59
1 Balastos Electrónicos: Inversores Resonantes José Marcos Alonso Álvarez Mayo 1999

Balastos Electrónicos: Inversores Resonantes · caracterizan a un inversor resonante. ... Aparece en el puente completo operando con control de fase y ciclo de trabajo reducido

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1

Balastos Electrónicos:Inversores Resonantes

José Marcos Alonso Álvarez

Mayo 1999

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2

Objetivos Conocer la estructura básica y parámetros que

caracterizan a un inversor resonante.

Conocer las configuraciones básicas de inversores

resonantes. Métodos de control y modos de

funcionamiento.

Metodología de análisis de inversores resonantes

operando en régimen permanente.

Características de comportamiento de algunos inversores

típicos.

Capacidad de selección de topologías

Conocer la metodología básica de análisis dinámico de

inversores resonantes.

Ejemplos de análisis dinámico

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3

Índice

Introducción

Topologías y Control de Inversores

Resonantes

Análisis Estático de Inversores Resonantes

Introducción al Análisis Dinámico de

Inversores Resonantes. Ejemplos

Bibliografía

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4

Aplicaciones

Alimentación de Lámparas [25-38]

Calentamiento por Inducción [14-16]

Soldadura por Arco Eléctrico [9, 10]

Equipos Ultrasónicos [11-13]

Procesos Electrostáticos [6-8]

Reguladores CC-CC Conmutados [17-24]

Fuente

Primaria

(CC)

Inversor

(CC-CA)

Carga

(CA)

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5

Parámetros Característicos

Onda Alterna de Salida (Tensión o Corriente):

1V

VD n

n Distorsión del armónico de orden n:

1001

22

3

2

2

V

VVVTHD n ......

(%)

Distorsión Armónica Total:

Factor de Distorsión del Armónico de orden n:nV

VDF n

n

1

Factor de Distorsión Total:

1001

32

2

V

n

V

TDF

n

...,(%)

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6

Diagrama de Bloques

Inversor Alimentado en Tensión

Fuente

PrimariaInversor A.F.

CircuitoResonante Carga

Transformador

A.F.

Circuitode

Control

E

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7

Fuente

PrimariaInversor A.F.

CircuitoResonante Carga

Transformador

A.F.

Circuitode

Control

I

Diagrama de Bloques

Inversor Alimentado en Corriente

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8

Topologías de Inversores

E

1

1

NNE

E

E/2

+

E E/2

PUSH-PULL ASIMÉTRICO

MEDIO PUENTE E PUENTE COMPLETOE

LC Serie LC Paralelo LCC Serie-Paralelo LCLC Serie-Paralelo

L C L

C

L Cs

Cp

C s

Cp L p

L s

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9

Inversor Push-Pull

T/2 T

t

B1

B2

NE

Io

Modo I Modo II Modo III Modo IV

Q1 ON

Q2 OFF

Q1 OFF

Q2 ON

D1 Q1 D2 Q2

UCE1

i C1

2E

T/2 T

f

fmax

i

i

Vo

i D1

E

1

1

N

D1

NE

-

+

MODO I

E

1

1

N

Q1

NE

-

+

MODO II

E

1

1

N

D2

NE

+

-

MODO III

E

1

1

N

Q2

NE

+

-

MODO IV

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10

Asimétrico y Medio Puente

E +

Q1D1

Q2D2

vO

iO

C

uC= E/2

T/2 T

t

iB1

iB2

E/2vO

iO

Modo I Modo II Modo III Modo IV

Q1 ON

Q2 OFF

Q1 OFF

Q2 ON

D1 Q1 D2 Q2

UCE1E

E/2Q1

D1

Q2D2 vO

iO

E/2

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11

Puente Completo

E

Q1D1

Q2D2

Q3D3

Q4D4

vO

iO

T/2 T

t

iB1

iB3

EvO

iO

Modo I Modo II Modo III Modo IV

Q1, Q2 ON

Q3, Q4 OFF

Q1, Q2 OFF

Q3, Q4 ON

D1-D2 Q1-Q2 D3-D4 Q3-Q4

UCE1E

iB2

iB4

UCE2

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12

Control de la Potencia de Salida

Control de la Tensión Continua de Entrada

Control por Frecuencia de Conmutación

Control por Deslizamiento de Fase

Control por Modulación de Anchura de Pulso

(PWM)

Control por Modulación de Densidad de

Pulsos (PDM)

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13

Variación de la Tensión de Entrada

AC Inversor

AC Control Inversor

Control InversorE

Potencias Altas

Baja respuesta

Dinámica

Potencias Bajas-

Medias

Alta Respuesta

Dinámica

Baja Tensión

Alta respuesta

Dinámica

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Frecuencia de Conmutación

E/2Q1

D1

Q2D2 vO

iO

E/2

L

C Carga

XL = 2fL

XC = 1/(2fC)

La tensión y corriente en la carga dependen de la

frecuencia de conmutación

Fácil implementación

Problemas de ruido y de optimización de magnéticos

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15

Deslizamiento de Fase

E

Q1D1

Q2

D2

Q3

D3

Q4

D4

vO

iOA

B

v

Av

B

T/2 T

t

iB1

iB2

E vO

iO

D1 Q1

t

iB3

iB4

t

tEv

Bv

A

E

Q4

D1

D2 Q2

D3

Q2

D3

D4Q3Q4

D1

Q4

D T/2 (1-D) T/2

t

t

t

Funcionamiento a

frecuencia fija

Baja distorsión de la

onda de salida

Distorsión mínima para

D=0.73

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16

Deslizamiento de Fase

E

1

1

N

Q1 D1Q2

D2iB2 iB1

iO

E

1

1

N

Q3D3

Q4

D4iB4 iB3

vO2

vO1

vO

vO1

vO2

Vm

2Vm

Vm

vO

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17

Modulación de Anchura de PulsoTc

T

Tc<< T

Vp

v1vo

t

t

vmE/2

E/2

Q1

Q2

D1

D2

v1FILTRO

A.F.vo

Comparación de una onda modelo con otra triangular

Posterior filtrado de los armónicos superiores

El valor instantáneo medio de la onda de salida es

proporcional a la onda modelo (amplificador conmutado)

Habitualmente: Tc > 9 T

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18

Formas de Onda PWM

t(-) t(+)

E/2 v1

(t) = vo (t)

v1(t)

vm (t)=Vm sen tVp

+

-

Tc

tmE

V

tvEtvtv a

p

mO sen

2

)(

2)()( 1

Factor de modulación de amplitud: ma = Vm / Vp

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19

Distribución de Armónicos

1 mf

mf+2 m

f+4m

f -2

mf-4

jmf

jmf +kjmf -k

............

...Filtrado

Factor de modulación de frecuencia: mf = fc / f

Frecuencia de los armónicos superiores:

fkjmf fh )(

Para j par, k impar

Para j impar, k par

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20

Modulación de Densidad de Pulsos [7]

iO

vA

v

Modo I Modo II Modo I Modo II Modo I Modo II Modo I Modo III Modo I Modo II Modo I

E

Q1

D1

Q2D2

Q3

D3

Q4 D4

vO

iOE

Q1D1

Q2D2

Q3D3

Q4D4

vO

iO

E

Q1

D1

Q2

D2Q3

D3

Q4D4

vO

iO

E

Q1D1

Q2

D2

Q3

D3

Q4 D4

vO

iO

AB

A

B

AB

AB

Circuito Inversor Modo I

Modo II Modo III

B

vO

Amplio margen de control de la potencia de salida

Gran precisión

Aplicación en alimentación de procesos electrostáticos

Densidad de pulsos: 3/4

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21

Modos de Funcionamiento En función del desfase entre tensión (Vo) y

corriente (Io) se tienen diferentes modos de

funcionamiento:

Conmutación a Tensión Cero (ZVS)

Conmutación a Corriente Cero (ZCS)

Conmutación Mixta (ZVS-ZCS). Sólo en inversores en

puente completo con control de fase.

El modo de funcionamiento afecta a:

Las conmutaciones de los interruptores

La cantidad de energía reactiva manejada por el

inversor

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E vO

iO

D1 Q1Q4

D1D2 Q2

D3Q2

D3D4

Q3Q4

D1Q4

Conmutación a Tensión Cero (ZVS)

Q1

Q3

D1

D3

Q1

Q3

D1

D3

iO iO

Los transistores entran en

conducción con tensión cero

Los diodos salen de conducción

de forma natural (inversión de la

corriente)

Sólo hay pérdidas en la salida de

conducción de los transistores

Util para MOSFET

0

+E

0

+E

Q1

Q3

D1

D3

iO

0

+E

Q1

Q3

D1

D3

iO

0

+E

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23

EvO

iO

Q1 Q1D4

D1D2Q2

Q3D2

D3D4

Q3Q4

Q1D4

Conmutación a Corriente Cero (ZCS)

Q1

Q3

D1

D3

Q1

Q3

D1

D3

iO iO

Los diodos son polarizados

inversamente. Cortocircuitos

puntuales.

Necesidad de diodos rápidos y

tiempo muerto elevado

La salida de conducción de los

transistores se produce sin

pérdidas (natural)

Util para IGBTs.

0

+E

0

+E

Q1

Q3

D1

D3

Q1

Q3

D1

D3

iO iO

0

+E

0

+E

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24

EvO

iO

Q4 Q1D1

Q3D2Q2

Q2D3

Q4D1

Q3Q4

Q1D4

Conmutación Mixta (ZVS-ZCS)

Aparece en el puente completo operando con control

de fase y ciclo de trabajo reducido.

Una rama trabaja (Q1-Q3) con conmutación a tensión

cero y la otra (Q2-Q4) con conmutación a corriente

cero.

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Balance de EnergíavO

D1 Q1

Q4

D1

D2 Q2

D3

Q2

+

-

iO

vO

Q1 Q1

D4

D1

D2Q2

Q3

D2

+

-

iO

Q1 Q1

D4 Q2

Q2

D2

iO

vO

+

MODO ZVS MODO ZCS

MODO MIXTO ZVS-ZCS

Energía

Reactiva

No maneja

Energía

Reactiva

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Efecto de la FrecuenciaTensión

Corriente Inductiva

Mixto

ZVS

ZCS

La frecuencia afecta al desfase entre la tensión y corriente resonante

A frecuencias altas las componentes inductivas predominan sobre las capacitivas (modo ZVS)

A frecuencias bajas predominan las componentes capacitivas frente a las inductivas (modo ZCS)

A frecuencias intermedias se tiene el modo mixto

Corriente

Capacitiva

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27

Efecto del Ciclo de Trabajo

ZVS

Mixto

ZCS

Mixto

Al variar el ciclo de trabajo la frecuencia permanece constante

Para ciclos de trabajo reducidos aparece el modo de funcionamiento mixto (ZVS-ZCS)

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28

Análisis Estático

Dos métodos de análisis:

Método 1: [28]

Se plantean y resuelven las ecuaciones diferenciales en cada modo topológico de funcionamiento.

La solución de régimen permanente se obtiene aplicando las condiciones de contorno.

Válido para obtener respuestas transitorias

Método 2: [18, 26, 27, 29-31]

Se emplea la teoría del desarrollo en serie de Fourier

Solución tan precisa como se desee

En principio sólo es válido para obtener la solución de régimen permanente

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29

Método 1: Ejemplo

E/2

E/2

u(t)i(t)

L

R

u(t) Ri(t)E/2

u(t) Ri(t)E/2

2)(

)()(

EtRi

dt

tdiLti

Modo M0: 0<t<T/2

Modo M1: T/2<t<T

2)(

)()(

EtRi

dt

tdiLti

Condición de

Régimen

Permanente:

i(0)= - i(T/2)

L

tR

eR

Ei

R

Eti

2)0(

2)(

L

RTt

eR

ETi

R

Eti

)2/(

2)2/(

2)(

E/2

E/2R

u(t)

i(t)L1/R1

L2/R2

L1/R1 > L2/R2L

TR

L

TR

e

e

R

ETii

2

2

1

1

2)2/()0(

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30

Método 2: Desarrollo de Fourier

vg

CIRCUITO

FILTRO = vg1

CIRCUITO

FILTRO

()+ ... +R

vgnCIRCUITO

FILTRO

( )

R + ...n

v(t) v (t)1 v (t)n

R

(LINEAL)

1

1 )(...)(...)()( tvtvtvtv in

Se obtiene el desarrollo en serie de Fourier de la onda alterna de entrada al circuito tanque

Fácilmente implementable en ordenador

No apto para circuitos no lineales

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31

Estudio General [27]

Ve

CIRCUITOFILTRO

(LINEAL)

RVs

IsIe

IB + V= A V SSE

SSE ID + VC= I

Parámetros de

Transmisión Carga

Resistiva

I R= V SS

B + R A

R=

V

V

E

S

B + AR

D + C R=

V

I

E

E

Ve RVs

IsIe...

Z1

Z2

Z3

Z4

Z2n-1

Z2n

1Z

ZZ Z + 1=

1Z

01

10

Z1 = [A]

1-i 2

1- i 2-1

i 21- i 2n

i1-i 2

1- i 2n

1=i 1

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32

Análisis Comparativo

LC Serie LC Paralelo LCC Serie-Paralelo

Ve

Ie

Vs

IsL Cs

L

Cp

L Cs

CpVe

Ie

Vs

Is

Ve

Ie

Vs

Is

VBASE ZBASE BASE

LC-SERIE VE SCL / 1/ LCS

LC-PARALELO VE L CP/ 1/ LCP

LCC VE )/()( PSPS CCCCL + )/()(/1 PSPS CCCCL +

VALORES BASE

MS=VS/VBASE Tensión de salida normalizada

Je=Ie/IBASE Corriente de entrada normalizada

= /BASE Frecuencia angular normalizada

Q=R/ZBASE Carga normalizada

NOMENCLATURA:

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33

1-

Q

1 + 1

1 = | M |

2

2S

S

1- + Q

1= | J |

2

2S

e

Q

1-

arctg - = S

e

)1-( + Q

1 = | M |

22

2P

2S

)1 -( Q +

Q + 1 = | J | 222

P2

22P

e

1- Q arctg -

Q

1-arctg = P

P

e

( )1- 1

+ -1

- Q

1

1 = | M |

2 2

2

2

2SP

s

-1 = si -1

-

1-

Qarctg -

Q

-arctg

-1 = < si 180 + -1

-

1-

Qarctg -

Q

-arctg

=

C

2SP

SP

C

2SP

SP

e

Resumen de Características

( )

2/1

2

2SP

2

2

SP

e

1- Q

+ -1

-

Q1

= J

LC SERIE

LC PARALELO

LCC SERIE-PARALELO

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34

Circuito LC Serie

Tensión de salida igual o inferior a la tensión de entrada

Alta distorsión para valores elevados de la carga

Corriente de entrada elevada en torno a la frecuencia de resonancia

Modo ZVS por encima de resonancia y ZCS por debajo.

FD 3

(a)

(b)

(a)

(b)

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35

Circuito LC Paralelo

(a)

(b)

FD3

(a)

(b)

Ganancia de tensión superior a la unidad

Comportamiento como fuente de corriente a la frecuencia de reso-nancia natural:

I = VBASE/ZBASE

Baja distorsión en la tensión de salida

Frontera entre modos ZVS y ZCS:

Q

1- 1= 0)=(/

2P

e

Existe si QP>1

Si QP<1 Siempre ZVS

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36

Circuito LCC

(a)

(b)

FD3

(a)

(b)

Comportamiento intermedio entre LC serie y LC paralelo

Ganancia de tensión superior a la unidad

Comportamiento como fuente de corriente a la frecuencia de resonan-cia natural:

I = VBASE/( ZBASE )

Baja distorsión en la tensión de salida

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37

Análisis DinámicoMétodo de Promediado Generalizado [40, 45]

Útil para el modelado de todo tipo de convertidores de

potencia.

Permite el modelado de convertidores que presentan formas

de onda con alto rizado o incluso alternas

Se basa en el empleo del desarrollo en serie exponen-cial de

Fourier.

Se emplean como variables de estado los coeficientes del

desarrollo en serie de Fourier.

El orden del modelo y su precisión son proporcionales al

número de armónicos del desarrollo en serie considerados.

También se conoce como Método de Promediado

Multifrecuencia [45].

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38

Desarrollo de Fourier (Repaso)

Una onda x(t) que verifica las condiciones de Dirichlet puede

expresarse de la forma siguiente:

k

tjk

kex)t(x Donde:

T

0

jk

kde)(x

T

1x

Los coeficientes son complejos y están relacionados con

los coeficientes de la serie trigonométrica de la forma

siguiente:

kx

1

kk0 tksenbtkcosaa2

1)t(x

knkn xIm2bxRe2a

( ) ( )kkkkkk00jba

2

1xjba

2

1xa

2

1x

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39

Metodología de Estudio

k

)Tt(jk

ke)t(x)Tt(x

El método se basa en aproximar la onda x(t) en el intervalo

(t-T, t] por medio de la serie exponencial de Fourier:

Donde:

T

2 ( T,0

de)Tt(xT

1)t(x

)Tt(jkT

0k

Los coeficientes son las variables de estado del modelo

A partir de ellos pueden obtenerse las evoluciones temporales

El orden del modelo es igual al doble del número de coeficientes

considerado, ya que éstos son complejos

kx

Real

Aprox.

Onda Continua Onda Alterna

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40

Operaciones Básicas

Diferenciación en el tiempo:

)t(xjk)t(xdt

d)t(x

dt

dk

kk

Convolución:

i

iikk)t(y)t(x)t(y)t(x

Suma: )t(y)t(x)t(y)t(xkkk

Producto por un escalar: )t(xa)t(xakk

Si es variable esta fórmula es sólo una aproximación

Buena aproximación si las variaciones de la frecuencia

son lentas

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41

En muchos casos el modelado implica la obtención

de los coeficientes de Fourier de una función escalar

f:

En la mayoría de los casos es imposible obtener una

expresión explícita para estos coeficientes.

Una aproximación es el empleo de la función descriptora [43, 44]

Para funciones polinómicas pueden obtenerse empleando la

propiedad de convolución.

kn21 )x,,x,x(f ( )knk2k1 x,,x,xh =

Problema de Modelado:

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42

Aplicación al Modelado en el Espacio de EstadosModelo de un convertidor:

)t(u),t(xf)t(xdt

d

)t(u),t(xg)t(y

)t(x Vector de variables de estado

)t(u Vector de excitación

)t(y Vector de variables de salida

Aplicación del método de Fourier:

k

k

)t(u),t(xf)t(xdt

d

kk

)t(u),t(xg)t(y kk

)t(u),t(xg)t(y

( )kkk

u,xfxjkxdt

d

Simplificación: En algunos casos pueden conocerse directamente las variables de

salida a partir de las nuevas variables de estado:

)t(u),t(xh)t(ykk

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43

Caso Particular: Sistemas Lineales Invariantes

Modelo del convertidor: )t(uB)t(xA)t(xdt

d

Aplicación del método de Fourier:

kkk

)t(uB)t(xA)t(xdt

d

Diferenciación

en el tiempo

kkkkuBxAxjkx

dt

d

Modelo en el Espacio de Estado:

( )kkk

uBxAIjkxdt

d

Nueva Matriz de Estado

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44

( )k0

1

0k0 uBAIjkx

Régimen PermanenteCondición de Reg. Permanente: 0x

dt

dk

Aplicando la condición al modelo, se obtiene:

Modelado Dinámico

Se introducen perturbaciones en el modelo:

ˆ0

k0kuu kk0k

xxx

Las perturbaciones provocan

variaciones en las vbles. de estado

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45

Modelado Dinámico (Cont.)

Se introducen las perturbaciones en el modelo:

( ) ( )( )( )k0

kk00kk0 uBxxAIˆjkxx

dt

d

( )k0

k0

kxIˆjkxAIjkx

dt

d

Condición de reg. permanente

Se aplica la transformada de Laplace:

( )k0k0k

xI)s(jk)s(xAIjk)s(xs

( ) k0

1

0k xIjkAIjks

)s(

)s(x

De forma análoga pueden obtenerse otras funciones de transferencia.

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46

Ejemplo: Inversor LC Paralelo

E

E

L

C R

Q1D1

Q2 D2

L

C Ru(t)

i (t)

u (t)c

Circuito Equivalente

Modelo Exacto

)t(uL

1)t(u

L

1)t(i

dt

dC

)t(uRC

1)t(i

C

1)t(u

dt

dCC

Vector de Estado: TC )t(u),t(i)t(x

Excitación: ( )tsensgnE)t(u

Modelo Aproximado (1er Armónico)

Vector de Estado:

Excitación:

T1C11

u,ix

E2ju

1

L

E2ju

L

1iji

dt

d1C11

1C11C ujRC

1i

C

1u

dt

d

( ))t(ievol)t(y1 ( ))t(uevol)t(y C2 )t(i2)t(y11 )t(u2)t(y

1C2

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47

También puede obtenerse el modelo en el plano real:

Modelo en el Plano Real

)t(jx)t(x)t(i 211 )t(jx)t(x)t(u 431C

E

0

0

L/2

0

x

x

x

x

RC/1C/10

RC/10C/1

L/100

0L/10

x

x

x

x

dt

d

4

3

2

1

4

3

2

1

2

2

2

11 xx2y 2

4

2

32 xx2y

Modelo de Gran

Señal en el

Plano Real

Ejemplo concreto: Frecuencia de conmutación: 20 kHz

Inductancia: 4.15 mH

Condensador: 15 nF

Carga: 212 Ohmios

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48

Modelo de Gran Señal: Resultados

0 100 200 300 400 5000

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

110

y 2k

uk

k

0 100 200 300 400 500

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

k

uk

200

y1

k

MathCAD: PSpice:

0s 100us 200us 300us 400us 500us

Timeabs(v(4,1)) v(1)

100V

80V

60V

40V

20V

0V

**** Simulacion de un inversor resonante LC paralelo ****Date/Time run: 01/18/99 17:47:10 Temperature: 27.0

0s 100us 200us 300us 400us 500us

Timev(1)/200 abs(i(LR))

500m

400m

300m

200m

100m

0

**** Simulacion de un inversor resonante LC paralelo ****Date/Time run: 01/18/99 17:47:10 Temperature: 27.0

Corriente:

Tensión:

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49

Régimen Permanente

( )k0

1

0k0 uBAIjkx

10

1

0

0

10C

10u

0

L/1

RC/1jC/1

L/1j

u

i

Resolviendo:( )RLCRjL

RCj1E2i

2

00

0

10

1R

LjLC

/E2ju

02

0

10C

Teniendo en cuenta que:100 ij2I

10C0C uj2U

Se obtienen las evoluciones senoidales de corriente y

tensión:

( ) LjLC1R

RCj1E4I

0

2

0

00

( )R

LjLC1

1E4U

02

0

0

Que lógicamente coinciden con las soluciones obtenidas mediante la

aproximación con el armónico fundamental.

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50

Modelo Dinámico

Ejemplo: Obtención de la función)s(E

)s(u)s(G Cpico

ue

Perturbación: )4..1i(xxxEEE i0ii0

Introduciendo la perturbación y linealizando:

E

0

0

L/2

0

x

x

x

x

RC/1C/10

RC/10C/1

L/100

0L/10

x

x

x

x

dt

d

4

3

2

1

0

0

0

0

4

3

2

1

( )2201102

20

2

10

1 xxxxxx

2y

( )4403302

40

2

30

2 xxxxxx

2y

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51

Modelo Dinámico (Cont.)

Aplicando la transformada de Laplace:

)s(E

0

0

L/2

0

RC/1sC/10

RC/1s0C/1

L/10s

0L/1s

)s(x

)s(x

)s(x

)s(x1

0

0

0

0

4

3

2

1

)s(xx)s(xxi

2)s(y 220110

10

1

)s(xx)s(xxu

2)s(y 440330

10C

2

Finalmente habría que despejar: y2(s)/ E(s)

La obtención de una solución explícita resulta bastante tedioso.

Fácilmente implementable en programas de ordenador

(ver Apéndice B)

Modelo

Dinámico de

Pequeña

Señal

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52

w

1 103

1 104

1 105

1 106200

100

0

100

200

w

20

1 103

1 104

1 105

1 10660

40

20

0

ue R=1000

R=500

R=212

G

ueG

180

R=1000

R=500

R=212

Respuesta Dinámica

)s(E

)s(u)s(G Cpico

ue

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53

Operación en Bucle Cerrado

110

3

110

4

110

5

110

640

0

40

200

0

200

dB

180

GradosGH

1 0.5 0 0.5 1 1.5

1.5

1

0.5

0

0.5

ImGH( )

ReGH( )

5 4 3 2 1 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

15

10

5

0

5

ImGH( )

ReGH( )

110

3

110

4

110

5

110

6

40

0

40

GH

200

0

200

dB Grados

)s(Guerk)s(R REFu

ReguladorProporcional

Kr=2 Sistema Estable Kr=15 Sistema Inestable

Sistema

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54

Propuesta de EjercicioModelado de un convertidor CC-CC Resonante

E

E

L C

Q1 D1

Q2

D2

Vo

L

Cu(t)

i (t)u (t)c

Vo

)tsinsgn(E)isgn(VuL

1i

dt

dOC

iC

1u

dt

dC

2jEe

2Vu

L

1iji

dt

di

O1C11

11C1C iC

1uju

dt

d

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55

Se ha presentado la estructura básica de un inversor

resonante y los parámetros que lo caracterizan

Estudio de la metodología de análisis estático de

inversores resonantes

Se ha realizado un análisis comparativo de tres circuitos

resonantes típicos

Metodología general de análisis estático y dinámico de

convertidores de potencia, fácilmente aplicable a

inversores resonantes

Se han realizado ejemplos de análisis dinámico de

inversores resonantes

Resumen y Conclusiones

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56

Actividades Complementarias Simulación con PSpice de diferentes topologías de inversores

resonantes.

Obtención de características estáticas de inversores con otros

circuitos resonantes diferentes a los expuestos.

Diseño de un inversor resonante para una aplicación concreta.

Montaje y ensayo de un inversor en el laboratorio. Por ejemplo

para alimentación de una lámpara fluorescente.

Obtención de otras funciones de transferencia para el inversor

resonante LC paralelo.

Realización de simulaciones con PSpice del inversor LC en bucle

cerrado con diferentes reguladores y comparación con resultados

teóricos.

Modelado de otros convertidores (CC-CC PWM, CC-CC resonantes,

etc.)

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57

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