步信号，通常将这种振幅检波器称为包络检波器（（ Envelope DetectorEnvelope Detector）。）。

一一 . . 工作原理：（工作原理：（ D-RD-RLL串联型）串联型）

与第一章讨论的二极管与第一章讨论的二极管 整流器相同，整流器相同， RRLLCC为低通电路为低通电路 图图 4-4-4 4-4-4 晶体二极管包络检波器的晶体二极管包络检波器的 原理电路原理电路

图图 4-4-44-4-4中， ， 值足够大，二极管伏安特性的中， ， 值足够大，二极管伏安特性的折线斜率 折线斜率 ggDD=1/R=1/RDD R Reqeq=R=RDD//R//RLL 而 而 RRLL>>R>>RDD 1/Ω 1/ΩCC>>R>>RLL

对于对于 ΩΩ而言，而言， RRLLC C 并联，则并联，则 vvss对对 DD及及 RRLL分压，分压， DD导导

通时，对通时，对 CC 充电，充电， ττT T =R=RDDC DC D截止时，截止时， CC向向 RRLL放电 放电 ττDD=R=RLLCC 直到充、放电动态平衡 直到充、放电动态平衡

vvoo(t)(t) 如图如图 4-4-5(a)4-4-5(a)中的锯齿波 中的锯齿波 ((在在 vvavav上下波动上下波动 ) )

而而 ii的波形如图（的波形如图（ bb）——窄脉冲序列。）——窄脉冲序列。 II的平均值的平均值 iiavav

tMVtv camS cos10 tvS

（（ 4-4-14-4-1））

（（ 4-4-24-4-2））

为检波电压传输系数或检波效率。 为检波电压传输系数或检波效率。 <1<1 。。 二极管包络检波器与整流电路的区别在于，检波器主要二极管包络检波器与整流电路的区别在于，检波器主要

要求输出电压不失真的反映输入信号的变化；而整流器要求输出电压不失真的反映输入信号的变化；而整流器不存在此要求。此外，在接收机中，检波器还必须考虑不存在此要求。此外，在接收机中，检波器还必须考虑它与前后级的连接问题。它与前后级的连接问题。

tVVRiv mAVAVAV cos

0mdAV VV

0madm VMV

d d