INTRODUCERE

OBIECTIVELE CURSULUI

1. Descrierea elementelor constructive ale convertoarelor statice şi explicarea rolului lor funcţional

2. Definirea şi stabilirea ecuaţiilor ce definesc siferite marimi de intrare şi de ieşire ale convertoarelor statice

3. simularea funcţionării corecte sle diferitelor convertoare.

CONCEPŢIA CURRICULARĂ

Lucrarea de faţă îţi propune să asigure pregătirea de specialitate a viitorului ofiţer maritim - inginer electrotehnic în domeniul convertoarelor statice.

Parcurgerea, înţelegerea şi însuşirea unităţilor de învăţare se bazează pe cunoştinţele dobândite în cadrul disciplinelor fundamentale: analiză matematică, matematici speciale, bazele electrotehnicii, fizică, electronicii de putere, materiale electrotehnice, măsurări electronice şi electrotehnice.

Parcurgerea acestei discipline de către studenţi este necesară pentru înţelegerea disciplinelor de specialitate: acţionări electrice, instalaţii electrice de bord, producerea şi distribuţia energiei electrice, etc.

După parcurgerea acestei discipline studenţii trebuie să fie în măsură să masoare şi depaneaze diferitele tipuri de convertoare staticeca urmare d defecţiunilor ce apar unile ce survin în funcţionareşi să execute calculul de dimensionare al acestora.

SCOPUL UNITĂŢILOR DE ÎNVĂŢARE

Unităţile de învăţare au fost stabilite astfel încât să ajute cursanţii în primul rând sa identifice locul şi rolul acestei discipline în categoria disciplinelor de specialitate din domeniul ingineriei electrice .

Acest curs vine să aprofundeze noţiuni specifice domeniului ingineriei electrice, să ofere noţiuni noi care pot fi asimilate, evidenţiate şi puse în valoare în rezolvarea situaţiilor practice pe care le poate întâlni cel care studiază această disciplină.

Totodată unităţile de învăţare selectate au fost alese astfel încât să ajute cursanţii să dobândească o serie de noţiuni de bază legate de electronica de solosită în acţionările electrice de puterede la bordul navelor maritime şi fluviale.

Ca disciplină de învăţământ, “Convertoare statice” este prezentă în toate planurile de învăţământ ale facultăţilor Academiei Navale “Mircea cel Bătrân”, ceea ce denotă importanţa deosebită a acesteia.

TEMATICA UNITĂŢILOR DE ÎNVĂŢARE

Unitatea de învăţare 1Dispozitive şi module de putere de putere

Unitatea de învăţare 2Problematica generală a convertoarelor statice

Unitatea de învăţare 3Convertoare cu comutaţie naturala

Unitatea de învăţare 4Convertoare cu comutaţia forţată

1. Unitatea de învatare 1

I. DISPOZITIVE SI MODULE DE PUTERE

1.1. Dioda de putere

Structura. Simbolizare:

Structura: dioda de putere este formata din trei straturi:1) primul strat are un nivel de dopare mai mare: 1019 impuritati/ cm3 (substrat)2) al doilea strat intermediar cu nivel de dopare mai redus 1014 impuritati/ cm3 (zona sau regim de drift)3) 1019 impuritati/ cm3 = NaNa - densitatea de dopare cu impuritati acceptoareNd - densitatea de dopare cu impuritati donoare+ - gol (lipsa unui e- in structura)

a)Fig.1. Sectiune printr-o dioda de putere b) Stratul n- real

Fig.2) Structuri cu placi de camp

b) Structuri cu inel de gard

       Examinand modul in care se extinde zona de sarcina spatiala (in care nu exista purtatori mobili) observam ca aceasta zona se extinde mai mult in zona de tip n -

(regiunea de drift). Acesta largime, Wn, este cu atât mai mare cu cat tensiunea electrica aplicata diodei este mare.

- latimea fizica aplicata barierei de potential.

fig.3. Polarizare directa (dioda conduce):

fig.4Polarizare inversa:

- latimea fizica aplicata barierei de potential.

e - permitivitatea electrica a materialului

q - sarcina e- VB - tensiunea echivalenta a barierei de potentialNd<<Na

(1.1)       Putem spune ca largimea fizica a barierei de potential, W0, este proportionala cu tensiunea aplicata invers pe dioda: cu cat tensiune inversa a diodei va fi mai mare cu atât W0 va fi mai extinsa rezulta ca diodele de putere au tensiunea inversa mult mai mare (sute sau mii de V).       Cu ajutorul relatiei (*) se poate aproxima tensiunea inversa la care o dioda se strapunge:

Ecr - camp electric criticVBR - tensiune inversa de strapungere

Caracteristica curent - tensiune a diodei de putere :

Fig.5.VBR - tensiune inversa de strapungereirr - curent invers prin dioda       In cadranul I caracteristica este aproximativ liniara pentru u<Vp; caracterul liniar este dat de pierderile rezistive din zona de drift. Exemplu: largimea zonei de drift pentru 1000 V este egala cu 100 mm pentru p+ egal cu 10 mm.

Strapungerea diodei are loc cand dioda este polarizata invers cu o tensiune foarte mare.Mecanisme

1) prin avalansa (ionizare prin soc) - apare atunci cand sub actiunea campului electric extern, mare, sarcinile mobile obtin o energie cinetica suficient de mare astfel incat ciocnindu-se de nodurile retelei cristaline produc fenomenul de ionizare adica de smulgere a unui electron si transformarea acestuia in electron liber Ecr = 300mii V/ cm3.2) Prin patrundere campul electric nu este foarte mare insa largimea lui Wn este atât de mare incat ocupa toata zona En: Wn=En. Diodele se realizeaza astfel incat strapungerea prin patrundere sa nu aiba loc.

3) Strapungere Zener se bazeaza pe efectul Zener: trecrea unui electron din banda de valenta in banda de conductie sub actiunea campului electric extern.       In zona de strapungere dioda redresoare nu functioneaza. Zona de strapungere este folosita la dioda Zener.

Polarizarea diodei Zener:

Fig.6

Dz - stabilizator parametric de tensiune (mentine constanta tensiunea)VZ - coeficient de variatie cu temperatura;

Pentru diodele Zener ce au:· Vz>8 V, VZ>0· Vz<5 V, VZ<0

DT - diferenta de temperatura.

Timp de comutare :

· diode de putere lente (diode redresoare pentru frecventa mica de lucru); t rr= µs· diode de polarizare rapide (se folosesc la convertizoare cu comutare fortata cu frecventa mare); trr= ns       Exista doua modalitati de lucru cu un dispozitiv electronic:1) functionarea dispozitivului astfel incat pe acesta exista caderi de tensiune; dispozitive electronice de putere in convertizoare statice in special cand frecventa de lucru este mare nu functioneaza in zona liniara ci numai in cele doua stari: fie in conductie fie intrerupte;2) functionarea in comutatie: cu cat timpul de comutare (de trecere din conductie in blocare si invers) este mai redus cu atât puterea in convertizoarele statice este mai mica.       Se considera schema de polarizare a unei diode redresoare:

Fig.7.K - trece din pozitia 1 in pozitia 2Pozitia 1 - conductieIrr - curent invers prin dioda pe durata blocarii       Pe durata 0 - t1 tensiunea scade, iar pe t1 - t2 se restabilesc posibilitatile de blocare0 - t1=timp de stocare (ts)

t1- t2=timp de tranzitie

Apare intr-un convertor mai complex:T - intrerupator

- suprasolicita invers dioda(trebuie micsorata):       Se conecteaza in paralel cu dioda o retea de protectie:

       Capacitatea de calcul:        Cand tensiunile nu sunt foarte mari Rs poate disparea.

1 .2..Ttranzistorul bipolar de putere

1 .2.1 Principii de functionare

     Fig.1.Tranzistorul bipolar de putere

   Largimea zonei de drift influenteaza puterea tranzistorului.       Caracteristici:- sunt tranzistoare bipolare de putere de joasa frecventa (frecvente mai mici de sute de kHz);- sunt tranzistoare bipolare de putere de înalta frecventa (de ordinul MHz).       Curenti de ordinul 1÷15A, cu VCE < 250V.       Curenti de ordinul 10÷40A, cu VCE de ordinul zecilor de volti, tranzistoare bipolare de putere care au curenti mari se folosesc în scheme în paralel.

       Factorul de amplificare în curent este . Pentru cresterea curentului se pot conecta în paralel si pentru cresterea tensiunii maxime la care sunt utilizate se conecteaza în paralel. Presupunem ca:

rezulta ca un ranzistor bipolar de putere are nevoie de un curent mare in baza; circiutul care va comanda tranzistorul trebuie sa asigure disiparea corespunzatoare pentru un curent mare.       Tranzistoarele bipolare de putere poate fi sub forma unui singur tranzistor sau în configuratie Darlington într-un chip (monolitic Darlington MD).

Fig.2. Structura

       Rolul diodelor D1 si D2 este urmatorul: la comanda MD cu un curent pozitiv prin B intra tranzistorul D în conductie, apoi întra în conductie tranzistorul M. Dioda D1

are rolul blocarii tranzistorului M, asigurând o cale de a extrage sarcinile din baza tranzistorului M. Dioda D2 protejeaza tranzistorul M din schema Darlington monolitic

la tensiuni Ucc inverse mari.

       Exemplu: în scheme de convertoare în punte

1.2.2. Caracteristicile unui tranzistor bipolar

        Fig.3.Caracteristici statice

Rezistenta interna a tranzistorului poate fi scrisa cu relatia:

       În zona blocata, la o tensiune colector-emitor UCE exista un curent mic în colector IC. În zona de saturatie care se obtine prin marirea curentului de baza IB, va curge un curent mare în colector IC, chiar la o tensiune mica UCE. În regim de comutatie între punctele de conectare 1 si 2, timpul trebuie sa fie cât mai mic. UCE0 este tensiunea la care tranzistorul bipolar se strapunge având baza în aer.       Pentru tranzistoarele bipolare, punctele de functionare se aleg în zona de saturatie deoarece pierderile în conductie sunt mai mici.       Spunem ca punctul de functionare A este în zona de saturatie profunda si punctul de functionare B este în zona de saturatie incipienta, iar C si D functioneaza în zona liniara.       Atunci când tranzistorul T este polarizat invers, la nivelul jonctiunii baza-emitor curentul IC este apropiat de zero pâna când UCE atinge o valoare mare.

       Atunci când la polarizare directa, curentul prin tranzistor creste

necontrolat, la nivelul structurii apar puncte fierbinti. Daca aceasta crestere se realizeaza un timp foarte scurt, materialul nu se topeste, iar când curentul scade, materialul se recristalizeaza.       Daca nu actioneaza protectia, curentul creste în continuare dar scade tensiunea UCE, rezulta distrugerea iremediabila (topirea intensa a structurii).

Alegerea punctului de functionare

       Geometria baza-emitor într-un tranzistor bipolar de putere..       O comanda data pe baza jonctiunii baza-emitor se transmite cu atât mai repede cu cât suprafata de contact între baza si emitor este mai mare. Teoretic, jonctiunea este plana. Pentru a mari suprafata de contact în raport cu jonctiunea plana, exista structuri de pieptene.

1.2.3. Metode pentru evitarea strapungerii

       Aceste metode constau în micsorarea tensiunii maxime UCE care poate fi aplicata tranzistoarelor bipolare de putere.

       Când tranzistorul bipolar de putere iese din conductie, IC ar trebui sa se întrerupa, apare un fenomen de autoinductie (care apare întotdeauna la întreruperea unui curent

printr-o bobina) si conduce la aparitia unei tensiuni , astfel polarizata încât

sa tinda la continuarea curentului prin înfasurari, rezulta .       1. Prima metoda pentru evitarea strapungerii. Conectarea unei diode în antiparalel cu sarcina inductiva

Df - dioda de curgere libera a energiei; dioda permite disiparea libera a energieiR -permite limitarea curentului prin dioda. Este folosita atunci când rezistenta bobinei ar fi insuficient de mare si ar distruge RS.

Fig. 4. Protectia la supratensiuni

       2. A doua metoda de protectie prin montarea unei diode si a unei diode Zener DZ

în paralel cu conexiunea colector-emitor a tranzistorului bipolar de putere.

       3. A treia metoda de evitare a strapungerii prin cresterea UCE prin transformarea caracterului sarcinii.

impedanta de sarcina

       La schimbarea sarcinii trebuie schimbat grupul R-C.

Energia disipata pe durata unei comutatii de blocare

       Consideram tranzistorul ca intrerupator ideal; in momentul blocarii tensiunea la bornele tranzistorului sa comute de la o tensiune U0 la Uz mai mare, ce apare datorita unei surse externe cum ar fi tensiunea autoindusa la scaderea curentului prin bobina.

       Pentru a determina energia trebuie sa determinam timpul cat dureaza comutatia:t1; i=0 pentru t= t1

(1.6.43)

1.2.4.. Comutatia tranzistoarelor de putere

       Este de preferat utilizarea grupului R-C în baza. C este condensator de accelerare.       Datorita condensatorului, timpul de comutare este mai redus si puterea disipata în procesul de comutare este mai mare.

Fig.1.5. Circuite de comanda pentru tranzistoarele bipolare de putere

       Parametrii tranzistoarelor bipolare de putere:- curentul de colector IC;- tensiunea colector-emitor VCE0 - tensiunea maxima care poate fi aplicata pe tranzistor;- curentul de baza IB - valoarea maxima care nu trebuie depasita;- puterea disipata Pd - puterea maxima care poate fi evacuata din capsula tranzistorului;- temperatura jonctiunii Tj - pentru tiristoare 100÷ 125 oC (temperatura maxima a jonctiunii), pentru tranzistoare 200÷ 225 oC ;- timpii de comutatie- tf - timp de cadere a curentului prin tranzistor de la valoarea nominala pâna la 1 % din valoarea maxima (se refera la timpul legat de comutatia de blocare);- tr - timp de crestere prin tranzistor- factorul de amplificare în curent, hFE, este raportul dintre curentul de colector si curentul de baza

       Forma semnalului cu care se comanda tranzistorul bipolar de putere poate fi:-Fig.6. unipolara (monopolara)

- bipolara

Fig.7.

       Utilizarea pentru comanda tranzistorului bipolar de putere

1. , rezulta ca tranzistorul final este saturat (conductie), rezulta

2. , rezulta O schema de comanda unipolara a unui tranzistor bipolar de putere arata ca mai jos:

Fig.8. de comanda unipolara a unui tranzistor bipolar de putere

a) Ucom >Up, rezulta ca tranzistorul final din comparator este saturat. Blocarea tranzistorului bipolar de putere se realizeaza prin extragerea sarcinilor din baza prin RH.b) Ucom <Up, rezulta ca tranzistorul final din comparator este blocat.

;

       Condensatorul de accelerare Ca are rolul de a micsora timpii de comutare. Condensatorul de accelerare nu actioneaza în timpul de blocare.       La aducerea in conductie a tranzistorului bipolar de putere IB trece prin condensatorul de accelerare.       La comutatia de blocare numai o parte din curentul extras din baza trece prin condensatorul de accelerare; condensatorul de accelerare pus in paralel cu RB are efect mai mare asupra timpului de trecere din starea de blocare in starea de conductie.       Se poate pune un condensator <Ca in paralel cu R4; daca condensatorul Ca ar fi conectat in paralel cu R3 - in acest caz este afectat timpul de saturatie (trecere din blocare in conductie) R3 neintervenind asupra acestui timp.

Fig.9.Circuit de comanda pe baza bipolar

       Comparatorul are rol de transformare de semnal din semnal VB unipolar în semnal bipolar.       Functionarea schemei in zona este aceeasi ca mai sus cu deosebirea ca Uc este bipolara.TB+ si TB- -formeaza un amplificator in contratimp (nu lucreaza in acelasi timp).

Blocarea lui PBJT (Ue negativ)

- rezistenta suplimentara       Pentru comanda TB se folosesc: - comanda unipolara cand timpii sunt diferiti rezulta folosirea ei numai numai pentru sarcina rezistiva cand blocarea este usoara;- comanda bipolara pentru sarcini inductive rezistive cand blocarea este dificila.       

Dioda antisaturatie si protectia la supracurenti fig.9

       Un tranzistor bipolar aflat în saturatie profunda are nevoie de un timp de blocare mare.        Acelasi tranzistor bipolar aflat în zona de saturatie incipienta are nevoie de un timp de blocare mai redus.       Pentru a mentine un tranzistor bipolar de putere în zona de saturatie incipienta este necesara montarea unei diode între baza si colector.

Fig.9.

       Dioda D2 permite circulatia curentului de blocare în sens invers, ajusteaza curentul de comanda pentru tranzistorul bipolar de putere si comparativ cu prima situatie, în al doilea caz, Das este de putere mult mai mica, întrucât prin ea circula un curent mult mai mic.       Dezavantaj: tranzistorul bipolar de putere functioneaza în zona liniara, rezulta ca este necesara montarea pe radiator.        În serie cu Das se monteaza o rezistenta e valoare mare care ajuta mult la reducerea oscilatiilor la comanda de deschidere.

Circuite de comanda pe baza cu izolare galvanica. Fig.10.

Fig.10.

1.6.2.5. Circuitul de reactie la supratensiuni Fig.11.

       Sursa de supratensiuni este externa schemei.        Blocarea tranzistorului implica scaderea curentului prin colector, rezulta scae curentul prin L0, rezulta apare o tensiune:

       La aparitia supratensiunii eL0, condensatorul C0V se încarca pe urmatorul traseu + eL0, ZS, D0V, C0V, masa, - eL0. Astfel condensatorul C0V preia supratensiunea, permitând tranzistorului sa se blocheze. Tensiunea la bornele tranzistorului este

. De aceasta data s-ar putea ca cu

. Pentru determinarea capacitatii C0V, punem conditia ca energia înmagazinata în bobina L0 sa se transfere condensatorului C0V. Conditiile initiale sunt acelea în care tranzistorul este în conductie (saturat), adica UCESAT=0,2V ~ 0

Fig.11.

       Practic pentru o supratensiune de kVd rezulta un condensator C0v~200kCs.       Atunci când trebuie sa asiguram blocarea tranzistorului cât si protectia la supratensiuni vom folosi doua circuite separate. Pentru descarcarea condensatorului C0V se utilizeaza rezistorul R0V.

1.6.2.6. Retele de protectie la intrarea în conductie(Fig.12.)

Fig.12.       Aceasta retea de protectie este utilizata pentru a reduce viteza de crestere a curentului la intrarea în conductie a tranzistorului.

       Astfel energia înmagazinata în LS este disipata pe RS.

energia inmagazinata in bobina tr - timp de crestere a curentului

       Trebuie de remarcat ca atunci când tranzistorul se va bloca, aceasta bobina va îngreuna fenomenul de blocare. Se monteaza astfel DS si RS pentru disiparea energiei înmagazinate în LS.

Circuite de reactie combinata(Fig.13)

Fig.13.

a) Pentru blocare se încarca CS pe traseul + V, L0, ZS, CS, DS, LS si masa.La intrarea în conductie, CS se descarca pe traseul + CS, colector-emitor, LS, RS, - CS.b) Pentru supratensiuni condensatorul CS se încarca la + V. La aparitia unei supratensiuni externe eL0, condensatorul C0V preia supratensiunea si se încarca pe traseul: + e0V, C0V, DS, LS, masa, + V, - eL0, iar descarcarea se face pe traseul: + C0V, RS, masa, + V, - C0V.

c) Pentru intrarea în conductie, bobina LS limiteaza cresterea curentului prin tranzistor si descarcarea energiei înmagazinate în LS se face pe traseul: + CS, RS, DS, -eS.

1.3. Tranzistorul cu grila izolată I.G.B.T. (Insulated gate bipolar transistor)

       Dispozitivul electronic I.G.B.T. este o structura monolitica integrat ce contine în conexiune Darlington un tranzistor bipolar si unul MOSFET (fig. 1.). Avantajul unei astfel de structuri consta în comanda simpla a tranzistorului MOSFET si caderea de tensiune redusa, în stare de conductie, pe tranzistorul bipolar. Deoarece tranzistorul MOSFET este cu canal n, iar cel bipolar este de tip pnp, comanda aplicatã pe poartã se raporteazã la colectorul tranzistorului bipolar. Durata intrãrii în conducþie a I.G.B.T. corespunde timpului necesar intrãrii în conductie a tranzistorului bipolar. Blocarea se face într-un timp mai lung decât cel cerut de un tranzistor bipolar, luat separat, pentru cã nu existã o cale rapidã de scoatere a sarcinii stocate în baza tranzistorului bipolar.

Figura 1.

Tranzistorul bipolar cu poartă izolată (IGBT – Insulated Gate Bipolar Transistor) înglobează o serie din avantajele MOSFET-urilor, tranzistoarelor bipolare de putere şi GTO-urilor cum ar fi:

similar ca MOSFET-urile, IGBT-urile necesită circuite de comandă de mică putere (impedanţa de intrare mare);

similar ca tranzistoarele bipolare de putere, IGBT-urile au o cădere de tensiune UDS mică, în paralel cu o capabilitate mare de blocare a tensiunii în polarizare directă;

similar cu GTO-urile, IGBT-urile sunt blocate cu tensiune de polaritate negativă;

au timpi de comutare foarte mici, fapt care determină o frecvenţă de lucru ridicată.

Datorită acestor avantaje acest tip de tranzistor a început să fie din ce în ce mai utilizat în convertoarele statice de frecvenţă. Astfel majoritatea acţionărilor numerice sunt realizate pe partea de forţă cu IGBT-uri. În schema echivalentă a IGBT-ului, figura 2.a se remarcă structura parazită a unui tiristor. Trebuie evitată apariţia fenomenului de „agăţare” a IGBT-ului (când intră în conducţie tiristorul parazit). În aceste condiţii scoaterea din conducţie a acestui tiristor nu se mai poate realiza prin impuls de comandă şi deci nu mai este posibilă blocarea IGBT-ului. Pentru prevenirea fenomenului de agăţare conducţia tranzistorului npn este „controlată” prin şunturile din stratul de emitor, de rezistenţă Rs prin care baza este conectată la emitor. [B2], [M2]

a) b)

Fig.2 IGBT: (a) schema echivalentă, (b) caracteristica curent-tensiune

2.2. Caracteristicile dinamice ale IGBT-ului

Fig.2. Schema de masurare a caracteristicile tranzistorului

Deoarece intrarea în conducţie a IGBT-ului poate fi echivalată cu intrarea în conducţie a unui tranzistor MOS înseriat cu o diodă de putere (diodă corespunzătoare joncţiunii J3), timpii corespunzători comutaţiei directe (td(ON) şi tr) sunt mai mari decât timpii corespunzători unui tranzistor MOS echivalent (chiar dacă capacitatea echivalentă de intrarea a IGBT-ului este mai mică decât cea a tranzistorului MOS echivalent).

Blocarea IGBT-ului are loc în două etape. În prima etapă (intervalul t1-t2 din figura 4), după aplicarea comenzii de blocare, capacitarea echivalentă a intrării se descarcă prin rezistorul RGE (figura 1.6.36), determinând blocarea tranzistorului MOS din structura IGBT-ului.

După momentul t2 curentul prin dispozitiv este susţinut doar de curentul de goluri (ip), injectate în baza n de către joncţiunea J3 polarizată direct, rata scăderii în continuare a curentului prin IGBT fiind determinată de rata recombinării golurilor în baza n. Durata comutaţiei inverse (tOFF = td(OFF) + tf) poate fi controlată prin rezistorul RGE. La fel ca la tranzistorul MOS o rezistenţă RGE mare determină o blocare lentă a tranzistorului IGBT (valoarea maximă a curentului de recombinare ip este mai mică ).

. Circuite pentru comanda IGBT-urilor

2.1. Generalităţi

Circuitele pentru comanda IGBT-urilor trebuie să aibă unele proprietăţi generale cum ar fi:

un grad de izolare galvanică foarte ridicat;

semnal de comandă compatibil cu nivelele logice;

frecvenţă mare de lucru;

ICMiC

90%

EC

10%

90%

t

vCE

90%

t10%

iP

imunitate ridicată ale semnalelor de la ieşire la perturbaţiile externe;

Odată cu trecerea timpului circuitele pentru comanda IGBT-urilor s-au dezvoltat continuu. Dacă la început IGBT-urile se comandau cu circuite simple de tip optopcuplor (care realizează numai funcţia de separare galvanică), acum sunt circuite care comandă şi protejează o punte trifazată de IGBT-uri.

Circuitul HCPL3101 pentru comanda IGBT-urilor(Fig.3.)

Ccircuitul HCPL3101, ce face parte din categoria celor mai simple circuite pentru comanda unui tranzistor de tip IGBT. Din această figură se pot remarca că schema de montaj este extrem de simplă, dar necesită o sursă dublă individuală de 12 V. Astfel pentru comanda unei punţi trifazate cu IGBT-uri sunt necesare patru surse duble separate galvanic între ele cu un grad ridicat de izolaţie (trei surse pentru tranzistoarele din ramura pozitivă şi una pentru cele din ramura negativă). [*H]

Fig.3.chema tipică de aplicaţie a circuitului HCTL 3101

1.4.Tiristorul

1.4.1.Consideraţii teoretice

Tiristorul este o structură pnpn prevăzută cu un electrod de comandă, denumit grilă sau poartă şi notat pe schemă cu GD (Gate = poartă), fig.1.a.

Fig.1

Regiunile laterale sunt puternic dopate cu impurităţi pe când cele centrale sunt

slab dopate cu impurităţi. Tiristorul va conduce curent electric numai de la regiunea

exterioară de tip p, numită anod (A), la regiunea exterioară de tip n, numită catod (K).

Cel de-al treilea electrod, numit grilă sau poartă si notat cu G, corespunde regiunii

interne de tip p. Simbolul adoptat pentru tiristor este dat în fig. 1.c.

Din structura tiristorului rezultă că el are trei joncţiuni: două laterale, notate cu

J1şi J3 şi una centrală notată cu J2, fig.1.a., cele trei joncţiuni corespunzând unor diode

D1, D2, D3 conectate într-o schemă echivalentă a tiristorului ca cea din fig.1.b.

Pentru analiza funcţionării se consideră catodul drept origine a potenţialelor,

fig.2, şi în funcţie de polaritatea tensiunii UAK aplicată între anod şi catod se disting

două situaţii:

1. Dacă se aplică o tensiune UAK < 0 (cu polaritatea pozitivă pe catod şi cu cea

negativă pe anod), În acest caz tiristorul se considera blocat, prin el circulând totuşi

un curent rezidual invers IR de valoare foarte mică. Creşterea tensiunii UAK peste o

anumită valoare notată cu UBR si numită tensiune de străpungere conduce la

distrugerea tiristorului.

fig.2

2. Dacă se aplică tiristorului o tensiune UAK>0 (cu polaritatea pozitivă pe anod

şi cu cea negativă pe catod) tiristorul continuă să rămână blocat deoarece cele doua

joncţiuni J1şi J3 (respectiv diodele D1 si D3) vor fi polarizate direct iar joncţiunea J2

(dioda D2) va fi polarizată invers. Totuşi în această situaţie există două posibilităţi ca

tiristorul să intre în conducţie, şi anume:

a) prin mărirea tensiunii UAK până la valoarea tensiunii de autoaprindere, notată cu

UB0 (care corespunde lui IG=0). Această metodă de aprindere a tiristorului nu

este recomandată deoarece în cazul unor folosiri repetate apare pericolul de

distrugere a structurii semiconductorului. b) prin injectarea unui curent IG în electrodul de comandă, fig.3.a.

fig.3

În acest caz tiristorul se echivalează printr-o combinaţie de două tranzistoare

complementare, conectate ca în fig.3.b. Tranzistorul pnp (T1) este echivalent

regiunilor p1n1p2 iar tranzistorul npn (T2) corespunde regiunilor n2p2n1. Astfel,

regiunea n1 îndeplineşte simultan funcţia de baza a lui T1 si funcţia de colector a

lui T2, iar regiunea p2 joacă rolul de bază a lui T2 şi colector lui T3. Folosind

circuitul echivalent se pot scrie relaţiile: IA = IC1 + IC2

IK = IA + IG

Curenţii IC1 si IC2 au

expresiile:

IC2 = M(α2IK + IC0/2)

IC1 = M (α1IA + IC0/2)

unde: M – factor de multiplicare într-o joncţiune polarizata invers, acelaşi

pentru ambele tranzistoare; α1,α2 – factori de transfer în curent ai celor

două tranzistoare;

IC0 – curentul rezidual al joncţiunii centrale (curent care ar trece prin

joncţiune în absenţa celorlalte doua joncţiuni). Eliminând între cele patru

ecuaţii pe IC1, IC2 şi IK rezulta:

La tensiunile anodice inferioare celei de străpungere M=1 şi curentul anodic

are expresia:

Amorsarea tiristorului are loc atunci când curentul anodic dat de relaţia

anterioară tinde să crească la infinit, adică atunci când are loc condiţia:

α1+α2 =1

În acest caz curentul anodic poate lua orice valoare, limitată doar de parametrii

circuitului exterior, tiristorul trecând în starea de conducţie în salt. După amorsare,

electrodul de comandă (poarta) nu mai poate influenţa curentul prin tiristor deoarece

IG << IA. Caracteristica statică de funcţionare a tiristorului, care reprezintă dependenţa

IA=f(UA), pe care sunt definiţi parametrii electrici statici mai importanţi, este dată în

fig.4.

fig.4.

Pe aceasta caracteristica se pun in evidenta: -caracteristica de blocare la polarizare directă (1), care corespunde situaţiei în care tiristorul este polarizat direct (anodul pozitiv şi catodul negativ) dar necomandat (IG =0).

În acest caz tiristorul este blocat, curentul prin el fiind foarte mic. Dacă se creşte UAK

curentul rămâne în continuare redus, iar la atingerea valorii UB0 numită tensiune de autoaprindere, are loc intrarea în conducţie a tiristorului. -caracteristica de conducţie (2) este valabilă după ce tiristorul a intrat în conducţie. Curentul prin tiristor în momentul intrării în conducţie se numeşte curent de acroşaj al tiristorului şi se notează cu IL. După acest punct curentul prin tiristor creste aproximativ liniar, cu o pantă foarte mare, care reprezintă rezistenţa circuitului în care tiristorul este montat şi care limitează de fapt acest curent. Scăzând valoarea tensiunii la bornele tiristorului se va observa că, curentul prin tiristor se va menţine încă sub valoarea de acroşare IL si anume până la punctul notat IH numit curent de menţinere. Dacă în continuare tensiunea la bornele tiristorului scade şi mai mult, tiristorul se blochează (IA=0). Tensiunea la care se blochează se notează cu UT0 şi se numeşte tensiune de prag. -caracteristica de blocare la polarizare inversa (3), numită şi caracteristică inversă. La o mărime a tensiunii inverse aplicate, notată cu UBR se produce străpungerea tiristorului.

Caracteristica tiristorului prezintă o porţiune de rezistenţă negativa (AB), care

nu poate fi parcursa lent nici pentru valori mai mari ale rezistenţei de sarcină.

Amorsarea unui tiristor pe poarta presupune cunoaşterea caracteristicii de

poarta şi a limitărilor impuse joncţiunii grila catod. In cataloage se prezintă de

obicei zone de amorsare sigură a unui tiristor pe caracteristicile de grila (conform

fig.5.)

fig.5.

1.4.2.Modalitati de amorsare a tiristorului. Amorsarea pe poarta

       Tensiunea de amorsare are intentionat valori mari pentru a nu putea fi depasita accidental de tensiunile din circuitele cu care se lucreaza. Astfel, fara curent de poarta, tiristorul nu poate fi amorsat si el este echivalent intre anod si catod cu un circuit

intrerupt. Amorsarea tiristorului trebuie sa fie facuta numai la comanda in poarta. Din figura se observa cum cresterea curentului de poarta micsoreaza valoarea tensiunii de amorsare. La o valoare a curentului de poarta suficient de mare, caracteristica anod catod este identica practic cu aceea a unei diode, fara sa se mai vada poraiunea de "intoarcere".        In aplicatiile practice curentul de poarta nu se modifica gradual. El este mentinut nul daca nu vrem sa amorsam tiristorul (ca in Fig. 6. a), iar in momentul in care am decis sa-l trecem in conductie, curentul de poarta este adus brusc la o valoare care sa determine amorsarea sigura ( desenul b al figurii). Din circuit deschis, tiristorul devine brusc dioda si curentul incepe sa circule.       Intreruperea ulterioara a curentului de poarta, desi produce revenirea tensiunii de amorsare la o valoare foarte mare (Fig. 6.c.), nu poate bloca tiristorul deoarece nu afecteaza caracteristica in zona in care se gaseste acum punctul de functionare. Singura posibilitate de blocare este coborarea curentului anod-catod la valori sub curentul minim de mentinere.       In concluzie, tiristorul poate fi amorsat prin cresterea curentului de poarta dar nu se mai bloccheaza la revenirea la zero a curentului de poarta. Blocarea tiristorului nu mai poate fi realizata decat prin aducerea la zero a curentului anod-catod, tocmai curentul comandat, care este de valoare mare. Din acest motiv, functionarea sa nu este echivalenta cu aceea a unui releu electromagnetic (intrerupator mecanic controlat de bobina unui electromagnet) si el nu este utilizat, decat foarte rar, in circuitele decurent continuu.

tiristorul este blocattensiunea este insuficientapentru amorsarea)

aparitia unui curent in poarta coboara tensiunea de amorsare punctul de functionare este obligat sa sara in punctul M (amorsare)b)

disparitia curentului de poarta readuce forma initiala a caracteristicii dar punctul de (tiristorul ramine amorsat) functionare ramine in Mc)

Fig. 6. Amorsarea tiristorului prin cresterea curentului de poarta.       In cazul regimului sinusoidal, insa, curentii trec automat prin valoarea nula de doua ori intr-o erioada.Tiristorului i se spune (printr-un puls de curent in poarta) cand sa se amorseze iar el se blocheaza singur la coborarea curentului anod-catod la valoarea zero.       Pentru 1 + 2 —>1 rezulta ca IA —>0, adica un tiristor se amorseaza necomandat cu atât mai usor cu cat 1 si 2 sunt constructiv apropiati de unitate.1. 1, 2 cresc odata cu cresterea temperaturii: cu cat temperatura este mai mare exista o probabilitate mai mare spre amorsare necontrolata;2. curentii inversi ICB01, ICB02 cresc odata cu cresterea temperaturii: un tiristor se

amorseaza necontrolat la temperaturi mai ridicate;3. tensiunea de alimentare conduce atât la cresterea marimilor ICB01, ICB02 cat si a marimilor 1, 2.

       Polarizarea inversa a tiristorului conventional

       J1, J3 - polarizeaza invers;       J2 - polarizeaza direct (bariere de potential).

       Tiristorul nu se poate amorsa necontrolat la polarizarea inversa.

       § Polarizarea directa a structurii avand poarta conectata       Dupa intrarea in conductie nu mai este necesara existenta tensiunii de poarta.       Comportarea în regim dinamic       Comportarea în regim dinamic a tiristorului depinde în mare masura de parametrii circuitului de sarcina si de comanda, de viteza de variatie a curentului si tensiunii si de temperatura jonctiunilor.

       a) Amorsarea tiristorului

       Amorsarea poate avea loc în trei moduri:- aplicând un curent pe grila;- depasind tensiunea de amorsare Umax;- la o panta mare de crestere a tensiunii de polarizare directa a tiristorului.       Prima metoda corespunde unei amorsari firesti a tiristorului, iar ultimele doua se evita, fiind periculoase pentru structura tiristorului.       Depasirea tensiunii de autoamorsare Umax produce o crestere pronuntata a curentului prin jonctiunea J2 si conduce la amorsarea tiristorului. Acest mod de intrare în conductie este periculos, deoarece tensiunea mare aplicata pe tiristor determina un câmp electric puternic care, la rândul lui, produce strapungerea si distrugerea structurii semiconductoare. Prin urmare, nu este recomandabila amorsarea prin cresterea tensiunii peste Umax.       De asemenea, nu este recomandabila nici amorsarea tiristorului în urma cresterii

rapide a tensiunii de polarizare directa aplicata pe tiristor, adica la de valoare mare, deoarece produce supraîncalziri locale datorate curentului capacitiv

proportional cu si capacitatea jonctiunii J2 (ic=Cdu/dt). De obicei, panta cresterii tensiunii este limitata la o valoare admisibila, la care în mod sigur tiristorul nu se amorseaza.       Tensiunea aplicata are o limita inferioara sub care tiristorul nu se amorseaza,

indiferent cât de mare este , deoarece amorsarea necesita o anumita cantitate de purtatori de sarcina asigurata de tensiunea UA. Daca aceasta cantitate de sarcina nu exista în structura, nu poate avea loc amorsarea. La tiristoarele fabricate cu tehnologii

obisnuite, ordinul de marime pentru panta tensiunii este de V/µs. Este de mentionat ca panta cresterii tensiunii inverse, în sensul blocarii tiristorului, nu prezinta nici un pericol pentru tiristor, daca tensiunea nu depaseste valoarea maxima inversa Uimax.       Amorsarea normala a tiristorului are loc atunci când dispozitivului polarizat direct i se aplica o tensiune directa de polarizare a jonctiunii grila-catod. Densitatea de curent, datorata constructiei specifice a jonctiunii, nu este uniforma pe toata suprafata catodului. În apropierea electrodului de comanda, densitatea purtatorilor de sarcina, deci si a curentului, este mult mai mare. La începutul amorsarii, curentul total al tiristorului circula printr-o zona redusa în semiconductor. Datorita diferentei densitatii purtatorilor de sarcina, acestia vor difuza în restul structurii, astfel ca sectiunea de conductie se va largi aproximativ cu o viteza de 0,1 mm/µs.       Tensiunea pe poarta si curentul trebuie alese astfel incat sa corespunda zonei de aprindere sigura si functie de circiutulde sarcină:

Fig.7

Pentru sarcina inductiva impulsul trebuie sa fie mai lat, iar pentru sarcina rezistiva impulsul trebuie sa fie mai ingust.

       Timpul de amorsare are trei componente:

Timpul de întârziere a amorsarii, tî, este durata considerata de la începutul impulsului de comanda pâna când jonctiunile J1, J3 polarizate direct încep sa injecteze purtatori de sarcina în jonctiunea J2, iar tensiunea anodica începe sa scada brusc. Curentul anodic va creste. În cazul circuitelor profund inductive, amorsarea tiristorului poate fi urmarita doar dupa variatia tensiunii anodice. Acest timp are ordinul de marime de ms li depinde de mai multe marimi. Scade odata cu cresterea amplitudinii impulsului de comanda si cu cresterea tensiunii directe pe tiristor aplicata înainte de amorsare. De asemenea, acest timp scade odata cu cresterea temperaturii jonctiunii. Cu cât panta impulsului de comand este mai mare, cu atât tî este mai redus.

Timpul de comutare propriu-zis, tc, este durata în care jonctiunea J2 se polarizeaza direct. În acest interval, tensiunea pe tiristor scade brusc. Timpul de comutare se reduce odata cu marirea amplitudinii si pantei de crestere a impulsului de comanda si cu cresterea temperaturii jonctiunii. Acest timp este puternic influentat de caracterul circuitului exterior de sarcina.

       Datorita aparitiei bruste a unui curent si a unei tensiuni la ridicat, valoarea instantanee a pierderilor la amorsare poate sa atinga limite foarte mari. Deoarece pierderile au loc într-un volum foarte mic, în structura dispozitivului apare o supraîncalzire locala, ce poate sa-l distruga. Pentru a limita pierderile la amorsare, se prescrie valoarea maxima admisibila a pantei de crestere a curentului. Valorile uzuale pentru (di/dtmax)sunt de 20÷200 A/µs.       Limitarea pantei curentului se face cu ajutorul unor inductante plasate în circuitul anodic, care întârzie cresterea curentului pâna ce tiristorul va conduce pe o sectiune mai mare. Daca la amorsare apar supraîncalziri locale, distributia neuniforma a temperaturii si a curentului poate persista. La frecvente de lucru ridicate, neuniformitatea distributiilor poate sa persiste si sa perturbe conductia tiristorului.

Timpul de stabilizare a amorsarii, ts, este durata în care tiristorul odata amorsat ajunge sa conduca pe toata suprafata transversala a structurii. Acest timp depinde, în primul rând, de diametrul catodului si apoi de distanta maxima dintre grila si catod.

Amorsarea parazita (prin efect dU/dt)

       Numim amorsare parazita (necontrolata) prin efect dU/dt acea amorsare care are loc la o variatie rapida a tensiunii la bornele tiristorului fara ca tensiunea sa atinga tensiunea maxima de polarizare U<VFBO.       Capabilitatea in dU/dt este parametru de catalog al tiristorului si reprezinta viteza maxima de crestere a tensiunii de polarizare care poate fi suportata de tiristor fara a se deschide necontrolat.

       Curentul ce apare prin structura in momentul punerii sub tensiune, actioneaza asupra ambelor tranzistoare in sensul cresterii curentilor de baza. Amorsarea necontrolata prin efect dU/dt este mai rapida decat amorsarea prin comanda pe poarta. Icj este proportional cu viteza de variatie a tensiunii la bornele tiristorului.

Metode pentru imbunatatirea capabilitatii in dU/dt

1. externe (de schema)2. interne (de structura)

       1.externe

       C - se incarca la aparitia tensiunii.       Grupul RC (dezavantaj: supraincarcarea tiristorului datorita descarcarii condensatorului prin el).

       Apare un rezistor suplimentar intre p - k pentru schema prezentata mai sus: o parte din curent se scurge prin R rezulta se mareste capabilitatea in dU/dt.       Dezavantaj: o parte din curentul iG se scurge spre k prin R.        2. interne prezenta sunturilor de catod echivalente cu rezistente       Pentru tiristoarele mari exista pana la 200 sunturi de catod.       Dezavantaje: § se mareste inutil suprafata catodului; § viteza de extindere a zonei initiale in conductie scade (timpul de intrare in conductie creste);§ daca viteza de extindere a zonei de intrare in conductie scade, rezulta ca densitatea de curent creste rezulta apar distrugeri tehnice.Variatia rapida a curentului in tiristor

       La variatii mari ale curentului de sarcina pot apare densitati de curent mari in zona initiala de conductie.        Daca aria initiala in conductie este redusa sau daca viteza de extindere nu este suficient de mare densitatea de curent poate fi atât de mare incat sa duca la distrugerea interna a structurii.       Exista parametrii de catalog di/dt - viteza maxima de crestere a curentului anodic pe care o poate suporta un tiristor pe durata amorsarii fara a se distruge prin efect di/dt.

       Metode de imbunatatire:       1. externe - supracomanda: marirea ariei initiale in conductie;       2. interne

crestere maxima a curentului       1.Limitarea vitezei de variatie a curentului prin inserierea tiristorului cu o bobina:- se formeaza un circuit RLC serie caracterizat de pulsatie si de frecventa de rezonanta.       2. Metoda cu amplificator de poarta

Td si Tp nu au aceeasi putere (structura)       Curentul iG aduce in conductie prima data pe Td astfel incat iAtd este egal cu curentul de grila a curentului principal, dupa care Tp intra in conductie.       Structura interdigizata (se pot obtine variatii de 1000A/µs)

           Blocarea tiristorului.

       Blocarea consta în anularea curentului prin tiristor. Pentru aceasta este nevoie de reducerea numarului purtatorilor de sarcina în diferite sectiuni ale structurii semiconductoare, în special în jonctiunea J2, pentru a elimina reactia de curent Un tiristor poate fi blocat numai când curentul anodic scade sub valoarea Imin (fig. 4).       În circuitele alimentate în curent continuu, tiristorul poate fi blocat, fie prin întreruperea alimentarii, fie cu ajutorul unor circuite specializate, numite circuite de stingere. Ele pot functiona în doua moduri:- sa sunteze tiristorul, adica sa preia curentul acestuia;- sa aplice o tensiune inversa, care produce un curent în sens invers curentului

       Puterea disipata pe tiristor

       Pierderile de putere, care se produc într-un tiristor, au urmatoare componenţă:       a) Pierderile în regim de conductie directa. Este componenta principala a pierderilor. Deoarece caderea de tensiune pe un tiristor, în conductie este mica, pierderile sunt determinate de curentul anodic. În cataloagele firelor producatoare de tiristoare se gasesc, sub forma de diagrame sau grafice, pentru fiecare tipo-dimensiune, pierderile prin conductie, în functie de valoarea medie a curentului pentru unde sinusoidale sau dreptunghiulare, la diferite unghiuri de amorsare.       b) Pierderile în cazul tiristorului blocat, polarizat direct. Aceste pierderi sunt neglijabile deoarece curentul prin tiristor în stare de blocare este foarte mic (câtiva µA sau mA).       c) Pierderile la polarizare inversa. Si în acest caz valoarea pierderilor este neînsemnata, pentru ca la polarizare inversa curentul este mic.       d) Pierderile în circuitul de comanda. Din punct de vedere al pierderilor totale sunt si acestea neglijabile, însa trebuie avut în vedere sa nu se depaseasca valoarea medie, respectiv instantanee, indicata în catalog, altfel circuitul de comanda poate fi distrus.       e) Pierderile prin comutatie. Aceste pierderi sunt determinate de variatia în timp a curentului si tensiunii pe tiristor. Se poate considera ca pierderile la blocare sunt neglijabile fata de pierderile la amorsare. Pierderile la amorsare trebuie luate în considerare nu pentru stabilirea pierderilor totale, ci pentru faptul ca ele se produc într-un volum foarte redus din structura, iar temperatura acestei zone este foarte importanta pentru functionarea si blocarea tiristorului.       În cazul când pierderile prin comutatie nu produc depasirea temperaturii maxime si frecventa de lucru nu este prea mare, aceste pierderi sunt neglijabile fata de pierderile prin conductie.       Din cele prezentate mai sus se desprinde concluzia ca pentru un tiristor sunt determinante pierderile în conductie directa. În cazul când exista si alte pierderi suplimentare, acestea pot fi luate în considerare prin înmultirea pierderilor de conductie cu un coeficient corespunzator. Pierderile totale pot fi calculate din pierderile prin conductie, PT, cu o buna aproximatie, cu formula:

unde surplusul de 10 % ia în considerare pierderile la amorsare, la blocare si în circuitul de comanda.

1. 4.3- Tiristorul cu blocare pe poarta (turn-off thyristor, GTO)

       Tiristorul cu blocare pe poarta reuneste avantajele tiristorului standard cu cele ale tranzistorului de comutatie de putere. Este o structura pnpn, care amorseaza prin aplicarea unei tensiuni pozitive între electrodul de comanda si catod. Blocarea se

realizeaza cu ajutorul unei tensiuni negative pe poarta. Ca si un tiristor obisnuit, el este caracterizat de parametri si . Prezinta un curent anodic maxim ce poate fi anulat printr-o tensiune de comand aplicata pe poarta.       Câstigul la blocare (turn-off gain) al tiristorului GTO este definit ca raportul dintre curentul anodic maxim si curentul de poarta ce realizeaza blocarea tiristorului. Acest câstig are valori uzuale cuprinse între 3 si 5 unitati.        Mecanismul folosit la blocarea GTO are în vedere fortarea curentului anodic prin acele regiuni ale structurii semiconductoare unde procesul de multiplicare în avalansa a purtatorilor de sarcina se face foarte greu. Ca rezultat, curentul anodic începe sa scada.       Orice inductanta aflata în serie cu GTO are ca efet scaderea lenta a curentului si implicit blocarea greoaie a GTO. Pentru a nu îngreuna procesul de blocare, în paralel cu GTO, se plaseaza un circuit snubber (fig. 8,b), care constituie o cale alternanta a curentului din circuitul inductantei. Totodata, circuitul de protectie limiteaza viteza de variatie a tensiunii anod-catod pe tiristor.

fig.8.

       Semnalul de comanda pentru iesirea din conductie trebuie sa fie negativ; pentru blocarea lui GTO trebuie extras prin P un curent.       Pentru a fi posibil acest lucru GTO are o structura interna diferita in comparatie cu tiristorul conventional rezulta dispozitia portii si k pe suprafata tiristorului.IGR—> IC2 IB1 IC1

Ik<IH rezulta iesirea tiristorului din conductie.       O fractiune importanta din Ik trebuie extrasa prin P; daca se neglijeaza curentii reziduali reazulta relatii aproximative:

       Definitia timpilor de comutare (in functie de curentii de grila)

fig.9

1 .4.4. Tiristorul MOS controlled thyristor - MCT

        Tiristorul MOS este un dispozitiv electronic semiconductor care ofera avantajele GTO, fara sa fie nevoie de conditiile cerute de acesta la blocare. Figura 10 reprezinta schematic un tiristor MCT format din doua tranzistoare bipolare sidoua tranzistoare MOS.       Tranzistoarele bipolare Q1 si Q2 modeleaza tiristorul obisnuit. Tranzistorul MOSFET Q4, cu canal n, conectat între baza lui Q1 si catod este folosit pentru aducerea în conductie a MCT. Tranzistorul Q3, cu canal p, conectat între baza lui Q2 si catod, prin comanda sa, realizeaza blocarea MCT. Întrucât tranzistoarele MOSFET sunt complementare, Q4 este în conductie când terminalul G este pozitiv în raport cu catodul, iar Q3 este în conductie când terminalul G este negativ în raport cu catodul. Un model mai simplu pentru MCT este redat în fig. 10.b. Dispozitivul electronic intra în conductie printr-un impuls pozitiv aplicat pe G1, iar blocarea se face prin aducerea în conductie a tranzistorului Q3. Structura dispozitivului din figura 10.b. este detaliata în figura 10.c.

Tiristorul MOS: a) modelul cu doua tranzistoare MOS; b) modelul cu un tranzistor MOS; c) structura corespunzatoare figurii b

Caracteristica ID=f(VDS).

fig.11. Schema de functionare b) Caracteristici statice c) Caracteristica de transfer

VDSS - tensiunea de drena de strapungere.       Punctul de fuctionare trebuie sa fie numai in zona activa. Curentul de drena din zona activa nu depinde de VDS.       Domenii de utilizare in frecventa

MOSFET se utilizeaza pentru frecvente mai mari de ordinul zecilor de kHz.       Avantaje fata de TBP: - consum mai mic de putere pentru comanda- timpi de comutare egali la aducerea (scoaterea din conductie) - conectarea extrem de usoara in paralel

       Disipand mai multa energie rezistenta drena sursa va creste mai mult rezulta scaderea curentului IT1~ IT2 datorita faptului ca rezitenta drena sursa depinde in mod direct de temperatura.       Din punct de vedere al curentului maxim se permite separarea capacitatii echivalente a celor doua tranzistoare si permit evitarea oscilatiilor pe capacitatea de grila.      Observam un tranzistor parazit bipolar in schema MOSFET.      Pentru functionarea sigura a tranzistorului MOSFET este necesar ca tranzistorul bipolar parazit sa ramana permanent blocat. Tranzistorul parazit se poate deschide la o variatie rapida a tensiunii drena sursa. Pentru a preintampina intrarea in conductie a tranzistorului npn ar trebui ca rezistenta corp sursa sa fie cat mai redusa. Rezulta ca zona sursei este formata din insule printre care exista regiuni de tip p.  Pentru tensiuni de polarizare mai mari rezulta capacitate mai mica, iar pentru tensiuni de polarizare mai mici rezulta capacitate mai mare.       Circuitele de comanda pentru TBP care sunt cu iesire bipolara in tensiune pot fi folosite si pentru comanda in MOSFET in cazul in care viteza de lucru este suficient de mare la TBP.

1.4.5.Triacul

       Triacul este un dispozitiv electronic care poate sa conduca, spre deosebire de tiristor, în ambele sensuri, daca se aplica un impuls de comanda de parametrii corespunzatori. El se utilizeaza în circuitele electronice care urmaresc modificarea valorii efective a tensiunii de alimentare a unui consumator. Structura triacului este prezentata în figura 12.       Triacul are doi electrozi principali, E1 si E2, si un electrod de comanda, grila G. În figura 2.23 s-a reprezentat caracteristica curent-tensiune a triacului.       Triacul poate functiona în cadranul 1 al caracteristicii, când electrodul E1 este mai pozitiv decât electronul E2 si în cadranul 3, când electrodul E2 este mai pozitiv decât electrodul E1. Tensiunea de basculare a triacului depinde de impulsul de comanda si are valoarea maxima pentru UG=0 V (Umax).

Fig. 12. Triacul: structura si caracteristica curent-tensiune

       Functionarea triacului difera de cea a doua tiristoare conectate în antiparalel. Tiristorul are la dispozitie o jumatate de perioada de blocare, iar triacul trebuie sa se blocheze într-un interval de timp foarte scurt, dupa trecerea prin zero a curentului. În cazul circuitelor cu sarcina rezistive nu se pun probleme, deoarece curentul fiind în faza cu tensiunea, timpul ramas la dispozitia triacului pentru revenire este cuprins între momentul scaderii curentului sub valoarea de mentinere si momentul în care tensiunea invers depaseste valoarea necesara pentru intrarea în conductie.       La circuite de sarcina inductive, comutatia triacului este dificila. Datorita defazajului j al curentului, fata de tensiunea de alimentare (fig. 12. momentul comutatie ajunge în zona tensiunii mari pe triac, ceea ce determina aparitia unor valori ridicate pentru panta tensiunii de alimentare ( du/dt de valoare mare). Pentru acest efect, în paralel cu triacul se conecteaza o retea R-C.

Fig. 13. Triacul cu sarcina R-L: a) schema electrica; b) formele de unda

       Ca si la tiristor, intrarea in conductie este comandata prin curentul de poarta. De data aceasta, trebuie sa luam in consideratie relatia intre sensul curentului de poarta si al celui comandat. Pentru aceasta, se definesc, ca in Fig. 13. patru cadrane de functionare. Triacul poate fi amorsat in oricare din acestea, dar sensibilitatea (valorea necesara a curentului de poarta) este diferita.       Situatia optima (curenti de comanda mai mici) se obtine atunci cand curentul de poarta si curentul comanadat au intodeuana acelasi sens (cadranele I si III); functionarea in cadranul IV este bine sa fie evitata.Aceasta inseamna ca, daca pulsurile sunt produse cu o singura polaritate, curentul trebuie sa fie absorbit din poarta.

Fig. ]4. Definirea cadranelor pentru comanda triacului.

 

Diacul

       Diacul este un dispozitiv cu doua borne (un dipol) realizat pentru a produce pulsuri de curent necesare la amorsarea unor dispozitive de comutatie, cum sunt tiristoarele si triacele. Momentul la care apar aceste pulsuri este determinat de atingerea tensiunii de amorsare. Simbolul sau, precum si forma caracteristicii statice sunt prezentate in Fig. 15. Se observa neliniaritatea si simetria caracteristicii; astfel, cele doua borne ale diacului, numite anozi, sunt perfect echivalente, fapt reflectat si in simbolul utilizat pentru dispozitiv.

Fig. 15. Diacul si caracteristica sa statica.

       In plus, caracterstica statica a diacului mai prezinta o particularitate: exista regiuni in care panta sa este negativa; aici rezistenta dinamica definita intr-un punct al caracteristicii prin rd = dU/dI, este negativa. Vom vedea ca aceasta rezistenta

dinamica negativa este elementul cheie in functionarea si utilizarea sa.       In primul cadran, caracteristica statica a diacului (Fig. 15. este de tipul celei studiate cand am inceput abordarea dispozitivelor cu rezistenta dinamica negativa. La cresterea de la 0 a tensiunii sursei de alimentare, dispozitivul este, deci, blocat, pana cand tensiunea pe el ajunge aproximativ la valoarea "de intoarcere" a caracteristicii, cand are loc comutatia in starea de conductie (amorsarea diacului). Pentru diac, aceasta valoare "de intoarcere" a caracteristicii poarta numele de tensiune de amorsare sau de aprindere (breakover voltage in limba engleza), UBO; este, de fapt, corespondenta tensiunii de pic de la caracteristica de intrare a tranzistoarelor unijonctiune. Cele mai utilizate valori pentru tensiunea de amorsare sunt intre 30 si 40 V, fiind alese astfel datorita aplicatiei sale tipice, in circuite alimentate la 220 Vef.

Fig. 16. Salturile de amorsare si blocare evidentiate in cadranul I al caracteristicii diacului.

       Dupa amorsare, tensiunea pe diac ramane practic constanta si valoarea ei este numita tensiune reziduala, UREZ; ea este cu DU= |UBO - UREZ| mai mica decat cea de amorsare; aceasta diferenta, cu valoarea tipica de 5 V, este numita tensiune dinamica de amorsare (dynamic breakover voltage). Pentru ca diacul sa ramana in conductie este necesar ca valoarea curentului sa nu coboare sub curentul de mentinere IH; acesta este echivalentul curentului de vale de la TUJ. Aplicatia tipica a diacului este generarea unor pulsuri de curent pentru comanda tiristoarelor si triacelor, intr-o schema similara unui oscilator de relaxare. De exemplu in Fig. 17. pulsul de curent, fiind injectat in poarta tiristorului, comanda deschiderea acestuia si astfel se controleaza comutarea unor curenti de zeci si sute de amperi.

 

Fig. 2.17. Utilizarea diacului pentru comanda tiristorului.

VFB0 - tensiunea maxima de polarizare.Pentru k=1 rezulta:§ E1< VFB0 - blocare cadran I in punctul C§ E1>VFB0 - conductie cadran I in punctul APentru k=2 rezulta:§ êE1ê< êVFB0ê - blocare cadran III in punctul D§ êE1ê> êVFB0ê - conductie cadran III in punctul B

1.5. Teste de evaluare

1.5.1. Test nr. 1

Ce este circuitul prezentat în fig.1 ? Descrieţi funcţionarea completă a circuitului prezentat în fig.1

Fig.1

1.5.2. Test nr. 2

Ce este reprezetat în fig.nr1?

Fig.1.

Faceţi analiza dispozitivului în condiţiile în care:• UAK>0; UGK=0;• UAK>0; UGK>0;

cu trasarea caracteristicii statice.

2. Unitatea de învăţare 2

PROPLEMATICA GENERALA A

CONVERTOARELOR STATICE 2.1.Clasificare   Clasificarea convertoarelor statice de putere se poate face, în principal, dupa doua criterii:

tipul marimii electrice la intrarea şi la ieşirea convertorului tipul de comutaţieDupa primul criteriu se disting: redresoarele - sunt convertoare alternativ continuu. Fluxul de energie este

orientat de la partea de curent alternativ la partea de curent continuu. variatoarele de tensiune alternativă -sunt convertoare alternativ-alternativ.

Fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ a intrării spre partea de curent alternativ a ieşirii. Frecvenţa tensiunii de ieşire este aceeaşi cu cea a tensiunii de intrare, dar valoarea să efectivă poate fi modificată.

cicloconvertoarele - sunt convertoare alternativ-alternativ. Fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ a intrării la partea de curent alternativ a ieşirii, dar frecvenţa tensiunii de ieşire poate fi modificată în raport cu cea a tensiunii de intrare, ca şi valoarea să efectivă.

chopperele - sunt convertoare curent continuu-continuu. Fluxul de energie este orientat dinspre partea de curent continuu a intrării la partea de curent continuu a ieşirii. Tensiunea de ieşire este reglabilă.

invertoarele autonome- sunt convertoare curent continuu-alternativ. Fluxul de energie este orientat de la partea de curent continuu a intrării la partea de curent alternativ. La ieşire găşim una său mai multe tensiuni alternative reglabile ca valoarea efectivă şi ca frecvenţă.

   În plus converşia continuu-continuu şi converşia alternativ-alternativ sunt poşibile cu ajutorul convertoarelor cu o structură mai complexă, numite “cu faza intermediara de converşie”.       În acest caz: convertorul continuu-continuu conţine un invertor autonom, un circuit

intermediar de tensiune alternativă şi un redresor; convertorul alternativ-alternativ conţine un redresor, un circuit intermediar

de tensiune său de curent continuu şi un invertor autonom. Dupa al doilea criteriu distingem: cu comutaţie naturală: f=50Hz (frecvenţă redusă) are loc atunci când

ieşirea se face in mod natural şi frecvenţa de lucru este dictatş de frecvenţa reţelei de alimentare (redresorul)

cu comutaţie forţată: ieşirea din conducţie a dispozitivului semiconductor de putere se face la un moment comandat de dispozitiv, f>>; f~kHz.

Fig 1. Posibilitatile de converşie a energiei electrice prin intermediul convertoarelor statice de putere

2.1.1.Definiţia comutaţiei

Prin comutaţie se întelege trecerea succesivă a curentului de la o cale de curent la altă cale de curent a părţii de putere.       Prin definiţie, o cale de curent conţine un şingur întreruptor (un şingur dispozitiv conductor de putere). Pentru comutarea în starea închis şi deschis, un întreruptor trebuie să aibă aplicată la bornele săle o tensiune convenabilă. Aceasta tensiune este numită “tensiune de comutaţie”.

comutaţie “naturală” - dacă această tensiune este disponibilă în cadrul părţii de putere se spune ca avem un convertor cu comutaţie “naturală”;

comutaţie “comandată” - daca ea trebuie creată şi aplicată la momente determinate de timp.

Pentru tiristoarele normale, comutaţia comandată se numeste “forţată” deoarece blocarea unui asemenea dispozitiv se face prin intermediul unui circuit auxiliar de blocaj; el este pus în funcţiune într-un moment convenabil de către circuitul de comandă.       Redresoarele, variatoarele de tensiune alternativă şi cicloconvertoarele sunt convertoare cu comutaţie “naturală”, deoarece tensiunea de comutaţie se găseşte în partea de forţă creată de reţeaua alternativă. Blocajul tiristoarelor sau diodelor în convertoarele cu comutaţie naturală se face la trecerea naturala prin zero a curentului care le străbate.       Chopperele şi invertoarele autonome sunt convertoare cu comutaţie “comandată”.       Aplicaţiile convertoarelor statice de putere apartin preponderent mediului industrial deoarece permit receptoarelor să primească energie sub formă cea mai convenabilă, deci să funcţioneze cu randament optim. În stadiul actual, mai mult 60% din energia produsă este vehiculată de convertoarele statice şi procentul va creste.       Cercetarile asupra dezvoltarii convertoarelor se fac în doua directii:

creşterea puterii pe unitatea de volummicşorarea gabaritelor şi a costurilor

       Progresele tehnicii bazăte pe convertoare statice de putere sunt legate de progresele industriei dispozitivelor semiconductoare de putere, care a reuşit în ultimii ani să producă dispozitive având caracteristici nominale şi fiabilitate din ce în ce mai ridicate.

       Convertizoare statice (Mutatoare) - echipament ce transformă energia electrică de anumiţi parametri ( numarul de faze ni, tensiunea de faza fi) in energie de alti parametri. Sunt costruite cu dispozitive electrice de putere care sunt structuri electronice ce permit modularea fluxului energetic in interiorul convertizorului (diode de putere, tranzistoare bipolare de putere - PBJT, tiristoare - SCR, tiristoare cu blocare pe poarta - GTO, tranzistoare de putere MOSFET, IGBT - cel mai performănt tranzistor bipolar cu grila izolata, MOS - cel mai mare tiristor controlat prin tranzistor).

       Clasificare

dupa direcţia de circulatie prin ele: unidirecţionale: presupun circulaţia puterii intr-un singur sens bidirectionale: presupun circulaţia energiei in ambele sensuri

       Redresor - este un convertor ce are la intrare marimi alternative şi la ieşire marimi continue.

dupa tipul marimilor de intrare şi ieşire convertizoare c.a. - c.c.(redresorul) convertizoare c.c. - c.c. (convertizoare coboratoare, ridicatoare,

coboratoare- ridicatoare, chopper - convertor cc - cc de mare putere) convertizoare c.c. - c.a. (invertoare: IGBT şi microprocesoarele) convertizoare c.a. - c.a. - cu circuit intermediar de c.c. (covertoare

indirecte) său fara circuit intermediar de c.c. (directe): variatoare de tensiune alternativă şi cicloconvertoarele.

Dupa comuatatie şi frecvenţă de lucru              Clasificare dupa domenii de utilizare: Domeniile de bază pentru utilizarea convertoarelor sunt cele privind transformărea energiei electrice de tensiune alternativă de frecvenţă standard, fs = 50 Hz, în energie electrică de altă formă: curent continuu sau current alternativ de frecvenţă nestandardizată sau de frecvenţă variabilă. Pentru alimentarea consumatorilor care folosesc o astfel de energie electrică, se folosesc diferite convertoare de frecvenţă cu diode sau tiristoare. Acestea pot fi directe, în care se realizează conversia şingulară energiei electrice (de obicei, la ieşire se obţine tensiune de frecvenţă inferioara, f < 50 Hz) şi convertoare cu grup de curent continuu, care se compun dintr-un redresor care transformă curentul alternativ în curent continuu şi dintr-un invertor autonom, care transformă curentul continuu în curent alternativ de frecvenţă mai mica sau mai mare de 50 Hz, sau variabilă. Un număr mare de consumatori de energie electrică de putere mare se cuplează la reţeaua industrială prin convertoare de diferite tipuri. Convertoarele reprezintă

pentru reţea sarcini neliniare şi funcţionarea acestora influentează puternic regimul reteţei şi calitatea energiei electrice. Un domeniu important de utilizare a convertoarelor îl reprezintă liniile de transport electric în reţelele şi sistemele electrice. Este vorba despre liniile de transport în curent continuu a energiei electrice la distante mari. O astfel de linie de transport are la intrare un redresor de putere cu tiristoare, care transformă curentul alternativ de frecvenţă de 50 Hz în curent continuu. La ieşirea liniei, se instaleaza invertorul, care transformă curentul continuu în curent alternativ. Al doilea domeniu de utilizare al convertoarelor în electroenergetică este cel al surselor de putere reactivă cu tiristoare, care permit producerea şi reglarea puterii reactive pentru compensarea deficitului acesteia în şistemul energetic. Al treilea domeniu este utilizarea convertoarelor pentru aşigurarea funcţionării agregatelor de bază ale centralelor electrice, în mod particular pentru excitarea turbogeneratoarelor sau hidrogeneratoarelor sincrone şi a compensatoarelor (schemele de excitare cu tiristoare), pentru pornirea generatoarelor de mare putere (de exemplu hidrogeneratoare). Convertoarele sunt, de asemenea, necesare pentru sursele neconvenţionale de energie electrică cum sunt bateriile solare, generatoarele magneto-hidro-dinamice, etc.

Pentru a vedea concret principiu de funcţionare a unui convertor static să analizăm funcţionarea unui redresor redresor comandat monofazat. Schema de principiu este prezentată în fig.2.

Fig.2 – Redresor comandat cu nul (a); curentii si tensiunile în circuitul decurent continuu la functionarea ca sursa (c) sau consumator de energie (b)

Să analizăm funcţionarea redresorului în sarcină activă Ls=0.

Când polaritatea tensiunii reţelei este cea indicată în figura 2.a, tiristorul T1

poate conduce curent dacă la electrodul său de comandă se aplică semnalul de comandă iC1. Acesta se aplică cu o defazare în raport cu momentul de deschidere normala a lui T1, la unghiul , numit unghi de comandă (figura 3.a). Momentul de apariţie a tensiunii pozitive pe anodul tiristorului se numeşte moment de deschidere naturală (în figura 3, pentru tiristorul T1, acesta este momentul

= 0). Până la cuplarea tiristorului T1 (pentru < ), tensiunea pe sarcină este ud = 0. La cuplarea tiristorului, înmomentul = , tensiunea ud creşte brusc până la valoarea ud = e2, pentru că pe tiristorul deschis ua 0. Curentul trece prin semi-înfăşurarea superioară a transformatorului, prin tiristorul T1 şi sarcină: i2(t) = ia(t) = id(t). În cazul sarcinii active, curentul reproduce forma tensiunii (figura 3.a). La trecerea curentului prin sarcină, în aceasta se disipă putere activă. Când = , curentul prin diodă şi curentul în sarcina devin egali cu zero şi tiristorul T1 se închide. Până la deschiderea tiristorului T2, apare în sarcină o pauza fără curent, pe durata intervalului [, (+ )]. În momentul = + se aplică impulsul de comandă pe tiristorul T2, acesta se deschide şi, în acest interval, ud = - e2, adică pe sarcină se aplică tensiunea de la bornele semi-înfăşurării inferioare a transformatorului. Curentul trece prin semi-înfăşurarea inferioară, tiristorul T2 şi sarcină, pastrând sensul anterior.

Definiţie - Convertorul static

Convertoarele statice de putere sunt echipamente statice complexe intercalate între sursă de energie şi receptor, având rolul de a modifica parametrii energiei furnizate de sursă (valoare, formă, frecvenţă a tensiunii) tinând cont de cerintele impuse de receptor.       Convertoarele pot fi de asemenea montate între doua surse de energie pentru a face poşibila functionarea şimultana a acestora. Convertorul static are rol de receptor din punct de vedere al sursei de energie şi rol de sursă de energie din punct de vedere al sărcinii.Partea de putere a convertorului este realizata cu dispozitive semiconductoare de putere comandabile (tiristoare, tranzistoare) şi/său necomandabile (diode). Aceste dispozitive functionând în regim de comutaţie, au rolul unor întrerupatoare, deci rezulta un regim permanent formăt dintr-o succeşiune periodica de regimuri tranzitorii.

Comutaţie -        Închiderea şi deschiderea succeşiva a acestor întrerupatoare se face dupa o logica impusă de principiul de functionare a convertorului. Aceasta logica este aşigurata de schema electronica de comanda. Toate convertoarele contin deci o parte de putere (forta) şi o parte de comanda.    

Fig.3. – Diagramele de timp ale curentilor si tensiunilor în redresorul comandat cunul, în cazul functionării în sarcina activă (a)

În momentul = 2, se produce blocarea tiristorului T2. În intervalul de funcţionare a unui tiristor, pe tiristorul închis, ua = 2e2. Valoarea efectivă a tensiunii redresorului, egală la mersul în gol cu valoarea efectivă a tensiunii de ieşire, este:

unde Ed0 = 0,este valoarea efectivă a tensiunii la ieşirea redresorului necomandat. Variatia lui Ud în funcţie de unghiul de comandă este reprezentată în diagramele de timp din figura 4.

.Fig.4 – Forma tensiunii de ieşire la redresorul monofazat comandat cusarcină activă, pentru diferite unghiuri de comandă

Odată cu creşterea lui creşte intervalul de pauză fără curent, când nu se transmite în sarcină putere din reţea. Dependenta ud = f() se numeşte caracteristicăde reglare pentru sarcină activă

Ventile ellectrice - Dispozitivele electronice care echipează convertoarele , sunt numite şi ventile (deoarece îndeplinesc rolul unor comutatoare electronice) sunt tiristoarele şi/sau diodele de putere. Dacă convertorul este realizat numai cu tiristoare, atunci se numeşte convertor complet comandat, dacă acesta este realizat cu tiristoare şi diode se numeşte convertor semicomandat iar dacă se folosesc numai diode atunci convertorul se numeşte convertor necomandat.

Tipuri de ventile electrice

Diode redresoare de putere; Tiristori bipolari; Tiristori MOS

Variantele constructive ale tiristoarelor:

Dinistorul este tiristorul fără electrod de comandă. Dispozitivul este similar tiristorului obişnuit dar la care nu se aplică semnal pe electrodul de comandă. Deschiderea dinistorului se face când tensiunea aplicată depăşeşte valoarea tensiunii de deschidere. Prin aplicarea unei tensiuni inverse, dinistorul este întotdeauna închis.

Triacul este dispozitivul de comutare compus din mai multe staturi, la care caracteristica este simetrică pentru tensiune directă şi inversă El este capabil să comute curentul indiferent de sens şi poate înlocui circuitul compus din două tiristoare obişnuite cuplate în paralel şi în sens opus.

Tiristorul bioperaţional, este un dispozitiv care se poate bloca prin aplicarea unui impuls negativ pe electrodul de comandă. Puterea necesară pentru blocarea curentului anodic este mult mai mare în comparatie cu puterea impulsului de deschidere. Există tiristoare bioperaţionale pentru curenţi pâna la 1000 – 2000 A şi tensiuni pâna la 1000 – 2000 V. Utilizarea lor este în domeniul electronicii energetice pentru puteri mici şi medii.

2.1.2. Regimuri de lucru:

1.Regimul de curent fara întrerupere la functionarea în sarcina activ-inductiva 2.Regimul de curent intermitent la functionarea în sarcina activ-inductiva

1.Regimul de curent intermitent la functionarea în sarcina activ-inductiva

Inductanţa LS se opune creşterii curentului id (diagramele de timp din figura 3.b). După cuplarea tiristorului T1, în momentul = puterea se transmite din reţea în sarcină, iar sensul tensiunii si curentului în sarcină coincid (figura 3). Energia se acumulează în inductanţa sarcinii.

Fig. 4 – Caracteristicile de reglare la redresorul monofazat comandat (a)si caracteristicile externe ale redresorului de putere medie si mare (b)

În momentul = , tensiunea ud() = e2() îşi modifică sensul, dar inductanta LS tinde să întârzie scaderea curentului id = ia şi T1 continuă să conduca curent. Acum, sensurile tensiunii şi curentului în sarcină sunt opuse (figura 3.c). Aceasta înseamnă ca sarcina reprezintă o sursa de energie,adică întoarce energia acumulată în inductantă în reţeaua de alimentare. În această situatie, o parte din această energie se pierde pe rezistenta activă RS.

În momentul = + , energia acumulată în inductanţă este egală nulă, curentul id = ia scade la zero şi T1 se blochează. După pauza fără curent, în momentul = + se aplică impulsul de comandă pe tiristorul T2 şi procesele se repetă. Acest regim, când între intervalele de conducţie ale tiristoarelor există pauze fără curent, se numeşte regim de curent intermitent.

Apariţia sectoarelor negative pe curba ud, pe timpul revenirii energiei din sarcină în reţea, conduce la faptul ca valoarea efectivă a tensiunii devine mai mică decât valoarea determinată pentru sarcină activă.

Tensiunea de ieşire depinde nu numai de unghiul de comandă, dar şi de caracterul sarcinii (adică de pLS/RS), pentru ca durata etapei de revenire a energiei acumulate în inductanţă depinde de raportul dintre inductanţă şi rezistenta activă a sarcinii. Prin cresterea inductanţei sau prin micşorarea lui RS, durata pauzei fără curent se micşorează, iar la atingerea egalitatii, = redresorul trece în regim de curent neîntrerupt.

2.Regimul de curent fara întrerupere la functionarea în sarcina activ-inductiva

Acest regim este caracteristic pentru redresoarele de putere, la care, de obicei, pLS

>> RS. Pentru asemenea raport al parametrilor, curentul de sarcină este continuu şi bine netezit, valoarea sa instantanee fiind egală cu valoarea efectiva id = Id (figura 3.c). În intervalele de timp [] şi [(+ ), 2], sensurile curentului şi tensiunii în sarcină coincid, energia se transmite din retea în sarcina şi o parte a acestei energii se acumulează în inductanţă. În intervalele [0, şi [, (+ )], energia acumulată în inductanţă se întoarce în reţeaua de alimentare, dar, în momentul cuplării tiristorului urmator, energia acumulata în inductanta nu este înca egală cu zero. În regimul de

curent neîntrerupt, durata de trecere a curentului prin diodă este = , adică în orice moment de timp sarcina este cuplată la una din semi-înfăşurările transformatorului. Valoarea efectivă a tensiunii redresorului în regim de curent neîntrerupt este:

de unde, Ed = Ed0cosCaracteristica de reglare a redresorului în regim de curent fără întrerupere este

prezentata în figura 4.a, ea reprezentând o cosinusoidă.Pentru valori ale unghiului de comandă > cr , energia acumulată în

inductanţă devine insuficientă pentru menţinerea fără întrerupere a curentului în sarcină şi redresorul trece în regim de curent intermitent, când se micsoreaza sectorul negativ al curbei ud(t) şi creste ud. În cazul funcţionăriipe sarcină pur inductivă, cr = /2, adică durata etapei de acumulare a energiei în inductanta [] este egala cu durata etapei de revenire a energiei din sarcină în reţea. Alegerea tiristoarelor şi calculul transformatorului la redresoarele comandate se face pe baza acelorasi relaţii ca şi pentru redresoarele necomandate, pentru ca cei mai mari curenţi şi tensiuni pe elementele schemei corespund regimului = 0.

2.2.Comanda tiristoarelor

2.2.1.Dispozitivul de comanda pe grilă

2.2.1.1.Funcţiile circuitului de comandă

Convertoarele cu tiristoare se compun din partea de forţă (PF), a cărei funcţionare a fost analizată în paragrafele anterioare şi din şistemele de comandă (SC). Partea de forţă a convertorului comandat, realizată cu dispozitive comandate (tiristoare, tranzistoare de putere), poate funcţiona numai când pe electrozii de comandă se aplică în momente de timp determinate impulsurile care asigură cuplarea tiristoarelor respective. La convertoarele cu tiristoare şi cu comutare artificială, SC asigură în plus şi decuplarea tiristoarelor la momente de timp determinate. În continuare, să analizăm metodele de realizare a sistemelor de comandă ale convertoarelor cu tiristoare cu comutare naturală. Sistemele de comandă sunt uneori instalatii complicate pentru prelucrarea informatiei şi sunt deosebite în funcţie de tipul convertorului şi de domeniul de utilizare a acestuia, însă funcţiile SC pot fi grupate pentru rezolvarea problemelor esenţiale şi anume:

determinarea momentelor de timp în care trebuie cuplate anumite tiristoare. Aceste momente de timp sunt stabilite de semnalul de comandă care se aplică la intrarea SC şi care determină funcţionarea acestora;

definesc valorile parametrilor convertorului (de exemplu, valoarea medie a curentului sau tenşiunii la ieşirea redresorului);

formarea impulsurilor de comandă, transmise în momentele de timp necesare pe electrozii de comandă ai tiristoarelor şi care au amplitudinea, puterea,

durata corespunzătoare, iar în unele cazuri şi o anumita formă necesară a curbei de variatie în timp.

Pe lângă acestea, şistemele de comandă pot îndeplini şi alte funcţii: realizarea pornirii şi opririi agregatului realizarea protectiei în regimuri de avarie, etc.

Realizarea acestor funcţii suplimentare se reduce însă de asemenea la determinarea momentelor de timp de aplicare a impulsurilor de comandă pe tiristoarele convertorului sau la blocarea formării impulsurilor de comandă. Prima funcţie a SC este tipică pentru electronica informatională: transformarea semnalului de comandă (tensiune, curent sau cod) în interval de timp. La convertoarele cu tiristoare cu comutatie comandată, momentul de cuplare a tiristoarelor se măsoară în raport cu momentul de comutare naturală. Această problemă informaţională se reduce la determinarea unghiului de comandă , adică a deplasării de fază a impulsului de comandă în raport cu momentul de comutare naturală. Blocul sistemului de comandă, care îndeplineşte rolul de transformare a semnalului de comandă în interval unghiular , se numeşte dispozitiv de defazare (DDF).

Fig.1 – Schema-bloc a sistemului de comandă a convertorului cu tiristoare ireversibil (a) si reversibil (b)

A doua funcţie îndeplinită de SC, constă în formarea impulsului de comandă în ceea ce priveşte forma, durata şi amplitudinea acestuia. Această problemă este rezolvată de către blocurile sistemului de comandă, care se numesc formatoare de ieşire (FI). Deseori, se formează impulsuri de comandăde formă dreptunghiulară. Durata, amplitudinea şi puterea acestor impulsuri este determinată în conformitate cu parametrii tiristoarelor de putere şi cu regimurile de funcţionare a convertorului cu tiristoare. Formarea impulsurilor dreptunghiulare se face cu ajutorul multivibratoarelor, iar amplificarea impulsurilor în putere se face în cascadă.

2.2.1.2. Structura sistemului de comandă

Schema bloc a convertorului cu tiristoare cu sistem de comandă este prezentată în figura 1.a. Ea se compune din:

partea de forţă (PF) sistemul de comandă (SC).

Acesta din urmă include: dispozitivul de defazare, DDF, la intrarea căruia se aplică semnalul de

comandă uC, formatorul de impulsuri, FI, de la ieşirile căruia se culeg impulsurile de

comandă IC. circuitul de legătură inversă LI, la intrarea căruia se aplică un parametru

oarecare de ieşire al convertorului sau al obiectului care primeşte de la convertor alimentarea (tensiune, curent, frecvenţa de rotatie a mecanismului de acţionare, temperatura încălzitorului, etc.).

La ieşirea blocului LI se formează tensiunea uLI, care din nou se aplică la intrarea SC sub forma semnalului de reacţie negativă, care permite stabilizarea parametrilor de ieşire ai convertorului şi corecţia erorilor ce apar la funcţionarea acestuia. În acest caz, la intrarea DDF se aplică semnalul u = uC – uLI. (1) Convertoarele cu tiristoare care au circuit de reacţie ce cuprinde partea de forţă a convertorului, senumesc convertoare cu circuit de comandă închis.

O structură mai complicată are SC al convertorului reversibil cu tiristoare sau convertorul direct de frecvenţă (CDF). Fiecare dintre seturile de tiristoare ale acestor convertoare are blocuri principale de comandă DDF şi FI, care, independent unul faţă de celălalt, realizează comanda acestora în conformitate cu semnalul de comandă uC, comun pentru ambele seturi. La comanda separată a seturilor, se realizează funcţionarea alternativă a acestora, în funcţie de sensul curentului în circuitul de sarcina iies. Schema bloc a SC pentru convertorul reversibil cu comandă separată este prezentată în figura 1.b. Primul set de tiristoare este legat la DDF1 şi FI1, al doilea set este comandat de DDF2 şi FI2. La intrarea ambelor formatoare de ieşire sunt prevăzute elemente logice legate de dispozitivul de comandă separată (DCS). Dacă semnalul logic la ieşirea DCS R1 = 1, atunci FI1 transmite impulsurile de comandă la tiristoarele primului set, care formează curentul de ieşire al convertorului de polaritate pozitivă. Când semnalul la ieşirea DCS R2 = 1, intră în functionare CR2, impulsurile de comandă se aplică pe tiristoarele celui de-al doilea set, care formează polaritatea negativă a curentului de ieşire. Cuplarea simultană a seturilor este interzisă prin introducerea blocării logice R1R2 = 0. Dispozitivul de comandă separată (DCS) reprezintă o instalaţie logică, la intrarea căreia se aplică informaţia despre polaritatea curentului de ieşire a convertorului iies. La inversarea sensului curentului de la pozitiv la negative DCS stabileşte R1 = 0, când s-a ajuns la valoarea nulă a curentului şi astfel

cuplarea tiristoarelor primului set este interzisă. După un timp de întârziere suficient pentru refacerea proprietăţilor de comandă la tiristoarele primului set, la ieşirea DCS se formează R2 = 1 şi se cuplează tiristoarele celui de-al doilea set.

Dispozitive de defazare (DDF)

Dispozitivul de defazare este un convertor al semnalului de comanda uC în unghi de comanda , masurat din momentul deschiderii naturale. Sunt frecvent utilizate DDF, la care se introduce informaţia despre valoarea curentă a fazei tensiunii reţelei. Funcţionarea acestor DDF se sincronizează nemijlocit cu reţeaua de alimentare şi acestea se numesc sincrone. DDF sincrone se pot utiliza atât laSC deschise, cât si la convertoarele cu circuit închis de comanda. În acest caz, la intrarea DDF se aplica semnalul u = uC + uL. (2)

Dispozitiv de defazare de tipul generator de tensiune variabilă.

Există o serie de metode de realizare a DDF sincrone. Utilizare mai mare au căpătat DDF cu semnal de desfăşurare, care uneori se mai numesc şi DDF de tip vertical.

Fig.2 – Schema DDF de tip vertical (a) si diagramele de timp ale tensiunii cândforma tensiunii de referinţă a semnalului este cosinusoidală (b), respectiv liniară (c)

Aceste DDF depăşesc calitativ alte instalaţii similare în ceea ce priveşte cele mai importante caracteristici. DDF de tip vertical se compun din generatorul tensiunii de desfăşurare (de referinţă), GTR, a cărui funcţionare este sincronizată cu tensiunea reţelei de alimentare şi din comparatorul K, laintrarea căruia se aplică impulsurile de comandă uC şi tensiunea de referinţă utr. Schema bloc a unui asemenea dispozitiv este prezentată în figura 2.a. Comparatorul compara uC şi utr; în momentul când acestea sunt egale el comută, astfel că formatorul de ieşire al SC elaborează impulsul de comandă, care se transmite la electrodul de comandă al tiristorului. La DDF de tip vertical se folosesc două forme pentru tensiunile de referinţă. În cazul formei cosinusoidale (figura 2.b), utr() = Umcos(3) unde = 0 este momentul de comutare naturala a tiristorului i.În momentul = , tensiunile de referinţă şi de comandă sunt egale:

Umcos= uC(4)Din formula (3.25), se obţine:= arccos(uC/Um)(5)Ecuaţia 5 se numeşte caracteristica de fază a DDF şi este reprezentată în figura 3. (curba 1).

Fig.3 – Caracteristica de faza a DDF

O astfel de formă a caracteristicii de fază se numeşte arccosinusoidală. Convertorul cu tiristoare cu număr de faze oarecare, ce funcţionează de la reţeaua simetrică de alimentare, în cazul când lipsesc distorsiunile de comutare a tensiunii de ieşire în regim de curent fără întrerupere în sarcină, este caracterizat prin caracteristica cosinusoidală de GTR se realizează sub forma unui generator de tensiune liniar crescătoare, a cărei funcţionare este sincronizată cu reţeaua de alimentare, adică începutul desfăşurării se produce în momentul comutaţiei naturale a tiristorului i. În momentul = tensiunile de comandă şi de referinţă la intrarea comparatorului sunt egale, de unde caracteristica de fază a DDF cu tensiune de referinţă liniară este:

Caracteristica de fază este reprezentată în figura 2 (curba 2), ea

numindu-se lineară. Caracteristica de reglare a convertorului împreună cu SC,

este reprezentata în figura 4 (curba 2). Se observă că, în acest caz, caracteristica de reglare este neliniară, însă ea este totuşi apropiată de caracteristica liniară. Din

aceasta cauză, proprietăţile convertoarelor cu caracteristici de fază arccosinusoidală şi liniară sunt apropiate.

Fig.4 – Caracteristica de reglare a convertorului cu tiristoare

Avantajul metodei verticale constă în viteza maximă de reacţie a SC, pentru că semnalul de comandă se aplică pe comutator fără mediere şi întârziere.

Fig.5 – Schema DDF de tip vertical cu circuite integrate

Să analizăm cazul simplu al DDF de tip vertical realizat cu circuite integrate 5. Pentru formarea tensiunii cosinusoidale de referinţă, comutatorul Com se fixeaza în pozitia 1. Comparatorul A1, realizat cu un amplificator operational, fixează polaritatea tensiunii retelei (figura 6,a). Când alternanţa tensiunii de reţea este pozitivă, la ieşirea comparatorului tensiunea u’ este negativă şi comutatorul realizat cu tranzistorul cu efect de câmp T este închis. Tensiunea reţelei este integrată în integratorul realizat cu amplificatorul operational A2. Pentru R1C = 1/:

unde Um este amplitudinea tensiunii ur (figura 6.b).La ieşirea integratorului, uI se însumează pe rezistoarele R2 cu tensiunea continua Um, şi astfel se bţine tensiunea de referinţă de formă cosinusoidală:

utr() = Um + uI() = Umcosceea ce corespunde cu relatia (3) (figura 6.c) În comparatorul realizat cu amplificatorul operational A3 se compară tensiunea de referinţă utr şi cea de comandă, uC, iar când acestea sunt egale comparatorul comută (fig.6.d). La comutarea comparatorului, se porneşte formatorul de ieşire, care elaborează impulsul pe electrodul de comandă a tiristorului de forţă. În figura 6.e este reprezentată tensiunea de ieşire a redresorului monofazat, care funcţionează în sarcină RL, în regim de curent fără întrerupere.

Fig.6 – Diagramele de timp ale tensiunilor în schema din figura 5.

În a doua jumătate a perioadei, la ieşirea comparatorului A1 este tensiune pozitivă, care deschide comutatorul realizat cu tranzistorul cu effect de câmp. Acesta scurtcircuitează condensatorul C, astfel că uI(t) = 0. Când tensiunea reţelei este negativă, impulsul de comandă pe tiristor nu se formează şi nu se produce funcţionarea comparatorului A3 (figura 6.c,d). În acest timp, în redresor se cuplează alte tiristoare (figura 6.e), pentru cuplarea cărora se folosesc alte canale de comandă, realizate pe baza schemei din figura 5. În regimul analizat în schema din figura 5, GTR este realizat pe integratorul A2, care realizează în procesul de integrare defazarea tensiunii reţelei cu /2 si filtrează tensiunea de reţea în cazul existentei distorsiunilor. La comutarea Com în poziţia 2, aceeaşi schemă formează o tensiune de referinţă liniară (figura 2.c). În acest caz. la ieşirea integratorului A2 se formează tensiune liniar descrescătoare:

La ieşirea integratorului A2 se formează tensiunea de referinţă utr = uI + Um, care se compară cu tensiunea de comandă în comparatorul A2. În a doua jumătate a perioadei, schema funcţionează la felca şi la formarea tensiunii cosinusoidale de referinţă. În regimul analizat, GTR constă dintr-un generator de tensiune linear variabilă, realizat de asemenea pe integratul A2.

2.2.2.Circuitulde comandă cu transistor unijoncţiune

Un element de prag folosit mult la realizarea circuitelor de comandă simple este tranzistorul unijoncţiune.circuitul de reglaj al fazei este prezentat în fig.7.

Fig.7. Circuit de comandă pentru reglaj de fază cu tuj

Montajul de baza in care este utilizat dispozitivul pentru comanda tiristoarelor conventionale se numeste oscilator de relaxare. Acesta este prezentat in figura 8:

Fig.8. Oscilator de relaxare cu TUJ Perioada oscilatiilor T estedată de relaţia:

Pentru Ud, Uemin << Uz, perioada oscilatiilor si unghiul de intirziere la aprindere sunt:

unde parametrul se numeste raport de divizare intrinsec. In momentul cuplării tensiunii de alimentare tranzistorul este blocat. Condensatorul C se va încărca de la sursa de alimentare prin intermediul rezistenţei R. În momentul în care tensiunea de pe condensator a atins valoarea de prag tranzistorul se deschide, condensatorul se descarcă iar pe rezistenţa R apare un impuls ce poate fi folosit pentru comanda tiristorului de putere. Pe durata unei alternaţe positive aplicate pe enodul tiristorului, pe grila lui se pot aplica n impulsuri date de perioada de oscilaţie T, dintre care primul care operează după trecera prin zero a tensiunii de sincronizare comandă amorsarea. În cazul în care TUJ-ul nu poate asigura amorsarea sigură a tiristorului scema de comandă poate conţine elemente de comandă suplimentare prezentate în fig.7.

2.2.3. Circuitul de comandă pe grilă cu circuite integrate

Schema bloc a unui circuit integrat destinat comenzii în fază a aprinderii tiristoarelor este asemănătoare cu cea prezentată în fig.1. şi analiyată mai sus. Complexitatea crescăndă a circuitelor de comandă a tiristoarelor a dus la realizarea lor monolitică. Din punct de vedere al realizării amorsării, toate circuitele integrate sunt identice. Ele se difernţiază prin prin modalitatea de control a puterii dissipate în sarcina din circuitul anodic al tiristorului. Vom analiza circuitul de comandă pe grilă cu integratul βAA 145. Schema bloc a integratului este prezentată în fig.9.

Fig.9.

Detectorul de nul sesizeză trecerile prin 0 ale tensiunii de sincronizare. La fiecare trecere prin 0 detectorul generează la terminalul 16 impulsuri cu amplitudinea de 8V. divizorul R1, R2, o valoare pozitivă pentru viteza variaţiei prin zero a semnalului de sincronizare. Generatorul de rampă încarcă rapid capacitatea C`2 la + 8V la fiecare impuls generat de detectorul de nul. Şi o lasă să se descarce lent prin Re

5 şi Pe1. Pe terminalul

7 se obţine o rampă de tensiune. Comparatorul are la intrarea neinversoare semnalul triunghiular dat de generatorul rampă iar pe intrarea inversoare tensiunea de comandă a unghiului de conducţie. Atât timp cât V7>V8 comparatorul nu basculează. Când cele două tensiuni sunt egale comparatorul basculează. Monostabilul este declanşat de basularea comparatorului generează un impuls care comandă blocul logic de ieşire. Blocul logic de ieşire are rolul de a furniza semnalul logic de ieşire la terminalele 10 şi 14, corespunyătoare celor două alternanşe ale reţelei de alimentare.

În fig.10 este prezentată schema schema de comandă trifazică a unei punţi semicomandate.

Fig.10.

În schema din fig.10 nu sunt cuprinse şi circuitele adiacente necesare pentru buna funcţionare a circuitului integrat. Ele au fost prezentate în fig.9. Deoarece puntea este semicomandată, s-a folosit numai ieşirea 10 a integratului pentu comanda pe alternanţa pozitivă. Transformatorul coborâtor asigură tensiunile de referinţă

detectorului de nul. Tensiunea de polarizare de pe terminalul 8 al integratului stabileşte valoarea unghiului de aprindere.

2.2.4.Circuitul de comandă pe grilă cu izolaţie galvanică

La realizarea formatoarelor de impulsuri este importantă obţinerea unei stabilităţi înalte la perturbaţii, pentru că în partea de forţă a convertorului au loc salturi de tensiune de amplitudine mare, care, prin capacităţile parazite, pot pătrunde în SC. Din această cauză, legătura dintre SC şi electrozii de comandă ai tiristoarelor se face prin separare galvanică.

2.2.4.1.Separare galvanică cu optocuplor

Separarea galvanică se poate realize cu optocuplor sau cu transformator de impulsuri. În fig.11 este prezentată schema simplificată a unui dispozitiv de comandă pe grilă cu separare galvanică prin optocuplor. Avantajul acestui mod de izolare galvanică constă în evitarea deformărilor impulsului de comandă determinată de elementele echivalente ale transformatorului de impulsuri(inductanţă de magnetizare, capacităţi parasite, etc).

Fig.11 Pentru acest mod de izolare amplificatorul de impulsuri se găseşte direct conectat la tiristorul de putere. Din această cauză el trebuie alimentat printr-un transformator de izolare auxiliar. Acest sistem poate fi cuplat la schema din fig. 10. Punctul 4 din schema din fig.11 se va lega în serie cu rezistenţa de 100 ohmi, din fig.10, prin care se comandă tiristoarele de putere. Punctul 1 se va lega la masa sistemului de comandă cu circuite integrate. Poarta tiristorului se va lega la tranzistorul de putere T din fig.11.

2.2.4.2. Circuite de comandă pentru tiristoarele cu blocare pe poartă GTO

Există multe scheme de comandă pentru tiristoarele GTO precum:

Comanda în circuitul de sarcină cu transistor bipolar şi TEC-MOS; Comanda în circuitul de poartă cu două tranzisoare bipolare; Comanda în circuitul de poartă cu izolare galvanică cu transformator de

impulsuri.

Vom prezenta o schemă de comandă cu izolaţie galvanică cu transformator de impulsuri pentru tiristor tip GTO.(fig.12.) Acest circuit poate asigura comanda pe pe poartă a tiristoarelor GTO de medie putere până la frecvenţe de ordinal zecilor de kHz în aplicaţii în care frecvenţa de umplere variază între 5% şi 50%.

Funcţionare: Prin deschderea tranzistorului Q1 , curentul din secundarul transformatorului Tr

trece prin capacitatea C2 în poarta tiristorului GTO. Acesta se amorsează. Tranzitorul Q2 este blocat. Pe frontul pozitiv al impulsului de comandă, curentul de de poartă are o valoare mare datorită circuitului R3, C1 din emitorul tranzistorului Q1. După încărcarea capacitorului C2, cu polaritatea din figură, curentul pozitiv de poartă este menţinut prin intermediul diodei Zenner, DZ. Blocarea tranzistorului Q1 determină intrarea în conducţie a trazistorului Q2. Capacitorul C2 polarizează invers joncţiunea poartă – katod a tiristorului GTO permiţând extragerea curentului de poartă şi deci blocarea lui.

Fig.12. Circuite de comandă pentru tiristoarele cu blocare pe poartă GTO

2.3. Teste de evaluare

23.1. Test nr. 1

Ce este circuitul prezetat în fig.1. Descrieţi funcţionarea completă a circuitului prezentat în fig.1

Fig.1

23.2. Test nr. 2

Ce este circuitul prezentat în fig.1. Descrieţi funcţionarea completă a circuitului prezentat în fig.1

Fig.1

3.Unitatea de învăţare 3

CONVERTOARE CU COMUTATIE NATURALA,

3.1.Conideratii generale

Convertoarele cu comutaţie naturală sunt convertoarele la care elemtul activ din compunere trece din starea amorsat în starea blocat, in mod natural, ca urmare a poarizării inversă a acestuia, eaplicată în partea de putere. În funcţie de elementul activ din compunere se împarte în:

Convertoare necomandate, realizate cu diode semiconductoare; Convertopare comandate, realizate cu tiristoare. Fiecare dintre aceste tipuri de convertoare, funcţie de tensiune aplicată la intrare şi

a modului în care se realizează conversia se împart în: Redresoare monofazate mono şi bialternantă; Redresoare trifazată; Convertoare reglabile de tensiuni alternative; Convertoare reversibilă de frecvenţă.

3.2.Convertoare(redresoare) monofazate

3.2.1.Redresoare monofazate necomandate

3.2.1.1.Redresor monofazat monoalteranţă cu sarcină rezistivă

Schema consideră că dioda este ideală în sensul că tensiunea pe ea în sens direct este nulă. Tensiunea redresată este o tensiune pulsatorie cu o valoare medie diferită de 0.Se pune problema determinării randamentului şi coeficientului de pulsaţie. Schema echivalentă este:

10 Determinarea randamentului:η = Puterea debitată de consumator(Pcc)/Palt(absorbită de la reţea)

20 Determinarea coeficientului de pulsaţie γγ = Amplitudinea primei armonici a tensiunii/Valoarea medie a tensiunii redresateγ - arată în ce raport se află pulsaţiile din tensiunea redresată faţă de componenţa medie.

γ = USin/USmed = (USim/2)/(USm/π) = π/2 ≈ 1,57 – valoare foarte mare rezultând ecesitatea utilizării filtrului.

3.2.1.2.Redresor monofazat monoalternanţă cu sarcină pur inductivă.

Inductivitatea fiind ideală circulaţia de curent se menţine prin diodă şi după trecerea prin 0 a tensiunii iar curentul redresat conţine pe lângă o componentă continuă o componentă cu frecvenţa egală cu frecvenţa sursei şi decalată cu π/2 în urmă. Nu se disipă putere pe circuitul de sarcină.

3.2.1.3. Redresor monofazat monoalternaţă cu sarcină rezistiv inductivă

În intervalul de conducţie a diodei:

Soluţia ecuaţiei diferenţiale cuprinde 2 componente – soluţie liberă şi forţată:

Soluţia liberă se determină din:

Soluţia generală:

Soluţia generală:

A = (√2 U2/Z) sin φ i(t) = (√2 U2/Z) |sin(ωt-φ) + sin φ· e- R/L ·t| (2)La ωt = β => I = 0 => sin(β- φ) + sin φ· e- R/L ·t = 0β – reprezintă durata de conducţie a diodei Soluţia graficăi(t) = (√2 U2/R) |sin ωt – (L/R)·di/dt=> Imed = 1/2π∫[(√2 U2/R) |sin ωt – (L/R)·di/dt]d( ωt)

ωt=π fapt ce conduce la reducerea valorii medii a tensiunii redresate. Acestdezavantaj se elimină dacă se conectează o diodă de nul <8de fugă). Redresorul areconfiguraţia:

D2 – dioda de nul. Se deosebesc două cazuri:- iniţial – curentul are o valoare maximă şi una minimă - stabilizat – aceeaşi valoare pe toată durata funcţionării. Energia înmagazinată în bobină produce deschiderea diodei şi de la π la 2π, US = o Dacă nu ar mai fi dioda, valoarea medie a lui US ar fi mai mică deoarece după π ar mai exista o porţiune negativă.

În intervalul 0 —>π legea de variaţie a curentului corespunde relaţiei (2). După ωt=π energia înmagazinată în inductanţă deschide dioda D2 stabilindu-se un curent după o lege exponenţială:

Pentru a găsi valoarea minimă I1 şi valoarea maxima Io ne folosim de relaţiile

Din (3) şi (4) rezultă:

3.2.1.4.Redresor monofazat monoalternanţă cu sarcină rezistiv-inductivă şi t.e.m.

cazuri: cu rezistenţă şi t.e.m.-încărcarea acumulatorului, cu inductivitate şi t.e.m.-cazul motorului de c.c. de putere mare la care

rezistenţa este neglijabilăCu rezistenţă t.e.m.

Valoarea medie a lui US rezultă din porţiunea haşurată.iS = √2U2/RS sin ωt – E/RS,unde γ – durata de conducţie a diodei,m = E /√2U2

=> IS = √2U2/RS (sin ωt – m)

b) Circuit cu inductanţă şi tensiune electromotoare

Curentul de sarcină are două componente:- una variabilă în timp dată de U2

U2 US - una continuă impusă de E. Componenta variabilă se stabileşte în intervalul în care dioda conduce şi e dată derelaţia:

Componenta continuă rezultă din ecuaţia diferenţială: L ·dic/dt = E

Curentul de sarcină este dat de relaţia:

La ωt= α relaţia (1) devine:

la ωt= α se obţinedic/dt = = E/L rezultă că la ωt= α cei doi curenţi prezintă aceeaşi viteză de variaţie, deci cele două curbe sunt tangente. Valoarea maximă a curentului prin circuit se obţine când diS/dt = 0. Aceasta corespunde momentului în care tensiunea pe inductanţă e nulă.

UL = L · diS/dt = 0.Deoarece tot timpul funcţionării UL + E este egală cu tensiunea de redresat rezultă că atunci când UL = 0 (curentul e maxim) => u2 = E

3.2.1.5.Redresor monofazat monoalternanţă cu sarcină rezistivă

Pentru α = 0 se obţine valoarea maximă USm = (√2 U2 /2π ) (1 + cos α)

În momentul amorsării L · di/dt = √2 U2 sin ωt=> i =( √2 U2 /ωL)(cos α – cos ωt )

Se observă că se obţine un termen constant Io peste care se suprapune un sinusoidal i = 0 la ωt = 2π-α Se obţine intervalul de conducţie γ = 2(π-α) deci valoarea medie

Dacă inductanţa L este fără pierderi rezultă că intervalul de conducţie a tiristorului este simetric faţă de ωt = π deci cele două arii sunt egale S1 = S2.

3.2.1.6.Redresor cu sarcină rezistiv inductivă si tensiune electromotoare

(1) R – E

Cu sarcină L – E

3.2.2.Redresoare monofazate comandate

3.2.21.Redresorul monofazat comandat bialternanţă

. Schema de principiu este prezentată în fig.1.

Fig.1.– Redresor comandat cu nul (a); curentii si tensiunile în circuitul decurent continuu la functionarea ca sursa (c) sau consumator de energie (b)

Să analizăm funcţionarea redresorului în sarcină activă Ls=0.

Când polaritatea tensiunii reţelei este cea indicată în figura 2.a, tiristorul T1

poate conduce curent dacă la electrodul său de comandă se aplică semnalul de comandă iC1. Acesta se aplică cu o defazare în raport cu momentul de deschidere normala a lui T1, la unghiul , numit unghi de comandă (figura 3.a). Momentul de apariţie a tensiunii pozitive pe anodul tiristorului se numeşte moment de deschidere naturală (în figura 3, pentru tiristorul T1, acesta este momentul = 0). Până la cuplarea tiristorului T1 (pentru < ), tensiunea pe sarcină este ud = 0. La cuplarea tiristorului, înmomentul = , tensiunea ud creşte brusc până la valoarea ud = e2, pentru că pe tiristorul deschis ua 0. Curentul trece prin semi-înfăşurarea superioară a transformatorului, prin tiristorul T1 şi sarcină: i2(t) = ia(t) = id(t). În cazul sarcinii active, curentul reproduce forma tensiunii (figura 3.a). La trecerea curentului prin sarcină, în aceasta se disipă putere activă. Când = , curentul prin diodă şi curentul în sarcina devin egali cu zero şi tiristorul T1 se închide. Până la deschiderea tiristorului T2, apare în sarcină o pauza fără curent, pe durata intervalului [, (+ )]. În momentul = + se aplică impulsul de comandă pe tiristorul T2, acesta se deschide şi, în acest interval, ud = - e2, adică pe sarcină se aplică tensiunea de la bornele semi-înfăşurării inferioare a transformatorului. Curentul trece prin semi-înfăşurarea inferioară, tiristorul T2 şi sarcină, pastrând sensul anterior.

Fig.2. – Diagramele de timp ale curentilor si tensiunilor în redresorul comandat cunul, în cazul functionării în sarcina activă (a)

În momentul = 2, se produce blocarea tiristorului T2. În intervalul de funcţionare a unui tiristor, pe tiristorul închis, ua = 2e2. Valoarea efectivă a tensiunii redresorului, egală la mersul în gol cu valoarea efectivă a tensiunii de ieşire, este:

unde Ed0 = 0,este valoarea efectivă a tensiunii la ieşirea redresorului necomandat. Variatia lui Ud în funcţie de unghiul de comandă este reprezentată în diagramele de timp din figura 4.

.Fig.3. – Forma tensiunii de ieşire la redresorul monofazat comandat cu

sarcină activă, pentru diferite unghiuri de comandă

Odată cu creşterea lui creşte intervalul de pauză fără curent, când nu se transmite în sarcină putere din reţea. Dependenta ud = f() se numeşte caracteristicăde reglare pentru sarcină activă

3.3. Convertoare (redresoare) trifazate comandate şi neccomandate

3.3.1.Convertorul (redresorul) trifazat cu nul accesibil

Utilizarea redresoarelor multifazate permite realizarea sarcinii uniforme pe toate fazele reţelei, micşorarea pulsaţiei tensiunii redresate, reducerea puterii calculate a transformatorului, creşterea factorului de putere. În figura 1.a este prezentată schema de redresare trifazată cu nul. La realizarea ei cu tiristoare, se obţine redresorul comandat, iar prin înlocuirea tiristoarelor cu diode se obţine redresorul necomandat. Sarcina se cuplează între nulul stelei formate din bobinele transformatorului şi catozii tiristoarelor. Să analizăm regimul de funcţionare caracteristic convertoarelor de putere cu sarcină activ-inductivă, considerând că inductanta LS este mare (pLS > Rs). În figura 1.b este prezentat sistemul trifazic al tensiunilor secundare, e2A, e2B, e2C. Curbele tensiunilor secundare determină modificarea potenţialelor anozilor tiristoarelor cuplate la aceste faze, în raport cu punctual de nul al stelei, a. Pe diagramele de timp se arată regimul de funcţionare al redresorului când = 0 (funcţionarea redresorului necomandat). Transformatorul şi tiristorul se consideră ideale. Momentele 1, 2, 3, corespunzatoare punctelor de intersectie a două sinusoide de tensiuni secundare, reprezintă momente de deschidere naturală. Dacă la momentul 1 se aplică impuls pozitiv de comandă pe tiristorul T1, la deschiderea acestuia apare curentul i2(t) = ia(t) = id(t) şi pe sarcină se stabileşte tensiunea ud = e2A.

Fig.1 – Redresorul trifazat cu nul (a) si diagramele de timp ale curentilorsi tensiunilor când = 0 (b)

Dacă redresorul este realizat cu diode, dioda D1, cuplata la faza e2A, se deschide automat în momentul 1 pentru că în acest moment potenţialul anodului

acesteia devine mai mare decât potenţialele anozilor diodelor D2si D3. Potentialul catodului tiristorului care conduce, T1 (şi al tuturor celorlalte tiristoare) în raport cu punctul de nul al stelei este k =. e2A Prin urmare, la catozii tuturor tiristoarelor se aplică cea mai pozitiva tensiune e2A şi tiristoarele T2 si T3 sunt închise în intervalul 1

–2. În momentul 2, cea mai pozitivă devine tensiunea secundară e2B şi se deschide dioda D2 sau, dacă este tiristor T2, atunci pe aceasta, în momentul 2, se aplica impulsul de comandă. La deschiderea lui T2, ud = e2B şi k =. e2B; cu acest potential pe catod, se închid ferm T1 şi T3. În momentul 3, apare posibilitatea deschiderii lui T3 şi, pe sarcină, se stabileste ud = e2C. În acest fel, în fiecare moment, conduce tiristorul al cărui potenţial pe anod este cel mai pozitiv, iar în punctele de deschidere naturală se produce trecerea curentului de la un tiristor la altul. Tensiunea ud este reprezentată de curba formată din segmentele de sinusoidă a tensiunilor de fază, care au în intervalul dat cel mai pozitiv potenţial. Perioada lui ud este de trei ori mai mica faţă de perioada tensiunii retelei: p = 3retea. Factorul de ondulatie al tensiunii , unde m = 3; se obţine = 0,25. Pulsatia tensiunii de ieşire la redresoarele trifazate este mai mică decât la cele monofazate, iar frecvenţa pulsaţiilor este mai mare, ceea ce permite netezirea pulsaţiilor cu un filtru cu elemente reactive de mai mică putere. Să determinăm valoarea efectivă a tensiunii de ieşire Ed pe o perioadă. În sistemul de coordonate arătat în figura 1, perioada de pulsaţie este cuprinsă în intervalul.

. Amplitudinea este

atunci:

În cazul când inductanţa din circuitul de sarcină este mare, curentul de sarcină este bine netezit, id = Id, iar curentul prin tiristoare şi înfăşurările secundarului, ia = i2, are forma impulsurilor dreptunghiulare de amplitudine Id şi durată = 2/3 = 120. Pentru alegerea tiristoarelor în funcţie de curentul suportat, se determină valoarea efectivă a curentului într-o perioadă:

Pentru alegerea tiristoarelor în funcţie de tensiune, se determină tensiunea inversă. Pentru tiristorul care nu funcţionează (de exemplu, T2 când T1 este deschis) potentialul anodului este: k =. e2B, iar potentialul catodului este: k =. e2B deci tensiunea pe tiristor este:

În acest fel, pe tiristorul care nu funcţionează se aplică o tensiune liniară şi valoarea sa maximă, este egală cu:

Curentul în înfăşurarea secundară a transformatorului, i2 = ia, are componenta continuă care se determina cu formula (3.7). Componenta continuă nu se transferă în bobina primară, din care cauză curentul în bobina primară, i1 (figura 1.b), se determina cu relatia:

unde k este raportul de transformare. Existenţa componentei continue în curenţii secundari ai transformatorului conduce la magnetizarea miezului magnetic, datorită cărui fapt se măreşte curentul de magnetizare. Această situaţie împiedică utilizarea redresoarelor trifazate cu nul în instalaţiile de putere, însă acestea îşi găsesc utilizare largă ca parte componentă a redresoarelor mai complicate.

Fig.2 – Diagramele de timp ale tensiunii ud la redresorul trifazat comandatcu nul şi la invertorul dependent (regimul de curent fără întrerupere)

După cum s-a arătat, în cazul redresorului cu tiristoare, regimul de funcţionare analizat, ilustrat de diagramele din figura 1.b, corespunde valorii nule a unghiului de comanda, = 0. La aplicarea impulsurilor de comandă pe tiristoarele schemei din figura 1.a întârziate în raport cu momentele deschiderii naturale cu unghiul , apare posibilitatea reglării valorii efective a tensiunii de ieşire, Ud. Când funcţioneaza T1, ud = e2A, la cuplarea lui T2, ud = e2B, iar la functionarea lui T3, ud = e2C. În regimul curentului fără întrerupere în sarcină, = 120şi tensiunea pe sarcină în fiecare moment de timp corespunde tensiunii electromotoare a uneia dintre fazele transformatorului, e2A, e2B, e2C (diagramele de timp ud pentru diferite unghiuri de comandă sunt prezentate în figura2). Valoarea efectivă a tensiunii de ieşire când 0 în regim de curent fără întrerupere este:

unde:

Caracteristica de reglare a redresorului are caracter cosinusoidal indiferent de numărul de faze ale redresorului. Diagramele analizate în figura 1 permit să se concluzioneze: - sectoarele negative în curba ud apar când 30, regimul de current intermitent este imposibil pentru orice sarcină, inclusiv pentru cea reactivă. - când > 90, este posibil regimul de invertor, dacă în circuitul de curent continuu se introduce o sursă cu polaritate inversă polarităţii lui Ud a redresorului analizat mai sus.

3.3.2. Redresorul trifazat în punte

Schema de redresare trifazică în punte este cea mai răspândită în domeniul puterilor medii şi mari. În figura 3.a este prezentată schema redresorului comandat, cu tiristoare. La înlocuirea tiristoarelor cu diode, se obţine schema redresorului trifazat în punte necomandat. Tiristoarele schemei formează două grupe: T1, T3, T5 – grupul de catod (la acestea catozii sunt uniti) şi T2, T4, T6 grupul de anod. Dacă se consideră că potenţialul punctului comun al stelei bobinei secundare a transformatorului este nul, se poate aprecia că tensiunea pe sarcină este suma tensiunilor de ieşire a două redresoare trifazice cu schemă cu nul, realizate pe grupele de tiristoare de catod şi de anod. Tensiunea pe sarcină este ud(t) = KK – AA, unde KK este potenţialul catozilor tiristoarelor din grupa catodică, iar AA este potenţialul anozilor tiristoarelor din grupa anodică.

3.3.2.1. Functionarea redresorului necomandat

În figura 3.b sunt prezentate diagramele de timp ale curentului şi tensiunilor în acest regim. Ca şi la redresorul trifazic cu nul, în fiecare moment de timp un singur tiristor al grupei catodice, la care tensiunea pe anod este cea mai pozitiva şi respectiv un singur tiristor din grupa anodică, la care tensiunea pe catod este cea mai negativă se află în conducţie. Momentele de deschidere naturală a tiristoarelor din fiecare grupă reprezintă punctele de intersecţie a sinusoidelor e2 pentru tensiunile pozitive, pentru tiristoarele din grupa anodică, respectiv punctele de intersectie ale aceloraşi sinusoide pentru tensiuni negative, pentru tiristoarele din grupa catodică.

Fig.3 – Redresorul trifazat în punte (a) si diagramele de timp ale curentilor sitensiunilor când a = 0 (b)

Din momentele deschiderii naturale, se măsoară unghiurile de comandă În momentul de exemplu, conduc T1 şi T2, iar curentul se închide prin circuitul format de bobina e2A – T1– sarcină – T2 – bobina e2C. În funcţie de care două tiristoare sunt în conducţie, sarcina se cupleaza la o anumită tensiune, de exemplu, când functioneaza T1 şi T2– la tensiunea uAC. La întreruperea funcţionării lui T1 şi deschiderea lui T3, pe sarcină se aplică tensiunea continua uBC şi aşa mai departe. În acest fel, tensiunea de ieşire are valoarea egală cu amplitudinea tensiunii pe bobina secundară a transformatorului:

unde E2 este valoarea efectivă a tensiunii de fază. În figura 3.b este reprezentată curba tensiunii de ieşire, ud = KK – AA, unde KK şiAA, reprezinta înfăşurătorile inferioară şi superioară ale sinusoidelor e2. Perioada tensiunii ud în cazul reprezentat în figura este cuprinsa între – si + , iar valoarea efectiva a tensiunii de iesire a redresorului este:

Ed va creste de doua ori, ceea ce este de asteptat, daca se are în vedere ca pe sarcina din schema în punte se însumeaza tensiunile a doua redresoare cu nul. Pulsatia este p = 6retea, iar factorul de ondulatie, pentru m = 6 este - = 0,06. Reducerea pulsatiilor tensiunii de iesire si cresterea frecventei acesteia înseamna îmbunatatirea calitatii tensiunii de iesire la redresorul trifazat în punte, în comparatie cu redresorul cu nul. Pe aceeasi diagrama de timp este reprezentat curentul id(t). În regimul tipic pentru convertoarele de putere, pLs/Rs > 10, curentul în sarcina este constant: id = Id; Pe diagrama sunt reprezentate numerele tiristoarelor prin care trece curentul de sarcina. Amplitudinea curentului anodic este Iam = Id, iar durata de trecere a acestuia este = 2La fel ca si la schema cu nul, Ia = Id/3. Pentru alegerea tiristoarelor, este necesar sa se cunoasca si Uinv. Tensiunea pe tiristorul care nu functioneaza, din grupa catodica (anodica), este determinata cu ajutorul relatiei : ua = K – A, unde potentialul anodului (catodului) în raport cu

punctul comun al stelei este determinat de tensiunea bobinei secundare a transformatorului, legata la tiristorul dat, iar potentialul catodului (anodului) tuturor tiristoarelor din grupa data este egal cu potentialul KK(AA), adica cel mai pozitiv (cel mai negativ) din e2. În figura 3.b este hasurata tensiunea ua. Amplitudinea tensiunii inverse pe tiristor este:

Curentul nu are componenta continua si, din aceast[ cauz[, magnetizarea transformatorului nu se produce. Forma curentului bobinei primare este aceeasi ca si în secundar: i1 = ki2, unde k este raportul de transformare. Pentru calculul transformatorului, se determina valoarea efectiva a curentului I2, având în vedere ca acest curent are forma unor impulsuri dreptunghiulare de polaritate diferita, cu amplitudinea Id si durata o semiperioada, 120:

În schema data, forma curentilor i1, i2 si a tensiunilor e1, e2 în bobinele primara si secundara este aceeasi, din care cauza sunt egale si puterile calculate ale acestor bobine. Puterea calculatea a transformatorului este:

Printre avantajele schemei în punte, în comparatie cu schema cu nul, se pot mentiona: amplitudinea mica si frecventa mare a pulsatiilor; valoarea calculata mica a puterii; lipsa magnetizarii transformatorului, precum si valoarea de doua ori mai mica,

în comparatie cu schema cu nul.

3.3.2.2. Functionarea redresorului comandat

Fig.4 – Diagramele de timp ale tensiunii ud la redresorul trifazat comandat înpunte si la invertorul dependent

La aplicarea impulsurilor de comanda pe tiristoarele redresorului (figura 3.a) cu întârziere în raport cu momentele de deschidere naturala la unghiul de comanda

în regiuni de curent fara întrerupere, curba tensiunii de iesire se compune din segmente de tensiune liniara pe bobina secundara atransformatorului. Diagramele de timp ud pentru diferite unghiuri de comanda sunt prezentate în figura 4. Valoarea efectiva a tensiunii electromotoare de iesire a redresorului se determina prin integrarea acestor curbe:

unde:

În regim de curent fara întrerupere, Ed = f(), caracteristica de reglare a redresorului are caracter cosinusoidal. La unghiuri de commanda < 60, sectorul negativ lipseste în curba ud(t) si redresorul functioneaza în regim de curent fara întrerupere pentru orice fel de sarcina. Când > 90, este posibila functionarea convertorului în regim de invertor, în care scop, în circuitul de curent continuu se cupleaza o sursa de energie a carei polaritate este opusa celei a tensiunii de iesire a redresorului.

3.3.3.Redresorul trifazic multifazic

La realizarea redresorului trifazat în punte cu şase diode, în sarcină se poate obţine curentul cel mai mare Id = 3Ia, tensiunea redresată fiind Ud =0,96Uinv. Cu diode de putere mare se pot obţine în sarcină puteri de ordinal megawaţilor. Însă în electrotehnică şi energetică sunt necesare redresoare şi invertoare dependente, a căror putere trebuie să fie cu câteva ordine de mărime mai mare, cum sunt, de exemplu, convertoarele cu diode pentru liniile de transport de curent continuu. La convertoarele destinate curenţilor mari (Id > 1 kA), se utilizează cuplarea în paralel a tiristoarelor sau diodelor, iar la convertoarele pentru tensiuni mari (Ud > 1 kV) cuplarea în serie a acestora. Să analizăm variantele de bază ale convertoarelor (analiză limitată la functionarea redresoarelor necomandate). În figura 1.a este prezentat redresorul dublu trifazat cu reactanţă de egalizare, care se compune din două redresoare trifazate cu nul, care funcţionează pe aceeaşi sarcină comună. Cuplarea bobinelor secundare ale transformatorului pe schema în stea dublă asigură defazarea tensiunii e2(1) a primului redresor cu nul (T1, T2, T3) în raport cu tensiunea e2(2) a celui de-al doilea redresor cu nul (T4, T5, T6) cu 60. La funcţionarea primului redresor cu nul se formează tensiunea de ieşire ud1 şi curentul id1, a căror formă este prezentată în diagrama de sus din figura 5.b. În a doua diagramă este prezentată forma tensiunii ud2 şi a curentului id2 ale celui de-al doilea redresor cu nul. La trasarea curenţilor s-a avut în vedere că Curenţii ambelor redresoare sunt egali:

prin sarcină trecând curentul însumat

Forma tensiunilor ud1 şi ud2 şi valorile lor efective, Ed sunt, de asemenea identice, însă aceste tensiuni sunt defazate una faţă de alta cu 60şi valoarea lor instantanee este diferită. Diferenţa dintre aceste valori instantanee

este preluată de reactanta LREA, iar tensiunea pe aceasta, uREA este prezentata în figura 5.b. Valoarea instantanee a tensiunii pe sarcină este:

şi valoarea sa efectivă

Forma lui us este prezentată în figura 5.b. Frecventa pulsaţiilor acestei tensiuni este egală cu

Factorul de ondulatie, , obţinut prin introducerea în formula (3.3) a valorii m = 6, este egal cu 0,06, deci calitatea tensiunii de ieşire este aceeaşi ca şi la schema redresorului trifazic în punte. În bobina primară a transformatorului se produce însumarea curentilor induşi din bobinele secundare; ca rezultat, curentul is (fig. 3.15.b) este simetric în raport cu axa , iar magnetizarea permanentă a transformatorului nu apare în aceasta schemă.

Fig.5. – Redresorul dublu trifazat cu reactanta de egalizare (a) si diagramele detimp ale curentilor si tensiunilor în redresor (b)

Redresorul dublu trifazat cu reactanţă de egalizare seamănă cu redresorul trifazat în punte, numai că în aceasta seturile de diode se cuplează la sarcinş nu în serie ci în paralel. Din aceasta cauză, astfel de redresoare îşi gasesc o utilitate largă pentru funcţionarea în sarcini care consumă curenţi mari la tensiuni relativ mici. Redresoarele compuse, cu 12 pulsuri (m = 12) pot fi realizate prin cuplarea în paralel sau în serie a două redresoare trifazate în punte (figurile 2. a, b). La redresorul realizat

cu schema 6.a, seturile de diode sunt cuplate pe sarcină în serie, din care cauză tensiunea pe sarcină este egală cu suma tensiunilor a două punti:

Curentul de ieşire al primei punţi trece prin sarcină, circuitul închizându-se prin cea de a doua punte, din care cauză valorile instantanee ale curentilor sunt

Valorile efective ale curenţilor sunt date de relaţia

Fig.6 – Redresoare cu 12 pulsuri, realizate prin cuplarea puntilor în serie (a) si înparalel (b)

La redresoarele din figura 2 se utilizează schemele de cuplare a seturilor de diode prin transformator cu două bobine secundare, dintre care una este legată în triunghi şi cea dea doua în stea.Egalitatea valorilor medii ale tensiunilor de ieşire, asigurată de alegerea numărului de spire ale bobinelor secundare, legate în stea şi în triunghi, în raportul

Sistemul tensiunilor secundare a, b, c este defazat în raport cu sistemul tensiunilor secundare a’, b’, c’ cu un unghi de 30. Din această cauză şi tensiunile de ieşire ale seturilor de diode, ud1 şi ud2, sunt defazate cu 30, diagramele de timp ale acestor tensiuni fiind reprezentate în fig. 3, cu pulsaţia

Factorul de ondulaţie, în conformitate, când m = 12, este = 0,014, prin urmare, calitatea tensiunii de ieşire este mai bunş decât la schema în punte.Tensiunea inversa maximă pe diode este egală cu amplitudinea tensiunii din bobinele secundare ale transformatorului:

Schema din figura 6.a este utilizată frecvent la redresoarele cu valori mari a tensiunii de ieşire. Pentru valori mari ale curentului de ieşire se foloseşte schema din figura 6.b,

la care punţile de diode sunt cuplate în paralel pe sarcină. Prin sarcină trece suma curentilor a două punţi,

Aceeaşi relaţie leagă şi valorile efective ale curentilor,

Datorită defazării cu 30, valorile instantanee ale tensiunilor ud1 şi ud2 nu sunt egale (figura 37, diferenţa dintre acestea, aplicându-se pe reactanţa LREA

.

Fig7. – Diagramele de timp ale tensiunilor si curenţilor laredresoarele cu 12 pulsuri

Valoarea instantanee a tensiunilor pe sarcină este reprezentată în figura 7.

. Valoarea efectivă a tensiunii pe sarcină este

unde E2 este valoarea efectivă a tensiunii de fază pe înfăşurările secundare ale transformatorului. La fel ca şi la redresorul trifazic în punte, la schema din figura 6.b,

Calitatea tensiunii de ieşire la schemele cu cuplare a punţilor în paralel şi în serie este identică. În figura 7 sunt reprezentaţi, de asemenea, curenţii în bobinele secundare ale ambelor seturi (ei au aceeaşi formă în fiecare din schemele din figura 2). Diagrama de timp a curentului i1, din primar, este reprezentata şi ea în figura 7, sub forma unei linii în trepte, mai asemănătoare cu o sinusoidă decât forma curenţilor primari, analizaţi mai sus, ai convertoarelor. Din această cauză, convertoarele de 12 pulsuri, în raport cu reţeaua, reprezintă o sarcină a cărei caracteristică este apropiată

de cea liniară. La convertoarele cu 12 pulsuri din figura 6. se obţine nu numai creşterea puterii transmise în sarcină în comparaţie cu puterea unui set, dar şi îmbunătăţirea compoziţiei armonice a tensiunii şi curentului de ieşire, consumate din reţea. Aceste avantaje justifică utilizarea frecventă a redresoarelor compuse cu 12 pulsuri în domeniul puterilor mari.

33.4.Invertorul dependent monofazat

Invertorul dependent transmite energia din reţeaua de curent continuu în reţeaua de curent alternativ, în care tensiunea şi frecvenţa sunt determinate de alte surse de curent alternativ mai puternice. Schema cu nul monofazată a invertorului dependent este prezentată în figura 8.

Fig.8.– Invertor monofazat dependent

Schema preyentată sus poate fi utilizată atât în regim de redresare cât şi în regim de Invertor monofazat dependent. Convertorul redresor-invertor, este capabil sa funcţioneze în cele doua regimuri aratate, care se deosebesc prin sensul fluxului de energie. La redresor, energia din reteaua de curent alternativ ajunge în circuitul de curent continuu (ud, id), iar la invertor, din reteaua de curent continuu (ud, id), energia trece în reteaua de curent alternativ. Tensiunea ud şi curentul id la invertor se numesc tensiune, respectiv curent de întoarcere. Să analizăm în continuare diagramele de timp din figura 9.a.

În intervalul [, polaritatile lui ud(t) şi id(t) corespund transmiterii puterii din circuitul de curent alternativ în sarcină. În intervalul [0, curentul îşi pastrează sensul, iar tensiunea ud îşi schimba sensul. Prin urmare, circuitul de curent continuu întoarce energia în reţeaua de curent alternativ (figura 9.c).

Evident, în regim de invertor, al doilea interval, în care energia se transmite în reţeaua de curent alternativ, trebuie sa fie mai lung decât primul, adică

Expresia de mai sus reprezintă prima condiţie de realizare a regimului de invertor. A doua condiţie se referă la funcţionarea circuitului de curent continuu în regim de sursă de energie, în care scop polaritatea tensiunii ud şi sensul curentului id trebuie sa fie de inverse.

Cuplarea sursei ESursa cu minusul la catozii tiristoarelor face să crească durata λ, de trecere a curentului prin tiristoarele invertorului şi, când λ= π, se realizeaza regimul de curent fara întrerupere.

Fig.9

În figura 5.a, sunt prezentate diagramele de timp la funcţionarea invertorului dependent fără a lua în consideraţie procesele de comutare (Xa = 0, γ = 0). Compararea diagramelor din figurile 10a şi9.c arată că la aceste diagrame sunt diferite numai valorile unghiului de comanda; α < π/2 la redresor si α > π /2 la invertor. În momentul θ = α, se aplică impulsul de comandă pe tiristorul T1. La deschiderea tiristorului, ud = e2, curentul trece prin semi-înfaşurarea superioară a transformatorului, tiristorul T1 şi circuitul de curent continuu Ld - ESursa. În acest caz, tensiunea ud şi curentul id au acelaşi sens şi energia se transmite din circuitul de curent alternativ în circuitul de curent continuu.

Fig.10– Diagramele de timp ale curentilor si tensiunilor în invertorul dependentmonofazat, pentru Xa = 0 (a) si Xa 0 (b)

În momentul θ = π, se modifica polaritatea, e2 = ud şi începe transmiterea energiei din circuitul de curent continuu în circuitul de curent alternativ.

Menţinerea curentului prin dispozitivul de redresare când tensiunea pe anod este negativă, se asigură prin aplicarea pe catod a potenţialului negativ al sursei, Esursa. În momentul θ = π + α, impulsul de comandă se aplică la T2 şi procesul se repetă.

În figura 6.a este prezentată caracteristica completă de reglare a convertorului cu tiristoare în regim de curent fără întrerupere. Când

Ud > 0 şi convertorul este redresor iar când > π/2 , Ud < 0, se realizeaza regimul invertor. La analiza invertorului, se utilizează notaţiile: = – (conform figurii 6.a) este unghiul de avans şi Ed= – Ed este tensiunea inversa a invertorului.

Daca în ecuaţia caracteristicii de reglare se introduce = – , se obtine Ed

= Ed0cos(– ) = – Ed0cos= – Ed. Dependenta Ed= Ed0cosse numeste caracteristica de reglare a invertorului condus de retea (dependent, figura 11.b). Ea este reprezentarea simetrică a părţii haşurate dincaracteristica din figura 11.a. În lipsa pierderilor în bobina Ld, valoarea efectiva a tensiunii Ud= – Ud trebuie sa fie egală cu tensiunea sursei, Esursa.

Fig.711– Caracteristica de reglare a convertorului redresor-invertor în regim decurent fara întrerupere (a), de reglare (b), de intrare si limitatoare (c) a invertorului condus

de retea

Când creşte Esursa > Edb, creşte curentul Id. Se ia în consideraţie influenţa inductanţelor de anod asupra proceselor de comutatie. Diagramele de timp sunt aratate în figura 6.b. Inductanţele transformatorului, Xa, împiedică variaţia curenţilor anodici, din care cauză, pe durata unghiului de comutatie, γ, T1 şi T2 sunt deschise în acelasi timp şi astfel ud(t) = 0. La fel ca şi la redresorul comandat, scăderea tensiunii decomutare, ua, micşorează partea pozitivă a lui ud. Valoarea efectiva Ud scade cu cresterea lui Id şi a lui γ, iar Udb = – Ud creste. Ud se calculeaza cu formulaUd = Ed0cos(– ) – XaId/= – (Ed0cos+ XaId/) = – Udsau Ud= Ed0cos+ XaId/

Relatia Ud= f(Id) (figura 11.c) se numeşte caracteristica de intrare a invertorului (Id şi Ud se numesc curent de intrare, respectiv tensiune de intrare). Expresia de mai sus exprimă legatura dintre tensiunea sursei, Esursa, şi valoarea efectiva a lui Ud:Ud= Ed0cos+ XaId/= Esursa

La cresterea lui Esursa când = ct., se mareşte Id şi creste puterea transmisă în reţeaua de curent alternativ. Dacă la creşterea lui Esursa este necesară menţinerea lui Id

constant, trebuie mărit , adică micşorat În acest caz, creşte puterea transmisă de la intrarea invertorului în reţeaua de curent alternativ. Valoarea maximă a puterii de inversare se obţine atunci când = (= 0). Însă acest regim, la invertoarele reale cu tiristoare mono-operationale nu este realizabil şi unghiurile de comandă sunt limitate de valorile max = – min.

Sa analizam curba tensiunii anodice pe tiristorul T1, în diagramele de timp din figura 6.b. Pentru realizarea blocarii ferme a tiristorului după ce prin acesta a trecut curentul, este necesar ca pe durata unui interval de timp nu mai mic de tB, pe tiristor să se aplice o tensiune inversă. Timpul de decuplare, tB, reprezintă un parametru de catalog al tiristorului. Din diagrama din figura 6.b, se vede că tensiunea anodica negativa se menţine pe tiristor în intervalul unghiular (– ). Prin urmare, blocarea ferma a tiristorului se face în conditia în care (– ) tB, care limitează unghiul la valoarea min = tB + .

Când aceasta condiţie nu se îndeplineste, la apariţia pe anod a tensiunii pozitive, tiristorul se deschide din nou fără semnal de comandă.

Conducţia în acelaşi timp a două tiristoare în invertor face sa se scurtcircuiteze transformatorul şi sursa de curent continuu, comutarea în continuare a tiristoarelor devenind imposibilă şi apare regimul de avarie, numit rasturnarea invertorului.

Dupa cum se observă din descrierea funcţionarii invertorului, comutaţia tiristoarelor, adică decuplarea unuia dintre acestea la deschiderea celuilalt şi transferul pe acesta al curentului id, se face la fel ca la redresor, datorita tensiunii alternative a retelei. Dacă aceasta tensiune, din motive oarecare lipseşte, de exemplu la un scurtcircuit în reţea, comutaţia devine imposibilă şi se produce rasturnarea invertorului. Această dependenţă a funcţionarii invertorului de tensiunea reţelei este reflectată şi de denumirea acestuia: “invertor condus de reţea” sau “invertor dependent”.

În regimul Id = 0, unghiul de comutatie = 0, min = tB şi valoarea maxima Ed pentru care este posibilă comutaţia este Edm = Ed0cos(tB). Odată cu creşterea curentului Id, creşte unghiul de comutaţie , creşte şi min = tB + şi se micşorează Ud,M = Ud(min). Funcşia Ud,M =f(Id) se numeşte caracteristica de limitare a invertorului condus, ea fiind reprezentata în figura 11.c. Stabilitatea funcţionării invertorului fără pericol de răsturnare este posibilă numai când se aleg asemenea valori ale curentului Id şi unghiului , care corespund valorilor Ud care se găsesc sub caracteristica de limitare CL:Ud< Ud,M.

Invertoarele conduse de reţea se utilizează pe larg în tehnica de conversie. Pe lângă invertoare care funcţionează continuu (de exemplu, la capatul de recepţie a liniei de transport în curent continuu), există convertoare care funcţionează alternativ în regim de redresare şi de invertor. Astfel, la acţionarea locomotivelor electrice cu motor de curent continuu, trecerea convertorului în regim de invertor permite realizarea frânarii acestui motor.

3.4.Convertoare reglabile de tensiune alternativă

3.4.1.Cnsideratii generale

Modificarea puterii furnizate consumatorilor de curent alternativ de frecvenţă industrială se face cu ajutorul convertoarelor reglabile de tensiune alternativă

Fig .1. Convertor reglabil de tensiune alternativă: a – schema electronică; b –diagramele de timp în cazul reglării prin lăţimea impulsului; c – e - diagramele de timp în cazul reglării de fază

3.4.2.Compunere şi principiu de funcţionare

Convertorul se compune din două tiristoare, cuplate în paralel. În funcţie de metoda de comandă a convertorului ( de legea de formare a impulsurilor de comandă pentru deschiderea tiristoarelor) sunt posibile două metode de reglare: a laţimii impulsului şi a fazei. În cazul metodei de reglare în laţimea impulsului, la frecvenţă scazută ambele tiristoare se găsesc în stări cuplate sau decuplate pe durata unor intervale mai mari decât perioada frecvenţei tensiunii de alimentare, deci convertorul funcţioneaza în regim “cuplat-decuplat” (figura 1.b). Când se aplică impulsurile de comandă pe tiristoare, ele conduc ambele alternanţe de tensiune în sarcină şi îndeplinesc rolul de comutator, care conduce curentul în două sensuri. Când dispar impulsurile de comandă de pe tiristoare, acestea nu se cuplează; comutatorul este deschis, tensiunea şi curentul în sarcină sunt egale cu zero. La cuplarea şi decuplarea rară a sarcinii, convertorul îndeplineste funcţia de pornire

pentru cuplarea diferiţilor consumatori: motoare, instalatii electrotehnice, etc. La cuplarea şi decuplarea periodica a comutatorului apare posibilitatea reglării puterii în sarcină, datorită schimbării duratei stării de cuplare a tiristoarelor, tcup, în raport cu perioada de repetare a ciclurilor de repetare T: ζ = tcup/ TPuterea în sarcină pentru o perioada T este: PS = PSmax×ζ, unde PSmax. este puterea în sarcină în lipsa reglării. O astfel de reglare a puterii se realizează, de exemplu, la încălzitoarele electrice, care au constanta termică de timp mare.La reglarea de fază se modifică faza impulsurilor de comanda în raport cu momentul de deschidere naturală a diodelor, caz în care, de asemenea, se reglează durata de cuplare a sarcinii la reteaua de alimentare.(figura 1.c-e), dar această durată nu depăşeşte jumătate din perioada frecvenţei reţelei. Această metodă permite obţinerea unei reglări mai rapide a puterii şi se foloseşte la:

aparatele de sudură, pentru reglarea iluminării, comanda motoarelor asincrone, reglarea tensiunii în primarul transformatorului la redresoarele de tensiune

înaltă realizate cu diode.

3.4.2.1.Funcţionarea convertorului în condiţiile sarcinii active

Să analizăm funcţionarea convertorului de tensiune alternativă, cu comanda de fază, în cazul sarcinii active (Zs = Rs). Când alternanţa tensiunii reţelei e r este pozitivă, tiristorul T2 este sub tensiune inversă şi nu conduce curent. Tiristorul T1 este sub tensiune directă şi se deschide numai în momentul θ = α (figura 1.c); În acest moment, sarcina se cupleaza la retea şi us = er. Tensiunea us creste în salt, iar curentul repetă forma tensiunii. În momentul θ =π, polaritatea tensiunii retelei se schimba, curentul scade la zero şi tiristorul T1 se blochează. Pâna la deschiderea lui T2, în momentul θ =π + α, în sarcină nu există curent şi tensiune. La aplicarea, în acest moment, a impulsului de comandă pe T2, acesta se deschide, tensiunea pe sarcină us devine din nou egală cu tensiunea reţelei, es. În momentul θ =2π, se produce blocarea lui T2.Când lucrează T1 sau T2, puterea se transmite din reţea în sarcină. Când tiristoarele sunt blocate, din retea nu se consuma putere. Puterea în sarcina activă poate fi calculata cu ajutorul valorii efective a tensiunii pe sarcina, Us:

Când se măreşte unghiul de comandă, intervalul de transmitere a puterii din reţea în sarcină se micsorează, iar puterea în sarcina scade.Caracteristica de reglare a convertorului de tensiune variabila, Us = f(α), este prezentata în figura .2

3.4.2.2. Funcţionarea convertorului în condiţiile sarcinii activ inductive

Dacă sarcina este activ-inductivă (Zs = Rs + iLs), atunci inductanţa sarcinii se opune variaţiei rapide a curentului şi prelungeşte durata trecerii curentului prin tiristor, = – . În figura 1.d sunt prezentate diagramele de timp ale tensiunilor şi curenţilor în convertor, când > , unde = arctg(LS/RS). În momentul = , impulsul de comandă se aplică pe T1, acesta se deschide, pe sarcină se stabilizează tensiunea us = er şi începe creşterea curentului în sarcină, iS = ia = ir. În intervalul [, puterea se transmite din reţea în sarcină şi se acumuleaza parţial în inductanţă. În momentul = , tensiunea reţelei îşi schimba sensul, dar inductanţa întârzie scăderea curentului şi T1 rămâne deschis. Începând din acest moment, sensurile tensiunii şi curentului în sarcină sunt inverse (figura .1.c), adică inductanţa circuitului de sarcină redă energia acumulată. În momentul = + , energia din inductanţă se epuizeaza şi curentul iS se anuleaza. Până la cuplarea lui T2 urmează o pauza fără curent (regim de curent cu întreruperi). În momentul = + , impulsul de comandă se aplică pe tiristorul T2. În intervalul [(+ ), 2energia se transmite din nou din reţeaua de alimentare în sarcină. La creşterea unghiului de comandă, , intervalul în care energia se transmite în sarcina se micşorează şi valoarea efectivă a tensiunii în sarcină scade. La micşorarea unghiului de comandă, intervalul în care în sarcină se transmite energia din reţea creşte; când = tensiunea pe sarcină pe durata întregii perioade este us = er şi pauza fără curent dispare. Curentul în sarcină are formă sinusoidală şi este defazat în raport cu tensiunea cu tiristoarele sunt deschise pe rând pe durata = şi sarcina este cuplată direct în reţea. În acest fel, în regimul de curent fără întrerupere, acţiunea de comandă a convertorului dispare. La micşorarea în continuare a lui , când < , nu este posibilă modificarea mărimii şi formei curentului, pentru că, în orice moment de timp, sarcina este legată în retea. Curentul prin T1 începe să treacă în momentul = , iar prin T2 în momentul = + . Pentru funcţionarea

normală a convertorului este necesar ca, în aceste momente, pe tiristoarele respective să fie aplicate impulsurile de comandă care, prin urmare, trebuie să aibă o durată suficient de mare. În caz contrar, tiristorul nu se deschide şi functionarea convertorului este perturbată. Când în procesul de funcţionare, caracterul sarcinii se modifică, se schimbă şi unghiul , din care cauză, pentru eliminarea întreruperii funcţionării convertorului la aplicarea impulsurilor de comandă în momentele < , sistemul de comandă formeazăimpulsuri largi (figura 1.c). În acest regim, tiristoarele nu se cuplează înmomentele de aplicare a impulsurilor ci în momentele când curentul are valoarea zero. Din această cauză, domeniul unghiurilor < nu poate fi utilizat pentru reglarea tensiunii în sarcină. Caracteristicile de reglare ale convertorului de tensiune variabilă pentru funcţionarea în sarcină activ-inductivă sunt prezentate în figura 3.21. La funcţionarea în sarcina inductivă, = /2 şi domeniul de reglare a tensiunii în sarcina cuprinde unghiurile de comandă = /2 – . În acest caz, impulsurile de comandă trebuie sa aib durata mai mare de /2. Valoarea efectivă a tensiunii pe sarcină la functionarea pe sarcina activ-inductivă este:

. Această tensiune depinde nu numai de tensiunea reţelei şi de unghiul de comandă, ci şi de caracterul sarcinii: cu cât este mai mare unghiul , cu atât este mai mare intervalul de timp , cât trece curentul prin tiristor, cu atât este mai mare intervalul de timp cât tensiunea pe sarcină repetă tensiunea reţelei şi cu atât mai mare este Us. Dependenţa tensiunii de ieşire este caracteristică pentru functionarea convertoarelor în regim de current intermittent. Pentru calculul parametrilor tiristoarelor, necesari pentru alegerea acestora, trebuie cunoscute valorile maxime ale tensiunii şi curentului în sarcină. Curentul mediu prin tiristoare se calculează pe baza regimului curentului maxim prin sarcină în regimul = şi se consideră că is are formă sinusoidală; atunci:

Tensiunea maximă pe tiristoare este egală cu valoarea maximă a tensiunii reţelei: Uinv

=1/ 2 Er.

3.5.Convertoare reversibile de frecvenţă

3.5.1.Consideraţii generale

Se numesc reversibile convertoarele care permit schimbarea polarităţii tensiunii şi curentului continuu în sarcină. Convertoarele reversibile se folosesc în principal la acţionările electrice pentru schimbarea sensului de rotaţie al motoarelor de curent continuu.S chema de structura a redresorului reversibil este prezentata în figura 1.a. Vom analiza comportarea schemei numai pentru o sarcină inductiv- rezistivă

Fig.1. Convertor reversibil (a) si diagrama curentilor si tensiunilor în sarcina si unghiurile de comanda a seturilor la inversare (b)

Convertorul se compune din doua seturi de diode (doua cellule redresoare), CR1 si CR2, cuplate paralel fata de sarcina. Fiecare din seturi poate fi realizat pe baza oricareia din schemele de redresoare comandate analizate anterior. La functionarea CR1, curentul în sarcina circula în sens pozitiv. La functionarea CR2 polaritatea curentului se inverseaza.

3.5.2. Clasificare şi funcţionare

În functie de metoda de comanda a seturilor de diode, convertoarele reversibile pot fi de doua tipuri: 1. Convertoare reversibile cu comanda separata, la care impulsurile de comanda se aplica numai la unul din seturile care conduc curent. În acest timp, impulsurile de comanda la cel de al doilea set nu se aplica si diodele acestuia sunt blocate. Reactanta LREA poate sa lipseasca din schema. 2. Convertoare reversibile cu comanda adaptata, la care impulsurile de comanda se aplica în acelasi timp ambelor seturi de diode cu un unghi de comanda determinat de adaptare: α1= 180° – α2, unde α1 şi α2 sunt unghiuri de comanda a CR1 si respectiv CR2. În schema din figura 1. reactanta LREA este necesara.

Să analizăm funcţionarea convertorului reversibil cu comanda separată La deschiderea CR1 (α1< 90°), polaritatea tensiunii şi sensul curentului corespund celor arătate în figura 1.a. Pentru inversarea curentului, în momentul t1 se întrerup impulsurile de comandă de la CR1. În acest caz, curentul iS scade până la zero cu o viteza determinata de inductanta bobinei de netezire, LS. După un timp de pauză, suficient pentru anularea completă a curentului i S, când t = t2, se aplică impulsurile de deschidere pe CR2 cu unghiul de comandă α2 > 90°. CR2 functionează în regim de redresare şi polaritatea tensiunii de ieşire se schimbă. CR1 funcţionează în regim de redresor, în intervalul 0 –t1, iar CR2, iar în intervalul t3 – t4 şi asa mai departe. Când comanda este separată, între intervalele de funcţionare a CR1 si CR2 este necesară o pauză fară curent, pe durata căreia se refac proprietăţile de blocare a tiristoarelor. În lipsa pauzei, este posibilă apariţia unui scurtcircuit, datorită cuplării simultane a CR1 si CR2. Elementele necesare schemei de comandă a convertoarelor reversibile cu comandă separată sunt traductoarele de curent în sarcină, care permit fixarea cu precizie a momentului de scădere a curentului pâna la 0 şi, astfel, eliminarea posibilităţii scurtcircuitării diodelor convertorului. În cazul comenzii adaptate, impulsurile de comandă se aplică în acelasi timp pe CR1 şi CR2, astfel încât, pentru unghiurile de comanda a seturilor se îndeplineste egalitatea α1+ α2= 180°. Unul din seturi funcţioneaza în regim de redresor. Tensiunile electromotoare ale seturilor sunt egale, însă opuse ca semn şi, având în vedere sensurile din figura 1.a, care indică polaritatea considerată pozitivă a lui Ed1 si Ed2:

Ed1 = Ed0×cos α1 = Ed0×cos(π– α2) = – Ed0×cos α1 = – Ed2

Schema analizată din figura 1.a poate funcţiona în regim ciclic, în care tensiunea internă a convertorului variază sinusoidal. În acest caz, se obţine convertorul direct de frecvenţă. Sa analizăm funcţionarea acestuia cu comandă separată a seturilor de diode. Tensiunea internă a ambelor seturi este:

ES = Ed0×cos α1 (pentru CR1); ES = – Ed0×cos α2 (pentru CR2)

Pentru ca tensiunea de ieşire a convertorului să varieze sinusoidal, conform relaţiei:

ES = E0sin(ωiest), este necesară variaţia unghiurilor de comandă a seturilor de diode conform legii:

a1 = arccos( ×sin(ωiest)) (pentru CR1) ; a2 = arccos(- ×sin(ωiest)) (pentru CR2), factorul determină valoarea tensiunii de iesire.

Fig.2. Diagramele de timp ale curenăilor, tensiunilor si unghiurilor de comandă laconvertorul direct de frecvenţă cu comandă separată

În figura 2 sunt reprezentate: tensiunea electromotore de ieşire, curentul de ieşire Is al convertorului direct de frecvenţă unghiurile de comandă ale CR1 si CR2.

Datorită caracterului inductiv al sarcinii, curentul în aceasta este defazat în urma tensiunii ES cu unghiul j. Din aceasta cauză, CR1 funcţionează în regim de redresor din momentul intrării lui în funcţiune până în momentul t1, dupa care α1 > 90° si tensiunea la bornele CR1 îşi schimbă sensul. CR1 începe să funcţioneze în regim de invertor, iar energia acumulată în elementele reactive ale circuitului de sarcină se întoarce în reţeaua de alimentare. Când t = t2, curentul în sarcină scade până la 0, intră în functiune CR2 în regim de redresor şi curentul începe să crească, dar de acum în sens contrar. În momentul t3, sensul tensiunii interne a CR2 se modifică (α2 > 90°) ,dar curentul continuă să treacă în acelasi sens şi CR2 functioneaza în regim de invertor. Din figura2, se vede că valorile instantanee ale tensiunilor interne ale CR 1 si CR2 au pulsaţii, care se măresc când scade raportul f retea/fies. La alimentarea convertorului direct de frecvenţă de la reţeaua de frecvenţă industrială, gama frecvenţelor de ieşire se întinde de la 0 la 20 ÷ 21 Hz. Peste aceste frecvenţe, calitatea tensiunii de ieşire se înrăutaţeşte, iar când f ies > 50 Hz, funcţionarea convertorului direct de frecvenţă devine imposibilă.

La aceste frecvenţe, diodele trebuie să se decupleze de câteva ori în decursul unei perioade, iar la comutarea naturală a tiristoarelor monooperaţionale acest lucru este imposibil.

Convertorul direct de frecvenţă cu iesire trifazată se realizează pe baza a trei convertoare directe de frecvenţă, cu iesire monofazată (figura 1.a), defazarea reciprocă a tensiunilor de ieşire fiind asigurată de catre sistemul de comandă.

Utilizare practicăConvertoarele directe de frecvenţă îşi găsesc utilitatea la acţionările electrice

la maşinile asincrone şi sincrone, precum şi pentru alimentarea instalaţiilor electronice de putere. Puterea convertoarelor reversibile şi a convertoarelor directe de frecvenţă poate ajunge la câteva zeci de MW.

3.6. Convertoare (redresoare) cu comutaţie naturală cu randament natural

.6.1.Convertoare cu diodă de nul

Schema monofazată în punte a redresorului cu diodă de nul (de şuntare) este prezentată în figura 1.a iar diagramele de timp ale tensiunilor şi curenţilor redresorului fiind prezentate în figurile 1.b,c (se considera ca LS este mare).

Fig.1. – Redresor monofazat cu dioda de nul: schema (a); diagramele de timp ale tensiunilor si curentilor (b)

În momentul = se aplică impulsurile de comandă pe tiristoarele T1 şi T2.

Curentul circulă prin sarcină şi pe aceasta se aplică o tensiune egală cu ud(t) = u1(t), astfel că sensul polarităţii lui ud şi cel al lui id coincid. Prin urmare energia se transmite din reţea în sarcină. Dioda D este blocată datorită tensiunii ud, aplicate pe aceasta. În această etapă, procesele au loc ca într-un redresor obişnuit. În momentul = polaritatea tensiunii ud(t) = u1(t) se schimbă şi se deschide dioda de şuntare D. Curentul de sarcină se închide prin dioda D, id(t) = i0(t) şi energia acumulată în inductanţă se disipa pe rezistenta RS. Prin cuplarea diodei D, curentul prin tiristoarele T1 si T2 se întrerupe şi i1 = 0. În momentul = + se cuplează tiristoarele T1 şi T2

şi procesele în schemă se repetă. În acest fel, curentul primar i1 se întrerupe la schimbarea semnului tensiunii u1. Defazarea primei armonici a curentului (reprezentata punctat în figura 1.b) în raport cu tensiunea reţelei u1 este egala cu = /2, adica este mai mică decât valoarea lui la redresorul obişnuit pentru acelaşi unghi de comandă.

Curba tensiunii de ieşire a redresorului, ud are aceeaşi formă ca si în cazul funcţionării redresorului cu sarcină activă şi nu conţine porţiuni de tensiune negativa. Valoarea medie este:

Dependenţa cos= f(Ed/Ed0) pentru redresorul monofazat cu dioda de nul este prezentată în figura 2 (curba 2). Micşorarea duratei de trecere a curentului i1

micşoreaza unghiul de defazare , astfel încât cossi se măresc.

Fig.2– Dependenta cos= f(Ed/Ed0) pentru redresorul monofazat cu tiristor de nul (2) si cu patru punţi (3)

3.6.2.Redresor asimetric

În figura 3 este prezentată schema redresorului asimetric, a cărui tensiune de ieşire este egală cu suma tensiunilor de ieşire a patru seturi, două comandate, CR1 şi CR3 şi doua necomandate, CR2 şi CR4. Pe CR1 se aplică impulsurile de comandă cu unghiul de comandă a1, iar pe CR3 cu unghiul de comanda a3. Valoarea medie a tensiunii electromotoare la redresorul cu patru punţi este egala cu:

unde Ed0 = E0CR.Curentul consumat de redresor din reţea se compune din suma curenţilor

consumaţi de cele patru seturi de diode, astfel încât curenţii consumati de CR2 şi CR4

nu au defazare faţă de tensiune, iar curenţii consumati de CR1 şi CR3 sunt defazati cu unghiurile φ 1 = α1 si φ3 = α 3.

Fig.3 – Redresor asimetric cu patru punţi

Când Ed ≥ Ed0/2, tensiunea de ieşire se reglează prin variaţia unghiului de comanda al CR1, α1, iar unghiul de comanda al CR3 este α3 = 0. Defazarea componentei fundamentale a curentului consumat de redresorul cu 4 punţi din reţea este cauzată de defazarea curentului prin CR1 la unghiul φ 1 = α1. Cu ajutorul unor transformari simple se poate obţine ca:

Dacă Ed ≤ Ed0/2, tensiunea de ieşire a redresorului se reglează prin variaţia unghiului de comandă al CR3, α3, iar unghiul de comandă al CR1 este α1 = max (când sunt neglijate procesele de comutare şi diodele sunt considerate ideale, α 1max = π). Unghiul de faza al componentei fundamentale a curentului consumat de redresorul cu 4 punţi din retea, este, în acest regim, φ = α3/2.

În figura 4 (curba 3), este aratata dependenta cos= f(Ed/Ed0), pentru schema cu patru punti a redresorului asimetric prezentat mai sus, care arată că acest redresor are un factor de putere de valoare marită.

Influenta convertoarelor asupra retelei deAlimentare

3.9.1. Factorul de putere al convertoarelor

În multe reţele şi sisteme electrice, convertoarele cu tiristoare sau diode reprezintă unul din tipurile principale de sarcină, o sarcina neliniară a cărei funcţionare are influenţă asupra regimului de funcţionare a reţelei, în special dacă puterile convertorului şi retelei sunt comparabile. Din aceasă cauză, atât la proiectarea reţelelor electrice, cât şi a convertoarelor, este necesar să se aibă în vedere influenţa acestora din urma asupra primelor. Numai în acest caz se pot elabora instalaţii cu indicatori tehnico-economici corespunzători. În general, convertorul cu diode, ca sarcină pentru retea, poate fi caracterizat de factorul de putere:

(1)

unde P este puterea activă, consumată de convertor din reţea, S = U1I1 este puterea aparentă, sau totală, absorbită din retea, U1 şi I1 sunt valorile effective ale tensiunii şi curentului reţelei. Puterea activă este P = Ps + Pp, unde Ps este puterea activă a sarcinii, ce caracterizează efectul de transformare a energiei, iar Pp este puterea pierderilor în convertor. Se poate scrie că Ps = P, unde, este randamentul convertorului. Pentru că, de obicei randamentul convertorului este mare, se poate considera că P Ps. Puterea aparentă, S, este determinată de valorile efective ale tensiunii şi curentului în reţeaua de alimentare. Valorile mari ale lui S impun:

creşterea puterii stabilite pentru retea, inclusiv a transformatorului, cresterea sectiunii conductoarelor, sporirea rezistentei izolatiei, etc.

Din aceasta cauză, la proiectarea convertoarelor cu diode se pune problema creşterii factorului de putere al acestora până la valoarea limita = 1. Cele de mai sus se referă nu numai la convertoarele cu diode, dar şi la oricare elemente de sarcină ale reţelelor electrice. Pentru evidenţierea particularităţilor convertoarelor ca sarcini neliniare pentru reţea, să comparăm procesele schimbului de energie dintre sarcină şi reţea, pentru sarcinile liniare:

Fig.1. – Schema (a) şi diagramele de timp ale curentului şi tensiunii (b) ia puterii instantanee (c), la funcţionarea sursei (reţelei) de tensiune variabilă

în sarcina activă

La funcţionarea în sarcină activă (figura 1.a), curentul i1 şi tensiunea u1 sunt în fază, polaritatea acestora coincide în oricare moment de timp şi energia se transmite

continuu din reţea în sarcină (figura 1.b). Curba puterii instantanee (figura 1.c) are o singură polaritate. Puterea activă este:

(2)

unde T este perioada de variaţie a puterii, . Atunci,

(3)

Astfel, P = S, iar factorul de putere este = 1. La functionarea în sarcină activ-inductivă (figura 2.a), pe curbele tensiunii şi curentului (figura 2.b), se pot selecta intervalele de timp [t2, t3] şi [t4, t5], când polaritatea tensiunii şi curentului coincid, energia transmiţându-se din reţea în sarcină. Valorile puterii instantanee, p = u1i1, (figura 2.c), în aceste intervale sunt pozitive. În intervalele [t1, t2] şi [t3, t4], polarităţile tensiunii şi curentului sunt opuse, iar sarcina întoarce energie în reţea. Valoarea puterii instantanee în aceste intervale este negativă (figura 2.c). Puterea activă se poate determina pe baza formulei (2), dacă se înlocuieşte

u1 =√ 2 U1sini1 = 2 I1sin(– ),unde = arctg(L/R).

Pentru explicarea proceselor fizice, să considerăm curentul i1 sub forma sumei a două componente:

curentul i1,0, în fază cu tensiunea u1;

curentul i1,/2, defazat în urma tensiunii u1 cu unghiul /2 (figura 2.d). Curba puterii instantanee, p = u1i1, poate fi reprezentată, de asemenea, sub forma unei sume: p = p0 + p/2 = u1i1,0 + u1i1,/2 (3)

Fig.2 – Schema şi diagramele de timp ale curentului, tensiunii şi puterii instantanee, la funcţionarea sursei (reţelei) de tensiune variabilă în sarcină activ-inductivă

Curbele p0() si p/2() sunt reprezentate în figurile 2.e si 2.f. Puterea activă este dată de relaţia:

(4)

Rezultatul integrării termenului al doilea este egal cu 0, deoarece curba p/2

nu are componentă continuă, caracterizând schimbul inutil de energie dintre reţea şi sarcină. Astfel:

(5)

adică transmiterea puterii active în sarcină este determinată de componenta în fază cu tensiunea a intensităţii curentului, i1,0. În conformitate cu relatia (1):

(6)

Sarcina consumă din reţea are nu numai putere activă, ci şi reactivă. (7)

3.7.Cicloconvertoare

Cicloconvertoarele sunt contactoare de curent alternativ care permit obţinerea la ieşirea lor direct din tensiunea reţelei a unei tensiuni cu frecvenţa variabilă în trepte sau fin.

3.7.1.Cicloconvertor monofazat cu sarcină rezistiv inductivă

3.7.1.1.Descriere şi funcţionţionare

Fig.1.α – ccorelat cu φ ( φ funcţie de R,L).

Cicloconvertorul poate fi asimilat cu două redresoare comandate, fiecare furnizând impulsuri de curent care să genereze o semialternanţă a curentului de

sarcină. În funcţie de valoarea unghiului de defazaj creat de consumator şi de unghiul de comandă se deosebesc două regimuri de funcţionare :

a) regim de curent întrerupt : φ < α < π ;b) regim de curent neîntrerupt : 0 < α < φ .În cazul de faţă s-a prezentat regimul de curent întrerupt. Cele două redresoare

lucrează secvenţial, validate de semnalele de validare P şi N. Dacă semnalul P este pozitiv, dispozitivul de comandă trebuie să furnizeze impulsuri numai pentru T1 şi T3

În intervalul în care N este pozitiv se comandă numai T2 şi T4. Curentul prin sarcină va fi de formă alternativă, fiecare semialternanţă fiind formată dintr-un număr de impulsuri pentru că amorsarea tiristorului se face numai după ce tiristorul anterior s-a blocat.

Pentru diodele semnalelor P şi N date în figură a rezultat semialternanţă pozitivă a curentului formată din 3 impulsuri la fel ca şi cea negativă. Aceasta face ca pe un interval lung de timp numărul semialternanţelor pozitive să fie egal cu cel al semialternanţelor negative. Dacă s-ar obţine varianta iniţială de trei impulsuri pozitive şi 4 negative după un anumit interval; de timp s-ar obţine şi 4 impulsuri pozitive şi 3 negative, fapt care face ca în componenţa tensiunii de ieşire să existe şi o componentă ce depinde de frecvenţa de basculare a semnalelor de validare. Pentru ca amplitudinea acestei componente să fie neglijabilă faţă de amplitudinea fundamentală trebuie ca între frecvenţa tensiunii de la intrare şi cea a semnalului de basculare să fie un raport cât mai mare.

Urmărind forma curentului se observă că amplitudinea componentei fundamentale e relative mică deci puterea transmisă sarcinii e redusă. Creşterea puterii poate avea loc dacă se trece la regimul de curent neântrerupt când tiristorul următor se comandă înainte ca cel anterior să fie blocat.

.

3.8.Multiplicatoare de frecvenţă – sunt instalaţii care permit obţinerea unei tensiuni alternative a cărei frecvenţă e un multiplu al frecvenţei tensiunii reţelei.

3.8.1.Multiplicatoare de frecvenţă cu sarcină rezistivă.

Fig.1.

Multiplicatorul este format din 3 contactoare de curent alternativ plasate pe câte o fază a unui transformator trifazat. El furnizează la ieşite o tensiune de frecvenţă triplă faţă de frecvenţa tensiunii de intrare dacă se alege secvenţa de comandă conform diagramei.

Întrucât circuitul de sarcină este rezistiv, blocarea fiecărui tiristor va avea loc la trecerile prin zero ale tensiunii din secundar. Valoarea efectivă a curentului de sarcină se poate regla dacă unghiul de amorsare αeste cuprins in intervalul

În această relaţie s-a luat în considerare şi timpul de polarizare inversă ti pentru fiecare tiristor. Dacă sarcina conţine inductivităţi şi capacităţi se poate obţine un curent de formă sinusoidală alegând în mod corespunzător frecvenţa de comandă a tiristoarelor în raport cu frecvenţa proprie de oscilaţiea elementelor L şi C din circuitul de sarcină.

3.9. Contactoare statice de curent alternativ

Contactorul trifazic are în compunere trei convertoare de tensiuni alternative comandate,câte unul pă pe fiecare fazăfig.1.

Tig.1.Structură contactor

Dacă φ = arctg atunci :α1 = φ => amplitudini egale ale semialternanţe;α2 < φ => amplitudinea pozitivă > amplitudinea negativă;α3 > φ => amplitudinea pozitivă < amplitudinea pozitivă.

Fig.2. Semnalul pe sarcină suncţie de defazajul de comandă. În situaţii în care amplitudinile celor două semialternanţe sunt inegale încălzirea tiristoarelor nu mai este aceeaşi.

În cazul sarcinii rezistiv inductive curentul prin sarcinăconţine două componente.

Pentru ca şi prin T2 să existe aceeaşi formă de variaţie ca şi pentru T1, comanda acestuia trebuie să se facă în momentul imediat următor ieşirii din conducţie a lui T1.

Din expresia curentului se observă că dacă amorsarea tiristoarelor se face la un unghi φ dedefazaj, termenul 2 din expresia curentului este nul deci se stabileşte un regim permanent sinusoidal pentru curentul prin tiristoare. Dacă se comandă tiristorul T la un unghi α < φ, prima amplitudine a curentului este mai mare decât cea negativă fapt ce determină o solicitare diferită a celor două tiristoare.Dacă α > φ va rezulta amplitudinea negativă mai mare decât cea pozitivă.După câteva perioade de comandă se stabileşte regimul permanent deoarece componenta a doua a curentului devine neglijabilă faţă de celălalte. Dacă se lucrează cu curenţi de sarcină mari şi tiristoarele sunt alese la limită, acestea se pot distruge termic în primele semiperioade ale tensiunii dealimentare.

3.10. Influenta convertoarelor asupra retelei de Alimentare

3.10.1.1. Factorul de putere al convertoarelor

În multe reţele şi sisteme electrice, convertoarele cu tiristoare sau diode reprezintă unul din tipurile principale de sarcină, o sarcina neliniară a cărei funcţionare are influenţă asupra regimului de funcţionare a reţelei, în special dacă puterile convertorului şi retelei sunt comparabile. Din aceasă cauză, atât la proiectarea reţelelor electrice, cât şi a convertoarelor, este necesar să se aibă în vedere influenţa acestora din urma asupra primelor. Numai în acest caz se pot elabora instalaţii cu indicatori tehnico-economici corespunzători. În general, convertorul cu diode, ca sarcină pentru retea, poate fi caracterizat de factorul de putere:

(1)

unde P este puterea activă, consumată de convertor din reţea, S = U1I1 este puterea aparentă, sau totală, absorbită din retea, U1 şi I1 sunt valorile effective ale tensiunii şi curentului reţelei. Puterea activă este P = Ps + Pp, unde Ps este puterea activă a sarcinii, ce caracterizează efectul de transformare a energiei, iar Pp este puterea pierderilor în convertor. Se poate scrie că Ps = P, unde, este randamentul convertorului. Pentru că, de obicei randamentul convertorului este mare, se poate considera că P Ps. Puterea aparentă, S, este determinată de valorile efective ale tensiunii şi curentului în reţeaua de alimentare. Valorile mari ale lui S impun:

creşterea puterii stabilite pentru retea, inclusiv a transformatorului, cresterea sectiunii conductoarelor, sporirea rezistentei izolatiei, etc.

Din aceasta cauză, la proiectarea convertoarelor cu diode se pune problema creşterii factorului de putere al acestora până la valoarea limita = 1. Cele de mai sus se referă nu numai la convertoarele cu diode, dar şi la oricare elemente de sarcină ale reţelelor electrice. Pentru evidenţierea particularităţilor convertoarelor ca sarcini neliniare pentru reţea, să comparăm procesele schimbului de energie dintre sarcină şi reţea, pentru sarcinile liniare:

Fig.1. – Schema (a) şi diagramele de timp ale curentului şi tensiunii (b) ia puterii instantanee (c), la funcţionarea sursei (reţelei) de tensiune variabilă

în sarcina activă

La funcţionarea în sarcină activă (figura 1.a), curentul i1 şi tensiunea u1 sunt în fază, polaritatea acestora coincide în oricare moment de timp şi energia se transmite continuu din reţea în sarcină (figura 1.b). Curba puterii instantanee (figura 1.c) are o singură polaritate. Puterea activă este:

(2)

unde T este perioada de variaţie a puterii, . Atunci,

(3)

Astfel, P = S, iar factorul de putere este = 1. La functionarea în sarcină activ-inductivă (figura 2.a), pe curbele tensiunii şi curentului (figura 2.b), se pot selecta intervalele de timp [t2, t3] şi [t4, t5], când polaritatea tensiunii şi curentului coincid, energia transmiţându-se din reţea în sarcină. Valorile puterii instantanee, p = u1i1, (figura 2.c), în aceste intervale sunt pozitive. În intervalele [t1, t2] şi [t3, t4], polarităţile tensiunii şi curentului sunt opuse, iar sarcina întoarce energie în reţea. Valoarea puterii instantanee în aceste intervale este negativă (figura 2.c). Puterea activă se poate determina pe baza formulei (2), dacă se înlocuieşte

u1 =√ 2 U1sini1 = 2 I1sin(– ),unde = arctg(L/R).

Pentru explicarea proceselor fizice, să considerăm curentul i1 sub forma sumei a două componente:

curentul i1,0, în fază cu tensiunea u1;

curentul i1,/2, defazat în urma tensiunii u1 cu unghiul /2 (figura 2.d). Curba puterii instantanee, p = u1i1, poate fi reprezentată, de asemenea, sub forma unei sume: p = p0 + p/2 = u1i1,0 + u1i1,/2 (3)

Fig.2 – Schema şi diagramele de timp ale curentului, tensiunii şi puterii instantanee, la funcţionarea sursei (reţelei) de tensiune variabilă în sarcină activ-inductivă

Curbele p0() si p/2() sunt reprezentate în figurile 2.e si 2.f. Puterea activă este dată de relaţia:

(4)

Rezultatul integrării termenului al doilea este egal cu 0, deoarece curba p/2

nu are componentă continuă, caracterizând schimbul inutil de energie dintre reţea şi sarcină. Astfel:

(5)

adică transmiterea puterii active în sarcină este determinată de componenta în fază cu tensiunea a intensităţii curentului, i1,0. În conformitate cu relatia (1):

(6)

Sarcina consumă din reţea are nu numai putere activă, ci şi reactivă. (7)

3.11. Teste de evaluare

3.11.1. Test nr.1.

Ce este circuitul prezentat în fig.1. Descrieţi funcţionarea completă a circuitelor prezentate în fig.1

Fig.1

3.11.2. Test nr.2.

Care din diagramele prezentate mai jos este caracteristic dispozitivului din figura 1. Faceţi analiza completă a diagramei corespunzătoare. Care sunt relaţiile ce dimensionează curentul maxim şi tensiunea maximă ce se aplică tiristoarelor din schema 1.

Fig.1

4. Unitatea de învăţare 4

CONVERTOARE CU COMUTATIE FORTATA

Convertoarele comandate sunt alimentate în current continuu. Tensiunea de ieşire poate fi continuă sau alternativă. Funcţie de conversia între marimea de intrare şi cea de ieşire de pot enumera următoarele tipuri de convertoare:

Convertoare current – current continuu; Convertoare current – current calternativ(invertoare); Choppere; Contactoare de CC.

Deoarece tipuri de convertoare, pentru funcţionarea corectă, folosesc comutaţia forţată

4.1.Consideraţii asupra comutaţiei forţată

Convertoarele autonome nu sunt legate cu reţeaua electrică de putere de curent alternativ. Ca sursă de energie, convertoarele autonome folosesc sursele de curent continuu. O astfel de sursă se poate constitui dintr-un redresor, care transformă energia reţelei de curent alternativ, din acumulatoare sau din alte surse de curent continuu.

Convertoarele autonome funcţionează în sarcină de curent continuu sau alternativ, fiind folosite acolo unde sarcina se află departe de alte surse de energie.

Tipurile de baza de convertoare autonome sunt convertoarele de impuls de tensiune continuă la care, la intrare şi la ieşire, este tensiune continuă şi invertoarele – care sunt convertoare de curent continuu în curent alternativ.

La alimentarea de la surse de tensiune continuă, pentru reglarea cu randament ridicat a puterii de curent continuu în sarcină se folosesc convertoarele de impuls (regulatoare) de tensiune continuă cu regim de functionare comutabil.

Fig.1 – Schema si diagramele de timp la convertorul de impuls de tensiunecontinua în cazul functionarii pe sarcina activa (a), respectiv activ-inductiva (b)

În figura 1.a este prezentată schema unui astfel de convertor cu comutator ideal, care este cuplat în serie cu sarcina (activă). La comutarea periodica a Com,

tensiunea pe sarcină capătă forma impulsurilor dreptunghiulare cu amplitudinea egală cu tensiunea electromotoare de alimentare, E.

Raportul dintre perioada de repetiţie a impulsurilor, T şi durata acestor impulsuri, ti se numeste porozitate:

Marimea, inversa porozităţii se numeste coeficient de umplere:

Prin schimbarea duratei stării de cuplare şi decuplare a comutatorului K se

poate modifica valoarea medie şi cea efectivă a tensiunii pe sarcină. Tensiunea medie pe sarcină este:

(1)Valoarea efectiva a tensiunii este:

(2)Ca exemplu de sarcină activă pot fi considerate becurile electrice cu

filament şi încălzitoarele electrice cu rezistenţă. La acestea, prezintă importanţă valoarea efectivă a tensiunii.

Fig.2 – Diagramele de timp ale tensiunii si curentului din schemadin figura 1.b pentru diferite metode de reglare a tensiunii

La sarcinile de tipul motorului de curent continuu, bateriei de acumulatoare sau la cele care funcţionează cu filtre de netezire, prezintă importanţă valoarea medie a tensiunii. Dacă sarcina are caracter inductiv (de exemplu conţine o inductanţă pentru netezirea tensiunii redresate, sau pentru limitarea pulsaţiilor curentului statorului la motorul de curent continuu), este necesar ca atunci când circuitul se întrerupe să nu apară supratensiuni periculoase, motiv pentru care sarcina se şuntează cu dioda D (figura 1.b).

Astfel, curentul în sarcină devine continuu, trecând fie prin sursa E, când comutatorul este închis (în intervalul ti energia se acumuleaza în sarcina), fie prin dioda şunt, când comutatorul este deschis (în intervalul T – ti o parte din energia

acumulata în sarcină se disipă). În cazul comutatorului ideal, tensiunea pe sarcina uS

are forma impulsurilor dreptunghiulare, iar curentul iS pulsează, modificându-se conform dependenţei exponenţiale cu constanta de timp

. Astfel, valorile medie şi efectivă ale tensiunii se determină cu aceleasi formule ca şi în cazul sarcinii active. Când sarcina este activă sau activ-inductiva valoarea medie a curentului în sarcină se determină pe baza valorii medii a tensiunii în sarcina:

Există două metode de reglare a tensiunii de ieşire:

reglarea în durata a impulsurilor, când pentru modificarea valorii medii a curentului si tensiunii în sarcina se modifica durata starii închise a comutatorului (ti = variabil), în conditiile mentinerii constante a perioadei de repetitie (T = ct.) (figura 2.a,b);

reglarea în frecvenţă a impulsurilor, când se modifică frecvenţa de repetitie în condiţiile menţinerii duratei constante a impulsurilor (ti = ct., T = variabil, fig. 2.a,c).

În ambele cazuri se acţionează asupra lui γ, ceea ce face să se modifice valorile medie şi efectivă ale tensiunii în sarcină în conformitate cu relatiile(1) şi (2).

Drept comutatoare, la convertoarele de impulsuri de tensiune continuă se pot folosi tranzistoare, tiristoare bioperaţionale şi monooperaţionale, înzestrate cu blocuri de comutatie impusă (scheme şi elemente care să asigure cuplarea tiristoarelor în momente date de timp).

4.1.1.Blocuri de comutatie a tiristoarelor monooperationale

Se pot deosebi blocuri de comutaţie paralelă şi serie. În ambele cazuri, pentru decuplarea tiristoarelor, pe acestea se aplică o tensiune inversă, sub acţiunea careia se întrerupe curentul anodic al tiristorului şi se refac capacităţile sale de blocare. Sursa tensiunii de comutare este, de obicei, un condensator care în prealabil este încărcat la tensiunea şi cu polaritatea necesară. La comutaţia paralelă, prin comutatorul care se închide, condensatorul se cuplează fie în paralel cu tiristorul de putere (figura 3.a),fie în paralel cu sarcina (figura 3).

Când condensatorul se cuplează în paralel pe tiristor, tensiunea pe acesta în timpul comutatiei este uainv = uC, iar tensiunea pe sarcină este egală cu uS = E + uC.

La cuplarea condensatorului în paralel pe sarcină tensiunea anodică pe tiristor este uainv = uC + E, iar tensiunea pe sarcină este uS = uC.

În ambele cazuri, tensiunea pe sarcină depinde de tensiunea pe condensator, care se modifică în funcţie de curentul sarcinii.

Fig.3 – Metode de baza pentru cuplarea condensatorului de comutare

La comutaţia serie, condensatorul de comutaţie se introduce în circuit în serie cu tiristorul, de exemplu atunci când condensatorul se cupleaza în paralel pe o inductanţă (figura 3.c). În intervalul de comutaţie tiristorul se gaseşte la tensiunea uainv = uC – E, iar tensiunea pe sarcină este uS = 0.

Circuitul de încărcare a condensatorului nu include sarcina, din care cauză, lacomutaţia serie, tensiunea pe sarcină nu depinde de procesele din intervalul de comutaţie, adică de condiţiile de încărcare a condensatorului.

Fig.4 – Schema si diagramele de timp ale curentilor si tensiunilor blocului decomutare comandata a tiristorului în cazul încarcarii liniare a condensatorului

În figura 4.a este prezentată schema convertorului cu tiristoare de impuls de tensiune continuă cu bloc de comutaţie paralelă, în care condensatorul de comutatie Ck se cupleaza în paralel pe sarcina. În blocul de comutaţie a tiristorului de putere TC intră condensatorul Ck, care comută tiristorul Tk şi circuitul pentru încărcarea oscilatorie a condensatorului, compus din inductanţa Lk şi dioda D. Polaritatea şi mărimea tensiunii pe condensatorul C necesare pentru comutaţia tiristorului TC se obţin după cuplarea la momentul t = t1 a tiristorului TC, când prin circuitul TC – D – Lk – Ck se produce încarcarea condensatorului Ck până la tensiunea VC0 > E (fig.4.b). Astfel, pe sarcină se aplica tensiunea uS = E. În afara curentului de sarcina iS, prin tiristorul TC, în momentul t = t2 se aplică impulsul de comandă pe tiristorul Tk. La cuplarea acestuia, tensiunea pe sarcină devine egală cu tensiunea condensatorului încarcat Ck, uS = UC0, iar pe tiristorul TC se aplică tensiunea inversă egală cu ua = UC0 – E.

Curentul prin tiristorul TC se întrerupe, iar curentul de sarcină se închide prin circuitul RS – LS – Ck – Tk. Condensatorul se reîncarcă cu curentul de sarcină şi, pentru că acest curent este bine netezit, datorită inductanţei mari LS, tensiunea pe condensator, uC şi cea pe tiristor, ua variază liniar. Pe durata existenţei tensiunii inverse, tiristorul TC îşi reface proprietăţile de blocare. După terminarea încărcării condensatorului, când t = t3, curentul iC devine nul, iar curentul sarcinii se închide prin

dioda sunt D0. Acum, montajul este pregătit pentru formarea următorului impuls de tensiune pe sarcină. În momentul t4 se aplică impulsul de comandă pe tiristorul TC, acesta se deschide din nou şi procesele se repetă. Ca durată a impulsului pe sarcină se consideră intervalul de timp dintre momentele t1, când se aplica impulsul de comandă pe tiristorul de putere şi t2, când se aplică impulsul de comandă pe tiristorul de comutare (figura 4.b). Acest interval corespunde duratei stării deschise a comutatorului, adică a tiristorului TC. Tensiunea inversa pe tiristorul TC se menţine în intervalul tB, când condensatorul C se descarcă cu un curent egal cu cel al sarcinii de la UC0 până la E. Astfel,

De aici, se obtine valoarea

unde UC0 = (1,5 1,8)E, în funcţie de pierderile din circuitul de încărcare TC – D – Lk

– Ck. În intervalul de timp tB, tiristorul TC trebuie să-şi refacă capacităţile de comandă.În figura 5.a este prezentată schema practică mai completă a convertorului de

impuls pentru tensiune continuă, în care la comutaţie condensatorul se cuplează în paralel cu tiristorul de putere TC. În componenţa blocului de comutare intră condensatorul Ck, tiristorul de comutare Tk şi circuitul pentru încărcarea oscilatorie a condensatorului, format din Lk şi D1.

Când se aplică tensiunea E, condensatorul Ck se încarcă prin D1, Lk şi circuitul de sarcină LSRS până la tensiunea uC = E, cu polaritatea indicată în desen fără paranteze. Când t = t1, pe electrodul de comandă al tiristorului TC se aplica impulsul de comanda iU,C. Tiristorul TC se deschide şi tensiunea pe sarcină (diagrama de sus din figura 5.b) devine uS = E. Pentru închiderea lui TC, în momentul t2, pe electrodul de comanda a lui Tk se aplică impusul de comanda iCk. Tiristorul Tk se deschide şi condensatorul se încarcă prin circuitul Ck – TC – Lk – Tk până la o tensiune apropiată de valoarea E, dar cu polaritate inversă (semnele din paranteză).

Fig.5 – Schema şi diagramele de timp ale curenţilor şi tensiunilor blocului decomutare comandată a tiristorului în cazul încărcării oscilatorii a condensatorului

Procesul are caracter oscilatoriu, iar curentul condensatorului iC are forma sinusoidală, cu durata unei semiperioade

După încarcarea condensatorului, la t = t3, TC se află la tensiune inversă, iar ca rezultat curentul direct prin acesta, ia, se întrerupe. Condensatorul se încarcă la curentul continuu al sarcinii, iar tensiunea pe acesta scade liniar. Când t = t4, condensatorul s-a descărcat până la tensiunea zero. Intervalul de la t3 la t4 este egal cu timpul de aplicare pe tiristorul de putere a tensiunii inverse, timp de decuplare necesar tiristorului TC pentru ca acesta să-şi refacă proprietăţile de comandă. Când t = t5

condensatorul se încarcă din nou până la tensiunea iniţială, egală cu E, iar tensiunea pe sarcină uS devine egală cu zero. În intervalul de timp de la t5 la t6 curentul de sarcină trece prin dioda D0, iar tensiunea de ieşire este uS = 0. Prin modificarea timpului de întârziere a impulsului de comandă pe tiristorul de comutatie, tC = t2 – t1, se poate modifica coeficientul de umplere al tensiunii şi valorile medie si efectivă ale acesteia. Timpul de decuplare, tB, se determină astfel: se notează tensiunea pe condensator cu kzE, unde kz este coeficientul de încărcare a condensatorului (kz = 0,8 0,9), şi se consideră că prin sarcină circulă un curent constant, cu care se încarcă condensatorul. Atunci,

La modificarea curentului în sarcină, iS, se modifică viteza de încărcare a

condensatorului şi, din această cauză, se schimbă forma şi valoarea medie a tensiunii de ieşire uS. Pentru micşorarea influenţei curentului sarcinii asupra tensiunii de ieşire, adică pentru stabilizarea caracteristicii externe US = f(IS) şi a timpului pentru închiderea tiristoarelor, tiristorul de putere TC se şuntează cu dioda D2. În acest fel, încărcarea condensatorului în intervalul t3 – t5 are caracter oscilatoriu. Curentul iC

reprezintă jumatate din sinusoida de aceeasi frecvenţă ca şi la încărcarea condensatorului şi trece prin circuitul Ck – D1 – Lk – D2. În acest fel, timpul de închidere este aproximativ egal cu semiperioada proprie a circuitului

iar forma tensiunii de ieşire a convertorului se apropie de cea dreptunghiulară.

4.2. Convertoare cu tiristoare cu coeficient sporit de putere

Convertoarele clasice cu tiristoare au factorul de putere de valori relativ mici, în special în cazul reglării profunde a tensiunii de ieşire. În scopul eliminării acestei deficiente s-au proiectat numeroase convertoare cu factor sporit de putere. Pentru obţinerea valorii limită de =1, este necesar ca tiristoarele să consume din reţea curent de formă sinusoidală, în fază cu tensiunea reţelei. Convertoarele cu factor de putere ridicat pot fi împărţite în două clase:

cu comutaţie naturală a tiristoarelor; cu tiristoare complet comandate sau cu comutaţia artificială a tiristoarelor

monooperationale. Din cauza timpului limitat pe care îl avem la dispoziţie vom analiza convertoarele cu comutaţie artificială ce permite sincronizarea perfectă a componentei fundamentale a curentului consumat

din reţea cu tensiunea de alimentare. În continuare vom analiza schema simplificată a redresorului cu comutaţie artificială a tiristoarelor.

Fig.3. – Redresor cu comutaţie artificială a tiristoarelor; a – schema simplificată; b – diagramele de timp ale curenţilor şi tensiunilor

Posibilitatea obţinerii valorii cos= 1 când forma curentului i1 este simetrică în raport cu tensiunea u1 există la cu comutare artificială. Schema simplificată a redresorului trifazat cu nul şi cu comutare artificială este prezentată în figura 3.a, iar diagramele de timp sunt reprezentate în figurile 3.b şi 3.c. La aplicarea, în momentul 1, a impulsului de comandă întârziat cu unghiul faţă de momentul comutatiei naturale pe tiristorul T1, acesta se deschide şi tensiunea la ieşirea redresorului este ud(t) = u2A. În momentul 2, T1 este blocat cu ajutorului blocului special de comutare artificială, BCA, în care scop, în acest moment, pe tiristor se aplică o tensiune inversă de la condensatorul încărcat în prealabil, ce intră în componenţa BCA. În intervalul 2 – 3, datorită energiei acumulate în inductanţa circuitului sarcinii, curentul trece prin dioda D şi această energie se disipă în rezistenţa de sarcină. În momentul 3, se cuplează tiristorul T2 care se blochează în momentul 4

sub actiunea BCA şi, din nou se cuplează dioda D. În intervalul 5 – 6 functioneaza T3. Momentele de blocare a tiristoarelor, 2, 4, 6 şi aşa mai departe, sunt translatate la stânga, cu unghiul faţă de momentele corespunzătoare comutatiei naturale, astfel încât curbele curentilor tiristoarelor şi, prin urmare, ale curentilor primari, consumaţi din retea, sunt simetrice în raport cu sinusoidala tensiunii ur, a retelei. Datorită acestui fapt, cos= 1 şi puterea reactivă pe prima armonică nu se consumă de către convertorul cu tiristoare pentru orice valoare a lui . Astfel, factorul de putere, determinat numai de nesinusoidalitatea curentului i1, este mare. Tensiunea de ieşire a redresorului din figura 3.a este:

(8)

În acest fel, redresoarele cu comutare artificială permit creşterea factorului de putere până la valori mari, datorită eliminării complete a consumului de putere

reactivă pe prima armonică de către convertor. Aceasta reprezintă o calitate esentială a acestor convertoare, care atrag un interes deosebit. Convertoarele cu tiristoare cu comutare artificială au însă şi deficiente serioase precum:

introducerea elementelor suplimentare măreşte substantial preţul şi gabaritul acestora.

realizarea schemelor fiabile de comutare artificială la nivelul puterilor mari ridică probleme dificile.

schemele cu comutare artificială nu asigură sinusoidalitatea curentului consumat, fapt pentru care nu se pot obtine valorile limita = 1.

de regimul de funcţionare. Din această cauză, convertoarele cu tiristoare cu factor de putere sporit şi comutatie artificială nu şi-au găsit încă o largă utilizare.

4.3. Surse de putere reactivă

În paragraful anterior s-au menţionat dificultăţile care apar la realizarea convertoarelor cu tiristoare cu factor de putere ridicat. O altă metodă de creştere a factorului de putere constă în utilizarea surselor de putere reactivă şi a dispozitivelor de filtrare-compensare, a căror cuplare la intrarea convertorului permite creşterea factorului de putere al oricărui circuit. Utilizarea acestora împreună cu convertoarele cu tiristoare are un specificul particular, determinat de caracterul neliniar al rezistentei de intrare şi de nesinusoidalitatea curentului de intrare al convertorului, consumat din retea.Sursele de putere reactivă deurmătoarele tipuri:

Condensator (necomandate) Tiristor-condensator (comandate).

Vom analiza o sursă de putere reactivă de tipul tiristor – condensator.Menţinerea factorului de putere la nivel maxim când puterea reactivă consumată de convertoare se modifică este posibilă prin utilizarea surselor de putere reactivă de tip condensator-tiristor. Schema unui astfel de dispozitiv monofazat este prezentata în figura 4.a. În reţelele trifazate se folosesc trei scheme similare.

4.3.1.Compunere şi funcţionare

Sursa de putere reactivă comandată se compune din circuitele arătate în figura 4, acordate pe frecvenţele celor mai intense componente armonice parazitare şi din convertorul reglabil de tensiune variabilă cu două tiristoare T1 si T2 care are sarcina inductivă L şi care frecvent se numeşte regulator inductiv cu tiristoare. Să analizăm funcţionarea convertorului de tensiune variabilă cu tiristoare pe sarcină inductivă. Dacă tiristoarele T1 şi T2 nu sunt deschise de impulsurile de comandă, dispozitivul atenuează distorsiunile armonice ale tensiunii reţelei pe armonicele 5 şi 7, iar condensatoarele C5 şi C7 genereaza puterea reactiva QC. Dacă /2 şi impulsurile de comandă ale convertorului sunt largi, acesta lucrează în regim de curent fără intermitenţă, când = şi, alternativ, se deschide câte un tiristor. Prin inductanţă trece un curent sinusoidal (figura 4.b) de forma:

Fig.4 – Sursa reglabilă de putere reactivă (a), diagramele de timp ale curenţilor şi tensiunilor la

convertorul reglabil de tensiune variabilă cu sarcină inductiva (b, c, d) şi dependenţa puteriireactive în funcţie de unghiul de comandă (e)

La creşterea lui (figurile 4.c şi 4.d), energia acumulată în intervalul – în inductanţa se micşorează şi scade şi intervalul în care inductanta retransmite energie în retea. Curba curentului în inductanţă rămâne simetrică în raport cu axa absciselor, iar unghiul în limitele căruia tiristoarele conduc este = – 2. Între impulsurile de curent apar întreruperi (figurile 4.c,d). Prima armonica a curentului în inductanţă este defazată în raport cu tensiunea u1 la unghiul /2 pentru oricare unghi decomandă /2. Curentul în inductanţă este egal cu suma componentelor forţată şi liberă ale procesului:

(9)

Având în vedere că la cuplarea tiristoarelor = , iar iL = 0, se obţine:

(10)

Prin descompunerea acestui curent în serie Fourier, se determină primaarmonică:

(11)

Puterea reactivă consumată de circuitul format din două tiristoare cuplate în paralel înseriate cu o inductanţă, QL = U1IL1, se micşorează prin creşterea unghiului de comandă (dependenţa este arătată în figura 4.e). Astfel, la modificarea unghiului de comandă , circuitul analizat îndeplineşte rolul de inductanţă comandată:

(12)

Puterea reactivă rezultantă în schema din figura 4.a este dată de relaţia: Q = QC – QL. Dacă se alege QLmax = QC, puterea reactiva Q va avea întotdeauna caracter capacitiv. Dependenţa lui Q de unghiul este prezentată în figura 4.e. În acest mod, sursa de putere reactivă analizată generează putere reactivă şi realizează reglarea acesteia, atenuând distorsiunile armonice în reţea. Din aceasta cauză, sursele de putere reactivă îşi găsesc o largă utilizare pentru creşterea factorului de putere la convertoarele cu tiristoare şi la alte instalaţii.

4.4.Choppere de putere

4.4.1Consideraţii generale

Chopperul este o instalaţie electronică folosită la modificarea valorii medii a tensiunii la bornele unui consumator, alimentarea lui fiind realizată de la o sursă de tensiune continuă de valoare fixă. Schema:

Fig.1.CS – contactor static – ansamblu de tiristoare la care prin aplicarea unei

comenzi tensiunea de intrare se regăseşte la bornele sarcinii iar la o altă comandă contactorul este adus în stare de blocare. Se deosebesc două moduri de modificare a valorii medii a tensiunii la bornele consumatorului.

Fig.2.a) modificarea valorii medii prin modificarea duratei de

conducţie Tc a contactorului static păstrând T ct.b) modificarea densităţii impulsurilor păstrând durata de

conducţie aceeaşi dar modificând frecvenţa.

În ambele cazuri valoarea medie a tensiunii la ieşire este:

unde K poartă denumirea de factor de comandă al chopperului.

Funcţia de contactor static o îndeplinesc circuitele cu tiristoare pentru că ele asigură un raport mare între curentul prin chopper în stare de conducţie şi cel în stare de blocare. Din acest punct de vedere chopperul poate fi echivalat cu un întrerupător care debitează în sarcină un curent I2 pulsatoriu.

Un astfel de curent nu este acceptat de consumator, de aceea în majoritatea cazurilor chopperul este prevăzut cu un filtru de ieşire.Configuraţia:

Fig.3.

Dioda D permite realizarea unui curent neîntrerupt. Circuitul de sarcină fiind de tip RL, circulaţia curentului atât în intervalul de timp cât contactorul este în conducţie respectiv în stare de blocare de formă exponenţială. În diagramă variaţia liniară corespunde unei valori mari a inductivităţii filtrului. Dacă frecvenţa de comandă a chopperului este suficient de mare, în intervalul de timp cât acesta este blocat, curentul prin dioda de nul nu ajunge să se anuleze şi se poate obţine un curent de sarcină a cărui pulsaţii la o inductivitate dată pot fi reduse substanţial prin alegerea corectă a frecvenţei de lucru. Puterea absorbită de la sursa de alimentare este:

În majoritatea cazurilor se doreşte ca chopperul să fie astfel comandat încât curentul prin sarcină să fie constant. Dacă neglijăm pierderile de putere pe tiristoarele chopperului se poate spune că

Menţinerea unui curent cât mai constant prin sarcină (cu pulsaţii cât mai mici) e posibilă prin realizarea dispozitivului de comandă al chopperului în aşa fel încât să furnizeze impulsuri de amorsare (blocare) în concordanţă cu limitele impuse curentului de sarcină. Aceasta se realizează dacă prin circuitul de sarcină se introduce un traductor de curent.

Fig4.

La t = t0 se consideră amorsat contactorul static şi curentul de sarcină creşte exponenţial până la valoarea maximă I2 impusă de consumator. În acel moment (t = t1) circuitul de comandă furnizează impulsuri pentru blocarea chopperului iar curentul de sarcină scade exponenţial până la limita minimă I2 ’’ impusă de consumator, când se dă din nou comanda de aducere în conducţie a chopperului.

În mod uzual consumatorii solicită un curent la care ΔI2 să fie cât mai mic. Traductorul de curent sesizează variaţiile curentului de sarcină şi va genera impulsurile de comandă funcţie de limitele I2 ’ şi I2 ’’. Pentru ca aceste limite să fie

apropiate de valoarea medie trebuie corelate momentele de generare a impulsurilor de comandă cu constanta de timp

Această corelare se pune în evidenţă prin diagrama din fig.5.:

Fig.5Diagrama scoate în evidenţă modul în care trebuie comandat un chopper

pentru a avea un curent cu aceleaşi pulsaţii pentru valori diferite ale puterii cerute de consumator. Există 3 situaţii distincte :

1. Dacă chopperul trebuie furnizeze un curent de sarcină de valoare apropiată de cea maximă admisă se obţine o variaţie lentă a acestuia când chopperul este deschis deci chopperul trebuie să fie un interval de conducţie t1 mai mare ca durata de blocare.

2. Curentul de sarcină e mic rezultând o viteză de variaţie a curentului în chopperul deschis mare şi mică dacă dioda de nul e în conducţie. Rezultă o durată de blocare tr mai mare ca t1. 3. La valori medii ale lui Is se obţin durate pentru conectare şi deconectare ale chopperului aproximativ egale între ele deoarece vitezele de variaţie a curentului în stare de conducţie şi de blocare sunt aproximativ egale.

4.4.2.Chopper de putere cu stingere automată(fig.6.)

Fig.6.

Fig.7. Diagrame de funcţionare

Funcţionare : La t = t0 chopperul se conectează la sursă şi condensatorul se încarcă pri L şi Rs cu polaritatea fără paranteze din figură. El rămâne în această stare până la t = t1 când e adus în conducţie tiristorul. Condensatorul se descarcă prin tiristor şi inductivitate şi când tensiunea la bornele sale se anulează (t = t2) curentul de descărcare este maxim. În această stare, prin tiristor se stabilesc doi curenţi:

- un curent dat de sursa de tensiune U1;- un curent dat de descărcarea oscilantă.

După t = t2 circulaţia de curent este asigurată pe seama energiei înmagazinate în inductivitate şi fiind vorba de un proces oscilant condensatorul se va reîncărca cu polaritate opusă. Schimbarea polarităţii tensiunii condensatorului determină polarizarea inversă a tiristorului şi scăderea curentului prin tiristor. Când curentul prin tiristor devine egal cu curentul de autoinducţie, acesta va bloca. Fie t = t4 momentul când tiristorul blochează. Tensiunea sursei U1 apare la bornele circuitului format din L, C şi Rs

iar condensatorul se va reîncărca până la t = t6 cu polaritatea avută iniţial. Determinarea duratei de conducţie a tiristorului precum şi durata impulsurilor de tensiune de la bornele sarcinii se face punând condiţia ca suma celor doi curenţi prin tiristor să se anuleze.iC + iRS = 0

Se observă că durata de conducţie a tiristoarelor dacă elementele de stingere L şi C nu se modifică depinde de valoarea Rs ceea ce este un mare dezavantaj. Rezultă că singura posibilitate de a modifica valoarea medie a tensiunii la bornele Rs e de a modifica frecvenţa de lucru a chopperului. Această frecvenţă este limitată superior de durata de polarizare inversă necesară tiristorului. De la o anumită frecvenţă nu se mai îndeplineşte condiţia de stingere şi tiristorul rămâne în conducţie permanent (regim de avarie).

4.4.3. Chopper de putere cu stingere forţatăfig.8.

Fig.8.

Funcţionare şi diagrame

Fig.9..

Se admite ipoteza simplificatoare că deoarece L este foarte mare, prin sarcină curentul este constant. Aceasta se întâmplă dacă constanta de timp a circuitului sarcinii este mult mai mare decât perioada de comandă a chopperului.

În prezentarea funcţionării se consideră elementele de circuit ideale, iar tiristoarele şi diodele au căderi de tensiune în sens direct nule şi curenţi neglijabili. În aceste condiţii intrările în conducţie ale lui T1 şi T2 şi a diodei de nul, se fac practice instantaneu. La t = t0 se consideră comandat tirstorul auxiliar şi condensatorul se încarcă prin RS, LS cu polaritate fără paranteze. La t = t1 se comandă tiristorul principal t1. Condensatorul se descarcă prin T1, L1 şi D1, stabilind un curent de formă sinusoidală a cărei valoare maximă corespunde momentului t = t2 când tensiunea pe condensator e nulă. Circulaţia de curent pe acest traseu continuă pe seama energiei înmagazinate în inductanţa L, fapt ce permite încărcarea condensatorului cu polaritatea opusă. Datorită prezenţei diodei D1 pe acest traseu, un nou proces oscilant între inductivitate şi capacitate nu mai poate avea loc. În intervalul de timp t1 – t3 prin tiristorul principal circulă 2 curenţi :

- unul determinat de sursă U1 şi RS ;- curentul oscilant .Din acest punct de vedere alegerea tiristorului principal trebuie să se facă

astfel încât curentul de vârf repetitiv maxim ITRM să fie mai mare decât suma celor doi curenţi.

Fie t = t4 momentul în care se reamorsează T2. tensiunea de la bornele condensatorului va polariza invers tiristorul principal iar dacă intervalul de timp t4 – t5

e mai mare ca timpul de revenire al tiristorului principal acesta se va bloca. După t = t4

condensatorul se descarcă (reîncarcă) cu polaritatea avută iniţial prin RS, LS. La t + t6

consuderăm că prin tiristorul T2 curentul scade sub curentul de automenţinere şi deciT2 se blochează. După t = t6 ambele tiristoare fiind blocate, energia înmagazinată în inductanţa sarcinii (LS = ∞) determină deschiderea diodei D2, aceasta preluând curentul de sarcină. Prin D2 curentul e constant datorită lui LS foarte mare. De la t = t7

procesul se repetă.Observaţii :1) La t = t4 tensiunea pe condensator este dublul tensiunii de alimentare pentru

că în intervalul de comutaţie tensiunea pe condensator este dată de relaţia :

Daca perioada de conducţie a tiristorului principal TC este mult mai mare decât perioada de conducţie TC a tiristorului auxiliar valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii respectă relaţia de definiţie a chopperului ;

Timpul ede polarizare inversă este :

Daca U1scade se poate ca ti să devină mai mic decât timpul de revenire => U1’ < U1 => ti’ < ti. Se poate ca ti’ < t rev deci tiristorul nu se blochează. I2 nu poate fi crescut peste o anumită limită pentru că determină scăderea lui ti.

4) Dacă chopperul funcţionează într-un regim în care perioada de tact T rămâne constantă, timpul de conducţie minim pentru tiristorul principal respectiv valoarea minimă a tensiunii la ieşire nu poate fi scăzută sub o anumită limită. Această limită corespunde duratei procesului oscilant prin tiristorul principal şi duratei de conducţie a lui T2.

Tcmin = durata minimă de conducţie a lui T1.

U2min – valoarea minimă a tensiunii de ieşire.

4.4.4. Chopper de putere cu punte de tiristoare în circuitul de stingere (Fig.10)

Fig.10.

Avantajul circuitului este că se pot realiza durate de conducţie foarte mici. La momentul t = t0

se consideră amorsate tiristoarele T2 şi T4. condensatorul se încarcă cu polaritatea din figură ( fară paranteză) prin inductivitatea L a firelor de legătură LS, RS. Prezenţa inductivităţilor conductoarelor determină o tensiune de autoinducţie ce încarcă suplimentar condensatorul cu o tensiune ΔU. Când curentul de încărcare a capacităţii atinge valoarea curentului de automenţinere a lui T2 şi T4, acestea se blochează.

La momentul t = t1, se comandă tiristorul principal T1. curentul prin acesta creşte cu o viteză impusă de inductivitatea L şi după intrarea completă în conducţie prin sarcină se asigură un current constant, rezultând că U2 este diferit de 0.

La momentul t = t3 se comandă tiristoarele T3 şi T5. tensiunea de pe condensator va polarizainvers tiristorul principal, condensatorul se descarcă şi se încarcă cu polaritatea opusă până la momentul t = t4 (cu paranteze). Când curentul de încărcare al condensatorului devine egal cu cel de automenţinere al lui T3 şi T5 acestea se vor bloca iar dacă considerăm inductanţa sarcinii de valoare foarte mare (curentul după blocarea tiristoarelor), tensiunea de autoinducţie deschide dioda de nul. În acest caz curentul de descărcare al capacităţii nu se mai stabileşte prin T1, acesta nemaifiind atât de solicitat ca în cazul schemelor discutate anterior.

La momentul t = t5 se comandă T1, el preluînd curentul de sarcină în locul diodei de nul. La momentul t = t6 dioda de nul iese din conducţie. Blocarea tiristorul;ui principal se face prin comanda celeilalte perechi de tiristoare din punte.

4.4.5. Chopper de putere cu circuit de stingere în paralel cu sarcina(Fig.11.)

Fig.11.

Avantaje : 1°. Se elimină inductivitatea din câmpul de stingere. 2°. Dacă circuitul de sarcină ar conţine şi t.e.m., tensiunea pe condensatorul de

stingere în acest caz nu depinde de t.e.m. a sarcinii deci nu se mai influenţează timpul de polarizare invers.

La momentul t = t0 se comandă tiristorul principal T1 prin care cisculă curentul de sarcină şi curentul de încărcare al condensatorului C prin rezistenţa RC. Considerând un interval de timp egal cu 5 RC·C se poate spune că tensiunea pe condensator în acest interval atinge valoarea tensiunii de alimentare.

La momentul t = t2 se comandă tiristorul auxiliar T2. tensiunea de pe condensatorva polariza invers tiristorul principal T1 şi îl va bloca. Considerând că pe acest interval şi pe toată durata funcţionării prin sarcină avem curent constant rezultă că la amorsarea lui T2, descărcarea condensatorului şi reîncărcarea lui cu tensiunea de polaritate opusă se face liniar şi la momentul t = t3 condensatorul este încărcat cu – U1. Valoarea tensiunii de alimentare U1 şi parametrii circuitului de descărcare a condensatorului vor determina timpul de polarizare inversă care trebuie să fie mai mare decât timpul de revenire. La atingerea curentului de automenţinere a lui T2, acesta se blochează.La momentul t = t3 condensatorul are polaritatea indicată în paranteze şi se va descărca prin dioda de nul,. Cum în acest moment tiristoarele sunt blocate şi energia înmagazinată în inductivitatea sarcinii determină un curent prin dioda de nul, curent ce se va menţine constant până la momentul t = t5 când se reamorsează tiristorul principal T1. Blocarea tiristorului auxiliar T2 se poate realiza prin alegerea corespunzătoare a rezistenţei RC astfel încât curentul prin T2 să fie mai mic decât curentul de automenţinere.

4.4.6.Instalaţii complexe folosind mai multe choppere de putere

4.4.6.1.Choppere în cadranul I şi IV.(Fig.12.)

Fig.12.

Funcţionare: Prin comanda simultană a celor două contactoare statice, la bornele circuitului

de sarcină rezultă semialternanţa pozitivă a tensiunii U2 din diagramă. La comanda de blocare a celor două contactoare, inductivitatea de sarcină se opune variaţiilor bruşte ale curentului determinând o tensiune de autoinducţie care adduce în conducţie diodele D1 şi D2. polaritatea tensiunii la bornele sarcinii se schimbă şi în acest fel valoarea medie a tensiunii la bornele consumatorului este cuprinsă între o valoare maximă pozitivă şi maximă negativă. Atât în intervalul de conducţie al contactoarelor cât şi cel de blocare, curentul de sarcină îşi păstrează sensul. De aceea, punctul de funcţionare al instalaţiei în planul caracteristicilor U2 = f(I2) poate să se situeze în cadranele I şi IV. Conform diagramelor, valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii se poate determina astfel :

Pentru K = 0,5 => U2 = 0K > 0,5 => U2 > 0K < 0,5 => U2 < 0.

4.4.6.2. Choppere în cadranul I şi II.(Fig.13)

Comanda celor două contactoare statice nu se mai face simultan ca în cazul anterior ci succesiv.

Fig.13)

În circuitul de sarcină se consideră rotorul unui motor de c.c.şi acesta este antrenatla o anumită turaţie la care se generează o t.e.m. care oricât de mare ar fi turaţia motorului nu poate depăşi tensiunea U1. Se aduce în conducţie CS1. Întrucât U1 este mai mare ca t.e.m., circulaţia de putere are loc dinspre sursă spre motor, curentul având sensul indicat pe desen. Punctul de funcţionare al chopperului este în cadranul I. La comanda de blocare a lui CS1 tensiunea de autoinducţie a inductivităţii LS determină deschiderea diodei de nul D2 iar curentul prin motor îşi păstrează sensul avutiniţial. Punctul de funcţionare este tot în cadranul I. Urmează comanda de amorsare a lui CS2. În acest moment rotorul maşinii are o anumită turaţie fapt care face ca în circuitul de sarcină să existe o t.e.m. diferită de 0 care determină un curent prin RS, LS

şi CS2 de sens opus celui iniţial. Energia electromagnetică a rotorului este înmagazinată în inductivitatea LS determinând creşterea fluxului magnetic al acestuia. Prin conectarea diodei D1 în antiparalel cu CS1, în acest interval de timp cât CS2 este în conducţie nu poate avea loc o circulaţie suplimentară de curent dinspre sursă spre motor. Întrucât curentul de sarcină şi–a schimbat sensul, punctul de funcţionare a instalaţiei se mută în cadranul II. Urmează comanda de blocare a lui CS 2. Energia înmagazinată anterior în LS determină deschiderea diodei D1 şi stabilirea curentului prin sursă, RS, LS. Punctul de funcţionare este tot în cadranul II.Se observă că în intervalul în care CS1 conduce, punctul de funcţionare fiind în cadranul I, pentru maşina electrică avem regim de motor iar când conduce CS2 avem regim de frână.

4.4.6.3.Chopper în patru cadrane.(fig.14.)

Fig.14.

Pentru sensul pozitiv al curentului (cadranul I + IV) se comandă simultan CS1

şi CS3. La comanda de blocare a acestora se păstrează aceeaşi circulaţie de curent pe seamaenergiei înmagazinate în inductivitatea sarcinii şi se deschid diodele D2 şi D4. Pentru schimbarea sensului curentului de sarcină se aduce în conducţie CS2 şiCS4. Pentru ambele sensuri ale curentului, modificarea polarităţii tensiunii la bornelecircuitului de sarcină se face în mod identic ca la chopperul din cadranele I şi IV unde prin modificarea lui K peste sau sub 0,5 se obţin valori medii pozitive respective negative.

4.4.6.4.Contactor static de c.c. cu circuit de stingere de tip L.C.

a) schema contactorului în care R1 este consumatorul;b) circuitul de stingere;c) forma de variaţie a curentului prin circuitul oscilant şi a curentului prin

circuitul de sarcină.d) Tensiunea de pe tiristorul principal şi pe consumator.

Se amorsează tiristorul principal T1, rezistenţa de sarcină fiind alimentată un anumit timp. Condensatorul de stingere se încarcă prin R2 şi L cu polaritatea din figură. Când se doreşte deconectarea sarcinii de la sursă se amorsează tiristorul auxiliar T2, condensatorul se descarcă

remanent prin L şi cele 2 tiristoare. Curentul de descărcare al condensatorului este de sens opus curentului prin T1, tiristorul T1rămânând în conducţie până când curentul remanent egalează curentul de sarcină. Energia rămasă în circuitul oscilant după momentul ω0 t1 când curenţii sunt egali, determină deschiderea diodei D1 şi stabilirea

curentului pe traseul L, D2, D1. Căderea de tensiune pe D1 în stare de conducţie va favoriza blocarea tiristorului T1 prin polarizare inversă. Curentul prin T1 se anuleazăiar dioda se blochează, curentul rezonant devenind din nou egal cu I1. Elementele L şi C trebuie astfel dimensionate încât timpul cât tiristorul este polarizat invers să fie mai mare dacât timpul de revenire al acestuia. In urma intrării în conducţie a lui T 2, condensatorul îşi schimbă polaritatea tensiunii fiind astfel pregătit pentru blocarea lui T2 în momentul amorsării lui T1. Pentru calculul timpului de polarizare inversă a tiristorului T1 precum şi a valorilor L şi C necesare în circuitul de stingere se presupune că pentru tiristor Rd = 0 ; Ri = ∞ Considerând pulsaţia de rezonanţă a acestui circuit

4.4.6.5.Contactor static de c.c. cu circuit de stingere de tip RC

R1 – sarcina care trebuie conectată sau deconectată ;T1 – tiristorul principalT2 – tiristorul secundar (auxiliar).

Prin aducerea în conducţie a lui T1 circuitul de sarcină este pus sub tensiune şi această situaţiese menţine atâta timp cât necesită alimentarea sarcinii cu energie.În acest interval de timp condensatorul se încarcă cu polaritatea din figură prin R2. În momentul în care sarcina trebuie deconectată e adus în conducţie T2. condensatorul va polariza invers pe T1 şi se va descărca (respectiv încărca cu polaritate inversă) prin R2. dacă constanta de timp a acestui circuit este suficient de mare astfel încât polarizarea inversă să se facă într-un timp mai mare ca trei acesta se va bloca. Reconectarea circuitului de sarcină se face prin comanda lui T1. când în mod similar are loc blocarea lui T2. Cunoscând consumatorul şi tipul de tiristorfolosit se poate calcula valoarea condensatorului se stingere în următoarele ipoteze :- tiristoarele sunt elemente ideale de comutaţie cu rezistenţa în sens directnulă şi foarte mare la polarizare inversă. - comanda tiristoarelor se face numaidupă încheierea proceselor tranzitorii de la o comandă anterioară.

La ti, uc = 0 => ti = R1Cּ ln2 => valoarea capacităţii lui C. Dacă comutatorul se foloseşte pentru întreruperea unor curenţi mici se poate utiliza schema

4.7. Convertoare Curent continuu – current continuu

Convertoarele c.c. – c.c. sunt realizate în două versiuni distincte: Convertoare cu elementul regulator în serie step-down (Boost; Convertoare cu elementul regulator în paralel step-up (Boost;

4.7.1.Studiul convertorului c.c. – c.c., step-up (Boost)

1. Scopul lucrării este de a studia principiului de funcţionare a unui convertor c.c. – c.c. step-up atât în regim de curent continuu cât şi în regim de curent întrerupt. Acest studiu se face la diferite valori ale frecvenţei de lucru a convertorului, diferite valori ale inductanţei bobinei L, precum şi la diferite valori ale curentului de sarcină.

4.7.1.1. Consideraţii teoretice

Schema de principiu a unui convertor step-up (Boost) este prezentată în figura .1. Comutatorul K este de regulă un tranzistor bipolar de putere sau MOSFET şi funcţionează doar în stările de blocare şi conducţie. Convertorul funcţionează după principiul PWM (modularea impulsurilor în durată), iar modificarea tensiunii de la ieşirea convertorului Uo se face odată cu modificarea factorului de umplere (duty cycle) al semnalului de comandă .

(1)

unde tON este durata de timp cât conduce comutatorul şi TS este perioada semnalului de comandă.

Fig. 1 Convertorul step-up

Vom considera comutatorul K un întrerupător ideal, iar valoarea medie a tensiunii de ieşire U0 este:

(2)

Dacă se consideră că randamentul convertorului este 100%, deci pierdierile de putere sunt nule, atunci:

(3)

De unde rezultă: (4)

a) b)

Fig. 2 Schemele echivalente ale convertorului pentru K=ON şi K=OFF

Deci se disting două cazuri pentru comutatorul K când conduce respectiv când este blocat. Schemele echivalente pentru cele două cazuri sunt prezentate în figura 2.1.a, respectiv 2.b.

2.4.7.1.2. Funcţionarea convertorului step-up în regim de curent continuu

Pentru a analiza funcţionarea convertorului vom considera că bobina utilizată este ideală. Astfel energia înmagazinată în circuitul magnetic al bobinei, pe durata cât K = ON, este egală cu energia cedată sarcinii, pe durata cât K = OFF.

(5)

Fig. 3 Diagramele de timp pentru regimul de curent continuu

Vom considera curentul prin bobină constant pe toata durata de funcţionare (IL = constant), din ecuaţia de mai sus se poate obţine relaţia de legătură între tensiunea de intrare şi cea de ieşire.

(6)

Se pune problema determinării valorii minime ale curentului mediu prin bobină (IL)lim (ilustrat în figura 4) pentru care se menţine funcţionarea în regim de curent continuu a convertorului.

(7)

Iar curentul maxim prin bobină (IL)lim_max se determină plecând de la tensiunea pe bobină pe durata tON, astfel :

(8)

Fig. 4 Regimul limită de curent continuu

Deci valoarea medie a curentului prin bobină la limita dintre regimul de curent continuu şi regimul de curent întrerupt este:

(9)

Cum IL = Ii şi ţinând cont de ecuaţia (4) putem scrie:

(9)

În multe cazuri practice acest convertor funcţionează cu U0 = constant. În figura 2.5, la U0 = const., s-a reprezentat grafic (IL)lim = f(α) şi (IL)lim = f(α). Din diagramă se poate observa că (IL)lim are valoarea maximă pentru α = 0,5.

4.7.1.4.. Funcţionarea convertorului step-up în regim de curent întrerupt

Trebuie remarcat faptul că în timp ce curentul de ieşire este un curent neîntrerupt (figura 3), curentul absorbit de la intrare este un curent pulsatoriu. Dacă inductanţa de filtrare nu are valoare mare, în momentul când dioda D este deschisă (cât timp K = OFF), se poate întâmpla ca iL să se anuleze înainte de a se da o nouă comandă de închidere a comutatorului K (figura 4).

Fig. 4 Diagramele de timp pentru regimul de curent întrerupt

În regim de curent întrerupt convertorul poate funcţiona în două condiţii diferite: la Ui = constant şi Uo = variabil (este cazul convertoarelor ce

alimentează o sarcină cu tensiune reglabilă);

la Ui = variabil şi Uo = constant (este cazul convertoarelor ce funcţionează ca stabilizatoare de tensiune, de exemplu sursa de alimentare a unui monitor Ui = 100 250 V).

În figura 5 se prezintă caracteristicile convertorului pentru Ui = constant (figura 2.5.a) şi Uo = constant (figura 5.b), precum şi curba / dreapta ce delimitează regimul de curent întrerupt (RCI) de regimul de curent continuu (RCC).

a) b)

Fig. 5 Caracteristicile convertorului step-down

2.4.7.1.4. Pulsaţiile tensiunii de la ieşire

Până acum s-a considerat că tensiunea de la ieşire este constantă, uo(t) = Uo

(deci condensatorul utilizat avea o capacitate foarte mare). Vom calcula pulsaţiile tensiunii date de circuitul de filtrare pentru regimul de curent neîntrerupt, în condiţiile în care componentele alternative ale curentului se închid doar prin condensator.

Fig. 6 Pulsaţiile de tensiune pe condensator

Pulsaţia vârf la vârf a tensiunii pe condensator se obţine cu relaţia:

(10)

Dar cum pe intervalul tOFF este valabilă relaţia

(10)

(2.7)

4.7.2. Studiul convertorului c.c. – c.c. step-down (Buck)

4.7.2.1. Consideraţii teoretice

2.1. Convertorul step down

Schema de principiu a unui convertor step-down (Buck) este prezentată în figura 1. Comutatorul K este de regulă un tranzistor bipolar de putere sau MOSFET. Acesta funcţionează de regulă după principiul PWM (modularea impulsurilor în durată). Modificarea tensiunii de la ieşirea convertorului Uo se face odată cu modificarea factorului de umplere (duty cycle) al semnalului de comandă .

(1)

Fig. 1 Convertorul step-down

Vom considera comutatorul K un întrerupător ideal, iar valoarea medie a tensiunii de ieşire U0 se calculează astfel:

(2)unde tON este durata de timp cât conduce comutatorul şi TS este perioada semnalului de comandă.

a) b)

Fig. 2.Schemele echivalente ale convertorului pentru K=ON şi K=OFF

Deci se disting două cazuri pentru comutatorul K când conduce respectiv când este blocat. Schemele echivalente pentru cele două cazuri sunt prezentate în figura 2.1.a, respectiv.1.b.

2.4.7.2.2. Funcţionarea convertorului step-down în regim de curent continuu

Pentru a analiza funcţionarea convertorului vom considera că bobina utilizată este ideală. Astfel energia înmagazinată în circuitul magnetic al bobinei, pe durata cât K = ON, este egală cu energia cedată sarcinii, pe durata cât K = OFF.

.3)

Fig. 3 Diagramele de timp pentru regimul de curent continuu

Vom considera curentul prin bobină constant pe toata durata de funcţionare (IL = constant), din ecuaţia de mai sus se poate obţine relaţia de legătură între tensiunea de intrare şi cea de ieşire.

4)

Se pune problema determinării valorii minime ale curentului mediu prin bobină (IL)lim pentru care se menţine funcţionarea în regim de curent continuu a convertorului.

(5)

Iar curentul maxim prin bobină (IL)lim max se determină plecând de la tensiunea pe bobină pe durata tON, astfel :

(6)

Deci valoarea medie a curentului prin bobină la limita dintre regimul de curent continuu şi regimul de curent întrerupt este:

(7)

4.7.2.3. Funcţionarea convertorului step-down în regim de curent întrerupt

Trebuie remarcat faptul că în timp ce curentul de ieşire este un curent neîntrerupt (figura 3), curentul absorbit de la intrare este un curent pulsatoriu. Dacă

inductanţa de filtrare nu are valoare mare, în momentul când dioda D este deschisă (cât timp K = OFF), se poate întâmpla ca iL să se anuleze înainte de a se da o nouă comandă de închidere a comutatorului K (figura 4).

Fig. 4 Diagramele de timp pentru regimul de curent întrerupt

În regim de curent întrerupt convertorul poate funcţiona în două condiţii diferite: la Ui = constant şi Uo = variabil (este cazul convertoarelor ce

alimentează o sarcină cu tensiune reglabilă);

la Ui = variabil şi Uo = constant (este cazul convertoarelor ce funcţionează ca stabilizatoare de tensiune, de exemplu sursa de alimentare a unui monitor Ui = 100 250 V).

În figura 5 se prezintă caracteristicile convertorului pentru Ui = constant (figura 5.a) şi Uo = constant (figura 5.b), precum şi curba / dreapta ce delimitează regimul de curent întrerupt (RCI) de regimul de curent continuu (RCC).

a) b)

Fig. 5 Caracteristicile convertorului step-down

4.7.2.4. Pulsaţiile tensiunii de la ieşire

Până acum s-a considerat că tensiunea de la ieşire este constantă, uo(t) = Uo

(deci condensatorul utilizat avea o capacitate foarte mare). Vom calcula pulsaţiile

tensiunii date de circuitul de filtrare pentru regimul de curent neîntrerupt, în condiţiile

în care componentele alternative ale curentului se închid doar prin condensator.

Fig. 6 Pulsaţiile de tensiune pe condensator

Pulsaţia vârf la vârf a tensiunii pe condensator se obţine cu relaţia:

(8)

Dar cum pe intervalul tOFF este valabilă relaţia

(9

(10)

4.7.3.Convertoare curent continuu – curent continuu în punte

4.7.3.1.. Consideraţii teoretice

2.1. Convertorul c.c. – c.c. în punte, prezentat în figura 1, reprezintă unul din cele

mai răspândite convertoare de energie din electronica industrială. El îşi găseşte aplicabilitate la:

o acţionarea motoarelor de c.c.;o realizarea surselor de c.a. monofazate pentru consumatori care trebuie să

lucreze chiar dacă reţeaua de c.a. cade;o realizarea convertoarelor c.c. – c.a. cu frecvenţă variabilă.

În toate cele trei domenii topologia convertorului este aceiaşi, funcţia sa fiind dependentă de modul în care se face comanda elementelor de comutaţie. La acest convertor în antiparalel cu comutatoare sunt conectate diode. Din acest motiv trebuie făcută diferenţa între starea „ON” şi starea „conducţie” a comutatorului (de regulă tranzistor de putere). Un comutator în starea „ON” (datorită diodelor) poate să conducă curent sau nu curent, acest lucru depinzând de sensul de circulaţie al curentului i0. Dacă comutatorul închis permite trecerea curentului prin el, atunci se spune că el se află în starea de „conducţie”.

Fig. 1 Convertorul c.c. – c.c. în punte

Funcţionarea punţii are loc după algoritmul care stă la baza comandării celor patru comutatoare. Este exclusă comanda simultană a două comutatoare de pe aceiaşi latură, caz în care sursa de tensiune ar fi în scurtcircuit. Tensiunea de ieşire este strict determinată de modul în care se comandă cele patru comutatoare. De exemplu, tensiunea uAN este dictată de starea comutatoarelor TA+ şi TA-, după cum urmează:

o când TA+ este închis, curentul va circula prin TA+, dacă io>0, sau va circula prin DA+, dacă io<0. Dacă TA+ este închis, potenţialul punctului A este evident egal cu potenţialul pozitiv al sursei de alimentare şi deci:

UAN = Ui, dacă TA+ este „ON” şi TA- este „OFF”; (1)

o când TA- este închis, un curent negativ se va stabili prin TA- (DA+ fiind blocată) şi un curent pozitiv va apare când DA- este în conducţie, adică:

UAN = 0, dacă TA- este „ON” şi TA+ este „OFF”. (2)

Relaţiile () şi () arată că tensiunea uAN depinde numai de starea celor două comutatoare de pe o latură şi este independentă de direcţia lui io. Deci tensiunea de ieşire furnizată de o latură a convertorului depinde, la o frecvenţă de comutare fs dată, doar de tensiunea Ui şi de factorul de comandă al convertoarelor:

(3)

unde tON şi tOFF sunt intervalele „ON” şi „OFF” ale lui TA+.Similar se poate exprima tensiunea furnizată de latura B a convertorului:

(4)

Iar, tensiunea de ieşire a convertorului Uo = UAN – UBN poate fi deci, controlată prin factorul de comandă α al convertorului şi este independentă de mărimea şi sensul lui io. Deci tensiunea de ieşire va avea forma unui semnal dreptunghiular modulat în durată (PWM – Pulse Width Modulation).Se cunosc două procedee de obţinere a tensiunii PWM:

1. tensiune modulată în durată cu dublă polaritate;2. tensiune modulată în durată cu o singură polaritate.

4.7.3.2.. Tehnica PWM de obţinere a tensiunii de ieşire de ambele polarităţi

Pentru a obţine la ieşire o tensiune de ambele polarităţi, trebuie comandate simultan perechile de comutatoare (TA+, TB-), (TA-, TB+). Semnalele pentru comandă se obţin prin compararea unei tensiuni de formă triunghiulară (utri), cu o tensiune continuă (uc). Când:

o uc:> utri => TA+ şi TB- sunt în stare de conducţie şi TA- şi TB+ sunt blocate;o uc:< utri => TA- şi TB+ sunt în stare de conducţie şi TA+ şi TB- sunt blocate.

În figura 2 sunt prezentate semnalele ce evidenţiază funcţionarea convertorului c.c. – c.c. în punte cu obţinerea tensiunii de ieşire de ambele polarităţi. Tensiunea liniar variabilă se poate scrie:

(5)

La momentul t = t1, tensiunea uC egalează utri, deci:

(6)

Din semnalele prezentate în figura 2 prezentate se poate deduce că durata de conducţie a perechii TA+ şi TB- este:

(7)

Fig. 2 Convertorul c.c. – c.c. în punte

iar factorul de comandă al perechii TA+ şi TB- este:

(8)

Pentru perechea de comutatoare TB+ şi TA- factorul de comandă este:

(9)

Tensiunea de la bornele consumatorului este:

, (10)

(11)

Această ecuaţie ne arată că valoarea medie a tensiunii de la ieşirea convertorului depinde liniar de tensiunea de comandă. Ea este cuprinsă între +Ui şi –Ui, dacă se neglijează intervalele de timp, de gardă, necesare pentru a împiedica o eventuală conducţie simultană a perechii TA+ şi TA-, respectiv TB+ şi TB-.

Forma de variaţie a tensiunii u0 (figura 2) ne arată că tensiunea are un salt de la +Ui la –Ui. Acesta este motivul pentru care spunem că procedeul generează „o tensiune de ambele posibilităţi”. Trebuie remarcat faptul că modificând pe α1 între 0 şi 1 în relaţia (10), U0 poate fi modificat între +Ui şi –Ui. Valoarea medie a curentului I0

poate fi pozitivă sau negativă fiind determinată de duratele de conducţie ale comutatoarelor.

de 4.7.3.3. Tehnica PWM obţinere a tensiunii de ieşire de o singură polaritate

Constă în compararea unei tensiuni liniar variabile utri, cu două tensiuni de control +uC, –uC, de unde rezultă duratele de conducţie ale comutatoarelor după cum urmează:

o TA+ este „ON”, dacă uc:> utri;

o TB+ este „ON”, dacă -uc:> utri;

Tensiunea de ieşire produsă de fiecare latură a convertorului uAN şi uBN, precum şi u0 sunt prezentate în figura 3. Din compararea semnalelor prezentate în figura 2 cu cele din figura 3 se poate vedea că factorul α1 al comutatorului TA+ poate fi exprimat de relaţia (8), iar pentru comutatorul TB+ de relaţia (9), adică:

, pentru TA+ (12)

, pentru TB+ (13)

iar, (14)

După cum se poate remarca din figura 3 valoarea medie a curentului de ieşire poate fi pozitivă sau negativă, în timp ce tensiunea de ieşire este numai pozitivă.

Fig. 3 Convertorul c.c. – c.c. în punte

C4.7.4. (Variator de tensiune continuă – VTC) cu circuit de stingere paralel

4.7.1.Consideraţii teoretice

Chopperele sunt convertoare alimentate de la o reţea de tensiune continuă şi sunt utilizate pentru alimentarea sarcinii cu curent continuu, sub tensiune reglabilă. O schemă de simplificată a chopperelor se poate reprezenta prin utilizarea unui comutator K şi un dispozitiv de comandă – care transformă o tensiune continuă aplicată la intrare în impulsuri dreptunghiulare de tensiune de ieşire. Valoarea medie a tensiuni de ieşire se poate modifica intre zero şi valoarea tensiunii de alimentare, dând astfel posibilitatea să se efectueze reglajul prin tensiune al turaţiei la motoarele de curent continuu. În prezent chopperele se realizează cu comutatoare cu tiristoare sau cu tranzistoare in regim de comutaţie. Dacă aceste variatoare se realizează cu tiristoare, spunem că tiristoarele au o comutaţie forţată, deoarece trebuie utilizat pentru blocarea lor un circuit auxiliar special pentru stingere. De obicei chopperele sunt utilizate pentru variaţia şi reglajul vitezei maşinilor electrice de curent continuu, care lucrează în domeniul tracţiunilor electrice, de exemplu (trenuri, troleibuze, vehicole alimentate de la baterii), ca sursă de alimentare cu tensiune reglabilă pentru invertoare, dar ele sunt răspândite şi în domeniul sudurii electrice. Avantajele chopperelor în raport cu alte tehnici de reglaj ale tensiunii continue sunt: randament ridicat, inerţie redusă şi absenţa contactelor electrice alunecătoare.

Chopperele se construiesc pentru puteri cuprinse între zeci şi milioane de watt. Uzual, frecvenţa de comutaţie este cuprinsă între 100 Hz şi 1 kHz, dar sunt şi choppere construite la 10 kHz, sau mai mult.

4.7.2. Chopperul cu circuit de stingere parallel

Aare schema, în varianta cea mai simplă, prezentată în figura 1. Funcţionarea chopperului este ilustrată în detaliu în diagramele din figura 2.

Fig. 1 Chopper cu circuit de stingere paralel

Acest tip de chopper poate funcţiona corect, dacă la punerea sub tensiune a acestuia, se dă comandă prima dată tiristorului de stingere Ts. Condesatorul C se încarcă prin circuitul de sarcină şi tiristorul Ts, la o tensiune pozitivă a cărei valoare este aproximativ egală cu tensiunea de alimentare Ud.

La momentul t0 se dă comandă tiristorului principal Tp. Odată cu intrarea în conducţie a acestuia începe şi reversarea tensiunii pe condensator prin dioda D1, tiristorul Tp şi bobina L1. Dacă circuitul rezonant constituit din aceste elemente se consideră fără pierderi, curentul ce-l parcurge va fi sinusoidal. El va parcurge circuitul numai o jumătate de perioadă, deoarece dioda D1 îl blochează în celălalt sens. Astfel în intervalul t0-t1

condensatorul C transferă energia în circuitul magnetic al bobinei L1, iar în intervalul t1-t2 bobina încarcă condensatorul cu tensiunea Ud, dar la polaritate inversă (polaritatea din paranteze). Din acest moment se poate da comandă de stingere a tiristorului principal.

În intervalul (t0-t2) schimbarea polarităţii condensatorului este oscilantă cu frecvenţa dată de relaţia:

dar (1)

Stingerea tiristorului principal Tp începe la momentul t3, când se dă comandă tiristorului de stingere Ts. Ca urmare se aplică pe tiristorului principal Tp (pe anodul acestuia) o tensiune negativă egală cu tensiunea de pe condensator, ceea ce determină ieşirea acestuia (Tp) din conducţie. La momentul t4, când tensiunea de pe condensator este zero, atunci şi tensiunea anodică a tiristorului principal Tp este zero. Dacă intervalul de timp t3-t4 este mai mare decât timpul de revenire a tiristorului Tp, atunci acest tiristor iese din conducţie. În continuare tensiunea pe condensator creşte liniar (curentul prin sarcină este constant) până la momentul t5. La sfârşitul momentului t5

tensiunea pe condensator devine egală cu tensiunea de alimentare, curentul ic devine zero, iar curentul de sarcină este comutat prin dioda de regim liber Df.

În intervalul (t3-t5) condensatorul C se descarcă şi se încarcă cu o polaritate inversă, sub curent constant, deci:

de unde: (2)

us

t

2Ud

uC

tUd

Ud

tiC

uTp

t

t' tc t''T

iDf

Ud

Ud

is

is

t1t0 t2 t3 t4 t5 t6 = t0

Fig. 2 Diagrama de tensiuni şi curenţi

La momentul t6 se dă o nouă comandă tiristorului Tp, acesta se deschide şi preia conducţia curentului de sarcină.

4.8. Teste de evaluare

Ce este circuitul prezentat în fig.1 ? Descrieţi funcţionarea completă a circuitului prezentat în fig.1

4.8. Test nr.1

Fig.1

4.8. Test nr.2

Ce este circuitul prezentat în fig.1 ? Descrieţi funcţionarea completă a circuitului prezentat în fig.1.

5.Unitatea de invatare 5

5. INVERTOARE

Invertoarele reprezintă instalaţii care transformă energia de curent continuu în energie de curent alternativ de o anumită formă, amplitudine şi frecvenţă. Dacă la ieşirea invertorului se conectează un grup de redresoare cu filtru, întregul ansamblu reprezintă un convetor de tensiune continuă.

Din punct de vedere constructiv se disting inversoare cu:- tranzistoare;- tiristoare.

5.1. Invertoare cu tranzistoare

– furnizează la bornele unui circuit de sarcină o tensiune de formă rectangulară sau apropiată. Din cauza spectrului larg de armonici al segmentului rectangular, domeniul de aplicabilitate al lor se limitează la acei consumatori la care acest spectru nu este deranjat sau cu circuite redresate cu filtru.

5.1.1.Invertorul în contratimp cu tranzistoare cu circuit de reacţie de tip RC(fig.1.).

T1

T2

RS

n2

n1

U2

+ -

+-

U1

U1

E

CU3

n3

R1

R1

R2

R2

i3

Fig.1.

Fig.2.Datorită nesimetriilor existente în caracteristicile celor două tranzistoare, la

conectare unul dintre tranzistoare va intra în conducţie iar amper-spirele generate de acest curent în înfăşurarea de reacţie N3 va genera o tensiune care din cauza sensului de înfăşurare va polariza direct unul din tranzistoare respectiv invers pe celălalt.

Creşterea curentului de colector a unui tranzistor va provoca prin înfăşurarea de reacţie un proces de avalanşă până când tranzistorul se saturează. Dacă T1 conduce şi T2 e blocat, sub acţiunea curentului de reacţie i3 condensatorul se încarcă cu polaritatea din fig.3.

După anularea tensiunii în înfăşurări (când s-a ajuns la saturaţie) în circuitul de reacţie acţionează tensiunea de la bornele condensatorului care determină pe rezistenţele R1 o tensiune cu polaritatea ce aduce pe T2 în conducţie şi blochează pe T1.

Urmează un nou proces în avalanşă pentru T2 astfel încât T1 se blochează. Formele de undă prezentate sunt valabile pentru un transformator ideal fără reactanţă de scăpări şi căderi de tensiune neglijabile pe tranzistoarele la saturaţie. Pentru determinarea frecvenţei de lucru a invertorului şi a valorii inductanţei transformatorului corespunzător frecvenţei alese se fac următoarele ipoteze simplificatoare:

- tranzistoarele sunt identice şi fără curenţi reziduali,- transformatorul este ideal.

t

t

t

t

- φM

+ φM

n2

n1

ucucm

I3M

i3

I3m

E

u2

φ

Circuitul de reacţie aferent tranzistorului T2 în momentul intrării sale in conducţie este următorul:

=>

T2

R1

R1

+ -

Cn3U3

iB

ε0

γ tg γ = R0

uB

E

R1

R1

+ -

CU3 +

-+-

R0

ε0

iB

UCM

Pentru calculul inductivităţii transformatorului pornim de la expresia curentului de reacţie minim.

=>

Ic = Iμ + Ir

C Considerând căderea de tensiune pe tranzistoare la saturaţie nulă, tensiunea sursei de alimentare E se regăseşte la bornele unei jumătăţi a primarului. Ea produce o variaţie de curent conform:

la t = 0 Iμ = 0 A = 0

Iμ atinge valoarea maximă în momentul în care invertorul basculează adică la

=>

L1

Se observă că frecvenţa invertorului depinde de E.

5.1.2. Invertor cu . tranzistoare cu frecvenţa tensiunii de ieşire stabiliz.(Fig.(3.)

curent de

curent reflectat de secundar în primar

R

RB1

RB2

D1

D2

D3

D4

+

+

-

-

RS

T1

T2

E C

U2

n3U3

n3U3

U4 n4

n1

n1U1

U1

a)

Fig.3.

La conectare, datorită asimetriilor existente în caracteristicile celor două tranzistoare, unul dintre ele va intra mai rapid în conducţie. În figură s-au reprezentat sensurile tensiunii induse în înfăşurări corespunzătoare situaţiei când T1 conduce şi T2

blocat.Formele de undă ale curenţilor şi tensiunilor prezentate în paragraful anterior

rămân valabile şi aici. În circuitul de bază al fiecărui tranzistor se află câte o diodă D 3

şi D4 pentru protecţia joncţiunilor respectiv câte o diodă D1, D2 cu rol de a împiedica descărcarea condensatorului pe alte trasee diferite de al circuitului de reacţie.

În figura b) s-a figurat un traseu posibil pentru descărcarea condensatorului încărcat cu polaritatea indicată când T1 conduce respectiv T2 blocat. Dacă nu ar fi pusă

+

+

+-

-

-

D1

D3

D4

C RB1

RB2

E

U3

T1

b)

D2, condensatorul nu se va descărca peste rezistenţa R a circuitului de reacţie. Alegând corespunzător sensurile de bobinare pentru înfăşurările N3 şi N4 rezultă tensiunile cu sensurile indicate pe figură. În această situaţie circuitul de reacţie va cuprinde următoarele elemente:

B1 U3

n4 n3 - U4 i UB1B2 C UCM

+ R n3

B2

U3

UB2B1 apare între cele două baze ale tranzistoarelor.

Bascularea are loc dacă UB2B1 trece prin zero.

=> UCM = 2U3; t = T/2

=>

T

1f =>

Dacă => =>

nu depinde de E.

5.2. Invertoare cu tiristoare

5.2.1. Consideraţii grnrtale privind funcţionarea invertoarelor cu tiristoare:

. 5.2.1.1.Circuite de comutaţie pentru invertoare cu tiristoare

Din punct de vedere constructiv există două posibilităţi de realizare a comutaţiei:

– naturală 20 – forţată. 10 Se referă la posibilităţile de stingere a tiristoarelor în momentul

trecerii prin zero a tensiunii de alimentare. În această categorie intră toate tipurile de redresoare studiate.

20 Presupune utilizarea unor elemente suplimentare de circuit care să asigure tensiunea de polarizare inversă a tiristoarelor.

După structura circuitelor de comutaţie se deosebesc trei categorii de invertoare:

a) invertor de tip paralel la care elementul de stingere este o capacitate ce apare conectată în paralel cu circuitul de sarcină,

b) invertor de tip serie la care elementul circuit de stingere se află conectat în serie cu tiristorul invertorului,

c) invertor în punte, la care circuitele de stingere sunt conectate la fiecare tiristor al punţii sau există un singur circuit de stingere comun pentru toate tiristoarele punţii.

Tipuri de circuite de comutaţie utilizate la invertoare:

i L C R(A) + circ. de sarcină T

Fig.1.

Curentul din circuit prezintă o formă oscilantă astfel că la prima trecere prin 0 (t1) tiristorul se blochează. Curentul prin sarcină este pulsatoriu. Pentru a rezulta prin sarcină un curent alternativ mai trebuie o grupare care să obţină şi cealaltă alternanţă, în configuraţie antiparalel.

Dezavantajul schemei constă în faptul că L şi C trebuie să suporte curentul de sarcină.

(B) + E + UC C T - -

L IS

RS

UC – schimbă polaritatea, circuitul fiind un circuit oscilant.La conectare condensatorul se încarcă prin circuitul de sarcină cu polaritatea

din figură. Prin tiristor se stabilesc doi curenţi:- un curent determinat de E şi RS,- un curent de descărcare rezonantă a condensatorului C.Alegând corespunzător valorile pentru C şi L la sfârşitul procesului oscilant

condensatorul rămâne încărcat cu polaritatea opusă, determinând apariţia unui curent de sens opus celui iniţial. Deoarece tensiunea pe condensator polarizează invers tiristorul se creează posibilitatea blocării acestuia. Blocarea este posibilă numai dacă intervalul de timp în care condensatorul polarizează invers tiristorul este mai mare decât timpul de revenire al tiristorului.

Dezavantajul schemei constă în aceea că dacă se doresc timpi de polarizare diferiţi, având în vedere dispersia timpului de revenire la acelaşi tip de tiristor, trebuie să realizăm fie inductivitatea cu prize fie conectând mai multe condensatoare pentru realizarea stingerii.

.5.2.1.2.Circuite de comutaţie în clasă C (cu tiristor auxiliar Fig.2.)

Prima comandă trebuie dată tiristorului T2. Condensatorul se încarcă prin RS

cu polaritatea fără paranteze spre tensiunea de alimentare E. Când curentul de încărcare al capacităţii scade sub valoarea curentului de automenţinere a lui T2 acesta se blochează. Se comandă T1. Condensatorul se descarcă prin T1, L, D. În urma procesului rezonant se schimbă polaritatea tensiunii pe condensator. Prin tiristorul principal T1 se stabilesc de asemenea doi curenţi:

- de descărcare al capacităţii,- datorat lui E şi RS.

Din acest motiv alegerea lui T1 se face astfel încât curentul de vârf repetitiv dat în catalog să fie mai mare decât suma celor doi curenţi.În urma procesului rezonant, o nouă descărcare a condensatorului nu mai e posibilă datorită prezenţei diodei alfată în acest circuit. Stingerea tiristorului principal va avea loc numai când se reamorsează tiristorul auxiliar. Prin intrarea în conducţie a lui T2, tensiunea de pe condensator indicată în paranteze va polariza invers pe T1. Are loc în continuare un proces de descărcare a condensatorului prin T2 şi RS şi reîncărcarea lui cu polaritatea fără paranteze spre tensiunea de alimentare E. Durata procesului de descărcare a condensatorului trebuie să fie mai mare decât timpul de revenire al tiristorului

5.2.1.3. Circuite de comutaţie complementară(Fig.3.)

Fig.3.

Se comandă T1. Condensatorul se încarcă prin circuitul de sarcină 2 spre tensiunea de alimentare E cu polaritatea fără paranteze. Considerând căderea de tensiune pe T1 în stare de conducţie nulă, întreaga tensiune de alimentare se regăseşte la bornele circuitului de sarcină 1. Acestă stare se menţine atât timp cât circuitul de sarcină 1 se doreşte a fi alimentat. Deconectarea circuitului de sarcină 1 se face prin amorsarea lui T2. Tensiunea de pe condensator, prin T2 va polariza invers tiristorul T1

şi condensatorul se va reîncărca prin circuitul de sarcină 1 cu polaritatea din paranteze. Dacă constanta de timp a circuitului de sarcină 1 e suficient de mare condensatorul va polariza invers T1 un timp care să depăşească trev a lui. Blocarea lui T2 se face prin reamorsarea lui T1 după care procesul se repetă. Dezavantajul schemei constă în faptul că RS nu se poate alege întâmplător.

5.2.1.Invertorul monofazat cu autotransformator

5.2.1.1.Consideraţii teoretic, funcţionaree

Invertorul Wagner este cel mai simplu invertor monofazat paralel şi poate funcţiona pe o sarcină rezistivă. Pentru a analiza fenomenele ce au loc în invertor se vor face câteva ipoteze simplificatoare: transformatorul Tr este fără scăpări şi are un curent de magnetizare neglijabil, circuitul de comutare (C, T1, T2) nu cuprinde nici o inductanţă, iar inductanţa L este suficient de mare încât curentul absorbit de la sursa Ud să fie constant în timp. În figura 1.a se prezintă schema de forţă a invertorului iar în figura 1.b diagramele de timp ale tensiunilor şi curenţilor din circuit.

a) b)

Fig. 1 Invertorul monofazat paralel Wagner

Principiul de funcţionare al schemei (prezentată în figura 1.a) este următorul: la comanda tiristorului T1 (momentul de timp t0 din figura 1.b) se stabileşte circuitul de la borna minus a sursei Ud prin inductanţa L, tiristorul T1, secţiunea transformatorului 0-A şi borna plus a sursei de alimentare Ud. Pe această cale va circula curentul I1. Totodată condensatorul C se încarcă cu polaritatea din figură la o tensiune care în cazul ideal este egală cu dublul tensiunii de alimentare Ud. La momentul t1 se dă comandă tiristorului T2. Odată cu intrarea acestuia în conducţie, condensatorul C se cuplează ca sursă de tensiune inversă la bornele tiristorului T1

asigurându-i stingerea. Deoarece curentul prin primarul transformatorului nu-şi poate schimba brusc sensul, în primul moment după comutare întregul curent este preluat tot prin secţiunea 0-A a primarului transformatorului şi condensatorul C (traseul +Ud, 0-A, C, T2, L, -Ud). Apoi curentul se stabileşte prin secţiunea 0-B a transformatorului, adică traseul +Ud, 0-B, T2, L, -Ud. Condensatorul după ce se descarcă se încarcă cu polaritate inversă tot cu dublul tensiunii de alimentare. În circuitul de încărcare apare şi rezistenţa de sarcină raportată la primarul transformatorului, ceea ce face ca încărcarea să decurgă cu o constantă de timp dată de condensator şi valoarea raportată a rezistenţei de sarcină Rs. La momentul t2 procesul ajunge în regim staţionar, după care la momentul t3 este din nou comandat tiristorul T1. valoarea condensatorului C trebuie aleasă astfel încât să asigure pentru tiristoare un timp de blocare mai mare decât timpul de revenire tq al acestora (t2 -t1 > tq).

5.2.1.2. Invertorul cu autotransformato cu diode de recupere(Fig.2.)

prezent Are două tiristoare identice conectate împreună cu patru diode într-o schemă de invertor monofazat cu diode de recuperare (descărcare) a energiei în cazul funcţionării cu sarcină rezistiv-inductivă. Prin utilizarea diodelor de nul D1 şi D2

(figura 2) se limitează creşterea tensiunii aplicate pe tiristoare la puţin peste dublul tensiunii de alimentare (soluţie studiată de McMurray, Bedford şi Shattuck). Acest invertor este alimentat cu tensiune constantă, deoarece L (şi C) sunt mult mai mici decât la invertorul Wagner.

Fig. 2 Invertorul monofazat cu autotransformator

Transformatorul trebuie realizat în aşa fel încât:

dacă , atunci

Diodele D3 şi D4 sunt diode de separare, prin intermediul cărora se împiedică descărcarea accidentală a condensatorului în cazul în care sarcina este activă şi prezintă tensiune electromotoare alternativă. Dacă sarcina este pasivă (rezistiv-inductivă), atunci nu mai este necesară montarea acestor diode.

În figura 3 se prezintă diagramele de timp ce permit o mai bună înţelegere a funcţionării acestui invertor. Înaintea momentului t0, considerat drept origine a timpilor, se presupune că conduce tiristorul T2. Curentul circulă pe traseul +Ue, O, P, Q, D4, T2, L, -Ue, figura 3.a.

În momentul t0 tiristorul T1 primeşte semnal de comandă pe poartă, intră în conducţie şi permite aplicarea tensiunii de pe condensator uc la bornele tiristorului T2

în aşa fel încât acesta se blochează (uT2 = uc = -2Ue) şi curentul iT2 este nul.

Fig. 3 Invertorul monofazat cu autotransformator

Întrucât curentul prin inductanţa L nu poate avea discontinuităţi (iL = iT1 +iT2 = constant), atunci curentul iT1 ia imediat valoarea lui iT2 exact înainte de blocare. Prin T1 se stabileşte circulaţia a doi curenţi (figura3.b):

+Ue, O, P, Q, D4, C, T1, L, -U; +Ue, O, N, M, D3, T1, L, -U.

Pentru a compensa variaţia curenţilor şi a evita o discontinuitate a solenaţiilor, curentul ic ia brusc valoarea 2iT1. Între t0 şi t2, este valabilă următoarea ecuaţie de circuit:

(1)

La începutul intervalului, uC/2 = -Ue deci:

(2)

Curentul iT1 creşte, iar condensatorul se descarcă şi apoi se reîncarcă cu tensiune (de polaritate inversă) până la valoarea 2Ue. Tensiunea pe condensator atinge pragul 2Ue la momentul t1.

Tensiunile la bornele diodelor D1 şi D2 sunt:

(3)

unde k’= n1 / n2

Această tensiune rămâne negativă şi dioda D2 este blocată.

(4)

Dacă ţinem cont de relaţia (1), avem:

(5)

Această relaţie este valabilă până când tensiunea uD1 devine pozitivă şi dioda D1 începe să conducă. Aceste fenomen se produce la momentul t2. Tensiunea pe condensator va fi limitată astfel la valoarea:

(6)

Energia rămasă în L produce o tensiune autoindusă care deschide Di şi energia este parţial înapoiată sursei prin înfăşurarea n\ In momentul t2 la încheierea acestui proces, T2 se blochează datorită scăderii curentului.

Curentul în secundar a rămas, practic, neschimbat datorită inductanţei Ls. Aceasta generează o tensiune autoindusă care, reflectată în primar, înapoiază sursei energia acumulată în Ls prin Di şi înfăşurarea (1-n') şi polarizează invers pe T2. După ce se încheie şi acest proces, în momentul t3, T2 trebuie comandat din nou pentru a se aplica sarcinii tensiune de polaritate opusă celei anterioare.

Aplicarea unui impuls de durată mare (O...t3+e) pe poarta lui T2 decurge din necesitatea preluării curentului de la dioda Di de către tiristorul T2, care s-a stins în momentul t2 prin scăderea curentului sub valoarea de menţinere.

Observaţie. Circuitul de comandă rezultă mai complicat, dar puterea disipată pe poartă scade dacă se aplică un al doilea impuls scurt pe poartă în momentul t3 sau un tren de impulsuri de frecvenţă relativ mare pe durata O...t3+s.

Fig. 2 Diagramele de timp

El poate funcţiona şi cu sarcină inductivă. În circuit se folosesc diodele de descărcare D1 şi D2, care au rolul de a permite trecerea curentului în sens invers spre sursa de alimentare atunci când tiristoarele nu mai conduc, dar curentul în sarcină circulă în continuare din cauza caracterului inductiv al acesteia. Inductanţa L evită formarea vârfurilor de curent ce ar apărea la intrarea în conducţie a tiristoarelor. Plasarea ei astfel încât curentul prin tiristoare să treacă prin L, dar cel prin diode să evite acest drum, s-a făcut pentru a nu împiedica trecerea curentului spre sursă prin diode.

Conectarea diodelor la transformator prin prize, nu la capetele primarului, are rolul de a creşte valoarea tensiunilor inverse care apar la bornele tiristoarelor(activarea diodelor). C şi L formează un circuit oscilant cu perioada puţin mai mare decât 4tq (al tiristoarelor).

Când este amorsat T2 (prin impulsul iP2 - fig. 4) C stinge pe Ti se descarcă rezonant şi se încarcă cu polaritate opusă prin T2, L, D2 şi înfăşurarea n până în momentul ti. Energia rămasă în L produce o tensiune autoindusă care deschide Di şi energia este parţial înapoiată sursei prin înfăşurarea n\ In momentul t2 la încheierea acestui proces, T2 se blochează datorită scăderii curentului.

Curentul în secundar a rămas, practic, neschimbat datorită inductanţei Ls. Aceasta generează o tensiune autoindusă care, reflectată în primar, înapoiază sursei energia acumulată în Ls prin Di şi înfăşurarea (1-n') şi polarizează invers pe T2. După ce se încheie şi acest proces, în momentul t3, T2 trebuie comandat din nou pentru a se aplica sarcinii tensiune de polaritate opusă celei anterioare.

Aplicarea unui impuls de durată mare (O...t3+e) pe poarta lui T2 decurge din necesitatea preluării curentului de la dioda Di de către tiristorul T2, care s-a stins în momentul t2 prin scăderea curentului sub valoarea de menţinere.

Observaţie. Circuitul de comandă rezultă mai complicat, dar puterea disipată pe poartă scade dacă se aplică un al doilea impuls scurt pe poartă în momentul t3 sau un tren de impulsuri de frecvenţă relativ mare pe durata O...t3+s.

Tensiunea de ieşire este, practic, dreptunghiulară, indiferent de natura sarcinii, deoarece L este foarte mică. In timpul procesului de comutare, când pe o înfăşurare (1-n) se aplică prin Di sau D2 tensiunea E, pe tiristorul care a fost blocat apare tensiunea Ut:

ar fi 2E, dar nu s-ar mai recupera energia din Ls (s-ar regăsi contactorul static de c.c. cu L în serie cu sarcina).

Valori optime ale componentelor sunt [11]:

5.3. Invertoare monofazate de curent

Invertoarele de curent sunt invertoare autonome legate cu sursa de alimentare printr-o inductanţă de netezire, astfel încât tiristoarele invertorului comuta curentul.

La invertoarele de curent se folosesc tiristoare monooperaţionale. Pentru comutatia tiristoarelor, de obicei se cupleaza în paralel cu sarcina un condensator de comutare.

5.3.1. Invertor monofazat de current de tip parallel cu tiristoare(fig.1.)

Fig.1.

Se comandă T1. Tensiunea de alimentare E apare la bornele jumătăţii din stânga a primarului transformatorului. La capetele transformatorului, prin efectul de autotransformator se induce o tensiune egală cu dublul tensiunii de alimentare care încarcă condensatorul cu polaritatea fără paranteze. Variaţia fluxului din primar induce în secundar o tensiune acărei amplitudine e proporţională cu raportul de transformare. Se comandă T2. Prin aceasta se schimbă sensul de circulaţie a curentului în primar iar în secundar se induce o tensiune de polaritate opusă. Prin intrarea în conducţie a lui T2, tensiunea de pe condensator de amplitudine 2E va polariza invers T1 şi îl va bloca. Are loc în continuare descărcarea condensatorului prin T2 şi reîncărcarea cu polaritatea opusă la o tensiune egală cu 2E. La intrarea respectiv ieşirea din conducţie a tiristorului s-a figurat pe diagramă câte un vârf pozitiv de curent respectiv negativ, vârfuri care apar datorită descărcării condensatorului în primele momente după aplicarea impulsului de comandă când în conducţie se află pentru un rimp foarte scurt ambele tiristoare. Amplitudinea tensiunii în secundar e influenţată de valoarea impedanţei de sarcină astfel:

- dacă curentul de sarcină e mic (impedanţa de sarcină e mare) impedanţa reflectată în primar determină un timp mai mare de încărcare al condensatorului,

- dacă impedanţa de sarcină e mică pot rezulta timpi de polarizare inversă care să fie mai mici decât timpul de revenire al tiristorului.

Din acest motiv, dependenţa timpului de polarizare inversă de valoarea impedanţei de sarcină constituie un dezavantaj al acestui invertor. Dacă timpul de polarizare inversă tI < trevenire amabele tiristoare pot rămâne în conducţie simultan scurtcircuitând sursa de alimentare. Inductanţa L este necesară pentru filtrarea pulsaţiilor de curent debitate de sursă.

5.3.2. Invertor monofazat de current de tip parallel cu tensiune s intetică c (fig2.)

Pentru ca tensiunea să fie constantă trebuie ca fluxul să varieze liniar. Trebuie ţinut cont de constanta de timp L/R a t circuitului. A sintetiza o tensiune de formă sinusoidală înseamnă a realiza din trepte de tensiune de amplitudine proporţională cu raportul de transformare al acelei secţiuni. Pentru ca o tensiune să se apropie cât mai mult de o formă sinusoidală e de dorit a fi formată din cât mai multe trepte de tensiune.

Fig.2.

In circuitul primar avem un invertor de tip paralel la care prin comanda alternativă a celor două tiristoare în secundar rezultă o tensiune alternativă rectangulară. Numărul treptelor de tensiune corespunde numărului de înfăşurări secundare. Alegând numărul de spire na/nc ≈ 0,27 şi nb/nc ≈ 0,73 tensiunea alternativă aproximează în bună măsură tensiunea sinusoidală. Dispozitivul de comandă al acestui invertor trebuie să genereze o secvenţă de tact care să asigure impulsuri de comandă pentru cele 8 tiristoare conform diagramelor de tensiune. Schema bloc a dispozitivului de comandă arată astfel

5.3.3. Invertor de tip seriede current cu tiristoare. Fig.3.

Fig.3.

Tiristorul T2 este tiristorul auxiliar iar T1 – principal; L, C – elemente de stingere în serie cu consumatorul. La ωt = 0 se comandă T1. Prin circuitul de sarcină se declanşează un proces oscilant care face ca la ωt1 curentul prin sarcină să devină mai mic decât curentul de automenţinere a lui T1 şi acesta se va bloca. Condensatorul se va încărca cu polaritate opusă celei din figură la tensiune mai mare ca cea de alimentare dacă presupunem că la ωt = 0 el avea o tensiune reziduală uC. În intervalul de timp ωt1 - ωt2 , nefiind comandat de nici un tiristor şi considerând circuitul de sarcină fără pierderi, condensatorul rămâne cu această tensiune. La momentul de timp ωt2 se comandă tiristorul auxiliar T2. Condensatorul se descarcă prin T2, RS, L, generând semialternanţa negativă a curentului e sarcină. La ωt3 se atinge curentul de automenţinere pentru T2 şi acesta se blochează. Dinb această secvenţă de comandă se obţine prin sarcină un curent alternativ dar care se abate de la o formă sinusoidală ca atât mai mult cu cât timpul de blocare tbloc dintre tiristoare e mai mare. Pentru a avea un curent cu formă cât mai apropiată de forma sinusoidală trebuie să facem tbloc cât mai mic dar acest interval nu poate fi diminuat aricât, el trebuind sa depăşească timpul de revenire necesar tiristoarelor. =>

Dezavantaje: – frecvenţa superioară a curentului de sarcină este limitată superior de timpul necesar blocării tiristoarelor.

– la frecvenţe de comandă mici curentul prin sarcină nu mai e sinusoidal – elementele L şi C sunt parcurse de IS şi deci la puteri mari gabaritul lor e

mare.Regimul de lucru al sursei de alimentare este pulsatoriu deci apar solicitări

mari înintervale scurte de timp. O îmbunătăţire este varianta prezentată în fig.4.

Fig.4.

Inductanţele L1 şi L2 sunt de obicei realizate pe acelaşi miez feromagnetic, ceea ce permite ca atunci când unul din tiristoare e amorsat, prein efect de autotransformator să apară la celălalt capăt o tensiune mai mare decât cea de alimentare fapt de favorizează blocarea tiristorului. La punerea sub tensiune, capacităţile C1 şi C2, considerându/le de valori egale se încarcă cu polaritatea indicată în figură la o tensiune E/2. Se aduce în conducţie tiristorul T1, condensatorul C1 se descarcă rezonant prin T1, L1, ZS.Întrucât tot timpul suma tensiunilor pe condensatoare este egală cu tensiunea sursei E înseamnă că pe masură ce condensatorul C1 se descarcă, condensatorul C2 se încarcă suplimentar. Când tensiunea la bornele lui C trece prin zero, curentul de descărcare e maxim. Fiind vorba de un proces oscilant, circulaţia de curent prin T1 e menţinută pe seama energiei înmagazinată în L1 şi inductanţa sarcini. Acestă energie determină încărcarea condensatorului C1 cu polaritatea opusă. Când curentul stabilit pe traseul T1, L1, ZS şi C1 devine egal cu curentul de automenţinere a lui T1, acesta se blochează. Dacă după acest moment nu se comandă T2, condensatoarele rămân încărcate la o tensiune mult mai mare ca tensiunea de alimentare. Se comandă apoi T2 (fig.a). Condensatorul C2 se descarcă rezonant de la o tensiune a cărei valoare e mai mare ca tensiunea de alimentare (egală cu suma tensiunilor de la bornele lui C1 cu polaritatea opusă celei indicate în figură şi tensiunea de alimentare). Descărcarea condensatorului C2 are loc prin ZS, T2, L2. Urmează un proces identic ca în cazul descărcării condensatorului C1 adică atunci când tensiunea la bornele sale schimbă semnul curentul de descărcare e maxim. Dacă am considera circuitul de sarcină fără

pierderi ar însemna ca după fiecare comandă a unui tiristor, în urma proceselor rezonante tensiunea pe condensator să crească până la valori care ar putea străpunge acele tiristoare. În realitate, datorită pierderilor într/un proces staţionar, condensatoarele rămân încărcate la o tensiune cu ceva mai mare decât tensiunea sursei. Dacă sursa de alimentare de tensiune E o considerăm de impedanţă internă nulă, circuitul de încărcare (respectiv reîncărcare) a condensatorului conţine doar următoarele elemente:- Dacă ZS = 0 rezultă valoarea frecvenţei f0.

b) având cunoscută valoarea frecvenţei f0 putem comanda intrarea în conducţie a tiristorului T2 imediat după ce T1 s-a stins. În acestă situaţie, curentul e de forma apropiată unei sinusoide.Funcţionarea invertorului în acest regim e asigurată numai dacă între cele două semialternanţe ale curentului se lasă un interval de timp s t mai mare ca timpul de revenire al tiristoarelor, acestea pentru a nu pune în scurtcircuit sursa prin conducţia simultană a celor două tiristoare.

5.4. Invertor de curent tip serie trifazat9Fig.1.0

Fig.1.Consumatorii – conexiune stea. Pnetru a obţine un sistem de curenţi similar sistemului de curenţi printr-un consumator în stea trebuie comandate T1 – T6 într-o anumită ordine evitându-se comanda simultană sau succesivă a tiristoarelor de pe aceeaşi latură. Pentru a obţine trei curenţi defazaţi între ei cu 1200, secvenţa de comandă a

tiristoarelor este: T1T6, T2T4, T3T5. În acestă situaţie, frecvenţa curentului de sarcină e de 6 ori mai mică decât frecvenţa de tact a dispozitivului de comandă a tiristoarelor. Respectând acestă secvenţă nu apar probleme cu stingerea tiristoarelor. Ex.: După ce curentul prin T1, a atins valoarea de automenţinere urmează un timp suficient de lung în care sunt comandate celelalte tiristoare, timp în care îşi recapătă proprietatea de a putea fi reamorsat.

Frecvenţa maximă a curentului de sarcină e impusă la un invertor de tip serie de timpul de revenire al tiristoarelor. Dacă timpul de revenire e mare, tiristoarele sunt lente şi frecvenţa curentului de sarcină nu poate fi mare.

5.5. Invertor de current serie, trifizat în punte cu circuite de stingere individuale pe tiristor (Fig.1.)

Cele 6 tiristoare permit în urma aplicării impulsurilor de comandă circulaţia de curent dinspre sursa de tensiune 3E spre consumatorul trifazat simetric. Blocarea unui tiristor se obţine prin aplicarea unei tensiuni inverse prin intermediul T transformatorului existent în catodul fiecărui tiristor.

Fig.1.

Sensul de bobinare al acestora se alege a.î. tensiunea indusă în secundar să polarizeze învers tiristorul. Condensatoarele C1 – C6 servesc la transmiterea rapidă a acestor tensiuni între anodul şi catodul fiecărui tiristor. Diodele D1 – D6 protejează tiristoarele la supratensiuni accidentale provocate de circuitul de sarcină. Pentru a obţine o tensiune de forma celei din figură trebuie să se afle în conducţie simultană numai 3 din cele 6 tiristoare. Examinând formele de undă se observă că în acelaşi interval de timp două tensiuni au aceeaşi polaritate iar a treia polaritate opusă. Această cerinţă este îndeplinită dacă în orice moment de timp conduc două tiristoare din partea de sus a punţii şirului din partea de jos sau două din partea de jos şi unul din partea de sus.

De exemp.: intervalul 1, UR şi UL > 0 iar US < 0 aceasta se realizează dacă conduc T1. T5, T4. Din tabelul prezentat se observă că fiecare tiristor conduce o semiperioadă după care trebuie aplicate tensiunile de comandă transf. de impulsuri aferente tiristoarelor care au condus pentru a le bloca. Considerând consumatorul simetric cu impedanţă ZS pe fiecare fază se pot calcula treptele de tensiune din care e compusă tensiunea pe o fază:(UR)1 = 3E/(ZS + ZS/2) = ZS/2 = 3E/(3/2ZS) · ZS/2 = E(UT)1

(US)2 = 3E/(ZS + ZS/2) · ZS = 2E

5.6. Invertor monofazat în punte (F0g.1)

În figura 1 este prezentată schema invertorului de curent monofazat în punte paralel. Datorită inductanţei mari a filtrului de netezire, Ld, curentul de intrare al invertorului, id (curentul sursei E), se poate considera ideal netezit. La cuplarea lui T1

şi T4, cu ajutorul impulsurilor de la sistemul de comandă, se formeaza circuitul de trecere a curentului Ed – Id – T1 – RS – T4 – Ed. Sensul curentului în diagonalele punţii este reprezentat în figură. La cuplarea lui T2 şi T3, curentul îşi schimba sensul. Datorită comutarii periodice asigurate de tiristoare, curentul de intrare se transformă în diagonalele punţii în curent alternativ de formă dreptunghiulară..

În cazul sarcinii active, datorită constantei curentului i = Id, tensiunea pe condensator, uC = uS se modifică exponenţial cu constanta de timp t = RSC şi, la sfârşitul intervalului, când sunt deschise tiristoarele T1 şi T4, are polaritatea aratata în figura 4.a. În momentul t2, semnalul de comandă se aplică la electrozii de comandă ai lui T2

şi T3. La deschiderea acestora, condensatorul de comutare C este cuplat în paralel pe ambele tiristoare, T1 şi T4, care anterior erau în conductie. Polaritatea tensiunii pe condensator este astfel ca tensiunea pe tiristoare este în acest caz inversă. Curentul prin T1 şi T4 se întrerupe şi tiristoarele îşi refac capacităţile lor de blocare. Când t > t3, datorita reîncărării condensatorului, tensiunea pe tiristoare, ua, devine din nou pozitivă. Când t = t4 se produce din nou cuplarea lui T1 şi T4 şi decuplarea lui T2 si T3.

Fig.1 – Schema (a) si diagramele de timp (b) la invertorul de curentmonofazat paralel în punte

În schema dată, are loc comutaţia curentului cu o singură treaptă, când curentul de la un tiristor se transferă direct pe altul. Forma şi mărimea tensiunii de iesire a invertorului şi timpul de blocare a tiristoarelor depind de regimul invertorului, determinat de constanta de timp τ. Cu cât este mai mare τ, cu atât mai lent variază tensiunea pe sarcină. Legea de variaţie se apropie de cea liniară, iar forma tensiunii uS

se apropie de cea triunghiulară. Tensiunea pe diagonalele puntii, ud este egală în orice moment de timp cu tensiunea pe tiristorul închis. Astfel, când tiristorul T2 este deschis, ud = ua1 (ua1 fiind tensiunea pe tiristorul T1), iar când este deschis tiristorul T4, ud = ua3.

Valoarea medie a tensiunii ud, când se neglijează pierderile în inductanţă, este egală cu E. Având în vedere ca ud = ua:

Dependenta puternica a tensiunii pe sarcina în functie de caracteristicileacesteia reprezinta o deficienta a invertoarelor de curent. Pentru stabilizareatensiunii pe sarcina se folosesc diferite solutii, dintre care mai raspândita esteschema invertorului de curent cu asa-numitul regulator inductiv-tiristor(figura 3.57).

5.7.nvertor de curent cu regulator inductiv-tiristor

Fig.1 – Invertor de curent cu regulator inductiv-tiristor

În schema invertorului de curent monofazat în punte paralel se introduce suplimentar convertorul reglabil de tensiune variabilă cu sarcina inductivă (elementele T5, T6, L). Curentul consumat de acesta are întotdeauna prima armonică defazată faţă de tensiune cu π/2.

Amplitudinea primei armonici a curentului depinde de unghiul de comandă α, care este egal cu defazarea impulsurilor de comandă pe T5 (sau T6) în raport cu momentul de schimbare a polarităţii tensiunii uS. Din această cauză, schema respectivă a convertorului de tensiune variabilă poate fi considerată ca o inductanţă comandată.

În figura 2.d este prezentată schema echivalentă iar în figura 2.e diagrama fazorială a invertorului din figura 2. Pe diagrama fazorială apare componenta suplimentara a curentului IL.

Prin reglarea acestuia, datorită modificării unghiului α cu ajutorul sistemului de comandă, se stabileste curentul IL pentru care unghiul de defazare, β dintre curentul i şi tensiunea de sarcina uS ramâne neschimbat. În acest fel tensiunea pe sarcină va fi constantă indiferent de modificarea curentului în sarcină.

Fig.2– Caracteristica externa (a) schemele echivalente (b, d) si diagramele detimp (c, e) ale invertorul de curent

Comparând diagramele fazoriale din figurile 2.c şi 6.e, se constată că, la cea de-a doua, curentul de sarcina scade (RS creste), dar datorităcurentului IL, unghiul β rămâne constant şi US = ct., ceea ce este reprezentat cu linie punctată în figura 2.a. La scăderea curentului în sarcină, unghiul de comandă a creşte şi Lech se micşorează.

La invertorul din figura 1 se poate stabiliza unghiul la alt nivel, de exemplu prin marirea sa în comparaţie cu valoarea arătată în diagramele din figurile 2.c si 2.e. În acest caz, tensiunea de ieşire a invertorului, pentru aceeasi tensiune E, va fi mai mare, însă stabilitatea sa la schimbările parametrilor sarcinii se va păstra.

5.8. invertorul de curent trifazat paralel în punte.

Fig.7 1 Invertor de curent trifazat în punte

Tiristoarele invertorului funcţionează în pereche, în aceeaşi ordine ca şi la redresorul trifazat în punte. Invertoarele de curent cu regulator inductiv-tiristor se utilizează frecvent în industrie, de exemplu la agregatele de alimentare fără întrerupere, puterea acestora putând atinge sute de kilowati. Forma tensiunii de ieşire este apropiată de cea sinusoidală, ceea ce uneori permite utilizarea lor fără filtre în partea de curent alternativ. La constructia invertoarelor de curent cu frecventa de ieşire variabilă apar dificultăţi în funcţionarea la frecvenţe joase, pentru că,prin micşorarea frecvenţei, este necesară marirea capacitatii condensatoarelor de comutaţie.

Pentru evitarea acestor dificultăţi se elaborează scheme modificate de invertoare de curent, la care comutaţia curentului de la un tiristor la altul se face în doua etape, în care scop, în schemă se introduc tiristoare ajutătoare. Soluţii mai simple se asigura însa în aceste cazuri cu invertoarele de tensiune.

5.9 Invertoare de tensiune

5.9.1.Invertoare de rezonanţa

Pentru formarea tensiunii variabile de frecventa mai mare (0,5 ÷ 10kHz) se folosesc invertoarele de rezonanta. Domeniul de utilizare frecventa alacestora este electrotermia, unde ele se folosesc pentru alimentareainstalatiilor de încalzire prin inductie. Invertoarele de rezonanta functioneazade obicei în sarcina monofazata. Schema invertorului de rezonanta monofazat

în punte este prezentata în figura 1.

Fig.1– Invertor de rezonanta cu diode inverse

În circuitul de sarcina RSLS este cuplat în serie condensatorul C, din care cauza acest invertor se numeste invertor serie. Circuitul RSLSC reprezintă un circuit oscilant serie de calitate superioara (în care scop RS trebuie sa fie mic), cu frecvenţa de rezonanţă:

Închiderea tiristoarelor monooperaţionale la acest invertor se face la scaderea curentului la zero în circuitul oscilant. În momentul t1 (figura 9.a) se aplică impulsul de comanda pe T1 si T4, sensul curentului în circuitul oscilant, iS fiind reprezentat în figura. Condensatorul C se încarcă pâna la tensiunea Um, a carei polaritate este reprezentata în figura 1. În momentul t2, curentul iS, care variaza sinusoidal, scade la zero, astfel că T1 si T4 se închid. Apoi sensul curentului iS se inversează. Acest curent începe sa circule în circuitul – E – D4 – RS – LS – C – D1 + E si tensiunea pe condensator scade.

În intervalul t2 – t3, pe T1 şi T4 se aplică o tensiune inversa mică, egală cu căderea de tensiune pe diodele care conduc, D1 şi D4. În acest interval are loc refacerea proprietăţilor de blocare ale tiristoarelor T1 şi T4. Durata intervalului t2 – t3

se alege nu mai mică decât timpul de decuplare a tiristoarelor. Apoi, în momentul t3 se aplică impulsurile de comandă pe T2 şi T3 si curentul se transferă de pe diode pe aceste tiristoare.

În intervalul t3 – t4 curentul iS circulă pe circuitul +E – T3 – RS – LS – C –T2 – E, tensiunea pe condensator îsi modifică sensul şi atinge maximul în momentul t4, când curentul iS se micşorează până la zero. În intervalul t4 – t5 (cu durata nu mai mica decât tB) curentul iS trece prin D2 si D3 şi, în continuare, procesul se repetă. Puterea cea mai mare se disipă în sarcină la frecvenţa de comandă a invertorului, f, care este cea mai apropiată de frecvenţa de rezonanţă a circuitului f0, însă trebuie ca întotdeauna să se respecte inegalitatea f0 > f, pentru că, dacă durata intervalelor t2 – t3

şi t4 – t5 va fi mai mică decât cea minimă, timpul destinat pentru decuplarea tiristoarelor va fi insuficient pentru blocarea fermă a acestora. La micşorarea frecvenţei cu care se aplică impulsurile de comandă pe tiristoare, puterea care se transmite în sarcină se micsoreaza.

La micşorarea în continuare a frecvenţei f intervalele de trecere a curentului prin circuit alternează cu pauzele fară curent (regim de curent intermitent). Diagramele de timp în acest regim sunt aratate în figura 2.b.

În intervalul t1 – t2 functioneaza tiristoarele T1 si T4 (sensul curentului iS este aratat în figura 3) şi puterea din sursa de alimentare se transmite în sarcină. În momentul t2, curentul în circuit îşi schimba sensul şi curentul trece prin circuitul –E – D4 – RS – LS – C – D1 + E.

În acest caz, sarcina întoarce o parte din energia acumulată în elementele reactive, în sursa de alimentare. Tensiunea pe condensator, uC, se micăorează, însă, datorita pierderilor din circuit, aceasta nu ajunge la valoarea nulă. În momentul t’2

curentul prin dioda scade la zero. Pauza fără curent se prelungeste pâna când, în momentul t3, nu se aplica impulsurile de comandă pe tiristoarele T2 şi T3. Pe durata pauzei fără curent, tensiunea pe condensator este constantă. În momentul t3 începe sa se formeze a doua semiperioada a frecvenţei de ieşire a invertorului.

Fig.3. Diagramele de timp ale curentilor si tensiunilor în invertorul rezonant înregim de curent fara întrerupere (a) si cu întrerupere (b)

În acest regim de curent cu întrerupere, puterea în sarcină este mai mică, iar curbele de curent şi tensiune pe sarcină diferă substanţial de o sinusoidă, mai mult decât în regim fără întrerupere. Din această cauză, regimul de curent cu întrerupere se utilizează rar.

Pentru a face ca variaţia tensiunii pe sarcină să se apropie de o sinusoidă, uneori se cupleaza în paralel cu sarcina un condensator (invertor serie-paralel).

5.9.2.Invertor monofazat în punte

Invertoarele de tensiune sunt convertoare autonome, în care tensiunea variabilă în sarcină se formează ca rezultat al cuplării periodice a acesteia cu ajutorul comutatoarelor la sursa de curent continuu. Prin intermediul lor, se asigură

polaritatea alternativă a impulsurilor de tensiune în sarcină. Invertoarele de tensiune se construiesc cu dispozitive comandate (tranzistoare, tiristoare bioperaţionale, monooperaţionale, înzestrate cu circuite de comutatie).

Fig.1 – Schema si diagramele de timp ale curentilor si tensiunilor invertorului monofazat în punte

În figura 1.a este prezentata schema invertorului monofazat în punte cu tiristoare. Când tiristoarele T1 si T4 sunt cuplate şi T2 si T3 sunt decuplate, pe sarcină este o tensiune având sensul indicat în figură. Daca T1 si T4 se decuplează, iar T2 şi T3

se cuplează, atunci tensiunea si curentul în sarcina îsi schimba sensul. Când sarcina este activă (LS = 0), curentul iS în sarcină repetă ca formă tensiunea pe sarcină uS. În figura 1.b sunt reprezentati cu linie punctată curentul în sarcină, iS, şi curentul de intrare al invertorului, i, când LS = 0. Curentul iS şi tensiunea uS au formă dreptunghiulară.În cazul sarcinii activ-inductive (LS 0) curentul în sarcina, i’S, variaza exponential, cu constanta de timp

La închiderea lui T1 si T4 în momentul t2, cu toate că se aplică impulsurile de

blocare pe T2 si T3, datorită inductantei LS, curentul în sarcina i’S tinde sa-si mentina sensul. Pentru ca, dupa blocarea T1 si T4, sa se deschidă calea pentru curentul în sarcină, tiristoarele se şuntează cu diodele D1 – D4. Din aceasta cauza, când t2 < < t1, iS trece prin D2 si D3 şi întoarce o parte din energia acumulată în inductanţa la sursa E. Când t = t3 curentul în sarcina i’S devine egal cu zero, iar când t > t3 curentul începe sa treacă în sens invers prin T2 si T3, pe electrozii de comanda ai carora continuă să existe semnalele de deschidere. În mod similar, în intervalul t0

< < t1, adică dupa deschiderea lui T2 si T3, curentul în sarcină trece prin D1 si D4. Datorită duratei mici a procesului de comutare, tensiunea de iesire a invertorului de tensiune este apropriată ca formă de cea dreptunghiulară şi nu depinde de curentul în sarcină. Închiderea tiristoarelor, chiar având în vedere procesele de comutare, dureaza maxim 200 s, dacă invertorul este realizat cu tiristoare monooperationale. Caracteristica externă (de sarcină) a invertorului de tensiune, US = f(IS) reprezinta o linie dreapta cu panta foarte mica. Când LS 0, curentul de intrare al invertorului, i’, (figura 1.b) devine alternativ, ceea ce atestă schimbul periodic de energie dintre circuitul sarcinii şi sursa de alimentare, adică acumularea energiei în inductanta

sarcinii la functionarea tiristoarelor şi întoarcerea energiei în sursă în intervalul de funcţionare a diodelor. Dacă sursa de alimentare E este reprezentata de un redresor, atunci, pentru realizarea în acesta a conducţiei inverse, care să permită preluarea energiei de la invertor, redresorul se şuntează cu un condensator C de capacitate mare, asa cum se arată în figura 1.a.Pentru determinarea expresiei curentului în sarcină, se procedează astfel: circuitul curentului iS include E, RS si LS. Considerând că iS are doua componente, fortata si libera,

(1)unde

este constanta de timp a circuitului de sarcină, iar

este curentul în sarcină când t = sau când LS = 0. Pentru că tensiunea pe sarcină se repetă periodic, atunci:

(2)ceea ce permite determinarea constantei A. După introducerea relatiei (1) în (2) şi după câteva transformari se obţine:

(3)Valoarea maximă a curentului în sarcină se determină cu relaţa (4)

(4)

Fig.2. Diagramele de timp ale curentului si tensiunii si intervalele de conductie a tiristoarelor

Pentru reglarea tensiunii de ieşire a invertoarelor de tensiune se modifică fie tensiunea de alimentare E, fie se folosesc asa-numitele mijloace interne, adică se modifică forma tensiunii de ieşire. În acest scop în schema din figura 1.a se

deplasează impulsurile de comandă pe T3 si T4 în raport cu impulsurile de comandă de pe T1 şi T2, cu unghiul de comandă α (pe diagramele de timp din figura 2 sunt prezentate intervalele de conducţie ale tuturor tiristoarelor şi forma curentului şi tensiunii în sarcină). În intervalul t0 < t < t1 sunt deschise T1 si T4, iar pe sarcina uS = E.

5.9.3.Invertor de tensiune trifazat în punte

Fig.1– Invertor de tensiune trifazat în punte (a) si diagramele de

timp ale tensiunilor în invertor (b)

În momentul t1, T1 se închide şi se aplică impulsul de comandă pe T2, datorită carui fapt curentul iS se închide în circuitul T4 – D2 – RS – LS, iar tensiunea pe sarcină scurtcircuitată de T4 şi D2 este uS = 0. În momentul t2 se aplică impulsul de deblocare pe T3, T4 îsi întrerupe funcţionarea şi sarcina se cuplează la sursa de alimentare (uS = – E). Datorită inductanţei sarcinii, la începutul intervalului t2 – t3 curentul iS circulă în sensul anterior, pe circuitul RS – LS – D3 – E – D2, apoi, dupa scăderea curentului la zero, când t = t3, curentul îşi schimbă sensul şi circulă în circuitul E – T3 – RS – LS – T2. Astfel, în curba uS(t) apare o pauză reglabilă. Ordinea de aplicare a semnalelor de comandă pe tiristoarele invertorului a cpătat denumirea de algoritm de comandă.

Acesta şi caracterul sarcinii invertorului de tensiune determină caracterul şi durata de funcţionare a tiristoarelor, adică algoritmul de comutare.

În figura 3.a este prezentată schema invertorului trifazat de tensiune. Să analizam cel mai simplu regim, când fiecare două tiristoare ale unei faze se deschid alternativ. Considerând ca potenţialul bornei negative a sursei de alimentare E este nul, atunci potentialele punctelor A,B,C vor lua valori fie E, fie 0. În figura 3.b sunt arătate curbele de variaţie a potentialelor A, B si C, care sunt defazate între ele la 120, ca la sistemele trifazate. Pe sarcină se aplică o tensiune liniară, de valoare uAB

= A – B, a cărei formă este reprezentată de asemenea în figura 3.b. Tensiunea de ieşire (liniară) a invertorului trifazat este, în regimul analizat, de forma impulsurilor dreptunghiulare de semn alternativ cu durata de 120.

5.10. Teste de evaluare

5.10.1. Test nr.1.

Ce este circuitul prezentat în fig.1 ? Descrieţi funcţionarea completă a circuitului prezentat în fig.1

Fig.1.

5.10.2. Test nr.2.

Ce este circuitul prezentat în fig.1 ? Descrieţi funcţionarea completă a circuitului prezentat în fig.1

Fig.1

T1

T2

RS

n2

n1

U2

+ -

+-

U1

U1

E

CU3 n3

R1

R1

R2

R2

i3

Pile si acumulatori

Una din directiile alternative de obţinere a energiei eloctrice o constituie conversia electrochimică, adică transformarea directă, nepoluantà şi silenţioasă, a energiei chimice conţinute intr-o mare varietate de substanţe, in cea mai avantajoasă formă de energie, energia electrică. Acest proces de conversie are loc in aparate şi dispozitive numite generic Surse sau Pile Electrochimice de Energie Electricà.(Pile de combustie)

Dupa realizarea pilei Volta, aceastä sursä de energie a fost utilizatà de către Nicholson şi Carlisle la descompunerea apei in hidrogen şi oxigen, iar de către Davy.Un eveniment de seamă in dezvoltarea surselor electrochimice de energie l-a reprezentat realizarea acumulatorului cu plumb de către Plante, in anul 1859. Peste nouà ani, in 1868, Leclanché inventoază pila zinc-piroluzitá care devine rapid una din cele mai populare surse electrochimice de energie

Sursele eloctrochimice do energie se clasifică dupä tipul de reactie la electrozi, si anume:

a. daca reacţia este ireversibilá, energia electrică producându-se pe seama unor reactanţi in cantitate limitată şi nu se poate realiza regenerarea acestora prin electrolizş, sursa se numeste pila primará;

b. dacä reactia este reversibilä, reactánţii consumati in timpul producerii energiei electrice putindu-se regenera prin ectroliza, sursa se numeste pilă secumdará au acumulator;

c. in cazul in care reactantii sunt transportati tot timpul la electrozi, iar produsii de reactie sunt eliminati simultan sursa devine o asa-numita pila cu combustibil (demumitá si pilá de combustie).

Ideea de a obţine energie electricä prin conversia directă a energiei chimice a apàrut atunci când s-a pus problema desfăşurării in sens invers a fenomenului de electroliză a apei (în urma càruia rezultà componentele acesteia), adicä de a obţine curent electric in urma reacţiei dintre hidrogen şi oxigen.

Pilele de combustie pot fi incadrate in sistemele energetice de tip “soft” datorită urmätoarelor caracteristici:

- produc curent electic continuu la tensiuni scàzute si intensitati medii care poate fi folosit direct de catre utilizatorii finali.

- nu produc poluarea mediului;- funcţionează linistit, farä vibraţii sau zgomote, neavând elemente in mişcare etc.Principial, energia eliberată la oxidarea cornbustibililor convenţionali, utilizată

in general sub lorma de căldurà, poate fi covertită direct in energie electricà cu un randament excelent, intr-o pilà de combustie. Decarece in aproape toate reacţiile de oxidare intervine un transfer de electroni intre combustibil si oxidant, este evident că energia chimică de oxidare poate fi convertită direct in energie electrică. Se produce o reacţie de oxido-reducere in care are loc oxidarea combustibilului si reducerea oxidantului cu o pierdere din partea unula si cu un câştig de electroni pentru celalalt. Orice element galvanic implică o oxidare la polul negativ (pierdere de electroni) şi o reducere la cel pozitiv (castig de electroni) si, ca în toate elemenele galvanice, pilele de combustie tind să separe cele doua reactii partiale in sensul că electronii schimbati trec printr-un circuit de utilizare cxterioară.Pila de combustie este o celulă galvanică in care energia liberă a unei reactii chimice este transformată in energie electrică. In cazul unei pile de combustie clasice, care funcţionează cu hidrogen si oxigen, reacţia care are loc este:

Principiul de funcţionare al unei astfel de pile de combustie este redat in figura 1.

Figura 1 - Schema de funcţionare a unei pile de combustie

Toate pilele de combustie au o structura asemănătoare: acestea conţin doi electrozi separati de un electrolit şi care sunt conectaţi intr-un circuit extern. Anodul este alimentat cu combustibili gazosi, aici având loc oxidarea lor directă iar catodul este alimentat cu un oxidant (de exemplu oxigenul din aer). Electrozii trebuie să fie permeabili, asadar au o structură poroasă. Electrolitul trebuie sa aibă o permeabilitate cât mai scăzută.Pentru a putea compara pila de combustie cu alte sisteme de producere a energiei, ca de exemplu motorul cu ardere internă, este necesară o evaluare a randamentului sistemului. Pentru motorul cu ardere internă, randamentul maxim este exprimat prin randamentul ciclului Carnot:

,

unde T1 si T2 sunt două temperaturi absolute în funcţionarea motorului termic. Pentru pila de combustie, randamentul maxim este exprimat prin variaţia energiei libere Gibbs (ΔG) şi variaţia entalpiei (ΔH) în reacţia electrochimică:

.

Randamentul global de conversie electrică al unei pile de combustie este superior celui al sistemelor cu motor termic. O comparaţie a randamentelor globale de conversie electrică este redată in figura 2.

Figura 2 - Comparaţie între randamentul de conversie electrică al pilelor de combustie si al altor sisteme de conversie energetică

Tipuri de pile de combustie

Pilele de combustie sunt clasificate de obicei după tipul electrolitului folosit. O excepţie este DMFC (Direct Methanol Fuel Cell) care este o pilă de combustie în care metanolul este introdus direct în anod. Electrolitul acestei pile de combustie nu determină clasa din care face parte aceasta. O Altă clasificare poate fi facută in funcţie de temperatura de funcţionare. Există astfel pile de combustie de joasă temperatură şi de inaltă temperatură. Pilele de combustie de joasă temperatură sunt AFC (Alkaline Fuel Cell), PEMFC (Polymer Electrolyte Fuel Cell), DMFC (Direct Methanol Fuel Cell) si PAFC (Phosphoric Acid Fuel Cell). Pilele de combustie de inaltă temperatură funcţioneaza la 600-1000°C. Aceste sunt de două tipuri: MCFC (Molten Carbnate Fuel Cell) şi SOFC (Solid Oxide Fuel Cell). O scurtă descriere a tuturor tipurilor de pile de combustie este dată in tabelul 1.

Tabelul 1 - Diferite tipuri de pile de combustie

AFC PEMFC DMFC PAFC MCFC SOFC

Temperatura de functionare (°C)

<100 60-120 60-120 160-220 600-800 800-1000

Reactii la anod

Reactii la catod

Aplicatii TransportProgramul spatialDomeniul militarSisteme de stocare a energiei

Producerea de energie electrica si caldura in sisteme energetice

Producerea de energie electrica si caldura in sisteme energetice stationare decentralizate si transport (trenuri,

stationare decentralizate

nave,...)

Putere realizata

Instalatii mici 5-150kWConstructie modulara

Instalatii mici 5-250kWConstructie modulara

Instalatii mici 5kW

Instalatii mici-mijlocii 50kW-11MW

Instalatii mici 100kW-2MW

Instalatii mici 100-250kW

Purtatorul de sarcina in electrolit

Pila de combustie cu membrana cu schimb de protoni

Cu aproximativ 30 de ani in urmă, Dupont a realizat un copolimer de acid perfluorosulfonic şi PTFE în formă acidă, cunoscut sub numele de Nafion.Membranele Nafion® ale firmei DuPont sunt filme bazate pe polimerul Nafion® PFSA. Membranele Nafion® PFSA au o utilizare largă in pilele de combustie cu membrană cu schimb de protoni (PEM). Membrana funcţionează ca un separator şi un electrolit solid intr-o varietate de celule electrochimice care necesită transportul selectiv de cationi prin joncţiunea celulei. Polimerul este rezistent din punct de vedere chimic si durabil.Folosirea unui polimer solid elimină necesitatea unui compartiment etans pentru electrolitul lichid precum şi coroziunea şi problemele de siguranta legate de acesta (Fig.3).

Figura 3 - O variantă avansata a unui ansamblu de celula PEM cu catalizator depus

Catalizatorul, de obicei platina, este depus sub forma de nano clusteri (3 - 5nm) pe un suport de grafit - particule de grafit de 0,7 - 1 μm si încastrate cu o parte într-o folie de hârtie grafitată.

Două folii sunt aplicate pe ambele părţi ale membranei formând straturile de catalizator pentru anod şi catod. Acest ansamblu PEM este cunoscut sub numele de membrana cu catalizator depus (CCM).Hârtia grafitată poate fi eliminată complet dacă se depune un strat mai gros de catalizator (5μm) care să formeze un strat conducator electric pe membrana, cu o scădere a performanţei catalizatorului de platină.in figura 4 este prezentat un model de Ansamblu Membrana - Electrod (MEA), folosind CCM. Alimentarea cu gaz şi colectarea electronilor se face printr-o placa profilată conductoare de gaz care formeaza limita exterioara a unei celule.

Figura 4 - Modelul stratului electrocatalitic al CCM

Gazul este introdus lateral prin marginile electrodului spre interiorul acestuia, în timp ce electronii sunt transportati de placa electroconductoare spre celula urmatoare. La densitati mai mari de putere este introdusă intre fiecare două celule adiacente o placă electroconductoare suplimentară cu un sistem de canale pentru apa de ăacire.

Membrana cu schimb de protoni pe bază de Nafion funcţionează de obicei sub 70-85°C. Temperatura scazută de funcţionare asigură o pornire rapidă si nu necesită o izolatie termică pentru protectia personalului. Aproximativ 50% din puterea maximă este disponibilă imediat la temperatura camerei. Puterea totală este atinsă in aproximativ 3 minute in condiţii normale. Recentele descoperiri in domeniul designului şi performanţei oferă posibilitatea scăderii costului pilelor PEM sub costul oricarei alte pile de combustie.

Una dintre cele mai noi şi remarcabile descoperiri ale ultimilor 400 de ani a fost electricitatea. Poate te intrebi: “Beneficiem de electricitate de atâta timp?” Răspunsul este da. Dar practic, electricitatea a inceput să fie folosită, intr-un mod limitat, intre anii 1850-1900. De exemplu, la expoziţia internaşionala de la Paris din

anul 1900, una dintre principalele atractii a fost un pod peste raul Sena, luminat electric. Cea mai veche metodă de a se genera electricitate provine din crearea unei incarcaturi statice.In anul 1660, Otto von Guericke a construit prima maşină electrică care consta dintr -un glob mare de sulf care prin frecare şi rostogolire atrăgea pene şi bucăţi mici de hartie. Guericke a fost capabil să demonstreze că scânteile generate erau într-adevar electrice. Prima idee de folosire a electricităţii statice a fost asa-zisul “pistol electric”. Inventat de Alessandro Volta (1745-1827), acesta consta intr-o bucată de sarmă pusă intr-un vas umplut cu gaz metan. Prin trimiterea unei scântei de la un capat la celalalt al sarmei vasul urma să explodeze. Volta s-a gandit să-şi folosească invenţia pentru a realiza comunicaţiile la distanţă, chiar adresându-se numai in sistem binar. Pentru aceasta, o sarmă de otel susţinută de stâlpi de lemn urma sa fie intinsă intre Como si Milan, Italia, capatul receptor al sârmei fiind introdus intr-un vas umplut cu gaz metan. La comandă, o scanteie electrică era trimisă de-a lungul sarmei care urma să detoneze pistolul electric, emiăându-se astfel semnale codate. Această linie de comunicaţii nu a fost construita niciodată. In anul 1791, în timp ce lucra la Universitatea din Bologna, Luigi Galvani a descoperit că muschiul unei broaste se contracta când acesta este atins cu un obiect metalic. Acest fenomen urma sa fie cunoscut ca electricitatea animala – o utopie deoarece teoria nu a fost demonstrata. Imboldit de aceste descoperiri, Volta a initiat o serie de experimente folosind zinc, plumb, cositor sau otel pentru placutele incarcate cu sarcina pozitiva si cupru, argint, aur sau grafit pentru placutele incarcate cu sarcina negativa. Urmatoarea etapa in generarea electricitatii a fost electroliza. Volta descopera in anul 1800 ca un flux continuu al unei forte electrice era generat cand se foloseau anumite fluide ca si conductori pentru a produce o reactie chimica intre metale sau electrozi. Acestea au condus la inventarea primei celule voltaice, cunoscuta sub numele de baterie. In plus, Volta descopera ca prin suprapunerea celulelor voltaice se obtinea o crestere a tensiunii In acelasi an, Volta si-a expus descoperirea legata de sursa continua de electricitate la Societatea Regala din Londra. De aceasta data, experimentul nu se mai limita la o scurta serie de scantei. De acum era disponibil curentul electric in flux continuu. Franta a fost printre primele natiuni care a recunoscut oficial descoperirile lui Volta. In acelmoment, Franta avea acces la cele mai mari descoperiri stiintifice si ideile noi erau asteptate cu bratele deschise pentru a sustine ordinea de zi politica. Ca urmare a invitatiilor primite, Volta s-a adresat Institutului Francez intr-o serie de conferinte la care a fost prezent si Napoleon Bonaparte in calitate de mebru al Institutului. Descoperirile lui Volta au impresionat lumea in asa masura incat in noiembrie 1800 el a fost invitat la Institutul National Francez sa tina o conferinta la care a participat si Napoleon Bonaparte. Insusi Napoleon a ajutat la experimente, facand scantei cu bateria, topind un fir de otel, descarcand un pistol electric si descompunand apa in elementele de baza. S-au facut noi descoperiri cand Sir Humphry Davy, inventatorul lampii de veghe a minerului, a instalat in subsolurile Institutului Regal din Londra cea mai mare si mai puternica baterie electrica. El a conectat bateria la electrozii de carbune producand prima lumina electrica. Dupa spusele martorilor, lampa cu arc voltaic a facut «cel mai stralucitor arc crescator delumina vazut vreodata». Cele mai importante cercetari ale lui Davy au fost dedicate electrochimiei. Dupa experimentele lui Galvani si descoperirea celulei voltaice, interesul fata de electricitatea galvanica devenise raspandit. Davy incepuse sa testeze efectele chimice ale electricitatii in anul 1800. Curand a aflat ca trecand

curent electric prin unele substante, aceste substante se descompun, proces ulterior numit electroliza. Tensiunea era generata ca urmare a reactivitatii electrolitului cu metalul. Evident, Davy a inteles ca actiunea electrolizei si a celulei voltaice au fost la fel. In anul 1802, Dr. William Cruickshank proiecteaza prima baterie electrica pentru productia de serie. Cruickshank a aranjat foi patrate de arama, pe care le -a cositorit la capete cu foi de zinc de marimi egale. Aceste foi au fost puse intr -o cutie lunga de lemn care a fost pecetluita cu ciment. Santurile din cutie fixau placile de metal. Apoi cutia a fost umpluta cu un electrolit de sare de mare sau apa distilata. William Cruickshank, un chimist englez, a construit o baterie cu celule electrice prin introducerea placilor de zinc si arama intr-o cutie de lemn plina cu electrolit. Acest proiect avea avantajul neuscarii in timpul folosirii si furniza mai multa energie decat aranjarea cu discuri a lui Volta. A treia metoda de generare a electricitatii a fost descoperita relativ tarziu – electricitatea prin magnetism. In anul 1820, AndréMarie Ampère (1775-1836) a observat ca firele purtatoare de curent electric erau uneori atrase unul catre celalalt, alteori ele se respingeau. In anul 1831, Michael Faraday (1791-1867) a demonstrat cum un disc de arama era capabil sa produca un flux constant de energie cand era rotit intr-un puternic camp magnetic. Faraday, ajutandu-l pe Davy si echipa sa de cercetare, a reusit sa genereze o forta electrica permanenta atat timp cat miscarea intre bobina si magnet continua. A fost inventat generatorul electric Se poate ca bateria sa fi fost descoperita cu mult timp in urma. Se crede ca persii care mergeau spre Bagdad (cca. 250 ien) foloseau baterii cu argint galvanizat. Egiptenii aveau placi de cupru de acum 4300 de ani. In anul 1899, Waldmar Jungner din Suedia inventeaza bateria nichel-xxx, folosind nichel pentru electrodul pozitiv si cadmiu pentru electrodul negativ. Doi ani mai tarziu, Edison produce un model alternativ prin inlocuirea cadmiu-lui cu otel. Din cauza costurilor ridicate comparativ cu cele uscate sau cele cu acid, aplicatiile practice ale bateriilor nichel-cadmiu si nichel-otel erau limitate. Spre sfarsitul anilor 1800 se construiesc generatoare uriase si transformatoare. S-au instalat liniile de transmisie si electricitatea s-a pus la dispozitia umanitatii pentru a produce lumina electrica, caldura si transport. La inceputul secolului XX, inventarea tubului vacumat a facut posibila producerea semnalelor controlate, amplificarilor si sunete lor. Imediat dupa acestea a fost inventat radioul care a facut posibila comunicarea fara fir. De asemenea, Shlecht si Ackermann au adus, in anul 1932, noi imbunatatiri importante. Aceste progrese s-au reflectat in curenti de amperaje mai mari si imbunatatirea longevitatii. Omologarea bateriei nichel-cadmiu, asa cum o stim noi astazi, devine disponibila doar cand Neumann reuseste sa finalizeze celula, in anul 1947. Sumar De-a lungul timpului omenirea a devenit dependenta de electricitate, un produs fara de care dezvoltarea tehnologiei nu ar fi fost posibila. O data cu cresterea nevoii de mobilitate, oamenii au trecut la inmagazinarea puterii portabile – in primul rand pentru aplicatii in miscare si in al doilea rand pentru aplicatii portabile. Asa cum noi ne uitam la neindemanarea si nesiguranta cu care primele baterii au fost concepute, la experimentele greoaie de acum 200 de ani ale predecesorilor nostri, in acelasi mod s-ar putea uita la tehnologia de astazi descendentii nostri.

Convesia fotovoltaică

 a) a)      Epuizarea iminenta a rezervelor de combustibil fosil traditional (carbune,

petrol, gaze naturale), problema majora pentru populatie.b) b)      Ce trebuie facut, cu ce trebuie compensata epuizarea resurselor fosile ?- -         criza energetica la nivel mondial a stimulat pretutindeni în lume cercetarile

pentru dezvoltarea si valorificarea eficienta a unor surse noi, alternative de energie.

- -         Interes deosebit îl prezinta Soarele.- -         Pamantul primeste de la Soare 5180 Q=5180*2,93*1014 kWh .- -         Puterea radiata de Soare în afara atmosferei terestre are o densitate medie de

0,1353 W/cm2 .- -         La nivelul solului, densitatea puterii radiate scade datorita absorbtiei si

împrastierii diferitelor gaze.c) c)      Posibilitati de utilizare a energiei solare prin transformarea ei în alte forme

de energie decat cea electrica:- -         în energie biologica

- -         în energie mecanca - -         în energie termicad) d)      Calitatea unui dispozitiv de transformare a energiei solare în energie

electrica se apreciaza dupa:- -         eficienta de conversie - -         pretul de cost al dispozitivului- -         durata lui de viata II.                Conversia fotovoltaica a) a)      Prezentare generala- -         Antoine Becquerel a descoperit posibilitatea generarii unui curent electric în

circuit sub actiunea luminii (în 1839).- -         Frenkel (1935), Landau (1936) au dat explicatii asupra fenomenului.- -         Conversia radiatiei solare în energie electrica prin efectul fotovoltaic se

realizeaza în celule solare- -         Se realizeaza direct, fara etape intermediare de transformare în caldura.b) b)      Celula solara- -         dispozitiv realizat cu materiale semiconductoare.- -         clasificarea celulelor solare:- -         dupa natura neomogenitatii

– –        homojonctiune– –        heterojonctiune

- -         celule cu:- semiconductoare monocristaline- straturi subtiri- policristaline sau amorfe- pe baza de Si cele cu GaAs: dau eficienta de conversie ridicata 18-25%- CdS policristalin, Si amorf hidrogenat: au randamente mai scazute: 5-12%

 c) c)      Aplicaţii în care intervin celule solare ca generatoare electrice - -         generatoare izolate de mica putere (calculatoare de buzunar, radioreceptoare

portabile)- -         generatoare locale de putere medie (pompe de irigatii, aparate

electrocasnice, vehicule electrice)- -         generatoare de mare putere (pentru alimentarea retelei de curent alternativ) III.             Factorii de care depinde eficienta celulei solare

O celula fotovoltaica transforma doar o parte din energia radianta în energie electrica, restul se pierde ca urmare a unei serii de procese ce se petrec în timpul conversiei:- -         procese care intervin cand energia este sub forma de radiatie (pierderi de

radiatie)- -         procese care intervin dupa ce energia radianta a fost transferata

semiconductorului- -         pentru fiecare proces se poate defini cate o “eficienta partiala”         eficienta celulei rezulta ca un produs al tuturor “eficientelor partiale”- -         pătrunderea luminii prin suprafaţa

- -         absorbţia incompletă- -         generarea purtătorilor - -         pierderi de curent datorate recombinarii- -         pierderi de tensiune         jumatate din energia absorbita de la soare se pierde sub forma de caldura         aceasta pierdere face ca maximum de eficienta sa fie în jur de 25%. IV.            Conversia fotovoltaica în Romania  S-au facut cercetari începand din anii ’70 avand urmatoarele obiective:- -         realizarea de generatoare solare cu caracter demonstrativ- -         realizarea unei fabricatii de serie mica de baterii solare - -         dezvoltarea cercetarilor în domeniul bateriilor fotovoltaice. În 1982 I.C.P.E. a omologat primele module fotovoltaice cu celule din siliciu monocristalin produse de I.P.R.S.. S-au făcut studii privind celulele fotovoltaice lichide cu electrozi semiconductori si pentru fotoelectroliza apei. Primele baterii cu celule în strat subţire au fost realizate în perioada 1980-1984.V.               Perspective în producerea curentului electric prin efect fotovoltaic  Energia electrica produsa prin tehnologie fotovoltaica s-a afirmat ca o sursa de electricitate viabila din punct de vedere economic si nu numai. Vanzarile mondiale de sisteme fotovoltaice au atins în 1998 150 MW, dupa un deceniu în care au crescut cu 15-20% pe an. Ajungand la o cifra de vanzari de aproximativ 1 miliard de dolari, industria fotovoltaica a stabilit noi standarde a patruns pe noi piete si si-a demostrat viabilitatea din punct de vedere economic.

Acumulatori li-ion

Construcţie:

Date tehnice:

Model GP Voltaj(V)

Capacitate Dimensiune

W (g)

Curentul maxim de descãrcare(mA)

Voltajul maxim de încãrcare(V)

Curentul maxim de încãrcare(mA)

Tipic (mAh)

Minimum (mAh)

D (mm)

H (mm)

GP1767L125 3.7 1280 1250 17.3 67.3 38 1800 4.1 1000

GP1850L120 3.7 1230 1200 18.3 50 32 1800 4.2 1000

GP1850L130 3.7 1330 1300 18.3 50 32 1800 4.2 1100

GP1865L170 3.7 1730 1700 18.3 65.2 43 2400 4.2 1300

GP1865L180 3.7 1830 1800 18.3 65.2 43 2400 4.2 1500

GP1865L210*1 3.7 2130 2100 18.3 65.2 41 2400 4.2 1700

Acumulatori NICHEL-METAL HYDRIDE (NiMH) pentru aparatele fotografice

Introducere

Camerele fotografice digitale din zilele noastre sunt produse electronice, dotate cu blitz, procesoare puternice, memorii de stocare, motoare electrice care actioneaza mecanismul de punere la punct, zoom-ul sau diafragma, un ecran cu LCD pentru a vedea subiectul sau fotografia captata etc., toate consumatoare de energie. Utilizarea intensiva a acestor componente epuizeaza rapid bateriile de tip Volta, chiar si pe cele "heavy dutty". De o perioada de timp au fost introduse in exploatare baterii de acumulatori care furnizeaza un amperaj mai mare si au marele avantaj al reincarcarii. Desi investitia initiala in baterii si in incarcator este mai mare, pe termen lung, acestea isi dovedesc rentabilitatea. Pana in urma cu circa un deceniu, bateriile cu NiCd tronau suverane in oferta de acumulatori, dar in ultimii ani au apărut si s-au extins cu repeziciune noile baterii cu Nichel-Metal-Hidrid (NiMH).

In cele ce urmeaza ma voi ocupa in principal de cele mai moderne si larg raspandite pe piata baterii de acumulatori: cele cu NiMH, in formatul AA. Ele utilizeaza acelasi principiu ca cele cu NiCd, dar inlocuiesc electrodul negativ de nichel-cadmiu - responsabil de absorbtia hidrogenului - cu un aliaj (aloy) nichel-metal

Acestea au trei avantaje majore:- capacitate de stocare a energiei sporita cu peste 40% comparativ cu cele cu nichel-cadmiu

- eliminarea pericolului pentru mediu reprezentat de toxicitatea cadmiului- compatibilitatea perfecta ca forma si utilizare cu mai vechile baterii de tip NiCd.

Comparatie intre bateriile disponibile pentru aparatele digitale

Caracteristica NiMH NiCd Litiu

Tensiune medie1,25 v 1,25 V 1,5 V

Capacitate inmagazinata

Pana la 2000 mAH Pana la 1000 mAh > 2000 mAh

Profilul descarcarii Aproape plat Aproape plat Aproape plat

Comportament la descarcare in curent mare

Foarte bine Foarte bine Foarte bine

Curent la temperatura ridicata

Foarte bun Foarte bun Excelent

Curent la temperatura scazuta (< 0 grade C)

Mult redus Mult redusFoarte bun, pana la – 10 grade C

Încarcarea

Incarcare rapida cu controlul supraincarcarii pe cale electronica

Incarcare fara necesitatea contolului supraincarcarii

indisponibil

Autodescarcare 1 – 2 % zilnic 1 – 2 % zilnicNeglijabil (durata estimata de viata: cinci - zece ani)

Durata de viata 500 – 1000 cicluri 500 – 1000 cicluri 1 (unu)

Compatibilitate mecanica

Echivalente Echivalente Echivalente

Ecologie Fara problemeNecesita prelucrari speciale impuse de toxicitatea cadmiului

Fara probleme

Cost pe 1000 cicluri/element

4 USD 2 USD 1000 USD

Electrochimie

Principiul de functionare se bazeaza pe capacitatea unor aliaje metalice de a capta (formand hidrizi) si elibera hidrogen. Pentru ca procesele sa se desfasoare la temperatura mediului ambiant, cele mai adecvate aliaje au fost identificate cele cu nichel si "pamanturi rare" (lantan, zirconiu).La incarcare, in bateriile NiMH se produc următoarele reactii:1. la polul negativ, prin aplicarea unui potential electric, apa este descompusa:

Aliaj+ H20 = ALIAJ(H) + OH+

2. la polul pozitiv, se produce oxidarea hidroxidului de nichel:

Ni(OH)2 + OH+ = NiOOH + H2O + e-

La descarcare (in exploatare) procesele se desfasoarain sens invers, reactiile fiind reversibile. Raportul dintre electrozii pozitiv si negativ este ajustat in asa fel incat sa protejeze bateria: la supraincarcare, electrodul pozitiv va fi primul saturat; in acest moment incepe electroliza apei si se degaja oxigen care difuzeazasi este fixat la nivelul electrodului negativ. Electrolitul din baterie este o solutie de hidroxid de potasiu. Realizarea mecanica a bateriei este aproape identica cu cea a uneia NiCd. Cutia exterioara este metalica si serveste drept pol negativ, iar electrodul axial este polul pozitiv. La una din extremităti - pe unde patrunde afara electrodul pozitiv se afla o rondela izolatoare fixata, de unii producatori, printr-o garnitura-ventil de siguranta, care se deschide in cazul in care hidrogenul sau oxigenul sunt generate in cantitate prea mare (supraincarcare marcata).

Profilul de descărcare

Principalul parametru la acumulatori este timpul de descarcare (functionare) la un anumit curent drenat de consumator. Evaluarea curenta a bateriilor este prescurtata "C" (capacity) si este rezultatul masurarii descarcarii unei baterii noi dar bine "conditionata", proaspăt si complet incarcate. Pentru bateriile NiMH, C reprezinta curentul (in mA) pentru un timp de descărcare standard este de 5 ore, adică 0,2 C. Unii producători folosesc curentul minim, iar altii curentul mediu; diferentele rezultate in determinarea C sunt de circa 10%

O baterie proaspat incarcata furnizeazala borne, la 20°C, o tensiune de 1,4 volti. In sarcina tipica de 0,2 C - de ex 400 mA pentru una de 2000 mAh - se produce rapid o scadere a tensiunii la 1,25 V si apoi tensiunea scade incet (la 1,2 V pentru 50% C) pana la 85 % C, dupa care urmeazao scadere rapida a tensiunii la borne. Exista referenti care sustin ca si bateriile au "memorie", adica au o curba de descarcare intrucatva influentata de precedentele cicluri de incarcare si descarcare. Experimente de laborator au arata o scadere de pana la 150 mV a tensiunii la borne si au emis teoria ca aceasta este influentata de cadmiu. Înlocuirea cadmiului in celulele cu NiMH au inlăturat aceasta problema.

Temperatura din mediul ambiant influenteazasemnificativ capacitatea de descarcare a celulelor cu NiMH; astfel, intre 10 si 40°C, bateria furnizeazapeste 95% din capacitate; in schimb, la 0°C capacitatea scade la 80% si ajunge doarala 20% la - 10°C; vestea buna este ca, readuse la temperaturi pozitive, bateriile isi recapata complet capacitatea la care au fost incarcate. Acest fapt se explica prin scaderea vitezei de reactie la temperaturi joase.

Spre deosebire de elementele galvanice, bateriile NiMH pot furniza tensiuni nominale chiar si la descarcari in circuite mari consumatoare de curent; capacitatea actuala se mentine peste 85% pana la 4*C, adica peste 1,05 V la 6 A pentru elemente de 1500 mAh.

Continuarea pastrarii in sarcina dupa descarcare completa a componentei pozitive, produce o inversare a polaritatii, prin descarcarea componentei negative (prevazuta de producator cu o capacitate mult mai mare). In continuare, se produce inversarea polaritatii si la electrodul negativ, cu inversarea tensiunii furnizate de element, producerea abundenta de hidrogen, degradarea ireversibila a electrozilor si cresterea substantiala a presiunii din celula; presiunea ridicata deschide valva de etansare si se elimina astfel pericolul exploziei. Data fiind capacitatea electrodului negativ de a capta cantităti foarte mari de hidrogen, bateriile cu NiMH sunt mai "rezistente" la supradescarcare decat cele cu NiCd.

Pentru majoritatea consumatorilor care utilizeazaelemente cu NiMH, cel mai bun indicator al opririi descarcarii este atingerea la borne a tensiunii de 0,9 V care corespunde la o descarcare de 75%; pentru consumatorii care solicita peste 1 C, atingerea tensiunii de 0,9 V la borne se produce prematur, astfel incat in baterie ramane o cantitate mare de energie restanta, cu atat mai mare cu cat se solicita multiplii de C. Folosirea tensiunii de 0,9 V este dictata de prevenirea degradarii ireversibile a bateriilor NiMH. Este posibil ca unii consumatori sa-si inceteze functionarea cu mult inainte de aceasta valoare!

Majoritatea consumatorilor necesita insa baterii de celule, pentru atinge tensiunea necesara bunei functionari. Utilizarea criteriului - O,9 V * numarul de celule - ca semnal al opririi descarcarii poate duce la inversarea polaritatii si potentiala distrugere a celui mai slab element din baterie. De aceea producatorii recomanda pentru baterii de elemente folosirea formulei:

TOD= [(T50%-150mV)(n-1)]-200mV

Unde: TOD = tensiunea de oprire a descarcariiT50% = tensiunea la 50% descarcare in circuitul respectivn = numarul de elemente din baterie

Încarcarea celulelor NiMH

Încarcarea corecta a bateriilor cu NiMH este esentiala pentru conservarea caracteristicilor si o utilizare indelungata. Încarcarea trebuie facuta cat mai rapid, complet, dar evitand pe cat posibil supraincarcarea. In general, elementele NiMH sunt mai sensibile la supraincarcare decat cele NiCd, asa incat utilizarea unui incarcator ieftin si mai vechi, poate produce pe termen lung, cheltuieli mai mari decat pretul unui incarcator "inteligent".

Un incarcator pentru bateriile NiMH ar trebui, in mod ideal sa indeplineasca urmatoarele conditii:1. sa incarce bateriile in trei faze (vezi mai jos)2. sa folosească mai multe metode de determinare a supraincarcarii (al temperaturii si al tensiunii)3. sa dispuna de un sistem de oprire generala care sa anuleze curentul in aparat in caz de incalzire excesiva - de regula 90°C.

Evenimente legate de incarcare

Desi comportamentul la descarcare este similar cu elementele cu NiCd, celulele NiMH au un profil de incarcare foarte diferit, determinat de specificul electrochimic diferit al celor doua tipuri de baterii. Daca celulele NiCd se incarcă endotermic, celulele NiMH degaja căldura la incarcare. Exista de asemenea, diferente legate de presiunea din celule ca si de curba tensiunii la borne.

La atingerea capacitatii complete la incarcare (C = 100%), tensiunea la borne creste rapid si apoi scade lent, temperatura din element creste treptat iar presiunea creste rapid. La C>100% productia de hidrogen depaseste capacitatea de captare si inmagazinare a electrodului negativ; de asemenea, o mare parte din curentul care intra in celula este transformat in caldura. Continuarea incarcarii determina deschiderea ventilului de siguranta sau - daca acesta nu functioneaza- la distrugerea iremediabila a elementului. Pe de alta parte, capacitatea de incarcare se reduce semnificativ si proportional cu cresterea temperaturii din mediu, astfel incat incarcarea in conditii de temperatura ridicata reprezintă o problema.

Curentul de incarcare se evalueazaraportat la capacitatea bateriei si cel mai sigur este la < C/10, dar timpul necesar pentru incarcare devine intolerabil. Au fost proiectate incarcatoare rapide, care furnizeazacurent chiar la capacitate si care permit incarcarea intr-o ora! La incarcatoarele rapide insa, controlul supraincarcarii este extrem de important, avand in vedere cele expuse mai sus.

Controlul supraincarcarii prin determinarea temperaturii pare a fi cea mai buna metoda, in acest moment. Încarcatoarele moderne monitorizeazaatat temperatura cat si tensiunea. La acestea, incarcarea se face in trei etape:a) in prima etapa se furnizeazacurent la 1 C, asigurand incarcarea a circa 90% C, după careb) in a doua etapa curentul scade la 0,1 C, pentru a incărca intreaga capacitate a baterieic) in a treia etapa se asigura un curent de 0,025 C, suficient pentru a compensa autodescărcarea.

Încarcatoarele mai ieftine incarca celulele in doua etape:a) incarcarea subunitara relativ la C - cel mai sigur 0,1 C dupa cum am mentionat, dar cu o durata de 18 - 24 ore (overnight charger), moment in care un timer reduce curentul;b) intretinerea incarcarii cu un curent de C/40.

Încarcatoarele in trei trepte sunt mai scumpe, deoarece includ sisteme electronice mai complexe, dar protejeazacelulele la supraincarcare, astfel ca pe termen lung, sunt mai economice.Temperatura din mediul ambiant in timpul incarcarii influenteaza semnificativ strategia de incarcare. Curentul de incarcare trebuie redus sub 0,1 C data temperatura din mediu scade sub 10°C si nu se recomanda incarcarea in medii sub 0°C, deoarece, in acest fel sunt anulate unele mecanisme de protectie la supraincarcare. Similar, peste 45°C.

Păstrarea bateriilor NiMH

Toate celulele de acumulatori se autodescarca, datorita unor scurgeri parazite de curent in interior. Întrucat reactiile electrochimice sunt dependente de temperatura, modificari relativ mici ale temperaturii din mediu induce modificari importante in curba de descarcare. In general, o crestere cu 10° a temperaturii de mediu, dubleazarata autodescarcarii. La 60°C bateria se autodescarca complet in 10 zile, in timp ce la 25°C chiar si după 30 zile mai pastreaza peste 50% din capacitate.

Recomandări de depozitare:

- stocati bateriile incarcate la cea mai redusa temperatura posibila (in frigider);- extrageti bateriile din lăcasul consumatorului si depozitati-le separat; multi consumatori - chiar opriti - utilizeazaun curent slab, de cativa miliamperi, pentru mentinerea informatiilor din unele componente de memorie; pentru perioade lungi de timp - luni de zile - se depăseste pragul admisibil pentru descarcare, bateria isi inverseazapolaritatea, apar scurgeri de electrolit si se corodeazaatat celulele cat si aparatul consumator!- depozitati intr-un loc curat si uscat;- pentru a preveni autodescarcarea inutila utilizati principiul FIFO (first-in-first-aut) daca aveti mai multe seturi de acumulatori. Celulele depozitate si repuse in utilizare isi dobandesc capacitatea nominala după prima reincarcare. Celulele depozitate necorespunzator - perioade lungi de timp sau la temperaturi ridicate, au nevoie de mai multe cicluri de incarcare-descarcare pentru a-si recapata capacitatea nominala.

Durata de viata

In acest moment, celulele cu NiMH au o durata de viata (cicluri de incarcare-descarcare) similara cu cele cu NiCd, adica de 500 - 1000 cicluri, in conditiile unei

intretineri corecte. Celulele de degradeazatreptat, prin oxidarea electrodului negativ - care induce o scadere a tensiunii la borne, si oxidarea electrodului pozitiv - care induce o reducere a capacitatii. Reducerea capacitatii impune reincarcarea precoce; reducerea tensiunii la borne insa poate impiedica functionarea consumatorului.

Pentru a avea o durata maxima de viata, utilizatorul trebuie sa controleze incarcarea in ceea ce priveste: timpul si ritmul si sa evite supraincarcarea. Un mic grad de supraincarcare este util deoarece asigura incarcarea completa a bateriei dar mentinerea incarcarii la un curent mare pentru perioade lungi de timp reduc durata de exploatare a celulei.

Întrucat temperatura ridicata accelereazatoate reactiile chimice, expunerea celulelor NiMH la temperaturi inalte accelereazasi procesul de imbatranire. Încarcarea in chargere de calitate modesta determina cresterea peste limitele acceptate ale temperaturii bateriilor si scurteazaciclul de viata.

Supradescarcarea - imprejurare in care una dintre celulele bateriei isi inverseaza polaritatea - repetata de mai multe ori scurteaza in mod cert durata de viata. De asemenea, mentinerea in consumatori pe perioade lungi poate duce la supradescarcare si la scurgeri de electrolit.

Masuri generale de protectie

In general bateriile NiMH se comporta foarte bine in exploatare, sunt rezistente la socuri de intensitate mica, si au o durata lunga de viata. Totusi in timpul manipularii trebuie respectate o serie de conditii:- incarcarea este un proces exotermic si trebuie facuta in locuri racoroase; in timpul incarcarii pot apare scapari de gaze (hidrogen) foarte inflamabile si trebuie asigurata ventilatia;- la scurtcicuitarea terminalelor, datorita curentului mare debitat, se pot produce scantei care pot aprinde gazele inflamabile sau pot produce arsuri electrice;- electrolitul poate produce arsuri chimice;- bateriile sunt livrate de producator in stare complet descarcata, pentru a preveni aceste accidente; inainte de utilizare trebuie incarcate; este nevoie de cateva cicluri (3 - 5) de incarcare - descarcare pentru a atinge maximum de performanta;- nu depozitati bateriile in conditii de temperatura si umezeala ridicata;- evitati manipularea excesiva a celulelor incarcate;- pentru a diminua autodescarcarea, pastrati bateriile incarcate in frigider.

Elementele uzate, care se scot din folosinta:- se vor descarca complet- nu se incinereaza, nu se demonteazasi nici nu se inteapa- se recomanda trimiterea la un serviciu specializat.