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Canales Inalámbricos
Móviles
2.1 Introducción
En este apartado nos proponemos describir los canales inalámbricos ya que, además ser uno de los tipos de canales más comunes en telecomunicaciones, están presentes en la mayoría de los sistemas OFDMA y SC-FDMA. En concreto, veremos el caso particular de canales inalámbricos móviles, que es el canal de la interfaz radio de los sistemas de comunicaciones móviles, incluido LTE, sistema objeto de estudio en este proyecto.
Debido a la libertad que permiten las comunicaciones sin cables, éstas suponen el futuro de las telecomunicaciones y de hecho ya forman parte de la manera de comunicarnos en el día a día de la sociedad actual por medio del uso de dispositivos tan extendidos como los ordenadores portátiles, los smartphones o los tablets.
Sin embargo, pese a los beneficios que nos proporcionan las comunicaciones inalámbricas hay que tener en cuenta una restricción muy importante (además de otras a tener en cuenta como las pérdidas de propagación) que aparece debido a la gran cantidad de obstáculos presentes en el canal: el multitrayecto, el cual provoca diversidad en la respuesta en frecuencia del canal y una respuesta al impulso dispersiva. Además si hay diferencia de velocidad entre el transmisor y el receptor, como es el caso de los canales inalámbricos móviles, el efecto Doppler provoca que la respuesta al impulso y la respuesta en frecuencia sean variables con el tiempo.
A continuación, vamos a analizar las limitaciones del canal inalámbrico móvil y como puede modelarse dicho canal para las simulaciones del sistema de comunicación correspondiente.
CANALES INALÁMBRICOS MÓVILES 7
2.2 El Escenario
Supongamos el caso de una comunicación inalámbrica entre un transmisor y un receptor suficientemente alejados. En el caso de LTE, este es el caso de la comunicación que se establece entre el terminal del usuario y la estación base. La antena del transmisor radia una onda electromagnética modulada mediante un esquema digital, OFDMA o SC-FDMA en nuestro caso.
Figura 2.1 Ejemplo de escenario para canal inalámbrico móvil.
La onda electromagnética se propagará por el medio de transmisión hasta llegar a la antena receptora.
El modelo más sencillo que podría modelar este escenario, en una primera aproximación, es el de propagación en espacio libre, donde se supone que no hay objetos que interaccionen con la energía electromagnética a frecuencias RF, que el medio de transmisión es uniforme y no absorbente y que la antena transmisora y la superficie de la Tierra están infinitamente alejadas (o equivalentemente, un coeficiente de reflexión de la Tierra, despreciable). Sin embargo, en la mayoría de sistemas de comunicaciones reales, la transmisión tiene lugar cerca de la Tierra, hay numerosos obstáculos y el medio de transmisión es la atmósfera, que dista de ser ideal.
En este contexto real hay que tener en cuenta dos tipos de pérdidas de potencia o nivel en la señal recibida en función de la distancia (o del tiempo si es un canal móvil). Dichas pérdidas o variaciones de potencia se conocen como desvanecimientos a largo plazo y desvanecimientos a corto plazo, apareciendo como consecuencia de las características no ideales del canal que a continuación se introducen.
Debido a la presencia de obstáculos, cuando una onda electromagnética incide sobre una superficie uniforme de dimensiones muy superiores a su longitud de onda,
8 OFDMA Y SC
(montañas, suelo, bosques, vallas publicitarias o bloques de edificios) potencia se refleja (multitrayecto)superficie presenta irregularidadesparte de la onda se difractará, propagándose hasta el receptor aunque su primera zona de Fresnel se vea bloqueada (shadowing
incide sobre un obstáculo irregular de grandes dimensiones o sobre un orden de su longitud de ondaocurre con los árboles, las farolas o las señales de tráfico.
Los desvanecimientos a largo plazoellas se debe a las pérdidas de propagación (debido a la atenuación causada por el bloqueo de losreducción del nivel medio de potenciay 6). La segunda componente de los desvanecimientos a largo plazo son lentas del nivel alrededor de dicha mecaracterizada por una desviación estándar el entorno. Dichas variaciones lentas a
Los desvanecimientos a corto plazoseñal con una distribución Rayleigh o de Rice (ésta última si hay componente de visión directa). Si hay una diferencia de velocidades enpasa de ser espacial a temporal. La tiempo. En los próximos apartados de estelos desvanecimientos a corto plazo, también un aspecto importante
Téngase en cuenta que a estos generado por las interferencias o el ruido térmico en el receptor y que se modela como un sumando AWGN (Additive White Gaussian Noise
Figura 2.2 Efectos de los desvanecimientos a corto plazo y a largo plazo en la
OFDMA Y SC-FDMA EN LA INTERFAZ RADIO DE LTE
bosques, vallas publicitarias o bloques de edificios) (multitrayecto) y otra se transmite atenuada (bloqueo
superficie presenta irregularidades en los bordes como las montañas o se difractará, propagándose hasta el receptor aunque su primera zona de
shadowing). Por otra parte, cuando la onda electromagnética incide sobre un obstáculo irregular de grandes dimensiones o sobre un
ongitud de onda, la onda se dispersa en todas direcciones (con los árboles, las farolas o las señales de tráfico.
Los desvanecimientos a largo plazo se dividen en dos componentes. las pérdidas de propagación (path loss) que aparecen
causada por el bloqueo de los grandes obstáculos y reducción del nivel medio de potencia según una ley ��� (donde � puede variar entre 2
La segunda componente de los desvanecimientos a largo plazo son del nivel alrededor de dicha media y que siguen una distribución log
caracterizada por una desviación estándar � que suele oscilar entre 8 y 12 dBDichas variaciones lentas aparecen debido al shadowing.
Los desvanecimientos a corto plazo suponen una variación rápida del nivel de la señal con una distribución Rayleigh o de Rice (ésta última si hay componente de visión
una diferencia de velocidades entre transmisor y receptorpasa de ser espacial a temporal. La respuesta del canal es, entonces,
los próximos apartados de este capítulo nos centramos más en los efectos de desvanecimientos a corto plazo, pero los desvanecimientos a largo plazo son
importante cuando se planifica la cobertura de la red.
Téngase en cuenta que a estos defectos del canal, hay que añadir generado por las interferencias o el ruido térmico en el receptor y que se modela como
Additive White Gaussian Noise).
Efectos de los desvanecimientos a corto plazo y a largo plazo en la potencia recibida.
FDMA EN LA INTERFAZ RADIO DE LTE
bosques, vallas publicitarias o bloques de edificios) parte de su (bloqueo). Además, si la
montañas o los edificios, se difractará, propagándose hasta el receptor aunque su primera zona de
cuando la onda electromagnética incide sobre un obstáculo irregular de grandes dimensiones o sobre un obstáculo del
(scattering). Esto
se dividen en dos componentes. La primera de aparecen principalmente
obstáculos y suponen una puede variar entre 2
La segunda componente de los desvanecimientos a largo plazo son las variaciones una distribución log-normal,
ntre 8 y 12 dB según sea
uponen una variación rápida del nivel de la señal con una distribución Rayleigh o de Rice (ésta última si hay componente de visión
tre transmisor y receptor la variación es, entonces, variable en el
capítulo nos centramos más en los efectos de pero los desvanecimientos a largo plazo son
red.
añadir el ruido aditivo generado por las interferencias o el ruido térmico en el receptor y que se modela como
Efectos de los desvanecimientos a corto plazo y a largo plazo en la
CANALES INALÁMBRICOS MÓVILES 9
2.3 Variación Temporal (Desplazamiento
Doppler)
El efecto de la variación rápida del nivel de potencia de la señal recibida en el dominio del tiempo se explica desde el punto de vista de la frecuencia, al producirse el conocido como efecto Doppler, cuando el transmisor y/o el receptor están en movimiento.
Figura 2.3 Desvanecimientos a corto plazo en una señal transmitida a 900 � y recibida por un vehículo desplazándose a 60 �/ℎ.
El efecto Doppler consiste en el desplazamiento del espectro de una señal recibida debido a la diferencia de velocidades entre transmisor y receptor. Este efecto se mide mediante una magnitud conocida como desplazamiento Doppler que viene dada por:
ν = ν��� cosα = vv���� f�cosα ~ 11080 f�MHz vkm/h cosα Hz
Donde α es el ángulo entre la dirección de la señal recibida y la dirección de movimiento del receptor que se define en el intervalo '0 (), ν��� es el desplazamiento Doppler máximo (se produce cuando α = 0 ó π), , es la diferencia de velocidades entre transmisor y receptor, f� la frecuencia de portadora y v���� es la velocidad de
propagación de la onda electromagnética por el medio de transmisión, que suele tomarse como -, suponiendo que el medio es el vacío.
10 OFDMA Y SC-FDMA EN LA INTERFAZ RADIO DE LTE
La inversa del desplazamiento Doppler es el tiempo de coherencia y se corresponde aproximadamente con cuánto tarda en cambiar significativamente el nivel de la señal recibida
./011 = ���2 3
El tiempo de coherencia supone una restricción en los sistemas de comunicación móviles ya que ha de cumplirse que el tiempo de símbolo sea considerablemente menor al de coherencia. Es decir,
45í78090 ≪ ./011
Por lo tanto, las muestras del canal deben ser altamente coherentes entre sí dentro del tiempo de símbolo para que no se produzca distorsión de la señal y ésta pueda ser recuperada mediante ecualización. Esto es especialmente importante para los sistemas multiportadora como OFDMA, ya que la duración de sus símbolos es bastante alta comparado con los sistemas de portadora única.
A continuación mostramos un par de tablas con los desplazamientos Doppler máximos (�) y los tiempos de coherencia (�3) correspondientes a frecuencias de transmisión y velocidades de movimiento típicas en canales de comunicación inalámbricos móviles.
Tabla 2.1 Desplazamiento Doppler máximo en canales inalámbricos móviles.
<=/> 2,4 km/h (peatón)
50 km/h (vehículo
ciudad)
120 km/h (vehículo
autopista)
200 km/h (tren de alta
velocidad) ?== @AB 1.56 Hz 32.41 Hz 77.78 Hz 129.63 Hz C== @AB 1.78 Hz 37.04 Hz 88.89 Hz 148.15 Hz D== @AB 2 Hz 41.67 Hz 100 Hz 166.67 Hz EC== @AB 4 Hz 83.33 Hz 200 Hz 333.33 Hz ED== @AB 4.22 Hz 87.96 Hz 211.11 Hz 351.85 Hz FE== @AB 4.67 Hz 97.22 Hz 233.33 Hz 388.89 Hz FG== @AB 5.78 Hz 120.4 Hz 288.89 Hz 481.48 Hz
Tabla 2.2 Tiempo de coherencia en canales inalámbricos móviles.
<=/> 2,4 km/h
(peatón)
50 km/h
(vehículo ciudad)
120 km/h
(vehículo autopista)
200 km/h
(tren de alta velocidad) ?== @AB 642.86 ms 30.86 ms 12.86 ms 7.72 ms C== @AB 562.5 ms 27 ms 11.25 ms 6.75 ms D== @AB 500 ms 24 ms 10 ms 6 ms EC== @AB 250 ms 12 ms 5 ms 3 ms ED== @AB 236.84 ms 11.37 ms 4.74 ms 2.84 ms FE== @AB 214.29 ms 10.29 ms 4.29 ms 2.57 ms FG== @AB 173.08 ms 8.31 ms 3.46 ms 2.08 ms
CANALES INALÁMBRICOS MÓVILES 11
En resumen, el multitrayecto provoca un patrón espacial de interferencias constructivas y destructivas en la señal recibida que varía en el orden de la longitud de onda de la transmisión. Dicho patrón se convierte en temporal debido al movimiento entre transmisor y receptor. Cuanto mayor sea la velocidad del receptor, más rápido se moverá por el patrón espacial y más rápidos serán los desvanecimientos. Estos desvanecimientos pueden ser profundos (de hasta -40 dB con respecto al nivel nominal de señal recibida) luego son perjudiciales pero corregibles mediante ecualización siempre que la forma de señal no se vea distorsionada por desvanecimientos variables dentro del tiempo de un solo símbolo y que dichos desvanecimientos no sean especialmente profundos.
2.4 Selectividad en Frecuencia (Dispersión
Temporal)
La segunda característica del canal inalámbrico móvil (también presente en canales inalámbricos fijos) es análoga a la variación temporal y ambas se producen simultáneamente en canales móviles, pero en este caso las variaciones del nivel de potencia recibida se consideran en el dominio de la frecuencia, lo que es conocido como selectividad en frecuencia, y se explica en el dominio del tiempo debido a la dispersión de la señal recibida a causa del multitrayecto (obsérvese la analogía con la dispersión Doppler en frecuencia). La selectividad en frecuencia junto con la variación temporal se refleja en una respuesta en frecuencia variable en el tiempo (y por lo tanto una respuesta al impulso también variable con el tiempo).
Para caracterizar el multitrayecto se define la dispersión temporal (o delay
spread) ∆I, que es la raíz cuadrada de la varianza de la distribución de potencia de todos los ecos recibidos no despreciables, conocida como PDP (Power Delay Profile). La dispersión temporal es el equivalente de la desviación estándar en una distribución de probabilidad.
La inversa de la dispersión temporal es el ancho de banda de coherencia del canal inalámbrico y es, aproximadamente, el ancho de banda para el que el nivel de la señal recibida sufre un desvanecimiento no selectivo en frecuencia o plano.
J/ = ∆I�2
En la Figura 2.4 se muestra la forma espectral típica de un canal con multitrayecto, es decir, selectivo en frecuencia. En la Tabla 2.3, se observan los valores más comunes de ancho de banda de coherencia.
12 OFDMA Y SC-FDMA EN LA INTERFAZ RADIO DE LTE
Figura 2.4 Respuesta de canal inalámbrico selectivo en frecuencia a causa del multitrayecto en una macrocélula.
Tabla 2.3 Valores aproximados típicos en canales inalámbricos multitrayecto.
ΔL ∆I J/ Interiores de edificios (femtocélulas)
3 � 10 �3 100 �
Entornos urbanos (microcélulas en sistemas de comunicaciones móviles)
300 � 1 N3 1 �
Entornos rurales (macrocélulas en sistemas de comunicaciones móviles)
3 O� 10 N3 100 �
30 O� 100 N3 10 �
Análogamente al caso de desplazamiento en frecuencia, en los sistemas que también tienen dispersión temporal, el ancho de banda ΔP ocupado por una portadora (o subportadora en el caso de esquema multiportadora) debe cumplir
ΔP ≪ J/
También podemos considerar la condición desde un punto de vista temporal
45í78090 ≫ ∆I
CANALES INALÁMBRICOS MÓVILES 13
2.5 Caracterización Matemática del Canal
Consideremos una señal antes de ser transmitida a la frecuencia de portadora P� en un canal inalámbrico móvil,
L(.) = √2ℜU3(.)VWXYZ[\]
Tras atravesar un canal multitrayecto selectivo en frecuencia y variante en el tiempo la señal recibida viene dada por
O(.) = √2 ^ ℜU_`VWabVWXYcb\3(. − I`)VWXYZ[\]e`f2
A continuación dicha expresión es explicada con detenimiento. Se observa como la señal recibida es un sumatorio con g componentes, siendo cada una de ellas, un eco recibido que ha sido reflejado y/o dispersado por un obstáculo o dispersor (scatterer en inglés).
Analicemos, a continuación, la forma de una componente O ≠ 1: Una versión de la señal llega retrasada I` segundos con respecto a la componente principal ( O =1) debido a la diferencia de caminos recorridos entre la componente principal y la señal afectada por el obstáculo o dispersor O. Además, debido a las diferentes características
de los dispersores cada componente sufrirá una atenuación _` y un desfase V�Wab. Por último, debido al desplazamiento Doppler, la diferencia de velocidad entre el receptor y
el emisor (que es el dispersor O), aparece un desfase VWXYcb\.
De la expresión de O(.) se deduce que la respuesta al impulso del canal (variable en el tiempo debido al desplazamiento Doppler) es
ℎ(I, .) = ^ _`VWabVWXYcb\j(. − I`)e`f2
O en frecuencia, la función de transferencia (también variable en el tiempo debido al desplazamiento Doppler) viene dada por
(P, .) = ^ _`VWabVWXYcb\V�WXYZkbe
`f2
Y la relación entre las señal en banda base complejas recibidas y transmitidas es
�(.) = l ℎ(I, .)3(. − I)mIn�n
Veamos ahora el caso particular de un canal variante en el tiempo pero no selectivo en frecuencia (se supone que los retrasos entre las distintas versiones de la señal que llegan
14 OFDMA Y SC-FDMA EN LA INTERFAZ RADIO DE LTE
al receptor son despreciables, es decir el retraso de grupo es nulo). El proceso aleatorio -(.) es la amplitud compleja variante del canal originada por el desplazamiento Doppler y la señal recibida viene dada por
�(.) = -(.)3(.) = √2 ^ ℜU_`VWabVWXYcb\3(.)VWXYZ[\]e`f2
Debido a que -(.) es un proceso aleatorio en el tiempo, se puede caracterizar por una densidad espectral de potencia (psd) dependiente de la variable frecuencial o, que es el desplazamiento Doppler.
p/ (o) = 1(o7qrs1 − oXo7qrX
Esta función psd, conocida como espectro Jakes Doppler, espectro Doppler clásico o espectro Doppler isotrópico, es sólo una aproximación de la realidad. En la Figura 2.5 se muestra un ejemplo de espectro Doppler discreto y contínuo, siendo el espectro contínuo parecido al espectro Doppler clásico, solo que aquel es completamente simétrico con forma de ‘U’.
Figura 2.5 Ejemplos de pdf discreta y contínua para el proceso amplitud compleja recibida causado por el desplazamiento Doppler.
La transformada inversa de Fourier de la psd nos da la función de autocorrelación (ACF) del proceso aleatorio -(.), que es una función de Bessel de primera especie de orden 0 como se observa en la Figura 2.6.
ℛ/(.) = u� (2(o7qr)
CANALES INALÁMBRICOS MÓVILES
Figura 2.6 Función de autocorrelación para el proceso amplitud compleja recibida causado por
Como las muestras del canal solo estarán relacionadas para aproximar por una serie de Taylor donde solamente el término de segundo orden es relevante:
ℛEl segundo momento de la psd viene
El otro caso particular posible es el deel tiempo (canal inalámbrico pero no móvil). ℎ(I, .) = ℎ(.) y la señal recibida es
�(.) = ℎ(.)(P) es una función de transferencia aleatoria o, más formalmcuya variable es la frecuenciadel proceso aleatorio que para dependiente de la variable temporal (Power Delay Profile)
CANALES INALÁMBRICOS MÓVILES
Función de autocorrelación para el proceso amplitud compleja recibida causado por el desplazamiento Doppler.
Como las muestras del canal solo estarán relacionadas para . ≪ ./011 y aproximar por una serie de Taylor donde solamente el término de segundo orden es
ℛ/(.) v 1 − 12 (2()XNX 'p/ (o)).X
El segundo momento de la psd viene dado por
NX 'p/ (o)) = o7qrX2
otro caso particular posible es el de canal selectivo en frecuencia pero no variante en nal inalámbrico pero no móvil). Entonces, la respuesta al impulso es y la señal recibida es
( ) w 3(.) = √2 ^ ℜU_`VWab3(. − I` )VWXYZ[e
`f2una función de transferencia aleatoria o, más formalmente, un proceso
cuya variable es la frecuencia P. Los mismos comentarios respecto a la caracterización que para -(.) pueden ser hechos, siendo en este caso
dependiente de la variable temporal I. La psd de (P) también se conoce como
px (I) = 1∆I V� k∆k
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Función de autocorrelación para el proceso amplitud compleja recibida causado por
y ℛ/(.) se puede aproximar por una serie de Taylor donde solamente el término de segundo orden es
canal selectivo en frecuencia pero no variante en la respuesta al impulso es
[\]
ente, un proceso aleatorio respecto a la caracterización
en este caso la psd también se conoce como PDP
16 OFDMA Y SC-FDMA EN LA INTERFAZ RADIO DE LTE
Figura 2.7 Ejemplos de pdf discreta y contínua para el proceso aleatorio función de transferencia variable en frecuencia causado por el multitrayecto.
La función de autocorrelación correspondiente es
ℛx(.) = 11 + z2(P∆I
Éste es un modelo muy aproximado, pero de todos modos la cantidad más interesante para caracterizar el sistema de comunicación es, como en el caso anterior, el momento de segundo orden de la psd.
Volviendo al caso general de canal selectivo en frecuencia y variante en el tiempo observamos que el proceso aleatorio ℎ(I, .) viene definido por una pdf conjunta p(I, o) llamada función de dispersión con las propiedades
p/ (o) = l p(I, o) dτn�n
y
px(I) = l p(I, o) don�n
Así mismo, la función de autocorrelación bidimensional ℛ(P, .) viene dada por la transformada inversa de Fourier de la función de dispersión p(I, o)
2.6 El Modelo WSSUS
Para poder realizar un estudio estadístico con objeto de analizar las prestaciones del sistema en un canal inalámbrico móvil, se modela la función de transferencia (P, .) variable en tiempo y frecuencia de dicho canal como un proceso WSSUS (Wide-Sense Stationary Uncorrelated Scattering) que es un proceso aleatorio. Debido al
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teorema central del límite es razonable considerar (P, .) como un proceso gaussiano GWSSUS. Para cada muestra de la respuesta del canal se obtiene una variable gaussiana compleja cuyas partes real e imaginaria son variables gaussianas estadísticamente independientes
(P2, .2) = } + z~
Escribiendo la pdf conjunta de estas variables gaussianas y pasando a coordenadas polares se observa que la pdf de la amplitud � de la señal recibida sigue la distribución de Rayleigh
�� (a) = 2a V�q�
Y la pdf de la potencia �X de la señal recibida sigue una distribución exponencial
��� (�) = V��
La probabilidad de que dicha potencia �X decaiga por debajo de un determinado valor de � viene dada por la función densidad de probabilidad de �X
�(�X < �) = 1 − V��
Estos resultados son válidos solamente cuando las variables gaussianas son de media cero, lo cual que ocurre cuando el canal no es de visión directa. Si hubiese visión directa se añadiría un factor para incorporar los efectos de la componente LOS (Line-of-
Sight) en la pdf de �, dando lugar a la que se conoce como la distribución de Rice.
�� (a) = 2_ (1 + )V�(��q�(2��)) �0 (2_� (1 + ) )
Este es el caso más general e incluye el canal Rayleigh para = 0 y el AWGN para → ∞.
Figura 2.8 Función de densidad de probabilidad de Rice para distintos valores de y Rayleigh ( = 0).
18 OFDMA Y SC-FDMA EN LA INTERFAZ RADIO DE LTE
Figura 2.9 Probabilidad �(�X < �) de que la potencia con distribución Rayleigh o Rice recibida en un canal inalámbrico móvil caiga por debajo de un cierto umbral �.
2.7 Modelos de simulación del canal
En la práctica, para evaluar las prestaciones del sistema en el que hay un canal inalámbrico móvil se pueden emplear diversos modelos de simulación. Se suele utilizar un modelo basado en etapas (tapped delay line) que puede ser interpretado como un filtro FIR con etapas cada una asignada a un obstáculo o dispersor. Los valores de retraso y desplazamiento Doppler para cada etapa se escogen de manera bien determinista o bien aleatoria. Esta última opción está basada en una función de distribución que refleje las condiciones del canal como pueden ser las funciones pdf p/ (o) y px (I) descritas en el apartado anterior. Así mismo, los valores para la amplitud compleja se pueden obtener de una función de distribución Rayleigh o Rice.
Se encuentran disponibles una serie de modelos estandarizados, preparados para reflejar con bastante fidelidad distintos tipos de canales inalámbricos móviles. Destacan, entre otros muchos, los siguientes modelos:
• Modelos COST 207 o su evolución 259 para áreas rurales (RAx), entornos urbanos típicos (TUx) o entornos urbanos difíciles (BUx) y terrenos montañosos (HTx)
• Modelos de la ITU-R para canales 3G vehiculares (V), entre interior y exterior (P), en interiores (I) o de satélite (S)
• En LTE se suelen utilizar los modelos EPA (Extended Pedestrian A), EVA (Extended Vehicular A) y ETU (Extended Typical Urban).
CANALES INALÁMBRICOS MÓVILES 19
Cada uno de estos modelos presenta entre 6 o 20 etapas. Nótese que también hay pérdidas a largo plazo en el canal que deberán tenerse en cuenta para una simulación completa.
2.7.1 Ejemplo de Simulación de Canal
A continuación se muestran figuras que se pueden obtener mediante la clase para modelos de canal estandarizados que se halla disponible en el programa de simulación Matlab. En concreto, hemos simulado uno de los modelos de canal inalámbrico para 3G desarrollado por la ITU-R. En la siguiente tabla extraída de la recomendación ITU-R M.122, se muestran los tres modelos principales de entorno, que pueden ser de tipo A (dispersión temporal baja) y de tipo B (dispersión temporal media), así como su probabilidad de aparición.
Tabla 2.4 Entornos de comunicaciones móviles inalámbricas modelados por la ITU-R
Channel A Channel B
Test environment r.m.s. (ns)
P (%)
r.m.s. (ns)
P (%)
Indoor office 35 50 100 45
Outdoor to indoor and pedestrian
45 40 750 55
Vehicular – high antenna
370 40 4000 55
En concreto, se va a simular durante 10 milisegundos el canal vehicular de tipo A cuyas características aparecen en la siguiente tabla extraída de la recomendación ITU-R
M.122, muestra las características del filtro FIR que modela el multitrayecto.
Tabla 2.5 Características de los modelos de canal vehicular de la ITU-R
Channel A Channel B Doppler Tap Relative delay
(ns) Average power
(dB) Relative delay
(ns) Average power
(dB) spectrum
1 0 0.0 0 –2.5 Classic
2 310 –1.0 300 0 Classic
3 710 –9.0 8900 –12.8 Classic
4 1090 –10.0 12900 –10.0 Classic
5 1730 –15.0 17100 –25.2 Classic
6 2510 –20.0 20000 –16.0 Classic
20 OFDMA Y SC-FDMA EN LA INTERFAZ RADIO DE LTE
En la Figura 2.10 se recogen la respuesta al impulso y la función de transferencia del canal en el instante . = 5�3 y en la Figura 2.11 se muestra la respuesta al impulso en el instante . = 5�3, junto con la amplitud y la fase de las componentes multitrayecto.
Figura 2.10 Respuesta al impulso y respuesta en frecuencia del canal en . = 5 �3.
Figura 2.11 Respuesta al impulso del canal en . = 10 �3 y amplitud y fase de las 6 componentes multitrayecto.
CANALES INALÁMBRICOS MÓVILES 21
