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硕士研究生学位论文
题目 TFT OLED 像素驱动电路研究
姓 名 刘晓明
学 号 10948048
院 系 信息科学技术学院
专 业 微电子学与固体电子学
研究方向系统集成芯片设计及设计方法学
导师姓名 张盛东
二〇一二 年 六 月
版权声明
任何收存和保管本论文各种版本的单位和个人未经本论文作者同意不得
将本论文转借他人亦不得随意复制抄录拍照或以任何方式传播否则引
起有碍作者著作权之问题将可能承担法律责任
北京大学硕士学位论文 摘要
I
摘要
本文对由非晶硅 TFT 构成的有源矩阵 OLED 显示系统进行了分析与研究
并比较了电压编程型和电流编程型驱动电路各自的优缺点针对电流编程型像素
电路稳定时间长的问题提出了一种新型的采用电流电压混合信号的驱动方式
并给出了两种具体的实现方法
（1）根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在编程初期将数
据线预充至固定电平的驱动电路对这种电路中的参数进行了分析和计算并用
SILVACO SMART SPICE 模拟软件进行了验证仿真结果表明这种驱动方式能够
显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足实际应用的需要
（2）设计了一种采用电流电压转换电路完成预充的驱动电路对这种电路
的工作原理进行了详细的分析
另外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基础上增加一
个预充电的电路单元不会使驱动 IC 复杂化可以大大降低设计的难度
关键词a-SiTFT-OLED电压编程型驱动电路电流编程型驱动电路
北京大学硕士学位论文 Abstract
II
Study on TFT OLED pixel circuits
Xiaoming Liu (Microelectronics and Solid State Electronics)
Directed by Shengdong Zhang
Abstract
In this thesis we introduced the work principle and main circuit structure of the
pixel driving circuit using amorphous silicon (a-SiH) thin film transistors (TFTs) in
AMOLEDs Compared to the voltage programmed pixel circuits the current
programmed pixel circuits have reasonable stability and uniformity but they have
long programming time at low currents In order to increase programming speed we
present a hybrid driving scheme of a-Si pixel circuit for AMOLEDs and provide two
implementations of it
In one of them the data line is pre-charged to a specific voltage before current
programming By investigating the effect of the pre-charging voltage (Vref) on the
settling time we demonstrate that for a given rang of programming current there is an
optimal value of Vref that minimizes the overall settling time Simulation results
based on a-Si TFT and OLED experimental data show that the settling time can be
shortened to an acceptable range This work provides the designer with a means to
realize the a-Si TFT based 32-inch QVGA (320times240) AMOLEDs
In the other a current-voltage converter is used to pre-charge the data line The
new current driver can accelerate the settling time of current programmed pixel circuit
significantly
Key words Amorphous silicon thin film transistor active matrix OLEDs voltage
programmed pixel circuit current programmed pixel circuit
北京大学硕士学位论文 目录
III
目录
摘要 I
Abstract II
图目录 V
表格目录 VII
第一章 绪论 1
11 液晶显示器的发展概述 1
12 有机电致发光显示器的特点 2
13 有机电致发光显示器的发展 3
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义 5
15 本文的主要工作与贡献 6
16 本文的组织结构 7
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术 8
21 有机电致发光器件 8
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构 8
212 有机电致发光二极管的光电特性 10
22 有机电致发光显示器 10
221 OLED 的全彩化技术 11
222 OLED 显示器设计时的几个要点 12
223 有机电致发光显示器的驱动技术 15
224 底板技术 17
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术 18
231 非晶硅材料 18
232 非晶硅 TFT 18
24 本章小结 23
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计 24
31 AMOLED 像素驱动电路 24
311 设计补偿电路的必要性 25
312 电流驱动 26
313 电压驱动 30
32 AMOLED 显示设计要素 38
321 寿命和成品率 38
322 不同程度的老化和色差 39
323 功耗 40
324 开口率 40
325 IR 电压降和地电平波动 40
326 制造成本 41
33 本章小结 42
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案 43
41 电路参数的计算 44
411 显示屏的设计指标 44
北京大学硕士学位论文 目录
IV
412 仿真电路参数 45
42 未加预充的一列像素编程仿真 45
43 预充至固定电压的混合驱动方式 47
431 电路原理及分析 48
432 仿真结果 50
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式 53
45 本章小结 57
第五章 总结和展望 58
51 本文工作总结 58
52 本文创新点 58
53 未来工作展望 59
参考文献 60
致谢 65
学习期间发表的论文及专利 66
北京大学硕士学位论文 图目录
V
图目录
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版 4
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸 4
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器 5
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视 5
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b) 9
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线 9
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线 10
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法 12
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构 14
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构 14
图 2- 7 顶发光(a)和底发光(b)的 AMOLED 像素的结构 16
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP 19
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线 22
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元 24
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构 25
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs） 26
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b) 27
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系 28
图 3- 6 比例电流缩放(a)和附加偏置电流(b)的快速驱动方式 29
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 31
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路 31
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 32
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC 33
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 34
图 3- 12 两种自举型 VPPC 34
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC 35
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化 36
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别 37
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)
四面 41
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b) 46
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间 47
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序 48
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变 49
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化 49
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线 50
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系 51
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线 52
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系 52
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图 53
北京大学硕士学位论文 图目录
VI
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图 54
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路 56
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性 57
北京大学硕士学位论文 表格目录
VII
表格目录
表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度 2
表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较 17
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值 51
北京大学硕士学位论文 绪论
1
第一章 绪论
在当今信息社会平板显示器已经广泛应用于我们生活的各个方面从小尺
寸的手机摄像机数码相机中尺寸的笔记本电脑台式机大尺寸的家用电
视到大型投影设备等
液晶显示（LCDs）在轻薄优势的基础上加上完美的画面及快速的响应
特性确保其在平板显示产业一直处于主导地位尽管产学研界发明了多种新的
显示技术并对这些技术抱有极大的热情提出了许多该进的方法但 LCD 技
术发展速度之快使得这些技术在市场上很难与之匹敌一种新的显示技术（如
OLED）要想扭转这种局势亟需该技术的支持者共同努力找出并解决其中的
问题提高其产品的显示效果扩大商业化应用的规模同时在技术的发展过
程中也要注意与特定市场的应用需求相联系
11 液晶显示器的发展概述
从技术上讲自 20 世纪 70 年代起液晶显示器先后经历了 TNSTNa-Si
TFT（TN 模式）大型 TFT（IPSMVAOCB 等模式）等四个发展阶段并成
功解决了多大开口率提高辉度增大视角提高响应速度增大画面尺寸扩
大色域等问题从而使其应用领域迅速扩展
玻璃母板的尺寸决定整个 TFT LCD 生产线的投资规模技术水平切割面
板尺寸价格从而决定了市场竞争力因此产业化水平以母板的ldquo代rdquo为标志
从 1991 年的第 1 代（300mmtimes350mm）开始目前正筹建第 9 代甚至第 10 代
（2600mmtimes3100mm）生产线在过去的十几年中开始是按每两年一代近几
年甚至按每年一代的速度扩大与此对应面板尺寸像素数像素密度也按类
似于半导体摩尔定律的规模增加
今天 TFT LCD 技术仍在不断进步突出表现为简化工艺的采用生产效率
的提高以便进一步降低价格据预测TFT LCD 下一个发展阶段是可支持用
户各种各样的附加功能可在任何场合使用的创能型显示器
北京大学硕士学位论文 绪论
2
12 有机电致发光显示器的特点
OLED 技术的优势包括以下几点
1 面板厚度较薄（小于 2mm）质量轻制程简单（工序少且 OLED 器
件可用喷墨印刷的方法制成）
2 工作电压低（3~10V）自发光功耗小（无需背光源发光转化效率高）
3 对比度高（可提供高亮度的画面且关态亮度很小对比度可达 100001）
4 分辨率高（像素尺寸小于 5μm）响应速度快（1~10μs）
5 色域广（色彩可覆盖整个可见光区近紫外区及红外波段）
6 宽视角（自发光几乎没有视角问题一般可以达到 170deg以上）
7 材料简单
在平板显示产业内的激烈竞争下最后一条可能会是使 OLED 显示技术胜
出的最关键因素
大多数研究者都认为 OLEDs 在不同的市场应用（小尺寸的如中小面板的手
机PDA 或笔记本电脑大尺寸的如电视监视器等）中都有较强的竞争力
有些市场对设备相对简单的产品具有很大的吸引力但这些并不一定是最适合这
种技术发展的领域在表 1-1 中对 OLEDs 的各种属性在不同应用中的重要性排
了序[1]高为 H中为 M低为 L在寿命一列L 表示对寿命的需求大约在 10000h
M 表示 20000h 左右H 表示需要超过 40000h 表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度
[1]
轻薄 低功耗 图像清
晰
响应速
度快 色域广 宽视角
寿命
长
塑料基
底
智能卡 H H H L L L M H
头戴式显示 H H H M M M M H
汽车音响或
仪表盘 M L M L L M L M
语音手机 H H M L M L L M
数据电话机
或 PDA H H H L M M L M
相机或摄像 H H H LM H M L M
北京大学硕士学位论文 绪论
3
机显示屏
车辆导航系
统 M M H L M H L M
便携式视频
电话或游戏
机
H H H M M M L M
便携式 DVD
播放器 H H H H H M M M
手持式或笔
记本电脑 H H H M M M M L
台式机或工
作站 M M H M M H M L
便携式 TV
或 DVD M M H H H H H L
动态广告 H M H L H H H H
漫射照明 H H L L M H H H
13 有机电致发光显示器的发展
就商品量产的时间来看1999 年日本 Pioneer 是最早有产品上市的厂商主
要产品是将 OLED 应用在汽车音响上（如图 1-1 所示）但面板只是多彩被动式
点矩阵型而并不是全彩型之后 Motorola 也发售使用 OLED 面板的单色手机
将简单的无源矩阵 OLEDs 应用于小尺寸屏中（如翻盖手机外部的副屏）时取得
了一连串的成功在这种应用中OLED 的成本将会成为一个问题因为用在手
机中的单色 LCD 屏价格较低
北京大学硕士学位论文 绪论
4
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
北京大学硕士学位论文 绪论
5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
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14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
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15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
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43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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将本论文转借他人亦不得随意复制抄录拍照或以任何方式传播否则引
起有碍作者著作权之问题将可能承担法律责任
北京大学硕士学位论文 摘要
I
摘要
本文对由非晶硅 TFT 构成的有源矩阵 OLED 显示系统进行了分析与研究
并比较了电压编程型和电流编程型驱动电路各自的优缺点针对电流编程型像素
电路稳定时间长的问题提出了一种新型的采用电流电压混合信号的驱动方式
并给出了两种具体的实现方法
（1）根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在编程初期将数
据线预充至固定电平的驱动电路对这种电路中的参数进行了分析和计算并用
SILVACO SMART SPICE 模拟软件进行了验证仿真结果表明这种驱动方式能够
显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足实际应用的需要
（2）设计了一种采用电流电压转换电路完成预充的驱动电路对这种电路
的工作原理进行了详细的分析
另外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基础上增加一
个预充电的电路单元不会使驱动 IC 复杂化可以大大降低设计的难度
关键词a-SiTFT-OLED电压编程型驱动电路电流编程型驱动电路
北京大学硕士学位论文 Abstract
II
Study on TFT OLED pixel circuits
Xiaoming Liu (Microelectronics and Solid State Electronics)
Directed by Shengdong Zhang
Abstract
In this thesis we introduced the work principle and main circuit structure of the
pixel driving circuit using amorphous silicon (a-SiH) thin film transistors (TFTs) in
AMOLEDs Compared to the voltage programmed pixel circuits the current
programmed pixel circuits have reasonable stability and uniformity but they have
long programming time at low currents In order to increase programming speed we
present a hybrid driving scheme of a-Si pixel circuit for AMOLEDs and provide two
implementations of it
In one of them the data line is pre-charged to a specific voltage before current
programming By investigating the effect of the pre-charging voltage (Vref) on the
settling time we demonstrate that for a given rang of programming current there is an
optimal value of Vref that minimizes the overall settling time Simulation results
based on a-Si TFT and OLED experimental data show that the settling time can be
shortened to an acceptable range This work provides the designer with a means to
realize the a-Si TFT based 32-inch QVGA (320times240) AMOLEDs
In the other a current-voltage converter is used to pre-charge the data line The
new current driver can accelerate the settling time of current programmed pixel circuit
significantly
Key words Amorphous silicon thin film transistor active matrix OLEDs voltage
programmed pixel circuit current programmed pixel circuit
北京大学硕士学位论文 目录
III
目录
摘要 I
Abstract II
图目录 V
表格目录 VII
第一章 绪论 1
11 液晶显示器的发展概述 1
12 有机电致发光显示器的特点 2
13 有机电致发光显示器的发展 3
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义 5
15 本文的主要工作与贡献 6
16 本文的组织结构 7
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术 8
21 有机电致发光器件 8
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构 8
212 有机电致发光二极管的光电特性 10
22 有机电致发光显示器 10
221 OLED 的全彩化技术 11
222 OLED 显示器设计时的几个要点 12
223 有机电致发光显示器的驱动技术 15
224 底板技术 17
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术 18
231 非晶硅材料 18
232 非晶硅 TFT 18
24 本章小结 23
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计 24
31 AMOLED 像素驱动电路 24
311 设计补偿电路的必要性 25
312 电流驱动 26
313 电压驱动 30
32 AMOLED 显示设计要素 38
321 寿命和成品率 38
322 不同程度的老化和色差 39
323 功耗 40
324 开口率 40
325 IR 电压降和地电平波动 40
326 制造成本 41
33 本章小结 42
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案 43
41 电路参数的计算 44
411 显示屏的设计指标 44
北京大学硕士学位论文 目录
IV
412 仿真电路参数 45
42 未加预充的一列像素编程仿真 45
43 预充至固定电压的混合驱动方式 47
431 电路原理及分析 48
432 仿真结果 50
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式 53
45 本章小结 57
第五章 总结和展望 58
51 本文工作总结 58
52 本文创新点 58
53 未来工作展望 59
参考文献 60
致谢 65
学习期间发表的论文及专利 66
北京大学硕士学位论文 图目录
V
图目录
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版 4
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸 4
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器 5
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视 5
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b) 9
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线 9
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线 10
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法 12
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构 14
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构 14
图 2- 7 顶发光(a)和底发光(b)的 AMOLED 像素的结构 16
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP 19
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线 22
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元 24
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构 25
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs） 26
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b) 27
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系 28
图 3- 6 比例电流缩放(a)和附加偏置电流(b)的快速驱动方式 29
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 31
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路 31
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 32
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC 33
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 34
图 3- 12 两种自举型 VPPC 34
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC 35
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化 36
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别 37
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)
四面 41
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b) 46
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间 47
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序 48
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变 49
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化 49
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线 50
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系 51
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线 52
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系 52
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图 53
北京大学硕士学位论文 图目录
VI
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图 54
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路 56
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性 57
北京大学硕士学位论文 表格目录
VII
表格目录
表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度 2
表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较 17
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值 51
北京大学硕士学位论文 绪论
1
第一章 绪论
在当今信息社会平板显示器已经广泛应用于我们生活的各个方面从小尺
寸的手机摄像机数码相机中尺寸的笔记本电脑台式机大尺寸的家用电
视到大型投影设备等
液晶显示（LCDs）在轻薄优势的基础上加上完美的画面及快速的响应
特性确保其在平板显示产业一直处于主导地位尽管产学研界发明了多种新的
显示技术并对这些技术抱有极大的热情提出了许多该进的方法但 LCD 技
术发展速度之快使得这些技术在市场上很难与之匹敌一种新的显示技术（如
OLED）要想扭转这种局势亟需该技术的支持者共同努力找出并解决其中的
问题提高其产品的显示效果扩大商业化应用的规模同时在技术的发展过
程中也要注意与特定市场的应用需求相联系
11 液晶显示器的发展概述
从技术上讲自 20 世纪 70 年代起液晶显示器先后经历了 TNSTNa-Si
TFT（TN 模式）大型 TFT（IPSMVAOCB 等模式）等四个发展阶段并成
功解决了多大开口率提高辉度增大视角提高响应速度增大画面尺寸扩
大色域等问题从而使其应用领域迅速扩展
玻璃母板的尺寸决定整个 TFT LCD 生产线的投资规模技术水平切割面
板尺寸价格从而决定了市场竞争力因此产业化水平以母板的ldquo代rdquo为标志
从 1991 年的第 1 代（300mmtimes350mm）开始目前正筹建第 9 代甚至第 10 代
（2600mmtimes3100mm）生产线在过去的十几年中开始是按每两年一代近几
年甚至按每年一代的速度扩大与此对应面板尺寸像素数像素密度也按类
似于半导体摩尔定律的规模增加
今天 TFT LCD 技术仍在不断进步突出表现为简化工艺的采用生产效率
的提高以便进一步降低价格据预测TFT LCD 下一个发展阶段是可支持用
户各种各样的附加功能可在任何场合使用的创能型显示器
北京大学硕士学位论文 绪论
2
12 有机电致发光显示器的特点
OLED 技术的优势包括以下几点
1 面板厚度较薄（小于 2mm）质量轻制程简单（工序少且 OLED 器
件可用喷墨印刷的方法制成）
2 工作电压低（3~10V）自发光功耗小（无需背光源发光转化效率高）
3 对比度高（可提供高亮度的画面且关态亮度很小对比度可达 100001）
4 分辨率高（像素尺寸小于 5μm）响应速度快（1~10μs）
5 色域广（色彩可覆盖整个可见光区近紫外区及红外波段）
6 宽视角（自发光几乎没有视角问题一般可以达到 170deg以上）
7 材料简单
在平板显示产业内的激烈竞争下最后一条可能会是使 OLED 显示技术胜
出的最关键因素
大多数研究者都认为 OLEDs 在不同的市场应用（小尺寸的如中小面板的手
机PDA 或笔记本电脑大尺寸的如电视监视器等）中都有较强的竞争力
有些市场对设备相对简单的产品具有很大的吸引力但这些并不一定是最适合这
种技术发展的领域在表 1-1 中对 OLEDs 的各种属性在不同应用中的重要性排
了序[1]高为 H中为 M低为 L在寿命一列L 表示对寿命的需求大约在 10000h
M 表示 20000h 左右H 表示需要超过 40000h 表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度
[1]
轻薄 低功耗 图像清
晰
响应速
度快 色域广 宽视角
寿命
长
塑料基
底
智能卡 H H H L L L M H
头戴式显示 H H H M M M M H
汽车音响或
仪表盘 M L M L L M L M
语音手机 H H M L M L L M
数据电话机
或 PDA H H H L M M L M
相机或摄像 H H H LM H M L M
北京大学硕士学位论文 绪论
3
机显示屏
车辆导航系
统 M M H L M H L M
便携式视频
电话或游戏
机
H H H M M M L M
便携式 DVD
播放器 H H H H H M M M
手持式或笔
记本电脑 H H H M M M M L
台式机或工
作站 M M H M M H M L
便携式 TV
或 DVD M M H H H H H L
动态广告 H M H L H H H H
漫射照明 H H L L M H H H
13 有机电致发光显示器的发展
就商品量产的时间来看1999 年日本 Pioneer 是最早有产品上市的厂商主
要产品是将 OLED 应用在汽车音响上（如图 1-1 所示）但面板只是多彩被动式
点矩阵型而并不是全彩型之后 Motorola 也发售使用 OLED 面板的单色手机
将简单的无源矩阵 OLEDs 应用于小尺寸屏中（如翻盖手机外部的副屏）时取得
了一连串的成功在这种应用中OLED 的成本将会成为一个问题因为用在手
机中的单色 LCD 屏价格较低
北京大学硕士学位论文 绪论
4
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
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5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
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14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
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15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 摘要
I
摘要
本文对由非晶硅 TFT 构成的有源矩阵 OLED 显示系统进行了分析与研究
并比较了电压编程型和电流编程型驱动电路各自的优缺点针对电流编程型像素
电路稳定时间长的问题提出了一种新型的采用电流电压混合信号的驱动方式
并给出了两种具体的实现方法
（1）根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在编程初期将数
据线预充至固定电平的驱动电路对这种电路中的参数进行了分析和计算并用
SILVACO SMART SPICE 模拟软件进行了验证仿真结果表明这种驱动方式能够
显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足实际应用的需要
（2）设计了一种采用电流电压转换电路完成预充的驱动电路对这种电路
的工作原理进行了详细的分析
另外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基础上增加一
个预充电的电路单元不会使驱动 IC 复杂化可以大大降低设计的难度
关键词a-SiTFT-OLED电压编程型驱动电路电流编程型驱动电路
北京大学硕士学位论文 Abstract
II
Study on TFT OLED pixel circuits
Xiaoming Liu (Microelectronics and Solid State Electronics)
Directed by Shengdong Zhang
Abstract
In this thesis we introduced the work principle and main circuit structure of the
pixel driving circuit using amorphous silicon (a-SiH) thin film transistors (TFTs) in
AMOLEDs Compared to the voltage programmed pixel circuits the current
programmed pixel circuits have reasonable stability and uniformity but they have
long programming time at low currents In order to increase programming speed we
present a hybrid driving scheme of a-Si pixel circuit for AMOLEDs and provide two
implementations of it
In one of them the data line is pre-charged to a specific voltage before current
programming By investigating the effect of the pre-charging voltage (Vref) on the
settling time we demonstrate that for a given rang of programming current there is an
optimal value of Vref that minimizes the overall settling time Simulation results
based on a-Si TFT and OLED experimental data show that the settling time can be
shortened to an acceptable range This work provides the designer with a means to
realize the a-Si TFT based 32-inch QVGA (320times240) AMOLEDs
In the other a current-voltage converter is used to pre-charge the data line The
new current driver can accelerate the settling time of current programmed pixel circuit
significantly
Key words Amorphous silicon thin film transistor active matrix OLEDs voltage
programmed pixel circuit current programmed pixel circuit
北京大学硕士学位论文 目录
III
目录
摘要 I
Abstract II
图目录 V
表格目录 VII
第一章 绪论 1
11 液晶显示器的发展概述 1
12 有机电致发光显示器的特点 2
13 有机电致发光显示器的发展 3
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义 5
15 本文的主要工作与贡献 6
16 本文的组织结构 7
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术 8
21 有机电致发光器件 8
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构 8
212 有机电致发光二极管的光电特性 10
22 有机电致发光显示器 10
221 OLED 的全彩化技术 11
222 OLED 显示器设计时的几个要点 12
223 有机电致发光显示器的驱动技术 15
224 底板技术 17
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术 18
231 非晶硅材料 18
232 非晶硅 TFT 18
24 本章小结 23
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计 24
31 AMOLED 像素驱动电路 24
311 设计补偿电路的必要性 25
312 电流驱动 26
313 电压驱动 30
32 AMOLED 显示设计要素 38
321 寿命和成品率 38
322 不同程度的老化和色差 39
323 功耗 40
324 开口率 40
325 IR 电压降和地电平波动 40
326 制造成本 41
33 本章小结 42
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案 43
41 电路参数的计算 44
411 显示屏的设计指标 44
北京大学硕士学位论文 目录
IV
412 仿真电路参数 45
42 未加预充的一列像素编程仿真 45
43 预充至固定电压的混合驱动方式 47
431 电路原理及分析 48
432 仿真结果 50
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式 53
45 本章小结 57
第五章 总结和展望 58
51 本文工作总结 58
52 本文创新点 58
53 未来工作展望 59
参考文献 60
致谢 65
学习期间发表的论文及专利 66
北京大学硕士学位论文 图目录
V
图目录
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版 4
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸 4
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器 5
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视 5
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b) 9
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线 9
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线 10
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法 12
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构 14
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构 14
图 2- 7 顶发光(a)和底发光(b)的 AMOLED 像素的结构 16
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP 19
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线 22
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元 24
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构 25
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs） 26
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b) 27
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系 28
图 3- 6 比例电流缩放(a)和附加偏置电流(b)的快速驱动方式 29
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 31
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路 31
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 32
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC 33
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 34
图 3- 12 两种自举型 VPPC 34
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC 35
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化 36
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别 37
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)
四面 41
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b) 46
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间 47
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序 48
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变 49
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化 49
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线 50
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系 51
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线 52
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系 52
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图 53
北京大学硕士学位论文 图目录
VI
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图 54
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路 56
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性 57
北京大学硕士学位论文 表格目录
VII
表格目录
表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度 2
表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较 17
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值 51
北京大学硕士学位论文 绪论
1
第一章 绪论
在当今信息社会平板显示器已经广泛应用于我们生活的各个方面从小尺
寸的手机摄像机数码相机中尺寸的笔记本电脑台式机大尺寸的家用电
视到大型投影设备等
液晶显示（LCDs）在轻薄优势的基础上加上完美的画面及快速的响应
特性确保其在平板显示产业一直处于主导地位尽管产学研界发明了多种新的
显示技术并对这些技术抱有极大的热情提出了许多该进的方法但 LCD 技
术发展速度之快使得这些技术在市场上很难与之匹敌一种新的显示技术（如
OLED）要想扭转这种局势亟需该技术的支持者共同努力找出并解决其中的
问题提高其产品的显示效果扩大商业化应用的规模同时在技术的发展过
程中也要注意与特定市场的应用需求相联系
11 液晶显示器的发展概述
从技术上讲自 20 世纪 70 年代起液晶显示器先后经历了 TNSTNa-Si
TFT（TN 模式）大型 TFT（IPSMVAOCB 等模式）等四个发展阶段并成
功解决了多大开口率提高辉度增大视角提高响应速度增大画面尺寸扩
大色域等问题从而使其应用领域迅速扩展
玻璃母板的尺寸决定整个 TFT LCD 生产线的投资规模技术水平切割面
板尺寸价格从而决定了市场竞争力因此产业化水平以母板的ldquo代rdquo为标志
从 1991 年的第 1 代（300mmtimes350mm）开始目前正筹建第 9 代甚至第 10 代
（2600mmtimes3100mm）生产线在过去的十几年中开始是按每两年一代近几
年甚至按每年一代的速度扩大与此对应面板尺寸像素数像素密度也按类
似于半导体摩尔定律的规模增加
今天 TFT LCD 技术仍在不断进步突出表现为简化工艺的采用生产效率
的提高以便进一步降低价格据预测TFT LCD 下一个发展阶段是可支持用
户各种各样的附加功能可在任何场合使用的创能型显示器
北京大学硕士学位论文 绪论
2
12 有机电致发光显示器的特点
OLED 技术的优势包括以下几点
1 面板厚度较薄（小于 2mm）质量轻制程简单（工序少且 OLED 器
件可用喷墨印刷的方法制成）
2 工作电压低（3~10V）自发光功耗小（无需背光源发光转化效率高）
3 对比度高（可提供高亮度的画面且关态亮度很小对比度可达 100001）
4 分辨率高（像素尺寸小于 5μm）响应速度快（1~10μs）
5 色域广（色彩可覆盖整个可见光区近紫外区及红外波段）
6 宽视角（自发光几乎没有视角问题一般可以达到 170deg以上）
7 材料简单
在平板显示产业内的激烈竞争下最后一条可能会是使 OLED 显示技术胜
出的最关键因素
大多数研究者都认为 OLEDs 在不同的市场应用（小尺寸的如中小面板的手
机PDA 或笔记本电脑大尺寸的如电视监视器等）中都有较强的竞争力
有些市场对设备相对简单的产品具有很大的吸引力但这些并不一定是最适合这
种技术发展的领域在表 1-1 中对 OLEDs 的各种属性在不同应用中的重要性排
了序[1]高为 H中为 M低为 L在寿命一列L 表示对寿命的需求大约在 10000h
M 表示 20000h 左右H 表示需要超过 40000h 表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度
[1]
轻薄 低功耗 图像清
晰
响应速
度快 色域广 宽视角
寿命
长
塑料基
底
智能卡 H H H L L L M H
头戴式显示 H H H M M M M H
汽车音响或
仪表盘 M L M L L M L M
语音手机 H H M L M L L M
数据电话机
或 PDA H H H L M M L M
相机或摄像 H H H LM H M L M
北京大学硕士学位论文 绪论
3
机显示屏
车辆导航系
统 M M H L M H L M
便携式视频
电话或游戏
机
H H H M M M L M
便携式 DVD
播放器 H H H H H M M M
手持式或笔
记本电脑 H H H M M M M L
台式机或工
作站 M M H M M H M L
便携式 TV
或 DVD M M H H H H H L
动态广告 H M H L H H H H
漫射照明 H H L L M H H H
13 有机电致发光显示器的发展
就商品量产的时间来看1999 年日本 Pioneer 是最早有产品上市的厂商主
要产品是将 OLED 应用在汽车音响上（如图 1-1 所示）但面板只是多彩被动式
点矩阵型而并不是全彩型之后 Motorola 也发售使用 OLED 面板的单色手机
将简单的无源矩阵 OLEDs 应用于小尺寸屏中（如翻盖手机外部的副屏）时取得
了一连串的成功在这种应用中OLED 的成本将会成为一个问题因为用在手
机中的单色 LCD 屏价格较低
北京大学硕士学位论文 绪论
4
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
北京大学硕士学位论文 绪论
5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
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14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
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15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
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24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
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响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版本
学校有权保存学位论文的印刷本和电子版并提供目录检索与阅览服务
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 Abstract
II
Study on TFT OLED pixel circuits
Xiaoming Liu (Microelectronics and Solid State Electronics)
Directed by Shengdong Zhang
Abstract
In this thesis we introduced the work principle and main circuit structure of the
pixel driving circuit using amorphous silicon (a-SiH) thin film transistors (TFTs) in
AMOLEDs Compared to the voltage programmed pixel circuits the current
programmed pixel circuits have reasonable stability and uniformity but they have
long programming time at low currents In order to increase programming speed we
present a hybrid driving scheme of a-Si pixel circuit for AMOLEDs and provide two
implementations of it
In one of them the data line is pre-charged to a specific voltage before current
programming By investigating the effect of the pre-charging voltage (Vref) on the
settling time we demonstrate that for a given rang of programming current there is an
optimal value of Vref that minimizes the overall settling time Simulation results
based on a-Si TFT and OLED experimental data show that the settling time can be
shortened to an acceptable range This work provides the designer with a means to
realize the a-Si TFT based 32-inch QVGA (320times240) AMOLEDs
In the other a current-voltage converter is used to pre-charge the data line The
new current driver can accelerate the settling time of current programmed pixel circuit
significantly
Key words Amorphous silicon thin film transistor active matrix OLEDs voltage
programmed pixel circuit current programmed pixel circuit
北京大学硕士学位论文 目录
III
目录
摘要 I
Abstract II
图目录 V
表格目录 VII
第一章 绪论 1
11 液晶显示器的发展概述 1
12 有机电致发光显示器的特点 2
13 有机电致发光显示器的发展 3
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义 5
15 本文的主要工作与贡献 6
16 本文的组织结构 7
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术 8
21 有机电致发光器件 8
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构 8
212 有机电致发光二极管的光电特性 10
22 有机电致发光显示器 10
221 OLED 的全彩化技术 11
222 OLED 显示器设计时的几个要点 12
223 有机电致发光显示器的驱动技术 15
224 底板技术 17
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术 18
231 非晶硅材料 18
232 非晶硅 TFT 18
24 本章小结 23
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计 24
31 AMOLED 像素驱动电路 24
311 设计补偿电路的必要性 25
312 电流驱动 26
313 电压驱动 30
32 AMOLED 显示设计要素 38
321 寿命和成品率 38
322 不同程度的老化和色差 39
323 功耗 40
324 开口率 40
325 IR 电压降和地电平波动 40
326 制造成本 41
33 本章小结 42
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案 43
41 电路参数的计算 44
411 显示屏的设计指标 44
北京大学硕士学位论文 目录
IV
412 仿真电路参数 45
42 未加预充的一列像素编程仿真 45
43 预充至固定电压的混合驱动方式 47
431 电路原理及分析 48
432 仿真结果 50
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式 53
45 本章小结 57
第五章 总结和展望 58
51 本文工作总结 58
52 本文创新点 58
53 未来工作展望 59
参考文献 60
致谢 65
学习期间发表的论文及专利 66
北京大学硕士学位论文 图目录
V
图目录
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版 4
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸 4
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器 5
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视 5
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b) 9
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线 9
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线 10
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法 12
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构 14
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构 14
图 2- 7 顶发光(a)和底发光(b)的 AMOLED 像素的结构 16
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP 19
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线 22
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元 24
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构 25
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs） 26
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b) 27
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系 28
图 3- 6 比例电流缩放(a)和附加偏置电流(b)的快速驱动方式 29
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 31
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路 31
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 32
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC 33
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 34
图 3- 12 两种自举型 VPPC 34
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC 35
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化 36
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别 37
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)
四面 41
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b) 46
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间 47
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序 48
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变 49
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化 49
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线 50
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系 51
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线 52
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系 52
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图 53
北京大学硕士学位论文 图目录
VI
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图 54
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路 56
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性 57
北京大学硕士学位论文 表格目录
VII
表格目录
表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度 2
表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较 17
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值 51
北京大学硕士学位论文 绪论
1
第一章 绪论
在当今信息社会平板显示器已经广泛应用于我们生活的各个方面从小尺
寸的手机摄像机数码相机中尺寸的笔记本电脑台式机大尺寸的家用电
视到大型投影设备等
液晶显示（LCDs）在轻薄优势的基础上加上完美的画面及快速的响应
特性确保其在平板显示产业一直处于主导地位尽管产学研界发明了多种新的
显示技术并对这些技术抱有极大的热情提出了许多该进的方法但 LCD 技
术发展速度之快使得这些技术在市场上很难与之匹敌一种新的显示技术（如
OLED）要想扭转这种局势亟需该技术的支持者共同努力找出并解决其中的
问题提高其产品的显示效果扩大商业化应用的规模同时在技术的发展过
程中也要注意与特定市场的应用需求相联系
11 液晶显示器的发展概述
从技术上讲自 20 世纪 70 年代起液晶显示器先后经历了 TNSTNa-Si
TFT（TN 模式）大型 TFT（IPSMVAOCB 等模式）等四个发展阶段并成
功解决了多大开口率提高辉度增大视角提高响应速度增大画面尺寸扩
大色域等问题从而使其应用领域迅速扩展
玻璃母板的尺寸决定整个 TFT LCD 生产线的投资规模技术水平切割面
板尺寸价格从而决定了市场竞争力因此产业化水平以母板的ldquo代rdquo为标志
从 1991 年的第 1 代（300mmtimes350mm）开始目前正筹建第 9 代甚至第 10 代
（2600mmtimes3100mm）生产线在过去的十几年中开始是按每两年一代近几
年甚至按每年一代的速度扩大与此对应面板尺寸像素数像素密度也按类
似于半导体摩尔定律的规模增加
今天 TFT LCD 技术仍在不断进步突出表现为简化工艺的采用生产效率
的提高以便进一步降低价格据预测TFT LCD 下一个发展阶段是可支持用
户各种各样的附加功能可在任何场合使用的创能型显示器
北京大学硕士学位论文 绪论
2
12 有机电致发光显示器的特点
OLED 技术的优势包括以下几点
1 面板厚度较薄（小于 2mm）质量轻制程简单（工序少且 OLED 器
件可用喷墨印刷的方法制成）
2 工作电压低（3~10V）自发光功耗小（无需背光源发光转化效率高）
3 对比度高（可提供高亮度的画面且关态亮度很小对比度可达 100001）
4 分辨率高（像素尺寸小于 5μm）响应速度快（1~10μs）
5 色域广（色彩可覆盖整个可见光区近紫外区及红外波段）
6 宽视角（自发光几乎没有视角问题一般可以达到 170deg以上）
7 材料简单
在平板显示产业内的激烈竞争下最后一条可能会是使 OLED 显示技术胜
出的最关键因素
大多数研究者都认为 OLEDs 在不同的市场应用（小尺寸的如中小面板的手
机PDA 或笔记本电脑大尺寸的如电视监视器等）中都有较强的竞争力
有些市场对设备相对简单的产品具有很大的吸引力但这些并不一定是最适合这
种技术发展的领域在表 1-1 中对 OLEDs 的各种属性在不同应用中的重要性排
了序[1]高为 H中为 M低为 L在寿命一列L 表示对寿命的需求大约在 10000h
M 表示 20000h 左右H 表示需要超过 40000h 表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度
[1]
轻薄 低功耗 图像清
晰
响应速
度快 色域广 宽视角
寿命
长
塑料基
底
智能卡 H H H L L L M H
头戴式显示 H H H M M M M H
汽车音响或
仪表盘 M L M L L M L M
语音手机 H H M L M L L M
数据电话机
或 PDA H H H L M M L M
相机或摄像 H H H LM H M L M
北京大学硕士学位论文 绪论
3
机显示屏
车辆导航系
统 M M H L M H L M
便携式视频
电话或游戏
机
H H H M M M L M
便携式 DVD
播放器 H H H H H M M M
手持式或笔
记本电脑 H H H M M M M L
台式机或工
作站 M M H M M H M L
便携式 TV
或 DVD M M H H H H H L
动态广告 H M H L H H H H
漫射照明 H H L L M H H H
13 有机电致发光显示器的发展
就商品量产的时间来看1999 年日本 Pioneer 是最早有产品上市的厂商主
要产品是将 OLED 应用在汽车音响上（如图 1-1 所示）但面板只是多彩被动式
点矩阵型而并不是全彩型之后 Motorola 也发售使用 OLED 面板的单色手机
将简单的无源矩阵 OLEDs 应用于小尺寸屏中（如翻盖手机外部的副屏）时取得
了一连串的成功在这种应用中OLED 的成本将会成为一个问题因为用在手
机中的单色 LCD 屏价格较低
北京大学硕士学位论文 绪论
4
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
北京大学硕士学位论文 绪论
5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
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12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
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13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
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14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
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15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
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学校有权保存学位论文的印刷本和电子版并提供目录检索与阅览服务
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 目录
III
目录
摘要 I
Abstract II
图目录 V
表格目录 VII
第一章 绪论 1
11 液晶显示器的发展概述 1
12 有机电致发光显示器的特点 2
13 有机电致发光显示器的发展 3
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义 5
15 本文的主要工作与贡献 6
16 本文的组织结构 7
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术 8
21 有机电致发光器件 8
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构 8
212 有机电致发光二极管的光电特性 10
22 有机电致发光显示器 10
221 OLED 的全彩化技术 11
222 OLED 显示器设计时的几个要点 12
223 有机电致发光显示器的驱动技术 15
224 底板技术 17
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术 18
231 非晶硅材料 18
232 非晶硅 TFT 18
24 本章小结 23
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计 24
31 AMOLED 像素驱动电路 24
311 设计补偿电路的必要性 25
312 电流驱动 26
313 电压驱动 30
32 AMOLED 显示设计要素 38
321 寿命和成品率 38
322 不同程度的老化和色差 39
323 功耗 40
324 开口率 40
325 IR 电压降和地电平波动 40
326 制造成本 41
33 本章小结 42
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案 43
41 电路参数的计算 44
411 显示屏的设计指标 44
北京大学硕士学位论文 目录
IV
412 仿真电路参数 45
42 未加预充的一列像素编程仿真 45
43 预充至固定电压的混合驱动方式 47
431 电路原理及分析 48
432 仿真结果 50
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式 53
45 本章小结 57
第五章 总结和展望 58
51 本文工作总结 58
52 本文创新点 58
53 未来工作展望 59
参考文献 60
致谢 65
学习期间发表的论文及专利 66
北京大学硕士学位论文 图目录
V
图目录
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版 4
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸 4
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器 5
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视 5
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b) 9
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线 9
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线 10
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法 12
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构 14
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构 14
图 2- 7 顶发光(a)和底发光(b)的 AMOLED 像素的结构 16
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP 19
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线 22
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元 24
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构 25
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs） 26
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b) 27
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系 28
图 3- 6 比例电流缩放(a)和附加偏置电流(b)的快速驱动方式 29
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 31
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路 31
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 32
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC 33
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 34
图 3- 12 两种自举型 VPPC 34
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC 35
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化 36
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别 37
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)
四面 41
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b) 46
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间 47
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序 48
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变 49
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化 49
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线 50
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系 51
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线 52
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系 52
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图 53
北京大学硕士学位论文 图目录
VI
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图 54
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路 56
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性 57
北京大学硕士学位论文 表格目录
VII
表格目录
表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度 2
表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较 17
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值 51
北京大学硕士学位论文 绪论
1
第一章 绪论
在当今信息社会平板显示器已经广泛应用于我们生活的各个方面从小尺
寸的手机摄像机数码相机中尺寸的笔记本电脑台式机大尺寸的家用电
视到大型投影设备等
液晶显示（LCDs）在轻薄优势的基础上加上完美的画面及快速的响应
特性确保其在平板显示产业一直处于主导地位尽管产学研界发明了多种新的
显示技术并对这些技术抱有极大的热情提出了许多该进的方法但 LCD 技
术发展速度之快使得这些技术在市场上很难与之匹敌一种新的显示技术（如
OLED）要想扭转这种局势亟需该技术的支持者共同努力找出并解决其中的
问题提高其产品的显示效果扩大商业化应用的规模同时在技术的发展过
程中也要注意与特定市场的应用需求相联系
11 液晶显示器的发展概述
从技术上讲自 20 世纪 70 年代起液晶显示器先后经历了 TNSTNa-Si
TFT（TN 模式）大型 TFT（IPSMVAOCB 等模式）等四个发展阶段并成
功解决了多大开口率提高辉度增大视角提高响应速度增大画面尺寸扩
大色域等问题从而使其应用领域迅速扩展
玻璃母板的尺寸决定整个 TFT LCD 生产线的投资规模技术水平切割面
板尺寸价格从而决定了市场竞争力因此产业化水平以母板的ldquo代rdquo为标志
从 1991 年的第 1 代（300mmtimes350mm）开始目前正筹建第 9 代甚至第 10 代
（2600mmtimes3100mm）生产线在过去的十几年中开始是按每两年一代近几
年甚至按每年一代的速度扩大与此对应面板尺寸像素数像素密度也按类
似于半导体摩尔定律的规模增加
今天 TFT LCD 技术仍在不断进步突出表现为简化工艺的采用生产效率
的提高以便进一步降低价格据预测TFT LCD 下一个发展阶段是可支持用
户各种各样的附加功能可在任何场合使用的创能型显示器
北京大学硕士学位论文 绪论
2
12 有机电致发光显示器的特点
OLED 技术的优势包括以下几点
1 面板厚度较薄（小于 2mm）质量轻制程简单（工序少且 OLED 器
件可用喷墨印刷的方法制成）
2 工作电压低（3~10V）自发光功耗小（无需背光源发光转化效率高）
3 对比度高（可提供高亮度的画面且关态亮度很小对比度可达 100001）
4 分辨率高（像素尺寸小于 5μm）响应速度快（1~10μs）
5 色域广（色彩可覆盖整个可见光区近紫外区及红外波段）
6 宽视角（自发光几乎没有视角问题一般可以达到 170deg以上）
7 材料简单
在平板显示产业内的激烈竞争下最后一条可能会是使 OLED 显示技术胜
出的最关键因素
大多数研究者都认为 OLEDs 在不同的市场应用（小尺寸的如中小面板的手
机PDA 或笔记本电脑大尺寸的如电视监视器等）中都有较强的竞争力
有些市场对设备相对简单的产品具有很大的吸引力但这些并不一定是最适合这
种技术发展的领域在表 1-1 中对 OLEDs 的各种属性在不同应用中的重要性排
了序[1]高为 H中为 M低为 L在寿命一列L 表示对寿命的需求大约在 10000h
M 表示 20000h 左右H 表示需要超过 40000h 表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度
[1]
轻薄 低功耗 图像清
晰
响应速
度快 色域广 宽视角
寿命
长
塑料基
底
智能卡 H H H L L L M H
头戴式显示 H H H M M M M H
汽车音响或
仪表盘 M L M L L M L M
语音手机 H H M L M L L M
数据电话机
或 PDA H H H L M M L M
相机或摄像 H H H LM H M L M
北京大学硕士学位论文 绪论
3
机显示屏
车辆导航系
统 M M H L M H L M
便携式视频
电话或游戏
机
H H H M M M L M
便携式 DVD
播放器 H H H H H M M M
手持式或笔
记本电脑 H H H M M M M L
台式机或工
作站 M M H M M H M L
便携式 TV
或 DVD M M H H H H H L
动态广告 H M H L H H H H
漫射照明 H H L L M H H H
13 有机电致发光显示器的发展
就商品量产的时间来看1999 年日本 Pioneer 是最早有产品上市的厂商主
要产品是将 OLED 应用在汽车音响上（如图 1-1 所示）但面板只是多彩被动式
点矩阵型而并不是全彩型之后 Motorola 也发售使用 OLED 面板的单色手机
将简单的无源矩阵 OLEDs 应用于小尺寸屏中（如翻盖手机外部的副屏）时取得
了一连串的成功在这种应用中OLED 的成本将会成为一个问题因为用在手
机中的单色 LCD 屏价格较低
北京大学硕士学位论文 绪论
4
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
北京大学硕士学位论文 绪论
5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 目录
IV
412 仿真电路参数 45
42 未加预充的一列像素编程仿真 45
43 预充至固定电压的混合驱动方式 47
431 电路原理及分析 48
432 仿真结果 50
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式 53
45 本章小结 57
第五章 总结和展望 58
51 本文工作总结 58
52 本文创新点 58
53 未来工作展望 59
参考文献 60
致谢 65
学习期间发表的论文及专利 66
北京大学硕士学位论文 图目录
V
图目录
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版 4
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸 4
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器 5
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视 5
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b) 9
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线 9
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线 10
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法 12
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构 14
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构 14
图 2- 7 顶发光(a)和底发光(b)的 AMOLED 像素的结构 16
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP 19
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线 22
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元 24
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构 25
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs） 26
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b) 27
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系 28
图 3- 6 比例电流缩放(a)和附加偏置电流(b)的快速驱动方式 29
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 31
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路 31
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 32
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC 33
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 34
图 3- 12 两种自举型 VPPC 34
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC 35
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化 36
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别 37
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)
四面 41
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b) 46
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间 47
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序 48
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变 49
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化 49
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线 50
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系 51
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线 52
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系 52
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图 53
北京大学硕士学位论文 图目录
VI
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图 54
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路 56
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性 57
北京大学硕士学位论文 表格目录
VII
表格目录
表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度 2
表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较 17
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值 51
北京大学硕士学位论文 绪论
1
第一章 绪论
在当今信息社会平板显示器已经广泛应用于我们生活的各个方面从小尺
寸的手机摄像机数码相机中尺寸的笔记本电脑台式机大尺寸的家用电
视到大型投影设备等
液晶显示（LCDs）在轻薄优势的基础上加上完美的画面及快速的响应
特性确保其在平板显示产业一直处于主导地位尽管产学研界发明了多种新的
显示技术并对这些技术抱有极大的热情提出了许多该进的方法但 LCD 技
术发展速度之快使得这些技术在市场上很难与之匹敌一种新的显示技术（如
OLED）要想扭转这种局势亟需该技术的支持者共同努力找出并解决其中的
问题提高其产品的显示效果扩大商业化应用的规模同时在技术的发展过
程中也要注意与特定市场的应用需求相联系
11 液晶显示器的发展概述
从技术上讲自 20 世纪 70 年代起液晶显示器先后经历了 TNSTNa-Si
TFT（TN 模式）大型 TFT（IPSMVAOCB 等模式）等四个发展阶段并成
功解决了多大开口率提高辉度增大视角提高响应速度增大画面尺寸扩
大色域等问题从而使其应用领域迅速扩展
玻璃母板的尺寸决定整个 TFT LCD 生产线的投资规模技术水平切割面
板尺寸价格从而决定了市场竞争力因此产业化水平以母板的ldquo代rdquo为标志
从 1991 年的第 1 代（300mmtimes350mm）开始目前正筹建第 9 代甚至第 10 代
（2600mmtimes3100mm）生产线在过去的十几年中开始是按每两年一代近几
年甚至按每年一代的速度扩大与此对应面板尺寸像素数像素密度也按类
似于半导体摩尔定律的规模增加
今天 TFT LCD 技术仍在不断进步突出表现为简化工艺的采用生产效率
的提高以便进一步降低价格据预测TFT LCD 下一个发展阶段是可支持用
户各种各样的附加功能可在任何场合使用的创能型显示器
北京大学硕士学位论文 绪论
2
12 有机电致发光显示器的特点
OLED 技术的优势包括以下几点
1 面板厚度较薄（小于 2mm）质量轻制程简单（工序少且 OLED 器
件可用喷墨印刷的方法制成）
2 工作电压低（3~10V）自发光功耗小（无需背光源发光转化效率高）
3 对比度高（可提供高亮度的画面且关态亮度很小对比度可达 100001）
4 分辨率高（像素尺寸小于 5μm）响应速度快（1~10μs）
5 色域广（色彩可覆盖整个可见光区近紫外区及红外波段）
6 宽视角（自发光几乎没有视角问题一般可以达到 170deg以上）
7 材料简单
在平板显示产业内的激烈竞争下最后一条可能会是使 OLED 显示技术胜
出的最关键因素
大多数研究者都认为 OLEDs 在不同的市场应用（小尺寸的如中小面板的手
机PDA 或笔记本电脑大尺寸的如电视监视器等）中都有较强的竞争力
有些市场对设备相对简单的产品具有很大的吸引力但这些并不一定是最适合这
种技术发展的领域在表 1-1 中对 OLEDs 的各种属性在不同应用中的重要性排
了序[1]高为 H中为 M低为 L在寿命一列L 表示对寿命的需求大约在 10000h
M 表示 20000h 左右H 表示需要超过 40000h 表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度
[1]
轻薄 低功耗 图像清
晰
响应速
度快 色域广 宽视角
寿命
长
塑料基
底
智能卡 H H H L L L M H
头戴式显示 H H H M M M M H
汽车音响或
仪表盘 M L M L L M L M
语音手机 H H M L M L L M
数据电话机
或 PDA H H H L M M L M
相机或摄像 H H H LM H M L M
北京大学硕士学位论文 绪论
3
机显示屏
车辆导航系
统 M M H L M H L M
便携式视频
电话或游戏
机
H H H M M M L M
便携式 DVD
播放器 H H H H H M M M
手持式或笔
记本电脑 H H H M M M M L
台式机或工
作站 M M H M M H M L
便携式 TV
或 DVD M M H H H H H L
动态广告 H M H L H H H H
漫射照明 H H L L M H H H
13 有机电致发光显示器的发展
就商品量产的时间来看1999 年日本 Pioneer 是最早有产品上市的厂商主
要产品是将 OLED 应用在汽车音响上（如图 1-1 所示）但面板只是多彩被动式
点矩阵型而并不是全彩型之后 Motorola 也发售使用 OLED 面板的单色手机
将简单的无源矩阵 OLEDs 应用于小尺寸屏中（如翻盖手机外部的副屏）时取得
了一连串的成功在这种应用中OLED 的成本将会成为一个问题因为用在手
机中的单色 LCD 屏价格较低
北京大学硕士学位论文 绪论
4
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
北京大学硕士学位论文 绪论
5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
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响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
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41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
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44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 图目录
V
图目录
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版 4
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸 4
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器 5
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视 5
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b) 9
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线 9
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线 10
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法 12
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构 14
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构 14
图 2- 7 顶发光(a)和底发光(b)的 AMOLED 像素的结构 16
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP 19
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线 22
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元 24
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构 25
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs） 26
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b) 27
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系 28
图 3- 6 比例电流缩放(a)和附加偏置电流(b)的快速驱动方式 29
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 31
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路 31
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 32
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC 33
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路 34
图 3- 12 两种自举型 VPPC 34
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC 35
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化 36
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别 37
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)
四面 41
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b) 46
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间 47
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序 48
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变 49
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化 49
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线 50
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系 51
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线 52
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系 52
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图 53
北京大学硕士学位论文 图目录
VI
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图 54
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路 56
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性 57
北京大学硕士学位论文 表格目录
VII
表格目录
表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度 2
表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较 17
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值 51
北京大学硕士学位论文 绪论
1
第一章 绪论
在当今信息社会平板显示器已经广泛应用于我们生活的各个方面从小尺
寸的手机摄像机数码相机中尺寸的笔记本电脑台式机大尺寸的家用电
视到大型投影设备等
液晶显示（LCDs）在轻薄优势的基础上加上完美的画面及快速的响应
特性确保其在平板显示产业一直处于主导地位尽管产学研界发明了多种新的
显示技术并对这些技术抱有极大的热情提出了许多该进的方法但 LCD 技
术发展速度之快使得这些技术在市场上很难与之匹敌一种新的显示技术（如
OLED）要想扭转这种局势亟需该技术的支持者共同努力找出并解决其中的
问题提高其产品的显示效果扩大商业化应用的规模同时在技术的发展过
程中也要注意与特定市场的应用需求相联系
11 液晶显示器的发展概述
从技术上讲自 20 世纪 70 年代起液晶显示器先后经历了 TNSTNa-Si
TFT（TN 模式）大型 TFT（IPSMVAOCB 等模式）等四个发展阶段并成
功解决了多大开口率提高辉度增大视角提高响应速度增大画面尺寸扩
大色域等问题从而使其应用领域迅速扩展
玻璃母板的尺寸决定整个 TFT LCD 生产线的投资规模技术水平切割面
板尺寸价格从而决定了市场竞争力因此产业化水平以母板的ldquo代rdquo为标志
从 1991 年的第 1 代（300mmtimes350mm）开始目前正筹建第 9 代甚至第 10 代
（2600mmtimes3100mm）生产线在过去的十几年中开始是按每两年一代近几
年甚至按每年一代的速度扩大与此对应面板尺寸像素数像素密度也按类
似于半导体摩尔定律的规模增加
今天 TFT LCD 技术仍在不断进步突出表现为简化工艺的采用生产效率
的提高以便进一步降低价格据预测TFT LCD 下一个发展阶段是可支持用
户各种各样的附加功能可在任何场合使用的创能型显示器
北京大学硕士学位论文 绪论
2
12 有机电致发光显示器的特点
OLED 技术的优势包括以下几点
1 面板厚度较薄（小于 2mm）质量轻制程简单（工序少且 OLED 器
件可用喷墨印刷的方法制成）
2 工作电压低（3~10V）自发光功耗小（无需背光源发光转化效率高）
3 对比度高（可提供高亮度的画面且关态亮度很小对比度可达 100001）
4 分辨率高（像素尺寸小于 5μm）响应速度快（1~10μs）
5 色域广（色彩可覆盖整个可见光区近紫外区及红外波段）
6 宽视角（自发光几乎没有视角问题一般可以达到 170deg以上）
7 材料简单
在平板显示产业内的激烈竞争下最后一条可能会是使 OLED 显示技术胜
出的最关键因素
大多数研究者都认为 OLEDs 在不同的市场应用（小尺寸的如中小面板的手
机PDA 或笔记本电脑大尺寸的如电视监视器等）中都有较强的竞争力
有些市场对设备相对简单的产品具有很大的吸引力但这些并不一定是最适合这
种技术发展的领域在表 1-1 中对 OLEDs 的各种属性在不同应用中的重要性排
了序[1]高为 H中为 M低为 L在寿命一列L 表示对寿命的需求大约在 10000h
M 表示 20000h 左右H 表示需要超过 40000h 表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度
[1]
轻薄 低功耗 图像清
晰
响应速
度快 色域广 宽视角
寿命
长
塑料基
底
智能卡 H H H L L L M H
头戴式显示 H H H M M M M H
汽车音响或
仪表盘 M L M L L M L M
语音手机 H H M L M L L M
数据电话机
或 PDA H H H L M M L M
相机或摄像 H H H LM H M L M
北京大学硕士学位论文 绪论
3
机显示屏
车辆导航系
统 M M H L M H L M
便携式视频
电话或游戏
机
H H H M M M L M
便携式 DVD
播放器 H H H H H M M M
手持式或笔
记本电脑 H H H M M M M L
台式机或工
作站 M M H M M H M L
便携式 TV
或 DVD M M H H H H H L
动态广告 H M H L H H H H
漫射照明 H H L L M H H H
13 有机电致发光显示器的发展
就商品量产的时间来看1999 年日本 Pioneer 是最早有产品上市的厂商主
要产品是将 OLED 应用在汽车音响上（如图 1-1 所示）但面板只是多彩被动式
点矩阵型而并不是全彩型之后 Motorola 也发售使用 OLED 面板的单色手机
将简单的无源矩阵 OLEDs 应用于小尺寸屏中（如翻盖手机外部的副屏）时取得
了一连串的成功在这种应用中OLED 的成本将会成为一个问题因为用在手
机中的单色 LCD 屏价格较低
北京大学硕士学位论文 绪论
4
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
北京大学硕士学位论文 绪论
5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
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学校有权保存学位论文的印刷本和电子版并提供目录检索与阅览服务
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学校可以采用影印缩印数字化或其它复制手段保存论文
因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 图目录
VI
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图 54
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路 56
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性 57
北京大学硕士学位论文 表格目录
VII
表格目录
表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度 2
表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较 17
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值 51
北京大学硕士学位论文 绪论
1
第一章 绪论
在当今信息社会平板显示器已经广泛应用于我们生活的各个方面从小尺
寸的手机摄像机数码相机中尺寸的笔记本电脑台式机大尺寸的家用电
视到大型投影设备等
液晶显示（LCDs）在轻薄优势的基础上加上完美的画面及快速的响应
特性确保其在平板显示产业一直处于主导地位尽管产学研界发明了多种新的
显示技术并对这些技术抱有极大的热情提出了许多该进的方法但 LCD 技
术发展速度之快使得这些技术在市场上很难与之匹敌一种新的显示技术（如
OLED）要想扭转这种局势亟需该技术的支持者共同努力找出并解决其中的
问题提高其产品的显示效果扩大商业化应用的规模同时在技术的发展过
程中也要注意与特定市场的应用需求相联系
11 液晶显示器的发展概述
从技术上讲自 20 世纪 70 年代起液晶显示器先后经历了 TNSTNa-Si
TFT（TN 模式）大型 TFT（IPSMVAOCB 等模式）等四个发展阶段并成
功解决了多大开口率提高辉度增大视角提高响应速度增大画面尺寸扩
大色域等问题从而使其应用领域迅速扩展
玻璃母板的尺寸决定整个 TFT LCD 生产线的投资规模技术水平切割面
板尺寸价格从而决定了市场竞争力因此产业化水平以母板的ldquo代rdquo为标志
从 1991 年的第 1 代（300mmtimes350mm）开始目前正筹建第 9 代甚至第 10 代
（2600mmtimes3100mm）生产线在过去的十几年中开始是按每两年一代近几
年甚至按每年一代的速度扩大与此对应面板尺寸像素数像素密度也按类
似于半导体摩尔定律的规模增加
今天 TFT LCD 技术仍在不断进步突出表现为简化工艺的采用生产效率
的提高以便进一步降低价格据预测TFT LCD 下一个发展阶段是可支持用
户各种各样的附加功能可在任何场合使用的创能型显示器
北京大学硕士学位论文 绪论
2
12 有机电致发光显示器的特点
OLED 技术的优势包括以下几点
1 面板厚度较薄（小于 2mm）质量轻制程简单（工序少且 OLED 器
件可用喷墨印刷的方法制成）
2 工作电压低（3~10V）自发光功耗小（无需背光源发光转化效率高）
3 对比度高（可提供高亮度的画面且关态亮度很小对比度可达 100001）
4 分辨率高（像素尺寸小于 5μm）响应速度快（1~10μs）
5 色域广（色彩可覆盖整个可见光区近紫外区及红外波段）
6 宽视角（自发光几乎没有视角问题一般可以达到 170deg以上）
7 材料简单
在平板显示产业内的激烈竞争下最后一条可能会是使 OLED 显示技术胜
出的最关键因素
大多数研究者都认为 OLEDs 在不同的市场应用（小尺寸的如中小面板的手
机PDA 或笔记本电脑大尺寸的如电视监视器等）中都有较强的竞争力
有些市场对设备相对简单的产品具有很大的吸引力但这些并不一定是最适合这
种技术发展的领域在表 1-1 中对 OLEDs 的各种属性在不同应用中的重要性排
了序[1]高为 H中为 M低为 L在寿命一列L 表示对寿命的需求大约在 10000h
M 表示 20000h 左右H 表示需要超过 40000h 表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度
[1]
轻薄 低功耗 图像清
晰
响应速
度快 色域广 宽视角
寿命
长
塑料基
底
智能卡 H H H L L L M H
头戴式显示 H H H M M M M H
汽车音响或
仪表盘 M L M L L M L M
语音手机 H H M L M L L M
数据电话机
或 PDA H H H L M M L M
相机或摄像 H H H LM H M L M
北京大学硕士学位论文 绪论
3
机显示屏
车辆导航系
统 M M H L M H L M
便携式视频
电话或游戏
机
H H H M M M L M
便携式 DVD
播放器 H H H H H M M M
手持式或笔
记本电脑 H H H M M M M L
台式机或工
作站 M M H M M H M L
便携式 TV
或 DVD M M H H H H H L
动态广告 H M H L H H H H
漫射照明 H H L L M H H H
13 有机电致发光显示器的发展
就商品量产的时间来看1999 年日本 Pioneer 是最早有产品上市的厂商主
要产品是将 OLED 应用在汽车音响上（如图 1-1 所示）但面板只是多彩被动式
点矩阵型而并不是全彩型之后 Motorola 也发售使用 OLED 面板的单色手机
将简单的无源矩阵 OLEDs 应用于小尺寸屏中（如翻盖手机外部的副屏）时取得
了一连串的成功在这种应用中OLED 的成本将会成为一个问题因为用在手
机中的单色 LCD 屏价格较低
北京大学硕士学位论文 绪论
4
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
北京大学硕士学位论文 绪论
5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
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响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
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41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
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44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 表格目录
VII
表格目录
表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度 2
表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较 17
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值 51
北京大学硕士学位论文 绪论
1
第一章 绪论
在当今信息社会平板显示器已经广泛应用于我们生活的各个方面从小尺
寸的手机摄像机数码相机中尺寸的笔记本电脑台式机大尺寸的家用电
视到大型投影设备等
液晶显示（LCDs）在轻薄优势的基础上加上完美的画面及快速的响应
特性确保其在平板显示产业一直处于主导地位尽管产学研界发明了多种新的
显示技术并对这些技术抱有极大的热情提出了许多该进的方法但 LCD 技
术发展速度之快使得这些技术在市场上很难与之匹敌一种新的显示技术（如
OLED）要想扭转这种局势亟需该技术的支持者共同努力找出并解决其中的
问题提高其产品的显示效果扩大商业化应用的规模同时在技术的发展过
程中也要注意与特定市场的应用需求相联系
11 液晶显示器的发展概述
从技术上讲自 20 世纪 70 年代起液晶显示器先后经历了 TNSTNa-Si
TFT（TN 模式）大型 TFT（IPSMVAOCB 等模式）等四个发展阶段并成
功解决了多大开口率提高辉度增大视角提高响应速度增大画面尺寸扩
大色域等问题从而使其应用领域迅速扩展
玻璃母板的尺寸决定整个 TFT LCD 生产线的投资规模技术水平切割面
板尺寸价格从而决定了市场竞争力因此产业化水平以母板的ldquo代rdquo为标志
从 1991 年的第 1 代（300mmtimes350mm）开始目前正筹建第 9 代甚至第 10 代
（2600mmtimes3100mm）生产线在过去的十几年中开始是按每两年一代近几
年甚至按每年一代的速度扩大与此对应面板尺寸像素数像素密度也按类
似于半导体摩尔定律的规模增加
今天 TFT LCD 技术仍在不断进步突出表现为简化工艺的采用生产效率
的提高以便进一步降低价格据预测TFT LCD 下一个发展阶段是可支持用
户各种各样的附加功能可在任何场合使用的创能型显示器
北京大学硕士学位论文 绪论
2
12 有机电致发光显示器的特点
OLED 技术的优势包括以下几点
1 面板厚度较薄（小于 2mm）质量轻制程简单（工序少且 OLED 器
件可用喷墨印刷的方法制成）
2 工作电压低（3~10V）自发光功耗小（无需背光源发光转化效率高）
3 对比度高（可提供高亮度的画面且关态亮度很小对比度可达 100001）
4 分辨率高（像素尺寸小于 5μm）响应速度快（1~10μs）
5 色域广（色彩可覆盖整个可见光区近紫外区及红外波段）
6 宽视角（自发光几乎没有视角问题一般可以达到 170deg以上）
7 材料简单
在平板显示产业内的激烈竞争下最后一条可能会是使 OLED 显示技术胜
出的最关键因素
大多数研究者都认为 OLEDs 在不同的市场应用（小尺寸的如中小面板的手
机PDA 或笔记本电脑大尺寸的如电视监视器等）中都有较强的竞争力
有些市场对设备相对简单的产品具有很大的吸引力但这些并不一定是最适合这
种技术发展的领域在表 1-1 中对 OLEDs 的各种属性在不同应用中的重要性排
了序[1]高为 H中为 M低为 L在寿命一列L 表示对寿命的需求大约在 10000h
M 表示 20000h 左右H 表示需要超过 40000h 表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度
[1]
轻薄 低功耗 图像清
晰
响应速
度快 色域广 宽视角
寿命
长
塑料基
底
智能卡 H H H L L L M H
头戴式显示 H H H M M M M H
汽车音响或
仪表盘 M L M L L M L M
语音手机 H H M L M L L M
数据电话机
或 PDA H H H L M M L M
相机或摄像 H H H LM H M L M
北京大学硕士学位论文 绪论
3
机显示屏
车辆导航系
统 M M H L M H L M
便携式视频
电话或游戏
机
H H H M M M L M
便携式 DVD
播放器 H H H H H M M M
手持式或笔
记本电脑 H H H M M M M L
台式机或工
作站 M M H M M H M L
便携式 TV
或 DVD M M H H H H H L
动态广告 H M H L H H H H
漫射照明 H H L L M H H H
13 有机电致发光显示器的发展
就商品量产的时间来看1999 年日本 Pioneer 是最早有产品上市的厂商主
要产品是将 OLED 应用在汽车音响上（如图 1-1 所示）但面板只是多彩被动式
点矩阵型而并不是全彩型之后 Motorola 也发售使用 OLED 面板的单色手机
将简单的无源矩阵 OLEDs 应用于小尺寸屏中（如翻盖手机外部的副屏）时取得
了一连串的成功在这种应用中OLED 的成本将会成为一个问题因为用在手
机中的单色 LCD 屏价格较低
北京大学硕士学位论文 绪论
4
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
北京大学硕士学位论文 绪论
5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
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14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
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15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 绪论
1
第一章 绪论
在当今信息社会平板显示器已经广泛应用于我们生活的各个方面从小尺
寸的手机摄像机数码相机中尺寸的笔记本电脑台式机大尺寸的家用电
视到大型投影设备等
液晶显示（LCDs）在轻薄优势的基础上加上完美的画面及快速的响应
特性确保其在平板显示产业一直处于主导地位尽管产学研界发明了多种新的
显示技术并对这些技术抱有极大的热情提出了许多该进的方法但 LCD 技
术发展速度之快使得这些技术在市场上很难与之匹敌一种新的显示技术（如
OLED）要想扭转这种局势亟需该技术的支持者共同努力找出并解决其中的
问题提高其产品的显示效果扩大商业化应用的规模同时在技术的发展过
程中也要注意与特定市场的应用需求相联系
11 液晶显示器的发展概述
从技术上讲自 20 世纪 70 年代起液晶显示器先后经历了 TNSTNa-Si
TFT（TN 模式）大型 TFT（IPSMVAOCB 等模式）等四个发展阶段并成
功解决了多大开口率提高辉度增大视角提高响应速度增大画面尺寸扩
大色域等问题从而使其应用领域迅速扩展
玻璃母板的尺寸决定整个 TFT LCD 生产线的投资规模技术水平切割面
板尺寸价格从而决定了市场竞争力因此产业化水平以母板的ldquo代rdquo为标志
从 1991 年的第 1 代（300mmtimes350mm）开始目前正筹建第 9 代甚至第 10 代
（2600mmtimes3100mm）生产线在过去的十几年中开始是按每两年一代近几
年甚至按每年一代的速度扩大与此对应面板尺寸像素数像素密度也按类
似于半导体摩尔定律的规模增加
今天 TFT LCD 技术仍在不断进步突出表现为简化工艺的采用生产效率
的提高以便进一步降低价格据预测TFT LCD 下一个发展阶段是可支持用
户各种各样的附加功能可在任何场合使用的创能型显示器
北京大学硕士学位论文 绪论
2
12 有机电致发光显示器的特点
OLED 技术的优势包括以下几点
1 面板厚度较薄（小于 2mm）质量轻制程简单（工序少且 OLED 器
件可用喷墨印刷的方法制成）
2 工作电压低（3~10V）自发光功耗小（无需背光源发光转化效率高）
3 对比度高（可提供高亮度的画面且关态亮度很小对比度可达 100001）
4 分辨率高（像素尺寸小于 5μm）响应速度快（1~10μs）
5 色域广（色彩可覆盖整个可见光区近紫外区及红外波段）
6 宽视角（自发光几乎没有视角问题一般可以达到 170deg以上）
7 材料简单
在平板显示产业内的激烈竞争下最后一条可能会是使 OLED 显示技术胜
出的最关键因素
大多数研究者都认为 OLEDs 在不同的市场应用（小尺寸的如中小面板的手
机PDA 或笔记本电脑大尺寸的如电视监视器等）中都有较强的竞争力
有些市场对设备相对简单的产品具有很大的吸引力但这些并不一定是最适合这
种技术发展的领域在表 1-1 中对 OLEDs 的各种属性在不同应用中的重要性排
了序[1]高为 H中为 M低为 L在寿命一列L 表示对寿命的需求大约在 10000h
M 表示 20000h 左右H 表示需要超过 40000h 表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度
[1]
轻薄 低功耗 图像清
晰
响应速
度快 色域广 宽视角
寿命
长
塑料基
底
智能卡 H H H L L L M H
头戴式显示 H H H M M M M H
汽车音响或
仪表盘 M L M L L M L M
语音手机 H H M L M L L M
数据电话机
或 PDA H H H L M M L M
相机或摄像 H H H LM H M L M
北京大学硕士学位论文 绪论
3
机显示屏
车辆导航系
统 M M H L M H L M
便携式视频
电话或游戏
机
H H H M M M L M
便携式 DVD
播放器 H H H H H M M M
手持式或笔
记本电脑 H H H M M M M L
台式机或工
作站 M M H M M H M L
便携式 TV
或 DVD M M H H H H H L
动态广告 H M H L H H H H
漫射照明 H H L L M H H H
13 有机电致发光显示器的发展
就商品量产的时间来看1999 年日本 Pioneer 是最早有产品上市的厂商主
要产品是将 OLED 应用在汽车音响上（如图 1-1 所示）但面板只是多彩被动式
点矩阵型而并不是全彩型之后 Motorola 也发售使用 OLED 面板的单色手机
将简单的无源矩阵 OLEDs 应用于小尺寸屏中（如翻盖手机外部的副屏）时取得
了一连串的成功在这种应用中OLED 的成本将会成为一个问题因为用在手
机中的单色 LCD 屏价格较低
北京大学硕士学位论文 绪论
4
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
北京大学硕士学位论文 绪论
5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
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9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
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图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
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11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
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12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
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13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
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14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
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15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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北京大学硕士学位论文 绪论
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12 有机电致发光显示器的特点
OLED 技术的优势包括以下几点
1 面板厚度较薄（小于 2mm）质量轻制程简单（工序少且 OLED 器
件可用喷墨印刷的方法制成）
2 工作电压低（3~10V）自发光功耗小（无需背光源发光转化效率高）
3 对比度高（可提供高亮度的画面且关态亮度很小对比度可达 100001）
4 分辨率高（像素尺寸小于 5μm）响应速度快（1~10μs）
5 色域广（色彩可覆盖整个可见光区近紫外区及红外波段）
6 宽视角（自发光几乎没有视角问题一般可以达到 170deg以上）
7 材料简单
在平板显示产业内的激烈竞争下最后一条可能会是使 OLED 显示技术胜
出的最关键因素
大多数研究者都认为 OLEDs 在不同的市场应用（小尺寸的如中小面板的手
机PDA 或笔记本电脑大尺寸的如电视监视器等）中都有较强的竞争力
有些市场对设备相对简单的产品具有很大的吸引力但这些并不一定是最适合这
种技术发展的领域在表 1-1 中对 OLEDs 的各种属性在不同应用中的重要性排
了序[1]高为 H中为 M低为 L在寿命一列L 表示对寿命的需求大约在 10000h
M 表示 20000h 左右H 表示需要超过 40000h 表 1- 1 在不同的应用中 OLED 各种特性的重要程度
[1]
轻薄 低功耗 图像清
晰
响应速
度快 色域广 宽视角
寿命
长
塑料基
底
智能卡 H H H L L L M H
头戴式显示 H H H M M M M H
汽车音响或
仪表盘 M L M L L M L M
语音手机 H H M L M L L M
数据电话机
或 PDA H H H L M M L M
相机或摄像 H H H LM H M L M
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机显示屏
车辆导航系
统 M M H L M H L M
便携式视频
电话或游戏
机
H H H M M M L M
便携式 DVD
播放器 H H H H H M M M
手持式或笔
记本电脑 H H H M M M M L
台式机或工
作站 M M H M M H M L
便携式 TV
或 DVD M M H H H H H L
动态广告 H M H L H H H H
漫射照明 H H L L M H H H
13 有机电致发光显示器的发展
就商品量产的时间来看1999 年日本 Pioneer 是最早有产品上市的厂商主
要产品是将 OLED 应用在汽车音响上（如图 1-1 所示）但面板只是多彩被动式
点矩阵型而并不是全彩型之后 Motorola 也发售使用 OLED 面板的单色手机
将简单的无源矩阵 OLEDs 应用于小尺寸屏中（如翻盖手机外部的副屏）时取得
了一连串的成功在这种应用中OLED 的成本将会成为一个问题因为用在手
机中的单色 LCD 屏价格较低
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图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
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日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
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1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
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至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
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第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
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子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
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图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
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11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
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12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
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真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
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持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
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223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
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44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
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论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 绪论
3
机显示屏
车辆导航系
统 M M H L M H L M
便携式视频
电话或游戏
机
H H H M M M L M
便携式 DVD
播放器 H H H H H M M M
手持式或笔
记本电脑 H H H M M M M L
台式机或工
作站 M M H M M H M L
便携式 TV
或 DVD M M H H H H H L
动态广告 H M H L H H H H
漫射照明 H H L L M H H H
13 有机电致发光显示器的发展
就商品量产的时间来看1999 年日本 Pioneer 是最早有产品上市的厂商主
要产品是将 OLED 应用在汽车音响上（如图 1-1 所示）但面板只是多彩被动式
点矩阵型而并不是全彩型之后 Motorola 也发售使用 OLED 面板的单色手机
将简单的无源矩阵 OLEDs 应用于小尺寸屏中（如翻盖手机外部的副屏）时取得
了一连串的成功在这种应用中OLED 的成本将会成为一个问题因为用在手
机中的单色 LCD 屏价格较低
北京大学硕士学位论文 绪论
4
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
北京大学硕士学位论文 绪论
5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
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14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
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15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版本
学校有权保存学位论文的印刷本和电子版并提供目录检索与阅览服务
在校园网上提供服务
学校可以采用影印缩印数字化或其它复制手段保存论文
因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 绪论
4
图 1- 1 Pioneer 于 1997 年所推出的汽车音响面版
随着 LCD 彩色面板在手机PDA 与监视器广泛应用后OLED 全彩化编程
必然的趋势之后厂商也都以发展全彩面板为主第一个含有 OLED 全彩面
板的商品是 Kodak 与 Sanyo 合作的数码相机此面板为 22 英寸 512times218 像素
的有源 LTPS-TFT 面板在 2005 年初此面板也被推广使用于个人媒体播放器
（personal media playerPMP）上这也展现出 OLED 发明者的研发实力这为
OLEDs 的特性提供了非常关键的评测结果因为与在手机中的应用相比其色
彩鲜艳和宽视角的优点在相机中更有价值而质量轻和厚度薄的特点在两者中都
有体现
图 1- 2 奇美光电 2003 年推出的 20 英寸
大面积面板可应用在较大市场的电视或监视器2003 年台湾的奇美和日本
IBM 合资的 IDT 公司率先发表了 20 英寸的有源 OLED 面板（如图 1-2）曾轰动
一时之后不久日本的 Sony 公司发表了用四块 12 英寸 OLED 面板拼合的 24
英寸有源全彩 OLED 面板2004 年精工-爱普生更是通过将 4 块 20 英寸低温
多晶硅（LTPS）TFT 底板拼到一起用最新的喷墨彩色技术试制出业界最大画
面尺寸的 40 英寸全彩 PLED 面板（如图 1-3）接着2005 年 5 月 Samsung 电子
在 SID 展示 40 英寸用白光加RGBW滤光片制作的小分子OLED电视（如图 1-4）
北京大学硕士学位论文 绪论
5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
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13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
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14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
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15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
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致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
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学校有权保存学位论文的印刷本和电子版并提供目录检索与阅览服务
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 绪论
5
日本山形大学的淳户（Kido）教授也动员了产学研界宣布将在 2007 年展示世
界第一的 60 英寸大型 OLED 面板这些都充分显示 OLED 技术未来制作大面积
面板的可能性与潜在商机
图 1- 3 日本 Seiko Epson 推出的第一款大尺寸 OLED 显示器
图 1- 4 2005 年 Samsung 电子在 SID 展示 40 英寸 OLED 电视
由于 OLED 产业还正处于初期的发展阶段很难对其未来的发展状况作出
准确的预测但国内外著名显示企业纷纷表示将要投资有源矩阵式 OLED 显示
技术的研发预示着 OLED 显示技术产业化规模化的到来
14 OLED 显示器驱动技术研究的背景和意义
目前 OLED 主要存在的问题包括以下几个方面
北京大学硕士学位论文 绪论
6
1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
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第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
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子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
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图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
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221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
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图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
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真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
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持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
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223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
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第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
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响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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[77] H Lee Y-C Lin H-P D Shieh and J Kanicki Current-scaling a-SiH TFT pixel-electrode circuit for AM-OLEDs Electrical properties and stability IEEE Trans Electron Devices vol 54 pp2403 2007
北京大学硕士学位论文 致谢
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致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
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学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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北京大学硕士学位论文 绪论
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1寿命的问题
器件的特性在使用过程中不能发生明显的退化红绿蓝（RGB）三色像
素老化速度的不同或是工作状态不同各像素之间的老化速度的差异都必须控制
在一定的范围之内暴露在潮湿或高温的环境中也会对器件造成损伤除了有机
物的老化外当使用非晶硅 TFT 驱动时该器件在长期工作的条件下的特性漂
移也会成为问题如果引入 LTPS 作为其驱动电路则寿命将大大延长
2驱动的问题
无源矩阵的方式最多只能用于驱动 180 行左右的场合要用于驱动包含更多
行的设备时需要用到更高的电压使得效率降低并带来额外的热量导致的退化
在用于大尺寸高分辨率的有源矩阵面板中时需要精心设计驱动电路使其能控
制电流的大小而 TFT 特性的不均匀会导致电路的工作状态无法精确控制因
此需要在每个像素中用到多个 TFT尽量减小漂移的量或通过补偿的方法消除其
产生的效应并且使该单元电路要能够支持相对较大的电流流过
随着 OLED 材料的不断发展成熟OLED 器件的性能和寿命问题不再制约
OLED 显示技术的发展目前的关注点主要在 OLED 显示的驱动技术[2][3]对于
大尺寸高分辨率显示器通常采用有源矩阵的驱动方式薄膜晶体管（TFT）是
有源矩阵驱动的主要组成部分而非晶硅 TFT 技术已经在 AMLCD 中得到了广
泛的应用因此将其应用于OLED 显示中成为 AMOLED 进行驱动成为 AMOLED
驱动发展的方向[4]
但非晶硅 TFT 也有其自身的缺点[5]一是其在长期直流偏置的条件下阈值电
压会发生漂移二是电子迁移率较低对于阈值电压不稳定的问题可通过采用
发光量不随晶体管特性变动而改变的驱动予以解决如电流编程型像素电路而
电子迁移率较低的问题可通过提高像素的开口率和增加发光效率来解决
15 本文的主要工作与贡献
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析针对电流编程型像
素电路稳定时间长的问题提出了新型的快速电流编程驱动方案利用电流电压
混合信号提供数据线的驱动成功实现了对电流型像素电路编程速度的提升根
据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要设计了一种在电流编程前将数据线预充
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
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持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
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223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 绪论
7
至固定电平的混合信号驱动电路并对这种电路中的参数进行了分析和计算仿
真结果表明这种驱动方式能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满足
实际应用的需要采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够满足大尺寸高分辨
率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极数据驱动电路的基
础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同可以一起集成到
显示面板上可以大大降低设计的难度
16 本文的组织结构
本文共分五个部分
第一章为绪论概述了 LCD 显示器的发展主要介绍了 OLED 显示技术的
特点和发展历程以及本文的主要工作
第二章对有机电致发光显示技术及其驱动技术作了介绍主要包括对 OLED
的器件结构发光原理和光电特性的概述以及对 OLED 显示器及其驱动技术的
介绍
第三章对 TFT-OLED 像素驱动电路进行了总结和归纳
第四章提出了一种新型的采用混合信号驱动的快速电流编程方案该方案能
够显著减少小电流编程情况下的稳定时间使电流型像素电路能够应用到大尺寸
高分辨率的显示器中
第五章是总结和展望回顾了本文的主要内容并指出了需要进一步完善的
工作内容
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
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44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
8
第二章 有机电致发光器件及其驱动技术
OLED 的发光属于电致发光（electroluminescenceEL）由于它在应用上的
重要性电致发光现象的研究和探索一直都是令人极感兴趣的一门科学[6]电致
发光曾经被誉为是一种可以产生ldquo冷光rdquo的现象
有机电致发光现象最早是在 1963 年由 Pope 教授发现当时他以数百伏特的
的电压施加于蒽的晶体上观察到发光现象这是最早的文献报道由于其过高
的驱动电压与较低的发光效率当时并未受到重视一直到 1987 年美国柯达公
司的邓青云博士（C W Tang）及 Steve VanSlyke 发表以真空蒸镀法制成多层式
结构的 OLED 器件[7]可使空穴与电子局限在电子输运层与空穴输运层的界面附
近并发生复合大幅提高了器件的性能其低工作电压与高亮度的商业应用潜力
吸引了全球的目光从此开启了 OLED 风起云涌的时代
21 有机电致发光器件
OLEDs 具有非常好的特性应用前景广阔可提供高分辨率低成本和宽
视角的显示器更重要的是OLEDs 的发光只需要很小的电流并且可在低电压
（3~10V）下工作是一种功率效率非常高的发光器件[8]-[10]
211 有机电致发光二极管的原理和器件结构
OLED 可由小分子有机材料或高分子聚合物材料制成小分子材料的 OLED
是在高真空环境中通过蒸镀的方法制成的[11]而高分子材料的 OLED 是通过旋
转涂布或喷墨印刷的方法制成的[12]然而小分子型 OLED 的发光效率比高分子
型的高很多应用得也更广泛
为了提高 OLED 的发光效率采用了一种改进的能带结构[11]一种典型的
多层 OLED 和相应的能带结构如图 2-1 所示铟锡金属氧化物（ITO）层是作为
阳极接触的材料空穴输运层（HTL）为 P 型掺杂为发光层（EML）提供空穴
并由于相邻层的能带差形成的势垒可阻止电子传输至阳极对于阴极的情况电
子输运层为 N 型掺杂为 EML 层提供电子并阻止空穴传输至阴极然后电
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
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23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
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41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
9
子和空穴在 EML 层复合产生出光子[11][13]
图 2- 1 多层 OLED 的结构(a)和对应的能带图(b)[11]
在中小电流密度密度下OLED 的亮度近似与电流的大小呈正比在更高的
电流密度下可达到饱和并且 OLED 的驱动电压会随着时间的推移而增大这
是由于结晶化界面处化学反应各层电荷分布的变化以及氧气和水分引起的氧
化等因素造成的[14][15]因此大多数已提出的驱动方式都设计成可为 OLED 提
供恒定电流以消除 OLED 驱动电压变化的影响
图 2- 2 OLED 器件电流密度-电压曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
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41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
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42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
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43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
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44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
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第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
10
图 2- 3 OLED 器件亮度-电流密度曲线
212 有机电致发光二极管的光电特性
顾名思义有机发光二极管的基本特性是如同二极管一般在施以一正向电
流（dc）偏压时开始有电流流经器件当电压达到器件起始电压后器件开始
发光当施加为逆向偏压时几乎不会有电流通过器件也不发光一般 OLED
的整流比（rectification ratio）约为 103~107
图 2-2 所示为一个实际的绿光 OLED 器件的电流密度-电压曲线可以看到
在电压较低时器件基本上没有电流流过当电压超过一定值以后电流密度随
着电压的增大而呈现非线性的指数增长
图 2-3 所示为 OLED 器件的电流密度-亮度曲线因为 OLED 器件是一种电
流控制的器件所以可以看到亮度与 OLED 上通过的电流基本呈线性关系
22 有机电致发光显示器
为了将有机电致发光二极管应用于电子显示组成 OLED 显示器需要解
决以下几个问题
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
11
221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
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响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
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44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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221 OLED的全彩化技术
获得全色 OLED 显示器的方法主要有三种
（1）三基色像素并置法
利用发光材料独立发光是目前采用最多的全彩化技术它是利用精密的金属
掩膜的遮挡与 CCD 像素对位技术首先制备红绿蓝三基色发光中心然后
调节三种颜色组合的混色比产生真彩色使三色 OLED 元件独立发光构成一
个像素该项技术的关键在于提高发光材料的色纯度和发光效率同时金属掩膜
刻蚀技术也至关重要
（2）色转换法
色转换法是采用蓝色 EL 发光材料及光致发光的颜色转换材料获得全色显
示首先制备发蓝光的 OLED 器件然后利用蓝色光通过激发光色转换膜分别
获得绿色和红色光从而获得全彩色该项技术的关键在于提高光色转换材料的
色纯度及效率这种技术不需要金属掩膜对位技术只需蒸镀蓝光 OLED 元件
而且效率高可不再使用滤色片是未来大尺寸全彩色 OLED 显示器极具潜力
的全彩色化技术之一但它的缺点是光色转换材料容易吸收环境中的蓝光造成
图像对比度下降
（3）彩色滤光片法
这是获得全色显示最简单的方法它是在研发 LCD 和 CCD 时形成的一种成
熟的全彩化技术此种技术是利用白光 OLED 结合彩色滤光片首先制备发白
光的 OLED 器件然后通过彩色滤光片得到三基色再组合三基色实现彩色显
示该项技术的关键在于获得高效率和高纯度的白光他的制作过程不需要金属
掩膜对位技术可采用成熟的液晶显示器的彩色滤光片技术所以也是未来大尺
寸全彩色 OLED 显示器具有潜力的全彩化技术之一但采用此技术使透过彩色
滤光片所造成光损失高达三分之二
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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年三年以后在校园网上全文发布
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北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
12
图 2- 4 OLED 的三种全彩化方法
222 OLED显示器设计时的几个要点
在将 OLED 技术应用于实际当中去时需要先作出以下几个战略层面的决
策
无源矩阵 vs有源矩阵
由于不需要 TFT 阵列无源矩阵 OLEDs 的制造过程相对来说比较简单尽
管使用无源矩阵式底板不会使图像质量发生较大的恶化（与用于 LCD 屏时的情
况相同）但用来驱动无源矩阵显示屏中高亮度像素点的功耗将是无法接受的
因此大多数 OLEDs 的研究者都认为在无源矩阵设备中 OLEDs 的优势无法完全
发挥出来而有源矩阵驱动则成为可以完全体现其优势所必不可少的然而用
于无源矩阵显示器的材料设备和制程工艺的发展可以看作向 AM-OLED 进军的
第一步厂商的发展策略是先以无源矩阵驱动方式的 OLED 切入原先为小尺寸
LCD 所占据的市场例如手机PDAMP3 随身听数码相机等市场之后再
进入以有源驱动方式的 OLED 研发和量产阶段这部分内容在 223 节中将进行
详细介绍
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
13
真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
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响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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真空淀积 vs溶液法
有机材料比较脆弱不能使用标准的光刻技术形成图案因此像素部分的图
案要在淀积的过程中形成小分子材料可通过传统的方法用掩膜版在真空中淀积
形成但是最近 SK Displays 的经验告诉我们在用这种技术制作大尺寸高分
辨率屏时很难达到所要的精度掩膜版在淀积几次之后要清洗大约 100 次后要
更换所以掩膜版的成本也是要考量的一个因素一种可替代的方法是将有机分
子混入溶剂中形成墨水用印刷的方式（如喷墨印刷）淀积形成有机层这种方
法不需要使用掩膜版但到目前为止要制作高分辨率显示屏只能在已经预先图
案化（通过像素隔离器或疏水性区域隔开）的表面淀积形成高分子聚合物材料
通常使用溶液法形成现在将这种方法应用于小分子发光源淀积的研究正在进行
中
顶发光 vs底发光
这种区别指的不是显示器使用时的方向而是指光线是从制作显示屏的基板
上透过（底发光）还是从制作完成后另加盖的板上透过（顶发光）这个问题对
于有源矩阵 OLEDs 尤其重要因为 TFT 阵列是在淀积 OLED 材料前在第一块基
板上制作的而不透明的 TFT 会将透射光的一部分挡住然而对于所有的 OLED
显示器采用顶发光结构可以允许在不透明的基板上制作而避免使用铟锡金属
氧化物（ITO）顶发光结构的支持者认为在这种结构中光的透出会更容易通
过指数匹配或添加表面结构可改变顶层的界面这比将 OLED 的淀积步骤复杂
化更容易阻碍顶发光结构进一步发展的主要原因是找不到合适的可透光的阴极
材料
玻璃基底 vs柔性基底
缺乏ldquo杀手级应用rdquo使得无法在 OLED 生产设备上进行大规模的投资几
乎所有设想进军的应用领域的需求都可以由 LCD 屏满足有一种说法认为柔性
显示或塑料基底上的超大尺寸显示屏的发展会给 OLEDs 增加一个特有的优势
因为其结构非常薄且适合采用印刷的技术制造以塑料或金属箔为基底的
OLED 显示屏比玻璃基底上的 LCD 显示屏更加崎岖不平在手持式设备或军事
应用中具有极大的价值主要有两个因素阻碍了塑料基底的使用第一个是水分
和氧气可从塑料基底上渗透通过这两种物质都可使 OLED 性能的恶化加速
第二个是廉价的塑料无法承受 OLEDs 传统制作过程中的高温可将基底温度保
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
14
持在较低值（100~150）的制作工艺正在研发当中几种可以耐高温（300
~350）的高分子聚合物材料也正在研制当中但目前这些材料比较昂贵
图 2- 5 无源矩阵 OLED 显示器结构[9]
图 2- 6 有源矩阵 OLED（AMOLED）显示器结构[9]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
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16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
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17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
15
223 有机电致发光显示器的驱动技术
OLED 在无源和有源显示的应用中都表现出了极大的潜力图 2-5 所示为一
种无源矩阵 OLED（PMOLED）结构通过选择合适的行列接触在其间加一电压
可选中特定的像素从而使得一股电流从选定的行列交叉处的有机层上流过使
该像素发光在这种结构中编程阶段的亮度在一帧的时间内的平均效果才是人
眼的真实感受因此单个像素在编程时的亮度应为 NtimesL其中 N 是行的数目
L 是一帧内所要求的亮度[16][17]由此 OLED 的电流密度会显著增加特别是在
高分辨率显示应用中[9][19]由于 OLED 的发光效率在较高电流密度下会下降[19]
为了提高显示的分辨率电流不再按线性规律增加而代之以指数规律由此会
使功耗增加OLED 的老化也更快结果使得 PMOLED 显示只能在小尺寸低
分辨率的场合得到实际的应用[9]
若要提高分辨率增大显示面板的尺寸则应该选择有源矩阵寻址的驱动方
式[9]一种简单的有源矩阵 OLED（AMOLED）显示阵列的结构如图 2-6 所示
其中像素电流是由一个驱动晶体管来控制在编程阶段开关管导通像素的数
据信号保存在存储电容上在驱动阶段一股与存储的数据电压相关的电流从
OLED 上流过由于 AMOLED 显示中需要的像素电流较小所以其寿命比
PMOLED 更长
图 2-7（a）反映的是底发光 AMOLED 显示器的结构其中光线是从基板上
透过[20]因此基板只能使用可透光的材料而且由于像素电路要占用一定的面积
开口率降低需要更高的电流密度此外当需要采用更复杂的像素电路以补偿
面板的大尺寸不均匀和时间上不一致的特性时开口率问题变得更加严重因此
顶发光显示器更具有优势（图 2-7（b））这种显示器的开口率可达到 80以上
而且不需要使用透明的基板材料[21]
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
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41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
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北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
16
图 2- 7 顶发光(a)
[20]和底发光(b)
[21]的 AMOLED 像素的结构
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
17
224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
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图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
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41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
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42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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[75] G Reza Chaji Thin-Film Transistor Integration for Biomedical Imaging and AMOLED Displays PhD Thesis University of Waterloo 2008
[76] Sang-Hoon Jung Hong-Koo Lee Tae-Joon Ahn Chang-Yeon Kim Chang-Dong Kim and In-Jae Chung An active-matrix organic light-emitting-diode pixel circuit for the compensation of I times R voltage drop in power line J of the SID vol 15 pp 541-544 2007
[77] H Lee Y-C Lin H-P D Shieh and J Kanicki Current-scaling a-SiH TFT pixel-electrode circuit for AM-OLEDs Electrical properties and stability IEEE Trans Electron Devices vol 54 pp2403 2007
北京大学硕士学位论文 致谢
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致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
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学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
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原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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224 底板技术
以上讨论的驱动电路可用几种不同的技术制成比较常见的有多晶硅
（poly-Si）[22]-[24]和氢化非晶硅（a-SiH）[10][25][27]多晶硅材料具有较高的迁移
率并可以制成互补型（N 型和 P 型）TFT[23][24]但在整个阵列中器件参数的变
化范围比较大[27][28]这是由于材料中晶粒界面的随机分布造成的[27]
相比较而言非晶硅材料的 TFT 迁移率较低并且无法提供 P 型器件[29]
此外由于非晶硅材料本身的不稳定性TFT 的阈值电压在长时间的直流偏置下
会增加（VT-shift）[30][31]尽管有这些问题这种技术用于制作大尺寸面板时依
然可以保持良好的均匀性更重要的是凭借着其在 AMLCD 领域广泛应用的优
势[32]非晶硅技术的成熟度高可以用于制造低成本大尺寸的电子产品特别
是非晶硅 TFT 底板不仅可以继承完善的非晶硅技术的一切优点而且可应用于
柔性电子产品中塑料基板上的低温制程工艺中表 2-1 比较了不同制程工艺的特
性差异 表 2- 1 几种 TFT 底板技术的比较
特性 a-SiH poly-Si mcnc-SiH organic
电路类型 N 型 N 型P 型 N 型P 型 P 型
迁移率（cm2Vs） lt1 10~100 ~1 到 10 ~1
时间上的稳定性
（ΔVT）
有问题 比 a-SiH 稳定 比 a-SiH 稳定 正在改进
初始的非均匀性 高 低 可能较高 低
可制造性 成熟 发展中 研究中 研究中
成本 低 高 低 可能较低
另外还出现了几种有望用于制作 TFT 的材料如氢化纳（微）晶硅[33]-[35]
和有机物半导体[36][37]与非晶硅相比微晶硅材料具有较高的稳定性[34][35]和迁
移率[33]而有机物半导体的制作成本非常低可使用喷墨印刷的方式但是这种
材料在长时间偏置[38][39]和环境因素[40]的影响下会不稳定并且均匀性较差[41]
每一种制程工艺在用于电路设计时都有其各自的缺点对于这些工艺来说最大
的难题在于时间或空间上的不均匀特性
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
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23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
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图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
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用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
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23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
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响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
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43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
18
23 非晶硅 AMOLED 驱动技术
231 非晶硅材料
依照第一章所讲的诸如多晶硅非晶硅和有机物半导体材料可用于制作像
素电路氢化非晶硅（a-SiH）在应用于有源液晶显示器（AMLCDs）薄膜太阳
能电池和 X 射线成像仪的薄膜晶体管（TFT）底板材料中居于主流地位下面就
将介绍这种材料的基本性能和电学特性
非晶态半导体是一种共价无规则网络结构没有周期性排列约束的晶体结构
a-SiH 材料通常使用等离子体增强式化学气相淀积（ plasma-enhanced
chemical vapor depositionPECVD）系统来淀积由于淀积温度较低（一般为
200~400）因此可使用如玻璃等价格较低廉的衬底材料氢原子在 a-SiH
中扮演的角色为钝化非晶硅中的悬挂键（dangling bonds）以及减少陷阱密度
如果缺少氢钝化（hydrogen passivation或 hydrogenation）处理由于存在大量
的陷阱密度费米能级将被钉牢而动弹不得栅极电压因而无法调整绝缘层及非
晶硅界面的费米能级
232 非晶硅 TFT
氢化非晶硅薄膜晶体管（a-SiH TFTs）最早报道于 1979 年[42]之后很快成
为在有源液晶显示器（AM-LCDs）光扫描仪和放射线成像仪等领域得到商业应
用的主流有源器件下面这部分将介绍非晶硅 TFT 的器件结构和特性以及制
程
2321 器件结构
对于 VLSI 中的场效应器件通过沟道区的轻掺杂可以调整其阈值电压而
非晶硅 TFT 的沟道区是不掺杂的因为经过掺杂的 a-SiH 中载流子的迁移率会
显著下降另外由于 a-SiH 中空穴的迁移率非常低所有实际应用中的非晶硅
TFT 都是 N 沟器件（源漏重掺杂以进行电子注入）
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
19
图 2- 8 典型非晶硅 TFT 的横截面图(a)BCE(b)BCP[43]
标准的非晶硅 TFT 是底栅交叠型（inverted-staggered）结构其中又有背沟
道刻蚀（back-channel etched BCE）（图 2-8（a））和背沟道钝化（back-channel
passivated BCP）（图 2-8（b））两种形式在 BCE 结构中TFT 的沟道长度由源
漏接触的隔离决定而在 BCP 结构中顶部的氮化物钝化层的长度决定了沟道
长度栅与源漏接触之间的交叠在保证足够低的源漏接触电阻方面有着不可或缺
的作用[43]
对于多晶硅 TFT共面顶栅结构是最采用的结构这种结构允许在淀积完非
晶硅层之后进行再结晶化并且支持自对准可采用更小的设计规则以得到更小
的器件尺寸
氢化非晶硅氮化物（a-SiNxH）可通过等离子增强化学气相淀积（PECVD）
的方法生长在所有备选方法中通过 PECVD 得到的沟道与介质层之间的界面
质量和 TFT 的特性都是最好的通过 PECVD 生长硅氧化物不仅会使界面质量较
差而且 TFT 的亚阈值斜率也较大[44]由于一些目前还没有充分理解的原因
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
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21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
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22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
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41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
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42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
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44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
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本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
20
用PECVD生长a-SiNxH的顶栅结构中沟道与介质层之间的界面质量比底栅结构
中的差[45]可能的原因是当氮化物在 a-SiH 的顶部淀积时来自用于淀积的等
离子体中的离子会轰击 a-SiH 的表面造成损伤
在 BCE 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
形成源漏接触的 N 型重掺杂 a-SiH）是连续淀积的（各次淀积之间不会暴露于外
界环境中）可得到较好的栅绝缘层和非晶硅的界面质量形成源漏接触之后
用源漏接触作为掩膜将沟道顶部的 n+层移除（通常是用干法刻蚀）用于刻蚀 n+
层的物质也会作用于未掺杂的 a-SiH因此刻蚀去除 n+层的过程应该严格控制
时间保证完全去除 n+层的同时又不会去除未掺杂的 a-SiH 沟道为了留出足
够的余量应该采用相对来说较厚的 a-SiH 层
在 BCP 结构中TFT 的各层（氮化物栅介质未掺杂的 a-SiH 沟道和用于
钝化的氮化物）也是通过连续淀积的方法形成的可得到较好的栅绝缘层和非晶
硅的界面质量并且可避免将 a-SiH 沟道暴露于外界环境中其中 n+层的淀积
和图案化是在形成钝化层图案之后进行的用于刻蚀氮化物的物质对 a-SiH 的选
择性较强与 BCE 结构相比这种结构中的 a-SiH 层厚度相对较薄
与 BCP 结构相比BCE 结构的主要优点是可以减少一道额外的掩膜工序（形
成钝化层）减少掩膜工序的数目可以显著降低制作成本尤其是在大尺寸显示
应用当中[46]在 BCE 结构中没有形成氮化物的钝化层在制作过程当中沟道
会直接暴露在外界环境和等离子体的刻蚀损坏中对器件的稳定性带来不利的影
响另外BCE 结构中采用的较厚的 a-SiH 层 TFT 对光更敏感这在大多数应
用中都是不希望看到的因此应用的需要和经济上的考量决定了特定的应用中应
该采用什么样的器件结构
几种可供选择的 a-SiH TFT 结构被提出并经过了论证但尚未应用于商业产
品当中它们都有各自特定的优点比如可增大驱动电流的双栅 TFT 结构[47]
可减少片上 TFT 所占用面积的纵向 TFT 结构[48][49]以及可提高 TFT 开关速度的
顶栅自对准 TFT 结构[50]
2322 制程的细节
非晶硅 TFT 通常使用底栅交叠的结构此结构具有一位于底部的栅极由
于后续的工艺温度较低（小于 400）故而能使用金属栅极通常使用以 PECVD
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
21
方式淀积的氮化硅或二氧化硅等介电层作为栅极介电层随后再淀积一未掺杂的
非晶硅层来形成沟道TFT 的源极与漏极是由临场掺杂（in-situ doped又译共
生掺杂）的 n+ a-SiH 所形成并符合低温工艺的要求介电层常作为定义 n+
a-SiH 区域的刻蚀终止（etch-stop）层底部栅极结构 TFT 器件其特性通常比顶
端栅极结构要好此乃因以 PECVD 淀积栅极介电层时顶端栅极结构 TFT 的沟
道可能会受到等离子体损伤此外底部栅极结构的源极与漏极也较容易形成
2323 器件原理
非晶硅 TFT 具有一个栅极（gate）一个源极（source）与一个漏极（drain）
主要的结构是一个非晶硅半导体薄膜此半导体层与栅极电极之间隔着一个栅极
绝缘层此半导体层的两端各经过一层 N+型掺杂的非晶硅层与源极和漏极
电极相连接（实现欧姆接触）
此结构与金属-氧化物-半导体场效应晶体管（MOSFET）非常相似最主要
的区别在于 TFT 是 3 端器件其衬底往往是玻璃或陶瓷而没有引出电极其工
作原理也很相近当栅极施加正电压时会在半导体层产生吸引作用形成电子
沟道使源极与漏极之间形成导通状态栅极电压施加得越大吸引的电子也越
多使得导通电流越大当栅极施加负电压时会将半导体层中的电子排除且
因 N+型非晶硅层的阻绝而吸引空穴使源极和漏极之间形成关闭状态
2324 器件特性
当栅极电压 VGS 加至 20V 时TFT 可具有超过 10-6A 的电流而栅极电压
VGS 为-5V 至-15V 时TFT 是关闭的漏电电流小于 10-12A因此藉由设定栅
极电压可以达到控制半导体作为开关的目的TFT 的电压-电流公式可遵循
MOSFET 的基本公式
当VGS minus VT ge VDS时有
IDS = μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)VDS （21）
当VGS minus VT lt VDS时有
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
22
IDS = (1 2frasl )μeff(εinsε0 tinsfrasl )(W Lfrasl )(VGS minus VT)2 （22）
式中 tins 为栅绝缘层厚度从而εinsε0 tinsfrasl 为单位面积栅绝缘层的电容值W
为沟道宽度L 为沟道长度VGS 为栅极-源极电压VDS 为漏极-源极电压VT
为阈值电压（threshold voltage）特别要提的是μeff为等效载流子迁移率其中
包括了对载流子实际迁移率μ0和缺陷数目Ndefect与载流子数目Nfree的修正项
μeff = μ0Nfree Nfree +frasl Ndefect （23）
一般而言非晶硅 TFT 的载流子实际迁移率μ0大致在10cm2 (V ∙ s)frasl 左右
但由于缺陷数目太多栅极所吸引的大部分电荷被攫取在缺陷中而无法提供导电
能力使得等效载流子迁移率仅剩下不到1cm2 (V ∙ s)frasl
在非晶硅工艺中TFT 的阈值电压在长期偏置的条件下会有漂移（VT-shift）
的趋势（如图 2-9 所示为在偏置电压 40V常温下测得的阈值电压漂移曲线）
考虑到在实际应用中每个像素电路会经受不同的偏置条件随着时间的推移
VT-shift 会增大整个面板上 TFT 的不均匀性这种现象是由于电荷俘获和（或）
缺陷态产生[5][51]而出现的VT-shift 的规律已在不同的条件下建模分析得出包
括恒定电压[5][51]恒定电流[52]和脉冲偏置[53][54]条件根据不同的应用场合可
选用合适的模型提取出像素电路的老化信息但是在 TFT 工作于恒定电流偏
置的条件下VT-shift 的问题更严重[52]与恒定电压偏置不同VT 的漂移将永远
持续下去
图 2- 9 非晶硅 TFT 阈值电压漂移曲线
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 有机电致发光器件及其驱动技术
23
同样虽然多晶硅 TFT 更稳定但有再结晶方法导致的初始不均匀性的问
题[27][28]由于 TFT 的沟道是由一些随机导向分布的晶粒构成这些晶粒的接触
面（晶界）可改变迁移率和 VT使得这两个参数都有不匹配的趋势
24 本章小结
本章主要介绍了有机电致发光二极管的发光原理与器件结构以及有机电致
发光显示器（OLEDs）OLED 根据其驱动方式的不同可以分为 PM-OLED 和
AM-OLED其中 PM-OLED 由于其局限性只适合应用于小尺寸低分辨率的显
示面板中而 AM-OLED 则由于每个像素能够在一帧的时间内持续发光可以满
足大尺寸高分辨率的显示需要
目前 AM-OLED 像素电路的主流工艺仍为非晶硅 TFT 或 LTPSLTPS 的载
流子迁移率高器件性能好但在应用于大尺寸显示面板中时会有明显的特性不
均匀的问题而非晶硅 TFT 是在 TFT-LCD 发展过程中已经成熟的工艺制作的
大尺寸面板的均匀性好并且成本低成品率高所以在大尺寸 OLED 显示领
域非晶硅 TFT 工艺会是主流
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
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25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
24
第三章 AMOLED 的驱动电路及设计
31 AMOLED 像素驱动电路
图 3-1 所示为最简单的 AMOLED 像素驱动单元使用两个 TFT以及一个
存储电容 CS这样的驱动单元被称为 2T1C 的像素电路第一个 TFT（SW1）与
存储电容 CS 的角色与在 LCD 像素中的 TFT 和 CS 相同利用开关的特性来
写入数据线信号电压并将电荷保持在存储电容 CS 上故 SW1 一般称为开关
TFT（switch TFT）而第二个 TFT（D1）则是 LCD 像素中所没有的用以驱动
控制 OLED 的电流故 D1 一般称为驱动 TFT（driving TFT）藉由控制 D1 的栅
极电压即可以控制 D1 的源漏极两端的电压和电流亦即控制其电阻在 D1
的源极与 OLED 的串联组合施加一个固定的电压当 D1 的电阻改变时经由
电阻分压的效果即可以透过 D1 源漏极电阻的改变来控制 OLED 的电压和电
流而达到控制灰度的目的
VScan
VData
VDD
SW1D1
OLEDCS
图 3- 1 2T1C 像素驱动单元
在 LCD 像素中的 TFT 只作为开关使用当其截止电压或是电子迁移率有所
不同时只要仍可达成充电与电荷保持的要求显示器仍可正常地工作然而在
2T1C 的 OLED 像素中D1 源极与 OLED 的串联组合会受到元件特性变动的影
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
25
响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
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44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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年三年以后在校园网上全文发布
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北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
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响当OLED 像素中的驱动管D1 特性有所变化时会因为电阻分压的情况改变
反映在亮度的不同上而 OLED 本身的特性也不是全然一致的当 OLED 的特
性不同时也会因为电阻分压的改变而导致不同的像素亮度在这样的情况下
对元件特性变动的要求会非常严格驱动管 D1 或 OLED 两个元件中有一个初始
特性不均匀就会使得显示画面不均匀
311 设计补偿电路的必要性
初始的大尺寸的特性不一致会导致制造出的产品中的特性不均匀显著降低
了成品率而材料内在的不稳定性会随着时间的推移使不均匀性增大缩短器件
的使用寿命初始的大尺寸的特性不均匀和会造成特性随时间改变的不稳定性将
导致像素电路的特性不一致因此大多数补偿技术对这两方面原因造成的不均
匀性都有所补偿这里介绍两种最基本的可以延长寿命提高成品率和显示品质
的驱动技术电流驱动方式和电压驱动方式[10]
图 3- 2 基于电流单元(a)和电流镜(b)的两种电流型像素电路结构
[10]
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26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
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28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
26
图 3- 3 应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）[10]
312 电流驱动
电流编程有源矩阵（AM）结构对于不一致和老化带来的不均匀性可以起到
很好的补偿作用因此在不受制程工艺限制的显示器和传感器领域有非常大的吸
引力如图 3-2 所示为两种不同的电流编程像素电路分别是基于电流单元和电
流镜的结构一种应用于 AMOLED 的电流编程像素电路（CPPCs）如图 3-3 所
示其中一条共用的数据线与一列像素中的 Iin 端相连外围电路中包含一个
电流源用来给每一行的像素编程图 3-4（a）所示为一个复杂的数据线模型
其中 Ri（i=1 到 n）表示金属的薄层电阻Ci（i=1 到 n）代表数据线扫描线和
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27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
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编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
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30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
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31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
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32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
27
像素引入的寄生电容ILi（i=1 到 n）是第 i 行像素电路引入的泄漏电流另外
像素电路中的开关管并不是理想的开关会在编程电流的路径上增加了一个电阻
（Rs）值得注意的是Ri（i=1 到 n）的值仅为几个欧姆而 Rs 的值可高达上百
千欧为了简化分析选用了如图 3-4（b）所示的一阶模型其中CP 和 IL 分
别代表有效的寄生电容和泄漏电流如文献[10]中所讨论的假设 T1 工作于饱和
区并且 IL=0基于简化模型的像素工作状态符合以下规律
V(t) = IPK∙
1minusVaexpminustτ
1+Vaexpminustτ其中Va =
IPKminus(V0minusVT)
IPK+(V0minusVT)
（31）
其中V(t)是数据线电压IP 是编程电流V0 是数据线的预充电电压VT
是 T1 的阈值电压K 是 I-V 特性中的导电因子（IDS = K(VGS minus VT)2）[55]
τ = 2CP (K ∙ IP)05frasl 如果 CP 较大而 K 较小则稳定时间就会比较长
图 3- 4 数据线的精确模型(a)和简化模型(b)[10]
图 3-5 所示为在不同寄生电容下测得的二极管连接的 a-SiH TFT
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
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32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
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图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
28
（K=005μAV2）电流的 5稳定时间与编程电流的关系[10]从图中可以看出小
的编程电流所需的稳定时间特别大无法满足高分辨率显示器的要求
图 3- 5 不同寄生电容下稳定时间与编程电流的关系[10]
预充电电压（V0）的取值对稳定时间也会有影响当预充电电压与特定编程
电流对应的数据线上的最终稳定电压越接近时稳定时间的下降越明显然而
由于器件特性的不匹配提前选定合适的预充电电压并不是一种实用的方法由
式（31）可知当编程电流的增加用对数刻度来表示时稳定时间应呈线性下
降的趋势而在大电流条件下的测量结果并没有很好地佐证这一点这可能是说
开关管的导通电阻的影响假设开关管的 VDS 比较小其导通电阻可以表示为
RS asymp1
KS(VHminusVLminusVTS) （32）
其中KS 是开关管 IV 特性中的导电因子VH是选择信号的电压VL 是数
据线上的电压VTS 是开关管的阈值电压由此对于一个给定的选择信号的电
压开关管的导通电阻会随着数据线上电压的增加（更大的电流）而增大结果
使得实际的稳定时间偏离了根据一阶模型预测的值
尽管有人提出了几种加快编程速度的方法[56]-[59]但是这些方法所带来的效
果增加的功耗和电路的代价等问题都是需要认真考虑的
3121 比例电流缩放加速的方法
基于比例电流缩放的加速技术被用于电流镜和电流单元结构以减小稳定时
间[56]图 3-6（a）所示为一个电流镜结构的比例电流缩放的像素电路其中
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
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在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
29
编程电流是像素电路实际所需电流大小的 k 倍电流在像素中按比例缩小了对
于特别小的电流如 100nA 量级k 的值必须达到数百才能满足对编程速度的要
求
图 3- 6 比例电流缩放(a)[56]
和附加偏置电流(b)[57]-[59]
的快速驱动方式
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
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3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
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北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
30
3122 附加偏置电流加速的方法
另外一种方法是附加偏置电流加速在实际所需编程电流的上再增加一个偏
置电流 IB在流入像素的部分中再去掉[57]-[59]（如图 3-6（b）所示）这种方法与
比例电流缩放的方法相比对于小电流的编程效果更好而且可以应用于电流镜
和电流单元两种像素电路结构中[19]但是这种方法中所需的偏置电流比较大
会带来较大的功耗这个问题对于便携式设备来说是不能接受的更重要的是
减去偏置电流的过程可能会影响到像素电路对不均匀性和温度波动的补偿效果
313 电压驱动
AMOLED 像素驱动电路中运用得最广泛的是电压驱动电路[10][60]在电压驱
动电路中为了补偿 VT 的漂移（a-SiH）或 VT 的不一致（poly-Si）驱动管的
栅源电压（VGS）中必须包含编程电压和驱动管的 VT 两部分其主要的工作周期
有 Vcomp 产生VT 产生编程和驱动四个阶段[61][62]在预充电阶段在存储电
容上保存一个补偿电压在 VT 产生阶段保存在存储电容上的电压通过二极管
连接的驱动管放电直至该管关断时为止使得栅源电压与驱动管的 VT 相等在
电流调整阶段编程电压（VP）与之前产生的 VT 相加使得栅源电压为 VP+VT
因此在驱动阶段像素电流为
Ipixel = K(VP)α （33）
基于将编程电压（VP）与 VT 相加的方法不同电压编程像素电路（VPPCs）
可分为四类反向放电型并行补偿型自举型和镜像型
3131 反向放电型电压编程
图 3-7所示为一种典型的反向放电型VPPC在不同工作阶段的简化电路[63][64]
其中CS 为存储电容COLED 为 OLED 的电容在预充电阶段B 点充电至-Vcomp
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
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图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
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34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
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35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
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36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
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32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
31
在 VT 产生阶段B 点放电至 T1 关断使得 B 点电压变为-VT（T1 的阈值电压）
在电流调整阶段A 点充电至 VP考虑到 COLED 较大B 点电压保持在-VT从
而使 T1 的 VGS 为 VP+VT
图 3- 7 典型的反向放电型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 8 两种基于反向放电方式的像素电路
[63][64]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
32
图 3-8 所示为两种基于这种驱动方式的像素电路在 3-TFT 电路[63]中T3
和 T1 在 VT 产生阶段（第三阶段）变为二极管连接同时通过 T2 将编程电压
写入存储电容（CS）在这个电路中OLED 的版图布局应该允许每一行的 Vca
信号可变且不会对整个阵列当中的其它行造成影响在 2-TFT 电路[64]（图 3-8
（b））中在 VT 产生阶段（第二阶段）驱动管的栅端通过 T2 连至 Vref漏端
连至高的正电压（VDD）同时T2 用于将编程电压写入存储电容 CS
3132 并行补偿型电压编程
图 3-9 所示为典型的由 N 型 TFT 构成的并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段
的简化电路在预充电阶段A 点充电至 Vcomp在此阶段 VT 的产生和电流的
调整同时进行在 VT 产生（或电流调整）阶段开始时T1 的源电压变为编程电
压（VP）在此阶段中A 点放电直至 T1 关断使得 A 点电压变为 VP+VT（T1
的阈值电压）在驱动阶段T1 的源电压变为 Vref使得 VGS 变为 VP+VT-Vref
图 3- 9 并行补偿型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
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程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
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第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
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53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
33
图 3- 10 两种并行补偿型 VPPC[65][66]
图 3-10 所示为两种并行补偿型 VPPC[65][66]其中补偿和编程都在第二工作
阶段进行在图 3-10（a）的像素电路中Vref=VDS5+VOLED其中 VDS5 是 T5 的
漏源电压在另一个像素电路中Vref 与 VOLED 相等
3133 自举型电压编程
图 3-11 所示为一种典型的 N 型 TFT 构成的自举型 VPPC 在不同工作阶段的
简化电路[10]在 VT 产生阶段A 点的电压（Vcomp）通过二极管连接的驱动管
（T1）放电直至 T1 关断于是 CS 上存储的电压就为 T1 的阈值电压然后通过
自举在 VT 的基础上增加一个编程电压 VP使得 T1 的 VGS 变为 VP+VT因此
驱动管 VT 的漂移或不一致不会对 OLED 的电流造成影响
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
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北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
34
图 3- 11 自举型 VPPC 在不同工作阶段的简化电路[10]
图 3- 12 两种自举型 VPPC[67][68]
图 3-12 所示为两种自举型 VPPC[67][68]在图 3-12（a）所示像素电路的编程
阶段结束时C 点的电压（VC）为 VPA 点的电压为 VP+VT而 Vref 与 VDD 相
等[67]图 3-12（b）所示像素电路中的 VA 和 VC 与（a）中的情况相同Vref 与
VOLED 相等[68]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
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第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
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53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
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致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
35
3134 镜像补偿型电压编程
这类像素电路是将镜像结构与上述的某一种驱动方式相结合而形成的与之
前提到的电路补偿驱动管 TFT 的 VT 漂移或不一致有所不同这类电路是针对镜
像管的 VT 漂移或不一致进行补偿在使用 poly-Si 技术时对于这类电路要满足
一个基本的假设短程的不一致可忽略但是在使用 poly-Si 技术时驱动管
和镜像管必须处在相同的偏置条件下以使 VT 的漂移相同
如图 3-13 所示为两种基于并行补偿的镜像型 VPPC在图 3-13（a）所示的
像素电路中通过 T4 对存储电容预充T3 是镜像管在驱动阶段 A 点的电压
为 VP-VT3如果 VT3 和 VT1 完全相同这种方法就可补偿 T1 管的 VT 不一致
T5 所起的作用是避免在第一阶段（预充）时的发光在互补管构成的像素电路
中通过 T4 管对 A 点预充T3 用于产生 VT在此电路中要用到互补 TFT 技术
图 3- 13 两种基于并行补偿的镜像型 VPPC[10]
3135 空间不匹配和温度变化
电压驱动电路的缺点是对大尺寸上的特性不均匀和环境参数的变化非常敏
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
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37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
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39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
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40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
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43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
36
感因此在引入 poly-Si 电压编程像素电路时需要特别考虑该材料的不均匀性
由式（33）K 是器件尺寸和迁移率的函数因此尺度上的不一致所导致的器件
参数上的变化都会直接影响像素中的电流同时由于 TFT 的迁移率受温度的
影响较大任何温度的改变都会导致像素中电流发生变化
然而在反向放电型 VPPC 中不均匀性和温度变化的影响并不明显在图
3-8（b）所示的像素电路中由于在第三阶段中 T1 是导通的储存在电容上的
T1 的栅源电压会减小T1 的 VGS 可以写为[69]
VGS asymp VPexp minus KτCRCS+COLED
+ VT （34）
其中 τCR 是预留给电流调整阶段的时间这表明存储在电容上的 T1 的 VGS
与 K 相关此外由于尺度上的不一致性温度变化和机械应力带来的 K 值的
变化会使存储在电容上的 T1 的 VGS 发生反方向的改变尽管 T1 的电流与 VGS
和 K 都有关系但这样一种变化会使像素电路对不一致性的敏感程度降低图
3-14 所示为反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流在后者
中工作于 70时像素电流增大为原来的 300而在补偿电路中仅仅变化了不
到 40
图 3- 14 反向放电型 VPPC 和传统的 2-TFT 驱动电路中的像素电流随温度的变化[69]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
37
3136 不完全补偿
阻碍将电压编程像素电路应用于大尺寸设备的主要原因是在 VT 产生阶段的
不完全补偿[61][62]考虑到在 VT 产生阶段驱动管工作于饱和区VT 产生结束时该
管的过驱动电压为
VOV(τGC) =VcompminusVT
KCTVcompminusVTτ+1
（35）
其中 CT 是 VT 产生阶段总的有效电容τ 是预留给 VT 产生阶段的时间对
于完全补偿此阶段结束时过驱动电压应该为 0由式（35）当 τ 为有限值时
过驱动电压不为 0在像素电流中引入一个与VT相关的误差在反向放电型VPPC
中CT 为 CS+COLED在其它的像素电路中 CT 为 CS由于 COLED 比存储电容（CS）
大反向放电型 VPPC 中的不完全补偿问题更严重图 3-15 所示为通过在 VT 产
生阶段时长不同的条件下测量得到的实际阈值电压 VT 和产生的阈值电压 VTG之
间的差别由图中可以看出在 VT 产生阶段为 200μs 时VTG 与 VT 完全相同
在中等时长（τ=150μs 和 125μs）下VTG 有一个固定的误差在较短时长（τlt125μs）
下这种偏差会更严重因此在较小时间裕度下 VT 产生的误差使得电压补偿
技术无法应用于 AMOLED 显示中
图 3- 15 实际阈值电压 VT和产生的阈值电压 VTG之间的差别
[62]
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
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北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
38
32 AMOLED 显示设计要素
除了电流和电压驱动电路还出现了其它几种 AMOLED 的驱动方案如光
学反馈[70]电学（电流或电压）反馈[71][72]和数字[73]（基于时间的）驱动方式
在光学反馈方式中用一个光敏二极管（或 TFT）来检测 OLED 的亮度并相
应地调整驱动管的栅极电压[70]因此理论上光学反馈可以补偿所有不希望的效
应如 VT 漂移（或不均匀）温度变化和 OLED 老化然而这种方式有它本身
的问题如传感器的不稳定性对串扰较敏感和像素电路结构较复杂等与其不
同的是电学反馈方式工作更稳定但同时需要更大的代价如更高成本的驱动
器和更低分辨率的像素电路同样尽管数字驱动方式[73]比较简单但低灰度无
法显示而使其对比度下降而且这种驱动方式中灰度数目也受限
为了设计一种合适的 AMOLED 显示器的驱动方式必须首先知道主要的几
个设计要素如寿命不同程度的老化和色差功耗开口率IR 电压降以及
制造成本
321 寿命和成品率
显示器的寿命定义为当显示器亮度降为初始值的一半时所需要的时间这种
情况（亮度降低）的发生是由于 OLED 亮度的退化和 TFT 的退化为简单起见
假设 a-SiH AMOLED 显示器中 TFT 是唯一会引起老化的因素并且补偿电路可
以完全应付老化的效应可是补偿的效果受到最大过驱动电压和驱动器的工作
电压之间的动态余量的限制为了找出工作电压对其的限制条件使用恒定电流
下的 VT 漂移模型来计算恒定电流下阈值电压的漂移规律符合下式[74]
∆VT = (IDS Kfrasl )γα
1+1αγ
tτβ （36）
其中τβγ 是与制程工艺和器件原理相关的参数[74]使阈值漂移量达到
最大允许值所需要的时间可以写为
t = τ ∆VT max1+
1α
γ
(IDS Kfrasl )γα
1β
（37）
为了方便起见假定驱动管 TFT 工作于饱和区其 I-V 特性由下式表示
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
39
IDS = K(VGS minus VT)α （38）
其中K prop (W Lfrasl )μ而 μ 是载流子的迁移率
VGS max minus VT max = (IDS Kfrasl )1α （39）
其中
VT max = VT0 + ∆VT max （310）
其中 VT0 是阈值电压的初始值当 VGSmax 达到VDD minus VOLED(equiv Vdd)时电路会
失效由此得出允许 VT 漂移的最大值为
∆VT max = Vdd minus VT0 minus (IDS Kfrasl )1α （311）
将上式代入（37）中即可求出估算寿命的表达式
tlifetime = τ 1 + 1αγβ (Vdd minus VT0) μFECiW
2LIDSγα minus μFECiW
2LIDSγminus1α
1β
（312）
根据式（312）对于给定的 Vdd最大可允许的 VT 漂移随着驱动管尺寸的
增大而增大但是驱动管的尺寸受限于开口率和像素尺寸对于不同的应用
所需的寿命长短不同对于小型设备可以用来做驱动管的面积比较小寿命也
比较短（~3000 小时）另一方面对于大型显示器所需要的寿命为 50000 小
时左右驱动管的尺寸还受限于诸如 OLED 电流密度的其它因素因此要达
到这样的寿命又不使老化的速度加快是很具有挑战性的
尽管 poly-Si 基板更稳定但是不一致的程度要受到 VDD 和显示所需最大电
流的限制使得成品率下降
322 不同程度的老化和色差
由于各种非理想特性如电荷注入等的影响无法做到完全补偿结果使得补
偿后整个面板上的亮度不均匀会更趋严重这种现象称作差异性老化（时间尺度
上的不一致性）或色差（空间尺度上的不一致性）可以接受的差异性老化（或
色差）的范围在不同的应用中会有不同例如对于移动应用通过黑白检测板
老化 120 小时后老化程度的差异近似为 2但如果是用于 TV 等场合则不得
超过 05
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
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44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
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第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
40
323 功耗
显示器的功耗来源包含两部分面板和驱动器而 AMOLED 面板的功耗来
源于编程和驱动的功耗在编程阶段功耗主要是由对不同的寄生电容进行充放
电带来的特别是在 VPPC 中在驱动阶段功耗主要来自流过 OLED 和驱动
管的电流因此对于一个给定的 OLED要想减小面板的功耗就要减小通过
TFT 的电压降而这与 TFT 的尺寸所需的亮度和所需的寿命有关然而一般
来说在驱动阶段电流流过的路径上的 TFT 个数应该尽可能少（1 到 2 个）
以减少功率的额外损耗
324 开口率
开口率是指 OLED 的面积与像素总面积的比值由于 OLED 的退化与电流
密度有关[70]对于给定的亮度（即确定的电流大小）OLED 的寿命随着开口率
的增大而增大为了提高开口率应尽量减少像素电路中的 TFT 数目并优化版
图设计
325 IR电压降和地电平波动
尽管对于每一单个的像素来说电流较小（μA 量级）但是通过公用电极的总
电流会因像素数目大而变得很可观因此对于每个像素来说有效的地电平（或
VDD）会有不同从而导致整个面板的亮度存在梯度变化[75]（如图 3-16 所示）
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
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本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
41
图 3- 16 公共电极与电源不同连接方式下的电压梯度分布(a)一面(b)两面(c)三面(d)四
面[75]
从图 3-16 中可以很明显看出将公用电极更多边沿连至电压源可减小电压
降并使电压梯度更缓和但是像素电路和驱动方式要能在一定的地电平波动
和 IR 电压降下正常工作因为这两个因素会随着显示图像的不同导致的电流密
度的变化而变化
326 制造成本
另外一个设计时要考量的因素是成本特别是用于便携式设备的小尺寸显示
屏在一个显示器的构成中成本由成品率和驱动器组件决定为了提高成品率
要采用更稳定所需 TFT 更少的像素电路而且所采用的驱动方式不能增加
驱动器的复杂度特别是要减少每行列所需的控制信号和数据信号线的数目
例如如果对于一种驱动方式每列需要一条数据线和一条检测线源驱动器的
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
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44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
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45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
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46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
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年三年以后在校园网上全文发布
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日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 AMOLED 的驱动电路及设计
42
引脚数目将会显著地增加考虑到源驱动器大多有引脚数目方面的限制每列两
条线将使驱动器的尺寸翻一番而增加了成本
33 本章小结
本章介绍了 AMOLED 的驱动电路和设计时要考虑的一些要素
根据源极信号的不同AMOLED 的像素电路可以分为电压编程型和电流编
程型文中对两种驱动电路的典型电路的工作原理以及各自的优缺点都作了详细
的分析
在设计 AMOLED 显示器时寿命不同程度的老化和色差功耗开口率
IR 电压降以及制造成本等要素都是需要认真考虑的
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
43
第四章 新型的 AMOLED 快速驱动方案
上一章对电压编程型像素电路和电流型编程型像素电路进行了分析从中可
以看出电压编程型像素电路只能对 TFT 的阈值漂移进行补偿而无法补偿温
度等其他因素对器件性能的影响同时由于阈值电压的产生时间不足（在高分
辨率显示器中更严重）的影响电压编程型像素电路无法对阈值电压的漂移实现
完全补偿[76]
对于电流编程型像素电路由于其恒流输出的特性不仅可以补偿由于阈值
电压的漂移带来的显示性能的退化同时也可以对面板上由于 TFT 的其他器件
特性如载流子迁移率栅氧化层厚度不统一工作温度变化产生的驱动电流退化
进行补偿但在非晶硅 TFT 电流编程型驱动电路中过长的编程时间是一个致命
的问题（尤其当电路工作在低灰度小驱动电流的条件下时针对 01μA 的驱动电
流往往需要 100μs 以上的编程时间才能使像素电路达到稳定）使其无法应用
于大尺寸高分辨率的显示器中
通过编程时间的表达式（31）可以看到减小编程时间的方法大致有 3 种
1减小寄生电容
减小寄生电容可以通过两种方法达到一是减小非晶硅 TFT 结构中栅极与
漏极之间的交叠面积最好能够采用自对准结构使交叠最小化二是通过外围电
路引入一个等效的负电容抵消寄生电容的效应但这种电路结构复杂需要单独
设计驱动 IC实现难度大
2增大编程电流
通过调整电路结构和参数使编程电流和驱动 OLED 的电流呈一定的比例
关系（可以是非线性关系[77]）实现增大数据电流的效果但这种方法需要的编
程电流较大不仅增大了电路的功耗同时采样管面积过大也降低了像素的开口
率
3减小编程电压与数据线起始电压 V0 的差值
如果能够使数据线被快速充电（或放电）至期望的编程电压值附近就能使
低灰度下的编程速度也大大提高实现快速编程的目的基于这种思路我们提
出了采用混合信号驱动的新型快速电流编程方案该驱动方案不仅保持了电流编
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
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47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
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48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
44
程型像素电路精度高的优点而且采用了电流电压混合信号的驱动方式使编程的
速度大大提高使电流型驱动电路能够应用于高分辨率大尺寸的显示器中
本文针对这种驱动方案提出了两种具体的实现方法一种是在用电流编程前
先将数据线充放电至一个固定的电平 Vref从而达到加速编程的目的另一种是
先用一个由编程电流转换而来的电压对数据线进行充放电同样可以达到提速的
目的文中对于前一种电路进行了详细的分析并给出了选取 Vref 最优值的方法
对于后一种电路分析了它的工作原理和特点
这里先针对 QVGA 分辨率300cdm2 亮度和 32 英寸 OLED 显示屏的设计
指标计算出仿真电路的参数
41 电路参数的计算
411 显示屏的设计指标
要设计一款 32 英寸的显示屏根据 43 的高宽比可以计算出其显示区域
的面积为 650cmtimes490cm根据 QVGA（320times240）的像素分辨率的要求每个
像素单元的面积应为 204μmtimes204μm如果采用三基色像素并置法实现全彩化则
每个像素单元中包含 3 个子像素单元每个子像素单元的面积为 204μmtimes68μm
下面计算 OLED 驱动电流的大小
根据需要的显示亮度 300cdm2可算出显示屏的总亮度为
300cd m2frasl times (650 times 490cm2) = 0955cd
因为有 320times240 个像素单元每个像素的亮度为
0955cd (320 times 240)frasl = 124 times 10minus5cd
根据 OLED 的测试实验数据三基色材料的发光效率分别为 561cdA（红光）
1064cdA（绿光）518A（蓝光）由此可计算出这三种材料的 OLED 所需要的
最大驱动电流分别是
红光材料
124 times 10minus5cd (561cd Afrasl )frasl = 22μA
绿光材料
124 times 10minus5cd (1064cd Afrasl )frasl = 12μA
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
45
蓝光材料
124 times 10minus5cd (518cd Afrasl )frasl = 24μA
在下面的像素电路参数设计中都将按照绿光 OLED 材料的特性进行设计
对应的最高电流为 12μA此时 OLED 上的电压为 566V红光和蓝光材料的像
素电路设计在原理上与红光的像素电路是一致的只需要改变驱动管的宽长比
以满足不同驱动电流的需求
412 仿真电路参数
帧频为 60Hz行数为 240则行扫描时间为
167ms 240frasl = 69μs
假设列线宽度为 6μm所用材料为 ITO（电阻率为 014Ω）则列线的总电
阻为
(490cm 6μmfrasl ) times 014Ω frasl = 114kΩ
假设行线宽度为 6μm行线与列线之间的介质为氮化物（相对介电常数为
64）厚度为 3000Aring则行线和列线的交叠电容为
6μm times 6μm times 189nF cm2frasl = 68fF
像素电路开关管（宽长比为 20μm45μm）引入的寄生电容约为 66fF则总
的寄生电容为
(68fF + 66fF) times 240 = 32pF
42 未加预充的一列像素编程仿真
图 4-1(a)所示为用于仿真的连接有 240 个像素电路的一条数据线的结构其
中每一个方块代表一个如图 4-1(b)所示的像素电路电阻和电容代表数据线上的
寄生参数对前 238 个像素的工作状态进行初始化之后观察第 239 个像素（以
下简称 A）的编程过程对第 240 个像素（以下简称 B）编程的影响即可得出在最
差条件下对一个像素编程时间的要求是多少
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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年三年以后在校园网上全文发布
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日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
46
240个
(a)
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
VSS(b)
图 4- 1 未加预充的数据线(a)和像素电路(b)
假设在编程过程中所需的最大编程电流为 Imax=12μA最小电流为
Imin=100nA通过分析可知当前一帧 B 中的 OLED 电流为 Imin本帧对 A 用 Imin
编程后数据线的电位处于较低的水平这时再对 B 用 Imax编程需要先对数据
线进行充电所测得的稳定时间即为最差条件下最大电流的稳定时间当前一帧
B 中的 OLED 电流为 Imax本帧对 A 用 Imax编程后数据线的电位处于较高的水
平这时再对 B 用 Imin 编程需要先对数据线进行放电所测得的稳定时间即为
最差条件下最小电流的稳定时间
图 4-2(a)和(b)分别是对最差条件下最大电流和最小电流的稳定时间的仿真
从中可以看出最大电流和最小电流的稳定时间分别为 548μs 和 1915μs可见
对于最小电流稳定时间超出了设计指标的要求（69μs）要使其满足要求则
数据线上总的寄生电容应减小至 11pF而仅仅是像素电路的开关管引入的寄生
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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年三年以后在校园网上全文发布
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北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
47
电容就已达到 16pF由此可见在现有的工艺条件下无法达到要求
图 4- 2 测量最差条件下最大电流(a)和最小电流(b)的稳定时间
43 预充至固定电压的混合驱动方式
与传统的电流型驱动电路相比本电路的不同点在于首先用电压信号对数据
线上的寄生电容进行快速的充放电然后再用编程电流调整流过 OLED 的电流
使其达到要求的值减少了电流型驱动电路的编程时间同时仍然具有电流型驱
动电路精度高稳定性好的特点
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
48
本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
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原创性声明
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北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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本方案的另一优点是产生源极编程电流的芯片不需要改动仅需要另外添加
部分简单的外围电路不需要定制设计驱动芯片可靠性高
431 电路原理及分析
图 4-3（a）所示为所提出的混合驱动的简化电路图（b）为控制和数据信号
的时序图其中所采用的像素电路为镜像型 CPPC由 OLED存储电容 CS驱
动管 T1镜像管 T2 以及两个开关管 T3 和 T4 构成还有一个开关管 TP 在数据
线的一端将寄生电容 CP 和用于预充电的电压源相连
IP CP
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSEL
Pixel
VCTRL
Vref
TP
(a)
VSS
VCTRL
VSEL
IP
(b)
图 4- 3 混合驱动电路结构和时序
稳定时间会随着驱动管的阈值电压 VT 的漂移而改变为了减小 VT 漂移带来
的影响可降低驱动管的栅源电压 VGS即 T1 和 T2 采用较大的宽长比同时
数据线上的电压变化的范围也会减小这会使稳定时间进一步减小
该驱动方式的每个行扫描周期可以分为两个阶段在第一阶段T3T4 和
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TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
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假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
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所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
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达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
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44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
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下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
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图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
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图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
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北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
49
TP 导通数据线通过电压编程模式在较快的速度下被充电或放电（与之前的电
路状态有关）至一个特定的电压 Vref并且同时像素电路的状态也经过初始化
在第二阶段TP 关断此时电路进入电流编程模式这个阶段决定了最终流过
OLED 的电流编程结束后T3 和 T4 关断
-2 0 2 4 6 80
40
80
120
160
Settl
ing
Tim
e (micros
)
Pre-charging Voltage (V)
IP=100 nA IP=12 microA
图 4- 4 稳定时间会随着 Vref的变化而改变
对于一个特定的编程电流稳定时间会随着 Vref 的变化而改变（如图 4-4 所
示）为了确定 Vref 的最优值进行了如下的分析 Vdata
IPI3 I2I1
V2
V1
V3
Vref
Iref
(a)
I1 Iref I3 I2IP
Tset
(b)
图 4- 5 数据线电压与编程电流之间的关系以及不同编程电流所需的稳定时间变化
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
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北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
50
假设数据线电压与编程电流之间存在一个一一对应的关系如图 4-5（a）所示
其中 I1 和 I2 分别是编程电流的最小值和最大值而 V1 和 V2 是对应的数据线上
的电压Vref 的值必然处于 V1 和 V2 之间I3 是其对应的编程电流值图 4-5（b）
所示为不同编程电流所需的稳定时间变化曲线图由图中可以看出I3 所需的稳
定时间是该区域的一个极大值并且与 I1 的相同
假定稳定时间可通过编程电流对寄生电容充电的过程所需的时间来估算那
么 I1 和 I3 所需的稳定时间可用下式表示
( ) ( ) ( ) ( )I3
CCVV3I1
CCV1V SPrefSPref +sdotminus=
+sdotminus （41）
由上式可得出 Vref 的表达式为
I3I1V1I3V3I1Vref +sdot+sdot
= （42）
I3 的稳定时间可由下式表示
( ) ( ) ( )SPSPref
set CCI3I1V1V3
I3CCVV3T +sdot
+minus
=+sdotminus
= （43）
通过计算上式的最大值可得到 I3 的值代入式（42）中即可得到 Vref 的
值
432 仿真结果
-10 0 10 20 301E-13
1E-11
1E-9
1E-7
1E-5
VDS=01 V VDS=10 V
I D (A
)
VGS (V)
图 4- 6 仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线
为了验证所提出的混合驱动方式用 SILVACO SMART SPICE 作了仿真
仿真中用到了根据器件测试结果建立的非晶硅 TFT 的模型（level=35）图 4-6
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
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北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
51
所示为仿真中用到的非晶硅 TFT 的转移特性曲线驱动电压和电路参数的值列
于表4-1中仿真时设定的编程电流的范围为100nA到12μA寄生电容为32pF
表 4- 1 驱动电压和电路参数的值
Design Parameter Value VSEL (V) -5~25
VCTRL (V) -5~25 IP (μA) 01~12 CP (pF) 32 VDD 12 VSS -8
T1 (WL) (μm) 16045 T2 (WL) (μm) 16045 T3 (WL) (μm) 2045 T4 (WL) (μm) 2045 TP (WL) (μm) 10045
CS (pF) 03
图 4-7 所示为通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
用之前提出的计算方法可得到 Vref 的最优值仿真时数据线在编程前用 10μs 的
时间预充至 064V
00 02 04 06 08 10 120
1
2
3
4
5
6
V data (
V)
IP (microA)
图 4- 7 通过实际仿真得到的数据线电压和编程电流之间的对应关系
图 4-8 所示为测量稳定时间的瞬态仿真曲线从图中可以看出在对像素电
路完成初始化之后先用 064V 的直流电压源对数据线进行预充然后改用电流
进行编程对像素电路中流过的电流进行调整通过测量从预充开始到像素电流
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
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北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
52
达到编程电流的一定误差范围内的时间即可得到编程所需的稳定时间
图 4- 8 测量稳定时间的瞬态仿真曲线
图 4-9 所示为预充电电压为 064V 的条件下稳定时间与编程电流之间的关
系由图中可以看出编程电流的值分别为 100nA 和 275nA 时稳定时间达到
了最大值 62μs可以满足 QVGA（320times240）显示对编程时间的要求
00 02 04 06 08 10 1210
20
30
40
50
60
70
Settl
ing
Tim
e (micros
)
IP (microA)
图 4- 9 稳定时间与编程电流之间的关系
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 参考文献
64
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
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究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
53
44 采用电流电压转换电路的混合驱动方式
这种加速方案如图 4-10 所示该电路包括源极编程电流产生电路电流电
压转换电路开关控制电路时钟信号发生电路以及 OLED 像素阵列电路的
核心部分是电流电压转换电路而其他部分与传统电流型驱动电路一致
电流通过开关控制单元实现在数据写入阶段源极编程电流首先经过电流电
压转换电路转换为与编程电流相对应的电压对数据线上的寄生电容充放电使
数据线的电压在较短的时间内接近期望的电压值之后断开电流电压转换电路
用编程电流直接对当前像素单元进行写入完成编程
源极驱动电路
栅极
驱动
电路
OLED像素阵列
时钟信号产生电路
开关控制
开关控制
开关控制
电流电压转换
电流电压转换
电流电压转换
图 4- 10 采用电流电压转换电路的混合驱动方式示意图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
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学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版本
学校有权保存学位论文的印刷本和电子版并提供目录检索与阅览服务
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
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北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
54
下面结合电流电压转换电路与开关控制电路的具体结构对该加速电路的原
理进行描述
图 4-11 是图 4-10 所示驱动电路的时序图其中 VCLK 代表由时钟信号发生器
提供的控制开关电路的时钟信号IP 是由源极驱动电路提供的编程电流信号
VSEL 是栅极驱动电路通过的扫描信号对应被选像素 N 的编程阶段可以分为两
个阶段电压驱动阶段和电流驱动阶段
电压驱动阶段此时开关控制电路将电流电压转换电路与源极电流驱动产生
单元相连编程电流通过控制电路流入电流电压转换电路通过电路转换为相应
的电压信号该信号通过数据线对数据线上的寄生电容充放电由于使用的是电
压信号这个过程可以在较短的时间内完成实现对编程速度的提升
电流驱动阶段在该阶段开关控制电路将断开电流电压转换电路与源极电流
驱动单元的连接是数据电流直接流入数据线对当前选中的像素单元进行编程
实现电流的精确调整
像素N-1编程阶段 像素N编程阶段 像素N+1编程阶段
电压编程阶段
电流编程阶段
VCLK
IP
VSEL
图 4- 11 图 4-10 中新型驱动方案的时序图
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
55
图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
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学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
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按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版本
学校有权保存学位论文的印刷本和电子版并提供目录检索与阅览服务
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图 4-12 是图 4-11 所示驱动方案中电流电压转换电路的一个具体设计方案
图中包括 6 个 N 型 MOS 管（M1~M3M5~M7）和一个 PMOS 管 M4其中
M1 和 M7 构成镜像单元对编程电流进行比例缩放后作为后面两级运算放大器
（由 M3~M6 构成）的输入信号放大器的第一级为采用电流源负载的共源极放
大器实现对输入信号的放大第二级为源极跟随器实现对转换完成后的电压
信号的输出二极管连接的 M2 将输出端的电压转换为电流量反馈至输入端控
制输出电压与输入电流之间的关系
图 4-12 所示电路的工作过程为当像素 N 进入编程阶段时开关控制电路
将编程电流 IP 引入电流电压转换电路IP 经过 M1 和 M7 管构成的电流镜M1
管的电流为ID1 = K ∙ IP其中K = (W Lfrasl )M7 (W Lfrasl )M1frasl M1 管的漏极与二极管连
接的 M2 管的源极相连由于 M2 管始终工作于饱和区其漏源电流可以由下式
表示
ID2 = (1 2frasl )βVov22 （44）
式中 β 由 M2 管的氧化层电容载流子迁移率和 M2 管的宽长比决定Vov2为
M2 管栅源电压与阈值电压的差值可以写为
Vov2 = 2KIP βfrasl （45）
由此可知M2 管的漏极电压（即输出端的电压VOUT）是对编程电流开平方
得到的放大器部分通过控制 K 与 β 的取值可以实现VOUT的值与编程电流
对应的数据线上所需的电压值相等
图 4-12 也包括了对图 4-10 所示驱动方案中开关控制电路的结构该开关控
制电路由两个 MOS 管组成其中 S1 为 N 型 MOS 管S2 为 P 型 MOS 管它
们的栅极与时钟信号产生电路提供的 VCLK相连下面结合图 4-12 介绍下图 4-10
所示开关控制电路的工作过程当像素 N 的编程阶段到来时驱动电路首先进
入电压编程阶段VCLK信号由低电平变为高电平此时 S1 管导通S2 管关断
由源极驱动芯片产生的编程电流从 S1 管流向电流电压转换电路在电压编程阶
段结束时驱动电路进入电流驱动阶段此时 VCLK 信号由高电平变为低电平
S1 管关断S2 管导通此时编程电流将不再通过电流电压转换电路而是直接
流入 OLED 显示屏对当前像素单元进行编程
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CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版本
学校有权保存学位论文的印刷本和电子版并提供目录检索与阅览服务
在校园网上提供服务
学校可以采用影印缩印数字化或其它复制手段保存论文
因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
56
CS
T1T2
T3
T4
VDD
OLED
VSS
OLED显示屏
IP
VCLK
VSEL
电流电压转换电路
开关控制电路
源极驱动单元
S1
S2
M1
M2
M3
M4
M5
M6
M7CL
VDD
Vb1
Vb2
图 4- 12 电流电压转换电路和开关控制电路
为了验证电流电压转换电路的输入输出转换特性利用软件提供的 MOS 管
模型对其进行了仿真得出其输出特性如图 4-13 所示黑色曲线为图 4-7 中通
过仿真得到的实际应用中数据线电压和编程电流的关系红色线为该转换电路在
输入相应编程电流情况下的输出电压从图中可以看出该转换电路的确可以完成
依据平方率的电流电压的转换过程而且在较小的编程电流范围内与实际的曲线
符合得很好虽然在电流较大时有一定的差别但最大只相差 063V在电流编
程阶段可以继续对数据线的电压进行调整使得像素电路中的电流与编程电流相
等
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
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图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
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北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版本
学校有权保存学位论文的印刷本和电子版并提供目录检索与阅览服务
在校园网上提供服务
学校可以采用影印缩印数字化或其它复制手段保存论文
因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 新型的 AMOLED 快速驱动方案
57
图 4- 13 电流电压转换电路的输出特性
45 本章小结
本章针对非晶硅 TFT 电流型 AMOLED 驱动方式中稳定时间过长的问题提
出了新型的采用电流电压混合信号驱动的加速方案同时给出了两种具体的实现
方法并根据应用的需求对其中一种方案分析和设计了电路的参数通过仿真
的方法验证了其可以提升编程的速度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
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[70] D A Fish et all Improved optical feedback for OLED differential ageing correction J of
北京大学硕士学位论文 参考文献
64
the SID vol 13 pp 131-138 2005 [71] S J Ashtiani and A Nathan A driving scheme for active-matrix organic light-emitting
diode displays based on feedback IEEE J of Display Tech vol 2 pp 258-264 Sept 2006 [72] S J Ashtiani and A Nathan A driving scheme for AMOLED displays based on current
feedback Proc Of IEEE CICC Sept 2006 pp 289-292 [73] K Inukai et all 40-in TFT-OLED displays and a novel digital driving scheme Dig of
Tech Paper SID int Symp 2000 pp 924-927 [74] S M Jahinuzzaman A Sultana K Sakariya P Servati and A Nathan Threshold voltage
instability of amorphous silicon thin-film transistors under constant current stress Appl Phys Letts vol 87 pp 023502 (1-3) July 2005
[75] G Reza Chaji Thin-Film Transistor Integration for Biomedical Imaging and AMOLED Displays PhD Thesis University of Waterloo 2008
[76] Sang-Hoon Jung Hong-Koo Lee Tae-Joon Ahn Chang-Yeon Kim Chang-Dong Kim and In-Jae Chung An active-matrix organic light-emitting-diode pixel circuit for the compensation of I times R voltage drop in power line J of the SID vol 15 pp 541-544 2007
[77] H Lee Y-C Lin H-P D Shieh and J Kanicki Current-scaling a-SiH TFT pixel-electrode circuit for AM-OLEDs Electrical properties and stability IEEE Trans Electron Devices vol 54 pp2403 2007
北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
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（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版本
学校有权保存学位论文的印刷本和电子版并提供目录检索与阅览服务
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因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
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北京大学硕士学位论文 总结和展望
58
第五章 总结和展望
51 本文工作总结
本文的主要内容包括以下几个方面
1介绍了 LCD 显示器的发展概况重点阐述了有机电致发光显示器的发展
前景以及作为一种极有可能替代 LCD 成为平板显示产业的主流技术在应用上的
优势阐述了有机电致发光器件的结构及其工作原理介绍了两种有机电致发光
显示器主要的驱动技术并分析了各自的特点
2介绍了非晶硅 TFT 的器件结构和特性并阐述了基于非晶硅 TFT 的
AMOLED 像素驱动电路的基本结构并分析了两种编程类型的电路的工作原理
和各自的优缺点
3针对电流编程型像素电路稳定时间长的问题提出了新型的采用电流电
压混合信号驱动 AMOLED 的方案并根据 32 英寸 QVGA 显示屏应用的需要
设计了一种预充至固定电平的混合驱动电路对电路中的参数进行了分析和计算
仿真结果表明这种驱动电路能够显著减少小电流编程情况下的稳定时间能够满
足实际应用的需要另外还提出了一种采用电流电压转换电路的混合信号驱动方
式并分析了该电路的工作原理
52 本文创新点
本文的创新点主要有
本文针对非晶硅 TFT-OLED 像素驱动电路进行了分析提出了一种新型的
快速电流编程驱动方案利用电流电压混合信号提供数据线的驱动成功实现了
对电流型像素电路编程速度的提升采用本文提出的驱动方案的电流型电路能够
满足大尺寸高分辨率显示的需要此外提出的新型加速电路只是在原有的源极
数据驱动电路的基础上增加一个预充电的电路单元实现的工艺与像素电路相同
可以一起集成到显示面板上可以大大降低设计的难度
北京大学硕士学位论文 总结和展望
59
53 未来工作展望
由于时间关系本文仍有以下问题或需要进一步完善的工作
1文中只对提出的新方案进行了仿真验证没有经过流片与测试因此该
方案在实际应用当中的问题有待进一步的认识和解决
2本文只对像素驱动电路进行了讨论对栅极驱动电路以及源极驱动信号
的产生电路认识不够同时对显示面板的制程工艺的了解不够深入如果能从
工艺的角度对显示面板的设计进行改进不但会使整个显示屏的性能得到优化
还将使设计驱动电路部分的难度大大降低
3本文只针对基于非晶硅 TFT 的电路进行了讨论没有涉及最近发展比较
快的工艺技术（如 IGZO）如果能针对采用新工艺的电路实验进行深入的研究
不但能大大简化设计补偿电路的难度还能显著提高电路的性能
北京大学硕士学位论文 参考文献
60
参考文献
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
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有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
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体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
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本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版本
学校有权保存学位论文的印刷本和电子版并提供目录检索与阅览服务
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日期 年 月 日
北京大学硕士学位论文 总结和展望
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53 未来工作展望
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北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
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学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
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本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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年三年以后在校园网上全文发布
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北京大学硕士学位论文 参考文献
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北京大学硕士学位论文 参考文献
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the SID vol 13 pp 131-138 2005 [71] S J Ashtiani and A Nathan A driving scheme for active-matrix organic light-emitting
diode displays based on feedback IEEE J of Display Tech vol 2 pp 258-264 Sept 2006 [72] S J Ashtiani and A Nathan A driving scheme for AMOLED displays based on current
feedback Proc Of IEEE CICC Sept 2006 pp 289-292 [73] K Inukai et all 40-in TFT-OLED displays and a novel digital driving scheme Dig of
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instability of amorphous silicon thin-film transistors under constant current stress Appl Phys Letts vol 87 pp 023502 (1-3) July 2005
[75] G Reza Chaji Thin-Film Transistor Integration for Biomedical Imaging and AMOLED Displays PhD Thesis University of Waterloo 2008
[76] Sang-Hoon Jung Hong-Koo Lee Tae-Joon Ahn Chang-Yeon Kim Chang-Dong Kim and In-Jae Chung An active-matrix organic light-emitting-diode pixel circuit for the compensation of I times R voltage drop in power line J of the SID vol 15 pp 541-544 2007
[77] H Lee Y-C Lin H-P D Shieh and J Kanicki Current-scaling a-SiH TFT pixel-electrode circuit for AM-OLEDs Electrical properties and stability IEEE Trans Electron Devices vol 54 pp2403 2007
北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
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实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
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北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
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Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
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本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
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北京大学硕士学位论文 参考文献
64
the SID vol 13 pp 131-138 2005 [71] S J Ashtiani and A Nathan A driving scheme for active-matrix organic light-emitting
diode displays based on feedback IEEE J of Display Tech vol 2 pp 258-264 Sept 2006 [72] S J Ashtiani and A Nathan A driving scheme for AMOLED displays based on current
feedback Proc Of IEEE CICC Sept 2006 pp 289-292 [73] K Inukai et all 40-in TFT-OLED displays and a novel digital driving scheme Dig of
Tech Paper SID int Symp 2000 pp 924-927 [74] S M Jahinuzzaman A Sultana K Sakariya P Servati and A Nathan Threshold voltage
instability of amorphous silicon thin-film transistors under constant current stress Appl Phys Letts vol 87 pp 023502 (1-3) July 2005
[75] G Reza Chaji Thin-Film Transistor Integration for Biomedical Imaging and AMOLED Displays PhD Thesis University of Waterloo 2008
[76] Sang-Hoon Jung Hong-Koo Lee Tae-Joon Ahn Chang-Yeon Kim Chang-Dong Kim and In-Jae Chung An active-matrix organic light-emitting-diode pixel circuit for the compensation of I times R voltage drop in power line J of the SID vol 15 pp 541-544 2007
[77] H Lee Y-C Lin H-P D Shieh and J Kanicki Current-scaling a-SiH TFT pixel-electrode circuit for AM-OLEDs Electrical properties and stability IEEE Trans Electron Devices vol 54 pp2403 2007
北京大学硕士学位论文 致谢
65
致谢
本论文的工作是在张盛东教授的悉心指导下完成的没有张老师的帮助也就
没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
实验室的所有兄弟姐妹感谢你们陪我走过了一段美好的时光
我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
北京大学硕士学位论文 学习期间发表的论文
66
学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
北京大学学位论文原创性声明和使用授权说明
原创性声明
本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
论文作者签名 日期 年 月 日
学位论文使用授权说明
（必须装订在提交学校图书馆的印刷本）
本人完全了解北京大学关于收集保存使用学位论文的规定即
按照学校要求提交学位论文的印刷本和电子版本
学校有权保存学位论文的印刷本和电子版并提供目录检索与阅览服务
在校园网上提供服务
学校可以采用影印缩印数字化或其它复制手段保存论文
因某种特殊原因需要延迟发布学位论文电子版授权学校一年两
年三年以后在校园网上全文发布
（保密论文在解密后遵守此规定）
论文作者签名 导师签名
日期 年 月 日
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the SID vol 13 pp 131-138 2005 [71] S J Ashtiani and A Nathan A driving scheme for active-matrix organic light-emitting
diode displays based on feedback IEEE J of Display Tech vol 2 pp 258-264 Sept 2006 [72] S J Ashtiani and A Nathan A driving scheme for AMOLED displays based on current
feedback Proc Of IEEE CICC Sept 2006 pp 289-292 [73] K Inukai et all 40-in TFT-OLED displays and a novel digital driving scheme Dig of
Tech Paper SID int Symp 2000 pp 924-927 [74] S M Jahinuzzaman A Sultana K Sakariya P Servati and A Nathan Threshold voltage
instability of amorphous silicon thin-film transistors under constant current stress Appl Phys Letts vol 87 pp 023502 (1-3) July 2005
[75] G Reza Chaji Thin-Film Transistor Integration for Biomedical Imaging and AMOLED Displays PhD Thesis University of Waterloo 2008
[76] Sang-Hoon Jung Hong-Koo Lee Tae-Joon Ahn Chang-Yeon Kim Chang-Dong Kim and In-Jae Chung An active-matrix organic light-emitting-diode pixel circuit for the compensation of I times R voltage drop in power line J of the SID vol 15 pp 541-544 2007
[77] H Lee Y-C Lin H-P D Shieh and J Kanicki Current-scaling a-SiH TFT pixel-electrode circuit for AM-OLEDs Electrical properties and stability IEEE Trans Electron Devices vol 54 pp2403 2007
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没有今天的这篇论文求学的过程是艰苦的但在张老师的关怀和督促下我没
有虚度这段时光张老师渊博的知识严谨的治学态度和深厚的理论功底都使我
受益匪浅对此我表示深深的谢意
在三年的硕士研究生生活中我非常幸运地认识了很多朋友廖聪维师兄在
这三年里给了我很多帮助是他指导我怎样做好研究工作如何成为一名合格的
研究生陈韬同学在学习和生活上都给了我很大的帮助感谢我在 TFT 与 SOP
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我还要感谢父母对我无私的奉献他们永远是我最可爱的人
衷心感谢所有关系和帮助过我的亲人和朋友
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学习期间发表的论文
Xiaoming Liu Congwei Liao Tao Chen ldquoHybrid Driving Scheme of a-Si TFT pixel circuit for AMOLEDsrdquo Asia Display 2011 pp208-211 2011
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本人郑重声明 所呈交的学位论文是本人在导师的指导下独立进行研
究工作所取得的成果除文中已经注明引用的内容外本论文不含任何其他个人
或集体已经发表或撰写过的作品或成果对本文的研究做出重要贡献的个人和集
体均已在文中以明确方式标明本声明的法律结果由本人承担
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