СИСТЕМЫ СВЯЗИ И РАДИОНАВИГАЦИИкртз.рф/conference/vntk_12_1.pdf · ii Всероссийской научно-технической конференции

Акционерное общество

«Научно-производственное предприятие «Радиосвязь»

СИСТЕМЫ СВЯЗИ

И РАДИОНАВИГАЦИИ

Сборник тезисов

Под редакцией В. Ф. Шабанова

Красноярск 2015

УДК 621.396

С34

С34 Системы связи и радионавигации : сб. тезисов / науч. ред.

В. Ф. Шабанов ; отв. за вып. А.Ю. Строкова. – Красноярск : АО «НПП

«Радиосвязь», 2015. – 355 с.

Представлены тезисы участников II Всероссийской научно-технической

конференции «Системы связи и радионавигации», состоявшейся в

г. Красноярске 27-28 августа 2015 г.

Отражены исследования и последние разработки в областях

радиотехники и радиоэлектроники по направлениям: системы спутниковой и

тропосферной связи; радионавигационные системы; радиолокационные

системы; новые физические принципы обработки, передачи и хранения

информации, современные технологии для радиоэлектронной аппаратуры.

Предназначен для работников промышленных предприятий, научных

сотрудников, аспирантов радиотехнического профиля.

Редакционная коллегия:

А. В. Латышев – д-р физ.-мат. наук; В. М. Владимиров - д-р техн. наук,

проф.; Н. В. Волков – д-р физ.-мат. наук; А. М. Алешечкин – д-р техн. наук,

доц.; Р. Г. Галеев – канд. техн. наук, директор АО «НПП «Радиосвязь»;

Ю. П. Саломатов – канд. техн. наук, проф.; А. В. Гребенников – канд. техн.

наук, доц.; В. М. Николаенко – канд. техн. наук; В. Г. Коннов – технический

директор АО «НПП «Радиосвязь»; А. Н. Фролов – главный конструктор ОКР

АО «НПП «Радиосвязь».

УДК 621.396

ISBN 978-5-9905691-1-9 © АО «НПП «Радиосвязь», 2015

© Коллектив авторов, 2015

Приветствие заместителя председателя коллегии Военно-промышленной комиссии

Российской Федерации О.И. Бочкарева

От имени коллегии Военно-промышленной комиссии Российской Федерации сердечно приветствую гостей и участников II Всероссийской научно-технической конференции «Системы связи и радионавигации», объединяющей ученых и практиков в области связи и радионавигации, представителей федеральных органов исполнительной власти и общественности, участников рынка!

X X I век - век глобальной интеграции, основанной на информационных технологиях.

Эти технологии пронизывают все сферы человеческой деятельности, являются основой успешного становления современного государства, его развития. Как показала практика, конкурентоспособные информационные системы и технологии требуют опережающего развития современных систем связи я радионавигации.

Качество и доступность этих технологий в России позволит успешно решать поставленные Президентом и Правительством Российской Федерации задачи по созданию современных образцов продукции военного, гражданского и двойного назначения, формированию перспективного облика Вооруженных Сил, оснащению видов и родов войск новейшими образцами вооружения и военной техники.

Создание и внедрение отечественных систем связи и радионавигации и одновременное решение задач импортозамещения требует высокого уровня взаимодействия фундаментальной и отраслевой науки, предприятий промышленного комплекса, участников рынка.

Ваш представительный форум является той удобной площадкой, которая может обеспечить свободный обмен мнениями, возможность ведения содержательного диалога, выработку общих решении, нахождение

3

необходимых контактов и, как итог, создание конкурентоспособной промышленности и развитие процветающей России.

Желаю вам успешной, плодотворной работы и всего самого доброго!

Заместитель председателя коллегии Военно-промышленной комиссии

Российской Федерации О.И. Бочкарев

4

Приветствие председателя Организационного комитета конференции,

канд. техн. наук Р.Г. Галеева

Очередная научно-техническая конференция – это уникальная площадка обмена научным опытом, важнейшими достижениями в области развития, проектирования систем связи, радиолокации и радионавигации, выявление и развитие потенциальных инновационных проектов, предоставление на рынок новых разработок и технических решений, эффективное взаимодействие различных отраслей науки и производственных структур.

Современные технологии, создание конкурентоспособной продукции военного и гражданского назначения – важные задачи для сохранения научно-технического и производственного потенциала страны, как элементов защиты государственных интересов.

Очень важно, что к участию в конференции подходят не только опытные научные сотрудники, но и молодые перспективные специалисты, имеющие свежий взгляд на решение многих научных проблем.

Уверен, что успешная работа на научно-технической конференции трансформируется в конкретные решения и научные открытия, направленные на развитие радиоэлектронной промышленности России, а наше предприятие станет эффективной и достойной площадкой для плодотворного сотрудничества и открытого общения.

Желаю всем участникам интересных дискуссий, конкретных предложений, новых встреч и деловых контактов, успехов и достижений!

Председатель Организационного

комитета, канд. техн. наук Р.Г. Галеев

5

Секция «Системы спутниковой и тропосферной связи»

Особенности обеспечения спутниковой связи по высокоскоростным трактам в Х диапазоне в районе Северного

Полюса 1В.И. Шинкарев, 2И.А. Липатов, 3В.М. Николаенко, 4А.Н. Фролов,

5А.А.Чумаченко, 6А.М. Бадертдинов

1Начальник отдела ФГБУ 16 ЦНИИИ МО РФ,(г. Мытищи) 2Начальник лаборатории ФГБУ 16 ЦНИИИ МО РФ, канд. техн. наук,

(г. Мытищи) 3Ведущий научный сотрудник ФГБУ 16 ЦНИИИ МО РФ, канд. техн. наук,

старший, научный сотрудник, (г. Мытищи) 4Начальник сектора, Главный конструктор ОКР АО «НПП «Радиосвязь»,

(г. Красноярск) 5Ведущий инженер АО «НПП «Радиосвязь», (г. Красноярск)

6Ведущий менеджер АО «Информационные спутниковые системы» имени академика М.Ф. Решетнева», (г. Железногорск)

Интенсивная деятельность Российской Федерации по освоению

природных ресурсов северного полярного региона и по обеспечению надежной

обороны северных территорий РФ может быть успешной при условии

организации надежной связи. Использование для этих целей спутниковой связи

является приоритетным направлением. С учетом необходимости

предоставления мультисервисных услуг мобильным пользователям

использование спутниковых радиолиний С и Х диапазонов, организуемых с

использованием малогабаритных носимых (перевозимых) станций,

представляется актуальным.

Анализ достижений в технологии организации спутниковых радиолиний

в диапазоне ДЦВ (0,2/0,4ГГц) позволяют сделать вывод, что при использовании

легких станций СС, оснащенных широконаправленными антеннами,

пропускная способность радиолинии не превысит 64 кбит/с. Такие показатели

6

реализованы в системе узкополосной спутниковой связи нового поколения

MUOS (Mobile User Objective System), использующей КА ретрансляторы с

крупногабаритными антеннами (Д=16м) на ГСО. Появление спутников на ВЭО

положение не изменит.

На широтах выше 750 использование ретрансляторов КА на ВЭО является

предпочтительным, так как угол видимости КА на ГСО станцией менее 40. На

основе опыта, полученного при обеспечении спутниковой связи в ходе

операции «Борнео» по высадке Российско-Беларусского десанта ВДВ в районе

Северного полюса, для обеспечения мобильным подразделениям ВДВ

высоконадежной СС с пропускной способностью до 256 кбит/с необходимо и

целесообразно:

- использовать находящиеся на снабжении ВС РФ станции спутниковой

связи для работы в движении Р-444-ПТД в контейнерной поставке, либо

носимые станции Р-444-ПТН с монтажным комплектом, обеспечивающим

работу через КА на ВЭО. Основные характеристики станций приведены в

таблице 1;

-использовать стволы 1, 2 ретранслятора на ВЭО «Меридиан»,

работающие в Х и С диапазонах, соответственно. При это, с учетом

энергетических параметров ствол Х диапазона должен быть нагружен на

приемо-передающую Ан.50х50. Обеспечивалась одновременная работа трактов

ПР и ОСБ БРТР.

-обеспечить определение местоположения КА на орбите и последующее

его отслеживание с учетом особенностей определения опорного

географического направления. Показано, что в этих условиях наличие в образце

станции инерциальной системы типа iVRU, заменяемой на серийном образце

на более совершенную безплатформенную инерциальная система БИНС-500К

со встроенной навигационной системой, обеспечивает решение этих задач.

7

Таблица 1- Основные характеристики станций Р-444-ПТД, ПТН

Параметры Значение параметров Р-444-ПТД/Р-444-ПТН

Диапазон рабочих частот С Х Диаметр антенны, м 0,45/0,6 0,35/0,6 ЭИИМ, не менее, дБВт 37 39 Добротность приемной системы, дБ/К 1,6 3,3 Количество каналов 1-2 Интерфейсные окончания С1-ФЛ-БИ, 2-х проводная АЛ, Ethernet Канальные скорости, кбит/с 1,2….256

Методы многостанционного доступа Режим ПР: МДКР; МДЧР с ПКТ Режим ОСБ: МДЧВРК; радио-АТС

Масса станции, кг 40/17

Структурная схема связи приведена на рисунке 1.

Рисунок 1 - Структурная схема спутниковой связи

Обеспечивалась дуплексное направление с со скоростью 256кбит/с при

ПР или же работа в режиме ОСБ со скоростью 4,8кбит/с. Расположение

станций относительно уровней излучаемой мощности и коэффициента качества

по приему (спада ДН Ан. (50х50 )на передачу и на прием) представлено на

рисунке 2. 8

Рисунок 2 - Зоны обслуживания ствола Х диапазона КА «Меридиан» при

подключении антенны Ө=5°

Тракт прохождения сигнала представлен на Рисунке 3. Абонентам

обеспечивались услуги IP-телефонии и шифрованной ВКС.

Рисунок 3 - Структурная схема цифрового тракта привязки

На Рисунке 4 представлены показатели координат расположения АС и

уровни принимаемого от Р-441-УВС сигнала.

9

Рисунок 4 - Данные ПАУ Р-444-ПТД о местоположении и уровне

принимаемого станцией сигнала

Качество ВКС можно оценить на Рисунке 5.

Рисунок 5 - Качество ВКС

В районе северного полюса с использованием средств ЕССС-2 была

обеспечена устойчивая связь с предоставлением цифровых каналов для IP-

телефонии и шифрованной ВКС.

10

Оценка соответствия характеристик космического

комплекса сети «RGS-B» требованиям помехоустойчивости и

возможности его применения в сложной электромагнитной

обстановке для организации спутниковой связи и

информационного обмена подвижных абонентов 1В.И. Шинкарев, 2И.А. Липатов, 3В.М. Николаенко, 4А.Н.

Фролов, 5В.Г. Коннов, 6А.А. Степанов

1Начальник отдела ФГБУ 16 ЦНИИИ МО РФ;

2Начальник лаборатории ФГБУ 16 ЦНИИИ МО РФ,

кандидат технических наук;

3Ведущий научный сотрудник ФГБУ 16 ЦНИИИ МО РФ, кандидат

технических наук, старший научный сотрудник;

4Начальник сектора. Главный конструктор ОКР

АО «НПП «Радиосвязь»;

5Заместитель генерального директора по научной работе

АО «НПП «Радиосвязь»; 6Генеральный директор АО «НПЦ «Вигстар», кандидат

технических наук, старший научный сотрудник.

Акционерным обществом «Информационные спутниковые системы»

имени академика М.Ф.Решетнева» разрабатывается космический аппарат (КА)

связи с высокой пропускной способностью для создания широкополосной сети

спутниковой связи «RGS-B» в интересах Администрации связи России. В

составе КА должен использоваться многоствольный бортовой

ретрансляционный комплекс (БРТК) с высокоэнергетическими стволами

прямой ретрансляции в диапазонах C (4/6 ГГц) и Ka/Q (20/44 ГГц).

Характеристики создаваемого КА сети спутниковой связи «RGS-B»

близки к характеристикам космических аппаратов новейших зарубежных

систем спутниковой связи. 11

В [1, 2] приводятся данные, что в США с 2007г. создается и

развертывается система спутниковой глобальной широкополосной

магистральной связи WGS (Wideband Global Satcom), включающая 6 спутников

на ГСО, работающих в диапазонах частот 7/8, 20/40 ГГц с пропускной

способностью не менее 2,2 Гбит/с каждый, являющейся аналогом российской

сети спутниковой связи «RGS-B».

На базе системы WGS развивается подсистема глобального вещания

GBS, предназначенная для обеспечения высокоскоростной передачи и

распространения больших объемов данных, видео, изображений и другой

информации в режиме реального времени широкому кругу потребителей на

малогабаритные абонентские терминалы, включая летательные аппараты,

подводные лодки, корабли, наземные транспортные средства тактического

звена управления армии США [1]. На рисунке 1 приведена функциональная

схема системы GBS.

А)

12

Б)

Рисунок 1- Функциональная схема системы GBS Обслуживание абонентов осуществляется с использованием узких лучей

бортовой многолучевой антенной системы, характеристики которых приведены ниже.

Ширина луча Обслуживаемые терминалы 2000 морск. миль FGRT, TGRT, SRT 2000 морск. миль SSRT 500 морск. миль FGRT, TGRT, SRT, SSRT 500 морск. миль ART

FGRT - Стационарный наземный приемный терминал TGRT - Транспортируемый наземный приемный терминал SRT - Корабельный приемный терминал SSRT - Приемный терминал субмарин АRT - авиационный приемный терминал

Разрабатываемые КА сети спутниковой связи «RGS-B» обладают рядом

значимых преимуществ по сравнению с современными отечественными КА социально-экономического назначения, определяющими их широкое применение в интересах широкого круга пользователей, основными из которых являются:

- высокая пропускная способность КА, позволяющая передавать большие объемы информации, в том числе в условиях сложной электромагнитной

13

обстановки (ЭМО), что в последнее время стало особо актуальным при плотной загрузке геостационарной орбиты (ГСО);

- реализация стволов связи (транспондеров) в полосах частот диапазона Ka/Q, распределенных для подвижной спутниковой службы (ПСС);

- повышенные коэффициенты усиления стволов бортового ретранслятора, обеспечивающие работу малогабаритных станций спутниковой связи, в том числе подвижных объектов;

- использование многолучевых антенн, формирующих требуемые зоны обслуживания Потребителей.

Расчеты показывают, что в каждом стволе С-диапазона при благоприятных условиях может быть организовано до 110 дуплексных направлений связи со скоростью 60 кбит/с каждый с применением типовых станций спутниковой связи Р-441. При ухудшении ЭМО за счет высоких энергетических стволов БРТК будет обеспечено устойчивое функционирование направлений связи при наличии помеховых сигналов от радиоэлектронных средств (РЭС) соседних спутниковых сетей. Направления связи с V=60 кбит/с и 6 кбит/с смогут функционировать при наличии помеховых сигналов, превышающих полезный сигнал в 20 раз (на 13 дБ) и в 80 раз (на 19 дБ), соответственно, но при этом общая пропускная способность ствола С-диапазона снижается в 12-15 раз..

Высокоэнергетические стволы КА сети спутниковой связи «RGS-B» диапазона Ka/Q (20/44 ГГц) с многолучевыми антенными системами, формирующими узкие лучи (0,54о×0,54о), позволяют обеспечить высокие уровни защиты от мешающих сигналов от других РЭС и приемлемую надежность (коэффициент готовности) направлений спутниковой связи с мобильными объектами 0,95-0,96. За счет пространственной селекции в радиолинии «Земля-КА» обеспечивается защита от мешающих радиосигналов, превышающих уровень полезного сигнала от 71 раз (на 18,5 дБ) для крайних и до 562 раз (на 27,5 дБ) для центральных зон связи (лучей), соответственно.

Необходимость и целесообразность использования КА сети спутниковой связи «RGS-B» для обеспечения подвижной спутниковой связи обусловлена также тем, что группировка из 2-х КА способна обеспечить 56 зон, каждая из

14

которых диаметром порядка 360 км, покрывая территорию от Северной Атлантики до Курильских островов и от южных границ РФ и стран бывшего СССР до полярных широт РФ.

На рисунке 2 в качестве примера показан вариант возможных зон обслуживания стволов диапазона Ka/Q для одного КА.

Рисунок 2 - Вариант формирования зоны обслуживания стволов диапазона Ka/Q космического аппарата сети спутниковой связи «RGS-B»

В целом, технические характеристики КА сети спутниковой связи «RGS-B» в полной мере удовлетворяют требованиям для организации сетей подвижной спутниковой связи.

С учетом вышеизложенного, представляется целесообразным обеспечить использование КА сети спутниковой связи «RGS-B» для высокоскоростной связи мобильных объектов, развернув на их основе Широкополосную сеть мобильной спутниковой связи (ШСМСС).

ШСМСС должна строиться на базе мобильных (контейнерного типа) центральных спутниковых станций (ЦСС) с антенной диаметром 4,2 м и обеспечивать работу в движении абонентских станций подвижных объектов с диаметром антенн 0,45-0,5 м. Информационные скорости для станций, работающих в движении, составят 1024-2048 кбит/с при коэффициенте готовности направления связи не ниже 0,95.

15

На рисунке 3 представлен примерный внешний вид абонентской станции спутниковой связи, работающей в стволах Ka/Q-диапазона КА сети спутниковой связи «RGS-B» в движении и на стоянках.

Рисунок 3. Абонентская станция Ka/Q-диапазона для работы в движении для ШСМСС

Мобильные станции, оснащаемые автоматически развертываемыми антеннами диаметром 1,2 м при работе на стоянке и с коротких остановок должны обеспечивать дуплексную связь со скоростью от 2 Мбит/с до 6 Мбит/с.

В качестве сетевой технологии организации спутниковых сетей в ШСМСС может быть выбрана технология EASTAR отечественной разработки, при этом ожидается что стоимость абонентских станций будет достаточно низкой.

Рисунок 4 - Контейнерная центральная станция ШСМСС

16

Высокая оперативность построения спутниковых сетей ШСМСС обеспечивается малым временем развертывания и свертывания мобильной контейнерной ЦСС (не более 90 минут), что особо ценно, например, в местах возникновения техногенных катастроф природного характера (землетрясения, наводнения, пожары и т.п.). Примерный внешний вид ЦСС ШСМСС представлен на рисунке 4.

Изложенные характеристики ШСМСС обоснованы энергетическими расчетами.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Bruce Bennett (DISA), Dan Hannan (SMDC, ARSTRAT), Gerry Fitzgerald

(MITRE Corp), George Kinal (MITRE Corp), Jim Marshall (MITRE Corp), Richard Gibbons (MITRE Corp). Performance of GBS over WGS1, 2, 3 using DVB-S and DVB-S2.// The MITRE Corporation, 2009.

2. Cassaundra Bantly. Wideband Global SATCOM (WGS). //Boeing Defense, Space & Security, October 2013.

Совершенствование тропосферных систем передачи

для применения в условиях Арктики 1С. А. Якушенко, 2М.А.Сазонов

1Профессор кафедры, канд. техн. наук, доцент; 2Начальник кафедры, канд. воен. наук, доцент,

ФГКВОУ ВПО Военная академия связи им. Маршала Советского Союза С. М. Будённого (г. Санкт-Петербург)

Существующие системы связи в Арктическом регионе не обеспечивают

потребности боевых частей и подразделений по выполнению задач, которые

отличаются высокой динамичностью действий на огромных и не

оборудованных территориях с суровым климатом. Поэтому инфраструктура

должна быть глобальной, быстроразвёртываемой и обеспечивать передачу

высокоскоростных потоков информации. Опыт эксплуатации и развития в

Арктической зоне систем спутниковой связи показывает, что темпы

наращивания группировки не удовлетворяются, а экономически такая система 17

весьма дорога в создании и эксплуатации. Поэтому спутниковую связь

целесообразно использовать только на важных направлениях и там, где другие

рода связи не эффективны. Альтернативой этим родам связи на небольших

театрах связи является тропосферная связь (ТРС).

В сигнальной структуре используется идеи совмещения модуляции и

кодирования без расширения полосы частот и с выигрышем по ПМУ. При этом

пространственно-временные сигнально-кодовые конструкции (СКК) с

частотным различием отличаются от традиционных СКК необходимостью

обязательного учета повторений элементов СКК, дублированных в ветвях

разнесения и тем, что избыточность вводится и во временную и в

пространственную области.

Модернизация системы передачи ТРС военного назначения для

Арктического региона должна быть направлена на повышение

помехоустойчивости (ПМУ), снижение энергопотребления и массогабаритных

показателей станции, совершенствование антенно-мачтовых систем,

автоматизацию всех процессов, в том числе за счёт навигационного

обеспечения [1, 2]. Эффективность линий ТРС во многом определяется

интеграцией технологий передачи (приёма) информации, реализованной в

системах передачи. Заслуживают интерес технологии разнесенного приёма на

основе углового разнесения (рис.1) и пространственно-временного

кодирования. Угловое разнесение обеспечивает одна антенна с несколькими

θ∆θ∆

β∆

Рис. 1. Принцип углового разнесения сигнала

Основное зеркало

Облучатель с МШУ

Вспомогатель-ное зеркало

Мультифид Рис. 2. Мультифидная

офсетная антенна

18

облучателями, формирующими многолучевую диаграмму направленности

(рис. 2). Эффективность углового разнесения проявляется лишь в антеннах с

очень узкой диаграммой направленности (∆θ ≤ 0,5°), что практически

невыполнимо в современных станциях. Решить эту задачу можно с

использованием антенн большого диаметра в диапазоне СВЧ [1].

Таким образом, системы передачи ТРС с угловым разнесением и

пространственно-временными СКК имеют ПМУ выше по сравнению с

системами без СКК, а применение сложных СКК с свершенными кодами

позволяет получить дополнительный выигрыш в ПМУ без существенного

увеличения полосы частот. Кроме того, угловое разнесение позволяет

использовать одну антенну на одно направление при той же эффективности,

что и системы с антенным разнесением. Однако при этом необходимо

обеспечить некоррелированность символов копий сигналов в разнесённых ветвях.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Якушенко С.А., Бондаренко С.А., Бурлаков С.О. Цифровые

радиорелейные станции. Уч. пос. для вузов связи. – СПб: ВАС, 2011.

2. Якушенко С.А., Сазонов М.А. Информационно-расчетные задачи

навигационно-связных комплексов специального назначения. Журнал «Успехи

современной радиоэлектроники». 2015. 1.

Контрольно-проверочная аппаратура космических аппаратов 1С.П. Панько, 2В.В. Сухотин, 3А.В. Мишуров,

4В.В. Евстратько, 5А.А. Горчаковский

ФГАОУ ВПО Сибирский федеральный университет (г. Красноярск)

Процессы разработки и производства, приемо-сдаточных и

промежуточных испытаний, а также эксплуатации сложного

высокотехнологического оборудования, работающего в автономных и

19

достаточно агрессивных условиях, требуют многократной дистанционной

проверки работоспособности узлов и подсистем на соответствии техническим

условиям. К такому оборудованию относятся космические аппараты (КА) и, в

первую очередь, бортовой сегмент командно-измерительной системы (КИС

КА).

В докладе приводится обоснование и описание вариантов построения

контрольно-проверочной аппаратуры космических аппаратов.

На рис.1 приведена структурная схема взаимодействия КПА и КА.

КПААС ПРМИМИЧ УА1

Адресный коммутатор

ПКО

Сервер БИСБКСИ ПРД

БсКПА

БПТИ

УА2 ШП

БСТ

КМСУПРМ

ПРДПРМА

ПРМА

ПРДА

ПРДА

БВС КА

Рисунок 1 - Структурная схема КПА

Посредством персонального компьютера оператора ПКО в ручном или

автоматическом режиме вводятся директивы, циклограммы проверки

параметров узлов и систем КА, а также формируются протоколы испытаний.

На Cервере хранится программное обеспечение функциональных процедур и

результаты испытаний Адресный коммутатор цифровых потоков типа Ethernet

switch, VXIbus, PXIbus или т.п. Измеритель мощности ИМ, измеритель

частоты ИЧ и анализатор спектра АС используются по прямому назначению

для измерения параметров принимаемого радиосигнала. В блоке БКСИ

производится контроль сопротивления изоляции, а в блоке БИС –

сопротивление между бортовыми шинами питания ШП КА. Управляемые

аттенюаторы УА1 и УА2 используются с целью имитации условий работы с

большим ослаблением радиосигнала на реальной трассе сигнала при

испытаниях в непосредственной близости на предприятии-изготовителе КПА и

КА. Радиосигналы, переносящие команды и полетную информацию, 20

передаются по цепи: передатчик ПРД, второй управляемый аттенюатор УА2,

передающая антенна ПРДА.

В состав КА штатно входят: приемник ПРМ и передатчик ПРД с

соответствующими антеннами, командная матрица системы управления

бортовой аппаратурой КМСУ, бортовая система телеизмерений БСТ,

телеметрия с которой передается ПРД и контролируется по технологическому

каналу передачи в БПТИ – блоке получения телеметрической информации;

Бортовая вычислительная система БВС.

Одиночными проводами указаны однопроводные линии передачи

аналоговых сигналов. Остальные связи обеспечиваются цифровыми

мультиплексными двунаправленными соединениями.

Команды управления поступают на КА через блок сопряжения Бс

КПА с командной матрицей системы управления бортовой аппаратурой КА

КМСУ. Система бортовых телеизмерений КА – блок БСТ – соединяется с

КПА через блок связи БСТИ.

Соединения БСТ – БПТИ, БсКПА – КМСУ, ШП – БКСИ, БИС

осуществляются через технологические разъемы. Такая организация

информационного взаимодействия КПА с КА, совместно с использованием

штатных радиоканалов, позволяет повысить скорость и глубину производимых

испытаний параметров КА.

21

Отражение от произвольно наклонённых мезомасштабных слоёв

объясняет закономерности и редкие явления дальнего

тропосферного распространения: результаты проверки гипотезы

на основе натурных и модельных опытов О.Н. Киселев

Старший научный сотрудник, к.т.н., доцент

Томский государственный университет систем управления и

радиоэлектроники (г. Томск)

Работа посвящена проверке гипотезы о природе явления дальнего тропосферного распространения радиоволн, основанной на предположении о наличии в тропосфере объёмных мезомасштабных неоднородностей коэффициента преломления с квазиплоскими граничными поверхностями, параллельными или произвольно наклонёнными к горизонту, которые «работают» как отражающие слои, находящиеся как в плоскости большого круга, так и за его пределами. Этот механизм формирования электромагнитного поля позволяет объяснить экспериментально зарегистрированные закономерности и редкие явления при приёме сигналов далеко за радиогоризонтом и на этой основе утверждать, что отражения от слоёв конечных размеров играют определяющую роль в явлении дальнего тропосферного распространения радиоволн.

Одна из первых работ, упоминаемая в обзорах и объясняющая ДТР УКВ отражением от совокупности произвольно наклонённых слоёв конечных размеров, была опубликована ещё в 1957 году [1]. Полученные авторами теоретические результаты хорошо согласуются с экспериментальными зависимостями среднего уровня от длины волны, дальности и используемых размеров антенн. Более поздние исследования флуктуаций уровня сигнала за радиогоризонтом [2] показали, что рассмотренный механизм объясняет также наличие быстрых замираний, имеющих интерференционную природу, обусловленную приходом в точку приёма множества волн, и вполне соответствует наблюдаемому факту формирования сигнала, когда

22

существенную роль играет лишь небольшое число «сильных» переотражений на фоне множества других, более слабых.

В опубликованной 1962 г. работе [3], рассматривается эффект возникновения флуктуаций углов прихода как при прохождении радиоволн сквозь возмущённые тропосферные слои, так и при их отражении за радиогоризонт. Для расчёта величины таких флуктуаций была предложена модель учёта отражений от наклонных поверхностей тропосферных неоднородностей в виде системы уравнений. Эти уравнения были использованы нами для выполнения модельных имитационных экспериментов с целью изучения закономерностей медленных флуктуаций углов прихода во времени и в пространстве в зависимости от изменчивости неоднородностей тропосферы. Результаты этих опытов, при сопоставлении их с данными полевых исследований, позволяют объяснить многие до сих пор не объяснённые эффекты ДТР.

Модельные расчёты выполнялись в предположении зеркального отражения с коэффициентом, определяемым углом падения и градиентом на границе слоя. Последовательность расчёта: задаётся высотный профиль интенсивности неоднородностей; датчик случайных чисел выдаёт углы наклона слоя; осуществляется последовательно сканирование углов выхода луча в пределах диаграммы направленности; проверяется условие попадания луча в точку приёма; при выполнении этих условий углы прихода фиксируются и включаются в массив данных; после формирования массива с заданным объёмом вычисляются СКО вертикальных и горизонтальных углов прихода; процедура повторяется для последовательности значений дальности. Программа вычислительных опытов была составлена в соответствии со списком нерешённых проблем ДТР, указанных в работах [4, 5]. Ниже приведены результаты части модельных опытов, выполненных по этой программе.

23

На рисунке 1 представлены результаты оценки среднеквадратической

величины отклонений азимутального угла прихода в точке приёма при СКО наклона слоя равном 6° и произвольной ориентации наклона относительно ПБК в зависимости от вида профиля неоднородностей с различными величинами высоты их максимумов. Вид модельной дистанционной зависимости совпадает с результатами, представленными в [5] и данными наших опытов [6].

На рисунке 2 объясняется эффект расслоения и искажения формы ДН принятой за радиогоризонтом, описанный в [5]. При круговом сканировании антенны передатчика сигналы на приёмном пункте принимаются от разнесённых в пространстве отражающих неоднородностей с задержкой во времени, формируя две (или даже больше) диаграммы направленности. Наблюдаемые при этом сильные искажения диаграмм

связаны как с интерференцией волн, отражённых разными слоями, так и со структурой отражающих поверхностей.

Эксперименты, выполненные в рамках гипотезы о наличии в объёме рассеяния мезомасштабных случайно наклонённых слоёв, отражающих радиоволны, дали объяснение экспериментально зарегистрированных при ДТР явлениям, не имеющим интерпретации с позиций других теорий; предложенная гипотеза согласна с фактами, объясняет их, и подтверждается этими фактами.

24

ЛИТЕРАТУРА 1. Friis H.T., Crowford A.B., Hogg D.C. A reflection theory for

propagation beyond the horizon. Bell. Syst. Techn. J., 1957, v. 36, p. 627-644. 2. Шур А.А. Характеристики сигнала на тропосферных радиолиниях.

М.: Связь, 1972.-105с. 3. Gossard E.E. The reflection of microwaves by a refractive layer

perturbed by waves. IRE trans., AP, May, 1962, p. 317-325. 4. Калинин А.И., Троицкий В.Н., Шур А.А. Исследования дальнего

тропосферного распространения УКВ. В сб."Распространение радиоволн", М.: Наука, 1976 с. 127-153.

5. Дальнее тропосферное распространение ультракоротких волн. /Под ред. Б.А. Введенского, М.А. Колосова, А.И. Калинина, Я.С. Шифрина. -М.: Сов.радио, 1965.- 416с.

6. Шарыгин Г. С. Статистическая структура поля УКВ за горизонтом.- М.: Радио и связь, 1983.- 140с.

Оценивание частоты пространственно-разнесенных часов на

основе фазовых измерений ГНСС 1А.С. Толстиков, 2А.А. Карауш, 3 Е.А. Ханыкова

1Начальник ГСВЧ ФГУП «СНИИМ», д.т.н.; 2 Научный сотрудник;

3Научный сотрудник

ФГУП «СНИИМ» Сибирский научно-исследовательский институт

метрологии (г. Новосибирск)

Наряду с задачей синхронизации пространственно-разнесённых часов по

сигналам ГНССС, существует ряд задач, в которых на основе траекторных

спутниковых измерений требуется оценить значения частот высокостабильных

стандартов, образующих такие часы. Такие задачи возникают при

− оценивании частот стандартов, входящих в состав беззапросных

измерительных станций, выполняющих траекторные измерения в интересах

эфемеридно-временного обеспечения ГНСС; 25

− при передаче эталонных опорных частот разработчикам

высокостабильных стандартов частоты и других высокостабильных процессов;

− при исследовании влияния релятивистских эффектов на частоту

перемещаемого стандарта частоты.

Полная задача оценивания нестабильности частоты стандарта

заключается в идентификации параметров математической модели

нестабильности частоты стандарта [1]. Такая модель может быть представлена

в частотной области в виде полинома

( )2

2,i

ii

f α=−

Ψ = Ψ∑ (1)

или во временной области

( ) ( ) ( ) ( )2

1,i

if t s t w t q t

=

= + +∑ (2)

где ( )f Ψ – спектральная плотность мощности процесса,

iα – параметры нестабильности, характеризующие долговременную

нестабильность ( )2, 1i = − − и шумовые составляющие нестабильности ( )0,1,2i = ,

( )s t – долговременная составляющая нестабильности, представляется как

гладкая функция, разложимая по системе базисных функций,

( )w t – кратковременная составляющая нестабильности, трактуется как

выходной сигнал некоторого формирующего фильтра, порожденный сигналом

типа «белый шум»,

( )iq t – факторы, влияющие на частоту стандарта, к которым относятся

релятивистские и температурные факторы.

Мерами нестабильности, характеризующими разброс значений ( )f t

относительно некоторых средних значений, выбираются предложенные в [2]

«структурные функции», к которым относятся вариации Аллана и Адамара.

Таким образом, полная задача оценивания частоты по сигналам ГНСС

предполагает оценивание параметров математических моделей нестабильности

26

(1), (2) и мер нестабильности, отнесенных к различным (стандартным)

интервалам времени.

В методическом плане траекторные измерения для оценивания частот

проще, чем для синхронизации пространственно-разнесённых часов. В этом

случае снимается проблема оценивания неоднозначности фазовых измерений.

Требуется только из орбитальной группировки радиовидимых навигационных

спутников выбрать такие, где в траекторных измерениях отсутствуют потери

фазовых циклов и скачки фазы.

Во ФГУП «СНИИМ» в обеспечении работ по гранту Российского

научного фонда N14-28-00068 «Разработка фундаментальной теории, методов и

алгоритмов координатно-временного и навигационного обеспечения для

решения приоритетных государственных задач геодезии и дистанционного

зондирования с учетом классических и релятивистских эффектов

гравитационного поля Земли и других массивных тел Солнечной системы»

проводились экспериментальные исследования. Целью таких исследований

было получение количественных оценок изменения частоты водородного

стандарта частоты типа Ч1-1006, связанных с изменением гравитационного

потенциала Земли от перемещения указанного стандарта на высоту около 1000

метров.

В эксперименте по оцениванию изменений частоты водородного

стандарта частоты типа Ч1-1006, связанных с перемещением этого стандарта на

высоту около 1000 метров, выполнялись синхронные фазовые траекторные

измерения по навигационным спутникам GPS. По результатам обработки

фазовых траекторных измерений [3, 4] с помощью СПО, разработанного в

ФГУП «СНИИМ» изменение частоты стандарта Ч1-1006, связанное с его

перемещением и измеренное в системе вторичного эталона ВЭТ 1-19,

составило 7.964 · 10-14.

27

ЛИТЕРАТУРА

1. Рютман Ж. Характеристики нестабильности фазы и частоты сигналов

высокостабильных генераторов: итоги развития за пятнадцать лет // ТИИЭР. –

Т. 66. – 1978. – 9. – С. 70–102.

2. Одуан К., Гино Б. Измерение времени. Основы GPS // К. Одуан, Б.

Гино. – Москва: Техносфера, 2002. – 400 с.

3. Delporte J., Mercier F., Laurichesse D., Galy O. GPS Carrier-Phase Time

Transfer Using Single-Difference Integer Ambiguity Resolution // International

Journal of Navigation and Observation. Vol. 2008, Article ID 273785, p. 1-7.

4. Kouba J. A Guide To Using International GNSS Service (IGS) Products //

May 2009. URL: https://igscb.jpl.nasa.gov/components/usage.html.

Передача сигналов С1-ФЛ-БИ через сеть ETHERNET 1Е. В. Богатырев, 2В. В. Терехович

1Начальник отдела

2Заместитель технического директора

АО «НПП «Радиосвязь», (г. Красноярск)

В настоящее время наибольшее распространение получил интерфейс

ETHERNET с выходом на глобальную сеть интернет. Большой интерес

представляет реализация передачи данных, в том числе шифрованных с

интерфейса С1-ФЛ-БИ по каналам сети TCP/IP между двумя корреспондентами

включающие в себя, в том числе и спутниковый каналы связи. Основная

трудность реализации данного преобразователя лежит в передачи частоты

информационного сигнала, времени задержки распространения сигналов между

корреспондентами. В работе предлагается 2 способа решения: первый более

точный с синхронизацией корреспондентов точным временем навигационной

системы ГЛОНАСС, второй за счет дополнительного канала между

преобразователями С1/ТСР с протоколом слежения за частотой

28

информационного сигнала корреспондентов и задержкой распространения в

оба направления.

На сегодняшний день Ethernet имеет наибольшее распространение.

Связать два устройства, по данному интерфейсу используя интернет

беспроводные сети, не представляет затруднений [1,3]. Наряду с этим

существует проблема передачи информации интерфейса С1-ФЛ-БИ по каналам

Ethernet. Проблема вызвана особенностями интерфейсов C1-ФЛ-БИ

непрерывный интерфейс с передачей информации и тактовой частоты

корреспонденту в линии и имеется особенности аппаратуры передачи данных

заключающаяся в контролировании задержки распространения информации

между корреспондентами. Фирма Зелакс производит конвертор К-1Б [4]

который совместно с ММ-221и ММ-104 обеспечивает передачу С1-ФЛ-БИ по

интерфейсу Ethernet на скоростях 1.2, 2.4, 4.8, 9.6, 16, 32, 48, 64 кбит/с.

Рисунок 1 - Передача данных интерфейса С1-И через IP/Ethernet

Но данных скоростей К-1Б не хватает необходимо включить

дополнительно 1.5, 3, 6, 12, 30, 60, 120, 240, 300, 480, 600 кбит/с (скорости с

уплотнением системы ЕССС-2).

При построении преобразователя необходимо решить следующие задачи:

1. Синхронизация опорных генераторов преобразователей.

2. Синхронизация по задержке распространения.

29

3. Синхронизация по тактовой частоте и фазе информационного сигнала.

Методы передачи синхронизации и рассмотрены в докладе при работе от

ГЛОНАСС и автономной системе синхронизации.


1. Качество обслуживания в сетях IP. / Под. ред. А.В. Журавлева.: Пер. с

англ. – М. : Издательский дом «Вильямс», 2003.

2. Стык аппаратуры передачи данных с физическими линиями. / Под.

Ред. М.Е. Искандарян, Издательство стандартов 1988.

3. TCP/IP. Для профессионалов. 3-е изд. / Т. Паркер, К. Сиян. – СПб.:

Питер. 2004.

4. К-1Б Конвертор для стыка С1-ФЛ-БИ (С1-И) Руководство

пользователя. Редакция 02 К-1Б от 23.01.2006.

Плоский рефлектор для тропосферной связи С.Э. Шипилов, В.П. Якубов, В.Б. Антипов, А.В. Каменев

Национальный исследовательский Томский государственный университет,

(г. Томск)

В наше время, для реализации дальней тропосферной связи, наибольшее

применение получили параболические рефлекторы или вырезки из них [1]. Как

правило, трудности их расчета и конструирования компенсируются высоким

коэффициентом усиления излучения и отличной фокусировкой в широкой

полосе частот. Плоский же рефлектор, работа которого основана на принципе

дискретного управления зонами Френеля, также обладает фокусирующей

способностью, но обладает известной узкополосностью. Изменение рабочей

частоты влечет за собой изменение формы и размеров этих зон. Имея

одинаковые параметры для различных частот, параболический рефлектор имеет

бесспорное преимущество в качестве фокусировки. Однако, с точки зрения

конструирования, плоскую поверхность получить намного легче и дешевле. 30

Если же стоит вопрос качества, то можно добиться его сохранения при помощи

относительно небольшого увеличения размеров рефлектора.

Пусть в свободном пространстве, в заданной декартовой системе

координат под некоторым углом α к оси z падает волна с волновым вектором

( )sin ,0, cosk kα α= − −k , модуль которого 2k f cπ= (рис.1).

2h

h

x

y

z

0

Рисунок 1 - Геометрия задачи Рисунок 2 - Профиль рефлектора

Начало координат совмещено с зеркальной точкой ожидаемого фокуса.

Отражающая плоскость расположена на расстоянии h от плоскости xy . Будем

считать фазовый набег по осевой линии рефлектора нулевым: 0 0 0ϕ = =kr . Тогда

фазовый набег волны, отраженной от произвольной точки рефлектора ( )x, y,h=r

будет определяться как

2 2 2( sin cos )kr k x y h x hϕ α α= + = + + − −kr

Как известно [3], условие

0 ,m m 0, 1, 2,…ϕ ϕ ϕ π∆ = − = =

определяет границы расположения зон Френеля. Четные значения m

соответствуют синфазным зонам Френеля, а нечетные значения –

противофазным. В общем случае, форма этих зон представляют собой

концентрические эллипсы. Если просто устранить вклад в общее поле в точке

наблюдения либо синфазных, либо противофазных зон можно добиться

эффекта фокусировки плоским отражателем. Если же еще изменить знак

вклада, например, противофазных зон, путем рифления поверхности

31

рефлектора (рис. 2), можно добиться усиления эффекта фокусировки и

увеличения интенсивности поля в точке фокуса дополнительно в 4 раза. Это и

предлагается сделать в работе.

Зафиксируем угол падения излучения 0α = . Тогда зоны Френеля примут

вид концентрических окружностей. Проведем расчет поля в области фокуса с

использованием метода Гюйгенса-Френеля-Кирхгофа:

0( ( ( )) 2 ) ( )dSssS

s sdE E w G

dz= −− ∫∫r r r r r ,

где ( )sw r равен 1 и -1 для синфазных и противофазных зон Френеля,

соответственно, а

( ) exp 4s sG ik π− = − −r r r r .

Приведенная формула представляет собой интегральную свертку и

вычисляется с использованием прямого и обратного преобразований Фурье, а

также спектрального разложения Вейля для нормальной производной от

функции Грина [2]:

( ) 2 2 21(r) exp( )exp2

d G iz k u v i ux vy dudvdz π

= − − +∫∫ .

Сравним интенсивности 2F )(E= r сфокусированного поля полученного

рефлектора с параболическим аналогом радиуса 60 см и с тем же расстоянием

до точки фокуса, расположенной на высоте 30 см над плоскостью рефлектора

(рис. 3). Видно, что интенсивность поля, отраженного от параболического

рефлектора, несколько выше. Возникающая проблема потери усиления

решается путем небольшого увеличения размеров плоского рефлектора (рис. 4).

Тем самым будет задействовано большее количество зон Френеля. При этом

наблюдается даже увеличение интенсивности сфокусированного излучения.

Расчет проведен для частоты 12 ГГц.

32

Рисунок 3 - Распределение

интенсивности поля в фокальной

плоскости для параболического (а) и

плоского (б) рефлекторов с

размерами 60 см

Рисунок 4 - Распределение

интенсивности поля в фокальной

плоскости для параболического (а)

рефлектора с диаметром 60 см и для

увеличенного до 80 см плоского (б)

рефлектора

В случае использования всего диапазона рабочих частот спутникового

телевидения системы «ТРИКОЛОР» качество фокусировки несколько

меняется, но остается вполне приемлемым для практического использования

(рис.5). Повысить фокусировку при изменении рабочей частоты можно

простым приближением или удалением облучателя вдоль оси фокусировки.

Рисунок 5 – Фокальное распределение интенсивности поля для

различных частот 12 ГГц (а), 11,7 ГГц (б) и 12,6 ГГц (в)

Проведенное теоретическое и экспериментальное исследование

показывает перспективность использования плоских рефлекторов для создания

высокого коэффициента усиления на тропосферных линиях связи, что может 33

позволить существенно повысить технологичность и доступность

тропосферной связи за счет понижения себестоимости оборудования, прежде

всего рефлектора.


1. Webb G.W., Minin I.V. and Minin O.V. // IEEE Antennas and

Propagation Magazine, 2011, vol. 53, no. 2, April., pp. 77-94.

2. Локшин Г.Р. Основы радиооптики. – Долгопрудный «Интелект»,

2009. – 108 с.

3. Виноградова М.Б., Виноградова М.Б., Руденко О.В., Сухоруков А.П.

Теория волн. - Москва «Наука», 1979. - 384 с.

4. Ахманов С.А., С.Ю. Никитин. Физическая оптика. – Изд-во "Наука",

2004. – 656 с.

5. Антипов В.Б., Цыганок Ю.И., Шипилов С.Э., Якубов В.П. // Патент

на полезную модель, 2014146247 от 18 ноября 2014.

Исследование алгоритма начальной синхронизации частотного

сдвига в системах спутниковой связи Д.Д. Привалов

Руководитель группы

ОАО «ОНИИП» (г. Омск)

В настоящее время одним из перспективных направлений развития

систем спутниковой связи (ССС) является обеспечение широкополосной

передачи данных. Это объясняется все возрастающей потребностью у

населения в высокоскоростном доступе в интернет и телевидении высокой

четкости. В таких системах для передачи высокоскоростного потока данных от

центральной станции к абонентским терминалам используется широко

применяемая технология цифрового широкополосного вещания, реализованная

34

в стандарте DVB-S2 [1, 2]. Данный стандарт основан на применении

высокоэффективного помехозащищенного кодирования, что позволяет

увеличить пропускную способность на значения порядка 30% и более по

сравнению с DVB-S. Кроме того данный стандарт обеспечивает

работоспособность системы при отрицательных значениях сигнал/шум.

Поскольку частотный сдвиг в ССС, вызванный влиянием эффекта

Доплера и низкостабильными генераторами опорной частоты, может достигать

20% и более относительно символьной скорости передачи данных, крайне

важно минимизировать частотный сдвиг до приемлемого уровня еще на

начальном этапе обработки принимаемых сигналов.

Алгоритмы, выполняющие частотную синхронизацию, можно разделить

на три группы: с использованием данных, с использованием символьного

синхронизма и без использования данных [3, 4]. Последние две группы

способны функционировать только при относительно высоком отношении

сигнал/шум, поэтому их применение в подобных системах не целесообразно.

К алгоритмам, использующим данные, относятся, в основном, алгоритмы,

основанные на максимизации отношения правдоподобия. На основе анализа

работ [3-6] для выполнения начальной синхронизации частотного сдвига был

выбран алгоритм Менгали и Морелли [7]. Данный алгоритм использует

значение корреляционной функции между принятыми символами и опорными

пилот-символами для оценки фазового сдвига.

В работе представлено исследование алгоритма Менгали и Морелли,

призванного осуществить начальную синхронизацию частотного сдвига в

системах спутниковой связи. Представлены результаты моделирования,

определяющие характеристики данного алгоритма, его границы применимости,

выявлены преимущества и недостатки.


6. ETSI EN 302 307, “Digital Video Broadcasting (DVB); Second

generation framing structure, channel coding and modulation systems for 35

Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite

applications; Part 1: DVB-S2”, V.1.4.1, November 2014.

7. ETSI TR 102 376, “Digital Video Broadcasting (DVB); User guidelines

for the second generation system for Broadcasting, Interactive Services, News

Gathering and other broadband satellite applications (DVB-S2)”, V.1.1.1, February

2005.

8. Umberto Mengali, Aldo N.D’Andrea. Synchronization Techniques for

Digital Receivers. – New York: Plenum Press, 1997. – 250 p.

9. Dae-young Kim. Synchronization for all Digital receivers // A

dissertation for the degree of doctor of philosophy. – 1997. – 90 p.

10. LUO Wu, LIU An, LIANG Qinglin. Three-Step Carrier Frequency

Offset Estimation Algorithm for Burst-Mode Communications // Chinese Journal of

Electronics. – Vol.19, No.1, January, 2010. – P. 165-169.

11. Jang Woong Park, Myung Hoon Sunwoo, Pan Soo Kim, Dae Ig Chang.

An Efficient Data-Aided Initial Frequency Synchronizer for DVB-S2 // Signal

Processing Systems. – October, 2007. – P. 645-650.

12. Umberto Mengali, M. Morelli. Data-aided Frequency Estimation for

Burst Digital Transmission // IEEE transaction on communications. – Vol. 45, No. 1,

January, 1997. – P. 23-25.

36

Разработка и создание технологии производства

высокоэффективного комплекса цифровой связи для

обеспечения широкополосного доступа к мультимедийным

услугам пассажиров на летательных аппаратах, поездах, водном

и автомобильном транспорте 1А.В. Нестеров, 2Ю.В. Булыгина

1Заместитель генерального директора; 2Инженер 1-й категории технического

центра специальной аппаратуры

ОАО «МНИИРС», г. Москва

Одним из приоритетных направлений развития науки, технологий и

техники в Российской Федерации является развитие информационно-

телекоммуникационных систем.

На сегодняшний день доступ пассажиров самолётов к широкополосным

мультимедийным услугам осуществляется, в основном, за счёт

международных, а по сути американских, глобальных систем спутниковой

связи «Инмарсат» и «Интелсат». Необходимо отметить, что в данных системах

полностью отсутствует место российского разработчика и, тем более

производителя. В настоящее время существует задача снижения

импортозависимости. Это должно носить системный характер. Необходимо

создавать и развивать собственные системы, в том числе, системы связи для

предоставления населению широкополосного доступа к мультимедийным

услугам. В Российской Федерации серийно не производятся и не

устанавливаются на подвижных объектах отечественные абонентские

терминалы на базе земных станций спутниковой связи (ЗССС).

Проект, осуществляемый ОАО «МНИИРС», предполагает комплексные

исследования и разработку отечественных станций спутниковой связи с целью

создания подвижных абонентских терминалов для применения их на различных

типах подвижных объектах в целях предоставления услуг широкополосного

доступа. 37

Разработка направлена на создание абонентского терминала,

представляющего собой комплекс цифровой связи (КЦС) с использованием

ЗССС Кu - диапазона для летательных аппаратов, поездов, водного транспорта

на базе отечественных группировок космических аппаратов, который позволит

обеспечить в движении прохождение необходимого объёма телефонных

переговоров, организацию видеоконференцсвязи, доступа в интернет, приёма

ТВ-сигнала и др.

Состав базового комплекса цифровой связи:

- земная станция спутниковой связи Ku – диапазона;

- навигационная система;

- маршрутизатор линии высокоскоростной передачи данных (ЛВПД);

- коммутатор Ethernet ЛВПД;

- мультисвитч;

- ноутбук.

Рисунок 1 – Структурная схема КЦС

Предлагаемый комплекс цифровой связи, для обеспечения

широкополосного доступа к мультимедийным услугам пассажиров на

38

подвижных объектах, имеет возможность использовать не только ресурсы

космических аппаратов (КА), расположенных на геостационарной орбите

(ГСО), но и рассчитан для работы с перспективными спутниками, находящихся

на высокоэллиптических орбитах (ВЭО). Использование ресурса КА на ВЭО

позволит обеспечить доступ пассажиров к мультимедийным услугам при

нахождении объектов в арктических широтах.

КЦС предполагает:

- подключение нескольких источников Ethernet (не менее 2-х станций

спутниковой связи, GSM-связи, другие внешние источники Ethernet);

- подключение оконечных устройств для обеспечения

видеоконференцсвязи, доступа в интернет, IP-телефонии, просмотра

телевидения, прослушивание радио;

- обеспечение пассажирам просмотра видеофильмов, прослушивание

музыки, доступа к компьютерным играм.

Управление и контроль работы КЦС осуществляется с ноутбука

оператора при помощи специально разработанной программы.

Для каждого вида подвижного объекта учитываются конструктивные

особенности эксплуатации КЦС и разрабатываются рекомендации по его

использованию.

Задача полностью вписывается в программу импортозамещения.

Учитывая возрастающий объём перевозок с использованием мобильных

станций спутниковой связи данная разработка будет иметь значительную

экономическую эффективность.


1. Бернард Скляр. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое

применение. Второе издание, исправленное: Перевод с англ. – М., ИД

«Вильямс»,2003.-1106 с.

39

2. Спутниковая связь и вещание: Справочник. – 3-е изд., перераб. И доп./

В.А. Бартенев, Г.В. Болотов, В.Л. Быков и др.; Под ред. Л.Я. Кантора. – М.:

Радио и связь, 1997.-528 с.

3. Регламент радиосвязи. – Женева: ITU, 2012.

Реализация принципа повторного использования частотного

ресурса на базе универсальной платформы спутникового модема 1А.А. Комаров, 2 И.Н. Рыженко, 3А.С. Андреев, 4А.В. Леонова

1Инженер-программис; 2Ведущий инженер; 3Инженер-программист; 4Инженер-программист

АО «КБ «Искра» (г. Красноярск)

Постоянный рост потребностей в широкополосной передачи данных

через спутниковые каналы связи делает актуальным увеличение эффективности

использования ограниченного частотного ресурса. Существует несколько

методов, увеличивающих эффективность использования частотного ресурса,

таких как использование высоких модуляций в совокупности с

помехоустойчивым кодированием, повторное использование спектра и т.д.

Была разработана система позволяющая повторно использовать частотный

ресурс. В статье представлена функциональная схема и описаны принципы

функционирования. Для удовлетворения собственных потребностей и решения

задачи импортозамещения АО «КБ «Искра» была разработана платформа,

позволяющая реализовать множество разновидностей спутникового модема.

Основной особенностью платформы является возможность

реконфигурации. Использование для цифровой обработки сигналов ПЛИС

(программируемых логических интегральных схем) позволяет по мере

совершенствования алгоритмов обработки сигналов либо принятия новых

стандартов применять их без переработки аппаратной части.

40

На данной платформе реализована топология точка-точка, планируется

реализация топологии звезда. На данный момент поддерживается стандарт

DVB-S2, в дальнейшем будет реализован DVB-S2X.

Рисунок 1 - Структура универсальной платформы

Дальнейшим развитием модема, поддерживающего топологию точка-

точка, является увеличение эффективности использования частотного ресурса

при помощи принципа повторного использования частот. Данный принцип

позволяет использовать одну и ту же полосу частот для передачи информации в

обоих направлениях. Традиционные спутниковые системы связи используют

для приёма и передачи разные полосы, и для обеспечения полнодуплексного

обмена требуется два однонаправленных канала, каждый из которых занимает

свою полосу. Ниже (рис. 2) приведена схема, реализующая данный принцип.

Для получения сигнала переданного адресантом, необходимо вычесть из

принятого сигнала свой собственный, задержанный на время распространения,

в условиях, когда точное время распространения не известно и может меняться

из-за колебаний спутника на геостационарной орбите.

41

Рисунок 2 - Функциональная схема повторного использования частот

При старте системы, исходя из географических координат станции и

расположения спутника, вычисляется начальное предположение о

минимальном значении времени распространения сигнала. После этого

вычисляется значение корреляции принятого сигнала и задержанного на

вычисленное значение, а также большем и меньшем на один отсчёт. После

этого вычисляются значения корреляции принятого сигнала и сигнала,

задержанного на вычисленное время распространения. Также вычисляется

значение корреляции для времен, отличных от расчетного на один отсчет. Для

реализации линии задержки в универсальную платформу включён

дополнительный элемент – внешняя память. В случае если корреляция по

текущему отсчёту больше, чем по соседним, делается вывод о том, что

задержка сигнала определена; иначе предполагаемое время задержки

увеличивается на один отсчёт, а вычисление корреляции происходит снова. Это

позволяет вычислить значение задержки с точностью до одного отсчёта. Далее

происходит более точная подстройка и вычитание из принятого сигнала его

задержанной копии. Для более точного вычитания исходный сигнал

пропускается через адаптивный фильтр. Таким образом, возможно уменьшить

уровень шумов возникающих из-за межсимвольной интерференции сигнала;

главным образом интерференция вызывается нелинейностью оборудования КА

и аналоговых трактов модема. В качестве дальнейшего развития метода

повторного использования частот планируется передача коэффициентов 42

адаптивного фильтра в модулятор, для реализации адаптивного

предыскажения. Адаптивные предыскажения – искажения обратные

искажениям аналогового тракта, вносимые с упреждением. Это позволит

увеличить отношение сигнал/шум на приёмной стороне практически без

увеличения вычислительной сложности.

Рисунок 3 - Спектры сигналов при повторном использовании частот

Преимущество разработанной системы в том, что метод повторного

использования частот реализован на той же аппаратной платформе, что и

предыдущее изделие, спутниковый модем точка-точка, что не требует

дополнительных затрат на переработку аппаратной части. На данный момент

подобные российские разработки отсутствуют, а иностранные аналоги имеют

высокую стоимость.

43

Численный метод прогнозирования параметров функции

когерентности случайного электромагнитного поля 1Ф.Н. Захаров, 2Ю.П. Акулиничев

1Ассистент; 2д.т.н., профессор

каф. РТС, ТУСУР,( г. Томск)

При распространении радиоволн (РРВ) в случайно-неоднородной среде и

над неровной подстилающей поверхностью наблюдаются случайные

флуктуации амплитуды, фазы и поляризации волны. Эти явления описываются

стохастическим волновым уравнением. В настоящее время предложено

большое количество аналитических методов решения такого уравнения [1],

которые используются при различных ограничениях на свойства среды. В

частности, такие методы обычно не позволяют учесть изменение характеристик

среды РРВ вдоль трассы.

Использование численных методов позволяет учесть почти любые

изменения параметров среды в пространстве. Одним из таких методов является

сеточный метод решения волнового параболического уравнения (ПУ) [2].

Сеточный метод предполагает, что область расчёта покрывается прямоугольной

сеткой, а значения напряжённости поля вычисляются в каждом узле этой сетки.

Используя метод ПУ, в марковском приближении были получены уравнения

для моментов волнового поля любого порядка [1]. Уравнение Бете–Солпитера

является интегральным аналогом ПУ для функции корреляци в марковском

приближении. Однако прямое численное решение данного уравнения даже в

лестничном приближении требует большого количества операций: порядка N2,

где N = 2nlogn + 2n – количество операций, необходимое для расчёта

детерминированного поля на одном шаге по дальности, n – количество узлов

сетки поперёк трассы РРВ. Таким образом, возникает задача разработать

экономный метод численного расчёта статистических характеристик

случайного волнового поля в марковском приближении.

Для сокращения объёма вычислений воспользуемся гауссовской 44

аппроксимацией функции пространственной корреляции поля поперёк трассы

РРВ. Такая аппроксимация будет справедлива при многократном рассеянии

электромагнитных волн [3]. В этом случае достаточно вычислить значения

параметров функции корреляции: дисперсию, интервал пространственной

корреляции и преимущественное направление РРВ. Составим отдельные

уравнения для параметров функции корреляции, что позволит сократить объём

вычислений.

На основании принципа Гюйгенса–Френеля [4] поле в некоторой точке q

на следующем шаге по дальности для двумерного случая (координаты

«дальность – высота») определяется взвешенной суммой значений поля на

предыдущем шаге. В этом случае выражение для функции корреляции в точках

q1 и q2 будет иметь вид (см. рисунок 1)

[ ] 22 2 21 2

1 2 1 2 1 221 2

( )exp ( )( , ) ( , ) exp ,

8 ( )pik s s k x pR q q R p p dp dp

l ps sε

ε

σ

λ

∞ ∞

⊥−∞ −∞

− ∆ ∆ = ⋅ − ⋅

∫ ∫

(1)

где * – знак комплексного сопряжения, 2

22( , ) ( )exp ( )

2 ( )pR p p p ik p p

l pσ α

∆∆ = − + ∆

–

функция корреляции ЭМП на расстоянии x от

ИРИ, p = (p1+p2)/2, Δp = p1 – p2, σ2(p) –

дисперсия флуктуаций случайного поля в

точке p, ( )l p – поперечный интервал

корреляции поля в точке p, ( )pα –

направление преимущественного

распространения поля в точке p, s –

расстояние между точками p и q, σε – СКО

флуктуаций относительной диэлектрической проницаемости среды

распространения, lε⊥ – поперечный интервал корреляции неоднородностей

среды. Формула (1) аналогична формуле Цернике [4], только дополнительно

учитывает влияние случайных неоднородностей среды ε.

После выполнения замен переменных p = (p1 + p2)/2, q = (q1 + q2)/2 и

x x+Δx

u(x, p1)

u(x+Δx, q1)

u(x, p2)

u(x+Δx, q2)

s1

s2

Р 1 К ф

45

интегрирования по ∆p = q1 – q2, получаем выражение для поперечной функции

корреляции случайной составляющей волнового поля в неоднородной среде:

( )2( , ) ( )expq p

R q q Q p ik q dpxxπ

∞

−∞

− ∆ = ∆ ∆∆

∫ , (2)

где 22 2

2 2 22 2 2

( ) ( ) 2 ( )( ) exp ( )4 ( ) ( )4 ( ) ( )

p p p q pQ p pp x p xp x p

σ η η αη ρη ρ

− = − − + ⋅ ∆ ⋅ ∆ + ⋅ ∆ ⋅ ,

( ) ( )p kl pη = , 2

22

( )( )

( )p

pl p

ε

ε

σρ

⊥

= .

Дисперсия поля после преобразования корреляционной функции на

интервале Δх определяется выражением:

2 2 2( ) ( ,0) ( ) ( )q R q m q Q p dpx

σπ

∞

−∞

= − =∆ ∫ . (3)

Первая производная по Δq от корреляционной функции гауссовской

формы позволяет определить направление распространения α, а вторая –

интервал пространственной корреляции поля l. Вычислив производные от

функции корреляции (2) получаем формулы для расчёта направления

распространения

( )1

( ) ( ) ( )q q p Q p dp x Q p dpα−∞ ∞

−∞ −∞

= − ⋅ ⋅ ∆ ⋅

∫ ∫ (4)

и интервала корреляции ЭМП поперёк трассы РРВ

( )1/21

22 2 2 2( ) ( ) ( ) ( )l q k q p Q p dp x Q p dp k qα

−−∞ ∞

−∞ −∞

= − ⋅ ⋅ ∆ ⋅ −

∫ ∫ . (5)

Для использования формул (3) – (5) в численном методе расчёта

характеристик случайного поля необходимо интегралы заменить на конечные

суммы по узлам сетки. При этом можно ограничиться суммированием только

нескольких соседних отсчётов, так как ПУ предполагает малоугловое

приближение [1].

Полученные в данной работе соотношения указывают на принципиальную

возможность существенного сокращения вычислительных затрат при

46

численном решении уравнений для статистических характеристик случайного

ЭМП.

Работа выполнена в рамках базовой части государственного задания

(проект 3656) в сфере научной деятельности по заданию 225/2015 на

2015 год.


1. Рытов С.М. Введение в статистическую радиофизику. Ч. II. Случайные

поля / С.М. Рытов, Ю.А. Кравцов, В.И. Татарский. – М.: Наука, 1978. – 464 с.

2. Levy M. Parabolic equation methods for electromagnetic wave propagation. –

London: The IEE, 2000 – 336 р.

3. Акулиничев Ю.П. Предельная форма функции когерентности в слоисто-

неоднородной среде / Ю.П. Акулиничев, А.М. Голиков // Оптика атмосферы. –

1990. – Т. 3, 10. – С. 1060–1063.

4. Борн М. Основы оптики // М. Борн, Э. Вольф. – М.: Наука, 1970. – 720 с.

Имитатор наземного сегмента командно-измерительной системы В. В. Евстратько

Ассистент кафедры «Радиоэлектронные системы»

ФГАОУ ВПО Сибирский федеральный университет ( г. Красноярск)

Для управления космическим аппаратом используется командно-

измерительная система. Управление режимами работы и функциями КА

осуществляется путём передачи из Центра Управления Полётом (ЦУП) по

радиоканалу команд и полётных заданий. По ответному (обратному)

радиоканалу передаются квитанции об исполнении команд и отчёты о

выполняемых функциях.

Для обеспечения безотказной работы командно-измерительной системы

на протяжении всего срока эксплуатации КА, необходимо провести детальные

47

испытания на соответствия всем заявленным характеристикам. Для проведения

таких испытаний используется контрольно-проверочная аппаратура. В статье

рассмотрена реализация имитатора наземного сегмента командно-

измерительной системы КА на оборудовании стандарта PXI.

На рисунке 1 показана структурная схема имитатора наземного сегмента

КИС.

Рисунок 1 - структурная схема узла имитации наземной станции КПА КИС

В режиме имитации тракта «вниз» (прием телеметрии от бортового

сегмента КИС) к ВЧ входу конвертера QM 1004-2-18, при помощи

соединительного кабеля подключается ВЧ выход передатчика КИС.

Минимальный уровень входного сигнала конвертера -18 дБм, что позволяет

работать с оборудованием КИС без дополнительных каскадов усиления.

Конвертер QM 1004-2-18 работает в диапазоне частот (2…18) ГГц и понижает

выходную частоту передатчика КИС до промежуточной (1 ГГц). Далее на ПЧ

сигнал поступает в векторный анализатор PXIe-5663, который представляет

собой квадратурный преобразователь сигналов, состоящий из понижающего

конвертора и АЦП. В результате аналого-цифрового преобразования сигнал

преобразуется в цифровой код, после чего по шине PXI цифровой код

передается в модуль ПЛИС 1 (PXIe-7966R), в котором записана программа

демодуляции и декодирования сигнала в реальном времени. И по шине PXI для 48

дальнейшего анализа информационный сигнал с выхода модуля ПЛИС 1

передается в PXI-ЭВМ PXIe-8135.

Функцию управления потоками данных по шине PXI выполняет

контроллер шины PXI по заранее разработанным сценариям.

Для линии «вверх» из PXI-ЭВМ PXIe-8135 по шине PXI передается

информационное сообщение с кодом команды в модуль ПЛИС 2 (PXIe-7966R),

который генерирует цифровой сигнал в соответствии с выбранным типом

модуляции и помехоустойчивого кодирования. Далее цифровой сигнал

передается по шине PXI в векторный генератор PXIe-5673E, который

представляет собой ЦАП, совмещенный с квадратурным преобразователем

частоты. Векторный генератор формирует аналоговый модулированный и

закодированный сигнал, который на промежуточной частоте 1 ГГц поступает в

конвертер QM 1004-2-18, конвертер повышает частоту ПЧ сигнала до рабочей

частоты приёмника КИС. С ВЧ выхода конвертера по соединительному кабелю

сигнал поступает на вход приемника КИС. Максимальный уровень выходного

сигнала конвертера достигает 24 дБм, что позволяет работать с оборудованием

КИС без дополнительных каскадов усиления.

Благодаря использованию современного оборудования стандарта PXI,

описанный имитатор обеспечивает гибкое изменение параметров (типа

модуляции сигналов, алгоритмов обработки сигналов и типов кодирования

данных и др.). Это значительно упрощает адаптацию имитатора к широкому

спектру контрольно-проверочных задач.

49

Использование конечно-элементных методов для оценки

качественных параметров станции спутниковой связи на этапе

проектирования Д.С. Сватков

Инженер-конструктор


При отсутствии возможности оценить качественные параметры

проектируемой станции спутниковой связи экспериментальными

исследованиями (отсутствует необходимое оборудование, ограничено время,

нет возможности изготовить опытный образец). Возможно, использование

конечно-элементных методов, таких как испытание на ударную нагрузку,

прочность, динамические характеристики и т.д.

Использование CAE продуктов позволяет нам получить характеристику

того, как будет вести себя разработанная на компьютере модель изделия в

реальных условиях эксплуатации. Использование этих продуктов помогают

убедиться в работоспособности изделия, позволяет избежать ненужных

финансовых затрат на изготовление, устранить ошибки при разработке

конструкции.

На мировом рынке предлагаются широкий выбор CAE систем,

позволяющих виртуально проводить испытания на ударную нагрузку,

прочность, тепло, динамику, частотный анализ и пр. Лидирующие позиции

среди программ занимают пакеты ANSIS, NX Nastran, T-FLEX, Solid Works

Simulation.

Для оценки качества мобильной станции спутниковой связи (рисунок 1)

на этапе проектирования, нами предлагается использовать конечно-элементный

метод, с помощью которого можно оценить прочность основных элементов,

динамику, реакцию на ударную нагрузку и т.д.

50

Рисунок 1 – Мобильная станция спутниковой связи в

транспортировочном положении

Испытания проводились с помощью модуля Solid Simulation

программной среды Solid Works.

Процесс расчета конечно-элементным методом делится на этапы:

1 Подготовка модели и ее предварительный анализ.

2 Построение геометрической модели конструкции.

При проведении расчета, компьютерная модель станции была упрощена –

убраны мелкие детали: отверстия, скругления и т.д., не влияющие на результат.

Этот этап включает задание материала модели и его физико – механических

свойств.

3 Задание граничных условий

При различных видах испытаний, модель может быть зафиксирована,

относительно какой либо плоскости или плоскостей. Задается приложенная

нагрузка к конструкции.

4 Создание расчетной (вычислительной) сетки

Существуют различные методы построения расчетной сетки. Существует

структурированная сетка, когда множество сеточных узлов является

упорядоченным. Использование структурированных сеток (по сравнению с

51

неструктурированными) позволяют, как правило, уменьшить

продолжительность расчета и необходимый объем оперативной памяти

компьютера. В Solid Simulation есть возможность создания наиболее

упорядоченной расчетной сетки с высокой плотностью, что обеспечивает более

точный расчет.

5 Анализ полученных данных.

На этом этапе определяются значения перемещений узлов.

Анализируются полученные напряжения, деформации, перемещения в

конструкции, которые отображаются в виде раскрашенных зон с различной

интенсивностью цветов в зависимости от величины соответствующих числовых

значений (рисунок 2).

Рисунок 2 – Напряжение

На рисунке 2 показаны результаты исследования станции спутниковой

связи на удар с высотой падения 2 м. Из рисунка видно, что максимальное

напряжение сосредоточено в углах сгибов зажима. Из анализа результатов

можно сделать заключение, что конструкция скобы внутри сборки нуждается в

52

изменении, возможна замена материала детали на материал с более высоким

пределом текучести.

Аналогичным образом были проведены исследования на прочность при

ударной нагрузке различной интенсивности, расчетной ветровой нагрузке,

определены некоторые параметры динамического качества изделия, что

позволило на этапе проектирования внести необходимые конструктивные

изменения и получить данные для дальнейших исследований.

Узловая модель распределения трафика для перспективных

спутниковых сетей связи Д.Ю. Пономарев

Доцент, канд. техн. наук

Сибирский государственный аэрокосмический университет им. акад.

М.Ф.Решетнева ( г. Красноярск)

На сегодняшний день значительно возросла роль мобильных систем, как

решающих задачу предоставления доступа к информационным ресурсам

практически по всему миру. Несмотря на достижения технологий сетей

мобильной связи, формирование глобальной зоны обслуживания возможно

только при использовании спутниковых сетей. Однако, при обработке

мультимедиа потоков спутниковые сети обладают рядом недостатков, что

обусловлено спецификой построения спутниковых систем передачи

информации. Технологии перспективных спутниковых сетей связи предлагают

снижение влияния некоторых недостатков [1-3], например, переносом функций

маршрутизации на орбиту и использовании межспутниковых линий.

Рассматриваемая в данной работе спутниковая сеть связи состоит из трех

спутниковых систем, связанных по принципу «каждая с каждой».

Взаимодействие спутниковых систем обеспечивается путем использования

межспутниковых линий связи [2,3]. Задача состоит в создании модели

спутниковой сети, позволяющей в реальном масштабе времени отражать 53

состояние данной сети с целью осуществления возможности по снижению

перегрузки сети путем перераспределения трафика по узлам сети.

В данной работе рассматривается метод формирования моделей

распределения потоков в перспективных спутниковых сетях с использованием

тензорного анализа с целью учета процессно-структурного взаимодействия. В

качестве инварианта использовано модифицированное выражение загрузки [4]

в виде: ,λ µρ= где: λ – интенсивность поступления пакетов в систему

распределения информации, µ – интенсивность обслуживания пакетов в

системе, ρ – загрузка системы. Использование данного выражения в тензорной

нотации позволяет найти распределение интенсивностей потоков по сети с

учетом ее топологии.

В работе рассматривается модель сети, которая определяется, как

исходная сеть, уравнение поведения которой записывается, как: .α αααλ µ ρ= Для

применения тензорного анализа сетей к поставленной задаче определяется

примитивная сеть, как декомпозиция исходной сети, и описывается, как:

.β βββλ µ ρ= Для введения топологической информации в тензорную модель

используется вспомогательная сеть, описываемая уравнением: .β β ββλ µ ρ′ ′ ′

′=

В работе определены тензор и формулы преобразования. Тензор

преобразования это геометрический объект, связывающий переменные

примитивной и вспомогательной сети. Уравнение преобразования тогда

записывается, как: Aββ β βρ ρ′ ′= , где βρ – тензор загрузок систем для

примитивной сети; βρ ′ – тензор загрузок систем вспомогательной сети; Aββ

′ –

тензор преобразования загрузок. Тензор преобразования определяет

преобразование координат при переходе от примитивной к вспомогательной

системе. Правила преобразования записываются в виде: для тензора

интенсивностей поступления ( )t

Aβ β ββλ λ′ ′= и для тензора интенсивностей

обслуживания, ( ) .t

A Aβ β β ββ ββ βµ µ′ ′ ′ ′= Таким образом, основным уравнением

является:

54

( ) ( ) .t t

A A Aβ β β ββ ββ β β βλ µ ρ′ ′ ′

′= (1)

Используя данное уравнение можно найти распределение трафика в

исследуемой спутниковой сети. Для этого необходимо решить уравнение (1)

относительно загрузок систем вспомогательной сети ( βρ ′ ). Загрузки в исходной

сети находятся, как:

.Aββ β βρ ρ′ ′= (2)

Распределение трафика определяется исходя из выражения (2) в виде:

.β βββλ µ ρ=

В работе получены численные результаты для модели спутниковой сети,

состоящей из трех спутников. Структура модели исследуемой спутниковой

сети сформирована в соответствии с алгоритмом, представленным в [4]. Таким

образом в структуре модели общее число систем составляет 31, пятнадцать из

которых соответствуют реальным системам, шесть мнимых систем

обеспечивают распределение трафика в парах источник-получатель, остальные

мнимые связаны с формированием узловой топологии. Решение составленного

для исследуемой сети уравнения (1) позволило найти узловые загрузки, и

использование выражения (2) обеспечило нахождение распределения трафика в

исследуемой сети с загрузкой систем, не превышающей единицы.

Полученные результаты позволяют сделать вывод о возможности

применения узловой модели для анализа распределения трафика в

перспективных спутниковых сетях связи с организацией межспутниковых

каналов связи.

В качестве заключения можно отметить следующее. Перспективные

спутниковые сети связи предполагают наличие большого количества систем,

связанных друг с другом сложной и динамически изменяющейся топологией.

Тензорный анализ сетей, как обеспечивающий учет процессно-структурного

взаимодействия, проявляющегося в исследуемых сетях, обладает высокой

гибкостью применения и обеспечивает хорошую формализуемость проектных

процедур для решения данной задачи, что в свою очередь позволяет решать

55

задачи динамического управления спутниковыми сетями связи и обеспечить

хорошую масштабируемость данных сетей как при изменении структуры и

внедрении новых технологий спутниковой сети.


1. Sun Zhili. Satellite networking : principles and protocols - Second edition.

– The Atrium, Southern Gate, Chichester, West Sussex : John Wiley & Sons Ltd.,

2014. – 508 p.

2. Фатеев В.Ф., Каргу Д.Л. Перспективная сеть передачи данных для

локальной группировки малых космических аппаратов // Известия вузов.

Приборостроение. – 2009. – Т. 52. – 4. – С. 46–50.

3. Низкоорбитальная космическая система персональной спутниковой

связи и передачи данных / Под ред. А.И.Галькевича. – Тамбов: «Издательство

Юлис», 2011.

4. Пономарев Д.Ю. Исследование характеристик пакетных сетей

узловым методом тензорного анализа // Программные продукты и системы. –

2009. – 4. –C. 65-69.

Анализ динамических характеристик

гиростабилизированного антенного устройства Т. Е. Симович

Инженер-конструктор


Системы пространственной стабилизации антенн станций спутниковой

связи, установленных на подвижных объектах, работают в условиях быстрых

воздействий качек и рыскания. Частоты качки составляют от десятых долей до

единиц Герца [1]. Допустимые же при этом ошибки систем стабилизации

ограничены весьма малыми величинами, составляющими единицы и десятые

доли угловых минут. Поэтому в большинстве случаев система 56

пространственной стабилизации должна обладать высокими динамическими

качествами с точки зрения эффективного парирования эволюций объекта, на

котором она установлена.

При рассмотрении динамики системы стабилизации за основу был принят

метод логарифмических амплитудных характеристик (л. а. х.) [2]. При синтезе

системы методом л. а. х. наиболее просто оценивать ее запас устойчивости по

показателю колебательности, для определения величины которого необходимо

и достаточно, чтобы амплитудная частотная характеристика системы не

заходила в «запретную» зону. Последняя определяется видом амплитудной

частотной характеристики вблизи частоты среза, т.е. частоты, где ордината л. а.

х. равна нулю (см. рисунок 1а). Желаемая л. а. х. системы, должна быть

расположена в области низких частот не ниже контрольной точки Ак (рисунок

1б).

а) л. а. х. системы с люфтом или упругостью б) запретная область

Рисунок 1 – Логарифмически амплитудная характеристика

Расширение полосы пропускания (повышение точности системы) не

позволяют осуществить конструктивные резонансные явления (qbэ, qb см.

рисунок 1а). Поэтому требуется проведение модального и гармонического

анализа конструкции антенны. Обычно, для обеспечения требуемой точности

системы гироскопической стабилизации необходимо, чтобы собственные

частоты по всем осям вращения системы, были в 3 – 4 раза выше значения

базовой частоты системы [3].

57

В данной работе базовая частота системы f0 рассматривается как входной

параметр, и равна 5 Гц. Для нахождения собственных частот используется

конечно-элементный метод моделирования, который позволяет улучшить

качество результатов расчета и существенно сократить время решения задачи.

Путем редактирования и упрощения конструкции строится расчетная

конечно-элементная модель для исследования конструктивной жесткости

антенны (см. рисунки 2а, 2б).

а) геометрия б) конечно-элементная сетка

Рисунок 2 – Конечно-элементная модель антенны

По полученной конечно-элементной модели проводится модальный

анализ (см. рисунок 3), для нахождения собственных частот колебания

системы.

Рисунок 3 – Модальный анализ

58

А также, для выявления опасных значений собственных частот системы,

проводится гармонический анализ конструкции антенны (см. рисунок 4).

Рисунок 4 – Гармонический анализ конструкции в направлении OY

Из проведенных расчетов установлено, что полученная в результате

расчета наименьшая собственная частота, ~9 Гц, не обеспечивает требуемую

полосу пропускания, что не удовлетворяет условиям качественной работы

системы гироскопической стабилизации, а, следовательно, данную

конструкцию необходимо модифицировать, с целью увеличения ее

конструктивной жесткости.

Полученные в ходе выполнения работы данные, учитываются в

разработке элементов комплексной методики проектирования антенных систем,

с целью улучшения их конструктивной жесткости и динамических

характеристик.


1 Канунникова Е. А. Расчетно-экспериментальное исследование

динамических характеристик антенных устройств космических аппаратов //

Космическая электромеханика. – 2009. – С. 17 – 20.

2 Бесекерский В. А., Фабрикант Е.А. Динамический синтез систем

гироскопической стабилизации. М. : Судостроение, 1968. 351 с.

3 Бесекерский В. А. Теория систем автоматического регулирования. М. :

Наука, 1966.

59

Композиционные материалы для решения задач

электромагнитной совместимости 1В.И.Сусляев, 2В.А.Журавлев, 3Е.Ю.Коровин, 4К.В.Дорожкин,

5Т.Д.Малиновская, 6С.В. Мелентьев, 7С. Ю. Языков

1Директор ЦКП «Центр радиоизмерений ТГУ», канд. ф.-м. наук, доцент 2Доцент кафедры радиоэлектроники, канд. ф.-м. наук, доцент 3Доцент кафедры радиоэлектроники, канд. ф.-м. наук, доцент

4Инженер ЦКП «Центр радиоизмерений ТГУ»

Национальный исследовательский Томский государственный университет; 5 Ведущий научный сотрудник д-р химических наук, профессор

Сибирский физико-технический институт имени академика В.Д. Кузнецова; 6Зав. учебно-научной лабораторией. «Наноматериалы и нанотехнологии»,

к.т.н., Томский государственный архитектурно-строительный университет,

7Инженер, открытое акционерное общество «Научно-производственный

центр «Полюс» (г.Томск)

Активное использование высокочастотной и импульсной

радиоэлектронной аппаратуры порождает проблемы, связанные с обеспечением

электромагнитной совместимости. Эти проблемы могут решаться применением

современных композиционных материалов, сочетающих высокие адгезийные

свойства, гибкость, стойкость к агрессивным средам и другим внешним

воздействиям с эффективным взаимодействием с электромагнитным

излучением [1].

Защита аппаратуры может достигаться применением отражающих

экранов или поглощающих покрытий, способных сохранять свои

электромагнитные характеристики в широком диапазоне электромагнитного

излучения.

Известно [1], что композиты с углеродными наполнителями с разной

концентрацией активной фазы могут обладать свойствами отражателей или

поглотителей электромагнитное излучение. 60

В данной работе рассмотрены электромагнитные параметры и

электромагнитный отклик от однослойных композитов двух видов: 1.с

наполнителями, в качестве которых использованы порошки: гексаферрита,

нержавеющей стали марки Х17Н2; 2. углеродных структур.

Наполнители с магнитными свойствами наиболее эффективно работают

на металлических поверхностях защищаемых объектов, поскольку при падении

электромагнитной волны на таких поверхностях формируется пучность

магнитного поля [2,3]

В качестве полимерного связующего для материалов первого вида

выбрана порошковая полиэфирная краска ОХТЭК-1 (ООО «Технос-Охтэк»,

Россия) (средний размер частиц 71-50 мкм, насыпная плотность 0,65 г/см3)

имеющая высокие антикоррозионные и физико-механические характеристики

[4].

Связующим для композитов другого вида являлся материал на основе

полиуретана (двухкомпонентный полиуретановый лак VM 700 GLOSS) [5]. В

качестве активной фазы применялись углеродные наполнители: канальная сажа

К-163 (средний размер частиц – 25 нм); коллоидно-графитовый препарат С-1

(средний размер частиц – 61 нм) и, графита элементный ГЭ-3 (средний размер

частиц – 84 нм) [6].

Измерения электромагнитных характеристик и электромагнитного

отклика произведены на оборудовании ЦКП «Центр радиофизических

измерений, диагностики и исследования параметров природных и

искусственных материалов» (e-mail: [email protected]) [7] в диапазоне частот

26 – 260 ГГц.

Для проведения исследований использовались плоские образцы

композиционного покрытия.

Показано, что исследованные композиты эффективно взаимодействуют с

электромагнитным излучением, поглощая либо отражая электромагнитное

излучение, что обеспечивает сохранность аппаратуры от возмущающего

действия внешних источников естественной или антропогенной природы. Так 61

mailto:[email protected]

углеродные наполнители в диапазоне 26 – 260 ГГц при концентрациях более 10

мас. % могут применяться как отражающие покрытия, а при концентрации до 5

мас. % – как покрытия, снижающие уровень прошедшего сигнала.

В результате исследования выявлены наиболее эффективные композиты,

отвечающие требованиям, предъявляемым к многофункциональным

композиционным материалам и даны рекомендации по повышению

эффективности взаимодействия изученных материалов.


1. Mazov Ilya, Kuznetsov Vladimir, Romanenko Anatoly and Suslyaev

Valentin Properties of MWNT-Containing Polymer Composite Materials Depending

on Their Structure Composites and Their Properties, Chapter 3, стр. 37-

60. http://dx.doi.org/10.5772/48245

2. Suslyaev V.I., Zhuravlev V.A., Dotsenko O.A., Babinovich A.N..

Composite radio-absorbing material based on carbonyl iron for millimeter

wavelength range. Russian Physics Journal. 8 (2008) 874–876.

3. Кулешов Г.Е., Доценко О.А., Кочеткова О.А. Электромагнитные

характеристики защитных покрытий на основе порошков гексаферритов,

углеродных наноструктур и мультиферроиков / // Ползуновский вестник. –

2012. – 2. – С. 163–167.

4. Языков С.Ю., Даммер В.Х., Панин С.В., Овечкин Б.Б.

Антистатические композиционные покрытия для защиты магниевых сплавов на

основе порошковых красок, обработанных в планетарной шаровой мельнице //

Известия Томского политехнического университета. – 2014. – Т. 325. – 2. –

С. 105–113.

5. Малиновская Т.Д., Сусляев В.И., Меленьтьев С.В.,. Дорожкин К.В.

Электрофизические и теплофизические характеристики полифункционального

композиционного материала на основе полиуретана // Изв. вузов. Физика.–

2014.– Т.57.–8.– С.80–83

62

http://dx.doi.org/10.5772/48245

http://www.scopus.com/record/display.url?origin=AuthorProfile&view=basic&eid=2-s2.0-78751610988

http://www.scopus.com/record/display.url?origin=AuthorProfile&view=basic&eid=2-s2.0-78751610988

6. Сусляев В.И., Кузнецов В.Л., Журавлев В.А., Мазов И.Н., Коровин

Е.Ю., Мосеенков С.И.. Дорожкин К.В.. Исследование электромагнитного

отклика полимерных композитных материалов, содержащих углеродные

наноструктуры в диапазоне частот 10 МГц - 1,1 ТГЦ // Известия высших

учебных заведений. Физика. 2012. –Т. 55. – 8.– С. 103-108

7. The electronic resource: http://www.ckp.tsu.ru/ckp_3/.

Микрополосковый ограничитель мощности с ВТСП

управляющим элементом И. В. Говорун

к.т.н., ведущий технолог, ФГБУН ИФ СОРАН,

инженер 2-й кат., ОАО «НПП «Радиосвязь» (г. Красноярск)

Представлено устройство защиты от мощного радиоизлучения на основе

пары микрополосковых резонаторов, связь между которыми в рабочей полосе

частот осуществляется через третий резонатор с пленочным элементом из

ВТСП. При поступлении на вход устройства радиосигнала, мощность которого

превосходит некоторый порог, пленочный элемент переходит в нормальное

состояние, в результате происходит ограничение мощности за счет отражения

от входа. Макет устройства с центральной частотой 8 ГГц и относительной

шириной полосы пропускания 9 % обеспечивает подавление сигнала в режиме

ограничения более чем на 30 дБ. На рисунке 1 приведена передаточная

характеристика. Из нее видно, что устройство переходит в режим ограничения

при входной мощности 150 мВт, а уровень просачивающейся мощности не

превышает 6 мВт при входной мощности в 40 Вт.

63

http://elibrary.ru/contents.asp?issueid=1142153

http://elibrary.ru/contents.asp?issueid=1142153

http://elibrary.ru/contents.asp?issueid=1142153&selid=20282745

http://www.ckp.tsu.ru/ckp_3/

8

10

12

6

4

2

0

Рвх,

мВ

т

Рвых, мВт 10000 20000 30000 40000 0

частота, ГГц

6 7 8 9 10

поте

ри, д

Б

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

1

2

Рисунок 1- Слева частотные зависимости коэффициента прохождения

устройства защиты: 1 – в открытом, 2 – в закрытом состоянии. Сплошные

линии – результаты моделирования, пунктир – экспериментальные данные

Справа передаточная характеристика устройства защиты на частоте 8 ГГц.

Были проведены измерения изменения частотной зависимости вносимых

потерь в полосе пропускания устройства защиты от входной мощности,

изменяющейся в диапазоне от –15 дБм до +20 дБм при различных

длительностях импульса входного сигнала (3 мкс, 298 мкс, 5 мс и непрерывный

режим). Измерения показали, что потери в полосе пропускания зависят от

поступающей на вход устройства мощности: при увеличении последней

вносимые потери увеличиваются, но при этом изменение величины вносимых

потерь в полосе пропускания не зависит от длительности импульса. Это

означает, что устройство переключается за время, не превышающее

длительности фронта импульса.


1. Говорун И.В. «Микрополосковое устройство защиты от мощного

радиоизлучения с активным элементом из ВТСП пленки», Успехи современной

радиоэлектроники, 2014, 12, стр. 46-48.

2. Беляев Б.А., Говорун И.В., Лексиков А. А., Сержантов А.М.

«Устройство защиты от радиоимпульса на микрополосковой структуре с

64

пленкой высокотемпературного сверхпроводника», Письма в ЖТФ, 2012, том

38, вып. 5, стр.19-27.

Оценка вероятности ошибки при использовании BPSK и комбинированной BPSK/FM модуляции

1Т.А. Зубов, 2 В.В. Сухотин

1Студент магистратуры, 2 курс; 2к.т.н., доцент кафедры РЭС

СФУ, Институт инженерной физики и радиоэлектроники, (г. Красноярск)

С бурным развитием применения цифровых видов модуляции в системах

спутниковой и тропосферной связи, а также вещания встает вопрос об оценке

эффективности того или иного вида модуляции. Одним из важных критериев

оценки является вероятность ошибки. Данной тематике посвящено ряд статей, в

том числе [1], однако оценка ведется исключительно для цифровых видов

модуляции. Проведем оценку вероятности ошибки при использовании BPSK и

комбинированной BPSK/FM модуляции.

Известно, что на достоверность передачи влияют два основных фактора:

искажения и снижение отношения сигнал/шум [2, стр. 30]. Одним из критериев

качества сигнала в аналоговой связи, как известно [2, стр. 146], является

отношение средней мощности сигнала S к средней мощности шума N (ОСШ).

В цифровой связи в качестве критерия качества используется нормированное

версия /S N - отношение энергии бита bE к спектральной плотности

мощности шума 0N . Зависимость этих критериев можно записать следующей

формулой:

0

bE S WN N R

= , (1)

где W - ширина полосы пропускания шума; 65

R - скорость передачи битов;

0N N W= - спектральная мощность шума.

На рисунке 1 показана структурная системы связи с BPSK модуляцией (a)

и комбинированной BPSK/FM (б).

Рисунок 1 – Структурная схема системы связи с BPSK модуляцией (a) и

комбинированной BPSK/FM (б)

Используя формулу 1) и структуру приемника, определим нормированное

ОСШ на выходе BPSK детектора:

0 0

1b BPSK ПРМ

BPSK ЭБЛТ

E PN N R

= ⋅, (2)

Учитывая структуру приемника BPSK/FM и зависимость полосы FM

сигнала от ширины полосы модулирующего его BPSK сигнала [3, стр.394]

получим нормированное ОСШ для BPSK/FM приемника:

( )/

0 / 0

b BPSK FM b BPSKFM

BPSK FM BPSK

E E K mN N

= ⋅, (3)

где

( )23

2 (1 )FMmK m

m m⋅

=⋅ + + ,

66

m - индеек модуляции FM.

( )FMK m определяет зависимость ОСШ при использовании

последовательной модуляции BPSK/FM от модуляции BPSK, учитывая

изменение полосы частот комбинированного сигнала, которое выражено в

знаменателе.

На основе выведенных формул построим кривые вероятности ошибки для

двух видов модуляции. Для BPSK модуляции вероятность ошибки (BER) будет

выглядеть следующим образом [2, стр.237]:

_0 0

2b bВ BPSK

E EP QN N

⋅= , (4)

Где ( )Q x - гауссов интервал ошибок

Для комбинированной модуляции BPSK/FM вероятность ошибки будет

определяться следующим образом:

( )_ /0 0

2,b bВ BPSK FM FM

E EP m Q K mN N

⋅= , (5)

На рисунке 2 приведены соответствующие зависимости.

Рисунок 2 – Вероятность ошибки BPSK и BPSK/FM: а) 2m = ; б) 1.2m =

а) б)

67

При 2m = (рис. 2.а) кривая комбинированного сигнала сдвигается влево

относительно кривой сигнала с BPSK модуляцией, а при 1.2m = (рис.

2.б) - вправо.

Применение BPSK/FM структуры приемника приводит к усложнению и

увеличению стоимости приемника, а также к увеличению полосы частот.

Однако последовательное использование этих двух модуляций может

обеспечить нужное значении BER при меньшем отношении энергии бита к

спектральной мощности плотности шума, кончено, при индексе модуляции

1.607m > , в прочих случаях такое усложнение приводит к ухудшениям.


1. Расчет вероятности ошибки в цифровых каналах связи. С. Н. Песков,

А.Е. Ищенко. Журнал «ТЕЛЕ-СПУТНИК» 11(181), СПб: изд. "Телеспутник ".

с. 70-75. ноябрь 2010г.

2. Скляр Бернард. Цифровая связь. Теоритеческие основы и практическое

применение М.: Издательский дом «Вильямс». 2007. 1104с.

3. Колосовский Е.А. Устройства приема и обработки сигналов. Учебное

пособие для вузов. М: Горячая линия – Телеком, 2007. 456с.

68

Системы связи. Особенности организации и обеспечения

связи в Арктическом регионе 1А.Н. Фролов, 2А.Ю. Строкова, 3В.Г. Коннов, 4В.М. Николаенко

1 Главный конструктор ОКР АО «НПП «Радиосвязь»; 2 Инженер-

конструктор АО «НПП «Радиосвязь», аспирант ФГАОУ ВПО «Сибирский

федеральный университет»; 3 Технический директор АО «НПП «Радиосвязь» (г. Красноярск)

4 Ведущий научный сотрудник отдела управления, канд. техн. наук

ФГБУ 16 ЦНИИИ МО РФ (г. Мытищи)

Арктический регион становится зоной повышенных интересов со

стороны Государства в части освоения природных ресурсов региона, развития

транспортной и пограничной инфраструктуры, а также информационно-

телекоммуникационной среды. В данной статье рассматриваются предложения

по развитию системы связи, предназначенной для обеспечения

информационным обменом, в первую очередь, сил, направленных на

укрепление национальной безопасности арктического региона.

В широтах крайнего Севера ограничена или невозможна организация

спутниковой связи через искусственные спутники земли (ИСЗ), находящиеся на

геостационарной орбите (ГСО). В данном районе угол места (угол видимости)

для работы на такие спутники может составлять от единиц градусов до

отрицательных значений. Единственный способ организации

высокоскоростных каналов спутниковой связи - это обеспечение работы через

ИСЗ, находящиеся на высокоэлептической орбите (ВЭО). Станция должна

обеспечивать быстрое развертывание, автоматическое наведение на

ретранслятор и круглосуточную работу в суровых климатических условиях.

Предприятием АО «НПП «Радиосвязь» разработан комплекс средств

спутниковой связи, обеспечивающий работу как через ИСЗ на ГСО, так и на

ВЭО с предоставлением высокоскоростных каналов, в том числе и при работе в

движении. 69

В ряде случаев целесообразно использовать альтернативные

спутниковым системам средства связи. Таким средством связи является

тропосферная связь. Тропосферные станции связи обладают высокой

надежностью, хорошей электромагнитной совместимостью, высокой

пропускной способностью. Каналы связи, организованные с помощью

тропосферных станций, не нарушаются в условиях Заполярья при наличии

северного сияния и магнитных бурь.

Новейшие цифровые станции тропосферной связи, создаваемые

предприятием АО «НПП «Радиосвязь» с использованием современных методов

обработки и формирования сигналов, обеспечивают надежную

помехозащищенную связь с высокой пропускной способностью в интересах

силовых ведомств и компаний, ведущих активную хозяйственную деятельность

в Арктическом регионе. Данные средства связи позволяют организовать

устойчивый канал связи между объектами, расположенными на расстоянии в

несколько сотен километров, при этом не требуют дополнительных затрат,

кроме приобретения самих средств, например, таких как аренда спутникового

ресурса, в случае использования спутниковых станций.

В районе крайнего Севера предприятием АО «НПП «Радиосвязь» были

организованы тропосферные линии связи со скоростью передачи

информационного потока до 2048 кбит/с.

70

Двухспиральный облучатель обратного излучения C-диапазона 1А.Д. Беляев, 2А.В. Таганов, 3А.Н. Кудисов

1Ведущий инженер-конструктор; 2Нач. сектора;

3Инженер-конструктор 3-й кат.


Создание не больших по размеру антенн C-диапазона для работы в

движении (с рефлектором Ø400…500мм), носимых (с рефлектором Ø600мм),

различного рода мобильных станций встречает ряд труднопреодолимых

проблем. Волноводная облучающая система с классическим 90º-градусным

поляризатором для осесимметричной двухзеркальной антенны типа Кассегрена

имеет большие габаритные размеры и может быть использована с рефлектором

диаметром 1.5 м или более. Существующие двухспиральные облучатели для

прямофокусных (однозеркальных) допускают использование в рефлекторах

порядка 900мм (коэффициент формы - f/d=0.5). Основные их недостатки –

большой вынос облучателя, что обуславливает большой механический момент

системы и большую площадь ометаемой поверхности, что не приемлемо для

станций работающих в движении и укрытых РПУ. Сокращению размеров

рефлектора препятствует и большой уровень отражения от рефлектора,

возрастающий с уменьшением его размера и приводящий к рассогласованию

системы и провалам величины коэффициента эллиптичности. В связи с этим в

КБ АО НПП «Радиосвязь» был разработан облучатель с двумя совмещенными

спиралями обратного излучения, работающий в C-диапазоне. Внешний вид

облучателя представлен на рис. 1 а).

71

Рисунок 1 - а) Внутреннее устройство облучателя, б) Зеркальная антенна

со спиральным облучателем обратного излучения

Облучатель представляет собой две спирали (приёмную и передающую)

с противоположными направлениями навивки на диэлектрических каркасах.

Обе используемые спирали – обратного излучения. Основная трудность при

проектировании этой системы заключатся в том, что передающая спираль

(меньшего диаметра) излучает через витки приёмной спирали , что

обуславливает их сильную электромагнитную связь. Геометрические размеры

обеих спиралей и их взаимное расположение оказывает влияние на

электрические параметры сразу в двух диапазонах: приёмном и передающем. В

ходе длительной работы по отработке параметров облучающей системы были

определены оптимальные размеры системы: диаметры и углы намотки

спиралей, их взаимное положение , размеры и форма экранов и т.д. Очень

компактная оптимизированная облучающая система обеспечивает работу в

полных диапазонах приёма и передачи с коэффициентом эллиптичности не

менее 0,8.

Некоторые характеристики. Коэффициент использования поверхности

0.6, коэффициент эллиптичности не хуже 0.8, уровень первых боковых

лепестков не превышает уровня -11Дб.

В заключение можно сказать, что разработанный облучатель сочетает в

себе такие качества, как компактность, малый вес и простоту использования, 72

что позволяет использовать его как в носимых антеннах, так и в антеннах

укрытых РПУ на подвижной технике.


1. Антенны и устройства СВЧ. Расчет и проектирование антенных решеток

и их излучающих элементов. Под редакцией профессора Воскресенского Д.И.

Учебное пособие для вузов. М. Изд-во «Советское радио», 1972, стр.320.

2. Юрцев О.А., Рунов А.В., Казарин А.Н. Спиральные антенны. М.,

«Сов.радио», 1974, 224с.

Высокочастотный широкополосный ГУН на основе линии

задержки 1С. А. Завьялов, 2К. В. Мурасов, 3Р. А. Вольф, 4Р. Р. Фахрутдинов

1К.т.н., доцент; 2,3Научный сотрудник; 4Инженер

ФГБОУ ВПО «ОмГТУ», (г. Омск)

Высокочастотные ГУН находят широкое применение в различного рода

умножителях частоты, формирователях несущей частоты и т.д.

Среди основных вариантов построения высокочастотных ГУ можно

выделить LC, КМОП, МЭМС и ГУН, основанные на линиях задержки. В

каждом конкретном случае, в зависимости от требований, предъявляемых к

ГУН по уровню фазовых шумов, ширине полосы перестройки, характеристике

управления, стоимости, технологичности и т.д., может быть выбрано

оптимальное техническое решение.

В работе рассматривается реализация ГУН с центральной частотой 3,2 Гц

в одном из стандартных технологических процессов КМОП 180 нм. В рамках

проводимого исследования использование схем LC генераторов является

затруднительным ввиду не реализуемости катушек индуктивности в

используемом техпроцессе. В то же время малые коэффициенты усиления на

требуемой частоте и значительные задержки распространения сигнала, 73

ограничивающие количество используемых каскадов усиления, исключают

использование схем дифференциальных генераторов.

ГУН на основе линии задержки реализован с использованием четырех

оптимизированных инверторах и одного элемента или-не, при помощи

которого реализовано управление работой ГУН. Управление частотой

генератора осуществляется путем изменения нагрузки, подключенной к выходу

одного из инверторов. Цепь нагрузки состоит из последовательно включенной

емкости и МОП-транзистора. Полоса перестройки ГУН определяется

величиной емкости конденсатора. При увеличении управляющего напряжения

на затворе МОП-транзистора происходит уменьшение частоты колебаний ГУН.

Система была реализована на основе технологического процесса КМОП

180 нм и занимает площадь кристалла 0,004154 мм2 (67 мкм × 62 мкм).


1. Tiebout, M. Low Power VCO Design in CMOS / Marc Tiebout. – Munich:

Springer, 2006. – 127 p.

2. Razavi, B. RF Microelectronics / Behzad Razavi. – .New York : Printece

Hall, 2011. – 916 p.

Система запитки совмещенной полнодиапазонной антенной

решетки С-диапазона 1С.И. Глебов, 2А.В. Таганов, 3В. В. Атласова, 4М.В. Гаврюшов

1Ведущий инженер-конструктор;2Нач. сектора 4031; 3Инженер-конструктор 3-й кат.;4Инженер-конструктор 3-й кат.


Разработана совмещенная антенная решетка, предназначенная для работы

в составе станции Лощина (С диапазона). Антенная решетка представляет

собой конструкцию из многослойной печатной платы, объединенную с

74

микрополосково-коаксиальной системой запитки. Система запитки, состоит из

мостов и фидерных линий, которые располагаются на отдельной плате и

складывает сигналы от четырех антенн. Разрабатываемая антенная решётка

должна работать в двух диапазонах частот, диапазон частот приема 3.4 ГГц –

3.9 ГГц, диапазон частот передачи 5.725 ГГц – 6.225 ГГц. Разделение

диапазонов приема и передачи осуществляется за счёт различных направлений

поляризации.

Антенная решетка (Рисунок 1) состоит из четырех плат: плата 1 с

пассивными излучающими элементами; плата 2 с активными излучающими

элементами (96 передающих и 48 приемных) (Рисунок 2); плата передачи -

микрополосковая плата системы запитки на передачу(Рисунок 3); плата приема

- микрополосковая плата системы запитки на прием (Рисунок 4). При этом

плата 2 и плата передачи образуют единую многослойную плату. Система

запитки на передачу состоит из микрополосковой платы передачи,

коаксиального моста на 4 выхода "МК6-14" и коаксиального моста на три

выхода "МК6-13". Система запитки на прием состоит из микрополосковой

платы приема и коаксиального моста, суммирующего сигналы с 6 входов

"МК4-61". Выход передачи АР - разъем SMA (m) моста "МК6-13", вход приема

АР - разъем N типа (f) моста "МК4-61".

Рисунок 1 – Структура антенной решетки

75

Рисунок 2 – Плата с пассивными излучающими элементами

Рисунок 3 – Плата с активными излучающими элементами

Плата передачи содержит 12 фрагментов системы запитки, в которых

сигнал передатчика поданный на вход разделяется на 8 выходов к активным

излучающим элементам передачи платы 2 (Рисунок 4). Также на плате

расположены разъемы, передающие сигнал от 48 активных приемных

элементов к системе запитки приема.

76

Рисунок 4 – Плата передачи

Рисунок 5 – Плата приема

Результаты расчета:

77

Расчёт антенны дал следующие результаты:

- Коэффициент усиления по приему не менее 19,5 дБ, по передаче не

менее 22,5 дБ.

- Коэффициент эллиптичности антенной решётки Кэ не менее 0.89.

Расположение мостов по результатам компоновки представлен на

рисунке 6. 78

Рисунок 6 – Расположение мостов "МК6-14", "МК6-13", "МК4-61

Мост "МК6-14" (Рисунок 6) делит сигнал передатчика на 4 составляющих

с заданными фазами, обеспечивает левую круговую поляризацию. Входы

мостов "МК6-14" соединяются с выходами моста "МК6-13"

Плата приема состоит из 6-и фрагментов, каждый из которых суммирует

сигнал, поступающий от 8 активных элементов приема и через разъем SMA

R125 610 000 передает на мост "МК4-16".

Плата передачи соединяется с платой приема и мостом "МК6-14" при

помощи smp соединений минимальной длины.

Рисунок 7.1 – Трехмерный вид антенной решетки. Вид сверху

Рисунок 7.2 – Трехмерный вид антенной решетки. Вид снизу

79

Антенная решетка устанавливается на антенно-фидерное устройство

(АФУ) под радиопрозрачное укрытие. Все узлы антенной решетки должны

быть объединены в единую конструкцию.

Данная разрабатываемая антенная решетка предназначена для работы

станции «Лощина» (С диапазона).


1. Антенны и устройства СВЧ. Проектирование ФАР /Под. ред. Д.И.

Воскресенского. – М.: Радио и связь, 1981. – 431 с.

2. Справочник по расчету и конструированию СВЧ - полосковых

устройств / Под ред. В.И. Вольмана. – М.: Радио и связь, 1982. – 328 с.

3. Конструирование и расчет полосковых устройств /Под ред. И.С.

Ковалева. – М.: Советское радио, 1974. – 295 с.

Нагрев волноводов космических аппаратов связи при передаче

СВЧ сигналов 1П.Н. Сильченко, 2И.В. Кудрявцев, 3М.М. Михнев, 4О.Б. Гоцелюк

1Д-р. техн.наук, профессор; 2Канд. техн. наук, доцент;

ФГАОУ ВПО Сибирский федеральный университет (г. Красноярск) 3Главный технолог , 4Инженер,

АО «ИСС» имени академика М.Ф. Решетнёва» (г. Железногорск)

Современные требования по улучшению функционально-эксплуатационных

параметров КА приводят к необходимости повышения мощности передаваемых

сигналов по его волноводно-распределительным системам (ВРС).

Наземные испытания ВРС, проведенные в АО «ИСС», показали, что при

передаче СВЧ-сигналов мощностью 6 кВт и более происходит значительный

нагрев волноводов. При эксплуатации КА на орбите передача сигналов высокой

мощности происходит регулярно, следовательно, нагрев будет представлять собой

80

дополнительное термоциклирование, которое необходимо учитывать в составе

периодического нагрева от солнечного излучения и его влияние на НДС ВРС.

Ситуация осложняется тем, что возможности для рассеивания избыточного

тепла в условиях открытого космоса весьма ограничены, особенно при

негерметичном исполнении космического аппарата, когда все его элементы и

системы подвергаются воздействию солнечного излучения, а конвективный обмен

практически отсутствует.

Проведенный обзор существующей литературы [1-6] по данной проблеме

показал, что авторы игнорируют необходимость учета выделения тепла. Считаем,

что такая ситуация является допустимой только для СВЧ сигналов небольшой

мощности, однако для сигналов большой мощности данным нагревом

пренебрегать нельзя.

В процессе распространения электромагнитной волны по волноводу

происходит рассеивание части его энергии передаваемого сигнала в тепло.

Причин затухания сигнала несколько, но преобладающими являются потери в

тонком электропроводящем слое на внутренних стенках волновода [1,2]. В теории

волноводов [3,4] принимается идеальная электрическая проводимость его

материала, в этом случае электрические силовые линии будут строго

перпендикулярны к стенкам конструкции волновода. В реальных материалах,

вследствие наличия у него электрического сопротивления, вектор напряженности

электрического поля будет наклонен в сторону распространения сигнала и у этого

поля появится тангенциальная составляющая. В результате этого, все

составляющие электромагнитного поля вдоль осевой линии волновода будут

уменьшаться по экспоненциальному закону [1].

Процесс нагрева волновода можно разбить на два этапа: разогрев тонкого

скин-слоя при кратковременном сигнале и нагрев всей конструкции волновода.

На первом этапе в течение малого начального периода времени будет

происходить интенсивный нагрев скин-слоя за счет протекания в нем наведенных

токов. Принимая, что уменьшение мощности передаваемого по волноводу сигнала

будет происходить только из-за его преобразования в тепловую энергию, данный 81

процесс будет адиабатическим и его расчет проводится по закону Джоуля-Ленца

[7].

На втором этапе, по мере прогрева стенок волновода, на его температурное

поле начнет влиять теплообмен с окружающей средой, поэтому этот процесс уже

нельзя считать адиабатическим. Используя допущение, что при затухании СВЧ

сигнала по волноводу происходит равномерный разогрев всех поверхностей его

внутренних стенок, то они будут собой представлять изотермическую

поверхность S (рис.1,а). Тогда распространение тепла в волноводе будет

происходить только по направлению нормали n в сторону наружных стенок

(рис.1,а). Выделение тепла ΔQ в скин-слое моделируется источником тепла

интенсивностью W(t).

а) волновод б) элемент dS стенки волновода

Рисунок 1 – Расчетная схема нагрева волновода

Принятый подход позволяет принять для расчета температурного поля

волновода одномерную модель распространения тепла и исследовать тепловое

равновесие только элементарной площадки dS стенки волновода (рис.1,б) [7]:

( ) ( ) ( )γctW

xtxTa

ttxT

+∂

∂=

∂∂

2

2 ,,. (1)

Для получения однозначного решения дифференциального уравнения

(1) необходимо задать краевые условия. В качестве начального условия можно

принять однородное температурное поле, а граничные условия определятся

условиями эксплуатации ВРС в составе КА связи. Предполагается, что они будут 82

функционировать на открытой платформе КА в среде вакуума, где конвекция

отсутствует, а преобладающим способом переноса тепловой энергии конструкции

волноводов является лучистый теплообмен, при котором, согласно закону

Стефана-Больцмана, граничные условия примут вид [6]:

( ) ( )[ ] 0,, 44 ==−−∂=∂ thxTTx

thxTокрσλ . (2)

Полученное дифференциальное уравнение (1) с краевыми условиями (2)

позволяет определять температурные поля прямолинейных участков волновода

для любых встречающихся на практике его размеров, материала и характеристик

СВЧ-сигнала. Тепловой расчет волноводов с криволинейной продольной осью

затруднен сложностью выбора значений коэффициентов потерь, который для этих

случаев в известной литературе [1-5] не приводятся. Однако, в последнее

появляются работы, в которых численными методами выполняются исследование

распространения электромагнитных полей и в криволинейных участках

волноводов [8].


1. Ефимов И.Е. Волновые линии передачи. 1979г. 232 с.

2. Кинг Р. Передающие линии, антенны, волноводы. 2012г. 360с.

3. Воскресенский Д. И. и др. Устройства СВЧ и антенны. 2006г. 378с.

4. Пименов Ю.В. и др. Техническая электродинамика. 2000г. 536 с.

5. Котельников И.А. О затухании в волноводе // Журнал технической

физики, 2004, т.74. вып.9, С.91 – 96.

6. Sophocles J. Orfanidis Electromagnetic Waves and Antennas. 2008. 1188р.

7. Карташов Э. М. Аналитическая теория теплопроводности и прикладной

термоупругости. 2012г. 656с.

8. Finnveden S. Waveguide finite elements for curved structures / Journal of

Sound and Vibration. #312 (2008) p.644–671.

83

Разработка усилителя мощности Q-диапазона 1И.А. Юшков, 2В.А. Шокиров, 3А.М. Ковалев, 4И.А. Довбыш

1Инженер-конструктор 2-й кат.; 2Инженер-конструктор 3-й кат.; 3Инженер-конструктор 3-й кат.; 4Ведущий инженер, к.т.н.


Описаны основные этапы разработки усилителя мощности диапазона

частот 41-46 ГГц с предполагаемой выходной мощностью 30 Вт на основе

коммерческого кристалла TGA4046. Представлена схема разработанного

блока, а также график выходной мощности в зависимости от входной

мощности.

Разработка высокомощного усилителя мощности миллиметрового

диапазона частот выполнялась на базе коммерческого кристалла TGA4046

компании TriQuint Semiconductor (рис.1.) [1].

Рисунок 3- Микросхема TGA4046 и его электрические параметры

Для реализации СВЧ линий были составлены математические модели

всех узлов усилителя мощности в системе трехмерного моделирования СВЧ

устройств на платформе PC – CST Studio Suite 2015 [2]. Все узлы были

настроены и оптимизированы на диапазон 40…46 ГГц. На основе созданных

моделей был составлен системный проект усилителя мощности с

использованием системы сквозного проектирования и моделирования СВЧ

устройств – AWR Design Environmen [3].

84

На рис. 2 представлены расчетный уровень выходной мощности с учетом

диссипативных потерь в СВЧ узлах. Согласно графику видно, выходная

мощность в точке компрессии на 1 дБ достигает уровня 45 дБм, что

соответствует 30 Вт.

Рисунок 2 - Зависимость выходной мощности и коэффициента усиления от

входной мощности усилителя

Результатом работы является проект, в котором представлена топология

усилителя мощности с настроенными и оптимизированными моделями всех

принципиальных СВЧ узлов, а также представлены выходные параметры

мощности с учетом влияния диссипативных потерь.


1. TriQuin Semicondactor. TGA4046: 32 Watt Q Band High Power Amplifier /

TriQuin Semicondactor. URL: http://www.triquint.com/products/d/DOC-A-

00000859 (дата обращения: 10/04/2015).

2. National Instrumetns. AWR Microwave Office - система проектирования

планарных СВЧ устройств [Электронный ресурс]/ National Instrumetns. - М:

Евроинтех — Режим доступа:http://www.eurointech.ru/cst, свободный. — Загл. с

экрана.

85

3. National Instrumetns. AWR Microwave Office - система проектирования

планарных СВЧ устройств [Электронный ресурс]/ National Instrumetns - М:

Евроинтех — Режим доступа:

http://www.eurointech.ru/index.sema?a=pages&id=250, свободный. — Загл. с экрана.

Метод оценки помехоустойчивости космических систем связи на

основе измерения временных интервалов 1,2А.А. Силантьев, 1А.И. Вильданов, 2В.Г. Патюков

1АО «Информационные спутниковые системы» имени академика М.Ф.

Решетнева, (г. Железногорск) 2 Институт инженерной физики и радиоэлектроники СФУ, (г. Красноярск)

Распространение сигнала между наземным комплексом управления

(НКУ) и космическим аппаратом (КА) всегда сопровождается воздействием

шумов и ослаблений сигнала. Данные воздействия уменьшают мощность

полезного сигнала, тем самым уменьшая и отношение сигнал/шум на входе

приемного устройства КА, что не позволяет выдавать на него команды с

необходимой достоверностью. Ключевым параметром оценки

помехоустойчивости космических систем связи является величина вероятности

ошибки на бит информации. Сравнивая величину вероятности ошибки с её

требуемым значением можно делать выводы об увеличении мощности

передающего устройства НКУ, с помощью создания, например, адаптивной

системы регулировки мощности НКУ. Однако для этого необходимо оценить

отношение сигнал/шум на борту космического аппарата, что позволит

рассчитать вероятность ошибки на бит информации [1].

Вследствие воздействия шума на полезный сигнал возникают

флуктуации,которые вносят относительные погрешностипри определении

параметров сигнала, суммарную величину которых можно определитькак [2]: 2 20 0

Σ 2 2 2

σ δ1δ ,2π 9q n T

= + + (1)

86

где q– отношение сигнал/шум, 0 0σ / 6t= – среднеквадратическое значение

погрешности дискретизации при оценке значения одного периода сигнала, 0t –

период следования счетных импульсов, n – количество усредняемых периодов

за время усреднения,T – значение периода исследуемого сигнала, 0δ –

составляющая суммарной погрешности, обусловленная нестабильностью

частоты генератора образцовых импульсов.

Учитывая высокую стабильность современных опорных генераторов,

используемых в устройствах связи, а так же применив количество усредняемых

периодов nравным 102-103 для определения величины погрешности

дискретизации при оценке значения одного периода сигнала, можно отметить,

что основную долю флуктуаций сигнала вносит шумовая составляющая,

абсолютное значение которой зависит от отношения сигнал/шум[2]:

2 , (2)δ 2π

ср

Ш

Tq =

где /срT T n= – среднее значение периода исследуемого сигнала.

Исходя из (2) следует, что зная величину данных флуктуаций

периода (шумовой составляющей)можно оценить отношение сигнал/шум.

Экспериментальные исследования показали, что, например, для сигнала,

демодулированого на поднесущую частоту 8 кГц, зависимость шумовой

составляющей от отношения сигнал/шум имеет вид, представленный на

рисунке 1.

87

Рисунок 1- Зависимость шумовой составляющей от отношения сигнал/шум

Например, при δШ = 0.1 мс, отношение сигнал/шум, в соответствии с

рисунком 2, составило15дБ, а при δШ = 1 мс данноеотношениесоставило 0.16дБ.

Из этого следует, при увеличении отношения сигнал/шум уменьшаются

флуктуации периода сигнала, а зная величину данных флуктуации можно

определять величину отношения сигнал/шум и тем самым оценивать

помехоустойчивость космических систем связи.


1. Б. Скляр. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое

применение. Изд. 2– е, испр.: Пер. с англ. – М.: Издательский дом «Вильямс»,

2003 г. – 1104 с.

2. Патюков В.Г. Основы частотно-временных измерений: монография/

Красноярск: Сиб. федер. Ун-т, 2014.–166 с.

88

Разработка технологических основ создания формостабильных

рефлекторов зеркальных наземных антенн на основе

полимерных композиционных материалов 1А.Ю. Власов, 2К.А. Пасечник, 3И.В. Обверткин, 4В.А. Мартынов

Сибирский государственный аэрокосмический университет имени академика

М. Ф. Решетнёва, (г Красноярск)

Создание прецизионных, размеростабильных изделий из полимерных

композиционных материалов требует понимания явлений, возникающих в

структуре материала при взаимодействии компонентов в процессе

производства и под действием внешних факторов. Подобные явления должны

быть учтены уже на этапе проектировании деталей и конструкций. Целью

данной работы является создание методических рекомендаций, основанных на

основных принципах проектирования композиционных материалов,

включающих пути уменьшения внутренних напряжений и их компенсацию

созданием симметричных структур.

Данная работа включает в себя критерии выбора материала, оценку

влияния параметров технологического режима отверждения на величину

внутренних напряжений и сравнение существующих типов схем армирования и

выбор оптимальной схемы.

Для оценки разрабатывающиеся метода использовался углепластик,

имеющий следующие параметры:

- Эпоксидное связующее: модуль упругости EM = 4,7 ГПа; коэффициент

Пуансона = 0,38; КЛТР =60*10-6 -1; напряжение растяжения матрицы

=1,40 Гпа; деформация матрицы =5,7 %.

- Углеродная ткань: модуль упругости EB = 100 ГПа; КЛТР =0,063*10-

6 -1; напряжение растяжения волокна =4,2 Гпа; деформация волокна =3%.

89

- Композитный материал: модуль сдвига =0,80 ГПа; содержание

армирующего материала 0,6; содержание полимерной матрицы 0,4;

удельная масса не более 1,5 кг/м2.

Оценка материалов по критерию монолитности в соответствии с

работами [2, 3] проводилась, используя следующие соотношения:

где – модуль упругости матрицы, – модуль упругости волокна, –

напряжение растяжения матрицы, – напряжение растяжения волокна, –

модуль сдвига, – деформация матрицы, – деформация волокна, T –

величина нагрева, – КЛТР полимерной матрицы, – КЛТР армирующего

материала.

При выполнении неравенств между механическими характеристиками

волокон и матриц , прочностью при сдвиге , выполняется

условие монолитности полученного композитного материала, то есть

обеспечивается отсутствие нарушения связи на границе раздела при

деформировании.

При использовании квазиизотропных схем армирования минимальное

количество слоев, которое необходимо для создания симметричных

относительно серединной поверхности, в соответствии с работой [6] составляет

шесть слоев. Углы армирования рассчитываются по формуле:

где – угол армирования, i – номер слоя, N - количество слоев.

90

Следуя работе [1] определим КЛТР изделия в различных направлениях

следующим образом:

где – КЛТР вдоль линии армирования, – КЛТР изделия по

направлению нормали к плоскости армирования, – КЛТР армирующего

материала, – КЛТР полимерной матрицы, - коэффициент Пуансона

полимерной матрицы, – коэффициент содержания полимерной матрицы.

При выборе режимов отверждения необходимо, исходя из допустимого

перепада температур, рассчитать необходимую скорость нагрева или

охлаждения. Авторами [4] показано, что допустимый по толщине градиент

температуры 0,4 К на 1 мм. Согласно работе [5] определим максимально

возможную скорость нагрева или охлаждения:

где c - удельная теплоемкость вещества, – плотность, – толщина

пакета, – коэффициент теплопроводности, – скорость нагрева, –

допустимая разница температур по толщине.

В результате проведенной оценки получены следующие результаты: в

части критерия монолитности при , 1,62

при , при = =0,19, 0,042 при

= = 0,047; в части оптимальной схемы армирования (0, 60, 120, 120,

60, 0), при этом КЛТР изделия = 0,63*10-6 -1, =33,2*10-6 -1, что

соответствует изменению размеров при изменении температуры

при длине L=1 м равное в плоскости армирования =63*10-6 м, в

направление нормали к плоскости армирования при

=3,32*10-6 м.

91


1. Макаров Б.П., Николаев В.П.. Влияние искривления арматуры на

механические и теплофизические характеристики композитного материала.

//Механика композитных материалов. – 1971.– 6.

2. Трофимов Н.Н., Канович М.З., Основы создания полимерных

композитов, М.: Наука. - 1999.

3. Милайлин Ю.А. Полимерные композиционные материалы.//

Российский Государственный Технологический Университет им. К.Э.

Циолковского.- 2006.

4. Дмитриев О. С., Кириллов В.Н., Зуев А.В., Черепахина А.А. Влияние

типа наполнителя на оптимальные режимы отверждения толстостенных ПКМ.//

Труды ВИАМ.- 2011.

5. Вамболь А.А., М.А. Шевцова. Методика определения рациональных

режимов формования многослойных конструкций из композитных материалов//

Авиационная космическая техника и технология.-2006. - 4.

6. Семенова Е.Г. Основы моделирования и диагностики антенных

устройств бортовых комплексов. Монография. ФГУП «Издательство

Политехника». - Санкт-Петербург. – 2003.

Анализ состояния и перспектив развития зарубежных

космических командно-ретрансляционных систем В.О.Хацаюк

Адъюнкт, Военно-космическая академия имени А.Ф.Можайского

(г. Санкт-Петербург)

Важнейшим направлением повышения оперативности и глобальности

управления низкоорбитальными космическими аппаратами (НКА) при

одновременном уменьшении числа наземных станций командно-измерительной

системы является применение ретрансляционного режима управления с

92

использованием космических аппаратов-ретрансляторов (КАР) на

геостационарной орбите. Космические ретрансляционные системы

обеспечивают обмен с НКА всеми видами информации, необходимой для

управления полетом, телеизмерений и связи с экипажем пилотируемых

комплексов, а также высокоскоростную передачу информации от аппаратуры

целевого назначения.

Первые космические командно-ретрансляционные системы были созданы

еще в 80-х годах прошлого века в США и СССР. Позже аналогичные системы

были развернуты Европейским космическим агентством, а также в Японии и

Китае. Наибольший опыт управления КА различного назначения за рубежом

имеют США и Европейское космическое агентство (ESA).

Спутниковая система слежения и ретрансляции данных TDRSS

американского космического ведомства предназначена для обмена данными

между космическими аппаратами, находящимися на околоземных орбитах, и

наземными центрами управления и обработки данных на континентальной

части США. На сегодняшний день космический сегмент системы состоит из

девяти КАР, из них четыре являются моделями первого поколения, три –

модернизированными ИСЗ второго поколения и два КАР третьего поколения.

Спутники сгруппированы на геостационарной орбите для обслуживания зон

Тихого, Атлантического и Индийского океанов. Такая конфигурация системы

позволяет оптимально организовывать ретрансляцию данных в глобальном

масштабе. В настоящее время состав орбитальной группировки системы

TDRSS постоянно обновляется новыми спутниками третьего поколения [1],

оснащенными ретрансляторами S, Ku и Ka диапазонов частот. Каждый КАР

обеспечивает обслуживание абонентов в режиме многостанционного доступа

со скоростью до 3 Мбит/с. Связь с центрами управления полетами и обработки

данных осуществляется через наземные терминалы, два из которых

расположены на полигоне Уайт-Сэндз (штат Нью-Мексико) и один острове

Гуам в Тихом океане. Кроме того, в состав наземного сегмента входят четыре

измерительные станции, расположенные в Нью-Мексико, Американском 93

Самоа, Австралии и на острове Вознесения. За последние два года введены в

эксплуатацию новые терминалы в Блоссом Поинт (штат Мэриленд) и Элис

Спринг (Австралия). Оборудование наземных терминалов подвергается

плановой замене и модернизации, что обеспечивает продление срока их

эксплуатации как минимум на 25 лет.

В Европе разработка современной командно-ретрансляционной системы

EDRS началась после успешной проверки экспериментального оборудования

оптической межспутниковой связи в рамках программы ARTES-7. Аппаратура

оптической связи, устанавливаемая на перспективные спутники EDRS будет

обеспечивать скорость передачи данных с НКА до 1,8 Гбит/с [2]. Первыми

абонентами системы станут радиолокационные спутники Sentinel-1 и Sentinel-

2, используемые в рамках Европейской космической программы мониторинга

окружающей среды Copernicus. Система EDRS будет задействоваться

правительственными службами безопасности для передачи данных в режиме

реального времени со спутников дистанционного зондирования Земли и

беспилотных летательных аппаратов.

Анализируя развитие космических командно-ретрансляционных систем

ведущих космических агентств можно выявить следующие тенденции:

- увеличение количества обслуживаемых абонентов, к числу которых

также относятся и беспилотные летательные аппараты, орбитальные самолеты,

ракеты-носители, высотные воздушные зонды и пр.;

- наращивание численности орбитальной группировки КАР для

обеспечения глобального охвата зоны обслуживания;

- возрастание объемов и скорости передачи информации в радиолиниях за

счет использования Ka-диапазона частот;

- использование технологий оптической межспутниковой связи для

расширения диапазона рабочих частот и уменьшения массо-габаритных

показателей бортовой аппаратуры связи;

- модернизация и усовершенствование оборудования наземных станций

для продления срока их службы и соответствия современным требованиям. 94


1. Tracking and Data Relay Satellite: Continuing the Critical Lifeline of

Communications [Электронный ресурс]. URL: http://tdrs.gsfc.nasa.gov/assets/

images/Publications/TDRS%20FS%20full.large.pdf Дата обращения: 01.07.2015;

2. European data relay system: the spacedatahighway [Электронный ресурс].

URL: http://esamultimedia.esa.int/docs/telecom/EDRS_factsheet_EN.pdf Дата

обращения: 01.07.2015.

Динамическое управление параметрами радиоинтефейса

спутникового канала Ku-, Ka-диапазонов в условиях воздействий

атмосферных возмущений 1А.В. Вдовин, 2Д.Ю. Зайцев

1Адъюнкт, Академия ФСО России (г. Орел); 2Адъюнкт Академия ФСО России, (г. Орел)

Операторы спутниковой связи интенсивно наращивают отечественную

спутниковую группировку в перспективных Ku-, Ka-диапазонах частот для

реализации предельно большей пропускной способности с целью

предоставления широкого спектра мультимедийных услуг, в том числе

реализации проекта «Обеспечения высокоскоростного доступа к

информационным сетям через системы спутниковой связи» (РСС-ВСД).

Однако спутниковый канал Кu-диапазона сильно подвержен влиянию

атмосферных явлений (гидрометеоры, тропосферные сцинтилляции),

приводящих при передаче пакетного трафика к потерям пакетов вследствие

снижения отношения сигнал/шум SNR (Signal-to-Noise Ratio) на входе

спутниковых демодуляторов [1], вследствие чего в энергетический бюджет

проектируемого спутникового канала закладывается избыточный запас для

компенсации ослабления радиосигнала для наихудших условий

распространения. В этой связи актуальна разработка универсального подхода к

95

оптимизации параметров схем динамического управления радиоинтерфейсом

таких как управление уровнем передачи (TLC – Transmission Level Control),

адаптивная модуляции и помехоустойчивого кодирования (ACM – Adaptive

Coding and Modulation), которые позволили бы достичь потенциальной

энергетической эффективности спутникового канала.

Процесс динамического управления радиоинтерфейсом представим в

рамках иерархической модели марковского процесса принятия решения.

Данные решения определяются как 1,...,l L∈ , где 1l = соответствует этапу

оценивания условного среднего 0

( , )sк

E t TN

отношения сигнал-шум на входе

демодулятора; 2l = – этапу прогнозирования условного среднего 0

( , )sи к

E t T TN

+

спустя время инерционности иT , которое определяется распространение

радиосигнала в спутниковом канале; 3l = – этапу оценки последствий принятия

решения по условному среднему функции дохода (потерь) в виде

энергетической эффективности использования канала связи; 4L = – этапу

формирования команды для динамического управления, учитывая пороговое

значение отношения сигнал-шум для текущего момента времени *

0( , )s

кE t TN

[2].

Согласование статистических свойств ослаблений в спутниковом канале с

параметрами схемы динамического управления при постановке и решении

задачи условной оптимизации определяется как

1

1min ( )N

кu n

nTN

η=∑ , при b bP P ∗≤ , 1,n N= , (1)

где b bP P ∗≤ ограничение по достоверности передачи информации, n –

количество реализаций оценок 0

sEN

с периодом кT ; u – вариант схемы

динамического управления из множества возможных u U∈ . Величина

энергетической избыточности η учитывает отношение текущего значения 0

sEN

96

к требуемому*

0

sEN

для заданного значения параметров схемы управления

(ACM, TLC):

0

*10

, ...

s

thr thrs tr j

EN

E ModCod P P PN

δ ==

. (2)

Оценка 0

sEN

формируется на основе обработки квадратурных ветвей

демодулятора по методу максимального правдоподобия. Реализуя

экспоненциальное сглаживание с параметром α полученных значений оценок,

определяется оптимальное значение периода оценки кT , на котором

статистические свойства усредненных значений оценок близки к свойствам

АБГШ. Частота оценки будет определяться скоростью изменения отношения

сигнал-шум на следующем шаге с учетом времени инерционности иT . Расчет

функции плотности распределения вероятностей условного среднего на

периоде иT позволит уменьшить разброс возможных значений среднего при

заданных требованиях по готовности канала, определить оптимальное значение

шага квантования схемы управления радиоинтерфейса и, таким образом,

приблизиться к пороговому значению *

0

sEN

, обеспечивая выполнение

критерия (1).

Применяя данный подход в обработке экспериментальных данных по

ослаблениям в спутниковых каналах Ku-, Ka-диапазонов в результате

воздействия атмосферных возмущений, получены результаты, которые

подтверждают возможность достижения более высоких значений

энергетической эффективности для существующих схем динамического

управления радиоинтерфейсом спутникового канала.

97


1. Илюхин А. А., Вдовин А.В. Математическое моделирование динамики

ослабления радиосигнала в спутниковом канале Ku-диапазона с заданными

статистическими свойствами. Электромагнитные волны и электронные

системы, 3, 2015. – С. 4-10.

2. Илюхин, А. А. Способ динамического распределения ресурса

пропускной способности обратных каналов в мультимедийной сети

спутниковой связи интерактивного доступа / А. Г. Дубровин, А. А. Илюхин //

Патент 2410838 Российская Федерация, МПК8 H04J 4/00 от. 27.01.2011,

бюл. 3.

Повышение возможностей спутниковой системы

для определения местоположения судов и самолетов

1А.М. Андреев, 2В.И. Дикарев, 3И.А. Пучкова

1ВНС ВИ (НИ) к.т.н. доцент; 2СНС ВИ (НИ) к.т.н. доцент, лучший изобретатель ВС РФ, почетный

профессор Европейского университета, академик МАНЭБ; 3НС ВИ (НИ).

ФГКВОУ ВПО «Военно-космическая академия им. А.Ф.Можайского»

МО РФ (г. Санкт-Петербург)

В широко известной спутниковой системе КОСПАС-SARSAT для

определения координат аварийного радиобуя (АРБ) судов и самолетов за одно

прохождение космического аппарата (КА), входящего в данную систему,

требуется достаточно высокая стабильность частоты излучения АРБ. Если

задача определения координат АРБ не решена при первом прохождении КА, то

неоднозначность разрешается при втором прохождении путем математических

методов [1].

98

Для повышения точности пеленгации АРБ с борта КА системы КОСПАС-

SARSAT и возможности определения координат АРБ за одно прохождение КА

разработан приемник-пеленгатор, который используется с учетом нового

способа взаимного расположение приемных антенн [2]. Описанный далее

принцип определения местоположения АРБ с борта спутников системы

КОСПАС-SARSAT отражает новую идеологию фазовой пеленгации

источников радиоизлучения (ИРИ). Приемные антенны предлагается

расположить в виде прямоугольного треугольника, в вершине прямого угла

которого размещается приемная антенна измерительного канала. Фазовый

пеленгатор с таким расположением приемных антенн инвариантен к виду

модуляции (манипуляции) и нестабильности несущей частоты принимаемых

сигналов (рисунок 1). Классическое расположение антенны и измерительных

баз в виде симметричного креста не обеспечивает указанной инвариантности.

Рисунок 1 – Взаимное расположение приемных антенн 99

На рисунке 1 обозначены:

βα , - угловые координаты АРБ (азимут и угол места);

γ - угол ориентации АРБ;

41 dd − - измерительные базы;

85 dd − - расчетные измерительные базы;

109 , dd - измерительные базы, расположенные в гипотенузной плоскости;

51 АА − - точки расположения антенн.

Важно, что формирование разработанным приемником-пеленгатором

измерительных баз косвенным методом обеспечивает тонкую и однозначную

пеленгацию ИРИ даже в тех случаях, когда из-за конструктивных ограничений

это сделать невозможно, например, на борту летательного аппарата [2].

Выбирая разности баз 5d , 6d , 11d достаточно малыми, можно обеспечить

формирование грубых, но однозначных шкал отсчета азимута α , угла места β

и угла ориентации γ АРБ.

На выходе сумматоров приемника-пеленгатора образуются суммы

разностей фаз, длина которых определяется суммой измерительных баз. Здесь

формируются точные, но неоднозначные шкалы отсчета азимута α , угла места

β и угла ориентации γ АРБ.

В результате между сформированными косвенным методом

измерительными базами устанавливаются следующие неравенства:

λλ75

21 dd

≤< ,

λλ86

21 dd

≤< ,

λλ1211

21 dd

≤< ,

где λ - длина волны.

Итак, при использовании особого расположения антенн и с помощью

разработанного приемника-пеленгатора (при формировании измерительных баз

косвенным методом), после измерения вышеуказанным способом азимута α ,

100

угла места β и угла ориентации γ (одновременно с высокой точностью и при

условии однозначности) можно определить местоположение АРБ судна или

самолета за одно прохождение КА.

Новый принцип фазовой пеленгации источников радиоизлучений может

найти применение на практике, причем с использованием имеющейся

аппаратуры.


1 Дикарев В.И., Заренков В.А., Заренков Д.В. Патент РФ 2.201.601.

Спутниковая система для определения местоположения судов и самолетов,

потерпевших аварию, G01S 5/04, 2001.

2 Дикарев В.И. Заявка на изобретение. Спутниковая система для

определения судов и самолетов, потерпевших аварию, G01S 5/04, 2015.

К вопросу управления уровневыми сетями

инфокоммуникационных систем специального назначения К.Е. Легков

Заместитель начальника кафедры, к.т.н.,

Военно-космическая академия имени А.Ф.Можайского

(г. Санкт-Петербург)

Одной из основных подзадач в задаче управления уровневыми сетями

инфокоммуникационных систем специального назначения (ИКС СН) является

обеспечение процессов направления потоков требований по путям,

проходящим через вполне конкретные узлы уровневой сети[1,2]. Каждый путь

в уровневой сети характеризуется теми или иными количественными

показателями (число транзитных узлов, емкость пучков виртуальных каналов,

пропускная способность трактов и т.д.). Пути в уровневой сети задаются

планом распределения потоков требований, под которым понимается заданная

101

на определенное время (интервал или цикл управления) очередность выбора

исходящих направлений из каждого узла уровневой сети ко всем остальным

узлам. План распределения потоков требований вполне однозначно определяет

маршруты перемещения информации требований и сообщений обслуживания в

каждой уровневой сети ИКС СН.

Первое время задача выбора путей передачи вызовов или сообщений в

сетях, создаваемых на технологиях 1960-1970-х гг., не рассматривалась как

задача управления, а только как процедура выбора маршрутов (задача

маршрутизации). Связано это было с тем, что при проектировании сети

вручную заводились заранее спланированные пути передачи информации.

Однако позднее появилось понятие «динамическое управление сетью»,

предполагающее постановку задачи формирования и выбора маршрутов в сети

как задачу управления [2,3].

В настоящее время существует различное толкование задач выбора путей

передачи информационных потоков в уровневых телекоммуникационных

сетях, при котором путь выбирается с учетом ситуации, сложившейся в сети –

адаптивная маршрутизация или динамическое управление сетью. Очевидно,

что и один и другой термин носит ограниченный характер и не раскрывает

сущность задачи, так как не могут быть организованы процедуры адаптивной

маршрутизации без мониторинга состояния сети, без оценки этого состояния и

принятия соответствующего решения в плане обоснованного критерия

оптимальности (а это и есть постановка задачи управления). Вместе с тем, и

сводить задачу «динамического управления сетью» только к задаче выбора

путей также неверно [4]. Поэтому целесообразно рассматривать именно задачу

управления информационными потоками, основу которой составляет задача

формирования плана распределения потоков.

Одним из первых появившихся способов формирования плана

распределения информационных потоков в сети является способ (и алгоритм

его реализующий), при котором порядок выбора исходящих направлений из

каждого узла сети заранее задан. Он является статическим детерминированным 102

(неизменным во времени) и групповым (формирует план для группы

требований). В статическом детерминированном групповом методе план

распределения не изменяется в процессе функционирования сети. Маршрутная

информация в нем задается матрицей маршрутов M M = mijk , каждый элементmijk

которой равен 1, если путь из i-го узла сети в k-й узел через соседний j-й узел

является путем первого выбора (т.е. наилучшим).

Если путь из узла mijk является путем второго выбора, то

соответствующий элемент 2mijk = . Матрица маршрутов содержит число

столбцов, на единицу меньше числа узлов сети, и число строк, равное числу

исходящих направлений. Каждой строке соответствует определенный код

исходящего направления. Выбор направления передачи по матрице маршрутов

M M = mi jk происходит следующим образом: при поступлении заявки на

передачу пакета (сообщения, ячейки, кадра) или установления соединения к k-

му узлув матрице MM выбирается столбец, соответствующий этому узлу. В нем

ищется элемент, равный 1. Строка, в которой он находится, определяет код

исходящего направления. При невозможности передать сообщение (или

установить соединение, в т.ч. виртуальное) по данному направлению в том же

столбце выбирается элемент равный 2, по которому определяется исходящее

направление второго выбора и т.д. Так формируется план распределения

информационных потоков.

Способ является самым простым, но план распределения потоков в сети,

полученный статическим детерминированным групповым способом, имеет тот

недостаток, что кратковременное занятие какой-либо ветви пути первого

выбора (или кратковременный сбой соединения) приводит к необоснованному

выбору пути второго выбора. Существенные же изменения в структуре сети

могут привести к ситуации, когда составление плана распределения окажется за

пределами возможностей этого метода, т.е. реально информацию можно

передать по какому-нибудь существующему пути, но в матрице MM его просто

не существует. Эффективность применения статического детерминированного

103

группового способа достаточна низкая.

Другими словами, план распределения информационных потоков,

формируемый статическим детерминированным групповым методом, вообще

никак не зависит от ситуации в сети, от выхода из строя узлов, ветвей,

перегрузки направлений или других процессов, поэтому он вообще не может

быть использован в задаче управления эффективностью сети.

Известны попытки усовершенствования статического

детерминированного группового способа с целью улучшения его качественных

характеристик. При этом операции по модернизации не привели к

значительному усложнению процедур выбора исходящих направлений.


1. Гольдштейн Б.С., Кучерявый А.Е. Сети связи пост-NGN. - СПб.: БХВ-

Петербург. 2013. - 344 с.

2. Буренин А.Н., Легков К.Е. Современные инфокоммуникационные

системы и сети специального назначения. Основы построения и управления. –

М.: ООО «ИД Медиа Паблишер», 2015.-348 c.

3. Легков К.Е. Основные теоретические и прикладные проблемы

технической основы системы управления специального назначения и основные

направления создания инфокоммуникационной системы специального

назначения // T-Comm: Телекоммуникации и транспорт. – 2013. – Т. 7, 6. –

С. 42–46.

4. Буренин А.Н. , Легков К.Е., Мясникова А.И. Некоторые подходы к

системному анализу процессов управления современными мультисервисными

сетями связи // Наукоемкие технологии в космических исследованиях Земли. –

2012. – Т. 4, 1. – С. 11–13.

104

Секция «Радионавигационные системы» Применение групповых хранителей частоты в составе

беззапросных измерительных станций (БИС) 1А. С. Толстиков, 2В. М. Владимиров, 3Е. Д. Борисова

1Начальник ГСВЧ ФГУП «СНИИМ», д.т.н.;, 2Директор ООО НПФ

«Электрон», д.т.н.; 3Магистрант Сибирского государственного

аэрокосмического университета имени академика М.Ф. Решетнева, техник

ООО НПФ «Электрон», (г. Красноярск)

Одно из направлений модернизации ГНСС ГЛОНАСС связано с

созданием сети беззапросных измерительных станций (БИС), выполняющих

траекторные измерения по навигационным спутникам в интересах

эфемеридного обеспечения ГЛОНАСС. Для БИС существуют высокие

требования к стабильности характеристик стандартов частоты и времени,

формирующих опорный сигнал для аппаратуры приема навигационных

сигналов ГНСС.

Неконтролируемый уход частоты этих стандартов в условиях автономной

эксплуатации БИС нарушает условия синхронизации приемной аппаратуры,

порождает потери фазовых циклов измерений и, в конечном счете, снижает

достоверность результатов траекторных измерений [1].

Преодолеть эти трудности позволяет применение в составе БИС не

одиночного стандарта частоты и времени, а групповых хранителей частоты.

Группа может быть образована из трех водородных стандартов пассивного типа

Ч1-1006, для которых периодически выполняются измерения разностей частот

( ) ( ) ( ) ( )0 0 0i i ik f k f k f kδ∆ = − + ∆ с помощью фазового компаратора типа VCH-315.

Здесь ( )0if kδ∆ - погрешность измерений.

105

В группе выделяется опорный хранитель частоты, обладающий

наилучшими метрологическими характеристиками и имеющий минимальный

дрейф частоты ( )0f k . В векторной форме уравнение измерений принимает вид

( ) ( ) ( ) ( )0 ,k f k f k f kδ∆ = ⋅ − +I (1)

где ( ) ( ) ( )( )01 02,T k k k∆ = ∆ ∆ , ( ) ( ) ( )( )1 2,Tf k f k f k= , ( ) ( ) ( )( )01 02,Tf k f k f kδ δ δ= , ( )1,1=I

- единичный вектор.

Схема оценивания частоты генератора опорного хранителя ( )0f k по

группе стандартов получена непосредственно из уравнения измерений (1)

путем добавления в левую и правую часть этого уравнения вектора оценок

частот хранителей ( )f k и применения к полученному уравнению условия

минимума среднего квадрата погрешности оценивания

( ) ( ) ( ) ( )20 0 0 0

ˆmin , .e k e k f k f k= − (2)

В результате схема оптимального оценивания приобретает вид

( ) ( ) ( )2

0 01

1ˆ ˆ .2 i i

if k k f k

=

= ∆ + ∑ (3)

Погрешность оценивания частоты опорного хранителя в режиме

автономного функционирования БИС

( ) ( ) ( )2

0 01

12 i i

if k f k kδ δ

=

= + ∑

(4)

будет зависеть от погрешностей измерений взаимных разностей частот в

группе хранителей ( )0if kδ и от погрешностей прогнозирования частот

хранителей ( ) ( ) ( )ˆi i ik f k f kδ = −

на каждый шаг измерений.

Важным условием, при котором погрешность оценивания частоты

опорного хранителя ( )0e k не будет накапливаться в процессе автономного

функционирования БИС, является требование центрированности погрешностей

измерений ( )0i kδ и погрешностей прогнозирования ( )i kδ

. 106

Полученные оценки частоты опорного хранителя ( )if k могут быть

применены для введения поправок к его частоте, приближающих ( )0f k к

номинальному значению путем настройки синтезатора опорного стандарта

Ч1-1006.

Начальные значения оценок частот группы стандартов ( )0f k могут быть

получены на основе сеансов сравнения частоты опорного хранителя с

эталонными хранителями Центрального синхронизатора ГНСС с применением

результатов фазовых траекторных измерений.

Важным преимуществом применения группового хранителя опорной

частоты в составе БИС по сравнению с использованием одиночного стандарта

является:

- возможность контроля уходов частоты опорного хранителя

относительно номинального значения частоты;

- наличие количественных оценок частоты опорного хранителя ( )0f k и

возможность введения корректирующих поправок, приближающих частоту

опорного хранителя к эталонной частоте.

Предложенная схема оценивания частоты опорного хранителя (3)

является оптимальной в смысле минимума СКП погрешностей оценивания.

Таким образом, применение группового хранителя опорной частоты

обеспечит повышение точности и надежности результатов траекторных

измерений, выполненных БИС в интересах эфемеридно-временного

обеспечения ГЛОНАСС.


1. Поваляев А.А. Спутниковые радионавигационные системы: время,

показания часов, формирование измерений и определение относительных

координат. – М.: Радиотехника, 2008. – 328 с.

107

Потенциальные возможности синхронизации шкал времени

удаленных объектов по сигналам ГНСС 1А.В. Гребенников, 2М.Ю. Казанцев, 3А.П. Кудревич

1Заведующий базовой кафедры Радиоэлектронная техника информационных

систем СФУ, к.т.н; 2Доцент кафедры Радиотехники СФУ, к.т.н;

3Ассистент базовой кафедры Радиоэлектронная техника информационных

систем СФУ (г. Красноярск)

Высокоточная синхронизация шкал времени различных объектов, в том

числе удаленных на значительные расстояния, является важной задачей, т.к.

позволяет осуществлять сличение шкал времени стандартов частоты без их

непосредственного перемещения. Одним из широко используемых способов

синхронизации является применение навигационной аппаратуры потребителя,

работающей по сигналам ГНСС. В общем случае схема работы для сличения

шкал времени двух стандартов частоты выглядит следующим образом (рис. 1).

Каждый источник частоты формирует опорные шкалы времени и частоты для

навигационной аппаратуры, выполняющей измерения параметров сигналов

НКА. Расчет разности шкал времени может быть осуществлен как в реальном

времени, так и в пост-обработке по результатам измерений

радионавигационных параметров сигналов ГНСС от двух НАП.

Навигационная аппаратура

Источник сигналов частоты

и времени

Вычислитель Навигационная аппаратура


и времени

Оценка разности шкал времени

10 МГц PPS 10 МГц PPS

ПДi ПДj

Рисунок 1 - Структурная схема синхронизации удаленных объектов 108

Фактически разность шкал содержится в измерениях псевдодальностей

до НКА, поэтому на погрешность синхронизации оказывает влияние

составляющие:

− систематические погрешности измерения псевдодальностей каждой

из НАП, вызванные задержками в аналоговых трактах радиоприемного

устройства НАП;

− погрешности измерений псевдодальностей, вызванные приемом

антенной НАП помимо прямых сигналов НКА, сигналов, переотраженных от

местных предметов (так называемая проблема «многолучевости»).

Построение высокоточной системы синхронизации подразумевает под

собой калибровку аппаратурных задержек, а так же использование методов

компенсации погрешностей, вызванных многолучевостью.

Для оценки потенциальных возможностей синхронизации был проведен

эксперимент, схема которого изображена на рисунке 2. Схема представляет

собой не что иное, как достаточно известный метод «нулевой базы», т.е. обе

НАП работают на общую антенну, но кроме того, шкалы времени и частоты так

же являются общими.

Работа на одну антенну приводит к исключению погрешности

синхронизации, вызванной многочисленными переотражениями сигналов

ГНСС от местных объектов, т.к. в данном случае для обоих НАП она будет

одинакова и при вычислении разности шкал времени данная составляющая

исключается.

109

Навигационная аппаратура


и времени

Вычислитель Навигационная аппаратура

Оценка разности шкал времени

10 МГц PPS 10 МГц PPS

ПДi ПДj

Рисунок 2 - Структурная схема экспериментальной установки

Когда речь идет о калибровке систематических задержек в аппаратуре, то

конечно возникает вопрос о наличии эталона, например имитатора,

формирующего сигналы НКА ГНСС, чьи задержки в аналоговых трактах так же

должны быть известны. Однако существует более простой метод,

заключающийся в оценке разностей измеренных псевдодальностей двух НАП,

подключенных на общую антенну и имеющих общие шкалы времени и

частоты. В таком случае разность псевдодальностей является разностью

систематических задержек двух НАП. В данном случае реализуется не

абсолютная калибровка, а относительная, корректная только для двух

конкретных экземпляров НАП, тем не менее, для оценки потенциальной

точности синхронизации этого вполне достаточно.

В ходе экспериментов были получены следующие результаты по оценке

разности шкал времени (среднеквадратическое отклонение) по сигналам

ГЛОНАСС\GPS: без калибровки систематических задержек – порядка 1.0 нс,

после относительной калибровки систематических литерных задержек –

порядка 0.2 нс.

110

Возможности дистанционного зондирования северного морского

пути с использованием геосинхронных орбит 1В.М. Владимиров, 2Л.В. Границкий, 3Е.Г. Лапухин

1Зам. председателя КНЦ СО РАН, д.т.н.; 2Канд. ф.-м. наук, СибГАУ; 3Аспирант СибГАУ (г. Красноярск)

Северный Морской Путь (СМП), включает в себя водное пространство,

прилегающее к северному побережью Российской Федерации [1] и является

кратчайшим путем между европейской частью России и дальним Востоком. По

СМП осуществляется обслуживание портов Арктики и крупных рек Сибири:

ввоз топлива, оборудования, продовольствия, вывоз леса, природных

ископаемых. Фактически, Северный Морской Путь – это единственная морская

транспортная артерия, которая позволяет осуществлять перевозку грузов в

труднодоступные северные регионы.

Для обеспечения безопасного плавания судов необходим регулярный

мониторинг гидрометеорологической, ледовой и навигационной обстановки

акватории СМП. Наиболее развернутую информацию о его состоянии можно

получить с помощью дистанционного зондирования, используя космические

аппараты.

Практически все космические аппараты дистанционного зондирования

получают видовую информацию в оптическом, инфракрасном и

ультрафиолетовом диапазоне спектра. Для построения изображения в широкой

области спектра предпочтение отдается зеркальной оптике, так как она

свободна от хроматизма. Пространственное разрешение получаемых снимков

зависит от длины волны принимаемого излучения, диаметра объектива

оптической системы и расстояния до объекта. В табл. 1 приведены

пространственные разрешения при различных высотах для длины волны

0,5 мкм.

111

Таблица 1

Диаметр

оптики, м

Высота орбиты, км

600 20 000 25 000 30 000 35 000

1,0 0,37 м 12,20 м 15,25 м 18,3 м 21,35 м

2,0 0,18 м 6,1 м 7,63 м 9,15 м 10,68 м

2,5 0,15 м 4,88 м 6,10 м 7,32 м 8,54 м

С одной стороны использование низких орбит для ДЗЗ позволяет

получать высокое пространственное разрешение, используя оптические

системы меньшего диаметра. С другой, на срок службы космического аппарата

и его работу сказывается влияние радиационных поясов и торможение в

верхних слоях атмосферы.

Для дистанционного зондирования одного и того же участка на

поверхности Земли очень привлекательны высокие орбиты с орбитальным

периодом равным 23ч 56м часам и кратным ему. На таких орбитах трасса

спутника на поверхности Земли имеет устойчивое положение.

В зависимости от конкретных поставленных задач дистанционного

зондирования выбираются орбиты космических аппаратов с соответствующими

параметрами. Были выбраны следующие основные требования к орбитам групп

космических аппаратов для дистанционного зондирования акватории

Северного Морского Пути:

− трассы спутников должны проходить по одному и тому же пути,

− временное разрешение (частота пролета спутников) должно быть

таким, чтобы информация, полученная при зондировании позволяла

отслеживать динамику изменений наблюдаемых процессов и явлений.

В соответствии с этим и используя рекомендации МСЭ-R S.1758 [2]

рассмотрены орбиты с орбитальным периодом кратным ~23ч 56м.

Орбита «Тундра». Орбита сорбитальным периодом~ 23ч 56мс

ненулевым наклонением и эксцентриситетом носит условное название"Тундра"

или «квазизенитная орбита». Трассатакой орбиты выглядит как

112

несимметричная «восьмерка» (рис. 1-а, пунктирная линия), причем большую

часть времени спутник находится на дуге малой петли «восьмерки».

Рисунок 1 - Трасса спутника при орбите с ненулевым наклонением и

эксцентриситетом при 24-часовом периоде обращения (орбита «Тундра»).

Различие трасс «а» и «б» связано с положением Земли в разных фокусах

эллиптической орбиты

Если Земля находится в другом фокусе эллипса, то трасса спутника будет

в виде перевернутой «восьмерки» (рис. 1-б, сплошная линия). В втором случае

перигей орбиты находится над акваторией СМП, что уменьшает время

нахождения спутника над заданным районом, но при этом дуга пролета

покрывает большую часть Северного Морского Пути, а минимальная высота

спутника позволяет получать более высокое пространственное разрешение.

Использование нескольких орбит разнесенных по долготе восходящего

узла и со смещениемво времени прохождения перигея, позволяет добиться

эффекта «эстафетной передачи»: через некоторое время после того как один

спутник покидает акваторию СМП, следующий спутник заходит на данную

территорию. Параметры группировки из шести спутников приведены

в таблице 2.

113

Таблица 2

Спутник K1 K2 K3 K4 K5 K6

Год и день эпохи 2015 141,6530

Наклонение 80,0

Средняя аномалия 159,0 099,0 039,0 339,0 279,0 219,0

Долгота восходящего угла 330,0 030,0 090,0 150,0 210,0 270,0

Аргумент перигея 090,0

Эксцентриситет 0,28837

Среднее движение 1,00283883

Временное разрешение группировки составляет 4 часа при времени

прохождения спутником основной части СМП в течение~ 80 минут. Перигей

орбиты составляет 23 625 км, поэтому данная орбита не пересекает орбиты

спутников основных навигационных спутниковых систем (ГЛОНАСС, GPS,

Galileo).

В связи эллиптичностью орбиты пространственное разрешение при

дистанционном зондированиибудет переменным и отличаться в перигее

(23 625 км) от разрешения в апогее (47 941 км)в ~ 2 раза. Но за время

прохождения над акваторией СМП изменение масштаба изображения при

зондировании произойдет на величину ~ 1,5 %, в связи с тем, что высота

спутника меняется от ~ 24 000 км до ~ 23 625 км (отношение ~ 1.015) на этом

участке орбиты.

Исследования в [3] показали хорошую устойчивость данной орбиты при

наклонении 63,4°. В нашем случае прецессия орбиты составляет ~ 1,01° в год,

вращение орбиты в ее плоскости составляет ~ 2,07° в год. Что не превышает

значений, полученных в [3].

Субгеостационарная орбита. Субгеостационарная орбита – это орбита с

геостационарным периодом, умноженным на отношение m/n, меньшее единицы

(где m и n – целые числа).

Группировка спутников на круговых (e = 0) субгеостационарных орбитах

с m/n = 2/3,со смещением на 60° по восходящему узлу и разнесенных на 90° по

114

моменту прохождения перигея позволяет получить трассу, пролегающую по

большей части СМП и северным водам Канады. Орбитальные элементы

группировки из 12 спутников приведены в таблице 3.

Таблица 3

Спутник K1 K2 K3 K4 K5 K6 K7 K8 K9 K10 K11 K12



Средняя аномалия 060,0 150,0 240,0 330,0 060,0 150,0 240,0 330,0 060,0 150,0 240,0 330,0

Долгота

восходящего угла 210,0 270,0 330,0 030,0 090,0 150,0 210,0 270,0 330,0 030,0 090,0 150,0




Рисунок 2 - Совпадающие трассы группировки из 12 спутников на

субгеостационарной круговой орбите с орбитальным периодом обращения 2/3

от геостационарного

Высота орбиты составляет 25 797 км, что превышает высоты орбит

основных навигационных спутниковых систем (ГЛОНАСС, GPS, Galileo).

Орбитальный период составляет 15ч 57мин. Временное разрешение

дистанционного зондирования составляет 4 часа. Пространственное

115

разрешение постоянно, так как высота спутника над поверхностью Земли не

меняется. Время прохождения спутником большую часть СМП составляет ~ 80

минут. Трассы всех спутников группировки совпадают и приведены

на рисунке 2.

Прецессия орбиты составляет ~ 2,18° в год. В связи с этим необходимо

проводить коррекцию орбиты.

Ретроградная геосинхронная орбита. При использовании ретроградной

орбиты с наклонением i = 100° и эксцентриситетом e = 0,28837 дуга орбиты,

расположенная над СМП покрывает всю его акваторию. В таблице 4 приведены

орбитальные элементы для группировки из 6 спутников, трассы которых

совпадают (рисунок 3). Апогей составляет 47 941 км, перигей – 23 625 км. В

связи с этим пространственное разрешение при зондировании будет отличаться

в перигее от разрешения в апогее в ~ 2 раза. При прохождении над акваторией

СМП высота спутника меняется от ~ 23 625 км до ~ 24 250 км (отношение

~ 1.025), что влечет изменение масштаба изображения при зондировании СМП

на ~ 2,5 %. Время прохода над СМП одного спутника составляет ~ 80 мин.

Временное разрешение 4 часа.

Таблица 4

Спутник K1 K2 K3 K4 K5 K6



Средняя аномалия 315,0 255,0 195,0 135,0 075,0 015,0

Долгота восходящего угла 000,0 060,0 120,0 180,0 240,0 300,0




Прецессия орбиты составляет ~ 1,01° в год, вращение орбиты в ее

плоскости составляет ~ 2,07° в год. В связи с чем необходимо проводить

116

регулярную коррекцию орбиты. По аналогии с орбитами, исследованными в [3]

коррекция осуществляется раз в пять месяцев.

Данная орбита в отличие от двух описанных ранее покрывает всю

акваторию СМП.

Рисунок 3 - Совпадающие трассы 6 спутников на ретроградных

эллиптических орбитах (i = 100°, e = 0,28837)

Все предложенные варианты орбит расположены выше радиационных

поясов Земли, что позволяет использовать радиационную защиту электронной

аппаратуры, типичную для геостационарных КА и соответственно срок службы

спутников может быть соизмеримым со сроком службы геостационарных

спутников. За счет подбора соответствующих орбитальных параметров

реализовано конвейерное движение КА по «выбранным» трассам. Все

приведенные орбиты могут быть использованы в той или иной степени для

зондирования северных регионов России. Группировки спутников подобраны

таким образом, чтобы достичь четырехчасового временного разрешения. В

случае использования субгеостационарной орбиты требуется 12 спутников, что

делает использование данной орбиты экономически дороже по сравнению с

другими орбитами. Из предложенных вариантов наибольший интерес

117

представляет ретроградная орбита благодаря полному охвату акватории СМП и

наличию в группировке всего 6 спутников.

Помимо основной задачи зондирования СМП спутники на приведенных

выше орбитах могут использоваться также для исследования как арктической,

так и антарктической поверхности, для организации связи и навигации в

приполярных районах.


1. Закон о Северном морском пути, от 28 июля 2012 года N 132-ФЗ.

2. РЕКОМЕНДАЦИЯ МСЭ-R S.1758.

3. А. Акимов, Д. Шевчук, В. Чазов. Модификация орбиты Тундра для

обслуживания территории России и анализ ее устойчивости. Технологии и

средства связи 3, 2014.

Влияние окружающей среды на динамику дифференциальных

кодовых задержек в аппаратуре GPS/ГЛОНАСС 1А.А. Мыльникова, 1Ю.В. Ясюкевич, 1,2В.Е. Куницын,

1,2А.М. Падохин

1 Институт солнечно-земной физики СО РАН, (г. Иркутск) 2Московский государственный университет им. М.В. Ломоносова,

(г. Москва)

С помощью глобальных навигационных спутниковых систем (ГНСС)

можно определять полное электронное содержание в ионосфере (ПЭС) [1; 2].

При определении абсолютного ПЭС с использованием одновременно

групповых и фазовых измерений, возникает систематическая ошибка, связанная

с различным временем прохождения сигналов частот L1 и L2 в радиочастотном

тракте приемо-передающей аппаратуры, так называемыми

118

дифференциальными кодовыми задержками (ДКЗ). Вследствие ДКЗ ПЭС

может принимать, в том числе и отрицательные нефизические значения [3].

Нами был проведен анализ динамики ДКЗ в частотных каналах

приемников (и связанной с ДКЗ ошибкой ПЭС) за период с 2000 по 2014 год.

Для оценки были использованы данные лаборатории CODE

(ftp://ftp.unibe.ch/aiub/CODE/), для 270 станций входящих в состав сети IGS [4].

Для 6 из них на рис. 1 представлена динамика ДКЗ для каналов GPS (черные

кривые) и ГЛОНАСС (серые кривые). Наименование станции указано на

панели. Пунктирной кривой на всех панелях приведена температура в районе

станции (http://www.ncdc.noaa.gov/cdo-web/).

Станции расположены в высоких, средних и экваториальных широтах. В

целом можно сказать, что ДКЗ в каналах ГЛОНАСС могут достигать ~50 TECU

(~17.5 нс), в каналах GPS – 60 TECU (21 нс). Полученные результаты в целом

согласуются с результатами в работе [5], где получены оценки ДКЗ в 20 нс для

каналов приемников.

На рис. 1 представлены станции, для которых наблюдаются значительные

сезонные вариации ДКЗ. Такие вариации наблюдались только для 6 станций из

общего набора из 270 станций. Можно видеть, что для станции IRKJ (Рис. 1а),

CHUR (Рис. 1б), ZIMJ (Рис. 1г) амплитуда сезонных вариаций ДКЗ для каналов

GPS составляет ~20 TECU (~7 нс), для станции POVE (Рис. 1д) – ~10 TECU

(~3.5 нс).

119

Рисунок 1 - Динамика ДКЗ для спутников ГЛОНАСС (серые сплошные кривые)

и GPS (черные сплошные кривые). Пунктиром отмечена температура в регионе

станции (oC)

Такие значительные вариации могут быть связаны с изменениями

параметров окружающей среды приемника, такими как температура или

влажность. Маловероятно, чтобы это были непосредственно проблемы

оборудования, так как такие вариации присущи различному типу

оборудования, и не связаны с конкретным типом приемных устройств.

Можно видеть (см. рис. 1а, б, г, д), что сезонные вариации температуры

хорошо согласуются с сезонными вариациями ДКЗ в каналах GPS. Для станций

IRKJ и CHUR максимум сезонных вариаций ДКЗ соответствует минимуму

сезонных вариаций температуры. Для ZIMJ и POVE - вариации синфазны.

В целом можно сказать, что из-за систематического изменения ДКЗ,

невозможно на длительный срок откалибровать приемник, для определения

абсолютного ПЭС. Требуется регулярная оценка погрешности определения

абсолютного ПЭС, связанной с ДКЗ.

Для определения абсолютного ПЭС и ДКЗ по данным отдельной станции

GPS/ГЛОНАСС был разработан алгоритм, основанный на простой модели

разложения абсолютного вертикального ПЭС в точке над станцией в ряд

Тэйлора, до второго порядка, по пространству и времени [6]. 120

С использованием разработанного алгоритма была произведена оценка

ДКЗ в каналах оборудования JAVAD Delta-G3T, установленного на полигонах

ИСЗФ СО РАН. Результаты для станции ORDA представлены на рис. 2.

Приемник сигналов GPS/ГЛОНАСС установлен в помещении, антенна – на

крыше здания. Можно видеть, что также имеет место изменение ДКЗ. При этом

связи ДКЗ с температурой в регионе приемника не отмечается.

Рисунок 2 - Динамика ДКЗ для спутников ГЛОНАСС (серая сплошная кривая)

и GPS (черная сплошная кривая). Пунктиром отмечена температура в регионе

станции (oC)


1. Hofmann-Wellenhof B., Lichtenegger H., Collins J. Global Positioning

System: Theory and Practice. New York. Springer–Verlag Wien. 1992. 327 p.

2. Афраймович Э.Л., Перевалова Н.П. GPS-мониторинг верхней

атмосферы Земли. Иркутск: изд-во ГУ НЦ РВХ ВСНЦ СО РАМН, 2006. 480 с.

3. Mylnikova A.A., Yasyukevich Yu.V., Kunitsyn V.E., Padokhin A.M.

Variability of GPS/GLONASS differential code biases // Results in Physics. V. 5.

2015. P. 9–10.

4. Dow J.M., Neilan R.E., Rizos C. The International GNSS Service in a

changing landscape of Global Navigation Satellite Systems // Journal of Geodesy. V.

83. 3-4. 2009. P.191-198.

121

5. Schaer S. Overview of GNSS biases // International GNSS Service.

Workshop on GNSS Biases. URL:

http://www.biasws2012.unibe.ch/pdf/bws12_1.3.1.pdf. 2012. (дата обращения

2.07.15)

6. Yasyukevich Yu.V., Mylnikova A.A., Polyakova A.S. Estimating the total

electron content absolute value from the GPS/GLONASS data // Results in Physics.

2015. V. 5. P. 32–33

Стохастическая идентификация навигационных параметров

спутников на основе межспутниковых измерений 1 А.С. Митькин, 2 В.А. Погорелов, 3 С.В. Соколов, 4 П.А. Кучеренко

1Начальник сектора ФГУП «РНИИРС» ФНПЦ; 2Ведущий научный сотрудник

ФГУП «РНИИРС» ФНПЦ, д.т.н.; 3Профессор ФГОУ ВПО «РГУПС», д.т.н.; 4Аспирант ФГОУ ВПО «РГУПС» (г. Ростов-на-Дону)

Ошибки решения навигационной задачи с использованием систем

спутниковой навигации в существенной мере зависят от ошибок определения

текущих эфемерид спутников. В свою очередь, текущий контроль и

определение координат навигационных спутников осуществляются с

погрешностями, зависящими от вида спутниковой навигационной системы

(СНС) - ГЛОНАСС или NAVSTAR (GPS), степени учета факторов,

возмущающих положение спутников, частоты обновления данных и пр.

Ошибки определения текущих эфемерид при этом могут достигать

значительных величин даже на небольших интервалах времени.

На сегодняшний день истинное положение спутников уточняется по

радиолокационным измерениям станций слежения через заданные интервалы

времени (например, в СНС ГЛОНАСС – через 30 мин.), внутри которых для

вычисления навигационных параметров спутников используются

детерминированные алгоритмы, не предполагающие использования каких-либо

122

навигационных измерений и не учитывающие стохастический характер

воздействий, возмущающих движение спутника.

Для повышения точности определения текущих эфемерид спутников

существующие спутниковые навигационные системы ГЛОНАСС и GPS

проходят в настоящий момент усиленную модернизацию, позволяющую, в

частности, определять текущие расстояния между спутниками, находящимися в

зоне прямой видимости, с помощью бортовых измерительных средств.

Несмотря на высокую точность межспутниковых измерений, неизбежные

погрешности, возникающие при приеме-передаче навигационных сигналов,

могут существенно ухудшить общую точность решения задачи определения

текущих эфемерид.

В связи с этим целью доклада является разработка методов обработки

межспутниковых измерений, обеспечивающих решение задачи высокоточного

определения спутниковых эфемерид, во-первых, в реальном масштабе времени,

а во-вторых, с учетом стохастического характера погрешностей навигационных

измерений.

Для решения поставленной задачи в докладе получены стохастическое

навигационное уравнение спутниковой группировки в форме объект-

наблюдатель. Уравнения объекта имеют вид:

( ) ( ) ,WWW

,,F,,F

A

C

B

CBACBA

С

В

A

ηηη+ηηη=ηηη

0

(1)

где ),,(),,,( 0 CBACBA FF ηηηηηη – векторная и матричная функции, −ηi

координаты C,B,Ai= спутника, −iW помеха измерений.

Уравнения наблюдателя можно представить как

( ) ,WWW

,,HZ

RCA

RBС

RAB

СВАRR +ηηη= (2)

123

где .),(),(),(

),,(

САRCA

СВRBС

ВАRAB

СВАR

ННН

Hηηηηηη

ηηη =

Уравнения (1), (2) в форме «объект-наблюдатель» принципиально

позволяют построить оценки координат спутниковой группировки,

оптимальные по известным вероятностным критериям.

При использовании рассмотренного алгоритма следует иметь в виду

возможность навигационного обмена данного спутника одновременно со всеми

спутниками, находящимися в прямой видимости – т.е. возможность

формирования сразу нескольких созвездий, аналогичных рассмотренному. В

этом случае на борту необходимо интегрировать сразу несколько фильтров – с

одной стороны, резко возрастают вычислительные затраты, но с другой,

обеспечивается непрерывность процесса решения навигационной задачи, а

также за счет постобработки оценок координат с выходов сразу нескольких

фильтров может быть существенно увеличена точность определения

параметров движения спутника.

Предложенный подход к идентификации параметров движения

навигационных спутников позволяет, используя простые методы радио- и

лазерных измерений, во-первых, определять текущие координаты

непосредственно на борту спутника, снижая, тем самым, вычислительную

нагрузку на приемники потребителей и телеметрических станций слежения, а

во-вторых, повысить общую точность решения навигационной задачи за счет

большей точности межспутниковых измерений, осуществляемых в космосе, по

сравнению с телеметрическими измерениями, подверженными влиянию

атмосферных возмущений. Более того, в силу инвариантности данного подхода

к параметрам траекторий объектов (их взаимному расположению, высоте и пр.)

и их физическим моделям, он может быть обобщен и на случай других видов

аэрокосмических объектов, движущихся по ортодромическим траекториям.

124

Использование системы космической связи «Гонец»

в технологии мониторинга подвижных объектов средствами

спутниковой навигации 1Д.Ю.Черников, 2В.Н.Ковалев, 3В.Н.Войцеховский

1Доцент , зав. кафедрой Инфокоммуникаций,

Институт инженерной физики и радиоэлектроники СФУ, 2ИТ-директор ООО «ПроСофт-системы»,

3Директор, ООО «Краевой центр коммуникаций» (г. Красноярск)

Развитие и использование технологий мониторинга подвижных объектов

средствами спутниковых радионавигационных систем во многих случаях

ограничивается невозможностью оперативной передачи навигационной и

телеметрической информации в адрес заинтересованных диспетчерских

центров.

Достаточно хорошим вариантом решения означенной задачи может

служить использование отечественной системы космической связи «Гонец» для

территорий, в которых отсутствуют альтернативные возможности организации

связи между оператором системы мониторинга и объектами, отнесенными к

его зоне ответственности.

В этой связи в докладе приводятся результаты тестирования технологии

космического мониторинга транспортных средств, для которых бортовой

приемник системы спутниковой радионавигации был дополнен

приемопередающим оборудованием сигналов системы космической связи,

развернутой с использованием созвездия низколетящих спутников связи

«Гонец –Д1М» (далее система «Гонец»).

Особенности орбитальной группировки системы «Гонец» не позволяют

рассчитывать на постоянное пребывание спутника связи в зоне радиовидимости

как объекта так и центра мониторинга. При этом временной интервал между

сеансами связи зависит от местоположения объекта мониторинга и колеблется

125

для территории Красноярского края в интервале от десятков минут до

полутора часов.

Для минимизации интервала времени между отправкой информации с

объекта и ее получением в центре мониторинга в докладе предложено

использовать региональную станцию приземления трафика космической

системы связи (Рис. 1), которая является основой предложенной и

реализованной технологии. В составе станции приземления предусмотрено

использование стационарной антенной системы и комплекта оборудования

космической связи, аналогичного бортовому оборудованию объекта

мониторинга.

Рисунок 1 – Схема организации связи

Станция приземления по высокоскоростному каналу связи имеет

соединение со шлюзом в сеть Интернет, на ресурсах которого собственно и

развернут сервис приема, обработки и накопления навигационной и

телеметрической информации. Пользователи развернутой системы могут

126

отправлять участвовать в технологии мониторинга, используя как удаленное

клиентское программное обеспечение (клиентское ПО) так и работая

непосредственно на ресурсах шлюза. В последнем случае для работы каждого

пользователя организуется свой шифрованный VPN-тоннель через сеть

Интернет.

При условии отсутствия активных помех в используемых системой

«Гонец» для реализации космической радиолинии диапазонах частот (312-315

МГц – на передачу (Земля – КА), 387 – 390 МГц – на прием (КА – Земля))

может быть обеспечена высокая доступность наземного оборудования

пользователей, расположенного как стационарно так и на подвижных объектах.

При этом абонентские терминалы, установленные на объектах

мониторинга, получают информацию от устройств спутниковой

радионавигации с дискретностью от 3 до 15 минут, обеспечивая возможность

промежуточного хранения навигационной и телеметрической информации при

отсутствии спутника связи в зоне радиовидимости. Предполагается, что в ряде

случаев абонентские терминалы могут применяться и в необслуживаемом

варианте (без оператора, который должен осуществлять их первоначальное

включение) в труднодоступных регионах или отдаленных районах.

Дополнительно реализована возможность отправки сообщений размером

до 10 Кбайт. Таким образом, каждый удаленный терминал фактически получил

собственный почтовый адрес вида–[email protected],– где ID –

уникальный идентификатор терминала, присваиваемый для обеспечения

возможности работы через спутниковый ретранслятор. Программное

обеспечение шлюза хранит таблицу соответствия между почтовыми адресами и

ID каждого терминала. Таблица модифицируется каждый раз при регистрации

нового удаленного терминала. При отсутствии спутника связи в зоне

радиовидимости станции приземления сообщения, предназначенные

спутниковым терминалам с зарегистрированными ID, хранятся на дисковой

памяти шлюза или оперативной памяти бортового оборудования транспортного

средства, являющегося объектом мониторинга. 127

mailto:[email protected]

В ходе проведенных натурных экспериментов отрабатывалась передача

данных различных типов: координатной информации с транспортных средств,

сообщений и блоков данных. География эксперимента охватила зону

диаметром около 600 км на территории Красноярского края. Основная часть

испытаний была сконцентрирована на территориях вне зоны доступности

наземных сетей GSM [1,2].

Обработка полученных данных показала возможность использования

отечественной спутниковой системы связи для мониторинга движения

наземных транспортных средств в режиме, близком к режиму реального

времени, при наличии в созвездии низколетящих спутников 12-ти и более КА.

При меньшем числе КА получаемая навигационная информация, как правило,

теряет значительную часть актуальности.

В ходе проведенных экспериментов при появлении спутника связи в зоне

радиовидимости объекта мониторинга, длительность сеанса связи составляла

более 3 мин. Во всех случаях система продемонстрировала достаточно высокую

эффективность передачи оперативной информации.


1. На школьные автобусы в отдаленных территориях Красноярского

края установят спутниковую систему «Гонец». URL:

http://krskplus.ru/economy/news/743368, (дата обращения: 03.12.2013)

2. Спутниковая система «Гонец» в тестовом режиме начала

использоваться на территории Красноярского края.- НИА-Красноярск. URL:

http://www.24rus.ru/more.php?UID=107850, (дата обращения: 03.03.2014)

128

http://www.24rus.ru/more.php?UID=107850

http://www.24rus.ru/more.php?UID=107850

Поляризационно-модуляционный метод, реализующий

измерение пеленга подвижного объекта по ортогонально

поляризованным по кругу сигналам радиомаяка 1В.Л. Гулько, 2А.А. Мещеряков

1Доцент каф. РТС, к.т.н.; 2В.н.с. НИИ РТС, к.т.н., доцент

Томский государственный университет систем управления и

радиоэлектроники (г. Томск)

В современных угломерных радиомаячных системах (РМС) угловая

информация о подвижном объекте (ПО) содержится в амплитудных, частотных,

фазовых или временных характеристиках принимаемых на борту ПО сигналов

радиомаяка. Причем эти характеристики рассматриваются как скалярные

величины (функции времени).

В настоящей работе исследуется поляризационно-модуляционный метод

измерения пеленга ПО, в котором используются поляризационные

характеристики сигналов радиомаяка. Суть этого метода заключается в том, что

радиомаяк из двух точек, пространственно разнесенных на расстояние d друг

от друга в горизонтальной плоскости, одновременно излучает ортогонально

поляризованные по кругу сигналы с одинаковыми амплитудами, начальными

фазами и длинами волн. На борту ПО результирующий сигнал принимается

антенной одноканального приемного устройства, в СВЧ тракт которого

вмонтирован поляризационный модулятор, выполненный в виде вращающейся

с частотой Ω полуволновой фазовой пластины [1]. На выходе радиоприемного

устройства косвенным способом на частоте кратной частоте поляризационной

модуляции измеряется разность фаз LR∆ϕ между ортогонально

поляризованными по кругу сигналами. Пеленг α определяется как угол между

нормалью к середине базы d и направлением на ПО по формуле [2,3]

arcsin2 d

λ α = ⋅ ∆ϕ π , (1)

129

где λ - длина волны ортогонально поляризованных сигналов, излучаемых

радиомаяком.

Для описания взаимодействия результирующего сигнала с элементами

высокочастотного тракта бортового одноканального радиоприемного

устройства, в котором вмонтирован поляризационный модулятор,

воспользуемся оператором Джонса [4].

Тогда сигнал на входе приемника можно записать как результат

преобразования:

[ ] [ ]12 2вх pE C П M E= ⋅ ⋅ ⋅

, (2)

где 1 11

2 2LRj

PE ej j

∆ϕ = + ⋅ −

- вектор Джонса результирующего сигнала в

точке приема на ПО;

[ ] cos 2 sin 2sin 2 cos 2

Mθ θ

= θ − θ - оператор Джонса поляризационного модулятора в

виде вращающейся с частотой Ω полуволновой фазовой пластины;

tθ = Ω ⋅ - угол ориентации полуволновой фазовой пластины;

[ ] 0 00 1

П =

- оператор Джонса линейного поляризатора (переход от

круглого волновода к прямоугольному волноводу);

C - постоянная, учитывающая потенциал радиомаяка и расстояние от него

до ПО.

Проделав в (2) необходимые преобразования амплитуда сигнала на

выходе приемника с логарифмической амплитудной характеристикой и

линейным детектором ( с учетом tθ = Ω ⋅ ) будет равна

( )[ ] ( )( )1lg 10lg 2 1 cos 42 2вых LRE t дБ C t Ω = ⋅ + − Ω + ∆ϕ

. (3)

Из анализа (3) видим, что в спектре огибающей выходного сигнала

логарифмического приемника присутствует только спектральная составляющая

на частоте 4Ω и ее фаза 4Ωϕ , которая определяется разностью фаз LR∆ϕ . При

130

этом необходимо отметить, что фаза 4Ωϕ отсчитывается от фазы опорного

сигнала cos(4 )tΩ , определяемой угловым положением полуволновой фазовой

пластины.

Предложенный модуляционно - поляризационный метод измерения

пеленга ПО позволяет осуществить простую техническую реализацию в

одноканальном варианте. В практической радионавигации метод может

использоваться в бортовых радиопеленгаторах при проводке морских и речных

судов по фарватер, задаваемого наземным радиомаяком, в навигации

космических аппаратов при их стыковки, а также в курсо-глиссадных

радионавигационных системах посадки летательных аппаратов.

Работа выполнена в рамках базовой части государственного задания

(проект 3656) в сфере научной деятельности по заданию 225/2015 на 2015

год.


1. Канарейкин Д.Б. Морская поляриметрия. / Д.Б. Канарейкин,

В.А. Потехин Н.Ф. Шишкин. – Л.: Изд-во «Судостроение», 1968. – 326с.

2. А. с. 1251003 СССР, М. кл. 4 G 01 S 3/02. Способ измерения пеленга

подвижного объекта и устройство для его осуществления / Н.Н. Бадулин

(СССР), В.Л. Гулько (СССР) – 3848713/24-09; заявл. 29.01.85; опубл.

15.08.86, Бюл. 30.

3. Гулько В.Л., Мещеряков А.А. Поляризационно-модуляционный метод

измерения пеленга подвижного объекта с помощью угломерных радиомаячных

систем // Доклады Томского государственного университета систем управления

и радиоэлектроники. 2015. 2 (36). С. 5-9.

3. А з з а м Р. , Б а ш а р а Н . Эллипсометрия и поляризованный свет. М.:

Мир, 1981. 583 с.

131

Уменьшение погрешности дискретизации псевдослучайной

последовательности дальномерного кода с помощью ограничения

спектра П. В. Шаршавин, А. С. Кондратьев, А. В. Гребенников

ФГАОУ ВПО «Сибирский федеральный университет», (г. Красноярск)

Прогресс в разработке современных методов приема и обработки

навигационных сигналов вывел на новый уровень качество работы

существующих приложений глобальных навигационных спутниковых систем

(ГНСС) и сделал возможным реализацию новых приложений. Достигаемая

современными методами точность оценки параметров навигационного сигнала

позволяет эффективно решать такие задачи спутниковой радионавигации, как

синхронизация шкал времени потребителей, геодезические измерения,

метрологическое обеспечение навигационных систем, поверка навигационной

аппаратуры потребителей (НАП) с помощью имитаторов, а также поверка

самих имитаторов [1]. Вместе с тем, попытки дальнейшего уменьшения

погрешности оценки параметров навигационного сигнала наталкиваются на

необходимость учета новых источников погрешности измерений, которые

ранее вносили сравнительно небольшой вклад в общий бюджет погрешности.

Одной из таких погрешностей является погрешность дискретизации

псевдослучайной последовательности (ПСП) дальномерного кода (т. н.

«погрешность формы» ПСП), возникающая, главным образом, при

формировании опорного сигнала цифровыми методами в схемах измерения

псевдодальности навигационной аппаратуры. Данная погрешность оказывается

сравнимой с погрешностью измерения псевдодальности по дальномерному

коду стандартной точности (СТ) ГЛОНАСС, обусловленной шумами в составе

входного сигнала, достигаемой при использовании методов совместной

фильтрации кодовой и фазовой псевдодальностей [2]. Погрешность

дискретизации, за счет медленного изменения задержки и доплеровского

сдвига частоты принимаемого сигнала навигационного космического аппарата 132

(НКА), а, значит, и задержки опорной ПСП приемника, имеет низкочастотный

характер, что затрудняет ее уменьшение посредством фильтрации измерений.

При неизменных задержке и доплеровском сдвиге частоты входного сигнала,

погрешность вырождается в систематическую, что может оказывать серьезное

влияние на результат поверочных процедур с использованием имитаторов.

Таким образом, устранение погрешности дискретизации ПСП является

необходимым условием для уменьшения погрешности оценки параметров

навигационного сигнала.

Погрешность дискретизации ПСП в спектральной области можно

представить в виде наложения спектров, возникающего вследствие нарушения

теоремы Котельникова. ПСП дальномерных кодов ГНСС являются сигналами с

неограниченным спектром, поэтому прямые цифровые методы формирования

таких сигналов, без специальных мер, неизбежно приводят к возникновению

погрешности дискретизации. Данная проблема является частным случаем

проблемы аналого-цифрового преобразования в цифровой обработке сигналов,

которая достаточно проработана и эффективно решается специальным методом

предварительного ограничения спектра сигнала [3].

В настоящей работе показана возможность применения данного метода к

формированию опорной ПСП корреляционных схем приема на основе прямого

цифрового синтеза [4]. Ограничение спектра реализуется путем добавления в

схему формирования ПСП с аккумулятором фазы дополнительного блока,

детектирующего моменты перехода ПСП и воспроизводящего переходной

процесс в эти моменты (рис. 1). Способ формирования ПСП с

воспроизведением переходных процессов из памяти позволяет рассматривать

данный формирователь как систему цифровой фильтрации на повышенной

относительно применяемой частоте дискретизации с последующей децимацией,

и получать степень и характер ограничения спектра через расчет

эквивалентного цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой.

Аппаратная реализация формирователя выполнена на языке описания

аппаратуры VHDL и оформлена в виде IP-блока. Исследование формирователя 133

произведено на лабораторном макете с применением программируемой

логической интегральной схемы и высокоскоростного цифро-аналогового

преобразователя. Осциллограммы и спектры ПСП, полученные в результате

макетирования, свидетельствуют о состоятельности предлагаемого способа

уменьшения погрешности дискретизации через ограничение спектра.

Рисунок 1 - Структурная схема генератора ПСП с ограничением спектра:

АФ – аккумулятор фазы; РСЛОС – регистр сдвига с линейной обратной

связью; ДП – детектор переходов; СА – селектор адреса; ПЗУ – постоянное

запоминающее устройство


1. Гребенников А. В., Кондратьев А. С., Кудревич А. П., Тяпкин В. Н.

Калибровка систематической задержки в радионавигационной аппаратуре

ГНСС, обеспечивающей определение пространственной ориентации. // Успехи

современной радиоэлектроники. Зарубежная радиоэлектроника. 2013. 9. С.

26-32.

134

2. Sharshavin P. V. Kondratiev, A. S. Hazagarov, Y. G. Grebennikov, A. V.

Sampling influence on navigation signal parameters estimation research. // Control

and Communications (SIBCON), 2015 International Siberian Conference IEEE.

2015. p. 1-4. ISBN: 978-1-4799-7102-2.

3. Макс Ж. Методы и техника обработки сигналов при физических

измерениях: В 2-х томах. Пер. с франц. — М.: Мир, 1983. — Т. 1. 312 с.: ил.

4. Golberg B. Digital frequency synthesis demystified. — LLH Technology

publishing, 1999. — 336 p. ISBN: 1-878707-47-7.

Помехоустойчивость контура слежения за фазой при измерении

фазы в навигационном приёмнике в условиях нерегулярных

возмущений ионосферы 1Т.В. Кашкина, 2В.В. Демьянов

1Аспирант; 2Профессор, д.т.н., доцент

ФГБОУ ВПО ИрГУПС, (г. Иркутск)

Основным ограничением потенциально достижимых навигационных

характеристик аппаратуры ГЛОНАСС и GPS служит влияние неоднородной и

нестационарной ионосферы на точность измерений радионавигационных

параметров. Явления в ионосфере, в особенности полярной и экваториальной,

часто влекут существенный амплитудный фединг сигналов навигационных

спутников в точке приёма, а также быстрые рефракционные вариации фазы

сигнала. Прежде всего, к воздействию данных явлений оказывается уязвимым

контур слежения за фазой несущей, сбой работы которого приводит к резкому

ухудшению точности измерений радионавигационных параметров в целом.

Известно, что фильтрация фазы несущей сигналов ГЛОНАСС и GPS

осуществляется в оптимальном фильтре третьего порядка на основе

использования модели Марковской дискретной последовательности

следующего вида

135

1,11111 ; −−−−−− +=⋅+=⋅+= kkkkCORkkkCORkk aaaTvvvT ϕξϕϕ , (1)

где TCOR – время интегрирования; kk av , -скорость и ускорение изменения

фазы в момент времени k, соответственно; ξφ,k – формирующий белый

гауссовский шум (БГШ) с дисперсией Dξ.

По современным представлениям, формирующий БГШ в модели фазы (1)

образуется за счет аддитивного взаимодействия трех независимых случайных

процессов: тепловых шумов измерителя, кратковременной нестабильности

частоты опорного генератора (вариации Алана) и вибраций объекта, на котором

установлен навигационный приёмник. По нашему мнению, однако, этот шум

должен быть дополнен аддитивной компонентой, которая описывает случайные

быстрые вариации фазы, вызванные влиянием неоднородной и нестационарной

среды распространения радиоволн (прежде всего, ионосферы).

Для проведения измерений фазы несущей сигналов навигационных

спутников ГЛОНАСС и GPS в условиях действия нестационарной и

неоднородной ионосферы была организована экспедиция в п. Хатанга

Красноярского края (71,6 N; 102,3 E). В период со 2 по 5 декабря 2013 г. с

использованием мультисистемного навигационного приемника Javad DELTA-3

с выносной антенной G3T нами проведены записи рядов фазы несущей

сигналов спутников GPS и ГЛОНАСС на двух рабочих частотах с частотой

регистрации данных 50 Гц.

При анализе результатов измерений, проведённых в условиях полярной

ионосферы, были обнаружены достаточно многочисленные случаи резкого

кратковременного возрастания второй производной фазы несущей сигналов как

GPS, так и ГЛОНАСС на величину от 30-40% до 2-2.5 раз относительно

фонового уровня. Данное явление выражено более отчетливо в рядах

наблюдений по сигналам спутников GPS, чем для сигналов ГЛОНАСС. Также

нами выявлена значительная положительная корреляция между возрастанием

второй производной фазы и ростом составляющих спектра вариаций ПЭС в

диапазоне частот 0.08 - 0.6 Гц. Этот диапазон частот, соответствует области

136

действия мелкомасштабных ионосферных неоднородностей с размерами от

сотен метров до единиц км. Поскольку подобные ионосферные неоднородности

в первую очередь ответственны за возникновение быстрых вариаций

амплитуды и фазы трансионосферных сигналов, можно предположить, что

указанное явление вызвано рассеянием сигналов или хаотической рефракцией

на мелкомасштабных структурах в ионосфере.

Однако подобные явления могут наблюдаться и без очевидной связи с

мелкомасштабными возмущениями электронной концентрации в ионосфере.

Похожие на ионосферные мерцания вариации фазы несущей

трансионосферного сигнала могут быть вызваны кратковременным дрейфом

частоты опорного генератора на спутнике. Подобный эффект был выявлен в

ходе обработки результатов одновременных измерений сигналов одного и того

же спутника на нескольких наземных станциях, расположенных в Иркутске,

Норильске и Москве.

Таким образом, перед нами стоит задача дальнейших исследований по

уточнению общепринятой модели изменения фазы несущей сигналов

навигационных спутников с обязательным учетом влияния среды

распространения радиоволн. Практическим результатом таких исследований

должна стать разработка навигационной аппаратуры пользователя, устойчивой

к воздействию нерегулярных внешних факторов.

Вариант реализации комплексного сигнала частотно-временной

синхронизации А. С. Кондратьев, П. В. Шаршавин, Д. С. Феоктистов, А. В. Гребенников


На современном этапе развития глобальных навигационных спутниковых

систем (ГНСС) и ее практических приложений назрела необходимость

улучшения качества обеспечения частотно-временной синхронизации

137

потребителей. Решение данной проблемы с использованием существующих

сигналов синхронизации, таких как импульсный сигнал метки времени и

гармонический сигнал опорной частоты, оказывается затруднительным в силу

необходимости расширения полосы пропускания линии передачи сигнала

импульсной метки времени, взаимной калибровки задержки линий передач

метки времени и опорной частоты, калибровки активных разветвителей сигнала

метки времени для множественного доступа и прочих причин [1].

Перспективный комплексный сигнал частотно-временной синхронизации

(КСЧВС), по принципу формирования и приема аналогичный навигационному

сигналу ГНСС [2], позволит обойти ограничения стандартного набора сигналов

и добиться необходимой погрешности частотно-временной синхронизации. В

настоящей работе предложен один из вариантов реализации данного сигнала.

Предлагаемый КСЧВС, спектр которого показан на рис. 1, состоит из

двух компонент: несущее гармоническое колебание и модулирующий сигнал,

представляющий псевдослучайную последовательность с ограниченным

спектром и наложенным на нее сигналом цифровой информации.

Модулирующий сигнал обеспечивает разрешение фазовой неоднозначности

измерений по фазе несущей, а также используется для передачи данных и для

калибровки задержки линии передачи за счет двунаправленной передачи

сигнала. Для осуществления двунаправленной передачи может использоваться

временное либо кодовое разделение каналов. В целях уменьшения ширины

спектра КСЧВС, была выбрана однополосная модуляция с верхней боковой

полосой. Степень ограничения спектра модулирующего сигнала и его

центральная частота (поднесущая частота) подбираются таким образом, чтобы

исключить влияние модулирующего сигнала на несущее колебание.

138

Рисунок 1 – Спектр комплексного сигнала частотно-временной

синхронизации

На рис. 2 представлена структурная схема формирователя КСЧВС.

Формирователь состоит из генератора ПСП (ГПСП) с устройством ограничения

спектра (УОС) на основе прямого цифрового синтеза (ПЦС); квадратурного

преобразователя частоты с генератором поднесущей (ГПН), также

построенного по схеме ПЦС; блоков ослабления ПСП до необходимого уровня

относительно несущей (1/K); блока смещения поднесущей, добавляющего

постоянную составляющую (Ан) в сигнал и регулирующего уровень несущей;

преобразователя частоты с генератором несущей (ГН) по схеме ПЦС; блока

выделения верхней боковой полосы из комплексного сигнала в виде устройства

вычитания.

Применяемая схема позволяет подстраивать большинство параметров

формируемого сигнала: тактовая частота ПСП, задержка ПСП, частота и фаза

поднесущей, частота и фаза несущей, уровень несущей.

Приемник КСЧВС состоит из квадратурного преобразователя частоты

несущей с фазовым дискриминатором, построенным по корреляционной схеме;

139

блока подавления несущей для каналов оценки задержки ПСП, построенного по

схеме оценки и вычитания постоянной составляющей сигнала на поднесущей

частоте; квадратурного преобразователя частоты поднесущей; генератора

опорной ПСП с устройством сглаживания спектра; набора квадратурных

корреляторов на расстроенных задержках опорной ПСП; временного

дискриминатора.

Рисунрок 2 – Структурная схема формирователя КСЧВС:

ГПСП – генератор псевдослучайной последовательности; УОС –

устройство ограничения спектра; ГПН – генератор поднесущей; ГН – генератор

несущей

Аппаратная реализация формирователя и приемника выполнена на языке

описания аппаратуры VHDL и оформлена в виде IP-блоков. Для исследования

характеристик точностных характеристик предлагаемого КСЧВС собран

лабораторный макет с применением программируемой логической

интегральной схемы и высокоскоростных цифро-аналогового и аналого-

цифрового преобразователей.


1. Гребенников А. В., Кондратьев А. С., Сизасов С. В., Хазагаров Ю. Г.

Аппаратура для калибровки и метрологической поверки источников

навигационных сигналов ГНСС // Тезисы докладов 2-й международной научно-

технической конференции «Навигационные спутниковые системы, их роль и

140

значение в жизни современного человека», 10-14 октября 2012 г.,

Железногорск. – 2012.

2. Кондратьев А. С., Быков А. С., Гребенников А. В., Хазагаров Ю. Г.,

Сизасов С. В., Кудревич А. П., Ячин А. В. Перспективные сигналы

высокоточной синхронизации. // Тезисы докладов VII Международного

симпозиума «Метрология времени и пространства», 17-19 сентября 2014 г., г.

Суздаль Владимирской области. – Менделеево: ФГУП «ВНИИФТРИ». – 2014. –

279 с.

Разработка радионавигационной системы на основе мобильного

приложения С.В.Саунин, В.Ф.Гарифуллин

Сибирский Федеральный Университет, (г. Красноярск)

В настоящие время происходит активное освоение новых территорий,

открытие новых месторождений нефти, газа и драгоценных металлов, развитие

речной навигации. Возрастает необходимость разработки навигационных

систем для повышения качества навигационного обеспечения. В связи с тем,

что все мобильные навигационные приложения используют карты,

созданные на основе фотосъемки спутников, потребитель имеет

неактуальную информацию о местности. Возникает необходимость

использовать более актуализированные карты ландшафта.

К наиболее нуждающемся группам потребителей можно отнести

ремонтные бригады нефтегазопроводов, теплоэнерго сетей,

строителей крупных объектов. Так же в навигационном

обеспечение с обратной связью могут нуждаться группы

пользователи туристической, образовательной и других сфер,

где необходимо иметь достоверную информацию о местонахождение группы

людей. Разрабатываемая радионавигационная система решает навигационные

141

задачи групп потребителей посредством координатно-

временного обеспечения конкретного пользователя и

взаимодействия с командным центром. Решение проблемы

достигается путем эксплуатации беспилотных летательных аппаратов с цель

ю фотосъемки местности и создание мобильного приложения на базе Android,

iOS, Windows Phone, для применения возможностей навигации

пользователя через личный смартфон.

Актуальность проблемы подтверждается результатами анализа

геолокационных сервисов в мобильной связи проведенной компании J’son

& Partners Consulting. Согласно исследованиям, данный сегмент рынка

мобильных приложений, является наиболее развивающимся; в период

с 2012 по 2016 гг. среднегодовой прирост составит более 70%.[1].

Разработка навигационной системы позволяющей создавать карты в

реальном времени, редактировать и загружать их на сервер, дает новые

возможности для организации работ.

Кратко о способе работы. На местность, карты которой не устраивает

потребителя, вылетает радиоуправляемый беспилотный аппарат, производит

фотосъемку, после чего фотографии попадают на сервер, для возможности

редактирования карты. Администратор вносит необходимые корректировки,

обозначения, и пользователи загружают данную карту в навигационное

приложение. Пользователи при взаимодействия могут видеть друг друга на

карте. Также Администратор может разбить пользователей на цветовые

группы, организовать чат, использовать звуковые сигналы (SOS), и иные

функциональные возможности.

142

Рисунок 1 - Структурная схема

Отличием от существующих аналогов является существенный набор

возможностей, представленный в данном радионавигационном приложении:

Загрузка карт для конкретной группы пользователей;

Быстрое создание, редактирование созданных и существующих

карт;

Выделение полномочий Администратора отдельным пользователям;

Проекты аналогов не позволяют разрабатывать карты по

фотосъемке для отдельных пользователей. Организация взаимодействия ме

жду пользователями также проблематична.

Использование беспилотных летательных аппаратов для быстрого

создания карты местности и моментальной загрузки обновленных карт в

мобильное устройство, ранее не было реализовано.

143


1. Рынок дополненной реальности и геолокационных сервисов в России

и мире. J'Son & Partners [Электронный ресурс].Режим доступа:

http://web.json.ru/files/news/2013-05-06_LBS_MW_RU.pdf

2. Материалы науч. конф., посвященной 70-летию Великой Победы (15-

25 апреля 2015 г.) Молодежь и наука. - Красноярск : Сиб.федер. ун-т, 2015/

Саунин С.В., Гарифуллин В.Ф. / С. 127-129.

Экспериментальная проверка эффективности применения

«портрета многолучевости» А. В. Ячин, С. В. Сизасов, А. П. Кудревич, А. В. Гребенников


Наличие интенсивных переотражений от деталей конструкции объекта

размещения антенной системы (АС) угломерной навигационной аппаратуры

(УНАП) и отражающих элементов окружающей среды приводит к

значительному увеличению погрешности фазовых измерений. Погрешности

фазовых измерений напрямую трансформируются в погрешность определения

пространственной ориентации (ПрО). Существуют объекты, для которых

переотражения сигналов НКА в основном обусловлены только элементами

конструкции самого объекта, например беспилотный летательный аппарат

(БЛА) во время полета. «Портрет многолучевости» (ПМ) - это метод

компенсации погрешности многолучевости, основанный на формировании на

этапе подготовительных работ и использованию при последующей

эксплуатации зависимости погрешности измерения разности фаз между

антенными элементами от направления прихода сигнала НКА [1]. Целью

данной работы, является оценка эффективности применения портрета

многолучевости для УНАП, размещенной на БЛА.

Проверка эффективности ПМ проводилась на технологической антенной

площадке, расположенной на крыше одного из зданий АО «НПП «Радиосвязь». 144



Был изготовлен макет, состоящий из угломерной АС с закрепленными на ней

элементами, имитирующими хвост и фюзеляж БЛА (Рис 1). Измерения

производились на серийно выпускаемой аппаратуре МРК-32, для которой было

разработано специальное технологическое программное обеспечение. Нужно

отметить, что условия проведения эксперимента с точки зрения «величины»

многолучевости хуже, чем условия реального полета БЛА, т.к. присутствует

множество посторонних отражающих объектов окружающей среды (здания

и т.п.).

Эффективность применения ПМ проиллюстрированы на Рис. 2, где

представлены, на примере курса, результаты измерения ПрО до и после

коррекции. Хорошо видно, что применение ПМ дает существенное уменьшение

погрешности. Рассматривая результаты можно заметить не только

количественные, но и качественные изменения погрешности ПрО, а именно

существенное уменьшение доли низкочастотных составляющих её спектра. Это

обстоятельство особенно важно, т.к. позволяет добиться дополнительного

уменьшения погрешности измерения ПрО за счет фильтрации измерений.

Фильтрация же измерений без применения ПМ совершенно не эффективна. В

таблице 1 представлены числовые значения погрешностей измерения ПрО

полученные в ходе экспериментов.

Проведенные эксперименты подтверждают высокую эффективность ПМ,

особенно в сочетании с фильтрацией. В дальнейших исследованиях

необходимо обратить внимание на разработку более совершенных методов

создания массивов данных необходимых на этапе применения ПМ.

145

Рисунок 1 - Макет имитирующий БЛА

Рисунок 2 - Курс до и после применения ПМ

146

Таблица 1 - Сводные данные о полученных погрешностях ПрО СКО, угловые минуты

Курс Крен Тангаж Интервал усреднения, с

Погрешность без

применения ПМ

10,8 54,6 23,7 Нет

10,7 50,1 23,6 10

10,5 48,4 23,3 20

Погрешность после

применения ПМ

2,9 5,7 5 Нет

1,75 3,8 3,8 10

1,3 3 3,1 20


1. Гребенников А.В., Сизасов С.В., Ячин А.В. Варианты применения

угломерной аппаратуры ГНСС для уменьшения погрешности многолучевости.

// Радиосвязь и радионавигация. 2013. 3

Оптимальное определение параметров ориентации в

многочастотной угломерной аппаратуре, работающей по

сигналам ГЛОНАСС и GPS М.Ю. Казанцев

Доцент кафедры «Радиотехника», к.т.н., СФУ, (г. Красноярск)

В докладе представлен метод обработки измерений, позволяющий

оптимально определять параметры ориентации в многочастотной угломерной

аппаратуре. В настоящее время, в качестве параметров ориентации широко

используются углы Эйлера и кватернионы, те и другие однозначно задают

ориентацию объекта в пространстве. Параметры ориентации можно определить

по измерениям разностей фаз между разнесенными в пространстве антеннами

угломерного приемника.

147

Наиболее актуальной проблемой при разработке новых образцов

угломерной аппаратуры является уменьшение погрешности определения

параметров ориентации. Увеличение числа антенн в угломерном приемнике

может помочь уменьшить погрешность определения параметров ориентации,

но на многих объектах, в силу специфики их использования, невозможно

увеличение числа используемых антенн.

Одним из эффективных способов уменьшения погрешности определения

параметров ориентации может быть использование измерений на нескольких

частотах. Увеличение числа используемых поддиапазонов для измерения

разности фаз эквивалентно увеличению числа антенн в аппаратуре.

Неизбежной платой за увеличение числа используемых частот является

увеличение стоимости, энергопотребления, а возможно и габаритов угломерной

аппаратуры.

В настоящее время, ГЛОНАСС излучает сигналы в двух частотных

поддиапазонах L1 и L2. Планируется введение новой частоты L3, на которой

будет излучение сигналов для гражданских потребителей с кодовым

разделением. Аналогичная ситуация в GPS, где сигналы излучаются в

нескольких частотных поддиапазонах L1, L2 и L5. Для гражданских

потребителей ГЛОНАСС и GPS доступны сигналы во всех частотных

поддиапазонах.

В силу того, что принимаемые сигналы излучаются на разных частотах с

различными способами модуляции, измерения разности фаз будут иметь

различную погрешность. Как показывают экспериментальные исследования,

немаловажным фактором, влияющим на погрешность измерения фаз, является

влияние многолучевости сигнала. Причем это влияние может воздействовать на

фазу сигнала на разных частотах по-разному.

В этом случае необходимо применять оптимальную весовую обработку

используемых измерений с помощью метода, рассмотренного в докладе.

Данный метод заключается в определении взаимной ориентации связанной с

объектом системы координат и опорной системы координат, по результатам 148

измерений проекций не менее чем двух неколлинеарных векторов на оси обоих

систем координат. В докладе представлены результаты моделирования и

экспериментальных исследований рассмотренного метода.

Использование угломерной навигационной аппаратуры ГНСС

при проведении учений артиллерийских подразделений А.В. Гребенников, И.Н. Сушкин, В.И. Ткач


В ходе боевой подготовки войска ВС РФ ежегодно проводят большое

количество учений и учебно-тренировочных стрельб, при этом существующая

система их контроля, анализа и оценки производится без использования

специализированных автоматизированных средств и во многом зависит от

человеческого фактора.

Замена при обучении реальной стрельбы ее имитацией на основе

технологий ГЛОНАСС позволяет не только существенно сократить затраты и

повысить безопасность, но и расширить возможности для обучения, приближая

его к местам дислокации войск.

Для решения этой задачи может быть реализована навигационно-

информационная система контроля проведения учений – НИС-КПУ, в которой

вместо реальной стрельбы выполняется ее имитация. При имитации стрельбы,

пожалуй, наиболее сложной задачей является получение информации о

пространственном положении каналов стволов огневых средств в момент

имитации выстрела. Наличие такой информации позволит рассчитать

координаты предполагаемой точки попадания снаряда и определить ущерб,

нанесенный условному противнику. Для решения указанной задачи реальные

огневые средства преобразуются в элементы системы НИС-КПУ –

контролируемые стреляющие объекты (КСО) путем их оснащения

оборудованием определения пространственной ориентации и передачи данных

(ОКСО). Известны варианты реализации ОКСО в виде лазерных указателей 149

стрельбы и поражения (ЛИСП). Системы на основе ЛИСП успешно

используются при проведении учений с имитацией стрельбы прямой наводкой

(стрелковое оружие, танковое вооружение). При проведении артиллерийских

учений с выполнением огневых задач непрямой наводкой на сегодняшний день

оптимальным является использование в ОКСО угломерной навигационной

аппаратуры потребителя (УНАП), работающей по сигналам ГНСС.

В составе НИС-КПУ, обеспечивающей проведение учений с имитацией

стрельбы, можно выделить: оборудование контролируемых стреляющих

объектов (ОКСО), оборудование пункта огневого посредника (ОПП),

оборудование подвижного мишенного объекта (ОПМО); оборудование пункта

управления (ОПУ). Взаимодействие участников учений с использованием

НИС-КПУ показано на рисунке.

150

После получения боевого приказа, командир и штаб дивизиона

приступают к подготовке выполнения полученной задачи. Уяснив полученную

задачу и оценив обстановку командир дивизиона ставит задачи

подразделениям.

Огневые посредники при помощи пульта посредника (ПП) отмечают

моменты времени начала и окончания выполнения подразделениями всех

перемещений, свертывания и развертывания. В те моменты времени, когда

связь между ПП и ОПП отсутствует (например, ОПП еще не развернут, на

марше), вся информация сохраняется в ПП и передается через ОПП в ОПУ при

восстановлении канала связи.

Командиры орудий вводят индивидуальные поправки и подают команды

наводчикам. По готовности докладывают старшему офицеру батареи.

Орудийные расчеты управляют огневыми средствами, ОКСО передают

информацию о пространственном положении стволов через ОПП в ОПУ. Туда

же поступает информация с ПП всех батарей.

Огневые посредники, находясь на огневых позициях батарей, вводят при

помощи ПП номер цели, установки стрельбы, фиксируют доклады о готовности

подразделений к открытию огня, об открытии огня, об окончании стрельбы и

расходе снарядов.

Специальное программное обеспечение (СПО) НИС-КПУ определяет

нанесенный цели ущерб и эффективность стрельбы. Точки разрывов и

результаты стрельбы отображаются на экранах автоматизированных рабочих

мест (АРМ) обучаемого подразделения. Командир дивизиона может наблюдать

за результатами огня и корректировать его при помощи штатных средств своего

подразделения, добиваясь эффективного поражения целей.

СПО определяет показатели поражения цели и определяет

эффективность выполнения огневой задачи обучаемым подразделением.

Итоговая оценка подразделению выставляется с учетом дополнительных

факторов, оцениваемых руководителем учения лично.

151

Использование при проведении учений подвижных мишенных объектов,

также оборудованных навигационной аппаратурой и аппаратурой передачи

информации о текущих значениях их координат (ОПМО), позволяет

отрабатывать задачи разведки целей и корректировки стрельбы.

Таким образом, НИС-КПУ с использованием УНАП, работающей по

сигналам ГНСС, обеспечивая высокий уровень безопасности и экономию

средств и ресурса техники, позволит выполнять отработку большинства

основных практических навыков, формируемых в ходе реальных учений,

улучшить тактическую подготовку артиллерийских подразделений.

Использование возможностей систем спутниковой навигации

для повышения достоверности результатов применения

комплексов

местоопределения СВ–КВ-диапазона на морских направлениях

В. В. Корунов

профессор, доктор военных наук, доцент

Академия ФСО России, (г. Орёл)

Процесс принятия управленческих решений по вопросам обеспечения

безопасности мореплавания и вскрытия фактов противоправной деятельности в

морском пространстве Российской Федерации основывается на данных,

получаемых в результате освещения надводной обстановки в различных

акваториях. При этом все используемые средства можно сгруппировать по

способам получения информации о принадлежности, текущем состоянии и

местоположении морских объектов. В результате классификации по

указанному признаку следует выделить:

1) инспекторский состав контролирующих органов;

2) средства оперативных подразделений органов безопасности и иных

министерств и ведомств;

152

3) средства визуального и радиолокационного наблюдения за надводной

обстановкой специализированных постов, кораблей (судов) и авиации;

4) средства радиомониторинга различных министерств и ведомств;

5) технические средства контроля надводной обстановки на базе

транспондерных систем.

Сравнительный анализ возможностей средств освещения надводной

обстановки показал, что в отдельности ни один из способов их применения не

является совершенным и обладает тем или иным недостатком, влияющим на

своевременность, точность и полноту данных о текущем местоположении,

состоянии и намерениях субъектов морской деятельности. В основном это

связано с низкой пропускной способностью и информативностью указанных

средств, а также малой дальностью обнаружения и опознавания объектов в той

или иной акватории.

В сложившихся условиях целесообразно как с экономической, так и

практической точек зрения совершенствовать технические возможности и

тактику совместного применения разнородных средств освещения надводной

обстановки. Одним из вариантов минимизации существующей проблемы

является использование данных от систем спутниковой связи (Inmarsat-

C/Argos) и навигации (GPS/ГЛОНАСС) в процессе определения

местоположения морских судов с помощью угломерно-дальномерных

комплексов (УДК) СВ–КВ-диапазона. Его реализация на практике

предусматривает корректировку высот отражающих слоев ионосферы в

масштабе времени, близком к реальному. При этом необходимо учитывать

топологию размещения комплексов местопределения источников

радиоизлучения и подвижных объектов на морских направлениях.

Выбор судовых радиосредств СВ–КВ-диапазона в качестве контрольных

(реперных) источников радиоизлучения обусловлен тем, что стационарные

береговые радиостанции не всегда (не по всем азимутальным направлениям)

позволяют определить максимально точно высоту отражающего слоя

153

ионосферы. Для успешного решения данной задачи необходимо, чтобы

выполнялись следующие условия:

1) рабочие частоты наблюдаемой и контрольной (реперной) радиостанций

должны быть максимально близкими по номиналу;

2) разница во времени определения местоположения наблюдаемой и

контрольной (реперной) радиостанций должна быть минимальной;

3) взаимное удаление точек отражения радиоволн от слоев ионосферы

для радионаправлений "наблюдаемая радиостанция–УДК" и "контрольная

(реперная) радиостанция–УДК" должно быть минимальным.

Выполнение данных условий предлагается осуществлять в следующей

последовательности:

1) определяется местоположение наблюдаемой радиостанции с помощью

УДК, фиксируются рабочая частота, время, пеленг, угол прихода радиоволны в

вертикальной плоскости, высота отражающего слоя ионосферы (заносятся в

базу данных);

2) формируется перечень источников радиоизлучения расположенных

вблизи района размещения наблюдаемой радиостанции. В качестве них

выбираются те, координаты которых определены совместно с помощью УДК и

систем глобального спутникового позиционирования (GPS/ГЛОНАСС). При

этом достоверность последних не должна вызывать сомнений, т. е. бортовое

оборудование подвижных объектов используется штатно (без нарушений);

3) из полученного перечня отбираются только те источники

радиоизлучения, которые используют частоты близкие по номиналу к рабочей

частоте наблюдаемой радиостанции;

4) среди отобранных источников радиоизлучения в качестве контрольных

(реперных) выбираются те (один или несколько), которые последними

выходили на связь. С использованием информации из базы данных для них

определяются высоты отражающих слоев ионосферы. Если отобрано несколько

источников радиоизлучения, производится усреднение их значений;

154

5) в результате сопоставления данных о высотах отражающих слоев

ионосферы для контрольных (реперных) и наблюдаемого источников

радиоизлучения производится корректировка результатов определения

местоположения последнего с помощью УДК. При реализации данного этапа

следует использовать статистические данные характеризующие динамику

изменения высот отражающих слоев ионосферы в частотно-временной области.

В целом реализация данного подхода позволяет уменьшить ошибки в

определении дальности до источников радиоизлучения, что в свою очередь

повышает достоверность результатов их координатометрии. С другой стороны,

совместное применение указанных систем и комплексов позволяет выявить

факты несанкционированного доступа к бортовому оборудованию глобального

спутникового позиционирования (GPS/ГЛОНАСС) с целью сокрытия фактов

противоправных действий в морском пространстве Российской Федерации.

Тестирование навигационной аппаратуры потребителя

ГЛОНАСС/GPS в лабораторных условиях 1И. Н. Корнилов, 2Н. В. Ергашев

1Канд. техн. наук, доц.; 2Ассистент

ФГАО ВПО «Уральский Федеральный Университет им. первого Президента

России Б.Н. Ельцина», (г. Екатеринбург)

Полная схема испытательного стенда представлена на рис. 1. Такой стенд

позволяет в лабораторных условиях определять чувствительность НАП,

точность определения местоположения НАП, точность определения скорости,

создавать различные траектории движения. Стенд позволяет также записывать

реальные навигационные сигналы и многократно их воспроизводить.

155

Рисунок 1- Испытательный стенд

Имитатор навигационных сигналов генерировал сигналы системы GPS на

частоте L1 при помощи контроллера с программным обеспечением SimGen [2].

В качестве НАП использовался GPS приёмник u-blox AEK-4H [3]. Методика

оценки точности координат и высоты НАП радиозонда была следующей:

1. Из реальной траектории полёта в виде файла с отсчётами координат,

высоты и скорости осуществляется выборка отсчётов раз в 10 секунд.

2. В SimGen пишется сценарий полёта по заданной траектории.

3. Когда сценарий полёта готов запускается имитация навигационных

сигналов. На выходе имитатора генерируется навигационное поле.

4. НАП принимает имитируемые сигналы навигационных спутников,

решает навигационную задачу и выдаёт данные по UART на персональный

компьютер. Для отображения и накопления данных от НАП используется среда

u-center.

5. Координаты, измеренные НАП в виде таблиц, сохраняются и наносятся

на графики с исходными траекториями движения.

6. Вычисляется среднее отклонение графиков для координат и высоты,

полученных от НАП с исходными траекториями движения по формуле:

n

xx=X

n

iii

ош

∑=

−1

* )(, (1)

156

где ошX - средняя ошибка измерения координаты НАП; ix - значение

координаты, измеренное НАП; *ix - координата исходной траектории движения;

n – количество отсчётов.

На рис. 2 представлены исходная траектория движения радиозонда

(график 1) и траектория, полученная от НАП (график 2).

Рисунок 2 - Траектории полёта радиозонда

1 - исходная траектория; 2 – траектория, полученная от навигационного

приёмника

Сопоставив графики на рис. 2 получаем, что средняя ошибка по

определению координат составила 6,3 метра по широте и 9,7 метра по долготе.

На рис. 3 представлены зависимости набора высоты радиозондом: исходная

траектория (график 1) и траектория, полученная от НАП (график 2).

Рисунок 3 - Набор высоты радиозондом.

1 - исходная траектория; 2 - траектория, полученная от навигационного

приёмника.

157

Вычислив различия между графиками на рис. 3 получаем, что средняя

ошибка по определению высоты радиозондом составила 12,5 метров.


2. Сайт компании Spirient (http://www.spirent.com/Positioning-and-

Navigation/)

3. Руководство по эксплуатации программного обеспечения SimGEN.

Spirent Communications. 2010. – 756 с.

3. AEK 4HСН-3805 ГЛОНАСС/GPS/GALILEO/SBAS Комплекс

имитации. Описание версия 1.0, 2011. – 29 с.

Точность измерения задержки спектрально-эффективных

шумоподобных сигналов 1В. Н. Бондаренко, 2Р. Г. Галеев, 1В. Ф. Гарифуллин, 1Т. В. Краснов

1Сибирский Федеральный университет (г. Красноярск) 2Научно-производственное объединение «Радиосвязь» (г. Красноярск)

В докладе проведён сравнительный анализ шумоподобных сигналов

спектрально-эффективных форматов модуляции на основе обобщённого

критерия спектральной эффективности /эF Wη = , равного отношению

эффективной ширины спектра эF к двусторонней ширине W спектра сигнала

[1]. Параметр W определяется из условия обеспечения заданной мощности

Pc(W)=γ Pc, 0.9γ = ; 0.99; 0.999, а эффективная ширина спектра

( )

( )( )

1/2/22

1 2/2э /2

/2

1 0 ,2

W

WW

W

f G f dfF R

G f dfπ

−

−

′′= = −

∫

∫

(1)

158

http://www.spirent.com/Positioning-and-Navigation/

http://www.spirent.com/Positioning-and-Navigation/

где ( )G f и ( )R τ – энергетический спектр и нормированная

автокорреляционная функция комплексной огибающей сигнала; ( )0R′′ –

значение второй производной АКФ при 0τ → .

Потенциальная точность измерения времени τ запаздывания сигнала при

W → ∞ характеризуется известной формулой для дисперсии ошибки [2]

( )2

2 2э

1 , 1,2

qF qτσ

π= >> (2)

где ( )20 с 0 п2 2q E N P N T= = – параметр, который может быть назван

отношением сигнал/шум; с пE PT= – энергия сигнала на интервале измерения

пT ; 0 2N – спектральная плотность мощности белого шума.

При заданной полосе W и мощности Pc(W) показатель η характеризует

реальную точность измерения задержки с учётом ограничения спектра сигнала.

В табл. 1 представлены результаты расчётов с использованием формул

(1), (2) при ограничении спектра сигналов согласованной полосой 400 кГцW = ,

соответствующей определению ширины спектра по нулям главных лепестков.

Для сигналов MSK, MSK-BOC(2), MSK-BOC(3) и MSK-BOC(4) тактовая частота

т 200f = , 100, 80 и 67 кГц соответственно.

Таблица 1

Вид Модуляции

Полоса частот

сигнала W, кГц∗

Коэффициент использования

мощности γ

Эффективная ширина спектра Fэ, кГц

Выигрыш в СКО ошибки

τσ ∗∗

Эквивалент-ный

энергетический выигрыш, дБ

MSK 400 0,995 87,0 1,30 2,27

MSK- BOC(2) 400 0.989 94,3 1,41 2,97

MSK- BOC(3) 400 0,989 114,2 1,70 4,63

MSK- BOC(4) 400 0.982 128,4 1,92 5,65

159

∗ - полоса, согласованная с шириной спектра по нулям главных лепестков

∗∗ - по сравнению с сигналом BPSK

На рис. 1 приведены графики зависимостей СКО ошибки τσ от

отношения сигнал/шум q для сигналов MSK, MSK-BOC(2), MSK-BOC(3) и MSK-

BOC(4), (кривые 1, 2, 3 и 4) при указанных в таблице 1 ограничениях на полосу

частот.

При отношении сигнал/шум q2 = 10 дБ СКО ошибки τσ приблизительно

составляет: 578 нс (173 м по дальности) для сигнала MSK, 533 нс (159 м) для

сигнала MSK-BOC(2), 440 нс (132 м) для сигнала MSK-BOC(3) и 392 нс (117 м)

для сигнала MSK-BOC (4).

Рисунок 1 – Зависимости СКО ошибки τσ от отношения сигнал/шум q

Сравнение сигналов MSK-BOC(2) и MSK-BOC(4) свидетельствует о том,

что в условиях указанных ограничений на спектральный ресурс (согласованной

полосой 400 кГц) сигнал MSK-BOC(4) обеспечивает выигрыш по критерию

СКО ошибки в 1,36 раза, что эквивалентно энергетическому выигрышу около

2,7 дБ.

160

Результаты проведённого анализа свидетельствуют о том, что

рассмотренные сигналы со спектрально-эффективными форматами модуляции

обеспечивают значительные преимущества в точности измерения задержки по

сравнению с ШПС с традиционным способами модуляции BPSK и MSK.


1. Бондаренко В.Н. Помехоустойчивость приёма спектрально-

эффективных шумоподобных сигналов/В.Н. Бондаренко. - Красноярск:

Сиб.федер. ун-т, 2015. -160 с.

2. Бондаренко В.Н., Кокорин В.И. Широкополосные

радионавигационные системы с шумоподобными частотно-

манипулированными сигналами/Новосибирск: Наука. 2011. 260 с.

Переборный метод определения координат бортовой станции в

фазовой радионавигационной системе 1А.М. Алешечкин, 2А.Ю. Строкова, 3С.С. Панафидин, 4А.Н. Фролов

1Заведующий кафедрой, д-р техн. наук, доцент ФГАОУ ВПО «СФУ» 2 Аспирант ФГАОУ ВПО «СФУ», инженер-конструктор

АО «НПП «Радиосвязь» 3Аспирант ФГАОУ ВПО «СФУ»

4Начальник сектора, главный конструктор ОКР АО «НПП «Радиосвязь»

(г. Красноярск)

Разработка и исследование способов и технических решений,

обеспечивающих повышение точности измерения радионавигационных

параметров (РНП), является одним из ключевых направлений модернизации и

развития отечественных фазовых радионавигационных систем (ФРНС).

При использовании фазовых измерений для определения

радионавигационных параметров возникает проблема разрешения фазовой

161

неоднозначности, обусловленная тем, что измеренные значения фазовых

сдвигов (ФС) ограничены интервалом от –180° до +180°, или, в единицах

расстояния – не более длины волны сигнала с частотой, на которой

выполняются измерения ФС. В то же время значения радионавигационных

параметров как правило превышают длину волны, следовательно, прямое

использование результатов измерений ФС невозможно, поскольку целое число

длин волн, укладывающихся в значении РНП оказывается утерянным. Исходя

из этого, требуется определение указанного целого числа длин волн в

измеренных значениях РНП, или, что эквивалентно, определение целого числа

360-градусных циклов, укладывающихся в значении измеренных ФС. Эта

задача носит название разрешения неоднозначности (РН) фазовых измерений.

Известно применение переборных методов РН для решения задач

определения угловой ориентации по сигналам спутниковых

радионавигационных систем [1 – 3], однако в отмеченных работах не ставилась

задача определения координат объектов по сигналам многошкальных ФРНС.

При реализации переборных методов определения угловой ориентации

для выбора оптимальных значений фазовой неоднозначности часто

используется метод поиска максимума функции правдоподобия [4].

При нормальном законе распределения погрешностей измерения ФС

поиск максимума функции правдоподобия сводится к минимизации показателя

ее экспоненты, называемого квадратом суммарной невязки. При независимости

и равноточности измерений ФС суммарная невязка ),( yxQ может быть

определена по формуле [4]:

( ) ( ) ( )2

1

22

2)(

, ∑=

−+−−

ϕ+⋅λ=

n

iocioci

ii yyxxkyxQ , (1)

где ni ,..,1= – текущий номер принимаемой ОС; n – общее число ОС; λ –

длина волны на рабочей частоте измерения ФС; ik – перебираемые

162

неоднозначности ФС для i-й ОС; iϕ – значения измеренных ФС; осiосi yx , –

известные координаты i-й ОС; yx, – координаты БС.

В работе [4] приведены результаты расчета суммарной невязки ),( yxQ в

зависимости от значений координат объекта, при этом было показано, что

значение суммарной невязки имеет один минимум в случае, если система

уравнений для определения координат объекта является избыточной (число ОС

больше 2).

В данной работе была поставлена задача определения координат объекта

переборным методом с использованием одной рабочей частоты. При этом

критерием выбора истинного значения координат объекта также является

минимум суммарной невязки.

В качестве исходных данных использовались заданные в [4] координаты

расстановки ОС и БС (рис.1). Осуществлялся расчет дальностей от ОС до БС,

расчет измеренных значений ФС и неоднозначности для истинного положения

БС. После этого задавалась область возможных значений координат БС

(диапазон априорных данных по положению БС), на основании которой

вычислялись границы диапазона поиска по фазовой неоднозначности при

выполнении перебора.

Далее на основе измеренных значений ФС сигналов ОС1, ОС2 и ОС3 и

возможных значений целочисленной неоднозначности осуществлялся расчет

возможных дальностей между объектом и ОС1, ОС2, ОС3, на основании чего

вычислялись возможные координаты бортовой станции (БС).

163

Рис. 1 – Положения ОС и истинное положение БС (выделено синим цветом)

(в метрах)

При моделировании была выбрана рабочая частота измерения ФС, равная

10 МГц, диапазон возможных значений координат объекта – 111.8 м от

истинного положения БС. Исходя из этого, для запросного дальномерного

режима определения места объекта число возможных неоднозначностей в

измерениях ФС для определения дальности между объектом и одной ОС было

равным 16.

Значения суммарной невязки ),( yxQ вычислялись без учета шумов в

соответствии с выражением (1). На рис. 2 приведены полученные по

результатам измерений ФС для ОС1, ОС2 и ОС3 значения суммарной невязки

в зависимости от номера возможного решения.

На рис. 3 приведены значения суммарной невязки в окрестностях

решения с номером 2168, соответствующего истинным координатам БС.

Полученные расчеты суммарной невязки позволяют сделать вывод о том,

что при переборе по сигналам трех ОС наблюдается один минимум,

соответствующий истинному положению БС (см. рис. 3). При этом в

отсутствии шумов значение указанного минимума равно нулю. Это позволяет

осуществлять выбор истинного решения из набора возможных значений

координат БС на основе анализа полученных в соответствии с (1) значений

суммарной невязки ),( yxQ для каждого из возможных решений.

164

Рис. 2 – Значения суммарной невязки, полученные по сигналам трех ОС

Рис. 3 – Значения суммарной невязки в окрестностях истинного значения

В дальнейшем планируется проведение моделирования алгоритма

определения координат объектов переборным методом при наличии случайной

погрешности измеренных значений ФС с оценкой вероятности правильного РН,

а также использование результатов измерений ФС для сигналов

дополнительных ОС: ОС4, ОС5, ОС6.


1. US Patent 4963889. Method and Apparatus for Precision Attitude

Determination and Kinematic Positioning / Ronald R. Hatch. // Oct. 16, 1990.

2. US Patent 5296861. Method and Apparatus for Maximum Likelihood

Estimation Direct Integer Search in Differential Carrier Phase Attitude Determination

Systems / Donald T. Knight // Mar. 22, 1994.

165

3. Патент РФ 2379700. Способ угловой ориентации объекта по

сигналам спутниковых радионавигационных систем. / Алешечкин А.М.,

Кокорин В.И., Фатеев Ю.Л. // Опубл. 20.01.2010. Бюл. 2.

4. Алешечкин А.М. Переборный метод разрешения неоднозначности в

многошкальной фазовой радионавигационной системе / А.М. Алешечкин //

Вестник СибГАУ. – 2010. – 4. – С. 30 – 34.

Помехоустойчивость квазиоптимального алгоритма поиска

двухкомпонентного шумоподобного MSK-сигнала

1В.Н. Бондаренко, 2Р.Г. Галеев, 1В.Ф. Гарифуллин, 1Т.В. Краснов


В докладе оценивается вероятность Pош аномальных ошибок, превышающих по абсолютной величине половину шага поиска ∆ , для квазиоптимального алгоритма поиска двухкомпонентного шумоподобного MSK-сигнала с пилотной компонентой MSK-BOC(2) и информационной компонентой MSK(2)[1]. В этом случае автокорреляционная функция полного сигнала, полученная сложением АКФ компонент MSK (2) и MSK-BOC(2) однопиковая[2]. Это позволяет осуществить поиск по задержке с шагом T/4 без риска попадания на провалы АКФ (T – длительность элемента каждой из компонент). Число ячеек поиска составляет ц4M T T= (поиск на интервале цT с шагом / 4T ).

При длине кодовых последовательностей 1N уровень боковых лепестков АКФ сигнала пренебрежимо мал. В этом случае задачу поиска можно свести к задаче распознавания M ортогональных сигналов со случайной фазой [3].

При высоких требованиях к достоверности поиска вероятность ошибки может быть определена по формулам [4]

166

( ) ( )2

2ош

21 exp ,2

MxP x x q dx∞

−

−∞

≅ − − Φ Φ + π

∫ (1)

( )2

1ош

11 exp ,22

MxP x q dx∞

−

−∞

≅ − − Φ + π

∫ (2)

где 21( ) exp22

x tx dt−∞

Φ = − π

∫ – табулированный интеграл вероятности;

н 0η ( / 2)q nq R= ∆ , –отношение сигнал/шум на интервале

кT когерентного накопления в «синхронном» канале (ошибка синхронизации равна нулю); n – число некогерентно суммируемых корреляций; нη – проигрыш в отношении сигнал/шум из-за некогерентного накопления; рη – потери из-за равновесовой обработки (0.9дБ); ( )/ 2R ∆ – значение нормированной АКФ при

/ 2τ = ∆ . Формулы (1), (2) определяют вероятность ошибки для случаев / 2τ = ∆ и

0τ = соответственно (во втором случае q – отношение сигнал/шум в «синхронном» канале: ( )0 1R = ).

На рис. 1 представлены графики зависимостей вероятности ошибки Pош от отношения сигнал/шум на интервале когерентного накопления 0q , рассчитанных по формулам (1), (2) (кривые 1 и 2 соответственно). Приведенные на рис. 1 зависимости соответствуют условиям: число ячеек поиска 532220M = , число циклов некогерентного накопления n = 10.

р с0 к

0

2 Pq T

Nη

=

167

Рис. 1. Зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал/шум

Как видно из рисунка (кривая 1), для обеспечения приемлемых значений вероятности 3

ош 10P −< требуемое отношение сигнал/шум 0q составляет не менее 9 дБ. При полосе приёмного тракта 0.5 МГц это соответствует отношению сигнал/шум на входе минус 40 дБ.

Время поиска для рассмотренной процедуры минимально возможное и равно 10 ц 5T = с .

При незначительном проигрыше в помехоустойчивости (0.9дБ) рассмотренный алгоритм параллельного поиска двухкомпонентного сигнала формата MSK-BOC(2)/ MSK(2) обеспечивает существенные преимущества в реализации по сравнению с оптимальным алгоритмом, позволяя снизить требования к быстродействию элементной базы за счёт исключения операций умножения.


1. Бондаренко В.Н., Галеев Р.Г., Гарифуллин В. Ф., Краснов Т. В./ Квазиоптимальный алгоритм поиска двухкомпонентного шумоподобного MSK-сигнала// Успехи современной радиоэлектроники, 2014. 5. С. 20.

2. Гарифуллин В. Ф. Составной шумоподобный MSK-сигнал с пилотной и информационной компонентами / Современные проблемы радиоэлектроники :

168

сб. науч. тр. [Электронный ресурс] Электрон. дан. (32 Мб).– Красноярск : Сиб. федер. ун-т, 2015. – 628 с. – 1 электрон. опт. диск. – С. 193–196.

3. Бондаренко В.Н. Помехоустойчивость приёма спектрально-эффективных шумоподобных сигналов/В.Н. Бондаренко. - Красноярск: Сиб.федер. ун-т, 2015. -160 с.

4. Бондаренко В.Н., Кокорин В.И. Широкополосные радионавигационные системы с шумоподобными частотно-манипулированными сигналами/ Новосибирск: Наука. 2011. 260 с.

Квазиоптимальный алгоритм поиска двухкомпонентного

шумоподобного MSK-сигнала 1В.Н. Бондаренко, 2Р.Г. Галеев, 1В.Ф. Гарифуллин, 1Т.В. Краснов


В докладе рассмотрен алгоритм поиска по времени запаздывания

двухкомпонентного квазипериодического шумоподобного сигнала с пилотной

и информационной компонентами формата MSK-BOC и MSK соответственно:

MSK (minimum shift keying), BOC (binary offset carrier).

Принимаемый MSK-сигнал можно представить в виде [1]

( ) ( ) ( ) ( ) ( )с с с с0 0 0 0cos ( ) sin[2 ],s t I t t D t Q t tP= − τ + ϕ − τ − τ + ϕ−ω ω (1)

( ) ( )1 1

0 п0 0

L N

j kj k

I t d c I t kT jT− −

= =

= − −∑ ∑ (2)

( ) ( )1 1

0 п0 0

/ 4 ,L N

j kj k

Q t d s Q t kT T jT− −

= =

= − − −∑ ∑

( ) ( )0 0

22 sin , / 2;sin , / 2;

0, / 2, 0, / 2,

tt t Tt TTI t Q tT

t T t T

π π ≤− ≤ = = > >

(3)

169

где Pc – мощность сигнала; 0ω – несущая частота; ϕ – начальная фаза; сτ –

время запаздывания; ( )I t и ( )Q t – действительная и мнимая компоненты

комплексной огибающей с элементами вида (3); ck и sk – периодические

псевдослучайные последовательности (ПСП) длины N; ( )D t – двоичный

информационный сигнал (данные). Длительность бита данных равна

длительности посылки с пT LT= ; Tп=2NT – период повторения ПСП; L – число

периодов кода, кратное четырём; jd =(1, 1, 1, –1, …) – ортогональный

периодический код длины 4.

В соответствии с (1)–(3) сигнал представляет собой пакет из L периодов

ШПС, повторяющийся с интервалом Tц. Пилотная компонента ШПС

представляет сигнал MSK-BOC (2), а информационная – сигнал MSK (2) с

элементами ( )0I t и ( )0Q t соответственно (в скобках указано число синусных

чипов длительности T/2: знакопеременных для MSK-BOC (2) и

знакопостоянных для MSK (2)).

Реализация оптимального алгоритма поиска при большой длине N

кодовой последовательности сопряжена со значительными аппаратурными и

вычислительными затратами [2,3]. Максимальное упрощение алгоритма

параллельного поиска шумоподобного MSK-сигнала возможно за счёт

аппроксимации опорных видеочастотных квадратурных сигналов знаковыми

функциями (равновесовая поэлементная обработка [4,5]).

Сокращение числа каналов достигается за счёт увеличения шага поиска,

максимальное значение которого равно половине длительности T/2 синусного

чипа. При просмотре с шагом T/4 число ячеек поиска составляет ц4M T T= .

Сокращение вычислительных затрат достигается за счёт разбиения процедуры

поиска на две: поиск сигнала на интервале задержек п[0, ]T и устранение

неопределённости, кратной Tп (цикловая синхронизация). При этом опорный

ШПС – строго периодический с периодом Tп. Число ячеек поиска составляет

170

п4 4N T T= и ц с п( )K T T T= + для первой и второй процедур поиска

соответственно.

Структура квазиоптимального корреляционного приёмника,

реализующего рассмотренный алгоритм поиска, поясняется схемой (подробно

показан один канал поиска).

В течение каждого цикла производится поэлементная обработка

квадратурных составляющих принятого сигнала на интервалах, равных

четверти длительности элемента ПСП. Результаты

поэлементной обработки

представляют массивы jkX и jkY наблюдений объема 4K N× каждый, где

0,1, ,4 1k N= … − – номер элемента на периоде ПСП; 1, ,j K= … – номер

периода ПСП на цикле. На основе этих результатов вычисляются синфазные и

квадратурные корреляции раздельно для пилотной и информационной

компонент на каждом из K периодов каждого цикла. Результатом

корреляционной обработки являются массивы корреляций объёма 4K N× каждый.

Далее для каждого l-го канала поиска производится когерентное

накопление синфазных и квадратурных корреляций для пилотной и

информационной компонент сигнала на интервалах посылки с пТ LТ= каждого

цикла с последующим их объединением. Результатом когерентного накопления

являются массивы наблюдений объёма 4K N× каждый.

Упрощение алгоритма поиска достигается заменой оптимального

межциклового накопителя некогерентным накопителем, осуществляющим

суммирование модулей корреляции по циклам для каждого из K сдвигов

строба интегрирования в каждом из 4N каналов поиска.

Принятие решения о задержке сигнала производится по максимальному

значению ВКФ maxZ , которое определяется по всем каналам поиска и всем

значениям сдвигов строба интегрирования (цикловая синхронизация).

Возможность практической реализации рассмотренной процедуры поиска

в реальном режиме времени определяется требуемым объёмом памяти ОЗУ:

171

2( 4K N× ) KБ (при объёме одной ячейки памяти 2 КБ) и возможностями

вычислителя: требуемый объём вычислений определяется в первом

приближении числом (4N )2 операций сложения.


1. Бондаренко В.Н. Помехоустойчивость приёма спектрально-

эффективных шумоподобных сигналов/В.Н. Бондаренко. - Красноярск:

Сиб.федер. ун-т, 2015. -160 с.

2. Бондаренко В.Н., Кокорин В.И. Широкополосные радионавигационные

системы с шумоподобными частотно-манипулированными

сигналами/Новосибирск: Наука. 2011. 260 с.

3. Бондаренко В.Н. Оптимальный алгоритм поиска шумоподобного

сигнала с минимальной частотной манипуляцией // Радиотехника и

электроника. – 2008. – Т. 53. – 2. – С. 238–244.

4. Бондаренко В.Н., Галеев Р.Г., Гарифуллин В. Ф., Краснов Т. В.

Квазиоптимальный алгоритм поиска шумоподобного сигнала с минимальной

частотной манипуляцией // Успехи современной радиоэлектроники, 2012. 9.

С. 85.

5. Бондаренко В.Н., Богатырёв Е.В., Гарифуллин В. Ф., Краснов Т. В.

Помехоустойчивость квазиоптимального корреляционного приёмника

шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией //

Радиотехника и электроника, 2013. Т. 58. 12. С. 1236.

Когерентный временной дискриминатор двухкомпонентного MSK- сигнала

В.Ф. Гарифуллин

Сибирский Федеральный университет (г. Красноярск)

Составной шумоподобный сигнал представим в виде суммы двух квадратурных компонент (пилотной и информационной):

172

( ) ( ) ( ) ( ) ( )с с с с0 0 0 0[ cos ( ) sin2 ],s t I t t D t Q t tP= − τ + ϕ + − τ − τ + ϕω ω (1)

( ) ( )1

00

L

kk

I t c S t kT−

=

= −∑ , ( ) ( )1

00

/ 2 ,L

kk

Q t s S t kT T−

=

= − −∑ (2)

где 0ω – несущая частота; ϕ – начальная фаза; сτ – время запаздывания; kc и ks – квазиортогональные периодические ПСП длины L с частотой следования символов T 1 /f T= ; 0 ( )S t – функция, описывающая форму одиночного элементарного импульса длительности T [1]; ( )D t – двоичный информационный сигнал (данные).

Структурная схема когерентного временного дискриминатора для шумоподобного MSK -сигнала с пилотной и информационной компонентами (1) приведена на рис. 1 [1].

Рис. 1. Структурная схема временного дискриминатора сигналов МSK-BOC

Как и в схеме на рис. 1, отсчеты наблюдений ix и iy поступают с выходов синхронного детектора. Квадратурные составляющие ix и iy перемножаются с отсчётами опорных сигналов опiI и опiQ соответственно. Верхний канал схемы представляет когерентный дискриминатор для пилотной компоненты, а нижний канал – когерентный дискриминатор для информационной компоненты. Результаты перемножения интегрируются на интервалах когерентного накопления, образуя сигнал ошибки на текущем цикле:

173

д1 оп1

,M

i ii

Z x I=

= ∑

д2 оп1

,M

i ii

Z y Q=

= ∑

д д1 д2ˆ .Z Z DZ= −

(3)

Оценка D текущего информационного бита формируется демодулятором системы слежения за фазой и используется для снятия инверсной модуляции с сигнала ошибки. Отсчёты сигнала ошибки (3) на выходе дискриминатора запоминаются на Tц и далее поступают на петлевой фильтр и формирователь опорных сигналов ССЗ (на схеме не показаны). После считывания текущих отсчётов интеграторы сбрасываются на нуль и переходят к формированию следующих отсчётов.

Для оптимального когерентного дискриминатора опорные сигналы с точностью до амплитуды совпадают с производными от соответствующих квадратурных сигналов (3):

( )опI t ( )1

00

( ),N

kk

I t c S t kT−

=

′′= = −∑ ( )опQ t ( )1

0 м0

( / 4),N

kk

Q t s S t kT T−

=

′′= = − −∑

(4)

02 2( ) cosl lS t t lT T

π π ′ = + π

, 0 м2 2( / 4) sinl lS t T t lT T

π π ′ − = − + π

,

где 0 ( )S t′ – производная от функции, описывающей элемент ШПС. Сигналы формата MSK-BOC(2) (при l = 1) привлекательны тем, что

позволяют максимально упростить реализацию когерентного временного дискриминатора. Хотя число локальных максимумов АКФ такого сигнала равно 3, характеристика временного дискриминатора не содержит «ложных» нулей [2].

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ 1. Гарифуллин В. Ф. Составной шумоподобный MSK-сигнал с пилотной и

информационной компонентами / Современные проблемы радиоэлектроники :

сб. науч. тр. [Электронный ресурс] / Элек-трон. дан. (32 Мб). – Красноярск :

Сиб. федер. ун-т, 2015. – 628 с. – 1 электрон. опт. диск. – С. 193–196.

2. Бондаренко В.Н., Кокорин В.И. Широкополосные радионавигационные

системы с шумоподобными частотно-манипулированными сигналами/

Новосибирск: Наука. 2011. 260 с. 174

Секция «Радиолокационные системы»

Принципы и характеристики нового перспективного вида

современной радиолокации: фрактально-скейлинговая или

масштабно-инвариантная радиолокация А.А. Потапов

Главный науч. сотр., д.ф.-м.н., профессор, академик АИН им. А.М. Прохорова,

академик РАЕН ИРЭ им. В.А. Котельникова РА (г. Москва)

Богатство содержания и роль классической статистической радиофизики,

радиотехники и радиолокации дает одновременно и громадные возможности

для выработки альтернативных методов. В данной работе приведенные

альтернативные решения в проблемах современной радиолокации базируются

на идеях и методах нового научного фундаментального направления

«Фрактальная радиофизика и фрактальная радиоэлектроника: Проектирование

фрактальных радиосистем». Данное направление инициировано автором

примерно с 1980 г. в ИРЭ им. В.А. Котельникова РАН и широко развито в его

трудах.

Интенсивное развитие современной радиолокационной техники и

технологии, ставит перед теорией радиолокации и новые требования. Одни из

этих требований не затрагивают основ теории и сводятся в основном к

увеличению точности, улучшению существующих и разработке новых методов

расчета. Другие же являются более фундаментальными и касаются самих основ

теории радиолокации. Эти последние требования представляются наиболее

важными как в теоретическом, так и в практическом плане. О них и пойдет речь

в докладе автора.

Цель работы – не только изложить свою позицию, определить и

предложить новый вид радиолокации на основе фрактально-скейлинговых или

масштабно-инвариантных принципов, но, что не менее важно, привлечь

175

внимание к классическим вопросам общей статистической теории с

современных позиций фрактального анализа, дробного исчисления и

глобального фрактально-скейлингового метода. Данными вопросами автор

занимается ровно 35 лет.

В основе созданного автором впервые в России и в мире научного

направления лежит концепция фрактальных радиосистем, топология выборки,

глобальный фрактально-скейлинговый метод и фрактальная парадигма [1 - 14].

Это влечет за собой коренные изменения в самой структуре теоретической

радиолокации, а также и в ее математическом аппарате. Полученные автором

результаты крупной научной и практической значимости были опубликованы в

четырех отчетных докладах Президиума Российской академии наук (2008,

2010, 2012, 2013) и в докладе Правительству Российской Федерации (2012).

Необходимо сказать, что вся современная радиотехника базируется на

классической теории целочисленной меры и целочисленного исчисления.

Таким образом, исторически «за бортом» оказалась обширная область

математического анализа, называемая дробным исчислением, имеющая дело с

производными и интегралами произвольного (вещественного или

комплексного) порядка, а потом также и вся теория фракталов (!) [1, 2, 10, 14].

В настоящее время в радиофизике, радиоэлектронике и обработке

многомерных сигналов преимущественно, привычно и повсеместно

используются целочисленные меры (интегралы и производные целого

порядка), гауссовская статистика, марковские процессы и т.п. [6, 7]. Замечу,

что теория марковских процессов в приложениях достигла уже своего

насыщения и исследования проводятся на уровне резкого усложнения

синтезированных алгоритмов. Относительно радиолокации. Улучшение

классических радиолокационных обнаружителей сигналов и их математическое

обеспечение, также по-сути, достигло своего насыщения и предела. Как

показывает опыт, при обнаружении малозаметных и малоконтрастных целей

(малые отношения сигнал/фон 20q ) на фоне земных покровов использование

традиционных классических алгоритмов фильтрации не всегда возможно, т.к. 176

они требуют больших интервалов времени накопления отраженного

радиолокационного сигнала. Для успешного и эффективного решения таких

задач в современных условиях необходим поиск и разработка принципиально

иных подходов к традиционным задачам радиолокации и радиоэлектроники в

целом. Это заставляет изыскивать принципиально новые пути решения данной

проблемы.

За 35 лет научных исследований созданный автором глобальный

фрактально-скейлинговый метод полностью оправдал себя, найдя

многочисленные приложения (см. рис. 1). Это своего рода вызов времени. Все

это обозначено мной кратко и выразительно – фрактальная парадигма [11].

Рис. 1. Эскиз развития автором новых информационных технологий на основе

фракталов, дробных операторов и эффектов скейлинга для нелинейной физики

и радиоэлектроники. 177

При фрактальном подходе естественно сосредоточить внимание на

описании, а также обработке радиофизических сигналов и полей,

исключительно в пространстве дробной меры с применением гипотезы

физического скейлинга и распределений с тяжелыми хвостами или устойчивых

распределений [1 - 14]. Фрактальные методы могут функционировать на всех

уровнях сигнала: амплитудном, частотном, фазовом и поляризационном.

Ничего подобного в литературе до авторских исследований и работ в мире

просто не существовало.

Коренное отличие предложенных автором фактально-скейлинговых

методов от классических связано с принципиально иным (дробным) подходом к

основным составляющим физического сигнала. Это позволило перейти на

новый уровень информационной структуры реальных немарковских сигналов и

полей. Таким образом, это принципиально новая радиотехника. В случае

фрактального подхода необходимо искать, реализовывать и использовать

правила, которым подчиняется дробная (сложная) топология рассматриваемых

образов. Алгоритмы фрактального распознавания образов основаны на

использовании парадигмы "топология цели - ее фрактальная размерность" [1

– 3].

На рис. 2 изображены практически все точки приложения

гипотетических или проектируемых в настоящее время фрактальных

алгоритмов, элементов, узлов и процессов. Идеология фрактальной РЛС

базируется на концепции фрактальных радиосистем – рис. 3.

Во фрактальных исследованиях я всегда опираюсь на свои три

глобальных тезиса: 1. Обработка искаженной негауссовскими шумами

информации в пространстве дробной меры с использованием скейлинга и

устойчивых негауссовских вероятностных распределений (1981 г.) – рис. 1.

2. Применение непрерывных недифференцируемых функций. 3. Фрактальные

радиосистемы (2005 г.) – рис. 3. Логическое объединение указанной выше

триады проблем в общий «фрактальный анализ и синтез» и создает нам основу

фрактально-скейлингового метода (2006 г.) и единой глобальной идеи 178

фрактального естествознания и фрактальной парадигмы (2011 г.),

предложенных и интенсивно развиваемых автором в настоящее время.

Рис. 2. Точки приложения фракталов, эффектов скейлинга и дробных

операторов в классическом радиолокаторе с целью перехода к фрактальной

РЛС.

Рис. 3. Авторская концепция фрактальных радиосистем, устройств и

радиоэлементов. 179

Основные виды предложенных автором в течение 2011 - 2014 гг.

избранных семейств (кластеров) схем новых динамических фрактальных

обнаружителей сигналов (ФОС) приведены на рис. 4.

Рис. 4. Основные виды предложенных автором фрактально-скейлинговых

обнаружителей сигналов.

В авторских исследованиях впервые вводится функциональный постулат

«максимум топологии при минимуме энергии», позволяющий более эффективно

использовать преимущества фрактально-скейлинговой обработки информации.

Использование фрактального принципа приводит к переоценке ценностей в

области обнаружения подвижных и неподвижных объектов на фоне

интенсивных помех и шумов [1 – 7, 11, 13, 14].

В частности, для ранее предложенных автором вариантов фрактальных

MIMO-систем характерен многочастотный вариант работы, так как

фрактальные антенны позволяют одновременно излучать несколько длин волн.

Для беспилотных летательных аппаратов (БПЛА) возможно построение

миниатюрного фрактального радиолокатора. Одновременно фрактальная

180

обработка передаваемой информации с БПЛА на борту или на пункте

управления позволит резко улучшить и автоматизировать процессы

обнаружения, кластеризации и идентификации целей и объектов. Кроме того,

нанесение фрактального покрытия на БПЛА уменьшает вероятность его

обнаружения в полете.

Фракталы ранее составляли тонкую амальгаму на мощном остове науки

конца XX века. В современной ситуации интеллектуальное фиаско потерпели

попытки принизить их значение и опираться только на классические знания.

Автором введен функциональный принцип «максимум топологии при

минимуме энергии» для принимаемого сигнала, позволяющий более

эффективно использовать преимущества фрактально-скейлинговой обработки

информации. Использование фрактального принципа приводит к переоценке

ценностей в области обнаружения подвижных и неподвижных объектов на

фоне интенсивных помех и шумов. Фрактально-скейлинговые методы, впервые

предложенные и разработанные автором, имеют в своей основе

конструктивную теорию дробной меры и значительно превосходят по своим

возможностям классические методы радиотехники. Этим доказана и

утверждена практическая уместность фундаментальной теории дробной меры.

Определены и обоснованы основные принципы построения фрактальных

радиосистем, узлов и фрактальных радиоэлементов. В докладе автор коснулся

лишь некоторых наиболее важных вопросов, связанных с использованием

фракталов и эффектов скейлинга в радиофизике и радиолокации. В развитии

фрактальных направлений уже пройдены многие важные этапы, в том числе, и

этап становления этой области наук. Однако много задач еще предстоит

решить. Не результаты, не конкретные решения представляют самую большую

ценность, а, именно, метод решения, подход к нему. Метод автором создан [1 –

3, 11]. Необходимо все это претворять в жизнь!

181


1. Потапов А.А. Фракталы в радиофизике и радиолокации. М.: Логос,

2002. 664 с.

2. Потапов А.А. Фракталы в радиофизике и радиолокации: Топология

выборки. Изд. 2-е, перераб. и доп. М.: Университетская книга, 2005. 848 с.

3. Потапов А.А. Фракталы и хаос как основа новых прорывных

технологий в современных радиосистемах. Дополнение к кн.: Кроновер Р.

Фракталы и хаос в динамических системах / Пер. с англ.; Под ред. Т.Э.

Кренкеля.- М.: Техносфера, 2006. С. 374 – 479.

4. Потапов А.А., Гуляев Ю.В., Никитов С.А., Пахомов А.А., Герман В.А.

Новейшие методы обработки изображений / Под ред. А.А. Потапова. М.:

ФИЗМАТЛИТ, 2008. 496 с. (монография - по гранту РФФИ 07 – 07 - 07005).

5. Подосенов С.А., Потапов А.А., Соколов А.А. Импульсная

электродинамика широкополосных радиосистем и поля связанных структур /

Под ред. А.А. Потапова. М.: Радиотехника, 2003. 720 с.

6. Бункин Б.В., Реутов А.П., Потапов А.А. и др. Вопросы перспективной

радиолокации (Коллективная монография). М.: Радиотехника, 2003. 512 с.

7. Быстров Р.П., Потапов А.А., Соколов А.В. Миллиметровая

радиолокация с фрактальной обработкой. М.: Радиотехника, 2005. 368 с.

8. Потапов А.А., Гильмутдинов А.Х., Ушаков П.А. Фрактальные

элементы и радиосистемы: Физические аспекты / Под ред. А.А. Потапова

(Библиотека журнала «Нелинейный мир»: Научная серия «Фракталы. Хаос.

Вероятность»). М.: Радиотехника, 2009. 200 с.

9. Антипов О.И., Неганов В.А., Потапов А.А. Детерминированный хаос

и фракталы в дискретно-нелинейных системах / Под ред. и с предисловием

акад. Ю.В. Гуляева и чл.-корр. РАН С.А. Никитова. М.: Радиотехника, 2009.

235 с.

10. Потапов А.А., Черных В.А. Дробное исчисление А.В. Летникова в

физике фракталов.- Saarbrücken: LAMBERT Academic Publishing, 2012. 688 с.

182

11. Потапов А.А. Фрактальный метод и фрактальная парадигма в

современном естествознании.- Воронеж: ИПЦ “Научная книга”, 2012. 108 с.

12. Потапов А.А., Струков А.В. Этюды об актуальной бесконечности и

фрактальной парадигме.- Saarbrücken: LAMBERT Academic Publishing, 2012.

376 с.

13. Потапов А.А., Быстров Р.П., Гвоздев А.Е., Немцов А.В. Избранные

вопросы теории и практики линейной и нелинейной радиолокации. В 3-х

частях. - Ч. I. Линейная радиолокация, 240 с.; Ч. II. Нелинейная радиолокация,

234 с.; Ч. III. Нелинейная радиолокация, 180 с. / Под ред. д.ф.-м.н. проф. А.А.

Потапова. М.: 3 ЦНИИ МО РФ, 2014.

14. Подосенов С.А., Потапов А.А., Фоукзон Дж., Менькова Е.Р.

Неголономные, фрактальные и связанные структуры в релятивистских

сплошных средах, электродинамике, квантовой механике и космологии: В 3-х т.

/ Под ред. А.А. Потапова. М.: ЛЕНАНД, 2015. 1200 с.

О возможности реализации радиолокационного параметрического

канала передачи информации с подводных аппаратов 1Д.С. Кудинов, 2Р.Г. Шайдуров, 3Е.А. Кохонькова

1Профессор, канд. тех. наук; 2Начальник сектора; 3Магистрант ИИФиРЭ,

кафедры Радиотехника

ВИИ ФГАОУ ВПО Сибирский федеральный университет (г. Красноярск)

Даются энергетические оценки и приводятся экспериментальные данные по

реализации канала передачи информации с подводных морских аппаратов на

воздушные объекты, на основе считывания радиолокатором с поверхности воды

ультразвуковых колебаний излучаемых подводными аппаратами (ПА).

На рисунке 1 показана схема размещения излучателей и

приемника относительно границы раздела.

На схеме под водой на глубине h расположен акустический

183

излучатель частоты fa, облучающий морскую поверхность снизу. В верхнем

полупространстве, на расстоянии r от поверхности воды, расположен

приемопередатчик электромагнитного сигнала на рабочей частоте .

Показано, что коэффициент модуляции фазы

отраженной ЭМ волны за счет механического колебательного смещения

поверхности воды под действием АК излучения с плотностью потока

мощности I зависит от рабочих частот ЭМ и АК каналов как:

tIffma

Е Ω⋅= − cos21085,3 12 , (1)

2мВ

I Т= ,

где Ω - круговая частота АК колебаний.

Рисунок 1 - Взаимное расположение приемопередатчиков относительно границы

раздела: 1 - точка расположения акустического излучателя; 2 - граница раздела

вода-воздух; 3 - точка расположения приемопередатчика электромагнитного

канала; 4 - корпус носителя акустического излучателя;

АК - акустический канал; ЭМ – электромагнитный канал.

184

Системное соотношение, связывающее все основные параметры канала,

выводится из уравнения дальности для радиолокации. Мощность радиосигнала на

входе приемника РЛС:

(2)

ЕP - мощность на выходе антенны передатчика,

r – расстояние от поверхности моря до приемника РЛС,

ЕА - эффективная площадь приемопередающей антенны,

ЕQ -2

4Е

ЕAλ

π - коэффициент направленности действия антенны РЛС,

аЕ αα , - коэффициенты поглощения радиоволн в воздухе и АК излучения в

воде,

Еσ - эффективная поверхность рассеивания поверхности моря с площадью

ПS , соответствующая «пятну» ультразвука на границе раздела вода – воздух.

На рис. 2, 3 даны графики зависимости требуемой мощности АК

излучателя от высоты полета летательного аппарата r и глубины погружения

подводного объекта h.

Рис.2. Зеркальное отражение

Зависимость требуемой мощности акустического излучателя от высоты полета

носителя РЛС и глубины погружения ПА.

)(22

2

)4(hrЕЕЕ

cаЕe

rAQmPP αα

πσ +−=

185

Рис.3. Диффузное отражение

В соответствии с приведенными в статье расчетами, при мощности

акустического излучения на борту ПЛ в 10 КВт, в случае зеркального

отражения возможна реализация канала связи с глубины 500 м на самолет с

высотой полета 15 км. Однако, для диффузного отражения радиолокационного

луча об морской поверхности, эта высота снижается до 2 км. Тем не менее, для

ряда специфичных морских работ, приведенные параметры дальности действия

канала вода-воздух вполне применимы.

Энергетическая оценка параметров радиолокатора для

обнаружения малых беспилотных летательных аппаратов по

частоте вращения винта 1А.Н. Фомин, 2Г.Я. Шайдуров, 3Е.Н. Гарин

1Профессор, к.т.н., доцент; 2Профессор, д.т.н.; 3Директор, профессор, д.т.н.,

доцент УВЦ ВИИ СФ, (г. Красноярск)

Дадим энергетическую оценку параметров радиолокатора для

обнаружения малых беспилотных летательных аппаратов (МБПЛА) по частоте

1000

10000

4500500025003000 400035001000

3000

2000

9000

8000

5000

4000

7000

6000

|| втРад

1500 2000

500=h 100=h

|| мr

186

вращения двухлопастного винта размером 2 ×20 см, выполненного из металла

или углепластика. При использовании для изготовления винта других

полимерных диэлектрических материалов его отражающие свойства могут

быть учтены некоторым коэффициентом снижения ЭПР – γ , ( γ ≤ 1).

Уравнение радиолокации для расчета мощности принимаемого

отраженного сигнала имеет вид

, (1)

где перР – мощность передатчика;

– коэффициент направленности действия передающей антенны;

σц – эффективная площадь рассеяния цели;

прS , перS – эффективные площади приемной и передающей антенн

соответственно;

r – расстояние до цели;

k – коэффициент поглощения радиоволн в среде распространения.

Из выражения (1) находим требуемую мощность передатчика для

заданного отношения сигнал/шум на входе приемника пр

ш

Pq

P= .

Мощность шумов на входе приемника определяется выражением

0ш kP kT f= ∆ , (2)

где k = 1,38∙10-23 Вт/Гц∙град – постоянная Больцмана; 0

К 300T K – относительная температура по Кельвину;

f∆ – полоса пропускания приемника.

. (3)

Количественную оценку (3) дадим для следующих параметров:

2

2 2

σ γ(4π )

krпер ц пр

пр

Р G S eР

r

−

=

24πλперS

G =

2 2(4π)σ γ

krш

перц пр

qP eРG S

=

187

q = 10; f∆ = 1000 Гц; r = 1...10 км; 21мпер прS S= = ;

λ = 0,12м (f0 = 2,5ГГц); γ = 1.

Если представить двухлопастной винт в качестве дипольного отражателя,

то согласно [1] при условии что фронт падающей волны направлен

перпендикулярно его плоскости 2σ 0,86λц ≈ . (4)

После подстановки исходных параметров в выражение (3) с учетом (4)

получим:

• для дистанции r = 1000 м → 7мВтперР ≈ ;

• для дистанции r = 10 000 м → 70ВтперР ≈ .

Высота полета цели для МБПЛА составляет обычно [2] порядка

20...1000м и здесь не учитывается. Однако следует отметить, что для получения

видеоизображения с хорошим разрешением, высота полета МБПЛА должна

быть не менее 100 м. При этом для уничтожения цели подобного типа

достаточно вывести управляемый реактивный снаряд (ствольную артиллерию)

на прямую видимость.

Разрешающую способность РЛС можно существенно улучшить за счет

использования современного метода обратного синтеза апертуры движущейся

цели на конечном участке полета L (см. рис.1), по крайней мере, на величину

L/R , где R – средний радиус ЭПР цели

σ /цR π=

Так, при L = 100м; 2 2 2σ 0,86λ 1,2 10 мц−≈ = ⋅

R = 0,06 м; L/R = 100/0,06 = 1,5∙103

Представляется целесообразным рассмотреть данную проблему и при

использовании импульсных РЛС. В этом случае огибающая накопленной пачки

отраженных от цели импульсов на длине синтеза апертуры L будет

промодулирована частотой вращения винта. Не менее интересным является

188

использование квазинепрерывного сигнала с линейной частотной модуляцией

для определения дальности до цели.

Рисунок 1


1. Теоретические основы радиолокации / Под ред. Я.Д. Ширмана – М.:

Сов. радио, 1970. – 560 с.

2. Методы обнаружения маловысотных, малоскоростных целей на фоне

подстилающей поверхности. − Сборник материалов ХХХIХ НТК ВА ВКО,

секция8 ,Тверь, апрель, 2009г.

Т Т

* * ** * * * *

E

LБПЛА

ПЕРАД

МК АЦПИНД

ПРИЕМНИК

ЦV

НR

0β

0

2π(ω θ)λ( )

j t lsinE U l e

+=

- напряженность поля на апертуре винта,

0

2πλω

с=

θ = φtΩ +

Ω

- текущее угловое положение винта

- угловая скоростьвращения винта

l - размах лопасти винта

Метод обратного синтезирования апертурыСинтезированная апертура в виде дуги радиусом обеспечивает

наблюдение цели последовательно во времени под различными ракурсами в пределах углового размера

HR

oβ

λ λδ2β 2o Ц с

lV Т

= =⋅

- угловое разрешение

189

Робáстный алгоритм обнаружения,

повышающий качество обнаружения маловысотных целей в

условиях априорной неопределенности 1В.А. Копылов, В.В. 2Лой

1Начальник; 2Нач. учебной части – зам. начальника

УВЦ ВИИ СФУ (г. Красноярск)

Для систем радиолокации актуальной является задача разработки и

исследования алгоритмов обработки нового поколения, обеспечивающих при

априорной неопределенности смешанного типа (параметрическую,

непараметрическую и параметрико-непараметрическую) гарантированные

показатели качества обнаружения при любом отношении сигнал/шум и

незначительно уступающих по этим показателем алгоритмам, оптимальным в

условиях полной априорной определенности распределения помех. При этом

своевременно использовать для адаптации преимущества параметрических и

непараметрических обнаружителей при изменениях помехово-целевой обстановки.

Параметрический обнаружитель, основанный на использовании

выборочного среднего, неустойчиво работает в многоцелевой ситуации или в

случае неоднородности шумового фона, а при использовании

непараметрического обнаружителя (ПС-обнаружителя) потери в пороговом

сигнале больше, чем потери, когда в качестве оценки шумового фона

используется выборочное среднее.

С целью устранения указанных недостатков и повышения качества

обнаружения предлагается робáстный обнаружитель, суть которого

заключается в комплексном использовании известных параметрического и

непараметрического обнаружителей. Структурная схема такого робастного

обнаружителя представлена на рисунке 1.

190

Схема включает в свой состав следующие элементы: блок определения ЗР

выборки, переключатель, параметрический обнаружитель, непараметрический

ранговый обнаружитель, два умножителя и два пороговых устройства.

Принцип работы схемы заключается в том, что сигналы с выхода приемника

РЛС поступают на блок определения ЗР выборки, который, с определенной

точностью, решает, к какому из известных законов близок ее ЗР. В случае

сходимости ЗР выборки с одним из известных законов подается команда на

переключатель для включения параметрического обнаружителя, в противном

случае – на включение непараметрического рангового обнаружителя.

Рис 1. – Структурная схема робáстного обнаружителя

Новизна схемы заключается во введении в её состав блока определения

ЗР выборки, рассмотрим подробно принцип его работы.

Рассмотрим подробно принцип его работы. В основе работы блока

определения ЗР выборки лежит критерий согласия. В литературе критериями

согласия называют критерии, в которых гипотеза определяет ЗР полностью

либо с точностью до небольшого числа параметров.

Гипотеза может быть простой (если указывает на некий определенный ЗР,

по которому возникли выборочные значения) и сложной «составной» (если

191

указывает не единственное распределение вероятностей, а какое-то их

множество). Рассмотрим критерий согласия омега-квадрат для случая простой

гипотезы.

Постановка задачи. Пусть имеется выборка размера n. Обозначим:

истинный ЗР, которому подчиняются наблюдения, –G(x); эмпирический

(выборочный) ЗР –Fn(x), а гипотетический ЗР – F(x). Тогда гипотеза H о том,

что истинный ЗР есть ( )F x , запишется в виде

H : G (x) = F (х) (1)

Если гипотеза H верна, то Fn(x) и F(x) должны проявлять определенное

сходство и различие между ними должно убывать при увеличении n.

Статистика Колмогорова заключается в том, что для выражения сходства

функций можно использовать то или иное расстояние между ними. Например,

можно сравнить Fn и F в равномерной метрике, т. е. рассмотреть величину

sup ( ) ( )n n

xD F X F X

−∞< <∞= − . (2)

Статистика Колмогорова (2) позволяет проверить гипотезу, что

эмпирическое распределение соответствует предполагаемой модели.

Вычисление статистики Dn осуществляется по простой формуле:

( ) ( )( ) ( )1

1max ,n k kk nk kD F X F Xn n≤ ≤

−= − − . (3)

где, (1) (2) ( ), ,..., nx x x – элементы вариационного ряда, построенного по

исходной выборке. Затем полученная величина Dn сравнивается с

критическими табличными величинами.

Гипотезу H приходится отвергать (на выбранном уровне точности), если

полученное в опыте значение Dn превосходит выбранное критическое значение,

соответствующее этому уроню точности.

192

Блок-схема алгоритма, иллюстрирующего принцип работы блока

определения ЗР и включения необходимого типа обнаружителя, показана на

рисунке 2.

Рис 2. – Блок-схема алгоритма определения ЗР выборки и включения

необходимого типа обнаружителя

Алгоритм работает в следующем порядке: проверяется выборка на

соответствие с нормальным, экспоненциальным и равномерным ЗР. В случае

принятия решения о сходстве распределения выборки с одним из указанных

законов подается команда на включение параметрического обнаружителя. Если

распределение выборки отличается от всех указанных законов, то подается 193

команда на включение непараметрического обнаружителя. В отличие от

известных в ней используется дополнительная информация об уровне амплитуд

выборки, полученная заранее при измерении в амплитудном режиме уровня

отражений от МП.


1. Способы измерения уровня интенсивности отражений от

подстилающей поверхности на позициях импульсных РЛС / А.Н. Фомин, В.А.

Копылов // Радиотехника. – 2013.– 6. –С. 39–42.

2. Оценка эффективности адаптивной по структуре системы селекции

движущихся целей с цифровыми режекторными фильтрами. Статья /

В.П.Бердышев, Е.Н.Гарин, В.Н.Тяпкин, В.А. Копылов // Материалы 42 ВНК

«Проблемы создания и применения войск и сил ВКО» 23–24 мая 2013 г. Секция

10. «Проблемные вопросы вооружения и военной техники ВКО». Часть 1. –

Тверь, ВА ВКО, 2013. – С.43–50.

3. Повышение качества адаптивного обнаружения сигналов в РЛС

применительно к условиям неоднородной фоновой среды / С. П. Линкевичюс //

Радиотехника, 1996, 11. – С. 10-14.

4. Новый параметрический обнаружитель эхосигналов со

стабилизированным уровнем ложных тревог / С.П. Линкевичюс //

Радиотехника. 2002. 10.

194

Метод определения координат радиопередатчика с

использованием геостационарного ИСЗ 1А. С. Калашникова, 2В. В. Сухотин, 3О. В. Адмаев, 4Е. О. Смольников

1магистр техники и технологий; 2доцент, к.т.н.;

ИИФиРЭ СФУ (г. Красноярск)

3доцент, к.ф.-м.н.; 4аспирант

КрИЖТ ИрГУПС (г. Красноярск)

В настоящее время спутниковая связь повсеместно используется в

различных областях, таких, как телевидение, телефония, геолокация и т.д.

Обычно спутниковые системы состоят из искусственных спутников Земли

(далее ИСЗ) и наземных передатчиков. Как правило, каналы связи между ними

не защищены от несанкционированного доступа со стороны нелигитимных

пользователей. Это означает потенциальную возможность пиратского

использования частотного ресурса спутниковой системы, что может привести к

разнообразным негативным последствиям, вплоть до потери контроля над

спутником. Отсюда следует, что актуальной является задача защиты

спутниковых коммуникаций от постороннего вмешательства.

Таким методом может стать определение координат радиопередатчика,

сравнение их с известными координатами наземного комплекса управления и,

при их несовпадении, блокировке команд, полученных от нелегитимного

источника.

Известна методика с использованием на борту ИСЗ антенной решетки. В

основе данного метода лежит компенсационное измерение фазового сдвига

между сигналами, принимаемыми элементами антенной решетки. [1]

Недостатком данного метода является необходимость доработки бортовой

антенной аппаратуры космического аппарата, что увеличивает его массу и

повышает стоимость.

195

Для устранения этих недостатков может быть использован метод с

использованием виртуальной антенной решетки (далее ВАР). Геостационарный

ИСЗ не является статичным, при этом координаты его местоположения в

каждый момент времени известны. Используя несколько последовательных по

времени позиций ИСЗ, формируем виртуальную антенную решетку.

Координаты радиопередатчика можно определить при помощи измерения

разности фаз излучаемых им сигналов в этих позициях ИСЗ. [2] Недостатком

данного метода является невозможность определения координат

радиопередатчика в случае, если нам неизвестно, расположен ли он на

поверхности Земли или же удален от нее на некоторое расстояние. Для

устранения этого недостатка предлагается использовать усовершенствованную

вариацию метода с использованием ВАР, позволяющую определить

координаты радиопередатчика без привязки к земной поверхности.

В общем случае точки А1, А2, А3 (перемещение геостационарного ИСЗ) и точка

В (расположение радиопередатчика) образуют пирамиду, при этом треугольник

А1А2А3 является ее основанием, а точка В – вершиной. На рисунке 1

представлены геометрические построения для данного метода определения

координат радиопередатчика.

Рисунок 1 – Геометрические построения для метода определения координат

радиопередатчика с использованием ВАР без привязки к земной поверхности

196

Углы в основании пирамиды определяются, исходя из разности фаз

приходящего в точки А1, А2 и А3 (точки, образующие ВАР) сигнала. [2], [3].

Зная эти углы, координаты точек в основании пирамиды и решая систему

уравнений: ( )2 2 22 2 2 1 1 1 2( ) (z z ) sin sin ,B B Bx x y y A Aγ α− + − + − =

( )2 2 23 3 3 2 2 2 3( ) (z z ) sin sin ,B B Bx x y y A Aγ α− + − + − = (1)

( )2 2 21 1 1 3 3 3 1( ) (z z ) sin sin ,B B Bx x y y A Aγ α− + − + − =

можно определить координаты радиопередатчика в геоцентрической

системе координат.

Были исследованы погрешности данного метода определения координат

радиопередатчик при положении радиопередатчика на равном удалении от

подспутниковой точки и границы зоны радиовидимости. Основные

погрешности связаны с двумя факторами: неточностью прогноза эфемерид ИСЗ

и погрешностью измерения разности фаз.

Зависимость погрешностей определения координат радиопередатчика от

неточности прогноза эфемерид ИСЗ имеет сложный характер. При изменении

неточности прогноза эфемерид ИСЗ от 0 до 100 м результирующая

погрешность определения одной из координат радиопередатчика лежит в

интервале от 5 до 50 м.

Зависимость результирующей погрешности определения координат

радиопередатчика от неточности прогноза эфемерид ИСЗ имеет строго

возрастающий характер. При изменении погрешности измерения фазы dψ от 0°

до 0.2° результирующая погрешность определения координат

радиопередатчика лежит в интервале от 0 до 500 км.

Для повышения точности данного метода определения координат

радиопередатчика необходимо использовать высокоточный фазометр.

Работа выполнена при финансовой поддержке Минобрнауки России в

Сибирском федеральном университете (Договор 02.G25.31.0041).

197


1. Панько, С.П., Сухотин В.В. Несанкционированный доступ в системы

спутниковых коммуникаций. Зарубежная радиоэлектроника. Успехи

современной радиоэлектроники. 4, 2002.

2. Калашникова А.С., Сухотин В.В. Методы защиты частотного ресурса

спутниковой системы. Современные проблемы радиоэлектроники : сб. науч. тр.

[Электронный ресурс] / науч. ред. С. П. Панько ; отв. за вып. А. А. Левицкий. –

Электрон. дан. (32 Мб). – Красноярск : Сиб. федер. ун-т, 2014. – 606 с.

3. Kalashnikova A.S., Sukhotin V.V. Consideration of Methods to Protect

Frequency Resources of Satellite System Against Unauthorized Access. 2015

International Siberian Conference on Control and Communications (SIBCON).

Proceedings. – Omsk: Omsk State Technical University. Russia, Omsk, May 21−23,

2015. IEEE Catalog Number: CFP15794-CDR. ISBN: 978-1-4799-7102-2.

О радиолокационном параметрическом методе поиска мин и

минных полей в движении 1Д.С. Кудинов, 2 Р.Г. Шайдуров, , 3 Е.А. Кохонькова

1Профессор, канд. тех. наук; 2Начальник сектора; 3Магистрант ИИФиРЭ,

кафедры Радиотехника

ВИИ ФГАОУ ВПО «Сибирский федеральный университет» (г. Красноярск)

Существо метода заключается в возбуждении в объектах поиска

собственных механических колебаний с помощью сейсмического излучателя

поверхностных акустических волн Релея. Колебания корпусов объектов поиска

дистанционно считываются радиолокатором СВЧ диапазона [1].

При этом в отраженном радиолокационном сигнале появляется

дополнительный информационный признак объекта - параметрическая

модуляция его фазы механическими колебаниями корпуса объекта.

198

Частота механических колебаний F прямо пропорциональна отношению

площади поперечного сечения объекта поиска к его массе m: , , то и

является новым информационным признаком объекта поиска.

На рисунке 1 изображена схема реализации способа, по которой

передатчик радиолокатора 1 сканирует поверхность земли 2 качающимся лучом

3 впереди транспорта - носителя поисковой установки, а приемник 4 принимает

отраженные сигналы, демодулирует и передает в процессор обработки

информации.

Рис. 1 – Схема реализации радиолокационного параметрического способа

обнаружения подповерхностных объектов.

Поверхностная волна Релея 5 распространяется от сейсмического

излучателя 6 и возбуждает механические колебания во всех приповерхностных

неоднородностях, включая объект поиска 7. Последние существенно

отличаются по частоте и амплитуде вибраций от других объектов поиска, что и

является информационным признаком распознавания мин. Разница в скоростях

распространения электромагнитных и акустических волн используется для

временной развязки отраженного радиолокационного сигнала от первичного

поля передатчика.

Объекты естественного происхождения - камни, неоднородности рельефа

грунта, обычно являющиеся причинами ложных тревог, в новом методе дают

существенно меньшие частоты колебаний, если вообще возбуждаются

механически.

199

Наложение дополнительного акустического поля расширяет пространство

информационных признаков объектов поиска, что приведет к существенному

улучшению тактико-технических характеристики поисковых установок, а

радиолокатор, входящий в их состав обеспечит необходимую для безопасности

дистанционность обнаружения и производительность поиска.


1. Шайдуров Г.Я., Патент РФ 2390801: Способ поиска объектов

искусственного происхождения в земле и устройство для его осуществления.

27.05.2010 Бюл. 15, 9 с.

Точностные характеристик многопозиционной

радиолокационной системы при различной архитектуре

построения Н.П. Богомолов, 2И.Н. Корж, В.А. Вяхирев, Г.Я. Шайдуров

Институт инженерной физики и радиоэлектроники СФУ;

Военно-инженерный институт СФУ (г. Красноярск)

Основная идея многопозиционной радиолокации состоит в том, чтобы

более эффективно (чем в обычных многопозиционных радиолокационных

станциях) использовать информацию, заключенную в пространственных

характеристиках электромагнитного поля. Как известно, при облучении цели

поле рассеяния создаётся во всём пространстве (за исключением

экранированных областей). Однопозиционная радиолокационная система (РЛС)

извлекает информацию только из одного малого участка поля,

соответствующего апертуре приёмной антенны. В многопозиционной

радиолокационной системе (МПРЛС) информация извлекается из нескольких

разнесённых в пространстве участков поля рассеивания цели (или поля

излучения источников сигналов), что позволяет существенно повысить

200

точность, информативность, помехозащищенность и ряд других важных

характеристик. [1]

Для исследования свойств МПРЛС была создана математическая модель,

имитирующая пяти позиционную радиолокационную систему, имеющую

централизованную архитектуру и функционирующую в декартовой системе

координат. Расстояние между приёмными позициями составляет 10 км.

Результаты моделирования:

А) Б)

В) Г)

201

Д)

Рис. 1. Среднеквадратичное отклонение и ошибка по координате х в

зависимости от шага фильтрации для А) в обработке участвуют 5-ть стаций;

Б) в обработке участвуют 4-е станции; В) в обработке участвуют 3-и станции;

Г) в обработке участвуют 2-е станции; Д) в обработке участвует одна станция.

Для наглядности результаты моделирования полученных СКО сведены в

таблицу 1.

Таблица1

Количество

приёмных позиций

Количество шагов фильтрации

2 5 10 15 20 25

5 0,97 0,73 0,62 0,59 0,55 0,5

4 1,09 0,81 0,7 0,65 0,6 0,55

3 1,25 0,95 0,81 0,76 0,7 0,65

2 1,55 1,18 1 0,95 0,9 0,8

1 2,19 1,69 1,48 1,37 1,28 1,09

Из результатов моделирования следует, что с увеличением количества

приёмных позиций в МПРЛС участвующих в обработки радиолокационной

информации результирующая СКО уменьшается. Исключение из обработки

одной из приёмных позиций увеличивает СКО на коэффициент 0,707.

Вывод: разработанная в ходе исследования математическая модель

позволит определить оптимальное количество радиолокационных позиций, 202

входящих в состав МПРЛС для решения конкретных задач. Кроме того, данная

математическая модель позволит определить зоны в МПРЛС с конкретными

значениями СКО, что обеспечивает большую тактическую гибкость при

применении МПРЛС при решении конкретных задач.


1. Черняк В.С. Многопозиционная радиолокация / В.С. Черняк.-

М.:Радио и связь, 1993.-416с.

2. Ширман Я.Д.; Манжос В.Н. Теория и техника обработки

радиолокационной информации на фоне помех.-М.:радио и связь,1981.-416с.

3. Петров А. В. Анализ и синтез радиотехнических комплексов / А. В.

Петров, А. А. Яковлев. – М.: Радио и связь, 1984. – 248 с.

Методы формирования и анализа сверхширокополосных

сигналов на базе оборудования Keysight Technologies П.В. Денисов, А.А. Чумадин

ООО «Кейсайт Текнолоджиз» (г. Москва)

Во многих случаях при разработке и производстве РЛС и систем связи

требуется формирование и анализ широкополосных сигналов [1]. Компания

Keysight предлагает полный набор как генераторов, так и анализаторов

сигналов.

В настоящее время полоса частот не является основным ограничением

для генераторов сигналов произвольной формы. Например, генератор сигналов

произвольной формы M8190A обеспечивает разрешение 14 бит при частотах

дискретизации до 8 Гвыб/с и 12 бит - при частотах дискретизации до 12 Гвыб/с.

За счёт этого обеспечивается возможность генерации сигналов в полосах частот

до 5 ГГц. Микроволновый векторный генератор сигналов E8267D серии PSG

имеет входы I/Q-модуляции и обеспечивает перекрытие по частоте до 44 ГГц (и

выше с внешними смесителями). Входы модуляции совместимы с генератором 203

сигналов произвольной формы M8190A. Работая совместно, эти два прибора

могут формировать сигналы с полосой 2 ГГц, с частотой до 44 ГГц и с

превосходными характеристиками SFDR и фазового шума.

Для создания требуемой формы сигнала используются программные

средства, такие как Signal Studio или SystemVue компании Keysight или

MATLAB компании The MathWorks. Для тестирования компонентов,

передатчиков и приёмников программа Signal Studio для создания импульсов

позволяет задавать параметры, такие как период повторения импульсов (PRI),

число повторений импульсов, джиттер периода повторения и вобуляцию PRI.

Программа Signal Studio для создания импульсов позволяет моделировать

множество диаграмм сканирования антенн, которые можно применить к форме

сигналов. Генераторы сигналов компании Keysight и программа Signal Studio

для создания импульсов могут быть сконфигурированы для работы с РЛС,

использующими фазированную антенную решётку [2].

Библиотека моделей РЛС W1905 содержит более 50

высокопараметризированных блоков имитации [3] и более 40 примеров

проектов высокого уровня, которые можно использовать для создания рабочих

сценариев испытаний РЛС. Они включают блоки обработки РЛС, эффекты

окружающей среды, такие как мешающие эхо-сигналы, сигналы целей и даже

измерения характеристик аппаратных средств. Библиотека W1905 работает в

среде проектирования системного уровня SystemVue компании Keysight.

SystemVue представляет открытую среду моделирования, ориентированную на

архитектуры физического уровня в полосах модуляции и ВЧ. Она заменяет

цифровые, аналоговые и математические среды общего назначения и может

интегрироваться с технологическими процессами разработки различных типов

программируемых логических интегральных схем (ПЛИС) и встроенных

аппаратных схем. Любые формы радиолокационных сигналов, создаваемые

SystemVue в режиме моделирования, могут автоматически в динамическом

режиме загружаться в генератор сигналов, который воспроизводит их для

использования в качестве ВЧ- или ПЧ-тестовых сигналов. Кроме того, сигналы, 204

захваченные анализатором сигналов, могут быть переданы обратно в

SystemVue для обработки и использования в имитационном моделировании.

Для углублённого анализа SystemVue и библиотеку W1905 можно

объединить с программным обеспечением 89600 VSA. Программное

обеспечение 89600 VSA предлагает передовые инструментальные средства

общего назначения для измерения характеристик сигналов во временной,

частотной и модуляционной областях. Это программное обеспечение может

работать как в ПК, так и внутри определённых типов анализаторов сигналов,

логических анализаторов и осциллографов компании Keysight.

Keysight предлагает семейство настольных анализаторов сигналов серии

Х и две линейки портативных анализаторов. Серия X включает пять моделей,

включая анализатор сигналов высшего класса UXA, который обеспечивает

полосу анализа 510 МГц. Для анализаторов сигналов доступна опция анализа

спектра в реальном времени (RTSA). Для сверхширокополосных приложений

компания Keysight также предлагает дигитайзеры и осциллографы с высокими

характеристиками. Например, M9703A, представляющий собой 8-канальный

дигитайзер с разрешением 12 бит в формате AXIe, способен захватывать

сигналы с полосой частот от 0 до 2 ГГц. Он обеспечивает частоту

дискретизации до 3,2 Гвыб/с при использовании 4 каналов и до 1,6 Гвыб/с при

использовании 8 каналов. Дигитайзер M9703A поддерживает возможность

длительного захвата данных, обладая внутренней памятью объёмом 4 Гбайт на

канал.

Осциллографы серий 90000X и 90000Q семейства Infiniium представляют

собой альтернативный вариант: они обеспечивают полосы пропускания до 63

ГГц, частоты дискретизации до 160 Гвыб/с и глубину памяти до 2 Гвыб. Для

обеспечения возможности углублённого анализа дигитайзер M9703A и

осциллографы серий 90000X и 90000Q совместимы с программным

обеспечением 89600 VSA.

Таким образом, Keysight Technologies предлагает решения для

формирования сигналов с полосой до 2 ГГц в диапазоне до 44 ГГц, 205

анализаторы сигналов с полосой анализа до 510 МГц и осциллографы

реального времени с полосой пропускания до 63 ГГц. Программное

обеспечение Signal Studio и SystemVue позволяют формировать различные

виды сигналов и сценариев испытаний, проводить моделирование передатчиков

и приемников сигнала. ПО векторного анализа 89600 VSA позволяет проводить

анализ сигналов, включая демодуляцию и измерение EVM для сигналов с

цифровой модуляцией, а также расширенный анализ импульсных сигналов

РЛС.


1. Рекомендации по применению Creating Multi-Emitter Signal Scenarios

with COTS Software and Instrumentation (Создание сценариев, включающих

сигналы нескольких источников излучения, с помощью имеющихся в продаже

программных средств и измерительных приборов) (номер публикации

компании Keysight 5991-1288EN).

2. Рекомендациии по применению Signal Source Solutions for Coherent

and Phase-Stable Multi-Channel Systems (Источники сигналов для когерентных и

фазостабильных многоканальных систем) (номер публикации 5990-5442EN/

5990-5442RURU).

3. Описание библиотеки W1905A на сайте

www.keysight.com/find/SystemVue

Обработка комбинированных потоков данных Ю. В. Морозов

Доцент кафедры теоретических основ радиотехники, канд. техн. наук, доцент ФГБОУ ВО «Новосибирский государственный технический университет»

(г. Новосибирск)

Актуальность обработки потоков данных, состоящих из локальных экстремумов пространственных и временных рядов, обусловлена тем, что поток

206

http://www.keysight.com/find/SystemVue

локальных экстремумов с минимальной трудоёмкостью формируется на основе исходного ряда с высокой степенью сжатия.

Допустим, двумя разными методами получены два пространственных или временных ряда из локальных экстремумов исходных зависимостей как реакции на воздействия разной физической природы (рис 1). Например, одна из зависимостей, полученная методом сейсморазведки, имеет смысл относительного уровня сейсмической волны от глубины, а другая, полученная методом электроразведки – смысл нормированного удельного электрического сопротивления от глубины [1].

Рис. 1. Формирование комбинированного пространственного потока данных 1- исходная первая пространственная зависимость, 2- поток локальных

экстремумов первой пространственной зависимости, 3 – вторая пространственная зависимость, 4 – поток локальных экстремумов первой

производной второй пространственной зависимости

Первая зависимость представляет собой последовательность резких перепадов уровня и расстояния между соседними локальными экстремумами. Вторая зависимость представляет последовательность ступенчатых изменений уровня. Чтобы привести эти зависимости к общему виду, от второй зависимости взята первая производная, в результате чего формируется последовательность локальных экстремумов между областями, обладающими разными свойствами.

Если не учитывать значения локальных экстремумов, то поток можно считать потоком однородных событий, следующих с некоторой

207

интенсивностью [2]. Значительные изменения интенсивности свидетельствуют об изменении свойств потока и среды, которую он описывает. Так, сейсмический поток, порожденный данными сейсморазведки [3], значительно меняет свою интенсивность при переходе от одного слоя земной коры к другому. В то же время, геоэлектрический поток, порожденный данными электроразведки [4], имеет ненулевую интенсивность вблизи границ между слоями земной коры.

В настоящей работе предлагается сформировать комбинированный поток из сейсмического и геоэлектрического потоков. Как следует из рис. 1, интенсивность комбинированного потока достигает максимума на границах между слоями земной коры. Выделение комбинированного потока позволяет находить границы между слоями земной коры с погрешностью приблизительно до 300 м.


1. Морозов Ю. В. Комплексное моделирование потока данных сейсморазведки / Ю. В. Морозов // Решетневские чтения : материалы 18 междунар. науч. конф., Красноярск, 11–14 нояб. 2014 г. : в 3 ч. – Красноярск : Сиб. гос. аэрокосм. ун-т им. М. Ф. Решетнева, 2014. – Ч. 1. – С. 101–103.

2. Овчинникова Т.М. Обнаружение и оценка момента изменения интенсивности Пуассоновского потока/Т.М. Овчинникова, А.П. Трифонов// Автоматика и телемеханика.– 1982. – Вып. 6. – С. 95-106.

3. Боганик Г.Н. Сейсморазведка/ Г.Н. Боганик, И.И. Гурвич.–Тверь: АИС, 2006.– 375 с.

4. Кожевников Н.О. Принципы регистрации ранних стадий неустановившихся электромагнитных процессов/ Опыт применения и пути улучшения методики геофизических исследований на рудных и нерудных месторождениях: Свердловск: 1988.-С. 90-97.

208

Разработки военно-инженерного института в области

информационных технологий Е.Н. Гарин, С.П. Панько, В.Н. Тяпкин, Г.Я. Шайдуров

Сибирский Федеральный университет,

Военно-инженерный институт (г. Красноярск)

Лаборатория радионавигации, руководители д.т.н. Гарин Е.Н.. проф.

Тяпкин В.Н. в сотрудничестве с ИСС им. Решетнева, в соответствии с

федеральной целевой программой, проводит разработки алгоритмов и

программ работы наземных контрольно-управляющих станций космической

радионавигационной системы «Глонасс», обеспечивающих повышение

надёжности и точности функционирования системы за счёт использования

оптимальных методов цифровой обработки сигналов, управляемых антенных

решеток, совершенствования каналов передачи информации.

Лабораторией радиосвязи (рук.д.т.н. проф. Панько С.П.) разрабатывается

автоматизированная система телемеханики для контроля и управления

системами космической связи как для стационарных, так и нестационарных

орбит с высокой степенью помехозащищенности от преднамеренных помех.

Фундаментальные и прикладные исследования проводятся в лаборатории

радиофизики (рук.Засл. деятель науки и техники РФ, д.т.н. Шайдуров Г.Я.) в

области исследования явлений параметрического взаимодействия

электромагнитных и акустических волн в ионно-проводящих средах типа

морской воды, Земли, плазмы.

С финансовой поддержкой грантов РФФИ были получены следующие

результаты:

Теоретически подтверждено и экспериментально обнаружено явление

генерации электромагнитного поля акустическим излучением в слабых

электролитах, подтверждающие теоретические предпосылки P.Debay (1933г.) о

возможности существования подобного рода эффектов.

209

Теоретически и экспериментально в лабораторных условиях доказано

существование параметрического эффекта демодуляции электромагнитных

волн ультразвуком в морской воде, запатентован новый метод дальней морской

связи с подводными аппаратами без использования буксируемых антенн.

Запатентован и прошел экспериментальную проверку радиолокационный

метод дальнего обнаружения мин и минных полей на основе параметрического

взаимодействия сейсмических и электромагнитных волн на границе раздела

земля – воздух.

Впервые на газоконденсатном месторождении Ново-Михайловском

(респ.Хакасия) в 2014г., с использованием разработанного в лаборатории

приборов ВПЕ МПЗ-М1, подтверждена возможность поиска углеводородов

путем извлечения информации из естественных электромагнитных и

сейсмических шумов Земли без использования искусственных источников

сейсмических возмущений.

На железорудном месторождении «Самсон» (респ.Хакасия) впервые, с

использованием прибора ВПЕ МПЗ-М1, экспериментально проверена

возможность поиска полиметаллических руд путем выделения потенциалов

вызванной поляризации из естественных электромагнитных полей Земли в

диапазоне частот 1÷20Гц. Прибор и метод защищены патентами РФ.

Впервые в России разработаны и прошли экспериментальную проверку

аппаратный комплекс сейсмической связи АСС-1 для передачи информации

через горную породу в аварийных шахтах.

Дано научно-техническое обоснование нового метода радиолокации

малых воздушных целей типа беспилотных аппаратов с предельно малой

эффективной поверхностью рассеивания, порядка 0.01 м2. В лабораторных

условиях экспериментально подтверждены основные теоретические

предпосылки.

В области медицинской электроники под руководством профессора

Панько С. П. создан комплекс дистанционной ультразвуковой диагностики с

210

передачей информации по сетям радиосвязи, разработан прибор для быстрой

оценки аритмии.

Научно-технический центр РЭ «Мезон» выиграл ряд тендеров на

разработку и поставку комплексов автоматизированного контроля

гидротехнических сооружений Саяно-Шушенской, Бурейско, Усть-Илимской,

Красноярской, Богучанской, Зейской ГЭС в составе подсистем: Струна 5-

контроля напряженно-деформационного строения бетона; ИКСО-100 – для

контроля плановых смещения платин; ОДГН-1 – автоматизированных

гидронивелиров. Все комплексы защищены патентами РФ, являются

полностью отечественными разработками.

Создается инжениренговый центр медицинской электроники с задачами

двойного назначения в области дистанционной диагностики и управления

живыми объектами.

211

Секция «Новые физические принципы обработки, передачи и

хранения информации, современные технологии для

радиоэлектронной аппаратуры»

Перспективные разработки АО «НПП «Радиосвязь» и Института

Физики СО РАН для радионавигации и связи 1Р.Г. Галеев, 2Б.А. Беляев

1Генеральный директор, к.т.н; 2Зав. Лабораторией Электродинамики и СВЧ

электроники, д.т.н., профессор

АО «НПП «Радиосвязь», Институт физики СО РАН (г. Красноярск)

Хорошо известно, что частотно-селективные СВЧ устройства являются

важнейшими элементами систем связи, радиолокации и радионавигации.

Нередко они определяют качество и габариты радиотехнической аппаратуры.

На АО «НПП «Радиосвязь» совместно с Институтом физики СО РАН

разработаны конструкции полосно-пропускающих фильтров на новых

многопроводниковых резонаторах в микрополосковом исполнении [1] и

полосковых резонаторах на подвешенных подложках [2]. Фильтры, обладают

высокой степенью миниатюрности и сверх широкой полосой заграждения с

подавлением СВЧ мощности в ней более 100 дБ.

На рис. 1 представлена амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) и

фотография фильтра шестого порядка на подвешенной подложке из поликора,

имеющего центральную частоту полосы пропускания f0 = 2.9 ГГц,

относительную ширину полосы пропускания ∆f/f0 = 11%, измеренную по

уровню -0.5 дБ от уровня минимальных потерь L0 = 0.6 дБ. Размеры гибридной

подложки фильтра ~ 25×5 мм2, а его полоса заграждения по уровню -100 дБ

имеет ширину более 5f0.

212

Рис. 1. АЧХ и фотография фильтра на подложке из поликора.

Разработаны конструкции широкополосных микрополосковых антенн [3],

в которых для расширения полосы рабочих частот используется полосно-

пропускающий фильтр на шпильковых резонаторах, электромагнитно

связанный с полуволновым резонатором-излучателем, имеющим

прямоугольный полосковый проводник (рис. 2). Измерения диаграмм

направленности и поляризационных диаграммы на частотах, отмеченных на

рис.2, показали их высокую стабильность во всем рабочем диапазоне частот,

при этом измеренные характеристики антенны достаточно хорошо совпадают с

результатами электродинамического расчета.

f, ГГц

S 21,

дБ

0 5 15 10 20 -100

-80

-60

-40

-20

0

-60

0

-20

-40

3.4 3.0 2.6 2.2

S11

S21

213

Рис. 2. Частотные зависимости потерь на отражение микрополосковой антенны

(линия – расчет, точки – эксперимент) и ее фотография

Для инфракрасного и оптического диапазонов разработаны новые

конструкции полосно-пропускающих фильтров, в которых вместо

многослойных диэлектрических зеркал между резонансными

диэлектрическими слоями используются решетки параллельных полосковых

проводников [4]. На вставке рис. 3 показана конструкция фильтра пятого

порядка, состоящего всего из пяти диэлектрических слоев-резонаторов, а

сплошной линией представлена его АЧХ. Для сравнения здесь же штриховой

линией показана АЧХ многослойного фильтра пятого порядка, имеющего ту же

относительную ширину полосы пропускания 2%, который состоит из 49 слоев

[5]. Основные достоинства разработанного фильтра: его высокие частотно-

селективные свойства и возможность использования одного и того же

материала для изготовления резонансных слоев.

214

Рис. 3. АЧХ четырехзвенного фильтра и его фотография

Разработан магнитометр, чувствительный к слабым высокочастотным

магнитным полям, являющийся приемником в системах ближнепольной

магнитной связи. Датчиком магнитометра служит резонансная

микрополосковая структура, содержащая в качестве активной среды тонкие

магнитные пленки [6]. Магнитометр имеет широкий динамический диапазон

измеряемых магнитных полей 10-12–10-4 Т и широкий частотный диапазон

103–107 Гц.


1. Беляев Б.А., Сержантов А.М., Бальва Я.Ф., Лексиков Ан.А., Галеев

Р.Г. Новая конструкция миниатюрного фильтра на микрополосковых

резонаторах со встречно-штыревой структурой проводников. // Письма в ЖТФ.

2015. Т.41. Вып. 10. С. 89-96.

2. Belyaev B.A., Serzhantov A.M., Bal’va Y.F., Tyurnev V.V., Leksikov

A.A., Galeev R.G. Implementations of Cross Couplings in Microwave Bandpass

Filters. // Microwave and Optical Technology Letters. 2014. Vol. 56. No. 9. P-2021-

2025.

3. Беляев Б.А., Волошин А.С. Морозов Н.В., Галеев Р.Г.

Широкополосная микрополосковая антенна с полосно-пропускающим

f , ТГц 0 0.5 1.0 1.5 2.0

S 21,

дБ

-150

-100

-50

0

h1 h1 h2 h2 h3

215

фильтром на шпильковых резонаторах. // Письма в ЖТФ. 2015. Том 41. Вып. 5.

С. 65-73.

4. Беляев Б.А., Тюрнев В.В. Дифракция электромагнитных волн на

одномерной решетке полосковых проводников. расположенной на границе

раздела диэлектрических сред. // Известия ВУЗов. Физика. 2015. Т. 58. 5. С.

57-66.

5. Macleod H.A. Thin-Film Optical Filters. – Boca Raton: CRC Press, 2010.

– 773 p.

Бабицкий А.Н., Беляев Б.А., Скоморохов Г.В., Изотов А.В., Галеев Р.Г.

Магнитометр слабых полей на резонаторном микрополосковом

преобразователе с тонкими магнитными пленками. // Письма в ЖТФ. 2015. Том

41. Вып. 7. С. 36-44.

Преобразователь мод для подавления перекрестных помех в

линиях связи В.Н. Федоров

доцент СВФУ, к.т.н.

Северо-Восточный федеральный университет имени М.К. Аммосова

(г. Якутск)

В докладе описан эффективный способ подавления перекрестных помех

путем подключения многопроводных линий связи (ЛС) к

источникам/приемникам через преобразователь мод электромагнитных волн,

выполненный на многообмоточных трансформаторах. Описано устройство

преобразователя мод и приведены результаты расчета и эксперимента для

многопроводных линий связи без скрутки.

Известно, что высокоскоростная передача данных на большие расстояния

по таким ЛС практически невозможна.

Из [1] известно, что матрицу передачи для 2n-проводной ЛС можно

представить в виде: 216

[ ]

⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅−−

−−−

= 11

1

TchTYTshKYTshKKchK

xxxxaγγγγ 11

, (1)

где K, T –матрицы коэффициентов передачи связанных напряжений и

токов n связанных волн (мод), соответственно; Y – матрица проводимостей

мод; γ– матрица-вектор n постоянных распространения связанных волн.

В [2] было показано, что [a] является произведением трех матриц:

[ ] [ ] [ ] [ ] 1−⋅⋅= tdt aaaa , (2)

где [ ]

= −1T0

0Kta – матрица передачи трансформатора мод;

[ ]

=

−

γxγxγxγx

chYshshYch 1

da - матрица передачи несвязанных линий.

Трансформатор мод преобразует полные напряжения и токи в связанные

напряжения и токи и наоборот, следовательно, если подключить к ЛС

трансформаторы мод, то:

[ ] [ ] [ ] [ ]dtt aaaa =⋅⋅−1 (3)

Для симметричных ЛС K=T. В этом случае, для ЛС с четным числом пар

проводов матрица K является ортогональной матрицей Адамара с элементами

+1 и -1. Для симметричных ЛС с нечетным числом пар проводов эти

коэффициенты являются элементами ортогональной матрицы Белевича и

принимают значения 0, +1 и –1. Например для 2-х, 3-х и 4-х парных

симметричных ЛС, матрицы K запишутся, соответственно:

, (4)

где K2,4– матрицы Адамара при n=2,4, K3 – матрица Белевича при n=3,

−−−−−−

=

−−=

−

=

111111111111

1111

,011101

110,

1111

432 KKK

217

Преобразователь мод состоит из n трансформаторов [3]. Каждый

трансформатор содержит n вторичных обмоток, которые подключены к

вторичным обмоткам других трансформаторов в соответствии с матрицей K.

При этом значениям элементам матриц соответствуют последовательное

подключение (+1), встречное подключение (-1) и отсутствие подключения

(хх/кз) (0). В качестве сердечников этих трансформаторов возможно

использование ферритов. Другой вариант – выполнить трансформаторы на

полосковых линиях.

На рис. 1 представлен преобразователь мод для трехпарной ЛС.

Рис. 1. Преобразователь мод для трехпарной ЛС: Т1-3 – трансформаторы мод;

U11-13- входные/выходные сигналы; U21-23 – моды; К-коммутатор

Был проведен расчет импульсной и рабочих характеристик системы,

содержащих преобразователи мод, подключенные к кабелю длиною 305 м,

содержащих 2-, 3-х, 4-х парные ЛС и без них.

На рис.2 показана частотная зависимость развязки на ближнем конце

(NEXT) 4-х парной ЛС. Рабочие характеристики 2-х и 3-х парных ЛС мало

отличаются от 4-х проводных, здесь они не приводятся.

218

Рис. 2. Частотная зависимость развязки (дБ) на ближнем конце (NEXT) 4-

х парной ЛС, где NEXT1 – с преобразователями (нижняя кривая), NEXT – без

преобразователей (верхняя кривая)

Частотная зависимость затухания на дальнем конце (FEXT) аналогична

NEXT: FEXT1≈ < – 55 дБ – с преобразователями, FEXT≈ – 25 дБ – без

преобразователей. Затухание уменьшилась на 4-6 дБ.

Были изготовлены макеты преобразователей для двухпарных ЛС и

исследовано прохождение импульсных сигналов через кабель КСПВ 4*0,4

длиной 50м. Эксперимент показал хорошее соответствие расчетам.

Предложенный способ не требует априорного знания параметров сигнала,

наличия опорного сигнала, позволяет упростить производство кабелей,

увеличить скорость и дальность связи по существующим линиям связи.


1. Малютин Н.Д. Многосвязные полосковые структуры и устройства на их

основе / Н.Д. Малютин. – Томск: Изд-во Томск.ун-та, 1990. – 164 с.

2. Федоров В.Н. Исследование волновых процессов в связанных

полосковых линиях и разработка на их основе быстродействующих

аттенюаторов и динамических корректоров: диссертация канд. техн. наук / В.Н.

Федоров. – Томск: Томск.гос. ун-т систем упр. и радиоэлектр-ки.1999. – 169 с.

219

3. Федоров В.Н. Патент 145020 (РФ). Устройство для подавления

перекрестных помех в многопроводных линях связи. Опубл. в Б.И., 2014. 25

Параметрическая коррекция микромеханических зеркал систем

оптической связи 1А.Р. Бестугин, 2 О.М. Филонов, 3И.А. Киршина, 4П.А. Окин, 5Е.В. Андреева

1Декан факультета радиотехники, электроники и связи, д-р техн. наук,

профессор, 2Доцент кафедры конструирования и технологии электронных и

лазерных средств ,канд. техн. наук, доцент 3Доцент кафедры конструирования и технологии электронных и лазерных

средств,канд. эконом. наук, 4Аспирант, 5Магистр

ФГАОУ ВПО Санкт-Петербургский государственный университет

аэрокосмического приборостроения (г. Санкт-Петербург)

В производстве микромеханических систем (МЭМС) прослеживается

устойчивая тенденция к повышению метрологических показателей этих

изделий до уровня прецизионных приборов обычного исполнения.

Одним из путей решения этой комплексной проблемы может стать

корректировка применяемых технологических схем, заимствования и

использования в технологических маршрутах производства МЭМС

технологических операций, играющих ключевую роль в традиционном

приборостроении, например, операций параметрической коррекции

(регулировки), разумеется на принципиально иной технической основе [1]. К

МЭМС, где параметрическая коррекция возможна и может реально повысить

качество их работы, следует отнести светомодулирующие матрицы –

упорядоченные массивы управляемых микромеханических зеркал.

Эти матрицы уже сегодня применяются проекционных системах,

системах передачи, кодирования сигналов и оптической связи. Их

220

функциональными элементами являются управляемые торсионные

микрозеркала, кинематическая схема которых представлена на рис.1, а принцип

работы иллюстрируется рис. 2.

Рисунок. 1 Кинематическая схема статически неуравновешенного микрозеркала

при движении основания с ускорением a параллельно оси ОХ, где OXYZ –

система координат, связанная с основанием светомодулятора; ззз ZYOX – система

координат, связанная с вращающимся относительно зOY микрозеркалом;

1 – основание светомодулятора (матрицы микрозеркал); 2 – микрозеркало;

3 – торсионы; 4 – управляющие электроды; а– абсолютное ускорение

основания; amFa

*з−= – сила инерции, приложенного к центру масс С

статически неуравновешенного зеркала; зm – масса зеркала;

С – центр масс зеркала.

221

Рисунок 2. Схема хода падающего и отраженного лучей при различных

угловых положениях микрозеркала, где 1, 1` - падающий и отраженные лучи

света; 2 – проектор (линза); 3 – торсионы (ось торсионов – ось POY );

4 – зеркальное покрытие (Al); 5 – основание зеркала (Si); 6 – управляющие

электроды; 7 – диэлектрическая пленка; 8 – основание (матрицы (Si)

светомодулятора; С – центр масс подвижного микрозеркала; Хс, CZ –

координаты центра масс неуравновешенного микрозеркала в системе

координат ззз ZYOX ; CCC ZYX ,, – координаты центра масс статически

неуравновешенного зеркала в системе координат ззз ZYOX ; Θ – угол отклонения

статически неуравновешенного резонатора под действием силы инерции aF ;

( )IззYOX , ( )IIззZOX –плоскости симметрии микрозеркала.

Всем устройствам с чувствительными или исполнительными элементами

на упругих торсионных подвесах присуща фундаментальная погрешность

технологического происхождения – статическая неуравновешенность –

смещение их центров масс С относительно точки подвеса О – геометрического

центра конструкции.

При ускорении a объекта, на котором установлен светомодулятор, сила

инерции amFa

*з−= , приложенная к центу масс зеркала С создает вращающий

момент Caa lFM *= , действующий относительно оси торсионов и

поворачивающий зеркало на угол Θ , определяемый из условия Θ= *kM a , где k

222

- жесткость торсионов, 22CCC ZXl += , где 2

CX , 2CZ – координаты центра масс в

системе координат зеркала.

При ускорениях основания при отсутствии сигналов управления i зеркало

будет отклоняться на угол iΘ , зависящий от его статической

неуравновешенности. Этот угол iΘ , алгебраически суммируясь с углом iyΘ ,

формируемым сигналом управления, подаваемым на i зеркало, создает ошибку

отработки управляющего сигнала.

С целью устранения этой погрешности был разработан итерационный

алгоритм статического уравновешивания микрозеркал. Алгоритм включает три

этапа:

1. Определение области локализации неуравновешенной массы в объеме

микрозеркала и приведение ее к области на поверхности, где проводится

операция экстрагирования.

2. Определение величины экстрагируемой массы.

3. Выбор метода и технологических режимов проведения операции

экстрагирования.

Предлагаемый алгоритм лишен принципиальных недостатков, присущих

схемотехническим методам уравновешивания, основанных на формировании

компенсирующих моментов, на основе сигналов от эталонных акселерометров,

измеряющих абсолютные ускорения объекта.


А.Р. Бестугин А.Р., Киршина И.А., Филонов О.М. Микро – и

наноэлектромеханические резонаторы – функциональные компоненты

перспективных систем обработки и передачи сигналов/Успехи современной

радиоэлектроники. – 2014. 12. – С. 42-44.

223

Оценка показателей качества функционирования

автоматизированной системы сбора информации 1А.Ф. Крячко, 2М.А.Крячко, 3М.А. Глазнев, 4В.К. Лосев

1заведующий кафедрой, дтн, профессор, 2 - 4аспирант

ФГАОУ ВПО «Санкт-Петербургский государственный университет

аэрокосмического приборостроения» (г. Санкт-Петербург)

Оценка показателей качества функционирования автоматизированной

системы сбора и обработки информации (АССОИ) требует использования

математических моделей, рекомендованных ГОСТ. В частности, надежность

представления информации может быть оценена вероятностью надежного

представления информации HAДP в течение заданного периода ЗАДT , а при

экспоненциальной аппроксимации распределений исходных характеристик и

их независимости определяется соотношением вида [1]:

где НАРT − среднее время наработки на отказ аппаратно-программных

комплексов (АПК), образующих АССОИ (либо компоненты системы по типам

измерительной информации); BOCT −среднее время восстановления АПК после

отказа; ЗАДT − средний задаваемый период надежного функционирования

системы.

Значения НАРT и BOCT определяют расчетно-аналитическими методами,

учитывающими надежностные характеристики компонентов АССОИ. Каждая

из подсистем АССОИ может формировать и реализовывать в процессе

функционирования множество типов запросов. Время реакции на каждый тип

запроса в общем случае может быть различным и носит случайный характер. В

связи с этим среднее время реакции АССОИ при обработке запроса по

проведению сбора, обработке измерительной информации и предоставлению

результатов измерений (оперативность предоставления информации) ПT носит

( )( )2

HAPHAД

BOC HAP ЗАД HAP

TPT T T T

=+ +

224

интегральный характер. Для количественного оценивания ПT целесообразно

создание и применение моделей массового обслуживания.

Для рекомендованного состава показателей качества функционирования

АССОИ требуется применение модели оценивания. Полученные значения

показателей подлежат сравнению по критерию пригодности или превосходства.

Однако в ряде случаев сравнительного анализа вариантных решений при

проектировании информационных систем целесообразно использование

агрегированных показателей в виде безразмерной величины и относительного

характера. Так, например, известен методический подход, основанный на

формировании и анализе интегральной характеристики, получаемой

агрегированием рассмотренных выше показателей качества часть которых

требует минимизации, а другая максимизации для достижения требуемых

характеристик системы. Так, очевидно, применительно к целевому назначению

АССОИ должны минимизироваться такие величины как стоимость создания CS ;

стоимость эксплуатации ЭS ; среднее время восстановления после отказа или

сбоя BOCT ; среднее время реакции системы при обработке запроса и/или

доведения информации ПT . А следующие показатели системы должны быть

максимизированы: средняя наработка на отказ или сбой НАРT ; коэффициент

готовности ГK ; показатель полноты решения задачи сбора и обработки

измерений ПP ; вероятность сохранения актуальности информации на момент ее

использования AKTP ; показатели безошибочности информации после контроля.

Для формирования обобщенного показателя эффективности

функционирования информационной системы принимают следующие

допущения:

- множество минимизируемых частных показателей качества ( mniP )

линейно (на всем диапазоне допустимых значений mniP ) представляются в виде

некоторого агрегированного показателя ik : i mnik P= − ;

225

- множество максимизируемых частных показателей качества ( mxjP )

линейно (на всем диапазоне допустимых значений mxjP ) представляются в виде

определенного агрегированного показателя jk : j mxjk P= ;

- вводятся весовые коэффициенты pik и pjk , с помощью которых

совокупность агрегированных показателей ik и jk приводится к системе

равнозначных показателей iK и jK , позволяющих проводить сравнительную

оценку вариантов системы. Правило приведения определяется соблюдением

соответствия, согласно которому изменения на любом отрезке диапазона

допустимых значений максимизируемого показателя mxjP на величину mxjP∆

эквивалентно, с точки зрения качества системы, изменению на любом отрезке

диапазона допустимых значений минимизируемого показателя mniP на величину

- mniP∆ , при условии:

pj mxj pi mnik P k P∆ = − ∆

где i pi mniK k P= − , j pj mxjK k P= .

Для оценки вариантов структуры и для обоснования требований к

характеристикам необходимо определить обобщенный относительный

показатель эффективности K формируемый таким образом, чтобы

относительное изменение минимизируемогопоказателя mni

mni

PP

∆ и относительное

изменение максимизируемого показателя mxj

mxj

PP

∆ приводили к его относительному

изменению в соответствии с весовыми коэффициентами kpiи

kpjmxjmni

pi pji jmni mxj

PPK k kK P P

∆∆∆= − +∑ ∑ .

Соблюдение линейной чувствительности обобщенного показателя

должно обеспечиваться только в определенных диапазонах изменений mniP и mxjP ,

определяемых физическим смыслом изменений частных показателей.

226

Для сравнения проектных вариантов информационных систем применяют

интегрированный вид обобщенного показателя эффективности:

mxjmnipi pj

i jmni mxj

PPK k kK P P

∂∂∂= − +∑ ∑ ; mxjmni

pi pji jmni mxj

PPK k kK P P

∂∂∂= − +∑ ∑∫ ∫ ∫ ;

pj

pi pj

pi

kmxj

k k jmni mxj k

i j mnii

PK C P P

PΣ= =∏

∏ ∏ ∏.

Постоянная CΣ в выражении данном выражении может быть

использована для масштабирования значений показателя для удобства

графического представления результатов. Применительно к проблеме

количественного оценивания эффективности АССОИ целесообразно применить

подход, в основе которого положен известный принцип декомпозиции системы

и процессов, ею реализуемых.


1. KryachkoA.F., KryachkoM.A. Generation and Reception of Spectral

Efficient Signals // Internet of Things, Smart Spaces, and Next Generation Networks

and Systems. New York, Spriger. P.p . 481-487.

227

Достижения и перспективы

разработки устройств волоконно-оптических линий связи 1Р.Г. Галеев, 2А.Н. Втюрин, 3М.Ю. Реушев

1Генеральный директор, к.т.н.

ОАО «НПП «Радиосвязь» (г. Красноярск) 2Зам. директора, д. ф.-м. н.

Институт физики им. Л.В. Киренского (г. Красноярск) 3Доцент кафедры ФиЛТ, к.ф.-м.н.

Сибирский федеральный университет (г. Красноярск)

В настоящее время возможности медных кабельных линий приблизились

к своим предельным значениям и дальнейшее развитие этого направления

требует все больших и больших затрат; в связи с этим более эффективным и

экономичным в телекоммуникационных решениях становится использование

волоконно-оптических линий связи (ВОЛС). Пропускная способность ВОЛС на

порядок выше, чем у линий на основе медного кабеля; кроме того, на ВОЛС не

действуют электрические и электромагнитные поля, они менее подвержены

влиянию климатических условий и других внешних воздействий. Безусловно,

на сегодня оптические линии являются одним из наиболее перспективных

направлений в системах связи [1].Так, если в 2015 г. скорость потока

информации по одному каналу ВОЛС уже составляет величину порядка 50

Тб/с, то по прогнозу на 2025 г. их пропускная способность может возрасти до

100 Тб/с и более.

Все компоненты волоконно-оптических систем связи можно условно

разделить на три большие группы: собственно оптическое волокно (ОВ),

пассивные элементы (ПЭ) и активные элементы (АЭ).

ОВ делятся на две основные группы: многомодовые и одномодовые.

Современные ОВ (как одномодовые, так и многомодовые) обладают очень

низким коэффициентом затухания (~0.2 дБ/км), что позволяет их прокладывать

на расстояниях в десятки километров без использования повторителей сигнала. 228

Важно то, что полоса пропускания одномодового волокна очень велика

(примерно 100 ТГц), и наиболее широкополосные из систем передачи на их

основе (системы DWDM) уже достигли ширины полосы частот 10 ТГц.

Основной недостаток одномодовых ОВ — очень маленькая площадь

поперечного сечения сердцевины. Увеличение плотности мощности

оптического потока приводит к появлению в ОВ нелинейных эффектов, что

приводит к снижению скорости передачи в одноканальных системах, росту

шага несущих частот в многоканальных системах и т. д. Для решения этих

проблем в настоящее время активно разрабатываются ОВ на основе фотонных

кристаллов (ФК). Фотонно-кристаллическое волокно представляет собой

регулярную структуру на основе композиции кварцевого стекла и воздуха,

формируемую в оболочке ОВ с точечным дефектом, расположенным в центре

симметрии ОВ.

К ПЭ ВОЛС относятся оптические сплиттеры (делители), кроссы,

циркуляторы, изоляторы, соединительные шнуры (патчкорды), аттенюаторы,

адаптеры и коннекторы. Технология изготовления ПЭ постоянно

совершенствуется, разрабатываются новые материалы. Внутренние потери

современных ПЭ не превышают 0.5 дБ. Отдельно можно выделить такие ПЭ

ВОЛС, как мультиплексоры/демультиплексоры (ОМД), которые используются

в технологиях WDM. Современные ОМД создаются преимущественно на

основе тонкопленочных фильтров, реже – на матрицах волноводных

дифракционных решеток и волоконных брэгговских решетках. Дальнейшее

увеличение плотности размещения каналов в системах DWDM и ужесточение

требований к оптическим устройствам MUX/DEMUX, очевидно, потребует

разработки новых технологий и материалов в этой области.

К АЭ ВОЛС прежде всего относятся приемо-передающие устройства.

Основой передающих устройств являются полупроводниковые лазеры (ППЛ).

Одна из причин, по которой ППЛ нашли широкое применение в ВОЛС, – очень

простая схема модуляции излучения током накачки. Такой способ эффективен

в цифровых системах передачи, когда требования к частотному и 229

динамическому диапазону (ДД) модуляционной характеристики не очень

жесткие. Так, при передаче цифровых сигналов с частотой модуляции до 1 ГГц

с помощью трансиверов, работающих на длине волны 1550 нм, ДД составляет

~14 дБ для линии 40 км, ~32–34 дБ – для 120 км. Положение осложняется с

повышением частот модуляции передатчика до 3 ГГц и далее. При таких

условиях возникает оптическая вариация частоты сигнала (англ. – chirp), что

ведет к возникновению перекрестных помех и влияет на помехоустойчивость

передачи. При передаче по ВОЛС аналоговых сигналов в СВЧ диапазоне

требования по величине ДД в два, а то и в три раза больше.

Начиная с 2005 года, в передатчиках ВОЛС стали использовать внешние

модуляторы (ВМ). В настоящее время это, прежде всего, электрооптические

модуляторы (ЭОМ) и модуляторы электроабсорбционного типа (ЭАМ). Их

использование в качестве пассивных элементов ВОЛС приводит к уменьшению

потерь по сравнению с линиями, использующими ППЛ с прямой модуляцией. В

настоящее время при помощи ЭОМ и ЭАМ достигнуты предельные частоты

модуляции по РЧ сигналу до 50 ГГц. Относительная мощность шума, вносимая

этими устройствами, не превышает –130 дБ/Гц. Использование ВМ в сочетании

с PIN фотодетекторами с расширенным ДД ватт-амперной характеристики

позволяет расширить динамический диапазон ВОЛС до 130 дБ.

Направления развития современной фотоники направлены на создание

интегральных оптоэлектронных схем на основе квантоворазмерных структур.

Кроме того, замена подложек из GaAs на подложки из Si уже в ближайшее

время позволит существенно изменить элементную базу оптоэлектронных

приборов и даст импульс развитию новой технологии монолитной интеграции

оптоэлектронных GaAs элементов и кремниевых интегральных схем [2].


1. Э. Л. Портнов. Оптические кабели связи и пассивные компоненты

волоконно-оптических линий связи. – М.: Горячая линия-Телеком, 2007.

230

2. А. С. Логгинов. Кремниевая фотоника: современное состояние и

перспективы развития. – VI Международный оптический конгресс «Оптика –

XXI век», Санкт-Петербург, Россия, 18–22 октября 2010 г.

Исследование планарных рупорных антенн на основе волновода,

интегрированного в подложку 1А.С. Кислица, 2О.А. Назаров, 3В.С. Панько, 4Ю.П. Саломатов

1Бакалавр; 2Аспирант; 3Доцент, к.т.н.,; 4Профессор, к.т.н.

Институт инженерной физики и радиоэлектроники СФУ (г. Красноярск)

Рупорные излучатели находят широкое применение в антенной технике,

благодаря простой конструкции, широкой полосе рабочих частот, простому

расчету геометрических размеров. Однако классический рупор на основе

прямоугольного волновода имеет большие габариты и вес. Для

миниатюризации в последнее время рассматриваются планарные рупорные

излучатели, изготовленные на основе волновода, интегрированного в подложку

(substrate integrated waveguide - SIW). SIW широко используются для

изготовления излучающих систем различного типа [1-3].

Рупорная антенна на основе SIW представляет собой аналог H-

секториальной рупорной антенны. Излучение осуществляется через открытый

торец подложки. Однако в этом случае из-за малой высоты SIW ухудшается

согласование с окружающим пространством. В общем случае, для толщины

меньше λ/6, несоответствие волнового сопротивления в апертуре антенны и в

свободном пространстве приводит к высокому уровню отражения

электромагнитного колебания от раскрыва антенны [4].

В данной работе исследованы три варианта рупорных антенн на основе

волновода, интегрированного в подложку, с одинаковой длиной рупоров, но

разной шириной раскрыва (оптимальный рупор, рупоры с увеличенным и

уменьшенным раскрывами). На рисунке 1 представлена фотография

231

изготовленного оптимального рупора, а на рисунке 2 – его диаграмма

направленности и фазовое распределение в апертуре. Для улучшения

согласования были использованы согласующие пластины, расположенные

перед раскрывом рупора (рисунок 1). Фазовое распределение в раскрыве

оптимального H-секториального рупора, выполненного по технологии

интегрированного в подложку волновода, неравномерное, разность фаз от

центра до края не превышает 90 градусов.

Рисунок 1 – Фотография изготовленного оптимального рупора

Рисунок 2 – Диаграмма направленности (a) и фазовое распределение (b)

оптимального рупора

При изменении размера раскрыва рупора (при одинаковой длине)

диаграмма направленности, фазовое и амплитудное распределения изменяются.

При уменьшении размеров раскрыва снижается коэффициент направленного

действия рупора. При этом главный лепесток диаграммы направленности

становится шире, а фазовое распределение приближается к равномерному.

a) b)

a) b)

232

Увеличение раскрыва при сохранении длины рупора также приводит к

снижению коэффициента направленного действия антенны за счёт увеличения

неравномерности фазового распределения, в котором могут появиться

противофазные участки, диаграмма направленности становится шире. В этом

случае для исправления фазового распределения возможно использование

аналога металлопластинчатой линзы, устанавливаемой в раскрыве антенны

(рисунок 3). На рисунке 4 представлены диаграммы направленности и фазовые

распределения рупора с увеличенным раскрывом без линзы и с линзой.

Как видно из рисунка 4 использование металлопластинчатой линзы в

этом случае позволило уменьшить ширину ДН, понизить уровень боковых

лепестков, что привело к увеличению коэффициента направленного действия в

2 раза.

Рисунок 3 – Модель рупора с металлопластинчатой линзой.

Рисунок 4 – Диаграммы направленности и фазовые распределения в апертуре

рупора с увеличенным раскрывом без линзы и с линзой. 233


1. Лемберг К.В., Назаров О.А., В.С. Панько, Саломатов Ю.П. // Журнал

Сибирского федерального университета. Серия «Техника и технологии», 2015.

– Т. 8, 3. – С. 319-323.

2. Masataka Ohira, Amane Miura, and Masazumi Ueba. 60-GHz Wideband

Substrate-Integrated-Waveguide Slot Array Using Closely Spaced Elements for

Planar Multisector Antenna. IEEE Transactions on Antennas and Propagation,

Vol. 58, No. 3, March 2010, pp. 993-998.

3. M. Bozzi, A. Georgiadis, and K. Wu, "Review of Substrate Integrated

Waveguide (SIW) Circuits and Antennas," IET Microwaves, Antennas and

Propagation, Vol. 5, No. 8, pp. 909–920, June 2011.

4. Jean-François Zürcher, Marc Esquius-Morote, Juan R. Mosig, Benjamin

Fuchs, “Novel Thin and Compact H-Plane SIW Horn Antenna”, IEEE Transactions

on Antennas and Propagation, Vol. 61, No. 6, June 2013, p. 2911 - 2920.

Развитие программно методического комплекса проектирования

неоднородных вычислительных систем Б.И. Борде

профессор, к.т.н.

Сибирский Федеральный университет (г. Красноярск)

Ocнoвoй пpeдлaгaeмoгo пoдxoдa являeтcя oднoкpaтный ввoд oпиcaний

oбъeктoв в видe фopмaлизoвaнныx зaдaний для paзличныx уpoвнeй aнaлизa и

кoнcтpуктopcкo-тexнoлoгичecкoгo пpoeктиpoвaния. Пpивычныe инжeнepу

гpaфичecкиe дoкумeнты в видe cxeм и cбopoчныx чepтeжeй дoлжны пoлучaтьcя

aвтoмaтичecки в peзультaтe интepпpeтaции фopмaлизoвaнныx зaдaний и

peшeний. При этом повышается производительность труда инженера. Создание

и развитие учебно-исследовательских программно методических комплексов

(УИ ПМК САПР) предусмотрены приказом Министра Образования 195 от

16.3.1987 года. Пункт 3.2.17 приказа 195 утвердил работу автора по ПМК УИ

234

http://ieeexplore.ieee.org/xpl/RecentIssue.jsp?punumber=8

http://ieeexplore.ieee.org/xpl/RecentIssue.jsp?punumber=8

http://ieeexplore.ieee.org/xpl/tocresult.jsp?isnumber=6521402

САПР неоднородных вычислительных систем (ПМК УИ САПР НВС).

Комплекс непрерывно развивается, работает в локальном и сетевом режимах.

Развитие происходит путем включения новых типов компонент и переходу к

системе на кристалле [1,2,3], так и к комплексному представлению

информационной модели объекта [3,4,5].

Модели систем могут существовать в среде объекта, обеспечивающего

систему комфортными условиями, энергией и сетью передачи информации.

Объект может представляться комплексной (междисциплинарной)

информационной моделью [1,2,3] или множеством вложенных комплексных

информационных моделей.

Среда объекта может создаваться в виртуальной реальности или X3D [3,4]

без ограничений на тип объекта. Вычислительная сеть может находиться в

здании или на открытом пространстве. Для неподвижных объектов, например

зданий, подходит среда Autodesk REVIT [3,4,5] c возможностью

автоматического размещения в помещениях сетевых рабочих мест в

соответствии с нормами. Кампус университета состоит из множества зданий,

дорог и подземных коммуникаций и является объектом более высокого уровня

со средой Autodesk INFRAWORKS. Кампус университета является частью

объекта город [3,4,5,6]. Процесс проектирования моделей начинается с нижнего

уровня и заканчивается верхним, но является итерационным до удовлетворения

требований задания.

На верхнем уровне абстракции (рис. 1) рассматривают функциональные

модели систем в целом , которые называются макромоделями и описываются

функциями выходов и переходов [3]. На следующем уровне абстракции

находятся структурные модели, в которых отражается внутренняя структура

обьектов и компонент. Такие модели будем называть микромоделями.

Результаты использования макромоделей всегда повторяются. При

применении микромоделей можно моделировать нормальную и неисправную

работу системы.

235

Международный стандарт ISO 15926 устанвил трехуровневую

архитектуру моделей. Внешний (External) уровень моделей соответствует

запросам пользователей, внутренние (Internal) модели соответствуют таблице

варианта системы. Концептуальный уровень в программно – методическом

комплексе представлен формализованным заданием на проектирование (ФЗ-

FZ). Описание проектного решения, достаточное для автоматизированного

ввода и интерпретации формальной системой, называется формализованным

заданием. Формализованные задания (FZ) состоят из множества разделов, а

разделы (Pi) из предложений соответствующего языка.

Таблица 1 - Иерархия моделей на различных уровнях абстракции

Назначение уровня ISO 15926–2

Цель, критерии эффективности

Функция Концептуальная модель

Структура

Принцип действия

Техническое решение Внешняя модель

Параметры технического решения

Конструкция Внешняя модель

Таблица варианта схемы Внутреннея модель

Каждый раздел синтаксически и семантически однороден и соответствует

определенному отношению. В качестве примера рассмотрим

исследовательскую САПР COD, в которой формализованное задание состоит из

разделов, представленных в табл. 2. В разделе INPUT описываются отношения

между номерами цепей, типом сигнала, тактами начала и конца изменения

сигнала. Информацию раздела можно представить в текстовой форме.

236

Таблица 2 - Разделы формализованного задания

Имя раздела Описание раздела

INIT Начальная установка

INPUT Описание внешних воздействий

UNIT Описание системы

CTRL Управление

MOD Модели новых компонентов

Разделы описания функциональных моделей приведены в табл. 3.

Таблица 3 - Разделы функциональной модели компонентов

Имя

раздела

Имя

раздела

Описание раздела

1 FINIT Проверка допустимости параметров, размещение

структур данных и их заполнение

2 FTYP Контроль типов компонентов и выбор возможных

реализаций

3 FS Восстановление состояний компонентов

4 FOUT Формирование и контроль выходных сигналов

5 FEND Освобождение ресурсов

В разделе UNIT описываются отношения между типами и номерами

компонентов, именами и номерами цепей, подключенных к выходам и входам,

причем описание производится покомпонентно. Информацию раздела также

можно представить в текстовой форме.

Функциональные модели компонентов MFComp состоят из разделов

PMF: Разделы семантически и синтаксически однородны, что облегчает

создание, проверку и интерпретацию моделей.

Текстовая форма на языках низкого уровня позволяет описать один

вариант системы. Текстовая форма с использованием языка высокого уровня

позволяет описывать как конкретные системы, так и множество систем.

237

Процесс проектирования и испытаний новой системы является итерационным.

В каждом итерационном цикле выполняются проектные процедуры синтеза,

анализа и принятия решения. Результатом синтеза является описание системы,

peзультaтoм aнaлизa - oцeнкa xapaктepиcтик и диаграмма пoвeдeния системы

пpи oпpeдeлeнныx внeшниx воздействиях [3, 4, 5].

Интерпретация моделей систем и результатов моделирования

выполняется специалистом предметной области непосредственно или после

программной обработки [4, 5]. Обработка результатов позволяет снизить время

восприятия данных специалистами в разных предметных областях.

Проектирование производится при неполной информации о системе и

внешней среде. Информация дополняется на каждой итерации проектирования

системы. Анализ различия предполагаемых и фактических результатов и

критериев эффективности позволяет формировать правила синтеза системы.

Основное внимание следует уделить системам с прогнозом интервала сигналов

или с моделью объекта. С накоплением знаний о сигналах и объектах

уменьшается поток входной информации и увеличивается поток прогнозных

оценок сигналов.


1. Норенков И. П. Основы автоматизированного проектирования.

Учебник для вузов. М.: Изд-во МГТУ им. Н. Э. Баумана, 2000. 360 с.

2. Артамонов Е. И. Структурное проектирование систем. /

Е.И.Артамонов // Информационные технологии в проектировании и

производстве.2008. 2. С.3–10

3. Борде Б.И. Основы САПР неоднородных вычислительных устройств

и систем, Красноярск, изд. КГТУ с грифом Минобразования, 2001г.- 352с.

4. Борде Б.И. Программно - методический комплекс "Основы САПР

неоднородных вычислительных устройств и систем " Красноярск, КГТУ,

2008г.-CDROM (рус.,англ.) . Номер гос. регистрации НТЦ ИНФОРМРЕГИСТР

0320702238. 238

5. Борде Б. И. Сетевые сервисы проектирования неоднородных

вычислительных систем. / Б. Борде //Труды международной конференции

CAD/CAM/PDM – 2012. М.: ИПУ РАН, 2012-c.242-244.

6. https://en.wikipedia.org/wiki/Industry_4.0

Оптимизация производительности при испытаниях приёмо-

передающих модулей 1Е.В. Андронов, 2К.Н. Рощин

1Руководитель сибирского отделения, 2Инженер технической поддержки

Keysight Technologies

Радиолокационные станции (РЛС), системы связи и системы радиоэлектронного подавления используют множество СВЧ модулей. В этих статье рассмотрен общий круг проблем, которые могут возникать при испытаниях в процессе разработки и производства с акцентом на приемо-передающие модули (ППМ), используемые в системах АФАР.

ППМ являются либо частью антенны, либо устройствами, ближайшими к антенному элементу. В результате они оказывают основное влияние на ВЧ характеристики АФАР. Поскольку АФАР включает тысячи ППМ, повышение производительности их испытаний становится важным требованием.

Полная стоимость испытаний непосредственно связана с тремя основными факторами: трудозатраты, стоимость оборудования и суммарное время испытаний, накопленное в процессе выполнения всех шагов. Исторически производительность испытаний повышалась за счёт исключения процедур, на которые наиболее сильно влияют ограничения быстродействия испытательных приборов. Стоимость оборудования в первую очередь определяется назначением требуемого микроволнового оборудования и значительно меньше влияет на общую стоимость испытаний, чем время испытаний.

Правильная оценка рабочих характеристик каждого ППМ требует целого ряда измерений, таких как измерение комплексного коэффициента передачи и

239

https://en.wikipedia.org/wiki/Industry_4.0

отражения, коэффициента шума, нелинейных искажений и уровня выходной мощности.

Выполнение такого широкого набора измерений при использовании традиционной испытательной платформы занимает более 10 часов. Самый простой путь сократить время испытаний – уменьшение числа измерений, особенно фазы и ослабления.

С помощью этих изменений общее время испытания для 4-канального устройства может быть уменьшено до вполне приемлемого значения в 10 – 20 минут. Экономически это наиболее эффективно для производственной линии.

Компания Keysight Technologies совместно со своими партнёрами разработала и предлагает законченные технические решения, оптимизирующие производительность. Полученные в результате системы могут выполнять полное измерение характеристик ППМ, включающее более 100000 измерений, за время в среднем менее 45 секунд

Традиционная система испытания ППМ

Решение Keysight Technologies

Идеальные требования

Сокращённые для производства

Идеальные требования

Вид измерения Кан

алы

Точ

ки

Час

тоты

Общ

ее

Точ

ки

Час

тоты

Общ

ее

Точ

ки

Час

тоты

Общ

ее

Приёмник: коэффициент усиления и КСВн

4 2 201 1608 2 201 1608 2 201 1608

Приёмник: коэффициент шума

4 1 11 44 1 3 12 1 11 44

Приёмник: фаза и ослабление

4 4096 3 49152 128 3 1536 4096 3 49152

Приёмник: спектр 4 2048 1 8192 2048 1 8192 2048 1 8192 Передатчик: коэффициент усиления и КСВн

4 2 201 1608 2 201 1608 2 201 1608

Передатчик: фаза и ослабление

4 4096 3 49152 128 3 1536 4096 3 49152

Передатчик: компрессия усиления

4 1 201 804 128 3 12 1 201 804

Передатчик: параметры импульса

4 20 1 80 20 1 80 20 1 80

Временные соотношения 4 24 1 96 24 1 96 24 1 96 Ток питания 4 3 1 12 3 1 12 3 1 12 Состояние модуля 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 Общее число измерений 110749 14693 110749 Время испытания 10 ч. 12 мин. 45 сек.

240

Испытательные решения самого последнего поколения способны достичь

огромного повышения производительности, используя преимущества шести

ключевых факторов.

• Увеличение быстродействия самих приборов путём введения ряда

усовершенствований

• Высокая степень оптимизации испытательных алгоритмов, которая

способствует оптимальному использованию возможностей прибора

• Программное обеспечение, имеющее три возможности:

o Очень низкие непроизводительные затраты при вызове

испытательных алгоритмов и управлении данными

o Совмещение операций ввода-вывода: новые измерения выполняются,

пока данные предыдущих выводятся

o Совмещение измерений с помощью архитектуры, которая позволяет

выполнять измерения одновременно, используя различные приборы

• Аппаратное управление ИУ и приборами, что исключает задержки,

свойственные программному управлению

• Предварительная обработка тестов при первом запуске программы

испытаний

• Одновременное испытание, подключение и отключение нагрузки

нескольких устройств

При разработке любой испытательной системы успех зависит от

подбора состава разработчиков и уровня технологии. Поскольку технология

системы становится более сложной, обеспечение её готовности приобретает

определённые трудности. Приборы серии X компании Keysight Technologies,

используемые в испытательных платформах СВЧ диапазона самого последнего

поколения, обеспечивают 100-кратное ускорение испытаний по сравнению с

системами предыдущего поколения. Время испытаний и связанная с ним

стоимость теперь приближается к времени подключения и отключения

нагрузки ИУ, что даёт возможность получить больше полезных данных при

выпуске продукции. Использование одних и тех же коммерческих приборов и 241

при разработке, и в производстве обеспечивает переносимость результатов в

пределах всех измерений, выполняемых на продукции – от разработки до

окончательного производства.

Оценка воздействия структурных помех на приемно-

регистрирующее оборудование радиотелеметрических систем А.Ф. Крячко, В.К. Лосев, М.А. Глазнев

ФГАОУ ВПО «Санкт-Петербургский государственный университет

аэрокосмического приборостроения» (г. Санкт-Петербург)

Анализ технологических особенностей воздействия структурных помех

на приемо-регистрирующую аппаратуру (ПРА) в радиоканале целесообразно

разделить на два вида: включение служебных команд и включение сообщений

информационного характера, которые могут привести к нарушению

функционирования радиосети или усложнить работу демодулятора и

решающего устройства. С учетом принятого разделения возможность

воздействия структурных помех на ПРА, при отсутствии зоны видимости или

при отсутствии источника излучения передающей станции, определяется,

прежде всего, степенью протоколом радиосети. В силу отсутствия на этапе

вхождения в связь полезного сигнала условия энергетического контакта со

станцией радиосвязи не требуют энергетического превосходства, в связи, с чем

источник структурных помех находится в равных условиях с телеметрической

системой, что существенно облегчает возможность обеспечения устойчивого

приема структурной помехи. Данное условие допускает в дальнейшем анализе

использование модели с гарантированным энергетическим контактом между

источником помех и точкой приема сообщений.

Для анализа модели рассмотрен случай, когда известна информация об

общей организации связи, ее степенях свободы и области пространства

вариативных параметров радиоканала. В этом случае возможности воздействия

структурных помех зависят, прежде всего, соотношения технических 242

параметров ПРА радиотелеметрических систем и источника помех. В данных

условиях определяются предельные возможности применения структурных

помех.

Адекватное представление пространства существования сигнала

радиоканала предполагает необходимость соблюдения ряда требований

эквивалентности‚ позволяющих провести факторизацию каждого

подпространства. Для частотно-временного подпространства

),( ijF TF∈Ω ‚ Jj ,1= ∞= ,1i ( jF - рабочая частота, iT - время работы)

факторизацию можно представить в виде полосовой геометрии‚ в которой

положены условия const;F∆ = constсм ==∆ TT ( смT – установленный период

смены состояний)‚ а каждое состояние– ячейкой ij TF . В данном случае

каждому номиналу рабочей частоты (полосе частот) соответствует вполне

определенное упорядоченное (факторизованное) значение. Сигнатурное

подпространство представляет собой некоторую область изменяемого во

времени состояния структуры и параметров сигнала.

В качестве защиты от воздействия структурной помехиможет служить

неопределенность, возникающая за счет изменения состояний радиоканалов в

масштабе времени. Для рассматриваемого пространства состояний ПРА

вероятность того или иного состояния (вероятностная мера пространства V)

будет определяться выражением:

)( )()(едедед SF PPP ΩΩ=Ω ,

где )(едFP Ω – вероятность попадания в подобласть разрешенного

состояния системы в частотном подпространстве; )(едSP Ω – вероятность

попадания в подобласть разрешенного состояния системы в сигнатурном

подпространстве. Для создания наибольшей неопределенности смена состояний

в ПРА может осуществляться по равномерному закону.

Для анализа возможностей воздействия на радиоканал структурной

помехи в реальных условиях необходимоучитывать множество состояний, 243

время их смены смT , B – скорость манипуляции, а при решении задачи в общем

виде – дестабилизирующие факторы среды распространения радиоволн

ор – вероятность ошибки приема бита информации.

Прием структурных помех в процессе передачи основного сигнала

приводит к определенным сложностям, связанным с особенностями обработки

сигналов в радиоприемном устройстве (РПУ), составляющем основу приемного

тракта радиоканала. Для радиоканалов ПРА эти ограничения определяются,

прежде всего, алгоритмом работы демодуляторов РПУ. В ходе первичного

анализа воздействия структурных помех на аналоговые радиосистемы можно

использовать типовую модель частотного демодулятора, включающего

усилитель-ограничитель, преобразователь вида модуля модуляции (частотной в

амплитудную) и амплитудный детектор. Детальное рассмотрение воздействия

структурных помех на подобные линейные демодуляторы показывает, что

существенное влияние на результат демодуляции оказывает соотношение

между уровнями помехи и сигнала на входе усилителя-ограничителя. При

приеме, например, частотно-манипулированных (ЧМн) сигналов может

произойти дробление или удлинение импульсов, а в случае превышения уровня

помехи над сигналом возможназамена символов.

Математическая модель канала связи при аддитивном воздействии шумов

и помех ( )tN i , может быть представлена оператором передатчика ПРДL ,

преобразующим кодированное сообщение )(tUiот источника информации

(ИИ) в сигналы ( )tSi ,оператором линии связи ЛL и оператором приёмника ПРМL ,

преобразующим сигналы в решения ( ) *tUi в виде отображения:

( ) ( ) ( ) ( ) tNtULLLtZLtU iiii +== ПРДЛПРМПРМ* ,

где ( ) ( ) ( )tNtSLtZ iii += Л смесь сигнала и помехи на входе РПУ.

244

Рисунок 1 – Модель канала связи ПРА

Рисунок 1 – Модель канала связи ПРА

Для оценки энергетических требований к структурным помехам,

проведен анализ их воздействия на ЧМн сигнал, при отсутствии внешних

дестабилизирующих факторов в двух случаях:при совпадении частоты сигнала

телеметрической системы и структурной помехи и в случае их различия.В

первом случае (при совпадении частоты сигнала РТС и структурной помехи)

результат демодуляциизависит от соотношения амплитуд принимаемого

сигнала и помехи.Во втором случае возникают биенияструктурной помехи и

полезного сигнала. Проведен анализ искажений, обусловленных воздействием

среды распространения радиоволн.

Прозрачные проводящие пленки для СВЧ электроники 1Т.Н. Патрушева, 1Н.Ю. Снежко, 2Д.Б. Гершевич

1Сибирский федеральный университет; 2НПО Радиосвязь (г. Красноярск)

За последнее десятилетие применения прозрачных проводящих покрытий

(ППО) растут стремительными темпами. ППО находят широкое применение

для производства разнообразных оптико-электронных приборов, таких как

дисплейные электроды для тонких органических электролюминесцентных,

жидкокристаллических, плазменных телевизоров, и мониторов с сенсорным

экраном, автомобильных навигационных систем и мобильных телефонов [1].

( )txi

РАДИОТЕЛЕМЕТРИЧЕСКИЙ КАНАЛ СВЯЗИ

LПРД

LЛ

LПРМ

РПУ ПРА ПРД )(tUi

( )tNi

*)(tUi( )tZi( )tSi

ИИ

245

Покрытие ITO отражает инфракрасные лучи подобно металлическому

зеркалу, что даёт возможность использовать её в качестве теплозащитного

покрытия. [2,3].

ППО используются для создания проводящих покрытий на материалах,

защищающих от электростатических зарядов [4]. ППO наносятся на

прозрачные материалы, используемые для рабочих поверхностей и дверей

кабинетов, особенно в чистых помещениях, используемых для сборки

электроники, в целях предотвращения вредного накопления статического

заряда. В этом применении относительно высокое сопротивление поверхности

может допускаться [5].

ППO покрытия могут быть использованы в качестве защитных для

уменьшения электромагнитных помех и обеспечения визуального доступа.

Одним из возможных примеров является окно бытовых микроволновых печей,

которое изготавливается из перфорированного металлического экрана,

предотвращающего визуальное наблюдение.

В связи с широкой востребованностью ППO покрытий требуется

разработка недорогого метода их изготовления. Традиционные методы

магнетронного и электронного напыления, газофазного осаждения и др.,

применяемые для получения прозрачных покрытий осложнены использованием

вакуума, дорогостоящего оборудования и небольшим объемом реакционных

камер. Кроме того, используемые для синтеза чистые реактивы имеют либо

высокую стоимость, либо требуется их специальная очистка, поскольку на

функциональные характеристики наноструктурных материалов большое

влияние оказывает наличие примесей. Важными требованиями,

предъявляемыми к технологии получения функциональных покрытий,

являются использование стабильных, недорогих исходных веществ и методов

синтеза, обеспечивающих высокую химическую и фазовую однородность.

Покрытия In2О3(SnO2) ITO обычно получают на аморфных стеклянных

подложках, а использование в качестве подслоя ZrО2(Y2O3) (YZO) улучшает

246

кристаллизацию ITO. YZO также является теплозащитным материалом,

улучшающим работу электронных устройств.

Для получения наноструктурных прозрачных проводящих покрытий

высокой чистоты ITO и YZO заданной стехиометрии из недорогих исходных

веществ нами использован экстракционно-пиролитический метод [6]. Метод

заключается в экстракции металлов из растворов их неорганических солей с

целью очистки от примесей и перевода ионов металла в органическую фазу.

Полученные экстракты – соли органических кислот – хорошо смачивают

подложки любого типа и образуют самоорганизующиеся тонкие слои. Для

получения ITO и YZO покрытий экстракты металлов In, Sn, Zr, Y и др.

смешивают в необходимой стехиометрии In:Sn=9:1, Zr:Y=9:0,7 в растворе

после уточнения концентрации металлов в экстрактах методом атомной

абсорбции. Покрытия были нанесены накатыванием слоя экстракта на

подложку из стекла, которая была предварительно очищена. После

подсушивания подложка со смачивающей пленкой помещалась в печь для

пиролиза на воздухе. Пиролиз смачивающей пленки приводит к формированию

многочисленных центров кристаллизации и наноструктурных оксидных

покрытий, которые в результате отжига образуют заданные фазы сложного

оксида.

Тонкие резистивные пленки широко применяются в технике СВЧ [7].

Резистивные пленки на плоских диэлектрических подложках используются в

волноводной технике в качестве нагрузок, фиксированных и переменных

аттенюаторов, а также в высокоточных поляризационных аттенюаторах.

Тонкие резистивные пленки используются в качестве поглощающих элементов

в составе СВЧ гибридно-интегральных схем, в качестве узлов связи в

волноводных направленных ответвителях для обеспечения равномерности

переходного ослабления и коэффициента направленности, а также в качестве

элементов подавления высших типов волн. Растворным методом, позволяющим

нанести покрытия на изделия сложных форм, получены наноструктурные

247

прозрачные резистивные покрытия [8], свойства которых можно регулировать

посредством изменения толщины и условий термообработки.


1. Lewis, B. G. Locations and processing of transparent conducting oxides /

B. G. Lewis and D. C. Paine // – MRS Bulletin. – 2000. – Vol. 25. – . 8. – pp. 22–

27.

2. Look, D. C. Progress in Compound Semiconductor Materials IV-Electronic

and Optoelectronic Applications / D. C. Look and B. Claflin // – Materials Research

Society Symposium Proceedings.– 2005 – Vol. 829.. – pp. B8.6.1.

3. Fortunato, E. Transparent Conducting Oxides for Photovoltaics / E.

Fortunato, D. Ginley, H. Hosono, and D. C. Paine // – Materials Research Bulletin. –

2007. – Vol. 32, No. 3, March, pp. 242-247.

4. Joseph, M. p-Type Electrical Conduction in ZnO Thin Films by Ga and N

Codoping / M. Joseph, H. Tabata, T. Kawai, Jpn. // – Appl. Phys., –1999. – Part 2. –

Vol.38 .– 11A. – L1205–L1207.

5. Katayama-Yoshida, H. Materials design for new functional semiconductors

be ab initio electronic structure calculation / H. Katayama-Yoshida et al. // – Materia.

–1999. – Vol.38. 2. – pp 134–143.

6. Холькин, А. И. Экстракционно-пиролитический метод получения

оксидных функциональных материалов/ А. И. Холькин, Т. Н. Патрушева // М.:

КомКнига. – 2006. – 276 с.

7. Рудоясова Л.Г. Тонкие резистивные поенки в устройствах СВЧ и

КВЧ / Л.Г Рудоясова, Г.И. Шишков, В.В. Щербаков // – Радиотехника, системы

телекоммуникаций, антенны и устройства СВЧ. Труды Нижегородского

государственного технического университета им. Р.Е. Алексеева 2012. – Вып.

97. – 4. – С.21-31.

8. Патрушева Т.Н. Способ получения прозрачной проводящей пленки

InSnO. / Т.Н. Патрушева, Н.Ю.Снежко, Патрушев В.В. // Патент РФ 2491372

по заявке 2912111841 от 27.03.2012 . 248

Микрополосковый фильтр на 2-D фотонном кристалле 1С.А. Ходенков, 1,2Д.В. Борисенков

1Сибирский государственный аэрокосмический университет

имени академика М. Ф. Решетнева; 2Институт физики им. Л.В.

Киренского СО РАН (г. Красноярск)

Как известно [1], двумерные (2D) фотонные кристаллы представляют

собой особый тип естественных и искусственных структурноорганизованных

сред, неоднородности в которых меняются периодически в двух измерениях с

характерным пространственным масштабом периодичности порядка

оптической длины волны [2].

В настоящее время широко исследуются свойства искусственных

фотонных кристаллов и активно разрабатываются перспективные устройства на

их основе, в том числе и СВЧ. В настоящей работе представлен

микрополосковый фильтр на основе 2-D фотонного кристалла с

пространственной размерностью 3×2. Устройство синтезировано при помощи

электродинамического численного анализа 3D моделей. В расчетах

использовалась подложка, имеющая высокую диэлектрическую проницаемость

ε = 80 и толщину h = 1 мм. При этом внутренние протяженные полосковые

проводники 2-5, расположенные в два ряда (рис. 1а) представляют собой

аналоги пространственно-периодических изменений диэлектрической

проницаемости в структуре 2-D фотонных кристаллов. С целью повышения

миниатюризации конструкции они заземлены на основание со стороны краев

подложки и, соответственно, являются четвертьволновыми резонаторами.

Каждый из шести таких резонаторов имеет по одной нижайшей моде

колебаний, частоты которых попадают на частоты полосы пропускания (ПП) и

участвуют в ее формировании. Дополнительно для увеличения

прямоугольности амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) фильтра

используются нерегулярные полуволновые резонаторы, полосковые отрезки

которых 1а-1в свернуты. 249

Частотно-селективные свойства этой СВЧ конструкции значительно

улучшают наблюдаемые на АЧХ полюса затухания мощности (рис. 1б),

которые не только приводят к существенному росту крутизны обоих склонов

полосы пропускания, но и способствуют усилению подавления мощности на

частотах низкочастотной (более 105 дБ) и расширенной высокочастотной

(более 50 дБ) полос заграждения. а)

2 3

4 5

1a

1б

1в

б)

2.0 1.0 0 f, ГГц

-40

0

-120

-80

S11, S12, дБ

Рисунок 1 - Топология полосковых проводников полосно-пропускающего

фильтра (а) и его АЧХ (б)

Фильтр имеет относительную ширину полосы пропускания ∆f/f0≈20%,

измеренную по уровню -3 дБ от уровня минимальных потерь, которые

составляли величину Lmin≈-1.4 дБ на центральной частоте ПП f0≈1.0 ГГц.

Его конструктивные размеры приведены в таблице ниже.

Таблица 1 - Конструктивные размеры микрополоскового фильтра

Позиции полосковых проводников на рисунке 1а

и их площади, мм2

Позиции полосковых проводников на

рисунке 1а и зазоры между ними, мм

Смещение нижнего края проводника 1 от края подложки,

мм 1а –11.10×0.15, 1б – 0.60×0.15, 1в –20.00×1.05, 2 – 8.80×4.45, 3 – 8.80×4.40, 4 – 9.80×4.60, 5 – 9.80×3.60

1в и 2 – 0.65, 1в и 4 – 0.65, 2 и 3 – 1.80, 4 и 5 – 2.05, 2 и 4 – 2.60, 3 и 5 – 2.60

1в – 0.1

250

Таким образом, предложен микрополосковый полосно-пропускающий

фильтр на основе двухмерного фотонного кристалла. Использование в

конструкции внутренних расположенных в два ряда четвертьволновых

резонаторов и крайних свернутых позволяет реализовать ей высокие частотно-

селективные свойства, обусловленные наблюдаемыми на амплитудно-

частотной характеристике полюсами затухания мощности, которые приводят к

существенному росту крутизны склонов полосы пропускания и усилению

подавления мощности на частотах низкочастотной (более 105 дБ) и

расширенной высокочастотной (более 50 дБ) полос заграждения.

Исследование выполнено при поддержке Министерства образования и

науки Российской Федерации, грант Президента Российской Федерации для

государственной поддержки молодых российских ученых - кандидатов наук,

МК-5942.2014.8 «Исследование и проектирование современных

микрополосковых и полосковых устройств частотной селекции, в том числе с

использованием активных сред и на основе фотонных кристаллов».


1. Шабанов, В. Ф. Оптика реальных фотонных кристаллов.

Жидкокристаллические дефекты, неоднородности [Текст] / В. Ф. Шабанов, С.

Я. Ветров, А. В. Шабанов. – Новосибирск: Изд - во СО РАН, 2005. – 240 с.

2. Ветров, С. Я. Лекции по оптике фотонных кристаллов : учеб. пособие

[Текст] / С. Я. Ветров, И. В. Тимофеев. – Красноярск: СФУ, 2008. – 212 с.

251

Технология напыления тонких магнитных пленок для датчика

cлабых магнитных полей Г. В. Скоморохов

ведущий технолог

ФГБУН ИФ СОРАН (г. Красноярск)

Описана технология магнетронного напыления на постоянном токе одно-

и двухслойных тонких магнитных пленок (ТМП) пермаллоя, используемых в

качестве чувствительного элемента в датчике слабых магнитных полей. В

качестве мишени использовалась пластина состава Ni75Fe25. Напыление

осуществлялось на ситалловые подложки СТ-50 стандартных размеров 60×48

mm2, предварительно покрытые слоем моноокиси кремния толщиной 500 nm.

Одноосная магнитная анизотропия Hk наводилась постоянным однородным

магнитным полем, приложенным в плоскости подложек во время напыления. В

результате в плоскости пленочной структуры формировалась ось легкого

намагничивания (ОЛН), совпадающая по направлению с магнитным полем,

приложенным во время напыления ТМП. Вдоль этой оси ориентируются

магнитные моменты пленок после их напыления в отсутствие внешнего

магнитного поля.

Описан датчик слабых магнитных полей, в котором в качестве активной

среды используются магнитные пленочные структуры. Наиболее высокие

характеристики показывают датчики, в которых используются многослойные

магнитные структуры, обладающие одноосной анизотропией, полученные

путем напыления металлических магнитных пленок с определенной толщиной,

обеспечивающей максимальную магнитную проницаемость на СВЧ каждого

слоя, через диэлектрические прослойки, исключающие электрический контакт

пленок друг с другом, для уменьшения вихревых токов.

Приведем основные технические характеристики разработанного и

изготовленного опытного образца магнитометра слабых магнитных полей, на

основе вышеупомянутого датчика: 252

1. Диапазон измеряемых магнитных полей ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ 10-4 – 102 µT;

2. Диапазон рабочих частот ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ 10-1 – 105 Hz;

3. Коэффициент преобразования ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ 60 mV/µT;

4. Напряжение питания ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ± 9 V;

5. Потребляемая мощность ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ 0.24 W;

6. Габариты ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅66×61×46 mm3;

7. Вес ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ 140 g.


1. Бабицкий А.Н., Беляев Б.А., Скоморохов Г.В., Изотов А.В., Галлеев

Р.Г. «Магнитометр слабых полей на резонаторном микрополосковом

преобразователе с тонкими магнитными пленками», Письма в ЖТФ, 2015, том

41, вып. 7, стр.36-44.

Конвергентные технологии в когнетивной радиосвязи 1Е. В. Бикеев, 2Ю. В. Коловский

1Аспирант каф. «Инфокоммуникации»; 2Профессор каф. «Инфокоммуникации»,

канд. техн. наук, профессор

ФГАОУ ВПО Сибирский федеральный университет (г. Красноярск)

Информационное обеспечение жизненного цикла сложных технических

объектов, как правило, не возможно реализовать в необходимом объёме, из-за его

громоздкости, сложности, высокой стоимости, ограниченности ресурсов. Под

уникальными объектами понимаются объекты энергетики (гидросооружения,

ядерные реакторы, энергетические установки, …), радиоэлектроники (антенно-

фидерные комплексы, …), авиационно-космической и др. отраслей, в особенности,

если комплексные решения уникальных объектов имеют прямое отношение ко

всему перечисленному. Важнейшую роль в составе перспективных связных

космических аппаратов (КА) играют крупногабаритные трансформируемые

253

гибридные зеркальные антенные системы (ТГЗАС) с диаметром апертуры 12 метров

и более. Особенностью ТГЗА является их большие габариты при сравнительно

небольшом весе. Такие конструкции имеют малую жесткость и, высокий уровень

температурных, механических и других видов деформаций, при высоких

требованиях к точности, а главное стабильности геометрических характеристик

[1-3, 5].

Уровень качества уникальной продукции на всех этапах жизненного цикла,

обеспечивается благодаря конвергентным технологиям, и в первую очередь, за счёт

широкого внедрения систем искусственного интеллекта, мягкого (когнитивного)

функционального контроля, используемого, в настоящее время, практически везде

– (умные города, интеллектуальные зданий, интеллектуальные сети,

интеллектуальная радиосвязь. По оценкам специалистов, мировой рынок продуктов

мягкого функционального контроля (МФК), в сочетании с инфраструктурными

изменениями, связанными с необходимостью развёртывания ГИС и

интеллектуальных инфокоммуникационных систем, составит к 2020 г. триллионы

долларов.

Анализ существующих разработок [4,5] показал, что регулировка положения

крупногабаритного рефлектора ТГЗАС КА, проводящаяся на этапе подготовки КА

к эксплуатации по целевому назначению, сразу после вывода на орбиту,

осуществляется при помощи двухстепенного поворотного устройства,

располагаемого в узле крепления рефлектора, компенсируя смещения рефлектора

вызванные нагрузками этапа выведения КА на орбиту относительно требуемого

положения. Компенсация деформаций рефлектора, накапливающихся на

протяжении всего срока активного существования КА, осуществляется

электронными средствами, входящими в состав диаграммообразующей схемы

ТГЗА. И в том и другом случае, юстировка ТГЗА осуществляется по данным,

полученным в результате измерения её радиотехнических характеристик

наземными приемными станциями.

Разработка методического, аппаратного и программного обеспечения МФК

ведётся в СФУ, на базе кафедры «Инфокоммуникации» и НОЦ «Прикладная 254

нейроинформатика» во взаимодействии с АО ИСС [4,6-8]. Создаваемые автономные

комплексы МФК, ориентированы, прежде всего, на квалиметрическое обеспечение

жизненного цикла различных радиотехнических объектов, в том числе, для КА,

имеющего в своём составе ТГЗАС.

Разработанный, лабораторный образец МКФ «СКИФ» с помощью цифровых

фотокамер установленных на платформе КА, с временным интервалом от 0,2 сек.,

синхронно регистрирует изображения ТГЗАС, которые, содержат необходимый

объем фотограмметрической информации, позволяющий в режиме реального

времени, с помощью нейровычислителя, формировать динамические топограммы

отклонений реальных поверхностей узлов и элементов ТГЗАС, их

пространственных координат и взаимного положения. посредством

информационной шины поступают в блок электроники.

Накапливаемая МКФ информация о геометрических характеристиках

ТГЗАС, позволяет, с высокой степенью надёжности и эффективности

диагностировать эксплуатационные, радиотехнические характеристики антенных

систем. Методы определения радиотехнических характеристик зеркальных антенн

по измерениям координат точек поверхности рефлектора применяются в наземном

сегменте антенной техники уже несколько десятков лет [9-11].

Таким образом, создаётся замкнутый контур автоматизированного

формирования эксплуатационных характеристик ТГЗАС КА. В перспективе,

средства МФК должны, войти в состав указанных объектов. Результат такого

объединения – новое качество и новые функциональные возможности.


1. Kolovski Y.V., Ten V.P. New Developments of Methods of Higly Precision

Measurements of 3 nd Order Deviation Parameters of Surface Shape. Conference ITT-98 /

Iowa State University, Ohio, USA, 1998, p. 383-387.

2. Коловский Ю.В. Интеллектуальные системы функциональной диагностики

и управления бортовыми гибридными зеркальными антеннами. Тр. междунар.

255

конф. по мягким вычислениям и измерениям, т. 2. С.-Пб., Изд-во СПбГЭТУ,

2003.С. 63-66.

3. Dorrington A.A., Jones T.W., Danehy P.M., Pappa R.S., «Laser-Induced-

Fluorescence Photogrammetry for Dynamic Characterization of Membrane Structures»,

AIAA Journal Vol. 42, No. 10, October 2004.

4. Бей Н.А., Зимин В.Н. Трансформируемые антенны больших размеров для

геостационарных космических аппаратов. Антенны. 2005, 10 с. 24-27.

5. Функциональная диагностика и управление крупногабаритными

конструкциями и оболочками // ОТЧЕТ итоговый по проекту РФФИ 06-08-01343-а

Руководитель .Ю. В. Коловский, 2009. 126 с.,

http://193.233.79.247/forms/2009/print_all.asp

6. Бикеев Е. В. Выбор приборного состава системы определения геометрии

крупногабаритной трансформируемой антенны / Е. В. Бикеев, М. О. Дорофеев, М.

Г. Матыленко, Г. П. Титов // «Решетневские чтения»: материалы XV Междунар.

науч. конф. : в 2 ч. / СибГАУ, Красноярск, 2011. . – Ч. 1. – С. 98–99.

7. Коловский, Ю. В. Автономный комплекс контроля и управления

поведением технического объекта на примере антенной системы космического

аппарата. / Ю. В. Коловский // Материалы XVII Межд. науч. конф. «Решетневские

чтения», в 2 ч. СибГАУ – Красноярск, 2013. – Ч. 1. – С. 227–229.

8. Бикеев Е. В. Система наведения крупногабаритной трансформируемой

антенны /А. А. Алексеенко, Е. В. Бикеев, М. О. Дорофеев, М. В. Лукьяненко, М. Г.

Матыленко // Сиб. гос. аэрокосмич. ун-т. Красноярск, Вестник СибГАУ. 1(53).

2014, С.104-108.

9. Бурьяница В.В, и др. Определение характеристик зеркальных антенн по

результатам измерения их геометрии. Тез. докл. IV всесоюзной конф.

"Метрологическое обеспечение антенных измерений (ВКАИ-4), г.Ереван, 1977.

10. Патент РФ RU 1628017. Способ измерения диаграммы направленности

зеркальной антенны. А.В. Шишлов, В.И. Стеблин, Ю.Н. Серяков, Е.Г. Глезерман,

А.В. Азюкин. 1988.

256

http://193.233.79.247/forms/2009/print_all.asp

11. Коловский, Ю. В. Квалиметрическое обеспечение жизненного цикла

радиотехнических комплексов. Системы связи и радионавигации: сб. тр. –

Красноярск: ОАО «НПП «Радиосвязь», 2014. – С. 118 – 120.

Микрополосковый диплексер на 2-D фотонном кристалле

1С.А. Ходенков, 1,2Д.В. Борисенков


имени академика М. Ф. Решетнева; 2Институт физики им. Л.В.

Киренского СО РАН (г. Красноярск)

Как известно, фотонные кристаллы представляют собой особый тип

естественных и искусственных структурноорганизованных сред,

неоднородности в которых меняются периодически в одном (1-D), двух (2-D)

или трех (3D) измерениях с характерным пространственным масштабом

периодичности порядка оптической длины волны [1]. В настоящее время

широко исследуются свойства не только естественных и искусственных

фотонных кристаллов, но и перспективных устройств на их основе, в том числе

и СВЧ [2, 3].

В настоящей работе представлена разработанная конструкция

микрополоскового диплексера (рис. 1а) на основе двухмерного фотонного

кристалла. Устройство спроектировано с использованием подложки, имеющей

диэлектрическую проницаемость ε = 80 и толщину h = 1 мм. При этом

полосковые проводники 2-5 заземлены на основание со стороны краев

подложки и являются четвертьволновыми резонаторами. Расчет амплитудно-

частотной характеристики диплексера (рис. 1б) произведен с помощью

электродинамического численного анализа 3D моделей, который хорошо

согласуется с данными, снятыми с экспериментально изготовленных

микрополосковых конструкций.

257

а)

2 3

4 5

1a

1б

вход

выход 1

выход 2 1в

0 1.0 2.0 f, ГГц

-40

-80

0 S11, S12, S13, дБ б)

-60

-20

I II

Рисунок 1 - Топология полосковых проводников диплексера (а) и его

АЧХ (б)

Принцип действия микрополоскового диплексера заключается в

следующем: сигнал поступает на вход устройства, представляющий собой

точку кондуктивного подключения, расположенную на свернутом проводнике

связи 1, электромагнитно связанным с резонаторами 2-5, расположенными в

два ряда. В этих рядах шесть полосковых проводников представляют собой

аналоги пространственно-периодических изменений диэлектрической

проницаемости в структуре 2-D фотонных кристаллов. Более короткие

полосковые проводники-резонаторы 2, 3 первого ряда формируют тремя

резонансами полосу пропускания I, при этом обработанный сигнал снимается с

последнего проводника в этом ряду (выход 1). Более длинные резонаторы 4, 5

второго ряда, аналогично, формируют полосу пропускания II, а сигнал,

соответственно, снимается с последнего проводника второго ряда (выход 2).

Высокие частотно-селективные свойства СВЧ конструкции (рис. 1б)

обусловлены сильной крутизной склонов полос пропускания, значительным

подавлением мощности на частотах низкочастотной и расширенной

высокочастотной полос заграждения. Относительная ширина как первой (I), так

и второй (II) полосы пропускания диплексера составила ∆f/f0≈9.5%, измеренные

по уровню -3 дБ от уровня минимальных потерь (Lmin≈-1.4 дБ) на центральной

частоте низкочастотной полосы пропускания f0≈0.93 ГГц и высокочастотной –

f0≈1.03 ГГц.

258

Важно отметить, что количество одномодовых четвертьволновых

резонаторов в таких рядах может быть значительно увеличено. При этом

простота настройки микрополоскового диплексера с улучшенными частотно-

селективными свойствами обусловлена тем, что настройка ручным

параметрическим синтезом полос пропускания I и II по частоте и

относительной ширине осуществляется практически независимо.

Конструктивные размеры описанного выше частотно-селективного

устройства приведены в таблице 1. Смещение нижнего края отрезка

проводника 1в от края подложки – 0.2мм.

Таблица 1 - Конструктивные размеры микрополоскового диплексера

Позиции полосковых проводников на рисунке 1а и их

площади, мм2

Позиции полосковых проводников на рисунке 1а и зазоры между ними,

мм 1а –11.50×0.20, 1б – 0.50×0.10, 1в –20.10×0.95, 2 – 8.80×4.55, 3 – 8.80×4.20, 4 – 9.80×4.75,

5 – 9.80×4.20

1в и 2 – 0.65, 1в и 4 – 0.65, 2 и 3 – 2.55, 4 и 5 – 2.35, 2 и 4 – 2.90, 3 и 5 – 2.90

Таким образом, предложен на основе двухмерного фотонного кристалла

микрополосковый диплексер. Использование в конструкции внутренних

расположенных в два ряда четвертьволновых одномодовых резонаторов и

крайнего свернутого позволяет реализовать ей высокие частотно-селективные

свойства, обусловленные наблюдаемыми на амплитудно-частотной

характеристике полюсами затухания мощности, которые приводят к

существенному росту крутизны склонов полос пропускания и усилению

подавления мощности на частотах низкочастотной и расширенной

высокочастотной полос заграждения.


науки РФ, грант Президента РФ для государственной поддержки молодых

российских ученых - кандидатов наук, МК-5942.2014.8.

259


1. Шабанов, В. Ф. Оптика реальных фотонных кристаллов.

Жидкокристаллические дефекты, неоднородности [Текст] / В. Ф. Шабанов, С.

Я. Ветров, А. В. Шабанов. – Новосибирск : Изд - во СО РАН, 2005. – 240 с.

2. Беляев, Б. А. Исследование полосно-пропускающих фильтров на

микрополосковом двумерном фотонном кристалле [Текст] / Б. А. Беляев [и др.]

// 17 Международная Крымская конференция «СВЧ-техника и

телекоммуникационные технологии». – Севастополь , 2007. – С. 469 - 470.

3. Беляев Б. А. Полосно-пропускающие фильтры на двумерных

микрополосковых фотонных кристаллах [Текст] / Б. А. Беляев [и др.] //

Электронные средства и системы управления. Опыт инновационного развития:

докл. Междунар. науч. - практ. конф.: Ч. 1. – г. Томск: ТУСУР. – 2007. –

С. 66 – 69.

Метод оценки длительности коротких временных интервалов с

повышенной точностью В.А. Шатров1,2, В.Г. Патюков2

1АО «Информационные спутниковые системы» имени академика

М.Ф. Решетнева (г. Железногорск) 2Институт инженерной физики и радиоэлектроники СФУ (г. Красноярск)

Существуют множество задач, в которых необходимо измерять

длительность коротких временных интервалов. Одной из таких задач является

измерение дальности до космического аппарата, создаваемых в АО «ИСС», где,

в конечном итоге, измеряется задержка сигнала с точностью в десятки

наносекунд. Рассмотрим метод, позволяющий увеличить точность измерения

задержки сигнала.

В предлагаемом способе цифрового измерения длительности временных

интервалов (ВИ), основанном на формировании внутри измерительного

260

временного интервала [1], равного целому числу периодов исследуемого

сигнала, вспомогательных временных интервалов, которые заполняют

счётными импульсами, число которых в каждом последующем

вспомогательном интервале умножают на весовые коэффициенты,

увеличивающиеся каждый раз на единицу до среднего из n вспомогательных

интервалов с последующим уменьшением каждый раз на единицу, внутри

измерительного временного интервала формируют чередующиеся друг с

другом нечетные и четные вспомогательные интервалы с длительностями,

соответственно равными вхτ+вхT и вхτ−вхT , где вхT – период входного сигнала;

вхτ – длительность входного сигнала, которые при последовательном

суммировании взвешенных нечётных и вычитании чётных временных

интервалов определяют усредненное значение длительности входного

временного интервала по формуле:

10

1 ,n

i вх ii

N gt

τΣ=

= ∑ (1)

где 01tkiвх =τ − результат заполнения счётными импульсами i -го

временного интервала, 1k − количество счётных импульсов в i -м временном

интервале, −0t период следования счётных импульсов, −ig весовой

коэффициент i -го результата усреднения.

На рисунке 1 представлены временные диаграммы формирования

вспомогательных интервалов работы метода.

261

Рисунок 1. Временные диаграммы формирования импульсов

Среднее значение временного интервала исследуемого сигнала будет

равно:

∑

=∑=

n

iiср gN

1τ

. (2)

Определим математическое ожидание )(1 срm τ , учитывая, что

математическое ожидание соответствует длительности ВИ исследуемого

сигнала вхim ττ =)(1 , а константы выносятся за знак математического ожидания:

,)()()(

111

111 вх

n

iii

n

ii

n

iiср ggmgNmm τττ === ∑∑∑

===∑

(3)

где )(1 xm − операция статистического усреднения. Из (3) следует, что

вычисленным устройством средний ВИ соответствует истинному значению ВИ

сигнала и соответствуют несмещённой оценке ВИ.

Определим дисперсию )(2срτσ , обусловленную погрешностью

дискретности, учитывая, что константы выносятся за знак дисперсии в

квадрате, и симметрию весовой функции:

262

,)2(

)]()([2)()()(

22

1

22

2

1

22

∑∑

=

=∑

∆+∆== n

ii

kHn

iiср

g

n

gNσσ

στσ

(4)

где )(2H∆σ − дисперсия погрешности дискретности «начала» операции

усреднения вспомогательных временных интервалов, а )(2k∆σ − дисперсия

погрешности «конца» измерения вспомогательных временных интервалов.

Поскольку дисперсия оценки одного вспомогательного временного интервала

равна 620

20 t=σ , то, полагая погрешности H∆ и k∆ независимыми и

2)()(

2022 σ

σσ =∆=∆ kH , в результате получим: 2

202

2

1

20

2

)2(8)2(

4)(

+== ∑

= nngn n

iiср

σστσ .

Здесь учтено, что 4)2(22

1+=∑

=

nngn

ii .

Чтобы оценить эффективность использования весовой обработки при

снижении дисперсии погрешности дискретности составим отношение:

2 2 2 2

02 2 2

0

( ) / ( 2)( ) 8 / n(n 2) 8

кл ср

ср

σ n nn

τ σσ τ σ

+= =

+. (5)

Из (5) видно, что среднеквадратическое значение погрешности

дискретности, при больших n, уменьшается в ~ 8/n раз.

Таким образом, применив рассматриваемый метод при измерении

дальности до космического аппарата можно увеличить точность измерения с

десятков метров до единиц метров.


1. Патент 2414736. Способ цифрового измерения длительности

временных интервалов / В. Г. Патюков, Е. В. Патюков // Опубл.: 20.03.2011. –

Бюл. 8.

263

Исследование влияния геометрических характеристик

фотопроводящих дипольных антенн на основе SI-GaAs<Cr> на

генерацию терагерцового излучения 1А.Н. Зарубин, 2Р.А. Редькин, 3С.Ю. Саркисов, 4М.С. Скакунов,

5О.П. Толбанов, 6А.В. Тяжев

1Научный сотрудник; 2Электроник; 3Научный сотрудник, к.ф.-м.н.; 4Научный

сотрудник; 5Зав. лаб., д.ф.-м.н., профессор; 6Научный сотрудник

Национальный исследовательский Томский государственный университет

(г. Томск)

Несмотря на то, что фотопроводящие дипольные антенны давно

применяются в качестве источников и детекторов терагерцового излучения в

установках импульсной терагерцовой спектроскопии во временной области

(THz-TDS), их рабочие характеристики до сих пор улучшаются. Проводятся

исследования влияния геометрической конфигурации, свойств

полупроводниковой подожки и параметров возбуждающего лазерного

импульса [1, 2] на спектры генерации. Оптимизируются параметры дипольных

антенн, а также разрабатываются их новые типы. Например, недавно созданы

дипольные антенны на основе гетероструктур InGaAs/InAlAs для возбуждения

лазерным излучением на длине волны 1,55 мкм [3]. Для этих лазеров, широко

применяющихся в телекоммуникациях, отсутствуют высокоомные объемные

полупроводники.

В большинстве случаев дипольные антенны изготавливаются на основе

LT-GaAs.Этот материал может обладать субпикосекундным временем жизни

неравновесных носителей заряда, но требует эпитаксиальной технологии

получения. В нашей предыдущей работе мы исследовали антенны на основе SI-

GaAs<Cr> с длинами порядка 700 мкм для оптимизации условия резонанса для

низких терагерцовых частот, так как время жизни неравновесных носителей

заряда в использованном полупроводнике большое. Были получены спектры

терагерцовой эмиссии с выраженными максимумами в районе частот 0,1-0,2 264

ТГц [4]. С целью проверить влияние условия резонанса и формы антенн в

настоящей работе мы изготовили серию дипольных антенн трех широко

используемых конфигураций: полосковую (ПА), трапециевидную (ТА) и

антенну-бабочку (АБ) (Рис. 1). Антенны различных длин были сформированы

на поверхности подложки из SI-GaAs<Cr> с помощью фотолитографии и

напыления слоя алюминия толщиной 1 мкм. Измерения проводились с

помощью стандартной установки импульсной терагерцовой спектроскопии.

Для возбуждения генерации в антеннах лазерные импульсы на длине волны 780

нм, длительностью около 100 фс и средней мощностью около 40 мВт

фокусировались в контактный зазор антенн. К антеннам прикладывалось

внешнее напряжение 18 В. Детектирование осуществлялось с помощью

электрооптического стробирования в кристалле GaSe толщиной 1 мм.

Рис. 1. Геометрические параметры дипольных антенн (w=10 мкм,

d =5 мкм, A=5 мм). а) Антенна-бабочка (l=25-450 мкм, L=100 мкм)

б) Полосковая антенна (l=25-150 мкм, L=1 мм) в) Трапециевидная антенна

(l=25-450 мкм)

Как и для диполя Герца резонансное условия для дипольных антенн

можно записать в виде 2cnl

ν = , где n - показатель преломления

полупроводниковой подложки, c- скорость света, l – длина антенны. В

настоящей работе мы уменьшили длины антенн l до 25-45 мкм для проверки

возможности улучшить генерацию в области частот около 1 ТГц.

В результате проведенных измерений установлено, что для антенн с

длинами 150-450 мкм полосковая конфигурация оказалась немного более

265

эффективной, чем трапециевидная. Наименее эффективна антенна-бабочка. Для

ПА спектр эмиссии шире и превышает уровень шумов до 1,5 ТГц (рис. 2).

Для ПА длиной 35 мкм излучаемая мощность уменьшается по сравнению

с антенной длиной 150 мкм. Не было обнаружено увеличение эффективности

генерации в области частот около 1 ТГц. Такой же эффект наблюдался для

антенн остальных типов. При сравнении ПА длинами 150 и 700 мкм

установлено, что ПА длиной 150 мкм является более эффективным эмиттером

(Рис. 3). Спектр генерации ПА длиной 700 мкм сдвинут в область более низких

частот.

Рис. 2. Спектры генерации

дипольных антенн длиной 25-35 и

150 мкм

Рис. 3. Спектры генерации ПА

длиной 150 и 700 мкм

Таким образом, для использованного полуизолирующего GaAs,

компенсированного хромом, спектры генерации определяются в большей

степени параметрами возбуждающего лазерного импульса и свойствами

полупроводника и не могут быть существенно измены с помощью выбора

длины антенны. Для эффективной работы длина антенны должна обеспечивать

резонанс максимально близко к частотам, которые определяются свойствами

материала. Установлено, что при возбуждении фемтосекундным лазером в

антеннах на основе SI-GaAs<Cr> со временем жизни неравновесных носителей

заряда порядка 100 нс может быть генерировано терагерцовое излучение в

266

диапазоне 0.05-1.5 ТГц. Обнаружено, что наиболее эффективным излучателем

является полосковая антенна длиной 150 мкм.


1. Miyamaru F., Saito Yu., Yamamoto K., Furuya T., Nishizawa S., Tani M.

Dependence of emission of terahertz radiation on geometrical parameters of dipole

photoconductive antennas // Applied Physics Letters. 2010. v. 96. P. 211104-1-3.

2. Shi W., Jia W.-L., Hou L., Xu J.-Z., Zhang X.-C. Terahertz radiation from

large aperture bulk semi-insulating GaAs photoconductive dipole antenna // Chinese

Physics Letters. 2004. v. 48. p. 1020-1027.

3. Roehle H., Dietz R.J.B., Hensel H.J., Bottcher J., Kunzel H., Stanze D.,

Schell M., Sartorius B. Next generation 1.5 µm terahertz antennas: mesa-structuring

of InGaAs/InAlAs photoconductive layers // Optics Express. 2010. v. 18. 3. P.

2296-2301.

4. Sarkisov S.Yu., Safiullin F.D., Skakunov M.S., Tolbanov O.P., Tyazhev

A.V., Nazarov M.M., Shkurinov A.P. Dipole antennas based on SI-GaAs:Cr for

generation and detection of terahertz radiation // Russian Physics Journal. 2013.

v. 53. 8. P. 890-898.

СВЧ фильтр с широкой полосой заграждения 1С.А. Ходенков, 1,2Д.В. Борисенков


имени академика М. Ф. Решетнева; 2Институт физики им.

Л.В. Киренского СО РАН (г. Красноярск)

Как известно, полосно-пропускающие фильтры являются важнейшими

элементами современных радиотехнических систем космической связи, систем

радиолокации и радионавигации. Одними из основных требований,

предъявляемых к микрополосковым фильтрам, являются миниатюрность,

технологичность и высокие частотно-селективные свойства, которые 267

определяются в том числе и наличием у сверхвысокочастотных (СВЧ)

устройств широкой полосы заграждения с достаточным уровнем затухания

мощности [1, 2].

В настоящей работе предложена СВЧ конструкция микрополоскового

полосно-пропускающего фильтра с широкой высокочастотной полосой

заграждения и сильным подавлением мощности на ее частотах. Селективное

устройство разработано с использованием подложки, имеющей

диэлектрическую проницаемость ε = 9.8 и толщину h = 1 мм. Его амплитудно-

частотные характеристики рассчитаны при помощи электродинамического

численного анализа 3D моделей. Настройка фильтра с полосковыми

проводниками, обладающими осевой симметрией, осуществлялась «ручным»

параметрическим синтезом, при котором подбираются их геометрические

размеры. Центральная частота полосы пропускания (ПП) конструкции была

выбрана равной f0=1 ГГц.

Микрополосковый фильтр представляет собой трехзвенную конструкцию

на сонаправленных резонаторах (рис. 1). Полосковый проводник, размещенный

с одной стороны диэлектрической пластины (резонатор) условно состоит из

трех участков: двух узких параллельных отрезков полосковых проводников 1

(3), заземляемых на основание со стороны свободных концов, соединенных

друг с другом широким отрезком проводника 2 (4).

1 2 1 3 4

Рисунок 1 - Топология полосковых проводников фильтра с широкой

полосой заграждения

268

Благодаря такой топологии заземленных на основание полосковых

проводников можно расширить высокочастотную полосу заграждения так,

чтобы она более чем в 3.5 раза превышала центральную частоту f0 (рис. 2).

-20

-40

-60

-80

-100

0 L, R, дБ

0 1 2 3 4 5 f, ГГц

Рисунок 2 - Амплитудно-частотная характеристика микрополоскового

фильтра с широкой полосой заграждения

Как видно из вышеприведенного рисунка полоса пропускания

микрополоскового фильтра сформирована тремя резонансами, соответственно,

по одному от каждого резонатора. При этом ее относительная ширина,

измеренная по уровню -3 дБ от уровня минимальных потерь (Lmin≈1.0 дБ)

составила величину – Δf/f0 =17%.

Стоит отметить, что на амплитудно-частотной характеристике

наблюдаются полюса затухания, что приводит не только к росту крутизны

высокочастотного склона полосы пропускания, но и к усилению подавления

мощности на частотах высокочастотной полосы заграждения.

Приведем площадь полосковых проводников (см. рис. 1) в мм2:

1 – 18.10×0.35, 2 – 8.20×6.70, 3 – 18.30×0.35, 4 – 7.60×6.50. А также величину

зазоров между 1 и 3: 0.50 мм.

Таким образом, показана возможность значительного расширения

высокочастотной полосы заграждения (не менее 3.5f0) в трехзвенном

269

микрополосковом полосно-пропускающем фильтре на сонаправленных

резонаторах. Высокие частотно-селективные свойства миниатюрного СВЧ

устройства также обусловлены приемлемыми потерями мощности в полосе

пропускания (Lmin≈1.0 дБ) при ее сильном подавлении в полосах заграждения.


науки Российской Федерации, грант Президента Российской Федерации для

государственной поддержки молодых российских ученых - кандидатов наук,

МК-5942.2014.8.


1. Бальва, Я. Ф. Полосно-пропускающий фильтр со сверхширокой

полосой заграждения и уровнем подавления помех более 100 дБ [Текст] / Я. Ф.

Бальва, А. М. Сержантов, С. А. Ходенков, В. В. Иванин, В. А. Шокиров //

Вестник Сибирского государственного аэрокосмического университета. –

г. Красноярск: СибГАУ. – 2013. – Вып. 3(49). – С.162–166.

2. Belyaev, B. A. Miniature bandpass filter with a wide stopband up to 40f0

[Text] / B. A. Belyaev, A. M. Serzhantov, V. V. Tyurnev, A. A. Leksikov //

Microwave and Optical Technology Letters, Vol. 54, 2012, p. 1117–1118.

Разработка системы аппаратного шифрования и передачи

производственных данных 1О. В. Дрозд, 2Д. В. Капулин

1Студен; 2К.т.н., заведующий кафедрой «Информационные технологии

нарадиоэлектронном производстве»

Сибирский федеральный университет (г. Красноярск)

Широкое распространение технологий беспроводной передачи данных в

корпоративном секторе и в секторе электронных устройств для частного

пользования закономерным образом привело к росту внимания к этим

270

технологиям со стороны производителей и интеграторов автоматизированных

систем управления технологическими процессами (АСУ ТП).

В качестве алгоритмов шифрования данных в сетях беспроводной связи

наиболее широкое применение находят алгоритмы шифрования данных DES и

AES, имеющие определенные недостатки, связанные с существованием слабых

ключей и с низкой устойчивостью при атаке с использованием

дифференциального криптографического анализа [1], что позволяет сделать

вывод о недостаточной уровне защищенности каналов беспроводной связи для

их массового применения в АСУ ТП.

Цель и задача работы состоит в организации защиты передачи

производственных данных по промышленным сетям беспроводной связи и в

разработке системы аппаратного шифрования и передачи производственных

данных с использованием алгоритма шифрования данных ГОСТ 28147-89 [2] на

базе криптографического блока, аппаратная реализация которого выполнена с

использованием программируемой логической интегральной схемы (ПЛИС)

Xilinx Spartan-6 XC6SLX25.

Рассмотрим структуру устройства для защиты передачи

производственных данных. Для обеспечения передачи данных по одному

каналу необходимо как минимум два подобных устройства, образующих

систему аппаратного шифрования и передачи производственных данных.

Рисунок 1 – Структурная схема устройства для защиты передачи

производственных данных 271

На рисунке 1 изображена структурная схема устройства для защиты

передачи производственных данных. В состав устройства 1.1 входят

следующие компоненты: проводные интерфейсы USB (1.2, 1.11);

преобразователь интерфейсов USB/SPI (1.3); криптографический блок на базе

ПЛИС (1.4); приемопередатчик IEEE 802.11 (1.5) с встроенной радиоантенной

(1.7); ключевое запоминающее устройство (1.8); устройство хранения таблиц

замены (1.9); программатор энергонезависимой памяти (1.10); модуль

преобразователя электроэнергии (1.12); аккумуляторная батарея (1.13);

переключатель режимов работы криптографического блока (1.14); генератор

тактовых импульсов (1.15). Также возможно подсоединение внешней

радиоантенны (1.6).

В качестве преобразователя интерфейсов USB/SPI используется

микросхема FT221X. Взаимодействие с внешними устройствами (1.16)

осуществляется посредством проводного интерфейса USB. Для обеспечения

взаимодействия с устройствами по беспроводным каналам связи используется

модуль WizFi220 со встроенной антенной. В качестве ключевого

запоминающего устройства используется микросхема электрически стираемого

перепрограммируемого постоянного запоминающего устройства 24LC02B

емкостью 2048 бит, что позволяет хранить восемь секретных ключей по 256 бит

каждый. Взаимодействие между ключевым запоминающим устройством и

внешними устройствами осуществляется посредством интерфейса I2C.

Взаимодействие программатора энергонезависимой памяти с

автоматизированным рабочим местом специалиста по информационной

безопасности (1.17) осуществляется посредством проводного интерфейса USB

(1.11). В качестве генератора тактовых импульсов используется

широкополосный автогенератор DS1089L.

Предлагаемая система позволяет организовывать аппаратное шифрование

и передачу производственных данных по промышленным сетям беспроводной

связи с использованием стандарта шифрования данных ГОСТ 28147-89 при

272

работе с устройствами, в том числе и с мобильными устройствами, сторонних

производителей, поддерживающими интерфейсы USB и IEEE 802.11.

Данная система представляет особый интерес для предприятий, для

которых проблема защиты передачи данных по промышленным сетям передачи

данных является особо важной, в частность, для объектов энергетики и

оборонно-промышленного комплекса, а также для предприятий,

испытывающих потребность в охране информации, составляющей

коммерческую тайну, в частности, информации о логистических цепочках

поставок и о состоянии складских ресурсов.


1. ГОСТ 28147-89 Системы обработки информации. Защита

криптографическая. – Введ. 01.07.90. – М.: Издательство стандартов,

1996. – 26 с.

2. Синьковский, А. В. Разработка эффективных решений по защите

информации с использованием фрактального моделирования в условиях

автоматизированного проектирования и производства: автореф. дис. ... канд.

техн. наук: 11.09.07 / Синьковский Антон Владимирович. – М., 2007. – 28 с.

Параметрический ряд малогабаритных преобразователей

частоты диапазона 0.02…66.0 ГГц 1К.Н. Коняхин, 2О.Н. Чесноков

1К.т.н; 2Старший научный сотрудник, д.т.н

ЗАО «Скард-Электроникс»

Одной из составных частей комплексов радиомониторинга и пеленгации

являются преобразователи частоты, которые в значительной степени

определяют технические характеристики и функциональные возможности

изделия в целом. Современная технологическая база на основе гибридных

интегральных схем СВЧ позволяет создавать сверхширокополосные 273

радиоприемные тракты, построенные по супергетеродинной схеме на основе

широкополосных смесителей частоты с использованием на входе

широкополосного многоканального коммутируемого преселектора или набора

из n-узкополосных радиоприемных трактов, построенных также по

супергетеродинной схеме.

Анализ существующих решений для перекрытия широкого диапазона

частот от 20 МГц до 66 ГГц показал, что целесообразно разбить весь диапазон

на пять частей. Для каждого поддиапазона были разработаны и изготовлены

отдельные преобразователи частоты, основные характеристики которых

приведены в табл.1.

Табл. 1. Основные характеристики преобразователей частоты. Наименование параметра Значение параметра

Диапазон частот, ГГц 0.02–3 1–18 18–40 40–54 54–66

Коэффициент шума не более, дБ 10 12 15 17 17

Шаг перестройки частоты, МГц 1 1 1 - -

Динамический диапазон по компрессии

входного сигнала на 1дБ не менее, дБ 90 90 80 75 75

Подавление зеркального и комбинационных

каналов приема не менее, дБ 80 80 80 60 60

Спектральная плотность фазовых шумов при

отстройке на 10 кГц не более, дБ/Гц –100 –100 –95 –90 –90

Неравномерность АЧХ в 80% полосы ПЧ не

более, дБ. 2.0 2.0 3.0 3.0 3.0

Глубина ручной регулировки коэффициента

усиления не менее, дБ 60 60 60 30 30

Номинальное значение промежуточной

частоты, МГц

137–

237*

272–

472*

272–

472*

2000–

18000

2000–

16000

Видеовыход с мгновенной полосой обзора,

МГц - 1000 1000 - -

КСВн входа, выхода, не более 2 2 2 2,5 2,5

Обозначенные (*) в таблице промежуточные частоты могут

корректироваться по требованию заказчика. Каждый преобразователь частоты 274

имеет вес не более 1.2 кг, напряжение питания +24 В, диапазон рабочих

температур –40°…+50°С (может корректироваться по требованию заказчика).

Для всех преобразователей частоты уровень компрессии входного сигнала на 1

дБ по выходу не менее 10 дБ/мВт, относительная нестабильность частоты

гетеродинов за 4 часа непрерывной работы не хуже 10-8, шаг регулировки

коэффициента усиления не менее 1 дБ.

Рассмотрим архитектуру широкополосного преобразователя частоты на

примере преобразователя диапазона 1-18 ГГц, который представляет собой

перестраиваемый супергетеродинный приемник с двойным преобразованием

частоты. Структурная схема преобразователя представлена на рис. 1.

Рис. 1. Структурная схема преобразователя частоты диапазона 1-18 ГГц

Двойное преобразование частоты применяется для разрешения

противоречий между требованиями подавления помехи по зеркальному каналу

приема и высокой избирательности по соседнему каналу приема. Первое

условие предполагает выбор более высокой первой промежуточной частоты, а

второе – возможно более низкой второй промежуточной частоты. Кроме того,

такое построение архитектуры радиоприемного устройства позволяет

уменьшить количество фильтров в преселекторе, а также обеспечить высокую

чувствительность [1].

Конструкция преобразователя частоты представляет собой герметичную

гибридную интегральную микросборку, выполненную по тонкопленочной

технологии, имеющую входные и выходные соединители типа SMA.

Управляющие и питающие напряжения подаются на блок через герметичные

N-канальный преселектор

Фильтр основной селекции

Фильтр ПЧ

Синтезатор 1 Синтезатор 2

275

фильтры питания. Такой вариант конструкции обусловлен тем

обстоятельством, что блоки преобразователей частоты являются элементами

тракта, от согласования которого зависит выполнение требования по

неравномерности АЧХ. Конструктивное исполнение блока в виде гибридной

интегральной схемы позволяет обеспечить согласование и регулировку

количества элементов: фильтров промежуточной частоты, усилительных

модулей, смесителей. Кроме того вариант реализации преобразователя частоты

в виде законченного модуля позволяет производить оперативный ремонт

изделий агрегативным методом. Модуль преобразования частоты имеет

входной и выходной разъемы, разъемы входа гетеродинных сигналов, разъем

управления и разъем питания. Все преобразователи выполнены в стандартных

конструктивах 3U. На рис. 2 слева представлен внешний вид преобразователя

частоты диапазона 18–40 ГГц.

Рис. 2. Внешний вид преобразователя частоты диапазона 18–40 ГГц и комплекс

радиомониторинга в диапазоне частот 1– 40 ГГц

Успешно проведенные заводские испытания и опыт эксплуатации

изделий подтверждает правильность выбора схемотехнических и

276

конструктивных решений разработанного параметрического ряда

преобразователей частоты. Высокая надежность, низкое энергопотребление,

устойчивость к жестким условиям эксплуатации открывает широкие

возможности их использования в комплексах радиомониторинга и пеленгации,

в различных измерительных системах. На фотографии (рис. 2) представлен

малогабаритный комплекс радиомониторинга с двухканальными

преобразователями частоты диапазона частот 1.0–40 ГГц.


1. Лебедев И.В. Электронные устройства СВЧ. Книга 1 – М.:

Радиотехника, 2008.

Технология изготовления электронных устройств на основе

метода DPN 1,2А.В. Лукьяненко, 1М.В. Рауцкий, 1,2А.С. Тарасов, 1,3С.Н. Варнаков,

1,2Н.В. Волков

1Институт физики им. Л.В Киренского, СО РАН 2Сибирский Федеральный Университет

3Сибирский государственный аэрокосмический университет (г. Красноярск)

Поиск новых перспективных материалов играет важную роль не только

для развития современной микроэлектроники, но и для такого

многообещающего направления вфизикеконденсированного состояния

вещества, как спиновая электроника - спинтроника. Спинтроника изучает

явления спин-зависимого электронного транспорта в твердых телах и

низкоразмерных структурах. И в отличие от классической электроники,

позволяет использовать в качестве носителя информации не только заряд, но и

спин электрона. Устройства спиновой электроники, по сравнению с

классической микроэлектроникой, более требовательны к размерам, качеству

277

границ и физическим свойствам материалов. Это приводит к тому, что

классическая технология изготовления микроэлектронных устройств не всегда

позволяет получить желаемые результаты.

В качестве альтернативной технологии изготовления может служить

метод DPN. Суть этого метода заключается в том, что маска «рисуется»

специальными чернилами, как художник рисует картину красками. А в

качестве «кисти» используется игла сканирующего зондового микроскопа[1].

Меняя характер движения зонда по поверхности, например, его скорость или

время задержки, можно создавать множество различных типов узоров. Такой

метод изготовления маски, в сочетании с жидкостным химическим травлением,

позволяет создавать низкоразмерные структуры любой топологии с

субмикронным разрешением.

В данной работе, технология изготовления низкоразмерных структур

методом DPN, была опробована на гибридной структуре Si(111)/Fe3Si/Au.

Структура Fe3Si была получена методом термического испарения в

сверхвысоком вакууме на допированной бором атомарно чистой подложке

Si(111). Базовый вакуум в технологической камере составлял 1.3*10−8 Па.

Перед синтезом подложка подвергалась химической обработке с последующим

термическим отжигом в сверхвысоком вакууме. Одновременное распыление

железа и кремния производилось на подложку разогретую до 150С. Скорость

осаждения подбиралась таким образом, чтобы обеспечить стехиометрическое

для Fe3Si соотношение Si:Fe ≈ 0.57 [2]. Затем напылялся слойAuтолщиной ~

10nm.

Эксперимент проводился с использованием заостренного Si зонда, c

покрытием наконечника MHA, который был подготовлен путём погружения

кончика Si зонда в раствор ацетонитрила для насыщения MHA, с последующей

сушкой сжатым N2. Условия окружающей среды при проведении эксперимента:

Т = 24-26 °С, и 44-49% относительная влажность.Каждая линия была

сформирована с помощью перемещения зонда покрытого MHA по поверхности

Au при постоянной скорости. 278

Подложка с MHA-узором обрабатывалась в 1:1:1:1 (v/v/v/v) водном

растворе 0.1 M Na2S2O3, 1.0 M KOH, 0.01 M K3Fe(CN)6, и 0.001 M K4Fe(CN)6 [3]

в течение ~ 20 минут при постоянном помешивании, чтобы полностью удалить

Au из областей, не покрытых MHA. После промывки в H2O и сушки с N2,

изображение Au-шаблона получено в контактном режиме АСМ.

Рисунок 1. Общий вид структуры (а), полученной методом DPN на подложке

Si(111)/Fe3Si/Au. (б) одномерный профиль поверхности.


1. L. Fu, X.G. Liu, Y. Zhang, V.P. Dravid, C.A. Mirkin, Nano Lett. 3 (6)

(2003) 757.

2. I. A. Yakovlev, S. N. Varnakov, B. A. Belyaev, S. M. Zharkov, M. S.

Molokeev, I. A. Tarasov, S. G. Ovchinnikov. JETPLettersV. 99, I. 9(2014) 527-530.

3. H. Zhang, S.W. Chung, A. Mirkin Nano Lett. 3 (1) (2003) 43.

(а)

(б)

279

Принципы температурной стабилизации ПАВ-устройств 1И.В.Никонов, 2Г.С. Никонова, 3В.В.Шевелева

1Доцент, к.т.н., ФГБОУ ВПО «ОмГТУ»;

2Старший научный сотрудник, к.т.н., ОНИИП; 3 ФГБОУ ВПО «ОмГТУ» (г. Омск)

В современной радиотехнике сравнительно новыми радиокомпонентами

и функциональными узлами являются устройства на поверхностных

акустических волнах (ПАВ), которые могут быть применены в диапазонах

частот от десятков мегагерц до единиц гигагерц. На современном этапе

развития радиотехники наибольшее применение из ПАВ устройств нашли

полосовые фильтры и генераторы различного назначения. Характеристики

разрабатываемых ПАВ устройств во многом определяются свойствами

пьезоматериалов, в качестве которых применяются различные виды изотропной

пьезокерамики, пленочные слоистые материалы, анизотропные монокристаллы,

а также зависят от спроектированной топологии встречно-штыревых

преобразователей (ВШП). Полосовые ПАВ фильтры и генераторы на их основе

(по фильтровой схеме) при типовых требованиях к параметрам могут быть

выполнены на простых одноканальных ПАВ линиях задержки (ПАВ ЛЗ) с

двумя-тремя эквидистантными преобразователями. Топологию такой линии

задержки сравнительно несложно синтезировать, например, на основе

известного метода δ-функций. Однако непрерывное совершенствование

современной радиоэлектронной аппаратуры предъявляет все более жесткие

требования к электрическим параметрам фильтров на ПАВ, в связи с чем

необходимо синтезировать все более сложные топологии преобразователей

(резонаторные, кольцевые и др.). Применение полосовых ПАВ фильтров со

сложной топологией преобразователей позволяет существенно улучшить также

и некоторые характеристики генераторов [1].

Температурная стабилизация характеристик ПАВ фильтров и ПАВ

генераторов. 280

Одной из сложнейших проблем при разработке радиотехнических

устройств является повышение температурной стабильности. Вопрос

повышения температурной стабильности недостаточно проработан и для

техники поверхностных акустических волн. Отметим следующее. И для ПАВ

фильтров и для ПАВ генераторов существенное значение для проектирования

имеет величина температурного коэффициента времени запаздывания ПАВ в

пьезоподложке. Для случая неметаллизированной поверхности пьезоподложки

запаздывание определяется в виде

τ=L0/v0 , (1)

откуда следует выражение для температурного коэффициента задержки (ατ)

VLdtdv

vdTdL

Ldtd αατ

τατ −=−⋅=⋅= 0

0

0

0

111 , (2)

где, αL αV - температурные коэффициенты линейного теплового изменения

размеров подложки и температурного изменения скорости ПАВ

соответственно, LO – рабочая длина линий задержки.

Анализ выражения (2) позволяет сформулировать определенные выводы

и предложить некоторые технические решения для повышения температурной

стабильности ПАВ устройств.

1. Очевидно, что одним из способов повышения термостабильности

является применение идеального термостатирования, которое однако для

миниатюрных ПАВ устройств это слишком «громоздко» и «энергозатратно»;

2. Возможна минимизация или корректировка величин αL, αV или же

корректировка величины LО с помощью регулирующего механического или

электрического воздействия на подложку по управляющему сигналу цепи

обратной связи. Несложное конструктивное решение для реализации подобной

идеи, очевидно, и заключается в нанесении на нерабочие поверхности

подложки электродов, к которым подводится регулирующее напряжение.

Однако достаточно эффективное изменение αL, LО можно получить лишь при

281

использовании для подложек низкочастотных пьезокерамических материалов,

которые достаточно успешно применяются лишь в пьезодвигателях и в

различных малостабильных датчиках физических величин.

3. Можно уменьшить величину ατ= αL- αV , если в разрабатываемой

конструкции фильтра αL, αV близки по модулю и имеют одинаковый знак в

заданном температурном интервале. Однако в большинстве применяемых

пьезоподложек из анизотропных кристаллов с различными срезами это условие

не выполняется и при изменении температуры наблюдается практически

линейное изменение задержки с постоянным коэффициентом ατ. Исключением

являются срезы пьезоматериалов с минимальной величиной τα в узком

температурном интервале, у которых, температурная зависимость времени

задержки описывается квадратичной зависимостью вида

τ(t)=τ(t0)·(1+kt (t-t0)2, (3)

где kt t0 - температурный коэффициент и температура минимального

изменения задержки соответственно.

4. Теоретически можно проектировать устройства с изменяющимся (не

противоположным) направлением распространения ПАВ. Как показало

моделирование, для разных направлений распространения ПАВ (при

конкретном срезе) значения величин ατ αL αV изменяться и по модулю, и по

знаку, что может быть использовано для разработки термокомпенсированных

фильтров. Недостатком этого способа является резкое возрастание потерь

энергии ПАВ из-за отклонения потока энергии при распространении и из-за

других факторов.

5. Применение пленочных структур в ПАВ устройствах считается

перспективным способом получения пьезоэлектриков с новыми

характеристиками. Следовательно, в принципе возможны исследования и в

этом направлении – термокомпенсация ПАВ устройств с применением

пленочных структур.

282

6. Перспективным, по мнению авторов, является проектирование ПАВ

устройств со специальной топологией преобразователей, что позволяет

разрабатывать устройства с термокомпенсаций [2].

7. Возможна схемотехническая реализация системы термокомпенсации

для генератора в виде фазовой или частотной автоподстройки частоты. В

обоих случаях нужны два ПАВ генератора: термочувствительный и

подстраиваемый. Но в схеме с фазовой автоподстройкой необходимо, чтобы

обязательно отличались модули коэффициента ατ у ПАВ-фильтров генераторов.

В схеме с частотной автоподстройкой это требование необязательно.

Проведено моделирование и экспериментальные исследования макетов

ПАВ фильтров и генераторов с различными способами температурой

компенсации. Лучшие результаты получены при применении в кольце

автогенератора двухзвенных фильтров, отдельные звенья которых выполнены

на пьезоподложках, имеющих разные температурные коэффициенты. Это

позволило существенно снизить температурные отклонения частоты генератора

в стоградусном температурном интервале до величины, не превышающей 100

Гц/°C относительно номинальной частоты 70 МГц. То есть, температурная

стабильность частоты генератора возросла примерно на порядок. Реализация

же системы термокомпенсации с использованием известных способов

автоподстройки частоты позволила применить известные схемотехнические

решения, однако положительный эффект определялся стабильностью элемента

(узла) сравнения.


1. Никонова, Г. С. Перестраиваемый по частоте генератор на

поверхностных акустических волнах [Текст] / Г. С. Никонова, И. В. Никонов

//Известия вузов. Физика.- 2013.-8/3.- С.66-68.

2. Оценка кратковременной нестабильности частоты генератора на

поверхностных акустических волнах. Одночастотный режим работы. Техника

283

радиосвязи[Текст] / Г. С. Никонова, И. В. Никонов // Научно-тех-нический

сборник.- Выпуск 15.- Омск: издательство ОНИИП, 2010.-С.100-106.

Устройство контроля рабочей точки ЭОМ 1В. М. Владимиров, 2А. В. Многогрешнов, 3М.Ю. Реушев, 4А.А. Казаков,

5А.М. Сеченых

1Зам. председателя Президиума КНЦ СО РАН, д.т.н. (г. Красноярск) 2Инженер ООО «НПФ Электрон» (г. Красноярск)

3Доцент кафедры ФиЛТ Сибирского федерального университета, к.ф.-м.н.

(г. Красноярск)

4Начальник сектора АО «НПП «Радиосвязь» (г. Красноярск) 5Старший научный сотрудник ФГУП «МНИИРИП» (г. Мытищи)

В качестве источников излучения для волоконно-оптических линий связи

(ВОЛС), наибольшее распространение получили полупроводниковые лазеры

(ППЛ). Обычно в ППЛ осуществляется прямая модуляция (током накачки). С

ростом частоты модуляции 1 ГГц и выше прямая модуляция становится

неэффективной. Начиная с 2005 года, в высокоскоростных передатчиках ВОЛС

используют внешние модуляторы (ВМ). Обычно применяются

электрооптические модуляторы (ЭОМ) на основе интерферометра Маха-

Цендера (ИМЦ), использующие электрооптический эффект Поккельса в

кристаллической структуре из LiNbO3 . Передаточная функция (ПФ)

(зависимость выходной интенсивности на выходе ИМЦ от набегающей в

плечах ИМЦ разности фаз φ) пропорциональна (Рисунок 1). Рабочей точке

(РТ) соответствует то положение на ПФ, где наблюдается постоянная разность

фаз (Рисунок 2). При равной оптической длине плеч ИМЦ РТ находится в

максимуме ПФ, что соответствует нулевой разности фаз. Такое положение РТ

соответствует максимуму ПФ, но вызывает искажение передаваемого сигнала.

284

Рисунок 1. Передаточная функция ИМЦ Рисунок 2. Рабочие точки ИМЦ

Линейная область ПФ, соответствует точкам Quad – и Quad+ и

называется «квадратурой» ПФ для ИМЦ. Смещение РТ в область квадратуры в

ИМЦ осуществляется дополнительной парой электродов, на которые подается

напряжение от устройства контроля рабочей точки (КРТ). В лаборатории

оптических технологий отдела радиотехники и электроники при КНЦ СО РАН

было создано устройство КРТ для ЭОМ MXAN-LN-20 фирмы Photline

technologies (USA). Структурная схема КРТ представлена на рисунке 3.

Рисунок 3 – Структурная схема КРТ

Uсм – напряжение смеще ния;

ФД 1, ФД 2 – фотодиоды;

ФНЧ 1,2 – фильтры низкой

частоты;

∑ – сумматор сигналов;

ПИ – пропорционально-

интегральный регулятор;

ПЗ – переключатель зон Quad (+)

или Quad ( ).

При помощи оптических ответвителей, часть излучения на входе и

выходе ИМЦ подается на фотодиоды ФД 1,2. Напряжение с фотодиодов

усиливается, проходит через фильтры низкой частоты, и поступает на 285

сумматор. На выходе сумматора формируется ошибка отклонения от заданного

значения РТ и далее поступает на ПИ-регулятор. ПИ-регулятор –

пропорциональный регулятор с интегральной составляющей, используемой для

устранения статической ошибки. Интегральная часть является накопительной и

позволяет учесть в данный момент времени предыдущую историю изменения

входной величины. Если ИМЦ не испытывает внешних возмущений

(температура, давление, влажность) постоянное смещение на выходе ПЗ

стабилизируется, П - составляющая будет равняться нулю, а интегральная

составляющая обеспечит Uсм при котором сигнал на выходе ИМЦ будет

линейным, т.е. находится в квадратуре ИМЦ.

В ходе испытаний устройства КРТ с ЭОМ MXAN-LN-20 фирмы Photline

technologies (USA) были проведены исследования стабильности передачи

сигнала опорной частоты 100 МГц от стандарта частоты Ч1-75 по волоконно-

оптическому кабелю длиной 500 м. Суточные измерения величины

среднеквадратичного двухвыборочного отклонения (СКДО) составляли

значения порядка 10-15 , что свидетельствует о качественной работе,

разработанного устройства.

Разработка эргономических инструментов для

автоматизированного проектирования рабочего места оператора О.Е. Каледа

инженер-конструктор

АО «НПП «Радиосвязь» (г. Красноярск)

Проектирование эргономичной и эстетичной модели рабочего места

оператора (далее РМО) происходит на этапе технического проекта и

обуславливается лишь перечнем ГОСТов по эргономике. Неудобство

пользования справочной информации в бумажном виде очевидно, т.к. занимает

286

очень много времени для ознакомления со схожей информацией, но

изложенной в нескольких ГОСТах сразу.

Золотое сечение – это один из основополагающих принципов природы.

Использование принципа «золотого сечения» для создания автоматизированной

сетки, определяющей положение ключевых зон объекта не противоречит

требованиям ГОСТов по эргономике.

Автоматизированная «сетка золотого сечения» позволит существенно

сократить время на разработку эргономичной и эстетичной модели РМО, а так

же лицевой части прибора, правильно и удобно разместив на ней элементы

управления.

Принцип золотого сечения показан на рисунке 1 и изложен в простой

формуле:

Рисунок 1 - Геометрическое изображение золотой пропорции

Меньший отрезок так относится к большему, как больший ко всему

A : B = B : C или C : B = B : A. Если С = 1, то отрезок Б золотой пропорции

выражается бесконечной иррациональной дробью 0,618... Соответственно:

А = 0,3819...

Данную формулу не сложно автоматизировать, построив сетку

(Рисунок 2)

287

Рисунок 2 – Разработанная в программе Компас автоматизированная сетка

Пример использования «сетки золотого сечения» в разработке лицевой панели

прибора показан на рисунке 3.

Рисунок 3 – расположение элементов на приборе с помощью налагаемой сетки

Пример использования «сетки золотого сечения» в разработке РМО

показан на рисунке 4.

288

Использование автоматизированной сетки золотого сечения позволяет, не

только учесть при проектировании правильное расположение элементов на

приборной панели, но и сформировать несколько вариантов ее внешнего вида.

Рисунок 4 – эргономичная модель человека, сидящего за РМО и «сетка

золотого сечения».

Расположение объектов РМО с учетом эргономической модели человека

и с использованием сетки «золотого сечения» позволяют увидеть на объекте

наиболее приоритетные зоны для удобной работы оператора. Использование

модели человека и сетки позволяет подобрать наиболее подходящий вариант не

только эргономического решения, но, так же и дизайнерского.

289

Применение структурно-устойчивых профилей оптических

пучков в беспроводных каналах передачи данных 1А. Г. Комаров, 2А. В. Нестеров

1Инженер 1 категории; 2Заместитель генерального директора

ОАО «МНИИРС» (Г. Москва)

Созданные отечественные экспериментальные системы оптической связи

космос-земля, а также выпускаемые наземные системы имеют ряд проблем и

недостатков. Так, например, существует технологическая отсталость

компонентов экспериментальных систем – элементы системы и принципы ее

построения основаны на разработках 1980-1990-х гг. и не учитывают

возможности эффективного использования пространственно-временной

структуры оптических пучков, видов модуляции и возможности оперативного

выбора кодовых последовательностей.

Профиль диаграммы направленности и состояние поляризации

сигнального оптического пучка могут служить элементами передаваемого кода

и выбираться по критерию устойчивости к действующим на трассе

возмущениям интегральной оптической плотности. Но и в отсутствии

пространственных вариаций оптических характеристик трассы пучок

претерпевает дифракционные искажения, затрудняющие восстановление

исходного профиля без дополнительной информации или опорного сигнала.

Явление искажения волнового фронта ограничивает эффективную

передачу данных по оптическому каналу. Отсутствие физического описания

процесса на основе нестационарных и неравновесных приближений на

протяжении многих лет является непреодолимой преградой в создании

стабильно действующих открытых оптических линий связи. Решение задачи

позволит не только оперативно контролировать, но и прогнозировать состояние

трассы, что может быть применимо как для наземных линий оптической связи,

так и для линий НКА-земля. Прогнозирование позволит оперативно вносить

290

необходимую избыточность кода, позволяющую компенсировать искажения

пучка в условиях актуального состояния оптического канала.

Для анализа поведения оптического пучка в нестационарной

неравновесной среде предлагается использование узкоракурсного и

широкоракурсного методов. Исследования искажений профиля интенсивности

оптического пучка проводились на модельной трассе варьируемой длины (от 2-

х до 12-ти метров) с вносимыми аэродинамическими и термическими

возмущениями, способствующими развитию турбулентных режимов вплоть до

режима когерентной турбулентности [1]. Временной ряд распределений

интенсивности сигнального пучка в плоскости регистрации фиксируется с

частотой 400 кадров в секунду, превышающей характерные частоты

флуктуационных процессов на трассе. Профиль интенсивности каждого кадра

выборки отображает пространственно-временную модуляцию оптической

плотности, соответствующую турбулентным возмущениям плотности и

температуры среды. Кадр экспериментальной выборки представляет собой

элемент статистического ансамбля и может быть рассмотрен как реализация

двумерного стохастического процесса. Примеры искажений френелевского

(справа) и эрмит-гауссова пучков (слева) [2] представлены на Рис. 1.

Рис. 1

Для изучения статистических свойств парциальных областей в плоскости

изображения использована матрица субапертур с зоной покрытия, сравнимой с

масштабами анализируемого изображения, и размерами отдельного элемента,

291

сравнимого с характерным масштабом наблюдаемых неоднородностей в

распределении интенсивности возмущенного пучка.

Описание выполняется с помощью аппарата суперстатистики. Основная

ее идея заключается в том, что сложная система описывается как суперпозиция

нескольких статистических моделей в различных временных масштабах [3-4].

Трасса открытого оптического канала может быть представлена как

совокупность находящихся в режиме тепло- и массопереноса элементарных

объемов, в каждом из которых на заданном интервале времени успевает

установиться термодинамическое равновесие с больцмановским фактором β.

В ходе исследований экспериментально получены зависимости наиболее

вероятного значения функции распределения интенсивности и ее ширины, -

дисперсии, - от температуры и ветровой нагрузки центральной апертуры. Таким

образом, узкоракурсный метод требует накопления значимой выборки и

восстанавливает обобщенные термодинамические параметры сложной системы.

Широкоракурсный метод основан на анализе отдельного кадра выборки и

пригоден для экспресс-оценки состояния рабочей трассы [1]. На Рис. 2

представлены зависимости размерности Реньи как функция обратной

температуры (верхний ряд) и энтропии как функции внутренней энергии

системы (нижний ряд) для двух режимов термической неравновесности,

приводящих к формированию конвективных течений Релея-Бенара [5-6]. Левый

столбец соответствует зарождению конвективных течений Релея-Бенара.

292

Рис. 2

Характеристики статистически неравновесных распределений

интенсивности сигнального пучка в плоскости регистрации соответствуют

аналогичным характеристикам турбулентного состояния трассы. Профили

суперстатистических характеристик позволяют определить свойства

парциальных подсистем, составляющих исследуемую суперсистему.

Соответственно, предлагаемые методики могут быть использованы для

прямого контроля стохастических процессов и процессов самоорганизации

потоков в неоднородных полях скоростей и температур.

Работа выполнена на базе лаборатории кафедры «фотоники и физики

микроволн» физического факультета МГУ имени М. В. Ломоносова.


1. T. I. Arsenyan, E. A. Babanin, A. G. Komarov et al. Nonequilibrium

statistics of the laser beam intensity profile at the output of a model channel with

strong turbulence // Proceedings of SPIE - The International Society for Optical

Engineering. — No. 9292. — 2014. — P. 929216–1–929216–11. [ DOI ]

2. Абрамочкин Е. Г., Волостников В. Г. Современная оптика гауссовых

пучков. – М.: Физматлит. – 2010.

293

3. Beck C., Cohen E. G. D. Superstatistics //Physica A: Statistical

Mechanicsand its Applications. – 2003. – Т. 322. – С. 267-275.

4. Rabassa P., Beck C. Extreme Value Laws for Superstatistics //arXiv

preprintarXiv:1409.2415. – 2014.

5. "FracLac plugin for ImageJ for fractal, lacunarity, multifractal, and

morphological analysis,

"http://imagej.nih.gov/ij/plugins/fraclac/FLHelp//Introduction.htm .

6. "ImageJ public domain Java image processing program,

"http://imagej.nih.gov/ij/ .

Исследование методов горячего резервирования канала передачи

данных для обеспечения мультисервисной связью особо важных

подвижных и стационарных объектов 1Н.С. Гавриков, 2А.В. Нестеров

1Заместитель начальника технического центра специальной аппаратуры; 2Заместитель генерального директора

ОАО «МНИИРС» (г. Москва)

Бурное развитие различных видов подвижной радиосвязи в последнее

десятилетие и, как следствие, значительное снижение стоимости передачи

информации дает возможность пересмотреть принципы организации

резервирования канала передачи данных на подвижных объектах.

Общепринятым на данный момент методом горячего резервирования IP-

канала является применение механизмов мониторинга наличия связи в

основном интерфейсе передачи данных и, в случае ее пропадания,

переключение на резервный интерфейс. Данный способ резервирования канала

реализован в целом ряде маршрутизаторов различных производителей, в том

числе Cisco, Huawei, D-Link и др. Маршрутизаторы, обеспечивающие

резервирование канала, как правило, имеют либо два порта RJ45, каждый из

294

которых можно подключить посредством Ethernet-кабеля к своему

каналообразующему оборудованию, либо один порт RJ45 и второй – USB,

позволяющий подключить GSM-модем или другое аналогичное оборудование.

Как известно, при передаче IP-данных можно выделить три категории:

сервисы реального времени такие как IP-телефония и видеоконференцсвязь,

сервисы передачи данных в интерактивном режиме, такие как просмотр веб-

страниц, и сервисы, не чувствительные к задержкам при передаче данных,

такие как электронная почта или скачивание файлов [1].

Описанный выше метод резервирования канала эффективно экономит его

пропускную способность и обеспечивает стабильную работу с не

чувствительными к задержкам сервисами. Однако он становится

неприемлемым в случае, когда требуется организовать доступ к сервисам

передачи данных в интерактивном режиме и сервисам реального времени.

Кратковременное пропадание канала в основном интерфейсе ведет к

неизбежному появлению различных артефактов, а долговременное пропадание

канала и процесс переключения на резервный интерфейс в подавляющем

большинстве случаев приводит к тому, что звонок «срывается».

При оборудовании IP видео- и телефонной связью подвижных объектов,

на которых необходимо обеспечить связь в движении (автомобиль, поезд,

судно и т.д.), проблема потери пакетов данных становится особо значимой.

Двумя основными видами связи, которыми можно оснащать подвижные

объекты для передачи IP-трафика, является GSM (3G, LTE) и спутниковая

связь. Оба эти вида связи имеют свои ограничения и хорошо дублируют друг

друга. В частности, в условиях городской застройки при движении

транспортного средства часто возникает затенение спутника из-за крупных

построек и различных объектов городской инфраструктуры. Однако эти потери

в канале передачи данных можно с успехом компенсировать работой через

GSM-каналы, которые уже обеспечивают в крупнонаселенных районах

приемлемый уровень сервиса и продолжают стремительно развиваться.

295

Для работы видеоконференцсвязи необходима пропускная способность

канала не менее 96 кбит/с, при этом желательно иметь скорость 384 кбит/с [2].

Анализ пропускной способности 3G каналов показывает, что данные скорости

теоретически достижимы, но практический результат будет сильно зависеть от

множества внешних факторов. Таким образом, в качестве основного канала

передачи данных использовать 3G нельзя, но в качестве резервного он вполне

подходит, если для передачи данных использовать не одно из доступных

средств радиосвязи, а дублирование передаваемой информации через все

интерфейсы передачи данных одновременно.

Стандарт TCP/IP позволяет напрямую осуществить дублирование IP-

пакетов в несколько интерфейсов при передаче данных со стороны подвижного

объекта на сервер. При этом лишние пакеты протокола TCP будут на приемной

стороне отброшены встроенными механизмами защиты от дублирования TCP-

стека, а пакеты UDP должны быть отброшены непосредственно

пользовательским программным обеспечением. Обратный канал возможно

реализовать с использованием технологии многоадресной рассылки

(multicasting) [3, 4].

На практике же реализация этого предъявляет дополнительные

требования к настройке коммутационного оборудования на стороне оператора

связи, что не всегда возможно.

Целью данного исследования был выбор оптимальной стратегии горячего

резервирования IP-канала с использованием множественного дублирования и

разработка программного обеспечения, позволяющего данное резервирование

осуществить. При этом в качестве исходных данных было принято следующее:

1. Требуется организовать связь с высоким коэффициентом готовности

между абонентами подвижного объекта и расположенным в центре обработки

данных сервером, откуда при необходимости данные уже могут

маршрутизироваться на другие узлы сети.

296

2. Связь должна быть организована таким образом, чтобы для ее работы

не требовалось дополнительных услуг со стороны операторов связи помимо

общепринятых, доступных всем потребителям на коммерческой основе.

3. К программному обеспечению, работающему на абонентах

подвижного объекта, не должно предъявляться дополнительных требований.

В результате исследований был выбран метод решения поставленной

задачи, заключающийся в написании специализированного программного

обеспечения, осуществляющего туннелирование поступающих на

маршрутизатор пакетов данных от абонентов между маршрутизатором

подвижного объекта и расположенным в центре обработки данных сервером с

одновременным дублированием передающейся информации через все

доступные каналы передачи данных.

Программное обеспечение так же позволяет собирать и анализировать в

реальном времени информацию по коэффициенту готовности каждого из

доступных каналов с целью контроля и оптимизации их работы.

Полученные результаты позволили создать маршрутизатор,

обеспечивающий работу абонентов мультисервисных услуг внутренней сети

подвижного транспортного средства с одновременной передачей данных через

двухпостовую станцию спутниковой связи, работающую в сегменте оператора

«Газпром космические системы», и трех основных GSM-операторов: МТС,

Билайн и МегаФон. Схема организации связи на объекте представлена

на рис. 1.

297

Рис. 1. Схема организации связи на подвижном объекте для абонентов

мультисервисных услуг с использованием одновременной передачи данных

Следует отметить, что организация работы двухпостовой станции

спутниковой связи реализована непосредственно на мощностях

маршрутизатора. Изначально двухпостовый прием в ней заложен не был и

никаких доработок в полукомплектах станции выполнять не потребовалось.

В качестве дополнительного резерва могут быть использованы другие

спутниковые терминалы (в частности, «Инмарсат») и обычные проводные

линии передачи данных при работе на стоянках.

Разработанный маршрутизатор может использоваться не только для

работы на подвижных транспортных средствах, но и в стационарных условиях

при необходимости обеспечения объекта IP-связью с высоким коэффициентом

готовности, в особенности в условиях ограниченной региональной

инфраструктуры интернет-сервис-провайдеров, каждый из которых по

отдельности задачу получения заданного коэффициента готовности канала

решить не может.

Схема организации связи на стационарных объектах представлена

на рис. 2.

298

Рис. 2. Схема организации связи на стационарном объекте для абонентов

мультисервисных услуг с использованием одновременной передачи данных

Для эффективного использования данной схемы при подключении

удаленных объектов к основной сети передачи данных, для исключения утечки

конфиденциальных данных через открытые каналы Интернет, необходимо так

же добавить средства криптографической защиты информации, которые могут

быть так же реализованы на мощностях маршрутизатора.


1. Степанов, С. Н. Основы телетрафика мультисервисных сетей. / С. Н.

Степанов. – М.: Эко-Трендз, 2010. – 392 с.

2. Cisco Systems, Inc. Руководство по технологиям объединенных сетей. 4-

е изд. – М.: Вильямс, 2005. – 1040 с.

3. Таненбаум, Э. Компьютерные сети. 5-е изд. / Э. Таненбаум, Д.

Уэзеролл. – СПб.: Питер, 2012. – 960 с.

4. RFC 793: Transmission Control Protocol. – 1981.

299

Использование тензорного метода для расчета

телекоммуникационной сети 1А. Д. Афанасьев, 2Е. В. Головченко, 3В. А. Дьяченко

1Слушатель; 2Старший преподаватель, канд. техн. наук;

3Доцент, канд. техн. наук

ВУНЦ ВВС «ВВА имени профессора Н.Е.Жуковского и Ю.А. Гагарина»

(г. Воронеж)

В настоящее время методы теории систем массового обслуживания

(СМО) являются практически единственным хорошо проработанным

математическим аппаратом, позволяющим решать множество различных задач

по оценке качества функционирования и проектированию

телекоммуникационных сетей [1].

Методы теории очередей и используемые допущения ограничивают

применение таких методов в рамках только лишь одного рассматриваемого

уровня эталонной модели взаимодействия открытых систем. Но получить

решение для очередей в узлах коммутации с заданными процедурами обработки

и множественного доступа в каналах связи не представляется возможным.

Решить данную проблему предлагается, разделив анализ обработки

очередей в узлах коммутации и взаимодействие процессов транспортного,

сетевого и канального уровней [2, 3]:

анализ очередей в узлах коммутации необходимо производить с

использованием хорошо проработанного методического аппарата теории СМО;

анализ взаимодействия сетевых процессов предлагается осуществлять на

основе методов тензорного анализа.

Особенностью данного подхода является следующее:

- во-первых, тензорная методология связывает топологию сети с

происходящими в ней процессами передачи и хранения информации;

300

- во-вторых, она позволяет описать аналитически взаимодействие элементов

ТКС, возникающее при множественном доступе к общему ресурсу (физической

среде передаче, обслуживающему устройству в узлах связи);

- в-третьих, в сущности тензорной методологии заложено средство

описания процессов, основанное на применении инвариантов.

Для оценки применимости тензорного исчисления был осуществлен

анализ ТКС (рисунок 1) на основе рассматриваемого метода и с помощью

имитационного моделирования.

Рисунок 1 – Анализируемая телекоммуникационная сеть

В качестве основного анализируемого параметра использовалась

задержка передачи пакетов между оконечными узлами сети.

Аналитический расчет параметров осуществлялся на основе тензорного

метода и включал следующие этапы [3]:

1. Преобразование интенсивностей передачи пакетов c транспортного

уровня iq в i-ом маршруте к интенсивностям передачи пакетов, передаваемых

на канальном уровне αu по α-му каналу связи:

ii qu ⋅= ⋅αα β . (1)

2. Расчет задержек передачи пакетов в каналах связи ТКС, в соответствии

с принятой моделью. Для модели М/М/1:

распрwT αααα

αααα ρ

ρ+

−=

1, (2)

где ρ – степень использования ресурсов одноканальной системы:

301

µρ u

= ;

распрwαα – время распространения сигнала по физическому каналу связи.

Для модели М/D/1 среднее время нахождения в системе определяется из

выражения

распрwT αααα ρρ

+−−

=)1(2

2 . (3)

3. Преобразование задержек пакетов в каналах связи ααT к задержкам

пакетов по маршрутам передачи iiT : α

ααα ββ iiii TT ⋅⋅ ⋅⋅= , (4)

где αβ i⋅ – объект, связывающий задержки передачи в каналах связи с

задержками по маршрутам передачи.

Расчет проводился в системе Maple [4].

Для оценки адекватности разработанной модели был осуществлен анализ

ТКС и с помощью имитационного моделирования. Расчет производился для

аналогичной ТКС с теми же параметрами. Имитационное моделирование

проводилось в дискретно-событийной системе моделирования Network

Simulator NS-3 [4].

Наибольший интерес для исследования представляет сравнение

параметров ТКС, полученных различными способами – с помощью

аналитических расчетов и с помощью имитационного моделирования.

Зависимости задержек передачи Т от интенсивности поступления пакетов

полученные в результате моделирования и аналитических расчетов ТКС

представлены на рисунке 2.

302

Рисунок 2 – Сравнение результатов расчетов и моделирования

Таким образом зависимости, полученные с использованием тензорного

метода и с помощью имитационного моделирования не отличаются более чем

на 5-7 %, что позволяет судить о возможности применения тензорного

исчисления для расчета телекоммуникационных сетей.


1. Головченко Е. В., Дьяченко В.А. Анализ математических методов

исследования эффективности информационного обмена в цифровых сетях

связи. Сборник статей XIV Международной научно-методической

конференции. Воронеж: ВГУ. 2014.

2. Петров А. Е. Тензорная методология в теории систем. М.: Радио и

связь. 1985.

3. Головченко Е. В., Дьяченко В.А. Тензорный метод расчета основных

характеристик телекоммуникационной сети. М.: Телекоммуникации.

Издательство ООО Наука и технологии. 2015. 8.

4. Программа для исследования взаимного влияния путевых потоков

данных в телекоммуникационной сети. Свидетельство о государственной

регистрации программы для ЭВМ от 13 февраля 2015 г. 2015612203.

303

Разработка методических основ контроля среднеквадратического

отклонения формы поверхности зеркальных антенн из

полимерных композиционных материалов 1О.А. Куприянова, 1К.А. Пасечник, 1А.М. Арзамаскина, 2А.Ю. Власов

1Инженер, 2директор, канд. физ.-мат. наук

Сибирский государственный аэрокосмический университет имени академика

М. Ф. Решетнёва (РЦКП «КАС») (г. Красноярск)

Широкое применение ПКМ при изготовлении зеркальных антенн

обусловлено множеством преимуществ, которые может предложить данный

материал. Характеристики полимерного связующего в совокупности с

высокомодульным углеродным наполнителем позволяют получить

прецизионные изделия, выгодно отличающиеся от металлических аналогов

меньшей массой, себестоимостью и значительно возросшей

производительностью.

Основным критерием качества рефлектора является

среднеквадратическое отклонение (СКО) формы рабочей поверхности зеркала

от теоретической, поскольку данный параметр напрямую влияет на

коэффициент усиления приемо-передающих станций. По остальным

параметрам он должен соответствовать следующим требованиям: [1] по части

требований к антенным системам, [2] по общим техническим требованиям, [3]

по требованиям стойкости к внешним воздействующим факторам.

Предложенная методология контроля представляет собой практическое

приложение развития теории определения СКО, приведенной в работах [4-5], с

применением бесконтактного метода контроля путем сканирования

поверхности рефлектора. В данной области уже проводились подобные

исследования [6], однако для получения облака точек требовалось

использование дополнительных конструкций, размещаемых на рефлекторе, а

предлагаемая скорость обмера точек (800 точек за 2 дня) и трудоемкость

операций (длительная подготовка и использование наведения при двух 304

мониторном отслеживании сканирования) не соответствуют современным

требованиям мобильности и оперативности контроля. Особенность

предлагаемой в данной работе методики заключается в следующих

преимуществах: получение более 8 млн. точек поверхности рефлектора за 15

минут сканирования, расчет СКО полностью автоматизирован, отсутствие

требований к специальному образованию персонала и особым условиям

проведения сканирования, а мобильность установки позволяет производить

межоперационный экспресс-контроль на производственном участке.

Апробация приведенной методики проводилась на опытном образце

осесимметричного параболического рефлектора антенны Ka-частотного

диапазона диаметром 800 мм при помощи модульной сканерной платформы

высокого класса ROMER Absolute Arm 7520 SE и лазерного сканера Hexagon

Metrology CMS 108. Величина СКО опытного образца рефлектора не должна

превышать 0,25 мм. Приведенная координатно-измерительная установка

обеспечивает высокую скорость проведения измерений изделий диаметром до 2

м при суммарной погрешности не превышающей ±0,053 мм.

Облако точек совмещается с эталонной моделью, в результате чего

становится возможным проведение автоматического 3D-анализа СКО рабочей

поверхности рефлектора встроенными в ПО Geomagic средствами.

Количественные значения величины отклонения в произвольной точке могут

быть получены при помощи аннотирования программными средствами.

На рисунке 1 приведены примеры получаемых изображений: облако

точек (а), карта обмера (б), дополнительные построения (в) и карта обмера с

номерами меридианов (г) (пример результатов контроля приведен в таблице 1,

где фактическое СКО составляет 0,17 мм).

305

Рисунок 1 – Примеры результатов сканирования и анализа отсканированной

поверхности рефлектора относительным методом

Таблица 1 - Пример сводной таблицы данных по контролю отклонения

геометрии поверхности рефлектора от теоретического профиля

Номера

секторов

Пояса рефлектора

I II III IV V

1 -0,52 -0,47 -0,10 -0,15 0,07

2 0,10 0,13 -0,05 -0,29 -0,04

…

12 -0,02 0,10 0,08 0,09 0,11

Приведенные в данной работе методические основы неразрушающего

контроля интегрального показателя целевого функционирования поверхности

зеркала антенны предоставляют исчерпывающую информацию о качестве

геометрии рефлектора. Обоснована применимость методики благодаря

мобильности установки и малым затратам времени, что позволяет производить

306

оперативный межоперационный контроль стабильности геометрических

параметров.


1. ГОСТ Р 51138-98 Антенны передающие стационарные станций

телевизионного и радиовещания диапазонов ОВЧ и УВЧ. Классификация.

Технические требования. Методы измерений.

2. ГОСТ Р 51269-99 Антенны приемные телевизионного и звукового

радиовещания в диапазонах ОВЧ и УВЧ. Общие технические требования.

3. ГОСТ РВ 20.39.304-98 Требования стойкости к внешним

воздействующим факторам.

4. Методика оценки формы радиоотражающей поверхности

крупногабаритного трансформируемого рефлектора космического аппарата /

Н.Н. Голдобин. Красноярск: Вестник СибГАУ 1. 2013.

5. Математические методы, используемые для оценки точности

положения и формы крупногабаритного рефлектора космического аппарата /

Н.Н. Голдобин. Красноярск: Вестник СибГАУ 2. 2014.

6. Технология измерений формы отражающей поверхности космических

рефлекторов / А.В. Азин. Томск, 2010.

307

Волоконно-оптическая линия связи с использованием

электрооптического модулятора для передачи сигналов опорной

частоты 1В. М. Владимиров, 2А. В. Многогрешнов, 3М.Ю. Реушев, 4Н.В. Носырева,

5С.Л. Никитин

1Зам. председателя Президиума КНЦ СО РАН, д.т.н. 2Инженер ООО «НПФ Электрон»

3Доцент кафедры ФиЛТ Сибирского федерального университета, к.ф.-м.н. 4Магистрант Сибирского государственного аэрокосмического университета

им. Академика М.Ф. Решетнева, техник ООО «НПФ Электрон» 5Инженер ООО «НПФ Электрон» (г. Красноярск)

Начиная с 2005 года, в волоконно-оптических линиях связи (ВОЛС)

используют внешние модуляторы (ВМ). Прежде всего, это электрооптические

модуляторы (ЭОМ) и модуляторы электроабсорбционного типа (ЭАМ). Такие

модуляторы, являются пассивными элементами ВОЛС, что приводит к

уменьшению потерь по сравнению с линиями, использующими

полупроводниковые лазеры (ППЛ) с прямой модуляцией. Соответственно,

ВОЛС с использованием ВМ могут быть с успехом применены для передачи

сигналов опорных частот от стандартов частоты и времени в сфере наземного

сегмента навигационной аппаратуры.

В лаборатории оптических технологий отдела радиотехники и

электроники при КНЦ СО РАН была создана модель ВОЛС с использованием

ЭОМ MXAN-LN-20 фирмы Photline technologies (USA). В качестве контроллера

рабочей точки (КРТ) ЭОМ использовалось разработанное в этой же

лаборатории устройство. Структурная схема ВОЛС представлена на рисунке 1.

Источник излучения ПРД – модуль LDI-FP-1310-10/50 фирмы LasersCom (г.

Минск, республика Беларусь). Приемник излучения ПРМ – модуль OZ 450 Rx,

фирма Optical Zone (USA). Функциональная схема (ФС) КРТ для ЭОМ,

выполненного по схеме интерферометра Маха-Цендера (ИМЦ) была 308

реализована на базе следующих элементов: ФД 1, ФД 2 – фотодиоды; ФНЧ 1,2

– фильтры низкой частоты; ∑ – сумматор сигналов; ПИ – пропорционально-

интегральный регулятор; ПЗ – переключатель зон квадратуры линейного

участка передаточной функции ИМЦ Quad (+) или Quad ( ). ФС КРТ

обеспечивала формирование ошибки отклонения от заданного значения

напряжения смещения рабочей точки Uсм с целью устранения ошибки путем

подачи, соответствующего напряжения на дополнительные электроды ИМЦ.

Рисунок 1 – Структурная схема ВОЛС

В ходе испытаний были проведены исследования стабильности передачи

сигнала опорной частоты 100 МГц от стандарта частоты Ч1-75 при помощи

ВОЛС с длиной волоконного кабеля 500 м. При помощи компаратора

VCH-315 проводились суточные измерения величины среднеквадратичного

двухвыборочного отклонения (СКДО). Результаты измерений приведены на

рисунке 2. Значения СКДО, полученные с использованием ВОЛС сравнивались

с эталонными значениями, которые были получены путем подачи сигнала от

Ч1-75, на входы х и у компаратора VCH -315 с использованием 3 дБ делителя

мощности.

309

Рисунок 2 – Результаты измерений СКДО

Как можно увидеть из рисунка 2, значения СКДО, практически не

отличаются между собой, что свидетельствует о том, что разработанная модель

ВОЛС, практически полностью имитирует радиочастотный кабель и может

быть использована в системах наземного сегмента навигационной аппаратуры.

Методы расширения полосы рабочих частот пленочных СВЧ

аттенюаторов П.Г. Богомолов

начальник сектора, аспирант

АО «НИИ измерительных приборов – Новосибирский завод имени

Коминтерна» (АО «НПО НИИИП-НЗиК») (г. Новосибирск)

В статье проведён анализ существующих методов реализации

широкополосных СВЧ аттенюаторов, кратко рассмотрены их достоинства и

недостатки. Обсуждаются проблемы, возникающие при увеличении входной

мощности и расширении полосы рабочих частот согласованных аттенюаторов.

На основе сопоставления различных технологий сделан вывод о

перспективности построения СВЧ аттенюаторов на планарных плёночных

резисторах, расположенных на диэлектрическом основании из бериллиевой 310

керамики (BeO). Для существенного расширения полосы рабочих частот

предложено СВЧ аттенюаторы большой мощности реализовывать в виде

каскадного включения маломощных согласованных Т-образных или П-

образных резистивных структур, встроенных в фильтр нижних частот. Однако

в этом случае появляется проблема неравномерности распределения

рассеиваемой мощности по каскадам, поскольку при одинаковых

коэффициентах передачи в первом каскаде рассеивается самая большая

мощность. Следовательно, этот каскад должен иметь большую площадь

пленочных резисторов. При этом за счет большой паразитной емкости

пленочных резисторов уменьшается полоса рабочих частот первого каскада.

Это приводит к уменьшению полосы рабочих частот всего аттенюатора в

целом. Таким образом, в многокаскадных аттенюаторах рассеиваемая СВЧ

мощность и полоса рабочих частот однозначно связаны между собой. В данной

работе исследованы частотные свойства аттенюаторов, выполненных на основе

многокаскадного включения согласованных Т-образных и П-образных структур

с коэффициентами передачи, обеспечивающими одинаковую мощность

рассеивания СВЧ сигнала в каждом каскаде:

,)1()1(

)()(

+−+⋅−

−+⋅=

nNKnnNKn

nKp

p

(1)

где K(n) – коэффициент передачи по мощности симметричной Т-образной

или П-образной структуры; n=1… N – текущий номер включенной каскадно

симметричной Т-образной или П-образной; Кр – результирующий коэффициент

передачи по мощности широкополосного СВЧ аттенюатора.

Основным результатом данной работы является разработка и

исследование частотных свойств многокаскадных пленочных СВЧ

аттенюаторов на уровень мощности входного СВЧ сигнала 2-3 кВт с полосой

рабочих частот 0-2,7 ГГц.

311

Перспективный материал для спиновой электроники Fe3Si:

характеризация магнитных свойств методом ФМР 1М.В. Рауцкий, 1,2А.С. Тарасов, 1,2А.В. Лукьяненко, 1,2Н.В. Волков

1Институтфизикиим.Л.В. Киренского, Сибирского отделения

Российской академии наук 2Сибирский Федеральный Университет, Институт Инженерной Физики и

Радиоэлектроники (г. Красноярск)

За годы развития, в спинтронике уже успели сформироваться отдельные

направления. Одним из наиболее перспективных направлений по праву можно

считать полупроводниковую спинтронику, основное преимущество которой

заключается в упрощении процесса интегрирования спинтроники в

классическую электронику.

Однако создание устройств спинтроники на базе полупроводников

сталкивается с рядом технических проблем, среди которых можно выделить

проблему спиновой инжекции в полупроводник. Один из способов решения,

это использование магнитных полупроводников, что решает проблему создания

спиновой поляризации [2]. Но, все известные на сегодняшний день магнитные

полупроводники на основе Si, Ge или GaAs обладают очень низкой

подвижностью носителей заряда, что неприемлемо для электронных устройств.

В качестве альтернативы рассматриваются гибридные туннельные

структуры ферромагнитный метал/ полупроводник, однако спиновый

транспорт в таких структурах очень чувствителен к качеству интерфейсов.

Крайне перспективными оказались структуры типа Fe3Si/Полупроводник, так

как Fe3Si является ферромагнетиком с Тс~840К и спиновой поляризацией ~45%,

кроме того, для Fe3Si уже продемонстрирована возможность спиновой

инжекции в GaAs при комнатной температуре [3].

Структура Fe3Si была получена методом термического испарения в

сверхвысоком вакууме на допированной бором атомарно чистой подложке

Si(111). Измерения намагниченности проводились на установке MPMS-5 312

(Quantum Design), измерение спектров ферромагнитного резонанса (ФМР) были

выполнены на спектрометре ELEXSYSE580 (Brucker) на частоте 9,43 ГГц.

На рисунке 1а представлено изображение поперечного сечения структуры

Fe3Si/Si(111), полученного с помощью электронного просвечивающего

микроскопа высокого разрешения.

Рис.1. Изображение поперечного сечения структуры Fe3Si/Si(111) (а).

Намагниченность структуры Fe3Si/Si(111) при температуре 300К (б)

Анализ изображения подтверждает эпитаксиальную структуру пленки

Fe3Si с ориентацией Si[111]||Fe3Si[111]. Измерения намагниченности структуры

Fe3Si/Si(111) выявило наличие однонаправленной анизотропии в плоскости

пленки величина которой, при температуре 300К, составила 12 Ое (Рис.1а.). С

понижением температуры поле однонаправленной анизотропии уменьшилось

до 5 Ое при 5К.

Для установления природы однонаправленной анизотропии нами были

получены ориентационные зависимости параметров спектров ФМР в

зависимости от ориентации магнитного поля в плоскости пленки при

температуре 300К, на которых обнаружилось две линии поглощения. Типичный

вид спектра представлен на рисунке 2а.

а) б)

б)

а)

313

Рис.2. Спектр ФМР структуры Fe3Si/Si(111) при температуре 300К (а). Угловая

зависимость резонансного поля Лоренцевской линии в спектре ФМР

структуры Fe3Si/Si(111) (б).

Наилучшее моделирование было получено для двух линий Лоренс плюс

Гаусс. При этом, слабая линия, описываемая Гауссианом, оказалась изотропной

и не менялась при изменении ориентации магнитного поля. В то время как

угловая зависимость резонансного поля Лоренцевской линии выявила наличие

анизотропии типа легкая ось с величиной поля анизотропии Ha=21 Oe и

однонаправленной анизотропии направленной величина поля которой

составила Hua=11 Oe (Рис. 2б). Величина намагниченности насыщения,

определенная из ориентационной зависимости резонансного поля, составила

Мs=638 Гс. Данное значение хорошо согласуется с магнитостатическими

измерениями. Угол между одноосной и однонаправленной анизотропией

составляет 60о. Наиболее вероятной причиной наличия однонаправленной

анизотропии может быть напряжение между пленкой и подложкой вследствие

не соответствия межатомных расстояний. Об этом свидетельствует совпадения

направления анизотропии с направлением основных осей подложки Si(111).

Из транспортных измерений определено удельное сопротивление,

которое при комнатной температуре составляет 1,38х10-6 Ом*м. Температурная

зависимость удельного сопротивления имеет металлический характер и хорошо

а) б)

314

согласуется данными полученными для Fe3Si на подложке GaAs(001). Таким

образом, низкое удельное сопротивление, в сочетании с высокой

намагниченностью, позволяет использовать структуры Fe3Si/Si(111) в датчиках

магнитных полей и в качестве активного материала в различных электрически

управляемых устройствах СВЧ дипазона.


1. N. Okamoto et al. Nature Materials, V. 13, (2014) 932–937.

2. H. Ohno. J. Appl. Phys., V. 113, (2013) 136509.

3. A. Ionescu, C. A. F. Vaz, T. Trypiniotis et al. Phys. Rev. B, V.71, (2005)

094401.

Драйвер на основе лавинного S-диода для питания

полупроводникового лазера В. В. Копьев

Лаборант, Лаборатория функциональной электроники РФФ,

Томский государственный университет (г. Томск)

Лавинный S-диод является полупроводниковым прибором, на обратной

ветви ВАХ которого наблюдается участок отрицательного дифференциального

сопротивления [1-3]. Он используется в импульсных источниках питания

полупроводниковых лазеров, мощных полупроводниковых светодиодов,

диодов Ганна и в системах сверхширокополосной локации [2, 3]. Прибор

основан на легированном n-GaAs с глубокими акцепторными центрами [1, 4-6].

Он переключается при режиме ударной ионизации из-за неоднородного

распределения примеси [7, 8]. Этот процесс имеет низкую стабильность, что

является основным недостатком лавинного S-диода. Однако было показано, что

даже в цепи автогенератора нестабильность переключения может быть

уменьшена до сотен пикосекунд [9]. Напряжение переключения зависит от

градиента примеси в области пространства заряда и от толщины базы

315

диода [1, 6]. Характерные времена переключения S-диодов из закрытого в

открытое состояние варьируются от 0,05 до 0,50 нс при пороговых

напряжениях переключения от 50 до 1000 В.

В данной работе представлены результаты тестирования лавинного

S-диода для накачки коммерческих полупроводниковых лазеров.

Использовался S-диод с напряжением переключения 90 В (максимальный

импульсный ток - 10 А).

Известно, что использование импульсного режима накачки с короткими

длительностями импульсов, позволяет значительно повысить оптическую

мощность полупроводниковых лазеров. Часто эта проблема решается

использованием лавинных транзисторов в схеме питания лазерного диода.

Однако использование лавинного S-диода позволяет значительно повысить

оптическую мощность лазерного диода.

Драйвер работал в качестве обострителя импульсов с линией задержки. В

качестве нагрузки использовался лазерный диод на основе InGaN/GaN,

излучающий на длине волны 405 нм. Согласно данным технического описания

лазера максимальная оптическая мощность составляет 250–450 мВт (LD Nichia

NDV4642VFR). Для измерения формы оптических и электрических импульсов

использовались осциллограф LeCroy104Xs (полоса пропускания – 1 ГГц) и

кремниевый PIN-диод со временем отклика 2 нс.

На рисунке 1 показаны формы электрических и оптических импульсов.

Было обнаружено, что спад оптического импульса составляет около 8 – 10 нс и

имеет одинаковое значение для различной длины линии задержки. Как

показано на рисунке 2, уменьшение длины линии задержки приводит к резкому

снижению амплитуды оптического импульса, а для длительности линии

задержки в 2 нс, оптическая генерация не наблюдается. Очевидно, сильную

зависимость мощности импульсов в наносекундном диапазоне, можно

объяснить перезарядкой емкости лазерного диода и временем жизни носителей

заряда в активной области диода.

316

При длительности импульсов t > 15 нс наблюдалось девятикратное

увеличение мощности импульсов полупроводникового лазерного диода.

Эксперименты показали, что при длительности импульсов 15 – 20 нс и частотой

90 кГц наблюдается устойчивая генерация оптических импульсов без

катастрофического ухудшения характеристик лазерного диода.

Рис. 1. Форма электрических (слева)

и оптических (справа) импульсов

Рис. 2. Зависимость оптической

мощности от длительности импульса


1. Prudaev I.A., Khludkov S.S., Skakunov M.S. et. al. // Instruments and

Experimental Techniques. – 2010. – V. 53. – P. 530.

2. Ильюшенко В. И.,. Авдоченко Б. И, Баранов В. Ю. Пикосекундная

импульсная техника. – М.: Энергоатомиздат, 1993.

3. Каримбаев Д. Д., Коретский А. В. и др. // Электронная

промышленность. – 1993. – Т. 9. – С. 62-70.

4. . Prudaev I. A., Khludkov S. S. // Russian Physics Journal. – 2008. – V. 51.

– P. 1391-1395.

5. Ardyshev M. V., Prudaev I. A., Tolbanov O. P. et. al. // Inorganic

Materials. – 2008. – V. 44. – 9. – P. 918-921.

6. Prudaev I. A., Khludkov S. S. // Russian Physics Journal. – 2009. – 52,

- P. 163-169.

317

7. Khludkov S. S., Prudaev I. A., Novikov V. V. et. al. // Semiconductors. –

2010. – . 44. – P. 1009-1011.

8. Prudaev I. A., Khludkov S. S., Gutakovskii A. K. et. al. // Inorganic

Materials. – 2012. – V. 48. - . 2. – P. 93-95.

9. . Prudaev I. A., Skakunov M. S., Tolbanov O. P. et. al. // Instruments and

Experimental Techniques. – 2011. – . 54. – P. 521-523.

Частотно-зависимые магнитотранспортные свойства диодов

Шоттки изготовленных на основе гибридных структур Fe3Si/p-Si 1,2А.С. Тарасов, 1М.В. Рауцкий, 1,2А.О. Густайцев, 1,2А.В. Лукьяненко, 1,2И.А.

Бондарев, 1,3С.Н. Варнаков, 1,2Н.В. Волков

1Институт физики им.Л.В Киренского, СО РАН (г. Красноярск) 2Сибирский Федеральный Университет (г. Красноярск)

3Сибирский государственный аэрокосмический университет (г. Красноярск)

Интерес к исследованию явлений спин-зависимого электронного

транспорта в магнитных наноструктурах связан в первую очередь с

перспективами создания принципиально нового класса электронных устройств

– устройств спинтроники. При этом одно из самых привлекательных и

многообещающих направлений исследований в спинтронике – это спин-

поляризованный транспорт в многослойных гибридных наноструктурах,

состоящих из магнитных слоев и слоев немагнитных полупроводников. Такие

структуры объединяют огромный потенциал традиционной полупроводниковой

электроники с потенциалом магнитных материалов. В настоящее время одной

из основных тенденций в области спинтроники является поиск материалов и

структур для новых устройств. Ферромагнитный (ФМ) силицид Fe3Si является

отличным кандидатом для использования в устройствах спинтроники в

качестве ФМ электрода, поскольку он обладает высокой температурой Кюри

318

(~800 K), спиновой поляризацией ~45% [1], а также может быть эпитаксиально

выращен на полупроводниковых подложках Ge [2], GaAs [3] или Si [4].

В этой работе мы представляем результаты исследований

магнитотранспортных свойств структуры Fe3Si/p-Si, которая представляет

собой диод с барьером Шоттки. Обнаружено сильное влияние магнитного поля

на импеданс устройства (рисунок 1(а)). Особенности температурной

зависимости позволяют наблюдать как положительный (200%), так и

отрицательный (-70%) эффект гигантского магнитоимпеданса посредством

выбора температуры (рисунок 1(б)).

Рисунок. 1. (а) Температурные зависимости действительной и мнимой частей

импеданса на частотах 1кГц и 10кГц в нулевом магнитном поле в поле 1Т.

(б) Полевые зависимости действительной части импеданса при различных

температурах на частоте 1кГц.

Ранее мы уже наблюдали необычные магнитотранспортные свойства в

простейших устройствах на основе гибридных структур на полупроводниковых

подложках p- и n-типа, Fe/SiO2/p-Si и Fe/SiO2/n-Si [5-7]. Эффект реализуется

благодаря наличию поверхностных состояний на интерфейсе, которые

участвуют в процессах перезарядки при воздействии на структуру переменного

напряжения. Действие магнитного поля сводится, главным образом, к сдвигу

энергетических уровней поверхностных состояний.

а) б)

319

Работа выполнена при финансовой поддержке РФФИ (проекты 14-02-

31156 и 14-0200234), стипендии Президента Российской Федерации (СП-

152.2015.5), Красноярского краевого фонда поддержки научной и научно-

технической деятельности.


1. K. Hamaya, K. Ueda, Y. Kishi, Y. Ando, T. Sadoh, and M. Miyao. Appl.

Phys. Lett. 93 (2008) 132117.

2. Y. Maeda and T. Jonishi. Appl. Phys. Lett. 91 (2007) 171910.

3. H. Vinzelberg, J. Schumann, D. Elefant, E. Arushanov, and O. G. Schmidt.

J. Appl. Phys. 104 (2008) 093707.

4. I.A. Yakovlev, S.N. Varnakov, B.A. Belyaev, S.M. Zharkov, M.S.

Molokeev, I.A. Tarasov, S.G. Ovchinnikov. JETP Letters V. 99, I. 9 (2014) 527-530.

5. N.V. Volkov, A.S. Tarasov, E.V. Eremin, A.V. Eremin, S.N. Varnakov,

and S.G. Ovchinnikov. J. Appl. Phys. 112 (2012) 123906.

6. N.V. Volkov, A.S. Tarasov, E.V. Eremin, F.A. Baron, S.N. Varnakov, S.G.

Ovchinnikov. J. Appl. Phys. 114 (2013) 093903.

7. N.V. Volkov, A.S. Tarasov, D.A. Smolyakov, A.O. Gustaitsev, V.V.

Balashev, and V.V. Korobtsov. Appl. Phys. Lett. 104 (2014) 222406.

Интегральный источник опорного напряжения с двойной

стабилизацией и компенсацией технологического разброса 1Р.Р. Фахрутдинов, 2К.В. Мурасов, 3Р.А. Вольф, 4С.А. Завьялов,

5А.Н. Лепетаев

1Инженер; 2К.т.н., м.н.с.; 3М.н.с.; 4К.т.н., доцент; 5К.т.н., доцент

ФГБОУ ВПО «ОмГТУ» (г. Омск)

Источники опорного напряжения являются важной частью большинства

современных аналоговых и аналогово-цифровых устройств. Одной из самых

320

распространенных схем источников опорного напряжения, является источник с

напряжением, равным ширине запрещенной зоны транзистора. Данный

источник мало подвержен воздействию изменения свойств элементов при

технологическом разбросе, что обусловлено простотой схемы, но имеет низкую

температурную стабильность, порядка 20..30 ppm/0C в диапазоне температур

-40…850 С, для лучших экземпляров [1].

Для получения большей температурной стабильности необходимо

компенсировать нелинейность изменения напряжения база-эмиттер

биполярного транзисторах [2], т.е. применять компенсацию высоких порядков.

Основной недостаток схем с компенсацией высоких порядков

заключается в сильной зависимости качества согласования компенсирующих

компонент напряжения, а, следовательно, и температурной стабильности от

параметров элементов, которые могут изменяться от экземпляра к экземпляру

при производстве, поэтому такие схемы нуждаются в схемах компенсации

технологического разброса.

Одним из способов введения компенсации второго порядка является

способ, предложенный в [3].

Суть способа заключается в суммировании напряжений с компенсацией

первого порядка от двух источников, имеющих разный характер зависимости

выходного напряжения от температуры.

Подстройка согласования в данном случае осуществляется изменением

сопротивления резистора одного из выходов источников компонент, поскольку

изменение в широких пределах сопротивления этого резистора позволяет

сохранить работоспособность схемы, в отличии от резисторов, находящихся в

плечах РТАТ – генераторов, в то же время для подстройки достаточно

регулировки только одного плеча.

Изменение наклона характеристики соответствует изменению

абсолютного значения напряжения, поэтому для компенсации данного явления

необходимо ввести зависимость сопротивления резистора от абсолютного

значения выходного напряжения. 321

Таким образом, после согласования нестабильность опорного напряжения

не превышает 1,5 ppm/0C в диапазоне температур -40…850. Шум в полосе

1Гц…10ГГц составляет 103 мкВ/√Гц, что не превышает нестабильности при

изменении температуры.


1. Li Y. High-Order Curvature-Compensated Bandgap Reference A Sub-1ppm

/ Li Y/, Wu J., Huang Z., Gao Z.“ //IEEE APCCAS.pp. 1204- 1207, Dec.2008.

2. Tsividis Y. P., Accurate analysis of temperature effects in IcT-IBE

characteristics with application to bandgap reference sources/ Tsividis Y.P. // IEEE J.

Solid-state Circuits, vol. 15, pp. 1076-1084, Dec. 1980.

3. Li Y. A 0.6 ppm/°C Current-Mode Bandgap with Second-OrderTemperature

Compensation/Li Y., Wang Y., Yan N., Tan X., Min H.// State Key Lab of ASIC &

System, Fudan University, Shanghai 200433, China.

Низкотемпературные электрические характеристики

светодиодов на основе AlGaInP В. Л. Олейник

Инженер, Лаборатория функциональной электроники РФФ, Национальный

исследовательский Томский государственный университет (г. Томск)

Светодиоды изготовленные из соединений AlGaInP используются в

качестве источников света в диапазоне длин волн 580–650 нм. Активная область

светодиодов состоит из множественных квантовых ям (МКЯ), а внешний

квантовый выход коммерческих образцов достигает 40–60% [1]. В работе [2]

установлено, что при Т = 210–390 К вольт-амперные характеристики (ВАХ)

светодиодов с МКЯ из AlGaInP имеют сложную форму, что объясняется

влиянием разных механизмов рекомбинации. Ограничение тока наблюдается из-

за последовательного сопротивления контактов или пассивных областей

светодиода при плотности тока j > 0,2–0,4 А/см2 [2, 3]. В литературе 322

отсутствуют экспериментальные данные по электрическим характеристикам при

температурах Т < 210 К.

Образцы и методика эксперимента

В работе исследовались ВАХ "красных" светодиодов с разным числом

квантовых ям 10 и 20. Также использовалась методика спектроскопии

адмиттанса для оценки энергии активации ловушек в активной области

светодиода: измерялись температурные зависимости электрической ёмкости и

проводимости от частоты. Конструкция исследуемых светодиодов приведена в

[4]. Площадь светодиода составляла 1 мм2, ширина квантовых ям ≈ 7 нм, а

толщина барьеров ≈ 10 нм. Активные области исследуемых образцов не

легировались (i-типа). Измерения ВАХ проводились в статическом и

импульсном режимах при температурах T = 17–350 К с использованием

криостата замкнутого цикла Janis CCS-300S/204 HT, источника измерителя

Keithley 2636 и осциллографа LeCroy104Xs. Ёмкостные измерения проводились

с использованием RLC-метра Agilent E4980A при частотах от 20 Гц до 2 МГц с

постоянными смещениями +1 и +1,7 В и тестовым сигналом 40 мВ.

Результаты эксперимента

Прямая ветвь ВАХ определяется процессами безызлучательной и

излучательной рекомбинации носителей заряда, что соответствует предыдущим

результатам [2]. При низких температурах (Т < 100–150 K) наблюдается

ограничение тока, которое приводит к повышению прямого напряжения до 8–10

В при силе тока I = 300 мА. Это ограничение связано с последовательным

сопротивлением пассивных областей светодиодов или сопротивлением

контактов и оно приводит к резкому увеличению коэффициента неидеальности

до n = 6–10 в выражении для прямой ветви ВАХ:

⋅⋅⋅−⋅

⋅=Tkn

RIUeII )(exp0 , (1)

где е – элементарный заряд, k – постоянная Больцмана, R – последовательное

омическое сопротивление, слабо зависящее от температуры, I0 = I0(T).

323

Похожее поведение ВАХ было обнаружено для светодиодных

гетероструктур с МКЯ, выращенных на основе нитридов, оно объяснено

падением напряжения на области с МКЯ [5-7]. В связи с этим следует ожидать

усиления ограничения тока для образцов с большим числом квантовых ям (КЯ).

Это согласуется с нашими экспериментальными результатами (рис. 1).

На рисунке 1 представлены ВАХ для двух типов светодиодов при низких

температурах (Т < 100 К). Для светодиодов с 20 КЯ эффект ограничения тока

выражен сильнее. Для объяснения этого результата, необходимо использовать

модель, которая будет включать в себя прыжковый перенос носителей заряда в

барьере с последующей их релаксацией в квантовых ямах. В этой модели

перенос при низких температурах заряда в области с МКЯ осуществляется с

низкой подвижностью. При повышении температуры прыжковый перенос

сменяется диффузионным транспортом в разрешенных зонах.

На рисунке 2 представлены типичные зависимости электрической ёмкости

от частоты при различных температурах. Наблюдаются две ступеньки,

смещающиеся по частоте в зависимости от температуры и, предположительно,

связанные с активацией двух различных типов ловушек, которые близки к

энергии ионизации донора и уровня квантования, соответственно (10 и 170 мэВ).

Однако, эти значения являются эффективными, так как зависят от температуры,

что может быть объяснено прыжковой проводимостью при низких

температурах [7].

324

Рис. 1. Низкотемпературные ВАХ для

светодиодов с различным количеством

квантовых ям

Рис. 2. Зависимости ёмкости от

частоты при различных

температурах

CПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Gessmann T.H., Schubert E.F. High-efficiency AlGaInP light-emitting

diodes for solid-state lighting applications // J. Appl. Phys. 2004. V. 95. P. 2203.

2. Prudaev I.A., Skakunov M.S., et. al. Recombination Currents in Light-

Emitting Diodes based on (AlxGa1–x)0.5In0.5P/(AlyGa1–y)0.5In0.5P Multiple Quantum

Wells // Russian Physics Journal. 2013. V. 56. P. 898.

3. Chen N.C., Yang Y.K., et. al. Forward current-voltage characteristics of an

AlGaInP light-emitting diode // J. Appl. Phys. 2007. V. 102. P. 043706.

4. Marmalyuk А.А., Gorlachuk P.V., et. al. Electroluminescence Spectra of

“Red” LED AlGaInP/GaAs Structures // Russian Physics Journal. 2013. V. 56. P.

894.

5. Prudaev I.A, Ivonin I.V., et. al. Current limitation in A3 B5 nitride light-

emitting diodes under forward bias // Russian Physics Journal. 2012. V. 54. P. 1372.

6. Prudaev I.A., Golygin I.Yu., et. al. Influence of temperature on the

mechanism of carrier injection in light-emitting diodes based on InGaN/GaN multiple

quantum wells // Semiconductors. 2013. V. 47. P. 1382.

325

7. Prudaev I.A., Tolbanov O.P., et. al. Low-temperature transport of charge

carriers in InGaN/GaN multiple quantum well light-emitting diodes // Status Solidi

A. 2014. DOI 10.1002/pssa.201431646.

Оптимальная линейная обработка сигналов в модуляторе и

демодуляторе для беспроводного канала связи К. А. Батенков

Сотрудник

Академия ФСО России (г. Орёл)

Для беспровосдных систем характерно значительное влияние

межсимвольной интерференции на передаваемые сигналы. В тоже время, не

столь пагубное воздействие замираний сигнала вследствие частотной

зависимости коэффициента передачи канала по сравнению с узкополосными

системами позволяет рассчитывать на рост надежности связи. С целью оценки

технического эффекта от применения полученных линейных операторов

модуляции и демодуляции проведено вычисление матриц модуляции и

демодуляции для исследуемого случайного линейного фильтрового канала

связи с аддитивным гауссовским шумом с использованием пакета MathCad. В

качестве канала связи рассматривался канал с импульсной характеристикой

идеального фильтра высоких частот в диапазоне от 1 ГГц до 1,1 ГГц и

аддитивным белым гауссовским шумом. Полученные зависимости

демонстрируют наличие энергетического выигрыша, достигающего величин

порядка 0,68 дБ, оптимального модулятора относительно стандартного.

Известно [1, 2, 3, 4, 5], что наиболее популярные существующие, а так же

перспективные беспроводные системы связи используют достаточно широкую

полосу частот для передачи сигналов по радиоканалу. Вызвано это, прежде

всего, значительными скоростями передачи данных, а так же схемами

множественного доступа.

326

Следовательно современные беспроводные системы существенно

отличаются от узкополосных и обладают рядом специфических свойств. Так,

для беспроводных систем характерно значительное влияние межсимвольной

интерференции на передаваемые сигналы, но в тоже время, не столь пагубное

воздействие замираний сигнала вследствие частотной зависимости

коэффициента передачи канала по сравнению с узкополосными системами

позволяет рассчитывать на рост надежности связи.

Подобные свойства достаточно хорошо описываются моделью

случайного линейного фильтрового канала связи c аддитивным шумом [6, 7, 8].

Сигнал на выходе такой модели x'(t') определяется как сумма свертки сигнала

на входе x(t) и ее импульсной характеристики h(t,t'), которая в данном случае

оказывается случайной функцией двух аргументов, и некоторого шума n(t'):

( ) ( ) ( ) ( )'','' tndttxtthtxt

+= ∫ .

При этом подразумевается, что в представлении системной

характеристики канала пространственная координата r всего одна и для

простоты ее описание опущено. Кроме того, подобный канал является

линейным при нулевых начальных условиях, а следовательно учитываемое

число слагаемых ряда Вольтерра всего одно. В тоже время импульсная

характеристика случайна, а значит, она представима в виде произведения:

( ) ( ) ( )'', 0 tthttth −⋅α= ,

где α(t) – случайная функция, описывающая замирания в канале, (далее –

функция замираний); h0(t – t') – детерминированная функция, описывающая

искажения в канале, вызванные его частотной селективностью, (далее –

функция искажений);

Синтез дискретного отображения подобного непрерывного канала связи

(более детально – совместно модулятора и демодулятора) осуществляется в

соответствии с критерием минимума среднеквадратической ошибки между

327

сигналами на входе и на выходе образуемого дискретного канала при

ограничении на энергию передаваемых сигналов [9, 10, 11]. С целью оценки

технического эффекта от применения полученных линейных операторов

модуляции и демодуляции проведено вычисление матриц модуляции и

демодуляции для исследуемого случайного линейного фильтрового канала

связи с аддитивным гауссовским шумом с использованием пакета MathCad. В

качестве канала связи рассматривался канал с импульсной характеристикой

идеального фильтра высоких частот в диапазоне от 1 ГГц до 1,1 ГГц и

аддитивным белым гауссовским шумом. В качестве параметров замираний

использовались коэффициенты разложения функции замираний α(t) по системе

базисных функций ψ(t): ( ) ( )∫ ψα=αt

ii dttt , ∞= ,1i .

При этом предполагается их статистическая независимость друг

относительно друга и распределенность по одинаковому закону Накагами [7]:

( ) ( )Ω

κα−κ

κ

α α

Ωκ

κΓ=αω 21

22

222 e , 0≥α , (1)

где ( )2α=Ω M – начальный момент второго порядка распределения

Накагами; κ – параметр замираний [4].

Следует пояснить, что для краткости в (1) индекс у коэффициента

замираний опущен, то есть ( ) ( ) ( )αω=αω=αω ααα ji, ∞= ,1, ji .

В работе рассматривается вариант Ω = 1 и три различных значения

параметра замираний κ – 1, 2 и 10. При κ = 2 коэффициенты замираний

оказываются распределенными по закону Релея [4, 7]. Меньшая величина κ = 1

приводит к более протяженным хвостам распределения, а так же к высокой

вероятности близких к нулю значений коэффициента замираний, то есть

подобное распределение соответствует более нестабильному каналу (глубокие

замирания). Увеличение параметра замираний до κ = 10 существенно

укорачивает хвосты распределений, а кроме того, делает дрожания

328

коэффициента замираний достаточно локализованными в области единичных

значений. В результате данные статические свойства оказываются

сопоставимыми с характером мелких замираний. Естественно, что дальнейший

рост параметра замираний κ в пределе до бесконечности формирует дельта

образное распределение, соответствующее детерминированной величине

равной единице, а следовательно и случайный канал вырождается в канал связи

с постоянными параметрами.

Длительность тактового интервала составляет 100 мкс. При этом в

качестве системы базисных функций ψ(t) использованы гармонические

колебания, согласованные по полосе пропускания с каналом связи. Число

отсчетов (комбинаций базисных функций) для вычисления оптимальных

операторов модуляции равно 4. При этом естественно, что число отсчетов

равное 1 соответствует случаю фиксированных стандартных гармонических

несущих, которые и использованы в работе в качестве аналога.

Предполагалось, что энергия сигналов (точек сигнальных созвездий),

поступающих на вход модулятора равна единице.

В работе были получены зависимости отношения сигнал–помеха на

выходе демодулятора γ' от отношения средней энергии к спектральной

плотности шума γ0 при единичной спектральной плотности аддитивного шума,

представленные на рисунке 1.

329

Рисунок 1 – Зависимость отношения сигнал–помеха на выходе демодулятора γ'

от отношения средней энергии к спектральной плотности шума γ0 при

оптимальной линейной модуляции и модуляцией гармоническими несущими в

условиях оптимальной линейной демодуляции для случая передачи

одномерных двухпозиционных амплитудно-модулированных сигналов

Данные зависимости демонстрируют наличие энергетического

выигрыша, достигающего величин порядка 0,68 дБ, оптимального модулятора

относительно стандартного. Причем наибольший энергетический выигрыш

(аналогично среднеквадратическому отклонению) наблюдается в области

средних отношений средней энергии к спектральной плотности шума γ0 ~ 10–

30 дБ.

Так, при сопоставимости энергий передаваемых сигналов и аддитивного

шума (γ0 ≈ 0 дБ) наибольшее влияние на надежность передачи информации

оказывает именно аддитивный шум, а мультипликативная помеха достаточно

слаба, поскольку мала и энергия передаваемых сигналов. В результате

варьирование формы передаваемых сигналов вызывает незначительный эффект

0 10 20 30 40

20

40

60

, дБ0γ

κ = 10

κ = 2

κ = 1

стандартные несущие

оптимальные линейные несущие

'γ , дБ

0,63 дБ

0,68 дБ

0,66 дБ

330

(порядка 0,1 дБ), усиливающийся по мере роста отношения средней энергии к

спектральной плотности шума γ0. Однако при значительной энергии

передаваемых сигналов (γ0 > 30 дБ) роль замираний оказывается

господствующей, а влияние аддитивного шума ничтожным. В итоге ни

варьирование формы сигнала, ни дальнейшее увеличение его энергии не

приводит к снижению среднеквадратического отклонения и как следствие

зависимость между отношениями сигнал–помеха на выходе демодулятора γ' и

средней энергии к спектральной плотности шума γ0 становиться линейной.

Кроме того, технические эффекты и оптимальной модуляции и стандартной

оказываются сопоставимыми.

Следует так же отметить снижение среднеквадратической ошибки

вследствие стабилизации коэффициента передачи канала связи и как результат

– увеличение отношения сигнал–помеха на выходе демодулятора γ' при

заданной средней энергии к спектральной плотности шума γ0.


1. Ali-Yahiya T. Understanding LTE and its Performance / Tara Ali-Yahiya. –

NY : Springer, 2011. – 250 p.

2. MIMO-OFDM for LTE, WiFi, and WiMAX : coherent versus non-coherent

and cooperative turbo-transceivers / L. Hanzo, J. Akhtman, L. Wang, M. Jiang. – UK

: John Wiley & Sons Ltd, 2011. – 658 p.

3. Fazel K. Multi-carrier and spread spectrum systems: from OFDM and MC-

CDMA to LTE and WiMAX / K. Fazel, S. Kaiser. – 2nd ed. – Chichester : John

Wiley & Sons Ltd, 2008. – 260 p.

4. Kaiser T. Ultra wideband systems with MIMO / Thomas Kaiser and Feng

Zheng. – Chichester : John Wiley & Sons Ltd, 2010. – 254 p.

5. Molisch A. F. Wireless communications / Andreas F. Molisch. – 2nd ed. –

Chichester : John Wiley & Sons Ltd, 2011. – 827 p.

331

6. Теория электрической связи : учеб. для вузов / А. Г. Зюко,

Д. Д. Кловский, В. И. Коржик, М. В. Назаров ; под ред. Д. Д. Кловского. – М.:

Радио и связь, 1999. – 432 с.

7. Прокис Дж. Цифровая связь / Дж. Прокис ; пер. с англ. под ред.

Д. Д. Кловского. – М. : Радио и связь, 2000. – 800 с.

8. Батенков К. А. Математическое моделирование непрерывных

многопараметрических каналов связи в операторной форме //

Телекоммуникации. – 2013. – 10. – С. 2–4.

9. Батенков К. А. Необходимые условия оптимальности операторов

модуляции и демодуляции // Многоядерные процессоры, параллельное

программирование, ПЛИС, системы обработки сигналов: сб. ст. / [сост. А.В.

Калачев, В.В. Белозерских]. – Барнаул : Барнаул, 2013. – С. 58–62.

10. Батенков К. А. Обобщенный пространственно-матричный вид

энергетических ограничений систем связи // Известия Тульского

государственного университета. Технические науки. – 2013. – 3. – С. 238–

245.

11. Батенков К. А. Дискретные отображения непрерывного канала связи

на основе обобщенного ряда Фурье // Вестник Рязанского государственного

радиотехнического университета. – Рязань : 2013. – 1 (выпуск 43). – С. 12-20.

332

Оценка изменения состояния объекта в реальном времени на

основе модели нейронной сети, реализованной в

микроконтроллере 1С.И. Клевцов, 2А.Б. Клевцова, 3Н.А. Кузьменко

1Заместитель директора по науке, к.т.н., доцент; 2Старший преподаватель; 3Студент

Институт радиотехнических систем и управления ЮФУ (г. Таганрог)

В ряде случаев оценка изменения состояния технического объекта может

быть реализована на основе поведения одного из параметров, который

наиболее значим для данного объекта [1]. Важно, чтобы эта оценка

осуществлялась в реальном времени в фоновом режиме микроконтроллером

микропроцессорного модуля, встроенного в объект. Время на оценку должно

быть незначительным, не влияющим существенным образом на выполнение

других задач. В связи с этим к модели должны быть предъявлены требования

по простоте вычисления и адаптации к особенностям микропроцессорной

обработки данных [1].

Для решения задачи оценки изменения состояния предлагается

использовать модель, построенную на базе нейронной сети Хэмминга [2,3,4].

Известно, что нейронная сеть Хэмминга реализует простой алгоритм работы,

простой алгоритм обучения. Ее емкость не зависит от размерности сигнала на

входе [2]. На вход сети подаются бинарные входные сигналы, что может быть

эффективно использовано при реализации алгоритма в микроконтроллере.

Пусть А - контролируемый дискриминирующий параметр. После АЦП-

преобразования значение параметра хранится в двоичной форме

[ ]011 ...... aaaaa ip−= , где i – номер позиции числа ia , ia =1 или 0. Введем

медианные значения [4] для параметра А в виде вектора . . Они

характеризуют различные состояния объекта. Принадлежность текущего

значения a медианному значению ia_

определяется с помощью вычисления

1

_

=

kka

333

расстояния Хэмминга [2,3,4]. Сеть Хемминга реализует классификатор,

базирующийся на наименьшей погрешности для векторов двоичных входов, где

погрешность определяется расстоянием Хемминга. Важно отметить, что в

классической версии при реализации алгоритма функционирования сети

Хемминга на стадии инициализации весовым коэффициентам первой слоя и

порогу передаточной функции присваиваются одинаковые значения [3,4].

Для задачи отслеживания изменения состояния технического объекта на

основе изменения значения одного параметра установление весов одинаковыми

для всех значений входного вектора, как это принято в традиционной модели

сети, может привести к существенной погрешности. В связи с этим необходимо

модификация сети в части структуры и определения весовых коэффициентов

слоев сети.

В рассматриваемом случае сравнения чисел каждая позиция в его

цифровом представлении имеет свое значение. Значимость каждой позиции в

цифровом представлении можно также определить двоичным числом.

Определим значимость позиции ia ее весом в представлении сигнала

[ ]0121 ... aaaaa pp −−= , т.е. i2 .

Структурная схема модифицированной сети Хэмминга после проведения

необходимых преобразований представлена на рисунке.

Процесс идентификации принадлежности к определенному состоянию

заключается в том, что исходный вектор aX , являющийся образом входного

сигнала а, К раз подается на вход сети. В результате итерационного процесса на

выходе сети получим вектор )2(B вида:

)b,...,b,...,b,b(B )2(K

)2(k

)2(2

)2(1

)2( = .

На выходе сети только один нейрон )2(обр

)2(k bb = будет с единичным

выходным сигналом, идентифицирующим текущее состояние объекта,

334

)2(KS

)1(0S)1(

kS)1(KS

)2(kS )2(

0S

)2(kb

)2(Kb )2(

0b

)1(0b)1(

kb)1(Kb ......

......

... ...

... ...

Выходной массив значений нейрона

первого слоя

)1(B

Выходной массив значений нейрона

второго слоя

)2(B

Слой 0

Слой 1

Слой 2

......

... ...... ...11g21g22g1igiig1pgppg

0a1aia1−pa

... ...

Число а(t)

1z2zizpz 0z

Слой формиро

вания сигнала

остальные значения в )2(B - нули. Каждый элемент вектора )2(B соответствует

номеру выхода нейрона.

Рисунок – Структурная схема модифицированной сети Хэмминга


1. Клевцов С.И. Прогнозирование изменений физической величины в

реальном времени с использованием линейного адаптивного фильтра.//

Известия ЮФУ. Технические науки. 2013. Т.142. 5. – С.180-185.

2. Головко В.А. Нейронные сети: обучение, организация и применение.

Книга 4.– М.: ИПРЖР, 2001- 256с.

3. Назаров А.В., Лоскутов А.И. Нейросетевые алгоритмы

прогнозирования и оптимизации систем. – СПб.: Наука и техника. 2003. - 384с.

335

4. Круглов В.В. Борисов В.В. Искусственные нейронные сети. Теория и

практика. – М.: Горячая линия – Телеком, 2001. – 382с.

Информационно-измерительные микроволновые модули

летательных аппаратов М.А. Иванов

начальник производства

ООО НПК “Радарcервис” (г. Рязань)

Разработан мощный опорный передатчик L – диапазона для

информационно-измерительных систем авионики. Передатчик обеспечивает в

полосе частот 1 – 1,55 ГГц усиление импульсного сигнала с 3 – 10 мВт до 500

Вт. Модуль передатчика одновременно обеспечивает повышенную выходную

мощность, широкополосность, высокий уровень надежности и стабильности.

Приводится структура приемопередающего модуля (ППМ) с выходной

мощностью 100 Вт, с описанием особенностей функционирования. Разброс

выходной мощности между изделиями в партии при нормальных

климатических условиях составил не более ± 1 дБ. Основные выходные

экспериментальные характеристики ППМ полностью удовлетворяют

требованиям технического задания, что обусловлено внедрением принципов

технологической оптимизации.


1. Парамонов П.П., Жаринов И.О. Интегрированные бортовые

вычислительные системы: обзор современного состояния и анализ перспектив

развития в авиационном приборостроении // Научно-технический вестник

информационных технологий, механики и оптики. 2013. 2 (84). С. 2-17.

336

2. Иванов А.Г., Иванов М. А., Левашов В.Г. Технология мощных

передатчиков L-диапазона информационно-измерительных систем авионики //

Вестник Рязанского государственного радиотехнического университета. 2014.

3. С. 131 - 134.

3. Иванов А.Г., Иванов М.А. Приемопередающий модуль L-диапазона

средств воздушного движения // Фундаментальные исследования. 2014. 12.

С.1631-1634.

337

Список авторов

Адмаев О.В. …………………….. 195

Акулиничев Ю.П. ……………….. 44

Алешечкин А.М. ……………….. 161

Андреев А.С. …………………….. 40

Андреев А.М. ……………………. 98

Андреева Е.В. …………………... 220

Андронов Е.В. ………………….. 239

Антипов В.Б. …………………….. 30

Арзамаскина А.М. …………….... 304

Атласова В.В. ……………………. 74

Афанасьев А.Д. ………………… 300

Бадертдинов А.М. ……………….... 6

Батенков К.А. ……………….….. 326

Беляев А.Д. ………………………..71

Беляев Б.А. ……………………… 212

Бестугин А.Р. ………………….... 220

Бикеев Е.В. …………………...… 253

Богатырев Е.В. ……………….….. 28

Богомолов Н.П. ………………… 200

Богомолов П.Г. …………….…… 310

Бондарев И.А. ……………….….. 318

Бондаренко В.Н. ….….. 158, 166, 169

Борде Б.И. …………………….… 234

Борисенков Д.В. …...… 249, 257, 267

Борисова Е.Д. …………...……… 105

Булыгина Ю.В. ….…………….…. 37

Варнаков С.Н. ………….….. 277, 318

Вильданов А.И. ………………..… 86

Владимиров В.М……105, 111, 284, 308

Власов А.Ю. …………….….. 89, 304

Вдовин А.В. …………………….... 95

Войцеховский В.Н. ………..…… 125

Волков Н.В. ………..….277, 312, 318

Вольф Р.А. ………………...... 73, 320

Втюрин А.Н. …………...……….. 228

Вяхирев В.А. …………………… 200

Гавриков Н.С. …….…………….. 294

Гаврюшов М.В. …..……………… 74

Галеев Р.Г. …… 158,166,169,212,228

Гарин Е.Н. …….…………… 186, 209

Гарифуллин В.Ф. ……………….141,

158, 166, 169, 172

Гершевич Д.Б. ………..………… 245

Глазнев М.А. ……...………. 224, 242

Глебов С.И. ………………………. 74

Говорун И.В. …………..………… 63

Головченко Е.В. ………………... 300

Горчаковский А.А. ………………. 19

Гоцелюк О.Б. ……………….……. 80

Границкий Л.В. ………………… 111

Гребенников А.В. ……………… 108,

132, 137, 144, 149

Гулько В.Л. ……………………... 129

Густайцев А.О. …………………. 318

Демьянов В.В. ……………..…… 135

Денисов П.В. ………………….... 203 338

Дикарев В.И. ………………..…… 98

Довбыш И.А. …………………….. 84

Дорожкин К.В. ……………...…… 60

Дрозд О.В. ……………………… 270

Дьяченко В.А. ……………….… 300

Евстратько В.В. ……………… 19, 47

Ергашев Н.В. …………………… 155

Журавлев В.А. …………………… 60

Завьялов С.А. ……………..… 73, 320

Зайцев Д.Ю. ……………………… 95

Зарубин А.Н. …………………… 264

Захаров Ф.Н. ………………..…… 44

Зубов Т.А. ……………………….. 65

Иванов М.А. …………………… 336

Казаков А.А. …………………… 284

Казанцев М.Ю. …………… 108, 147

Калашникова А.С. ……………… 195

Каледа О.Е. …………………...… 286

Каменев А.В. …………………..… 30

Капулин Д.В. …………………… 270

Карауш А.А. ………………...…… 25

Кашкина Т.В. …………………… 135

Киршина И.А. ……………...…… 220

Киселев О.Н. ………………..…… 22

Кислица А.С. …………………… 231

Клевцов С.И. …………………… 333

Клевцова А.Б. ……………...…… 333

Ковалев А.М. ……………..……… 84

Ковалев В.Н. ……………….…… 125

Коловский Ю.В. …………...…… 253

Комаров А.А. ………………..…… 40

Комаров А.Г. …………………… 290

Кондратьев А.С. ……...…… 132, 137

Коннов В.Г. ……………..…… 11, 69

Коняхин К.Н. …………………… 273

Копылов В.А. ……………...…… 190

Копьев В.В. …………………..… 315

Корж И.Н. ……………….……… 200

Корнилов И.Н. …………..……… 155

Коровин Е.Ю. …………….……… 60

Корунов В.В. …………………… 152

Кохонькова Е.А. …...……… 183, 198

Краснов Т.В. ……….… 158, 166, 169

Крячко А.Ф. ……………..… 224, 242

Крячко М.А. ………………….… 224

Кудинов Д.С. ……………… 183, 198

Кудисов А.Н. ………………..…… 71

Кудревич А.П. ………...……108, 144

Кудрявцев И.В. ……………..…… 80

Кузьменко Н.А. ………………… 333

Куницын В.Е. ……………...…… 118

Куприянова О.А. ………..……… 304

Кучеренко П.А. ………………… 122

Лапухин Е.Г. ……………….…… 111

Легков К.Е. ………………...…… 101

Леонова А.В. ………………..…… 40

Лепетаев А.Н. ……………...…… 320

Липатов И.А. ……………..…… 6, 11

Лой В.В. ………………………… 190

Лосев В.К. ………….……… 224, 242 339

Лукьяненко А.В. …… 277, 312, 318

Малиновская Т.Д. …………..…… 60

Мартынов В.А. ……………...…… 89

Мелентьев С.В. …………..……… 60

Мещеряков А.А. ……………...… 129

Митькин А.С. ……………...…… 122

Михнев М.М. ………………….… 80

Мишуров А.В. …………………… 19

Многогрешнов А.В. ……… 284, 308

Морозов Ю.В. ……………..…… 206

Мурасов К.В. …………….… 73, 320

Мыльникова А.А. ………….…… 118

Назаров О.А. ………………….… 231

Нестеров А.В. …….…… 37, 290, 294

Никитин С.Л. …………………… 308

Николаенко В.М. ………… 6, 11, 69

Никонов И.В. …………………… 280

Никонова Г.С. ……………...…… 280

Носырева Н.В. ………………….. 308

Обверткин И.В. …………..……… 89

Окин П.А. …………………….… 220

Олейник В.Л. …………………… 322

Падохин А.М. ……………...…… 118

Панафидин С.С. ……………..…. 161

Панько В.С. ………………….…. 231

Панько С.П. ……………….…19, 209

Пасечник К.А. ……………… 89, 304

Патрушева Т.Н. ………………… 245

Патюков В.Г. …………..…… 86, 260

Погорелов В.А. …………….…… 122

Пономарев Д.Ю. …………………53

Потапов А.А. …………………… 175

Привалов Д.Д. …………………… 34

Пучкова И.А. ………………..…… 98

Рауцкий М.В. ………… 277, 312, 318

Редькин Р.А. ……………….…… 264

Реушев М.Ю. ………….228, 284, 308

Рощин К.Н. …………………...… 239

Рыженко И.Н. …………….……… 40

Сазонов М.А. ………………..…… 17

Саломатов Ю.П. ………...……… 231

Саркисов С.Ю. ………….……… 264

Саунин С.В. …………………..… 141

Сватков Д.С ……………………… 50

Сеченых А.М.. …………..……… 284

Скоморохов Г.В. ………..……… 252

Сизасов С.В. ………………….… 144

Силантьев А.А. ……………..…… 86

Сильченко П.Н. ………….……… 80

Симович Т.Е. ……………….…… 56

Скакунов М.С. …………….…… 264

Смольников Е.О. ……….……… 195

Снежко Н.Ю. …………………… 245

Соколов С.В. …………………… 122

Степанов А.А. …………………… 11

Строкова А.Ю. ………….….. 69, 161

Сусляев В.И. ………………..…… 60

Сухотин В.В. …………… 19, 65, 195

Сушкин И.Н. …………………… 149

Таганов А.В. ……………..…… 71,74 340

Тарасов А.С. ……..……277, 312, 318

Терехович В.В. ……………...…… 28

Ткач В.И. …………………...…… 149

Толбанов О.П. ………….…….… 264

Толстиков А.С. …………...… 25, 105

Тяжев А.В. ……………………… 264

Тяпкин В.Н. ……………….…… 209

Фахрутдинов Р.Р. …...……… 73, 320

Федоров В.Н. …………………… 216

Феоктистов Д.С. …..……………. 137

Филонов О.М. ………………..… 220

Фомин А.Н. …………………..… 186

Фролов А.Н. …….…… 6, 11, 69, 161

Ханыкова Е.А. …………………… 25

Хацаюк В.О. …………………...… 92

Ходенков С.А. …….… 249, 257, 267

Черников Д.Ю. …………….…… 125

Чесноков О.Н. ………………..… 273

Чумадин А.А. …………...……… 203

Чумаченко А.А. …………………… 6

Шайдуров Г.Я. ….…… 186, 200, 209

Шайдуров Р.Г. ……….…… 183, 198

Шаршавин П.В. …………… 132, 137

Шатров В.А. ………………….… 260

Шевелева В.В. ………….……… 280

Шокиров В.А. …………….……… 84

Шинкарев В.И. ………...……… 6, 11

Шипилов С.Э. ……….…………… 30

Юшков И.А. …………………...… 84

Языков С.Ю. ………………..…… 60

Якубов В.П. ……………………… 30

Якушенко С.А. …………...……… 17

Ясюкевич Ю.В. ………………… 118

Ячин А.В. ……………………..… 144

341

Содержание

Секция «Системы спутниковой и тропосферной связи»

Особенности обеспечения спутниковой связи по

высокоскоростным трактам в Х диапазоне в районе Северного Полюса

В.И. Шинкарев, И.А. Липатов, В.М. Николаенко, А.Н. Фролов,

А.А.Чумаченко, А.М. Бадертдинов . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

Оценка соответствия характеристик космического комплекса сети

«RGS-B» требованиям помехоустойчивости и возможности его

применения в сложной электромагнитной обстановке для организации

спутниковой связи и информационного обмена подвижных абонентов

В.И. Шинкарев, И.А. Липатов, В.М. Николаенко, А.Н. Фролов, В.Г. Коннов, А.А.Степанов. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

Совершенствование тропосферных систем передачи для применения в условиях Арктики С.А. Якушенко, М.А.Сазонов . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .17

Контрольно-поверочная аппаратура космических аппаратов С.П. Панько, В.В. Сухотин, А.В. Мишуров, В.В. Евстратько, А.А. Горчаковский . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .19

Отражение от произвольно наклонённых мезомасштабных слоёв объясняет закономерности и редкие явления дальнего тропосферного распространения: результаты проверки гипотезы на основе натурных и модельных опытов О.Н. Киселев . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .22

Оценивание частоты пространственно-разнесенных часов на основе фазовых измерений ГНСС А.С. Толстиков, А.А. Карауш, Е.А. Ханыкова. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

Передача сигналов С1-ФЛ-БИ через сеть ETHERNET Е.В. Богатырев, В.В. Терехович. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

Плоский рефлектор для тропосферной связи С.Э. Шипилов, В.П. Якубов, В.Б. Антипов, А.В. Каменев . . . . . . . . . . . .30

342

Исследование алгоритма начальной синхронизации частотного

сдвига в системах спутниковой связи Д.Д. Привалов. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

Разработка и создание технологии производства высокоэффективного комплекса цифровой связи для обеспечения широкополосного доступа к мультимедийным услугам пассажиров на летательных аппаратах, поездах, водном и автотранспорте А.В. Нестеров, Ю.В. Булыгина. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

Реализация принципа повторного использования частотного ресурса на базе универсальной платформы спутникового модема А.А. Комаров, И.Н. Рыженко, А.С. Андреев, А.В. Леонова . . . . . . . . . . .40

Численный метод прогнозирования параметров функции когерентности случайного электромагнитного поля Ф.Н. Захаров, Ю.П. Акулиничев. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

Имитатор наземного сегмента командно-измерительной системы В.В. Евстратько. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .47

Использование конечно-элементных методов для оценки качественных параметров станции спутниковой связи на этапе проектирования Д.С. Сватков. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .50

Узловая модель распределения трафика для перспективных спутниковых сетей связи Д.Ю. Пономарев. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .53

Анализ динамических характеристик гиростабилизированного антенного устройства Т. Е. Симович. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

Композиционные материалы для решения задач электромагнитной совместимости В.И.Сусляев, В.А.Журавлев, Е.Ю.Коровин, К.В.Дорожкин, Т.Д.Малиновская, С.В. Мелентьев, С. Ю. Языков . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

Микрополосковый ограничитель мощности с ВТСП управляющим элементом

343

И. В. Говорун . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .63

Оценка вероятности ошибки при использовании BPSK и комбинированной BPSK/FM модуляции Т.А. Зубов, В.В. Сухотин. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

Системы связи. Особенности организации и обеспечения связи в арктическом регионе А.Н. Фролов, А.Ю. Строкова, В.Г. Коннов, В.М. Николаенко . . . . . . . . 69

Двухспиральный облучатель обратного излучения C-диапазона А.Д. Беляев, А.В. Таганов, А.Н. Кудисов . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

Высокочастотный широкополосный ГУН на основе линии задержки С.А. Завьялов, К.В. Мурасов, Р.А. Вольф, Р.Р. Фахрутдинов . . . . . . . . .73

Система запитки совмещенной полнодиапазонной антенной решетки С-диапазона С.И. Глебов, А.В. Таганов, В.В. Атласова, М.В. Гаврюшов . . . . . . . . . . .74

Нагрев волноводов космических аппаратов связи при передаче СВЧ сигналов П.Н. Сильченко, И.В. Кудрявцев, М.М. Михнев, О.Б. Гоцелюк . . . . . . . . . . 80

Разработка усилителя мощности Q-диапазона И.А. Юшков, В.А. Шокиров, А.М. Ковалев, И.А. Довбыш . . . . . . . . . . . 84

Метод оценки помехоустойчивости космических систем связи на основе измерения временных интервалов А.А. Силантьев, А.И. Вильданов, В.Г. Патюков. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .86

Разработка технологических основ создания формостабильных

рефлекторов зеркальных наземных антенн на основе полимерных композиционных материалов А.Ю. Власов, К.А. Пасечник, И.В. Обверткин, В.А. Мартынов . . . . . . .89

Анализ состояния и перспектив развития зарубежных космических командно-ретрансляционных систем В.О. Хацаюк. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .92

344

Динамическое управление параметрами радиоинтерфейса

спутникового канала KU-, КА-диапазонов в условиях воздействий атмосферных возмущений А.В. Вдовин, Д.Ю. Зайцев. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .95

Повышение возможностей спутниковой системы для определения местоположения судов и самолетов А.М. Андреев, В.И. Дикарев, И.А. Пучкова. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .98

К вопросу управления уровневыми сетями инфокоммуникационных систем специального назначения К.Е. Легков. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ..101

Секция «Радионавигационные системы»

Применение групповых хранителей частоты в составе

беззапросных измерительных станций (БИС) А.С. Толстиков, В.М. Владимиров, Е. Д. Борисова . . . . . . . . . . . . . . . . 105

Потенциальные возможности синхронизации шкал времени удаленных объектов по сигналам ГНСС А.В. Гребенников, М.Ю. Казанцев, А.П. Кудревич . . . . . . . . . . . . . . . . .108

Возможности дистанционного зондирования северного морского пути с использованием геосинхронных орбит В.М. Владимиров, Л.В. Границкий, Е.Г. Лапухин . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111

Влияние окружающей среды на динамику дифференциальных кодовых задержек в аппаратуре GPS/ГЛОНАСС А.А. Мыльникова, Ю.В. Ясюкевич, В.Е. Куницын, А.М. Падохин. . . . . 118

Стохастическая идентификация навигационных параметров спутников на основе межспутниковых измерений А.С. Митькин, В.А. Погорелов, С.В. Соколов, П.А. Кучеренко. . . . . . . .122

Использование системы космической связи «Гонец» в технологии мониторинга подвижных объектов средствами спутниковой навигации Д.Ю.Черников, В.Н.Ковалев, В.Н.Войцеховский . . . . . . . . . . . . . . . . . . 125

345

Поляризационно-модуляционный метод, реализующий измерение

пеленга подвижного объекта по ортогонально поляризованным по кругу сигналам радиомаяка В.Л. Гулько, А.А. Мещеряков. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .129

Уменьшение погрешности дискретизации псевдослучайной последовательности дальномерного кода с помощью ограничения спектра П.В. Шаршавин, А.С. Кондратьев, А.В. Гребенников . . . . . . . . . . . . . .132

Помехоустойчивость контура слежения за фазой при измерении фазы в навигационном приёмнике в условиях нерегулярных возмущений ионосферы Т.В. Кашкина, В.В. Демьянов. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 135

Вариант реализации комплексного сигнала частотно-временной синхронизации А.С. Кондратьев, П.В. Шаршавин, Д.С. Феоктистов, А.В. Гребенников. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .137

Разработка радионавигационной системы на основе мобильного приложения С.В.Саунин, В.Ф.Гарифуллин. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141

Экспериментальная проверка эффективности применения «портрета многолучевости» А.В. Ячин, С.В. Сизасов, А.П. Кудревич, А.В. Гребенников. . . . . . . . . . 144

Оптимальное определение параметров ориентации в многочастотной угломерной аппаратуре, работающей по сигналам ГЛОНАСС и GPS М.Ю. Казанцев. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 147

Использование угломерной навигационной аппаратуры ГНСС при проведении учений артиллерийских подразделений А.В. Гребенников, И.Н. Сушкин, В.И. Ткач. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 149

Использование возможностей систем спутниковой навигации для повышения достоверности результатов применения комплексов

346

местоопределения СВ–КВ-диапазона на морских направлениях В.В. Корунов. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 152

Тестирование навигационной аппаратуры потребителя

ГЛОНАСС/GPS в лабораторных условиях И.Н. Корнилов, Н.В. Ергашев. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 155

Точность измерения задержки спектрально-эффективных шумоподобных сигналов В.Н. Бондаренко, Р.Г. Галеев, В.Ф. Гарифуллин, Т.В. Краснов. . . . . . 158

Переборный метод определения координат бортовой станции в фазовой радионавигационной системе А.М. Алешечкин, А.Ю. Строкова, С.С. Панафидин, А.Н. Фролов. . . . .161

Помехоустойчивость квазиоптимального алгоритма поиска двухкомпонентного шумоподобного MSK-сигнала В.Н. Бондаренко, Р.Г. Галеев, В.Ф. Гарифуллин, Т.В. Краснов . . . . . . .166

Квазиоптимальный алгоритм поиска двухкомпонентного шумоподобного MSK-сигнала В.Н. Бондаренко, Р.Г. Галеев, В.Ф. Гарифуллин, Т.В. Краснов . . . . . . .169

Когерентный временной дискриминатор двухкомпонентного MSK-сигнала В.Ф. Гарифуллин. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .172

Секция «Радиолокационные системы»

Принципы и характеристики нового перспективного вида

современной радиолокации: фрактально-скейлинговая или масштабно-инвариантная радиолокация А.А. Потапов . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .175

О возможности реализации радиолокационного параметрического канала передачи информации с подводных аппаратов Д.С. Кудинов, Р.Г. Шайдуров, Е.А. Кохонькова. . . . . . . . . . . . . . . . .183

Энергетическая оценка параметров радиолокатора для обнаружения малых беспилотных летательных аппаратов по частоте вращения винта

347

А.Н. Фомин, Г.Я. Шайдуров, Е.Н. Гарин. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .186

Робáстный алгоритм обнаружения, повышающий качество

обнаружения маловысотных целей в условиях априорной неопределенности В.А. Копылов, В.В. Лой. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 190

Метод определения координат радиопередатчика с использованием геостационарного ИСЗ А.С. Калашникова, В.В. Сухотин, О.В. Адмаев, Е.О. Смольников . . . .195

О радиолокационном параметрическом методе поиска мин и минных полей в движении Д.С. Кудинов, Р.Г. Шайдуров, Е.А. Кохонькова . . . . . . . . . . . . . . . . 198

Точностные характеристик многопозиционной радиолокационной системы при различной архитектуре построения Н.П. Богомолов, 2И.Н. Корж, В.А. Вяхирев, Г.Я. Шайдуров. . . . . . . . . 200

Методы формирования и анализа сверхширокополосных сигналов на базе оборудования Keysight Technologies П.В. Денисов, А.А. Чумадин. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .203

Обработка комбинированных потоков данных Ю.В. Морозов. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 206

Разработки военно-инженерного института в области информационных технологий Е.Н. Гарин, С.П. Панько, В.Н. Тяпкин, Г.Я. Шайдуров. . . . . . . . . . . . . 209

Секция «Новые физические принципы обработки, передачи и хранения

информации, современные технологии для радиоэлектронной аппаратуры»

Перспективные разработки АО «НПП «Радиосвязь» и Института

Физики СО РАН для радионавигации и связи Р.Г. Галеев, Б.А. Беляев. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 212

Преобразователь мод для подавления перекрестных помех в линиях связи

348

В.Н. Федоров. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .216

Параметрическая коррекция микромеханических зеркал систем

оптической связи А.Р. Бестугин, О.М. Филонов, И.А. Киршина, П.А. Окин, Е.В. Андреева. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 220

Оценка показателей качества функционирования автоматизированной системы сбора информации А.Ф. Крячко, М.А.Крячко, М.А. Глазнев, В.К. Лосев. . . . . . . . . . . . . . . .224

Достижения и перспективы разработки устройств волоконно-оптических линий связи Р.Г. Галеев, А.Н. Втюрин, М.Ю. Реушев. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .228

Исследование планарных рупорных антенн на основе волновода, интегрированного в подложку А.С. Кислица, О.А. Назаров, В.С. Панько, Ю.П. Саломатов . . . . . . . . 231

Развитие программно методического комплекса проектирования неоднородных вычислительных систем Б.И. Борде. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .234

Оптимизация производительности при испытаниях приемно-передающих модулей Е.В. Андронов, К.Н. Рощин. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 239

Оценка воздействия структурных помех на приемно-

регистрирующее оборудование радиотелеметрических систем А.Ф. Крячко, В.К. Лосев, М.А. Глазнев. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 242

Прозрачные проводящие пленки для СВЧ электроники Т.Н. Патрушева, Н.Ю. Снежко, Д.Б. Гершевич. . . . . . . . . . . . . . . . . . .245

Микрополосковый фильтр на 2-D фотонном кристалле С.А. Ходенков, Д.В. Борисенков. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .249

Технология напыления тонких магнитных пленок для датчика cлабых магнитных полей Г.В. Скоморохов. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .252

349

Конвергентные технологии в когнетивной радиосвязи Е.В. Бикеев, Ю.В. Коловский. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .253

Микрополосковый диплексер на 2-D фотонном кристалле

С.А. Ходенков, Д.В. Борисенков. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 257

Метод оценки длительности коротких временных интервалов с повышенной точностью В.А. Шатров, В.Г. Патюков. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .260

Исследование влияния геометрических характеристик фотопроводящих дипольных антенн на основе SI-GaAs<Cr> на генерацию терагерцового излучения А.Н. Зарубин, Р.А. Редькин, С.Ю. Саркисов, М.С. Скакунов, О.П. Толбанов, А.В. Тяжев. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 264

СВЧ фильтр с широкой полосой заграждения С.А. Ходенков, Д.В. Борисенков. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .267

Разработка системы аппаратного шифрования и передачи

производственных данных О.В. Дрозд, Д.В. Капулин. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .270

Параметрический ряд малогабаритных преобразователей частоты диапазона 0.02…66.0 ггц К.Н. Коняхин, О.Н. Чесноков . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 273

Технология изготовления электронных устройств на основе

метода DPN А.В. Лукьяненко, М.В. Рауцкий, А.С. Тарасов, С.Н. Варнаков,

Н.В. Волков. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 277

Принципы температурной стабилизации ПАВ-устройств И.В.Никонов, Г.С. Никонова, В.В.Шевелева. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 280

Устройство контроля рабочей точки ЭОМ В.М. Владимиров, А.В. Многогрешнов, М.Ю. Реушев, А.А. Казаков, А.М. Сеченых. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 284

Разработка эргономических инструментов для автоматизированного проектирования рабочего места оператора

350

О.Е. Каледа. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .286

Применение структурно-устойчивых профилей оптических

пучков в беспроводных каналах передачи данных А.Г. Комаров, А.В. Нестеров. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 290

Исследование методов горячего резервирования канала передачи данных для обеспечения мультисервисной связью особо важных подвижных и стационарных объектов Н.С. Гавриков, А.В. Нестеров. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .294

Использование тензорного метода для расчета телекоммуникационной сети А.Д. Афанасьев, Е.В. Головченко, В.А. Дьяченко . . . . . . . . . . . . . . . . . . 300

Разработка методических основ контроля среднеквадратического отклонения формы поверхности зеркальных антенн из полимерных композиционных материалов О.А. Куприянова, К.А. Пасечник, А.М. Арзамаскина, А.Ю. Власов . . .304

Волоконно-оптическая линия связи с использованием электрооптического модулятора для передачи сигналов опорной частоты В.М. Владимиров, А.В. Многогрешнов, М.Ю. Реушев, Н.В. Носырева, С.Л. Никитин. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 308

Методы расширения полосы рабочих частот пленочных СВЧ аттенюаторов П.Г. Богомолов. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 310

Перспективный материал для спиновой электроники Fe3Si: характеризация магнитных свойств методом ФМР М.В. Рауцкий, А.С. Тарасов, А.В. Лукьяненко, Н.В. Волков. . . . . . . . . .312

Драйвер на основе лавинного S-диода для питания полупроводникового лазера В.В. Копьев. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 315

Частотно-зависимые магнитотранспортные свойства диодов Шоттки изготовленных на основе гибридных структур Fe3Si/p-Si А.С. Тарасов, М.В. Рауцкий, А.О. Густайцев, А.В. Лукьяненко,

351

И.А. Бондарев, С.Н. Варнаков, Н.В. Волков. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 318

Интегральный источник опорного напряжения с двойной стабилизацией и компенсацией технологического разброса Р.Р. Фахрутдинов, К.В. Мурасов, Р.А. Вольф, С.А. Завьялов, А.Н. Лепетаев. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .320

Низкотемпературные электрические характеристики светодиодов на основе AlGaInP В.Л. Олейник. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .322

Оптимальная линейная обработка сигналов в модуляторе и демодуляторе для беспроводного канала связи К.А. Батенков. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .326

Оценка изменения состояния объекта в реальном времени на основе модели нейронной сети, реализованной в микроконтроллере С.И. Клевцов, А.Б. Клевцова, Н.А. Кузьменко. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 333

Информационно-измерительные микроволновые модули летательных аппаратов М.А. Иванов. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .336

Список авторов. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .338

352

Акционерное общество

«Научно-производственное предприятие «Радиосвязь»

СИСТЕМЫ СВЯЗИ И РАДИОНАВИГАЦИИ

Сборник тезисов

Под редакцией В. Ф. Шабанова

Подписано в печать 21.08.2015. Формат 60х90/16. Усл. печ. л. 11,88 Тираж 165 экз.

Отпечатано в типографии И.П. Дворядкин Б.В. 660036, г. Красноярск,

ул. Академгородок, 50 стр. 28, тел. 2-90-72-32

353

Documents

СИСТЕМЫ СВЯЗИ И РАДИОНАВИГАЦИИкртз.рф/conference/vntk_12_1.pdf · ii Всероссийской научно-технической конференции