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Amplificadores de potencia de audio
Etapa de potencia del amplificador Turner 730
n
Multiplicador de VbeReguador de tensión paralelo
Éste circuito opera alimentado por una fuente de corriente
BECE VRRV
+= 1
2
1
Tener en cuenta que VBE
depende de la corriente de
colector
Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1
BE2
1CE V
RRV
+= 1
( ) 121CE IRRV +=Zona corte
del transistor
Zona activa del
transistor
R1 = R2 = 1KΩ
Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1
21 RR =
y las resistencias R1 y R2
Impedancia del multiplicador
Ω10I
Vz 10mAI1
CE1
≈∆∆
≅ =
R1 = R2 = 1KΩ
Impedancia del multiplicador como sistema realimentado
( )( )( )
Ω8
RRRRRRgm
RRfa
zZ
1PI11O
1OOO ≈
+=
+= 1//////1
//1
2
mA10ICQ =
V0,4Agm /=
Ω750RPI =
300=β
V100VA =
KΩ10RO =
f
1R1f −=
ZOZO
a
Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia
Circuito utilizado para análisis por simulación
Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia
Ω10,8ZO =
Zona capacitiva
Zona inductiva
(La gráfica se obtuvo por simulación con R1=R2=1KΩ , I1=10mA e IALTERNA=0,1mA)
Zona resistiva
Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia
Circuito utilizado para análisis por simulación
Corrección con capacitor
Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia
Ω10,8ZO = Zona capacitiva
R1=R2=1KΩ I1=10mA IALTERNA=0,1mA C1=5nF, 10nF y 20nF
5nF
10nF20nF
Corrección con capacitor
Zona resistiva
Variación de la tensión del multiplicador con la temperatura R1 = R2 = 1KΩ
− 3,4mV/ºC37ºC
27ºC
Mejoramiento del multiplicador de VBE para independizarloaún más de la corriente de polarización
3CBE2
1CE RIV1
RRV −
+≅
Tener en cuenta que VBE
depende de la corriente de
colector
Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1
1KΩRR 21 ==
y la resistencia de colector R3
R3=0ΩR3=10Ω
R3=20Ω
R3=30ΩR3=40Ω
Estudio evolutivo de un amplificador de tensión orientado a su aplicación en amplificador de
potencia de audio
Amplificador de Tensión
Sumador
Ganancia de tensión
relativamente baja
Ganancia de tensión
relativamente alta
Ganancia unitaria de tensión y muy alta de corriente
Baja excursión de tensión a la
salida
Alta excursión de tensión a la
salida
Amplificador de Tensión
Impedancia de salida muy baja
+
_Separador
Configuración típica para amplificadores operacionales o de potencia para audio y ultrasonido
Con la técnica de realimentación se estabiliza la polarización y la ganancia de tensión.También se logra relativamente alta impedancia de entrada, baja impedancia de salida yreducida distorsión armónica.
Se opera con doble fuente en serie (o fuente dividida) fijando el punto medio comomasa, lo que permite conectar directamente la carga sin capacitor de acoplamiento.
Ganancia alta de tensión SeparadorSumador
BAJAZ
ALTAZ
X1
Pola
rizac
ión
Carga
Generador
Desa
copl
e CC
Fuente
Amplificador de tres etapas con realimentación
Pola
rizac
ión
y re
alim
enta
ción
La topología de esta etapa de salida resulta en una eficiencia máxima del 25%
ETAPA DE SALIDA CLASE A
ETAPA DE ALTA GANANCIA DE TENSIÓN
ETAPA DE COMPARACION(O SUMADOR)
Circuito similar al analizado en la clase de Realimentación
REALIMENTADOR
Potencia suministrada
por las fuentes = 750mW
Potencia máxima
en la carga = 188mW
ICQ5=25mA
ICQ5=25mA permite a una excursión de la tensión de salida de 30Vpp
Circuito con etapa de salida clase B (sin polarizar)
ETAPA DE SALIDA CLASE B
La topología de la etapa de salida clase B es mas eficiente pero agrega distorsión armónica
Transferencia de la etapa de salida clase B
VO
VIVBE4 ≅ 0,7V
VBE5 ≅ - 0,7V
VCC+
VCC−
Sin corrección de cruce
IC4
IC5
Los transistores T4 y T5 conducirán menos de 180° para una señal alterna VI La potencia que deberán disipar los colectores de T4 y T5 dependerá de VO
Deformación de la señal de salida
VO
VI
VO
Distorsión armónica = 15% con Vi=3Vpico
Notar la presencia de armónicas altas y la supremacía de las impares respectode las pares, lo cual es típico de la distorsión por cruce.
Análisis espectral de la señal de salida
Corrección del cruce por polarización con diodos
VO
VI
VB4
VI
VI
VB5
VI
VCC+
VCC−
T4
T5
VCEQ4 = -VCEQ5VCE
ICQ4Q
IC4
IC4MAX --IC5MAX
--IC5
--ICQ5
VBEQ4 = -VBEQ5 ≅ 0,6V
Polarización de los transistores con ICQ=1mA
t
VSP1=−VCE
t
IC4
ICIC5
VO
VI
Distorsión armónica = 2% , Vi=3Vpico, ICQ=1mA
Deformación de la señal de salida
Análisis espectral de la señal de salida
VO
Distorsión armónica = 2% con Vi=3Vpico
Notar la reducción de la amplitud relativa de las armónicas impares
Polarizando los transistores con ICQ=1mA
Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador
¿Cómo se conecta/fusiona la segunda etapa con la tercera etapa?
I1
I2
I1 = I2 = IC3
IC3
Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador
La corriente de polarización de los diodos es la misma que la del colector de T3 Los diodos tienen deriva térmica similar a la del transistores T4 y T5.
ICQ4
Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador
R permite un ajuste preciso de las corrientes de polarización ICQ4 e ICQ5
ICQ5
Dinámica de la corriente por la carga y los transistores de salida
IC4
IC5
VO
IOIP
Para una excitación sinusoidal, T4 (T5) conduce solo en el hemiciclo positivo (negativo)
VP
IC4π
CCPCCCVCCFUENTE
VIVIP ==+ 4
4RIP L
2P
CARGA =+
IP
VO
Cálculo de la potencia generada en el transistor T4
_+
4RI
πVIPPP L
2PCCP
CARGAVCCFUENTEC −=−= ++
VP
𝐼𝐼𝐶𝐶𝐶 =1
2𝜋𝜋0
𝜋𝜋𝐼𝐼𝑃𝑃 𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠𝑠 𝑤𝑤𝑤𝑤 𝑑𝑑𝑤𝑤 =
𝐼𝐼𝑃𝑃𝜋𝜋
Cálculo de la condición de mayor exigencia para disipación de calor en el transistor T4
02RI
πV
dI4RI
πVId
dIdP LPCC
P
L2PCCP
P
C =−=
−
=
¿A que amplitud de la tensión de salida corresponde la máxima disipación de potencia en cada transistor?
CCCCCCP Vde64%V0,637Vπ2V
CMAXP≅==
L
CCP Rπ
V2ICMAXP
=
VP = RL IP
IP = Ip |PCMAX
La potencia disipada en cada transistor de salida (T4 o T5 en nuestro ejemplo) puede graficarse en función de la tensión pico de salida así:
2
CC
P
CC
P
MAXC
C
VπV
41
VπV
PP
−=
4RI
πVIP L
2PCCP
C −= L
CCPP Rπ
V2IIMAXCP
==
L
CCMAXC Rπ
VP 2
2
=
Gráfica normalizada de la potencia disipada en cada transistor de salida en función de la tensión pico de salida:
Este es el dato para calcular el disipador
(100%)PC MAX
67,4%
VCC0,64VCC
𝑃𝑃𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶 = 𝑃𝑃𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶 𝑀𝑀𝐶𝐶𝑀𝑀
La máxima disipación en eltransistor corresponde auna potencia en la cargaigual al 40% de la máximaposible
𝑃𝑃𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶 = 0,4𝑃𝑃𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶𝐶 𝑀𝑀𝐶𝐶𝑀𝑀
VP
¿Qué eficiencia puede lograrse con la etapa de salida clase B?
CC
P
CCP
PP
FUENTE
CARGA
VV
4π
πV2I2VI
PPη ===
La máxima eficiencia es cuando Vp se acerca a VCC
78%0,785VV
4πη
CC
CCmax ≅==
ηmax
VCCVP
¿Cómo se relaciona la eficiencia con la potencia disipada en los transistores?
50%VV
4π2π
VV
4πη
CC
CCVV
CC
PPmaxPCMAXP
=== =
La máxima potencia disipada encada transistor se correspondecon una eficiencia del 50%
(100%)PC MAX
67,4%
VCC0,64VCC
VP
η
Los fabricantes suelen especificar PD en función de la temperatura de la cápsula
( ) ( ) coccoccoj
DDcD TTconTT
TTPPTP ≥−
−−=
max
maxmax
Cº150=maxjT
Cº25=coT
max
max
D
coj
PTT
jc−
=θ
𝑃𝑃𝐷𝐷max = 70𝑊𝑊
Elección del transistor
𝑃𝑃𝐷𝐷max
𝑇𝑇𝑐𝑐𝑐𝑐38
Ley de Ohm térmica:
cápsulajunturatérmicaaresistencijc =θ
disipadorcápsulatérmicaaresistencics =θ
ambientedisipadortérmicaaresistencisa =θ
http://www.disipadores.com
𝑃𝑃𝐶𝐶max
𝜃𝜃𝑠𝑠𝑠𝑠 =𝑇𝑇𝑗𝑗 − 𝑇𝑇𝑠𝑠𝑃𝑃𝐶𝐶 𝑀𝑀𝐶𝐶𝑀𝑀
− 𝜃𝜃𝑗𝑗𝑐𝑐 − 𝜃𝜃𝑐𝑐𝑠𝑠
𝜃𝜃𝑗𝑗𝑠𝑠 = 𝜃𝜃𝑗𝑗𝑐𝑐 + 𝜃𝜃𝑐𝑐𝑠𝑠+ 𝜃𝜃𝑠𝑠𝑠𝑠
𝜃𝜃𝑗𝑗𝑠𝑠 =𝑇𝑇𝑗𝑗 − 𝑇𝑇𝑠𝑠𝑃𝑃𝐶𝐶 𝑀𝑀𝐶𝐶𝑀𝑀
El transistor permite reemplazar a varios diodos y tiene las misma deriva térmica que lajuntura base emisor de los transistores de salida
Incluyendo un multiplicador de Vbe en la polarización de la etapa de salida clase B
ACOPLADOSTERMICAMENTE
Mejorando la polarización de la etapa de salida
Mayor ganancia de tensión y menor impedancia de salida
Se logra aumentando la ganancia de corriente de los transistores de salida
ACOPLADOSTERMICAMENTE
(En este ejemplo, conectándolos en modo cuasi Darlington)
Mayor estabilidad térmica de etapa de salida
Se logra agregando resistencias en serie con los emisores de los transistores de salidade manera de lograr estabilidad en su polarización por medio de realimentación local
ACOPLADOSTERMICAMENTE
R11 y R12 se calculan considerando la disipación de calor de T4
43
44
Cálculo del RE mínimo requerido para compensar el embalamiento térmico
IEE
B
CIC1
IB1
C2B1C1E IIII ++=
C2C1E III +=
∴<<⇒>> C1B11 II1βsi
Además es:
C12C2 IβI =
Finalmente:
( )1βII 2C1E +=
IC2
RE introduce realimentaciónlocal que permite compensarel embalamiento térmico deQ1
La corriente de emisor del transistor cuasi-darlington es:
E
BE1BBE R
VVI −=
Igualando con ( )1βII 2C1E += resulta:
( )1βRVVI
2E
BE1BBC1 +
−=
La potencia generada en el transistor Q1 es:
C1CEG IVP =
Con lo que resulta:
( )1βRVVVP
2E
BE1BBCEG +
−=
Para evitar el embalamiento térmico, la generación de calor debe ser menor a la capacidad de disiparlo, por lo que debe cumplirse que:
La variación de potencia disipada es:
( )1βRKV
TjP
2E
CEG
+=
∂∂
La potencia disipable en el transistor Q1 , por ley de Ohm térmica es:
jaTaTjPD θ
−=
TjP
TjP GD
∂∂
≥∂∂
jaTjPD
θ1
=∂∂
Y la variación de potencia generada es:
BE1Vcon K 2 mV/º CTj
∂=− =
∂
En su forma más conocida:
Notar que para el cuasi-darlington estudiado (NPN-PNP), el transistorque puede embalarse térmicamente es Q1, que además es el que cierrala malla de polarización estabilizada, por lo que debe considerarse para elcálculo de RE la manera en que éste transistor disipará su potencia, o seael valor resultante de θja según se utilice o no disipador térmico, luegopuede calcularse RE . Además será:
( )1βRKV
ja 2E
CE
+≥
θ1Combinando resulta en:
( )KV
1βRjaCE
2E +≤θ
CCMAXCECE VVV == y 2MIN2 ββ =
Finalmente:
( )1βKVjaR
2MIN
CC1E +≥ Qθ
Mayor ganancia de tensión y menor impedancia de salida
Se logra aumentando la ganancia de corriente de los transistores de salida
(En este ejemplo, conectándolos en modo Darlington)
R11 y R12 no se calculan igual que para el caso cuasi Darlington
ACOPLADOSTERMICAMENTE
Se incrementa la ganancia de tensión de la segunda etapa mediante elaumento de la impedancia vista por el colector del transistor T3
• Una forma es mediante la tecnología Bootstrap (tirabotas).
Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa
“BOOTSTRAP”
Funcionamiento del circuito bootstrap (tira botas)
x 0,99i
i
ivZ =
Z
iv ovii
6'Rvv
vZoi
i
−=
io vv 99,0=
6'Rvvi oi
i−
=
6'100 RZ =
SP121etapa3i RββZ =
La ganancia de tensión de la segunda etapa será gmT3 . RO T3 // Z // Zi etapa3
Mediante la implementación de una carga activa
La ganancia de tensión de la segunda etapa será gmT3 . RO T3 // RO T9 // Zi etapa3
Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa
• La batería auxiliar se reemplaza por una tensión de referencialograda con dos diodos
Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa
Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa
• Se reemplaza la resistencia de polarización del par diferencial por unafuente de corriente
• Se logra mejorar el manejo de tensiones de modo común y el CMRR
Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa
• Otra mejora importante es reemplazar la carga resistiva de T1por una activa lograda con un espejo de corriente
• Se logra duplicar la ganancia de la primera etapa
• Para mejorar la linealidad de la etapa de entrada se agregarealimentación local por medio de resistencias en los emisores
Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa
Amplificador de audio = Amplificador Operacional
Especificaciones típicasPotencia de salida = 50W sobre 8 ohm a 1KHz con THD 0,01%Potencia de salida = 80W sobre 4 ohm a 1KHz con THD 0,02%Distorsión armónica total = 0,05% de 20 Hz a 20KHz a 1W/8ohmDistorsión por intermodulación = 0,05 % a 1W/8ohmDistorsión por intermodulación transitoria (TIM)= rara vez especificadoAncho de banda = 10 Hz a 100 KHz a 1W/8ohmAncho de banda de potencia (limitado por “slew rate”) = 50 KHz a 50W/8ohmSobreimpulso de la tensión de salida = rara vez especificadoFactor de amortiguamiento = 200Impedancia de entrada = 50 Kohm de 20 Hz a 20KHz Corrimiento de la tensión de salida = ±20mV entre 20 y 50 ºC de temp. amb.Ruido = mejor que 90dB de relación señal ruido o 10uV RMS máx. a la salidaConsumo sin señal = 5WProtección contra cortocircuito a la salidaProtección contra tensión continua a la salida
Amplificador de audio de potencia
Distorsión armónica
Esquema de un amplificador de audio de potencia
(lazo cerrado)
CARGA
Medición o simulación a lazo abierto
Con éste filtro pasabajos se abre el lazo de alterna conservando el lazo de continua
Distorsión armónica a lazo abierto
Distorsión armónica a lazo cerrado
DA=2%
DA=0,004%
af1DA
DA ABIERTOLAZOCERRADOLAZO +
≅
10mV
10V
10µV
10mV
10V
10mV
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20 25 30Series1 -0,6 -0,6 -0,5 -0,4 -0,3 -0,1 0,00 0,21 0,47 0,78 1,16 1,62 2,17
-1,00
-0,50
0,00
0,50
1,00
1,50
2,00
2,50
La distorsión armónica total se produce fundamentalmente por:• Transferencia alineal de la primera y segunda etapa• Conmutación en tercera etapa (“cruce” en salida clase B)• THD = Total harmonic distortion , en inglésEn un transistor bipolar polarizado en modo activo es
...33
221 +++= ssso VaVaVaV
Sobre un carga dada se obtiene:
Si se le aplica una señal VS será BE BEQ SV =V V+
Resultando:
BEQ S
T T
V VV V
C CQ SI I = I e -1+
+
BE
T
VV
CQ SI = I e -1
⇒
S
T
VV
C CQI = I e -1
S
T
VV
O CARGA CQV = R I e -1
S
T
VVe -1
Desarrollando en serie:
SVt
t
mV
con BE BEQV =V
Con señal sinusoidal se puede expresar:...wtsenoVawtsenoVawtsenoVaV 33
s322
s2s1o +++=∧∧∧
Definiendo distorsión armónica como la relación entre la sumade las componentes armónicas a la fundamental, se tiene paralas componentes segunda y tercera armónica:
)(wtsenoVV SS
∧=
2
1
33
3 2414
==
∧
∧
∧
T
s
s
s
VV
Va
Va
HDT
s
s
2s
VV
Va
Va
HD∧
∧
∧
==412
1
2
2
Resulta evidente la necesidad de exitar la segunda etapa con bajos niveles de señal y que a su vez la misma provea una alta ganancia de tensión
Siendo:T
QCARGA
VIR
a =1 22 2 T
QCARGA
VIR
a = 33 6 T
QCARGA
VIR
a =
( ) ( ) ...3wtsenowt3seno4Va2wtcos1
2VawtsenoVaV
3s3
2s2
s1o +−+−+=
∧∧∧
...3wtseno4Va2wtcos
2Vawtseno
4V3aVa
2VaV
3s3
2s2
3s3
s1
2s2
o +−−
++=
∧∧∧∧
∧
Distorsión de cada etapa
• Se mantiene el circuito realimentado para sostener la correcta polarización.
• Se neutraliza la realimentación de alterna.• Se busca medir cada etapa por separado,
independizándola del efecto de carga de las otras.
PRIMERA ETAPA
VSALPRIMERA ETAPA
VENTDIFERENCIAL
ISALPRIMERAETAPA
VSALPRIMERA ETAPA
ABRIENDO EL LAZO
ISALPRIMERAETAPA
Amplitud entrada = 3mVpicoResistencia emisor par diferencial = 0 ΩDistorsión = 4,81%
Notar que solo 3mV producen un altísimo nivel de distorsión, se buscará reducirlo con el agregado de realimentación local como se muestra en la siguiente diapositva
Amplitud entrada = 3,5mVpicoResistencia emisor par diferencial = 100 ΩDistorsión = 0,02%
El costo es una reducción de ganancia de 10dB.El beneficio es una reducción de la distorsión de mas de 40 dB.Notar que la componente segunda armónica es muy alta en relación a la tercera, cuando se esperaba que hubiera ocurrido cancelación debido al uso del espejo de corriente como carga activa
703u
A
688u
A
Notar que las corrientes de colector del par diferencial son levemente diferentes
703u
A
688u
A
Se propone medir la corriente de salida del par diferencial mediante una resistencia de 1 ohm
ABRIENDO EL LAZOISAL
PRIMERAETAPA
I = 0
VENTDIFERENCIAL
Carga casi ideal para una fuente de corriente
La segunda y tercera armónica tienen un peso importante en la distorsión
695,
5uA
695,
5uA
Se agrega una resistencia y se ajusta su valor para equilibrar las dos corrientes de colector como se muestra en el siguiente esquema
ABRIENDO EL LAZOISAL
PRIMERAETAPA
VENTDIFERENCIAL
I = 0
La segunda resulta muy reducida respecto de la tercera
Comparación entre antes y después de igualar las corrientes de colector del par diferencial
SEGUNDA ETAPA
ISALSEGUNDAETAPA
ISALPRIMERAETAPA
Carga casi ideal para una fuente
de corriente
BLOQUEODE SEÑAL
GENERADOR DE CORRIENTE
I = 0
I
VDIF = 0
MEDICIÓN DE CORRIENTE
Amplitud entrada = 0,1mApicoDistorsión = 12%
Amplitud entrada = 0,05mApicoDistorsión = 0,6%
Amplitud entrada = 0,01mApicoDistorsión = 0,1%
Se nota que por debajo de 0,05mA la reducción de la señal de entrada no es tan importanteen la reducción de la distorsión como lo es para señales mayores a 0,05mA, debido a que paraéste circuito el operar con señales del orden de 0,05mA o menores cae dentro de su zonacuasi lineal.
TERCERA ETAPA
Polarización
IENT
Señal de prueba
VSAL
I
I
Ajuste de simetría de las corrientes I de la tercera etapa
Ajuste de I
Señal de prueba
Se abre lazo
Anulando 1ra y 2da etapas
Notar que a partir de 200mA la distorsión corresponde a un funcionamiento clase A (para laamplitud de 3Vpico de la señal de salida con la que se efectuaron todas las mediciones)
Se ajusta el valor de la corriente de polarización de la tercera etapa desde una situación decorte hasta 1A en los transistores de salida
I DistorsónuA %
0 200,01 14
0,1 121 10
10 8100 6
1000 410000 2,220000 1,730000 1,440000 1,250000 1
100000 0,5200000 0,14500000 0,08
1000000 0,06
0
2
4
6
8
10
12
14
0,01 0,
1 1 10 100
1000
1000
0
1000
00
1000
000
Distorsión en función de la corriente de polarización para una amplitud pico de salida de 3V
µA
%
Notar que la distorsión disminuye a medida que aumenta la amplitud.Sin embargo al acercarse al recorte de la etapa de salida vuelve a crecer.Ver el gráfico siguiente
¿Cómo varía la distorsión de la señal de salida del amplificador en función de su amplitud?(Solo la tercera etapa más el efecto de carga de la segunda)
Se midió para una corriente I=10mA obteniéndose los siguientes valores.
Vo DistorsónV %
1 3,13 2,26 1,7
13,1 1,1516 1,0520 1,1
22,5 1,325,4 1,628,2 2,1
30 2,635 440 5,3
0
1
2
3
4
5
6
1 10
Distorsión en función de la amplitud pico de salida para I=10mA
30101 203 6 40V
%
ACOPLADOSTERMICAMENTE
RED ZOBEL
COMPENSACIÓN
AJUSTE DEL CORRIMIENTO DE LA TENSIÓN DE SALIDA
(POLARIZACIÓN)AJ
UST
E DE
LA
CORR
IEN
TE D
E PO
LARI
ZACI
ÓN
DE
LO
S TR
ANSI
STO
RES
DE S
ALID
A
COMPENSACIÓN CARGA CAPACITIVA
Analizar el amplificador de potencia del Turner 730Se ajustará PS401 para conseguir 0V sobre RL con VG=0V y se ajustará PS402 para conseguir una corriente de colector deQ407 y Q408 de 10mA con VG=0V
1) Calcular las tensiones de todos los nodos y las corrientes de todas la ramas para VG=0V2) Calcular la ganancia de lazo para frecuencias medias (1KHz)3) Calcular la ganancia global para frecuencias medias (1KHz)4) Calcular la máxima potencia obtenible sobre la carga para frecuencias medias (1KHz)5) Calcular la impedancia de entrada para frecuencias medias (1KHz)6) Calcular la impedancia de salida para frecuencias medias (1KHz)7) Calcular el factor de amortiguamiento para frecuencias medias (1KHz)8) Calcular la máxima tensión pico sobre la carga para frecuencias medias (1KHz)9) Calcular la máxima eficiencia obtenible con éste amplificador para frecuencias medias (1KHz)
10) Determinar:a) El tamaño de los disipadores para cada transistor (resistencia térmica disipador-ambiente)b) Encontrar el disipador comercial que podría utilizarse para construir un prototipo funcionalc) Comparar con los disipadores utilizados originalmente por Turner y obtener conclusiones
11) Simular el comportamiento estático y dinámico del amplificador determinando:a) Medir las tensiones de todos los nodos y las corrientes de todas la ramas para VG=0Vb) Medir la impedancia de entrada en función de la frecuencia (desde 0,1Hz hasta 1GHz)c) Medir la impedancia de salida en función de la frecuencia (desde 0,1Hz hasta 1GHz)d) Respuesta en frecuencia para 1W sobre la cargae) Ancho de banda de potencia
Es la máxima frecuencia para la que el amplificador logra reproducir una señal sinusoidal a máxima potencia (hallada en el punto 4sin deformación
f) Respuesta al escalóni. Pequeña señal (la tensión pico de salida estará entre 0,1V y 1V)ii. Gran señal (amplitud de salida apenas menor que la máxima tensión pico de salida hallada en el punto 8iii. En base a lo medido en i. determinar el ancho de banda para pequeña señal asumiendo que el amplificador está compensado
por polo dominanteiv. En base a lo medido en ii. determinar la velocidad de crecimiento de la tensión de salida (“slew rate”)
g) Determinar el margen de faseh) Determinar la distorsión armónica a 1KHz y a 10KHz para potencias de 0,1W; 1W; 10W y 90% de la máxima calculada en el punto 4i) Determinar la distorsión por intermodulación para potencias de 0,1W; 1W; 10W y 90% de la máxima calculada en el punto 4j) Determinar el Rechazo de Ruido de la Fuente de Alimentación (“PSNR”)