ТЕХНИЧЕСКИ УНИВЕРСИТЕТ – СОФИЯ

ФИЛИАЛ ПЛОВДИВ

___________________________________________

ВИСОКОЧЕСТОТНИ РЕЗОНАНСНИ

ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ ЗА ИНДУКЦИОННО

НАГРЯВАНЕ С ZVS / ZDS КЛЮЧОВЕ

инж. Георги Бонев Бонев

АВТОРЕФЕРАТ

на дисертационен труд

за получаване на образователна и научна степен „Доктор”

област на висшето образование: 5. „Технически науки”

професионално направление:5.2.”Електротехника, електроника и автоматика”

научна специалност: 02.20.07 „ Електронни преобразуватели”

Научни ръководители: 1. доц. д-р инж. Цветана Григорова Григорова

2. доц. д-р инж. Антон Николов Лечков

Рецензенти: 1. проф.дтн. инж. Иван Станчев Колев

2. доц. д-р инж. Мария Георгиева Динкова

Пловдив 2015

стр 1

ОБЩА ХАРАКТЕРИСТИКА НА ДИСЕРТАЦИОННИЯ ТРУД

Актуалност

Високочестотни резонансни преобразуватели за индукционно нагряване (ПИН)

с ZVS - ZDS ключове са особено привлекателни за честотния диапазон 0,5-10 MHz,

поради тяхната пределно-висока ефективност и добри честотни и енергийни

параметри. Характерното при тях е, че се използват транзистори, които се

превключват при нулево напрежение Vds на прехода дрейн-сорс (ZVS) и при нулева

стойност на производната на напрежението Vds спрямо времето (ZDS) - Zero Voltage

Switch – Zero Derivative Switch.

Този клас ключови преобразуватели се характеризират с максимален КПД,

достигащ теоретически до 100% при идеализирани условия. Намират приложение за

преобразуване на енергия – DC-DC или DC-AC, във високочестотната област над

0.5MHz. Поради високите си ефективност и енергийни показатели и малки

масогабаритни размери, те са много перспективни при разработката на установки за

безконтактно запояване, термична обработка на дребни детайли и др. В процеса на

индукционно нагряване товарът променя своите параметри, което оказва влияние

върху режима на работа на преобразувателите. Характеристиките на високочестотни

резонансни преобразуватели за индукционно нагряване с ZVS - ZDS ключове са

слабо изследвани в условията на променящ се товар.

Затова, интерес представляват изследванията на оптималния режим на работа на

резонансните преобразувателите с постоянна управляваща честота, в условията на

динамично променящ се товар и гарантиране на надеждно функциониране.

Сложните процедури за проектиране и анализ могат да бъдат облекчени, създавайки

подходящи симулационни модели, използващи многовариантен и оптимизационен

компютърен анализ.

Възможността за разширяване на функционалността на резонансните

преобразуватели чрез разширяване на честотната лента е съществена за

практическото им приложение в индустрията.

Цел на дисертационния труд:

Целта на дисертационния труд е да се изследват и анализират различни

схемни варианти на преобразуватели с ZVS-ZDS за индукционно нагряване, да

се съставят комбинирани символно-числови SPICE модели, включващи

методика за проектиране и анализ. Основни задачи:

1. Да се изследват високоефективни резонансни преобразуватели за

индукционно нагряване клас-Е с постоянна управляваща честота в

диапазона от 1MHz до 10MHz, използвайки MOSFET транзисторни

ключове, работещи в режими на превключване при нулево напрежение

върху тях V(t)=0 и нулеви стойности на производната на напрежението

dV(t)/dt=0, наричани ZVS – ZDS, използвайки комбинирания подход.

2. Да се анализира резонансен ПИН клас-Е при работа с променлив товар и

при късо съединениe в индуктора с цел, постигане на ефективна работа и

надеждна защита на POWER MOSFET транзисторите при практическото им

приложение в резонансните преобразуватели за индукционно нагряване с

ZVS-ZDS;

3. Да се състави комбиниран символно-числов симулационен модел и

методика за проектиране на резонансен ПИН с ZVS – ZDS ключове с нисък

качествен фактор и регулируем коефициент на запълване;

стр 2

4. Да се състави и aнализира комбиниран символно-числов симулационен

модел на мултирезонансен преобразувател за индукционно нагряване с ZVS

– ZDS ключове;

5. Разработка и практическа реализация на резонансен преобразувател за

индукционно нагряване с ZVS-ZDS в честотния диапазон от 1MHz до 10

MHz и мощност до 1 kW.

Методи за изследване

При аналитичният анализ на резонансните преобразуватели за индукционно

нагряване с ZVS-ZDS ключове се използват функционални зависимости, описващи

параметрите и характеристиките на схемите. За извеждане на аналитичните функции

се използват статистически методи за обработка на данни получени чрез

симулационни експерименти. Получените апроксимиращи функции се използват за

създаване на комбинирани модели, съчетаващи предимствата на аналитичните

модели и “SPICE” моделите.

Резултатите от изследванията са представени със симулационни анализи,

използващи метода на поведенческото моделиране, базирани на съставените

комбинирани симулационни модели в среда на „MICRO-CAP”.

При експерименталните изследвания са използвани насочени експерименти за

постигане на оптимален режим на преобразувателя, чрез управляващи импулси с

регулируем коефициент на запълване.

Внедрявания

Предложеният високочестотен преобразувател за индукционно нагряване с

ZVS-ZDS, анализиран и проектиран в настоящата работа е внедрен с „Протокол за

въвеждане в редовна експлоатация” на 3 броя устройства за запояване на буквени

чукчета в производствени условия в „ПИШЕЩИ МАШИНИ” ЕАД. Безопасността

от електромагнитни полета е документирана с протокол - „Хигиенно заключение” от

измервателна лаборатория на контролиращ орган ХЕИ.

Апробация

Основните резултати на дисертационния труд са обсъждани на :

- Научна конференция с международно участие ЕИСТ, 7-8 юни 2001г., гр.

Битоля, Македония.

- Международна научна конференция „ТЕХСИС 2009”, 29-30 май 2009г.,

Пловдив;

- Научна сесия на СУБ – секция “Техника и технологии”, 31.10-1.11.2014;

- Научна сесия на СУБ – секция “Техника и технологии”, 10.10-11.11.2011

Цялостно дисертационния труд е обсъждан и одобрен на разширено

заседание на научно-методичния семинар на катедра Електроника при ТУ-

София, Филиал Пловдив.

Публикации

Основните теоретични и приложни резултати от дисертационния труд са

представени в 7 публикации, както следва:

- 5бр. самостоятелни публикации - една в списание „ИНЖЕНЕРНИ

НАУКИ”- БАН, 2бр. в сборник научни трудове на СУБ, 2бр. на научни

конференции с международно участие;

- 2 бр. в съавторство на научни конференции с международно участие.

стр 3

Обем и структура

Дисертационният труд е изложен в 154 страници. Състои се от увод, пет

глави, основни изводи и резултати, две приложения и библиографска справка от 131

литературни източника (10 на кирилица и 121 на латиница). Съдържа 79 фигури и 6

таблици.

КРАТКО СЪДЪРЖАНИЕ НА ДИСЕРТАЦИОННИЯ ТРУД

УВОД

1. Литературен обзор на високочестотни резонансни

преобразуватели за индукционно нагряване с zvs / zds ключове. В тази глава се прави литературен обзор на високочестотни резонансни

преобразуватели за индукционно нагряване с ZVS - ZDS ключове. Дефинирани са

условията за превключване на ZVS-ZDS ключовете – при V(t)=0 и dV(t)/dt=0.

Формулирани са особеностите на индукционното нагряване и изисквания към

високочестотни ПИН. Разглеждат се преобразуватели от клас-Е, включващи:

идеализиран модел, преобразувател клас-Е с нисък качествен фактор, схеми на

преобразувател клас-Е с ограничена стойност на индуктивността в захранващата

верига – с паралелен резонансен кръг, настроен на половината от управляващата

честота; с паралелен компенсиращ резонансен кръг; с нисък качествен фактор.

Показани са мултирезонансен клас Ф2 и PUSH-PULL преобразуватели с ZVS-ZDS

ключове. Описани са особености при компютърно моделиране при съставянето на

моделите и анализа на преобразувателните устройства. В края на главата е направен

анализ на литературния обзор и са формулирани целта и задачите на

дисертационния труд.

2. МОДЕЛ И АНАЛИЗ НА ВИСОКОЧЕСТОТЕН

РЕЗОНАНСЕН ПИН КЛАС-Е.

2.1. ЕКВИВАЛЕНТА СХЕМА НА ИНДУКТОРА.

За ефективната работа на преобразувателните устройства за индукционно

нагряване от изключителна важност е правилният избор на индуктора. Формата на

индуктора трябва да следва формата на нагрявания детайл. При работа на високи

честоти от 1 MHz до 10 MHz размерите на индуктора са много малки. Общият вид

на използваните индуктори е показан на фиг.1.

Фиг. 1. Индуктори

Индукторът се явява част от паралелен резонансен кръг. Еквивалентната схема

на резонансната верига е показана на фиг.2, където Rc и Rind са активните

съпротивления на кондензаторната батерия C и на индуктора Lind.

стр 4

LindC

C

LindR

RindRc

Фиг. 2. Резонансен кръг на индуктор.

При резонанс Х=0, и резонансният кръг има чисто активно еквивалентно

съпротивление R, което при условие, че Rc=Rind << X се изчислява по формулата:

2 2

L c ind c c ind

c ind c ind

X R R X R RR

R R R R

+ += =

+ + (2.1)

Активното съпротивление на трептящ кръг значително се променя при

отклонение от резонансната честота.

Върху параметрите на резонансния кръг силно влияние оказва товара. В процеса

на индукционно нагряване товарът се променя динамично в зависимост от

физичните свойства и температурата на нагрявания детайл. Променят се както

активната съставляваща, така и честотата на товарния кръг – фиг.3

Получените стойности за параметрите на индуктора са:

60 , 13, 10ind ind indL nH Q R ohm= = = , при честота f=2MHz и кондензаторна батерия с

номинална стойност 100indC nF= . F/Fo

1.0

1.1

0.9

R/Ro

1.0

1.1

0.9

800200 1200 T [ C]

1.2

1.3

1.4

Фиг. 3. Относително изменение на честотата и активното съпротивление на индуктора в

зависимост от температурата.

2.2. МОДЕЛ НА РЕЗОНАНСЕН ПИН С ZVS-ZDS КЛАС-Е.

Съставен е симулационен модел на резонансен ПИН клас-Е, работещ в

оптимален режим. Ролята на товара се изпълнява от товарния резонансен кръг,

съставен от индуктора Lind, капацитета на кондензаторната батерия Cind и

активното съпротивление на индуктора Rind. Транзисторният ключ SW е представен

като линеен модел на ключ управляван по напрежение с моментално превключване

без закъснение. С цел доближаване на параметрите на реалния преобразувател,

съпротивлението в отпушено състояние e Ron=0.3 Ω, съответстващо на

съпротивлението на два паралелно свързани реални транзистора от типа IRFP440

използвани в експерименталните схеми, със съпротивление на прехода Rds=0.6 Ω.

стр 5

Фиг. 4. Модел на резонансен ПИН клас-Е.

Използван е софтуерен симулаторът „MICRO-CAP 9”. Стойностите на схемните

елементи се задават със символни променливи описани чрез функционални

зависимости. Зададените изходни параметри на схемата са показани в колона

“INITIAL PARAM.”: захранващо напрежение - Vdd=100V, период - per=0.5µs,

индуктивност на индуктора - Lind=60nH, съпротивление на индуктора - Rind=10Ω,

качествен фактор - Q=10, съпротивление на ключа - Ron=0.3Ω, половината от

интервала през който ключът е запушен - Yt=90*per/360. В колона “EQUATION” са

зададени параметрите на схемата чрез символни променливи, дефинирани с

аналитични изрази аналогични на описаните в параграф 1.2.2: изходна мощност - Po,

средния консумиран ток от захранващия източник - Idc, стойностите елементите от

схемата – Co, Lo, Lx, Cd, Cind. Получените числени стойности на символните

променливи са показани в колона “RESULT”.

Отчитат се също така и изходен капацитет Coss на транзисторите.

Основният последователен трептящ кръг Cо, Lо и товарния Lind, Cind, Rind са

настроени на честотата на превключване-2MHz.

0 0

1 1 1

2 2 2 ind ind

fPerL C L C

ω

π π π= = = = (2.2)

Качественият фактор на последователния резонансен кръг се определя:

0 0

0 0 0

1L LQ

R R C

ω= = (2.3)

Управляващите импулси са с правоъгълна форма и коефициент на запълване D=0.5.

Ъгълът. Интервалът, през който ключът е отворен е 2.Yt .

Аналитичните изрази и за изчисление на схемата и резултатите от

симулационния анализ са показани в таблица 1.

Максималната работна честота на схемата може да се определи от уравнение

при условие, че изчислената стойност на Cd се изравни с паразитния капацитет Coss ,

т.е. Cd= Coss:

max

0.029221

ind oss

fR C

= (2.4)

стр 6

2.3. СИМУЛАЦИОНЕН АНАЛИЗ.

Фиг. 5. Времедиаграми на резонансен ZVS-ZDS ПИН.

Резултатите от симулационния анализ, показани на фиг.5, могат да бъдат

сравнени с аналитичните изчисления от таблица 1. Енергийните параметри на

схемата са показани на следващите диаграми.

Фиг. 6. Енергийни характеристики на резонансен ZVS-ZDS ПИН.

На фиг.6 са показани консумираната мощност в умален мащаб 10:1 -

( ( 1),50 )* ( 1) 587dc

P avg I V V V Wµ= − = , представляваща произведението на средния

консумиран ток и напрежението на захранващия източник V1, активната разсейвана

мощност върху ключа при Ron=0.3 ома ( ),50 ) ^ 2* 23.6d

P rms IRds Ron Wµ= = ,

моментната стойност на мощността ( ) ( ) ^ 2*d

P I Rds Ronθ = с максимална стойност

77.6W, изходната мощност ( ( ) ^ 2 / ( 1) 564 WPo rms V Rq R R= = в мащаб 10:1 и

коефициента на полезно действие:

2 .( ( 1),50 ) ^ 2* ( 1)

96%( ( 1),50 )* ( 1)

rms ind

dc dd

Vo Rrms V R R R

avg I V V V I V

µη

µ= = =

− (2.5)

стр 7

стр 8

Изводи.

Резултати от симулационния анализ съвпадат с теоретично изчислените

стойности в табл.1. Направения анализ потвърждават точността на съставения

модел.

Съществува минимално отклонение на ( ) /d

V θ θ∂ ∂ от нулата в момента π/2,

което се обяснява с не идеалните условия при симулациите – ограниченa

индуктивност на дросела L3 и качествения фактор Q=10. На практика тези

отклонения могат се компенсират с незначително скъсяване на интервала 2Yt,

през който транзисторите са запушени.

Аналитичните формули могат да се използват за проектиране на резонансен

ПИН клас-Е при стойности за Q≥10.

2.4. АНАЛИЗ НА РЕЗОНАНСЕН ПИН КЛАС-Е ПРИ РАБОТА С

ПРОМЕНЛИВ ТОВАР.

2.4.1 ВЛИЯНИЯ НА ПАРАМЕТРИТЕ НА ИНДУКТОРА.

За анализиране режимите на работа на резонансен ПИН клас-Е при променлив

товар, се използва симулационната схема фиг.4. Получени са времедиаграмите при

постоянно съпротивление Rind=10ohm и варираща индуктивност Lind - фиг.7 и при

постоянна индуктивност Lind=60nH и вариращо съпротивление Rind –фиг.8.

0 90 180 270 360 450 540 630 720-10.0

-3.8

2.5

8.8

15.0

21.3

27.5

33.8

40.0

I(R3) (A)

360*(t-200e-6)/per (Degrees)

rms(I(L3))

0 90 180 270 360 450 540 630 720-500

-375

-250

-125

0

125

250

375

500

V(D) (V)

360*(t-200*per)/per (Degrees)

V(in)*20 V(out)*2

PGENSW15_5.CIR L1=55n, 60n, 65n: R1=10

5.86

16.3

361

32 Vin x 20Vout x 2

ϕ

2γ180

[degrees]θ

[degrees]θ

L1=65nH

L1=60nH

L1=55nH

L1=65nH

L1=60nH

L1=55nH

Фиг. 7. Симулационни времедиаграми при Rind=10ohm и Lind=55nH, 60nH, 65nH.

0 90 180 270 360 450 540 630 720-6.0

0.0

6.0

12.0

18.0

24.0

30.0

36.0

42.0

I(R3) (A)360*(t-200e-6)/per (Degrees)

rms(I(L3))

0 90 180 270 360 450 540 630 720-500

-375

-250

-125

0

125

250

375

500

V(D) (V)

360*(t-200*per)/per (Degrees)

V(in)*20 V(out)*2

PGENSW15_5.CIR R1=8, 10, 12: L1=60nH

401

5.86

16.3

361

Vd

R1=8

R1=1032 Vin x 20

Vout x 2

ϕ

2γ180

[degrees]θ

[degrees]θ

R1=10

R1=8

R1=12

R1=12

Фиг. 8. Симулационни времедиаграми при Rind=8ohm,10ohm,12ohm, Lind=60nH.

стр 9

Фиг. 9. Амплитуда на Vd в зависимост от L1 и R1.

От времедиаграмите се вижда, че при отклонение на Lind и Rind от

номиналните им стойности, схемата се нарушава оптималния режим на

преобразувателя клас-Е. Това намалява ефективността и се появяват недопустими

обратни напрежения и токове, а също и високи пикове на напрежението Vd на

ключа, което може да предизвика дефектиране на транзисторите. На фиг.9 е

показана тримерна графиката, отразяваща зависимостта на амплитудната стойност

на напрежението върху ключа - Vd [V] като функция от Lind и Rind.

2.4.2 ЕКСПЕРИМЕНТАЛЕН МОДЕЛ.

За анализ на експериментална схема с включен обратен диод се използва

следващият експериментален модел от фиг.10. Схемата на реален ПИН клас-Е

включва два паралелно свързани MOSFET транзистора IRFP440 (500V, 8.8A) с общо

съпротивление в отпушено състояние около 0.3 Ω. Паралелно на ключовите

транзистори е включен обратен диод D1 HFA30PA600 – hyper fast, 15А, 600V, с

време за възстановяване <30ns. Показано е също така, описанието на използваните

вградени модели на полупроводниковите елементи.

При анализа на схемата трябва да се вземат предвид капацитетите Coss на

транзисторите SW1 и SW2 и капацитета на диода Cak, които се явяват паралелно

включени на кондензатора С3. Затова във формулата за изчисление на Cd се изважда

2.Coss+Cak=570pF.

стр 10

Фиг.10. ПИН клас-Е – експериментален модел.

Максималната работна честота, при която е възможно поддържането на

оптимален ZVS-ZDS режим, се ограничава от сумарния изходен капацитет на

транзисторите и диода:

2 2

4max 5.13

( 4). . .(2 )f MHz

Rind Coss Cakπ π= =

+ + (2.6)

Статичната разсейвана мощност от транзисторите в интервала 2π θ π≤ < :

2 22

2 2 2 2

( 28).40.78745 22.9

( 4)

on dd on ddd

ind ind

R V R VP W

R R

π

π

+= = =

+ (2.7)

Изходната мощност се получава:

( )

2 2 22

0 2 2 22

8 ( 28).40.5768 0.78745 553.9

( 4)4

dd on dd on dddc dd d

ind ind ind ind

V R V R VP I V P W

R R R R

π

ππ

+= − = − = − =

++

(2.8)

2

2

281 1 1 1.3652 0.960

2( 4)

d on on

dc dd ind ind

P R R

I V R R

πη

π

+= − = − = − =

+ (2.9)

Симулационните времедиаграмите на напрежението върху транзисторите Vd,

напрежението върху товарния кръг Vout, управляващия входен сигнал Vin,

сумарния дрейнов ток на Т1 иТ2 – I(R3), тока през кондензатора C3, средния

консумиран ток от захранващия източник Idc са показани на фиг.11.

стр 11

Фиг. 11. Времедиаграми на ПИН клас-Е.

.

Фиг. 12. Разсейвани мощности от транзистора PD(SW1) и диодаPD(D1).

На фиг.12 са показани моментните PD(SW1), PD(D1) и средните разсейвани

мощности от транзистора SW1 и диода D1. В оптимален режим диодът D1 остава

запушен и разсейваната мощност от диода е пренебрежимо малка – 69mW. За

транзистора SW1 моментният максимум 39.3W се достига при максимален ток Id. В

интервала 0-180 grad загубите са минимални и се дължат на паразитните капацитети

на транзистора. Усреднените загуби от двата транзистора са 2*13,1=26.2W.

За КПД се получава:

565

0.956565 26.2

o

o

P

P PDη= = =

+ + (2.10)

Ефективната и безопасна зони на работа на ПИН при променлив товар могат да

се онагледят чрез тримерните зависимости на КПД и изходната мощност във

функция от Lind и Rind – фиг.13 и фиг.14.

стр 12

Фиг.13. КПД в зависимост от L1 и R1.

Фиг. 14. Изходната мощност в зависимост от L1 и R1.

Режимът на работа на ПИН клас-Е се ограничава от двете крайни точки

“COLD”- в началото на процеса на загряване при студен детайл и “HOT”- при

температура до 8000.

Изводи:

ВЧ резонансни ПИН клас-Е с постоянна управляваща честота постигат

висок КПД - > 0.9.

Изменението на товара влияе чувствително върху ефективността и

изходната мощност.

Отклонение на товара от номиналната стойност, предизвиква появата на

обратни токове и свръх напрежения върху ключа.

Честотните свойства се ограничават от сумарните паразитни капацитети на

транзисторите и обратния диод.

Изборът на MOSFET транзистори се извършва от съображения за

минимални статични загуби (Ron – min), с малки паразитни капацитети.

2.5. АНАЛИЗ НА РЕЖИМ С КЪСО СЪЕДИНЕНИЕ В НАГРЯВАЩИЯ

ИНДУКТОР НА ВИСОКОЧЕСТОТЕН РЕЗОНАНСЕН ПИН КЛАС-Е.

В този параграф се изследват преходните процеси в резонансен преобразувател

за индукционно нагряване в клас-Е, в случай на възникване на късо съединение в

нагряващия индуктор и защита на транзисторните ключове от свръх напрежения и

обратни токове. За целта се използват симулационни модели с MATLAB.

използването на подходящ симулационен модел.

стр 13

2.5.1 Описание на разработените симулационни модели.

На фиг.15 е показан симулационен модел в среда на MATLAB разработен на

основата на идеализиран ВЧ преобразувател за индукционно нагряване (ПИН) клас-

Е.

Интерес представляват времедиаграмите на транзисторния ключ Т1 - на

напрежението Ud и тока Id, при възникване на преходни процеси вследствие на късо

съединение в нагряващия индуктор L. Ключовият елемент се моделира с линеен

модел на MOS транзистора Т1.

PD2

P I1

I_U

T 1

gm

DS

Scope

R

PG

L3

917nH

L2

7,958uH

L1

50uH

L

Demux D2

m ak

D1m

ak

C2

596pF

C1

1,47nF

C

105.543nF

100V

Фиг. 15. Схема на симулационния модел със защитни диоди D1 и D2.

Индукторът се моделира като еквивалентен трептящ кръг с паралелно включени

капацитет C=105nF, еквивалентно съпротивление R=10Ω и еквивалентна

индуктивност L=60nH.

2.5.2 Симулационни резултати.

Когато възникне късо съединение се наблюдава скокообразно намаляване на

еквивалентните индуктивност и съпротивление. Симулацията на режима на късо

съединение се осъществява на два етапа. Първият етап отразява включването на

преобразувателя при номинални стойности на L и R. Вторият етап на симулацията

моделира режима на късо съединение, при скокообразно намаляване на L и R с 20%.

Фиг. 16. Симулационни времедиаграми на напрежението и тока през транзистора Т1 без

наличие на защитни елементи

стр 14

При симулацията на модела без защитни елементи D1 и D2, се получават

времедиаграмите на напрежението върху транзистора и протичащия през него ток,

представени графически на фиг.16.

Както се вижда, в установен режим напрежението върху ключа е

Vd=3.56*Vdd=356V, на тока Id=2,86*Idc=17.2A. Тези стойности съвпадат с

теоретично изчислените в параграф 1.2.2.

При късо съединение, настъпващо в момента t=50µs, се наблюдава преходен

процес, при който максималните стойности на напрежението и тока достигат

Vdmax≈700V I Idmax≈22A. Освен това, през транзистора заточва да протича и

обратен ток достигащ до -30А. Особено опасни за Power MOSFET транзисторите се

явяват високото напрежение и обратния ток.

Резултатите от анализа на напрежението, тока и разсейваната мощност от

транзистора с добавени защитни елементи D1 и D2 са показани на фиг.17.

Максималното напрежение се ограничава от D2 на 440V, което позволява да се

използват Power MOS транзистори с максимално допустимо напрежение

Vdsmax=500V. Максималните стойности на тока и мощността не се отличават

значително от номиналните, което не налага използването на допълнителни защити.

Фиг. 17. Симулационни времедиаграми на напрежението и тока на транзистора Т1 със защитни

диоди D1 и D2.

За защита на ключа от обратния ток следва да се използва обратно включен

диод с много малко време за възстановяване.

Фиг. 18. Изменение на тока през обратния диод Id1 и ефективната мощност Pd2, разсейвана от

диода D2

От фиг.18 се вижда, че максималният ток през обратния диод D1 достига

стойност Id1=23А, а максималната разсейвана мощност от диода D2, в момента на

възникване на късо съединение в индуктора, достига стойност Pd2=460W .

Тези стойности трябва да бъдат съобразени с избора на защитни диоди при

проектирането на ВЧ резонансни ПИН клас-Е.

стр 15

Изводи.

За безопасно функциониране на ВЧ резонансен ПИН клас-Е, при възникване

на късо съединение в индуктора, е необходимо да се защити MOSFET

транзистора T1 от моментни пикови стойности на напрежението Uds, чрез

TRANSIL диод D2 и от обратен ток - чрез ултра бърз диод D1.

Защитата е достатъчно ефективна, ако се използват „hyper fast” обратни

диоди от типа HFA30PA600 – 15А, 600V, с време за възстановяване 19ns и

TRANSIL диод - 1.5KE440A- 440V.

2.6. АНАЛИЗ НА РЕЗОНАНСЕН ПИН С РАЗШИРЕН ЧЕСТОТЕН

ДИАПАЗОН.

Съставен е модел и се изследва симулационен модел на резонансен

преобразувател с разширен честотен диапазон, намаляване на качествения фактор

/o o indQ L Rω= на основния последователен резонансен кръг.

В настоящият параграф е съставен практичен модел на резонансен

преобразувател с разширен честотен диапазон, отчитащ влиянието на товарния

резонансен кръг Rind, Lind, Cind и на транзисторните MOSFET ключове – фиг.19.

MOS транзисторите са представени с линеен модел на ключ управляван с

напрежение, с активно съпротивление при включено състояние Ron=0.3Ohm и

изходен капацитет Со. Капацитетът Cd включва всички паразитни капацитети на

транзисторния ключ Со, на защитните диоди (обратен и TRANSIL) Cd1 Cd2 и на

физическия кондензатор, свързан паралелно на транзистора Cd` :

0 1 2 'd D d d

C C C C C= + + + (2.11)

В схемата липсват защитните диоди, тъй като, както беше изяснено, при

оптимален режим на работа те оказват влияние само върху максималната работна

честота на преобразувателя, чрез собствените паразитни капацитети.

Товарният резонансен кръг Rind, Lind, Cind изпълнява ролята на филтър за

хармоничните съставки.

Фиг. 19. Резонансен ПИН клас-Е с нисък Q фактор.

За съставяне на модела са използвани символни променливи за дефиниране на

Cd иLx..

( )2 22

0.81 8 0.811 1 0.1836

4 2 4 24d

ind ind

Q T Q TC

Q R Q Rπ ππ π

= + ⋅ ⋅ = + ⋅ ⋅

+ ++ (2.12)

( )

1.11

2 0.67

indx

R T QL

Qπ= ⋅

− (2.13)

стр 16

Резултатите от симулационния анализ са показан на фиг.20.

0 90 180 270 360 450 540 630 720-10.0

40.0

I(R3) (A)360*(t-400*per)/per (Degrees)

rms(I(L3))

0 90 180 270 360 450 540 630 720-500

500

V(D) (V)

360*(t-400*per)/per (Degrees)

V(in)*20 V(out)*2

PGENSW15_5.CIR L1= 60n, R1=10

89.7,4.457 89.7,4.457 89.7,4.457 89.7,4.457

313.4,12.907 313.4,12.907 313.4,12.907 313.4,12.907

68,358.006 68,358.006 68,358.006 68,358.006

38383838 Vin x 20Vout x 2

ϕϕϕϕ

2γ2γ2γ2γ180

[degrees]θθθθ

[degrees]θ

Фиг.20. Резултати от симулационния анализ. Изводи:

Съставеният модел на резонансния ПИН осигурява оптимална работа при

условията на ZVS-ZDS.

Паралелният резонансен кръг на индуктора изпълнява ролята на филтър за

хармоничните съставки. Токът и напрежението върху товара са

синусоидални, а отдаваната мощност е максимална, когато собствената му

честота съвпада с управляващата;

Режимът на работа на транзисторните ключове се запазва максимално

близък до идеалния ZVS-ZCS режим.

Тази схема достатъчно ефективна при сравнително нисък качествен фактор

Q ≥3 на последователния резонансен кръг Lo,Co.

3. РЕЗОНАНСЕН ПИН С ZVS-ZDS С НИСЪК Q ФАКТОР И

РЕГУЛИРУЕМ КОЕФИЦИЕНТ НА ЗАПЪЛВАНЕ. В глава 3 са изведени аналитични формули за проектиране и е съставен

комбиниран модел на резонансен ПИН с ZVS-ZDS ключове за широк диапазон на

изменение на Q=0.7÷∞, с паралелен съгласуващ резонансен кръг, гарантиращ

максимална ефективност в широк честотен диапазон на изменение на товара и

настройка режима на работа чрез регулиране на коефициента на запълване D на

управляващите импулси при постоянна честота.

3.1. ОПИСАНИЕ НА МОДЕЛА.

Еквивалентната схема, показана на фиг.21 се състои от три резонансни кръга.

Фиг.21. Еквивалентна схема.

Резонансните честоти на товарния и последователния резонансни кръгове

съвпадат с основната:

0

0 0

1 1

2ind ind ind ind

Per

L C L C L Cω

π= = = (3.1)

стр 17

0 0 0

0

1

ind ind

L LQ

R R C

ω= = (3.2)

При симетрични управляващи импулси с коефициент на запълване D=0.5 и

висок качествен фактор Q ≥ 10, през товара токът е синусоидален. Чрез паралелния

резонансен кръг Cd, Lp се компенсират реактивните токове, за да се отдаде

максимална мощност в индуктора. При зададен товар Rind съгласуването се

осъществява чрез определено съотношение на честоти 0ω и p

ω , където:

1

2p

p d p d

Per

L C L Cω

π= = (3.3)

0 1

1.412p

nω

ω= = (3.4)

При нисък качествен фактор Q и коефициент на запълване D>0.5, през

товарната верига ще протичат значителни хармонични съставки на тока. В резултат

еквивалентният товар ще има активно-капацитивен характер и преобразувателят

няма да може да работи в оптимален режим. Компенсация на капацитивните

съставки може да се постигне, като се увеличи индуктивната компонента на

паралелния резонансен кръг Lp и Cd.

Фиг. 22. Модел на ZVS-ZDS резонансен ПИН.

Параметрите на симулационния модел се дефинират като функционални

зависимости от качествения фактор Q. За определянето им се въвеждат корекционни

коефициенти KL(Q), KY(Q) и КP(Q) зависими от Q:

0

( ) 0.732 ( ) indp L

RL Q K Q

ω= (3.5)

( )

( )p

L

p

L QK Q

L= (3.6)

Интервалът 2Yt(Q), през който ключът е отворен има размерност на ъгъл или

време и се изразява чрез:

стр 18

2 ( ) (1 ). ( ).t YY Q D Per K Q Per= − = (3.7)

Въведеният коефициент ( )YK Q показва зависимостта на коефициента на

запълване като функция от качествения фактор.

За получаване на аналитичните изрази за стойностите на компонентите е

достатъчно да се определят функционалните зависимости на двата

коефициента ( )YK Q и ( )LK Q . Зависимостите на KL(Q), KY(Q) трябва да са

непрекъснати функции на Q от несложен вид. За извеждането им се използват

статистически методи за обработка на данни и намиране на интерполиращи

функции от вида:

2 3

( ) .....,b c d

K Q aQ Q Q

= + + + + (3.8)

където: x- е качественият фактор Q; a, b, c, d, ….., са постоянни коефициенти.

За целта, предварително се снемат чрез симулационни експерименти данните за

различни стойности на Q – от 0.7 до 50. Последователността на измерванията е

следната:

Задава се постоянна индуктивност Lp изчислена при Q=50 и коефициент на

запълване за D=0.5, изразен чрез - Yt=0.5*Per/2.

Задават се вариращи стойности на Q – от 0.7 до 50 и чрез и оптимизационна

процедура на MICRO-CAP 9, се търси ъгъл Yt, при който са изпълнени

двете условия за оптимален режим - V(θ)=0 и ∂V(θ)/∂θ.

Задава се постоянна стойност на Yt=0.5*Per/2 и чрез вариации на Lp(Q) се

търси оптимален режим на работа при различни стойности на Q.

Получените относителни стойности за коефициента KL(Q)=Lp(Q)/Lp са

представени в таблица 4.

За извеждането на тези зависимости се използва софтуер за статистически

анализ – SYSTAT “Table curve 5”.

За определяне зависимостта на Ky(Q) е необходимо да са изпълнени следните

допълнителни условия: функцията да е монотонно растяща без инфлексни точки и

lim ( ) 0.5YQ

K Q→∞

= . За функцията KL(Q) – условията са: монотонно намаляваща без

инфлексни точки и lim ( ) 1LQ

K Q→∞

= . Графиката с стойности на абсолютните и

относителни грешки в % са показани на фиг.23 и фиг.24.

KyRank 494 Eqn 1203 y=a+b/x+c/x^2

r^2=0.99922997 DF Adj r^2=0.99845994 FitStdErr=0.00095097099 Fstat=2595.3052a=0.49967563 b=-0.057860448 c=0.0048232085

0.1 1 10 100

Q

0.42

0.43

0.44

0.45

0.46

0.47

0.48

0.49

0.5

Ky

0.42

0.43

0.44

0.45

0.46

0.47

0.48

0.49

0.5

Ky

-0.3

-0.1

0.1

Re

sid

ua

ls (

% o

f Y

)

-0.3

-0.1

0.1

Re

sid

ua

ls (

% o

f Y

)

Фиг. 23. Интерполираща функция Ky.

стр 19

KLRank 29 Eqn 6501 y=a+b/x+c/x^2+d/x^3

r^2=0.99999518 DF Adj r^2=0.99998554 FitStdErr=0.00038935471 Fstat=207484.37a=1.0009339 b=0.095585739 c=0.049075716 d=0.033588963

0.1 1 10 100

Q

1

1.05

1.1

1.15

1.2

1.25

1.3K

L

1

1.05

1.1

1.15

1.2

1.25

1.3

KL

-0.03

-0.01

0.01

0.03

0.05

Re

sid

ua

ls (

% o

f Y

)

-0.03

-0.01

0.01

0.03

0.05

Re

sid

ua

ls (

% o

f Y

)

Фиг. 24. Интерполираща функция KL.

В резултат се получават следните изрази за корекционните коефициенти:

2

0.0578 0.00482( ) 0.5YK Q

Q Q= − + (3.9)

2 3

0.0956 0.0491 0.0336( ) 1LK Q

Q Q Q= + + + (3.10)

3.2. СИМУЛАЦИОНЕН АНАЛИЗ.

Фиг.25. Симулационни резултати.

стр 20

При анализа за резонансния преобразувател (фиг.25) се използва комбиниран

символно-числов “SPICE” анализ. Аналитичните формули и методиката за

проектиране са отразени в таблица 2.

Времедиаграмите отразяват симулационните резултати в установен режим,

получени при произволно избрани изходни данни (в допустимите граници).

От диаграмите се вижда, че формата на тока I(C2) през кондензатора С2 е не

синусоидална. Преобразувателят поддържа оптимален режим и максимален КПД

при стойности на Q=1.

Изходната мощност на преобразувателя, означена в схемата като PoQ е също

функция зависеща от Q - респективно от D. При безкрайно висока стойност на Q

(D=0.5) изходната мощност се изчислява съгласно формула :

2

0 1.365 dd

ind

VP

R= (3.11)

С понижаването на Q, коефициентът D=1-2Yt/Pi ще се увеличи, а изходната

мощност ще нараства и може да се представи със следната функция:

2

0 ( ) 1.365 ( ) ,ddp

ind

VP Q K Q

R= (3.12)

където Kp(Q) е корекционен коефициент на мощносттаa и представлява

функция от Q:

0

0

( )( )p

P QK Q

P= (3.13)

По аналогичен начин се определя KP(Q), която отговаря на следните условия:

монотонно намаляваща функция, без инфлексни точки, lim ( ) 1pQ

K Q→∞

= , максимална

грешка не по-голяма от 0.5%.

стр 21

стр 22

KpRank 2 Eqn 17 y=a+b/x

r^2=0.99746943 DF Adj r^2=0.99645721 FitStdErr=0.0022497365 Fstat=2365.0106a=1.0000772 b=0.083700607

0.1 1 10 100

Q

1

1.025

1.05

1.075

1.1

Po

/13

65

1

1.025

1.05

1.075

1.1

Po

/13

65

-0.2

0

0.2

0.4

Re

sid

ua

ls (

% o

f Y

)

-0.2

0

0.2

0.4

Re

sid

ua

ls (

% o

f Y

)

Фиг. 26. Интерполираща функция Kp.

Получената функция за корекционен коефициент е:

0.0837

( ) 1pK QQ

= + (3.14)

Изчислената изходна мощност е:

2

0

0.0837( ) 1.365 1 1.479dd

ind

VP Q kW

Q R

= + =

(3.15)

Изводи

Разгледаният модел е подходящ при проектиране и разработка на

резонансни ПИН с ZVS –ZDS с висок КПД близък до 100% в честотния

диапазон от 0.5 до 8 MHz.

Притежават широки функционални възможности - работа в разширен

честотен диапазон при не синусоидални токове

Настройка на оптимален режим чрез регулиране на коефициента на

запълване.

Използването на малки индуктивности в захранващата верига и

последователния резонансен кръг позволява да се намалят габаритните

размери и да се използват бобини без сърцевини, което опростява

практическата реализация

Постигат се по-големи мощности при по-ниски захранващи напрежения

в сравнение с традиционните клас-Е преобразуватели. Пиковите

напрежения върху транзистора са по-ниски.

4. МОДЕЛ И АНАЛИЗ НА МУЛТИРЕЗОНАНСЕН

ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ ЗА ИНДУКЦИОННО НАГРЯВАНЕ 4.1. ОПИСАНИЕ НА МОДЕЛА.

L1Lind

L2Lo

L3 L4

L5

C1

Cind

C2Co

C3

C4

+R1

Rind

T

Vdd

GEN

Фиг. 27. Схема на мултирезонансен ПИН.

стр 23

В схемата на мултирезонансен ПИН с ZVS-ZDS е добавена допълнителна

последователна резонансна верига L4, C5 настроен на удвоената честота.

Фиг. 28. Мултирезонансна верига.

Последователния резонансен кръг образуван от L5 и C4 е настроен на удвоената

управляваща честота с цел да филтрира четните хармонични:

2

5 4

12 o

L Cω ω= = (4.1)

Елементите C3,C4 и L5 образуват трептящ кръг с капацитивен делител.

Неговата собствена честота е равна на утроената носеща.

3 43

3 4 5

3 o

C C

C C Lω ω

+= = (4.2)

4

3

5

4

C

C= (4.3)

3 3

1par ok

L Cω ω= = (4.4)

При работна честота на генератора, съвпадаща с ωo, реактивната съставляваща

на импеданса Zd е равна на нула при условие, че:

3 3 2 2 2

1 3 8; където k=

8 3o o

L Ck ω ω

= = (4.5)

АЧХ характеристика на мултирезонансната верига е показана на фиг.29 при

управляваща честота ω=ωo и има полюси, които се отличават от тези, разгледани в

литературния обзор.

Фиг. 29. АЧХ на мултирезонансна верига.

Вижда се, че импедансът Zd съдържа няколко резонансни честоти. В зоната

около 2MHz импедансът е равен на 10 Ω, а намаляване на остротата на резонансната

крива означава по-широка честотна лента и по-малка чувствителност към

променящите се параметри на товара.

стр 24

4.2. МОДЕЛ НА МУЛТИРЕЗОНАНСЕН ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ.

Фиг.30. Модел на мултирезонансен ПИН.

Честотата fpar има стойност:

1 8 1

32 ( )par

p p

fPerC Csw Cjo Lπ

= =+ +

(4.6)

Симулационни резултати.

Фиг.31. Симулационен анализа на МР преобразувател.

От времедиаграмите на фиг.31 се вижда, че ключът се превключва при

стойности на Vd и производната d(Vd)/dt близки до нулата, което означава

минимални динамични загуби и висок КПД.

стр 25

На фиг.32 и фиг.33 са представени зависимостите на изходната мощност и

ефективността на мултирезонансен ПИН, като функция от параметрите на

индуктора L1 и R1.

Фиг.32. Зависимост на изходната мощност от L1 и R1.

Фиг.33. Зависимост на ефективността от L1 и R1

Изводи.

Предложената схема на мултирезонансен ПИН с ZVS-ZDS ключове

постига оптимален режим на работа при мултиразонансна верига с

представената амплитудно-честотана характеристика. Полученият КПД

достига 0.96;

Схемата има понижени стресови стойности на напрежението върху ZVS-

ZDS ключа, в сравнение с преобразувателите клас-Е;

Мултирезонансният ПИН притежава голяма гъвкавост и възможности за

работа при оптимален режим с различни резонансни честоти на

веригите;

По-слаба зависимост на коефициента на полезно действие и изходната

мощност от товара, в сравнение с преобразувателите клас-Е;

Предложеният комбиниран симулационен модел, използващ символно-

числово моделиране в среда на MICRO-CAP, улеснява проектирането и

анализа на ПИН със сложни мултирезонансни вериги и включва

методика за проектиране;

Симулационният модел предоставя възможност за многовариантен и

оптимизационен анализ на схемата. Оптимизация на параметрите е

осъществима в известни граници, чрез регулиране на коефициента на

запълване.

стр 26

5. ПРАКТИЧЕСКА РЕАЛИЗАЦИЯ НА ВЧ ZVS-ZDS

РЕЗОНАНСЕН ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ ЗА ИНДУКЦИОННО

НАГРЯВАНЕ. 5.1. БЛОКОВА СХЕМА

Общата блокова схема на ПИН е представена на фиг.30. Параметрите които са

заложени при проектирането са: постоянна работна честота 1.92MHz, регулируема

изходна мощност до 1кВт, висок КПД > 0.90. Конструктивните особености са

съобразени с формата и размерите на нагрявания детайл. Разработения индуктор е с

малки размери (фиг.1).

T Line

RESONANT CONVERTERPULSE POWER SUPPLY

RESONANTGATE DRIVER

RECTIFIRE Cind INDUCTOR

Vout

Pdc

Idc

Vdc

POWER~230V

DC

AC

GATEDRIVER

Uref

CLOCK

P

I

U

I pulselimiter

I sensor

F

I / P

U

RESONANT THANKSMOSFET ZVS / ZDS

PWM

Uref

Uref

Фиг.34. Блокова схема на ВЧ резонансен ПИН.

5.2. РЕЗОНАНСЕН ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ.

Реализирана е схемата на ZVS-ZDS резонансен ПИН с нисък Q фактор и

регулируем коефициент на запълване.

Опростена еднотактна схема с ZVS-ZDS и опростено управление с

постоянна честота;

Висока ефективност доближаваща 100%;

По-голяма изходна мощност при по-ниски пикови стойности на

напрежението и тока върху транзисторите в сравнение с останалите

разглеждани схеми;

По-слаба зависимост от променливия характер на товара;

Възможност за регулиране на оптималния режим на работа чрез

коефициента на запълване;

По-висока максимална работна честота.

За гарантиране на безопасна и надеждна работа и защита от обратни токове и

свръх напрежения се използват обратен диод “hyper fast” диод D1 HFA30PA600 –

15А, 600V, 19us и TRANSIL диод 1,5KE440A. Използват се 2бр. MOSFET

транзистори IRFP440 -500V, 8.8A

5.3. КВАЗИРЕЗОНАНСНА ДРАЙВЕРНА СХЕМА ЗА УПРАВЛЕНИЕ НА

РЕЗОНАНСЕН ПИН.

Използва се резонансна верига, включена към гейта на Power MOSFET

транзистора, така че се получава паралелен резонансния кръг в който участва

входния капацитет на транзистора,

in gs gdC C C= + , и външна L,C верига.

стр 27

Фиг.35. Еквивалентна схема.

Управляващите импулси имат форма близка до синусоидалната и се формират

от резонансната верига настроена на втори хармоник.

Фиг.36. Управляващо напрежение на гейта.

Собствената резонансна честота на драйверната схема dr

f трябва да бъде по-

висока от основната. Изчисленията се извършват като предварително са известни

параметрите на трансформатора – K, L1, L2 и Lm- взаимната индукция, изходното

съпротивление на импулсния източник Rg.

021 2

12

2 ( ) L (1 )dr

in

f fC C kπ

= =+ −

(5.1)

Схемната реализацията на резонансна драйверна схема е показана на фиг.37, а

времедиаграмата на управляващото напрежение в гейта Ugs са показани на фиг.38.

Схемата се състои от кварцово стабилизиран честотен синтезатор с регулируем

коефициент - RF gen, формировател на импулси с регулируем коефициент на

запълване 4047, буферна схема 4050, крайното стъпало е реализирано с разнотипни

транзистори – POWER MOSFET Q1 и n-p-n дарлингтон транзистор Q3.

.

VCC

.

C1

RF gen.

Q3

C3

.

.

R2

POT

VCC

C2 TR1 3

2 4

.

D2

U1F4050

14 15

6 x

U1A4050

3 2

4047Q1

D1

Фиг.37. Квазирезонансна драйверна схема.

Особеното при това свързване на схемата е, че транзисторите са разнотипни се

управляват от общ източник – CMOS буфери, а транзисторът Q3 не се насища

напълно. Това води до превключване без закъснение и избягване на пикове и

колебателни явления при преходните процеси. В резултат формираният импулс на

гейта наподобява синусоида:

стр 28

Фиг.38. Осцилограма на гейта.

На базата на описаната схема са разработени и внедрени промишлени

преобразуватели за индукционно нагряване, използвани за запоечни автомати на

буквите на механични пишещи машини с водно охлаждане на индуктора. порядъка

на 1.6-2, като кондензатора C2 изпълнява ролята на блокиращ и е с голям

капацитет, а индуктивността L2 се избира за да се съгласува товара.

Характеристики:

Работа в режим на ZVS / ZDS;

максимална изходна мощност 1 кW;

регулиране на мощността от 30-100%, чрез регулиране на захранващото

напрежение;

работна честота – 2 MHz;

кварцово-стабилизиран управляващ генератор – честотен синтезатор с

програмно задание;

Регулиране на коефициента на запълване;

Защита на транзисторите при моментно отклонение на резонансната честота

на индуктора от основата , или в случай на късо съединение в индуктора –

използват се бързи обратни диоди и TRANSIL диоди;

Използване на токозахранващ източник на напрежение с токово

ограничение и ограничение по мощност;

КПД не по-малък от 90%;

Фиг.39. Осцилограми на напрежението върху товара Uout и Uds на транзистора.

Общият вид на реализираното устройство за индукционно нагряване и формата

на индуктора са показани на фиг.40 фиг.41.

Фиг.40. ПИН 1kVA, 2MHz Фиг.41. ПИН 1kVA, 2MHz

стр 29

ОСНОВНИ ИЗВОДИ И РЕЗУЛТАТИ. Резултатите от изследваните резонансни ВЧ ПИН с ZVS-ZDS ключове показват,

че в най-голяма степен се доближават до идеализираните представи – с нищожни

комутационни загуби и минимални активни загуби. Достижимият реален КПД е 96%

при честоти от 1MHz – до10MHz и мощности 1кW.

Основните трудности с приложението им са свързани с променящите се

параметри на индуктора при изменение на физическите свойства на нагряваните

детайли. Преодоляването им е възможно чрез намаляване на Q фактора на

последователния резонансен кръг и разширяване на честотната лента. За

гарантиране на безотказна работа е необходимо добавянето на специализирани

TRANSIL диоди и свръх бързи обратни диоди за ограничаването на високите пикови

напрежения и обратните токове на транзисторите. Настройването на оптимален

режим на работа на ZVS-ZDS може да се осъществява чрез регулиране на

коефициента на запълване.

Сложните и обемисти процедури по проектиране ПИН с много резонансни

вериги могат да бъдат облекчени, като се използва интегрирана методика за

изчисление, включваща символно-числово моделиране в среда на MICROCAP.

Получените симулационни анализи в максимална степен потвърждават използваната

методика.

Практическата реализация е документирана с „Протокол за въвеждане в редовна

експлоатация” на 3 броя устройства за запояване на буквени чукчета в

производствени условия в „ПИШЕЩИ МАШИНИ” ЕАД, потвърждаващ

приложимостта и функционалността на резонансните ВЧ ПИН с ZVS-ZDS ключове.

Безопасността от електромагнитни полета е документирана с протокол - „Хигиенно

заключение” от измервателна лаборатория на контролиращ орган ХЕИ.

В дисертационния труд са постигнати следните научни и научно-приложни

приноси:

1. Предложен и изследван е симулационен модел на високочестотен резонансен

ПИН клас-Е. Направен е симулационен анализ.

2. Направен е симулационен анализ за влиянието на променливите параметри на

индуктора върху режима на работа на резонансен ПИН клас-Е. Представени са

графично зависимостите на КПД и изходната мощност като функция на

индуктивността и съпротивлението на индуктора.

3. Извършен е симулационен анализ в среда на MATLAB за режим на късо

съединение в индуктора на резонансен ПИН клас-Е и са предложени мерки за

защита от свръх напрежение и обратни токове.

4. Съставен е комбиниран симулационен модел и е направен анализ на резонансен

ПИН клас-Е с разширен честотен диапазон и нисък качествен фактор Q.

5. Изведени са аналитични изрази за проектиране на резонансен ПИН с ZVS-ZDS

ключове с нисък качествен фактор Q и регулируем коефициент на запълване.

Въведени са коефициентите (Q), (Q), (Q)L Y p

K K K като функция на Q, чрез

намиране на апроксимиращи функции, при използване на статистически методи

за обработка на резултатите от симулационни експерименти. Съставена е

инженерна методика за проектиране на разглеждания преобразувател.

6. Съставен е комбиниран модел на резонансен ПИН с ZVS-ZDS ключове с нисък

качествен фактор и регулируем коефициент на запълване, използващ символнo-

числово моделиране в среда на MICRO-CAP с коефициенти

(Q), (Q), (Q)L Y p

K K K . Направени са симулационните анализи, потвърждаващи

правилността на изчислителната процедура.

стр 30

7. Съставен е комбиниран модел на мултирезонансен ПИН с ZVS-ZDS ключове с

резонансни вериги с различна АЧХ. Направен е симулационен анализ на

мултирезонансния преобразувател и са представени зависимостите на КПД и

изходната мощност от индуктивността и съпротивлението на индуктора.

8. Реализирана е оригинална квазирезонансна драйверна схема за управление на високоефективен резонансен ВЧ ПИН с ZVS-ZDS ключове.

9. Практически са реализирани и въведени за експлоатация в производствени

условия на резонансни ПИН с ZVS-ZDS ключове – 2MHz, 1kW, с нисък

качествен фактор и регулируем коефициент на запълване, за запояване на

детайли.

Приложение 1:Съдържа „SPICE” модел на POWER MOSFET транзистор

IRFP440 и PSPICE модел на чрез “hyper fast” диод HFA30PA600-IR;

Приложение 2: списък на фигурите.

Авторски публикации свързани с дисертационния труд.

A1. Георги Б. Бонев, Цветана Г. Григорова, Антон Н. Лечков, „АНАЛИЗ НА

РЕЗОНАНСЕН ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ ЗА ИНДУКЦИОННО НАГРЯВАНЕ

КЛАС-Е С РАЗШИРЕН ЧЕСТОТЕН ДИАПАЗОН”, сборник научни трудове на

СУБ – серия B, “Техника и технологии”, том XII, 2015, ISSN 1311-9419, сесия

31.10-01.11.2014.

A2. Георги Б. Бонев „РЕЗОНАНСЕН ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ ЗА ИНДУКЦИОННО

НАГРЯВАНЕ С ZVS-ZDS И ОГРАНИЧЕНА ИНДУКТИВНОСТ НА ДРОСЕЛА

В ЗАХРАНВАЩАТА ВЕРИГА”, сборник научни трудове на СУБ – серия B,

“Техника и технологии”, том XII, 2015, ISSN 1311-9419, сесия 31.10-01.11.2014.

A3. Георги Б. Бонев – „КОМПЮТЪРНО МОДЕЛИРАНЕ НА РЕЗОНАНСЕН

ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ ЗА ИНДУКЦИОННО НАГРЯВАНЕ”- сборник научни

трудове на СУБ – серия B, “Техника и технологии”, том IX, 2012, ISSN 1311-

9419, сесия 10-11 ноември 2011.

A4. Георги Б. Бонев –„ВИСОКОЧЕСТОТЕН МУЛТИРЕЗОНАНСЕН

ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ ЗА ИНДУКЦИОННО НАГРЯВАНЕ С НИСКО

СТРЕСОВО НАПРЕЖЕНИЕ ВЪРХУ ТРАНЗИСТОРНИТЕ КЛЮЧОВЕ” -

сборник научни трудове на СУБ – серия B, “Техника и технологии”, том IX,

2012, ISSN 1311-9419, сесия 10-11 ноември 2011.

A5. Георги Б.Бонев, Иван В. Рачев – „АНАЛИЗ НА РЕЖИМ С КЪСО

СЪЕДИНЕНИЕ В НАГРЯВАЩИЯ ИНДУКТОР НА ВИСОКОЧЕСТОТЕН

РЕЗОНАНСЕН ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ ЗА ИНДУКЦИОННО НАГРЯВАНЕ

КЛАС „Е”” – международна научна конференция „ТЕХСИС 2009”, 29-30 май

2009г., vol.14, Пловдив.

A6. Георги Бонев – “ВЛИЯНИЕ НА ИЗМЕНЕНИЕТО НА ПАРАМЕТРИТЕ НА

ТОВАРА ВЪРХУ РЕЖИМИТЕ НА РАБОТА НА ВИСОКОЧЕСТОТЕН КЛАС-

Е РЕЗОНАНСЕН ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ ЗА ИНДУКЦИОННО НАГРЯВАНЕ” –

сп. „ИНЖЕНЕРНИ НАУКИ”, БАН, бр.9, 2009г.

A7. Георги Бонев – „ОПТИМАЛЕН РЕЖИМ НА РАБОТА НА ТРАНЗИСТОРЕН

РАДИОЧЕСТОТЕН ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ КЛАС-Е ЗА ИНДУКЦИОННО

НАГРЯВАНЕ” - Научна конференция с международно участие ЕИСТ, 7-8 юни

2001г., гр. Битоля, Македония.

стр 31

ANNOTATION

HIGH FREQUENCY POWER INVERTERS FOR INDUCTION

HEATING WITH ZVS-ZDS.

Author: Georgi Bonev Bonev

High Frequency Power Inverters find their application in clean and contactless

heating of conductive surfaces in the industry. Resonant power converters for induction

heating with ZVS-ZDS (Zero Voltage Switch – Zero Derivative Switch) are very suitable

in frequency range of 0.5-10 MHz because of their high efficiency and good frequency and

energy parameters. Specificity in that case is the usage of MOSFET transistors that switch

on zero voltage Vds=0 on transition of drain-source (ZVS) and on zero value of derivative

of the voltage dVds/dt=0 (ZDS).

Subject of the present PhD thesis is the research of different scheme variants of

resonant power converters class “E”; converters class “E” with finite DC-feed inductance

and low quality factor; converters with low quality factor and regulated duty factor. A

model of multiresonant power inverter class “Ф2” is studied.

Combined simulation models and analytical description of studied schemes are

created using symbolic and numerical methods and “SPICE” modeling in “MICRO-CAP”

environment.

Following work scrutinizes the influence of variable nature of the load over the

parameters of High Frequency Power Inverters for Induction heating with ZVS-ZDS with

constant control frequency. Protection measures against overvoltage and reverse current of

ZVS-ZDS are suggested.

Original model and design methodology of High Frequency Power Inverters for

Induction heating with ZVS-ZDS with low quality factor and regulated duty factor are

described. Statistical methods for result processing of simulation experiments are used

during the analytical description of the model. Simulation analysis are presented.

Experimental research and development work has been undertaken on creation of

converter for detail soldering with the power of 1 kW on 2MHz frequency. Quasi resonant

driver control scheme is presented.