ANÁLISE DE MODELAGEM E SIMULAÇÃO … · MICHEL DE MOURA GAVIÃO ANÁLISE DE MODELAGEM E SIMULAÇÃO ELETROMAGNÉTICA APLICADO A TESTES DE EMC EM VEÍCULOS Dissertação de Mestrado

UNIVERSIDADE FEDERAL DO ABC

Pós-Graduação em Engenharia Elétrica

MICHEL DE MOURA GAVIÃO

ANÁLISE DE MODELAGEM E SIMULAÇÃO ELETROMAGNÉTICA APLICADO

A TESTES DE EMC EM VEÍCULOS

Dissertação de Mestrado

SANTO ANDRÉ – SP

2014

MICHEL DE MOURA GAVIÃO

ANÁLISE DE MODELAGEM E SIMULAÇÃO ELETROMAGNÉTICA APLICADO

A TESTES DE EMC EM VEÍCULOS

Dissertação de Mestrado

Dissertação apresentada ao Curso de Pós-Graduação em

Engenharia Elétrica da Universidade Federal do ABC,

como requisito parcial para obtenção do título de Mestre

em Engenharia Elétrica.

Orientador: Prof. Dr. Alvaro Batista Dietrich

Coorientador: Prof. Dr. Marcelo Bender Perotoni

SANTO ANDRÉ – SP

2014

Este exemplar foi revisado e alterado em relação à versão original, de acordo com

as observações levantadas pela banca no dia da defesa, sob responsabilidade única

do autor e com a anuência de seu orientador.

Santo André, _____ de _________________ de 20_____.

Assinatura do autor: ____________________________________________________

Assinatura do orientador: _______________________________________________

i

AGRADECIMENTOS

Ao Prof. Dr. Alvaro Batista Dietrich pela oportunidade de realizar este trabalho, além da

orientação, estimulo e condução do mesmo. Agradeço-lhe ainda pela paciência e confiança

durante nossas conversas ao longo do desenvolvimento da pesquisa.

Ao Prof. Dr. Marcelo Bender Perotoni pelo auxilio incondicional principalmente nos

aspectos computacionais intrínsecos a realização deste trabalho e a sua disposição em

compartilhar seus amplos conhecimentos.

Ao Prof. Dr. Edmarcio Antônio Belati pelo auxílio dado na qualificação deste trabalho e

suporte com seus essenciais comentários e recomendações sobre este texto.

Aos Profs. Dr. Carlos Eduardo Capovilla e Dra. Rose Mary de Souza Batalha pelo auxílio

dado na defesa deste trabalho e recomendações que enriqueceram este texto.

Aos colegas Jones Egydio e Daniel Pinheiro Carlesimo pela amizade e apoio durante todo

este período em que compartilhamos as idas e vindas a UFABC.

Aos Srs. Roberto Pereira Ramos, Attila Budavari, Eduardo Almeida e Felipe Vilasboas

pelo incentivo e confiança pela busca do titulo de mestre em engenharia elétrica.

A minha família, em especial a minha esposa Emilene pela motivação e apoio durante o

desenvolvimento deste trabalho, e a minha filha Beatriz, que acabou de nascer, mas iluminou

nossas vidas trazendo muita alegria e felicidade.

Por fim, agradeço a Deus por seu incansável trabalho a favor de nossas vidas.

ii

“Somente um principiante que não sabe nada sobre ciência diria que a ciência descarta a

fé. Se você realmente estudar a ciência, ela certamente o levará para mais perto de Deus.”

James Clerk Maxwell

(13 de Junho de 1831 - 5 de Novembro de 1879)

“Se fiz descobertas valiosas, foi mais por ter paciência do que qualquer outro talento.”

Sir Isaac Newton

(04 de Janeiro de 1643 - 31 de Março de 1727)

iii

RESUMO

Este trabalho tem por objetivo descrever uma metodologia para modelagem e

simulação aplicadas a testes de compatibilidade eletromagnética em veículos. São mostrados

os passos para a geração do modelo numérico do veículo e os parâmetros utilizados na

simulação eletromagnética. O programa computacional comercial Computer Simulation

Technology Microwave Studio utiliza a Técnica de Integração Finita para as simulações de

imunidade à radiação do modelo numérico do veículo. Os resultados simulados foram então

confrontados com os testes físicos realizados pelo Instituto Nacional de Pesquisas Espaciais

para a faixa de frequência de 1,5 MHz a 2 GHz. A motivação principal da utilização da

simulação em testes de EMC automotivos é antever a performance de EMC veicular na fase

inicial de projeto, reduzindo assim o tempo de desenvolvimento e reengenharia, e

consequentemente levando a uma redução de custos em protótipos e testes de validação.

Palavras chave: i) Compatibilidade Eletromagnética (EMC); ii) Testes de EMC;

iii) Interferência Eletromagnética (EMI); iv) Modelagem e Simulação Eletromagnética.

iv

ABSTRACT

This work aims to describe a methodology for modeling and simulation applied to

electromagnetic compatibility tests on vehicles. It is shown the steps for generating the

numerical model of the vehicle and the parameters used in electromagnetic simulation. The

commercial software Computer Simulation Technology Microwave Studio uses the Finite

Integration Technique for simulations of radiation immunity of the vehicle numerical model.

The simulated results are later compared with laboratory tests performed by National Institute

for Space Research for the frequency range from 1.5 MHz to 2 GHz. The main motivation for

the use of simulation in vehicular EMC testing is the prediction of the vehicular EMC

performance at an early stage of the project, thereby reducing the development time and re-

engineering, and consequently leading to a cost reduction in prototype and validation tests.

Keywords: i) Electromagnetic Compatibility (EMC); ii) EMC Tests; iii) Electromagnetic

Interference (EMI); iv) Electromagnetic Modeling and Simulation.

v

LISTA DE FIGURAS

Figura 2.1 – Acoplamento capacitivo entre dois condutores .................................................... 8

Figura 2.2 – Acoplamento indutivo entre dois condutores ..................................................... 10

Figura 2.3 – Campos em torno de um condutor conduzindo uma corrente ............................ 11

Figura 2.4 – Campos magnéticos em torno de dois condutores .............................................. 12

Figura 2.5 – Componentes de corrente e tensão de EMI de DM e CM .................................. 12

Figura 2.6 – Indutores Choke comumente utilizados ............................................................. 14

Figura 2.7 – Loop de terra entre circuito 1 e circuito 2 .......................................................... 16

Figura 2.8 – Corrente imagem espelhada abaixo do plano

terra criado pelo condutor acima do plano terra .......................................................... 16

Figura 3.1 – Acoplamento de interferências na eletrônica dos veículos ................................. 27

Figura 3.2 – Aparato de teste da ISO 11451-2 ........................................................................ 33

Figura 3.3 – Exemplo de um veículo equipado com uma unidade de tração elétrica ............. 36

Figura 4.1 – Estrutura de desenvolvimento de veículos ......................................................... 37

Figura 4.2 – Câmara semi anecóica do INPE ......................................................................... 46

Figura 4.3 – Direção do campo elétrico irradiado por uma antena stripline .......................... 47

Figura 4.4 – Antena Stripline modelo 5503 da ETS – Lindgren ............................................ 48

Figura 4.5 – Antena Bicônica modelo 3159 da ETS – Lindgren ............................................ 49

Figura 4.6 – Antena DRG Horn modelo 3112 da ETS – Lindgren ........................................ 50

Figura 4.7 – Antenas Horn com abertura retangular .............................................................. 50

Figura 4.8 – Geradores de sinais SML01 à esquerda e SMR40 à direita ............................... 51

Figura 4.9 – Amplificadores 10.000L à esquerda e 2000W à direita ..................................... 51

vi

Figura 4.10 – Amplificador AS0102-400 ............................................................................... 52

Figura 4.11 – Sensores de campo elétrico HI-4422 à esquerda e o HI-4455 à direita ............ 52

Figura 4.12 – Medidor de potência NRVD ............................................................................. 53

Figura 4.13 – Sensores de potência URV5-Z2 à esquerda e o NRV-Z15 à direita ................ 53

Figura 4.14 – Tela do software EMC32 da Rohde & Schwarz ............................................... 54

Figura 5.1 – Geometria do modelo do veículo simulado ........................................................ 57

Figura 5.2 – Modelo de simulação do veículo analisado ........................................................ 58

Figura 5.3 – Modelos de simulação das antenas utilizadas ..................................................... 60

Figura 5.4 – Fases do Processo de Modelagem e Simulação .................................................. 61

Figura 5.5 – Diagrama do procedimento de simulação para obter-se

os parâmetros S de um componente passivo ............................................................... 63

Figura 5.6 – Diagrama da Técnica de Integração Finita no Domínio do Tempo ................... 66

Figura 5.7 – Aproximação da geometria do modelo do veículo pelo método staircase ......... 67

Figura 5.8 – Aproximação da geometria do modelo do veículo pelo método PBA ............... 68

Figura 5.9 – Aproximação do modelo de um conector coaxial utilizando tetraedros ............. 69

Figura 5.10 – Porta discreta entre dois pontos utilizada para excitar a antena bicônica ......... 72

Figura 5.11 – Diagrama do circuito equivalente de uma porta discreta do tipo Parâmetro S . 73

Figura 5.12 – Excitação gaussiana para a faixa frequências de 15 MHz a 120 MHz ............. 73

Figura 5.13 – Resultados do parâmetro S11 entre os

métodos MLFMM (solver I) e FIT (solver T) ............................................................ 74

Figura 5.14 – Malha da antena bicônica utilizada no

método MLFMM (solver I) - malha de superfície ...................................................... 74

vii

Figura 5.15 – Malha da antena bicônica utilizada no

método FIT (solver T) – malha hexaédrica ................................................................. 75

Figura 5.16 – Excitação da antena DRG através da porta de guia de onda ............................ 76

Figura 5.17 – Resultados do parâmetro S11 entre os métodos FIT e TLM ............................. 77

Figura 5.18 – Malha da antena DRG utilizada no método FIT ............................................... 78

Figura 5.19 – Malha da antena DRG utilizada no método TLM ............................................ 78

Figura 5.20 – Frentes de ondas de uma onda plana viajando no espaço ................................. 79

Figura 5.21 – Comportamento da frente de onda ao longo do espaço .................................... 79

Figura 5.22 – Utilização da onda plana em substituição a antena stripline ............................ 80

Figura 5.23 – Utilização da onda plana em substituição a antena horn .................................. 81

Figura 5.24 – Condições de contorno em substituição

ao modelo da câmara semi-anecóica ........................................................................... 82

Figura 5.25 – Diferentes classes de materiais atribuídos às partes do veículo ....................... 83

Figura 5.26 – Localização do ponto de medição utilizado no modelo para as simulações ..... 85

Figura 5.27 – Exemplo de malhas hexaédricas e

tetraédricas em um pedaço de cabo coaxial ................................................................ 86

Figura 5.28 – Aproximação da geometria do modelo do veículo pelo método EFPBA ......... 87

Figura 5.29 – Resultados do parâmetro S11 entre diferentes

números de linhas por comprimento de onda (lpco) ................................................... 88

Figura 5.30 – Resultados de convergência do parâmetro S11 para a antena DRG horn ......... 91

Figura 5.31 – Resultados do parâmetro S11 entre a

abordagem PBA e PBA com adaptação automática ................................................... 92

viii

Figura 6.1 – Ambientes de teste e simulação de EMC

para a faixa de frequências de 1,5 MHz a 30 MHz ..................................................... 96

Figura 6.2 – Resultados do comportamento do campo elétrico

na faixa de frequências de 1,5 MHz a 30 MHz ........................................................... 97


para a faixa de frequências de 30 MHz a 100 MHz .................................................... 99


na faixa de frequências de 30 MHz a 100 MHz ........................................................ 100

Figura 6.5 – Parâmetro S11 e Ganho da antena bicônica simulada ....................................... 101


para a faixa de frequências de 100 MHz a 1 GHz ..................................................... 103


na faixa de frequências de 100 MHz a 1 GHz ........................................................... 104

Figura 6.8 – Parâmetro S11 e Ganho da antena DRG simulada ............................................ 105


para a faixa de frequências de 1 GHz a 2 GHz ......................................................... 107


na faixa de frequências de 1 GHz a 2 GHz ............................................................... 108

ix

LISTA DE TABELAS

Tabela 3.1 – Diferenças entre 2004/104/EC e CISPR22 ........................................................ 31

Tabela 4.1 – Classificação das interferências automotivas ..................................................... 39

Tabela 4.2 – Normas equivalentes a SAE J1113 .................................................................... 42

Tabela 4.3 – Normas equivalentes a SAE J551 ...................................................................... 42

Tabela 4.4 – Autoridades institucionais de EMC no Brasil .................................................... 44

Tabela 4.5 – Equipamentos utilizados pelo INPE nos testes de RI ........................................ 45

Tabela 5.1 – Propriedades dos materiais atribuídos às partes do veículo ............................... 84

Tabela 5.2 – Comparativo do tempo de simulação de acordo

com o número de lpco para a antena bicônica ............................................................ 89

Tabela 5.3 – Comparativo do tempo de simulação de acordo

com o número de lpco para a antena DRG .................................................................. 91

Tabela 5.4 – Comparativo entre as abordagens PBA e PBA

com adaptação automática para a antena DRG ........................................................... 93

x

LISTA DE SIGLAS

Sigla Descrição

ABC Absorbing Boundary Condition

AC Alternating Current

CAD Computer-Aided Design

CAE Computer-Aided Engineering

CE Conducted Emission

CE (selo) Conformité Européenne

CFL Courant-Friedrich-Lewy Criterion

CI Conducted Immunity

CISPR Comité International Spécial des Perturbation Radioélectriques

CM Common Mode

CST-MWS Computer Simulation Technology Microwave Studio

DC Direct Current

DM Differential Mode

DRGH Double Ridged Guide Horn

ECE Economic Commission for Europe

EEC European Economic Community

EFPBA Enhanced Fast Perfect Boundary Approximation

EFT Electrical Fast Transients

EMC Electromagnetic Compatibility

EMI Electromagnetic Interference

EMP Electromagnetic Pulse

EREV Extended Range Electric Vehicle

ESD Electrostatic Discharge

EU European Union

EUT Equipment Under Test

EV Electric Vehicle

EVSE Electric Vehicle Supply Equipment

E3 Electromagnetic Environmental Effects

FCC Federal Communications Commission

FDTD Finite Difference Time Domain

FEM Finite Element Method

FIT Finite Integration Technique

xi

FPBA Fast Perfect Boundary Approximation

HEV Hybrid Electric Vehicle

HF High Frequency

HIRF High Intensity Radiated Fields

HV High Voltage

ICE Internal Combustion Engine

IEC International Electrotechnical Commission

IEEE Institute of Electrical and Electronic Engineers

IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor

ISO International Organization for Standardization

ITU International Telecommunication Union

LPCO Linhas por Comprimento de Onda

MLFMM Multilevel Fast Multipolar Method

MoM Method of Moments

PBA Perfect Boundary Approximation

PCB Printed Circuit Board

PEC Perfect Electric Conductor

PHEV Plug-in Hybrid Electric Vehicle

PML Perfectly Matched Layer

PWM Pulse Width Modulation

P-STATIC Lightning Strikes and Precipitation Static

RADHAZ Radiation Hazard

RE Radiated Emission

RF Radio Frequency

RFI Radio Frequency Interference

RI Radiated Immunity

SAE Society of Automotive Engineers

TC Technical Committee

TDR Time Domain Reflectometer

TEM Transverse Electro-Magnetic

TLM Transmission Line Matrix

UHF Ultra High Frequency

UIR Union Internationale de Radiodiffusion

UWB Ultrawide-Band

VHF Very High Frequency

xii

SUMÁRIO

1. INTRODUÇÃO ............................................................................................................ 1

1.1. Descrição do Problema ......................................................................................... 3

1.2. Objetivos ............................................................................................................... 5

2. COMPATIBILIDADE ELETROMAGNÉTICA ......................................................... 7

2.1. Canais de Acoplamento para os Distúrbios ........................................................... 8

2.1.1. Acoplamento Capacitivo ......................................................................... 8

2.1.2. Acoplamento Indutivo ............................................................................. 9

2.1.3. Acoplamento Eletromagnético .............................................................. 11

2.1.4. Modo Comum e Modo Diferencial ....................................................... 12

2.1.5. Radiação de Modo Diferencial .............................................................. 13

2.1.6. Radiação de Modo Comum ................................................................... 13

2.2. Aterramento ......................................................................................................... 15

2.2.1. Plano de Terra ........................................................................................ 15

2.3. Técnicas de Redução de Ruído de Modo Comum ............................................... 17

2.4. Harmonização Internacional ................................................................................ 18

2.4.1. Selo CE .................................................................................................. 19

2.5. Diferentes Fases do Teste de EMC ...................................................................... 20

3. COMPATIBILIDADE ELETROMAGNÉTICA AUTOMOTIVA ........................... 23

3.1. Histórico de EMC Automotivo ............................................................................ 23

3.2. Aspectos de EMC Automotivo ............................................................................ 24

3.2.1. Campos Eletromagnéticos e Eletrônica dos Veículos ........................... 26

3.3. Sistema de Aterramento Automotivo e Baterias .................................................. 27

3.4. Selo ‘e’ Automotivo ............................................................................................. 29

3.4.1. Teste de Emissões Conduzidas .............................................................. 31

3.4.2. Teste de Emissões Irradiadas ................................................................. 32

3.4.3. Teste de Descargas Eletrostáticas .......................................................... 32

3.4.4. Teste de Susceptibilidade a Condução .................................................. 32

3.4.5. Teste de Susceptibilidade a Radiação .................................................... 32

3.4.6. Teste de Susceptibilidade a Radiação em Veículos Completos ............ 33

3.5. EMC em Veículos com Motores Elétricos .......................................................... 34

xiii

4. REQUISITOS E METODOLOGIA DE TESTES DE EMC AUTOMOTIVOS ....... 37

4.1. Estrutura de Desenvolvimento de Veículos ......................................................... 37

4.2. Classificação das Interferências Automotivas ..................................................... 38

4.3. Requisitos Gerais para Veículos Automotores .................................................... 39

4.4. Orgãos Aprovadores para o Brasil ....................................................................... 43

4.5. Equipamentos para Testes de RI de EMC Automotivo ....................................... 45

4.5.1. Câmaras Anecóica e Semi-Anecóica ..................................................... 45

4.5.2. Antenas .................................................................................................. 47

4.5.2.1. Antena Stripline ...................................................................... 47

4.5.2.2. Antena Bicônica ...................................................................... 48

4.5.2.3. Antena DRG Horn .................................................................. 49

4.5.2.4. Antena Horn ........................................................................... 50

4.5.3. Gerador de Sinal .................................................................................... 51

4.5.4. Amplificador .......................................................................................... 51

4.5.5. Sensor de Campo Elétrico ..................................................................... 52

4.5.6. Medidor de Potência .............................................................................. 52

4.5.7. Sensor de Potência ................................................................................. 53

4.5.8. Software ................................................................................................. 53

5. MODELAGEM E SIMULAÇÃO DO TESTE DE EMC AUTOMOTIVO ............... 55

5.1. Resolvendo as Equações de Maxwell .................................................................. 55

5.2. Configuração do Modelo ..................................................................................... 56

5.3. Fases do Processo de Modelagem e Simulação ................................................... 61

5.4. Executando a Simulação ...................................................................................... 62

5.5. Domínio do Tempo .............................................................................................. 64

5.5.1. Técnica de Integração Finita no Domínio do Tempo ............................ 65

5.5.2. Aproximação da Geometria em Métodos no Domínio do Tempo ........ 67

5.6. Domínio da Frequência ........................................................................................ 69

5.6.1. MoM-MLFMM ..................................................................................... 70

5.7. Aspectos Importantes da Simulação .................................................................... 70

5.7.1. Modelagem da Realidade ...................................................................... 71

5.7.1.1. Excitação ................................................................................. 71

5.7 1.2. Condições de Contorno ........................................................... 81

5.7.1.3. Propriedades dos Materiais ..................................................... 82

xiv

5.7.1.4. Pontos de Medição .................................................................. 84

5.7.2. Especificando a Malha da Estrutura ...................................................... 86

5.7.3. Acurácia ................................................................................................. 90

5.7.3.1. Adaptação da Malha e Convergência ..................................... 90

5.7.3.2. Quanta Acurácia é Preciso? .................................................... 93

6. RESULTADOS ........................................................................................................... 95

6.1. Resultados do Comportamento do Campo Elétrico

para a Faixa de Frequências de 1,5 MHz a 30 MHz ....................................... 96


para a Faixa de Frequências de 30 MHz A 100 MHz ..................................... 99


para a Faixa de Frequências de 100 MHz A 1000 MHz ............................... 103


para a Faixa de Frequências de 1000 MHz A 2000 MHz ............................. 107

7. CONCLUSÕES ........................................................................................................ 109

REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS ............................................................................ 111

APÊNDICE A – Nearfield and Farfield (Campo Próximo e Distante) .......................... 117

APÊNDICE B – Lista de Frequências ............................................................................ 121

APÊNDICE C – Banda Larga vs Banda Estreita ............................................................ 123

APÊNDICE D – Medições de Pico, Quase-Pico e Média .............................................. 125

- 1 -

CAPÍTULO 1

INTRODUÇÃO

Áreas tradicionais da engenharia vêm, há décadas, trabalhando na construção de sistemas

de simulação computacional aplicados à problemas específicos de cada uma dessas áreas.

Avanços na tecnologia de simulação e de hardware tornaram possíveis as simulações de

modelos complexos de veículos, havendo softwares dedicados a simulações para análises

térmicas, circuitos elétricos e eletrônicos, esforços mecânicos em estruturas, fluxos de fluidos,

segurança veicular, aerodinâmica, campos eletromagnéticos entre outros [1].

Há muitos fenômenos eletromagnéticos distintos a que um dispositivo eletroeletrônico

pode ser exposto, estes podem ser contínuos, como transmissões de antenas próximas, ou

transitórios, como ruídos introduzidos na rede devido ao chaveamento de dispositivos. De

modo a entender estes fenômenos, uma parte da engenharia elétrica conhecida como

compatibilidade eletromagnética (EMC) lida com o projeto de sistemas eletroeletrônicos de

forma que o acoplamento indesejado de sinais de um sistema a outro não cause uma resposta

incorreta ou indesejada daquele sistema [2].

O termo interferência eletromagnética (EMI) refere-se a qualquer emissão ou sinal,

irradiado no espaço livre ou conduzido por cabos, que coloca em risco o funcionamento de

um dispositivo, ou degrada, obstrui e/ou interrompe seriamente e de forma repetida qualquer

transferência de dados ou energia entre dispositivos. Já o termo EMC refere-se à capacidade

que um dispositivo tem de funcionar adequadamente em seu ambiente eletromagnético sem

sofrer ou causar degradação inaceitável ao sinal desejado devido ao EMI [3].

EMC tornou-se o item mais crítico no desenvolvimento e validação elétrica automotiva,

que se intensificam ao considerarmos os novos powertrains e balanços energéticos

introduzidos recentemente pela indústria automotiva no mercado mundial, os chamados

veículos de propulsões híbridas e elétricas (HEV/EV), que a partir de uma nova arquitetura

eletroeletrônica e da aplicação de um sistema de potência em alta tensão (em substituição ao

tradicional sistema de 12 V), conversores AC/DC, motores elétricos e baterias de íon lítio,

criaram um complexo processo de integração veicular. Tratar este novo sistema de propulsão

elétrica, ou os seus componentes, de forma convencional, em termos de procedimentos de

- 2 -

testes e limites de emissão eletromagnética, certamente trará problemas de EMC de difícil

solução [4].

Os sistemas eletrônicos podem ser suscetíveis a danos devido aos efeitos ambientais

eletromagnéticos (E3) que podem surgir a partir de uma variedade de fontes ambientais

naturais ou provocadas pelo homem. Essas fontes podem incluir: pulsos eletromagnéticos

(EMP), interferência de radio frequência (RFI), campos de radiação de alta intensidade

(HIRF), EMI, descargas eletrostáticas (ESD), raios e precipitações estáticas (P-STATIC).

Outras preocupações incluem os perigos da radiação eletromagnética (RADHAZ) em pessoas,

material militar e materiais voláteis. Aplicações E3 frequentemente envolvem estruturas

eletricamente grandes (aviões, navios, veículos terrestres) que contêm diversos detalhes

críticos (emendas metálicas, cabos, etc.) [5].

Os dispositivos eletroeletrônicos devem passar por testes de EMC padronizados, que são

regulamentados por comissões e comitês internacionais, onde objetiva-se o desenvolvimento

de sistemas e componentes elétricos que operem satisfatoriamente em seu ambiente

eletromagnético, sem influenciar os dispositivos que o cercam ou ser influenciado por estes.

Durante o teste, o desempenho do produto é monitorado para determinar se o distúrbio

introduzido provoca a degradação da performance, dependendo do teste a ser efetuado e do

tipo do produto a ser testado, o nível de degradação permissível varia. Esta permissão varia de

nenhuma degradação até a degradação completa de tal modo que a intervenção do usuário

seja requerida para retornar o dispositivo a sua funcionalidade [6].

Os procedimentos para a avaliação eletromagnética estática do veículo completo

demandam dois turnos de 8 horas de trabalho cada, custando em média R$10.000,00 por

turno, totalizando um custo médio de R$20.000,00 por modelo de veículo, sem levar em

consideração os custos logísticos que envolvem o transporte do veículo ao centro de teste e

seu retorno ao centro de desenvolvimento, além do custo da construção do protótipo em si

ficando em torno de $500.000,00 (cerca de R$1.165.000,00 nos dias atuais) para um veículo

completo. Considerando que vários ciclos de testes podem ser necessários, um montante

expressivo de recursos deve ser reservado no projeto somente para este tipo de teste e

validação. Licenças anuais de softwares de simulação custam significativamente menos que o

montante reservado a testes físicos e são uma ótima opção de custo benefício no que tange a

otimização do produto e flexibilidade de uso [7].

- 3 -

Diante de inúmeras variáveis, muitas vezes não controláveis, a simulação eletromagnética

pode ajudar a assegurar o cumprimento dos requisitos já na fase inicial de desenvolvimento.

Assim, antever a performance veicular de EMI/EMC/E3 através da modelagem e simulação

eletromagnética permitirá uma redução significativa de tempo de desenvolvimento e um

consequente corte de custos em protótipos e testes de validação na indústria automobilística.

1.1. DESCRIÇÃO DO PROBLEMA

Os produtos devem atender legalmente às normas internacionais de EMC que foram

desenvolvidas para controlar a emissão eletromagnética por condução e radiação de sistemas

eletroeletrônicos. Estes também não devem ser susceptíveis a interferências eletromagnéticas

como descargas eletrostáticas ou transientes elétricos rápidos (EFT). Além disso, podem ser

exigidos que operem em ambientes eletromagnéticos severos, tais como em ocorrência de

raios, bem como resistirem a ameaças externas como pulsos eletromagnéticos [5]. Esta ênfase

nos requisitos de EMC para sistemas e componentes eletroeletrônicos automotivos requereu o

desenvolvimento de procedimentos e especificações de teste de EMC que têm sido

amplamente empregados na indústria automotiva desde o início da década de 1970 [3].

Considerando o cenário dos veículos movidos com motores de combustão interna (ICE),

as principais fontes de radiação eletromagnética são as centelhas do sistema de ignição e os

motores elétricos, por exemplo, acionadores dos vidros ou limpador de para-brisas. Durante a

ignição e partida do veículo, um pulso com alta tensão, tipicamente em torno de 20 kV a

40 kV, é aplicado desde os pontos de distribuição até as velas de ignição e,

consequentemente, ocorre a ionização das moléculas de ar adjacentes gerando a emissão de

um sinal de interferência pulsado tendo um espectro na faixa de 10 kHz até cerca de 7 GHz.

Os níveis de emissão variam de acordo com a arquitetura dos sistemas e do tipo do veículo.

Estas emissões afetam comunicações HF, VHF e UHF, radares e o próprio funcionamento do

sistema eletrônico dos veículos que é usado para controlar suas operações essenciais. Para

qualquer veículo sem filtros anti-emissões, a intensidade máxima do campo elétrico emitido

interferindo no ambiente é tipicamente 90 dBµV/m medido a 2 metros de distância a partir do

veículo [3]. A susceptibilidade eletromagnética dos módulos eletrônicos a bordo do veículo

também é um fator muito importante a ser considerado. O termo susceptibilidade ou

imunidade está relacionado ao quão robusto o produto funciona em seu ambiente alvo sem ser

perturbado, efeito este que muitas vezes somente é tardiamente percebido devido aos danos

- 4 -

que são causados aos dispositivos embarcados. Os problemas de imunidade eletromagnética

ocorrem quando dispositivos eletrônicos integrados em seu ambiente operacional sofrem a

ação de correntes induzidas por acoplamento crosstalk ou devido às correntes de modo

comum circulando em seus cabos de conexão. Como praticamente todas as funções do

veículo, desde o travamento de portas até o controle do motor, são controladas eletricamente,

o rigor dos requisitos de segurança é proporcionalmente aumentado com o acréscimo do uso

da eletrônica embarcada.

No caso do competitivo mercado de veículos híbridos e elétricos, os engenheiros são

constantemente desafiados a aumentar a eficiência, estabilidade e confiabilidade do sistema,

sempre com curtos prazos de projeto. Neste contexto, os conversores de potência

desempenham um papel crítico no sistema de propulsão e arquitetura veicular. Tipicamente

compostos por transistores bipolares de porta isolada (IGBT), estes dispositivos chaveiam

centenas de amperes de corrente elétrica muito rapidamente para fornecer energia em corrente

alternada para o motor, controles eletrônicos e outros sistemas. As frequências de

chaveamento do IGBT podem variar de dezenas a centenas de kHz, com tempos de subida e

descida do sinal da ordem de 50 a 100 ns. A velocidade de comutação rápida desses

dispositivos torna o IGBT extremamente eficaz em conversores de potência, mas essa

velocidade de comutação é também a fonte de dois grandes problemas eletromagnéticos: 1)

Emissões por condução (através de estruturas condutoras de corrente) são geralmente menores

que 30 MHz e podem causar problemas de integridade de sinal ou criar ondas refletidas de

energia que podem potencialmente danificar o conversor e o motor; 2) Campos

eletromagnéticos irradiados (através do ar) são geralmente maiores que 30 MHz e podem

afetar os sistemas eletrônicos do veículo [8].

Ambos os tipos de problemas de interferência devem ser considerados tanto pelos

requisitos legais governamentais quanto pelas normas internacionais automotivas de EMC,

assim engenheiros responsáveis por componentes eletroeletrônicos são capazes de

desenvolver seus produtos atendendo aos requisitos de EMI/EMC/E3 dentro da arquitetura

veicular. Isto somente pode ser feito entendendo e resolvendo os fundamentos físicos que

governam o comportamento eletromagnético e estendendo as soluções encontradas buscando

a integração veicular e interação com o ambiente. Esta abordagem de simulação direcionada

tem a vantagem de agregar outras questões eletromagnéticas que também devem ser levadas

em consideração, como a qualidade da corrente elétrica, a dissipação de energia e a eficiência

do sistema em geral.

- 5 -

Atender às normas de emissão e susceptibilidade de dispositivos eletroeletrônicos

embarcados tornou-se um dos maiores desafios para a modelagem e simulação elétrica

automotiva [3]. Tipicamente, a realização desses cálculos utilizando elementos de circuitos

lineares ou soluções de circuitos simples requer numerosas aproximações grosseiras e

suposições excessivamente simplificadas, ignorando o passo crucial de simular os

fundamentos físicos. Assim, os resultados não serão representativos e diversos ciclos de testes

e reengenharia utilizando-se protótipos podem ser necessários antes que o desempenho

satisfatório do produto seja alcançado. Na maioria dos casos, estes ciclos de testes não podem

ocorrer até o final do processo de desenvolvimento, quando custos de reengenharia podem

aumentar significativamente e atrasos podem levar a perda de oportunidades de mercado.

Antever os efeitos eletromagnéticos nos estágios iniciais de desenvolvimento, antes da

montagem e integração dos subsistemas, é praticamente impossível sem o uso da simulação

numérica eletromagnética [8].

1.2. OBJETIVOS

Esta dissertação tem por objetivos:

Analisar a modelagem e simulação eletromagnética de testes de EMC aplicadas a

veículos automotores, visando à redução de tempo de desenvolvimento e reengenharia, e

assim reduzir custos em protótipos e testes de validação;

Capturar as importantes fontes de emissões conduzidas e irradiadas dos subsistemas

eletroeletrônicos dos veículos, detalhando seus respectivos modos operacionais e

propondo soluções para redução ou até mesmo eliminação total dos ruídos

eletromagnéticos gerados;

Propor melhorias na performance eletromagnética do sistema elétrico de veículos,

evitando que distúrbios provoquem perda de desempenho e mantenha sua funcionalidade

conforme requisitos.

- 6 -

- 7 -

CAPÍTULO 2

COMPATIBILIDADE ELETROMAGNÉTICA

A utilização de circuitos eletrônicos no controle dos subsistemas veiculares está

aumentando, exigindo que os diferentes circuitos sejam capazes de operarem em estreita

proximidade. Isto implica que a interferência eletromagnética irá se tornar um grande

problema no projeto dos circuitos. A preocupação com a EMI se intensifica à medida que os

circuitos se tornam menores, o que significa que mais circuitos serão aglomerados em um

menor espaço, o que aumenta a probabilidade de interferência [9].

O responsável pelo projeto do circuito eletrônico deve assegurar que o sistema também

funcione corretamente quando houver outros equipamentos eletrônicos nas proximidades, e

não apenas nas condições ideais em laboratório. É importante que as fontes de ruído externas

não afetem o sistema e que este próprio não seja uma fonte de ruído para o ambiente. Isto é

chamado de compatibilidade eletromagnética e cada vez mais se torna um aspecto essencial a

ser considerado na parte inicial do desenvolvimento do produto.

O IEEE definiu o conceito de EMC da seguinte forma [10]:

"Compatibilidade Eletromagnética, EMC, é a capacidade de um dispositivo, equipamento

ou sistema de funcionar satisfatoriamente em seu ambiente eletromagnético sem introduzir

distúrbios eletromagnéticos intoleráveis em qualquer ponto neste ambiente.”

Para se definir um problema de ruído eletromagnético, três itens são necessários, isto é,

uma fonte de ruído, um canal de acoplamento e um receptor sensível. Um componente

atuando como fonte de ruído em determinado momento pode também ser receptor em um

momento próximo implicando que EMC possui dois aspectos, emissão e susceptibilidade [9].

Há diferentes caminhos para que as emissões sejam acopladas a outros sistemas, e existem

muitas técnicas pelas quais o ruído pode ser reduzido em um sistema eletroeletrônico. Isto

implica que não existe uma solução única para a maioria dos problemas de redução de ruído,

devendo ser analisada caso a caso.

- 8 -

2.1. CANAIS DE ACOPLAMENTO PARA OS DISTÚRBIOS

2.1.1. Acoplamento Capacitivo

O acoplamento capacitivo, também conhecido como acoplamento elétrico, é o resultado

da interação do campo elétrico entre os circuitos. Se dois condutores são colocados lado a

lado um ao outro, haverá uma capacitância parasita entre estes. A Figura 2.1 mostra um

exemplo deste fenômeno e seu respectivo circuito equivalente.

Figura 2.1 – Acoplamento capacitivo entre dois condutores [11]

A Capacitância C12 na Figura 2.1 representa a capacitância parasita entre os dois

condutores. Os capacitores C1G e C2G representam as capacitâncias totais entre cada condutor

e o terra. A resistência R é a resistência do condutor 2 ao terra, e é o resultado do circuito

ligado a este condutor. A tensão V1 representa a fonte de interferência, e o circuito 2, o

receptor. A tensão de ruído VN recebida pelo condutor 2 pode ser expressa como [9]:

[

]

( )

( )

Em casos práticos, a resistência R representa uma impedância muito menor do que a

impedância da capacitância parasita (C12 + C2G). Logo a Equação 2.1 pode ser reduzida como

segue:

( )

- 9 -

Estas equações mostram claramente como a tensão do ruído no condutor 2 depende de

vários parâmetros. Pode ser visto na Equação 2.2 que a tensão do ruído é diretamente

proporcional à frequência da fonte de ruído, a resistência R do circuito afetado ao terra, a

capacitância parasita entre os circuitos e a magnitude da tensão da fonte. Em muitos casos,

não é possível alterar a tensão ou a frequência da fonte de ruído, deixando apenas dois

parâmetros para que se possa reduzir o acoplamento capacitivo. Para diminuir a resistência R

é necessário que o circuito de recepção funcione com um nível menor de resistência. Em

muitos casos é mais fácil diminuir o valor da capacitância parasita desde que esta seja afetada

pela orientação dos condutores e da blindagem. Se os condutores são afastados, a capacitância

parasita irá diminuir. No entanto, apenas pouca atenuação adicional será ganha pelo

espaçamento entre os condutores por uma distância maior que 40 vezes o seu diâmetro, de

acordo com a Equação 2.3:

( ) ( )

onde D é a distância entre os cabos e d o diâmetro do cabo [9].

Outra maneira de alterar a capacitância parasita é através da blindagem do condutor.

Quando o condutor encontra-se blindado, apenas o comprimento do condutor que se estende

para além da blindagem determina a capacitância parasita, e portanto é importante manter este

comprimento o mais curto possível. Também uma conexão de baixa resistência ou

impedância ao terra para a blindagem é necessária a fim de proporcionar uma robusta

blindagem ao campo elétrico.

2.1.2. Acoplamento Indutivo

O acoplamento indutivo, também conhecido como acoplamento magnético, é o resultado

da interação entre os campos magnéticos de dois circuitos. Um fluxo magnético é criado

analogamente a um fluxo de corrente em um circuito fechado. O fluxo é determinado pelo

produto da corrente circulante com a indutância do circuito. O valor da indutância é

dependente da geometria do circuito magnético e das propriedades magnéticas do meio que

contém o campo. Um fluxo de corrente em um circuito pode produzir um campo magnético

em outro circuito, e a conexão entre estes dois circuitos é chamada de indutância

mútua, M [9].

- 10 -

A partir de um campo magnético de densidade de fluxo , pode-se deduzir a tensão de

ruído VN induzida em um percurso fechado de área pela lei de Faraday (Equação 2.4) [11]:

∫

( )

onde e são vetores. Para um circuito fechado estacionário com densidade de fluxo

variando senoidalmente, sendo constante ao longo do circuito fechado, tem-se a expressão da

tensão de ruído reduzida a (Equação 2.5):

( )

onde θ é o ângulo entre a área e a densidade do fluxo magnético. Uma vez que BAcosθ

representa o fluxo total acoplado no circuito receptor, a Equação 2.5 pode ser reescrita como:

( )

onde I1 é a corrente no circuito fonte e M é a indutância mútua entre o receptor e o circuito

fonte. A representação física e o circuito equivalente correspondentes ao acoplamento

magnético entre dois circuitos são mostrados na Figura 2.2.

Figura 2.2 - Acoplamento indutivo entre dois condutores [11]

Pelas Equações 2.5 e 2.6, o acoplamento entre dois circuitos é diretamente proporcional à

frequência ω (2πf). Os três parâmetros que estão aptos a modificações de forma a reduzir a

- 11 -

tensão de ruído são a densidade do fluxo magnético B, a área do circuito fechado A, e o

ângulo θ entre A e B. A densidade do fluxo magnético pode ser reduzida por separação física

dos circuitos ou torção dos cabos da fonte emissora de ruído (exemplo prático dos cabos com

pares trançados). A torção dos cabos causa o cancelamento dos campos magnéticos a partir

destes, mas também pode ser utilizado para diminuir a área do circuito receptor. Se a corrente

do circuito receptor em vez de retornar for conduzida através de um plano de terra, colocar o

condutor próximo ao plano de terra pode diminuir a área. A apropriada orientação dos

circuitos da fonte emissora de ruído e do receptor pode reduzir o termo cosθ reduzindo o

ruído induzido [9].

2.1.3. Acoplamento Eletromagnético

Acoplamento eletromagnético ou radiação é uma combinação de campos elétricos e

magnéticos, e é um termo normalmente utilizado em farfield (campos distantes). Para as

definições de nearfield e farfield consultar o Apêndice A [9].

Uma forma eficaz de prevenir que a radiação atinja os circuitos próximos é blindar as

fontes de interferência. Conforme a Figura 2.3, uma blindagem que é aterrada em uma das

extremidades irá somente afetar o campo elétrico em torno do condutor. A fim de ser capaz de

afetar tanto o campo elétrico quanto o magnético em torno do condutor, uma blindagem que

conduza uma corrente igual e no sentido oposto ao da corrente no condutor se faz necessária.

Figura 2.3 – Campos em torno de um condutor conduzindo uma corrente [11].

Na Figura 2.3, a figura a esquerda descreve um condutor sem blindagem, a figura no meio

descreve um condutor blindado onde a blindagem está aterrada em apenas uma extremidade, e

a figura mais à direita descreve um condutor blindado onde a blindagem é aterrada e conduz

uma corrente igual à corrente do condutor, mas no sentido oposto.

- 12 -

Os campos magnéticos ao redor de dois condutores que são colocados próximos com

correntes iguais de sinais opostos se anulam mutuamente de acordo com a Figura 2.4.

Figura 2.4 - Campos magnéticos em torno de dois condutores. Conduzindo correntes iguais em sentidos opostos

cancelam-se quando os condutores são colocados próximos uns aos outros [11]

2.1.4. Modo Comum e Modo Diferencial

Perturbações ou distúrbios eletromagnéticos aparecem na forma de ruídos em modo

comum (CM) ou no modo diferencial (DM). O componente de tensão do DM de um circuito é

a tensão que pode ser medida entre as fases dos condutores. O componente de corrente do DM

flui nos cabos de potência. O componente de corrente de CM, por outro lado, flui dos

condutores de fase e neutro em direção ao terra. O circuito para a corrente de modo comum é

fechado por capacitâncias parasitas entre as partes aterradas e o circuito. As definições para os

componentes DM e CM podem ser vistas na Figura 2.5 (à esquerda, uma típica fonte de

interferência eletromagnética, e a direita, o circuito de alta frequência equivalente da fonte de

interferência eletromagnética) e na Equação 2.7 [12].

Figura 2.5 – Componentes de corrente e tensão de EMI de DM e CM. [12]

- 13 -

{

( )

A radiação a partir de um circuito eletrônico pode ocorrer tanto em modo comum quanto

em modo diferencial.

2.1.5. Radiação de Modo Diferencial

Uma corrente que circula em um circuito fechado (loop) formado pelos condutores deste

circuito causa radiação de modo diferencial. Estes pequenos loops de corrente irão agir como

pequenas antenas, irradiando um campo magnético. A corrente neste loop está em fase em

todos os lugares, o que aumenta ao invés de diminuir a emissão geral do circuito, diminuir a

emissão pode acontecer quando a área do loop for maior. A radiação a partir do loop da

antena é proporcional à corrente no loop, a área do loop e ao quadrado da frequência. Se a

magnitude e a frequência ou o conteúdo harmônico da corrente for reduzida, a radiação

também irá reduzir. Minimizar a área que delimitada pelo fluxo de corrente também irá

reduzir a radiação, e isso pode ser feito colocando-se os condutores de sinal e seus respectivos

circuitos de retorno próximos uns ao outros [9].

2.1.6. Radiação de Modo Comum

A radiação de modo comum tem uma grande influência na performance de emissões de

um produto, e é mais difícil de controlar do que a radiação de modo diferencial [9]. Enquanto

a radiação DM é controlada por uma disposição adequada dos circuitos, o controle da

radiação de CM exige que as correntes CM em todos os cabos sejam minimizadas.

A radiação CM origina-se a partir dos cabos do sistema. As frequências que são irradiadas

diferem das frequências do sinal DM no cabo e são determinadas pelo potencial CM (tensão

referenciado ao terra). A radiação CM é proporcional à frequência, ao comprimento da antena

(do cabo) e à magnitude da corrente CM na antena. Para frequências mais baixas de uma onda

quadrada simétrica, por exemplo, o espectro de emissão CM é plano, isto é, o ganho é

constante para toda a faixa frequências. O espectro é plano até certa frequência, proporcional

- 14 -

ao tempo de subida do sinal (1/π⋅TRISE), onde o espectro começa a diminuir. Isto implicaria

que as emissões CM são na sua maioria um problema nas faixas de frequências mais baixas, o

que não é totalmente verdade uma vez que o acoplamento capacitivo aumenta

proporcionalmente com o aumento da frequência do ruído [9].

A corrente CM é muitas vezes o único parâmetro controlável e é, portanto, um importante

parâmetro de controle para as emissões de radiação. A corrente CM não é requerida para a

operação do sistema, mas é importante assegurar que os componentes usados para a supressão

da corrente CM não afetem as correntes DM funcionais. Uma das primeiras ações a serem

tomadas, a fim de controlar as correntes CM é minimizar a tensão da fonte que alimenta a

antena (o cabo). Outra ação seria minimizar a diferença de potencial entre terras, sendo uma

solução para este problema a utilização de um plano de terra a fim de reduzir a queda de

tensão no sistema de aterramento. Outro ponto positivo da introdução de um plano de terra é

que este também diminui a radiação DM, devido à corrente espelhada induzida [9].

Outra maneira de controlar a corrente CM é inserir uma grande impedância CM em série

com o cabo, conhecido como modo comum Choke, conforme mostra a Figura 2.6, sendo na

prática um indutor de alto valor enrolado em um núcleo de ferrite. O CM Choke é a única

técnica que não requer aterramento para funcionar e também que não afeta a corrente DM.

Desacoplar os cabos (desvio da corrente para o terra) ou blindagem são métodos que também

afetam a corrente CM, mas o problema com esses métodos é que exigem um aterramento

“limpo” para seu adequado funcionamento.

Figura 2.6 – Indutores Choke comumente utilizados[13]

- 15 -

2.2. ATERRAMENTO

Um sistema de aterramento bem projetado pode fornecer proteção contra interferências

indesejadas e emissões sem qualquer custo adicional por unidade em um produto. Um terra é

normalmente definido como um plano equipotencial ou um ponto onde a tensão não se altera

independentemente da corrente aplicada ou extraída deste, um ponto ou plano que serve como

um potencial de referência para um circuito ou sistema. Esta definição não é normalmente

representativa para sistemas de terras práticos uma vez que estes não são equipotenciais.

Outro problema com esta definição é que esta também não salienta a importância do percurso

real feito pela corrente quando esta retorna para a fonte. É fundamental conhecer o percurso

real da corrente a fim de determinar-se a emissão irradiada ou a susceptibilidade de um

componente [11].

Também é importante destacar a frequência do circuito ao projetar o sistema de

aterramento. Em altas frequências e em circuitos digitais, um sistema de aterramento

multiponto pode ser utilizado de modo a minimizar a impedância ao terra. Este tipo de

sistema de aterramento deve ser evitado em baixas frequências. Em um sistema de baixa

frequência, é importante ter-se um sistema de aterramento de ponto único com um mínimo de

três retornos ao terra separados, ou seja, terra do sinal, terra do ruído e terra do hardware.

Uma potencial fonte de ruídos é um loop de terra. Um loop de terra pode, por exemplo,

ser criado quando vários pontos de aterramento estão separados por uma grande distância e

estão ligados ao terra da fonte AC, ver a Figura 2.7. A fim de melhorar esta situação, um dos

terras pode ser removido, assim converte-se o sistema multiponto para um sistema de terra de

ponto único, ou o efeito dos múltiplos terras podem ser eliminados ou pelo menos

minimizados, isolando-se os dois circuitos. O isolamento poderia ser alcançado, por exemplo,

com transformadores, CM Choke, acopladores ópticos ou circuitos balanceadores.

2.2.1. Plano de Terra

Um plano de terra é uma grande área condutiva, que serve como um circuito comum ou

retorno de energia. O plano de terra é muitas vezes colocado em placas de circuito impresso

tornando-a rígida e também provendo dissipação térmica. Um plano de terra também funciona

como uma blindagem de Faraday eletrostática além de reduzir o campo magnético e as

capacitâncias parasitas resultantes através das correntes imagens espelhadas, ver Figura 2.8.

- 16 -

Figura 2.7 – Loop de terra entre circuito 1 e circuito 2 [11]

Figura 2.8 – Corrente imagem espelhada abaixo do plano terra criada pelo condutor acima do plano terra [11]

O plano de terra afeta o campo elétrico e magnético de modo que estes se distribuem

como se existisse uma imagem espelhada do condutor no lado oposto ao plano de terra. Este

condutor imagem, em seguida, conduz uma corrente de mesma amplitude, mas no sentido

oposto.

Aberturas no plano de terra sob os condutores reduzem significativamente sua eficácia. É

sempre melhor ter um plano de terra sólido fino que um plano de terra espesso, porém com

aberturas [11].

- 17 -

2.3. TÉCNICAS DE REDUÇÃO DE RUÍDO DE MODO COMUM

Existem algumas técnicas de redução de ruído de modo comum, que muitas vezes podem

ser utilizadas para se lidar com os problemas de EMI. Algumas destas técnicas não

acrescentam custo adicional e devem ser usadas sempre que aplicável, entretanto outras

técnicas que serão mencionados nesta seção devem ser utilizadas somente quando for

necessária a redução de ruído adicional devido à adição de custo. A seguir são apresentados

alguns exemplos de técnicas de redução ou supressão de ruído cuja explicação teórica

subjacente foi abordada pela maioria das técnicas contidas na Seção 2.1 [9]:

circuitos ruidosos devem sempre ser torcidos em conjunto, uma vez que diminuirá a área

do loop e consequentemente diminuirá o acoplamento magnético;

uma solução ainda melhor seria se os circuitos ruidosos, além de serem torcidos, também

pudessem ser blindados;

limitar os tempos de subida do pulso diminui os componentes de alta frequência do sinal,

diminuindo por consequência tanto o acoplamento capacitivo quanto o indutivo;

também é desejável ter todas as fontes de ruído incluídas num compartimento blindado e

que todos os cabos que saem deste dispositivo sejam filtrados.

Se o chassi é utilizado como um retorno de terra, os cabos devem ser colocados próximos

do chassi, a fim de minimizar o acoplamento indutivo. Todos os cabos de aterramento devem

ser tão curtos quanto possível e terras “sujos” devem ser evitados (terra sujo está relacionado

a pontos de aterramento dentro de um sistema que não estão equipotencializados devido a

impedância comum entre os circuitos, onde loops de corrente indesejados são gerados). O

comprimento dos circuitos sensíveis a ruídos também deve ser mantido tão curto quanto

possível, uma vez que um cabo longo é uma antena receptora mais eficiente. Circuitos que se

estendem além da blindagem do cabo devem ser igualmente curtos para minimizarem o

acoplamento capacitivo. Uma vez que sempre há um acoplamento entre dois circuitos que são

colocados em estreita proximidade, circuitos ruidosos e não ruidosos devem ser separados. É

importante separar os terras de sinais, ruídos e hardware, a fim de minimizar o ruído final

gerado [9].

A compreensão dos problemas de EMI em muitos casos é de difícil entendimento. Isto se

deve, em parte, aos efeitos parasitas que desempenham um papel fundamental causando a

maioria dos problemas de EMI. Via de regra apenas um terço dos componentes que afetam

- 18 -

EMI são conhecidos e constam nos diagramas elétricos de circuitos. Outro terço é constituído

por elementos parasitas internos aos componentes, e o terço final é criado pela disposição das

trilhas na placa de circuito impresso e da orientação, disposição e montagem de seus

componentes. Outro fator que dificulta a solução é que os resultados dos testes são fortemente

afetados por pequenos detalhes, como as diferenças de comprimento dos cabos, arranjos de

cabos, arranjos dos módulos e equipamentos, e assim por diante [9].

2.4. HARMONIZAÇÃO INTERNACIONAL

Em 1934, o Comitê Internacional Especial sobre Interferências Radioelétricas (CISPR) foi

fundado em Paris por representantes de países que se preocuparam com os problemas de

interferência de radiofrequência. Estes concordaram que sua principal tarefa seria a de

documentar os métodos padrão de medições de EMI e determinar os limites aceitáveis

internacionalmente dos níveis de ruído. O CISPR mais tarde tornou-se a primeira organização

autorizada a promulgar recomendações internacionais sobre EMC [14].

Sua conferência de fundação propôs a criação de uma comissão comum na Comissão

Eletrotécnica Internacional (IEC) e União Internacional de Radiodifusão (UIR), para facilitar

a elaboração de recomendações, isto antes da Segunda Guerra Mundial. Depois da Segunda

Guerra Mundial, a UIR não foi recuperada totalmente e o CISPR tornou-se um comitê

especial do IEC. O CISPR difere-se de outros grupos de estudo no sentido de que várias

outras organizações internacionais participam da CISPR trabalhando na posição de

observador. O esforço preliminar do CISPR foi publicar uma série de documentos que

descrevem os requisitos amplamente aplicáveis a equipamentos e técnicas medição de EMI.

Este esforço foi concluído em 1961.

Em 1973, o CISPR foi reorganizado em seis subcomissões, com diferentes áreas de

interesse. As subcomissões são as seguintes [14]:

Subcomissão A: Equipamentos de medição de interferência, métodos de medição (Publ.

16, 17);

Subcomissão B: EMI industrial e de aparelhos médicos e científicos (Publ. 11, 19, 23, 28);

Subcomissão D: Interferência de ignição dos veículos a motor, motores de combustão e

assuntos relacionados (Publ. 12, 21, 25);

- 19 -

Subcomissão F: EMI em eletrodomésticos, lâmpadas fluorescentes e dispositivos

semelhantes (Publ. 14, 15, 30);

Subcomissão H: Limites para a proteção dos serviços de rádio (Publ. 31);

Subcomissão I: EMC de equipamentos de tecnologia da informação, equipamentos de

multimídia e receptores (Publ. 13, 20, 22, 24).

Uma vez que o CISPR trabalha principalmente com frequências de rádio acima de 9 kHz,

a IEC tem uma outra comissão que abrange as outras faixas de frequência. Este comitê é

chamado TC 77 e tem como principal tarefa a de preparar as publicações básicas e genéricas

de EMC especificando ambientes eletromagnéticos, emissões, imunidade, procedimentos de

teste e técnicas de medição. A TC 77 também é dividida em diferentes subcomissões [14]:

Subcomissão 77A: Fenômenos de baixa frequência até, e incluindo, 9 kHz;

Subcomissão 77B: Fenômenos contínuos e transitórios de alta frequência, incluindo

descargas eletrostáticas;

Subcomissão 77C: Transientes de alta potência, tais como os campos eletromagnéticos

produzidos por detonações nucleares de alta magnitude.

As normas e diretrizes que são emitidas pelo CISPR e TC 77 formam a base para os testes

que são realizados quando um produto deve ser submetido ao selo da Comissão Europeia

(CE).

2.4.1. Selo CE

Para se comercializar um produto elétrico dentro da União Europeia (EU) é obrigatório o

uso do selo CE e uma declaração de conformidade. O selo CE é a declaração do fabricante

que informa que o produto está em conformidade com todas as diretivas aplicáveis. A maioria

dos produtos pode ser auto avaliado pelo fabricante para satisfazer os requisitos essenciais. O

selo CE não é, portanto, uma aprovação de certificação ou marca de qualidade, mas apenas

uma declaração de responsabilidade do fornecedor. Os principais objetivos são: indicar a

conformidade de produtos com os requisitos essenciais das diretivas, permitir que os produtos

sejam colocados no mercado, garantir a livre circulação de mercadorias e permitir a retirada

de produtos não conformes. O selo CE trata apenas dos produtos e não dos subcomponentes.

Quando um produto deve ter a marca CE, o fabricante identifica as diretivas de teste que

são aplicáveis ao produto. As diretivas e o tipo de produto definem o procedimento de

- 20 -

avaliação de conformidade que deve ser realizado. Este pode ser uma autodeclaração, que

envolve testes e inspeção, ou uma avaliação do sistema de qualidade de um órgão certificador,

ou uma combinação destes. A documentação técnica criada e a declaração de conformidade

devem estar disponíveis para as autoridades competentes (membros da EU) quando o produto

for aprovado nos testes a fim de receber o selo CE e poder ser vendido [15].

2.5. DIFERENTES FASES DO TESTE DE EMC

É importante lembrar que há diferentes necessidades de testes de EMC durante o ciclo de

vida de um produto, e que cada teste tem seus próprios requisitos técnicos, de custo e tempo.

Mas se o teste de EMC correto for feito em todas as fases de desenvolvimento do produto,

isto pode levar à economia de grande quantidade de tempo e recursos. Uma empresa de

tecnologia provavelmente terá que lidar com todos os quatro tipos de testes de EMC:

diagnóstico, pré-conformidade, total conformidade e produção [16].

Testes de EMC de diagnóstico são realizados quando um produto está em sua fase de

desenvolvimento. Nestes testes, os efeitos de EMC de diferentes projetos são inspecionados.

Uma vantagem destes testes é que estes fornecem ao engenheiro uma base de dados de

conhecimento sobre os efeitos das escolhas dentre as alternativas de projeto. Este

conhecimento pode ser muito útil quando os possíveis efeitos de EMC de modificações pós-

projeto necessitam ser avaliados.

Testes de pré-conformidade são realizados quando houver um protótipo disponível que

represente o modelo, que também estará sujeito a testes de total conformidade mais tarde.

Estes testes são importantes, a fim de evitarem surpresas desagradáveis, definirem o modo de

operação e configuração do pior caso, além de definirem critérios para falhas no teste de

imunidade.

Testes de total conformidade podem ser realizados nos laboratórios da própria empresa ou

por laboratórios externos credenciados. É importante que a configuração do teste para o

cumprimento total dos requisitos seja capaz de realizar os testes de acordo com as normas

exigidas. Os fatores que muitas vezes são cruciais para saber se os testes serão feitos

internamente na empresa ou não é o orçamento disponível, habilidades e recursos técnicos, a

natureza do produto que deve ser testado e os requisitos das normas aplicáveis.

- 21 -

Testes de EMC de produção significam que o fabricante deve certificar que o processo de

fabricação garanta a conformidade de cada produto de acordo com a diretiva EMC. Isso

provavelmente vai envolver algum tipo de sistema de amostragem ou comparação de produtos

padrão. Um produto padrão é uma amostra que foi testada e aprovada de acordo com as

diretivas. Estes testes são simples e um dispositivo de teste com a instrumentação necessária

para detectar variações devido às tolerâncias de produção pode ser tudo o que é necessário.

Existem basicamente cinco diferentes fenômenos que são examinados em cada produto

que busca a certificação, sendo as emissões de radiação, as emissões conduzidas, imunidade à

radiação, imunidade à condução e descarga eletrostática. Todos são essenciais uma vez que o

produto não deve apenas ser capaz de funcionar em estreita proximidade com outros produtos,

mas também não interferir nestes.

- 22 -

- 23 -

CAPÍTULO 3

COMPATIBILIDADE ELETROMAGNÉTICA AUTOMOTIVA

3.1. HISTÓRICO DE EMC AUTOMOTIVO

O primeiro produto de consumo a ser submetido à legislação EMC foram os automóveis

no Reino Unido. Isto foi devido aos ruídos pulsantes em banda larga originados do sistema de

ignição por centelha, que originalmente era de magnitude suficiente para causar interferências

na recepção das televisões domésticas. Em 1952, o parlamento inglês aprovou uma portaria

para limitar este tipo de interferência. A distância entre o veículo e uma antena receptora

domestica foi assumida como sendo de 10 m, e então o propósito de padronizar foi criado

implicando que a redução das emissões por radiação eram questões sérias [9].

Nos anos de 1950 e 1960, o número de veículos com rádios aumentou significativamente

exigindo um maior grau de limitação a fim de reduzir a interferência no áudio a um nível

aceitável, compensando tanto os ruídos dos sistemas de ignição mais próximos quanto o nível

relativamente baixo do sinal fornecido por uma antena veicular. Houve a adição do fenômeno

da interferência por condução, que também pode causar interferência audível perceptível no

rádio, originado a partir dos transientes gerados pelo sistema de ignição e outros dispositivos

elétricos do veículo que são conduzidos ao rádio através dos circuitos de alimentação 12 V.

Os dispositivos eletrônicos de estado sólido foram introduzidos no sistema elétrico

veicular no início de 1970. Inicialmente, semicondutores discretos foram utilizados em

alternadores, rádio e sistema de ignição. Quando estes foram inseridos, foi importante garantir

que poderiam suportar os transientes de alta tensão presentes nos cabeamentos do veículo [9].

Em meados dos anos 1970, circuitos integrados e microprocessadores começaram a ser

usados no controle das funções do veículo, que haviam sido implementados previamente por

meios puramente mecânicos. Um exemplo é o sistema de injeção de combustível controlado

eletronicamente que substituiu o carburador mecânico nos veículos mais caros da época. Tais

sistemas são, naturalmente, vítimas em potencial das emissões irradiadas.

- 24 -

3.2. ASPECTOS DE EMC AUTOMOTIVO

Para qualquer tipo de sistema eletrônico embarcado, é possível classificar os aspectos de

EMC automotivo em cinco categorias: emissões conduzidas, imunidade à condução, emissões

irradiadas, imunidade à radiação e descarga eletrostática, como mostrado a seguir:

Emissões Conduzidas

Uma vez que não exista uma conexão física externa entre o veículo e o meio que o cerca,

todas as emissões conduzidas que estão presentes no veículo são causadas apenas pelos, e

afetam apenas, seus componentes. Estas emissões conduzidas são ou transitórios que surgem

da comutação de motores elétricos, solenoides, relés e outros componentes indutivos, ou

contínuos criados, por exemplo, por um sistema PWM. As emissões são conduzidas ao longo

do chicote elétrico e dentro dos circuitos de potência dos sistemas eletrônicos [9].

Imunidade à Condução

Os transientes que são acoplados nos sistemas elétricos através dos cabos podem causar

mau funcionamento dos componentes expostos a estes. Uma solução para este problema é

limitar a amplitude dos transientes que os dispositivos indutivos causam. Outra opção é

controlar a susceptibilidade à condução de sistemas eletrônicos de modo que nenhum

transiente seja suficientemente forte para causar uma perturbação. Isto pode ser feito, por

exemplo, por filtros de entrada, limitadores de nível de tensão, etc [9].

Emissões Irradiadas

As emissões irradiadas decorrem basicamente de três fontes do veículo. Uma fonte é o

chicote elétrico (o cabeamento) que pode agir como uma antena irradiando assim as emissões

provenientes dos transientes conduzidos. Outra fonte são os sistemas eletrônicos que contém

processamento de alta velocidade, como os circuitos microprocessadores. Os pulsos de clock

dos microprocessadores de alta velocidade apresentam harmônicos que se estendem a mais de

100 MHz, que são irradiados tanto diretamente a partir do sistema, como a partir das trilhas da

placa de circuito impresso ou do cabeamento tal como uma antena. A última fonte de

emissões de radiação do veículo são os circuitos eletrônicos chopper. Estes muitas vezes são

utilizados para a regulagem de lâmpadas ou controle de velocidade do motor e têm uma

frequência de comutação na faixa de dezenas de quilohertz. Isto implica que as emissões a

partir dos circuitos chopper terão harmônicas significativas na faixa de mega-hertz.

- 25 -

O problema mais evidente causado pelas emissões irradiadas é a interferência audível no

rádio do veículo. Existe apenas uma forma de evitar a rádio interferência, que consiste em

controlar o nível das emissões de radiação. No caso em que as emissões de radiação são

originárias de um circuito microprocessador, um projeto robusto a fim de reduzir as emissões

por radiação é absolutamente necessário. As emissões por radiação a partir de um motor

elétrico são mais difíceis de eliminar e muitas vezes necessitam da adição de alguns

componentes a fim de não interferir com quaisquer outros equipamentos eletrônicos [9].

Imunidade à Radiação

É difícil prever o ambiente eletromagnético no qual um veículo será submetido uma vez

que este funciona em um ambiente móvel. Alguns exemplos de ambientes onde o veículo

pode ser submetido a um campo eletromagnético severo consistem nas proximidades de

transmissores de radiofrequência, transmissores militares, telefones celulares e radares.

Na maioria dos casos, são os próprios módulos de comunicação embarcados que criam os

maiores valores de intensidade de campo que influenciam o veículo. Embora a intensidade de

campo a partir destes aparelhos seja muito elevada, muitos destes componentes tais como

transceptores de serviço de emergência e de telefones celulares são bem controlados, e seus

fabricantes têm desenvolvido os produtos em estreita proximidade com os responsáveis pela

instalação dos transmissores, ou seja, as montadoras de veículos. Isto é para assegurar que as

antenas transmissoras estejam localizadas em posições adequadas sobre o veículo e que o

cabo de alimentação seja mantido bem longe do cabeamento sensível. No entanto, em alguns

casos, o equipamento eletrônico deve ter uma imunidade ainda maior contra as emissões de

radiação, como nos casos em que radioamadores instalam equipamentos sem considerarem os

outros equipamentos eletrônicos embarcados do veículo [9].

Descarga Eletrostática

A eletricidade estática é um fenômeno de acumulação de cargas elétricas em um corpo,

seja este um condutor, semicondutor ou isolante. Esta eletricidade deve-se ao fato dos átomos

dos corpos apresentarem desequilíbrio quanto a sua neutralidade. A carga acumulada produz

um campo elétrico que pode ser medido e afetar outros objetos à distância. Já a descarga

eletrostática é definida como a transferência dessa carga entre corpos com potenciais elétricos

diferentes. A forma mais nociva de ESD é a centelha ou faísca, que ocorre quando um campo

elétrico intenso cria um canal condutor ionizado no ar. Isso pode causar um pequeno

- 26 -

desconforto às pessoas, danos graves ao equipamento eletrônico, e incêndios e explosões se o

ar contiver partículas ou gases inflamáveis [17].

Na indústria eletrônica atual o controle de ESD afeta diretamente a produtividade e a

confiabilidade dos produtos, além de se tornar cada vez mais importante graças às novas

tecnologias e a miniaturização dos componentes semicondutores. Se a tensão gerada superar a

tensão limite dos semicondutores utilizados, uma falha ou degradação de operação ocorrerá.

Danos por ESD são geralmente causados ou pela descarga eletrostática direta no dispositivo,

ou descarga originada do dispositivo, ou descarga por campo induzido. Independente da

origem do dano provocado no dispositivo, um evento de ESD é determinado pela capacidade

do dispositivo em dissipar a energia da descarga ou suportar os níveis de tensão envolvidos. O

nível no qual um dispositivo falha é conhecido como "sensibilidade ESD" do dispositivo.

3.2.1. Campos Eletromagnéticos e Eletrônica dos Veículos

Há duas maneiras dos campos EM serem acoplados nos sistemas eletrônicos do veículo. A

primeira é através das trilhas da placa de circuito impresso ou do cabeamento interno do

módulo. Ambos atuam como antenas e convertem o campo em tensão ou corrente conduzida.

A segunda forma de acoplamento é devido ao cabeamento do veículo que atua como uma

antena e conduz a interferência para dentro do sistema eletrônico, conforme Figura 3.1.

Uma vez que o processo de acoplamento é fortemente dependente da frequência da

interferência nem o cabeamento e nem o sistema eletrônico funcionarão como antenas

eficientes em frequências iguais ou abaixo de 20 MHz. Isto é devido ao seu comprimento, o

qual é relativamente curto em comparação com o comprimento de onda da interferência (uma

antena com comprimento igual a um quarto de comprimento de onda possui boa

performance). O cabeamento funciona como uma antena razoavelmente eficiente entre 20 e

200 MHz. Correntes de magnitude de 1 mA podem ser induzidas para cada volt por metro de

campo elétrico de interferência [9].

O chicote do veículo atenua as altas frequências acima de 200 MHz e, portanto, não é

mais uma antena eficiente. Mas os comprimentos das trilhas da PCB tornam-se comparáveis

ao valor de um quarto de comprimento de onda e a interferência poderia, então, ser acoplada

diretamente ao sistema eletrônico, mas felizmente os circuitos eletrônicos possuem filtros

atenuadores de altas frequências, e alguns também são blindados magneticamente por seu

encapsulamento, e assim nenhum problema geralmente ocorre.

- 27 -

Figura 3.1 - Acoplamento de interferências na eletrônica dos veículos [9]

3.3. SISTEMA DE ATERRAMENTO AUTOMOTIVO E BATERIA

Condutores referenciados ao terra, muitas vezes executam (intencionalmente ou não) mais

de uma tarefa em um sistema elétrico. Em um veículo, o termo aterramento é ainda mais

amplo e é frequentemente usado como uma descrição de condutores que funcionam

como [18]:

um caminho de retorno da corrente;

uma superfície condutora equipotencial que oferece um nível de referência de tensão

para sensores analógicos e lógica digital;

condutores blindados, que são utilizados como caminhos para correntes induzidas por

radiofrequências;

um dreno para cargas eletroestáticas.

- 28 -

Quando o motor de um veículo está em movimento o alternador fornece corrente para a

maioria das cargas DC, mas a indutância interna do alternador é demasiadamente grande para

fornecer rapidamente correntes chaveadas e, por consequência, a bateria fornece estas

correntes. Esta configuração faz o caminho de retorno da corrente um tanto ambíguo. Uma

complicação adicional é o motor de arranque, uma vez que, a fim de assegurar a

funcionalidade em baixas temperaturas, deve ter um caminho de retorno de corrente com uma

resistência DC muito baixa. Isto implica que o negativo da bateria deve ser conectado ao terra

do motor de arranque (ao bloco do motor), e esta configuração do conjunto motor de arranque

e bateria pode causar loops desfavoráveis neste condutor de aterramento.

A bateria de um veículo não é apenas um armazenador de energia elétrica, mas também

executa a função de supressão de ruído. Também possui uma característica elétrica altamente

não linear sendo dependente da frequência, do estado de carga e da corrente de carga. Em

baixas frequências a bateria tem uma reatância capacitiva de 1 a 2 F por 100 Ah. Esta

reatância reduz os componentes de ruído de baixa frequência criados pelo sistema de ignição

quando a bateria é colocada em paralelo com o alternador [9].

Para frequências na faixa de 25 kHz a 250 kHz a capacitância da bateria é praticamente

constante com a frequência e da ordem de algumas dezenas de nF. Em frequências mais altas

a complexidade da bateria aumenta e então é melhor representada por um circuito LC,

incluindo a indutância do condutor. Isto implica que séries de ressonâncias são comuns para

frequências acima de 1 MHz, e que a bateria deixa de fornecer uma confiável supressão de

radiofrequências na banda AM e acima. Lista de bandas de frequência consulte o Apêndice B.

Embora haja uma tendência na indústria automotiva em direção a carrocerias de plástico

ou compostos nos veículos, a maior parte da carroceria ainda tem um teor de metais

significativo. Devido ao seu tamanho, forma e localização conveniente (ao lado da maioria

dos componentes elétricos), a carroceria metálica oferece uma oportunidade única para os

caminhos de retorno da corrente, referência de potencial, blindagem, e redução de ruído. A

grande área superficial e a forma volumétrica da carroceria oferecem uma significativa auto-

capacitância. Verifica-se que a carroceria é um dissipador eficaz para correntes de ruído de

baixa frequência com pequenas amplitudes. Utilizar a carroceria para estes propósitos

aumenta o risco de acoplamento de impedância comum. Isto é especialmente um problema

quando a corrente tem que passar através das junções da carroceria. O uso indiscriminado da

- 29 -

carroceria como um caminho de retorno universal da corrente poderia também eliminar suas

características benéficas e criar uma fonte significativa de emissões de radiação [9].

A carroceria pode também ser utilizada para a blindagem capacitiva em baixa frequência.

É também o condutor primário através do qual o veículo é protegido contra raios, descargas

eletrostáticas geradas por humanos e outras fontes de radiação.

Em uma carroceria ideal, as chapas metálicas devem ser conectadas eletricamente, e

painéis móveis, tais como portas e capô, devem ser também conectados com cabos de

aterramento. A carroceria deve também ser conectada ao negativo da bateria através de uma

conexão robusta de baixa impedância. Estes tipos de conexões são raramente presentes na

carroceria que são normalmente unidas por pontos de solda ou parafusos possuindo camadas

intermediárias não condutoras de inibidores de corrosão ou tintas [9].

3.4. SELO ‘e’ AUTOMOTIVO

Como mencionado anteriormente, a diretiva europeia de EMC, que originou as diretivas

globalmente utilizadas, exige que todos os produtos elétricos e eletrônicos colocados à venda

na EU cumpram com os requisitos especificados para que tenham o selo CE. Isso é válido

para todos os produtos elétricos, a menos que uma diretiva específica para um produto seja

exigida, e um exemplo de uma diretiva específica utilizada é para a indústria automotiva. A

principal razão para a indústria automotiva ter suas próprias diretrizes é que nenhuma das

normas europeias existentes era suficiente para abranger os diversos tipos de ambientes a que

um veículo a motor pode ser exposto. Uma vez que um veículo é móvel, é difícil prever os

ambientes eletromagnéticos a que será exposto. Alguns exemplos de ambientes

eletromagnéticos severos a que um veículo pode ser exposto são os locais próximos a

transmissão de radiofrequência, aeroportos (com radares) e pela instalação de equipamentos

de comunicação móvel embarcada. Uma vez que existem muitas aplicações críticas de

segurança, como freios com sistema antitravamento mesmo atualmente nos automóveis

básicos, é vital um alto nível de imunidade no sistema elétrico de um veículo [9].

Isto levou a indústria automotiva a criar seu próprio selo, chamado de selo ‘e’, desde 1970

é requerida a aprovação de todos os veículos vendidos na EU. Desde 1º de outubro de 2002,

também todos os fabricantes de autopeças de produtos de reposição destinados a serem

- 30 -

utilizados em veículos são obrigados a obterem uma aprovação formal para seus produtos

antes de colocá-los no mercado [19].

Os testes e as regras de aprovações requeridos para o selo ‘e’ são diferentes das regras

regulares para o selo CE. A principal diferença entre os dois selos é o caminho para

aprovação. A regra para o selo CE é a autodeclaração do fabricante, já para o selo ‘e’ é

exigido o cumprimento da diretiva automotiva para homologação formal. Este tipo de

homologação para um produto automotivo só pode ser emitido por uma autoridade de

homologação em um dos estados membros da EU. Existem duas maneiras na qual o veículo

pode ser aprovado, sendo a primeira o veículo completo juntamente com todos os seus

componentes disponíveis, ou os componentes podem ser testados individualmente sobre a

bancada e aprovado em sua própria norma. Testar cada componente individualmente é uma

opção interessante, uma vez que pode haver inúmeros componentes alternativos de projeto

disponíveis. Um exemplo é o sistema de áudio de um veículo, onde seria muito demorado e

dispendioso repetir-se o teste com o veículo completo para cada rádio alternativo que estiver

disponível.

Há três áreas em que o selo ‘e’ está focado: em emissões em banda larga,

predominantemente geradas pelo sistema de ignição de motores a combustão, em emissões

em banda estreita, geradas por harmônicos de osciladores de clock de microprocessadores, e

em imunidade a radiação de campos eletromagnéticos externos (ver Apêndice C para

definições de banda larga e estreita). Além disto, os métodos de ensaio para o selo ‘e’ diferem

dos métodos utilizados no selo CE. Um exemplo é quando subconjuntos eletrônicos não

automotivos são testados, onde normalmente emprega-se a norma CISPR 22 de testes, mas

para o selo ‘e’, testes de acordo com a diretiva 2004/104/EC (CISPR12 & CISPR 25) são

necessários. As principais diferenças entre estes métodos podem ser observados na

Tabela 3.1.

Tal como acontece com a diretiva geral de EMC, há um certo número de testes

necessários para demonstrar o desempenho aceitável de um veículo a motor.

Quando um fabricante tem um produto que acredita ser compatível com a 2004/104/EC,

inicia-se o processo de homologação formal para que o produto possa ser vendido no mercado

da EU. Os testes formais do produto são realizados em um laboratório aprovado pelas

autoridades que vão garantir que a amostra de teste e seu arranjo são configurados para

- 31 -

suportar a condição de pior caso. O fabricante deve apresentar a documentação do produto

para suportar o pedido de homologação. Quando todos os testes tiverem sido concluídos com

sucesso, um certificado é emitido tornando-se uma parte da homologação do veículo [20].

2004/104/EC CISPR 22

Equipamento sob teste (EUT) colocado a

50 mm acima da plataforma fixa com

superfície condutiva, e 1 m acima do plano de

referência (terra).

EUT colocado em superfície não condutora,

com plataforma giratória 800 mm acima do

plano de referência (terra).

Distância do local da antena a 1 m do EUT.

Distancia do local da antena a 10 m do EUT

(ou 3 m com os resultados extrapolados para

10 m).

EUT fixo durante os testes. EUT rotacionado 360° durante o teste.

Medida da altura da antena fixa durante teste. A medida da altura da antena varia de 1 a

4 m, durante o teste.

Antena apontada para o ponto médio do

cabeamento ligado ao EUT. Antena apontada para o EUT.

Classe de produtos única. Duas classes de produtos (A e B), com

diferentes linhas de limite.

Dois tipos de emissões, em banda larga e

banda estreita, com diferentes linhas de

limite.

Mesmas linhas limites aplicada a todos os

tipos emissões.

Detectores de média e quase-pico são

utilizados para as emissões de banda estreita

e banda larga, respectivamente.

Apenas detectores de quase-pico são

utilizados (ver Apêndice D para detectores de

pico, quase-pico e média).

Tabela 3.1 – Diferenças entre 2004/104/EC e CISPR22 [19] [20]

3.4.1. Teste de Emissões Conduzidas

Uma vez que um veículo normalmente não está conectado fisicamente ao ambiente por

meio de cabos, a legislação para veículos não contém requisitos para testar as emissões

conduzidas. A legislação para testar subconjuntos eletrônicos é derivada da legislação para

veículos e, portanto, a Diretiva 2004/104/EC Automotiva não contem qualquer requisito em

matéria de emissões conduzidas para estes também. Supõe-se que o cabeamento de um

veículo é um produto eletricamente ruidoso, e é, por consequência, ignorado sabendo-se que

um subconjunto eletrônico polui o cabeamento ainda mais. Fabricantes de veículos utilizam

tradicionalmente a lógica oposta e afirmam que um subconjunto eletrônico deve ter um

elevado nível de imunidade à interferência conduzida para seu adequado funcionamento.

- 32 -

3.4.2. Teste de Emissões Irradiadas

A ideia do teste de emissões irradiadas no veículo é a de assegurar que este não cause

qualquer interferência desnecessária aos outros usuários em via pública ou de quaisquer

outros receptores de rádio fixos. O problema com a interferência na sintonia e áudio do rádio

em veículos não é coberto nas diretivas, mas é uma questão de qualidade para o fabricante [9].

Quando se tratam de emissões de radiação a diretiva do veículo fornece dois limites, um

para as emissões de banda larga e outro para banda estreita. Emissões de banda larga são

aquelas características dos sistemas de ignição, e as emissões de banda estreita são aquelas

características dos sistemas baseados em microprocessadores. Cada EUT é testado tanto

contra os limites de banda larga quanto os de banda estreita. Isto implica que um fabricante

cauteloso assegura que as emissões caiam muito abaixo da banda estreita, não importa qual a

classificação o produto tenha. Testes de acordo com a CISPR 12 para veículos e CISPR 25

para subsistemas são as normas de referencias utilizadas globalmente.

3.4.3. Teste de Descargas Eletrostáticas

Um subconjunto eletrônico de um veículo não precisa atender qualquer critério específico

de descargas eletrostáticas. A diretiva 2004/104/EC coloca a responsabilidade sobre os

fabricantes de garantirem que estes sejam imunes às descargas eletrostáticas.

3.4.4. Teste de Susceptibilidade a Condução

Um veículo não precisa atender diretamente a qualquer critério específico de

susceptibilidade a condução, entretanto os subsistemas eletrônicos desenvolvidos para baixa

tensão (12 V e 24 V) devem satisfazer os requisitos da norma ISO 7637-2, onde está incluída

a imunidade à interferência de transientes.

3.4.5. Teste de Susceptibilidade a Radiação

Os requisitos de imunidade à radiação para subsistemas eletrônico automotivos são muito

problemáticos. Um exemplo é a intensidade do campo elétrico para o teste de imunidade em

campo aberto que é 30 V/m (embora alguns fabricantes de automóveis tenham requisitos

internos recomendando 100 V/m), que pode ser comparado com os 3 V/m da EN55024B, que

é o padrão para testar-se a imunidade de equipamentos de tecnologia da informação [9].

- 33 -

De acordo com a diretiva 2004/104/EC os testes devem seguir a norma ISO 11452-1,

11452-2, 11452-3, 11452-4 e 11452-5 para subsistemas. O requisito para a imunidade é

mostrar que a segurança básica do veículo não é comprometida, por exemplo, por

transmissões de rádio, e, por isso, os componentes que podem afetar o controle direto do

veículo devem passar nos requisitos de imunidade. Exemplos de tais sistemas são: o controle

de cruzeiro, os freios anti-bloqueio, direção elétrica e iluminação.

3.4.6. Teste de Susceptibilidade a Radiação em Veículos Completos

Quando veículos completos são testados quanto à susceptibilidade a radiação, todos os

sistemas são ensaiados de uma só vez. O veículo é normalmente colocado em uma câmara

semi-anecóica com dinamômetros sob as rodas (rolamentos para simular movimento), de

modo a ser capaz de tracionar o motor do veículo. Uma vez que veículos completos

demandam muito tempo para serem testados, a câmara fornece arrefecimento a ar forçado

para o motor e um sistema de extração de gases de escape. Durante o tempo em que os testes

são realizados, nenhuma pessoa pode estar dentro das câmaras, devido às elevadas amplitudes

dos campos gerados. O veículo é, então, monitorado por câmeras de vídeo que são colocados

no interior da câmara. O sinal é enviado para a sala de controle através de cabos de fibra ótica,

onde é supervisionado por técnicos [9]. A Figura 3.2 ilustra os equipamentos utilizados:

1) compartimento blindado por material absorvente; 2) material absorvente de RF; 3)

dinamômetro na plataforma giratória; 4) antena; 5) sala dos ampliadores; e 6) sala de controle.

Figura 3.2 – Aparato de teste da ISO 11451-2 [21]

- 34 -

De acordo com a diretiva 2004/104/EC os testes devem seguir as normas ISO 11451-2 e

11451-4 para veículos completos. A frequência na qual normalmente o veículo sofre a

radiação é na faixa de 1,5 MHz a 2 GHz com a intensidade do campo variando de 30 V/m a

100 V/m, mas esta faixa pode se entender de 100 kHz a 10 GHz de modo a simular um

cenário ainda mais severo. Os sinais utilizados podem ser de onda contínua, modulação de

amplitude com um índice de modulação de 0,8, ou modulação de fase com ton de 577 µs e

período igual a 4600 µs (f = 217,4 Hz) [20].

Um método normalmente utilizado no teste de susceptibilidade a radiação é o método da

substituição, uma vez que este se assemelha bem com a realidade. Quando o método da

substituição é empregado, um ponto próximo ao ponto médio do painel de instrumentos é

selecionado como um ponto de referência para a intensidade do campo. A intensidade do

campo nesse ponto é determinada primeiramente quando não há nenhum veículo presente na

câmara. A potência que é necessária para se produzir a amplitude de campo pretendido no

ponto de referência é então medida. Este valor da potência de saída é então utilizado durante

os testes quando há um veículo presente na câmara. Normalmente, três antenas são utilizadas

durante os ensaios neste método, uma na parte da frente do veículo e uma em cada lado do

veículo [9].

Às vezes, os fabricantes de automóveis também colocam transmissores móveis dentro do

veículo para analisar como o veículo resistiria às altas intensidades de campo localizadas

geradas por esses transmissores.

3.5. EMC EM VEÍCULOS COM MOTORES ELÉTRICOS

Do ponto de vista de EMC, a integração de sistemas de acionamento de tração elétrica em

veículos representa atualmente um desafio considerável. Sob a perspectiva de EMC, as

unidades de tração operam de forma semelhante a pequenas unidades de controle PWM, por

exemplo, o acionamento dos vidros elétricos ou a unidade de direção elétrica assistida, mas

em uma ordem de magnitude maior de tensão e várias ordens de magnitude maiores de

potência. Tais unidades de tração são usadas em veículos movidos exclusivamente a bateria,

em veículos híbridos (elétricos e a combustão) e em veículos movidos a célula de

combustível. Se esta unidade de tração for tratada como um componente automotivo

convencional haverá problemas de incompatibilidade [4].

- 35 -

A unidade de tração elétrica é um sistema constituído pela fonte de alta tensão

(tipicamente em torno de 370 V), pelo conversor de frequência, e por motores elétricos e

cabos de alta potência. Esta alta tensão e potência implicam que os procedimentos de ensaios

convencionais não são apropriados para tais componentes devido ao tamanho, ao peso, a

potência e ao ruído emitido. Os componentes de acionamento elétrico estão conectados a um

barramento DC de alta tensão, projetado para ser uma rede de alimentação galvanicamente

isolada e não galvanicamente conectada ao sistema elétrico convencional (12 V).

Uma vez que os sistemas eletrônicos de potência são conhecidos por serem a principal

fonte de interferências eletromagnéticas nos sistemas de acionamento elétrico, há uma grande

quantidade de pesquisas nessas áreas. Diferentes topologias de conversores tais como

conversores ressonantes ou inversores multiníveis têm sido exploradas para melhorar a

propulsão elétrica, mas as primeiras aplicações comerciais foram equipadas com hardwares

convencionais de conversão de energia chaveada. As maiores fontes de ruído na eletrônica de

potência são as chaves semicondutoras (ex. IGBTs). Os curtos tempos de subida e descida de

tensão criam uma quantidade significativa de ruído eletromagnético [4].

Um aspecto muito importante que deve ser levado em consideração durante o processo de

desenvolvimento de um veículo acionado eletricamente são os cabos do barramento de alta

tensão, visto que a magnitude das correntes, o comprimento dos cabos e a frequência do ruído

implicam que as aplicações de eletrônica de potência emitem os ruídos principalmente através

dos cabos. Normalmente, os cabos que conectam o conversor aos motores são mantidos

curtos para obterem-se resultados tão bons quanto possível em termos de redução de volume e

interferência. Uma vez que o espaço no veículo é limitado, poderá haver cabos longos na

conexão à tensão de alimentação devido aos desvios frente à disposição dos componentes.

Existem cabos que transportam cerca de 900 V dentro do sistema. Uma questão importante

durante o processo de projeto é descobrir se cabos blindados são necessários ou não.

Geralmente, a blindagem reduz as emissões, a fim de assegurar a compatibilidade

eletromagnética dentro do sistema. Os inconvenientes com a blindagem são os maiores

custos, o aumento de peso e os problemas na montagem. Os cabos blindados tem uma

flexibilidade reduzida e não é possível assegurar a imobilização da blindagem depois de

algum tempo, devido às vibrações do veículo em movimento. Quanto aos critérios de EMC, a

melhor solução seria uma blindagem comum dos cabos do barramento de alta tensão.

Infelizmente, tal solução tende a agravar o problema uma vez que as condições de

arrefecimento serão prejudicadas. Este cenário conduziria a um aumento do tamanho dos

- 36 -

cabos e a um custo ainda mais elevado, além de uma menor flexibilidade. O ponto ideal entre

os cabos blindados e a supressão de ruídos deve, portanto, ser encontrado para cada aplicação

específica [9].

Um sistema de acionamento elétrico é constituído por diversos componentes, os quais

somente são ligados ao barramento de alta tensão. Quando um sistema de acionamento

elétrico está integrado a um veículo, é o sistema elétrico convencional e os seus dispositivos

de baixa tensão que devem ser protegidos contra a interferência, os quais devem possuir

supressores de ruídos. Isto implica que as conexões entre o sistema convencional e o novo

sistema devem ser cuidadosamente analisadas, conforme Figura 3.3.

Figura 3.3 - Exemplo de um veículo equipado com uma unidade de tração elétrica. As capacitâncias

parasitas são mostradas em cinza claro [9]

No entanto, como mencionado anteriormente, o sistema de alta tensão é isolado e, por

isso, não utilizará a carroceria do veículo como o retorno de aterramento. Uma forma de

acoplamento importante entre os dois sistemas é o crosstalk acoplado capacitivamente entre

os cabos. O crosstalk é uma interferência indesejada que um canal de transmissão causa em

outro. O sinal que é transmitido em um meio gera uma perturbação sobre outro que esteja em

suas proximidades. Este tipo de ruído será maior tanto quanto forem maiores as proximidades

entre os condutores, a amplitude dos sinais e as frequências dos mesmos. Uma vez que o

espaço para o cabeamento é muito limitado em um veículo moderno, o crosstalk não é uma

forma de acoplamento que possa ser desprezada.

- 37 -

CAPÍTULO 4

REQUISITOS E METODOLOGIA DE TESTES DE EMC AUTOMOTIVOS

4.1. ESTRUTURA DE DESENVOLVIMENTO DE VEÍCULOS

Uma aproximação estruturada do projeto de sistemas veiculares aplicada ao longo do

desenvolvimento é apresentada na Figura 4.1, onde é sintetizado o processo em ‘V’ pela

busca da excelência nos resultados, seguido pelo breve descritivo de seus respectivos passos.

Figura 4.1 – Estrutura de desenvolvimento de veículos

Passo 1 – Requisitos e Especificações: definem-se os requisitos e especificações, e

verifica-se se suas respectivas descrições e métricas são consistentes e completas, e se

atendem às necessidades atuais dos clientes e cumprem com a regulamentação dos países

a que se destina o produto. Uma vez que os produtos tendem a ser vendidos globalmente,

é fundamental realizar-se uma ampla pesquisa nesses mercados visando encontrar e

definir os corretos requisitos de EMC, que nem sempre estão claros, evitando-se perda de

mercado e reengenharia no futuro.

Passo 2 – Arquitetura do Sistema: define-se a arquitetura do sistema avaliando-se os

atributos técnicos, performance desejada, confiabilidade e custo. Modelos matemáticos da

arquitetura são implementados em softwares comerciais de engenharia, como o

Unigraphics NX [22].

- 38 -

Passo 3 – Projeto do Sistema: dividido em subsistemas e componentes, modelos

conceituais, matemáticos ou físicos, são criados. Os modelos matemáticos dos sistemas

são implementados em softwares comerciais de engenharia. Neste passo a simulação pode

auxiliar antevendo resultados de performance, mecânica e/ou elétrica, dos subsistemas e

componentes provendo aos engenheiros informações que lhes permitam criar produtos

robustos que atendam aos requisitos pré-estabelecidos no passo 1.

Passo 4 – Projeto do Componente: escolha do melhor projeto do componente possível

baseado nas análises conceituais previamente realizadas. Neste passo, os resultados de

simulação estão disponíveis para que os engenheiros decidam pelo melhor projeto dentre

aqueles que apresentarem o cumprimento dos requisitos associado ao menor custo.

Passo 5 – Integração do Componente & Validação: Validação do componente pelo

fornecedor através da modelagem e simulação visando sua integração no subsistema

veicular específico. Protótipos físicos também são utilizados e os resultados são

comparados com as simulações para verificar a correlação entre os métodos.

Passo 6 – Integração do Sistema & Protótipo Virtual: Validação dos subsistemas e do

sistema pela montadora através de simulação e protótipos físicos, este último somente se

necessário, como é o caso de análises eletromagnéticas. Nesta dissertação será dada ênfase

a modelagem e simulação eletromagnética a partir do máximo de informações obtidas dos

passos anteriores focando-se na validação de EMC/EMI integrada veicular. Softwares de

modelagem (Unigraphics NX [22], Antenna Magus [51]), de simplificação do modelo

(Hypermesh [23]) e de simulação de EMC (CST Microwave Studio [5]) serão utilizados

para a obtenção dos resultados desejados.

Passo 7 – Validação do Sistema: Validação dos subsistemas e do sistema segundo

requisitos pré-definidos no passo 1 pela montadora através de testes físicos com

acompanhamento do fornecedor e/ou autoridades governamentais caso necessário.

4.2. CLASSIFICAÇÃO DAS INTERFERÊNCIAS AUTOMOTIVAS

As principais interferências automotivas são descritas de acordo com a Tabela 4.1, onde

também estão indicadas as causas e fontes mais comuns das respectivas interferências.

- 39 -

Classificação Causas Fontes

Emissão Conduzida

- CE -

Sinais transientes ou contínuos, que são

emitidos pelas fontes e conduzidos através

dos cabos e interferem com os sistemas

eletrônicos embarcados.

Alternadores, sistema

de ignição

microcontroladores,

motores elétricos,

sistema PWM, etc.

Emissão Irradiada

- RE -

Energia EM irradiada do veículo (ou

componentes) para o espaço livre que

interfere nos sistemas externos, como

rádio, TVs, radares, etc., ou nos

componentes embarcados do veículo.

Cabeamento, sistema

de vela de ignição,

microcontroladores,

etc.

Imunidade à Condução

- CI -

Sinais transientes ou contínuos, que são

recebidos pelos sistemas eletrônicos

embarcados por condução através dos

cabos.

Alternadores, sistema

de ignição

microcontroladores,

motores elétricos,

sistema PWM, etc.

Imunidade à Radiação

- RI -

Energia EM irradiada de fontes externas

que perturbam o sistema eletrônico

embarcado do veículo.

Radar, sistemas de

transmissão e

comunicação,

celulares.

Descarga Eletrostática

- ESD -

Transferências de cargas entre diferentes

potenciais que influenciam na

funcionabilidade da eletrônica embarcada.

Ocorrem durante o manuseio, montagem e

manutenção de componentes eletrônicos ou

pelos conjuntos rotativos do veículo.

Cintos, conjuntos

rotativos, bombas de

combustível, corpo

humano, raios, etc.

Tabela 4.1 – Classificação das interferências automotivas [24]

4.3. REQUISITOS GERAIS PARA VEÍCULOS AUTOMOTORES

A fim de conter as emissões eletromagnéticas dos veículos e aumentar a imunidade às

interferências internas e externas dos mesmos, muitos países e fabricantes de automóveis têm

formulado normas de EMC específicas para assegurar a compatibilidade eletromagnética dos

sistemas automotivos. Em geral, as normas de EMC automotivos podem ser classificadas

como normas de emissão e normas de imunidade.

As normas de emissão especificam a tensão máxima de rádio frequência que um veículo

pode induzir em linhas de potência ou dados, ou ainda irradiar para o espaço aberto. As

normas de imunidade especificam a energia eletromagnética que o veículo deve suportar. As

principais normas automotivas globalmente utilizadas são listadas a seguir [14] [6]:

- 40 -

ISO 11451 – “Métodos de testes de veículos para distúrbios elétricos a partir de energia

eletromagnética irradiada de banda estreita”.

ISO 11451-1 Parte 1: Princípios gerais de terminologia

ISO 11451-2 Parte 2: Fontes de radiação exterior ao veículo

ISO 11451-3 Parte 3: Simulação do transmissor embarcado

ISO 11451-4 Parte 4: Injeção de corrente de RF

ISO 7637 – “Distúrbios elétricos a partir de condução e acoplamento”.

ISO 7637-1 Parte 1: Definições e considerações gerais

ISO 7637-2 Parte 2: Condução de transientes elétricos ao longo somente das

linhas de fornecimento de energia

ISO 7637-3

Parte 3: Transmissão de transientes elétricos através do

acoplamento capacitivo e indutivo via outras linhas que não as de

fornecimento de energia

ISO 10605 – “Veículos rodoviários - Métodos de testes para distúrbios elétricos a partir de

descargas eletrostáticas”.

A gravidade dos modos de falhas ISO são classificadas de A até E como segue:

- Classe A: todas as funções de um dispositivo ou sistema funcionam conforme projeto

durante e após a exposição à interferência.

- Classe B: todas as funções de um dispositivo ou sistema funcionam conforme projeto

durante a exposição, no entanto, uma ou mais funções podem operar além da tolerância

especificada. Todas as funções retornam automaticamente para dentro dos limites normais

após a exposição ser removida. Funções de memória devem permanecer como na classe A.

- Classe C: uma ou mais funções de um dispositivo ou sistema não funcionam conforme

projeto durante a exposição, mas retornam automaticamente à operação normal após a

exposição ser removida.

- Classe D: uma ou mais funções de um dispositivo ou sistema não funcionam conforme

projeto durante a exposição e não retornam à operação normal até que a exposição seja

removida e o dispositivo ou sistema seja religado por uma ação simples do usuário.

- 41 -

- Classe E: uma ou mais funções de um dispositivo ou sistema não funcionam conforme

projeto durante e após a exposição, e não podem retornar ao funcionamento adequado sem

reparação ou substituição do dispositivo ou sistema.

IEC CISPR 12 – “Veículos, barcos e motores de combustão interna - Características de

perturbações de radiofrequência - Limites e métodos de medição para a proteção de

receptores não integrados ao veículo”.

IEC CISPR 25 – “Veículos, barcos e motores de combustão interna - Características de

perturbações de radiofrequência - Limites e métodos de medição para a proteção de

receptores integrados ao veículo”.

72/245/EEC – “Interferência de Rádio (EMC) de Veículos”.

Regulação ECE 10 – “Prescrições uniformes relativas à homologação de veículos no que

diz respeito à compatibilidade eletromagnética”.

Regulações de Rádio ITU.

Normas SAE abrangem tanto os componentes quanto o veículo como um todo além de

seus respectivos métodos de ensaio, assim como suas referências, a ISO e CISPR. As normas

SAE de EMC tendem a se aproximar da ISO nos testes de imunidade (susceptibilidade) e da

CISPR nos testes de emissão, buscando uma clara harmonização.

A norma de EMC para componentes, série SAE J1113, é dividida em: 1) testes de

imunidade conduzida, numerados nas partes 1, 2, 3, 4, 11, 12 e 13; 2) testes de imunidade

irradiada, numerados nas partes 21 a 26; e 3) testes de emissão, numerados nas partes 41 e 42,

como mostrado na Tabela 4.2. A norma de EMC para o veículo completo, série SAE-J551, é

dividida em: 1) testes de emissão, numerada nas partes 1 a 5; e 2) testes de imunidade

irradiada, numeradas nas partes 11 a 17, como mostrado na Tabela 4.3 [3].

- 42 -

SAE J1113

Parte Tipo de Testes

Bandas de

Frequências

Normas

Compatíveis

1 Definições e Introdução

2 Susceptibilidade à Condução 30 Hz – 250 kHz -

3 Susceptibilidade à Condução 100 kHz – 400 MHz ISO 11452/7

4 Injeção de Corrente de RF 1 MHz – 400 MHz ISO 11452/4

11 Imunidade a Transientes N/A ISO 7637-1 & 2

12 Transientes Acoplados N/A ISO 7637-3

13 ESD N/A ISO 10605E

21 Câmara Semi-Anecóica 30 MHz – 18 GHz ISO 11452/2

22 Campo Magnético em Linhas de

Potência 60 Hz – 30 kHz -

23 Antena Stripline de RF 10 kHz – 1 GHz ISO 11452/5

24 Célula TEM 10 kHz – 200 MHz ISO 11452/3

25 Linhas Triplas de Medição 10 kHz – 1 GHz -

26 Campo Elétrico em Linhas de


41 Banda Estreita 10 kHz – 1 GHz CISPR 25

42 Transientes Irradiados N/A ISO 7637-1

Tabela 4.2 – Normas equivalentes a SAE J1113 [3]

SAE J551

Parte Tipo de Testes

Bandas de

Frequências

Normas

Compatíveis

1 Definições e Introdução

2 Banda Estreita 30 MHz – 1 GHz CISPR 12

3 Banda Larga 10 kHz – 1 GHz CISPR 12

4 Bandas Estreitas e Largas 150 kHz – 1 GHz CISPR 12

5 Bandas Estreitas e Largas 20 kHz – 1 GHz CISPR 12

11 Fontes Externas ao Veículo 500 kHz – 18 GHz ISO 11451/2

12 Fontes Internas do Veículo 1.8 MHz – 1.2 GHz ISO 11451/3

13 Injeção de Corrente de RF 1 MHz – 400 MHz ISO 11451/4

14 Câmara de Reverberação 200 MHz – 18 GHz -

15 ESD N/A ISO 10605E

16 Imunidade a Transientes N/A -

17 Campo Magnético em Linhas de


Tabela 4.3 – Normas equivalentes a SAE J551[3]

Embora as normas citadas anteriormente sejam abrangentes, os tradicionais fabricantes de

automóveis também possuem suas próprias normas de EMC que diferem das normas da

SAE/ISO/CISPR, principalmente para se adequarem a todos os mercados globais aos quais

seus produtos são destinados.

- 43 -

4.4. ORGÃOS APROVADORES PARA O BRASIL

Engenheiros de todos os lugares gostariam de testar seus produtos apenas uma vez para

compatibilidade eletromagnética, utilizando um único conjunto de normas e colocando um

único selo sobre os produtos que lhes permitiriam ser vendidos em todo o mundo.

Infelizmente, essa aspiração não vai se tornar realidade a curto ou médio prazo. Ao contrário,

está se tornando ainda mais complexo à medida que as empresas buscam novas oportunidades

de vendas globais em diversos países. Os desafios nem sempre são técnicos e, cada vez mais,

são aumentados pelas agencias reguladoras em escritórios de governos para os quais os

produtos são destinados a muitos fusos horários de distância do fabricante. Cada país ou

região mantém o seu direito de determinar [25]:

se EMC é um aspecto de cumprimento obrigatório que deve ser concluído antes de

colocar produtos no mercado;

identificação da entidade que terá jurisdição sobre a regulação de EMC;

determinação dos requisitos técnicos que devem ser cumpridos - se apenas as emissões

(EMI), ou ambas as emissões e imunidade (EMC);

identificação dos padrões exigidos;

procedimentos de conformidade e arquivamentos;

determinação de quais relatórios de ensaios serão aceitos;

especificação de quaisquer selos (permissão de venda) que devem ser aplicados.

A primeira tarefa é identificar os países nos quais os produtos serão comercializados e

então determinar os requisitos de conformidade EMC (se houverem) que devem ser atendidos.

Países ou regiões que regulam EMC de produtos normalmente empregam um ou mais dos

três procedimentos abaixo para determinar a conformidade com os requisitos nacionais ou

regionais e o processo em particular pode depender do tipo de produto [25]:

Verificação - o produto é testado de acordo com a norma de EMC requerida e levado

ao mercado tendo os selos regulatórios adequados e/ou declarações de verificação sob

responsabilidade do fabricante ou importador.

Declaração de Conformidade - o fabricante ou responsável declara a conformidade do

produto de acordo com as normas pertinentes. Algumas jurisdições exigem testes em

laboratórios credenciados, como os USA, enquanto outros não o fazem. O produto pode,

então, precisar ser registrado com o regulador de EMC (Austrália, por exemplo) ou não

(EUA, por exemplo). O selo regulatório e informações ao usuário são parte do processo.

- 44 -

Certificação - o relatório de ensaio de um laboratório credenciado ou reconhecido,

juntamente com outras informações técnicas sobre o produto, é apresentado a um terceiro

independente para verificação frente aos requisitos. Se o produto está de acordo, é certificado

e numerado pelo regulador. O produto pode então ostentar o selo da certificadora. Testes

supervisionados pelo regulador também podem ser requeridos como parte da certificação.

No Brasil, o Conselho Nacional de Trânsito (CONTRAN [26]) é o órgão máximo

normativo, consultivo e coordenador da política nacional de trânsito, que determina as normas

de EMC a serem cumpridas exigindo um registro de aprovação do veículo por parte dos

fabricantes. Os fabricantes se auto certificam e informam no processo de registro a aprovação

do veículo de acordo com as normas estabelecidas.

Produtos de rádio e telecomunicações são certificados e homologados (uma aprovação

administrativa) pela Agência Nacional de Telecomunicações (ANATEL [27]) e EMC é um

requisito para aprovação. Ambas as emissões e imunidade são necessárias para equipamentos

de telecomunicações, onde as normas de referência são IEC. Muitas, mas nem todas as regras

para os dispositivos de rádio de ondas curtas são idênticas às regras da Comissão de

Comunicações Federal (FCC [28]) dos Estados Unidos.

O Instituto Nacional de Metrologia, Qualidade e Tecnologia (INMETRO [29]) é a

autoridade com jurisdição sobre a segurança geral dos produtos, bem como EMC no Brasil.

Há poucos produtos em geral que necessitam de segurança para sua certificação do

INMETRO e nenhum que exigem EMC neste momento.

A Tabela 4.4 mostra um sumário das autoridades institucionais de EMC no Brasil.

Jurisdição Brasil - EMC

Tipo de Produto Veículo Rádios

(RF em geral)

Componentes

(Exceto Rádios)

Autoridade CONTRAN ANATEL INMETRO

Procedimentos para

Aprovação

Registro

(Auto certificação)

Certificação e

Homologação Não

Teste requerido no

país Não Sim Não

Selo Não Sim Não

Tabela 4.4 – Autoridades institucionais de EMC no Brasil [25]

- 45 -

4.5. EQUIPAMENTOS PARA TESTES DE RI DE EMC AUTOMOTIVO

O Instituto Nacional de Pesquisas Espaciais (INPE – [30]) é acreditado pela Coordenação

Geral de Acreditação do Inmetro (CGCRE [29]) e certificado de acordo com a norma ABNT

NBR ISO/IEC 17025 - Requerimentos Gerais para Laboratórios de Ensaio e Calibração -

sendo apto a realizar os testes de EMC no Brasil e tido como referência pelos fabricantes de

automóveis do país na busca da certificação neste tipo de teste. Com base na lista de

equipamentos utilizados no INPE nos testes de imunidade à radiação, Tabela 4.5, tem-se

apresentado nas seções seguintes um breve descritivo de suas principais características.

Equipamento Modelo Fabricante Faixa de

Frequência

Câmara Semi-Anecóica - - -

Antena Stripline 5503 ETS - Lindgren 0,01 – 30 MHz

Antena Bicônica 3159 ETS - Lindgren 30 - 100 MHz

Antena DRG Horn 3112 ETS - Lindgren 0,1 - 1 GHz

Antena Horn S17010-43-1-1 FSA 1 – 2 GHz

Gerador de Sinal SML01 R&S 0,000009 - 1,1 GHz

Gerador de Sinal SMR40 R&S 1 – 40 GHz

Amplificador 10.000L AR 0,01 - 100 MHz

Amplificador 2000W AR 0,08 - 1 GHz

Amplificador AS0102-400 MILMEGA 1 -2 GHz

Sensor de Campo Elétrico HI-4422 ETS - Lindgren 0,00001 - 1 GHz

Sensor de Campo Elétrico HI-4455 ETS - Lindgren 0,0002 – 40 GHz

Medidor de Potência NRVD R&S 0 – 40 GHz

Sensor de Potência URV5-Z2 R&S 0,000009 – 3 GHz

Sensor de Potência NRV-Z15 R&S 0,05 – 40 GHz

Software/ Computador EMC32 R&S -

Tabela 4.5 – Equipamentos utilizados pelo INPE nos testes de RI

4.5.1. Câmaras Anecóica e Semi-Anecóica

Câmaras totalmente anecóicas tem o objetivo de absorver energia eletromagnética em

todas as direções simulando o espaço livre. Câmaras semi-anecóica tem um piso sólido que

atua como uma superfície rígida para suportar itens pesados, como veículos, aviões ou

equipamentos industriais, de uma maneira mais eficiente que o material absorvente

encontrado em câmaras totalmente anecóica. Este piso é amortecido de modo a isolá-lo de

vibração externa e/ou sinais eletromagnéticos.

A câmara anecóica de radiofrequência é um local fechado blindado, cujas paredes são

cobertas com materiais que absorvem grande parte da energia incidente de modo a simular o

- 46 -

espaço livre. É normalmente utilizada para a realização de medições de performance de

padrões de irradiação de antenas, compatibilidade eletromagnética e medições de seção

transversal de radares. A blindagem EM atenua os sinais de interferência de RF da medição

realizada (Gaiola de Faraday) e previne que sinais gerados internamente escapem. A

Figura 4.2 mostra a câmara semi anecóica utilizada no INPE [30].

Figura 4.2 – Câmara semi anecóica do INPE [30]

A câmara mostrada na Figura 4.2 pode comportar-se como anecóica ou semi anecóica

dependendo da configuração de teste preestabelecida possuindo as seguintes características:

Câmara Blindada Anecóica: 24 x 11 x 10 (m);

Sala de Controle Blindada: 7 x 4 x 4 (m);

Sistema de Ensaios de Imunidade Conduzida e Radiada até 40 GHz;

Sistemas de Ensaios de Emissão Conduzida e Radiada até 40 GHz;

Mesa Giratória 1 (Diâmetro 2 m / Capacidade 1 ton.);

Mesa Giratória 2 (Diâmetro 9 m / Capacidade 25 ton.).

- 47 -

4.5.2. Antenas

4.5.2.1. Antena Stripline

A antena stripline é uma estrutura de linhas de transmissão para irradiação EM. As

características da antena stripline são de tal forma que as ondas EM que são canalizadas e

enviadas pelas linhas de transmissão produzem um forte campo elétrico. Este campo fica

entre os dois planos diferentes da antena. Devido à stripline ser uma linha de transmissão

eletromagnética transversal (TEM), o campo elétrico e magnético são ortogonais em fase e a

diferença de amplitude é 120π Ω (377 Ω) [31]. Na Figura 4.3 pode ser visto que o plano

superior é o irradiador a partir do qual o campo elétrico é irradiado para o plano inferior que é

o plano de terra. Este campo elétrico pode ser utilizado para testar a capacidade de

equipamentos eletrônicos de suportarem fortes campos elétricos em testes de EMC [31].

Figura 4.3 – Direção do campo elétrico irradiado por uma antena stripline [31]

Devido as suas características, antenas stripline são normalmente utilizadas no teste de

imunidade à radiação automotivo para avaliar a faixa de frequência de 1,5 MHz a

30 MHz [32]. A Figura 4.4 mostra a stripline utilizada em testes de EMC no INPE [30].

- 48 -

Figura 4.4 – Antena Stripline modelo 5503 da ETS – Lindgren [32]

4.5.2.2. Antena Bicônica

Na sua forma mais simples, a antena bicônica, normalmente um dipolo, consiste de dois

elementos em forma de cones unidos no centro, o ponto de excitação, pelo vértice de cada

cone. Sua forma mais popular simula um cone utilizando vários cabos lineares simetricamente

dispostos. Estes cabos podem ter saídas sem terminação, como no caso da Figura 4.5 que

mostra a bicônica utilizada em testes de EMC no INPE [30], ou podem ter um cabo perimetral

que liga suas extremidades. Devido as suas características, antenas bicônicas são normalmente

utilizadas no teste de imunidade à radiação automotivo para avaliar a faixa de frequência de

30 MHz a 100 MHz [32].

- 49 -

Figura 4.5 – Antena Bicônica modelo 3159 da ETS – Lindgren [32]

4.5.2.3. Antena DRG Horn

Antenas horn (corneta ou piramidal) são amplamente utilizadas em vários campos, tal

como EMC, e a razão para sua escolha é baseada em suas características únicas: fácil

excitação, construção relativamente simples, alto ganho e excelente capacidade de lidar com

potência de pico elevadas [32]. No entanto, devido ao desenvolvimento de sistemas que

devem ser testados em banda larga, as aplicações de antenas horn convencionais tornaram-se

limitadas. Agindo como filtros passa-faixa, antenas horn tem largura de banda limitada, então

métodos para ampliar a faixa de frequência de trabalho foram criados surgindo assim às

antenas horn com guias de onda de aletas duplas (DRG Horn) que foram inseridas na década

de 1960. Efeitos capacitivos causados pelas aletas dos guias de onda ajudam a alterar a

frequência de corte de modo a ampliar a largura de banda. Devido as suas características,

antenas DRG são normalmente utilizadas no teste de imunidade à radiação automotivo para

avaliar a faixa de frequência de 100 MHz a 1000 MHz, embora possam se estender a faixas

maiores, chegando próximo a 18 GHz. A Figura 4.6 mostra a DRG utilizada em testes de

EMC no INPE [30].

- 50 -

Figura 4.6 – Antena DRG Horn modelo 3112 da ETS – Lindgren [32]

4.5.2.4. Antena Horn

Antenas horns comerciais possuem a seção transversal da estrutura de guia de onda

circular ou retangular. As horns com abertura retangular são comumente utilizadas nos testes

de EMC para avaliarem a faixa de frequência de 1 GHz a 2 GHz, conforme mostra a

Figura 4.7, e classificadas em três tipos, sendo: a plano-H, a plano-E, e a piramidal. A antena

plano-H possui a largura da seção transversal retangular maior que a altura resultando em uma

melhor diretividade (indica a capacidade da antena de direcionar a potência irradiada) neste

plano, enquanto que a plano-E possui a largura menor resultando em uma melhor diretividade

neste plano. A piramidal possui largura e altura aproximadamente iguais.

Figura 4.7 – Antenas Horn com abertura retangular [32]

- 51 -

4.5.3. Gerador de Sinal

Dois geradores de sinais são utilizados durante os testes de imunidade a radiação

automotivo no INPE [30] para avaliar a faixa de frequência de 1,5 MHz a 2 GHz. O modelo

SML01 cobre a faixa de frequências até 1 GHz e o SMR40 entre 1 GHz e 2 GHz, Figura 4.8,

ambos fabricados pela R&S [33].

Figura 4.8 – Geradores de sinais SML01 à esquerda e SMR40 à direita [33]

4.5.4. Amplificador

Três amplificadores de sinais são utilizados durante os testes de imunidade a radiação


10.000L cobre a faixa de frequências até 100 MHz, o 2000W entre 100 MHz e 1 GHz,

Figura 4.9, ambos fabricados pela AR [34], e o AS0102-400 que cobre entre 1 GHz e 2 GHz,

Figura 4.10, fabricado pela MILMEGA [35].

Figura 4.9 – Amplificadores 10.000L à esquerda e 2000W à direita [34]

- 52 -

Figura 4.10 – Amplificador AS0102-400 [35]

4.5.5. Sensor de Campo Elétrico

Dois sensores de campo elétrico são utilizados durante os testes de imunidade a radiação


HI-4422 cobre a faixa de frequências até 1 GHz e o HI-4455 entre 1 GHz e 2 GHz,

Figura 4.11, ambos fabricados pela ETS [32].

Figura 4.11 – Sensores de campo elétrico HI-4422 à esquerda e o HI-4455 à direita [32]

4.5.6. Medidor de Potência

Um medidor de potência é utilizado durante os testes de imunidade a radiação automotivo

no INPE [30] para avaliar a faixa de frequência de 1,5 MHz a 2 GHz. O modelo NRVD cobre

toda a faixa de frequências desejada, Figura 4.12, e é fabricado pela R&S [33].

- 53 -

Figura 4.12 – Medidor de potência NRVD [33]

4.5.7. Sensor de Potência

Dois sensores de potência são utilizados durante os testes de imunidade a radiação


URV5-Z2 cobre a faixa de frequências até 1 GHz e o NRV-Z15 entre 1 GHz e 2 GHz,

Figura 4.13, ambos fabricados pela R&S [33].

Figura 4.13 – Sensores de potência URV5-Z2 à esquerda e o NRV-Z15 à direita [33]

4.5.8. Software

O software EMC32 desenvolvido pela R&S [33] é utilizado durante os testes de

imunidade a radiação automotivo no INPE [30] para analisar toda a faixa de frequência. A

Figura 4.14 mostra a interface gráfica do EMC32 sendo instalado em um computador com

plataforma Windows.

- 54 -

Figura 4.14 – Tela do software EMC32 da Rohde & Schwarz [33]

- 55 -

CAPÍTULO 5

MODELAGEM E SIMULAÇÃO DO TESTE DE EMC AUTOMOTIVO

Simulação eletromagnética significa sobretudo resolver as equações de Maxwell nas

condições particulares do problema. Sabe-se que as abordagens analíticas baseadas em caneta

e papel para se encontrarem as soluções apropriadas são limitadas, e em sistemas complexos,

complexas equações diferenciais não podem ser resolvidas por métodos analíticos [36].

Engenheiros normalmente contornam este problema com simplificações. Muitas vezes,

modelos empíricos são utilizados em substituição à realidade, por exemplo, através da

introdução de elementos de circuito. Estes modelos tipicamente têm uma faixa limitada de

funcionamento, o que é facilmente ignorado ao utilizá-los nos cálculos. Métodos numéricos

baseados em volume tridimensional (3D) tem a vantagem de possuírem poucas restrições

físicas em sua faixa de aplicação. Mesmo que uma única simulação numérica de campo

requeira mais tempo e recursos computacionais que uma simulação de circuitos, o esforço

adicional investido trará resultados de maior correlação com os testes físicos desde que a

modelagem seja corretamente realizada [36].

5.1. RESOLVENDO AS EQUAÇÕES DE MAXWELL

Todas as abordagens numéricas para se resolverem as equações de Maxwell partem o

espaço em subdomínios, onde as soluções podem ser encontradas com maior facilidade.

Métodos utilizando algoritmos correspondentes ao modo de propagação eletromagnética

compõem um sistema de ondas a partir de seções de comportamento conhecido, através da

realização de uma expansão modal [37] e associando os campos eletromagnéticos às áreas de

intersecção dos subdomínios. O Método dos Momentos (MoM) sintetiza o campo distante de

uma antena através da integração das funções de Green nos caminhos da superfície metálica.

Métodos de discretização do volume têm seus espaços subdivididos em pequenas células onde

são calculadas as equações de Maxwell sobre cada uma dessas entidades. Para resolver o

problema completo, todas as soluções devem ser resumidas em um sistema de equações, que

precisam ser abordadas por uma dessas técnicas [36].

- 56 -

Ao se discutir as propriedades dos diferentes métodos faz-se necessário primeiramente

classificá-las. O principal ponto de diferença é o domínio em que trabalham, os quais podem

ser no domínio do tempo ou no domínio da frequência. Concentrando-se nos métodos que são

mais relevantes tecnicamente, encontram-se no lado do domínio do tempo, a Técnica de

Integração Finita (FIT) [38] [39], a Diferença Finita no Domínio do Tempo (FDTD) nas

variantes explícita [40] [41] ou implícita [42] [43], além do método da Matriz de Linha de

Transmissão (TLM) [44] [45]. O domínio da frequência é representado pelo Método dos

Elementos Finitos (FEM) [46] [47], FIT e o MoM [48]. Todos estes métodos são métodos de

discretização do volume, exceto o MoM que é um método de discretização da superfície [36].

Na presente dissertação todas as simulações envolvendo o veículo modelado foram

realizadas no domínio do tempo, utilizando-se o solver Transiente (T), do software de

simulação eletromagnético CST-MWS [5], através da metodologia de cálculo FIT, que utiliza

uma representação discreta das equações de Maxwell de forma a resolvê-las a partir da

conservação de carga e energia buscando obter uma convergência mais estável [5]. No

entanto, nas simulações dos modelos das antenas DRG horn e bicônica foram também

utilizadas as metodologias TLM e o Método Multipolar Rápido Multinível (MLFMM),

pertencentes ao solveres T e Integral (I) respectivamente, também no CST-MWS [5], que

foram realizadas a título de estudo para comparação dos resultados de S11 entre métodos.

5.2. CONFIGURAÇÃO DO MODELO

Para a configuração de um modelo computacional de um dispositivo real, existem várias

etapas que são comuns a todos os métodos de simulação mencionados. Todos esses assumem

o risco de introduzirem erros na simulação, ou seja, discrepâncias entre os resultados das

simulações e as medições [36].

Primeiramente um modelo geométrico precisa ser desenvolvido ou importado de uma base

de dados como no caso desse trabalho. Isso pode ser feito tanto utilizando-se a ferramenta de

modelagem incorporada ao software de simulação quanto importando-se os dados

geométricos a partir de uma ferramenta de CAD compatível. Naturalmente que ferramentas

dedicadas de CAD possuem um número maior de recursos técnicos específicos para a criação

de modelos estruturais complexos, como a de veículos, sendo assim largamente empregadas

na indústria automobilística. Uma vez que o desenvolvimento do modelo geométrico não faz

parte do escopo deste trabalho, o modelo mostrado na Figura 5.1 foi importado. O software

- 57 -

Unigraphics NX [22], desenvolvido pela Siemens PLM Software, foi o software CAD

utilizado para a importar a geometria do veículo analisado da base de dados.

Figura 5.1 – Geometria do modelo do veículo simulado. As diferentes cores, neste caso, denotam as diferentes

partes modeladas que são agrupadas de forma a compor o modelo final.

Devido ao fato da geometria (modelo matemático 3D) do veículo estar disponível para

este trabalho, o passo seguinte é a exportação dessa geometria para um software CAE de

simplificação do modelo geométrico, o que pode ser feito utilizando-se as opções de

exportação de modelos do software CAD utilizado.

A simplificação da geometria precisa ser realizada antes da simulação para torná-la

passível de ser importada, manipulada e simulada pelo software de simulação EM, e também

visando reduzir o tempo de processamento da simulação devido às limitações do hardware

utilizado. A simplificação consiste na remoção ou suavização de partes ou detalhes da

geometria, que não possuem relevância ou interferência significativa nos resultados, como por

exemplo, na remoção de detalhes estruturais da carroceria ou do painel interno, na remoção de

componentes ou materiais de menor impacto eletromagnético, como tapetes e tecidos, e

também no agrupamento dos componentes pertencentes à mesma classe de materiais. Neste

processo de simplificação da geometria foi utilizado o software CAE Hypermesh [23],

desenvolvido pela Altair Engineering, específico para manipulação de modelos e criação de

malhas de elementos finitos para análises 3D.

- 58 -

Também é importante citar a configuração do computador utilizado na simplificação e nas

simulações. Trata-se de um computador HP Z400, com memória RAM instalada de 12 GB,

processador Intel Xeon W3550 de 3,06 GHz, operando com um sistema operacional

Windows 7 Empresarial de 64 bits, com custo aproximado de R$ 7.000,00 (U$3.000,00).

Após os processos de seleção, exportação, simplificação do modelo, que consumiu cerca

de 160 horas, chegou-se a configuração do modelo do veículo utilizado para a análise da

simulação do teste de EMC proposto por este trabalho, conforme mostrada na Figura 5.2.

Figura 5.2 - Modelo de simulação do veículo analisado, a) vista lateral esquerda e frontal (figura acima); e b)

corte com vista para o interior do veículo.

- 59 -

O modelo da Figura 5.2 foi então exportado na extensão “nas”, correspondente a arquivos

de MSC Nastran [49], para que pudessem ser importados pelo CST-MWS [5] sem perdas de

qualidade no modelo. O cuidado que se deve ter ao importar uma geometria de um software

CAD/CAE é com relação à qualidade dos filtros de importação dos softwares de simulação

que podem variar significativamente, podendo ocasionar erros de deformação, atributos e

tolerâncias nos modelos, onde informações relevantes para a simulação podem ser

negligenciadas.

O modelo do veículo simulado foi configurado considerando três categorias de materiais:

vidro, plástico e aço. Saber as propriedades exatas do material é essencial para a simulação,

embora nem sempre esta informação esteja disponível.

O esforço computacional para métodos baseados no volume depende também do tamanho

do mesmo, e o tamanho do modelo de simulação deve ser sempre finito, mesmo se na

realidade o componente é colocado em um meio circundante infinito. A fim de reduzir o

espaço que envolve o modelo, condições de contorno precisam ser introduzidas

representando, por exemplo, superfícies elétricas (condutivas), espaço livre, simetrias, ou

periodicidade [36]. Para o modelo do veículo analisado este ponto é muito relevante, devido à

utilização de uma câmara semi-anecóica para envolvê-lo no teste, logo as condições de

contorno se tornam aplicáveis e necessárias. Estas câmaras possuem um piso sólido metálico

para acomodarem itens pesados, como veículos ou caminhões, que também visam manter o

veículo blindado de sinais eletromagnéticos, possuindo o comportamento de uma superfície

elétrica. Também, possui paredes absorvedoras que emulam o comportamento do espaço

livre, sendo que na modelagem eletromagnética foram utilizadas camadas absorvedoras

denominadas PML [50] que absorvem as ondas incidentes independentemente da direção de

incidência. Simetrias não são aplicáveis ao modelo veicular analisado uma vez que as partes

internas que foram modeladas estão dispostas de modo assimétrico.

As antenas bicônica e horn DRG utilizadas pelo INPE [30], que cobrem a faixa de

frequências de 30 MHz a 1 GHz, foram modeladas de modo semelhante para serem utilizadas

nas simulações de EMC. Estes modelos foram criados a partir de um software dedicado a

modelagem de antenas, o Antenna Magus [51]. A Figura 5.3 mostra os modelos das antenas

citadas no ambiente do CST-MWS [5]. Dentre as principais vantagens do Antenna Magus

[51] destacam-se: 1) a existência de modelos de antenas pré-definidos, cujas características de

performance podem ser ajustadas de acordo com as características físicas da antena real,

- 60 -

através da correta parametrização das respectivas variáveis, tais como, a faixa de frequências

de operação e o ganho desejado; e 2) também destaca-se o fato de possuir uma interface de

extensão de arquivos compatível com o CST-MWS [5], assim os modelos são exportados

diretamente no formato “cst” garantindo que não hajam perdas de informações durante

conversões ou importações dos modelos.

Figura 5.3 - Modelos de simulação das antenas utilizadas, a) à esquerda, a antena bicônica para frequências

entre 30 MHz e 100 MHz, e b) à direita, a antena horn DRG para frequências entre 100 MHz e 1 GHz.

Também deve-se definir o local da porta do sinal de entrada do modelo da antena para

excitar a estrutura, bem como o sinal de excitação. Para simulações padrão (extrair S11 -

coeficiente de reflexão de entrada - e valores de campo eletromagnético) sempre é utilizado o

pulso gaussiano, em função de sua suavidade tanto no domínio tempo quanto no domínio

espectral. No caso das simulações que utilizam a onda plana definem-se os parâmetros de

polarização, direção de propagação e intensidade do campo elétrico.

Por fim, é necessário incluir uma ponta de prova para a medição de campo elétrico, de

modo a monitorar os resultados de simulação. A ponta de prova foi inserida no ponto de

referência descrito conforme procedimento de teste realizado pelo INPE. Essas portas ou

pontas de prova não tem qualquer impacto sobre os resultados da simulação, comportando-se

de maneira ideal, diferentemente das pontas de provas de campo reais.

Os itens mencionados sobre excitação, condição de contorno, materiais e ponta de prova

serão discutidos com maiores detalhes em seções posteriores.

- 61 -

5.3. FASES DO PROCESSO DE MODELAGEM E SIMULAÇÃO

As etapas a serem cumpridas, desde a preparação do modelo, passando pelos parâmetros

de simulação até chegar aos resultados, são descritos de modo simplificado na Figura 5.4.

Figura 5.4 – Fases do Processo de Modelagem e Simulação

- 62 -

5.4. EXECUTANDO A SIMULAÇÃO

Depois de configurar a representação geométrica da estrutura real de veículos e antenas no

ambiente do software de simulação, pode-se dar início aos passos para obtenção dos

resultados finais.

O primeiro passo é a discretização do espaço real, ou seja, a configuração da malha, que é

um processo automatizado em grande parte dos softwares comerciais modernos, no qual

inclui-se o CST-MWS [5]. Apesar do elevado grau de automação, a malha definida pelo

software pode precisar ser verificada ou modificada manualmente, como em regiões de portas

de excitação ou em partes do modelo com muitos detalhes, em que se faz necessário um

refinamento maior do volume para se obter uma melhor confiabilidade dos resultados.

Em um segundo passo, o software cria as matrizes do sistema modelado, baseado nas

informações geométricas da malha e no método de cálculo escolhido, para a resolução das

equações de Maxwell [2].

Depois que todas as matrizes requeridas forem criadas e o sistema matricial for montado,

o terceiro passo é iniciado, ou seja, a solução do sistema algébrico finito [36]. Dentro do

contexto definido para essa dissertação, as grandezas a serem calculadas são basicamente a de

campo elétrico E (V/m), para o ponto de prova definido no interior do veículo de acordo com

o procedimento de teste de EMC realizado no INPE [30], e o parâmetro S11 para as antenas

bicônicas e DRG que foram modeladas e utilizadas nas simulações. Ambas as grandezas

foram calculadas ao longo da faixa de frequências correspondente a cada teste, de modo a

evidenciar a correlação entre simulações e medições.

No domínio da frequência, este processo é direto, conforme visto na Figura 5.5 (b): uma

simulação fornece os parâmetros S em um ponto da faixa de frequência. No entanto, o

comportamento é, geralmente, relevante somente quando associado a uma faixa de

frequências especificada, de forma que observar em uma única frequência não é suficiente.

Portanto, um certo número de simulações, suficiente para observar-se o comportamento do

parâmetro ao longo da banda de frequência de interesse, deve ser executado. Algoritmos

especiais são utilizados para minimizar o número de simulações necessárias para alcançar a

exatidão predefinida, interpolando os parâmetros S entre os pontos de frequência simulados.

- 63 -

No domínio do tempo, a abordagem segue um fluxo diferente, conforme visto na

Figura 5.5 (a). Primeiramente o usuário especifica a faixa de frequências de interesse, que

neste trabalho varia de 1,5 MHz a 2 GHz, segundo o procedimento do teste de EMC

realizado. Na sequência, um pulso gaussiano X(f) é gerado de tal forma que seu espectro

cubra a faixa de frequências definida. Este espectro é então transformado no domínio do

tempo usando a transformada inversa de Fourier, resultando em um sinal de tempo x(t) com

um envelope gaussiano. O padrão de irradiação é então excitado, na porta de entrada, com

este padrão de tempo x(t), e propagado através da estrutura. Sinais no tempo, refletidos e

transmitidos, designados genericamente por y(t), são monitorados, e após a simulação ser

concluída, a transformada de Fourier é aplicada para se obter o respectivo espectro de

frequência Y(f). Esses espectros são eventualmente divididos pelo espectro de excitação, e

então os parâmetros S para a faixa de frequência inteira é calculada em uma única simulação.

Os sinais no tempo também podem ser utilizados para executar uma análise de reflectrometria

no domínio do tempo (TDR) da estrutura.

Domínio do Tempo Domínio da Frequência Domínio da Frequência

Figura 5.5 – Diagrama do procedimento de simulação para obter-se os parâmetros S de um componente

passivo (a) no domínio do tempo e (b) no domínio da frequência [36].

A correlação de uma simulação, parâmetro que confronta os resultados da simulação

versus seu comportamento real, é geralmente limitada pelas simplificações do modelo de

(a) (b)

- 64 -

simulação. Tendo-se em mãos os resultados da simulação, pode-se questionar se estes são os

resultados verdadeiros do veículo modelado. Os métodos numéricos apenas garantem que os

resultados da simulação irão convergir em direção à solução real, se a malha for refinada o

suficiente para que todos os detalhes e contornos sejam representados no modelo numérico.

Se os resultados de interesse não mais mudam significativamente depois de vários passos de

refinamento da malha, então a solução convergente foi alcançada [36]. O confronto dos

resultados, através da aplicação de duas abordagens numéricas diferentes para o mesmo

problema, confere mais confiabilidade à simulação, como por exemplo, através da

comparação das soluções no domínio do tempo e frequência, ou entre métodos FIT e TLM

dentro do domínio do tempo. Esta verificação é conveniente se o software de simulação

oferecer a possibilidade de comutar diferentes abordagens numéricas sem alterar a interface,

como é no caso do CST-MWS [5].

Outro aspecto importante a ser considerado é a performance da simulação. Esta é definida

pelo tempo requerido para um simulador alcançar a exatidão predefinida. A diferença no

tempo de processamento pode ser significativa nos casos em que o modelo for estruturalmente

complexo, como é o caso de modelos de veículos.

A fim de encontrar-se a solução numérica mais eficiente para uma determinada aplicação,

é essencial primeiramente compreender os métodos numéricos em detalhes. Detalhes estes

que serão discutidos nas seções 5.4 e 5.5 a seguir.

5.5. DOMÍNIO DO TEMPO

Todos os métodos no domínio do tempo que são comercialmente utilizados mencionados

neste trabalho - FIT, FDTD e TLM - possuem as características de uma grade de coordenadas

cartesiana (hexaédrica cúbica ou cilíndrica circular), e um diagrama de integração explícito no

tempo. Estes dois fatores estão intimamente relacionados. A grade de coordenadas implica em

uma estrutura de banda simples das matrizes do sistema na qual um algoritmo pode ser

aplicado [40]. Os campos são propagados através da estrutura pelas multiplicações dos

vetores das matrizes com um específico passo de tempo. Quanto maior for o passo de tempo,

menor será o tempo de simulação. O passo de tempo máximo possível é determinado pelo

critério de Courant-Friedrich-Lewy (CFL) [52]. Trata-se basicamente do tempo requerido

para o sinal, que se propaga a velocidade da luz, passar pela menor célula da malha no

- 65 -

domínio de cálculo. Pode ser mais ilustrativo pensar no critério CFL como uma maneira de

forçar a informação de uma célula da malha, a tocar em cada célula da malha vizinha, em

cada passo de tempo. Os requisitos de memória e o tempo de simulação aumentam

linearmente com o aumento do número de pontos da malha. Devido a esta propriedade, os

simuladores no domínio de tempo são bem adequados para resolver estruturas eletricamente

grandes e ricas em detalhes, onde bilhões de incógnitas podem ser manipuladas e

calculadas [36].

Há outras abordagens no domínio do tempo que utilizam grades não ortogonais e/ou

diagramas de integração implícitos no tempo [42] [43]. Na área de micro-ondas e RF,

atualmente não há implementações comerciais disponíveis. Um algoritmo implícito sempre

deve resolver um sistema de equações em um determinado passo de tempo, mas na sequência

o tamanho do passo de tempo pode ser alterado para um valor maior, levando à diminuição do

tempo de simulação [36].

O domínio do tempo oferece a possibilidade de estudo do comportamento transiente das

estruturas eletromagnéticas. Para este propósito não é necessário se ater ao pulso gaussiano

que foi mencionado anteriormente, de modo que sinais arbitrários também podem ser

fornecidos ao simulador. Adicionalmente ao fato de poder ser utilizado como um analisador

de redes virtual, o simulador também pode funcionar como um virtual reflectômetro no

domínio do tempo (TDR), conforme Figura 5.5. Tempos de atraso e degradação do sinal em

linhas de transmissão podem ser simulados diretamente [36].

Não somente os sinais, mas também os campos podem ser estudados no domínio do

tempo, como por exemplo, os farfields transientes tornam-se cada vez mais importante em

aplicações de banda ultralarga (UWB). Em dispositivos de múltiplas portas, cada porta pode

ser excitada individualmente com um sinal de tempo diferente, e os campos simulados podem

ser monitorados apropriadamente.

5.5.1. Técnica de Integração Finita no Domínio do Tempo

A Técnica de Integração Finita, utilizada nas simulações deste trabalho, recebe este nome

a partir do fato de que discretiza a forma integral, ao invés da diferencial, das equações de

Maxwell [36]. As incógnitas são, 1) as tensões elétricas, denotadas por en, nas extremidades

da malha discretizada, e 2) os fluxos magnéticos, denotados por bn, sobre as faces da malha.

- 66 -

Para discretizar a lei de Faraday, Figura 5.6 (1), em uma face da malha, verifica-se que o

lado esquerdo de (1) é a integral de linha do campo elétrico (ou seja, uma tensão elétrica) ao

longo da borda da face. Esta integral pode ser escrita como uma soma algébrica das incógnitas

da borda. O lado direito é a derivada temporal (indicado por um ponto) do fluxo magnético

através da face. Note que, para qualquer malha fixa (que já inclui um erro de discretização do

espaço), nenhum erro suplementar de discretização da equação é adicionado, quando se passa

da forma contínua para a discreta. Isto porque, com esta escolha de incógnitas, a passagem de

(1) para (2) baseia-se unicamente nas propriedades matemáticas da integral. Por outro lado,

um erro de discretização das equações ocorrerá quando se discretizar as relações de

propriedades dos materiais [36]. Ao agrupar os coeficientes +1 e -1 da soma algébrica em

uma matriz C (a versão discreta do operador ‘curl’), e as incógnitas elétricas e magnéticas em

vectores e e b, uma matriz compacta resultante é formada, que se assemelha a forma

diferencial contínua da lei de Faraday ⃗ ⃗ ̇ , ou seja, ⃗ ⃗

.

Figura 5.6 – Diagrama da Técnica de Integração Finita no Domínio do Tempo [36]

- 67 -

De maneira similar, todas as equações de Maxwell podem ser discretizadas com o FIT

para produzirem suas formas discretas em uma forma matricial compacta [38]. Os operadores

da matriz C, ̃ (operadores curl discretos) e S, ̃ (operadores divergente discretos) são

matrizes topológicas, contendo apenas 1, -1 e 0 como entradas. Em uma grade cartesiana, o

FDTD se equivale ao FIT [39]. Mesmo a versão moderna do método FEM utiliza exatamente

a mesma forma (6) das equações de Maxwell discretizadas [46]. A diferença entre o FEM

moderno e o FIT é somente na discretização das relações de propriedade dos materiais [36].

5.5.2. Aproximação da Geometria em Métodos no Domínio do Tempo

Nos métodos FIT, FDTD e TLM tradicionais, cada célula da malha hexaédrica é

preenchida totalmente por um determinado material. Isto leva a chamada aproximação

staircase (em escada) da geometria. Obviamente que tal discretização pode dificultar a

obtenção de uma exatidão ótima da representação geométrica de muitos dispositivos, pois a

maioria dos componentes contêm características formadas por linhas curvas. Como exemplo,

a Figura 5.7 mostra a malha do modelo veículo sendo aproximada pelo método staircase.

Figura 5.7 – Aproximação da geometria do modelo do veículo pelo método staircase

- 68 -

No intuito de aumentar a exatidão nestes casos, um refinamento maior da malha deve ser

aplicado. Métodos de conformação, tal como a Aproximação de Contornos Perfeito (PBA)

[53], melhoraram a descrição geométrica, sem comprometer a eficiência da memória de

processamento [36]. O aumento do desempenho diz respeito não somente a um número menor

de células da malha, mas também a células maiores que implicam em um passo de tempo

maior. O processo de convergência PBA é rápido e estável, e pode ser seguramente assumido

que o aumento da densidade da malha irá melhorar a exatidão do resultado. Esta afirmação

não é verdadeira para aproximações em staircase onde a convergência é lenta e não estável

[36]. A Figura 5.8 mostra a malha do modelo do veículo sendo aproximada pelo método PBA.

Figura 5.8 – Aproximação da geometria do modelo do veículo pelo método PBA

Esforços têm sido feitos para melhorar a aproximação da geometria dentro da grade

cartesiana, e a partir destes esforços foram criados o FPBA (PBA rápido) e o EFPBA (PBA

rápido de exatidão aumentada) [5]. Ambos visam melhorar a aproximação geométrica,

aumentar a estabilidade e a convergência do método de cálculo, diminuir o tempo e aumentar

a correlação da simulação, em particular para grandes modelos importados, como é o caso de

modelos veiculares. Nas simulações a serem apresentadas neste trabalho optou-se pelo

EFPBA para garantir o melhor resultado possível.

- 69 -

5.6. DOMÍNIO DA FREQUÊNCIA

A característica principal dos solveres no domínio da frequência é a abordagem implícita,

e seu sistema resultante é tipicamente um grande sistema linear de equações. Logo, uma

inversão da matriz é necessária a fim de se obter a solução para uma dada frequência. Em

aplicações comerciais, o FEM com grades tetraédricas é o método numérico de propósito

geral mais popular [47]. Tetraedros são as entidades mais simples de volume, e a sua

flexibilidade em aproximar geometrias arbitrárias tem muitas vantagens, como apresentado na

Figura 5.9 que ilustra a aproximação do modelo de um conector coaxial utilizando tetraedros.

No entanto, a qualidade do tetraedro é crucial, tetraedros muito planos podem comprometer a

velocidade e a exatidão da solução, uma vez que se torna mais difícil para o método de

solução algébrica resolver o sistema [36].

Figura 5.9 – Aproximação do modelo de um conector coaxial utilizando tetraedros

Existem dois métodos distintos para resolver os sistemas de equações lineares resultante

da discretização FEM, os solveres direto e iterativo. Um solver direto trabalha diretamente

sobre o sistema de equações derivado da discretização. A sua principal vantagem é poder

resolver em paralelo várias portas de excitação ao mesmo tempo. Por outro lado, os requisitos

de memória aumentam quadraticamente com o aumento do número de tetraedros [36].

Solveres iterativos transformam o sistema original de equações em outro que possa ser

resolvido por aplicação repetida de operações, de acordo com o algoritmo especificado. O

algoritmo iterativo tem que ser executado para cada excitação individualmente. Em

compensação, os requisitos de memória são menores em comparação com um solver direto.

Da mesma forma que os métodos no domínio do tempo, em que passos de tempo pequenos

levam a muitos passos a serem simulados, o tempo total de processamento de um método no

- 70 -

domínio da frequência também depende, para ambos os tipos de solveres, da taxa de

amostragem da faixa de frequências de interesse [36].

5.6.1. MoM-MLFMM

O MoM discretiza apenas a superfície dos dispositivos ao invés de todo o volume.

Demonstra vantagens caso a estrutura seja predominantemente metálica, eletricamente

compacta, e preferencialmente pequena quando comparada com o domínio de cálculo, uma

vez que o espaço livre não precisa ser modelado. Tipicamente, é um método que utiliza a

memória de modo intensivo, devido a matriz do sistema ser totalmente preenchida, e não

parcialmente preenchida, como no método FIT. Uma vez que todas as informações dos

elementos precisam ser armazenadas, a faixa para aplicações práticas é normalmente limitada

a estruturas geometricamente simples [48]. A função de Green do problema em particular

trata de obter os campos a partir da malha superficial [54].

Uma extensão importante do uso do MoM é o Método Multipolar Rápido Multinível, que

permite a simulação de estruturas eletricamente muito grandes, tais como aviões ou antenas

em navios. Utilizando a mesma discretização que o MoM, esta extensão diminui o

armazenamento de informações agrupando elementos juntos. No entanto, este método

somente é vantajoso para frequências muito elevadas [55]. O MoM gera sempre matrizes não

esparsas, assim exigindo grande esforço computacional para a inversão. O MLFMM permite

o acoplamento entre células apenas dentro de certas distâncias, assim produzindo matrizes

esparsas, cujo processo de inversão é mais simples.

5.7. ASPECTOS IMPORTANTES DA SIMULAÇÃO

Provavelmente as duas questões mais importantes que um usuário de uma ferramenta de

simulação se pergunta são:

i. Quão exata é a minha simulação?

ii. Quanto tempo levará para alcançar uma solução exata?

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Para obter-se uma solução numérica exata, existem alguns aspectos a serem considerados:

i. modelar a realidade corretamente;

ii. assegurar que a malha é refinada o suficiente;

iii. assegurar que a solução do sistema discretizado de equações é numericamente exato.

5.7.1. Modelagem da Realidade

Nas seções seguintes são discutidos quatro aspectos fundamentais na modelagem:

excitação, condições de contorno, propriedade dos materiais e pontos de medições.

5.7.1.1. Excitação

Os modelos eletromagnéticos normalmente podem ser excitados de três modos diferentes:

através de portas discretas, de portas de guia de ondas ou de ondas planas. Para excitar os

modos de propagação desejados no dispositivo, as portas precisam ser definidas nos locais em

que, na realidade, as fontes de sinais a serem irradiados serão conectadas. Isto é geralmente

em algum ponto ao longo de uma linha de transmissão (guia de onda, microstrip, etc.),

embora a melhor opção deva ser sempre aplicada de acordo com as características de cada

caso. A primeira regra para uma simulação exata é não iniciar uma simulação antes de

verificar se as configurações das portas são as ideais para o problema considerado.

Portas Discretas

Uma porta discreta é simplesmente uma representação do circuito equivalente de uma

fonte de tensão ou de corrente, possivelmente com impedância ou admitância interna diferente

de zero. Existe a possibilidade de escolha entre dois tipos de portas discretas, uma simples

conexão entre dois pontos ou uma distribuição sobre uma face. Em uma porta discreta entre

dois pontos, a fonte é conectada através de um condutor elétrico perfeito (PEC), isto é, sem

perdas, entre dois pontos distintos do dispositivo. Portas longas de conexão entre dois pontos

podem influenciar fortemente na solução, devido à indutância do cabo, que aumenta de forma

linear com o aumento do comprimento do cabo. Para reduzir a indutância parasita desta porta

discreta, pode-se utilizar como alternativa a porta de face discreta, que distribui o sinal ao

longo de uma área escolhida e não mais sobre uma linha, melhorando o resultado.

Neste trabalho, a porta discreta entre dois pontos foi utilizada para excitar a antena

bicônica utilizada na simulação entre 30 MHz e 100 MHz, conforme mostrada na Figura 5.10.

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Figura 5.10 – Porta discreta entre dois pontos utilizada para excitar a antena bicônica

A porta discreta utilizada é do tipo Parâmetro S, que é modelada por um circuito

equivalente constituído de uma fonte de potência, com uma impedância interna (Zin = 50 Ω),

que excita e absorve energia, conforme mostrada na Figura 5.11 [5]. O sinal é injetado

somente na célula da malha em que a parte central da porta está localizada (representada pelo

cone vermelho na Figura 5.10). Esta porta é perfeitamente conectada ao longo das arestas da

malha entre os pontos finais definidos (representada pela linha azul no quadro superior a

direita da Figura 5.10). Ao longo da linha, a corrente se comporta como um simples fio, com

indutância associada se for longo, isso significa que em um determinado momento a

amplitude da corrente pode variar ao longo desta linha. Se for necessário um modelo muito

preciso da conexão elétrica, é recomendável manter o comprimento da linha da porta bem

menor que o comprimento de onda de interesse, e modelar a conexão elétrica por meio de

componentes que representem a realidade. Este tipo de porta discreta contém uma

alimentação de entrada padrão de 1 W e permite o cálculo do parâmetro S correspondente,

com base nos sinais de tempo de entrada e saída. Além disso, é possível monitorar a tensão e

a corrente através da porta discreta. A orientação da porta discreta é utilizada para determinar

a fase dos parâmetros S.

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Figura 5.11 – Diagrama do circuito equivalente de uma porta discreta do tipo Parâmetro S [5]

O sinal de excitação utilizado na maior parte das simulações deste trabalho foi o pulso

gaussiano. Para definir uma função de excitação gaussiana, uma faixa de frequências

(Fmin, Fmax) deve ser especificada. Para a faixa de frequências de 15 MHz a 120 MHz, tem-se

o pulso gaussiano mostrado na Figura 5.12, que foi aplicado na porta discreta da antena

bicônica descrita anteriormente.

Figura 5.12 – Excitação gaussiana para a faixa frequências de 15 MHz a 120 MHz

Foram realizadas simulações da antena bicônica apresentada na Figura 5.10 utilizando-se

as metodologias MLFMM e FIT, pertencentes aos solveres I e T respectivamente, a título de

estudo para comparação de resultados do parâmetro S11 entre os métodos. Os resultados são

apresentados na Figura 5.13. No que diz respeito ao tempo de simulação, foi constatado que

houve uma significativa diferença entre os métodos de cálculos citados, sendo que o solver I

levou 10 minutos (considerando uma malha composta de 184 superfícies – Figura 5.14),

enquanto que o solver T levou 1 hora (considerando uma malha composta de 4,5 milhões de

- 74 -

células hexaédricas – Figura 5.15). Com relação aos resultados, nota-se que as curvas

possuem comportamentos similares, porém a magnitude dos sinais apresentam divergências

entre 40 MHz e 80 MHz, considerando-se apenas significativa a faixa de operação de 30 MHz

a 100 MHz utilizada na simulação do modelo do veículo. Nos resultados obtidos pelo solver T

(curva azul) verifica-se que parte dos resultados encontram-se acima dos -10 dB

(recomendado para um eficiente funcionamento da antena [5]), entretanto esse fato não se

mostrou ser um problema visto os resultados simulados a serem apresentados no Capítulo 6.2.

Figura 5.13 - Resultados do parâmetro S11 entre os métodos MLFMM (solver I) e FIT (solver T)

Figura 5.14 – Malha da antena bicônica utilizada no método MLFMM (solver I) - malha de superfície

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Figura 5.15 - Malha da antena bicônica utilizada no método FIT (solver T) – malha hexaédrica

Porta de Guia de Ondas (Waveguide)

As portas discretas sempre introduzem uma pequena perturbação no campo EM

numericamente calculado nos locais onde são colocadas no modelo. Para eliminar

completamente essa perturbação, pode-se imaginar estender a linha de transmissão excitada

para o infinito, evitando assim o surgimento de quaisquer reflexões. Naturalmente que

nenhuma estrutura infinita pode ser modelada numericamente, e assim, um tipo especial de

porta, chamada de porta de guia de ondas (waveguide), foi introduzido como um meio de

truncar a linha infinita, sem introduzir quaisquer perturbações [36].

Uma porta de guia de ondas é uma superfície perpendicular a uma linha de transmissão,

na qual os modos de propagação do campo EM que podem propagar ao longo da linha de

transmissão são calculados. Neste trabalho, a porta waveguide foi utilizada para excitar a

antena DRG horn nas simulações, conforme mostrada na Figura 5.16. Os padrões de campo

correspondentes a estes modos são então utilizados como excitação durante a simulação.

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Figura 5.16 – Excitação da antena DRG através da porta de guia de onda

Portas waveguide representam um tipo especial de condição de contorno do domínio de

cálculo, permitindo a excitação, bem como a absorção de energia. Este tipo de porta simula

um guia de onda infinitamente longo conectado à estrutura. Os modos do guia de onda viajam

para fora da estrutura em relação aos planos de contorno deixando, assim, o domínio de

cálculo com níveis muito baixos de reflexões. Reflexões muito baixas podem ser atingidas

quando os padrões de modo do guia de ondas na porta casam perfeitamente com os padrões

de modo do guia de ondas de dentro da estrutura. O CST-MWS [5] utiliza o solver

Eigenmode 2D para calcular os modos da porta waveguide. Este procedimento pode fornecer

níveis muito baixos de reflexão, abaixo de -100 dB em alguns casos [5].

Em geral, a definição de uma porta waveguide requer envolver o domínio do campo EM

inteiramente preenchido na secção transversal da linha de transmissão, com a área da porta. O

solver Eigenmode 2D pode, então, calcular os modos da porta exatos dentro dos limites. As

estratégias para definir adequadamente as portas de guia de ondas dependem do tipo de linha

de transmissão. O sinal de entrada de uma porta de guia de ondas excitado é normalizado por

uma fator de escala do sinal de entrada de 1 W de potência de pico [5], isto significa que a

porta de guia de ondas distribui a potência de entrada de 1 W de pico sobre a face inteira da

porta e assim a amplitude do campo EM em si muda com o tamanho desta área.

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Utilizando-se as configurações antena DRG horn da Figura 5.16, foram realizadas

simulações utilizando-se as metodologias FIT e TLM, pertencentes ao solver T, a título de

estudo para comparação dos resultados do parâmetro S11 entre os métodos. Os resultados são

apresentados na Figura 5.17. No que diz respeito ao tempo de simulação, foi constatado que

não houve influência significativa entre os métodos citados para este modelo, ficando ambos

próximos de 8 minutos, (considerando uma malha composta 1,46 milhões de células

hexaédricas para o solver FIT - Figura 5.18, e 205,88 milhões de células hexaédricas para o

solver TLM - Figura 5.19). Com relação às curvas apresentadas na Figura 5.17, verifica-se

que ambas ficam abaixo de -10 dB durante praticamente toda faixa de frequência de 100 MHz

a 1 GHz que será utilizada na simulação do modelo do veículo, o que é satisfatório para esta

aplicação. Nota-se que as curvas possuem comportamentos similares, e que as amplitudes dos

sinais possuem divergências pontuais acentuadas, mas que ao longo da frequência as curvas

apresentam resultados próximos.

Figura 5.17 – Resultados do parâmetro S11 entre os métodos FIT e TLM

- 78 -

Figura 5.18 – Malha da antena DRG utilizada no método FIT (1,46 milhões de células hexaédricas)

Figura 5.19 – Malha da antena DRG utilizada no método TLM (205,88 milhões de células hexaédricas)

- 79 -

Ondas Planas

Na física de propagação das ondas, uma onda plana é uma onda de frequência constante,

cujas frentes de ondas (superfícies de fase constante) são planos paralelos infinitos de

amplitudes constante normais à fase do vetor velocidade, conforme mostrado na Figura 5.20.

Figura 5.20 – Frentes de ondas de uma onda plana viajando no espaço [56]

Não é possível na prática obter-se uma onda plana perfeita, somente uma onda plana de

extensão infinita irá propagar-se como uma onda plana. No entanto muitas ondas são

aproximadamente ondas planas em uma região localizada do espaço [56]. Uma fonte

localizada, tal como uma antena, produz um campo que é aproximadamente uma onda plana

em uma região mais afastada desta antena, em sua região de campo distante (Apêndice A),

como apresentado na Figura 5.21.

Figura 5.21 – Comportamento da frente de onda ao longo do espaço de um sinal irradiado por uma fonte

localizada, cujo campo que é aproximadamente uma onda plana em sua região de campo distante

Dentro do ambiente de simulação do CST-MWS [5], a excitação por onda plana considera

uma fonte no infinito e a polarização (linear/circular/elíptica) é arbitrária e escolhida pelo

usuário, sendo neste trabalho selecionada a polarização linear vertical, seguindo a polarização

das antenas utilizadas nos testes físicos.

Ao contrário de simulações utilizando-se portas discretas ou portas de guia de onda,

nenhum dos parâmetros S será calculado como resultado. Ao invés disso, a amplitude dos

- 80 -

campos é registrada. Para extrair informações, devem-se especificar pontas de prova ou

diferentes tipos de monitores de campo [5].

Na simulação do teste de EMC para a faixa de frequência de 1,5 MHz a 30 MHz, que

envolve o teste que utiliza a antena stripline, foi utilizado ondas planas em substituição ao

modelo dessa antena, conforme mostrada na Figura 5.22, devido à dificuldade de sua

modelagem. Neste caso, a utilização de ondas planas desconsidera eventuais distorções que

podem aparecer no padrão de irradiação da antena stripline, modelando assim o farfield ideal.

Figura 5.22 – Utilização da onda plana em substituição a antena stripline

Na simulação da faixa de frequência de 1 GHz a 2 GHz, que envolve o teste que utiliza a

antena horn, foi utilizado ondas planas em substituição ao modelo dessa antena, conforme

mostrada na Figura 5.23, devido às limitações computacionais impostas. Esta simulação exige

uma configuração de hardware com maior capacidade de memória e processamento que a

disponível (12 GB RAM e processador Intel Xeon W3550 de 3,06 GHz), para que o tempo de

simulação fique dentro de patamares viáveis. Simulações que utilizam modelos de antenas

demandam um tempo de processamento maior quando comparadas às ondas planas por

exigirem um número maior de células de malha, devido a um volume espacial maior e a uma

malha mais refinada na região da antena, ao passo que as ondas planas não necessitam de tais

exigências. A simulação, neste caso, torna-se ainda mais extensa por se tratar de uma larga

faixa de frequência (1 GHz). Os tempos de simulação serão apresentados em seções

posteriores com maiores detalhes.

- 81 -

Figura 5.23 – Utilização da onda plana em substituição a antena horn

5.7 1.2. Condições de Contorno

Como mencionado, o domínio da simulação, que é infinito no ambiente real, deve ser

truncado a fim de poder ser simulado em um ambiente computacional. Assim, nos limites da

simulação, condições de contorno especiais devem ser impostas, dependendo das condições

de operação reais do dispositivo. Por exemplo, se o dispositivo que necessita ser simulado é

colocado dentro de uma caixa metálica no ambiente real, então as condições de contorno

elétricas (que impõem um campo elétrico tangencial zero, tal como para um objeto metálico

perfeito) podem ser utilizadas em todos os lados deste contorno. Um plano de terra

infinitamente estendido também pode ser modelado por uma condição de contorno

elétrica [36].

Se uma estrutura é colocada em um ambiente aberto, tal como uma antena, então uma

condição de contorno absorvente (ABC) é o modo correto para truncar este ambiente. Uma

ABC simula a imperturbável propagação das ondas EM através deste contorno. Ao escolher o

truncamento do domínio, é necessário adicionar algum espaço livre em torno da antena para

não causar influência na acurácia da simulação. A técnica de contorno denominada de

camadas perfeitamente casadas (PML) [50] requer apenas uma fração do comprimento de

onda de espaço adicional, enquanto outras técnicas de ABC muitas vezes precisam de mais do

que um comprimento de onda. A ABC deve ser utilizada apenas quando necessário, uma vez

- 82 -

que normalmente requer mais recursos de computação do que, por exemplo, as condições de

contornos elétricas [36].

No CST-MWS [5], dentre as opções disponíveis, tem-se a ABC ‘O’ (open), que é uma

PML que funciona como o espaço livre, onde as ondas EM podem passar deste limite, com

reflexos mínimos. Também a ABC ‘OA’ (open – add space), que é uma PML igual ao ‘O’,

mas que adiciona algum espaço extra ao cálculo do campo distante, sendo esta opção

recomendada para os problemas de antenas. Já a condição de contorno elétrica (Et = 0 V/m)

funciona como um condutor elétrico perfeito, onde todos os campos elétricos tangenciais e

fluxos magnéticos normais são definidos como zero [5].

No presente trabalho foram utilizadas condições de contornos no intuito de modelar a

câmara semi-anecóica utilizada em todos os testes de EMC simulados. Foram utilizadas nas

superfícies laterais e na superior o contorno de espaço livre ‘OA’, e na superfície inferior o

contorno elétrico (Et = 0 V/m), conforme mostrado na Figura 5.24.

Figura 5.24 – Condições de contorno em substituição ao modelo da câmara semi-anecóica

5.7.1.3. Propriedades dos Materiais

Os valores específicos de permissividade (ε), permeabilidade (µ) e condutividade elétrica

(σ) de todos os materiais presentes no modelo, naturalmente, desempenham um papel

importante na exatidão da solução da simulação. Muitas vezes, esses valores são dependentes

- 83 -

da frequência (materiais dispersivos), e quanto mais fielmente esta dependência da frequência

for conhecida e descrita no modelo, mais correlato o resultado poderá ser com as medidas.

Solveres no domínio do tempo e da frequência podem manipular essa dependência da

frequência de modo eficiente [36].

No presente trabalho foram considerados três diferentes classes de materiais: 1) os

metálicos, 2) os polímeros, e 3) os vidros, conforme mostrado na Figura 5.25. Foram

atribuídos valores constantes de ε, µ e σ para cada classe de material conforme apresentados

na Tabela 5.1.

Figura 5.25 – Diferentes classes de materiais atribuídos às partes do veículo

- 84 -

Classe do Material Permissividade

Relativa - ε

Permeabilidade

Relativa - µ

Condutividade

Elétrica - σ (S/m)

Metálicos - - ∞

Polímeros 3.40 1 -

Vidros 4.82 1 -

Tabela 5.1 – Propriedades dos materiais atribuídos às partes do veículo

Os materiais metálicos foram considerados como condutores elétricos perfeitos, e

compõem basicamente toda a parte estrutural, ou seja, a carroceria, além de outros

componentes, como as rodas, e algumas partes internas do painel do veículo. O PEC, por não

possuir perdas (funcionando como um supercondutor), possui skin depth nula – a corrente

circula apenas nas superfícies dos materiais. Devido a isso não há necessidade de associar

espessuras às folhas de metal, uma vez que a corrente circula apenas na periferia. Isso é válido

para a faixa de micro-ondas, não para frequências baixas (ordem de kHz).

Todos os tipos de polímeros foram agrupados em uma classe única de materiais, reunindo

os plásticos e as borrachas, onde foram incluídos os para-choques, os pneus, os faróis e as

lanternas, a grade frontal e o painel interno. Finalmente os vidros do carro foram designados

em uma classe de materiais específica, onde se incluem o para-brisa, e os vidros laterais e o

traseiro. Os materiais dielétricos citados foram considerados sem suas respectivas perdas.

5.7.1.4. Pontos de Medição

As pontas de prova são utilizadas para monitorar e gravar um componente particular do

campo eletromagnético em um ponto particular. As pontas de prova podem ser alocadas em

pontos de medições localizados dentro ou fora do domínio de cálculo, sendo que as utilizadas

fora deste domínio são pontos de medição de campo distante no domínio do tempo. O

resultado primário gerado é um sinal no tempo para ambos os tipos de pontas de prova. Este

sinal no tempo é utilizado para calcular automaticamente os resultados no domínio da

frequência através da utilização da transformada de Fourier [5].

Os resultados da transformada de Fourier serão normalizados de tal forma que a potência

de entrada é normalizada a 1 W em cada ponto da faixa de frequências. Com esta

normalização, os dados no domínio da frequência podem ser considerados como sendo uma

- 85 -

função de transferência entre a porta de excitação e o campo eletromagnético na posição e

orientação da ponta de prova. De qualquer modo, no caso de portas discretas, bem como em

excitação por ondas planas, os dados resultantes serão correspondentes à amplitude de

excitação definida pelo usuário [5].

De acordo com o relatório de resultados dos testes de EMC emitido pelo INPE [30] que

será utilizado neste trabalho para estudo de correlação, tem-se que o ponto de medição do

campo elétrico está localizado acima do painel de instrumentos do veículo, conforme

mostrado pelo ponto vermelho formado pela intersecção dos eixos inseridos na Figura 5.26.

Definir o local correto da ponta de prova na modelagem referenciando o ensaio físico é um

dos pontos fundamentais para garantir a correlação de resultados.

Figura 5.26 – Localização do ponto de medição utilizado no modelo para as simulações

- 86 -

5.7.2. Especificando a Malha da Estrutura

Quão refinada precisa ser a malha? Em primeiro lugar, a malha deve ser refinada o

suficiente para representar corretamente a geometria. Em segundo lugar, esta deve também

ser suficientemente refinada para representar as possíveis variações bruscas do campo dentro

do dispositivo [36].

Na maioria dos simuladores no domínio do tempo, a malha hexaédrica utilizada conduz a

uma representação staircase dos contornos da geometria, de modo que a malha precisa ser

muito refinada de forma a garantir uma boa representação da geometria, como mostrada na

Figura 5.27.(a). Técnicas avançadas de conformação de malhas eliminam essa desvantagem

pela utilização de uma malha hexaédrica eficiente, aplicada em quase todo o modelo, e

algoritmos especiais em conformação para os contornos curvos nas interfaces entre diferentes

materiais, como mostrada na Figura 5.27.(b). Desta forma, uma considerável economia em

termos de número de células de malha pode ser alcançada. De modo geral, as malhas

tetraédricas também podem, a princípio, oferecer uma boa aproximação da geometria, mas

isto só é verdade se a estrutura real for gradeada, alguns algoritmos de criação de malhas

exigem a segmentação de estruturas curvas que, finalmente, levam a aproximação poligonal

das curvaturas, como mostrada na Figura 5.27.(c) [36].

(a) (b) ....(c)

Figura 5.27. Exemplo de malhas hexaédricas e tetraédricas em um pedaço de cabo coaxial [36].

A Figura 5.27 ressalta que: em (a) a malha staircase proporciona uma descrição

simplificada de superfícies curvas, a menos que uma malha muito fina seja utilizada; em (b) a

aproximação dos contornos por conformação garante a exatidão geométrica requerida, com

um mínimo de células de malha; em (c) geradores de malha tetraédrica, muitas vezes, exigem

uma segmentação de estruturas curvilíneas, conduzindo a uma aproximação simplificada da

geometria.

- 87 -

Como já mencionado, nas simulações a serem apresentadas neste trabalho optou-se pelo

EFPBA para garantir o melhor resultado possível, conforme mostrado na Figura 5.28.

Figura 5.28 - Aproximação da geometria do modelo do veículo pelo método EFPBA (grades nos planos XYZ)

Representar as variações do campo na malha é um problema ainda mais complicado. A

primeira regra que pode ser aplicada, antes que qualquer simulação seja iniciada, é que em

uma simulação no domínio do tempo com malha hexaédrica, o tamanho de uma célula da

malha nunca deve ser maior do que λ/8, onde λ é o comprimento de onda correspondente ao

limite superior da faixa de frequências de interesse [36]. Tamanhos de células de malha de

λ/10 ou λ/15 são frequentemente utilizados com êxito na prática. Para solveres FEM no

domínio da frequência baseados em elementos finitos de segunda ordem, λ/4 é um bom valor

para começar. Usualmente, um modelo é tipicamente composto de vários materiais, e assim,

uma vez que o comprimento de onda é dependente das propriedades do material, o tamanho

- 88 -

de cada célula depende do material do qual é preenchido. É por isso que programas que

permitem apenas uma malha uniforme (o mesmo tamanho de célula da malha em qualquer

lugar) podem conduzir a um número desnecessariamente grande de células de malha [36].

A acurácia de um resultado de simulação deve ser testada através de um estudo de

convergência. Em um estudo de convergência o número de células da malha é continuamente

aumentado até que os resultados de interesse, normalmente parâmetros S, não se alterem mais,

ou pelo menos não de forma significativa. Um estudo de convergência é então uma parte

essencial de qualquer projeto de simulação [36].

Para a antena bicônica da Figura 5.10 foram simulados, a título de comparação, três

cenários contemplando diferentes tamanhos de células na faixa de frequências de 15 MHz a

120 MHz, para verificar-se a influência deste parâmetro na simulação. Considerando-se o

limite superior da faixa de frequências, foi ajustado o parâmetro do CST-MWS [5] de linhas

por comprimento de onda (lpco) em 30, 40 e 50, controlando-se assim, a densidade da malha

na simulação, sendo obtidos os resultados conforme mostrado na Figura 5.29.

Figura 5.29 – Resultados do parâmetro S11 entre diferentes números de linhas por comprimento de onda (lpco)

A Tabela 5.2 mostra a quantidade de células de malha gerada a partir do valor de entrada

de linhas por comprimento de onda e o respectivo tempo de processamento da simulação.

- 89 -

Linhas por Comprimento

de Onda

Quantidade de Células de

Malha Gerada Tempo de Simulação

30 (curva verde) 4,4 milhões 17 min

40 (curva azul) 10,8 milhões 1h35min

50 (curva vermelha) 20,5 milhões 1h55min

Tabela 5.2 – Comparativo do tempo de simulação de acordo com o número de lpco para a antena bicônica

A comparação mostra que o aumento do número de células por comprimento de onda tem

enorme influência no tempo de simulação, mesmo envolvendo uma estrutura simples como o

modelo da antena bicônica apresentada, embora os resultados ao longo da frequência não

tenham variado significativamente. Para casos típicos como este, deve-se ponderar o quanto a

variação dos resultados é importante versus o esforço computacional.

Sobre as variações bruscas de campo, devido às características geométricas, tais como

bordas, cantos e furos, há duas maneiras de representá-las na malha. A solução a priori

utilizada por softwares de simulação de EMC é detectar automaticamente essas características

e utilizar algoritmos avançados de correção durante a simulação. A outra maneira é aumentar

a densidade da malha a posteriori pela chamada malha adaptativa, o que será discutido em

seção posterior. Essas abordagens são aplicáveis tanto no domínio do tempo quanto da

frequência [36].

Todos os softwares de simulação EM, como o CST-MWS [5], possuem a capacidade de

gerar as malhas automaticamente, sendo possível sempre ao usuário alterar os parâmetros de

acordo com seus requisitos, mas a priori o software é capaz de realizar esta operação de modo

autônomo. O tamanho final da malha pode ser otimizado a partir de um número mínimo como

informação de entrada, e assim, reduzir-se o tempo de processamento global. Programas de

simulação avançados devem ser capazes de realizar estes dois passos: 1) gerar uma malha

inicial, de acordo com uma entrada mínima do usuário (por exemplo, número de linhas por

comprimento de onda), tendo em conta a geometria, as propriedades dos materiais, e cantos

pontiagudos e bordas, e 2) refinar a malha através de uma adaptação automática de malhas,

até que a convergência seja atingida.

- 90 -

5.7.3. Acurácia

5.7.3.1. Adaptação da Malha e Convergência

Embora os estudos de convergência e adaptação de malha pareçam ser abordagens muito

semelhantes para garantir resultados correlatos, na prática essas são diferentes. Para um

estudo de convergência, assume-se que a aproximação da geometria da estrutura, bem como

os resultados em toda a faixa de frequências de interesse, são melhorados, de forma contínua,

com o refinamento da malha [36].

Solveres no domínio da frequência realizam a adaptação da malha por padrão para a maior

frequência da faixa de interesse, embora esta frequência possa também ser definida pelo

usuário no CST-MWS [5]. A frequência mais alta, por exemplo, em relação aos filtros, não

necessariamente é aquela mais relevante para a funcionalidade do dispositivo. A frequência

mais relevante deve ser escolhida para adaptação da malha. Esta informação confiável é

disponível apenas a posteriori. Além disso, a distribuição do campo pode mudar

significativamente com a frequência, por exemplo, em multiplexadores ou antenas de

múltiplas bandas. Uma adaptação de frequência única, não é suficiente neste caso. Ou a

simulação deve ser dividida em várias faixas de frequências separadas, ou várias frequências

de adaptação devem ser utilizadas em mais de uma simulação sobre toda a banda [36].

A fim de obter resultados correlatos de simulação, a representação da geometria da

estrutura deve ser tão boa quanto possível. Particularmente solveres no domínio da frequência

baseados em tetraedros geralmente não melhoram a aproximação da geometria durante a

adaptação da malha. No processo de adaptação de malha, os tetraedros iniciais são

simplesmente subdivididos, a fim de melhorar a amostragem do campo [36].

Em contraste com o domínio da frequência, as abordagens no domínio do tempo podem

executar a adaptação de malha em banda larga. Além disso, cada refinamento implica também

em uma melhor aproximação da geometria, uma vez que todo o processo de malha é

reiniciado a cada passo da adaptação da malha [36].

Finalmente, deve ser mencionado que, ao contrário de uma malha tetraédrica, uma grade

volumétrica estruturada no domínio do tempo pode ser facilmente controlada pelo usuário,

através da manipulação das linhas da malha ou densidades das malhas. Assim, a malha final

de uma adaptação é quase reprodutível pelo usuário sem reexecutar a adaptação [36].

- 91 -

Para exemplificar as abordagens descritas, primeiramente foi simulado um teste de

convergência para o modelo da antena DRG horn da Figura 5.16, onde quatro cenários

contemplando diferentes tamanhos de células, para a faixa de frequências de 0 Hz a

1000 MHz, foram considerados para a constatação da convergência. Tomando-se o limite

superior da faixa de frequências como referência, foi ajustado o parâmetro de linhas por

comprimento de onda do CST-MWS [5] em 10, 15, 20 e 25, controlando-se assim, a

densidade da malha na simulação, sendo obtidos os resultados conforme mostrado na

Figura 5.30.

Figura 5.30 – Resultados de convergência do parâmetro S11 para a antena DRG horn



Linhas por Comprimento

de Onda

Quantidade de Células de

Malha Gerada Tempo de Simulação

10 (curva vermelha) 1,46 milhões 7,5 min

15 (curva verde) 3,59 milhões 17 min

20 (curva rosa) 7,46 milhões 35 min

25 (curva azul) 13,16 milhões 1h4min

Tabela 5.3 – Comparativo do tempo de simulação de acordo com o número de lpco para a antena DRG

- 92 -

O aumento de lpco mostra que a partir de um determinado valor, 20 lpco neste caso,

haverá uma mínima influência deste parâmetro no comportamento da curva, ao passo que sua

influência no tempo de simulação será bastante significativa, que aproximadamente dobra a

cada aumento de 5 lpco. Assim, o estudo de convergência mostra que com a diferença entre as

curvas a partir de 20 lpco sendo mínima, aumentá-lo ainda mais não trará diferenças

significativas no resultado, e sim gerar esforços computacionais desnecessários.

Na sequência foi também simulado o modelo da antena DRG horn da Figura 5.16, agora

utilizando-se a função de adaptação automática da malha disponível no CST-MWS [5], para a

faixa de frequências de 0 Hz a 1000 MHz. Dois cenários, contemplando as técnicas PBA e

PBA+ADAPT, que inclui a adaptação automática, foram simulados para a comparação de

resultados, conforme mostrado na Figura 5.31.

Figura 5.31 – Resultados do parâmetro S11 entre as abordagens PBA e PBA com adaptação automática



- 93 -

Abordagem Linhas por Comprimento

de Onda

Quantidade de Células

de Malha Gerada

Tempo de

Simulação

PBA padrão 10 (curva vermelha) 1,46 milhões 7,5 min

PBA + adaptação

automática

30 (curva azul) - ajustado

automaticamente 22,18 milhões 2h12min

Tabela 5.4 – Comparativo entre as abordagens PBA e PBA com adaptação automática para a antena DRG

Verifica-se que com a técnica de adaptação (PBA+ADAPT), o CST-MWS [5] busca a

solução mais exata possível, onde a partir do valor de lpco estipulado automaticamente não

haverá mudança no comportamento da curva, dentro do critério de erro estipulado, embora o

fator tempo neste caso não seja claramente ponderado. De modo geral, deve-se sempre

ponderar o quanto a variação dos resultados é importante versus o esforço computacional de

acordo com a fase do projeto.

5.7.3.2. Quanta Acurácia é Preciso?

A resposta para esta pergunta depende da finalidade da simulação, bem como a fase do

projeto. No início, o projeto está, provavelmente, ainda longe do ideal procurado, e não faz

sentido buscar uma solução excessivamente exata para uma variante de projeto que

provavelmente não será mantida até o final. Portanto, pode-se configurar a modelagem com

uma malha não tão refinada e assim finalizar a simulação em um menor tempo e com um

hardware de menor porte [36].

No final do desenvolvimento, quando se está perto do produto final, vale a pena investir

mais recursos e esforços na busca de uma resposta mais exata, modelando a malha mais

refinada e permitindo que os sinais no tempo decaiam totalmente a zero (em uma simulação

no domínio do tempo), ou então ajustar o critério de erro, para um sistema de equações

lineares, em um valor menor (em uma simulação no domínio da frequência). A verificação da

correlação de resultados de medições versus simulação requer ajustes de acurácia

maiores [36].

- 94 -

- 95 -

CAPÍTULO 6

RESULTADOS

Neste capítulo serão apresentados os melhores resultados encontrados para as simulações

do teste de imunidade a radiação veicular proposto por esse trabalho. Várias execuções,

envolvendo inúmeros parâmetros de modelagem e simulação, foram realizadas de modo a

obter-se um comportamento do campo elétrico simulado o mais próximo possível do teste

realizado pelo INPE [30], dentro das limitações deste trabalho.

As medições do teste de imunidade a radiação foram previamente executadas pelo INPE

em março de 2011, e portanto um ano antes da data de início desse trabalho.

Como mencionado, o teste físico é dividido em quatro faixas de frequências devido à

necessidade de utilizarem-se antenas diferentes para cada faixa, e por esta razão os resultados

das simulações também serão apresentados desta forma, pois irá facilitar a visualização e

análise do comportamento do campo elétrico da medição do teste versus a simulação.

Para todos os resultados a serem apresentados, tem-se que a escala do campo elétrico

(Sensor Level - V/m) utilizada no gráfico pertence à curva de medição do teste, em azul, não

representando os valores absolutos simulados, em vermelho. As curvas foram sobrepostas

para que sejam melhores visualizados o comportamento e a tendência do campo elétrico ao

longo da frequência. As medições do teste são feitas por amostragem de frequências, cujo

número é diferenciado para cada faixa de frequências, sendo assim representada por um

circulo azul ao redor do valor do campo elétrico medido.

Considerações gerais que valem para todos os resultados a serem apresentados são: i) as

reflexões que ocorrem devido ao teste ser realizado em uma câmara semi anecóica contribuem

em parte para a divergência de resultados, e ii) o veículo durante o teste encontra-se

energizado, porém com o motor desligado, o que também pode contribui para eventuais

divergências. Nas seções posteriores são apresentados os resultados do comportamento do

campo elétrico medidos versus simulados.

- 96 -

6.1. RESULTADOS DO COMPORTAMENTO DO CAMPO ELÉTRICO PARA A

FAIXA DE FREQUÊNCIAS DE 1,5 MHz A 30 MHz

A Figura 6.1 apresenta os ambientes do teste de EMC realizado pelo INPE [30] e da

respectiva simulação eletromagnética, para o teste de imunidade à radiação em alta frequência

(HF) na faixa de 1,5 MHz a 30 MHz.

Figura 6.1 – Ambientes de teste e simulação de EMC para a faixa de frequências de 1,5 MHz a 30 MHz

- 97 -

A Figura 6.2 apresenta os resultados do teste de EMC (curva azul) e da simulação EM

(curva vermelha) do comportamento linear do campo elétrico (V/m) ao longo da frequência

(Hz), para a configuração da Figura 6.1. Para esta configuração de teste, de acordo com os

requisitos adotados, foi aplicado um campo elétrico de amplitude constante de 100 V/m.

Figura 6.2 – Resultados do comportamento do campo elétrico na faixa de frequências de 1,5 MHz a 30 MHz

Foi utilizado nessa simulação, para o controle da densidade da malha hexaédrica do

modelo, o número de 200 linhas por comprimento de onda, que resultaram em 11,7 milhões

de células de malha e um respectivo tempo de simulação de 1h20min. Devido ao relativo

baixo tempo dessa simulação, quando comparado aos tempos de simulação das próximas

simulações (seções 6.2, 6.3 e 6.4), foi possível nesse caso utilizar um número de lpco superior

ao recomendado de 10 lpco, para se obter melhores resultados de convergência, sem que as

limitações impostas pelo hardware tornem-se relevantes.

Ao se sobrepor as curvas, verifica-se que o comportamento do campo elétrico simulado

possui correlação satisfatória quando comparada à medição realizada, evidenciado por uma

tendência de comportamento da curva de acompanhar a medição até próximo de 20 MHz,

mesmo seguido de uma diferença oscilatória acentuada em torno de 22 MHz, ainda assim

notam-se aclives e declives em instantes semelhantes de tempo.

- 98 -

Como mencionado, esse teste é fisicamente realizado com a utilização de uma antena

stripline, embora neste estudo tenha sido modelada através de uma onda plana, excitada pela

senoide gaussiana, por questões de simplificação (o fabricante da antena, por razões de

propriedade intelectual, preserva o desenho mecânico e elétrico do seu produto para evitar

cópias). Assim percebe-se que a utilização da onda plana inevitavelmente influencia na

acurácia da simulação, principalmente nas proximidades de 22 MHz onde encontra-se a maior

disparidade de resultados, juntamente com os aspectos intrínsecos como reflexões do teste e

simplificação do modelo veicular, também já mencionados.

- 99 -


FAIXA DE FREQUÊNCIAS DE 30 MHz A 100 MHz


respectiva simulação eletromagnética, para o teste de imunidade à radiação em frequências de

VHF (frequências muito altas) na faixa de 30 MHz a 100 MHz.

Figura 6.3 – Ambientes de teste e simulação de EMC para a faixa de frequências de 30 MHz a 100 MHz

- 100 -





Figura 6.4 – Resultados do comportamento do campo elétrico na faixa de frequências de 30 MHz a 100 MHz


modelo, o número de 80 linhas por comprimento de onda, que resultaram em 153 milhões de

células de malha e um respectivo tempo de simulação de 360 horas. A utilização do modelo

da antena bicônica eleva consideravelmente o número de células de malha e

consequentemente o tempo de simulação comparado ao da onda plana, que para a mesma

configuração utilizaria apenas cerca 8 milhões de células.


possui correlação irregular quando comparada à medição realizada. A sobreposição também

mostra uma tendência de comportamento similar até cerca de 60 MHz e acima de 80 MHz,

com aclives e declives em instantes semelhantes de tempo, porém entre 60 e 80 MHz verifica-

se que diferenças oscilatórias mais significativas podem ser observadas.

- 101 -

Após a análise dos resultados, pode-se indicar alguns pontos como principais responsáveis

pelas divergências apresentadas, dentre os quais se destaca:

A modelagem semelhante da antena bicônica não refletiu o comportamento real

desejado nas frequências entre 60 e 80 MHz, onde houve uma disparidade crítica dos

resultados. Pode-se observar vales nas curvas de S11 e ganho da antena bicônica na

região citada (delimitada em azul) mostradas na Figura 6.5, onde embora os valores de

S11 estejam melhores que os -10 dB recomendado, verifica-se também que os valores

de ganho encontram-se menores, levando os resultados a uma condição de não

uniformidade e descompasso nesta região comparado aos demais pontos da curva.

Figura 6.5 – Parâmetro S11 (dB) e Ganho (dBi) da antena bicônica simulada

- 102 -

Outros aspectos também podem influenciar o resultado, tais como:

A simplificação do modelo do veículo, que exclui alguns componentes como bancos,

chicotes elétricos, módulos, entre outros pormenores, conjuntamente com as

especificações das propriedades dos materiais metálicos e dielétricos definidos sem

perdas nesse trabalho;

As reflexões das ondas eletromagnéticas tanto no teste quanto no modelo, que podem

alterar significativamente os valores de campo medidos e simulados captados pelas

pontas de prova. Nota-se ainda que embora seja aplicado um campo elétrico de

70 V/m, o pico observado chega a atingir 150 V/m no ensaio proposto, fato que indica

a forte influência das reflexões das ondas eletromagnéticas nos resultados de testes;

O número de linhas por comprimento de onda definido na simulação, que embora

esteja com um valor acima do recomendado de 10 lpco, poderia ainda ter sido

aumentado para efeito de avaliação não fossem as limitações de hardware impostas

que gerar um alto tempo de processamento.

- 103 -




respectiva simulação eletromagnética, para o teste de imunidade à radiação na faixa de VHF e

ultra-alta (UHF) de 100 MHz a 1000 MHz.

Figura 6.6 – Ambientes de teste e simulação de EMC para a faixa de frequências de 100 MHz a 1 GHz

- 104 -





Figura 6.7 – Resultados do comportamento do campo elétrico na faixa de frequências de 100 MHz a 1 GHz


modelo, o número de 10 linhas por comprimento de ondas que resultaram em 180 milhões de

células de malha e um respectivo tempo de simulação de 473 horas. A utilização do modelo

da antena DRG eleva consideravelmente o número de células de malha e consequentemente o

tempo de simulação comparado ao da onda plana, que para a mesma configuração utilizaria

apenas 6,1 milhões de células.


possui correlação irregular, mostrando uma tendência somente pontual do comportamento

simulado de seguir a medição realizada, apresentando divergências oscilatórias significativas

observadas ao longo de toda a faixa de frequência.

Após a análise dos resultados, pode-se indicar alguns pontos como principais responsáveis

pelas divergências apresentadas, dentre os quais se destaca:

- 105 -

A modelagem semelhante da antena DRG não refletiu o comportamento real desejado

na faixa de frequências especificada, contribuindo para as divergências oscilatórias do

resultado. Pode-se observar nas curvas de S11 e ganho da antena DRG mostradas na

Figura 6.8 que, embora os valores de S11 estejam melhores que os -10 dB

recomendado em toda a faixa de frequências especificada, até a frequência de

400 MHz não há um comportamento estável de S11 e ganho, o que leva a uma

irregularidade de resultados nesta região. Acima de 400 MHz é possível que o campo

distante da antena modelada não seja plenamente compatível com a utilizada no teste,

devido às aberturas nas laterais não consideradas no modelo.

Figura 6.8 – Parâmetro S11 (dB) e Ganho (dBi) da antena DRG simulada

- 106 -

Da mesma maneira que na simulação envolvendo a antena bicônica na seção 6.2, outros

aspectos também podem influenciar o resultado que envolve a antena DRG, tais como:

A simplificação do modelo do veículo, que exclui alguns componentes como bancos,

chicotes elétricos, módulos, entre outros pormenores, conjuntamente com as

especificações das propriedades dos materiais metálicos e dielétricos definidos sem

perdas nesse trabalho;

As reflexões das ondas eletromagnéticas tanto no teste quanto no modelo, que podem

alterar significativamente os valores de campo medidos e simulados captados pelas

pontas de prova. Nota-se ainda que embora seja aplicado um campo elétrico de

70 V/m, o pico observado chega a atingir 160 V/m no ensaio proposto, fato que indica

a forte influência das reflexões das ondas eletromagnéticas nos resultados de testes;

O número de linhas por comprimento de onda definido na simulação, que embora

esteja com o valor recomendado de 10 lpco, poderia ainda ter sido aumentado para

efeito de avaliação não fossem as limitações de hardware impostas que geram um alto

tempo de processamento.

- 107 -




respectiva simulação eletromagnética, para o teste de imunidade à radiação na faixa de UHF

de 1000 MHz a 2000 MHz.

Figura 6.9 – Ambientes de teste e simulação de EMC para a faixa de frequências de 1 GHz a 2 GHz

- 108 -





Figura 6.10 – Resultados do comportamento do campo elétrico na faixa de frequências de 1 GHz a 2 GHz


modelo, o número recomendado de 10 linhas por comprimento de onda, que resultaram em

45 milhões de células de malha e um respectivo tempo de simulação de 14h30min.


possui correlação irregular, mostrando uma tendência do comportamento simulado de seguir a

medição realizada, embora apresente divergências oscilatórias significativas que são

observadas ao longo de toda a faixa de frequência.

Como mencionado, esse teste é fisicamente realizado com a utilização de uma antena

horn, embora neste estudo tenha sido modelada através de uma onda plana, por questões de

limitações de hardware. Assim percebe-se que a utilização da onda plana inevitavelmente

influencia na acurácia da simulação, juntamente com aspectos como as reflexões do teste

(apresentando picos de 45 V/m nos resultados) e a simplificação do modelo veicular.

- 109 -

CAPÍTULO 7

CONCLUSÕES

A metodologia apresentada nesta dissertação descreveu a análise da modelagem e

simulação eletromagnética aplicadas a testes de compatibilidade eletromagnética em veículos.

Ressaltou-se os passos para a geração do modelo veicular e a configuração dos parâmetros

de simulação eletromagnética. Foi utilizada a Técnica de Integração Finita dentro do ambiente

do software CST-MWS para a execução das simulações de imunidade à radiação do modelo

veicular proposto, sendo então os resultados confrontados com os testes físicos previamente

efetuados pelo INPE para a faixa de frequência de 1,5 MHz a 2 GHz.

Essa abordagem estruturada no domínio do tempo teve a vantagem de gerar resultados

para uma determinada faixa de frequências em apenas uma execução do ciclo de resolução do

sistema numérico, assim reduziu-se o tempo de manipulação, configuração e simulação de

modelos, além de permitir a visualização e análise do comportamento eletromagnético com

mais clareza e objetividade ao se variar a frequência.

A despeito das dificuldades encontradas na modelagem das antenas e nos recursos

limitados de hardware, e considerando o objetivo principal de utilizar pré-testes virtuais para

limitar a execução de testes físicos somente ao final do desenvolvimento veicular para sua

certificação, foi observado apenas uma disparidade crítica na correlação entre simulação e

teste físico reportada nos resultados entre 60 e 80 MHz apresentados na seção 6.2, ao passo

que os demais resultados podem ser considerados aceitáveis dentro desse contexto, embora

tenha ficado claro que há espaço para melhoras principalmente na modelagem das antenas e

possivelmente também na câmera semi-anecóica definidas por condições de contornos.

Como contribuições provenientes deste trabalho, podem ser ressaltadas:

i. Análise da simulação eletromagnética aplicada a veículos automotores visando

antever a performance de EMC veicular provendo aos engenheiros informações

que lhes garantam desenvolver o melhor produto já na fase inicial de projeto,

reduzindo assim o tempo de desenvolvimento e reengenharia, e consequentemente

levando a uma redução de custos em protótipos e testes de validação.

- 110 -

ii. Análise da modelagem veicular e das antenas bicônicas e DRG tornando possível a

obtenção de melhores resultados no ambiente de simulação.

iii. Contribuição ao processo de aprendizado de modelagem e simulação de EMC que,

embora haja um número relativamente grande de publicações nesta área, possui

pouca literatura direcionada a aplicação automotiva, não condizendo com a

importância do tema, visto que se trata de um item de alta criticidade na validação

elétrica veicular.

iv. Compilação das diretivas e normas especificas de EMC para a área veicular.

Como sugestões para trabalhos futuros, podem ser indicadas:

i. Investigar o quanto o aumento da representatividade dos modelos, tanto do veículo

quanto das antenas, irá influenciar nos resultados de campo elétrico quando

comparados aos apresentados neste trabalho.

ii. Estudar a inclusão de elementos passivos, como cabeamentos ou peças estruturais,

e eventuais elementos ativos, como circuitos amplificadores de antenas ou PCB de

módulos, estendendo a análise eletromagnética para o conjunto funcional completo

do veículo.

iii. Investigar a inclusão da modelagem da câmara semi-anecóica, através de seus

elementos absorventes, no ambiente de simulação.

- 111 -

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- 116 -

- 117 -

APÊNDICE A

NEARFIELD AND FARFIELD (CAMPO PRÓXIMO E DISTANTE)

As características de um campo são determinadas pela fonte, o meio que envolve a fonte e

a distância entre a fonte e o ponto de observação [9]. Num ponto próximo da fonte, as

propriedades de campo são determinadas principalmente pelas características da fonte.

Distante da fonte, as propriedades do campo dependem principalmente do meio através do

qual o campo está propagando. Isto implica que o espaço em torno da fonte de radiação pode

ser dividido em duas regiões, o campo próximo e o distante (nearfield e farfield). Uma

aproximação comum é considerar as pequenas e grandes distâncias da fonte em comparação

com os comprimentos de onda da radiação. Assim, o ponto importante é ser capaz de

identificar a região de transição onde o nearfield "transforma-se” em farfield. Esta região de

transição pode ser encontrada olhando-se a impedância da onda, que é a razão entre o campo

elétrico, E, e o campo magnético, H. No campo distante esta razão E/H é igual à impedância

característica do meio selecionado (por exemplo, E/H = 377 Ω para o ar ou o espaço livre). A

região de transição é então encontrada a uma distância da fonte de radiação:

Uma vez que esta região é de transição, nearfield e farfield devem estar a alguma

distância a partir deste. Para efeito prático define-se que as regiões próximas e distantes

devem ser da ordem de magnitude maior ou menor do que esta distância de transição, isto é:

{

(

)

(

)

Muitos autores, contudo, frequentemente utilizam uma linha direta com base no valor de r:

{

- 118 -

Uma vez que esta definição envolve o comprimento de onda da radiação, esta torna-se

dependente da frequência, como demonstrado na Tabela A.1.

Frequência

30 kHz 1590 m

3 MHz 15,9 m

30 MHz 1,59 m

300 MHz 0,159 m

3 GHz 0,0159 m

Tabela A.1. Distâncias de transição de nearfield e farfield para diferentes frequências

Diferenças entre Nearfield e Farfield

Na região de nearfield os campos elétricos e magnéticos devem ser considerados

separadamente uma vez que a razão entre estes não é constante. A razão é determinada pelas

características da fonte e a distância a partir da fonte até onde o campo é observado. Se a fonte

possui alta corrente e baixa tensão, o nearfield é predominantemente magnético, isto é, E/H <

377 Ω. Por outro lado, se a fonte possui alta tensão e baixa corrente, o nearfield é

principalmente elétrico, isto é, E/H > 377 Ω.

Para uma antena de cabo linear, a impedância da fonte é alta. Este tipo de antena gera

principalmente campo elétrico, o que implica que a impedância de onda próxima da antena é

alta. À medida que a distância a partir da antena é aumentada, o campo elétrico perde parte de

sua intensidade, uma vez que gera um campo magnético complementar. A geração de um

campo magnético implica que a impedância da onda a partir de uma antena de cabo linear

diminui com a distância e assintoticamente aproxima-se da impedância de espaço livre no

campo distante. Este é um efeito a partir do fato que o campo elétrico de um dipolo elétrico

atenua a uma taxa de (1/r)3 (r = distância da fonte de radiação até o ponto onde o campo é

observado), enquanto que o campo magnético atenua a uma taxa de (1/r)2.

Quando um dipolo magnético, como uma antena em loop, é utilizado, o campo produzido

é principalmente magnético e a impedância de onda próxima à antena é baixa. À medida que a

distância da fonte aumenta, o campo magnético atenua a uma taxa de (1/r)3 e o campo elétrico

a uma taxa de (1/r)2. Isto implica que a impedância da onda aumenta com a distância e

aproxima-se da impedância do espaço livre.

- 119 -

No farfield, a impedância de onda é constante. Isso significa que ambos os campos,

elétrico e magnético, atenuam à mesma taxa, (1/r). Os campos elétricos e magnéticos são

ortogonais no farfield, formando, assim, uma onda plana. A potência irradiada no farfield é

fortemente dependente da impedância de entrada da antena.

- 120 -

- 121 -

APÊNDICE B

LISTA DE FREQUÊNCIAS

Banda de Transmissão de Rádio Frequência

(~ denota não contínuo ou aproximado)

Transmissão em AM 530 kHz – 1,75 MHz

Transmissão de TV 54 ~ 88,1 ; 174 – 216 ; 470 ~ 890 MHz

Transmissão em FM 86,6 – 109,1 MHz

Telefones celulares ~ 750, ~850, ~1700, ~1950, ~2100 MHz

Global Positioning System (GPS)

(não militar) 1567 – 1583 MHz

Rádio Digital via Satélite 2320 – 2345 MHz

Redes de computador wireless

(Bluetooth)

2400 – 2500 MHz

~ 5,8 GHz

TV via Satélite ~ 12 GHz

Links fixos ponto a ponto ~ 1, ~ 90 GHz

Tabela B.1 - Diferentes bandas de radiofrequência [57]

Banda de Frequência Designação Abreviação

3 – 30 kHz Very Low Frequency VLF

30 – 300 kHz Low Frequency LF

300 – 3,000 kHz Medium Frequency MF

3 – 30 MHz High Frequency HF

30 – 300 MHz Very High Frequency VHF

300 – 3,000 MHz Ultra High Frequency UHF

3 – 30 GHz Super High Frequency SHF

30 – 300 GHz Extremely High Frequency EHF

Tabela B.2 – Designação das diferentes bandas de radiofrequência [57]

- 122 -

- 123 -

APÊNDICE C

BANDA LARGA VS BANDA ESTREITA (BROADBAND VS NARROWBAND)

Em comunicações, banda refere-se a faixa de frequências (largura de banda) utilizado no

canal de comunicação. Dependendo do tamanho da banda (em termos de kHz, MHz ou GHz),

e algumas outras propriedades do canal, podem ser classificados como banda estreita, banda

larga, entre outros. Para aplicações em EMC os termos broadband e narrowband são os mais

comumente utilizados.

Banda Estreita (Narrowband)

No rádio, a comunicação de banda estreita acontece em uma faixa de frequências, em que

a resposta em frequência do canal de comunicação é plana, isto é, o ganho é constante para

toda a faixa frequências. Por consequência, a banda deve ser menor do que a largura de banda

de coerência (faixa máxima das frequências onde à resposta do canal é plana), e relativamente

menor do que a faixa de banda larga, onde a resposta do canal não é necessariamente plana.

Banda Larga (Broadband)

Em comunicações via rádio, a banda larga possui uma faixa de frequências maior em

comparação com a banda estreita. Normalmente, a faixa de banda larga ultrapassa a largura da

banda de coerência e, portanto, não possui uma resposta em frequência plana. A banda larga é

um termo relativo, e seu tamanho pode ser de kHz, MHz ou GHz, dependendo da aplicação.

- 124 -

- 125 -

APÊNDICE D

MEDIÇÕES DE PICO, QUASE-PICO E MÉDIA

Existem três tipos de detectores de uso comum em medições de emissões de rádio

frequência: pico, quase-pico e média. As características são diferentes para cada faixa de

frequências (ver Apêndice B) e são definidos na norma CISPR16.

Emissões de interferências são raramente contínuas em um nível fixo. Um sinal de

portadora, por exemplo, pode ser modulado em amplitude e ambas, portadora e emissões em

banda larga, podem ser pulsadas. Os três tipos de detectores fornecem diferentes níveis de

medidas, dependendo do sinal que for medido (Figura D.1) [16].

Figura D.1 – Medidas de Pico (P), Quase-Pico (QP) e Média (M) para diferentes sinais [16]

Pico (P)

Um detector de pico responde quase instantaneamente ao valor de pico do sinal e a

descargas. Se o receptor reside em uma única frequência, a saída do detector de picos irá

seguir o envelope do sinal (contorno aparente do sinal formado pelos sucessivos valores de

pico). Devido a esse comportamento às vezes é chamado de detector de envelope. Uma vez

- 126 -

que o detector de pico tem uma resposta muito rápida, é adequado para diagnósticos e testes

rápidos. As normas CISPR de emissões não requerem a utilização de detectores de picos.

Quase-Pico (QP)

O detector de quase-pico é um detector de pico com moderada carga e tempos de

descarga. Este detector foi desenvolvido e recomendado para uso comum pela CISPR uma

vez que foi observado que pela ponderação das constantes de tempo do detector de pico, uma

melhor correlação poderia ser encontrada entre as leituras do receptor EMI e as perturbações

de transmissão ouvidas pelo ouvido humano. Isto significa que os detectores de quase-pico

foram estabelecidos com referência ao ouvido humano. Foi notado que a interferência em

baixas frequências por repetição de pulso é subjetivamente menos irritante na recepção de

rádio que a interferência em altas frequências por repetição de pulso. Por consequência, um

tipo de emissão por pulsos será tratado de forma mais moderada por uma medição de quase-

pico do que por uma medição de pico. Uma desvantagem do detector de quase-pico é a

demora para obter-se um resultado exato, uma vez que a medição deve permanecer em cada

frequência por mais tempo do que os tempos de carga de quase-pico e de descarga. Uma vez

que a intenção dos testes baseados na CISPR historicamente tem sido a de proteger os

usuários de voz e dados do espectro de rádio, a CISPR coloca consideravelmente ênfase na

utilização do detector de quase-pico.

Média (M)

O detector de médias, como o seu nome indica, mede o valor médio do sinal. No caso em

que o sinal é contínuo, o detector de média medirá um valor igual ao detector de pico, mas

nos casos em que o sinal é pulsado ou modulado, o nível médio será inferior ao pico.

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ANÁLISE DE MODELAGEM E SIMULAÇÃO … · MICHEL DE MOURA GAVIÃO ANÁLISE DE MODELAGEM E SIMULAÇÃO ELETROMAGNÉTICA APLICADO A TESTES DE EMC EM VEÍCULOS Dissertação de Mestrado