第三章 振幅调制、解调与混频电路

想像力比知识更重要，因为知识是有限的，而想像力概括着世界上的一切，推动着进步，并且是知识进化的源泉。严肃地说，想像力是科学研究中的实在因素。 —— 爱因斯坦

调制和解调是解决信号传输问题的技术。两个主要问题：1. 适合天线有效发射的高频载波信号与实际需要传输的

低频信息信号频率相差很大的问题；2. 有效利用频谱资源传输更多信号即频率复用（频分复

用）问题。实质： 就是如何利用高频正弦信号传送低频信息的问题。 调制是用低频信息（称为调制信号）去控制高频信号（称为载波信号）的特性参数，使得高频载波信号携带低频信息（称为已调波信号），从而便于传输。 解调是从接收的已调波中提取还原出低频调制信息。

高频载波信号为正弦波电压

用调制信号去改变载波信号的振幅或相角就可以得到携带调制信号信息的已调波信号。即振幅随调制信号变化或相角随调制信号变化。

)(cos)cos()( mm tVtVtv

特性参数：振幅 和相角 。)(tmV

分类：1.载波信号参数：振幅调制与解调、角度调制与解调；2.调制信号类型：模拟调制与解调、数字调制与解调；3.调制信号特性：连续波调制解调、脉冲波调制解调。

• 频率（或频谱）变换：从频域角度看，调制就是使高频载波频率（谱线）附近产生反映低频调制信号变化的新的频率分量，可看成是将低频调制信号的频率（或频谱）变换到高频载波附近，而解调则是将其变换还原的逆过程。所以调制和解调都是进行频率（或频谱）变换。

• 频谱搬移或线性变换：如果频率变换不改变低频调制信号的频谱分布结构，称为频谱搬移或线性变换，如振幅调制、混频；

• 非线性变换：如果频率变换改变了低频调制信号的频谱分布结构，称为非线性变换，如角度调制；

• 非线性电路：产生新的频率分量是非线性作用的特点。所以，只有非线性电路才能完成频率的变换。

学习的内容1. 实现调制的方法及特点；2. 已调波的频谱特性和带宽、功率特性；3. 电路组成结构及性能特点；4. 相应的非线性电路的分析方法；5. 频率变换的特点；

• 本章讨论振幅调制、解调与混频电路，即频率搬移变换的内容。

4.1 频谱搬移电路原理4.1.1 振幅调制 (Amplitude Modulation) 根据已调波的频谱特点，振幅调制分为三种 :1 、普通调幅 (AM) ；2 、双边带调制 (Double Sideband Modulation,DSB) ；3 、单边带调制 (Single Sideband Modulation,SSB) 。 调幅电路模型：

输入调制信号

输入载波信号输出调幅信号

调幅电路)(Ω tv

)(c tv

tfVtV ccmccm π2coscos

载波频率 : cc π2 f

（高频等幅）（高频变幅）

（低频信息） ttVtv cmo cos)()(

普通调幅信号是载波振幅在 上下随 变化的振幅调制信号，简称调幅信号：

一 . 普通调幅（ AM ）1. 基本原理

m0V )(Ω tv

ttvkVtv cΩam0o cos)()(

ttvktV cΩacm0 cos)(cos

cmm0 kVV 载波信号产生

a,kk 调幅电路比例常数不失真条件： )(Ωa tvk ＜ m0V

电路实现模型：

交流 与直流 相加后再相乘。)(Ω tvm0V

xyAM

x

y

)(Ω tv

)(c tv)(o tv

A

xyAM

x

y

m0V

)(Ωa tvk

tccos)(o tv

acmM, kAVAkA

)(tv

)(tvc

)(tvo

0

0

0

t

t

t

maxmV

minmV

cmV

mV

0mV

2. 单音调制设 tVtv m cos)(

FtV m 2cos如果 F＜＜ cf 则输出：

]cos[)( Ωmam0o tVkVtv tccos

]cos1[0 tMV am tccos

⑴ 调幅度（调制指数、调制系数）

0m

maa V

VkM

]1[0max amm MVV

]1[0min amm MVV

2minmax

0mm

m

VVV

%100minmax

minmax

mm

mm

VV

VV

包络

⑵ 过调幅失真aM不失真条件： ≤1

过调幅失真： aM＞ 1

⑶ 频率特性ttMtVtv cacmo coscoscos)( 0

tV cm cos0

tVM cma )cos(2

10

tVM cma )cos(2

10

1m

过调幅失真

)( c )( cc

02

1maVM 02

1maVM

0mV

mV

上、下边频： )( c)( cc载波频率：

，

3. 复杂音调制 如果调制信号是非正弦信号，称为复杂音调制。 设调制信号为非正弦周期信号，用傅立叶级数展开：

tnVtvn

nmn

cos)(

max

1

maxmax 2 F maxmaxn

设调制信号为带限，最高频率为则 若 ＜＜ cmax ，调幅信号

ttvkVtv camo cos)()( 0

ttnVktV c

n

nmnacm cos]cos[cos

max

10

tVtv cmo cos)( 0

])cos()[cos(2

max

1

tntnVk

cc

n

nmn

a

载波频率：上、下边频：

c)( nc )( nc

频谱宽度：

max2FBWAM

相乘器实现频谱的搬移在载频附近两边对称分布

4. 功率分布

⑴ 载波信号周期内的平均功率：

ttdtMVtdtvtP ccamc

2220

20 cos)cos1(

2

1)(

2

1)(

20

220 )cos1()cos1(

2

1tMPtMV aam

2/200 mVP

20max )1( aMPP

20min )1( aMPP

1aM 0max 4PP 0min P

0aM 0minmax PPP

载频分量平均功率： 最大平均功率： 最小平均功率：

当 时， ，当 时，

载波分量平均功率随时间变化

⑵ 调制信号周期内的平均功率

tdtMPtdtPP aav

20 )cos1(

2

1)(

2

1

SBa PPMP 02

0 )2

11(

02

2

1PMP aSB

02

4

1PM a两个边频分量功率 ： ，每边频

调幅信号的功率是各频率分量功率之和。

⑶ 效率1aM 20PPSB 000 5.12 PPPPav

avPP 67.00 当 时， 最大，或

载波功率占调幅信号功率的 67％，边频功率只占33％。

三 . 双边带和单边带调制

1. 双边带调制（ DSB ）

ttvktv cao cos)()(

)(tv

tV

tv

ccm

c

cos

)(

xyAM

x

y )(tvo

频谱宽度：max2FBWDSB

2. 单边带调制（ SSB ）（ 1 ）滤波法（ 2 ）移相法

频谱宽度：

maxFBWSSB

4.2 相乘器电路• 频谱搬移是通过两个信号相乘实现的，电路中则

是由相乘器实现的。相乘作用既可以由一个实际的相乘器电路实现，也可以由器件的非线性特性实现。

• 分类： 电阻性器件 电抗性器件 • 输入方式： 两个输入信号在同一器件输入； 两个输入信号在不同器件输入。

4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性一 . 非线性器件相乘作用的一般分析非线性器件（二极管、三极管等）伏安特性：

)(vfi 如果 21 vvVv Q ，其中 QV 为静态工作点电压，

21 ,vv 为两个交流输入电压，用泰勒级数展开：n

n vvavvavvaai )()()( 212

2122110

mmnnn

n

n

m

vvamnm

n2

0 0 )!(!

!

其中 mmnn vvmnm

nvv 2121 )!(!

!)(

特点：1. 2.

2n 时，产生乘积项（二次项）：3.

2n

时，产生高阶乘积项。3n

时，非线性特性；

乘积项（二次项）是有用项，其他是无用项。设 tVvtVv mm 222111 cos,cos ，则通过三角函数

2122 vva

变换可知， 中包含众多组合频率分量，通式表示：i

21, qpqp qp, 包括零的正整数。

1,1 qp 211,1 时， 为乘积项产生的有

用组合频率分量，其他均为无用组合频率分量。

产生规律：

凡是 为偶数的组合频率分量均是由级数中 的各偶次方项产生； 凡是 为奇数的组合频率分量均是由级数中 的各奇次方项产生；

)( qp

)( qp

)( qpn

)( qpn

实现理想相乘作用条件：消除或减少高阶相乘项及产生的组合频率分量。

三方面措施：（ 1 ）器件特性：选用 的平方律特性器件，或设置静态工作点使特性接近平方律特性。（ 2 ）电路结构：用平衡电路，抵消无用频率分量。（ 3 ）输入电压：减小 或 ，线性时变状态工作。

2n

1v 2v

二 . 线性时变状态 将前述泰勒级数改写为 的幂级数

即 )( 21 vvVfi Q 在 )( 1vVQ 上对 展开的泰勒级数，写为

221

''21

'1 )(

!2

1)()()( vvVfvvVfvVfvfi QQQ

2v

2v

如果 足够小，则21

'1 )()( vvVfvVfi QQ

2v

时变系数（时变参量）： )( 1vVf Q )( 1' vVf Q ，

二者与 无关，是 随时间变化的非线性函数。2v 1v

22

2

212

1

111

0 !2)!2(

!vva

n

nvvnavai

n

nn

n

nn

n

nn

时变静态电流：

与 之间的关系是线性的，但系数是时变的，这种状态称为线性时变状态，是频谱线性搬移电路的分析基础。

时变增量电导：)()( 110 vVfvI Q

)()( 1'

1 vVfvg Q

2110 )()( vvgvIi 则i 2v

线性关系要求 足够小，但时变系数对 的大小无限制。实际中， 甚至可以大到使器件工作在开关状态，使电路工作简化。

1v1v

2v

当 tVv m 111 cos 时， )( 1vg 将是频率为 1 的非余弦型周期性函数，其傅立叶级数展开式为 :

tgtggtVgvg m 12110111 2coscos)cos()(

tngn

n 10

cos

如果 tVv m 222 cos ，且幅值足够小，则相乘项

tVtngvvg mn

n 2110

21 coscos)(

组合频率分量： 21 p ， p 1q（ 为任意值， ）消除组合频率分量：p 0q q为任意值， 和 ＞ 1 。 可见，通过限制 的幅值，就可消除 的二次及以上接近一半的高次谐波组合频率分量。如果 较大， 较小，则组合频率分量在频域里不会重叠，容易将 有用频率分量通过滤波电路取出。

2v 21

221

例如，振幅调制电路，令tVtvvtVtvv mccmc cos)(,cos)( 21

且 c ＞＞ ，则有用频率分量：无用频率分量：

c

,3,2 cc

c c c2 c2 c3 c3

c c2 c3

2c 2c

例 1 器件特性，如晶体二极管，当

似用折线表示，则二极管轮流工作在导通和截止的

tVv m 111 cos ，

mV1 足够大（远大于二极管导通电压），伏安特性近

开关状态。导通时

)(vfivRvg DD )1(

0 )0( v

)0( v二极管电流

二极管电导 Dgvfg )('

截止时，电流为零，电导为零。

当 周期性变化时，二极管电流和电导也随之周期性变化。

1v

可见， 和 是由 随时间变化的时变系数。)( 10 vI )( 1vg 1v

可表示为 )()(),()( 1100 vgtgvItI 时变特征。其中)(tg 为矩形脉冲周期序列，引入单向开关函数表示。

o2

2

2

32

52

72

9 t1

)( 11 tK 1

tttK 1111 3cos3

2cos

2

2

1)(

tnnn

n1

1

1 )12cos()12(

2)1(

2

1

故可表示为)()cos()()( 11110100 tKvgtVIvItI Dm

)()cos()()( 1111 tKgtVgvgtg Dm

线性时变状态下，二极管电流为)()()()( 12120 tKvvgvtgtIi D

据此可画出二极管在线性时变状态下的等效电路。

例 2 平衡电路，如差分对管， 1Ci 2Ci

1T 2T1v

2v 0I

若使20 BvAI

则输出差值电流

TCC V

vthIiii

21

021

TV

vthBvA

2)( 1

2qkTVT 热电压

设输入差模电压 tVv m 111 cos ，并令 Tm VVx 11

则 tnxtx

thn

n 111

1211 )12cos()(2cos2

当 很大（ 10 ，即 260 mV ）时，1x 1x ＞ mV1 ＞

tx

th 11 cos2

趋近于周期性方波，近似用双向开关

函数表示，即 )(cos2 1211 tKtx

th

)()()( 211112 tKtKtK

tt 11 3cos3

4cos

4

tnnn

n1

1

1 )12cos()12(

4)1(

故得 201

221 )()(2

)( vtgtIV

vthBvAiii

TCC

TV

vth

2

v

v

TV

tvth

2

)(1

1v

)( 12 tK

1

1

1

1

t1

t1

t1

o

o

o

o

)()( 12212 tKBvtAK

两个例子频谱对比：二极管电路： )()()()( 112120 tKvvgvtgtIi D

tttVtVg mmD 112211 3cos

3

2cos

2

2

1coscos

差分对管电路： )()( 222 tKBvAi

tttBVA m 1122 3cos

3

4cos

4cos

1 1213 140 21 21 213 213

结论： 前述三方面措施都可以大量减少无用组合频率分量，实现相乘作用。 采用平衡电路可以进一步减少无用频率分量，所以，要满足高性能要求的相乘运算，或者调制解调特性，平衡电路结构是最佳的选则。 常用的有双差分对平衡调制器，大动态范围平衡调制器，二极管双平衡（环形）混频器等。 在信号处理方面，有模拟相乘器（乘法器），如对数－反对数相乘器，双差分对模拟相乘器。

作业： 4－ 8 ， 4－9

4.2.2 双差分对平衡调制器和模拟相乘器

1T 2T 3T 4T

1i 2i 3i 4i

5i 6i

1v 1v

2v 2v

tttK 1111 3cos3

2cos

2

2

1)(

)(3cos3

2)cos(

2

2

1)( 1111

tttK

tt 11 3cos3

2cos

2

2

1

tttKtKtK 11221112 cos3

4cos

4)()()(

)( 11 tK )( 11 tK )( 11 tK

1T 2T 3T 4T

1i 2i 3i 4i

5i 6i

1v

2v

)()( 12221 tKBvAiii

消除 及其奇次谐波分量1即消去 项，应使A

)()( 122 tKBvAi

则总差值电流 )(2)()( 1223421 tKBviiiiiii

)()( 4231 iiii

)()( 12234 tKBvAiii

5T 6T

0I

CCV

EEV

i i

CR CR

一 . 双差分对平衡调制器1. 电路组成原理

所以 4231 , iiiiii

21 ,vv 均为差模输入，分别为节点电流

2v 使 极性相反，产生 。65 ,TT B

1T 2T 3T 4T

1i 2i 3i 4i

5i 6i

1v

2v

5T 6T

0I

CCV

EEV

i i

CR CR

电路中

TV

vthiii

22

634

TV

vthiii

22

521

所以

TTT V

vth

V

vthI

V

vthiii

222)( 12

01

65

(1) 12 ,26 vmVv 为任意值

21

20 )(

22vtg

V

vthv

V

Ii

TT

线性时变状态工作。若 tVv m 111 cos 则

tnxvV

Ii

nn

T11

1122

0 )12cos()(

（ 2）

当

mVvmVv 260,26 12

)(2 122

0 tKvV

Ii

T

mVVtVv mm 260,cos 1111 时

开关状态工作。

以上两种状态下，双差分对平衡调制器输出只存在以 及其奇次谐波频率为中心的边频分量，不存在 及其奇次谐波频率分量和其它任意组合分量。

1

1

1 1213 1421 21 213 213

（ 3）

mVvmVv 26,26 12

2120

4vv

V

Ii

T

实现两个电压的相乘运算。 双差分对平衡调制器三种工作状态，都满足线性时变工作条件，即 足够小。 越小，相乘特性越好。电路中可采取负反馈技术进一步限制 的变化范围。这样，当负反馈电路的净输入保持很小的条件下，实际输入电压可以较大变化，即扩展了的动态范围。

2v 2v

2v

2v

2. 扩展 的动态范围2v

5T 6T

ER2

1ER2

1ei ei

652 BEEeBE vRivv

EeT RiiiV )ln( 65

eeE iIiiIii 2,2 06055而)21ln()21ln()ln( 0065 IiIiii ee

432

2

1

3

1

2

1)1ln( xxxxx

432

2

1

3

1

2

1)1ln( xxxxx

ER 射极差模电阻

5.02 0 Iix e若

)2(2

2

02 EeeEe

Te RriRiI

Viv

则

通常满足ER＞＞ er2 则

EeEe R

v

rR

viii 22

65

2

2

22

TET V

vth

R

v

V

vthiii

2

2

2)( 121

65

在误差小于 10％时，允许最大动态范围：

TETE VRIvVRI 020 4

1

4

1

例如， kRmAI E 1,10 时

mVvmV 276276 2

3. XFC1596集成平衡调制器

二 . 双差分对模拟相乘器1.电路组成原理

为实现模拟相乘器， 1v 也必须足够小。可以通过对处理的方式，对 进行扩展。2v 1v

集－基短接差分对管 87 ,TT

T

BEBEK V

vvthIii

287

87

1827 BEBEBEBE vvvv

4837 BEBEBEBE vvvv

2187 BEBEBEBE vvvv

34 BEBE vv

KT

BEBE

I

iii

V

vvthiii

)(

287

521

521

KT

BEBE

I

iii

V

vvthiii

)(

287

634

634

则有

KI

iiiiiiiii

))(()()( 8765

3421

差值输出

而

1

1'01

110987

2

4

2)()(

ETE R

v

IVR

viiii

2

2

02

265

2

4

2)(

ETE R

v

IVR

vii

TETE VRIvVRIv 2021'01 4

1,

4

1动态范围

2121

4vv

RRIi

EEK

212121

4)( vvAvv

RRI

RiRRiiv M

EEK

CCCo 输出电压

MA 相乘增益（单位 1／ V），与电路参数有关。

2. 集成模拟相乘器①电路符号及特性四象限相乘

xyAMx

y

xv

yvovyxMo vvAv xv

yv

o

变增益放大

iREFMo vVAv

BG314内部电路 BG314 外接电路

②性能指标 计算误差：馈通误差 EXF（失调）电路性能：动态范围、小信号带宽 BW、转换速率等

非线性误差 ENL

③电路结构

④模拟相乘器应用通信电路：调制、解调，混频

信号处理：乘除法运算、平方运算、开平方运算等

iv x

x

y

yxyAM

xyAM

ov

1ov2ov1A

2A

T

io dtvT

v0

21

dtvACR

v i

t

Mo2

0 11

2

1

2

11 iMo vAv 222

2

3OMO vAv

R

R

均方根： )(23

121

M

M

AR

ARCRT

4.2.3 大动态范围平衡调制器 AD630

一、组成原理反相放大： A1+A3同相放大： A2+A3开关： S比较器： C

二、特点利用运放深度负反馈，输入输出电压动态范围大，计算误差小。工作频率较低， BWG>2MHz

12

1R

R

R

R ff

)( 1221

tKvR

Rv fO

AD630 Functional Block Diagram

4.2.4 二极管平衡混频器 (Diode Balanced Mixer)

)()()()( 12120 tKvvgvtgtIi D

)()()()( 112120 tKvvgvtgtIi D

20" )()( vtgtIi

20' )()( vtgtIi 20

' )()( vtgtIi

20" )()( vtgtIi

)(2 0"' tIiii 2

'" )(2 vtgiii

两个电路合并对消（ 1） （ 2）

一 .电路组成原理1. 二极管单平衡混频器

正半周导通时开关闭合 ,上下两回路方程为：Lv0)( 232 DLLS RivRiiv

DL

S

RR

vii

2

232

0)( 332 DLLS RivRiiv

tVv LLmL cos

)(1 tK L

)3cos3

2cos

2

2

1(

2

232

ttv

RRii LLS

DL

如果 tVv ssmS cos ，则电流中含有 频率分量。s

同理： )(2

2141

tKv

RRii LS

DL

)3cos3

2cos

2

2

1(

2

241

ttv

RRii LLS

DL

2. 二极管双平衡混频器 (Diode Double-Balanced Mixer)

R：接收输入端

L：本地振荡端

I：中频输出端

上通过总电流为LR

)()( 3241 iiiiiO )]()([2

211 tKtK

RR

vLL

DL

S

)(2

cos22 tK

RR

tVL

DL

csm

tt

RR

tVLL

DL

csm

3cos

3

4cos

4

2

cos2

环形混频器 (Ring Mixer)

如果取中频电流分量 cLI 则

tRR

Vi cL

DL

smI )cos(

2

4

可见，二极管双平衡混频器 (环形）具有与双差分对平衡调制器相同的输出频谱特性。

环形混频器结构特点：①必须二极管特性一致，变压器中心抽头上、下 对称；

②各端口隔离，信号之间互不影响。I 端与 R、 L 端隔离； R端与 L 端隔离。③实际不完全对称，各端口之间有少量功率窜通。

二 . 混频损耗 (Conversion Loss)

定义 : 在最大功率传输条件下 ,输入信号功率 PS与输出中频功率 PI的比值 ,用分贝表示。

)(lg10 dBP

PL

I

Sc

)()( 2341 iiiiii

)()( 3241 iiii

DL

SLL

DL

S

RR

vtKtK

RR

v

2

2)]()([

2

211

ii

输入信号电流为

输入信号源端等效负载电阻（混频器输入电阻）

LDLi

Si RRR

i

vR

2

1)( DL RR

令 LiS RRR ，实现功率匹配，输入端获得最大信号功率。

L

s

L

ssS R

V

R

VP

22

4

输出中频电压有效值为

（式中电压均为有效值）

sLDL

si VR

RR

VV

2

2

4

输出中频功率 LSLiI RVRVP2

2 2

LR类似双差分电路中 RE 的作用。

混频损耗 )(44

lg10lg102

dBP

PL

I

Sc

实际上 )2

1(4

lg10lg102

L

D

I

Sc R

R

P

PL

二极管和变压器也会产生损耗， ))(8~6( dBLc

并且，工作频率增大，损耗增大；本振功率小，输入信号功率大，损耗增大。所以应该保证足够大的本振功率和足够小的输入信号功率。

另外，高频工作时变压器的电感量小，低频特性较差，如果用于调制时，调制信号通常必须加在I 端，载波信号加到 R端，已调信号由 L端输出。

4.3 混频电路 混频电路完成频谱的搬移，主要用来改变已调波信号的中心载频，但不改变边频分量分布结构。在现代广播通信发射和接收机中，混频电路是决定整机性能的至关重要的组成部分。混频也称为变频。

例如，超外差式接收机

cf

Lf

If

信号载频本振频率中频频率

cLI fff

固定中频放大

一般地有 cLI fff

cLI fff LcI fff cLI fff 和频

差频外差

)( cL ff )( Lc ff

内差

外差加中频放大称为超外差。

不能产生固定中频

上变频（上混频）（ Up-Convertor）：下变频（下混频）（ Down-Convertor）： cI ff

cI ff

超外差式接收机性能优良，但存在特有的混频失真。高质量接收机（通信）：二极管环形混频器

双差分对平衡调制器普通接收机（收音机）：三极管、场效应管混频器

4.3.1 通信接收机中的混频电路一 .主要性能指标1. 混频增益 /混频损耗定义：混频器的输出中频信号与输入信号的比值，称为混频增益，用分贝数表示

s

ic V

VA lg20

S

Ic P

PG lg10OR

2.噪声系数定义：输入信号噪声功率比与输出中频信号噪声功率比的比值，称为混频器噪声系数，用分贝数表示

onI

inS

PP

PPNF

)(

)(lg10

3. （ 1dB ）压缩电平定义：当输入信号功率较大时，输出中频功率由于非线性与理想线性输出相差 1dB 时所对应的输出中频功率电平，用 PI1dB 表示。功率电平：高于 1mW 的功率分贝数。

)(lg10)( mWPdBmP

例如： 0dBm=1mW,3dBm=2mW,10dBm=10mW,20dBm=100mW…

dBmPI /

dB1dBIP 1

dBmPS /O)1( mW

1dB压缩电平是混频器动态范围上限电平，噪声系数确定下限电平（最小输入信号功率）

4.混频失真 叠加在输入信号上的各种干扰与输入信号同时进入混频器，输出电流中将包含相互间更多组合频率分量，除有用中频分量外，其它组合频率分量也可能变成中频或接近中频，无法用中频滤波器将其滤除，从而引起信号失真。简单地说，就是由于混频作用引起的失真，统称为混频失真。5. 隔离度

混频器三个端口信号窜通的程度。定义：本端口功率与其窜通到另一端口的功率之比，用分贝数表示。 本振泄漏干扰

R

L

I

二 .二极管环形混频器和双差分对混频器 1. 二极管环形混频器 a. 功率分类： （按保证二极管开关工作所需本振功率电平） 1 ） Level 7 ——7dBm (5mW)

2 ） Level 17——17dB (50mW)

3 ） Level 23——23dBm (200mW)

其 1dB压缩电平所对应的最大输入信号功率分别为： <1> 1dBm(1.25mW) <2> 10dBm(10mW) <3> 15dBm(32mW)

b. b. 性能特点性能特点优点：优点： 11）工作频带宽 几十）工作频带宽 几十 kHzkHz ～几～几 GHzGHz

22）噪声系数低（约）噪声系数低（约 6dB6dB））33）混频失真小）混频失真小44）动态范围大）动态范围大

缺点：缺点： 11）没有混频增益）没有混频增益22）端口间的隔离度低，）端口间的隔离度低， LL到到 RR 端口端口 <40<40dBdB随工作频率下降 随工作频率下降 5dB/15dB/1倍频程倍频程

c. c. 使用要求：使用要求： 11）各端口间的匹配阻抗为）各端口间的匹配阻抗为 5050

22）应用时各端口都必须接入匹配网络。）应用时各端口都必须接入匹配网络。

22．双差分对平衡混频器．双差分对平衡混频器a.a.性能特点：性能特点：优点：工作频率达 优点：工作频率达 500MHz500MHz以上，以上， 本振功率低 –本振功率低 – 10dB(0.1mW)10dB(0.1mW)

混频增益大混频增益大

输入电压激励，一般不必加功率匹配网络，输入电压激励，一般不必加功率匹配网络，

端口间的隔离度很高端口间的隔离度很高不必考虑天线反向辐射的问题不必考虑天线反向辐射的问题

缺点：噪声系数较大（缺点：噪声系数较大（ >10dB>10dB）、）、 1dB1dB压缩电平较压缩电平较小小

﹤﹤10dBm10dBm，动态范围小。，动态范围小。b.使用特点：

c.AD831双差分对集成混频器

4.3.2 普通接收机混频电路一 .BJT混频电路1. 工作原理LL11CC11——输入信号回路输入信号回路

谐振频率谐振频率 fcfcLL22CC22——输入中频回路输入中频回路

谐振频率谐振频率 ffII本振电压本振电压 ,, VVBB0BB0为基极静态偏置电压为基极静态偏置电压Lv

LBBBB vVtv 0)( 时变基极偏压 , 满足线性时变条件时sBBsLBBBE vtvvvVv )(0

Ci

sLmBEC vvgtIvfi )()(0

当 tVv csmS cos 很小时，

令本振电压为 tVv LLmL cos 则 tgtggtgvg LmLmmLm 2coscos)()( 210

与 基波分量相乘得

])cos()[cos(2

1coscos 11 ttVgtVtg cLcLsmmcsmLm

)(tgm

取 cLI 为中频频率，则中频电流分量为

tVgtVgtIi IsmmcIsmmImI coscos2

1cos 11

混频跨导 1Im

2

1m

smmc g

V

Ig （平均跨导）

输出中频电流幅值与输入信号电压幅值之比。若 L2C2谐振电阻为 Re,则中频输出电压为 eII Riv

相应有混频增益 emcsm

C RgV

VA Im

讨论：A.三极管混频电路具有放大能力；

mcg

)(tgm 1mg

mLV2. 与 和静态偏置的关系mLV

mcg

B.在满足线性时变条件下，混频增益与混频跨导和 中频谐振回路的谐振电阻成正比； C.混频跨导 为 中基波分量幅度 的一半， 即与本振信号幅值 和静态偏置有关。

实际就是时变静态偏置对混频跨导的影响，分别讨论时变因素 和静态偏置的影响，如何获得最大的混频跨导从而获得最大混频增益。

mLV

·频率变换要求非线性作 用，所以静态偏置应设 置在近似指数特性区域。·跨导为特性的导数即斜率，

随结电压变化。当 结电压进入近似线性区域，斜率不变，跨导也

不变。·随 增大， 增大， 基波分量幅值 增大， 即混频跨导 增大。

mLV )(tgm

1mg

mcg·当 进入线性区域， 几乎不再继续增大。mcgmLV

为电路工作稳定，通常都采用自偏置电路。

mcBBmL gVV 0

因而存在一个最佳的 值，使混频跨导 最大

mLV

mcg

例如，中波广播收音机中)200~20()( mVV optmL

也可以保持 一定，通过改变静态偏置，如 IEQ来改变混频跨导，使之接近最大值。通常

)1~2.0( mAI EQ

mLV

3.实际电路举例：中波广播收音机混频电路

二 .双栅MOS场效应管混频电路 （ Dual-Gate MOSFET Mixer)

21 DDD iii 通常 TB工作在可变电阻区，则

SGS vv 2

LGS vv 1

])(2[2

2222)(22 DSDSthGSGS

oxnD vvVv

l

WCi

22220 )()( GSDSmDS vvgvI

若

22

22 2 DS

oxnv

GS

Dm v

l

WC

v

ig

DS

实现混频功能GSALDS vvv 2

与 BJT混频器比较，双栅场效应管混频器混频失真小、动态范围大、工作频率高，噪声系数较低。

4.3.3 混频失真 由于混频器处于接收机的前端，混频失真对接收机性能的影响很大。主要包括干扰哨声、寄生通道干扰、交叉调制失真、互相调制失真等。

一 .干扰哨声和寄生通道干扰1.干扰哨声混频器输入：接收信号，频率

本振信号，频率输出：中频信号，频率

cf

Lf

If

由于混频器的非线性作用，输出电流中将出现众多组合频率分量，用通式表示

cLqp qfpff ,

特点：A.组合频率分量的振幅随 (p+q)增大而迅速减小；B. 每个组合频率分量对应一个变换通道；C. 存在无数个变换通道。D.只有一个中频有用通道， cLI ffff 1,1

如果除p=1、 q=1之外，其它组合频率分量也能进入有用通道，即其值等于或接近中频频率

)( IfF 那么，满足这个条件的组合频率分量都将与有用中频信号一起通过中频有用通道，无法滤除掉。通过中频放大

Ffqfpf IcL （音频频率）

在解调器中将产生低频差拍信号 ,频率为FfFf II )()(

可以听见的音频，类似哨叫声。在听到有用信号的同时听到差拍哨叫，故称为干扰哨声。

分解满足干扰哨声的频率关系式，且令 IcL fff

ccI qfffp )(

)( Icc ffpqf Ffpfqf ILc Ffqfpf IcL

Ffqfpf IcL Ffqfpf IcL

可见，干扰哨声是有用信号 自身的组合频率分量对自身的干扰，即自己干扰自己。所以，选择合适的发射信号载频是值得重视的问题。首先，要确定能够产生干扰哨声的频率 。

cf

cf

实际后两式无效，将前两式合并得到能产生干扰哨声的有用信号频率为

pq

Ff

pq

pf Ic

1

Ifpq

p

1

)( IfF

特点：A.能产生干扰哨声的有用信号频率有无限多个；B.其频率值均接近于中频 fI 的整数倍或分数倍。

所幸的是，实际接收机的接收频段是有限的，只有 落入接收频段内的频率才会产生干扰哨声。例如，中 波段广播接收机的接收频段为（ 535～ 1605） kHz。

kHz535 kHz1605

所以实际能产生较明显干扰哨声的信号频率的数量是有限的。只要将产生最强干扰哨声的信号频率排除在接收频段之外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。

另外，只有 (p+q) 较小的组合频率分量具有较大幅值，而 (p＋q) 较大的干扰影响较小，一般可忽略。

例如，对应1,0 qp

干扰哨声最强，即 Ic ff

接近中频频率的有用信号。

所以，必须将接收机中频频率选在接收频段以外，如中波广播收音机中频为 kHzf I 465

kHz535 kHz1605kHz465 kHz930 kHz1395

2.寄生通道干扰条件：接收机调谐频率为 cf

本振信号频率应为 IcL fff

实际输入干扰信号频率为 Mf

混频输出电流频率： MLqp qfpff ,

同理，某些组合频率满足： IML fqfpf 寄生通道

实际关系成立 IML fqfpf ILM fpfqf

两式合并得Ic

ILM f

q

pf

q

p

q

ff

q

pf

1

即为能形成寄生通道干扰的输入干扰信号频率。特点：A. Mf对称分布在 qpf L 左右，

并且与 qpf L 均间隔 qf I q

ff

q

p IL

q

ff

q

p IL

Lfq

p

B.能形成寄生通道干扰的频率无限多；

同干扰哨声，实际只有对应 p、 q 值较小的干扰信号才会形成较强的寄生通道干扰。 p、 q较大的干扰忽略

两个最强几声干扰频率：中频干扰 1,0 qp

1,1 qp

IM ff

混频器相当于中频放大器，比有用信号放大更强镜像干扰

ILKM ffff

Lfcf KfLf两边对称分布，一个如果

是接收调谐频率 cf，则另一个就是镜像频率 Kf

If If

cf即在 频率处可以收到 Kf频率信号。如果在目，就能同时收到

cf收听节Kf的信号，产生镜像干扰。

中频干扰和镜像频率干扰是非常有害的干扰，接收机的性能指标一般均列出对其有抑制要求。

改写频率通式 IMc fp

pf

p

qf

1

表明，对一定的干扰频率 Mf能在那些接收频率上听到干扰信号。

例如，当混频器输入 kHzfM 1000 干扰信号时，根据上式可求出，在 1070kHz(p=1,q=2)和 767.5kHz(p=2,q=2)等频率刻度上，能够收听到这个干扰信号。3. 小结A.干扰哨声是自己干扰自己，寄生通道干扰是别人干 扰自己；

B.中频附近的干扰哨声与寄生通道中频干扰有区别。 前者是差拍干扰；后者是直接干扰，更强。

4. 采取措施

中频置于接收频段之外；镜像采用高中频和二次混频。

4.4 振幅调制与解调电路4.4.1 振幅调制电路分类：按功率高低分为高电平调制电路：低电平调制电路：

发射机末级功放，先放大后调制。发射机前级电路，先调制后放大。

一 .高电平调幅电路载波

振荡器功率放大器

载波振荡器

功率放大器

振幅调制器

cf

cf

F

F 已调波

已调波

已调波

)(tv

)(tv

)(tvc

)(tvc

应用：普通调幅发射机例如，中、短波广播发射机

特点：功率效率高 电路简单 线性度略差采用电路：丙类功放

丙类功放四大特性：负载特性、 调制特性、放大特性、 限幅特性

集电极调制 基极调制

1. 集电极调幅电路过压状态

分析：直流通路、低频通路、高频通路

2.基极调幅电路

欠压状态

3. 集电极－基极复合调幅电路提高调制线性特性

二 .低电平调制电路应用：通信发射机－单边带发射机特点：调制线性好、载波抑制能力强（载漏）。

对功率、效率要求不高。采用电路：相乘器电路

例如，双差分对平衡调制器、二极管环形混频器单边带实现方法：滤波法、移相法滤波法的主要技术问题： 如何从双边带信号中提取单边带信号。涉及到滤波器的实现难度，与两个边频的相对间隔大小有关，即两边频间隔与载波频率的比值有关。

相对频率间隔越大，滤波器越容易实现。例如： kHzf c 2000

调制信号最低频率： cfHz100

双边带调制后，两边频： kHz1.2000kHz9.1999

两边频间隔： Hz200

相对间隔： %01.0%100)1.20002.0(

一阶滤波器的过渡带： octdB /20

需要非常高阶数的滤波器，实现难度很大。如果 kHzf c 50 ，则相对间隔为 %4.0%100)1.502.0(

先在低频载波调制，再通过混频变换到所需高频载波

%2.0

%4.9

%9.14

)30~10( dB)30~10( dB

4.4.2. 二极管包络检波电路（ Envelope Detector)振幅调制信号的一般解调 :

相乘器 低通滤波器

)(tvr

)(tv

同步检波

普通调幅信号 :

频域 ])cos()[cos(2

1cos)( 00 ttVMtVtv ccmacms

ttMVtv cams cos)cos1()( 0 时域

包络直接从已调波中检出包络信息 ,称为包络检波 .二极管、三极管包络检波电路

)(tvc

同步信号

一 . 工作原理假定 0mV

则 tVtv cms cos)( 0

为等幅波，其包络对应直流分量。包络检波电路与整流电路区别在于：A.要线性解出包络的变化；B.要考虑输入电阻负载；C.要考虑检波效率。D.要考虑大信号、小信号

原理电路：假定信号足够大，二极管折线近似特性。

ttMVtv cams cos)cos1()( 0

若 LRC

1

tVVv mAVAV cos