0.5A 140Vスイッチを内蔵した低静止電流の昇圧反転 ...8331. 詳細： . 標準的応用例特長概要. 0.5A、140Vスイッチを内蔵した低静止電流の昇圧/SEPIC

LT8331

18331f

詳細： www.linear-tech.co.jp/LT8331

標準的応用例

特長概要

0.5A、140Vスイッチを内蔵した低静止電流の昇圧 /SEPIC/

フライバック/反転コンバータ

LT®8331は、4.5V～100V入力からの140V、0.5Aスイッチ動作を備える電流モードDC/DCコンバータです。独自の単一帰還ピンアーキテクチャを採用したことにより、昇圧、SEPIC、フライバック、または反転構成が可能になっています。Burst

Mode動作は、わずか6μAの静止電流を消費して極めて低い出力電流での高い効率を維持しながら、標準出力リップルを20mV未満に抑えます。

内部で補償される電流モード・アーキテクチャにより、広い範囲の入力電圧と出力電圧、およびプログラム可能な100kHz～500kHzのスイッチング周波数にわたって安定した動作が得られます。SYNC/MODEピンを使用すると、外部クロックに同期することができます。このピンを使用して、Burst

Modeまたはパルススキップ動作モードを選択することもできます。効率を向上するために、BIASピンは、INTVCCレギュレータに電力を供給する2番目の入力を受け取ることができます。その他の機能には、周波数フォールドバック、起動時にインダクタ電流を制御するためのプログラム可能なソフトスタートなどがあります。

LT8331は、4つのピンが欠損している熱特性が改善されたMSOPパッケージで供給されており、高電圧のピン間隔に対応しています。

48V出力SEPICコンバータ

アプリケーション

n 広い入力電圧範囲：4.5V～100Vn 超低静止電流および低リップルのBurst Mode®

動作：IQ = 6μAn 0.5A/140Vのパワー・スイッチn 1本の帰還ピンで正または負の出力電圧をプログラミング

n プログラム可能な周波数（100kHz～500kHz）n 外部クロックと同期可能n 高効率を実現するBIASピンn プログラム可能な低電圧ロックアウト（UVLO）n 熱特性が改善された高電圧MSOPパッケージ

n 産業用および自動車用機器n 通信機器n 医療診断機器n 携帯型電子機器

L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、LinearのロゴおよびBurst Modeはリニアテクノロジー社の登録商標です。その他全ての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。

効率および電力損失

8331 TA01a

•

•

34.8k

2.2µF

1M

59k

0.1µF63.4k 1µF

VOUT = 48V

IN SW1-2

EN/UVLO

LT8331

VIN36V TO

72V

220μH

1M

220μH

150mA AT VIN = 36V165mA AT VIN = 48V190mA AT VIN = 72V

SYNC/MODE

GND

FBX

BIAS

SS

VOUT

450kHz

4.7µF×4

1µF×2 V

RT INTVCC

EFFICIENCY

POWER LOSS

VIN = 36VVIN = 48VVIN = 72V

LOAD CURRENT (mA)0 50 100 150 200

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

0

0.5

1.0

1.5

2.0

EFFI

CIEN

CY (%

)

POWER LOSS (W

)

8331 TA01b

http://www.linear-tech.co.jp/LT8331


LT8331

28331f


SW ...................................................................................... 140VVIN、EN/UVLO ..................................................................... 100VBIAS ...................................................................................... 60VEN/UVLOピンとVINピン、SYNCの電圧差 ............................. 6VINTVCC（Note 2） ...................................................................... 4VFBX ...................................................................................... ±4V動作接合部温度（Note 3） LT8331E、LT8331I ......................................... –40°C～125°C保存温度範囲.................................................... –65°C～150°Cリード温度（半田付け、10秒） ..........................................300°C

発注情報

無鉛仕上げテープ・アンド・リール製品マーキング* パッケージ温度範囲LT8331EMSE#PBF LT8331EMSE#TRPBF 8331 16-Lead Plastic MSOP with 4 Pins Removed –40°C to 125°CLT8331IMSE#PBF LT8331IMSE#TRPBF 8331 16-Lead Plastic MSOP with 4 Pins Removed –40°C to 125°Cさらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。*温度等級は出荷時のコンテナのラベルで識別されます。無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。

1 3 5678

EN/UVLO

VIN

INTVCCNC

BIASNC

16 14 1211109

SW1

SW2 SYNC/MODESSRTFBX

TOP VIEW

17PGND,

GND

MSE PACKAGEVARIATION: MSE16 (12)16-LEAD PLASTIC MSOP

θJA = 45°C/W, θJC = 10°C/W EXPOSED PAD (PIN 17) IS PGND AND GND, MUST BE SOLDERED TO PCB

ピン配置絶対最大定格（Note 1）

PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

VIN Operating Voltage Range l 4.5 100 V

VIN Quiescent Current at Shutdown VEN/UVLO = 0.2V

l

1 2

2 5

μA μA

VEN/UVLO = 1.5V l

2.0 3.6

5 9.5

μA μA

VIN Quiescent Current RT = 100k

Sleep Mode (Not Switching) SYNC = 0V l

5.5 8.5

15 25

μA μA

Active Mode (Not Switching) SYNC = 0V, BIAS = 0V l

780 840

1420 1720

µA µA

SYNC = 0V, BIAS = 5V l

17 24

40 55

µA µA

SYNC = INTVCC, BIAS = 0V l

700 800

1080 1170

µA µA

SYNC = INTVCC, BIAS = 5V l

17 24

40 55

µA µA

電気的特性l は全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外はTA = 25°Cでの値。注記がない限り、VIN = 12V、EN/UVLO = 12V。


http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/

http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/

LT8331

38331f


電気的特性l は全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外はTA = 25°Cでの値。注記がない限り、VIN = 12V、EN/UVLO = 12V。

Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可能性がある。また、長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与えるおそれがある。Note 2：INTVCCは外部から駆動できない。このピンに外部から負荷を与えることはできない。Note 3：LT8331Eは、0°C～125°Cの接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。–40°C～125°Cの動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LT8331Iは–40°C～125°Cの全動作接合部温度範囲で動作することが保証されている。接合部温度が高いと動作寿命は短くなる。125°Cを超える接合部温度では動作寿命がディレーティングされる。

Note 4：このデバイスには過負荷状態の間デバイスを保護するための過熱保護機能が備わっている。過熱保護機能がアクティブなとき接合部温度は150°Cを超える。規定されている最大動作接合部温度を超えた状態で動作が継続すると、寿命が短くなる。

PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS

BIAS Threshold Rising, BIAS Can Supply INTVCC Falling, BIAS Cannot Supply INTVCC

l

l

4.10 3.725

4.4 4

4.65 4.275

V V

VIN Falling Threshold to Supply INTVCC BIAS = 12V BIAS – 1.6V V

BIAS Falling Threshold to Supply INTVCC VIN = 12V VIN – 0.4V V

FBXのレギュレーションFBX Regulation Voltage FBX > 0V

FBX < 0Vl

l

1.568 –0.820

1.6 –0.80

1.632 –0.780

V V

FBX Line Regulation FBX > 0V, 4.5V < VIN < 100V FBX < 0V, 4.5V < VIN < 100V

0.005 0.005

0.015 0.015

%/V %/V

FBX Pin Current FBX = 1.6V, –0.8V l –10 10 nA

発振器Switching Frequency (fOSC) RT = 301k

RT = 100k RT = 56.2k

l

l

l

92 279 465

100 300 500

107 321 535

kHz kHz kHz

Minimum On-Time SYNC = 0V SYNC = INTVCC

165 160

290 290

ns ns

Minimum Off-Time 146 230 ns

SYNC/Mode, Mode Thresholds Rising to Select Pulse Skipping Mode Falling to Select Burst Mode Operation

l

l

0.6

2.4 V V

SYNC/Mode, Clock Thresholds Rising Falling

0.6

2.0 1.1

2.4 V V

fSYNC/fOSC Allowed Ratio RT = 100k 0.95 1 1.25 kHz

SYNC Pin Current SYNC = 2V –40 40 nA

スイッチMaximum Switch Current Limit Threshold l 0.5 0.6 0.7 A

Switch Overcurrent Threshold Discharges SS Pin 1.15 A

Switch RDS(ON) ISW = 0.25A 1.7 Ω

Switch Leakage Current VSW = 140V 0.1 1 µA

EN/UVLOロジックEN/UVLO Pin Threshold (Rising) Start Switching l 1.576 1.74 1.90 V

EN/UVLO Pin Threshold (Falling) Stop Switching l 1.556 1.6 1.644 V

EN/UVLO Pin Current VEN/UVLO = 1.6V l –40 40 nA

ソフトスタートSoft-Start Charge Current SS = 1V 2 µA

Soft-Start Pull-Down Resistance Fault Condition, SS = 0.1V 250 Ω


LT8331

48331f


標準的性能特性

スイッチング周波数と温度スイッチング周波数とVIN

正規化されたスイッチング周波数とFBX電圧

スイッチ電流制限とデューティ・サイクルスイッチの最小オン時間と温度スイッチの最小オフ時間と温度

FBXの正レギュレーション電圧と温度

FBXの負レギュレーション電圧と温度 EN/UVLOピンのしきい値と温度

VIN = 12V

JUNCTION TEMPERATURE (°C)–50 –25 0 25 50 75 100 125 150 175

1.570

1.580

1.590

1.600

1.610

1.620

1.630

FBX

VOLT

AGE

(V)

8331 G01

VIN = 12V


–0.815

–0.810

–0.805

–0.800

–0.795

–0.790

–0.785

FBX

VOLT

AGE

(V)

8331 G02

VIN = 12V

EN/UVLO RISING (TURN-ON)

EN/UVLO FALLING (TURN-OFF)


1.54

1.57

1.60

1.63

1.66

1.69

1.72

1.75

1.78

1.81

1.84

EN/U

VLO

PIN

VOLT

AGE

(V)

8331 G03

VIN = 12V


475

480

485

490

495

500

505

510

515

520

525

SWIT

CHIN

G FR

EQUE

NCY

(kHz

)

8331 G04VIN (V)

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100475

480

485

490

495

500

505

510

515

520

525

SWIT

CHIN

G FR

EQUE

NCY

(kHz

)

8331 G05

VIN = 12V

FBX VOLTAGE (V)–0.8 –0.4 0.0 0.4 0.8 1.2 1.60

25

50

75

100

125

NORM

ALIZ

ED S

WIT

CHIN

G FR

EQUE

NCY

(%)

8331 G06

VIN = 12V

DUTY CYCLE (%)0 20 40 60 80 100

0.50

0.55

0.60

0.65

0.70

SWIT

CH C

URRE

NT L

IMIT

(A)

8331 G07

SYNC = 0V

SYNC = INTVCC


130

140

150

160

170

180

190

200

MIN

IMUM

ON–

TIM

E (n

s)

8331 G08JUNCTION TEMPERATURE (°C)

–50 –25 0 25 50 75 100 125 150 175110

120

130

140

150

160

170

180

MIN

IMUM

OFF

–TIM

E (n

s)

8331 G09


LT8331

58331f


標準的性能特性

スイッチング波形（CCM）スイッチング波形（DCM/軽度のBurst Mode）

スイッチング波形（極度のBurst Mode）

バースト周波数と負荷電流

VINピンの電流（スリープ・モード、スイッチングしていない）と温度

VINピンの電流（アクティブ・モード、スイッチングしていない）と温度

VINピンの電流（アクティブ・モード、スイッチングしていない）と温度

VIN = 12VVSYNC/MODE = 0VVBIAS = 0V


0

1.25

2.50

3.75

5.00

6.25

7.50

8.75

10.00

V IN

PIN

CURR

ENT

(μA)

8331 G10JUNCTION TEMPERATURE (°C)

–50 –25 0 25 50 75 100 125 150 175600

650

700

750

800

850

900

950

1000

V IN

PIN

CURR

ENT

(μA)

8331 G11



0

5

10

15

20

25

30

V IN

PIN

CURR

ENT

(μA)

8331 G12


VOUTのトランジェント応答負荷82.5mAから165mAへ、および165mAから82.5mAへの電流トランジェント

VOUTのトランジェント応答負荷5mAから165mAへ、および 165mAから5mAへの電流トランジェント

2µs/DIV

VSW50V/DIV

IL1+IL2200mA/DIV

8331 G13

FRONT PAGE APPLICATIONVIN = 48V, VOUT = 48V, ILOAD = 165mA

2µs/DIV

VSW50V/DIV

IL1+IL2200mA/DIV

8331 G14


5µs/DIV

VSW50V/DIV

IL1+IL2200mA/DIV

8331 G15


FRONT PAGE APPLICATIONVIN = 48V, VOUT = 48V

LOAD CURRENT (mA)0 20 40 60 80 100

0

150

300

450

600

SWIT

CHIN

G FR

EQUE

NCY

(kHz

)

8331 G16


200µs/DIV

VOUT500mV/DIV

ILOAD100mA/DIV

8331 G17


500µs/DIV

VOUT1V/DIV

ILOAD100mA/DIV

8331 G18


LT8331

68331f


ピン機能EN/UVLO（ピン1）：シャットダウンおよび低電圧検出ピン。LT8331は、このピンが“L”のときシャットダウン状態になり、このピンが“H”のときアクティブになります。高精度の1.6Vのしきい値を下回ると、デバイスは低電圧ロックアウト状態になり、スイッチング動作を停止します。システム入力電圧を抵抗で分割してEN/UVLOピンに入力することにより、システム入力電圧の低電圧ロックアウト（UVLO）しきい値を設定できます。このピンの140mVのヒステリシスは、ピンの電圧が1.74Vを超えたときにデバイスがスイッチング動作を再開するようにします。EN/UVLOピンの電圧が0.2Vを下回ると、VINの電流が1μA未満に減少します。シャットダウン機能およびUVLO機能が不要な場合は、このピンをシステム入力に直接接続できます。

VIN（ピン3）：入力電源。このピンはすぐ近くでバイパスする必要があります。入力コンデンサの正端子はVINピンにできるだけ近づけて設置し、負端子は露出PGNDの銅（ピン1の近く）にできるだけ近づけて設置するようにしてください。

INTVCC（ピン5）：内部負荷用の安定化された3.2V電源。1μF

以上の低ESRセラミック・コンデンサを使用して、INTVCCピンをGNDにバイパスする必要があります。このピンに追加部品を接続したり、負荷を与えたりすることはできません。4.4V

≤ BIAS ≤ VIN – 0.4Vの場合、INTVCCにはBIASピンから電力が供給されます。そうでない場合、INTVCCにはVINピンから電力が供給されます。

NC（ピン6、8）：内部接続なし。これらのピンは開放状態のままにしてください。

BIAS（ピン7）：INTVCCに電力を供給するための第2入力電源。4.4V ≤ BIAS ≤ VIN – 0.4Vの場合に、INTVCC電流の大部分をVINピンから除去して効率を向上します。使用しない場合、このピンをGNDの銅に接続します。

FBX（ピン9）：正出力または負出力の電圧レギュレーション帰還ピン。このピンは、出力と露出パッドGNDの銅（ピン9の近く）との間の抵抗分割器に接続します。FBXは、FBXの電圧が0Vに近い起動時およびフォルト状態の間、スイッチング周波数を減少させます。

RT（ピン10）：このピンから露出パッドGNDの銅（ピン9の近く）に抵抗を接続して、スイッチング周波数を設定します。

SS（ピン11）：ソフトスタート・ピン。このピンから露出パッドGNDの銅（ピン9の近く）にコンデンサを接続して、コンバータの起動時のインダクタ電流のランプ・レートを制御します。SS

ピンの充電電流は2μAです。シャットダウン状態またはフォルト状態にある間、内部の250Ω MOSFETがこのピンを放電します。

SYNC/MODE（ピン12）：性能を最適化するために、このピンを使用して3つのモードを選択できます。

1. GND：Burst Mode動作（軽負荷時のIQが少なく、出力電圧リップルが低い）。

2. 外部クロック：同期したスイッチング周波数。

3. INTVCC：パルススキップ・モード（軽負荷時またはデューティ・サイクルが低いとき）。

SW1、SW2（ピン14、ピン16）：内部パワー・スイッチの出力。これらのピンに接続されるメタル・トレースの面積を小さくしてEMIを低減します。

PGND、GND（ピン17）：デバイスの電源グランドおよび信号グランド。パッケージのデバイスの下には、パッケージの放熱経路として最適な露出パッド（ピン17）があり、ピン17は、ダイの温度を下げてLT8331の電力性能を高めるため、デバイスの下の切れ目のない銅のグランド・プレーンに半田付けする必要があります。電源グランド部品を、ピン1、14、および16の近くにある露出パッドの銅に接続します。信号グランド部品を、ピン8および9の近くにある露出パッドの銅に接続します。


LT8331

78331f


ブロック図

8331 BD

VC

–

+

–

+A7

•

•

–

+

–

+

A6

–

+

–

+

–

+A2

–

+

C1

L2R4

OPT

VBIAS + 0.4V(+)VBIAS – 1.6V(–)

4.4V(+)4.0V(–)

3.2V REGULATOR

SW1

OSCILLATOR

A6

ERROR AMPSELECT

FREQUENCYFOLDBACK

INTVCCUVLO

SWITCHLOGIC

BURSTDETECT

SLOPEDRIVER

M1

INTVCC

TJ > 170°C

1.74V(+)1.6V(–)

INTERNALREFERENCE

UVLO

CIN

SW2

BIAS

R3OPT

VIN

COUT

CVCC

D1L1

VOUT

UVLO

RT

SYNC/MODE

OVER-CURRENT

A7

OVERCURRENT

–

+A1

PGND/GND

ERRORAMP

ERRORAMP

SLOPE

1.6VFBXVOUT

R2

R1

–0.8V

MAXILIMIT

1.9×MAXILIMIT

RSENSE

PWMCOMPARATOR

Q1

R5

A3

A5

ISS2μA

M2

SS

CSS

EN/UVLO VIN

UVLO

A4


LT8331

88331f


動作LT8331は、固定周波数の電流モード制御方式を使って、優れた入力レギュレーションと負荷レギュレーションを実現します。動作については「ブロック図」を参照してください。発振器（RTピンに接続した抵抗で周波数を設定）により、各クロック・サイクルの開始時に内蔵のパワー・スイッチがオンします。次に、インダクタを流れる電流が増加して電流コンパレータが作動し、パワー・スイッチがオフします。スイッチがオフするときのピーク・インダクタ電流は、内部VCノードの電圧によって制御されます。エラーアンプが、FBXピンの電圧を内部リファレンス電圧（選択したトポロジーに応じて1.60Vまたは–0.80V）と比較することによってVCノードをサーボ制御します。負荷電流が増加すると、内部リファレンスに比べてFBXピンの電圧が減少します。これにより、エラーアンプが、新しい負荷電流の要求を満たすまでVC電圧を上昇させます。このようにして、エラーアンプは正しいピーク・スイッチ電流レベルを設定し、出力を安定化された状態に保ちます。

LT8331は1つのFBXピンを使って正または負の出力電圧を生成することができます。昇圧コンバータ、SEPICコンバータ、またはフライバック・コンバータとして構成して正の出力電圧を生成するか、または反転コンバータとして構成して負の出力電圧を生成することができます。「ブロック図」に示されているように、SEPICコンバータとして構成されている場合、FBXピンはVOUTからGNDに接続された分圧器（R1とR2）によって、1.60Vの内部バイアス電圧にプルアップされます。アンプA2は非アクティブになり、アンプA1はFBXからVCへの（反転）増幅を行います。LT8331が反転構成の場合、FBXピンはVOUT

からGNDに接続された分圧器によって–0.80Vにプルダウンされます。アンプA1は非アクティブになり、アンプA2はFBX

からVCへの（非反転）増幅を行います。

EN/UVLOピンの電圧が1.6V未満になると、LT8331は低電圧ロックアウト（UVLO）状態になり、スイッチング動作を停止します。EN/UVLOピンの電圧が1.74V（標準）を超えると、LT8331はスイッチング動作を再開します。EN/UVLOピンの電圧が0.2V未満になると、LT8331のVINには1μA未満の電流しか流れません。

SYNC/MODEピンをグランドに接続した場合、LT8331は、軽負荷時の静止電流が極めて少ない低出力リップルのBurst

Modeで動作します。SYNC/MODEピンをINTVCCに接続した場合、LT8331は、軽負荷時に出力電圧レギュレーションを維持するために、スイッチ・パルスをスキップすることで数百マイクロアンペアを消費する代わりに、パルススキップ・モードで動作します。SYNC/MODEピンを外部クロックで駆動した場合、コンバータのスイッチング周波数はそのクロックに同期し、パルススキップ・モードもイネーブルされます。

LT8331は、あらゆる負荷に対して効率を向上するために、BIASピンを備えています。4.4V ≤ BIAS ≤ VINの場合、INTVCCの電源電流を、VINピンの代わりにBIASピンから供給することができます。

次のいずれかのフォルトが発生した場合、保護機能によって、直ちにスイッチング動作をディスエーブルしてSSピンをリセットすることを保証します。それらのフォルトは、内部リファレンスのUVLO、INTVCCのUVLO、最大制限の1.9倍を超えるスイッチ電流、1.6V未満のEN/UVLO、または170°Cを超える接合部温度です。


LT8331

98331f


アプリケーション情報

図1.バースト周波数と負荷電流

超低静止電流の達成

軽負荷時の効率を向上するために、LT8331では、低リップルのBurst Modeアーキテクチャが採用されています。このアーキテクチャでは、入力静止電流と出力リップルを最小限に抑えながら、出力コンデンサの充電状態を目的の出力電圧に維持します。Burst Mode動作では、LT8331は単一の小電流パルスを出力コンデンサに供給し、それに続くスリープ期間には出力コンデンサから出力電力が供給されます。スリープ・モード時にLT8331が消費する電流はわずか6μAです。

出力負荷が減少すると、単一電流パルスの周波数が低下し（図1を参照）、LT8331がスリープ・モードで動作する時間の割合が高まるので、軽負荷での効率が標準的なコンバータよりもはるかに高くなります。軽負荷時の静止電流の性能を最適化するには、帰還抵抗分割器の電流を最小限に抑える必要があります。この電流は負荷電流として出力に現れるからです。さらに、出力から発生する可能性のある全てのリーク電流も、等価出力負荷に全て追加されるため、最小限に抑える必要があります。リーク電流に寄与する最大の要因は、ショットキ・ダイオードの逆バイアスされたリーク電流である場合があります（「アプリケーション情報」のセクションの「ダイオードの選択」を参照）。

Burst Mode動作時はスイッチの電流制限値が約140mAなので、図2に示すような出力電圧リップル波形が得られます。出力リップルは、出力容量を大きくするとそれに比例して減少します。出力負荷が0から次第に増加すると、それに応じてスイッチング周波数も増加しますが、図1に示すように、RTピンに接続した抵抗で定義される固定周波数が上限です。LT8331が固定周波数に達する出力負荷は、入力電圧、出力電圧、およびインダクタをどう選択するかによって変わります。

図2.Burst Mode動作

EN/UVLOピンを使った入力のターンオンとターンオフのしきい値の設定

EN/UVLOピンの電圧により、LT8331をイネーブルするかそれともシャットダウン状態にするかが制御されます。1.6Vのリファレンスと、ヒステリシス（標準で140mV）が組み込まれたコンパレータA6を使用して、デバイスをオン/オフするシステム入力電圧を正確に設定できます（「ブロック図」を参照）。入力の標準的な下降時しきい値電圧と上昇時しきい値電圧は、以下の式で計算できます。

VIN(FALLING,UVLO(–)) = 1.60 • R3 + R4

R4

VIN(RISING, UVLO(+)) = 1.74 • R3 + R4

R4

EN/UVLOピンの電圧が0.2V未満になると、VINの電流が1μA未満に低下します。EN/UVLOピンを入力電源VINに直接接続すると、デバイスは常にイネーブルされて動作します。ロジック入力によってEN/UVLOピンを制御することもできます。

軽負荷電流に対してBurst Modeで動作しているとき、R3およびR4ネットワークを流れる電流はLT8331が消費する電源電流より簡単に大きくなることがあります。したがって、R3およびR4を十分に大きくして軽負荷での効率に対する影響を最小限に抑えます。

INTVCCレギュレータVINから電力を供給される低ドロップアウト（LDO）リニア・レギュレータは、INTVCCピンで3.2V電源を生成します。1μF以上の低ESRセラミック・コンデンサを使用してINTVCCピンをグランドにバイパスし、内部パワーMOSFETのゲート・ドライバが必要とする高トランジェント電流を供給する必要があります。

このピンに追加部品を接続したり、負荷を与えたりすることはできません。INTVCCの上昇時しきい値（ソフトスタートおよびFRONT PAGE APPLICATION

VIN = 48V, VOUT = 48V

LOAD CURRENT (mA)0 20 40 60 80 100

0

150

300

450

600

SWIT

CHIN

G FR

EQUE

NCY

(kHz

)

8331 F01 5µs/DIV

VOUT20mV/DIV

IL1+IL2100mA/DIV

8331 F02


LT8331

108331f



スイッチング動作を可能にするしきい値）は、標準で2.6Vです。INTVCCの下降時しきい値（スイッチング動作を停止してソフトスタートをリセットするしきい値）は、標準で2.5Vです。

あらゆる負荷に対する効率を向上するために、INTVCC電流の大部分を、VINピンの代わりにBIASピン（4.4V ≤ BIAS ≤

VIN – 0.4V）から供給することができます。VINがVOUTより大きいことが多いフライバック・アプリケーションまたはSEPICアプリケーションでは、BIASピンをVOUTに直接接続することができます。BIASピンをVOUT以外の電源に接続する場合は、デバイスの近くにセラミック・コンデンサを接続してこのピンをバイパスするようにしてください。

スイッチング周波数の設定LT8331では、RTピンとグランドの間に接続した1本の抵抗を使用して100kHz～500kHzの範囲でスイッチングするよう設定できる固定周波数のPWMアーキテクチャが採用されています。目的のスイッチング周波数に必要なRTの値を表1に示します。

目的のスイッチング周波数を得るために必要なRTの抵抗値は次式を使用して計算できます。

RT = 32.85

fSW – 9.5

ここで、RTの単位はkΩ、fSWは目的のスイッチング周波数で単位はMHzです。

表1．スイッチング周波数とRTの値fSW（MHz） RT（kΩ）

0.1 324

0.2 154

0.3 100

0.4 73.2

0.45 63.4

0.5 56.2

同期とモード選択低リップルのBurst Mode動作を選択するには、SYNC/MODE

ピンを0.6Vより低い電圧に接続します（これはグランドまたはロジック“L”の出力のいずれでもかまいません）。LT8331の発振器を外部周波数に同期させるには、（デューティ・サイクルが20%～80%の）方形波をSYNCピンに接続します。方形波の振幅には、0.6Vより低い谷と2.4Vより高い山（最大6V）が必要です。

LT8331は外部クロックに同期しているときは低出力負荷でBurst Mode動作に入らず、代わりにパルスをスキップしてレギュレーションを維持します。LT8331は100kHz～625kHz

の範囲にわたって同期させることができます。RT抵抗は、LT8331のスイッチング周波数を最低同期入力以下に設定するように選択します。例えば、同期信号が500kHz以上になる場合は、（スイッチング周波数が）500kHzになるようにRTを選択します。

アプリケーションによっては、LT8331がパルススキップ・モードで動作することが望ましいことがあります。Burst Mode動作とは大きく異なる点が2つあるからです。1つ目は、クロックが常時動作していて、全てのスイッチング・サイクルがクロックに同期していることです。2つ目は、Burst Mode動作よりも軽い出力負荷で最大スイッチング周波数に達することです。これら2つの違いが生じる代償として、静止電流が増加します。パルススキップ・モードをイネーブルするには、SYNCピンを2.4V

より高い電圧に接続します（これはINTVCCまたはロジック“H”の出力のいずれでもかまいません）。

デューティサイクルに関する検討事項LT8331の最小オン時間、最小オフ時間、およびスイッチング周波数（fOSC）は、コンバータの許容最小デューティ・サイクルと許容最大デューティ・サイクルを定義します（「電気的特性」の表の最小オン時間、最小オフ時間、およびスイッチング周波数を参照）。

Minimum Allowable Duty Cycle =

Minimum On-Time(MAX) • fOSC(MAX)

Maximum Allowable Duty Cycle =

1 – Minimum Off-Time(MAX) • fOSC(MAX)

昇圧コンバータが連続導通モード（CCM）で動作するために必要なスイッチ・デューティ・サイクルの範囲は次のように計算できます。

DMIN = 1 – VIN(MAX)

(VOUT + VD)

DMAX = 1 – VIN(MIN)

(VOUT + VD)

ここで、VDはダイオードの順方向電圧降下です。特定のアプリケーションで、上記のデューティ・サイクル計算がLT8331の最小許容デューティ・サイクルまたは最大許容デューティ・サイクル（あるいはその両方）に違反する場合、不連続導通モー


LT8331

118331f


ド（DCM）での動作が解決策を提供する可能性があります。同じVINレベルおよびVOUTレベルに対して、DCMでの動作は、CCMでの動作ほど低いデューティ・サイクルを必要としません。DCMは、CCMよりも高いデューティ・サイクル動作も可能にします。DCMのその他の利点は、低調波発振および右半平面のゼロ（RHPZ）を防ぐために必要なインダクタ値およびデューティ・サイクルに対する制限がなくなることです。DCM

にはこのような利点がありますが、インダクタのピーク電流が高くなるほど使用できる出力電力が減少して効率が低下するというトレードオフもあります。

出力電圧の設定

出力電圧は、出力とFBXピンの間に接続した抵抗分割器を使用して設定します。正出力電圧の場合、次式に従って抵抗値を選択します。

R1 = R2 •

VOUT

1.60V – 1

負出力電圧の場合、次式に従って抵抗値を選択します。

R1 = R2 •

|VOUT|0.80V

– 1

R1およびR2の位置を「ブロック図」に示します。出力電圧の精度を保つため、誤差1%の抵抗を推奨します。

FBXの抵抗分割器の抵抗値が大きいほど入力静止電流が減少し、軽負荷時の効率が向上します。FBXの抵抗分割器の抵抗R1およびR2の範囲は、通常25k～1Mです。

ソフトスタートLT8331は起動時またはフォルト状態からの回復時にピーク・スイッチ電流と出力電圧（VOUT）のオーバーシュートを制限する機能をいくつか備えています。これらの機能の主な目的は、外付け部品や負荷の損傷を防ぐことです。

スイッチング・レギュレータには、起動時に大きなピーク・スイッチ電流が発生することがあります。VOUTがその最終値にほど遠く、帰還ループが飽和し、レギュレータは出力コンデンサをできるだけ短い時間で充電しようとするので、大きなピーク電流が発生します。大きなサージ電流はインダクタを飽和させるか、またはパワースイッチの機能不良を生じさせることがあります。

LT8331では、設定可能なソフトスタート機能を使用してこのメカニズムに対処します。「ブロック図」に示すように、ソフトスタート機能は、Q1を介してVCのランプを制御することによって、パワー・スイッチ電流のランプを制御します。起動ピーク電流を制限しながら出力コンデンサをその最終値に向かって徐々に充電することができます。図3に、最初のページの「標準的応用例」の出力電圧と電源電流を示します。出力電圧と電源電流が両方とも徐々に上昇していることがわかります。

図3．ソフトスタートの波形

フォルト保護インダクタの過電流フォルト（> 1.15A）、INTVCCの低電圧（INTVCC < 2.5V）、またはサーマル・ロックアウト（TJ >

170°C）（あるいはこれら全て）が発生すると、デバイスは直ちにスイッチング動作を停止し、SSピンをリセットし、VCの電圧を引き下げます。全てのフォルトが解消されると、LT8331はVC

をソフトスタートし、それによってインダクタのピーク電流をソフトスタートします。

周波数フォールドバック

VOUTが非常に低い起動時またはフォルト状態の間、インダクタのピーク電流の制御を維持するために、極めて小さいデューティ・サイクルが必要になる場合があります。パワー・スイッチの最小オン時間制限が、このような低デューティ・サイクルの達成を妨げることがあります。そのようなシナリオでは、各サイクルの間、インダクタ電流の上昇がインダクタ電流の低下を上回るため、インダクタ電流がスイッチ電流制限を超えてしまいます。LT8331は、FBXピンの電圧がGNDの電圧（低VOUTレベル）に近づいたときに必ずスイッチング周波数を


2ms/DIV

VOUT20V/DIV

IL1+IL2100mA/DIV

8331 F03


LT8331

128331f


アプリケーション情報フォールドバックすることによって、このような現象からデバイスを保護します。周波数フォールドバックによって、スイッチオフ時間が相対的に長くなり、各サイクルのインダクタ電流が十分に低下することができます（「標準的性能特性」のセクションの「正規化されたスイッチング周波数とFBX電圧」を参照）。

過熱ロックアウトLT8331のダイの温度が約170°C（標準）に達すると、デバイスはスイッチング動作を停止してサーマル・ロックアウト状態になります。ダイ温度が5°C（公称）低下すると、デバイスはインダクタのピーク電流をソフトスタートしてスイッチング動作を再開します。

補償LT8331は内部で補償されています。出力コンデンサに、低ESRの（セラミック）コンデンサまたはよりESRの高い（タンタルまたはOS-CON）コンデンサのいずれを使用するかの判断は、システム全体の安定性に影響を与えます。コンデンサのESRは、容量自体とともに、システムのゼロ周波数に影響を与えます。タンタル・コンデンサおよびOS-CONコンデンサの場合、ESRの値が高いため、このゼロは比較的低い周波数にありますが、セラミック・コンデンサのゼロは極めて高い周波数にあり、通常は無視することができます。

コンデンサをVOUTおよびFBX間の抵抗と並列に配置することによって、位相リード・ゼロを意図的に導入することができます。これらの抵抗とコンデンサの値を適切に選択することで、コンバータ全体の位相マージンを改善するようにゼロ周波数を設計することができます。ゼロ周波数の標準的な目標値は5kHz～20kHzです。

補償を実現する実用的な手法として、このデータシートの回路のうち、目的のアプリケーションに似た回路から出発します。出力コンデンサまたはフィードフォワード・コンデンサ（あるいはその両方）を調整して性能を最適化します。フィードフォワード・コンデンサは、出力からFBXピンに接続された帰還抵抗の両端に接続します。

熱に関する検討事項プリント回路基板のレイアウトに注意して、LT8331が十分放熱できるようにします。パッケージのデバイスの下には、パッケージの放熱経路として最適な露出パッド（ピン17）があり、ピン17は、ダイの温度を下げてLT8331の電力性能を高めるため、デバイスの下の切れ目のない銅のグランド・プレーンに半田付けする必要があります。LT8331からの放熱を分散するために、グランド・プレーンを大きい銅層に接続します。LT8331内の電力損失（PDISS_LT8331）は、効率の測定で計算された全電力損失からインダクタおよびショットキ・ダイオードの電力損失を引くことによって推定できます。LT8331の接合部温度は次式で概算できます。

TJ(LT8331) = TA + θ JA • PDISS_LT8331

アプリケーション回路LT8331は各種のトポロジーで構成することができます。最初に検討すべきトポロジーは昇圧コンバータで、続いてフライバック、SEPICおよび反転の各コンバータを検討します。

昇圧コンバータ：スイッチのデューティ・サイクルLT8331は、コンバータの出力電圧が入力電圧より高いアプリケーションでは昇圧コンバータとして構成することができます。昇圧コンバータは短絡保護されていないことに注意してください。出力が短絡された状態では、インダクタ電流を制限するのは入力電源の供給能力だけです。短絡保護された昇圧コンバータが必要なアプリケーションについては、SEPICコンバータを扱っている「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。

デューティサイクルの関数としての変換比は、

VOUT

VIN =

11 − D

連続導通モード（CCM）では次のようになります。

CCMで動作している昇圧コンバータの場合、メイン・スイッチのデューティサイクルは出力電圧（VOUT）および入力電圧（VIN）に基づいて計算することができます。デューティサイクルが最大（DMAX）になるのは、コンバータの入力電圧が最小のときです。


LT8331

138331f



DMAX =

VOUT − VIN(MIN)

VOUT

不連続導通モード（DCM）は、所定の周波数で高い変換比が得られますが、効率が低下し、スイッチング電流が増加し、使用可能な出力電力が減少します。

昇圧コンバータ：最大出力電流能力とインダクタの選択昇圧トポロジーの場合、最大平均インダクタ電流は次式で与えられます。

IL(MAX)(AVE)= IO(MAX) •

11 − DMAX

• 1η

ここで、η（1.0未満）はコンバータの効率です。

内部パワー・スイッチの電流制限により、LT8331は次式を満たす最大出力電流（IO（MAX））を持つ昇圧コンバータで使用する必要があります。

IO(MAX) ≤

VIN(MIN)

VOUT • 0.5A − 0.5 • ∆ISW( ) • η

インダクタ値およびスイッチング周波数はインダクタのリップル電流∆ISWを増やすため、これらの値の可能な最小値も検討する必要があります。

インダクタ・リップル電流∆ISWはインダクタの値の選択とコンバータの最大出力電流能力に直接影響を与えます。小さな値の∆ISWを選択すると出力電流能力は向上しますが、大きなインダクタンスが必要になり、電流ループの利得が減少します（コンバータは電圧モードに近づきます）。大きな∆ISWの値を許容できればトランジェント応答が速くなり、低インダクタンスの使用が可能になりますが、入力電流リップルが大きくなってコア損失も大きくなり、出力電流能力が低下します。おおよそ0.2A～0.3Aの∆ISWを選択することを推奨します。

動作入力電圧範囲が与えられ、動作周波数とインダクタのリップル電流を選んだら、次式を使って昇圧コンバータのインダクタの値を決めることができます。

L =

VIN(MIN)

∆ISW • fOSC • DMAX

ピーク・インダクタ電流はスイッチの電流制限値（最大0.7A）で、RMSインダクタ電流はIL（MAX）（AVE）にほぼ等しくなります。

0.7A以上の電流を飽和することなく処理することができるインダクタを選択します。また、I2R電力損失を最小限に抑えるために、必ずDCR（銅線の抵抗）の低いインダクタを選択します。各インダクタが全スイッチ電流の半分しか流さないSEPIC

トポロジーのようなアプリケーションでは、インダクタに要求される処理電流は大きくないことに注意してください。効率を向上するには、より体積が大きく、同様の値を持つインダクタを使用します。さまざまなメーカーからサイズや形の異なるインダクタが豊富に提供されています（表2を参照）。フェライト・コアなどの、設定したスイッチング周波数での損失の少ないコア材料を選択します。選択する最終的なインダクタ値は、最大負荷での定常状態で、ピーク・インダクタ電流が0.5Aを超えない値である必要があります。許容誤差があるため、必ず可能性のある最小のインダクタンス値、スイッチング周波数、およびコンバータの効率を考慮してください。

表2.インダクタ・メーカーSumida (847) 956-0666 www.sumida.com

TDK (847) 803-6100 www.tdk.com

Murata (714) 852-2001 www.murata.com

Coilcraft (847) 639-6400 www.coilcraft.com

Wurth (605) 886-4385 www.we-online.com

昇圧コンバータ：入力コンデンサの選択LT8331回路の入力は、X7RタイプまたはX5Rタイプのセラミック・コンデンサをVINピンとGNDピンのできるだけ近くに配置してバイパスします。Y5Vタイプは、温度や印加される電圧が変化すると性能が低下するので使用しないでください。LT8331をバイパスするには4.7μF～10μFのセラミック・コンデンサが適しており、リップル電流を容易に処理できます。入力電源のインピーダンスが高かったり、長い配線やケーブルによる大きなインダクタンスが存在する場合、追加のバルク容量が必要になることがあります。これには性能の高くない電解コンデンサを使用することができます。

セラミックの入力コンデンサに関する注意点は、LT8331の最大入力電圧定格に関することです。セラミックの入力コンデンサは、トレースやケーブルのインダクタンスと結合して、質の良い（減衰の小さな）タンク回路を形成します。LT8331の回路を通電中の電源に差し込むと、入力電圧に公称値の2倍のリンギングが生じてLT8331の電圧定格を超える恐れがあります。この状況は簡単に回避できます（「アプリケーションノート88」を参照）。


LT8331

148331f


昇圧コンバータ：出力コンデンサの選択出力リップル電圧を最小限に抑えるため、出力には低ESR（等価直列抵抗）のコンデンサを使用します。積層セラミック・コンデンサは、小型であり、ESRが極めて低いため、優れた選択肢になります。X5RまたはX7Rのタイプを使用してください。この選択により、出力リップルが小さくなり、トランジェント応答が良くなります。10μF～47μFの出力コンデンサはほとんどのアプリケーションで十分ですが、出力電流が非常に低いシステムには1μFまたは2.2μFの出力コンデンサしか必要ないかもしれません。固体タンタル・コンデンサまたはOS-CONコンデンサを使うこともできますが、セラミック・コンデンサよりも大きなボード面積を占め、ESRが大きくなります。必ず電圧定格が十分大きなコンデンサを使用してください。

与えられた出力リップル電圧に対する適切な出力コンデンサを選択するときは、ESR（等価直列抵抗）、ESL（等価直列インダクタンス）およびバルク容量が与える影響について考慮する必要があります。標準的昇圧コンバータの場合の、これら3つのパラメータ（ESR、ESL、バルク容量）の出力電圧リップル波形に与える影響を図4に示します。

バルク容量部品による全リップルへの影響も1%ですが、この場合次のようになります。

COUT ≥

IO(MAX)

0.01 • VOUT • fOSC

図4に示されているように、昇圧レギュレータの出力コンデンサには大きなRMSリップル電流が流れます。出力コンデンサのRMSリップル電流定格は、次式を使って決めることができます。

IRMS(COUT) ≥ IO(MAX) •

DMAX

1 − DMAX

ESRの要件を満たすため、複数のコンデンサを並列に接続することがよくあります。通常、ESRの要件が満たされると、その容量はフィルタリングに関して妥当であり、必要なRMS電流定格を備えています。一般にセラミック・コンデンサを並列に追加して出力コンデンサの寄生インダクタンスの影響を減らします。それによってコンバータの出力の高周波スイッチング・ノイズが減少します。

セラミック・コンデンサ

セラミック・コンデンサは小さく堅牢で、ESRが非常に小さいコンデンサです。ただし、セラミック・コンデンサには圧電特性があるため、LT8331に使用すると問題を生じることがあります。Burst Mode動作のとき、LT8331のスイッチング周波数は負荷電流に依存し、非常に軽い負荷ではLT8331はセラミック・コンデンサを可聴周波数で励起し、可聴ノイズを発生することがあります。LT8331はBurst Mode動作では低い電流制限値で動作するので、通常は非常に静かでノイズが気になることはありません。これが許容できない場合は、高性能のタンタル・コンデンサまたは電解コンデンサを出力に使用してください。低ノイズ・セラミック・コンデンサも使用できます。

表3.セラミック･コンデンサのメーカーTaiyo Yuden (408) 573-4150 www.t-yuden.com

AVX (803) 448-9411 www.avxcorp.com

Murata (714) 852-2001 www.murata.com

図4．昇圧コンバータの出力リップルの波形

VOUT(AC)

tON

∆VESR

RINGING DUE TOTOTAL INDUCTANCE(BOARD + CAP)

∆VCOUT

8331 F04

tOFF

部品の選択は、（出力電圧のパーセンテージで表した）最大許容リップル電圧の検討と、このリップルをESRのステップ∆VESRと充放電∆VCOUTの間でどのように分割すべきかの検討から始めます。単純化するため、最大出力リップルとして2%を選択し、∆VESRと∆VCOUTの間で等分することにします。このパーセンテージ・リップルはアプリケーションの要件に応じて変化しますが、以下の式は

簡単に修正することができます。全リップル電圧への影響が1%の場合、出力コンデンサのESRは次式を使って求めることができます。

ESRCOUT ≤

0.01 • VOUT

ID(PEAK)



LT8331

158331f


昇圧コンバータ：ダイオードの選択

LT8331では、ショットキ・ダイオードの使用を推奨します。軽負荷時の静止電流を少なくすることが望ましい場合は、低リーク電流のショットキ・ダイオードを使用する必要があります。ダイオードのリーク電流は、出力に等価負荷として現れるため、最小限に抑える必要があります。ターゲットアプリケーションにとって十分な逆電圧定格を備えたショットキ・ダイオードを選択します。

表4.推奨するショットキ・ダイオード

製品番号

平均順方向電流（mA）

逆電圧（V）

逆電流（μA）メーカー

DFLS1100 1000 100 1.0 Diodes, Inc.

RB558VA150TR 500 150 0.5 ROHM

RB068L150TE25 2000 150 3.0 ROHM

RF101L2STE25 1000 200 10 ROHM

BAV21W 200 200 0.1 Vishay

昇圧コンバータ：レイアウトのヒントLT8331は高速で動作するので、基板レイアウトには細心の注意が必要です。不注意なレイアウトは性能を低下させます。昇


図5．昇圧コンバータの推奨レイアウト

圧コンバータの推奨される部品配置を図5に示します。露出パッドの下のビアに注意してください。優れた熱性能を実現するには、これらのビアをローカル・グランド・プレーンに接続する必要があります。

フライバック・コンバータのアプリケーションLT8331は、コンバータが複数の出力、高い出力電圧、または絶縁された出力を備えているアプリケーションではフライバック・コンバータとして構成することができます。簡略化したフライバック・コンバータを図6に示します。

フライバック・コンバータは複数出力構成時の部品数が非常に少なく、巻数比を慎重に選択すれば望みのデューティ・サイクルで出力 /入力の電圧変換比を高くすることができます。ただし、大きなピーク電流、高いピーク電圧、さらにその結果生じる電力損失により、効率が低くなります。

フライバック・コンバータは、連続モードまたは不連続モードのどちらでも動作するように設計することができます。連続モードに対する不連続モードの長所は、トランスのインダクタンスが小さく、ループ補償しやすいことで、短所は、ピークと平均の電流比が高く、効率が低いことです。

°

°

1

3

5

6

7

8

EN

VIN

INTVCC

NC

BIAS

NC

16

14

12

11

10

9

SW1

SW2

SYNC

SS

RT

FBX

PGND

GND

VOUT

SW

VOUT

PGND

VIN

SW

8331 F05


LT8331

168331f



図7．フライバック・コンバータの不連続モード動作の波形

8331 F07

ISW

VSW

ID

tDTS D2TS D3TS

ID(MAX)

TS

フライバック・コンバータ：スイッチのデューティサイクルと巻数比フライバック・コンバータの連続モード動作での変換比は次のようになります。

VOUT

VIN =

NS

NP •

D1 − D

ここで、NS/NPは1次に対する2次の巻数比、Dはデューティサイクルです。

不連続モード動作でのフライバック・コンバータの波形を図7に示します。各スイッチング周期TSの間、3つの部分区間DTS、D2TS、D3TSが発生します。DTSの間、Mがオンし、Dが逆バイアスされます。D2TSの間、Mがオフし、LSに電流が流れます。D3TSの間、LP電流とLS電流の両方がゼロになります。

フライバック・コンバータの不連続モード動作での変換比は次のようになります。

VOUT

VIN =

NS

NP •

DD2

図6に従い、SWのピーク電圧は次のようになります。

VSW(PEAK) = VIN(MAX) + VSN

ここで、VSNはスナバ・コンデンサの電圧です。VSNが小さいほどスナバの損失が大きくなります。適切なVSNは反映される出力電圧の1.5～2倍です。

VSN = k •VOUT • NP

NS

k = 1.5 ~ 2

「絶対最大定格」の表によると、SW電圧の絶対最大定格値は140Vです。したがって、（連続動作および不連続動作ともに）最大1次 /2次巻数比は次のようになります。

NP

NS ≤

140V − VIN(MAX)

k • VOUT

前の式に従って、スイッチのデューティサイクルや巻数比は特定のアプリケーションに合わせて比較的自由に選択することができます。デューティサイクルと巻数比の選択には、多数の変数が関係するため、いくらか反復作業を要します。出発点としてデューティサイクルまたは巻数比のどちらかを選択することができます。スイッチのデューティサイクルまたは巻数比の選択の際は、コンバータの性能を最適化するために以下のトレードオフを検討します。デューティサイクルが高いほど、以下の点でフライバック・コンバータに影響を与えます。

n スイッチのRMS電流 ISW（RMS）が減少しますが、スイッチのVSWピーク電圧は上がります。

n ダイオードのピーク逆電圧が下がりますが、ダイオードのRMS電流 ID（RMS）が増えます。

n トランスの巻数比（NP/NS）が大きくなります。

20%～80%のデューティサイクルを選択することを推奨します。

図6．簡略化したフライバック・コンバータ

NP:NSVIN

CIN CSNVSNLP

DSUGGESTED

RCD SNUBBER

ID

ISW

8331 F06GND

SW

LT8331

LS

+

–

RSN

DSN

+

–+VOUTCOUT

+


LT8331

178331f


アプリケーション情報フライバック・コンバータ：最大出力電流能力とトランスの設計連続導通モード（CCM）に対する最大出力電流能力とトランスの設計は、以下の要領で選択します。

デューティサイクルが最大（DMAX）になるのは、コンバータの

VINが最小のときです。

DMAX =

VOUT • NPNS

VOUT • NPNS

+ VIN(MIN)

内部パワー・スイッチの電流制限により、LT8331は次式を満たす最大出力電流（IO（MAX））を持つフライバック・コンバータで使用する必要があります。

IO(MAX) ≤

VIN(MIN)

VOUT • DMAX • 0.5A − 0.5 • ∆ISW( ) • η

ここで、η（1.0未満）はコンバータの効率です。インダクタ値およびスイッチング周波数はインダクタのリップル電流∆ISWを増やすため、これらの値の可能な最小値も検討する必要があります。

トランスのリップル電流∆ISWは、トランスの設計 /選択とコンバータの出力電流能力に直接影響を与えます。∆ISWの値を小さくすると出力電流能力は向上しますが、大きな1次インダクタンスと2次インダクタンスが必要になって電流ループの利得が減少します（コンバータは電圧モードに近づきます）。∆ISWの値を大きくすれば1次インダクタンスと2次インダクタンスを小さくすることができますが、入力電流リップルが大きくなってコア損失も大きくなり、出力電流能力が低下します。おおよそ0.2A～0.3Aの∆ISWを選択することを推奨します。

動作入力電圧範囲が与えられ、動作周波数と1次巻線のリップル電流を選択すれば、次式を使って1次巻線のインダクタンスを計算することができます。

L =

VIN(MIN)


1次巻線のピーク電流はスイッチの電流制限値（最大0.7A）です。1次および2次の最大RMS電流は次のとおりです。

ILP(RMS) ≈ POUT(MAX)

DMAX • VIN(MIN) • η

ILS(RMS) ≈ IOUT(MAX)

1 − DMAX

前出の式に基づいて、飽和電流定格とRMS電流定格が十分なトランスを設計 /選択する必要があります。

フライバック・コンバータ：スナバの設計トランスの漏れインダクタンス（1次側または2次側のいずれでも）により、MOSFETがオフした後に電圧スパイクが生じます。これは負荷電流が大きくなるほど顕著になります。蓄積された大きなエネルギーが消費されなければならないからです。場合によっては、MOSFETのドレイン・ノードでの過電圧によるブレークダウンを防ぐため、スナバ回路が必要です。スナバ回路にはさまざまな種類（RCスナバ、RCDスナバなど）があります。スナバの設計に関しては、「アプリケーション・ノート19」を参照してください。RCDスナバを図6に示します。

スナバ抵抗の値（RSN）は次式を使って計算することができます。

RSN = 2 •

V2SN − VSN • VOUT • NP

NS

I2SW(PEAK) • LLK • fOSC

LLKは1次巻線の漏れインダクタンスで、通常トランスの特性で規定されています。LLKは2次巻線が短絡された状態で1次インダクタンスを測定することにより得られます。スナバ・コンデンサの値（CSN）は次式を使って決めることができます。

CSN = VSN

∆VSN • RSN • fOSC

ここで∆VSNはCSN両端の電圧リップルで、∆VSNの妥当な値はVSNの5%～10%です。DSNの逆電圧定格はVSNと

VIN（MAX）の和より高くします。


LT8331

188331f


フライバック・コンバータ：出力ダイオードの選択フライバック・コンバータの出力ダイオードは、大きなRMS電流とピーク逆電圧のストレスに曝されます。順方向の電圧降下が小さく、逆方向の漏れ電流が少ない高速スイッチング・ダイオードが最適です。出力電圧が100Vより低ければ、ショットキ・ダイオードを推奨します。

次式を使って、必要なピーク繰り返し逆電圧定格VRRMを近似します。

VRRM >

NS

NP • VIN(MAX) + VOUT

ダイオードの電力損失は次のとおりです。

PD = IO(MAX) • VD

また、ダイオードの接合部温度は次のとおりです。

TJ = TA + PD • Rθ JA

この式で使われるRθJAにはデバイスのRθJCおよびボードから筐体内の周囲温度までの熱抵抗が通常含まれます。TJがダイオードの最大接合部温度定格を超えてはなりません。

フライバック・コンバータ：出力コンデンサの選択フライバック・コンバータの出力コンデンサの動作条件は、昇圧コンバータの場合と同様です。COUTおよびESRCOUTの計算については、「昇圧コンバータ：出力コンデンサの選択」のセクションを参照してください。

連続動作時の出力コンデンサのRMSリップル電流定格は、次式を使って決めることができます。

IRMS(COUT),CONTINUOUS ≈ IO(MAX) •

DMAX

1 − DMAX

フライバック・コンバータ：入力コンデンサの選択フライバック・コンバータの入力コンデンサは、不連続1次電流による大きなRMS電流に曝されます。大きなトランジェント電圧を防止するには、最大RMS電流に対応できるサイズの低ESR入力コンデンサを使用します。連続動作時の入力コンデンサのRMSリップル電流定格は、次式を使って決めることができます。

IRMS(CIN),CONTINUOUS ≈

POUT(MAX)

VIN(MIN) • η •

1−DMAX

DMAX

SEPICコンバータのアプリケーション図8に示されているように、LT8331はSEPIC（シングルエンド・プライマリ・インダクタンス・コンバータ）に構成可能です。このトポロジーにより、必要な出力電圧に比べて、入力を高く、等しく、または低くすることができます。デューティサイクルの関数としての変換比は、連続導通モード（CCM）では次のようになります。

VOUT + VDVIN

= D1 − D

SEPICコンバータでは、入力と出力の間にDC経路は存在しません。これは、回路がシャットダウン状態のとき入力ソースから出力を切断する必要のあるアプリケーションでは、昇圧コンバータより有利です。


図8．SEPICトポロジーで構成されたLT8331

L1

L2

VOUT

VIN SW

FBXGND

EN/UVLO

LT8331

VIN

VCCINT

D1

CIN COUT

CDC

8331 F08


LT8331

198331f


アプリケーション情報SEPICコンバータ：スイッチのデューティサイクルと周波数CCMで動作しているSEPICコンバータの場合、メイン・スイッチのデューティサイクルは、出力電圧（VOUT）、入力電圧（VIN）およびダイオードの順方向電圧（VD）に基づいて計算することができます。

デューティサイクルが最大（DMAX）になるのは、コンバータが最小入力電圧で動作したときです。

DMAX =

VOUT + VDVIN(MIN) + VOUT + VD

反対に、デューティサイクルが最小（DMIN）になるのは、コンバータが最大入力電圧で動作したときです。

DMIN =

VOUT + VDVIN(MAX) + VOUT + VD

DMAXおよびDMINが次式に従っていることを必ず確認してください。

DMAX < 1 – Minimum Off-Time(MAX) • fOSC(MAX)

and

DMIN > Minimum On-Time(MAX) • fOSC(MAX)

ここで、最小オフ時間、最小オン時間、およびfOSCは、「電気的特性」の表で規定されています。

SEPICコンバータ：最大出力電流能力とインダクタの選択図8に示されているように、SEPICコンバータには2個のインダクタL1とL2があります。L1とL2は別個のものでもかまいませんが、スイッチング・サイクルを通してL1とL2には同じ電圧が加わるので同じコアに巻くこともできます。

SEPICトポロジーでは、L1を流れる電流はコンバータの入力電流です。出力電力は理想的には入力電力に等しいという事実に基づいて、L1とL2の最大平均インダクタ電流は以下のようになります。

IL1(MAX)(AVE) = IIN(MAX)(AVE) = IO(MAX) • DMAX

1 − DMAX

IL2(MAX)(AVE) = IO(MAX)

SEPICコンバータでは、パワースイッチがオンのときスイッチ電流はIL1＋IL2に等しいので、最大平均スイッチ電流は次のように定まります。

ISW(MAX)(AVE) = IL1(MAX)(AVE) + IL2(MAX)(AVE)

= IO(MAX) • 1

1 − DMAX

また、ピーク・スイッチ電流は次のとおりです。

ISW(PEAK) = 1 +

χ2

• IO(MAX) •

11 − DMAX

前の式の定数χは、図9に示されているように、ISW（MAX）（AVE）を基準にしたスイッチのピーク・トゥ・ピーク・リップル電流のパーセンテージを表しています。次に、スイッチのリップル電流∆ISWは次式で計算できます。

∆ISW = χ • ISW(MAX)(AVE)

インダクタ・リップル電流 ∆IL1と∆IL2は等しくなります。

∆IL1 = ∆IL2 = 0.5 • ∆ISW

図9．SEPICコンバータのスイッチ電流の波形

8331 F09

∆ISW = χ • ISW(MAX)(AVE)

ISW

tDTS

ISW(MAX)(AVE)

TS


LT8331

208331f


インダクタ・リップル電流はインダクタの値の選択に直接影響を与えます。小さな値の∆ILを選択すると、大きなインダクタンスが必要になり、電流ループの利得が減少します（コンバータは電圧モードに近づきます）。大きな∆ILの値を許容できれば低インダクタンスを使用できますが、入力電流リップルが高くなり、コア損失が大きくなります。χが0.5～0.8の範囲に収まるようにすることを推奨します。

内部パワー・スイッチの電流制限により、LT8331は次式を満たす最大出力電流（IO（MAX））を持つSEPICコンバータで使用する必要があります。

IO(MAX) < (1 – DMAX ) • (0.5A – 0.5 • ∆ISW ) • η

ここで、η（1.0未満）はコンバータの効率です。インダクタ値およびスイッチング周波数はインダクタのリップル電流∆ISWを増やすため、これらの値の可能な最小値も検討する必要があります。

動作入力電圧範囲が与えられ、インダクタのリップル電流を選んだら、次式を使ってSEPICコンバータのインダクタの値（L1とL2は独立）を求めることができます。

L1 = L2 =

VIN(MIN)

0.5 • ∆ISW • fOSC • DMAX

ほとんどのSEPICアプリケーションでは、等しいインダクタの値は4.7μH～220μHの範囲に収まります。

L1 = L2とし、それらを同じコアに巻くと、相互インダクタンスにより、前の式のインダクタンスの値は2Lで置き換えられます。

L =

VIN(MIN)


これにより、これらのインダクタには同じリップル電流と蓄積エネルギーが維持されます。ピーク・インダクタ電流は次のようになります。

IL1(PEAK) = IL1(MAX) + 0.5 • ∆IL1

IL2(PEAK) = IL2(MAX) + 0.5 • ∆IL2

最大RMSインダクタ電流は最大平均インダクタ電流にほぼ等しくなります。

前式に基づいて、飽和電流定格とRMS電流定格が十分なインダクタを選択します。

SEPICコンバータ：出力ダイオードの選択効率を最大にするには、順方向の電圧降下が小さく、逆方向の漏れ電流が少ない高速スイッチング・ダイオードが最適です。通常動作での平均順方向電流は出力電流に等しくなります。

ピーク繰り返し逆電圧定格VRRMがVOUT＋VIN（MAX）より安全マージン分だけ高いものを推奨します（10Vの安全マージンで通常十分です）。

ダイオードの電力損失は次のとおりです。

PD = IO(MAX) • VD

ここで、VDはダイオードの順方向電圧降下で、ダイオードの接合部温度は次のとおりです。

TJ = TA + PD • Rθ JA

この式で使われるRθJAには、デバイスのRθJCおよび基板から筐体内の周囲温度までの熱抵抗が通常含まれます。TJがダイオードの最大接合部温度定格を超えてはいけません。

SEPICコンバータ：出力コンデンサと入力コンデンサの選択SEPICコンバータの出力コンデンサと入力コンデンサの選択は、昇圧コンバータの場合と同様です。

SEPICコンバータ：DCカップリング・コンデンサの選択DCカップリング・コンデンサ（図10に示されているCDC）は、DC電圧定格が最大入力電圧より大きいものにします。

VCDC > VIN(MAX)

CDCの電流は方形に近い波形をしています。スイッチのオフ時間の間CDCを流れる電流はIINですが、オン時間の間は約–

IOの電流が流れます。カップリング・コンデンサのRMS定格は次式によって決まります。

IRMS(CDC) > IO(MAX) •

VOUT + VDVIN(MIN)

CDCには、ESRとESLの小さいX5RまたはX7Rのセラミック・コンデンサが適しています。



LT8331

218331f


反転コンバータのアプリケーション図10に示されているように、LT8331はデュアル・インダクタ反転トポロジーとして構成可能です。VOUTとVINの比は連続導通モード（CCM）では次のとおりです。

VOUT − VDVIN

= − D1 − D

反転コンバータ：インダクタ、出力ダイオード、および入力コンデンサの選択反転コンバータのインダクタ、出力ダイオードおよび入力コンデンサの選択は、SEPICコンバータの場合と同様です。対応するSEPICコンバータのセクションを参照してください。

反転コンバータ：出力コンデンサの選択同程度の出力リップルにするには、反転コンバータには、昇圧、フライバック、SEPICコンバータの出力コンデンサよりはるかに小さな出力コンデンサが必要です。これは、反転コンバータでは、インダクタL2が出力に直列であり、出力コンデンサを流れるリップル電流が連続であるためです。出力リップル電圧は、出力コンデンサのESRとバルク容量を流れるL2のリップル電流によって生じます。

∆VOUT(P–P) = ∆IL2 • ESRCOUT + 1

8 • fOSC • COUT

最大出力リップルを定めた後、上の式に従って出力コンデンサを選択することができます。

X5RまたはX7Rの高品質誘電体のセラミック・コンデンサを使うことによって、ESRを最小にすることができます。多くのアプリケーションで、セラミック・コンデンサは出力電圧リップルを制限するのに十分です。

出力コンデンサのRMSリップル電流定格は次の値より大きくする必要があります。

IRMS(COUT) > 0.3 • ∆IL2

図10.簡略化した反転コンバータ

CDC

VIN

CIN

L1

D1

COUT VOUT

8331 F10

+

GND

LT8331

SW

L2

+

–+ –

+


反転コンバータ：スイッチのデューティサイクルと周波数CCMで動作している反転コンバータの場合、メイン・スイッチのデューティサイクルは負の出力電圧（VOUT）および入力電圧（VIN）に基づいて計算することができます。

デューティサイクルが最大（DMAX）になるのは、コンバータの入力電圧が最小のときです。

DMAX =

VOUT − VDVOUT − VD − VIN(MIN)

反対に、デューティサイクルが最小（DMIN）になるのは、コンバータが最大入力電圧で動作したときです。

DMIN =

VOUT − VDVOUT − VD − VIN(MAX)

DMAXおよびDMINが次式に従っていることを必ず確認してください。

DMAX < 1 – Minimum Off-Time(MAX) • fOSC(MAX)

and

DMIN > Minimum On-Time(MAX) • fOSC(MAX)

ここで、最小オフ時間、最小オン時間、およびfOSCは、「電気的特性」の表で規定されています。


LT8331

228331f


標準的応用例

反転コンバータ：DCカップリング・コンデンサの選択DCカップリング・コンデンサ（図10に示されているCDC）は、DC電圧定格が最大入力電圧から出力電圧（負電圧）を差し引いた電圧より大きいものにします。

VCDC > VIN(MAX) – VOUT

CDCの電流は方形に近い波形をしています。スイッチのオフ時間の間CDCを流れる電流はIINですが、オン時間の間は約–

IOの電流が流れます。カップリング・コンデンサのRMS定格は次式によって決まります。

IRMS(CDC) > IO(MAX) •

DMAX1 − DMAX

CDCには、ESRとESLの小さいX5RまたはX7Rのセラミック・コンデンサが適しています。


9V～16V入力、135V昇圧コンバータ

36V～72V入力、120V昇圧コンバータ

8331 TA03

D1: ROHM RB558VA150TRL1: WURTH ELEKTRONIK WE-744 066 101C1: MURATA GRM31CR71E106MA12LC3: UNITED CHEMI-CON KTS251B105M55N0T00

R212.1k

R31M

R4287k

C40.1µF

R5154k

C21µF

VOUT = 135V

IN SW1-2

EN/UVLO

LT8331

VIN9V TO

16V

L1100μH

R11M


SYNC/MODE

GND

FBX

BIAS

SS

200kHz

C31µF

C110µF

V

RT INTVCC

D1

8331 TA04

D1: ROHM RB558VA150TRL1: WURTH ELEKTRONIK WE 744 066 101C1: MURATA GRJ32DC72A475KE11LC3: UNITED CHEMI-CON KTS251B105M55N0T00

R213.3k

R31M

R459k

C40.1µF

R563.4k

C21µF

VOUT = 120V

IN SW1-2

EN/UVLO

LT8331

VIN36V TO

72V

L1100μH

R11M

55mA AT VIN = 36V

100mA AT VIN = 72V

SYNC/MODE

GND

FBX

BIAS

SS

450kHz

C31µF

C14.7µF

V

RT INTVCC

D1

75mA AT VIN = 48V


LT8331

238331f


標準的応用例10V～48V入力、240V昇圧コンバータ

36V～72V入力、48V SEPICコンバータ

8331 TA05

C50.1μF

D2

D3

C61μF

D1, D2, D3: DIODES INC. BAV21WL1: SUMIDA CDRH8D43RT125NP-331MCC1: MURATA GRM31CR61H106KA12L

C3, C6: MURATA GRM55DR72E105KW01LC5: MURATA GRM31CR72D104KW03LC7: MURATA GQM2195C2E4R7CB12J

200kHz

L1330μH

R213.3k

R31M

R4249k

C20.22µF

R5154k

C41µF

VOUT1

IN SW1-2

EN/UVLO

LT8331

VIN10V TO

48V

R12M

SYNC/MODE

GND

FBX

BIAS

SS

C31μF×2

C110μF V

RT INTVCC

D1

INTVCC

INTVCC

C74.7pF

VOUT2

VOUT2 = 240V15mA AT VIN = 12V


R610Ω

8331 TA06

•

•

D1: ROHM RB558VA150TRL1, L2: COILTRONICS DRQ127-221C1: MURATA GRM32ER72A105KA01L

C3: MURATA GRJ32DC72A475KE11LC5: MURATA GRM31CR72A225KA73L

R234.8k

C52.2µF

R31M

R459k

C40.1µF

R563.4k

C21µF

VOUT = 48V

IN SW1-2

EN/UVLO

LT8331

VIN36V TO

72V

L1220μH

R11M

L2220μH


SYNC/MODE

GND

FBX

BIAS

SS

VOUT

450kHz

C34.7µF×4

C11µF×2 V

RT INTVCC

D1


LT8331

248331f


標準的応用例4.5V～80V入力、12V SEPICコンバータ

4.5V～80V入力、5V SEPICコンバータ

8331 TA07

•

•

D1: ROHM RB578VAM100TRL1, L2: COILTRONICS DRQ74-330C1: MURATA GRM32ER72A105KA01L

C3: MURATA GRM32ER71E226KE15LC5: MURATA GRM31CR72A105KA01L

R2154k

C51µF

R31M

R4787k

C40.1µF

R563.4k

C21µF

VOUT = 12V

IN SW1-2

EN/UVLO

LT8331

VIN4.5V TO

80V

L133μH

R11M

L233μH

75mA AT VIN = 4.5V120mA AT VIN = 12V120mA AT VIN = 24V120mA AT VIN = 48V120mA AT VIN = 80V

SYNC/MODE

GND

FBX

BIAS

SS

VOUT

450kHz

C322µF

C11µF×2 V

RT INTVCC

D1

INTVCC

INTVCC

8331 TA08

•

•

D1: ROHM RB578VAM100TRL1, L2: COILTRONICS DRQ74-330C1: MURATA GRM32ER72A105KA01L

C3: MURATA GRM31CR61A476ME15LC5: MURATA GRM31CR72A105KA01L

R2464k

C51µF

R31M

R4787k

C40.1µF

R5100k

C21µF

VOUT = 5V

IN SW1-2

EN/UVLO

LT8331

VIN4.5V TO

80V

L133μH

R11M

L233μH

130mA AT VIN = 4.5V175mA AT VIN = 12V180mA AT VIN = 24V180mA AT VIN = 48V180mA AT VIN = 80V

SYNC/MODE

GND

FBX

BIAS

SS

VOUT

300kHz

C347µF×2

C11µF

V

RT INTVCC

D1

INTVCC

INTVCC


LT8331

258331f


標準的応用例36V～72V入力、–24V反転コンバータ

8331 TA09

••

D1: ROHM RB558VA150TRL1, L2: COILTRONICS DRQ127-101C1: MURATA GRM32DC72A475K11L

C3: MURATA GRM31CR61H106KA12LC5: MURATA GRM32DC72A475K11L

R234.8k

C54.7µF

R31M

R459k

C40.1µF

R563.4k

C21µF

VOUT = –24V

IN SW1-2

EN/UVLO

LT8331

VIN36V TO

72V

L1100μH

R11M

L2100μH


SYNC/MODE

GND

FBX

BIAS

SS

450kHz

C310µF

C14.7µF

V

RT INTVCC

D1

4.5V～80V入力、–12V反転コンバータ

8331 TA10

••

D1: DIODES INC. DFLS1100L1, L2: COILTRONICS DRQ74-330C1: MURATA GRM32ER72A105KA01L

C3: MURATA GRM32ER61A226KE20LC5: MURATA GRM31CR72A105KA01L

R271.5k

C51µF

R31M

R4787k

C422nF

R5100k

C21µF

VOUT = –12V

IN SW1-2

EN/UVLO

LT8331

VIN4.5V TO

80V

L133μH

R11M

L233μH

70mA AT VIN = 4.5V80mA AT VIN = 12V80mA AT VIN = 48V80mA AT VIN = 80V

SYNC/MODE

GND

FBX

BIAS

SS

300kHz

C322µF

C11µF×2 V

RT INTVCC

D1


LT8331

268331f


4.5V～80V入力、–5V反転コンバータ

標準的応用例

8331 TA11

••

D1: DIODES INC. DFLS1100L1, L2: COILTRONICS DRQ74-330C1: MURATA GRM32ER72A105KA01L

C3: MURATA GRM32ER61A226KE20LC5: MURATA GRM31CR72A105KA01L

R2191k

C51µF

R31M

R4787k

C422nF

R5100k

C21µF

VOUT = –5V

IN SW1-2

EN/UVLO

LT8331

VIN4.5V TO

80V

L133μH

R11M

L233μH

135mA AT VIN = 4.5V170mA AT VIN = 12V170mA AT VIN = 48V170mA AT VIN = 80V

SYNC/MODE

GND

FBX

BIAS

SS

300kHz

C322µF×2

C11µF×2 V

RT INTVCC

D1


LT8331

278331f

リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。

パッケージ寸法最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。

MSOP (MSE16(12)) 0213 REV D

0.53 ±0.152(.021 ±.006)

SEATINGPLANE

0.18(.007)

1.10(.043)MAX

0.17 – 0.27(.007 – .011)

TYP

0.86(.034)REF

0.50(.0197)

BSC

1.0(.039)BSC

1.0(.039)BSC

16

16 14 121110

1 3 5 6 7 8

9

9

1 8

注記：1. 寸法はミリメートル /（インチ）2. 図は実寸とは異なる3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、またはゲートのバリを含まないモールドのバリ、突出部、またはゲートのバリは、各サイドで 0.152mm（0.006"）を超えないこと4. 寸法には、リード間のバリまたは突出部を含まないリード間のバリまたは突出部は、各サイドで 0.152mm（0.006"）を超えないこと5. リードの平坦度（整形後のリードの底面）は最大 0.102mm（0.004"）であること6. 露出パッドの寸法には、モールドのバリを含む。E-PAD上のモールドのバリは、各サイドで 0.254mm（0.010"）を超えないこと

0.254(.010) 0° – 6° TYP

DETAIL “A”

DETAIL “A”

GAUGE PLANE

5.10(.201)MIN

3.20 – 3.45(.126 – .136)

0.889 ±0.127(.035 ±.005)

RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT

0.305 ±0.038(.0120 ±.0015)

TYP

0.50(.0197)

BSC

BOTTOM VIEW OFEXPOSED PAD OPTION

2.845 ±0.102(.112 ±.004)

2.845 ±0.102(.112 ±.004)

4.039 ±0.102(.159 ±.004)

(NOTE 3)

1.651 ±0.102(.065 ±.004)

1.651 ±0.102(.065 ±.004)

0.1016 ±0.0508(.004 ±.002)

3.00 ±0.102(.118 ±.004)

(NOTE 4)

0.280 ±0.076(.011 ±.003)

REF

4.90 ±0.152(.193 ±.006)

DETAIL “B”

DETAIL “B”CORNER TAIL IS PART OF

THE LEADFRAME FEATURE.FOR REFERENCE ONLY

NO MEASUREMENT PURPOSE

0.12 REF

0.35REF

MSE PackageVariation: MSE16 (12)

16-Lead Plastic MSOP with 4 Pins RemovedExposed Die Pad

(Reference LTC DWG # 05-08-1871 Rev D)

http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/

LT8331

288331f

LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2015

LT1015 • PRINTED IN JAPANリニアテクノロジー株式会社102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp/LT8331

関連製品

標準的応用例

製品番号説明注釈LT8300 150V/260mAスイッチを備えた100V入力の

マイクロパワー絶縁型フライバック・コンバータVIN = 6V～100V、低静止電流、オプトカプラ不要のモノリシック・フライバック・コンバータ、5ピンTSOT-23パッケージ

LT8330 60V、1A、低静止電流、昇圧 /SEPIC/反転コンバータ VIN = 3V～40V、VOUT（MAX） = 60V、IQ = 6μA（Burst Mode動作）、 6ピンTSOT-23パッケージ、3mm×2mm DFNパッケージ

LT8494 70V、2A昇圧 /SEPIC、1.5MHz、高効率昇圧DC/DCコンバータ

VIN = 1V～60V（起動時には2.5V～32V）、VOUT（MAX） = 70V、 IQ = 3μA（Burst Mode動作）、ISD = <1μA、20ピンTSSOPパッケージ

LT8570/LT8570-1

65V、500mA/250mA昇圧 /反転DC/DCコンバータ VIN（MIN） = 2.55V、VIN（MAX） = 40V、VOUT（MAX） = ±60V、 IQ = 1.2mA、ISD = <1mA、3mm×3mm DFN-8およびMSOP-8Eパッケージ

LT8580 1A（ISW）、65V、1.5MHz、高効率昇圧DC/DCコンバータ

VIN：2.55V～40V、VOUT（MAX） = 65V、IQ = 1.2mA、ISD = < 1μA、 3mm×3mm DFN-8およびMSOP-8Eパッケージ

40V～80V入力、絶縁された5V出力コンバータ

1

D1

D1, D2: PMEG6010CEJT1: WURTH ELEKTRONIK 750311558C3: MURATA GRM31CR61A475KA01LC5: MURATA GRM32ER61A107ME20L8331 TA02

4 : 1

T1 D2

R23.24k

C427nF

R5100k

C21µF

VOUT = 5V100mA

IN SW1-2

EN/UVLO

LT8331

VIN40V TO

80V

R17.15k

SYNC/MODE

GND FBX

BIAS

SS

C5100µF×2

C11µF

V

RT INTVCC

C34.7µF

R610Ω

効率負荷レギュレーション

ISOLATED FLYBACK: VOUT = 5V

VIN = 40VVIN = 80V

LOAD CURRENT (mA)0 20 40 60 80 100 120

50

55

60

65

70

75

80

85

90

95

100

EFFI

CIEN

CY (%

)

8331 TA02bLOAD CURRENT (mA)

0 20 40 60 80 100 1204.24.34.44.54.64.74.84.95.05.15.25.35.45.55.65.75.8

V OUT

(V)

8331 TA02c

ISOLATED FLYBACK: VOUT = 5V

VIN = 40VVIN = 80V








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