Jochem Verbist

Optische Feedback

Aansturing van een OLED-verlichtingstegel m.b.v.

Academiejaar 2012-2013

Faculteit Ingenieurswetenschappen en Architectuur

Voorzitter: prof. dr. ir. Jan Van Campenhout

Vakgroep Elektronica en Informatiesystemen

Master in de ingenieurswetenschappen: elektrotechniek

Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van

Begeleider: dr. ir. Ann Monté

Promotor: prof. dr. ir. Jan Doutreloigne

DANKWOORD i

Dankwoord

Deze masterproef vormt het sluitstuk van mijn opleiding Burgerlijk Ingenieur- Elektro-

techniek. Het was een zeer leerrijke en interessante ervaring, waarbij ik iedereen zou willen

bedanken die mee geholpen heeft om alles tot een goed einde te brengen. Het heeft wat

voeten in de aarde gehad maar we zijn er geraakt.

Eerst en vooral bedank ik mijn begeleidster, dr. ir. Ann Monte, voor de open-door policy

en het advies gedurende het ganse jaar. Daarnaast wil ik mijn promotor, prof. dr. ir. Jan

Doutreloigne, bedanken voor het aanreiken van het interessante onderwerp. Uiteraard mag

ir. Jindrich Windels niet ontbreken in deze lijst daar hij steeds bereid was een handje toe te

steken indien de SMD-componenten weer eens niet wilden luisteren. Verder dank ik mijn

moeder, familie en vrienden voor hun steun, aanmoedigingen en kritische opmerkingen

gedurende niet enkel dit acadamiejaar maar de volledige opleidingen. Tenslotte wil ik mijn

vriendin Amaryllis in de bloemetjes zetten omdat zij me altijd door dik en dun gesteund

heeft, ook als het allemaal even hopeloos leek.

Jochem Verbist, augustus 2013

TOELATING TOT BRUIKLEEN ii

Toelating tot bruikleen

“De auteur geeft de toelating deze masterproef voor consultatie beschikbaar te stellen en

delen van de masterproef te kopieren voor persoonlijk gebruik.

Elk ander gebruik valt onder de beperkingen van het auteursrecht, in het bijzonder met

betrekking tot de verplichting de bron uitdrukkelijk te vermelden bij het aanhalen van

resultaten uit deze masterproef.”

Jochem Verbist, augustus 2013

Driving an OLED-tile for general lighting byOptical Feedback

Jochem Verbist

Supervisor(s): Prof. dr. ir. J. Doutreloigne, dr. ir. A. Monte

Abstract—This article tries to implement an efficient OLED-driver in the

form of a Buck DC/DC-converter by using optical feedback as a compensa-

tion method for the OLED degradation. The proposed circuit was produced

on a PCB and tested.

Keywords— OLED, general lighting, DC/DC-converter, Optical Feed-

back, OLED degradation

I. INTRODUCTION

OL EDs or Organic Light Emitting Diodes have generated

an increasing amount of interest over the past few years

as they offers many advantages. In contrast to other types of

light emitters OLEDs aren’t a point source but rather a two di-

mensional lighting unit. They weigh very little and can be made

extremely thin. This makes them ideally suited for use in flexi-

ble applications. As it is a relatively young technology OLEDs

still suffer from some drawbacks. As a organic semiconductor

they can’t tolerate exposure to contact. Their lifetime - defined

as the time when the OLED luminance has fallen to a predefined

fraction of its initial luminance- remains quite short as the lumi-

nance degrades exponentially over time[1]. For general lighting

purposes this typically chosen at 50% (L50) or 70% (L70), as

mentioned in [2]. This life time can be expanded by lowering

the initial luminance at which the OLED is operated .

In this abstract we will propose a method based on optical

feedback to counteract the degradation in an OLED tile for gen-

eral lighting when driven by a DC/DC-convertor.

II. BUCK CONVERTER

The chosen commercially available Buck converter uses a

Constant-On-time (COT) control mechanism to regulate the cur-

rent through the load (the OLED). A current-regulated architec-

ture is preferred over a voltage-regulated one as the exponential

IV-characteristic of the OLED is very susceptible to fluctuations,

as minor deviations in the forward voltage constitute a relatively

large deviation in current. The feedback signal is fed to com-

parator instead of a difference amplifier as is typically the case

in other control mechanism. The DC/DC-converter regulates

the current valley: when the current sensed by a small resistor

drops beneath the reference voltage of the comparator, the IC

will turn the internal Power MOSFET back on for a predeter-

mined amount of time. After this time the switch opens and the

current through the inductor will decrease linearly, until the pro-

cess repeats itself. The PCB design will implement 2 versions

of the Buck converter: one with a 100kHz and one with a 1MHz

switching frequency.

III. LIGHT DETECTION

A. Photodiode monitoring with OpAmps

A photodiode was chosen as means to measure the emitted

light intensity. As the photodiode is a high-impedance source it

is usually monitored by a OpAmp circuit. We can distinguish

three different schemes

1. Photovoltaic: the light is measured as a voltage over the

diode by a common voltage amplifier, this results in a logarith-

mic dependency of the output to the photocurrent.

2. Photoconductive: the photodiode is reverse-biased and the

photocurrent is converted tot a voltage by means of an tran-

simpedance amplifier (TIA). This method achieve a good linear-

ity and a fast response time, but suffers from an additional noise

source (the leakage current of the diode) due to polarization.

3. Zero-bias: this method is a border case of the upper two types

as it produces an very linear output voltage through a TIA but re-

mains low noise because the TIA keeps the photodiode virtually

short circuited. As a consequence its response time is larger than

that of the photoconductive system which lowers the obtainable

bandwidth.

The zero-bias configuration was chosen a the proposed de-

sign values linearity and low noise, limited bandwidth isn’t a

drawback.

B. Stability

Although the TIA implementation seems quite straight for-

ward, one must take precautions to prevent the circuit from be-

coming unstable. A additional parallel capacitor Cf in the feed-

back path of the TIA can alleviate this problem. The minimum

value of the capacitor acts as a stability criteria and amounts to

Cf ≥

√

CIN

2πfGBWRf

(1)

where Rf is the feedback resistor, fGBW the frequency at which

the open-loop gain of the OpAmp equals 0dB and CIN the to-

tal amount of capacitance seen at the inputs of the TIA; in most

cases this approximately equals the (large) internal junction ca-

pacity of the photodiode.

IV. OPTICAL FEEDBACK DESIGN

The COT-architecture requires a minimum ripple of 25 mV on

the feedback signal as to prevent the Buck converter of becom-

ing unstable. A direct control of the FB pin by the TIA will most

likely result in signal which is phase shifted with respect to the

OLED current the control is prone to form of instability know

as sub-harmonically switching (i.e. 2 or more transitions per cy-

cle). To avoid this situation an alternative feedback method was

proposed and is represented in 1.

VTIA

RT

R1

Rf

Cf

VDIM

AV

TIA VLD

VFB

IL

Cout

CDCRLD

CLD RSNS

IO IC

AC-component

DC-component

RINT

Fig. 1. proposed OFB scheme.

The AC- and DC- prat of the feedback signal are generated

independently from each other and recombined at the feedback

pin of the Buck IC. The necessary minimum ripple component

is generated by feeding the OLED current through a small se-

rial sense resistance. Due to its purely real impedance the cor-

responding AC-signal will be perfectly in phase with the drive

current. Now the photodiode only has to produce a DC-voltage

corresponding to the average luminance, this removes possible

bandwidth demands and relaxes the design significantly. An

additional voltage amplifier following on the TIA reduces Rf

and/or implements a dimming functionality as the gain is made

adjustable. The remaining ripple in output is removed by a sim-

ple first order low pass filter. A additional resistor feeds the

DC-component to the FB pin and an DC-blocking capacitance

delivers the purely AC-component.

V. RESULTS

A. Degradation simulation

As the OLED degradation is a slow process (the used OLED

tile, a Philips Lumiblade GL55, for example has a L50 time of

10.000h) the luminance during a short period of time (< 1h) can

be assumed constant. This simplifies the verification of the OFB

mechanism greatly. We now only need to investigate the manner

in which the OFB is capable of maintaining a set drive current

when external current source adds or subtracts a certain amount

of current. A Keithley Source Meter Unit (SMU) was used to

provide current deviations up to ±100mA. The case in which

the SMU pulls additional current from the DC/DC-converter

corresponds tot the typical compensation scheme for a decay-

ing OLED, as a higher drive current is required to produce the

same luminance.

B. Measurements

Figure 2 and 3 show the error which remained in compensated

OLED current with respect to the initial set current value.

Both versions seem to deliver decent results as the maximal

remaining error stays ≤ 5, 4% for the 100 kHz and and even

≤ 1, 4% for the 1 MHz version. In absolute terms this amounts

to a maximal current deviation of ≤ 11mA for the 100 kHz

version and ≤ 2, 5mA.

6

4

2

0

2

4

6

120 100 80 60 40 20 0 20 40 60 80 100 120

[mA]

[%]

I = 250 mA

I = 350 mA

I = 450 mA

I = 150 mA

degradation current

err

or

in c

om

pensation c

urr

ent

Fig. 2. 100 kHz Buck converter: Error (in %) on the compensated OLED

current with respect to 4 different drive currents (150mA; 250 mA; 350mA

and 450mA) where the external current variations range from -100mA to

+100mA

140

190

240

290

1.5

1

0.5

0

0.5

1

1.5

120 100 80 60 40 20 0 20 40 60 80 100 120

I = 250 mA

I = 350 mA

I = 450 mA

I = 150 mA

[mA]

[%

]

degradation current

err

or

in c

om

pensation c

urr

ent

Fig. 3. 1 MHz Buck converter : Error (in %) on the compensated OLED cur-

rent with respect to 4 different drive currents (150mA; 250 mA; 350mA

and 450mA) where the external current variations range from -100mA to

+100mA

C. Efficiency

Another objective was to keep the total system as efficient as

possible in comparison to the standard electrical feedback ver-

sion. In a initial version a linear regulator was used to supply the

OpAmps what kept the losses high. Replacing this component

with a second smaller Buck converter boosted the efficiency to

the same level of that of the EFB versions as seen in table I.

TABLE I

OLED DRIVER EFFICIENCY

Topology η [%]

EFB 100 kHz 85,0

EFB 1 MHz 84,3

OFB 100kHz 85,1

OFB 1 MHz 84,4

VI. CONCLUSIONS

An efficient OLED-drive circuit using a DC/DC-Buckconverter

with an optical feedback mechanism to compensate to OLED

degradation was design, implemented and tested. The resulting

errors on the compensation were less than 5, 4% en 1, 4% for

the 100 kHz and 1 MHz switching versions respectively.

REFERENCES

[1] C. Fry, Physical mechanism responsible for the stretched exponentionaldecay behavior of aging organic light-emitting diodes, Applied PhysicsLetters, 2005.

[2] Philips Technology white paper, Un-derstanding power LED lifetime analysis,http://www.climateactionprogramme.org/images/uploads/documents/Philips-Understanding-Power-LED-Lifetime-Analysis.pdf, 2010.

INHOUDSOPGAVE iii

Inhoudsopgave

Dankwoord i

Toelating tot bruikleen ii

Extended abstract ii

Inhoudsopgave ii

1 Inleiding 1

1.1 Waarom zoeken naar nieuwe verlichtingsbronnen? . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.2.1 Voordelen van OLED’s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.2.2 Nadelen van OLED’s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2 Probleemstelling 7

2.1 Nadruk op Optische Feedback . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.2 Doel van de masterproef . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

3 Karakterisatie OLED-tegel 12

3.1 IV-karkaterisitek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3.1.1 Dynamische weerstand rD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3.2 Degradatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

3.3 Warmtedissipatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

3.4 Spectrum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

4 Lichtdetectie 17

4.1 Basismethoden van lichtdetectie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

4.2 Stroomgeneratie in pn-juncties door lichtinval . . . . . . . . . . . . . . . . 17

4.2.1 Keuze voor fotodiode . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

4.2.2 Vervangschema fotodiode . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

4.3.1 Openklemmodus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

INHOUDSOPGAVE iv

4.3.2 Fotovoltaısche modus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

4.3.3 Zero-Bias modus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

4.3.4 Fotogeleidende modus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

4.3.5 Stabiliteit en haalbare bandbreedte . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

4.4 Keuze fotodiode en OpAmp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

4.5 Fotostroom i.f.v OLED-stroom . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

5 DC/DC-convertor 33

5.1 Algemeen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

5.2.1 Spanningsregeling vs stroomregeling . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

5.2.2 LM3402 van Texas Instruments . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

5.2.3 Controlled-On-Time regeling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

5.2.4 Ontwerpcyclus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

6 Ontwerp en implementatie 44

6.1 Algemeen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

6.2 Buck-ontwerp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

6.3 OFB-Design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

6.3.1 Waarom rechtsreekse OFB-sturing weinig haalbaar is . . . . . . . . 47

6.3.2 Werkingsprincipe rimpelinkoppeling . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

6.4 PCB-design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

6.4.1 Layout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

7 Resultaten 60

7.1 Basiswerking . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

7.1.1 Basiswerking: 100kHz versie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

7.1.2 Basiswerking: 1MHz versie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

7.2 Compensatie van OLED degradatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

7.3 Efficientie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

8 Aanpassingen en verbeteringen 66

8.1 Digitale opmeting en aansturing . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

8.2 Temperatuurscompensatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

8.3 OFB met een treshold . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

8.4 Kost en efficientie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

9 Besluit 70

Bibliografie 72

INLEIDING 1

Hoofdstuk 1

Inleiding

1.1 Waarom zoeken naar nieuwe verlichtingsbronnen?

De sector van de algemene verlichting heeft de laatste jaren een aantal grondige veranderin-

gen ondergaan. De laatste welbekende gloeilampen of peertjes beginnen na bijna 130 jaar

helemaal uit de woonomgeving te verdwijnen. Met de komst van spaarlampen (compacte

fluorescentielampen) nam de verkoop al een aantal jaren stilletjes af maar van een echte re-

volutie t.o.v. andere verlichtingsbronnen was nooit echt sprake. De consument bleef steeds

vrij aarzelend tegenover de spaarlampen omdat ze deze te duur, onveilig of lelijk vonden.

De terugval werd echter versneld doordat de Europese Commissie een verbod hief op de

import en productie van conventionele gloeilampen in de Europese Unie vanaf 2012. Ook

halogeenlampen die te veel energie verbruiken worden geleidelijk afgeschaft. Een conven-

tionele gloeilamp zette typisch maar 5% (ca.12 lm/W) van het toegeleverde vermogen om

in licht, de rest in warmte. Terwijl bijvoorbeeld een spaarlamp makkelijk 3-4 keer minder

elektrische energie verbruikt voor eenzelfde lichtvermogen.

De Europese commissie hoopt met deze verplichte overstap naar andere en nieuwere techno-

logieen tegen 2020 een equivalent van het jaarlijkse energieverbruik van 11 miljoen huishou-

dens te besparen alsook 15 miljoen ton minder aan broeikasgassen uit te stoten [1]. In 2005

bedroeg verlichting maar liefst 19% van de wereldwijde elektriciteitsconsumptie waarin de

huishoudens een aandeel van 31% hadden, of dus bijna 6% van de totale jaarlijkse energie-

consumptie. Om deze cijfers qua ordegrootte te duiden: de totale energieconsumptie van

verlichting in 2005 bedroeg 15% meer dan de energie geproduceerd in alle waterkracht- of

nucleaire centrales wereldwijd. De overeenkomstige CO2-uitstoot (fabricage en energiever-

bruik) is goed voor 70% van de globale uitstoot van persoonswagens [2, p.26].

1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s 2

Niet alleen het verbruik van de verlichtingsbronnen moet zuiniger maar ook de wijze waarop

het licht uit de armatuur gekoppeld wordt kan efficienter. Zo zet een conventioneel ver-

lichtingssysteem amper 30% van de uitgezonden lumens per Watt om in nuttig omgevings-

verlichting die door de gebruiker ook daadwerkelijk ervaren wordt. De oorzaak hiervan is

te vinden in een combinatie van verliezen, gaande van vermogen dat verloren gaat in de

behuizing van lampen tot licht dat gericht wordt op oppervlakken waar dit niet nodig is

[2, p.40].

Met efficientere technologieen en slimmer gebruik van de geleverde energie zou het aandeel

van verlichting met bijna 2/3 teruggedrongen kunnen worden of een terugval van 19% naar

7% in de wereldwijde consumptie [3]. Het Internationaal Energie Agentschap (IEA) is iets

minder optimistisch maar schat een nog steeds aanzienlijke afname van 40%, of dus een

daling van 19% naar 11% [2, p.480]. De vermindering aan energieverbruik en met name

de bijhorende daling in CO2-uitstoot zijn dan de voornaamste drijfveren in de zoektocht

naar nieuwe lichtbronnen.

In de beginjaren van dit millennium moest een mogelijke daling in energieverbruik hoofd-

zakelijk komen van de compacte fluorescentielampen. Ze leveren typisch 70− 90lm/W en

hebben daarenboven een veel langer levensduur dan de oude gloeilampen. Toch bezitten

ze ook enkele belangrijke nadelen [4]. Zo bevat een spaarlamp typisch een - zij het kleine -

hoeveelheid kwik wat gevaarlijk is voor mens en milieu en dus een speciale afvalverwerking

van de kapotte exemplaren vereist. De aankoopprijs ligt ook gevoelig hoger (al is de prijs

per uur licht beduidend lager gezien de lange levensduur). Tot slot hebben ze last van een

kenmerkend opstarteffect: het duurt een aantal seconden tot de lamp haar volledig hel-

derheidsniveau bereikt heeft. De consument bleef hierdoor vrij terughoudend ten opzichte

van de nieuwe technologie, en de zoektocht naar efficiente alternatieven ging voort.

1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s

Sinds een aantal jaar weet een nieuwe technologie meer en meer haar intrede te vinden in

de huiskamers; solid-state lighting oftewel licht uit vaste materie (zijnde een halfgeleider).

De bekendste vorm hiervan is de Light Emitting Diode of LED, waarbij een voorwaartse

polarisatie van de pn-junctie aanleiding zal geven tot een elektrische stroom vanuit de anode

(p-zijde) naar de kathode (n-zijde). Wanneer een elektron een gat ontmoet, recombineren

de ladingsdragers en vallen ze terug naar een lagere energietoestand waarbij het verschil in

energie uitgezonden wordt in de vorm van een foton (waarvan de frequentie correspondeert

1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s 3

met de bandgap aanwezig in de halfgeleider).

Zoals de naam het al zegt zijn OLED’s organische varianten van de meer gekende LED’s.

Beide zijn halfgeleiderlichtbronnen maar de diode structuur bij OLED’s wordt opgebouwd

uit een kathode en anode met daartussen 2 (of meer) organische lagen. Deze organische la-

gen hebben geleidingsgraden die van isolator tot geleider kunnen varieren, en worden daar-

door beschouwd als organische halfgeleiders. De functie van de valentie- en conductieband

wordt hierbij uitgevoerd door het hoogst bezette moleculair orbitaal (Highest Occupied

Molecular Orbital of HOMO) en laagst onbezette moleculair orbitaal (Lowest Unoccupied

Molecular Orbital of LUMO). Het verschil tussen beide energieniveaus wordt eveneens de

bandgap genoemd. Het mechanisme achter de lichtproductie in de junctie verloopt verder

erg gelijkaardig aan deze van de LED.

Figuur 1.1: Doorsnede van een tweelagen OLED structuur met een schematische voorstelling

van het OLED-werkingsmechanisme.

In de meest eenvoudige versie (zie figuur 1.1) worden enkel 2 organische lagen gebruikt, een

emmisielaag en een conductielaag. Als er spanning over de kathode en anode gezet wordt,

vloeit er elektrische stroom van de kathode naar de anode. Waarbij de kathode elektronen

aan de emmisieve laag geeft en de anode elektronen van de geleidende laag verwijdert.

Hierdoor blijven er positieve gaten achter in deze conductieve laag. Wanneer een negatief

elektron en een positief gat elkaar vinden, recombineren ze in een lagere energietoestand.

Hierbij wordt er licht uitgezonden in de vorm van een foton. Doordat de gaten in organisch

materiaal een iets grotere mobiliteit hebben, vindt de recombinatie van elektron en positief

gat plaats in de emmisieve laag.

1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s 4

1.2.1 Voordelen van OLED’s

Zoals sectie 1.2 reeds aantoonde hebben LED’s en OLED’s een equivalente werking om tot

lichtproductie te komen. Toch onderscheiden OLED’s zich op een aantal gebieden duidelijk

van LED’s en andere lichtbronnen. Het grootste onderscheid en meteen ook mogelijks de

grootste innovatie ligt in de vorm. OLED’s zijn tweedimensionale bronnen, ze produceren

dus (relatief) uniform licht over een oppervlak. Bijna alle overige gekende verlichtingstech-

nologieen zijn grofweg puntbronnen. Denk maar aan LED’s, gloeilampen, spaarlampen,

TL-buizen,... Meestal brengt men een grote hoeveelheid zeer fijne puntbronnen bijeen op

een oppervlak om de illusie van een 2D-bron te wekken (cfr. LED-walls). Bij OLED’s is

dit niet nodig, al beperken de commerciele tegels zich nog tot oppervlaktes van om en bij

100 cm2 (bijvoorbeeld de nieuwste Philips Lumiblade OLED Panel[5][6]). Verder laat hun

productieproces het toe om de OLED’s erg dun (< 1 mm) en licht te maken, ideaal voor

gebruik in flexibele toepassingen (cfr. figuur 1.2) en in de luchtvaart-en auto-industrie,

waar elke gram telt.

Figuur 1.2: Voorbeelden van flexibele OLED-tegels.

Daar ze eigenlijk een soort plastic zijn kunnen ze in grote dunne lagen geproduceerd wor-

den, terwijl het groeien van grote lagen anorganische kristalstructuren zoals bij LED’s

typisch een stuk moeilijker is. Bovendien zijn OLED’s koude lichtbronnen; ze worden niet

heet tijdens activiteit (de temperatuur blijft typisch ≤ Tomgeving + 25C) . Dit laat toe

om ze rechtstreeks op bepaalde brandgevoelige oppervlakken zoals houten meubilair te

incorporeren, wat enorme mogelijkheden biedt voor interieurdesign. Daarnaast bezitten

ze een erg grote kijkhoek (tot 170 zonder dat er distorsie van het beeld optreedt) en een

zeer kort responstijd, wat interessant is in displaytechnologieen zoals dit bijvoorbeeld bij

LCD’s het geval is. Dit maakt ze ook erg interessant voor beeldschermtoepassingen. Grote

elektronica-concerns zoals Samsung en LG [7] zetten dan ook zwaar in op deze nieuwe

technologie voor het gebruik in displays (zie figuur1.3), waar de evolutie naar OLED’s

1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s 5

bijgevolg een stuk verder gevorderd is dan bij de sector van de algemene verlichting.

(a) LGs gebogen 55 inch OLED-TV (b) De Samsung Galaxy S4

met OLED-beeldscherm

Figuur 1.3: Een aantal commercieel beschikbare OLED-toepassingen.

Tot slot bieden ze perspectief op zeer efficiente lichtproductie in termen van aantal lumen

lichtintensiteit per Watt elektrisch vermogen. Zo claimde Panasonic eind mei 2013 dat

ze de meest efficiente, 10 cm2 grootte, lichtbron ooit hadden gefabriceerd met output van

114 lm/W als ook een 25 cm2 versie met 110 lm/W [8]. Ter vergelijking: de meest efficiente

commercieel beschikbare LED’s of spaarlampen halen een gelijkaardig aantal lumen per

Watt. Al is de vergelijking tussen een commercieel en een laboratoriumproduct niet volledig

eerlijk te noemen, de tendens is duidelijk meer dan gunstig.

1.2.2 Nadelen van OLED’s

In de ingenieurswereld is het steeds geven en nemen, zodat met al deze voordelen ook

een aantal tekortkomingen gepaard gaan. Typisch voor een technologie die nog in de

kinderschoenen staat ligt de productiekost en dus ook de aankoopprijs voorlopig nog vrij

tot zeer hoog. Voor een OLED-paneeltje van bijvoorbeeld Philips 6× 6 cm betaalt een

consument een forse e120 [9]. Ook is er een bepaalde niet-uniformiteit tussen verschillende

OLED’s uit een zelfde batch door spreiding in het productieproces, tevens een kenmerk van

een nog jonge technologie. Verder zijn deze lichtbronnen wegens hun organische oorsprong

erg gevoelig aan contact met water, wat de prijs voor openluchttoepassingen door het

voorzien van geschikte afscherming opnieuw de hoogte in jaagt.

Maar veruit de grootste technologische hindernis bevindt zich in de beperkte levensduur,

gedefinieerd als de tijd waarop de huidige luminantie gezakt is tot op een bepaald fractie

1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s 6

van de initiele luminantie bij een onveranderde aansturing. De luminantie van een lichtbron

duidt de lichtsterkte per oppervlakte-eenheid volgens een bepaalde kijkhoek in cd/m2. Het

is tevens de helderheid die een waarnemer ervaart, onafhankelijk van de afstand tot de

lichtbron. L50 en L70 zijn veruit de meest voorkomende versies van de levensduurbepaling

in de algemene verlichtingssector[10], ze duiden respectievelijk op een val naar 50% en

70% van de initiele luminantie. Als de te verwachten levensduur enkel in uren vermeld

wordt, dan hanteert de fabrikant typisch de L50 als bepaling. Merk op dat levensduur hier

een relatief arbitrair begrip is aangezien de lichtbron nog perfect licht kan geven na haar

levensduur, maar dit aan een (sterk) verminderde luminantie. In deel 3.2 meer over de

relatie tussen luminantie, aansturing en levensduur.

PROBLEEMSTELLING 7

Hoofdstuk 2

Probleemstelling

Wegens het grote potentieel van OLED’s om een revolutie in de verlichtingssector te veroor-

zaken, werd in oktober 2011 een 3-jarig Europees onderzoeksproject gestart met de naam

IMOLA, oftewel Intelligent light M anagement for OLED-on-foil Applications. Het basis-

concept bestaat uit de ontwikkeling van een interactief, modulair, flexibel, groot-oppervlak

OLED-verlichtingssysteem met een ingebouwde intelligente lichtregeling voor toepassingen

in de algemene verlichting en automobiel sector[11]. De nadruk ligt op de integratie en

design en niet zozeer op de OLED-technologie an sich. Concreet houdt dit in dat per

modulaire OLED-tegel een geıntegreerde driver voorzien wordt die op de achterkant van

de tegel (en in latere fase, folie) aangebracht wordt (zie figuur 2.1.

Keuze voor een Buckarchitectuur

Als voedingsspanning in het IMOLA-project werd 40V DC als compromis gekozen, omdat

dit voldoende efficient bereikbaar is vanuit zowel de 220V AC netspanning als de 12V DC

uit de autobatterij. Maar waarom niet gewoon de vereiste voorwaartse OLED-spanning als

ingangsspanning opgeven? De reden hiervoor is een relatief kleine voorwaartse spanningsval

(Vf ) die een enkel OLED-cel heeft. Om een paneel met meerdere OLED-modules te voeden

zal de totale stroomhoeveelheid in de toevoerlijnen naar en binnen dit paneel erg snel

oplopen. Om alle modules dan vanuit een gemeenschappelijke driver aan te sturen, moet

deze vlot enkele tientallen amperes stroom kunnen leveren. Dergelijke stroomwaarden

zouden tot enorme koperverliezen in de toevoerlijnen leiden en het is maar de vraag of de

metaalverbindingen in de flexibele folie hieraan zouden kunnen weerstaan.

Om dit probleem te vermijden werd daarom gekozen om te werken bij een veel hoger

spanningsniveau zodat de totale stroom met eenzelfde factor 40VVf

kan dalen, aangezien

het vermogen uiteraard ongewijzigd blijft. De 40V ’hoogspanning’ toevoer dient dan per

PROBLEEMSTELLING 8

Figuur 2.1: Schematische voorstelling een modulair opgebouwd verlichtingspaneel voor het

IMOLA-project waarbij een driverchip per OLED-cel geıntegreerd wordt op de

achterkant van de module.

module geconverteerd te worden naar de geschikte laagspanning Vf voor de OLED (zie

figuur 2.2). Hiervoor zal de driverchip in essentie een DC/DC-convertor in Bucktopologie

implementeren. De benodigde spoel zal ondanks de vooropgestelde schakelfrequentie van

10 MHz nog steeds 5− 10 µH bedragen. Te groot voor integratie in de chip en zal daarom

als planaire spoel mee op de achterzijde van de OLED-module aangebracht worden (zie

figuur 2.3).

PROBLEEMSTELLING 9

Figuur 2.2: Elektrische schema van de vermogenstoevoer in een modulair OLED-paneel voor

het IMOLA-project.

Figuur 2.3: Opbouw van een enkele OLED-module in het IMOLA-project.

2.1 Nadruk op Optische Feedback 10

2.1 Nadruk op Optische Feedback

Zoals eerder vermeld leidt de spreiding in het productieproces en de OLED-degradatie tot

niet-uniformiteit. Er is dus nood aan een feedback om dit te compenseren. De gekende

elektrische feedback (EFB) waarbij bijvoorbeeld de stroom door de OLED gemeten wordt

via een sense-weerstand en vergeleken met de instelwaarde (cfr. figuur 2.4), biedt hier

echter geen uitweg. Door de spreiding in productie en de slecht gekende evolutie van de

IV-karakteristiek naarmate de degradatie toeneemt (zie sectie 3.2), levert stroomregeling

geen garanties op de luminantie van de OLED. En dat is uiteindelijk wat telt bij een verlich-

tingsbron: de waargenomen lichtintensiteit. IMOLA wil dan ook optische feedback (OFB)

toepassen om zowel de voorgaande uniformiteitsproblemen te compenseren als rechtstreeks

de ware lichtoutput te regelen (cfr. figuur 2.5).

DC/DC-

convertorOLEDA

Rsensegewenste

stroom

gemeten

stroom

foutsignaal aangepaste

stroom

Figuur 2.4: Regeling van de stroom a.d.h.v elektrisch feedback

DC/DC-

convertorOLEDA

gewenste

helderheid

gemeten

helderheid

foutsignaal aangepaste

stroom

Lichtdetector

Figuur 2.5: Regeling van de lichtoutput a.d.h.v optische feedback

2.2 Doel van de masterproef 11

2.2 Doel van de masterproef

Het hoofddoel van deze masterproef is de demonstratie van een efficiente OLED-driver

vertrekkende van een off-the-shelf DC/DC-Buckconvertor waarbij optische feedback de in-

vloed van de OLED-degradatie compenseert. Omdat de nadruk op de OFB-regeling ligt,

werd gewerkt bij een ingangsspanning van 20V om de keuze in beschikbare buckconvertoren

niet te extreem te beperken. De principiele werking van het OFB-systeem moet uiteraard

onafhankelijk zijn van deze keuze, zodat het zonder veel moeite kan overgenomen of aange-

past worden voor andere ingangspanningen. De opheffing van de niet-uniformiteit tussen

verschillende OLED-tegels is moeilijk te controleren daar deze masterproef zich focust op

een enkele tegel, maar dit volgt normalerwijze rechtstreeks uit een goed werkend OFB-

mechanisme. Uiteindelijk werd zelfs gekozen voor een systeem waarbij de OFB niet enkel

een compensatie levert maar het volledig controlemechanisme van de DC/DC-convertor op

zich neemt.

KARAKTERISATIE OLED-TEGEL 12

Hoofdstuk 3

Karakterisatie OLED-tegel

3.1 IV-karkaterisitek

De belangrijkste eigenschap van de OLED is uiteraard zijn stroom-spanningskarakteristiek.

In figuur 3.1 staat het opgemeten IV-verband voor de gehanteerde OLED geplot. Het

kenmerkend exponentieel profiel van de stroom in functie van de spanning over een diode,

is ook hier duidelijk zichtbaar.

0

50

100

150

200

250

300

350

400

450

500

0 1 2 3 4 5 6 7 8

VOLED [V]

I OLE

D [m

A]

VOLED

IOLED

Figuur 3.1: IV-karakter van de gehanteerde OLED (Philips Lumiblade GL55).

3.1.1 Dynamische weerstand rD

De dynamsiche weerstand rD bepaalt de lastweerstand die OLED voor een aandrijfcircuit

vormt. Daar OLED’s een exponentieel IV-verloop hebben zoals we in 3.1 zagen, is rD

niet constant maar afhankelijk van de stroom die door de OLED loopt. We kunnen deze

3.2 Degradatie 13

bepalen door de raaklijn in het punt corresponderend met deze stroomwaarde te nemen.

Voor een instelstroom van bijvoorbeeld 350 mA vinden we:

∆V = VI=max − VI=0 = 7V − 6.58V

∆I = Imax − 0A = 0, 480A− 0A

→ rD =∆V

∆I= 875mΩ (3.1)

Hierbij tekenden we grafisch de raaklijn in het werkpunt en verlengden deze tot ze de

uiteinden van het werkingsgebied snijden in de punten (0, VI=0) en (Imax;VI=max) zoals te

zien in figuur 3.2.

5.8

6

6.2

6.4

6.6

6.8

7

7.2

0 100 200 300 400 500

OLED-stroom [mA]

OLE

D-s

pannin

g [V

]

Figuur 3.2: VI-curve met raaklijn in IOLED = 350mA ter afleiding van de rD.

3.2 Degradatie

Zoals in onderdeel 1.2.2 reeds werd aangegeven, is de degradatie in luminantie gerelateerd

met het aantal uren dat organische lichtbron reeds aan stond. Zoals gerapporteerd in

de literatuur [12][13] kan de luminantie L(t) van een OLED die met een constante stroom

aangedreven wordt, in goede benadering beschreven worden als een Stretched Exponentional

Decay (SED):

L(t) = L0 exp

[

−

(

tON

τ

)β]

met τ ∼1

L0

(3.2)

3.2 Degradatie 14

Waarbij L0 = L(0) de initiele luminantie voorstelt, tON het aantal uren dat de OLED

reeds licht uitzond en β ∈ [0, 1] een technologieparameter, die afhangt van de gebruikte

materialen en de specifieke opbouw van de OLED maar die constant blijft bij veranderlijke

L0. Om in staat te zijn algemene uitspraken te doen, maakt men echter vaak gebruik

van het ’enkelvoudige’ exponentieel vervalmodel. Dit is een limietgeval van de beschreven

functie in 3.2 waarbij β = 1.

Als we naar de verwachte degradatie zonder OFB kijken met β = 1, dan vinden we voor :

L(t) = L0 exp

[

−

(

tON

τ

)]

(3.3)

→ L(L50) = L0 exp

[

−

(

L50

τ

)]

=L0

2(3.4)

→ ln1

2= −

L50

τ(3.5)

→ τ =L50

ln 2(3.6)

Voor de gebruikte OLED bedraagt deze L50 volgens de datasheet 10.000u waarbij van

L0 = 4200cd/m2 als startluminantie vertrokken werd, zodat τ ≈ 14.427u bedraagt. Nu is

de degradatiecurve zonder OFB volledig gekend en geplot in figuur 3.3.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 30

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

tijd [uren]

3.5 x 10

L50

L70

L/L

0

Figuur 3.3: Voorspelde degradatiecurve met aanduiding van de L50-en L70-tijd op basis van

een mathematisch model met enkelvoudig exponentieel verval.

3.3 Warmtedissipatie 15

Wat meteen opvalt, is dat de luminantie enkel degradeert als de OLED actief is en licht

produceert. Het inverse verband tussen τ en L0 (zie refSED) geeft aan dat de keuze van

L0 (en bijgevolg de corresponderende initıele instelstroom die door de OLED zal lopen) in

grote mate de leeftijd van de OLED bepaalt. Hoe hoger L0, hoe sterker de degradatie en

hoe sneller de L50 (of L(t) = L0/2) bereikt wordt.

Zelfs met de beschikbare mathematische verouderingsmodellen, dient men toch nog erg

lange metingen (typisch >1000 uren) te doen vooraleer men een geschikte fitting kan toe-

passen. Dit is voor een masterproef praktisch gezien weinig haalbaar, maar op zich is

dit geen al te grote belemmering. Het verval in luminantie over de tijd dient niet exact

gekend te zijn om deze door optische feedback te laten compenseren, waar dit voor een

standaard elektrische feedback wel het geval zou zijn. Zoals reeds aangehaald is dit net

de grootste troef van OFB. Bovendien geldt 3.2 enkel voor een constante aanstuurstroom,

terwijl deze net gradueel zou toenemen bij het voorgestelde feedbackmechanisme om zo de

lichtoutput constant te houden. Dit zal er voor zorgen dat het exponentiele verval zelf mee

versnelt. De luminantie blijft dan wel constant (voor de tijd dat de maximaal haalbare

compensatiewinst bereikt wordt) maar de OLED veroudert nadien sneller dan zonder opti-

sche compensatie. Uit dergelijke degradatiecurven zou dan een accurate schatting gemaakt

kunnen worden van de levensduurwinst door de OFB.

De gehanteerde OLED (een Lumiblade GL55 van Philips) had volgens de datasheet een

gemiddelde levensduur van 10.000u voor een stuurstroom van 390 mA. De maximale aan-

geraden stroom bedroeg 450 mA. Indien deze waarde niet overschreden mag worden, kan de

stroom maximaal met 15% toenemen en moet ze nadien constant blijven op deze waarde.

De aftakeling in luminantie slaat dan opnieuw (zij het versneld) toe. Of er een nettole-

venswinst geboekt wordt, hangt er vanaf of tOFB+ t0,5;versneld groter is dan de originele L50

zonder OFB.

3.3 Warmtedissipatie

Ook al is de OLED geen lichtbron die extreem heet wordt, toch dissipeert ze een duide-

lijk voelbare hoeveelheid energie als warmte. Zoals figuur 3.4 stijgt de warmteproductie

(gemeten met behulp van een thermokoppel) benaderend lineair met de stuurstroom.

3.4 Spectrum 16

25

30

35

40

45

50

55

0 100 200 300 400 500

stuurstroom [mA]

opperv

lakte

tem

pe

ratu

ur

[°C

]

Figuur 3.4: oppervlaktetemperatuur van de OLED-tegel i.f.v. de stuurstroom

3.4 Spectrum

De OLED-tegel is een diffuse lichtbron met een spectrale breedte (van 430 tot 750 nm)

die grofweg overeenstemt met het zichtbaar spectrum. Zoals figuur 3.5 uit de datasheet

van de Philips Lumiblade aantoont, wordt geen UV- of IR-straling gegenereerd. Dit is

een voordeel omdat we ons nu geen zorgen hoeven te maken dat de lichtsensor voor de

OFB zou reageren op onzichtbare spectrale componenten in het OLED-licht die uiteraard

geen invloed hebben op de intensiteit die een waarnemer ervaart. Indien de afwegingen

op de lichtsensor die in hoofdstuk 4 bestudeerd zullen worden het toelaten, kunnen we de

fotodiode dus zo kiezen dat ze enkel reageert op zichtbare straling.

350 400 450 500 550 600 650 700 750 800 850

golflengte [nm]

inte

nsite

it

Figuur 3.5: Het uitgezonden spectrum van de gebruikte OLED (Philips Lumiblade GL55) bij

kamertemperatuur en de aangegeven stuurstroom.

LICHTDETECTIE 17

Hoofdstuk 4

Lichtdetectie

4.1 Basismethoden van lichtdetectie

Om een optische feedback te implementeren moet een lichtinputsignaal omgezet kunnen

worden naar een elektrisch outputsignaal, dat dan verder in de regelkring kan gemeten of

verwerkt worden. Bovendien moet de outputwaarde mee schalen met het intensiteitsniveau

van de lichtbron. Dit in tegenstelling tot vele optische ontvangers die een digitaal input

(grofweg: licht vs geen licht) omzetten naar een digitaal elektrisch signaal (’1’ en ’0’).

Hiervoor zijn er een aantal verschillende transducers (signaalomzetters) die in aanmerking

komen. Fotogeleiders, weerstanden waarvan de resistiviteit afhankelijk is van de lichtinval,

hebben typisch een beperktere lineariteit en zijn daarom eerder geschikt als een binaire

lichtdetector. De meest gebruikelijke lichtsensoren zijn pn-junctiegebasseerde fotodetectors

zoals fotodiodes en fototransistors.

4.2 Stroomgeneratie in pn-juncties door lichtinval

Laten we de licht-naar-stroomomzetting in pn-juncties toelichten door de fotodiode als

basisgeval te beschouwen. Een fotodiode kan (vereenvoudigd) beschouwd worden als een

pn-junctie met in parallel een stroombron ip die de lichtafhankelijkheid modelleert. Alge-

meen geldt dat:

i = i0

(

expqV

kT− 1

)

− ip (4.1)

4.2 Stroomgeneratie in pn-juncties door lichtinval 18

waarbij i0 de sperstroom van de diode is, q de elementaire lading van een elektron, k

de constante van Boltzmann en T de absolute temperatuur. Merk op dat in principe de

stroombron ip ook spanningsafhankelijk is.

De fotostroom ip ontstaat doordat een invallend foton een elektron-gatpaar opwekt in

de pn-junctie. De heersende velden in de junctie zullen het elektron in de richting van

de n-type halfgeleider en de holte naar de p-type halfgeleider doen bewegen. Het zijn

hoofdzakelijk de fotonen die in het depletiegebied geabsorbeerd worden die ladingsparen

opwekken die bijdragen tot meetbare stroom, daar deze zeer snel gecollecteerd worden.

De fotonen die buiten het depletiegebied opgenomen worden, wekken ook wel elektron-

holteparen op maar deze hebben een veel grotere kans om te recombineren al vorens bij te

dragen tot de fotostroom. Voor een grote gevoeligheid (en snelheid) is het dus van belang

om zoveel mogelijk fotonen in het sperlaag te krijgen en ze daar te absorberen. Men

kan hiervoor bijvoorbeeld de breedte van het depletiegebied (en dus ook de oppervlakte)

vergroten door de junctie invers te polariseren, waardoor het netto aantal geabsorbeerde

fotonen er toeneemt. Of er kan een stukje intrinsieke halfgeleider aanbrengen tussen het p-

en n-materiaal. Aangezien de kans tot recombinatie er erg klein is, zullen de meeste fotonen

die op dit intrinsieke stuk halfgeleider invallen ladingsparen opwekken die bijdragen tot de

fotostroom. Dergelijke detectoren noemt men PIN-diodes (P -Intrinsiek-N ) en zijn ook erg

populair.

Fototransistoren hebben een relatief gelijkaardige werking: fotonen vallen in op de basis

van de bipolaire transistor, genereren een stroom die op haar beurt aanleiding zal geven tot

β keer grotere stroom in de collector. Net als bij gewone BJT’s kan een fototransistor ook

als Darlington geschakeld worden om nog zwakkere lichtintensiteiten te kunnen detecteren.

Fototransistoren beschikken doorgaans over een stuk lagere bandbreedte dan fotodiodes.

Eigenlijk zijn alle pn-juncties op zijn minst gedeeltelijk lichtgevoelig wat meestal als een on-

gewenst effect gezien wordt. In theorie (en ook in praktijk zoals figuur 4.1 duidelijk maakt)

kunnen standaard LED’s dankzij hun doorzichtige verpakking dus ook gebruikt worden om

lichtmetingen te doen. LED’s zijn hiervoor niet geoptimaliseerd maar voor lichtsignalen

met een relatief lage frequentie of voor het opmeten van omgevingslicht, kunnen ze een

aantrekkelijk en goedkoop alternatief bieden. Een interessant manier van werken (zie ook

figuur 4.1) bestaat erin de LED eerst gedurende een korte periode invers te polariseren

door ze bijvoorbeeld met een hooggedreven I/O-pin van een microcontroller te verbinden.

De LED is zo elektrisch equivalent aan een capaciteit in parallel met een lichtafhankelijke

stroombron. De inverse polarisatie zorgt ervoor dat de capaciteit tot een zekere waarde

4.2 Stroomgeneratie in pn-juncties door lichtinval 19

wordt opgeladen. Vervolgens schakelen we de I/O-pin om naar inputmodus, waardoor

deze capaciteit terug kan ontladen met een snelheid die afhankelijk is van de hoeveelheid

lichtinval. Met een eenvoudige timer kan dan de grootte van de lichtstroom en dus het

ingevallen lichtvermogen met een relatieve nauwkeurigheid afgeleid worden.

I/O

Vcc

µC µC

IN

µC

Figuur 4.1: Voorbeeld van een LED die als fotosensor gebruikt wordt door aansturing met een

microcontroller

Ondanks deze vaak vergeten werking van een LED zijn er toch een aantal slimme toepas-

singen van dit bidirectioneel karakter te vinden (cfr. [14][15] in de bibliografie voor enkele

interessante voorbeelden).

4.2.1 Keuze voor fotodiode

Wegens de extra complexiteit die komt kijken bij de bidirectionele aansturing werd er in

deze masterproef geen gebruik gemaakt van een LED als lichtdetector. Het lijkt echter

wel interessant om te onderzoeken in hoeverre de OLED, in navolging van de LED, in

de toekomst zelf als lichtzender en -sensor zou kunnen gebruikt worden, maar dit valt

buiten het bereik van deze masterproef. Zowel fotodiodes als -transistoren zijn bruikbaar

om de beoogde functionaliteit te realiseren. Er werd voor een fotodiode gekozen omdat

ze ten eerste typisch een grotere bandbreedte hebben (al is in het uiteindelijke ontwerp

dit helemaal geen noodzaak meer), en ten tweede leken er in het algemeen ook meer

toepassingsvoorbeelden en literatuur beschikbaar te zijn dan voor fototransistoren.

4.2 Stroomgeneratie in pn-juncties door lichtinval 20

4.2.2 Vervangschema fotodiode

Om het gedrag van een Silicium-fotodiode beter te begrijpen, bestuderen we kort de com-

ponenten die aanwezig zijn in het elektrische vervangschema weergegeven in figuur 4.2.

ip id

i

RshCj

Rs

V

i

=V

Figuur 4.2: Elektrisch vervangschema van een fotodiode, bestaande uit de lichtafhankelijke

stroombron ip, een diode met donkere (lek)stroom id, de junctiecapaciteit Cj en

een serie- en shuntweerstand Rs en Rsh.

De stroombron ip kwamen we al eerder tegen en modelleert de lichtafhankelijkheid van de

sensor. De diode stelt de pn-junctie waarbij id de lekstroom (of donkere stroom) is die

door de junctie vloeit. Rsh is een zeer grote weerstand (orde 10-1000’en MΩ) en bepaalt

ruisstroom in de kortsluitstroom. De grootte correspondeert met de raaklijn aan de IV-

curve bij een spanning van 0V. Er geldt: hoe groter Rsh, hoe kleiner de ruisbijdrage en hoe

beter de performantie van de fotodiode. De serieweerstand Rs brengt de resistiviteit van

de contacten en het deel van het silicium dat zich niet in het ladingsruimtegebied bevindt

in rekening. In een ideale fotodiode zou deze component afwezig moeten zijn maar typische

waarden liggen rond de 10 a 1000 Ω. Tot slot fungeren de ’grenzen’ van het depletiegebied

als een parallelle-plaatcapaciteit die de junctiecapaciteit Cj genoemd wordt. Hoe breder

het ruimteladingsgebied, hoe kleiner deze capaciteit is.

Dynamisch gedrag

De reactiesnelheid van de fotodiode is afhankelijk van 3 factoren:

1. tdrift(ladingscollectietijd): De tijd die nodig is om ladingsdragers die in het depletie-

gebied gegenereerd werden of er naartoe gediffundeerd zijn in het p- of n-materiaal

te collecteren. Deze term is typisch erg klein (< 1ns).

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 21

2. tdif (de diffusietijd): de tijd die ladingsdragers die buiten het depletiegebied gegene-

reerd worden nodig hebben om naar het depletiegebied te diffunderen en deel uit te

maken van de fotostroom. Men kan tdif verkleinen door het ruimteladingsgebied te

vergroten.

3. tRC (RC-tijdsconstante): de tijd die nodig is om de capaciteit Cj (eventueel vermeer-

derd met andere parallelle, parasitaire capaciteiten zoals de ingangscapaciteit van

een OpAmp) op te laden of te ontladen met de stroom die door parallelschakeling

van Rsh met Rs en een externe lastweerstand RL vloeit.

De totale responstijd wordt verkregen door deze drie onafhankelijke bijdrages kwadratisch

te sommeren [16]:

ttotaal =√

t2drift + t2dif + t2RC (4.2)

Kort samengevat kan de reactietijd dus verkleind worden door de externe lastweerstand RL

te verkleinen wat tot een lagere tRC leidt en door de fotodiode achterwaarts te polariseren

zodat het depletiegebied toeneemt en tdif dus afneemt. Bovendien daalt hierdoor ook de

junctiecapaciteit wat tRC opnieuw doet dalen.

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps

Na de keuze voor een fotodiode als lichtsensor kan ook een geschikte meetopstelling na-

der onderzocht worden. Om te zorgen dat de fotodiode geen invloed ondervindt van de

overige elektronica die de gemeten stroom of spanning verder verwerken, wordt deze bijna

steeds voor een operationale versterker (OpAmp) geplaatst. Bovendien kan de OpAmp

het gegenereerde signaal gepast versterken tot een bruikbare waarde, wat geen overbodige

luxe is aangezien de gecreeerde fotostromen bij lage lichtintensiteiten typisch slechts enkele

microamperes bedragen .

Als we de stroom-spanningkarakteristiek (zie formule 4.2) van een fotodiode onder invloed

van belichting in figuur 4.3 bekijken, kunnen we hierin vier mogelijke werkingsgebieden

onderscheiden. In kwadranten 1 en 2 is er om evidente redenen geen lichtdetectie mogelijk.

Merk op dat bij toenemende belichting de IV-curves steeds lager komen te liggen door de

toenemende fotostroom ip in formule 4.2.

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 22

toenemende

belichting

V

I

12

43

geen

belichting

V

I

Figuur 4.3: Stroom-spanningscurves van een fotodiode voor toenemende belichting. De boven-

ste curve stemt overeen met de karakteristiek in volledige duisternis. De rode en

groene rechte duiden respectievelijke de openklem- en de zero-biasmodus aan.

4.3.1 Openklemmodus

Vout

R2

R1

Figuur 4.4: Fotodiode in openklemmodus met een niet-inverterende spanningsversterker.

Op de grens tussen het 1e en 4e kwadrant meet men de openklemspanning:

VOC =kT

qln

(

ipi0− 1

)

(4.3)

De logaritmische afhankelijkheid van VOC met de fotostroom ip zorgt ervoor dat de open-

klemspanningsmodus niet geschikt is om de invloed van de lichtintensiteit in een lineair

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 23

verband om te zetten. Bovendien is VOC wel lineair afhankelijk van de absolute tempera-

tuur T wat hier een extra nadeel vormt. Een voorbeeld van deze implementatie is te zien

in figuur 4.4.

4.3.2 Fotovoltaısche modus

Vout

R2

R1

RL

ip

Figuur 4.5: Fotodiode in fotovoltaısche modus met een niet-inverterende spanningsversterker.

In het 4e kwadrant (I < 0, V > 0) spreken we over fotovoltaısche werking. In deze modus

levert de diode netto elektrische energie af; dit is de functionaliteit van een zonnecel.

Voor metingen wordt de fotodiode in parallel met een lastweerstand RL geplaatst. Indien

RL >> Rsh zal de fotostroom een spanning VO opwekken over RL die op haar beurt de

fotodiode voorwaarts polariseert. De spanning is zo opnieuw een logaritmische functie van

de intensiteit, met voor limietgeval van RL = ∞ de relatie 4.3.1. Bovendien is Rsh een

relatief slecht gekende waarde die nogal durft verschillen binnen een batch van fotodiodes.

Om VO toch als lineair verband met de lichtinput op te meten, dient RL dus zo klein

mogelijk te zijn (op zijn minst RL << Rsh). Als we echter de belastingslijn V = −RLi in

het vierde kwadrant van in figuur 4.3 zouden uitzetten, dan zien we dat een kleine RL ook

zal resulteren in een erg kleine spanningswaarde. Dit probleem vraagt natuurlijk om een

OpAmp en een mogelijke implementatie hiervan is te zien in figuur 4.5. Dit werkt, maar

een nog interessantere oplossing bestaat erin de lichtinput niet als spanning over de diode

(evt. in parallel met een RL) op te meten maar als een stroom. Dit brengt ons echter bij

een ander limietgeval: de zero-biaswerking.

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 24

4.3.3 Zero-Bias modus

ip

Rf

Vout

= -Rf i

= Rf ip

Figuur 4.6: Fotodiode in zero-bias modus met transimpedantieversterker.

Op de grens tussen de fotovoltaısche en fotogeleidende werking ligt de zero-bias modus.

Door het circuit in figuur 4.5 om te vormen naar deze in figuur 4.6 loopt alle stroom

(indien de inputbiasstromen van de OpAmp verwaarloosbaar zijn) uit de fotodiode door

de weerstand Rf . Doordat de fotodiode geklemd wordt tussen de terminals van een Op-

Amp, is ze virtueel kortgesloten. Deze modus noemt men bijgevolg Zero-Bias ; Rf meet de

kortsluitstroom van de detector en is niet langer beperkt tot kleine waardes zoals bij de

fotovoltaısche modus. De OpAmp werkt dus als stroom-naar-spanningsomzetter of tran-

simpedantieversterker, meer over dit schijnbaar eenvoudige circuit in 4.3.5. Het equivalent

elektrische vervangschema van de fotodiode kan nu zonder veel verlies van precisie vereen-

voudigd worden tot een stroombron in parallel met een capaciteit. Deze modus benut zo

ten volle het extreem lineaire gedrag van de lichtstroom in een fotodiode. Bovendien is

door het wegvallen van de exponentiele in 4.2 de lekstroom id geelimineerd, waardoor ook

temperatuurafhankelijkheid sterk verminderd. Tot slot kan dit circuit voor relatief grote

Rf (kΩ orde) toch nog een redelijke bandbreedte halen (< een paar Mhz). Voor commu-

nicatietoepassingen met erg lage intensiteiten en/of hoge bandbreedtes is de reverse-bias

werking echter vereist.

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 25

4.3.4 Fotogeleidende modus

ip

Rf

Vout

= - Rf i

= Rf (ip - id)

-Vbias

Figuur 4.7: Fotodiode in fotogeleidende modus met een achterwaartse polarisatie van Vbias met

transimpedantieversterker.

Van zodra de fotodiode in figuur4.6 invers gepolariseerd wordt, belanden we in het 3e kwa-

drant (I < 0, V < 0) en spreekt men over fotogeleidende modus (zie figuur 4.7). Door de

negatieve biasspanning over de diode zet het depletiegebied van de junctie uit. Hierdoor zal

ook de grootte van de junctiecapaciteit Cj sterk afnemen, wat de reactiesnelheid ten goede

komt. Om het laatste restje snelheid uit de componenten te persen kiest men de negatieve

biasspanning zo groot als toegelaten. Vanaf een bepaald punt zal de diode doorslaan en een

veel grotere stroom produceren (aangeduid door de stippellijn in figuur 4.3 en gedefinieerd

als het moment waarop de lekstroom > 10µA wordt). In extreem snelle communicatie-

toepassingen gebruikt men zelfs speciaal hiervoor ontworpen avalanche-fotodiodes (in het

Engels afgekort tot APD) omdat ze instaat zijn voor kleine lichtintensiteiten zeer snel een

grote corresponderende stroom te ontwikkelen. Het grootste minpunt in fotogeleidende

modus is de toegenomen lekstroom als gevolg van de achterwaartse spanning. Deze stroom

vertoont ook nog eens een exponentiele afhankelijkheid met de absolute temperatuur; als

ruwe vuistregel stelt men dat de donkere stroom bij elke toename van 10 C verdubbeld.

Zoals de naam doet vermoeden vloeit nu ook in volledige duisternis een -zij het erg kleine-

stroom, wat een offset introduceert op het lineair verband tussen stroom en invallend licht.

Dit alles leidt tot een grotere ruisbijdrage dan in de overige circuits.

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 26

4.3.5 Stabiliteit en haalbare bandbreedte

Voorlopig werd in de gepasseerde OpAmpcircuits aangenomen dat dat deze zonder meer

correct werken. De transimpedantieversterker (TIA) waarbij stroom naar spanning wordt

geconverteerd, was hierbij een iets exotischer variatie op de typische spanningsversterkende

toepassingen die elke basiscursus elektronica behandelt. Op het eerste zicht is de werking

erg straightforward: de gegenereerde fotostroom kan niet in de minklem van de versterker

verdwijnen en loopt dus volledig door de feedbackweerstand Rf , waardoor een spanning

aan de uitgang komt te staan die gerefereerd is t.o.v. de plusklemspanning. Het verhaal

wordt echter een stuk ingewikkelder indien we dieper ingaan op de interactie tussen de

stroombron (de fotodiode) en de TIA.

Om de stabiliteit te bepalen berekenen we de ruisversterking (RV) die gerealiseerd wordt

door de feedback van het systeem. Hiervoor zullen we in de omgekeerde richting werken:

vertrekkende van de gekende oplossing, verklaren we hoe deze in zijn werk gaat en be-

rekenen we vervolgens de vereiste voorwaarde waaraan deze oplossing moet voldoen om

stabiliteit te verzekeren.

De oplossing is opvallend genoeg erg eenvoudig en bestaat uit het toevoegen van een vol-

doende grote parallelle capaciteit Cf in de feedbacktak.

Vereenvoudigd vervangschema

Om de ruisversterking RV af te leiden, maken we gebruik van het elektrische vervangschema

voor de fotodiode en een eerste orde benadering voor de ideale OpAmp. Aangezien we de

TIA uitsluitend in zero-bias of fotogeleidende modus met een achterwaartse polarisatie

tegenkomen, kunnen we het fotodiodevervangschema verder vereenvoudigen. De diode in

het schema spert steeds en kan dus weggelaten worden. Zoals eerder aangehaald is RSH erg

groot (minstens 10MΩ en typisch zelfs > 1000MΩ) zodat we de stroombron ip als ideaal

kunnen beschouwen en RSH ook achterwege kunnen laten. De serieweerstand RS is normaal

gezien klein (< 100Ω) waardoor we ook deze term in de verdere analyse zullen negeren. We

blijven dus over met een parallelschakeling van de stroombron ip en de junctiecapacieit Cj.

Zoals zal blijken speelt de capaciteit aan de ingang van de OpAmp een cruciale rol in de

stabiliteitsbepaling. De OpAmp heeft zelf echter ook een ingangscapaciteit Copamp die in

parallel staat met Cj. De totale geziene ingangscapaciteit aan de OpAmp-klemmen bestaat

dus uit Cj + Copamp en noemen we in wat volgt CIN . Figuur 4.8 toont het resulterende

circuit waarvoor de stabiliteitsvoorwaarde zal afgeleid worden.

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 27

Cj

Rf

Cf

Cin Vout

Zs

Zf

VinI

Ip

Figuur 4.8: Equivalent schema van de fotodiode met TIA circuit in zero-bias modus.

Transferfunctie en feedbackfactor

Om de transferfunctie in het Laplace-domein te bepalen voeren we een aantal notaties

in om de formules overzichtelijk te houden. De capaciteit CIN = Cj + Copamp vormt de

impedantie ZS en de impedantie in de feedbacktak gevormd door Rf en Cf noemen we Zf .

Met s = jω geldt dan

Zs =1

s (CIN)(4.4)

Zf =Rf

1 + sRfCf

(4.5)

Wegens de eindige openkringversterking (A <∞) gelden volgende formules voor de in- en

uitgangsspanning van het circuit met de conventies die in figuur 4.8 te zien zijn.

Vin = −Vout

AVout = −ZfI − Vin

= −ZfI −Vout

A(4.6)

De stroom I die door de feedbacktak loopt volgt uit de knoopuntwet van Kirchoff op de

minklem:

I = Ip +Vout

A Zs

(4.7)

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 28

Als we deze stroom nu substitueren in 4.6

Vout = −Zf

(

Ip +Vout

A Zs

)

−Vout

A

=−Zf Ip

1 +1

A

(

1 +Zs

Zf

)

kunnen we hieruit eenvoudig de transferfunctie Vout

Ipafleiden

Vout

Ip=

−Zf

1 +1

A β

met β =Zs

Zs + Zf

(4.8)

waarbij de kringwinst Aβ gevormd wordt door de openketenversterking A en de feedback-

factor β (zie figuur 4.9). Merk op dat voor ideale OpAmp met A =∞ deze bovenstaande

formule vereenvoudigd tot

Vout

Ip= −Zf = −

Rf

1 + sRfCf

(4.9)

Vandaar ook de naam transimpedantieversterker: de I-V-gain is gelijk aan de impedantie

die in de feedbacktak staat (in het ideale geval). Indien we nu de impedanties Zs en Zf

terug volledig uitschrijven, vinden we voor de feedbackfactor

β =

1

sCIN

1

sCIN

+Rf

1 + sRfCf

=1 + sRfCf

1 + sRf (CIN + Cf )(4.10)

Stabiliteitscriterium

In figuur 4.9 zien de het blokdiagram voor een algemeen negatief feedbacksysteem met

openketenversterking A en feedbackfactor β. Instabiliteit treedt op indien Aβ = 1 bij een

fasedraaiing van 180 volgens het Barkhausencriterium, we snijden het punt waarop Aβ = 1

dus liefst aan met voldoende fasemarge t.o.v. deze 180 draaiing om onvoorwaardelijke

stabiliteit te hebben. De openketenversterking A(s) van een OpAmp kan in eerste orde

benadering als volgt beschreven worden:

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 29

A(s) =AOL

1 +s

ωA

(4.11)

A

b

X Y

Figuur 4.9: Blokdiagram van een algemeen negatief feedbacksysteem met A de openkringwinst

en β de feedbackfactor.

Voor f >> fA (met fA typisch erg laag rond 1 Hz) daalt A(s) met -20dB/dec bij een

constante fasenaijling van 90. Het punt waarop de openkringversterking A(s) = 1 of

0 dB, is de versterkingsbandbreedte (in het Engels gain-bandwidth of GBW) die typisch

wordt opgegeven in de datasheet van de OpAmp. Of het systeem al dan niet kans op

oscilleren vertoont, hangt af van de ruisversterking (RV) in het systeem. De RV van een

feedbacksysteem bedraagt 1/β. Als we deze 1/β verder bestuderen a.d.h.v. formule 4.10,

zien we dat de capaciteiten CIN + Cf voor een nul in de transferfunctie zorgen. In de

meeste toepassingen zal Cf veel kleiner dan CIN blijken te zijn waardoor de toevoeging

van een parallelle Cf in de feedbacktak bijna geen invloed zal hebben op de ligging van

deze nul:

fz =1

2πRf (CIN + Cf )≈

1

2πRfCIN

voor CIN >> Cf (4.12)

Hierdoor zal 1/β voor f > fz stijgen met 20dB/dec bij een fasevoorijling van 90 (cfr. figuur

4.10). De kringwinst Aβ is logaritmisch gelijk aan het verschil tussen de open-kringwinst

As en de RV = 1/β.

logAβ = logA− log1

β= logA− logRV (4.13)

Instabiliteit treedt dus op als RV 180 in fase gedraaid is vooraleer de RV-curve de A-curve

snijdt in het Bodediagram weergegeven in figuur 4.10. Zonder Cf zou deze nul ervoor zorgen

dat bij het kruisen van 1/β met As de fasedraaiing bijna 180 zou bedragen (90 door A(s)

4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 30

en 90 door de nul in RV), waardoor er mogelijks instabiliteit optreedt. Door een voldoende

grote Cf in de feedbacktak krijgt 1/β een pool bij waardoor de ruisversterking afvlakt

vooraleer deze A(s) snijdt. Maar hoe groot is ’voldoende groot’ precies? De gecreeerde

pool ligt op

fp =1

2πRfCf

(4.14)

AOL

0

vers

terk

ing [dB

]

log(freq) [Hz]

fz fp1 fp2 fp3 fGBW

Ruisversterking

(1/b)

1+CIN/Cf

Figuur 4.10: Bodeplot van de ruisversterking RV en de openketenversterking A(s) die elkaar

snijden.

Als we, zoals in figuur 4.10 aangeduid, fp te groot kiezen: fp = fp3, dan valt de pool

buiten de A(s)-curve en kan het circuit oscilleren. Als we fp te klein kiezen: fp = fp1,

hebben we overgecompenseerd en gaat een deel van de nuttige signaalbandbreedte verlo-

ren. De optimale positionering bevindt zich net op het snijpunt tussen A(s) en 1/β, of dus

fp = fp2. Aangezien deze A(s) even snel daalt als 1/β stijgt, vormen hun curves een gelijk-

benige driehoek met de frequenties tussen fz en fGBW als basis en met top op frequentie

fp2. De pool ligt dus precies in midden tussen beide frequenties. Daar een bodediagram

dubbel-logaritmisch ingedeeld is, is het midden tussen 2 frequenties niet het rekenkundige

gemiddelde maar het geometrisch gemiddelde:

fp2 =√

fz fGBW (4.15)

Simpele substitutie van de corresponderende waarden uit 4.12 en 4.14 leidt dan tot volgende

stabiliteitsvoorwaarde:

4.4 Keuze fotodiode en OpAmp 31

1

2πRfCf

<

√

fGBW

2πRf (Cf + CIN)(4.16)

≤

√

fGBW

2πRfCIN

voor CIN >> Cf (4.17)

→ Cf ≥

√

CIN

2πfGBWRf

(4.18)

De keuze van Cf legt meteen ook de maximale signaalbandbreedte van het circuit vast op

f−3dB =1

2πRfCf

=

√

fGBW

2πRfCIN

(4.19)

Om zoveel mogelijk nuttige bandbreedte over te houden en toch voldoende grote spannings-

signalen te hebben, implementeert men dus best een TIA met een relatief kleine versterking

(Rf ) gevolgd door een extra (breedbandige) spanningsversterker.

4.4 Keuze fotodiode en OpAmp

Bij de keuze van een geschikte fotodiode om de OFB te implementeren zijn een aantal zaken

van belang. Allereerst dienen ze een bruikbaar spectraal bereik te bezitten. De OLED

produceert diffuus wit licht met golflengtes binnen het zichtbare spectrum (∼ 450-670 nm

zie ook deel 3.4). Zoals hiervoor besproken is een kleine CIN gunstig voor de bandbreedte.

Tot slot moet de gevoeligheid liefst zo groot mogelijk zijn, zodat de versterking door Rf

geen al te grote waarden dient aan te nemen. In het eerste ontwerp vertrokken we van

de SFH206K die een spectraal bereik van 400-1100 nm had (met piekdetectiviteit op 850

nm) en een relatief kleine CIN = 72pF. De gegenereerde fotostromen waren ≥ 20µA voor

OLED-stromen groter dan 100 mA. Een Rf ≥ 1kΩ zorgt dus reeds voor een handelbaar

spannigssignaal (voor naversterking).

Oorpsronkelijk was het idee om de fotodiode het volledig dynamisch gedrag van de lichtout-

put te laten produceren. Daar de gebruikte DC/DC-convertor een minimale spanningsrim-

pel van 25 mV aan de feedbackpin vereist om stabiel te werken, moest de fotodiodestroom

dus instaat zijn dit signaal te kunnen reproduceren. Omdat de convertor bij frequenties

tussen 100 kHz - 1 MHz zou opereren, was een relatief breedbandige en voldoende gevoelige

fotodiodemonitoring vereist. Met dit in gedachte werd geopteerd voor de zero-bias werking,

4.5 Fotostroom i.f.v OLED-stroom 32

waarbij indien nodig kon overgestapt worden naar volledige fotogeleidende modus indien de

bandbreedte toch problemen zou opleveren. Zoals in deel 4.3.5 aangetoond, moet hiervoor

een OpAmp met een voldoende hoge GBW en voornamelijk lage inputbiasstromen en ruis-

gevoeligheid gekozen worden. Wij werkten met de OPA2356AID van TexasInstruments;

een MOSFET-gebasseerde versterker via spanningsfeedback met slechts 3 pA inputbias-

stroom, 3 pF inputcapaciteit bij een hoge GBW van 200 MHz. Aangezien het lichtsignaal

altijd > 0 zal zijn, kunnen we een enkelvoudige voeding gebruiken. We kozen een versie

met 2-in-1 package zodat de 2e OpAmp als breedbandige spanningsversterker kan gebruikt

worden.

4.5 Fotostroom i.f.v OLED-stroom

Om stroomproductie in de gekozen fotodiode te karakteriseren in functie van de OLED-

stroom (en dus luminantie), plaatsen we ze op de verlichtingsbron en dekken we ze af met

zwarte tape zodat er zogoed als geen omgevingslicht wordt doorgelaten. Vervolgens meten

we de fotostroom a.d.h.v. een Keithley 2401 Source Meter Unit (SMU) voor stijgende

OLED-stromen. Zoals in 4.11 te zien is, bekomen we in zeer goed benadering een lineair

verband.

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

0 100 200 300 400 500

IOLED [mA]

I fd [u

A]

Figuur 4.11: Fotostroom Ifd i.f.v. OLED-stroom Io voor de gekozen fotodiode SFH206K.

DC/DC-CONVERTOR 33

Hoofdstuk 5

DC/DC-convertor

5.1 Algemeen

Om van een hoge DC-voedingsspanning naar een lagere DC-spanning over te gaan zijn

er voor elektronicatoepassingen met een laag tot gemiddeld vermogen een aantal moge-

lijkheden. In toepassingen waar slechts werking in een kwadrant vereist is, of m.a.w. de

spanning over en stroom door de last hebben slechts een orienteringszin, behoren een een-

voudige zenerdiode die de uitgangsspanning klemt, een lineaire spanningsregelaar en een

schakelende convertor (Buck -convertor genaamd) tot de meest courante circuits. We maken

hier abstractie van geısoleerde DC/DC-convertoren die typisch bij iets hogere vermogens

gehanteerd worden en waarbij een transformator aan te pas komt. Het grote voordeel over

een gewone resistieve spanningsdeler -naast een veel lagere dissipatie- is dat deze schakelin-

gen een lijnregeling (de mate waarin de uitgangspanning of -stroom kan constant gehouden

worden bij variaties in de inputspanning) en een lastregeling (de mate uitgangsspanning-

of stroom kan constant gehouden worden bij variaties in de last) bezitten. De lineaire en

schakelende convertor gebruiken zelfs een actieve lastregeling via feedback.

Doordat vermogensefficientie, zeker in consumentenelektronica, een steeds belangrijker

aandeel in het designproces op zich neemt, is er een evolutie weg van traditionele lineaire

spanningsreglaars (bv. LM317) en naar schakelende convertoren. Door hun schakelende

werking zijn ze in staat veel hogere efficientiegraden te halen zeker bij grote verschillen in

in- en uitgangsspanning, terwijl de dissipatie in lineaire regelaars voor eenzelfde stroom

evenredig met de spanningsval stijgt. Als de beperkte rimpel die door de schakelende

convertor nog te groot blijkt te zijn dan kan eventueel een spanningsregelaar na de scha-

kelende regelaar gezet worden om zo het beste van de twee werelden te verkrijgen: erg

5.1 Algemeen 34

goede lijn/lastregeling en grote efficientie. Met de komst van verbeterde geıntegreerde

vermogenselektronica werden hogere schakelfrequenties mogelijk, zodat de grootte van de

inductor bijna evenredig kon dalen. Dit leverde zowel verkleinde fysische afmetingen als

een verminderde storing door te grote magnetische velden op. Ook konden de benodigde

capaciteitswaarden afnemen waardoor in sommige gevallen volledig keramische (ten nadele

van deels elektrolytische) implementaties mogelijk werden, wat de afmetingen, de efficien-

tie en de totale levensduur van het circuit verder ten goede kwam. Moderne commerciele

verkrijgbare Buck-convertoren hebben schakelfrequenties tussen de 25 kHz en 2 MHz. Ef-

ficienties van ∼ 80− 90% naargelang de toepassing zijn zeker niet onhaalbaar.

Werking Buck-convertor

Omdat dit een belangrijk deel van het totale design zal vormen, wordt kort de werking van

de Buck-convertor overlopen. Zoals in figuur 5.1 te zien is, staat in serie met de ingang van

het circuit een schakelaar (een vermogenstransistor) die de hoge ingangsspanning doorlaat

indien ze gesloten is en blokkeert indien ze open is. Zo ontstaat er een blokgolfspanning

over de diode die afwisselt tussen Vin en −Vd, de drempelspanning van de diode (zie ook

figuur 5.2). Een laagdoorlaatfilter, typisch als LC-filter geımplementeerd om geen ver-

dere vermogensverliezen in een eventueel resistieve component voor de last tegen te gaan,

middelt deze blokgolf uit naar een constant Vout op een kleine rimpel na.

Vin

Cin

L

D Cout

Last

SIs

ID

Vout

Figuur 5.1: Elektrische schema van een algemene Buckconvertor (zonder controlemechanisme)

met in het rood het stroompad tijdens tON en in het groen het stroompad tijdens

tOFF .

Via een controlemechanisme wordt Vout vergeleken met de gewenste waarde (typisch via

een spanningsdeler op de uitgang) en de duty cycle δ = tON/T aangepast. Indien Vout

te laag is zal de schakelaar S gesloten blijven en stijgt tON , indien de spanning te hoog

5.1 Algemeen 35

is opent S en daalt het aandeel van tON in de schakelperiode T . In steady-state bij een

onveranderlijke last hebben tON en tOFF uiteraard een constante waarde. Dit levert de

Buck-formule voor de uitgangsspanning:

Vout =tON

TVin = δ Vin (5.1)

Er zijn 2 algemene modi waarin de Buck kan opereren: Continious Current Mode (CCM)

of Discontinious Current Mode (DCM). Bij CCM wordt de ogenblikkelijke stroom door de

spoel nooit nul, voor DCM is dit voor een deel van de tOFF wel het geval. Er geldt:

CCM : IL,avg >IL,pp2

DCM : IL,avg <IL,pp2

Stroomverloop in CCM-regime

Het gedetailleerd stroomverloop in CCM werking, die typisch wordt nagestreefd wegens

efficienter, is weergegeven in figuur 5.2. Tijdens tON staat er een hoge spanning over de

spoel waardoor de stroom, getrokken uit de ingangsspanning, lineair toeneemt.

Door het na-ijlend karakter van de spoel dient er ook stroom te kunnen vloeien nadat

S uitschakelt. Een vrijloopdiode laat toe dat deze uit de massa getrokken wordt zonder

dat er stroom wegvloeit tijdens tON . Omdat de positieve spanning over de spoel nu in de

andere richting staat, zal deze stroom lineair afnemen tot S opnieuw aanschakelt en het hele

proces zich herhaalt. Merk op dat de stroom door de capaciteit dezelfde is als deze door

de spoel maar zonder DC-component (of dus met de horizontale stippellijn als referentie

op de 2e grafiek in figuur 5.2). Meestal is de vrijloopdiode een Schottky-diode. Wegens

hun lagere drempelspanning t.o.v. andere diodes veroorzaken ze minder vermogensverlies

tijdens stroomvoering. De Schottky-diode kan op zijn beurt vervangen worden door een 2e

vermogenstransistor met een lage RDSON , waardoor er nog minder vermogen gedissipeerd

wordt tijdens de vrijloopwerking. Het type met 2 vermogenstransistors noemt met een

synchrone Buck-convertor. Synchroon of asynchroon is een afweging tussen een lagere

warmtedissipatie en hogere efficientie aan de ene kant en een gestegen kost en complexiteit

wegens de vereiste complementaire aansturing van de extra vermogenstransistor aan de

andere kant.

5.1 Algemeen 36

ILpp

VSW

IL

IS

ID

IL,avg

VSW,avg

=

Vout,avg

t

t

t

t

tON tOFF

Vin

-VD

Figuur 5.2: CCM stroomverloop i.f.v de tijd in een algemene Buckconvertor waarbij Vin en Vout

de in- en uitgangsspanning, VD de diodedrempelspanning zijn en IL, IS , ID de

stroom door respectievelijk de spoel, schakelaar en diode aanduiden.

5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 37

5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor

5.2.1 Spanningsregeling vs stroomregeling

De algemene Buck-convertor zoals hiervoor beschreven en het bijhorende controlemecha-

nisme kan echter nog in 2 duidelijk verschillende versies uiteenvallen: een versie waar de

nadruk ligt op Vout zo constant mogelijk te houden en een versie waar de nadruk ligt op de

(gemiddelde) stroom Iout zo constant mogelijk te houden. Bij spanningsgestuurde Bucks

wordt de uitgangswaarde (Vout) typisch opgemeten via een resistieve spanningsdeler en

vergeleken met een referentiewaardespanning. Bij stroomgestuurde Bucks controleert men

stroom die door de last vloeit bijvoorbeeld via een kleine, seriele sense-weerstand om zo

opnieuw een spanning te hebben die met een referentie kan vergeleken worden. Typisch is

deze referentiespanning bij de spanningsversie een stuk hoger (bv. VFB,V = 1, 25V ) dan bij

de stroomversie (bv. VFB,C = 0, 2V ). Omdat bij deze laatste versie de volledige stroom die

door de last liep ook door de sense-weerstand gaat is het uiteraard voordeliger om een zo

laag mogelijke spanningsreferentie te hebben. De voelweerstand kan dan klein in waarde

(typisch ≤ 1Ω) blijven zodat de vermogendissipatie erin beperkt blijft.

Door de exponentiele I-V-karakteristiek van een OLED levert een kleine ∆V op de uit-

gangsspanning reeds een relatief groot verschil in de stroom en bijgevolg ook de luminantie

zoals te zien in figuur 5.3. De rimpel op de spanning dient dus best zo klein mogelijk te zijn.

Bovendien is de mate van onnauwkeurigheid door ∆V sterk afhankelijk van het gekozen

werkpunt. Voor een vast werkpunt lijkt dit nog doenbaar maar van zodra dit punt dient

aangepast te worden hetzij wegens een andere gewenste lichtoutput, hetzij ter compensatie

van de veroudering, wordt deze methode erg onpraktisch. Tot slot is ook geweten dat de

degradatie in de OLED zich niet enkel in luminantie manifisteert maar ook in een span-

ningstoename bij eenzelfde stroom. Indien de spanning over de OLED geregeld wordt, zal

de stroom voor een constante Vout een dalende functie zijn over tijd. Daardoor zal er naast

een daling in luminantie door de OLED-degradatie ook nog eens een daling in toegevoerde

stroom volgen vanwege het regelmechanisme wat de luminantie al helemaal doet aftakelen.

Stroomsturing is dus duidelijk een superieure keuze voor OLED-toepassingen.

Nu kan een spanningsgecontroleerde Buck zoals enkele application notes aanhalen (cfr.

[17]), ook om te vormen naar een stroomgestuurde versie door simpelweg een serieweerstand

tussen massa en last te zetten. Om het probleem van de hoge referentiespanning (en

dus hoge weerstandswaarde en dissipatie) tegen te gaan kunnen we de gemeten spanning

Vsns over de weerstand een offset geven, bijvoorbeeld door een spanningsdeler te plaatsen

5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 38

0 1 2 3 4 5 6 7 80

50

100

150

200

250

300

350

400

450

500

550

I[m

A]

V[V]

60 mV ~ DV 0.9%

51 mA ~ DI 15%

Figuur 5.3: IV-karkateristiek van de gehanteerde OLED-tegel (Philips Lumiblade GL35) waar-

bij duidelijk te zien is dat een procentuele kleine spanningsvariatie tot een relatief

grote stroomvariatie leidt.

tussen een constante offsetspanning en Vsns over de sense-weerstand. Meestal is bij off-

the-shelf Buck zelfs een pin beschikbaar die verbonden is met de uitgang van een interne

spanningsregelaar. Een nadeel is echter dat de accuraatheid van de offset grotendeels

afhankelijk is van deze referentiespanning. LED-drivers zijn de meest courante toepassing

van stroomgestuurde DC/DC-convertoren.

5.2.2 LM3402 van Texas Instruments

Met al de voorgaande afwegingen in gedachte werd geopteerd voor een stroomgestuurde,

asynschrone Buck-convertor: de LM3402 van Texas Instruments. Het is een convertor

die een ingangsspanning tot 42V naar maximaal 6V kan terugbrengen voor een constante

outputstroom van 500 mA, en bij instelbare frequenties van < 50kHz tot > 1MHz. Bij

buckconvertoren die als (O)LED-drivers gebruikt worden zijn controlemechanismen geba-

seerd op hysteresis waarbij het stroomdal en/of de stroompiek gemonitord worden. Dit is

5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 39

erg populair omdat regeling van de stroom door verlichtingsbron nu net is wat ons inte-

resseert, in tegenstelling tot de spanning die er over komt te staan. Zo ook bij de LM3402

die een stroomdalregeling voorziet. Omdat deze een zeer wezenlijke invloed had op het

verdere designkeuzes, wordt op het specifieke controlemechanisme meer in detail ingegaan.

5.2.3 Controlled-On-Time regeling

De LM3402 hanteert een Controlled-On-Time of COT-mechanisme met een comparator in

de feedbackkring i.p.v. een foutversterker zoals bv. bij veel alternatieve controlemechanis-

men Bucks. Dit zorgt ervoor dat de bandbreedte van de regelkring vrij hoog is en dat er

bijgevolg geen extra componenten vereist zijn om een frequentiecompensatie te voorzien

opdat de regelkring stabiel zou blijven. De COT regelt in deze chip de dalstroom die door

de inductor loopt. Het controlealgoritme is in figuur 5.4 in vereenvoudigde vorm weerge-

geven. Extra beveiligingen zoals onder meer een piekstroombeperking op de transistor van

735 mA of thermische uitschakeling van 10 periodes indien de temperatuur boven 165 C

stijgt, werden achterwege gelaten.

De dalstroom door de inductor wordt opgemeten door een sense-weerstand tussen last en

massa. De resulterende spanning wordt aan de ingang van een comparator gelegd die

deze met een referentiespanning van 200 mV vergelijkt. Van zodra de gemeten en dalende

spanning (want de comparatorwerking vind plaatst tijdens tOFF en dus bij een lineair

dalende stroom door de spoel) onder 200 mV zakt, schakelt de vermogenstransistor terug

aan en dit voor voorafbepaalde tijd tON -vandaar de naam. Als tON gepasseerd is, opent

de vermogenstransistor voor een minimale OFF-tijd van 300 ns waarna de comparator

opnieuw start met de dalende inductorstroom te volgen tot deze onder 200 mV zakt en het

volledige proces zicht herhaald.

5.2.4 Ontwerpcyclus

De duur van tON wordt bepaald door de ingangsspanning en een externe weerstand RON :

tON = 1, 34 10−10

RON

Vin

(5.2)

waarbij 1, 34 10−10 een constante is die afhankelijk is van de interne COT-architectuur en

opgegeven werd in de datasheet van de LM3402. De schakelfrequentie fSW ligt dan voor

een gekende VOUT (hier de voorwaartse spanning over de OLED vermeerderd met een 200

mV wegens de extra spanningsval over sense-weerstand) vast via

5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 40

schakel

MOSFET aan

start tON timer

tON

afgelopen

?

schakel

MOSFET aan

FB-comparator

aan

VFB <

200 mV

?

start

J

N

J

N

Figuur 5.4: Vereenvoudigd controlediagram van de COT-werking in de LM3402.

fSW =Vout

1, 34 10−10 RON

=Vout

Vin tON

=δ

tON

(5.3)

Typisch is de keuze van tON en fSW een afweging tussen grotere afmetingen en hogere

minimale waardes voor de spoel en capaciteiten bij lage frequenties enerzijds, en een iets

lagere efficientie door toegenomen schakelverliezen maar kleinere componenten bij hogere

frequenties anderzijds. Al is dit niet absoluut, daar kleinere componenten meestal ook

kleinere verliezen genereren.

Een typische ontwerpcyclus loopt als volgt:

1. Kies een tON en leidt daaruit de fSW af (of omgekeerd) via 5.2 en 5.3.

2. De inputcapaciteit levert stroompulsen ter grootte van Io,avg als de vermogenstransis-

tor aan staat (tON), en wordt opgeladen door Vin wanneer deze af staat (tOFF ). Cin

wordt bepaald a.d.h.v. een minimale spanningsrimpel die ze moet kunnen weerstaan

tijdens tON (wanneer de stroom door de OLED uit de voedingsbron Vin afkomstig

5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 41

is). Er wordt geadviseerd om minstens tweemaal de minimale waarde te plaatsen,

zijnde

Cin ≥ 2

Io tON

∆Vin,max

(5.4)

waarbij de spanningsrimpel ∆Vin,max als 5% - 10% van de maximale Vin gekozen

wordt.

3. De vrijloopdiode moet simpelweg bestand zijn tegen de Vin,max met extra marge voor

de schakelruis als de transistor aan staat, en voldoende grote stroomcapaciteit hebben

om de vrijloopstroom te leveren tijdens tOFF . Deze stroom bedraagt

ID,avg = (1− δ) Io,avg =

(

1−tON

TSW

)

Io,avg (5.5)

4. Zal er een Cout gebruikt worden? Zo niet legt de inductantiewaarde meteen ook

de rimpel door de OLED vast. Om deze rimpel te beperken zal inductor L dus

aanzienlijk moeten zijn. Zoja, mag de spoel een stuk kleiner zijn en de stroomrimpel

∆iL erin veel groter zijn. Rimpels tot ±30% van IO,avg zijn dan gebruikelijk. De

minimale inductantie bedraagt dan:

Lmin =Vin,max − Vout

∆iL tON (5.6)

De inductorstroom vormt een driehoeksgolf die loopt van IL,min = IL,avg−∆iL/2 tot

IL,max = IL,avg + ∆iL/2. De gemiddelde inductorstroom loopt volledig door de last

zodat: IL,avg = Io,avg.

Waarmee we meteen ook een ondergrens hebben voor de saturatiestroom en de DC-

stroom die de spoel moet aankunnen.

5. Voor een standaard elektrische feedback kan Rsns nu bepaald worden. We zullen zien

dat in het uiteindelijke ontwerp met optische feedback dit anders zal zijn. Omdat

het COT-controlemechanisme het dal van de inductorstroom (zijnde IL,min) regelt,

geldt er:

5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 42

IL,min = IL,avg −∆iL2

=Vref

Rsns

−Vout tsns

L

→ Rsns =Vref L

IO,avg L+ Vout tsns − (Vin − Vout) tON/2(5.7)

waarbij Vref = 200 mV de referentiespanning van de feedbackcomparator is. Omdat

de comparator niet oneindig snel is, zal de stroom door de inductor nog licht verder

gedaald zijn dan 200 mV/Rsns voordat de vermogenstransistor terug aanschakelt.

tsns stelt deze delay voor en bedraagt typsich 220 ns.

t

IL,avg

DIL

IL,max

IL,min

Comparator

schakelt om:

tOFFtON

tsns

IL(t) = Vref / Rsns

Transistor

schakelt aan

DI = Vout tsns / L

IL(t)

Figuur 5.5: Stroomverloop in de spoel met aanduiding van extra stroomafname wegens de tijds-

vertraging tussen de comparator- en de transistoromschakeling.

6. Tot slot kunnen we de stroomrimpel door de OLED vastleggen door een geschikte

keuze van COUT . Als we naar het schema in figuur 5.6 kijken dan zien we dat we

∆iOLED kunnen afleiden als

∆iOLED =∆iL

1 + rDZC

(5.8)

met ZC = ESR +1

2πfSWCout

(5.9)

waarbij rD staat voor de dynamische weerstand van de OLED bij de gewenste DC-

instelstroom. De afleiding van rD werd in sectie 3.1.1 reeds besproken.

5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 43

DiL

ESR

RSNS

CO

DiC DiOLED

DiL

RD

Figuur 5.6: Schematische voorstelling van het AC-stroompad tussen de OLED’s dynamische

weerstand rD en de outputcapaciteit CO en haar equivalente serieweerstand (ESR)

ONTWERP EN IMPLEMENTATIE 44

Hoofdstuk 6

Ontwerp en implementatie

6.1 Algemeen

Bij het ontwerpen van een geschikte OFB-aansturing voor de OLED werden een aantal

algemeen keuzes en afwegingen gemaakt die hier kort opgesomd worden.

1. Het design zal op PCB(Printed Circuit Board)-niveau gebeuren zodat een demon-

strator kan vervaardigd worden. De fotodiode is dan ook een discrete component.

Omdat de nadruk ligt op het aantonen van een goed en effıcient werkende aansturing

a.d.h.v. OFB en niet op het ontwikkelen van een commercieel of esthetisch product,

werd deze sensor bevestigd op de bovenzijde van de OLED. Dat dit uiteraard een stuk

van het belichtignsoppervlak van de OLED inpalmt, levert hier dus geen bezwaar.

Een mogelijk nadeel is wel dat de package van de fotodiode nu in direct contact

staat met de OLED zodat deze (gedeeltelijk) mee zal opwarmen ten gevolge van de

warmteproductie van de OLED. Eventuele problemen die hierdoor kunnen ontstaan

zullen in hoofdstuk 8 met verbeteringen en aanpassingen kort aangekaart worden.

2. Het ontwerp wordt gebaseerd op een enkele verlichtingstegel zonder invloeden van

naburige OLED’s of andere verlichtingsbronnen. De fotodiode wordt daarom met

zwarte tape afgeschermd.

3. Indien mogelijk wordt de OFB-methode geımplementeerd voor een schakelfrequentie

van ∼ 100kHz en ∼ 1MHz, om zo de invloed van de schakelfrequentie op andere

systeemeigenschappen (zoals de OFB-werking en de totale efficientie) te kunnen ver-

gelijken.

6.2 Buck-ontwerp 45

4. Zoals sectie 2.2 in hoofdstuk 2 reeds aangaf, werd de ingangsspanning Vin voor de

dimensionering en de metingen op 20V gekozen. Bij het dimensioneren werd de

OLED-stroom gekozen op 350mA. Zo kan de OFB tot minstens 100mA extra door

de lichtbron pompen om de degradatie te compenseren vooraleer de aangegeven maxi-

male stuurstroom van 450mA uit de datasheet van de Philips Lumiblade GL55 bereikt

wordt.

5. De OFB moet ook in staat zijn om een analoge dimming uit te voeren zodat een

gebruiker de gewenste helderheid kan instellen. Dit levert bovendien een eenvoudige

controle op de basisfunctionaliteit van de OFB. We zouden hiervoor de feedback-

weerstand van de TIA regelbaar kunnen maken, maar dit is geen goede oplossing

omdat aanpassingen in Rf rechtstreeks invloed hebben op de BW en erger nog de

stabiliteit (cfr. formules 4.19 en 4.18). Daarom werd de gain van de breedbandige

naversterker aanpasbaar gemaakt d.m.v. een trimmer, wat de BW en stabiliteit van

de TIA ongemoeid laat.

Tot slot nog een opmerking over de keuze van het dielektricum voor de keramische capa-

citeiten in het vermogensgedeelte van het ontwerp. Er werden steeds componenten met

een X7R- of X5R-dielektricum dat bestand was tegen minstens 50V geplaatst. Dit om

een zo betrouwbaar mogelijke capaciteitswaarde te hebben aangezien deze door allerhande

zaken zoals biasspanning, temperatuursstijging en ouderdom beınvloed wordt, maar voor-

namelijk omdat ze tot de weinige soorten behoorden die een spanning van 50V kunnen

weerstaan en nog geen inductief karakter hebben voor frequenties van 1 MHz. Hoge span-

ningstoleranties en hoge frequenties zijn voor keramische capaciteiten moeilijke eisen om

met elkaar te verzoenen. Zeker indien we ook nog eens relatief hoge waarden (> 5µF)

zouden willen, worden de keuzemogelijkheden fel beperkt. In dergelijke gevallen moet dan

soms voor een versie met vrij grote footprint of parallelschakeling van meerdere kleinere

waardes geopteerd worden. Toch wordt voor een volledig keramische versie gekozen om-

dat ze meestal goedkoper zijn en een beduidend lagere dissipatie hebben (ESR typisch

< 10mΩ) in verhouding tot elektrolytische varianten.

6.2 Buck-ontwerp

Daar het ontwerp van de Buck-convertor grotendeels onafhankelijk van het OFB-design is,

wordt dit hier eerst kort overlopen. Dit zowel voor de 100 kHz versie (aangeduid met index

1 ) als 1 MHz versie (aangeduid met index 2 ) a.d.h.v. het stappenplan uit sectie 5.2.4.

6.2 Buck-ontwerp 46

1. De richtfrequenties liggen zoals aangegeven reeds vast ca. 100 kHz en 1 MHz. Hier

kan wat schommeling op zitten wegens het verband tussen fSW en Vout (zie formule

5.3) die van de OLED-stroom afhangt. Als we de IV-karakteristiek in 3.1 beschouwen,

kunnen we grofweg zeggen dat Vout = VOLED + 200mV ≈ 7V bij een stroom van ca.

350mA. Bijgevolg geldt dan

RON,i =7V

1.34 10−10 fSW,i

met i=1,2

We selecteren vervolgens nabije waardes RON,1 = 510kΩ en RON,2 = 51kΩ, wat voor

een tON,1 = 3, 42µs en tON,2 = 342ns zou moeten zorgen.

2. Met een ∆Vin,max = 1V (5% van Vin) wordt Cin,i ≥ 2

0,35A tON,i

2T, zodat Cin,1 ≥ 2, 4µF

en Cin,2 ≥ 0, 24µF. We kozen respectievelijk voor 10µF en 2µF om voldoende veilig

te zitten.

3. Ook voor de vrijloopdiode spelen we op veilig en nemen we een exemplaar Vbreak =

40V en If = 1A wat ruim voldoende zou moeten zijn daar de stromen zeker < 0, 5A

blijven voor ∼ 20V .

4. OLED’s zijn net als LED’s wel bestand tegen een kleine rimpel; 5-10% van IO,avg is

typisch aanvaardbaar. Dit vraagt echter om grote inductors en dus alle nadelen die

daarmee verbonden zijn. Er wordt dan ook geopteerd om een Cout te gebruiken om

de eisen op deze component te laten zakken. We laten een rimpel tot ±15%Io,avg of

≈ 100mA toe in spoel. Dit levert met

Li ≥20V − 7V

105mA tON,i (6.1)

een inductor die groter moet zijn dan 421µH en 42µH. Daar de inductantie typisch

10% kan schommelen spelen we op veilig door een iets grotere waarde dan Li aangaf te

kiezen. Voor L1 beperken we ons echter tot de eerstvolgende grotere standaardwaarde

omdat deze een maximaal stroomvoerend vermogen heeft dat reeds in de buurt van

de hoogste mogelijke stromen in het design begint te komen. Voor de L2 is dit dankzij

de kleinere inductantie echter geen probleem. We kozen daarom voor twee shielded

SMD-inductors met L1 = 470µH en L2 = 68µH.

5. Er werd ook een mogelijke omschakeling tussen EFB en OFB voorzien via een jumper

op de PCB, waarvoor we dus ook een senseweerstand voor de EFB moeten bepalen.

6.3 OFB-Design 47

Met formule 5.7 vinden we dan Rsns,E,1 = 653mΩ en Rsns,E,2 = 588mΩ. We kiezen

voor de naburige waardes van respectievelijk 680mΩ en 620mΩ zodat er waarschijnlijk

een kleine afwijking zal zijn op de beoogde Io,avg = 350mA, maar aangezien de EFB

eerder als referentie van een correcte basiswerking gebruikt zal worden kan dit weinig

kwaad.

6. Tot slot bepalen we Cout zodat ∆Io beperkt wordt tot minder dan 10% van Io,avg.

Via rD = 0, 875mΩ zoals in 3.1.1 bepaald en met vergelijkingen 5.8 en 5.9 volgt dan

ZC <rD

∆iL∆io

− 1

→ Cout,i <1

2πfSW (ZC − ESR)

Voor de 100 kHz versie dient Cout > 3, 42µF en we kiezen voor 4, 8µF bestaande

uit een kleine 0, 1µF (om de hoogfrequente ruiscomponenten ineens ook iets beter

te dempen) en een grote 4, 7µF capaciteit. Voor de 1 MHz versie gebruikten we

gemakshalve dezelfde Cout-combinatie die hierdoor redelijk wat overgedimensioneerd

is. We verwachten dan ook een erg lage rimpel (≤ 5mA) te zien.

6.3 OFB-Design

6.3.1 Waarom rechtsreekse OFB-sturing weinig haalbaar is

Na de dimensionering van de Buck volgt het OFB-design. Aanvankelijk bestond het idee om

de feedbackpin rechstreeks door de TIA-spanning (evt. na versterking) te laten aandrijven

(zie figuur 6.1). Hiervoor dient het OFB-signaal eenzelfde vorm te hebben als het signaal

bij EFB. Na enkele pogingen werd echter snel ondervonden dat dit veel complexer zou zijn

dan verwacht, zoals zal blijken uit de onderstaande opsomming.

1. Om de driehoeksgolf zo goed mogelijk te reproduceren aan de FB-pin zal de TIA

over een voldoende hoge bandbreedte dienen te beschikken. Maar zelfs met hoge BW

is uitgangssignaal te ’afgerond’. Nog veel problematischer is echter het faseverschil

tussen het punt waarop de stroom door de spoel minimaal is en het moment waarop

het FB-signaal zijn dal bereikt. Deze verschuiving wordt hoofdzakelijk veroorzaakt

door de Cout in parallel met de OLED die de stroomrimpel verkleint maar ook ver-

vormt. Bij EFB vormt dit geen probleem daar de de stroom door Cout zich na de

6.3 OFB-Design 48

Rf

TIAAVFB

Buck

IC

Cf

Figuur 6.1: Een rechtstreekse aansturing van de FB-pin a.d.h.v de uitgangsspanning van de

TIA.

OLED terug herenigt met Io (zie ook figuur 5.6) zodat Rsns wel degelijk de drie-

hoeksgolvige inductorstroom ziet. Hier is dit echter niet, zodat het faseverschil -zoals

ook verscheidene bronnen in de literatuur rapporteren [18] - leidt tot instabiliteit en

subharmonische gedrag in de vorm 2 of meerdere pulsen per schakelcyclus.

Figuur 6.2: Voorbeeld van een subharmonische schakelpiek.

Door gebruik van Cout is Io eerder sinusoıdaal en uit fase, maar de optie zonder is

weinig praktisch daar de inductor dan erg groot moet zijn om stroomrimpel in de

OLED te beperken. Bovendien bleef zelfs dan nog een lichte vervorming en fasever-

schuiving van het signaal bestaan. Deze is waarschijnlijk te wijten aan het dynamisch

gedrag van de fotodiode. Want ook al heeft deze een voldoende grote BW en korte

6.3 OFB-Design 49

trise toch was er steeds een (korte) tijd nodig vooraleer de fotodiode reageerde op

de puls. De reactie van de sensor wordt hier gedefinieerd als de tijd totdat het 10%

amplitudepunt bereikt wordt, zoals ook weergegeven in figuur 6.3 die gereproduceerd

werd uit [19] en waarin ook de invloed van de kleine bestaande vertraging tussen de

voorwaartse stroom door de OLED en de het uitgestraald lichtvermogen vervat zit.

t p t

t

0

0

10 %

90 %

100 %

t r

td

ton

t st f

toff

Iled

Ifd

tp

td

tr ton = td + tr

pulsduur

vertragingstijd

stijgtijd

turn-ontijd

ts

tf toff = ts + tf

opslagtijd

daaltijd

turn-offtijd

Figuur 6.3: Weergave van het dynamische gedrag van de fotostroom Ifd van een fotodiode als

reactie op stroompuls Iled door een lichtgevende diode.

2. Al zouden we kunnen proberen om zonder Cout en met een fors grotere L te wer-

ken, toch brengt dit weinig zoden aan de dijk. (O)LEDs kunnen wel een rimpel

dulden, toch zouden we deze liefst zo klein mogelijk houden, waardoor fotodiode-

TIA-schakeling wel erg gevoelig moet worden om een voldoende grote spaninnigsgolf

te produceren. Hiervoor zou een (stuk) grotere Rf en eventuele naversterking no-

dig zijn, wat de stabiliteitseis verstrengt en bijgevolg de BW verder beperkt: Cf zal

groter moeten zijn voor eenzelfde OpAmp zoals formule ?? aangeeft.

3. Een extra moeilijkheid is dat de DC-component van de lichtinval evenredig mee

versterkt indien we Rf en/of de naversterking vergroten, zodat de DC-component

van het FB-signaal te hoog komt liggen (> Vref = 200mV). Dit valt eventueel wel op

te lossen met een geschikte biasspanning aan de ingang van de TIA, maar daardoor

zal de fotodiode ook achterwaarts gepolariseerd worden zodat ze opnieuw ook iets

ruisgevoeliger wordt wegens de sterk temperatuursafhankelijke lekstroom die niet

langer uitgeschakeld is.

6.3 OFB-Design 50

4. Tot slot nog een kleine blik vooruit. Als de schakelsnelheden blijven toenemen wat

duidelijk het doel is (cfr. IMOLA met fSW = 1MHz)) dan wordt het TIA ontwerp

nog crucialer en veeleisender. Men zal dan meer en meer naar het hoogfrequente

gebied van de elektronica opschuiven zodat bijvoorbeeld relatief dure OpAmps met

hoge GBW-frequenties noodzakelijk worden.

Als we bovenstaande opsomming van moeilijkheden bekijken, is de conclusie eenvoudig:

een alternatieve OFB-methode is aangewezen.

6.3.2 Werkingsprincipe rimpelinkoppeling

Het probleem bij de rechtstreekse aansturing lag duidelijk in het reproduceren van een

voldoende groot AC-gedeelte van het gewenste FB-signaal dat bovendien in fase is met de

stroom IL door de spoel, zonder dat het DC-gedeelte hierdoor te veel beınvloedt wordt. De

voorgestelde methode tracht dit probleem op te lossen door de DC- en de AC-component

van het feedbacksignaal onafhankelijk van elkaar te creeren.

Figuur 6.4 geeft een overzicht van het circuit dat deze OFB-methode implementeert met

aanduiding van het AC- en DC-genererend gedeelte. De fotodiode met TIA en span-

ningsversterker leveren een DC-spanning die overstemt met de gemiddelde lichtoutput. De

AC-spanning, die zal fungeren als de minimaal vereiste rimpel (∆VFB > 25 mV) voor een

stabiele COT-werking, wordt gevormd door inductorstroom IL volledig door senseweer-

stand Rsns te laten lopen. uitsluitend het AC-gedeelte van dit signaal wordt ingekoppeld

naar de FB-pin door middel van een 0, 1µF capaciteit. Zo benutten we ten volle de voor-

delen van het optische (∼ DC) en het elektrische (∼ AC) deel van de FB: de EFB levert

een zuivere driehoeksgolf die in fase is met IL zodat stabiliteit gegarandeerd is, en de OFB

controleert de gemiddelde luminantie zodat de degradatie wordt gecompenseerd.

AC-component van het FB-signaal

De grootte van de senseweerstand Rsns is voor dit ontwerp enkel afhankelijk van de mini-

maal vereiste spanningsrimpel ∆VFB en de minimale inductorstroomrimpel ∆iL volgens

Rsns ≥∆VFB,min

∆iL,min

=25mV

Vin − Vout,max

L tON

(6.2)

Hierbij nemen we aan dat Vin vast ligt, zo niet dient de laagst mogelijke Vin genomen te

worden. Vout correspondeert met de gemiddelde OLED-stroom IO,avg. De kleinste rimpel

6.3 OFB-Design 51

VTIA

RT

R1

Rf

Cf

VDIM

AV

TIA VLD

VFB

IL

Cout

CDCRLD

CLD RSNS

IO IC

AC-component

DC-component

RINT

Figuur 6.4: Overzicht van het circuit dat de OFB implementeert d.m.v. van een gescheiden

generatie van de AC- en DC-component van het FB-signaal.

treedt op bij de hoogst mogelijke Vout (en dus ook IO). Hierbij komt nog de invloed van de

extra spanningsval Vsns,max over de senseweerstand bij maximale DC-stroom. Deze waarde

hangt echter zelf ook af van Rsns. Indien we al deze afhankelijkheden substitueren in 6.2

onstaat er een vierkantsvergelijking in Rsns. Slechts 1 van de 2 oplossingen is elektronisch

realistisch en levert:

Rsns ≥

[

(Vin − VF,max)−

√

(Vin − VF,max)2 −4 25mV L Io,max

tON

]

1

2Io,max

(6.3)

Als we deze waarden voor de 100kHz en 1MHz versies bepalen, vinden we:

Rsns,1 ≥ 268mΩ

Rsns,2 ≥ 389mΩ

Om zeker geen last te hebben van instabiliteit nemen we hierop wat marge en kiezen we

voor beide ontwerpen Rsns = 500mΩ. Er gaat zo wel wat efficientie verloren door dissipatie

in een licht overgedimensioneerde Rsns maar we spreken hier slechts over een extra ∼ 25mW

in het slechtste geval. Dit correspondeert met ongeveer 1% van het vermogen dat in de

OLED (Po = Vo Io ≈ 7V 350mA = 2, 45W) gedissipeerd wordt en richt dus geen al te

grote additionele verliezen aan. Bovendien ligt deze waarde nog steeds onder deze van

de volledige elektrische feedbackversie van de Buckconvertor (zoals berekend is stap 5 van

sectie 6.2).

6.3 OFB-Design 52

DC-component van het FB-signaal

De generatie van de DC-bijdrage tot het feedbacksignaal wordt nogmaals kort overlopen.

Het uitgezonden lichtvermogen van de OLED wordt door de fotodiode omgezet in een

lineair corresponderende stroom ip. De TIA converteert via de weerstand Rf deze stroom

naar een spanning Vp = Rf ip. Een volgende breedbandige niet-inverterende OpAmp kan

deze spanning dan nog verder versterken indien gewenst. Daarna wordt het signaal door

een eerste orde laagdoorlaatfilter gestuurd om zo enkel de DC-component van de gemeten

lichtintensiteit over te houden.

De gain van de 2e OpAmp is instelbaar gemaakt door middel van een regelbare weerstand

RT . Hierdoor kunnen we de gewenste lichtintensiteit varieren: meer gain geeft een grotere

DC-component waardoor de OLED-stroom langer mag dalen vooraleer de 200 mV refe-

rentie van FB-comparator bereikt wordt. Aangezien de tON vast ingesteld is door RON

(en een constante VIN), zal de stroom door de spoel en OLED, na aanschakelen van de

vermogenstransistor, niet even lang kunnen stijgen. De gemiddelde stroom door en de licht-

output van de OLED zal dus dalen. Analoog zal een lagere gain in een hogere intensiteit

resulteren.

De trimmer RT is zo gekozen dat de gain van≈ 1 tot 11 kan aangepast worden. In tegenstel-

ling tot het oorspronkelijke idee om het volledige FB-signaal door de fotodiode-schakeling

te laten regelen, hebben we nu enkel de het DC-signaal nodig, zodat de bandbreedte eisen

op de TIA volledig wegvallen. De stabiliteitsbepaling in deel 4.3.5 blijven echter nog steeds

geldig. Bij de keuze voor Rf moet nu enkel nog gekeken worden naar de minimaal en

maximaal te produceren uitgangsspanning van de TIA. Indien de 2e OpAmp als een span-

ningsvolger (gain=1) werkt, moet Rf de maximale stroom die door de fotodiode kan lopen

omzetten tot een spanning die iets is lager dan Vref = 200mV . Indien de OpAmp maxi-

maal versterkt bij een lage intensiteit moet een voldoende signaal > 200mV geproduceerd

kunnen worden. Er geldt

Ip,minRfAv,max > 200mV

Ip,maxRfAv,min < 200mV

zodat

200mV

Av,max Ip,min

< Rf <200mV

1 Ip,max

(6.4)

6.3 OFB-Design 53

Met de corresponderende waardes voor de fotostromen (uit de grafiek in figuur 4.11)

Ip,min = 10µA en Ip,max = 85µA volgt dan

20kΩ

Av,max

< Rf < 2, 4kΩ (6.5)

Dit levert meteen ook een voorwaarde op de minimale Av,max voor de 2e versterkertrap

Av,max >20kΩ

2kΩ

Als we de trimmerweerstand zo kiezen dat er een gain van 11 mogelijk is, zien we dat 2 kΩ

een geschikte keuze voor Rf is.

1818Ω < Rf < 2353Ω (6.6)

Om de fluctuaties op het signaal veroorzaakt door stroomgolf in de OLED uit het DC-

feedbackcomponent te filteren zal een eerste orde RC-laagdoorlaatfilter (LPF) waarschijn-

lijk ruim voldoende zijn. Met RLD = 1kΩ en CLD = 1µF ligt f−3dB op 160 Hz wat bijna 3

decades lager is dan dan de laagste schakelfrequentie van ∼ 100kHz (voor de 1 MHz versie

is dit dan zeker goed genoeg).

Tot slot moet enkel nog een bruikbare waarde voor de DC-blokkerende capaciteit aan Rsns

bepaald worden, zodat we vervolgens het samenspel van deze componenten (fotodiode,

TIA, naversterker, LDF, CDC en Rsns) kunnen testen. Als alles in orde lijkt kan dit

ontwerp dan naar een PCB overgezet worden.

We combineren deze taken door een aantal simulaties in LTspice IV (een vrij gebruiksvrien-

delijke en gratis beschikbare, spice-gebaseerde circuitsimulator van Linear Technologies) uit

te voeren (zie figuur 6.6). Aan de hand hiervan zien we dat er nood is aan een weerstand

(RINT ) tussen het LDF en de DC-blokkerende capaciteit, opdat de rimpel haar amplitude

blijft behouden. Uit een parametersweep blijkt dat waardes ≥ 1kΩ hiervoor geschikt zijn

(zie ook figuur 6.5). Deze weerstand beperkt de stroom die van CDC naar CLD vloeien

waardoor het AC-deel van de feedback niet gedempt wordt door de capaciteiten.

6.4 PCB-design 54

Figuur 6.5: Vergelijking van de spanning VFB (onderaan) en de stroom IC door CDC (bovenaan)

tussen een Rint = 10Ω (rood) en Rint = 1kΩ(blauw).

Figuur 6.6: Circuit waarop simulaties werden uitgevoerd in LTspice.

6.4 PCB-design

6.4.1 Layout

Om de werking in de echte wereld te testen werd een tweezijdig printed circuit board

(PCB) met een koperdikte van 35µm ontworpen (zie figuur 6.7). Daar testen op een bre-

adboardopstelling zelfs voor de standaard EFB-versie vaak onregelmatig of zelfs destructief

gedrag vertoonden, werd met name voor de Buckconvertor onderzocht hoe dit zou kunnen

voorkomen worden bij het PCB-ontwerp. Een zeer informatieve uiteenzetting omtrent de

layoutproblemen bij DC/DC-convertoren en in het bijzonder de Buckconvertor werd onder

meer gevonden in Troubleshooting Switching Power Converters: A Hands-On Guide[20].

Aan een aantal zaken werd met namen aandacht besteed en deze worden hieronder kort

geduid.

6.4 PCB-design 55

Figuur 6.7: Layout van het PCB-design bezien vanaf de componentlaag.

Kritische stroompaden

Het zijn voornamelijk de paden die relatief grote transities ondergaan (omdat ze plots

stoppen of starten stroom te voeren tijdens een tON/tOFF -overgang) die de hoogfrequente

stroomharmonieken dragen en het meest kritisch zijn. Ze veranderen op korte tijd van

stroomwaarde zodat er spanningspieken ontstaan via V = L dI/dt, die -ook al zijn ze

relatief klein- diep in het IC kunnen infiltreren waar ze de controle-elektronica kunnen ver-

storen en zo leiden tot onregelmatig gedrag. Buckregelaars met een geıntegreerde vermo-

genstransistor (zoals de LM3402) zijn typisch meer gevoelig aan storingspieken, omdat de

controlelogica dicht bij het vermogensgedeelte van de chip zit. Het schakelende knooppunt

dat transistor, diode en spoel met elkaar verbindt, is hier een IC-pin waarlangs mogelijks

ongewone hoogfrequente ruis de chip en het controlegedeelte kan binnendringen. Op fi-

guur 6.8 staan de stroompaden voor een algemene Buckconvertor aangeduid, waarin we

het kritisch pad kunnen afleiden uit het verschil tussen de tON - en tOFF -stroomvoering.

Aangezien Cin in het kritische pad voorkomt, is een goede ontkoppeling van de voeding

erg belangrijk. Buiten een voldoende grote capaciteit is het hier echter ook belangrijk om

een kleine (keramische) inputcapaciteit (bijvoorbeeld 100 nF) te voorzien die zo dicht als

mogelijk tegen het IC geplaatst wordt. Enerzijds om een zo zuiver mogelijk Vin aan de

chip door te geven met een slechts een erg beperkte invloed van hoogfrequente stoorcompo-

nenten en anderzijds om de inductantie L die gevormd wordt door het kritische pad sterk

6.4 PCB-design 56

Cin

L

D Cout

Buck

IC

Cin

L

D Cout

Buck

IC

Cin

L

D Cout

Buck

IC

stroompad tijdens tON

stroompad tijdens tOFF

Kritisch pad

Figuur 6.8: Voorstelling van de stroompaden tijdens tON en tOFF , waarbij de het verschil tussen

beiden het kritische stroompad vormt (de stroom hierin stopt of start abrupt tijdens

een tON/tOFF -overgang).

te minimaliseren. Verder ligt ook de vrijloop diode in dit pad waardoor de positionering

ervan eveneens cruciaal is om deze ongewenste spoelvorming tegen te gaan, en moet dus

opnieuw zo dicht mogelijk tegen het IC geplaatst worden.

Koperbanen vs -vlakken

Tot slot werd er nog opgelet om het kopperoppervlak van het schakelknooppunt klein te

houden, omdat deze zich als een antenne zou kunnen gaan gedragen indien voldoende

groot. Dit in tegenstelling tot de raad in vele datasheets om zoveel mogelijk brede baantjes

en kopervlakken te plaatsen, voornamelijk om de warmtedissipatie te verbeteren en de

resistiviteit van de paden te verminderen. Tijdens het testen bleek de warmtegeneratie

bijna verwaarloosbaar en indien de de paden die de grootste stromen voerden minstens

6.4 PCB-design 57

een paar millimeter breed gemaakt werden, viel er nog weinig extra efficientie te winnen

door uitbreiding tot kopervlakken. De aandacht werd dus verschoven naar het beperken

van antennevorming door kopervlakken die grote spanningsvariaties te verwerken krijgen.

Het enige spanningspunt waarin dit advies wel degelijk van tel is, is de massa. Om deze

reden werd de bottomlaag van het tweezijdige PCB gereserveerd voor de massa en werd

de routing tot een minimum beperkt. Uiteraard dienen de koperbanen wel steeds zo kort

mogelijk te zijn, anders kunnen ze zelf ook grote lussen vormen die als antennes werken.

Merk tot slot op dat de over het volledige bordoppervlak verscheidende VIA’s geplaatst

werden om overal een zuivere massa te hebben (zie figuur 6.7). De massapunten op de

componentzijde werden slechts erg beperkt met elkaar doorverbonden en zoveel mogelijk

rechtstreeks naar het grondvlak gestuurd a.d.h.v. nabijgelegen VIA’s. Dit om beınvloeding

door terugloopstromen afkomstig van verschillende onderdelen klein te houden.

Samenhangende gehelen

Er zijn 4 gebieden met een samenhangende functionaliteit te herkennen op de toplaag (zie

figuur 6.9).

Figuur 6.9: Aanduiding van de samenhangende delen in de PCB-layout.

1. (links) De DC/DC-Buckconvertorcicuit met centraal de IC met geıntegreerde switch.

2. (centraal) een LM317-spanningsregelaar voor het voeden van de OpAmps die nodig

zijn voor de OFB.

6.4 PCB-design 58

3. (rechtsboven) een 2e kleinere Buck die als efficienter alternatief voor de LM317 kan

dienen. Bij het bestukken werden een tweetal PCB’s voorzien van deze optie om de

invloed op de efficientie te kunnen vergelijken.

4. (rechtsonder) het OFB-gedeelte bestaande uit de TIA, variabele spanningsversterker

en de LPF.

Figuur 6.10: Afbeelding van de componentlaag van een onbestukte PCB.

Figuur 6.11: Afbeelding van de bottomlaag van een onbestukte PCB.

6.4 PCB-design 59

Figuur 6.12: Afbeelding van componentlaag van een bestukte 100kHz-PCB met lineaire span-

ningsregelaar.

RESULTATEN 60

Hoofdstuk 7

Resultaten

7.1 Basiswerking

Om de werking van het ontwerp te controleren wordt er eerst gekeken of het voorgestelde

circuit in staat is een degelijk feedbackmechanisme voor de Buckconvertor te verzorgen,

zodat deze stabiel en zonder subharmonische gedrag de OLED kan aansturen. Zoals te zien

in figuren 7.1 en 7.2 afkomstig van oscilloscoopmetingen, is dit inderdaad het geval. De

optisch regeling kan een ingestelde stroomwaarde ook erg constant houden zonder dat deze

wegdrift in een bepaalde richting; over een lagere periode beschouwd bleef de gemiddelde

OLED-stroom op ±1mA van haar oorspronkelijke instelwaarde.

7.1.1 Basiswerking: 100kHz versie

Als we naar de oscilloscoopscreenshots in 7.1 kijken, kunnen we vaststellen dat de 100kHz

versie correct werkt. Er is enkel een lichte afwijking op de voorspelde tON en fSW aangezien

voor Ron per vergissing een 56kΩ werd genomen i.p.v. berekende 51kΩ. Dit maakt echter

geen principieel verschil en daar de afwijking niet al te groot is zullen we dit de 100kHz-

versie blijven noemen.

We zien dat de OLED-rimpel met Cout duidelijk kleiner is dan zonder Cout waarvan de

grootte is in redelijke overeenstemming is met de theoretisch voorspelde waarde: 90mA

i.pv. de voorspelde 105mA. Met cout is de rimpel ca. 17mA en dus inderdaad minder dan

10% van Io,avg (of 35mA) zoals vooropgesteld.

7.2 Compensatie van OLED degradatie 61

(a) zonder Cout (b) met Cout

Figuur 7.1: EFB-golfvormen 100kHz versie: (geel) de spanning over de vrijloopdiode; (blauw)

de OLED-stroom; (groen) de feedbackspanning.

7.1.2 Basiswerking: 1MHz versie

Voor de 1MHz-versie vallen gelijkaardige conclusie te trekken uit de oscilloscoopscreenshots

in 7.2 als voor de 100kHz-variant. De stroomrimpel in de OLED werd ook hier sterk

verminderd door de Cout en bedraagt effectief nog maar 5mA zoals voorspeld.

(a) zonder Cout (b) met Cout

Figuur 7.2: EFB-golfvormen 1MHz versie: (geel) de spanning over de vrijloopdiode; (blauw) de

OLED-stroom; (groen) de feedbackspanning.

7.2 Compensatie van OLED degradatie

Nu de basisfunctionaliteit op punt staat, kunnen we onderzoeken of de OFB ook in staat is

om de OLED-degradatie te compenseren. In sectie 3.2 werd al besproken dat het praktisch

gezien onhaalbaar is om te wachten tot dit verval in luminantie zichtbaar of duidelijk

meetbaar wordt. Ook al is deze vrij groot t.o.v. verlichtingsLED’s toch is dit nog steeds

7.2 Compensatie van OLED degradatie 62

een erg traag proces: voor de gebruikte OLED ligt de L50 op 10.000u. We zullen deze

veroudering dus op een of andere manier moeten simuleren.

Simulatie van OLED-degradatie

Doordat de OLED-degradatie een erg traag fenomeen is, kunnen we deze over korte tijdsin-

tervallen (< 1u)zonder problemen als onbestaand beschouwen. De luminantie zal voor een-

zelfde stroom dus constant blijven. Dit vereenvoudigd het testen van de OFB-compensatie

drastisch. Indien we extern de stroom door de OLED zouden kunnen aanpassen hoeven we

enkel te kijken in welke mate het feedbackmechanisme in staat is de OLED-stroom terug

op zijn beginwaarde (zonder externe invloed) te regelen. Daarom wordt een Keithley 2400

Source Meter Unit (SMU) in parallel met de OLED geplaatst (met de +klem aan anode

en -klem aan de kathode van de OLED). We stellen de SMU in als (DC-)stroombron waar-

van de waarde varieerbaar is tussen −100mA en +100mA. Bij een positieve waarde duwt

de SMU extra DC-stroom door de OLED zodat in theorie de Buckconverter zijn stroom-

sturing met een gelijke hoeveelheid zou moeten laten zakken opdat de IO door de OLED

onveranderd blijft. Bij een negatieve waarde dient de Buck net meer stroom te leveren daar

deze deels in de SMU getrokken wordt. Deze situatie komt overeen met een degraderende

OLED daar deze eveneens meer stuurstroom vereist om een zelfde lichtoutput te kunnen

blijven leveren.

Degradatiecompensatie: 100kHz versie

In figuur7.3 staan de resultaten weergegeven voor de mate waarin het optisch feedbackme-

chanisme er in slaagde om de invloed van de degradatiestroom tegen te werken voor het

ontwerp bij 100kHz. De fout is uitgezet als de procentuele afwijking ten opzichte van de

instelstroom voor vier verschillende waardes: 150mA, 250mA, 350mA en 450mA.

Er zijn twee duidelijke tendensen te herkennen. Ten eerste naarmate de instelstroom kleiner

is, stijgt de procentuele fout. Het OFB lijkt meer moeite te hebben om stroomafwijkingen

te compenseren. Ten tweede zien we dat de afwijking in een min of meer lineair verband

staat met dedegradatiestroom geleverd door de SMU: grotere externe stromen veroorzaken

een toename van de fout, en omgekeerd. Tot slot kunnen we nog opmerken dat de OFB er

relatief goed in slaagt om variaties in de stroom (en dus luminantie) weg te regelen. Voor

150mA is het verschil ≤ 5, 4%, voor 250mA slechts ≤ 4, 4%, en voor 350mA en 450mA is

dit verder afgenomen tot respectievelijk ≤ 2, 2% en ≤ 1, 4%. In absolute termen schommelt

het verschil tussen 6 en 11mA voor de grootst mogelijke SMU-stroom (100mA).

7.2 Compensatie van OLED degradatie 63

6

4

2

0

2

4

6

120 100 80 60 40 20 0 20 40 60 80 100 120

degradatiestroom [mA]

com

pen

satiestr

oom

/ inste

lstr

oom

[%

]

I = 250 mA

I = 350 mA

I = 450 mA

I = 150 mA

Figuur 7.3: Grafiek met procentuele afwijking in de compensatiestroom t.o.v. vier verschillende

instelstromen (150mA, 250mA, 350mA en 450mA) in functie van de degradatie-

stroom.

Tabel 7.1: OFB resultaten 100kHz-versie

Io,set max. afwijking max. absolute afwijking

mA % mA

150 5,4 8,1

250 4,4 11

350 2,2 7,7

450 1,4 6,3

Degradatiecompensatie: 1MHz versie

In figuur7.4 staan de resultaten weergegeven voor de mate waarin het optisch feedback-

mechanisme er in slaagde om de invloed van de degradatiestroom tegen te werken voor

het ontwerp bij 1MHz. De fout is net als bij de 100kHz-versie uitgezet als de procentuele

afwijking t.o.v. de verschillende instelstromen.

Opnieuw kunnen met wat goede wil dezelfde tendensen als in in de 100kHz-versie waarne-

men. Al valt wel op dat de afwijkingen een stuk minder groot zijn, over alle instelstromen

gezien bedraagt de maximale fout nu nog amper 1, 4%. Voor de instelstroom waarop de

Buck ontworpen werd (nl. 350mA) blijft deze zelfs makkelijk binnen het 0,5%-interval. De

absolute fout blijft hier voor alle stromen zelfs ≤ 2, 5mA, wat slechts een klein verschil is.

Werken bij een hogere frequentie levert dus nog gunstigere resultaten. Vermoedelijk wordt

7.3 Efficientie 64

140

190

240

290

1.5

1

0.5

0

0.5

1

1.5

120 100 80 60 40 20 0 20 40 60 80 100 120

I = 250 mA

I = 350 mA

I = 450 mA

I = 150 mA

degradatiestroom [mA]

co

mp

en

sa

tie

str

oo

m / in

ste

lstr

oo

m [%

]

Figuur 7.4: Grafiek met procentuele afwijking in de compensatiestroom t.o.v. vier verschillende

instelstromen (150mA, 250mA, 350mA en 450mA) in functie van de degradatie-

stroom.

Tabel 7.2: OFB resultaten 1MHz-versie

Io,set max. afwijking max. absolute afwijking

mA % mA

150 1,4 2,1

250 1 2,5

350 0,5 1,8

450 0,4 1,8

dit veroorzaakt door de erg kleine rimpel op de OLED-stroom Io (wegens de overdimensi-

onering van Cout,2).

7.3 Efficientie

Indien we het elektrisch vermogen dat afgeleverd wordt aan de OLED beschouwen t.o.v.

het ingangsvermogen van het totale circuit, kunnen we de elektrische efficientie bepalen.

7.3 Efficientie 65

Deze wordt bepaald als

POLED = (Vo,avg − Vsns,avg) Io,avg = (6, 9V 0, 35A) = 2, 415W

Pin = Vin Iin

→ η =POLED

Pin

en samengevat in tabel 7.3. De OFB’s met een * erboven maakten gebruik van een 2e

Buckconvertor om hun OpAmps te voeden in plaats van een lineaire regelaar (een LM317).

Tabel 7.3: Efficientie van de OLED-drivers

Topologie Pin [W] η [%]

EFB 100kHz 2,84 85,0

EFB 1MHz 2,86 84,3

OFB 100kHz 3,08 78,3

OFB 1MHz 3,11 77,7

OFB* 100kHz 2,84 85,1

OFB* 1MHz 2,86 84,4

Merk op dat de efficientie voor de eerste 2 OFB’s een tiental procent lager ligt enkel en

alleen omdat ze gebruik maken van een inefficiente lineaire regelaar die maar liefst (samen

met de OpAmps) 380mW verbruikt. Indien we, als alternatief, de PCB van een (kleine)

2e Buckconverter voorzien om de OpAmps te voeden bedraagt het verbruik slechts 55mW.

Dit is slechts een fractie van de 380mW die de lineaire regelaar trok. Hierdoor lijkt de

OFB zelfs de achterstand op de EFB helemaal in te halen, zodat we kunnen stellen dat

ze nagenoeg een evengrote efficientie hebben. Uiteraard hangen aan de implementatie van

een 2e Buckconvertor ook andere afwegingen vast zoals kostprijs en plaats. In deel 8.4

wordt een derde mogelijke manier voorgesteld die met erg weinig additionele componenten

toch een relatief zuinig OpAmpvoeding zou kunnen realiseren.

AANPASSINGEN EN VERBETERINGEN 66

Hoofdstuk 8

Aanpassingen en verbeteringen

8.1 Digitale opmeting en aansturing

Een voor de hand liggende aanpassing zou een digitale gecontroleerde aansturing zijn.

De TIA-uitgang zou dan een door een analoog- naar-digitaalconverter (ADC) opgemeten

worden en een digitaal-nar-analoogconverter (DAC) zou dan de corresponderende DC-

spanningscomponent aan de feedbackpin kunnen leveren. Dit zou het mogelijk maken om

een vorm van intelligentie in de regeling te steken zodat bijvoorbeeld de helderheid digitaal

kan ingesteld worden via communicatie met de microcontrollor of zodat andere gegevens

zoals temperatuur, omgevingslicht via 2e fotodiode,... via een additionele sensor inputs

mee het lichtvermogen kunnen bepalen (zie figuur 8.1).

Rf

TIA

Cf

DAC ADC

DC-component

FB-signaal

µC

sen

sor

1

sen

sor

2

Tx/

Rx

Figuur 8.1: Vereenvoudigde voorstelling van een gedigitaliseerde aansturing via een ADC/DAC

omzetting in een microcontroller.

8.2 Temperatuurscompensatie 67

8.2 Temperatuurscompensatie

Ondanks het feit dat OLED’s lichtbronnen zijn die niet heet worden, kan hun oppervlak-

tetemperatuur toch tot 25C bij de omgevingstemperatuur uit stijgen zoals ook te zien

figuur 3.3. Ondanks zero-bias werking die de erg temperatuursgevoelige donkere lekstroom

van de fotodiode zou moeten neutraliseren, merken we toch dat de OFB nog relatief tem-

peratuursgevoelig is. We vermoeden dat deze afkomstig is door resterende temperatuurs-

afhankelijkheden in de fotodiode. Indien we deze afkoelde door er sterk op te blazen, kon

een daling in de OLED-stroom van 10-20 mA waargenomen worden. Een temperatuurs-

compensatiecircuit lijkt dus een interessante aanvulling voor de OFB.

Een rudimentaire thermische bescherming in de OFB zou bijvoorbeeld kunnen gerealiseerd

worden door in serie met de trimmer een PTC weerstand te plaatsen. Als de OLED of

de omgevingstemperatuur dan in bepaalde mate opwarmt zou de totale weerstandswaarde

in de tak toenemen waardoor de gain van de naversterker omhoog getrokken wordt. De

temperatuursverhoging zou zo een dimming-functionaliteit van de OFB gebruiken om de

stroom door de OLED te laten zakken.

8.3 OFB met een treshold

Het OFB-circuit dat nu geımplementeerd werd, houdt de luminantie in goede benadering

constant door bij veroudering extra stroom door de lichtbron te sturen. De gebuikte

OLED zou volgens de datasheet maximaal met 450mA gevoed mogen worden maar deze

beperking hebben we niet voorzien daar tijdens het testen bleek dat de OLED bestand was

tegen stromen van minstens 600 mA. Waarschijnlijk werd deze waarde vooropgesteld om

de L50-levensduur (corresponderend met een val in luminantie van 50%) voldoende hoog

te houden daar we in sectie 3.2 zagen dat aansturing bij een hogere luminantie (en dus ook

stroom) tot een sterke vermindering van het L50-tijdstip leidde.

Nu wordt een afwijking ogenblikkelijk bijgestuurd zodat de luminantie permanent een con-

stante waarde aanhoudt, nl. haar initiele waarde (L(t) = L0). Daar de stroom steeds hoger

en hoger dient te liggen om dit te realiseren zal de OLED ook een steeds steiler degrada-

tiecurve hebben, van zodra de maximale stroom bereikt wordt zal het verval dan ook veel

sneller optreden. Een alternatieve aansturingsmethode zou waarschijnlijk tot een langere

levensduur leiden ten nadele van een stabiele luminantie. In plaats van een ogenblikkelijke

compensatie, zou men de OLED ook kunnen laten degraderen tot ze bijvoorbeeld L80 be-

8.4 Kost en efficientie 68

reikt heeft en dan pas opnieuw bij te regelen tot de initiele luminantie, waarna de OLED

terug mag aftakelen tot L80 en het proces zich herhaalt. Hierdoor zou de luminantie een

soort golfpatroon vertonen t.o.v. de tijd (zie figuur 8.2).

L/L

0

1

0,5

0,8

tijd

maximaal leverbare stroom bereikt,

geen verdere compensatie mogelijk

Figuur 8.2: Voorstelling van het degradatiepatroon (genormaliseerd t.o.v. de initiele luminantie

L0) voor een OFB die wacht tot een tresholdwaarde (hier: L80-verval) bereikt

wordt.

De compensatiestroom die moet vloeien vanaf het ogenblik dat er terug bijgeregeld wordt

tot L0, zal dan in verhouding kleiner zijn dan deze die op datzelfde tijdstip door het

ogenblikkelijk OFB-ontwerp opgelegd wordt. De stuurstroom blijft zo per cyclus constant

en dus lager dan bij een onmiddellijke aanpassing, waardoor het verval ook minder snel zal

toenemen. Dit leidt dan hoogstwaarschijnlijk tot een verlenging van de totale levensduur.

De L80 waarde werd hierin gekozen omdat uit studies blijkt dat toeschouwers weinig of

geen verschil in intensiteit waarnemen zolang de degradatie minder dan 80% bedraagt, zelfs

indien de verlichtingsbron zich in een paneel met andere -eventueel nieuwe- exemplaren

bevindt [21].

8.4 Kost en efficientie

Om de totale efficientie te verbeteren kunnen we een aantal zaken voorstellen. We zagen

reeds dat het voeden van de OpAmps een punt was waar relatief wat vermogen in kon be-

spaard worden door van een lineaire regelaar over te schakelen naar een 2e kleine Buckcon-

vertor. Indien de OpAmps weinig stroom vereisen (< 20mA) kan deze door de Vcc-pin van

de (OLED-)Buckconvertor, die in verbinding staat met een interne 7V-spanningsregelaar,

geleverd worden. Zo kan de kost en het aantal componenten gedrukt worden. Wegens het

8.4 Kost en efficientie 69

oorspronkelijke idee om de FB rechtstreeks door TIA spanning te laten aansturen, zijn de

gebruikte OpAmps vrij duur wegens de hoge fGBW . In het huidige ontwerp is dit helemaal

niet meer van belang waardoor er voor een stuk goedkoper OpAmp kan geopteerd worden.

BESLUIT 70

Hoofdstuk 9

Besluit

OLED’s zijn een nieuwe soort verlichtingsbron die vele mogelijke voordelen biedt op alter-

natieve lichtbronnen. Het zijn oppervlakteverlichtingsbronnen die zeer dun en licht kunnen

gemaakt worden wat hen ideaal maakt voor gebruik in flexibele toepassingen. Ze kampen

echter nog met een aantal nadelen: er is een bepaalde mate van niet-uniformiteit tussen

verschillende exemplaren en ze lopen vrij snel een grote degradatie in luminantie op, wat

ook de levensduur beperkt. Deze masterproef had als doel om OLED-verlichtingstegel

aan te sturen a.d.h.v. een Buckconverter met behulp van optische feedback (OFB) ter

compensatie van deze OLED-degradatie.

Hiervoor werd een commerciele beschikbare Buckconvertor-IC gebruikt die een stroomstu-

ring realiseert via een Constant-On-Time-controlestructuur. Stroomsturing is de meest

interessante optie daar het IV-karakter van de OLED een exponentiele afhankelijkheid van

de stroom i.f.v de voorwaartse spanning vertoont. De lichtintensiteit van de OLED werd

opgemeten met een silicium fotodiode waarvoor een aantal mogelijke monitoringscircuits

onderzocht werden zodat de relatie tussen de lichtinval en fotostroom zo lineair mogelijk

was. De keuze viel hiervoor op een zero-bias configuratie met een transimpedantieverster-

ker(TIA), waarvoor zorg moest gedragen worden om deze stabiel te houden in de vorm van

een extra capaciteit in de feedbacktak van de TIA.

Daar het Controlled-On-Time-mechanisme van de Buck een minimale rimpel vereist om

stabiel te kunnen werken, was een rechtstreekse aansturing van de feedbackpin door het

fotodiodesignaal praktisch erg omslachtig (ondermeer door een faseshift tussen het FB-

signaal en de OLED-stroom, die tot subharmonische schakelingen van de vermogenstran-

sistor kon leiden). Daarom werd een ontwerp voorgesteld waarbij de DC- en de AC-

component van het feedbacksignaal afzonderlijk gegenereerd worden. De AC-compenent

BESLUIT 71

wordt gecreeerd via een serieel met de OLED verbonden sense-weerstand waardoor die een

spanning levert die perfect in fase is met de OLEDs-stroom. De DC-component hangt af

van de gemiddelde lichtintensiteit die de fotodiode opvangt, en deze kan geschaald wor-

den door de gain van de spanningsversterker volgend op de TIA aan te passen. Zo wordt

dus eveneens een dimming-functionaliteit voorzien. Om het ontwerp te testen werd een

PCB ontworpen waarbij extra aandacht werd besteed aan een zorgvuldige layout voor de

Buckconvertor.

Omdat de degradatie in OLED’s typisch een zeer traag proces is (een verval van 50% in

luminantie treedt op na 10.000u bij een constante stuurstroom), kan deze over een korte

tijdspanne als onbestaand beschouw worden zodat de werking van de OFB kan geverifieerd

worden door enkel naar de OLED-stroom te kijken. Het verval in luminantie werd gesimu-

leerd met behulp van een Source Meter Unit (SMU) die een bepaalde hoeveelheid stroom

nam of gaf aan de OLED. Er werd dan gekeken in welke mate het optische regelcircuit in

staat was de OLED-stroom alsnog constant te houden.

Het ontwerp werd in twee versies geımplementeerd: een bij 100kHz en een bij 1MHz.

Beide goed in staat om de afwijking t.o.v. de instelstroom weg te werken. De resulterende

gecompenseerde stroom had een maximale procentuele afwijking van ≤ 5, 4% voor de

100kHz-versie en ≤ 2, 5% voor de 1MHz-versie, en dit over 4 verschillende instelstromen

bekeken. Het vooropgestelde doel lijkt hiermee dus gehaald te worden.

Tot slot werden nog een aantal mogelijke verbeteringen voor het huidige design voorgesteld,

zoals een digitale regeling en een OFB die pas bijregelt van zodra een tresholdwaarde bereikt

wordt.

BIBLIOGRAFIE 72

Bibliografie

[1] Europese Commissie. Licht uit voor de gloeilamp. http://ec.europa.eu/news/

energy/090901_nl.htm, 2009.

[2] IEA/OECD. Light’s Labour’s Lost: Policies for Energy-efficient Lighting. IEA

Publications, 2010. ”http://www.iea.org/publications/freepublications/

publication/light2006.pdf.

[3] Lester R. Brown. World On the Edge: How to Prevent Environmental and Econo-

mic Collapse. W.W. Norton & Company, 2006. ”http://www.earth-policy.org/

datacenter/pdf/book_wote_energy_efficiency.pdf.

[4] OSRAM. Led and oled lighting. http://www.osram.com/osram_com/

tools-and-services/services/faq/ledoled-lighting/index.jsp, 2013.

[5] Philips Lumiblade product catalogus. Philips lumiblade OLED Panel GL350. http://

www.lighting.philips.com/main/lightcommunity/trends/led/lumiblade.wpd,

2013.

[6] Novaled persbericht. Cambrios partners with Novaled to produce 100 sqcm OLED ligh-

ting tile with new highly transparent electrodes. http://www.novaled.com/press_

news/news_press_releases/newsitem/cambrios_partners_with_novaled_to_

produce_100_sqcm_oled_lighting_tile_with_new_highly_transparent_el/,

2013.

[7] Yonhap News agency. LG display to increase spending on OLED.

http://english.yonhapnews.co.kr/techscience/2013/07/23/49/

0601000000AEN20130723007300320F.HTML, 2013.

[8] Persbericht Panansonic. Panasonic develops world’s highest efficiency white OLED for

lighting. http://panasonic.co.jp/corp/news/official.data/data.dir/2013/

05/en130524-6/en130524-6.html, 2013.

BIBLIOGRAFIE 73

[9] Philips. artwork oled paneel. https://www.lumiblade-shop.com/index.php/

uploadoled.html, 2013.

[10] Philips technology white paper. Understanding power LED lifetime ana-

lysis. http://www.climateactionprogramme.org/images/uploads/documents/

Philips_Understanding-Power-LED-Lifetime-Analysis.pdf.

[11] IMOLA consortium. Intelligent light management for OLED on foil applications (FP7-

IMOLA) project. http://www.imola-project.eu/, juni 2012.

[12] C. FAry, B. Racine, D. Vaufrey, H. Doyeux, and S. CinA. Physical mechanism

responsible for the stretched exponentional decay behavior of aging organic light-

emitting diodes. Applied Physics Letters - AIP, 2005.

[13] Stefaan Maeyaert. Integratie van PWM gebaseerde optische regeling voor emissieve

beeldschermen. PhD thesis, UGent, 2010.

[14] Jeff Han. Using an LED display bidirectionally to optically detect finger touches.

http://cs.nyu.edu/~jhan/ledtouch/index.html, 10 december 2012.

[15] Darren Leigh PaulDietz, William Yerazunis. Very low-cost sensing and communication

using bidirectional LEDs. http://www.merl.com/papers/docs/TR2003-35.pdf, 11

december 2012.

[16] UDT Sensors inc. Photodiode characteristics and application.

http://www.mech.northwestern.edu/mechatronics/datasheets/Optoelectronics/Photodiode-

UDT catalog.pdf, 22 november 2012.

[17] Application Note Analog Devices. Convert a Buck regulator into a smart LED

driver. http://www.analog.com/static/imported-files/tech articles/Convert-a-Buck-

Regulator-Into-a-Smart-LED-Driver-MS-2437.pdf, 6 maart 2013.

[18] P.Mattavelli K. Cheng, F. Yu. Analysis of pulse bursting phenomenon in contant-on-

time-controlled buck converter. IEEE transactions on industrial electronics, vol.58,

2011.

[19] Tech nical Paper Vishay Semiconductors. Measurement techniques.

http://www.vishay.com/docs/80085/measurem.pdf, 29 maart 2013.

[20] Sanjaya Maniktala. Troubleshooting switching power converters: a hands-on guide.

W.W. Norton & Company, 2010.

BIBLIOGRAFIE 74

[21] J. Nechesi Y. Akash. Detectability and accep-

tibility of illuminance reduction for load shedding.

http://www.lrc.rpi.edu/researchAreas/reducingBarriers/pdf/year3/DOEAppendixI.pdf,

2004.