高速伝送信号の新計測手法 - Teledyne LeCroy | …teledynelecroy.com/japan/pdf/semi/etwest2008-seminar.pdfET West 2008 AD-3 LeCroy Japan Corporation 内容高速化に伴う信号計測の問題点

ET West 2008 AD-3

高速伝送信号の新計測手法

シミュレーション技術を使った信号の可視化技術

レクロイ･ジャパン株式会社

プロダクト･マーケティング

辻嘉樹

LeCroy Japan CorporationET West 2008 AD-3

内容

高速化に伴う信号計測の問題点

イコライザ

イコライザのエミュレーション

プロービング不可能な点の信号の可視化


内容


イコライザ




相互接続性試験

送信機の

アイパターンとジッタ計測

チャンネルの特性評価

+

コンプライアンス試験


今日の課題

••From Tradeoffs of Receive and Transmit Equalization ArchitectureFrom Tradeoffs of Receive and Transmit Equalization Architectures, ISSCC2006,Bryan Casper, Intel Labss, ISSCC2006,Bryan Casper, Intel Labs


レシーバ端では信号が劣化

ＣＨＡＮＮＥＬ ReceiverTransmitter

0 2 460

50

40

30

20

10

0

frequency (GHz)

mag

nitu

de (d

B)

.


レシーバ内のイコライザで信号劣化の補償

ＣＨＡＮＮＥＬ

Receiver

Transmitter DFE

DigitalAnalog

+FFE

この信号はIC内部なので見ることができない


Equalizer Emulationレシーバのイコライザをエミュレート

Transmitter ＣＨＡＮＮＥＬ

Receiver

FFE + DFE

DigitalAnalog

見えない信号を

可視化


内容


イコライザ



ET West 2008 AD-3

イコライザ


(単純化された見方)イコライザの問題点

特定の周波数における損失量は長さに比例する。

特定の長さにおける損失量は周波数に比例する。

チャンネルの品質は、損失の周波数特性と長さに依存する。

2.5 GHzで30インチで起きる問題は、1 MHzで1マイルで起きる問題と同じ。

イコライザの目標は、チャンネルの周波数特性を平坦にすることにある。

miMHzinGHz ⋅⋅⋅≈⋅⋅⋅ 11305.2

イコライザは、損失量が大きくなっても信号品質を維持できるイコライザは、損失量が大きくなっても信号品質を維持できるので、伝送速度または伝送長、あるいはその両者を大きくするので、伝送速度または伝送長、あるいはその両者を大きくすることができる。ことができる。

1−

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡=

周波数伝送距離×

損失量Q

×Q損失量伝送速度×伝送長＝許容可能


サンプリング・システムにおけるデジタル・イコライザ

01

10

11

00

)()1()1()( nxanaxny −+−−=

Gain = 1

Gain = (1-a)


例 : バックプレーンの場合

考慮しなければならない問題点: – 損失、反射、クロストーク、スキューバックプレーンでは、多くのインピーダンスの不整合が起きる箇所があり、反射の可能性が高い

バックプレーンのコネクタ

ラインカードのパターン

パッケージ

チップの特性 (終端抵抗と負荷容量など)

ラインカードのビア

バックプレーンのパターン

バックプレーンのビア


導通損と誘電損

単位長あたりの損失量 dB = 4.35 [R(f)/Z0 + G(f) Z0]– 導体の抵抗, R(f) = R0 + Rs (f)– 誘電体の伝導度, G(f) = G0 + 2 Π f δ C

Frequency

FR4 dielectric, 8 mil wide and 1m long 50 Ohm strip line

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.0E+06 1.0E+07 1.0E+08 1.0E+09 1.0E+10

Frequency, Hz

Tran

sfer

func

tion

Total lossConductor lossDielectric loss


導通損のモデル

導体の表面は、均一であると仮定

電流分布は均一であると仮定

表面粗さや表皮効果は抵抗を増加させる

表面粗さ

シングル・エンドの送信ラインの電流分布

差動の送信ペアの電流分布


低誘電損材料の信号パターンの損失量(Tanδ = 0.007)

特性インピーダンス50Ω、伝送長20インチ”、線幅6ミルRMS 表面粗さ: 1.3 µm

-30

-25

-20

-15

-10

-5

00.0E+00 5.0E+09 1.0E+10 1.5E+10 2.0E+10

Frequency, Hz

Loss

, dB

Cond. loss w/o SRCond. loss with SRDielectric lossTotal loss w/o SRTotal loss with SR

Surface roughnessa significant potential issue!


反射

反射の要因: インピーダンス不整合– 基板のインピーダンス– コネクタのインピーダンス– ビアのインピーダンス– パッケージのインピーダンス– 終端のインピーダンス

Z1 Z2Z2 - Z1

Z1 + Z2______

Ld

Cd

V LV 2 Z0 T

r d__ = _______i r

V -C Z0V 2 T

r d__ = _______i r

TDR impedance profile

707580859095

100105110115

0 0.5 1 1.5 2

Time, ns

Impe

danc

e, O

hms LC

Package LC via

BP via

Connector

BP


ビアのスタブで起きる周波数特性上のディップ

無損失の伝送線

スタブ長 = 7.5 mm (300 mil)

スタブ遅延 = 50 ps

ドリル穴の深さ

: 5mm

スタブ長:

2.5mm

バックプレーン

スタブスタブ

0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

1.0E+08 1.0E+09 1.0E+10

Frequency, Hz

Nor

mal

ized

out

put

Single stub (50 ps, 50 ohms)

Two stubs (50 ps, 50 Ohms)



-1.05

-0.55

-0.05

0.45

0.95

0 50 100 150 200 250 300 350 400


TXDATA

RXDATA

AT

AR

CR

CT

D

B

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

gh-gh conn. (baseline) : Normalized Raw and eq pulse response: PR length aftermain 60

A T,R

A2 T,R

B

C T,R D

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10


-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10


A T,R

A2 T,R B

C T,R D

T

複合反射

反射の原因の第一は、コネクタとバックプレーンの接続箇所– バックプレーンの長さに比例した位置に反射波が固まる


イコライザでできることとできないこと

イコライザは万能ではない…– 送信機に起因する問題は解決できない– 一般的に有効なのは

• 分散• 減衰

– 限定的に有効なのは• 反射(但しタップ数が多くなる)

– 場合によって悪影響を与えるのは• クロストーク

– αL*di/dt (誘導性結合) クロストークに対しては送信側等化に比べて悪影響を及ぼす。

イコライザは、信号の時間的前後関係に依存


バックプレーンは複雑なシステム

基板のみ

基板＋コネクタ

基板+コネクタ+ビア+デバイス…


周波数特性補償

0 2 4 6 8 10 12 1460

40

20

0

20

40

60

frequency (GHz)

mag

nitu

de (d

B)

Fb.

0 2 4 6 8 10 12 14200

100

0

100

200

frequency (GHz)

phas

e (d

egre

es)

Fb.


パルス応答の最適化

孤立波のパルス応答は、孤立波の位置以外のポイントでは全てゼロにする

最小二乗エラーを検出する手法で実現可能

イコライザの方式によらず、ゼロにする手法が有効

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 200.5

0

0.5

1

1.5

.

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 200.5

0

0.5

1

1.5

.

Linear Equalizer

DFE


Rmsエラーの最小化

5 10 15 20 25 30 35 40

2

1

0

1

2

time (UI)

ampl

itude

5 10 15 20 25 30 35 400.01

0.1

1

10Error

time (UI)

abso

lute

erro

r

信号エラー

イコライズ前

イコライズ後

注: ログスケール


トレーニング


内容


イコライザ




イコライザ・エミュレーションのコンポーネント

DFE + スライサ

クロック再生用

PLL

トランスバーサル

フィルタ

DFE, FFEイコライザ付き

レシーバ

PLL


DFEの設定

ビットレイト

理想の‘1’のレベル

理想の‘0’のレベル

アイパターンの中心、またはクロスポイント、もしくはその両方でのエラーを最小にする最適化方法を設定

重みのリセット波形の最適化が行われた後、リフレームを実行


DFEのタップ係数


DFEの出力信号のアイパターン


トランスバーサル・フィルタの設定

理想の‘1’と‘0’のレベル

プロカーソル・タップは現在のビットよりも前のタップの数を設定する。タップの数は必ず奇数


FFEの係数


Pre-Cursor Taps

D D

C２ C３C１

＋＋

-0.3 1.4 -0.5

Pre-cursor tap


DFE (Decision Feedback Equalizer)

D D

C２ C３C１

＋＋

-0.4 -0.2 -0.1

＋


内容


イコライザ




Virtual Probingインターコネクトによる信号劣化をシミュレート


Receiver

FFE + DFE

DigitalAnalog

見えない信号を

可視化

実際のCHANNELが存在しない場合

CHANNELの出力で信号がピックアップできない場合

実際の信号ではS/Nが悪い場合


TDR

TDRは、インターコネクトを評価する手法の一つで、不良の位置とその特性を得る。

インターコネクト・システムで計測されるのはケーブル、ツイステッド・ペア、プリント基板やパッケージのリードなど。

これらは、全てそれらの材料と形状により決まる特性インピーダンスを持つ伝送線を形成する。

入力ステップ信号

振幅または

インピーダンス

時間または距離

反射

コネクタ

ケーブルプリント基板


電力の伝送

入力波

反射波

100%

0%

整合した条件では、伝送線の電圧と電流は距離によって変化しない

最大電力の伝送には信号源と負荷のインピーダンスは、伝送線の特性インピーダンスに整合しなければならない。

複雑(リアクタンス成分のある)負荷インピーダンスでは、信号源は共役インピーダンスでなければならない

整合した条件では、信号皆者とからの全ての電力は負荷に伝送され、反射によって信号源に戻る電力はゼロとなる。

ZO

負荷

ZS=ZO

信号源


反射の計測

VMIN

VMAX

入力波

VI

反射波

VR

0 < ρ < 11 < VSWR <∞∞ < RL < 0 dB

反射係数:

反射係数, Γ

Γ= VR/VI=(ZL-ZO)/(ZL+ZO)= ρ /Φ

ρ = | Γ |

リターンロス, in dBRL= -20 Log(ρ)

定在波比 (VSWR)

VSWR= VMAX/VMIN

– =(1+ρ)/(1-ρ)

負荷信号源

ZS

ZL

ZO


VSWR, リターン・ロス, 反射係数


不整合の負荷の周波数特性

デバイスの特性が決まった面で周波数を変えながら計測された場合には、振幅は周波数に応じて変化する

周波数応答は、計測されるネットワークに応じて変わるので、ネットワークの特性が推定できる。

可変周波数信号源負荷

ZL

ZO

ZS

基準面

基準面における周波数特性


Sパラメータのモデル

“S”パラメータは各ポートにおける進行波の入力電圧と反射電圧の測定に基づきます

進行波の振幅は信号経路の位置によっては変化しない

計測は終端した状態で行われる

Sパラメータは Z, Y, またはHパラメータに用意に変換できる数字の意味: Sの後の最初の数字は、信号が計測されるポートで、2番目の数字は信号が加えられるポートを示している

ZS

ZL

a1, Incident Voltage

b1, Reflected Voltage



ここで:S11= b1/a1⏐a2=0, S21= b2/a1⏐a2=0, S22= b2/a2⏐a1=0, S12= b1/a2⏐a1=0

b1=S11a1+S12a2b2=S21a1+S22a2


Sパラメータの定義

S11= b1/a1⏐a2=0 出力ポートが正しく終端された場合の入力反射係数S21= b2/a1⏐a2=0 出力ポートが正しく終端された場合の順方向伝送増幅率S22= b2/a2⏐a1=0 入力ポートが正しく終端された場合の出力反射係数

S12= b1/a2⏐a1=0 入力ポートが正しく終端された場合の逆方向伝送増幅率

b1=S11a1+S12a2b2=S21a1+S22a2

ZS

ZL

a1, 入力電圧

b1, 反射電圧

a2, 入力電圧

b2, 反射電圧


“T”パラメータZS

ZL





ネットワークを直列接続するために、ネットワークの個別の変数変更することができる

a2とb2が独立変数入力信号である時に出力信号a1とb1が従属

変数である時、別のパラメータ“T”パラメータが得らる。

TパラメータはSパラメータから計算することができる。

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡=⎢

⎣

⎡⎥⎦

⎤2

1

2221

11

2

1 12

aa

ss

ss

bb

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡=⎢

⎣

⎡⎥⎦

⎤2

2

2221

11

1

1 12

ba

TT

TT

ab

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

−

−

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

=⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡

22

21

22

21122211

22

22

12

2221

11

112

TT

TTTTT

T

TT

SS

SS

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

−

−−

=⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡

21

21

11

21

22

21

21122211

2221

11

112

S

SS

SS

SSSSS

TT

TT


直列接続されたネットワーク

a1 b2

b1 a2

a1' b2'

b1' a2'T T'

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡=⎢

⎣

⎡⎥⎦

⎤2

2

2221

11

1

1 12

ba

TT

TT

ab

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡=⎢

⎣

⎡⎥⎦

⎤2

2

2221

11

1

1

''

''

''

'' 12

ba

TT

TT

ab

but ⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡2

2

ba

= ⎢⎣

⎡⎥⎦

⎤1

1

''

ab

Therefore

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡=⎢

⎣

⎡⎥⎦

⎤2221

11

1

1 12

TT

TT

ab

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡2

2

2221

11

''

''

'' 12

ba

TT

TT

ネットワークを直列に接続する場合、SパラメータをTパラメータに変換する。.

初段のネットワークの出力が次段のネットワークの入力になるので、二つのTパラメータを掛け合わせることで全体のTパラメータを得ることができます。

結果のTパラメータを再び変換して全体のSパラメータをえることができます。


差動ネットワーク, ミックスド・モード・パラメータ

ミックスド・モードSパラメータは差動ネットワークの構造を示すのに用いられます。

これらは、計測された4ポートのシングル・エンドSパラメータから計算され、ポートが差動信号で駆動された場合の結果を計算します。

変換は、ポートを対(1&3, 2&4) として考え、差動および同相で駆動する条件で行われます。

ミックスド･モード・pらメータは標準の4ポート・パラメータから変換が可能です。

4ポート・パラメータの行列計算

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

=

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

4

3

2

1

44434241

34333231

24232221

14131211

4

3

2

1

aaaa

SSSSSSSSSSSSSSSS

bbbb

ミックスド・モード行列

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

=

⎥⎥⎥⎥

⎦

⎤

⎢⎢⎢⎢

⎣

⎡

2

1

2

1

122212

21112111

22122212

21112111

2

1

2

1

22 c

c

d

d

ccdcdc

ccccdcdc

cdcddddd

cdcddddd

c

c

d

d

aaaa

SSSSSSSSSSSSSSSS

bbbb

cc

4 port networkポート1

ポート4

ポート3

ポート2


Virtual Probing – シミュレーション･チャンネル

S parameter files System

definition file

実測データ(最大 8個)

シミュレーテド･データ

(最大 8個)


Virtual Probing におけるシミュレーション

与えられたシグナル･フローから測定データとシミュレーション結果に対する伝達関数を導出

伝達関数からインパルス応答を測定データにコンボリューションするためにFIRフィルタを利用する。

bsp

bsmT LS

spV1

2 2

1 3

4

1

2smV

lpV

lmV

b1

a1

a3

b3bsp

spa lpa

b2

a2

a4

b4bsm

Tsma lma

b1

a1

b2

a2

L

b2

a2

b1

a1

S

spb

smb

lpb

lmb

5 0 5 10 15 20

0

0.05

. 5 0 5 10 15 20

0

0.05

.


Virtual Probing大幅なS/Nの改善

受信端における実測値

送信端における実測値

を使ったシミュレート結果


プロービングできない観測点の波形

観測できる点観測したい点観測したい点


プローブの影響を取り除く例

Output

Output

Measure

PCB_Trace PCB_TraceCoupling_Cap

Transmitter Receiver

PCB_Trace PCB_TraceCoupling_CapProbing Point

Probe

Scope

VT

Signal Flow during Signal Measurement

Ideal Signal Flow


Eye Doctor = Virtual Probing + Equalizer Emulationシリアル･インタフェースのシステム解析

送信端信号

イコライズされた信号

デコードされたデータ

復調されたクロック

劣化した信号


Receiver

+ DFEFFE

Virtual Probing Equalizer Emulation


測定対象のバックプレーン

表面

裏面


被測定対象

24インチ伝送ライン (Latticeデモボード)

4ポートネットワークアナライザでSパラメータ計測計測されたSDD11とSDD21


バックプレーンのインピーダンス・プロファイル

Odd Mode (Port1側)Odd Mode (Port2側)Even Mode (Port1側)Even Mode (Port2側)


コネクタのSパラメータ

SDD11 (Port1側)SDD11 (Port2側)SCC21 (Port1側)SCC21 (Port2側)


コネクタのデエンベッデッド

デエンベデッド前

デエンベデッド後



Odd Mode (Port1側)Odd Mode (Port2側)Even Mode (Port1側)Even Mode (Port2側)


コネクタのデエンベッデッド計測例


コネクタのデエンベッデッド計測例




PCI Express Gen2


PCI Express Gen2 コネクタのデエンベデッド


まとめ

1. Equalizer Emulationを実装することにより、従来の手法では得られなかったシステムのマージン解析が可能になる。

2. Virtual Probingにより実際には観測できない点での信号を高い精度で予測できる。

3. 両者を用いることで、システム全体の信号解析を主要な点で行える。

4. 測定の精度と効率を大幅に向上できる。

レクロイ・ブース A-10

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高速伝送信号の新計測手法 - Teledyne LeCroy | …teledynelecroy.com/japan/pdf/semi/etwest2008-seminar.pdfET West 2008 AD-3 LeCroy Japan Corporation 内容高速化に伴う信号計測の問題点