9 - Circuitos Integrados Frecuentemente Utilizados en Instrumentacion

TEMA 9:

CIRCUITOS INTEGRADOS FRECUENTEMENTE

UTILIZADOS EN INSTRUMENTACIÓN

Juan Enrique García Sánchez, Marzo 2003

Dpto. de Ing. Eléctrica, Electrónica y Automática.

Universidad de Castilla – La Mancha

Bibliografía:

Sensores y acondicionadores de señalPallás Areny, R.Marcombo, 1994

Instrumentación electrónica moderna y técnicas de mediciónCooper, W.D. y otroPrentice-Hall, 1990

Componentes electrónicosSiemensMarcombo,1987

Hojas de características de los fabricantes


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Circuitos integrados frecuentemente utilizados en instrumentación

INTRODUCCIÓNEn el mercado existen numerosos circuitos integrados monolíticos con multitud de aplicaciones en instrumentación electrónica. El uso de estos circuitos facilita enormemente las tareas de diseño de muchos circuitos de medida y transmisión de señales. Algunos de ellos han sido introducidos en capítulos anteriores; es el caso de los amplificadores de instrumentación integrados.

En este capítulo estudiaremos, desde un punto de vista fundamentalmente aplicado, algunos circuitos muy utilizados en instrumentación que genéricamente se pueden denominar:

Amplificadores de aislamiento.

Transmisores de señal en forma de corriente.

Convertidores tensión – corriente

Receptores de lazo de corriente.

Convertidores RMS – DC.

Se trata en todos los casos de circuitos integrados con amplias posibilidades de configuración, muy versátiles en cuanto a sus aplicaciones y buenas características de precisión y estabilidad.

Además, los fabricantes proporcionan, en las hojas de características de estos productos, una información muy detallada sobre su estructura interna, prestaciones y limitaciones, posibles configuraciones, ajustes y ejemplos de aplicación muy útiles e ilustrativos de las posibilidades de los circuitos.

En este capítulo se describirán, a modo de ejemplo, algunos componentes de este tipo de la firma Burr-Brown al considerar que son unos de los más utilizados en este ámbito.


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AMPLIFICADORES DE AISLAMIENTOSon muchas las ocasiones en las que es preciso medir una tensión en modo diferencial con una componente en modo común muy elevada. En la figura se muestra un ejemplo. Se trata de medir la corriente de alimentación de un motor de alterna.

Aunque existen otras soluciones (sensor de efecto Hall, por ejemplo), es muy frecuente optar por introducir una resistencia calibrada (shunt) de pequeño valor en la línea y medir la tensión en sus bornes.

Los amplificadores diferenciales, utilizados hasta el momento, no soportan tensiones en modo común superiores a unos 10V. Además, es preferible que el circuito de potencia y el que procesa la señal estén lo más aislados posible. Es una forma de proteger la integridad del circuito electrónico frente a defectos en el circuito de potencia que se podrían propagar, a éste y otros circuitos de acondicionamiento con masas comunes, provocando efectos devastadores.

En un amplificador de aislamiento (AA) existe una separación óhmica entre la etapa de entrada y la de salida. Este aislamiento debe tener alta tensión de ruptura y pocas fugas, es decir, altaresistencia y baja capacidad (1012 Ω o más y 10 pF como máximo). Por tanto, el terminal de referencia de la etapa de entrada (masa de entrada) está separado óhmicamente del terminal de referencia de la etapa de salida (masa de salida).

El acoplo entre las dos etapas puede ser óptico, capacitivo, inductivo o basado en técnicas de modulación/demodulación. Los AA con acoplo óptico son los que presentan mejores características y, además, son inmunes a las interferencias electromagnéticas (que tampoco generan).

En los AA, la función de transferencia tiene la expresión genérica que se muestra al pie de la figura. El IMRR (Isolation Mode Rejection Ratio) expresa la capacidad del AA para atenuar la tensión que pueda aparecer entre las dos etapas aisladas. Se define forma similar al CMRR.

RSHUNT

VAC

AC

OP

LAM

IEN

TO

-VCC2+VCC2-VCC1+VCC1

+

-

∼100mV

VO

VD

VCMVISO

IMRRV

CMRRVVGananciaV ISOCM

DO +⎥⎦⎤

⎢⎣⎡ +⋅=


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AMPLIFICADORES DE AISLAMIENTO. 3650-BB.

Uno de los amplificadores de aislamiento con mejores características es el 3650 de Burr-Brown. En la figura de la derecha se muestra su modelo funcional simplificado. Funcionalmente, la salida se puede considerar una fuente de tensión dependiente de la corriente de entrada. Por tanto, se trata de un amplificador de transimpedancia con una ganancia de un voltio por microamperio. Se aprecia cómo las etapas de entrada y salida tienen alimentaciones y referencias (C) independientes. RIN es la resistencia de entrada diferencial que tiene un valor de unos 25Ω.

En la figura inferior se muestra un esquema simplificado del 3650 que permite explicar su principio de funcionamiento. En aras de la simplicidad se ha considerado que la corriente de entrada es unipolar aunque en realidad puede ser bipolar.

AV1IV IND µ

×=

El amplificador A1 presenta una realimentación negativa establecida ópticamente por medio del diodo LED CR1 y el fotodiodo CR3, por tanto, se cumple que IIN=I1=VIN/RG, donde RG es una resistencia externa que fija la ganancia.

Los dos fotodiodos (CR2 y CR3) están apareados, de modo que cuando reciben la misma luz (de CR1) conducen la misma corriente. Por tanto I1=I2, con lo que la tensión en la salida de A2 es:

6INKK

G

INOUT 10I)M1R(R

RVV ⋅=Ω==⋅=


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AMPLIFICADORES DE AISLAMIENTO. 3650-BB.

IMRRV

CMRRVV

RRRV ISOCM

DINGG

OUT +⎥⎦⎤

⎢⎣⎡ +

++=

21

610

Con el fin de minimizar el desequilibrio en las corrientes de polarización (IOS=I+-I-), la resistencia RG, que fija la ganancia, se debe obtener con dos resistores (RG1 y RG2) de valores similares. Además, según se muestra en la gráfica, esto es beneficioso desde el punto de vista del IMRR y CMRR, que son máximos cuando RG1=RG2.

)RR(R 2G1G1G +

Detalle del ajuste de offset opcional y de la alimentación independiente utilizando el convertidor DC-DC 722, cuya estructura interna simplificada se muestra en la figura inferior.


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AMPLIFICADORES DE AISLAMIENTO. 3650-BB. Ejemplo de aplicación.

En la figura se muestra un circuito, basado en el 3650, para la medida de la tensión y la corriente de alimentación de un motor eléctrico.

Para leer la tensión se utiliza un divisor de tensión ajustable, de modo que a la entrada del 3650 la tensión de alimentación del motor ha quedado dividida por un factor de 100. La ganancia del AA se fija en uno.

La corriente es convertida en tensión por medio del shunt calibrado (RS). El AA aplica una ganancia de 100 y suministra a la salida una réplica en tensión de la corriente del motor.

El sistema de adquisición de datos que lee estas dos señales queda aislado del circuito de potencia del motor.

ASOUT IR100V ××=

IA100VV AOUT =


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AMPLIFICADORES DE AISLAMIENTO. 3652-BB. Ejemplo de aplicación.

SS

6

OUT e20ek50

10V ⋅=⋅=

El 3652 es una variante del 3650 al que se le han incluido dos buffers de entrada (A1 y A2) con el fin de aumentar la impedancia de entrada con respecto al 3650. En todo lo demás es igual.

El campo de aplicación del 3652 es la medida de señales que precisen una alta impedancia de entrada y aislamiento galvánico. Un posible uso podría ser la medida de potenciales del cuerpo humano en aplicaciones de electromedicina. En la figura se muestra la obtención de la ECG (Gráfica del Electro-Cardiograma).

1011Ω109ΩImpedancia de entrada en modo común1011Ω25ΩImpedancia de entrada diferencial36523650


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TRANSMISORES DE SEÑAL EN FORMA DE CORRIENTEEn las medidas a distancia con transmisión en corriente (telemedida por corriente), la magnitud a medir se convierte en una corriente unipolar proporcional, que se envía por la línea y es detectada en el extremo receptor midiendo la caída de tensión en una resistencia de valor conocido y estable.

El valor de corriente habitual es 4-20mA. Fue adoptado como norma en 1975 y existen numerosos transmisores comerciales que se ajustan a esta norma. El hecho de emplear 4mA para transmitir el valor cero permite distinguir las situaciones anómalas como por ejemplo el circuito abierto (0 mA). La resistencia de entrada del receptor RL=250Ω permite obtener tensiones en el rango 1-5V.

Normalmente, la transmisión se puede realizar sólo con dos cables, ya que, según se muestra en la figura, en los transmisores comerciales la alimentación se realiza con el mismo bucle de corriente. Esto tiene una repercusión económica considerable en la mayoría de los casos.

Con el fin de evitar acoplamientos inductivos, que harían circular corrientes interferentes, se emplea un par de hilos trenzados.

Las interferencias capaciticas son despreciables porque la impedancia equivalente del circuito (≈RL) es pequeña.

Los termopares parásitos y las caidas de tensión en los hilos tampoco afectan, siempre que el transmisor sea capaz de imponer el valor de corriente deseado en el circuito.

Normalmente el mismo circuito transmisor alimenta y acondiciona una gran variedad de sensores, tales como termopares, RTDs, termistores y células de carga en puente, lo que supone una gran simplicidad y ahorro de tiempo y dinero en el diseño de estos sistemas de telemedida por corriente.

Sensor Transmisoren corriente

+ -

+ -RL

VCC

Sistema receptor

IOIO

Par trenzado

IO es función de la magnitud a medir


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TRANSMISORES DE CORRIENTE. XTR101-BB.

El XTR101 es un transmisor de precisión en bucle de corriente de 4-20mA con bajas derivas. Se trata de un circuito integrado de 14 patillas que funcionalmente se puede representar según se muestra en la figura.

La etapa de entrada está formada por un amplificador de instrumen-tación con ganancia ajustable con una resistencia externa (RSpan).

La etapa de salida es una fuente de corriente controlada por la tensión de salida del AI. De modo que la corriente de salida (IO) es función de la tensión de entrada. Concretamente:

En el funcionamiento normal, la corriente de salida varía entre 4 y 20mA, por tanto, e2-e1 puede ser como mucho 1V cuando RSpan=∞.

El circuito está dotado de dos fuentes de corriente apareadas (IREF1, IREF2) de 1mA cada una. Según veremos posteriormente, son muy útiles en el acondicionamiento de algunos sensores.

La alimentación es unipolar en un amplio margen (de 11.6V a 40V) y, además, se realiza por medio del bucle de corriente.

Dispone de ajuste de offset opcional con un potenciómetro externo.

El transistor externo opcional, cuando se usa, queda conectado en paralelo con un transistor interno. De esta forma, gran parte de la corriente de salida procede directamente de Vcc a través de QEXT, reduciendo el autocalentamiento del XTR101 y aumentando su precisión al disminuir las derivas térmicas. Vease la gráfica. El fabricante recomienda una serie de transistores que pueden ser utilizados.

( ) ( )12Span1

O eeR40016.0mA4I −⋅+Ω+= − QEXT


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TRANSMISORES DE CORRIENTE. XTR101-BB. Ejemplo de aplicación.

En la figura se muestra, como ejemplo, la medida de una temperatura utilizando como sensor una Pt100. El potenciómetro Raj se utiliza para ajustar el cero y su valor debe ser igual al de la Pt100 a la temperatura mínima que se pretende medir, de modo que a esta temperatura la salida sea IO=4mA.

Por ejemplo si se pretende medir la temperatura ambiente en el rango [-30ºC, +50ºC] utilizando una Pt100. La salida debe estar en el rango [4mA, 20mA].

Al estar alimentado el XTR101 con una tensión unipolar, para asegurar una respuesta lineal, es preciso que las entradas e1 y e2

( )( ) mV18.3122.884.119mA1

RajRmA1e22.88RRaj )Cº50(TINmáx)Cº30(T

=−=

−=Ω== +−

Ω=−

=−∆

= 5.80016.0)mV18.31mA16(

40016.0)eI(

40RINmáxO

S

se encuentren a una tensión comprendida entre 4 y 6 voltios por encima de la patilla 7. Esto se consigue, según se muestra en la figura, añadiendo en el camino de retorno de las fuentes de corriente una resistencia de 2.5kΩ, de modo que al pasar los 2mA caen 5V hasta la patilla 7.

El ajuste de offset debido a las entradas del amplificador, debe hacerse cortocircuitando RT y Raj y ajustando el potenciómetro que se muestra en la figura hasta obtener 4mA en la salida.

El circuito se alimenta utilizando los cables del bucle de corriente. Normalmente el XTR101 se coloca en las inmediaciones del sensor, de esta forma, al ser los cables de conexión muy cortos, se reducen los errores derivados de su resistencia y de su coeficiente de temperatura. El diodo D1 se incluye para proteger al circuito ante errores en la conexión de la fuente. Los condensadores filtran el ruido de alta frecuencia.

( )( )RajRmA1e

eR40016.0mA4I

TIN

INS1

O

−⋅=

+Ω+= −

V40VV6.11yVVVVV

101XTR_CC

RL1D101XTR_CCCABLESCC

≤≤

+++≥


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En la figura se muestra el acondicionamiento de un termopar tipo J con una Pt100 para compensar la unión fría. Es preciso obtener una tensión que presente una deriva térmica igual al coeficiente de Seebeck en los alrededores de la temperatura de la unión fría (TR), esto se consigue añadiendo una resistencia (RP) del valor adecuado en paralelo con la Pt100. Supongamos que TR= 20ºC±10ºC. El coeficiente de Seebeck a esta temperatura es 52µV/ºC. Se debe cumplir que:

Esta ecuación se puede resolver utilizando la gráfica adjunta que representa la derivada de VR respecto de T en función de RP. La compensación concluye con el potenciómetro que permite ajustar el cero. Para cualquier temperatura se cumple que VIN=VR+VTERMOPAR-VAJUSTE es igual a la tensión del termopar con la unión fría a 0ºC. Las variaciones de la temperatura de la unión fría son compensadas por las variaciones de VR. Aunque dVR/dT no es constante con la temperatura, en un margen de ±10ºC, las variaciones son tan pequeñas que no introducen un error significativo en la medida.

+

_

+

_

mA1)T00385.01(100R)T00385.01(100RVdondeC/ºV52

dTdV

P

PR

R ⋅+++⋅

=µ=

52 µV/ºC

62.6Ω

RP

dVR/dT Para T=20ºC


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En este ejemplo se muestra la compensación de la En este ejemplo se muestra la compensación de la de la unión fría con un diodo que conduce una corriente constante (≈1mA).

A 25ºC y para ID=1mA, VD=0.6V y dVD/dT=-2mV/ºC.

Para fijar R5 y R6 establecemos dos condiciones:

A cualquier temperatura: eIN= V4+ VTC-e1En el límite inferior del margen de medida eIN=0, por tanto V4=e1-VTC. V4 se ajusta al valor deseado con Raj.

65

6D16

65

D1 RR

RdTdV

dTde;R

RRVe

+⋅=⋅

+=

C/ºV52S )Cº25(TC µ=

Ω=Ω=

<<++

⋅µ=µ

267R resulta entoces 10kR fijamos Si

mA1RR

VyRR

RC/ºV2000C/ºV52

65

65

D

65

6

En la figura de la izquierda se muestra al XTR101 alimentando encorriente a un puente sensor de 300Ω (por ejemplo una célula de carga). Son muchas las posibles aplicaciones que puede tener este circuito, se han expuesto sólo algunos ejemplos.

Otros circuitos de la misma familia son el XTR105 y el XTR106. Ambos tienen prestaciones similares al XTR101, pero, además el primero de ellos permite la linealización de RTDs y el segundo corrige el error por no linealidad en puentes sensores.

En las hojas de características que proporciona el fabricante, además de información de tipo funcional y estructural sobre los circuitos, se pueden encontrar valiosas notas de aplicación.


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CONVERTIDORES TENSIÓN - CORRIENTE. XTR110-BB.

El XTR110 es un convertidor tensión – corriente de precisión diseñado para la transmisión de señalesanalógicas. Se puede configurar para aceptar tensiones y generar corrientes en varios rangos. En la figura se muestra la estructura interna del circuito, la función de transferencia y la tabla de configuraciones típicas.

La etapa de entrada está formada por una red resistiva de precisión (R1, R2, R3, R4 y R5) que permite obtener

una tensión interna . La corriente de emisor de Q1 (IEQ1) es igual a VA/RSPAN, y, al ser

R8=10R9, la corriente de salida está obligada a ser 10 veces mayor que IEQ1, ya que la caída de tensión en R8 y en R9 (aplicando el principio de tierra virtual al operacional) deben ser iguales.

Según se muestra en la figura es necesario un transistor externo para conducir la corriente de salida, el fabricante recomienda una lista de posibles transistores, todos ellos mosfet de canal P. Nótese que son precisos tres hilos; uno de alimentación y dos para el bucle de corriente.

SPAN

2IN1ININREF

O R2

V4

V16

V10

I⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛++⋅

=

VA

VA

2V

4V

16V

V 2IN1ININREFA ++=

Q1


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CONVERTIDORES TENSIÓN - CORRIENTE. XTR110-BB.

Según se muestra en la figura, con el potenciómetro R1 se puede hacer un ajuste fino del cero (offset), que puede ser0mA ó 4mA dependiendo de la configuración elegida. En todo caso el ajuste debe hacerse con VIN=0.

El fondo de escala (span) se fija con las resistencia internas conectadas a las patillas 9 y 10. En la función de transferencia, se han denominado genéricamente RSPAN. La patilla 8 permite colocar en paralelo con RSPAN otra resistencia (R2+R3) que permite modificar el fondo de escala. Los valores se determinan con el siguiente proceso: se añade R4, en serie con la resistencia interna, para reducirlo y luego se coloca R2+R3 para ajustarlo aumentándolo. Un conjunto de valores posible se muestra en las gráficas.

El ajuste del offset y el fondo de escala interactúan entre sí, de modo, que son necesrias varias iteraciones hasta ajustar ambos a los valores deseados.


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RECEPTORES DE LAZO DE CORRIENTE. RCV420-BB.

Estos circuitos se utilizan para realizar una conversión de formato de 4-20mA a 0-5V. Un ejemplo es el RCV420-BB, en la figura de la derecha se muestra el conexionado típico. Presenta dos entradas (In+ e In-) que se utilizan según la polaridad de la corriente a convertir. En la figura inferior se muestra un ejemplo completo de acondicionamiento, transmisión de señal en corriente, conversión corriente-tensión y finalmente una etapa de aislamiento utilizando un AA muy simple (ISO122) con ganancia unidad.


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CONVERTIDORES RMS - DCEn aquellas aplicaciones donde no es necesario conocer la fase de la señal alterna ofrecida por el sensor, para obtener una tensión contínua proporcional a la salida del sensor caben tres posibilidades básicas: medir el valor eficaz, el valor de pico o el valor absoluto. Las dos últimas ya fueron comentadas en el capítulo siete, ocupémonos ahora de la obtención del valor eficaz.

El valor eficaz de una señal VS se define como el valor de la tensión contínua que disipa,sobre una resistencia, la misma energía que la señal considerada. Matemáticamente es:

Para obtener el valor eficaz existen dos métodos generales, uno basado en el concepto físico (disipación de calor) y otro basado en la definición matemática.

En la figura (a) se muestra un circuito basado en la disipación de calor. La señal de entrada VS se aplica a un elemento calefactor cuya temperatura se mide con un diodo polarizado en directa con una corriente prácticamente constante. Otro elemento

∫=T

0

2SSef dt)t(V

T1V

R

VSef

VS

Vcc

R

+-

Cápsula

X2SV 2

SVVS VSef VSX

Y ZZ

YX ⋅ O

2S

VV

2SO VV =

(a)(b) (c)

calefactor idéntico se alimenta con la tensión de salida y su temperatura se mide de la misma manera. La señal de error entre los dos sensores se emplea para ajustar la tensión de salida. Debido a la inercia térmica de los elementos calefactores, el tiempo de respuesta es largo y la salida se degrada para señales de menos de 10Hz. Además, los calefactores no permiten un margen dinámico grande.

En la figura (b) se muestra el diagrama de bloques de un circuito que aplica directamente la definición matemática. En este caso el margen dinámico de la señal de entrada está muy limitado, pues, al elevar al cuadrado se pueden producir saturaciones. Con el método de la figura (c), al realizar la raiz cuadrada de forma implícita mediante realimentación, se evita este problema. En estos dos casos, el ancho de banda es menor que con el método disipativo. Existen varios convertidores de este tipo integrados: AD636, AD736, BB4341.

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