S.E.P. S.E.I.T. S.N.I.T.

r

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOL~GICO

cenidet

"ANÁLISIS COMPARATIVO DE TRANSISTORES IGBT TIPO PT Y NPT EN DIFERENTES MODOS DE C O N M U T A C I ~ N ~ ~

SEP CENfDET DGPT CENTXQ DE ~NFORMACION

T E S I S PARA OBTENER EL GRADO DE MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIEF~A ELECTR~NICA P R E S E N T A: JESUS AGUAYO ALQUICIRA

DIRECTOR DE TESIS DRA. MARÍA COTOROGEA PFEIFER

CO-DIRECTOR DR. ABRAHAM CLAUDIO SÁNCHEZ

CUEFCVAVACA, MOR. ABRIL DEL 2000

S.E.P. S.E.I.T. S.N.I.T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACI~N Y DESARROLLO TECNOL~GICO

cenidet "ANÁLISIS COMPARATIVO DE TRANSISTORES IGBT TIPO

PT Y NPT EN DIFERENTES MODOS DE C O N M U T A C I ~ N ~ ~

TESIS QUE PARA OBTENER EL GRADO DE MAESTRO EN CIENCIAS EN INGENIEI~A ELECTR~NICA

P R E S E N T A:

JESUS AGUAYO ALQUICIRA Ingeniero electromecánico por el

Instituto Tecnológico de Zacatepec (ITZ)

DIRECTOR DE TESIS DRA. MAR~A COTOROGEA PFEIFER

CO-DIRECTOR DR. ABRAHAM CLAUDIO SÁNCHEZ

JURADO CALIFICADOR Presidente: Secretario: DR. HUGO CALLEJA GJUMLICH ler Vocal

DR. JAIME E. ARAU ROFFIEL

DR. VICTOR MANUEL CARDENAZ GALDIDO

CUERNAVACA, MOR. ABRIL DEL 2000

Centro Nacional de Investigación y Desafirollo Tecnológico

IIng. Jesús Aguayo Alquicira Candidato al grado de Maestro en Ciencias ‘ten Ingeniería Electrónica IIP resente

I

I)

!Después de haber sometido a.revisiÓn su trabajo final de tesis titulado: “Análisis comparativo de transistores ‘,IGBT tipo pt y npt en diferentes modos de conmutación”, y habiendo cumplido con todas las indicaciones que el jurado revisor de tesis le hizo, le comunico que se le concede autorización para que proceda a la impresión de la misma, como requisito para la obtención del grado.

Reciba un cordial saludo.

A T E N T A M E N T E

Dr. Luis Gerardo Vela Váldes Jefe del Depto. de Electrónica

S. E. P. CWTRO NACIONAL DE IPIV:STIGACION

Y DEWRKOLLO TECNOLOGICO DIRECCION

expediente

INTERNADO PALMIRA S/N. CUERNAVACA. MOR, MEXICO CP 62050. CUERNAVACA,

‘IELS (73)122314. 127613. 187741. FAX (73) 122434 lor. ;”ir Gerardo Vela VálderIJefe del Deplo de Electrónica IFMAIL V.e!a!u!s~cen!d.e~~ed.u.~mn cenidet

- S.E.P. S.E.1.T S.N.1.T

CENTRO NACIONAL DE NVESTIGACIÓN Y DESARROLLO TECNOLÓGICO cerridet

ACADEMIA DE LA M.4ESTlÚ.4 EN ELECTRÓNICA

FORVIA R l l ACEPTACION DEL TRABAJO DE TESIS

Cuernavaca, Mor.

Dr. Jesús Amoldo Bautista Corral Director del ceriidrt

I 1' Presente Jefe del Depto. de Electrónica

At'n. Dr. Jaime E. Arau Roffiel

Después de haber revisado el trabajo de tesis titulado: "Análisis comparativo de transistores IGBT tipo pt p npt en diferentes modos de conmutación", elaborado por el alumno Jesús .4guayo Alquitira: bajo la dirección de la Dra. María Cotorogea Pfeifer y co-dirección Dr. Abraham Claudia Sáncliez, el trabajo presentado se ACEPTA para proceder a su impresión.

A T E N T A M E N T E

i "".I Dr. Hug alleja Gjumlich

& ml. c-5. Dr. Victor Manuel Cárdenas Galindo

C.C.P.: Dr. Abraham Claudio Sanchez 1 Pdre. de la Academia de Electrónica Ing. Jaime Rosas .4lvarez 1 Jefe del Depro. de Servicios Escolares Expediente.

It

# I' AP 5-1MCP 62050. CUERNAVACA. 1; TELS (73112 2314.12 7613.18 7741. FAX (73) 12 2434

Dr Jaime A ~ O U RoffielIJefe del Depto de Electrónica EMAIL iarau@centdet edu mx

INTERIOR INTERNADO PALMIRA S,", CUERNAVACA. MOR MEXICO

S. E, P. CENTRO NACIONAL DE I~IVESTIGACION

Y DESARROLLO TECNOLOGICO DIRECCION

cenidet

Centro Nacional de Investigac

I Ing. Jesús Aguayo Alquicira Candidato al grado de Maestro en Ciencias en Ingeniería Electrónica Presente

ión y Desarrollo Tecnológico

Después de haber sometido a revisión su trabajo final de tesis titulado: “Análisis comparativo de transistores IGBT tipo pt y npt en diferentes modos de conmutación?, y habiendo cumplido con todas las indicaciones que el jurado revisor de tesis le hizo, le comunico que se le concede autorización para que proceda a la impresión de la misma, como requisito para la obtención del grado.

Reciba un cordial saludo ’! I,

! A T E N T A M E N T E

Dr. Luis Gerardo Vela Váldes jefe del Depto. de Electrónica

!I

d.c.p. expediente.

INTERIOR INTERNADO PALMIRA S/N. CUERNAVACA, MOR. MEXICO I AP 5-164 CP 62Q50. CUERNAVACA. TELS. (73)122314. 127613. 187741. FAX (73) 122434 Dr. Luis Gerardo Vela VáldeslJefe del Depto de Electrónica EMAlL ~ ~ ~ ! ~ ~ ~ ~ o n i d e t . e d u . m x cenidet

D ED I CATOR I A

Dedico el presente trabajo

Con mucho cariño a mi madre (9) por su infinito apoyo

A mi familia por su comprensión

en especial a JON y JOS

AGRADEZCO

Al Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico (cenidet)

por haberme dado la oportunidad de desarrollar mis estudios de maestría

A mis directores de tesis: Dra. María Cotorogea y Dr. Abraham

por su dirección, continuo soporte y esfuerzo para alcanzar la meta de este trabajo

Y en general a todos aquellos que colaboraron

de una u otra manera en la realización de este trabajo

Al Consejo Nacional de Ciencia y Tecnología (conacyt)

por el apoyo económico brindado

Al osciloscopio tektronix modelo YRN-23 11

por sus excelentes mediciones a lo largo de la realización de este trabajo

CONTENIDO

Objetivos

Simbología iv V

Capitulo 1 Planteamiento del problema y justificación 1.1 Dispositivos Semiconductores de Potencia controlados (DSEP)

1.1 .I Características de los dispositivos semiconductores de potencia 1 .I .2 Comparación entre los diferentes dispositivos

1.2.1 Estructura y funcionamiento 1.2.2 Tecnologías de fabricación 1.2.3 Comparación entre las tecnologías PT y NPT

1.2 El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT)

1.3 Modos de conmutación del IGBT 1.4 Estado del arte 1.5 Justificación

'' i/ Capítulo 2 Metodología abordada

2.1.1 Análisis experimental 2.1.2 Análisis mediante simulación

2.2.1 Diseño general de circuitos de prueba

2.1 Métodos de caracterización de dispositivos .I

2.2 Caracterización experimental I/ !I 2.2.1.1 Método de prueba !I 2.2.1.2 Modo de funcionamiento

'1 b 2.3 Caracterización mediante simulación

2.2.1.3 Tipo de control I¡ 2.2.2 Diseño propuesto para los circuitos de prueba

2.3.1 El simulador PSPICE 2.3.2 Modelos de los componentes utilizados 2.3.3 Parámetros de los modelos utilizados

2.4 Comparación de resultados

Capítulo 3 Conmutación dura 3.1 Circuito de prueba

3.1.1 Circuito de potencia 3.1.2 Principio de funcionamiento

2 2 4 4 5 6 I I 9 10

12 12 12 13 13 13 14 15 15 16 16 16 17 18

20 20 21

i

3.1.3 Circuito simulado 3.2 Descripción del fenómeno

3.2.1 Encendido 3.2.2 Apagado

3.3.1 Análisis experimental 3.3.2 Análisis en simulación

3.4 Comparación experimental del IGBT tipo PT vs NF'T 3.5 Comparación experimental vs simulación

3.3 Variación de parámetros

Capítulo 4 Conmutación a voltaje cero (ZVS) 4.1 Circuito de prueba

4. I . 1 Circuito de potencia 4.1.2 Principio de funcionamiento 4.1.3 Circuito simulado

4.2 Descripción del fenómeno 4.3 Variación de parámetros

4.3.1 Análisis experimental 4.3.2 Análisis en simuiación

4.4 Comparación experimental del IGBT tipo PT vs NPT 4.5 Comparación experimental vs simulación

Capítulo 5

1 5.1.1 Circuito de potencia

Conmutación a corriente cero (ZCS) 5.1 Circuito de prueba modo resonante

5.1.2 Principio de funcionamiento 5.1.3 Circuito simulado

5.2.1 Circuito de potencia 5.2.2 Principio de funcionamiento 5.2.3 Circuito simulado

5.2 Circuito de prueba modo tiristor

5.3 Descripción del fenómeno 5.4 Variación de parámetros

5.4.1 Análisis experimental 5.4.1.1 Modo resonante 5.4.1.2 Modo tiristor

5.4.2 Análisis en simulación

5.5.1 Modo resonante 5.5.2 Modo tiristor

5.6.1 Modo resonante 5.6.2 Modo tiristor

5.5 Comparación experimental del IGBT tipo PT vs NPT

5.6 Comparación experimental vs simulación

24 24 24 26 28 28 31 32 35

41 42 42 44 45 46 47 48 50 52

56 56 5 1 60 60 61 61 63 64 65 66 66 69 70 71 71 73 75 75 11

I1

Capítulo 6 Corto circuito 6.1 Circuito de prueba

6.1.1 Circuito de potencia 6. I .2 Principio de funcionamiento

6.1.2.1 Corto circuito tipo1 6.1.2.2 Corto circuito tipo II

6.1.3 Circuitos simulados

6.2.1 Corto circuito tipo I '.6.2.2 Corto circuito tipo I1

6.2 Descripción del fenómeno ' .

. ,

6..3 Variación de parámetros . 6.3.1 'Análisis experimental

' . 6L3.2. há l i s i s en simulación 6.4 Comparación experimental del, IGBT tipo PT vs NPT

.. .. . 6.4.1 Corto circuito tipo I 6.4.2 Corto circuito tipo II

;

6.5 Comparación experimental vs simulaci66'; 6.5.1 Corto circuito tipo I >.. ',' ' ,. . : '

6.5.2 Corto circuito tipo II ' .

Capítulo 7 Conclusiones y Te.ndencias'a ,.: . . futuro

Bibliografía

< . . .

. . .. . I . . . . . 1

.I . , i' ..(, ,.

c 5

. . .. . ,

. ... . .

/I

!

Anexo 1 Elementos de medición

Anexo I1 1

Hojas de datos de los fabricantes

80 80 81 81 83 86 87 87- 89 90 90 93 95 96 98 100 1 O0 102

105

109

111

II Anexo I11 Resumen comparativo en diferentes modos de conmutación 123 I 11

... Il l

~BJETIVOS

I

Objetivo general Estudio y caracterización del comportamiento de los transistores IGBT Punch-Through

(LRG4PC30F) y Non-Punch-Through (SGP15NGO) en los diferentes modos de Conmutación a través de resultados experimentalesen circuitos de prueba y de simulaciones con modelos de la versión (8.0) del IGBT en PSPICE. La presente tesis tiene como finalidad tener una mejor comprensión del comportamiento en conmutación del IGBT y proporcionar asi la información necesaria a los usuarios de los dispositivos. El análisis se realizará de manera experimental y a través de simulaciones con el modelo del transistor IGBT en PSPICE. Esto permifirá &rovechar de manera más eficiente a los transistores IGBT en el diserio y construcción de convutidores, así coiiio servir de herramienta didáctica pnra su estudio. AI mismo tiempo, los resirltndos experimentales servirán jara vnlidar el modelo en PSPICE.

It

'11 I . . *

Objetivos particulares, ' - ' Diseñar circuitos 'de prueba (modo impulsional) para poder analizar el comportamiento del

IGBT en diferentes modos de conmutación: 0 conmutación dura

conmutación suave a cero corriente (ZCS) y a cero voltaje (ZVS) Corti circuito (tipo I y n).

. . .

Construir los circuitos de pmeba incluyendo los sistemas de control y los impulsores de comuuerta.

los resultados experimentales para validar los modelos.

. Efectuar las pruebas de los diferentes modos de conmutación para los dos tipos de IGBT (PT y NPT)

I

iv

SIMBOLOGÍA

IGBT

DSEP

PT NPT BJT MOSFET

GTO

MCT SIT SOA DUT zvs

zcs

AUX P(X) VO VCE VCEsat

VGE

VTH Vca,aI VPn VB

vGC

Transistor bipolar de compuerta aislada (Insulated Gate Bipolar Transistor) Dispositivo Semiconductor de Potencia Punch-Through Non Punch-Through Transistor de,unión bipolar Transistor de efecto de campo Metal-Óxido-Semiconductor. Tiristor con control de apagado por compuerta (Gate Turn Off) Tinstor controlado por MOS Tiristor de inducción estática Área de operación segura Dispositivo bajo prueba Conmutación suave a voltaje cero Conmutación. suave a corriente cero interruptor auxiliar Distribución de portadores Voltaje de alimentación Voltaje colecor-emisor Voltaje colecor-emisor saturación Voltaje compuerta-emisor Voltaje compuerta-colector Voltaje de umbral Voltaje del canal Voltaje de la unión pn Voltaje en la zona n-

de

IC 'G IMOS

Ip IC

RG Rpar Rind

di/dt

RP Rli,

Le

: Lpar Lcarga Lr Cpar ciss

CGE cGC Ciss Ciss cox

CGEO

CGCO

Cr

Corriente de colector Corriente de compuerta Corriente del MOSFET. Pendiente de corriente Comentedehuecos . '

Comente de colector (&c = Ip +

Resistencia de compuerta Resistencia parásita de cableado Resistencia parásita del inductor .de carga Resistencia parásita del circuito Resistencia limitadora de comente . .

inductáncia parásita de emisor Inductancia parásita de cableado Inductor.de carga inductancia resonante Capacitancia'parásita Capacitancia de entrada del IGBT Capacitancia compuerta-emisor Capacitancia compuerta-colector Capacitancia compuerta-emisor Capacitancia compuerta-emisor Capacitancia del Óxido (región del canal) Capacitancia de traslape compuerta-emisor Capacitancia de traslape compuerta colector Capacitancia resonante

In)

. ..

CWX z Q KP T To A

D b

cox

WB

w

q

Capacitancia auxiliar Impedancia Carga de la compuerta Transconductancia Temperatura Temperatura de referencia Superficie efectiva del dispositivo Constante . . de difusión . . ambipolar Relación de la movilidad (pn / p

Capacitancia del oxido Ancho del canal Ancho de la zona modulada Carga elemental

P)

. .

A

*OX L

Pn PCH

5

t, t f td

t0ff

Superficie efectiva del dispositivo Superficie del oxido Largo del canal Movilidad de los portadores Movilidad de los portadores en el canal (electrones) Tiempo de vida de los portadores de carga Tiempo de subida (time rise) Tiempo de caída (time fall) Tiempo de recuperación de bloqueo Tiempo de apagado

vi

Capítulo 1

Planteamiento del problema y justificación

1.1 Dispositivos semiconductores de potencia controlados (DSEP) 1.1.1 Características de los dispositivos semiconductores de potencia 1.1.2 Comparación entre los diferentes dispositivos

1.2.1 Estructura y funcionamiento

1.2.3 Comparación entre las tecnologías PT vs NPT

1.2 El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT)

// 1.2.2 Tecnologías de fabricación .I

1.3 Modos de conmutación del IGBT 1.4 Estado del arte 1.5 Justificación

.!

Planteamiento del problema y justificación

En este capítulo sepresenta en forma general; la problemática que tiene un diseñador de convertidores electrónicos d% potencia, asociada por un 'lado, a la selección adecuada del tipo de .dispositivo semiconductoraemplear y por otro lado al modo de conmutación, que su diseño presenta. 'Este estudio inicia con una&troducción sobre la electrónica de potencia en general.

La. electrónica de ,ptenCia, es una rama de la ingeniería eléctrica, que se encarga de la conversión y del control dela energía eléctrica para diversas aplicaciones, tales como control de la intensidad. luminosa, reguladores CA y CD, calentamiento por inducción, .compensadores de VAR estáticos, filtros activos y m h o s mas.

El elemento basé deun sistema electrónico de potencia, es el dispositivo que se utiliza para .realizar la función de intempción. Hoy en día la electrónica de potencia aprovecha los avances de la tecnología de fabricación :& circuitos integrados y los interruptores de potencia son dispositivos msemiconductores que trabajm bajo la supervisión de un control electrónico. La tendencia es producir módulos "inteligentes", do& el control, la.protección y la etapa de potencia sean integrados en un .mismo encapsulado.

.. .

1.1 Dispositivos semimductores de potencia controlados (DSEP) La motivación de mar dispositivos de conmutación en un convertidor es la de incrementar la

eficiencia de la conversiónya que dichos dispositivos operan solo en los estados de encendido o apagado. Un dispositivo s e o n d u c t o r de potencia ideal presentaría las siguientes características: . facilidad.de coma& . tensión de saturacih nula

. densidad de cor?ier& elevada

. tiempos de conmutzión nulos

Tal dispositivo no kndria pérdidas de conmutación, de conducción ni de comando, por lo tanto la eficiencia del comrtidor tendería a ser del 100%. Sin embargo los componentes reales presentan pérdidas que r e h e n la eficiencia de los convertidores y por lo tanto se hace necesario el conocer las características& estos dispositivos para lograr una Óptima utilización en las diferentes condiciones de operación.

1.1.1 Características defos dispositivos semiconductores d e potencia

controlados se pueden resvair de la siguiente manera: Las características requeridas de los dispositivos semiconductores de potencia (DSEP)

. . . alta capacidad de Bqueo, baja corriente de fuga i bajas pérdidas por bloqueo manejar alta,dens&d de comente + bajas pérdidas por conducción tiempos cortos demmutación -+ bajas pérdidas por conmutación

' facilidad de contrdsencillo (control por tensión) no necesitar c i r cuk adicionales como snubbers . insensibilidad a diidt y dv/dt

2

Planteamiento del problema y justificación

. robustez en corto circuito . estabilidad térmica . inteligencia . confiabilidad . bajos costos

Es obvio que un solo dispositivo no puede satisfacer con todos'los requerimientos igualmente bien, por lo que se han desarrollado semiconductores de potencia cuyas características se adaptan a los

Los requerimientos de los componentes como interruptores en convertidores electrónicos se confrontan con las leyes físicas que impiden su realización en un sólo'componente, por io que se.hace necesaria una optimización del semiconductor, con respecto ,a su aplicación. Sin embargo, todos los dispositivos de potencia tienen una propiedad en común que los distingue de los demás componentes electrónicos: disponen en,su estructura de una capa gruesa y con un dopado muy bajo para poder soportar las altas tensiones de bloqueo. Adicionalmente, todos los semiconductores de potencia tienen una estructura vertical, que permite un mejor aprovechamiento de la superficie y una mejor distribución de la corriente. En la Figura 1.1 que presenta la estructura de los dispositivos de potencia más relevantes. Resaltan sus propiedades comunes y sus diferencias. Las estructuras fundamentales de dispositivos de potencia son: la estructura diodo, la 'estructura tinstor, la estructura transistor y la estructura MOSFET.

diferentes tipos de aplicación. .. .

. . Diodo Tiristor , npn-BJT IGBT MOCFET

Metal

POlySi

oxido

~.

Ivsm Ivsm CrXEcTCR CCCECTCR -E

Figiira 1.1 .Estructura de los dispositivos depotencia mbs relevantes

Hoy en día, al diseñador de convertidores se le ofrece una amplia gama de componentes modernos a diferentes niveles de tensión, de corriente así como de frecuencias de operación. Los dispositivo's más utilizados son el MOSFET (tecnología unipolar -> frecuencias altas, potencias bajas), el IGBT (por sus siglas en inglés Instdated Cate Bipolar Transistor) (tecnología híbrida -> frecuencias y potencias medianas) y el GTO (tecnología bipolar -> frecuencias bajas, potencias altas).

3

I !I

Planteamiento del problema y justificación

1 I

1.1.2 Comparación entre los diferentes dispositivos Según el mecanismo de transporte de corriente, los dispositivos de potencia se clasifican en

Los dispositivos bipolares realmente representan el grupo más amplio, en la electrónica de

componentes unipolares (MOSFET, SIT) y componentes bipolares (diodo, tiristor, transistor bipolar):

potencia. Su buen comportamiento en conducción se deben a la inyección de portadores en la zona n- de la unión pn polarizada directamente. En el transporte de corriente participan tanto electrones como huecos, por otro lado las buenas características en conducción contradicen los requerimientos de una rápida conmutacion debido a la inyección de portadores minoritarios (cargas almacenadas).

En los dispositivos unipolares, en cambio, participan Únicamente portadores mayoritarios en el transporte de corriente y no se modula la conductividad de la zona (n-) por lo que su resistencia está determinada solamente por su conductividad intrínseca, de esta manera no se pueden combinar altas tensiones de bloqueo con alta capacidad de corriente. Las ventajas de los semiconductores unipolares c&no el MOSFET consisten en su buen comportamiento dinámico (no hay cargas almacenadas) y en su control simple y prácticamente sin pérdidas (control de campo) que representa una estabilidad termica del dispositivo.

/j Los nuevos semiconductores de potencia que han salido al mercado combinan las ventajas de estas dos tecnologías en un solo componente híbrido, cuyo representante más importante es el IGBT [ y ] , [ 2 ] , [3], [4] y [ 5 ] . La Figura 1.2 muestra una comparación de los dispositivos de potencia controlados con respecto a la potencia y la frecuencia de conmutación.

/ j

't

-----. fw , . Figirra 1.2 Aplicaciones de los dispositivos depofencia controladox

I 1.2 El transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT)

Como se muestra en la Figura 1.3, el IGBT combina en un solo dispositivo la tecnología bipolar (el componente uiilizado es el iransistor bipolar pnp) y la tecnología unipolar (el componente empleado es el MOSFET de canal n). El objetivo de los fabricantes era obtener un dispositivo que aprovechara las ventajas de cada uno de los componentes mencionados: alta capacidad de corriente, caída de tensión directa (voltaje colector-emisor de saíuración) muy baja debido a la modulación de la zona n- que proporciona la tecnología bipolar y bajas pérdidas por conmutación así como la facilidad de comando gracias a la compuerta aislada que ofrece la tecnología MOSFET, tratando de mantener las mejores características dinámicas

I 'I

4

Planteamiento del problema y justificación

EMISOR . CoMPUERTA [CATODO) * in

J G J+i , COLECTOR (ANOW)

Figura 1.3 Estructura interna del IGBT Figuro 1.4 Dicigrarna equivalente

Los transistores IGBT han ganado un firme lugar en el diseño de equipos electrónicos de potencia y han desplazado a 'los transistores bipolares, en aplicaciones de mediana potencia. Los sistemas en los cuales los IGBT son empleados tienen las características de alta densidad de potencia, alta eficiencia y buenas caracteristicas dinámicas de conmutación. Algunas de las principales áreas de aplicación de este interruptor son:

. accionamiento de motores

. balastros electrónicos

. vehículos eléctricos

. fuentes conmutadas de potencia mayores a IKW

. fuentes de alimentación inintemmpibles

. calentamiento por inducción

Las ventajas esenciales de los transistores IGBT son: una área de operación segura (SOA por sus siglas en inglés) casi cuadrada y comandado en tensión. Los inconvenientes principales residen en la dependencia de la temperatura y la cola de corriente al apagado.

La tecnología del IGBT no cesa de progresar, permitiendo la fabricación de dispositivos a potencias cada vez más altas. La frecuencia de conmutación del IGBT está limitada hasta aproximadamente 20KHz debido a su inherente cola de apagado y puede ser aumentada hasta lOOKhz o más, utilizando topologías de convertidores que permiten conmutación suave (a,voltaje cero o ZVS y a corriente cero o ZCS [6] ) . Aunque se han hechos muchos intentos de componentes hibridos todavía no se vislumbra el sucesor del IGBT por lo que continúa siendo el dispositivo semiconductor de potencia óptimo en aplicaciones en mediana potencia.

1.2.1 Estructura y funcionamiento

El transistor IGBT se desarrolló a finales de los 80 a partir del transistor MOSFET de estructura vertical, al cual se le agregó una unión pn del lado del drenaje. Esta unión suplementaria realiza una estructura transistor PNP y permite beneficiarse en la conducción por portadores minoritarios (transporte bipolar). La Figura 1.3 muestra la estructura interna de este dispositivo y la Figura 1.4 el circuito equivalente de la estructura del transistor IGBT. Se puede observar que por la sucesión de 3 uniones pn la estructura del IGBT contiene un tiristor parásito (formado por TI y T2)

5

Planteamiento del problema y justificación

cuyo encendido (mediantelatensión que se origina por la,corriente que circula por Rp) es indeseable (efecto lach-up) ya que seibar ía a la pérdida del control por la compuerta. Los nuevos diseños de IGBT han logrado eliminaaede efecto (a partir de la segunda generación).

El estado de condaczión es obtenido de manera similar al de un MOSFET de canal n por la polarización positiva de &I compuerta. La corriente del: MOSFET alimenta la base del transistor bipolar pnp y permite la &ación de cargas minoritarias, en la zona n- a través de la unión pn polarizada en directa. En enasecuencia, la caída de tensión en conducción esta constituida por tres componentes: la del cana! MOS, una parte resistiva de la base n- cuyo valor es modulado por alta inyección de cargas y p a r k caída de potencial de la unión p+n' suplementaria. La resistencia en conducción de un IGBT IS de valor pequeño, comparativamente a la de un MOS equivalente y favorece el paralelado gracFasa su coeficiente de temperatura positivo.

1.2.2 Tecnologías de fabzicación Actualmente se fahraan dos tipos de tecnologías de IGBT: el IGBT con estructura homogénea

o NPT-IGBT y el IGBT ~g l l estructura no homogénea o PT-IGBT, teniendo cada tecnología sus 'ventajas y desventajas enmato a la aplicación del componente.

'El IGBT tipo PT El IGBT más dispiuiible es del tipo PT (Punch-Through), En esta tecnología de fabricación, el

dispositivo es construido Q un substrato grueso tipo p+ (300 pm). El ancho de la capa n- (base del BJT) construida mediantemimiento epitaxial es relativamente pequeña. En la Figura 1.5a se puede apreciar que aparte se t i m m a capa delgada n+ entre la base y emisor llamada buffer que limita la expansión de la región demga de espacio en estado de bloqueo (efecto Punch-Through). El IGBT de tipo PT alcanza bajas pér&& por conducción (resistencia baja) a través de un coeficiente de emisor ,alto del B3T interno y bjzs pérdidas por conmutación por medio de un tiempo de vida de los portadores muy reducido.& resulta por un lado en una distribución de portadores con alta pendiente (dp/dx) en la zona n- (F4.m. 1.5a) y por otro lado en un transitorio de corriente en el apagado en forma de cola de gran a-d que decrece rápidamente y depende en gran medida de la temperatura 'Figura 1.5b.

El IGBT tipo NPT Existe también c-cialmente el IGBT de tecnología NPT (Non Punch-Through) que es una

estructura desarrollada o&&almente por la compañía Siemens. Estos dispositivos son construidos en un substrato homogéneo diapo n- de aproximadamente 220 pm de ancho. El emisor se realiza a través de implantación de una cap p+ muy delgada y de dopado bajo' (emisor transparente) en la parte posterior del substrato ( F e a 1.5a). Por lo tanto, en el IGBT homogéneo se realiza la modulación de la resistencia de base a de un bajo coeficiente de emisor en combinación con un tiempo de vida de portadores muy alto. A p t e se tienen bajas pérdidas por conmutación a través de la recombinación

,'de superficie en el eniismbansparente. Estas características conllevan por un lado a una distribución ;de portadores homogéneam la zona n- (Figura 1.5a) y por otro lado a un transitorio de corriente en el .apagado en forma de coladeuna amplitud reducida pero que decae lentamente y es casi invariable con la temperatura (Figura l.%]. Es la tecnología más apropiada para un voltaje elevado por lo que la

,

¡I

li

6

Planteamiento del problema y justificación

mayoría de los fabricantes producen actualmente los IGBT en tecnología NPT para dispositivos de más de 1200V. Además el IGBT homogéneo tiene un buen comportamiento, bajo condiciones de conmutación dura y corto circuito (área de operaciónsegura casi cuadrada) [7].

COlCElOr

a) PT COlCElOr

I I ' i ~ - I I I I I I I I I I I I I I

b) PT NPT Figura 1.5 Tecnologías de fabricación.

u) Distribrrción estática de losportadores de carga @) en la región n- b) Cola de apagado.

1.2.3 Comparación entre las tecnologías PT vs NPT La diferencia principal entre los dos tipos de tecnologías consiste en las características de la

zona de deriva (zona n-) y del emisor. Esto origina que cada una de las tecnologías de fabricación tengan diferente comportamiento eléctrico en conmutación. El componente NF'T tiene menores pérdidas de conmutación que los componentes PT y estas son aproximadamente proporcionales a la corriente de carga. Los dispositivos PT presentan menos pérdidas por conducción que los dispositivos NPT y estas pérdidas son proporcionales al valor exponencial de la corriente de carga [SI, [9].

1.3 Modos de conmutación del IGBT . Los diferentes modos de conmutación a los que se puede someter un dispositivo

semiconductor de potencia controlado .puede presentar en una aplicación se pueden resumir de la siguiente manera: . Conmutación dura

Presencia sirnrrltánea d e corriente y voltaje en el lapso d e tiempo que dura la f a s e de contnirtación. Sepi iedepreseniar tanto al encendido conro en el apagado del dispositivo.

Planteamiento del problema y justificación

0. Conmutación suave Ocurre cuando el voltaje o la corriente es cero al encender o al apagar el dispositivo y por lo tanto se clasifica en: J ZVS (conmutación a voltaje cero) La condición para este tipo de conmutación se

obtiene cuando el voltaje cae hasta cero y tiempo después evoluciona la corriente con una pendiente determinada. La conrnutación ZVS solo se presenta en la fase de encendido ZCS (conmutación a corriente cero) La condición para esta conmutación se obtiene citando Ia corriente decrece hasta cero y tiempo después se aplica el voltaje de bloqueo. La conmutación ZCS solo se presenta en la fase de apagado.

J

. Corto circuito Este tipo de conmutación es no deseable en un convertidor, se tienen dos tipos de corto circuito: J

J Tipo I Se tiene presente un corto en la carga mientras el dispositivo es encendido. Tipo I1 cantidad de corriente) cuando se presente un corto en la carga.

Se tiene el dispositivo en estado de conducción (manejando una cierta

. . En la Figura 1.6 se muestra una comparación entre los diferentes modos de conmutación que

En la Figura 1.7 muestra el área de operación segura de un componente y la trayectoria en

puede presentar un, interruptor controlado en una aplicación.

cada uno de' los diferentes modos de conmutación de un dispositivo semiconductor

V'1

I Encendido I Apagado

V*l

Duro

zvs "7 /-I zcs '7 /-v

V*I

v \ I Corto1 /---I

Corto I1 2

V*l

I\. Desde Corto zII!!!-

V.1 \

Planteaniiento del problema y justificación

.. .<. .,. L

10 ' . 1W 1wO Conmutación dura Coniniitación suave

Corto circuito tipo I ...

Corto circuito iipo I1

Figura 1.7 Area de operación segura y la trayectoria I=f(v) para cada tipo de conmutación.

li . j i

1.4 Estado del arte Hasta la fecha, se han realizado diversos estudios acerca del comportamiento del IGBT en

conmutación dura, con la ayuda de circuitos especiales de prueba, [ 5 ] , [lo], [l I], incluyendo también una comparación entre las diferentes estructuras de fabricación, variando parámetros [8], [ 9 ] , [12], [13]. Existen algunas publicaciones relacionadas con el desempeño de los transistores IGBT en conmutación suave, tanto en ZVS 1141, como en ZCS [15], [6] considerando únicamente un tipo de tecnología de fabricación [16]. El comportamiento de los transistores IGBT en corto circuito ha sido actualmente estudiado y presentados en la literatura con la ayuda de circuitos de prueba 1171; incluyendo un análisis con las diferentes tecnologías [7], [I81 y variando temperatura [19].

Los estudios publicados presentan en general solamente un' análisis experimental, dejando a un lado la simulación. La escasez de análisis comparativos entre experimento y simulación se debe sobre todo a la falta de modelos adecuados para los transistores IGBT.

i/

I,

i :/

1:

9

Planteamiento del problema y justificación

1.5 Justificación Las diferentes. tecnologías de fabricación de transistores IGBT existentes actualmente en el

mercado y sus diferentes comportamientos eléctricos en conmutación, así como los diferentes tipos de conmutación que'pueden presentar los interruptores en una aplicación convertidor, hacen necesario un &studio más'a detalle del comportamiento de los transistores IGBT para el diseño ,óptimo de los equipos de potencia. En .este sentido se tiene que considerar la necesidad de un análisis interactivo entre convertidor, función interruptor y componente, con el objeto de lograr un mejor compromiso entre un funcionamiento optimizado del convertidor y un mejor desempeño del componente utilizado.

El estudió'del comportamiento del IGBT tiene como objetivo suministrar información a:

componentes y estudiar .~ la influencia de los diferentes parámetros tanto de los dispositivos como.del circuito.

fabricación sobre la base de la información adicional a la de la hoja de datos.

verificar sus límites, realizar ensayos en condiciones diferentes y obtener una mejor comprensión del funcionamiento del dispositivo.

Mientras los diseñadores de circuitos (usuarios) buscan establecer los lazos de unión entre la forma. de corriente y de tensión en los bornes del'dispositivo y de su ambiente inmediato, los fabricantes adoptan un esquema de'análisis del comportamiento de corriente y de tensión a partir de los parámetros del diseño del dispositivo. Estos dos. puntos 'de vista, distintos en apariencia, están fuertemente ligados, ya que el comportamiento observado depende de las condiciones externas del circuito y de los parámetros internos del componente.

i j . Los'fabricantes para controlar su producto, preparar fichas técnicas, mejorar el diseño de los

Los usuarios para.seleccionar el componente adecuado, en lo que respecta a la tecnología de

.Los usuarios para utilizar la metodología abordada y de esta manera probar los componentes y

.

. :, ,

Capítulo 2

Metodología abordada

2.1 Métodos de caracterización de dispositivos 2.1.1 Análisis experimental 2.1.2 Análisis mediante siniulación

2.2.1 Diseño general de circuitos de prueba 2.2 Caracterización experimental

2.2.1.1 Método de prueba

2.2..1.3 Tipo de control ! 2.2.1.2 Modo de funcionamiento

4 2.2.2 Diseño propuesto para los circuitos de prueba 2.3 Caracterización mediante simulación

2.3.1 El simulador PSPICE 2.3.2 Modelos de los componentes utilizados 2.3.3 Parámetros de los modelos utilizados

l.

2.4 Comparación de resultados 'I !I !I

SEP CEN'IDET DGiT CENTRO DE IWFORMACIBN

Metodología abordada

En este capítulo se presenta en forma general lo's dos métodos para realizar la caracterización de dispositivos semiconductores (en este caso del [GBT); las formas de poder realizar ésta caracterización en forma experimentalmente (incluyendo la metodología empleada). Así como los requerimientos minimos necesarios para obtener buenos resultados mediante simulación.

2.1 Métodos de caracterización de dispositivos Los diferentes modos de conmutación y tipos de componentes en el mercado dificultan la

selección adecuada de estos últimos sobre la base de sus capacidades reales y adaptadas al diseño del convertidor. Un método interesante de estudio de los dispositivos semiconductores de potencia (DSEP) consiste en abordar dos aspectos complementarios que se deben considerar al mismo tiempo: el aspecto de simulación y el aspecto experimental [201.

2.1.1 Análisis experimental .I

Para poder conocer de una manera más precisa el desempeño del IGBT y aprovechar al máximo sus 'características en las diferentes aplicaciones, es necesario analizar con detalle el comportamiento del dispositivo, teniendo en consideración la necesidad de un trabajo interactivo que tome en cuenta los aspectos: convertidor, función interruptor y componente.

El estudio del dispositivo implica analizar su comportamiento en circuitos de prueba diseñados de tal manera que reproduzcan fielmente las condicion& de operación del IGBT en las aplicaciones reales. Un estudio completo debe considerar todos los tipos de conmutación que pueda tener el dispositivo, tanto durante su operación normal (encendido y apagado en conmutación dura o en conmutación suave) como en caso de falla (corto circuito I, corto circuito II). Ya que en el mercado se ofrecen dos tipos de IGBT de diferentes tecnologías con características distintas, hace falta presentar un estudio comparativo de estos dos dispositivos para que el usuario pueda seleccionar la mejor opción de acuerdo al tipo de aplicación.

2.1.2 Análisis mediante simulación

Durante el diseño de un equipo de electrónica de potencia es cada vez más común que se utilice la simulación del circuito eléctrico antes de montar el prototipo. La simulación es más eficaz, rápida y sobre todo mucho menos costosa. Para poder simular el circuito se necesita por un lado de un programa de simulación poderoso y por otro. lado de modelos adecuados (suficientemente exactos para el tipo de aplicación y rápidos) para los componentes que forman el circuito que se va a simular.

Una información muy importante para los diseñadores es la calidad de los modelos disponibles en los programas de simulación utilizados por ellos (SPICE y derivados).

El análisis de simulación para los diferentes tipos de conmutación ha sido un tema poco estudiado en la literatura y viene a fortalecer los resultados experimentales con el fin de tener una mejor comprensión del comportamiento de los dispositivos.

12

!I

Metodología abordada

2.2 Caracterización experimental Para realizar la caracterización experimental es necesario el diseñar circuitos de prueba en los

diferentes modos de conmutación con una topología sencilla y.poco costosa, con una buena reproducción de las condiciones reales que un dispositivo presenta en una. aplicación determinada [21], [22]. Las características requeridas para los circuitos de prueba son las siguientes:.

, . . . número.limitado de elementos de potencia~y de las fuentes calidad en la reproducción de las condiciones de operación en la aplicación del convertidor independencia entre los diferentes parámetros que deben de estar controlados ..

En la caracterización experimental el trabajo consiste en realizar las mediciones de los

en los diferentes casos de conmutación

con las dos tecnologías de fabricación, tipo PT-IRGPC30F y tipo NPT-SGPiSNóO (las hojas de datos se localizan en el anexo Ii)

El voltaje colector-emisor (VCE) y la comente del colector (IC) del dispositivo bajo prueba (DUT por sus siglas en inglés) han sido medidas con un osciloscopio marca TEKTRONM TDS 784A. La corriente del colector fue obtenida con el uso de un transformador.de corriente (ver anexo I para características de estos equipos).

transitorios de corriente y voltaje durante las conmutaciones bajo las siguientes condiciones: J

J J con variación de parámetros del circuito de prueba . .

2.2.1 Diseño general de circuitos de prueba ! En el diseño del banco de pruebas se toman en cuenta aspectos importantes como:

método de pruebas . modo de funcionamiento tipo de control

il

I/ La selección dependerá de la calidad de reproducción de las condiciones que presente una aplicación convertidor dada de tal manera que se tenga independencia en el control de los diferentes parámetros, una limitación del número de elementos del circuito y de la potencia instalada de la fuente de alimentación. A continuación se describen estos aspectos.

2.2.1.1 Método de prirebn El comportamiento de un dispositivo semiconductor de potencia WSEP) puede ser observado

en dos casos diferentes, ya sea directamente en la nplicnción del convertidor [23] Ó mediante la realización de circiriios especiales [21].

A) Circuitos de aplicación a convertidores Cuando se evalúa directamente el desempeño del componente en un convertidor, se presentan

las interacciones entre el convertidor y la carga sobre e l , dispositivo. La evaluación bajo estas condiciones presenta las características siguientes:

13

Metodologia abordada

0

e

Son las condiciones reales: eléctricas, térmicas y mecánicas (entorno real del componente).

Los parhetros accesibles son función del conveitidor y la naturaleza de la carga.

Globalmente, se tiene el caso real, pero muy dependiente de la aplicación, teniéndose poca

. La potencia instalada es elevada (función de la aplicación).

' flexibilidad y grandes dificultades para obtener y sobreponer los resultados.

B) Circuitos especiales Cuando se. diseñan circuitos especiales de pruebas para el estudio y la caracterización de

DSEP, esto permite un mejor control de las condiciones de prueba y una mejor reproducción de las i condiciones típicas de conmutación. En el caso de la conmutación dura (PWM) los circuitos especiales

de pruebas han sido ampliamente usados. Sin embargo 'en la conmutación suave (ZCS, ZVS) se usan circuitos de aplicación.

Globalmente, se tiene una mayor flexibilidad en la variación de los parámetros externos del circuito, pero no es la aplicación real del componente a evaluar.

2.2.1.2 Modo de furiciorinntierito Circuitos de prueba han sido realizados con el fin de analizar el fenómeno de conmutación de

un intemptor. Este puede ser un convertidor particular, ofreciéndole las condiciones correspondientes al' componente' a estudiar. Para lograr esto se le añaden componentes auxiliares tales como condensadores, inductores, fuentes e interruptores. Un objetivo es la limitación del número de elementos y la energía instalada. La estructura adoptada, podrá funcionar ya sea de forma repetitiva o en modo i?npulsional.

A) Modo.repetitivo

. . Cuando el tipo de funcionamiento es en modo repetitivo, el control es a frecuencia fija con un ciclo de trabajo reducido con el fín de limitar el incremento de temperatura del componente. Un buen ejemplo de este tipo de diseño está descrito en [23] .

Este modo de funcionamiento tiene la ventaja de ser una evaluación muy cercana de la ' realidad respecto al cableado y los aspectos térmicos, pero no proporciona información de la

conmutación propia del componente. La repetición de ciclos permite establecer métodos de medición por acumulación y efectuar correcciones de ruidos síncronos. Sin embargo esta estrategia presenta los siguientes problemas: . Potencia instalada igual a las pérdidas del componente, lo que requiere un sistema de

interdependencia de parámetros: frecuencia, ciclo de irabajo, temperatura, etc. enfriamiento y cableado necesariamente grandes. .

B) Modo impulsional El funcionamiento en modo impulsional es una estrategia de pruebas donde se trata de una

experimentación en valores reales de corriente, tensión y temperatura. Además el componente es sometido una sola vez a las condiciones de conmutación io que, como ya se mencionó, permite una limitación en número de componentes y de la potencia instalada de la fuente.

14

Metodología abordada

2.2.1.3 Tipo de coiitrol Para el control del accionamiento de 'los dispositivos auxiliares, así como 'el disparo del

dispositivo bajo prueba, existen dos posibies siste'mas de control: atrtbinático o de tiempo preestablecido.

A j Control atrtomcítico

En este esquema de comando, el encendido y apagado de los dispositivos auxiliares y principal se realizan automáticamente a valores determinados de voltaje o corrientes. Este sistema de control permite condiciones de conmutación que pueden ser ajustadas independientemente de .la carga. Es un sistema de control directo. . .

Bj Tiempo preestablecido

En este tipo de comando de tiempo preestablecido se establecen los tiempos de encendido y apagado de los dispositivos. Este es un sistema de control a lazo abierto, en donde los parámetros son solo indirectamente controlados.

2.2.2 Diseno propuesto para los circuitos de prueba.

presentan ias siguientes características: .

Los circuitos de prueba empleados en cada uno de los modos posibles' de conmutación

modo de funcionamiento impulsional (one shot) que permite limitar la energía solicitada a la red lo que facilita hacer pruebas en casos extremos

diferentes modos de conmutación y por otro lado ser configurado para un tipo de control dado en función de los parámetros propios del interruptor bajo ppeba Menor número posible de elementos auxiliares así de esta manera, ,~ los resultados . obtenidos sólo se 'consideran que son debidos al efecto del dispositivo bajo prueba .(DUT) y no a elementos externos interdependientes que modifiquen el comportamiento del dispositivo; esto se realiza con el fin de controlar mejor las condiciones impuestas' al dispositivo semiconductor en una aplicación real control estático de la temperatura, mediante el calentamiento (por medio de una placa de aluminio) del dispositivo bajo prueba

Se propone desarrollar circuitos especiales de prueba para cada tipo de conmutación tomando

El principio de diseño se plantea en la Figura 2.1, la cual considera las siguientes partes: el circuito bajo prueba, el cuál es el encargado de reproducir las condiciones de la aplicación Circuito auxiliar integrado por componentes pasivos e interruptores auxiliares. Este debe

. . . uso de un control de tiempo preestablecido capaz de asegurar por un lado su función en los

.

..

en cuenta las consideraciones de diseño definidas anteriormente.

2 4

permitir un ajuste independiente de los parámetros de las condiciones de prueba

Metodología abordada

Circuito Circuito Auxiliar Bajo

Auxiliares Prueba Pasivos

Figura 2.1 Principio de diseño de circuitos especiales de prueba

. .

2.3 Caracterización mediante simulación La simulación de los diseños de circuitos de potencia previa a la consirucción del prototipo ya

no es nada mas una tendencia, sino un hecho en la electrónica de potencia. La simulación requiere la disponibilidad de:

,. .. un simulador de circuitos adecuado modelos para ,todos los componentes del circuito los parámetros para todos los modelos utilizados

Para realizar la caracterización mediante simulación es necesario reproducir las condiciones ; reales de funcionamiento.de los circuitos de prueba, incluyendo elementos parásitos, en el simulador (ver anexo I para la caracterización de estos elementos).'El trabajo consiste en realizar los cálculos en simulación de los circuitos de prueba durante las conmutaciones-bajo las mismas condiciones que en el caso de la caracterización experimental.

'! 2.3.1 'El simulador PSPÍCE Los simuladores más utilizados para el cálculo de circuitos eléctricos son SPICE y sus

programas derivados. Entre ellos destaca el paquete de diseño de circuitos eléctricos PSPICE, una versión optimizada de Berkeley-SPICE y la primera disponible en PC [24], [25], [26].

Una -gran desventaja de los simuladores de la familia SPICE es que en su mayoría carecen de modelos adecuados para los dispositivos semiconductores de potencia (su respuesta en simulación no considera aspectos importantes de su comportamiento real) a raíz de que fueron desarrollados para la simulación de circuitos electrónicos de bajo voltaje y baja comente. Aunque algunas libreríasifabricantes ofrecen modelos para dispositivos de potencia, como el MOSFET, el diodo Ó el tiristor, estos modelos no son muy precisos e inclusive no describen correctamente el comportamiento dinámico de los semiconductores [27]. El primer modelo de un dispositivo de potencia implementado

,. directamente en el código fuente del simulador es el modelo del IGBT (a partir de la versión 7.0).

2.3.2 Modelos d e los componentes utilizados

Un aspecto importante de la simulación del circuito es el modelado de los dispositivos semiconductores de potencia DSEP. En este sentido muchos trabajos se han dedicado en los últimos años al modelado de dispositivos de potencia y particularmente del IGBT [28], [29].

16

Metodologia abordada

El modelo de un dispositivo para la simulación de circuitos consiste solo de elementos concentrados, es decir no. puede contener variables de espacio. Cualquiera que sea su forma de descripción, el modelo representa siempre un sistema de ecuaciones cerrado que el simulador tiene que resolver numéricamentejunto con el circuito externo.

El modelo tiene que describir correctamente el comportamiento estático del dispositivo semiconductor, incluyendo las pérdidas por conducción, las pérdidas por bloqueo y las pérdidas por control. Ya que las frecuencias de conmutación de los circuitos de potencia son cada vez más elevadas, las pérdidas por conmutación ganan más peso y es muy importante que el modelo incluya también una descripción precisa del comportamiento dinámico del dispositivo para los diferentes tipos de conmutación (encendido, apagado, corto circuito).

Además, el modelo debe garantizar una simulación rápida de los circuitos. Debe de haber claridad en los parámetros del modelo y facilidad para obtenerlos, sea a través de mediciones sencillas, hojas de datos del fabricante ó disponibilidad directamente en las librerías de modelos del simulador.

Se habla de un modelo fisico, cuando la base del modelo es la física de los semiconductores y el diseño del dispositivo. De esta manera, los elementos concentrados del circuito corresponden en gran parte a parámetros de la tecnología de fabricación (resistencia de capas, capacitancia MOS, capacitancia de deplexión). El modelo fisico se puede implementar utilizando una combinación de fuentes controladas y componentes básicos disponibles en el simulador. Tiene la ventaja de una validez general en el marco de los efectos considerados y la posibilidad de describir efectos uni- dimensionales en el semiconductor. Sin embargo, la complejidad de un modelo fisico puede causar problemas de estabi1idad.y tiempos de simulación largos si no se implementa directamente en el código fuente del simulador.

En este trabajo se utiliza el modelo interno de PSPICE para la simulación del IGBT del tipo PT y un modelo a nivel de sub-circuito proporcionado por la empresa Infineon para el IGBT del tipo NF'T. Cabe resaltar que ambos modelos son modelos físicos.

2.3.3 Parámetros de los modelos utilizados . . .

!

!!

!I

Los parámetros del componente especifico pueden ser obtenidos devarias maneras: 1 . . de las librerías de componentes del simulador PSPICE directamente de los fabricantes que distribuyen sus productos junto con los parámetros para el

j!

!I modelo de'PSPICE ,

't

'! '! . con la ayuda de una herramienta del simulador PSPiCE qÚe permite obtener todos los

parámetros del modelo con base en la información proporcionada en las hojas de datos de los fabricantes

Los parámetros del modelo empleados en este trabajo para el IGBT tipo NPT se obtuvieron al consultar el fabricante, mediante el empleo de la red "internet", mientras que para el IGBT tipo PT se utilizó el modelo parametrizado de la libreria de componentes de la versión completa de PSPICE.

Metodologia abordada

,: 2.4 Comparación de resultados Después de haber obtenido los resultados mediante el análisis experimental y mediante el uso

del simulador de"redes eléctricas, se realizan los análisis comparativos siguientes: . diferentes tipos de conmutación para obtener el comportamiento general de componente en cada uno de los modos posibles de operación resultados experimentales de la tecnología NF'T contra la tecnología PT, para obtener las ventajas y desventajas de cada una de las tecnologías de fabricación

de esta manera validar los modelos del IGBT utilizados en PSPICE

.

. resultados experimentales contra los resultados de simulación, para observar las diferencias y

I S

'I

Capítulo 3

Conmutación dura

3.1 Circuito de prueba 3.1.1 Circuito de potencia 3.1.2 Principio de funcionamiento 3.1.3 Circuito simulado

3.2 Descripción del fenómeno 3.2.1 Encendido 3.2.2 Apagado

3.3 Variación de parámetros 3.3.1 Análisis experimental 3.3.2 Análisis en simulación

3.4 Comparación experimental del IGBT tipo PT vs NPT 3.5 Comparación expenmental vs simulación

/I

Conmutación dura

El estudio de las características en conmutación dura de los transistores IGBT, se basa en la estructura típica de un troceador [12]. Para este caso se diseñó un típico "forward", en el cual la alimentación VO, un interruptor auxiliar (AUX2) y un inductor (Lcarga) son usados como una fuente de corriente. La temperatura de unión del DUT es controlada, ya que se evita el incremento de temperatura, debido a la corriente de arranque con el uso de interruptores auxiliares.

3.1 Circuito de prueba El circuito de prueba es en forma modular y se diseñó para realizar tanto la conmutación dura

así como los casos extremos. De esta manera modificando únicamente la secuencia de disparo de los interruptores auxiliares se obtienen tres tipos de conmutación [13]. La Figura 3.1 muestra el circuito de prueba empleado para el estudio de la conmutación dura y los casos extremos.

Como se muestra en la Figura 3.1 el circuito presenta Unicamente dos interruptores auxiliares (AUX1 y AUX2) y una inductancia de carga de un valor elevado (se puede considerar como una fuente de corriente de valor constante durante el tiempo que duren las conmutaciones).

. .

Rind

~ .c ~~

Figura 3.1 Circuito deprueba en conmutación dura

3.1.1~ Circuito d e potencia En la Figura 3.2a se muestra el circuito de prueba simplificado, donde el valor de LCaIga es

igual a 20mH. Las señales de disparo de los dispositivos empleados, así como las principales curvas características se muestran en la Figura 3.2b.

Los elementos críticos de diseño de este circuito de prueba son: el valor de la inductancia de carga LCarga, que debe tener un valor suficientemente elevado, para que la corriente en el tiempo de prueba sea lo más constante posible y un valor pequeño de resistencia parásita (Rind) en el orden de miliohms (0.05Q).

20

-

Conmutación dura

Aux I

Aux 2

OUT

I k = a a

I DUT

V

Rind

I I I 1 I I I I I I I I I I

I 1 I I I , I

I I I I I I I I I I

I

I ' I I.! I I I + . .

I I O

I I I I

+ Figrira 3.2a Circrriio de prueba simplificado

3.1.2 Principio de funcionamiento

etapas las cuales se describen a continuación. El funcionamiento del circuito de prueba en conmutación dura, se puede dividir en varias

Etapa 1- Carga lineal de la corriente (tl<t<t2)

En el instante t l el interruptor AUX2 es encendido y permanecen apagados los interruptores AUXl y el DUT. En este momento, la corriente en el inductor LCarga se incrementa en forma lineal. En el instante t2 el interruptor AUX2 es apagado. El flujo de corriente de esta etapa se muestra en la Figura 3.3a y en la Figura 3.3b se muestra la secuencia de disparo de los dispositivos.

Rind

Fixrrra 3.30 Flujo de corriente en I a etapa I

. . . . . I , I ? I 3 I 4 I S I 6

Figiira 3.36 Zona eri la,eiapa I

O Q - O 1 5 6

Conmutación dura

La ecuación que rige el comportamiento del circuito en términos de ecuaciones diferenciales es la siguiente:

Resolviendo '.la' ecuación (3.1), considerando que las condiciones iniciales son I(O+)=O (la corriente en el inductor es cero) y que la resistencia Rind es muy pequeña, se obtiene que la corriente i(t) crece en forma lineal por medio de la siguiente expresión:

. . despejando Ai:

durante la conducción y las conmutaciones.

Etnpa 2- Libre circulación (t2<t<t3)

En el periodo de tiempo t2<. t ct3 todos los interruptores permanecen apagados. En esta etapa la corriente es casi constante y las pérdidas son debidas solo a la resistencia parásita del inductor y de las pérdidas por conducción del diodo. El flujo de corriente de esta etapa se muestra en la Figura 3.4a y en la Figura 3.4b se muestra la secuencia de disparo de los dispositivos. Esta etapa es importante para estabilizar la tensión de la fuente (Vo) y mostrar el comportamiento de recuperación inversa del diodo al momento del encendido del DUT.

Si LCarga es muy grande (LCarga >> VLcarga.At), entonces IL puede ser considerada constante

. .

. .

Rind

Lcarga

T vo

Aur I

Aux 2

DUT

I Lcuga

I DUT

v DbT

Figura 3.4a Flujo de corriente en la etapa 2

. . . 1 , 1 2 1 3 1 4 1 5 1 6

Figura 3.4b Zona en la etapa 2

Conmutacion dura

Etapa 3- Encendido en conmkaci6ri diira (t3<t<t4) En el instante t3 el interruptor bajo prueba es encendido, mientras que los interruptores AUXl

y AUX2 permanecen apagados. En este instante se presenta el encendido en conmutación dura del dispositivo bajo prueba, incluyendo la recuperación inversa del diodo de libre circulación (DI), El flujo de corriente de esta etapa se muestra en la Figura 3.5a y la secuencia de disparo en la Figura 3.5b.

I . I r y I I I I &!I ‘I I

Aux I

Aux 2 Rind

DUT I Lcarga

LC2W

I DUT

I I I V .),i I I J i .

133 ‘

AUX L D U T

OUT 1- 1~ - - . I.”><

1 1 1 2 I 1 1 1 1 5 1 6 I I I 1 I I

Figlira 3.5a FIiGo de corriente en la etapa 3 Figura 3.56 Zona en la etapa 3

Eiapa 4- Apagado en conmulación dura (tS<t<í6)

En el instante t5 el interruptor bajo prueba es apagado y permanecen apagados los interruptores AUXl y AUX2. En este momento se presenta el apagado en conmutación dura del dispositivo bajo prueba. En el periodo de t5<t<t6 se muestra la cola de. corriente en el apagado del DUT, así como una sobre tensión, debida principalmente a la inductancia parásita de cableado. El flujo de corriente se muestra en la Figura 3.6a y la secuencia de disparo. en la Figura 3.6b.

l.

I!

Rind

Lcarga

AUX L D U T

&

Figura 3 . 6 ~ Flirjo de corr-ieiite en In ernpa 4

A ~ x 1

AUX 2

I

I I D U l

V DbT

I I I I 1 1 , I 1 2 1 , 1 1 1 5 1 6

Figirra 3.66 Zona en In etapa 4

23

Conmutación dura

3.1.3 Circuito simulado

En la Figura 3.7 se muestra el esquemático implementado en el simulador PSPICE. Con el fin de tener por un lado simulaciones más realistas y por oh-o lado garantizar simulaciones rápidas, se realizaron las consideraciones siguientes: ,l . . .

La inductancia de carga es sustituida por una fuente de corriente constante. Solo se simularon los periodos de conmutación (encendidoiapagado). Se consideran los elementos parásitos importantes (inductancia de cableado y de emisor y capacitancia del circuito)

BYPI03

-A- ¿ .

O

Figura 3.7 Esquemático implementado en PSPICE

3.2 Descripción del fenómeno

la fase de encendido, como en la fase de apagado con diferentes comportamientos.

mientras que en la Figura 3.9 presenta la etapa de apagado.

La conmutación dura de un dispositivo semiconductor de potencia, se puede presentar tanto en

La Figura 3.8 presenta la etapa de encendido en la conmutación dura con carga inductiva

3.2.1 Encendido En los resultados obtenidos en simulación, ilustrados en la Figura 3.8 , se aprecian diversas

fases en el comportamiento de los transitorios de corriente y voltaje del dispositivo, las cuales se ,pueden clasificar de la siguiente manera:

Fase A (tl<t<t2) En el instante t l se da la orden de encendido (mediante la tensión VGE aplicada a la'compuerta). En esta primera fase la capacitancia de entrada del IGBT está dada principalmente por la capacitancia compuerta-emisor CGE, ya que la capacitancia compuerta- colector CG'C tiene un valor despreciable, dada la alta tensión compuerta-colector que se mantiene casi constante en esta fase. La forma del transitorio de tensión de compuerta es casi lineal y depende de tres factores: la velocidad de incremento del impulso (VGE), la resistencia de compuerta y la capacitancia de entrada.

I

24

Conmutación dura

I I I 15 I : 1 - - - - , I - . - - , I ----

...... 1 . ~ 1 - .............. ...... 4 ....... : . . . I .... dcrieníe IetAl. ..... : ....... : ... 4. ... ........... I . . . . . . . . . . . . . . . . . . . I . ... .j ........ / I ....... j ....... ; . . . J . . . . .:. ...... . ; i . . . .. .;. ...... :. .. J.. ..

.................. ., ..................

.................. ... ....... ~, Voltije VceM +:400V,

I I

300 ..I

I I

donde: Ciss Capacitancia de entrada del IGBT Q Carga de la compuerta VGE Voltaje compuerta-emisor IG Corriente de compuerta

Cuando el voltaje de compuerta alcanza el voltaje de umbral, en el instante t2, empieza a crecer la corriente de colector. La corriente del canal MOS está dada por la siguiente expresión. . . . . .

donde: 1 ~ 0 s Corriente del MOSFET Transconductancia KP

VTH Voltaje de umbral

Fase B (t2<t<t3) En el instante en que VGE>VTH (t=t2), la corriente IC crece con una pendiente controlada por la resistencia de compuerta RG. En este periodo, se puede apreciar una caída de tensión en el dispositivo debida a la inductancia parásita de cableado del circuito de prueba (con la estimación de la caída de tensión y la pendiente de corriente es posible estimar el valor de la inductancia parásita de cableado). En el instante t3, la comente del dispositivo alcanza su valor máximo, que corresponde a la recuperación inversa del diodo de libre circulación. En este momento el diodo recupera su capacidad de bloqueo y el voltaje colector-emisor VCE puede empezar a decrecer.

Conmutación dura

Fase C (t3<t<t4) En este periodo, el voltaje.colector-emisor decrece hasta el voltaje de saturación del dispositivo V C E ~ ~ ~ Se observa una primera pendiente elevada, debido principalmente al bajo valor de la capacitancia colector-emisor CCE, seguida de una pendiente menor, debido a que en este instante la capacitancia adquiere un valor elevado (dependencia no lineal de la tensión de una capacitancia de unión, "efecto miller"). La segunda pendiente también depende de la modulación de la zona n-.

El voltaje compuerta-emisor VGE presenta un valor casi constante (plataforma) y se carga la capacitancia compuerta-colector CGC según la siguiente ecuación.

dV dt dt ' I , = I,, + IGc = C,, + C,, dado (VGE = cte)

donde: VGC Voltaje compuerta-colector

Fase D (t4<t<t5) En esta fase, se terminan de cargar las dos componentes de capacitancia de entrada. La capacitancia compuerta-colector alcanza su valor máximo, el cual es igual al valor de la capacitancia del oxido de traslape compuerta-colector. De esta manera, en la fase D, la capacitancia de entrada del IGBT está dada por la capacitancia constante del oxido:

(3.6) c,, = c, + c,, = e,,, + e,, = cox = ~ dQG = I G (VcE = cte) dV6, dVG,/dt

donde: Cox Capacitancia del oxido C G E ~ Capacitancia de traslape compuerta-emisor CGCO Capacitancia de traslape compuerta colector

Este periodo finaliza cuando el voltaje compuerta-emisor alcanza su valor máximo igual al voltaje de la fuente.

3.2.2 Apagado En los resultados obtenidos en simulación, ilustrados en la Figura 3.9, se aprecian diversas

fases en el comportamiento de los transitorios de corriente y voltaje del dispositivo de manera análoga al encendido, las.cuales se pueden clasificar de la siguiente manera:

Fase A (tl<t<t2) 'En el instante t l , se da el comando para apagar al dispositivo por medio de la compuerta. El voltaje compuerta-emisor VGE empieza a decrecer y se descarga la capacitancia de entrada del IGBT. Esta fase dura hasta que VGE alcanza el voltaje de umbral VTH y representa el tiempo de retardo que exhibe'el dispositivo al'ser apagado.

Fase B (t2<t<t3) En instante t2, cuando VGE <'VTH se abre inmediatamente el canal MOS (corriente de electrones del lado colector de la base n' igual a cero) y se anula la corriente de la base del bipolar interno. El dispositivo está listo para bloquear y el voltaje colector-emisor VCE empieza a crecer con una pendiente inicial poco pronunciada, debido a que la CCE es

26

Conmutación dura

800

,o0

600

500

400

300

'Oo

100

0

-100

-200

grande, seguida de una pendiente mayor ya que la CCE presenta un comportamiento no lineal y dependiente del voltaje que disminuye su valor. En esta fase se aprecia una caída de corriente en el dispositivo, debida principalmente a la capacitancia parásita del circuito de prueba Cpar.

111 I u1 t3 14 I .........

VoitajeVce , +400V ......... .............. , .............. ......... .............. , .................

..............t...... ...........

......... ~ . I ................................. 7 . -

ct.h. .................................. ii+coñie,ie c [ 1 ~

......... L L . .. '... ............ 1 .................

......... 11.1..: ............. - 1 .

.......... I.. ........... .t.. ........... .

. - -

I 5Voliaje V g e v -lOOV - I .

(3.7)

I Conmutación dura

't 11

3.3 Variación de parámetros ! Para analizar con más detalle el comportamiento general del dispositivo durante conmutación

dura, se variaron los parameiros que más impactan en las pérdidas durante estas fases de conmutación. En la tabla 3.1 muestra en forma concentrada la variación de los diferentes parámetros. Con esto se pretende obtener el comportamiento detallado del dispositivo en diferentes condiciones de prueba.

.I

I

subida 4. En la Figura 3.10(apaga<í0 se muestra que el valor de la resistencia de compuerta RG no

aumento en el tiempo de retardo al apagado td(,,fO dada la influencia que tiene la resistencia de 'compuerta

impacta en la forma de on 2 a de la corriente IC y del voltaje VCE al apagado, pero se tiene un

en el transitorio de voltaje de compuerta VGE.

I,,\ ...... :A .... *.: ...... -: ...... : ......

Rgr 10ahrns. 47ohmry iWohm6 X i 0 8 Rg= l0ahrnr. 47ohms y (WOmr

Figuro 3.10 Transiiorios de corriente y voltaje varioiido RG

28

Conmutación dura

Variación de la corriente de colector IC En la Figura 3.1 1 lo que el diodo

caer al aumentar la corriente de colector IC.

que la pendiente de la corriente no sufre cambios, por más en alcanzar su pico de comente inversa y

recuperar su capacidad de bloqueo, por lo que el voltaje colector-emisor VCE tarda más en

En la Figura 3.1 l(apaga<io) se aprecia que la forma deonda del voltaje compuerta-emisor VCE no depende de la comente de colector antes del apagado, pero que una corriente de colector mayor, causa una pendiente más elevada de la tensión VCE. debido a que circula más corriente

...

por las capacitancias parásitas. . . Conrnulaci6n dura en e-ndido (Pi) C~nmutatidn dura en apagado IPTI ...

~ V& V c e M +¡OOV ................ ...... . . . . . . . . . i . . . . . . . . . . . ! C . . .. .;. ....... .:. ........

1........1.... .....,.........

.................

..................

....... 2 . . ....... S'VoltaJeVgeM .IOOV

2 -2w

O 0 2 0.4 0.6 0.8 1 o 0.5 1 1.5 X l O b IC=lSAy3OA ' lb= 15Ay30A x i 0 8

Figura 3.11 Transitorios de corriente y voltaje variando IC

Variación del voltaje colector emisor V,-E

En la Figura 3.12(encendid0) se aprecia que el voltaje colector-emisor no influye en la forma de onda del voltaje compuerta-emisor VGE y la corriente de colector IC durante el encendido. De esta'manera el tiempo de retardo td(,,") y el tiempo de subida t, no dependen de este parámetro.

ConmulaMn dura en encendido IPT) ConrnuLaMn dum en apagado (PT)

8W , vonric vean +400v vonaievccljl m o v

...... .... ...... .... ..../................. ' VLC 6w v..:. .,. r . . , -- .- .-

............. ........................... 400

, ..................... 7 ).VoHrieVge~-10OV

o 0 2 0.4 0.6 O 8 1 i 1 o t vce= 3wv. 4wv y swv X l O i "sei 3wv. 4wv y swv

Figiira 3.12 Transitorios de corriente y voitaje variando V,,

Conmutación dura

En la Figura 3.12(apagad0) se aprecia que el voltaje colector-emisor no influye en la forma de onda del voltaje compuerta-emisor VGE durante en apagado, pero dado que el voltaje colector- emisor VCE tarda más en alcanzar el voltaje de la fuente Vo, con este parámetro aumenta el tiempo de caída tp

Variación de la temperatura T La temperatura modifica los parámetros intrínsecos del componente, como por ejemplo: la concentración intrínseca, el tiempo de vida, la movilidad de los portadores, etc. En la Figura 3.13(,n,,ndid0) se aprecia que la temperatura no influye significativamente en el comportamiento del dispositivo al encendido.

La temperatura influye en ia forma de la cola de corriente al apagado, de tal manera que aumenta a temperaturas más altas debido principalmente a un aumento del tiempo de vida de los portadores y la concentración intrínseca, es decir una carga más elevada reconibina en un

'tiempo más largo (Figura 3.13(apnga~o)). Conrnulatibn dura en encendido (Po Conmufadbn dura en apagado (Pn

.......

o 05 1 1 5 2 o 05 1 1.5 2 rio: T i 30'C, SWC y QO'C x 1 o E T= 30%. W C y 90-

Figura 3.13 Transitorios de corriente y voltaje variando T

, . Conrnufatibn dura en encendido (Pi)

...... . ............................. ...... '......

...... i.... ..... L . . . . . . . . . . . . .

.......... .................... ' o

-150 ' I O 0 2 0 4 O 6 - O 8 1

Conmutacibn dura en apagado (Pr) I I

r i o : caro bare X i O l Caso bars

Figiira 3.14 Transitorios de corrientey voltaje caso base (modelo PTJ

30

. . . -~ ..... ~. ...............

Conmutación dura

3.3.2 Análisis en simulación En el caso de los resultados mediante simulación, se tiene primeramente el caso nominal igual que en la parte experimental y se variaron algunos parámewos difíciles o imposibles de controiar en las pruebas experimentales, tales como la inductancia de cableado al encendido, la capacitancia parásita del apagado la inductancia parásita del emisor y el tiempo de vida de los portadores. En la Figura 3.14 se presentan los resultados.obtenidos mediante el simulador

Variación de la inductanc'ia pnrisita de cableado Lpar

En la Figura 3.15a se muestra que el valor de la inductancia parásita de cableado influye en el encendido en la 6á;da)de voltaje colector-emisor VCE y de esto depende la pendiente de corriente. Si el vaior de la inductancia de cableado es muy grande, el voltaje colector-emisor puede llegar al valor de saturación y de, esta manera el dispositivo conmuta con menos pérdidas. Este principio se utiliza para los.circuitos.de ayuda a la conmutación a¡ encendido.

Variación de la capacitancia parásita del circuito Cpar . ' .

En la Figura 3.15b se aprecia que la caída de.corriente en el apagado es mayor al aumentar 13

capacitancia del circuito y la pendiente del voltaje es menor. Entre más grande es eha lor de la capacitancia del circuito menos pérdidas se generan en esta conmutación. Este principio se utiliza para los circuitos de ayuda a la conmutación al apagado.

' . PSPICE del caso base experimental,

*i

CO"rnufid6" dura e" Cnrc"did* (pr) Conrnutatibn dura en apagado (PT)

MK) ...... ...... ....

...... , ..... , _ ~ ....., ....... Voltaje V c e M r400V ..........

....,....... ~ ......

........

x 1 0 2 Lpar; 1nH lOOnH 500nHy 1WOnH Cpar; 1°F 5°F 10°F y 5ünF

Figiira 3.150 Transitorios de corriente y voltaje Figrrra 3.15b ,Transitorios de corriente Y volraie variando Lpar variando Cpar

Variación de la inductancia parásita de emisor Le La inductancia parásita del emisor influye en el comportamiento dinámico del dispositivo al encendido, debido a que el valor de esta inductancia retroalimenta hacia la compuerta un voltaje proporcional a la pendiente de la corriente total IC. AI aumentar el valor de la inductancia, se presenta una caída de voltaje colectoi-emisor menor y por lo tanto una pendiente y un pico de corriente colector ICmenores (Figura 3.16~e,,en~j~00)).

En la Figura 3.16(apayndo) se muestra que el valor de la inductancia parásita de emisor no influye significativamente en el comportamiento del dispositivo en el apagado.

Conmutación dura

..........................

............... ............... ... ., ....... .......

'Corriente IC [A] , .....'.......'....... ..

.... I ....... , ........

.. ..,....... ~ .......

.... oYoJt?jje YgqM : i9W ..

-200

32

Conmutación dura

Caso base En la Figura 3.18~en,en~i~0) se muestra que en la fase de encendido, ambos dispositivos tienen un comportamiento similar, mientras.que en la Figura 3.18(apagad0) se observa que la forma de la cola de corriente al apagado es diferente y depende de la tecnología de fabricación, comprobando lo explicado en el apartado 1.2.2. En las Figuras 3.19 se aprecia que la zona de seguridad de ambos dispositivos son diferentes, ya que para el caso del IGBT tipo NPT su zona de seguridad.es casi cuadrada y para el IGBT tipo PT cambia con la variación de la comente y la tensión. Las trayectorias i=f(v) para ambas tecnologías de fabricación son muy similares.

:

conmutacibn auca en encendiao (expedmentai)

.... ..,..............

.......................... 10fCon(inle IC [Al ' ' ..................... .....................

O 0.5 1 1.5 2 PT(0) VI NPT('1 X i 0 2

o 0.2 . 0.4 0.6 0.8 PT(0) VI NPT(') x i o l '

Figura 3.18 Transitorios de corriente y voltaje

Variación de la resistencia de compuerta RG En la Figura 3.20~e,,e,,di~0~ se presenta la energía, disipada durante la conmutación ai encendido y se muestra que el dispositivo tipo PT tiene mayores pérdidas que el tipo NPT (aproximadamente 8%) y, que estas dependen proporcionalmente de la resistencia RG (44 %o de variación para el PT). En la Figura 3.20~apagado) se observa la energía disipada durante la

33

0.55

o,5o

o , ~ 5

o , ~ o 7 . . . , . . . .

o , ~ o . ............ , < .o.. ......................... 025

o,2o'. , .,

020 ' . . . r . . . r ...,...,. ..,................ , '

0,,5 ....~...~...~...~...~... ! : . . : . . . J . . . . o,,5.. , I / 8 ' ,

'O , 10 10 20 30 ' 4; 50 EO 70 BO 9, %!o O ' d O ;O ;O ,ü ;O & 70 & & l!o

PTlol VI NPTI.1 RQ[ ni PTlO VI NPTI') ~iii ni Figura 3.20 Energía disivada en la fase de conmutación en función de RG

; .... ~ ..., ... r . . . , . . . , . . . l . . _ ,-.-,---- .... ~ . . .~ . . .~ . . .~ . . .~ . . .~ . . .~ ......... ...................................

o.35'."" .. .............................. '> - - , -

' 'Enerpia:(m4 ~ .................................... .....................................

. . r . . .~ .. .,. ..,..., .. .,... >...,.... w .

.. , .......................... %

Variación de la corriente IC y del voltaje colector-emisor VCE

En la Figura 3.21(encendid0) se presenta la energía disipada durante la conmutación al encendido y se. muestra que las pérdidas son proporcionales al voltaje colector-emisor VCE (vana en un 48%) y a la comente de colector IC (varia en un 52%)En la Figura 3.21(apaga~0) se observa la energía disipada durante la conmutación al apagado y se muestra que las pérdidas aumentan de manera mucho más drásticas para el IGBT tipo PT (60%,para 30A) que para el NPT (38%)

.......

PTlol vs NPTI') V%M PTla) VI NPTrl Y-M Figura 3.21 Energía disipada en la fase de conmutación enfiinción de I cy VcE

Variación de la temperatura T En la Figura 3.22(,nce,d~&,) se presenta la energía disipada durante la conmutación al encendido y se muestra que el dispositivo tipo PT tiene pérdidas ligeramente mayores que el tipo NPT (7%) y que estas son proporcionales a' la temperatura en ambos casos (8% de

..... .- ...

Conmutación dura

,.w..

ow..

variación). En la Figura 3.22(apaga~o) se . observa que la energía disipada duranté la conmutación al apagado del dispositivo tipo PT presenta una fuerte dependencia de la temperatura (42%) contrariamente a lo que se observa en el dispositivo'tipo NPT (15%).

m m i M W n dra m . m a d 0 (smrimcmal, , , * , , , * . . , I

1.10 conmulad& d m e" ancadido e ñmanbll

1.101 : : : : : : I , I . . . . . . . . . ...... . . . ^ A ..- > -. .............. . - - - - i ' ; - - I , .

I Enargl.,[mJI. , , ......................................... . . . . . . . . . . . . . . . . . . i,m .. .,. .. ~. .............................. :A nM 1 : : ; : .. .,. .. -. ............................. 0.90 .. .,. ..................................

, . , I ,

I I I , , , I , . ---y.: o,7o .............. L . . ....................... ~ ~ ~

d,i.ImJI I . .I I ... _ , _ _ _ j.. ......... .,. .............. OM

050.. ...... .,. .. , .................... i . . ...... OM.. . .,. .. _,_. .................. >.. . i . . .,. ...

o r o ............. , . . . L . . . . .... 8 . . . A . . . L . . . m . . . .

0.30 O 10

, , I , , , I I , . . . . . . . . . . / , * ,

, , . . , . . . . , , , / , , , , , , , , , , I , , , ,

30 40 50 W 70 80 90 im 110 120 YI 40 YI 60 70 80 80 1W 110 120 PT(0) vs NPT(.) rpcl PT(o1 Y* NPTL') .TI

Figiira 3.22 Energía disipada en la fase de conmiitación enjiinción de T

Disciisión de residfados Se concluye que el dispositivo IGBT tipo NF'T presenta mejores..características para el caso de

conmutación dura que el IGBT tipo PT dado que sus pérdidas en encendido son 7% menores y en el apagado 52%. En este dispositivo (NPT), .la temperatura y la tensión de bloqueo no impactan fuertemente en las pérdidas por conmutación y por lo tanto es el interruptor adecuado para los casos de altas temperaturas y altas tensiones de bloqueo (En el anexo AID, tabla AUI.1 se presenta el resumen de esta comparación). . . . .

3.5 Comparación experimental vs simulación Para analizar con detalle el comportamiento de cada uno de los modelos, correspondientes a

las diferentes tecnologias de fabricación de transistores IGBT en conmutación dura, se presentan los resultados comparativos entre experimentos y simulación del caso base, así como un análisis de pérdidas al encendido y al apagado de cada una de las tecnologías.

modelo PT Comparación experimental vs simulación

En la Figura 3,23(en,,n~id0) se observa algmas diferencias entre las curvas medidas y simuladas tanto en el transitorio de voltaje y de corriente. En el transitorio de voltaje la caida experimental es más abmpta que la simulada, lo que demuestra que este modelo no calcula satisfactoriamente la modulación de la resistencia.de la base. La diferencia del transitono de corriente se debe, principalmente a que el modelo del diodo no corresponde exactamente al dispositivo utilizado experimentalmente (no es objeto de estudio en este trabajo).

En el apagado (Figura 3.23(apa ado)) se observa una gran diferencia en los transitorios del voltaje de compuerta y a lgnas jiferencias entre la pendiente del voltaje-colector-emisor y la

\ \

Conmutación dura

corriente de colector. Según el análisis de variación de parámeíros anterior, ese comportamiento se debe a la cauacitancia parásita del circuito y a la capacitancia parásita propia del dispositivo.

Conmulaudn dura en encendido lPn

O 0.2 0.4 0.6 0.8 1 expetimenlal(o) YS simulacihn(') .

O 0.5 I 1.5 2 exprimentai(o) YS simulación(') r1oL

Figura 3.23 Transitorios de corriente y voltaje con el niodelo del PT

Variación de ¡a resistencia d e compuerta'RG

En el encendido las pérdidas son causadas por la recuperación inversa del diodo de libre circulación ya que este modelo no corresponde exactamente al dispositivo empleado en forma

~. .. experimental. se .observan grandes diferencias entre simulación y mediciones (67% de error , promedio).

En la Figura 3.24 se observa que las simulaciones siguen la tendencia de las mediciones, es dec'ir, la energía disipada aumenta con la misma pendiente con el aumento de 1a.resistencia de compuerta al encendido y queda constante ante variaciones de RG al apagado (19% de

. . error promedio).

. . ,

, .

. .

. .

10 20 30 40 M . 69 70 80 90 100 10 20 30 LO 50 60 70 80 90 I W QinI erprui;enlai(o) 1 s rirn"iationer() REI rl expenmental(o) "I fimuladanerjf)

Figiira 3.24 En'ergia disipada en la fase de Conmtitación enfiinción de RG . .

Variación de la corriente de colector IC y del voltaje colector-emisor VCE

En.la Figura 3.25(encendid0) se observa un incremento (tendencia) de la energía disipada con respecto al voltaje, pero que los valores simulados para la energía son hasta un 136% mayores

36

Conmutación dura

que los obtenidos experimentalmente de tal manera que la curva simulada.-a 1~=15A coincide con la.curva experimental a 1~=30A, este error como ya se había'mencionado anteriormente se debe al modelo del diodo. En el apagado el error promedio para 1 ~ = 1 5 A es de 65% y para

. . 1~=30A,es de 33%. . . Conmut~abn dwa en k m d i d o (PI) Canrndacibn dum en apagado (PI)

............... ..........................

350 400 450 5m 3w 350 400 450 sw exps"msntail0) "I SimullYoneSP) VccM . . srpenme"llol"% aim"lauOner(') VccM

Figura 3.25 Energía disipada en la fase de conmtitación enfiinción de I c y VCE

niodelo NPT . . Caso base

En la Figura 3:26~,,,,,didoi0) se observa que el transitorio de voltaje coincide con las simulaciones, lo que demuestra que este modelo reproduce satisfactoriamente el 'efecto de la modulación de la resistencia de la base y.se tienen algunas diferencias entre las curvas medidas y simuladas en el transitorio de comente al encendido. La diferencia'del transitorio de comente se debe al modelo del diodo. En la figura 3.26(apagado la simulación muestra una caída en la cola de corriente diferente (representando una canti d ad de cargas almacenadas más elevado en la base) a lo.obtenido experimentalmente.

Conmulati6n dura en encendido (NPT) Conmulation dura en apagado (NPT)

, ....... ,. ......

.....,..............

O 0.2 0.4 0.6 0.8 . 1 O ' .0.5 1 1.5 2 e@petimental(o) VI rimulacdn(') *lo: expetimental(o) vs simuiati6nr) x io:

Figura 3.26 Transitorios de corriente y voltaje con el modelo del NPT

Conmutación dura

. Se presentan diferencias en el transitorio de corriente al encendido debido al modelo del diodo de libre circulación y a las capacitancias parásitas del circuito y del dispositivo (desviación más pronunciada en el NPT que en el PT) Se observaron desviaciones en la pendiente de voltaje VCE y en la primera caída de corriente IC en el apagado debido a diferencias en la capacitancia parásita del circuito y del dispositivo. Ambos modelos siguen la tendencia cualitativa de los resultados experimentales en el cálculo de la energía disipada ante la variación de los diferentes parametros (k, VCE, IC) Ambos modelos calculan una energía disipada tanto en el encendido como en el apagado mayor que los resultados experimentales (véase anexo Atti, tabla AIii.4 para el resumen de esta comparación)

.

.

. . . ! ; ; . , ,

I:'

, *

Capítulo 4

utación a voltaje cero (ZVS)

4.1 Circuito de prueba 4.1.1 Circuito de potencia 4.1.2 Principio de funcionamiento 4.1.3 Circuito simulado

4.2 Descripción del fenómeno 4.3 Variación de parámetros

4.3.1 Análisis experimental 4.3.2 Análisis en simulación

4.4 Comparación experimental del IGBT tipo PT vs NPT 4.5 Comparación experimental vs simulación

Conmutación suave cero de voltaje (ZVS)

:I J I) Aw: I

OüT :I

I I I l l I I I I I I I

I I I I I I I I I I 1 I I 11

I 1 . I , I

41

'! Coiimutación suavc ccro de voltaje (ZVS)

4.1.1, Cir.cuito de potencia En la Figura 4.la se muestra el circuito de prueba. Las señales de disparo de los dispositivos

empleados, así como las principales curvas características se muestran en la Figura 4.lb.

Los elementos críticos de diseño de este circuito de pnieba son: el valor de la inductancia LCarga, que proporciona el valor de la pendiente de corriente impuesta (di/dt) del DUT y el valor de los capacitores C1 y C2; que deben de ser 1o.suficientemente grandes, para soportar la energía transitoria del cambio de pendiente de la corriente (voltaje constante en el transitorio).

4.1.2 Principio de funcionamiento

cuales se presentan a continuación.

Etapa I - Carga de corriente inicial de prueba (tl<t<t2) En el periodo de tiempo (tl<t<t2) el interruptor auxiliar (AUXl) es encendido y la corrientc

del in.ductor Liar$, alcanza un valor especificado de corriente"(de valor negativo de acuerdo al flujo del DUT). El ~ ~ U J O de corriente de esta etapa se muestra en la Figura 4.2a y en la Figura 4.2b sc presenta la secuencia.de disparo.

,. El funcionamiento del circuito de prueba se puede explicar básicamente en cuairo ctapas las . .

I/

Aiix I

DUT

I LUrY

I DUT

v DUT

L I .I 1 2 t 1 1 4 1 s I 6

Figura 4,2a Flujo de corriente en la etapa 1 Figura 4.26 Zoita en la eiapa I ?

La ecuación que rige el comportamiento del circuito en términos de ecuacioncs difcrcncialcs es la siguiente:

di 1 dt C

' V, = i .Rind + Lcarga - t- - jzdt f (4.1)

Resolviendo la ecuación (4.1), considcrando que ¡as condiciones iniciales son I(O+)=O (la corriente en el inductor es cero), Vc0=V0/2, la resistencia Rind es de valor pequeño, la capacitancia C2 muy grande, se obtiene que la corrientc i(t) crece negativamente cn forma lineal por mcdio dc la siguiente expresión: ''

. .

Conmutación suave cem de voltaje (ZVS) .,

Se observa que variando el valor de la inductancia LCarga se puede modificar la pendiente de comente inicial de prueba.

Etapa 2- Libre circiilación (t2<t<t3) Durante este periodo de tiempo ambos interruptores se encuentran apagados y la comente del

inductor LCarga de la etapa 1 circula por el diodo antiparalelo del DUT (el valor de la pendiente de corriente es la misma, pero se invierte su sentido). La Figura 4.3a muestra el flujo de comente en esta etapa y la Figura 4.3b la secuencia de disparo.

,i ¡I

. , /I :l

I

I DUI

V - . DUI

1 1 I 1 t l f 4 t S I 6

Figura 4.30 Flujo de corriente en In etapa 2 Figura 4.3b Zona en In etapa 2

Etapa 3- Prueba (t3<t<t5) En el instante t=t3 el interruptor bajo prueba (DUT) es encendido mientras que.la comente

aún circula por el diodo antiparalelo y el voltaje presente en sus terminales es Únicamente debido a la caída de voltaje del diodo en polarización directa (aproximadamente 0.7V). La Figura 4.4a muestra el flujo.de comente en esta etapa. En el instante t=t4, la comente del inductor Lcarga cruza por cero con una cierta pendiente y el DUT entra en conducción. En este instante se presenta un pico de tensión típico para este tipo de conmutación en las terminales de DUT.

I h I

I c i l , I-

j

Figura d.da Flujo de corriente en la etapa 3

Aiu I

DUT

I L C W

I DbT

V DUI

43 :

Conmutación suave cero de voltaje (ZVS)

Etapa 4- Apagado del DUT (t>t6) En el instante e t 6 el interruptor. bajo prueba (DUT) es apagado, en conmutación dura (descrita

en el capítulo 3): La Figura 4.5a muestra el flujo de corriente en esta etapa y la Figura 4.5b la secuencia de disparo.

c1 1

DU

I L

i

Figiirn 4 . 5 ~ Flirjo de com'ente en la eiapa 4

A u I

DUT

I LWgr

I D u r

V DLir

1 6 I 1 1 1 1 . 1 1 1 1 ,

Figiira 4.56 Zona en la etapa 4

4.1.3 Circuito simulado

presenta las siguientes características: En la Figura 4.6 se muestra el esquemático empleado en el simulador PSPICE. El circuito

se simularon todas las fases de funcionamiento del circuito de prueba solo se consideró la inductancia de emisor

¿ O

Figirra 4.6 Esquemóiico in~plemeniado en PSPICE

44

Conmutación suave cero de voltaje (ZVS)

4.2 Descripción del fenómeno La conmutación suave a voltaje cero, en un dispositivo semiconductor de potencia, se presenta

únicamente en la fase de encendido. La Figura 4.7a muestra los transitorios medidos para nuestro caso base de estudio a voltaje cero y la Figura 4.7b un acercamiento al pico. de voltaje colector-emisor

En los resultados obtenidos en forma experimental, se aprecian diversas fases en el comportamiento de los transitorios de corriente y voltaje del dispositivo, las cuales se pueden describir de la siguiente manera:

~. típico.

(00 ..... -1.. .... >. ..... .,. .... ..... ................................. ..... .. 50

0 ...... ???F!?!W . . . . .:. ...... ~. ..... ...

........................... -50 : I 1 ; .,o0 I ' A - . .*....... I

I...... ..... ...... .. ....... ....

.150 .... ....... ....... .....

.200 -0.5 o 1 2 . 3 4 5 0.6 0.8 1 1.2 1 0 1.6 1.8

Fisrrru 4.7 Transitorios de corriente y voltaje x 10% scarurnionto X i O d sa90 base

Fase A (tetl) El dispositivo AUXl es encendido, 'causando un crecimiento de comente con una pendiente negativa, cuando en el instante t l se apaga invirtiendo la pendiente de la corriente.

Fase B (tl<t<t2) En este periodo la comente circula por el diodo en antiparalelo del DUT. En algún instante de esta fase se presenta el comando de encendido a la compuerta del DUT. 'Dado que todavía no hay circulación de comente por el dispositivo, la zona n- del mismo no puede ser modulada presentando una resistencia alta.

Fase C (t2<t<t3) La comente sigue circulando por el diodo en .antiparalelo, cuando en el instante t2, la corriente cruza por cero y conmuta del diodo en antiparalelo al DUT. En este instante, debido a que la compuerta ,del IGBT está polarizada positivamente, empieza a fluir primero una corriente de electrones a través del canal MOS del lado del colector de la base n' del bipolar pnp interno. Estos electrones atraviesan la región n- y estimulan el emisor del BJT interno para inyectar cargas minoritarias (huecos). Estos huecos cruzan toda la base n- en dirección de la terminal negativa (emisor del IGBT). De esta manera inicia la modulación de la conductividad a través del establecimiento de una carga de portadores minoritarios en la base, lo cual hace que el IGBT se comporte como un elemento de retardo y se presente el fenómeno de conmutación a voltaje cero caracterizado por un pico de voltaje colector-emisor. El pico tiene su origen en la caída de voltaje a través de la zona n-, cuya resistencia se modula en esta fase desde un valor muy alto al valor de conducción. Esta fase termina cuando el voltaje colector-emisor VCE alcanza su valor de saturación V C E ~ ~ ~

Conmutación suave cero de voltaje (ZVS)

La resistividad inicial Rg de la zona n- es igual a la de un MOSFET y está determinada principalmente por el dopado NB y el ancho de la zona n' (W,) por medio de la siguiente

. expresión:

Variación de parametros

:Pendiente de corriente (3Mps - 31,441s) I. Voltaje compuerta (9V - 18V)

Temperatura ( 3 0 T - 100°C) Tiempo de vida (4e-9s, 264e-9s, 464e-9s y 642e-9s)

R, = WE q . A . p n . . ' N ,

donde: WB = Ancho de la zona modulada q = Carga elemental A = Superficie efectiva del dispositivo pn = Movilidad de los portadores

El voltaje colector-emisor medido se compone de 3 elementos:

I1

i I/ . .la caída de voltaje del canal (Vcan;i) . la caída del voltaje de unión pn (V ) . la caída del voltaje de la zona n' ( s" B)

VCE = V,"d + vp.i v,

Experimental Simulación PT NPT PT NPT J J J J J J J J J J

J

(4.3)

(4.4)

Fase D (t3<t<t4) En esta región, continua creciendo la corriente y el voltaje colector-emisor

. conducción del DUT y permanece hasta en el instante ~ t 4 , cuando se da el comando de apagado en la compuerta del IGBT.

Fase E (t4<t) En este,periodo, el DUT es apagado (conmutación dura) exhibiendo la cola de apagado tipica de este tipo de conmutación.

I

I I I

I

VCE se mantiene en el valor de conducción ( V C E ~ ~ ~ ) . Esta fase corresponde al periodo de

4 I il 4.3 Variación de parárnetros

Para analizar con más detalle el comportamiento general del dispositivo durante el encendido en ZVS, se variaron los parámetros que más impactan en el pico de voltaje durante esta fase de conmutación. La tabla 4.1 muestra en forma concentrada la vanación de los diferentes parámetros. Con esto se pretende obtener el comportamiento detallado del dispositivo en diferentes condiciones de prueba.

I

Tabla 4.1 Resumen de la variación deparúnietros

46

Conmutación suave cero de voltaje (ZVS)

4.3.1 Análisis experimental

siguientes condiciones de prueba: Para el estudio en conmutación suave a voltaje cero, se han definido como el caso base las

. . . . Pendiente de comente (diídt) 16Nps Voltaje colector-emisor VCE = lOOV Resistencia de compuerta RG = 47R Voltaje comperta-emisor VGE = f15V . Temperatura T=30"C

Variación del voltaje compuerta-emisor VGE

En la Figura 4.8 se presenta la variación del voltaje de compuerta y se muestra que no influye en el comportamiento de encendido a voltaje cero del dispositivo. En el acercamiento se observa que el voltaje colector-emisor no se modifica al variar este parámetro.

Comutatidn ZVS INPT) Comutatih~ 2% (NPT)

...~,.....

O 2 3 4 5 2.4 2 ~ 6 2.8 3 3 2 3.4 3.6 3 8 vgei9v.14v y 18V x i 0 2 vgD=9v.l4vy 16V x i 0 1

Figiira 4.8 Transitorios de corriente y voltaje variando V,,

O 1 2 3 4 5 2.3 2.4 2 5 2.6 2.7 2.8 2 ~ 9 3 4df-3.&4hi1.14.3AA.i>i31&Us . .zvds4AN%15AuS y Yliihir x io:

~~

Figura d.9 Transitorios de corriente y voltaje variando dddf

47

Conmutación suave cero de voltaje (ZVS)

'

!

Variación de la pendiente de corriente düdt

En la Figura 4.9 se presenta la variación de la pendiente de la comente de colector y se muestra en el acercamiento que este parámetro influye drásticamente en el valor pico del voltaje colector-emisor del DUT. Este comportamiento, se debe al hecho de que el tiempo de establecimiento de las cargas minoritarias es prácticamente independiente del nivel de corriente, Es decir, tomando como referencia el mismo nivel de corriente para un di/dt más elevado se tienen menos cargas inyectadas en ese instante, que para un di/dt mas bajo.

Variación de la temperatura T En la Figura 4.10 se presenta la variación de la temperatura del DUT y se muestra en el acercamiento que al aumentar el valor de la temperatura, el pico del voltaje colector-emisor se incrementa. Este fenómeno se puede explicar según las ecuaciones 4.3, 4.4 y 4.5 ya que una temperatura mayor disminuye la movilidad de los portadores (h b) causando un incremento en la resistencia modulada Rmod de la zona n-.

En el caso de los resultados mediante PSPICE, se simuló primeramente el caso base experimental y la variación de algunos parámetros dificiles de controlar experimentalmente como el tiempo.de vida de'los portadores.

Caso base

En las Figuras 4.11a y 4.11b se presentan los resultados mediante el simulador PSPICE del caso base experimental, para los modelos del IGBT tipo PT y NPT respectivamente, y se muestra que el modelo del IGBT tipo PT no reproduce satisfactoriamente el comportamiento del pico de tensión en la conmutación suave a voltaje cero, mientras que usando el modelo del

'

1

e j ......... J-y ......... ~ ........... :.. .<. ......

3 . ,. ......

0 ....... I . .....,........... ~.

' rvr>ilale:vseM-roov : .150

O 1 2 3 4 5 1.5 2 2.5 3 .rob T=30D. 600 Y lW X i 0 2 T=3(PC. s(pc y 1 W C

Figura 4.10 Transitorios de com'ente y voltnje vnrinndo T

48

.... . -- . ..........

Conmutación suave cero de voltaje (ZVS)

3w

2 5 0 .

2 w - - -

1%

,w x)

O

JO

' I . 2 Q : : : : : : : : : : 1 ...... i ...... ' ...... !...

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35a

3w

2 M

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' VabjeVciMr2oov ' ...,.............,...... '.. . . . L . . . . . .

.... ........... I . - ~ _,_~ , 2 w - - - : 1 xL--.,_:M ,

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. . . , . . . . . . L . . . .

........... %~rilé

. . . ' . . . . . . L . . . .

I , . I , .......... ' I

...,.............,.................... 0 I I ., I I . , , , , , I , I

I , I I I : ' ; porn ;

' monqEvQeIvl.ioov: I j , , , I I c ,

........................ ...,....... -5 - '

I. . Conmutación suave cero de voltaje (ZVS)

i I

Variación ael tiempo de vida de los portadores de carga T '

En la Figura 4.12 se muestra la variación del tiempo de vida de los portadores de carga y se aprecia que este valor influye en el voltaje de conducción (no se precia variación en el pico de tensión debido a que este modelo no reproduce satisfactoriamente este fenómeno) el cual disminuye al aumentar este parámetro.

I I jl 4.4 Comparación experimental del IGBT tipo PT vs NPT i 11 ; Para analizar con detalle el comportamiento de cada una de las tecnologías de fabricación de' transistores IGBT, en conmutación suave a voltaje cero, se presentan los resultados comparativos 'kxperimentales del caso base, asi como la evaluación del valor pico del voltaje colector-emisor en ./ .función delos parámeiros variados. 1 Casobase '

. En la Figura 4.13 se muestra la comparación de las dos tecnologías de fabricación de transistores IGBT y se aprecia en el acercami'ento, que el tipo de tecnologia influye sobre todo

.-en el voltaje de conducción y no en la forma del pico de voltaje (mayor en el IGBT tipo NPT como lo muestra en las hojas de datos del fabricante).

_ . , I " ' ' . ' .

. ' de¡ voltaje colector-emisor disminuye 'ligeramente (10%) en forma proporcional para ambas tecnologías de fabricación.

. . sa

io

.,......~.......

O 1 2 3 4 5 PT(0) VI NPT(.) x r o i ..

izoom

0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 PTID) S l NPT(.) x 10%

Conmutacion suave cero de voltaje (ZVS)

P l l o l ~ 6 NPlr) ' . VoeM Figirrn 4.14 Transiiorio de la energía disipada Figirrn 4.15 Pico de tensión en función he V,,

. . Variación de la pendiente de corriente düdt

En la Figura 4.16 se presenta el pico del voltaje colectoriemisor, variando la pendiente de corriente (di/dt) y se muestra que al incrementar la pendiente de' comente se incrementa el pico del voltaje colector-emisor en un.46% para el 1GBT.tipo NPT y en un 48% en el IGBT PT . Variación de la temperatura T La temperatura modifica a través de los parámetros intrínsecos del componente la resistencia de la zona n' como se mencionó anteriormente e influye en el pico del voltaje colector-emisor como se muestra en la Figura 4.17, es decir al aumentar la temperatura, el valor del pico máximo se incrementa en un 18% para el IGBT PT y en un 22% para el NPT.

..

' 2 ' 1 2 I ea 90 Irn

T FCI 5 10 15 20 25 . YI y1 40 50 60 70

P1LO)"rNPTL') dddt [mrl PT(0) VI NPT(.I

Figura 4.16 Pico de tensión en función del di/di Figirra 4.1 7 Pico de tensión enfunción de T

Discrrsión de resultados Se concluye que ambas tecnologías de transistores IGBT presentan similares características

para el caso de conmutación suave a voltaje cero, con la diferencia que la tecnología NF'T tiene un mayor voltaje de saturación, véase punto 6.2, (En el anexo Am, tabla AII1.2 se presenta el resumen de esta comparación).

5 1 1,

b

Conmutación suave cero de voltaje (ZVS) / /

't 4.5 Comparación experimental vs simulación I Para analizar con detalle el comportamiento de cada uno de los modelos, correspondientes a las diferentes tecnologías de fabricación de transistores IGBT, en conmutación suave a voltaje cero, se presentan los resultados comparativos entre experimentos y simulación del caso base, así como un análisis del valor pico del voltaje colector-emisor de cada una de las tecnologias.

Modelo PT

Ij

I

Caso base

En la Figura 4.18 se muestra la comparación de los transitorios de corriente de colector IC y del voltaje colector-emisor VCE de los resultados experimentales y mediante simulador con el modelo RGBC30F (PT) y se muesh'a en el acercamiento que este modelo no calcula adecuadamente el pico de voltaje típico en la conmutación suave a voltaje cero.

, * ,

o 1 2 3 2 5 3 4

- , . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ;- - - - ~ - ~ 1 - - - - - - - ................ ' - _ -

.I. ". ". ... .. , ...... .,. ....... - -- - - 1 7 . - i - - *-- - - I . . ...,

202 - - - 150 ...... ....... , ....... .............. I t. . . ' I .. ._ I....... . I A i ..,L

I

eXpetimenl(0) V I IimYIatimeq.) r i o l erpstimentai(q V I lim"Iatio"es(-) X i 0 3 Figura 4.18 Transitorios de corriente y voltaje con el modelo del PT

o 10 12 1.1 16 18 m

I I

. , * - 8 . . ... .,. .... -1.. ... - 8 . . .... L ..

, . i'i/ . . . . . . . . , ........................ ; 1

6 \ . ; .................... .....

4L. . . ............

I

O ' I 5 10 I5 m 25 10

emenmenuyo, "I sunuiaooncs~, <<a WhJ31

Figura 4.20 Pico de tension en función del düdt

Conmutación suave cero de voltaje (ZVS)

. . . , . , . . I ..

.Variación del voltaje compuerta-emisor VCE

En la Figura 4.19, se presenta el valor.del pico máximo del voltaje colector-emisor en funcion del voltaje compuerta-emisor y se observa que e l , modelo no sigue la tendencia que los

Variación de la pendiente de corriente de colector düdt

En la Figura 4.20 se presenta la comparación del pico máximo del voltaje colector-emisor de los resultados experimentales y los calculados en el simulador PSPICE variando la pendiente de comente (di/dt) y se muestra que al incrementar la pendiente de comente se incrementa el pico del .voltaje colector-emisor (pero continua 'siendo menor'en los resultados obtenidos en simulación). Con esto se verifica que el modelo calcula la tendencia al variar este parámeiro (72% error promedio).

. . . .

. . resultados obtenidos experimentalmente (68% error promedio). . .

. .

. . I Modelo NPT J! Caso base i

. ,

En la Figura 4.21 se muestra la comparación de resultados obtenidos expenmentales 'y los calculados mediante 'el simulador con el modelo SGPljN60 (NPT) y se.-muestra en el acercamiento que este modelo calcula adecuadamente el pico de voltaje tipico en la conmutación suave a voltaje cero, aunque un valor V,--sat más bajo que las mediciones (13% error promedio).

!!

........ l . ~ ..........

O 1 2 3 4 5 x 1 o l ex;anental(o) V I rim"lationer(.)

Conmufao6o ZYS (NPT) 206

205 , . . ....... A-.. .............. L ' ....... .,. ..

204 ....... I .....

ZO3 ....... 2 .... _ , 1 ; .............

I .

... ........ ............. . I , zwm ! I '

, I ...,.................,..

. . . ~

198 I 2 2.5 3 3.5

ei;erunental(o) vr lirnli!atio"eTj.) x i 0 8

Figiirn 4.21 Transitorios de corrientey volraje con el modelo del NPT

Variación del voltaje compuerta-emisor V,-E En la Figura 4.22 se muestra la variación del pico máximo del voltaje colector-emisor en función del voltaje compuerta-emisor y se observa que este modelo presenta buenos resultados cualitativos (sigue. la misma tendencia que los resultados obtenidos experimentalmente), pero valores ligeramente inferiores (error promedio 15%).

53

Conmutación suave cero de voltaje (ZVS)

Variación de la pendiente de corriente de colector düdt

Con el modelo .de IGBT .tipo NF'T (SGP15N60) se presentan buenos resultados cualitativamente como se muestra en la Figura 4.23 donde se presenta la comparación del pico máximo del voltaje colector-emisor variando la pendiente de comente. Se aprecia que el pico del voltaje colector-emisor sigue la tendencia de los resultados experimentales, pero es menor en los resultados obtenidos en simulación (error promedio 22%).

conmuwbn ZVS (NPT)

..... -1.. ............. I.. ............

.......

....................... ...... .' ......

J ...... -... x . . < - . . . X ~ ~ . * . . . z . x ...... , - - - - - - 2.5 ,....~ .., .......,.......

2 10 12 14 16 18 20

expe"me"tal(o) "I lim"laYone(i(.) VñeM

Figirru 4.22 Pico de tensión enfirnción de VGE

Camufaobn ZYS (NPV 7 .

6.5 ....................... I ..... 2 ...... I ..... ......... .............. ~ ..... ............

5 10 .I5 20 30 expe"mcntai(o) "3 rmiiacimsr(', 25 dildi,Uu$]

Figrrrn 4.23 Pico de tensión en función del di/dt

Discrrsiórr de resirltndos Como se muestra en los resultados comparativos del caso base, el modelo del IGBT tipo NPT

simula adecuadamente el transitorio del pico de voltaje en la conmutación suave a voltaje cero. Por lo contrario el modelo del IGBT tipo PT no calcula el pico de voltaje lo, que sé puede explicar con una aeficiente descripción de la modulación de la zona .n-. La diferencia entre la precisión de estos modelos támbién se ve reflejada en la comparación hecha con la variación de 1os.parámetros.

Los resultados comparativos de la variación de parámetros muestran que el modelo NPT calcula en forma más aproximada los valores del voltaje colector-emisor máximo. Con lo que puede 'koncluir que este modelo es el más apropiado para este tipo de conmutación (ver anexo Aiü, tabla h . 5 el resumen de esta comparación).

I>

I/

I

Capítulo 5

Conmutación suave a corriente cero (ZCS)

5.1 Circuito de prueba modo resonante 5.1.1 Circuito de potencia 5.1.2 Principio de funcionamiento . .

5.1.3 Circuito simulado

5.2.1 Circuito de potencia 5.2.2 Principio de funcionamiento 5.2.3 Circuito simulado

5.2 Circuito de pr ieba modo tinstor

5.3 Descripción del fenómeno 5.4 Variación de parámetros

5.4.1 Análisis experimental 5.4.1.1 Modo resonante 5.4.1.2 Modo tinstor

5.4.2 Análisis en simulación

5.5.1 Modo resonante 5.5.2 Modo tinstor

5.6.1 Modo resonante 5.6.2 Modo tiristor

5.5 Comparación expenmental del IGBT tipo PT vs. NFT

5.6 Comparación expenmental vs simulación

t Conmutacion suave cero de corriente (ZCS) I

I/

I 1

Otra técnica de conmutar suavemente un dispositivo semiconductor de potencia (DSEP), es ~ anulando la corriente antes de que el voltaje, entre las terminales del dispositivo, se desarrolle en el apagado (conmutación a comente cero ZCS). De esta manera se reducen las pérdidas por conmutación al apagado.

En este capítulo se presenta el comportamiento del IGBT en conmutación suave a comente cero. Para ello,se diseñaron dos circuitos de pmeba para llevar a cabo un anilisis comparativo de cada una de estas técnicas de conmutación suave:

, circuito de.prueba que reproduce una aplicación de un rectificador resonante [6] . circuito de prueba típico en conmutación modo tiristor [33]

5.1 Circuito de prueba niodo resonante El circuito de prueba propuesto para analizar la conmutación a comente cero (Figura 5.la)

reproduce fielmente el comportamiento del rectificador conmutado ZCS-QRC, cuyo objetivo es emular el fenómeno de resonancia en un solo transistor. Cabe hacer mención que el circuito opera en modo 'impulsional para tener la posibilidad de controlar con mayor facilidad el experimento.

Los elementos críticos de diseño, de este circuito de prueba, son los valores de los elementos resonantes: inductancia Lr y el capacitor C, [ 6 ] . Otro elemento crítico es el tipo de diodo en antiparalelo con el DUT. Este diodo debe tener la característica de una rápida recuperación inversa y un valor mínimo de capacitancia y resistencia parásita. En el circuito de prueba se considera que el capacitor C, está cargado inicialmente con el voltaje de la fuente de prueba.

I

D2lt

=* vo

AUX

Figiira 5.la Circuito deprireba siinp¡i$cado

Aux I

OUT

I Lrrrga

I I ' I I V

DLT

1 1 I I 1 I I1

Fipirra 5.Ib Secuencia de dimaro de los 1 , I 2 1 3 1 4 1 5 1 6 1 7

" dkpositivos yfornins de onda iipicas.

Conmutación suave cero de comente (ZCS)

5 1 2 Principio de funcionamiento \.. El funcionamiento, del circuito de prueba, se'puede explicar básicamente en cuatro etapas las cuales se presentan a continuación.

Etapa I - Crecimiento lineal de la corriente (tl<t<t2) En esta etapa (tl<t<t2) el interruptor AUXI es encendido hasta que la corriente en el inductor

Lea, a alcanza un valor determinado previamente (nivel de la comente de referencia), que sirve como con ición inicial para la etapa de resonancia. El valor de la corriente de referencia es controlada (mediante la ecuación 5.1) cambiando el tiempo de apagado del interruptor AUXI. La Figura 5.2a muestra el flujo de corriente en esta etapa y en la Figura 5.2b la secuencia de disparo y formas de onda

f . . . <

I J 1

i I ir i i 71 -..- m

Figiira 5.2a Flrrja de corriente de lo etapa 1

A u I

DUT

I Lrnrg.

I DUI

V D U l

Aw; I

DUT

I Lrrrgr

I DUI

V DUI

I I 1 I I 1

I I 1 2 1 3 1 4 I 5 1 6 1 7

Figura 5.26 Zona en la etapa 1

1 1 I t 1 3 1 4 1 5 1 6 1 7

Figiira 5.30 Flirjo de corriente de la etapa 2 Figiira 5.36 Zona en la etapa 2

57

Conmutación suave cero de comente (ZCS)

. . Etapa 2- Libre circulacibn (t2<t<t3)

En el instante e t 2 , el interruptor AUXl es apagado, la duración de esta etapa debe ser lo suficientemente grande para recargar al capacitor C, al voltaje igual a VO (en caso de que el voltaje del capacitor sea mucho menor que el voltaje de la fuente).

En la etapa de.(t2<t<t3) ambos interruptores estin apagados y la corriente almacenada en el i inductor Lcarga circula por D1, L, y D2. Por esta razón, el inductor resonante L, también se carga con el valor de la comente de entrada (1~1) seleccionada. En la Figura 5.3a se muestra el flujo de comente en esta etapa y en la Figura 5.3b ia secuencia de disparo.

Etapa 3- Encendido del DUT (t3<t<t6) En el instante t=t3 el interruptor bajo prueba es encendido y la corriente a través del inductor

resonante decrece linealmente hasta el valor igual a la comente de referencia.

En el instante t=t4 se presenta el fenómeno de resonancia que es necesario para la conmutación suave del DUT en esta topología. El DUT es encendido durante un periodo de tiempo dependiendo de la corriente de referencia y del periodo de resonancia de acuerdo con los valores de Lr

' y C; en la aplicación específica. 1~~ y Vcr están dadas por:

Vc,(t) = voco(w,(t - t3) ) (5.3)

'(5.4)

Y el periodo de resonancia'T, es:

T, = 2 . n m . (5.5) Desde t3 hasta t5 la corriente a través del DUT está dada primeramente por una comente

creciente en forma lineal (t3 hasta t4) y luego por un valor de resonancia positiva desde t4 hasta t5.

I , , ( t )=-SLn(W,( t - t4 ) )+Zo vo '

z, (5.6)

El periodo de resonancia TI es obtenido de la condición de la corriente inicial igual a cero como sigue:

En el instante t=t5, la comente del DUT llega a ser negativa y es conmutada hacia el diodo en anti-paralelo. Durante esta fase (t5<t<t6), denominada el tiempo de recuperación de bloqueo (hold off time), la compuerta del DUT debe de apagarse para que el dispositivo conmute suavemente. La Figura 5.4a muestra el flujo de corriente en esta etapa y la Figura 5.4b la secuencia de disparo.

Conmutación suave cero de comente (ZCS)

Figura 5 . 4 ~ Fiirjo de corriente de la etapa 3

Aux I

1 1 t 2 t l t . 4 t S t 6 t l

Figura 5.4b Zona en la etapa 3

Etupa 4- Conmutación siiuve a corriente cero (t6<i<t7) En t=t6, cuando una resonancia positiva debería ocurrir otra'vez, el dispositivo bajo pnieba

bloquea la corriente, ya que la orden de apagado ha sido impuesta previamente al circuito de compuerta, y así el voltaje (VCE) a través de él se incrementa al valor de la fuente (Vo). El capacitor resonante Cr es recargado nuevamente al valor de la fuente, finalizando el ciclo. La Figura 5.5a muestra el flujo de corriente en esta etapa y la Figura 5.5b la secuencia de disparo.

Figura 5.5a Flujo de corriente de la etapa 4 t I ' t 2 t I t 1 I S 1 6 1 7

Figura 5.56 Zona en la etapa 4

La forma de onda de comente que se presenta en el DUT y el diodo en anti-paralelo se muestran en la Figura 5.6; se trata de una forma.de onda cuasi-sinusoidal con una componente en CD que corresponde a la corriente de referencia kef.

Para asegurar la conmutación suave, es necesario que la magnitud de la comente resonante sea mayor a la corriente de referencia.

Conmutación suave cero de corriente (ZCS)

. , . . . .

.~ ,. I . , .

, .

. -

. . .. - . . . .

. .

.. , . .

'1 r c r , f l J ' .

I Du-r . .

./I ; 1=mce

. . . I ' D i d o I

I I I I I I

i , I 2 I 3 , .

'Figlira 5.6 Formo de o~rrin de corriente crrnsi-sinusoid01 . .

5.1.3 Circuito simulado

presenta las siguientes características: En, la Figura 5.7 se muestra el esquemático empleado en el simulador PSPICE. El circuito

n

IOOnH & 10: Li

SA 31.5uH G ! +.*

__ Cr __ - . .

* . " O

-- 300V _I]7zn , '

. . . . vgt . ..

.

5.2 Circuito dé prueba modo tiristor Para llevar a cabo un estudio más detallado, del comportamiento del IGBT, bajo condiciones

de ZCS se realizó una comparación entre el circuito de pmeba en conmutación suave modo resonante (que~reproduce una aplicación) y.un circuito de prueba típico en modo tiristor que trata de reproducir lo más'fiel posible las condiciones de operación de conmutación suave ZCS.

La característica principal del circuito que reproduce la aplicación es una conmutación cuasi- resonante, mientras que la característica del circuito de prueba modo tiristor es la de obtener la conmutación 'suave modificando la pendiente de la tensión. La Figura 5.8a muestra el circuito de prueba propuesto.

60

Conmutacih suave cero de comente (ZCS)

I 1 I I I I I I I I

I 1 DUT I I I I , I

I I I I I I

1 : I Aux I I , I

. .

=+ Vo II DI - - II I I 1 ;j AUX JLii' D21i

.c I I I I I I I t l l 2 1 3 1 1 1 ' 3 1 6 1 7

ii Figrrra 5. 8a Circuito de prueba modo firistor Figura 5.86 Secuencia de disparo de los dispositivos y formas de onda típicas

1 . .

5.2.1 Circuito de potencia Como se muestra en la Figura 5.8a, el circuito presenta un intenuptor auxiliar (que sirve para

ayudar a conmutar suavemente al DUT), los elementos auxiliares (Rlim, C,,, y D1) y la inductancia de carga para proporcionar la comente de la pmeba (Lcarga). En la Figura 5.8b se muestran las señales de disparo de los dispositivos empleados y formas de onda típicas.

El elemento critico del diseño de este circuito de prueba es: el valor de la resistencia Rlim que proporciona junto con el valor de Caw la constante de tiempo para cargar al capacitor. Para realizar esta prueba es necesario que el capacitor Ca, este completamente cargado.

5.2.2 Principio de funcionamiento

básicamente en cuatro etapas las cuales se presentan a continuación. El funcionamiento del circuito de pmeba, a corriente cero en modo tiristor, se puede explicar

1 DCT

'V DCI

1 1 1 4 1 5 1 6 1 7 1 1 1 2

Figura 5.9a FlirJo de cowienie en In etapa I Figura 5.96 Zona en la etapa I

61

Conmutación suave cero de comente (ZCS)

Etapa I - Encendido del DUT(tI¿t<t3) En el instante -1 se enciende el DUT y la corriente que circula por él crece hasta alcanzar el

valor establecido para la pnieba (definido por Lcarga y la tensión VO). Es importante observar que la comente no circula solo por Lcar a sino también por el capacitor de ayuda a la conmutación C,, y su

:i esta etapa y en la Figura 5.9b'la secuencia de disparo y las formas de onda típicas. El tiempo que dura esta etapa debe.ser lo suficientemente grande (tl<t<t3) para que el capacitor Cau, tenga su carga completa, es decir se debe considerar la constante de tiempo dada por la siguiente ecuación.

.

respectiva resistencia limitadora $ ' e comente R l h . En la Figura 5.9a se muestra el flujo de corriente en

h T= R,jm C,, (5.8)

I Etapa 2- Decrecimiento de la corriente (t3<t<t4) I

En el instante t=t3 el interruptor auxiliar es encendido (AUXl), permaneciendo en estado de conducción el DUT. Debido a que el capacitor Caux tiene su carga máxima y el interruptor AUXl une su terminal positivo a tierra, la comente que circula por el DUT decrece hasta alcanzar el valor cero, ya que conmuta completamente al interruptor auxiliar AUXl. La Figura 5.10a muestra el flujo de

Esta etapa permanece desde t=t3 hasta t=t4 y debe ser lo suficientemente grande para permitir que la corriente que.circula por el DUT alcance un valor de cero amperes (en t=t4). La duración de esta'etapa puede.ser modificada, pero una limitante es la energía que se disipa en la resistencia'Rli,.

I 1 corriente en esta etapa y en la Figura 5.10b la secuencia de disparo. !

Figura 5.100 Flujo de corriente en la etapa 2

V DUT

;-i I ' I ; 1 1 1 2 1 3 1 4 1 s t 6 1 ,

Figiira 5.lOb Zona en la etapa 2

Etapa 3- Tiempo de recuperación de bloqueo "hold offtinie" (t4<t<t6) En el instante -4 el DUT deja de conducir y en t=t5 (t4<t<t5) se apaga la compuerta, dejando

': encendido el interruptor AUXl. Como se muestra en la Figura 5.11a, la resistencia Rlim disipa la '# energía de la fuente y por lo tanto el valor de esta resistencia debe ser considerable para limitar la i 1 corriente que circula por ella.

Conmutación suave cero de corriente (ZCS)

Lcarga lf7JJ$;m i

AUT I

DU-t

I : Lrrrga

I DUT

V DUT

. . 1 1 1 1 1 1 1 4 1 5 1 6 1 7

Figura 5 . 1 1 ~ Flujo de corriente en In etnpn 3 Figura 5.11b Zona en lo etnpa 3

Etapa 4- Conmtitacibn a corriente cero (t6CtCt7) En el instante t=t6 se apaga el interruptor AUXl y el DUT comienza a bloquear ,el voltaje de

la fuente Vg. En esta etapa el DUT presenta una cola de comente que aumenta las pérdidas en este tipo de conmutación. La Figura 5.12a muestra el flujo de comente'en esta etapa y en la Figura 5.12b la secuencia de disparo.

Figura 5.IZa Flillrjo de corriente en la ernpa 4

V DKl

I I I I 1 1 1 1 2 I l l 4 I S , 1 6 1 7 . Figura 5.126 Zona en In etapa 4

5.2.3 Circuito simulado

presenta las siguientes características: En la Figura 5.13 se muestra el esquemático empleado en el simulador PSPICE. El circuito

. la inductancia de carga es sustituida por una fuente de corriente constante

se consideran los elementos parásitos importantes (inductancia de cableado y de emisor) se simuló toda la evolución del fenómeno. de conmutación .

I

t I

Conmutación suave cero de comente (ZCS)

11 'IS.. . :. . . . .:. . EL:. . .: .: ~ 6 1 . ~ 7w- Conmuiacibn ZCS modo resonante (PT) Vdfaie dellG9T M

< , , ,.,.,.. I , ., ,

...... ..... ii ;... 1.; ..... :...ll.; .....

100 . I I : . .

, , 8 , 4w.' - - - -I! : . j [I. ;. . . .. o

. .

. . . . -

Lub I

Lub

- 0

Figlira 5.13 Esquemático implementado en PSPICE ~.

5.3 Descripción ,del fenómeno

64

Conmutación suave cero de corriente (ZCS)

un exceso de cargas Q. El valor de Q depende, esencialmente de la magnitud de la corriente de colector, de la eficiencia del emisor del transistor pnp interno y de la temperatura de unión del dispositivo.

Fase C (t3<t<t4) La comente del IGBT no conmuta inmediatamente al diodo en antiparalelo, pero fluye en sentido negativo cierto periodo de tiempo.(debido a un comportamiento de recuperación inversa del IGBT).

Fase D (t4<t<t5) En esta fase la comente negativa conmuta desde el IGBT hasta el diodo en antiparalelo. Esta fase finaliza en el instante t5,. cuando la corriente del diodo llega hasta cero.

Fase E (tS<t<t6) En esta fase la corriente llega a ser positiva (fluye en sentido negativo a través del diodo en antiparalelo) debido al comportamiento de la recuperación inversa del diodo y toma su valor máximo en t=t6. En este instante el voltaje en el intenuptor es cero. Fase F (t6<t<t8) La corriente de la recuperación inversa del diodo decrece a cero y la cola de corriente del IGBT, inicia con un incremento. En el instante t=t7 el voltaje a través del dispositivo se incrementa rápidamente, hasta el voltaje de la fuente Vg. Durante esta fase la cola de corriente del IGBT es máxima y hasta el instante t=i8 decrece abruptamente. Fase G (t<t8) La fase inicia en t=t8 y es caracterizada por una pequeña cola de corriente (debido a las cargas que quedan atrapadas en la zona n' y no logran recombinar en la fase anterior) que decrece lentamente.

, 5.4. Variación de parámetros

Para analizar con más detalle el comportami,ento general del dispositivo duiante conmutación suave a comente cero, se variaron los parámetros que más impactan en el valor de la cola de corriente al apagado (cantidad de cargas almacenadas en la región n' del IGBT correspondiente al área bajo la cola de corriente transitoria) en esta fase de conmutación. En la tabla 5.1 muestra en forma concentrada la variación de los diferentes parámetros. Con esto se pretende obtener el comportamiento detallado del dispositivo en diferentes condiciones de prueba.

. _ _ ..

Tabla 5.1 Resumen de la variación deparámetros

65

I !

5.4.1.1 Modo resonante canmutati4n zcs modo resonante (NPll C O n m 6 3 n ZCS modo resonante (NPT)

.~....,....~....

0 . 0.2 ' 0 . 4 06 0.8 ' 1 1.2 0 1 2 3 4 5 lmF44 SA. EA. 1QA X l Q t W4A. 611 EA. 10A X i Q i

Figura 5.15 Transitorios de voltaje y corrienle variando id

Variación de la corriente de referencia Iref (tiempo de recuperación de bloqueo td)

La cantidad de cargas almacenadas en el IGBT, después del segundo cruce por cero, es función del tiempo de conducción del diodo en antiparalelo o tiempo de recuperación de bloqueo td ("hold-off time" en inglés). Si este periodo es muy largo, más cargas pueden ser removidas mediante recombinación en la región de deriva del IGBT. Ademis, la alta comente

'1 I

I

Para el estudio en conmutación suave a corriente cero modo tiristor, se han definido como el caso base las siguientes condiciones de prueba:

Conmutación suave cero de comente (ZCS)

resonante que fluye a través del IGBT antes del primer cruce por cero, resulta en una inyección de cargas más alta también. En los resultados experimentales mostrados se realiza la variación de este parámetro entre 1.4~s y 4 . 5 ~ s lo cual se logra ajustado la comente de referencia desde 1A hasta 10A (debido a que son parámetros; interdependientes-en este modo de conmutación). La Figura 5.15 ilustra como la forma de la cola de comente del IGBT cambia para los diferentes valores de corriente.

Variación de In resistencia de compuerta RG

La resistencia de compuerta influye en la etapa de encendido (conmutación dura, mostrada en el capítulo 3) pero no se presentan variaciones importantes en la cola de comente al apagado. La Figura 5.16 muestra las mediciones de los transitorios variando.la resistencia de compuerta desde IOQ hasta loon.

Cmrnufatibn ZCS modo resonants (NPT)

O 0 2 0 4 0 6 O 8 1 1 2 ~g.10 n d 7 n 1 w n X i O P

...... .. 1 .......,.............. 503 ir-l ~ - 1 , j 5w ....... ’ .......I....... ’...... ’

I VollajaVceM+100V I

4 w . . ..... !. ..... .,. ..... .’. ...... 1

.......

- 1w O 1 2 3 4 5

R D = ~ O n47 niw n x io :

Figura 5.16 Transitorios de voltaje y corriente variando RG

Variación del tiempo de apagado del DUT teff En la Figura 5.17 se presenta la variación del tiempo de apagado, del IGBT, entre el primero y segundo cruce por cero. Las mediciones de los transitorios ilustran que las cargas almacenadas dependen fuertemente del instante de apagado (IGBT tipo NPT)

C a W t i b n ZCS modo relonanle (NPT) ’ . 7 w , I

.. ... ..

....

.... ... 20) .... .... .... : ....

ConicnteklA] ; . ...........,.......,.....

....... .: . . . .,. ...

....... ‘-la7 .’. \ o 0 2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 O 2 ’ 3 4 5

,on=-. ,“S. 3Us X i O P fOn=O“?i. 1% JUS iio:

Figura 5.1 7 Transitorios de voliajey corrienre variando tDf

Conmutación suave cero de corriente (ZCS) I

I1 ' Los resultados experimentales mostrados en la Figura 5.19 muestran que la amplitud y la

"duración de la cola de corriente son proporcionales al incremento de la temperatura. " Consecuentemente las, pérdidas, durante la :fase de apagado, se incrementan también. Esto " significa que una alta temperatura de unión es equivalente a una mayor cantidad de cargas

almacenadas en la base del IGBT lo cual es físicamente correcto, ya que el tiempo de vida así como la concentración inirínseca de portadores del silicio se incrementan con la temperatura.

.~ '

Canmububn ZCS modo resonante (NPT)

65

Conmutaci6n suave cero de comente (ZCS)

5.4.1.2 Modo tiristor Variación de la resistencia de compuerta del dispositivo auxiliar RG Bux La resistencia de compuerta del ' interruptor ' auxiliar influye tanto en su encendido (modificando la pendiente de comente en la fase de apagado del DUT) como en su apagado, modificando de esta manera el tiempo de recuperación de bloqueo. En Ia'Figura 5.20 se muestran las mediciones de los transitorios variando la resistencia de compuerta desde 10R hasta IOOQ pero no se presentan variaciones importantes en la cola de, comente al apagado.

. . . . . . . .

, , z w m

0.5 1 1.5 2 x < 0 8 ~paia=iom7 ww'n =,o# R p a w l O M 7 0 1 W n

Figura 5.20 Transitorios de voltaje y corriente variando RG < 1 ~

Variación.de1 tiempo de recuperación de bloqueo Td . . . El circuito de prueba en modo tiristor se diseñó para llevar a cabo .una variación amplia del tiempo de recuperación de bloqueo entre 2ps y 1Sps. En 1a.Figura 5.21 se muestra esta variación y se presenta el mismo comportamiento que en el caso del modo resonante; mayor cola de corriente al apagado (cantidad de cargas) para un tiempo de recuperación de bloqueo menor.

o 1 2 O 0.5 1 1.5 2 X i 0 2 Ld=2ur. 5ur. 9ur.15". " i O t 14=2ua. 5"). 9"ii.l5"S

Figura 5.21 Transitorias de vollaje y corriente variando 1,

Conmutación suave cero de corriente (ZCS) . . . , . . . . , I

Variación de la temperatura T En la Figura 5.22.se muestra la variación de la. temperatura de unión del DUT, que presenta un comportamiento similar que en el caso del modo resonante.

~ , I

ConmunC4n ZCS W 61u1or ( N 4 Conmulsdbn ZCS d o 6dSW (NPT)

..................... ....... 2 ........

...... I. ....... 100'Codcnlc IclAl

O 0.2 . 0 4 O B 0.8 I O 0.5 1 1.5 2 T=304:, Mpc .im X l O f T=30DC .Mpc ,1004: i r a <

' Figura 5.22 Trniisitorios de volinje y corriarte vnrinndo T

5.4.2 Análisis en simulación La simulación de los circuitos en conmutación ZCS en PSPICE se empleó para variar un parámetro interno del dispositivo imposible de controlar en las pruebas experimentales, que es el tiempo de vida de ¡os portadores.

.~

1 A) Modo resonante

~ Vonaje:VceM+4dOV .............. . . ~ ~ .........

O 0 2 0 4 0 6 ' 0:8 1 1.2 laui4nr. 2 Y " S . w n s . M2ne . ,O2

!

Figura 5.23a Transiiorios de

Variación del tiempo de vida T

............................ .200 . . Ycp j . , , zoom ,

0.8 0.9 1 1.1 1 ~ 2 1.3 4M

1au=4nr. 2M"S. LE4"$.6L2?I . rol voltaje y corriente vat-inndo i

Los resultados obtenidos mediante el simulador presentados en las Figuras 5.23a (modo resonante) y 5.23b (modo tinstor), muestran que la amplitud y la duración de la fase de recuperación inversa del dispositivo, así como el transitorio de la cola de corriente al apagado,

70

Conmulacion suave cero de comente (ZCS)

dependen del tiempo de vida de los poitadores de carga. La dependencia corresponde a la esperada, ya que un mayor tiempo de vida significa una mayor cantidad.de cargas almacenadas en la base del IGBT como se explicó anteriormente,

. . . . . I

I! Conmulatibn ZCS mcdo fitirtw(PT) &muta& zcs rmdo tinimr (pr)

B) Modo tiristor

I¡

vonijs vcaMmov ~

. ... . ..,. ... . . . L

o 0.2 0.4 0.6 0.8 1 O 0 5 1 1.5 2 X i O : taui4ns. 2647s. 4Mnr M2nl taui4ns. 2Mnr. 4 M m B42nr x10:

Figrrra 5.236 Transitorios de voltaje y corriente variando I

5.5. Comparación experimental del IGBT tipo PT vs NPT Para analizar con detalle el comportamiento de cada una de las tecnologías de fabricación de

transistores IGBT en el caso de conmutación suave a corriente cero (ambos modos de realizar este tipo de conmutación), se presentan los resultados comparativos experimentales del caso base, así como un análisis de cargas en 1a.fase de apagado (integral de la comente de la cola de apagado Únicamente) de cada una de las tecnologías ante la variación de los parámetros definidos anteriormente.

. . 5.5.1 Modo resoriarite //

0.5 4 1.5 2 PT(4 vs NPII'I X l O l

o 1 2 3 4 5 O x 10 t. PT(o) VI NPTI')

Figura 5.24 Transitorios de corriente y vollaje

Conmutación suave cero de comente (ZCS)

Caso base . .

En la Figura 5.24 se presenta la comparación de ambas tecnologías de fabricación y se muestra, en el acercamiento, que la recuperación inversa del dispositivo así como la forma y la ampliiud de la cola de comente al apagado dependen de la tecnología de fabricación. El IGBT tipo NPT tiene una cola de apagado más pronunciada, puesto que en esta tecnologia no se controla el tiempo de vida de los portadores (5) .

Variación del tiempo de recuperación de bloqueo (corriente de referencia) td

Como se mencionó anteriormente (punto 5.4.1.l), la cantidad de cargas almacenadas en el IGBT después del segundo cruce por cero es función del tiempo de conducción del diodo en antiparalelo (el valor del tiempo de conducción del diodo es inversamente proporcional al valor de la corriente inicial de prueba). Se comprobó lo dicho anteriormente y se observó que la variación de este parámetro es más dependiente para el IGBT tipo PT (8%) mostrado en la Figura 5.25, que en el IGBT tipo NPT (3.5%). Variación del tiempo de apagado torr En la Figura 5.26 se presenta la comparación de las cargas almacenadas en la región n' para ambas tecnologias de fabricación, comprobando que la cantidad de cargas depende del instante de tiempo de apagado del dispositivo, y que esta dependencia es más fuerte para el IGBT tipo NPT(69%) en contraste con el IGBT tipo PT donde solo se observa un pequeño cambio (2%).

-

.I

.i I

!

0.5 1 1 ~ 5 2 2.5 3 PT(0) 13 NPTU t0q.g 4 5 8 7 B 9

PT(o1 vs NPTI') ircqar Figura 5.25 Carga enfiinción de id

Variación del voltaje colector-emisor VCE

En la Figura 5.27 se observa que ambos dispositivos presentan tendencias similares de las cargas almacenadas en la región n- al variar el voltaje colector-emisor. Para el IGBT tipo NPT la variación es de 62% y para el IGBT tipo PT de 64%. Variación de la teniperatura T

Como se mencionó anteriormente la duración de la cola de corriente es proporcional al incremento de temperatura. Para comprobar este comportamiento se.realizó una comparación de las cargas almacenadas en la base del IGBT (Figura 5.28) y se muestra que esto es correcto,

Figura 5.26 Carga enfiinción de tof

If

/I.. '!

. . .

!

ii ~

~

~ 72'

Conmutación suave cero de comente (ZCS)

pero que para el IGBT tipo NPT se'tiene una mayor dependencia de la temperatura (12%) que para el PT (4%).

C m n u V M n Z C S ~ R W m c I ~ r n m + a r l . . . w a n zcs rmao . e m f 8 ( B X p r v r r m * )

2 ................................. .. . . < . ... 5 . . .. 1.8 .................................... ................... ................................. : ciniwl I * *

........

24 40 50 60 70 80 y1 1W 0.6

1w 150 2m 2'50 YYI PTW riNPTI.1 Y-M PTlol VI NF'TI'I T p c l

Figura 5.27 Carga en función de V,, % Figura 5.28 Carga enfrinción de T

. . 5.5.2 Modo iirisior

Caso base . .

En la Figura 5.29 se muestra la.comparación de los transitorios de corriente y voltaje para ambas tecnologías de fabricación y se observa, en el acercamiento, que igual al caso anterior la forma y la amplitud de la cola de comente ai apagado dependen .de- la.'tecnología de fabricación. C M m i l w b n ZCS maC0 6nsW (ewetimental) CaMutaO.5" zcs modo titirior(expetimeota0

- -,- - - - - - - -

.. ......................

...,.........,........

o 0.5 i i . 5 2 o 0.5 1 1.5 2 NiPT(.) "I PTC) x i o t N M r ) M PTIo) x i 0 8

Figura 5.29 Transitorios de corrientey voltaje

Variación del tiempo de recuperación de bloqueo td

El diseño y la construcción del circuito de prueba en conmutación suave a comente cero modo tiristor fue especialmente para poder llevar a cabo una.amplia variación del tiempo de apagado del DUT. Los resultados comparativos (Figura 5.30) muestran una fuerte variación de las cargas almacenadas en el IGBT tipo NPT (203%) en contraste con el PT (39%).

13

Conmutación suave cero de comente (ZCS) 1

PT(0l "I NPT(')

Figura 5.30 Carga en función de td

Variación de la resistencia de compuerta del dispositívo auxiliar Qaux

Figura 5.31 Carga en función de R G ~ , ~

.~

' I ~

Variacióu.de la temperatura T En la Figura 5.32 se muestran las cargas almacenadas para ambas tecnologías de fabricación, en función de la temperatura' de unión del DUT. Igual que para el circuito resonante, se observa que .a mayor temperatura las cargas aumentan para ambos dispositivos (más dependiente del IGBT tipo NPT (3 1%) que para el PT(IS%)).

1 Cwmutasbn ZCS modo titistoitor (axpenmentall . .

Discusión de resultados Analizando las comparaciones de los dos dispositivos y sus variaciones de parámetros se

concluye que el dispositivo IGBT tipo PT presenta las mejores características para este modo de conmutación, debido a que siempre presenta una menor. cantidad de cargas almacenadas en el

74

Conmutación suave cero de comente (ZCS)

dispositivo (lo que repercute en una disminución en. las pérdidas por conmutación)..Por otro lado se puede observar que las cargas almacenadas en el dispositivo tipo NPT se pueden reducir dresticamente hasta alcanzar los valores del dispositivo tipo PT al aumentar el tiempo de apagado tofi. (En el anexo Am, tabla AIIi.2 es muestra el resumen de esta comparación)

5.6 Comparación experimental vs simulación Para analizar con detalle el comportamiento de cada uno de los modelos correspondientes a las

diferentes tecnologías de fabricación, de transistores IGBT, en conmutación suaye a comente cero, se presentan los resultados comparativos entre experimentos y simulación del caso base, así como un análisis de las cargas en la fase de apagado (cola de apagado).

5.6.1 Modo resonante

...... ., .......

, ......,......

2 1 2 3 5 "ipcnrnenlaliol ", ,irn3smnc,i., r m : eipe,immant.i(O) "I .im"l.sio"eii'l .?o: Figuro 5.33 Transitorios de corriente y volraje con los modelos del IGET

En la Figura 5.33 se presenta la comparación de los modelos para cada una de las tecnologías de fabricación y se muestra en el acercamiento que la recuperación inversa del dispositivo con el modelo NPT 'es muy similar a los resultados experimentales, y que el modelo del PT presenta ciertas deficiencias al calcular este transitorio.'

experimental). El erfor promedio entre los resultados experimentales y los calculados en el simulador PSPICE es de 32%. . . '

I . . ' Variación del voltaje colector-emisor VCE . .

En la Figura 5.35 se. observa que en ambos resultados se tienen tendencias similares de las

. . .. Figura 5.35 Carga enfirnción de V,--

Variación de¡ tiempo de apagado torr En la Figura .5.36 se muestran las cargas almacenadas en la región n- para los resultados experimentales contra los obtenidos mediante el simulador con el modelo del IGBT tipo PT y se .observa que se 'tiene un error promedio de 42%. La tendencia que no varía casi con el tiempo de apagado para el dispositivo tipo PT es similar en simulación y experimentalmente.

Conmvfedbn ZCS modo resonante (PT) x 10 .' I I

76

. . Conmutación suave cero de corriente (ZCS)

5.6.2 Modo tirisior . . - En.la Figura 5.37 se presenta la comparación de los modelos para cada una de. las tecnologías de.fabncación y se muestra que.ambos modelos reproducen una fase de recuperación inversa del dispositivo,' que no debe de existir teóricamente y no se presenta .en los resultados experimentales. El modelo del dispositivo NPT presenta serias deficiencias al calcular la cola de corriente al apagado.. Solo se simuló el modelo del dispositivo .PT en la variación de parámetros debido a que los cálculos de las simulaciones con el modelo del NPT son muy lentos, aproximadamente de 2 horas en comparación con el modelo del PT.(3 minutos).

C.a"rn"Iati<m zcs modomnnor (Pr) ConmutatiQn zcs modo Lui,mr(NPn - .......................... Hx) ......l.......,........... -

. . ..

o 0.5 3 1.5 2 O 0.5 1 1.5 2 crpe"mFntal(., "I lmYlaYOnsSi j r io: erpe"mental(o, "S ,imul.tio"eS(.) x i o f

Figrrra 5.37 Transitorios de corrienie y voltaje con los modelos del IGBT

Variación del tiempo de recuperación de bloqueo t d

La Figura 5.38 muestra el análisis comparativo de las cargas en la fase de apagado (cola de comente al apagado). Observando que los resultados simulados son más dependientes de este parámetro (4% simulados contra 2% experimental). El error promedio entre los resultados experimentales y los calculados en el simulador PSPICE es de 112%.

Conmutación suave cero de comente (ZCS) !

Variación de la resistencia R G ~ ~ ~ En la Figura 5.39 se observa que en ambos resultados se tienen tendencias similares en cuanto a las cargas almacenadas en la región n- al variar el voltaje colector-emisor, pero son siempre mayores en los resultados obtenidos mediante el simulador y se tiene un error promedio de 88%

10 .I Conmubdbn ICs mOdO reionants (PT)

_ _ ' . I

1 .e - * . * & & - - . . . . - 7 . 7 .

(,* ...................................

, 0.8 .....................................

0.4 I 10 20 30 40 50 60 70 80 90 1W

expenma"l(ol "I simYIetio"el(.) R g a u a I Figura 5.38 Carga enjiinción de R G ~ , ~

I/

........ ., ..... ..... L . .......... .,. .....

...............

.....

... .I. ...

4 6 8 10 12 14 18 srpsfimen,a,(o) "I rim"latiane.i(') tonlys]

Figura 5.39 Curga en función de ton

. . I I Discrisióir de resriltndos Analizando las comparaciones de los resultados experimentales contra las simulaciones y sus

variaciones de parámehos se concluye que el modelo del dispositivo IGBT tipo NF'T presenta las mejores 'características para el modo de conmutación resonante, pero se tienen grandes deficiencias con el modo tiristor. (En el anexo Am, tabla Aiii .5 se muestra el resumen de esta comparación)

78

Capítulo 6

Corto circuito

6.1 Circuito de prueba 6.1.1 Circuito de potencia 6.1.2 Principio de funcionamiento

6.1.2.1 Corto circuito tipo I 6.1.2.2 Corto circuito tipo II

6.1.3 Circuitos simulados

6.2.1 Corto circuito tipo I 6.2.2 Corto circuito tipo II

6.3.1 Análisis expenmental 6.3.2 Análisis en simulación

6.4.1 Corto circuito tipo I 6.4.2 Corto circuito tipo ll

6.5.1 Corto circuito tipo I 6.5.2 Corto circuito tipo II

6.2 Descripción del fenómeno

6.3 Variación de parámetros

6.4 Comparación experimental del IGBT tipo PT vs NPT

6.5 Comparación experimental vs simulación

Corto circuito !

,

Los casos extremos tales como el corto circuito, en un dispositivo semiconductor, son !conmutaciones no deseadas en el buen funcionamiento del dispositivo. Para analizar el /comportamiento de los transistores IGBT operados bajo condiciones de casos extremos, tales como el ;corto circuito, se diseñó un circuito de prueba no destructivo para el análisis en corto circuito. El ;circuito de prueba propuesto se diseiió en forma modular y puede realizar tanto. el análisis de la conmutación dura as¡ como los casos extremos (como se mencionó en el capitulo 3). El modo de funcionamiento del circuito de prueba es imptdsional, "one shot" [13], [33], el cuál'permite limitar la energía solicitada a la red, lo que facilita hacer pruebas en casos extremos y se evita el autocalentamiento del dispositivo con el uso de interruptores auxiliares. La Figura 6.1 muestra el circuito de prueba.empleado para el estudio de la conmutación dura y los casos extremos.

circuito del DUT y no saturarse), el valor'de la inductancia parásita de cableado (la cuál debe ser de valor muy pequeño), así como el'valor de la resistencia parásita de cableado. Es muy importante considerar los valores de estos elementos como se mostrará en los resultados experimentales.

80

6.1 Circuito de prueba En la literatura se encuentra clasificado el corto circuito en dos clases [7], [34], [17], [35], [36]

(tomando en cuenta las condiciones del interruptor bajo prueba): tipo I y tipo JI. En el corto circuito tipo I se tiene el corto circuito en la carga cuando se enciende el dispositivo bajo prueba (DUT). En el corto circuito tipo II, el DUT se encuentra en estado de conducción (circulando por él una cantidad de

'corriente) cuando se presenta un corto circuito en la carga. I Como se muestra en la Figura 6.1, el circuito presenta Únicamente dos intemptores auxiliares

y una inductancia de carga de un valor elevado (se puede simular como una fuente de corriente de valor constante).

. .

I , Rc ' LC Rind !

Figirra 6.1 Circirito depnreba para los casos de corto circuito tipo I y I1

Corto circuito

6.1.2 Principio de funcionamiento La Figura 6.2a, muestra el circuito simplificado para realizar un análisis de corto circuito tipo I

y en la Figura 6.2b se muestra la secuencia de disparo de los dispositivos, asi como el voltaje y la corriente típicas en el dispositivo bajo prueba.

Rind Aur I

Aus 2

DUT

I DUl

V DUl

t I I I I I I I , I pp-

I I I

I I I I I I I I I I I I I I I 1 I I I

pp- I I I

I I I I I I I I I I I I I I I 1 I I I . . . . .

I , I ? 1 3 1 4 1 5 1 6

Figura 6.211 Circtiito de prueba simpli$cado Figuro 6.2b Secuencia de disparo y;fonnas de onda típicas

La Figura 6.3a, muestra el circuito simplificado para realizar un análisis de corto circuito tipo ü y en la Figura 6.3b se muestra la secuencia de disparo de los dispositivos, asi'como el voltaje y la comente típicas en el dispositivo bajo prueba.

. < . . 1 I I I I I I 1.1 Aiu I

Rind '. ALY 2 I I I I I I

I I I Lcarga DUT I I I I I I

I I I ' I DUl

V DUl

I I I I I I

I I I I I ' I l l I I 1 2 1 3 I 4 1 5 1 6 t l t E

Figuro 6.311 Circuito de prueba simplificado Figura 6.36 Secuencia de disparo y formas de onda típicas

6.1.2.1 Corto circiiilo tipo I

dividirse en vanas etapas las cuales se describen a continuación. El funcionamiento del circuito de prueba bajo condiciones de coho circuito tipo I puede

. .

81

I corto circuito

Etapa I - Corto circuito en la ,carga (t15Kl2)

En el instante t l el interruptor AUXl es encendido y permanecen apagados los interruptores AUX2 y el dispositivo bajo prueba (DUT). &.este momento se simula .la condición de corto.fircuito en la carga. En la Figura.G.4a se muestra el establecimiento del corto circuito en la carga pero todavia no hay flujo de corriente debido a que el DUT está abierto,~y en la Figura G.4b la secuencia de disparo. \

Aur I

Aun 2

DUT

I DLir

V DUT - .

1 1 1 2 1 3 1 4 1 5 1 6

Figirra 6 . 4 ~ Flujo kcorriente en la etapa I Figiira 6.46 Zona en la etapa 1

IlEtapa 2- Encendido en corto (t2<i<t3) I

En el instante t2 el interruptor DUT es encendido y permanece encendido el interruptor 'AUXI, mientras que el interruptor AUX2 permanece apagado. En este momento se realiza la medición ,de encendido del DUT bajo condiciones de corto circuito. El flujo de corriente de esta etapa se 'muestra en la Figura G.5a y en la Figura 6.5b se muestra la evolución de la comente y la tensión.

Durante el periodo (t2<t<t3) se presenta una caída de voltaje en el D U i debido principalmente .al valor de lainductancia parásita de cableado del circuito de prueba. :

Aux i

Aur 2

DUT

I DbT

V DL7 . . &

. t I 1 2 1 , 1 , 1 5 I 6

Figura 6 . 5 ~ Flujo de corriente en la etapa 2 Figiirn 6.5b Zona en la etapa 2

.Etapa 3- Apagado desde corto (t4<t<t6)

En el instante t4 el interruptor DUT es apagado después de un lapso de tiempo preestablecido ( 5 ps) para que el DUT no sufra destrucción. El interruptor AUXl permanece encendido, mientras que el intemptor AUX2 permanece apagado. En este momento se realiza la medición del transitorio de

82 !

Corto circuito

apagado del DUT desde el corto circuito. El flujo de comente en esta etapa se muestra en la Figura 6.6a y en la Figura 6.6b se muestra la evolución de la corriente y lalensión.

Durante este periodo (t4<t<t5), se presenta una sobie tensión en las terminales colector-emisor del DUT debido principalmente a la inductancia parásita de cableado del circuito de prueba (entre mayor sea el valor de esta inductancia mayor es el pico de voltaje). Para limitar esta sobretensión se utiliza una resistencia.de compuerta de mayor valor = 470). En el diseño de convertidores se debe considerar este valor pico de tensión, con fines de protección del dispositivo contra corto circuito, para que de esta manera no se rebasen los límites de operación del dispositivo.

. .

= 220R) que en el encendido

.'

&

Figura 6.6~ Flujo de corriente en la etapa 3

ALLT 2

DbT ,I .I ._ .

¡ I I DbT

V DLiT I I I I I I .

I I I 1.11. I

Figura 6.6b Zona en la etapa 3 t I 1 2 1 3 1,'1 1.5 1 6

. - . 6.1.2.2 Corto circuito tipo 11

etapas, las cuales se muestran a continuación. El funcionamiento del circuito para el caso de corto circuito tipo D.presenta en general cinco

.1 . .

Figura 6.70 Flirjo de corriente en la etapa~l

DLT

1 DLT

V DLT

1 1 1 2 1 1 , I t 5 1 6 L 7 1 1

Figura 6.76 Zona en la etapa I

I 'I, 'I Corto circuito

I

Etapa I - Carga lineal de la corriente (tI<t<t2) :

En el periodo de tiempo tl<t<t2 el interruptor A m 2 es encendido y permanecen apagados los interruptores AUXl y el dispositivo bajo prueba @UT).:En este momento la comente en el inductor LCarga incrementa en forma lineal, de la misma manera que en el caso de la conmutación dura.

En el instante t2 el interruptor AUX2 es apagado. Si LCarga es muy grande entonces la corriente de carga puede ser considerada constante durante la conducción y las conmutaciones. El flujo de comente en la etapa 1 se muesea en la Figura 6.7a y en la Figura 6. ib la secuencia de disparo.

Etapa 2- Libre circulación (t2<t<t3) En el periodo de tiempo t2< t <t3 todos los intemptores permanecen apagados. En esta etapa

la corriente es casi constante y las pérdidas son debidas solo a la resistencia parásita del inductor y a las pérdidas por conducción del diodo. El flujo de comente en esta etapa se muestra en la Figura 6.8a y en la Figura 6.8b las formas de onda idealizadas.

A m I

A m 2

DIJT carga

1 DLT

V o w

. . !I . .

I - . . L-

I ! . 1 2 1 1 1 4 1 5 1 6 1 7 1 8

Figiira 6.8b Zona en la etapa 2 i , Figiira 6.8a Flirjo de corriente en fa etapa 2

f

DLT

I DL7

Y DL,

Figura 6.90 Fhrjo de conienfe en la etapa 3 Figura 6.96 Zona en la efopn 3

84

corto circuito

/I Etapa 3- Conducción de DCJT (t3<t<t4) En el instante t3 el intemptor bajo prueba es encendido (conmutación dura) y permanecen

apagados los interruptores AUXl y AUXZ. En este momento el DUT entraa la etapa de conducción. El flujo de comente se muestra en la Figura 6.9a.y en la Figura 6.9b las formas idealizadas.

Etapa 4- Corto circuito en la carga ('4<t<t5)

En el instante t4 el interruptor AUXl es encendido y permanece apagado el.interruptor AUX2. En este momento se presenta la condición de corto circuito tipo ii y se realiza su medición en el DUT. El flujo de comente se muestra en la Figura 6.10a y en la Figura 6.10b las formas de onda idealizadas.

. I I ' i/

L

I I -

~

Figura 6 . 1 0 ~ Flujo de corrieníe en la eíapa 4

Figura 6.11a Flujo de corrieníe en la etapa 5 \

Etapa 5- Apagado desde corto (t6<t<t7)

1 1 1 2 1 1 , 4 1 5 1 6 1 7 1 g

Figura 6.10b Zona en la^ etapa 4

En el instante t6 el interruptor DUT es apagado y permanece encendido el interruptor AUXI, mientras que el interruptor AUX2 se mantiene apagado. En este momento se realiza la medición del

Corto circuito

/I apagado del DUT desde el'corto circuito igual que e n el caso del corto circuito tipo I. El flujo de iorriente se muestra en la Figura 6.1 l a y en la Figura 6.1 l b las forfnas de onda idealizadas.

En el periodo de t6<t<t7 se presenta una sobretensión en las terminales del DUT debido a la i

inergia almacenada en la inductancia parásita de cableado del circuito de prueba de manera similar ai caso de corto circuito tipo I. ! 1.1.3 Circuitos simulados

I/

't

LS

250nH

. ' .. I , . A' & O

. . , . .

Figura 6.12 Esquemático implementado en PSPICE

-0

Figirra 6.13 Esqiremático implenientado en PSPICE

En la Figura 6.12 se muestra el esquemático empleado en el simulador PSPICE en el caso de conmutación de corto circuito tipo I y en la Figura 6.13 el esquemático empleado.para el corto circuito tipo U. Los circuitos presentan las siguientes características:

" . Se simuló toda la evolución del fenómeno de conmutación (desde el encendido hasta el

' . Se 'consideran algunos elementos parásitos tales como: la resistencia de cableado, la inductancia de cableado y la inductancia de emisor (los valores de estos elementos se

. . . . 'apagado)

. .

86

Corto circuito

calcularon de manera experimental de diversas mediciones realizadas y evaluando su valor promedio). De esta manera se garantiza poder analizar Únicamente el comportamiento del modelo del dispositivo bajo prueba.

realizaron con interruptores temporizados.

corto circuito tipo II únicamente)

. Las diferentes resistencias de compuerta al. encendido (47R) y ai apagado (220R), se

La inductancia de carga es sustiiuida por una fuente de corriente constante (para el caso de

El interruptor auxiliar 1 (AUX1) es un IGBT de 200A (modelo IXGH40N60) ..

. . ',

6.2 Descripción del fenómeno Dada la diferente estructura (mostrada en la sección 1.2.2) de los transistores IGBT tipo

Punch-Though (PT) y Non-Punch-Though (NF'T), estos deben tener diferente comportamiento bajo

En general los dispositivos PT están optimizados para tensiones de saturación V C E ~ ~ ~ muy bajos a costo de una alta transconductancia y una tensión umbral muy baja. Sin embargo, un valor mayor de transconductancia lleva a una comente alta de corto circuito (ecuación 6.1) y una dependencia fuerte de la corriente de pulso debido a fluctuaciones en el voltaje de control [37]. Los IGBT en tecnología NPT son robustos ante corto circuito ya que tienen un'área de operación segura rectangular para todo el rango de comente. Durante el corto circuito, la amplitud de la comente de corto circuito se ve reducida debido al coeficiente de temperatura negativo que presenta este dispositivo. Este comportamiento es típico para los IGBT de tipo NF'T, ya que esta tecnologia se implementa sin control de tiempo de vida de los portadores

! condiciones de corto circuito. /I 'I I

Donde : 1 ~ 0 s = Corriente del MOSFET Kp = Transconductancia VGE =Voltaje de compuerta VTH = Voltaje de umbral

6.2.1 Corto circuito tipo I En los resultados experimentales obtenidos e ilustrados en la Figura 6.14.se pueden apreciar

zonas de diferente comportamiento del dispositivo, las cuales se pueden clasificar de la siguiente manera:

Fase A (tl<t<t2) En este periodo de tiempo se muestra el retardo que tiene el dispositivo a responder a la señal de compuerta.

Fase B (t2<t<i3) En este periodo de tiempo, el crecimiento de comente es 'determinada por la señal de compuerta del dispositivo igual que en el encendido a conmutación dura. La velocidad de crecimiento depende de la resistencia de compuerta RG, transconductancia kp, voltaje de umbral VTH, voltaje de comando de la compuerta VGE y la inductancia parásita de emisor Le. Durante el crecimiento de comente se observa una caída de voltaje entre compuerta y emisor debida a la

Corto circuito

.- .,w

inductancia parásita de corto circuito. El valor máximo de corriente de corto circuito se alcanza en función del voltaje de compuerta y el parámetro de transconductancia del MOSFET interno. Este comportamiento se describe por medio de la ecuación 6.1

I : .................................... ~ I I : . l... ' I ...................I....... ...... I : t v o i u j s ~ i e M < ~ o y ~

cano CiMllO c$a I (PT)

x 104 caso base x 10.8 '; caro bare

51 . . ~ Figura 6.14 Transitorios de com'enley voltaje

I1 Fase C (t3<t<t4) En esta zona la energía disipada en el dispositivo en corto circuito, se ve reflejada en una disminución' de la comente de' corto circuito causada por el incremento de la

. !temperatura. , . . La temperatura influye en las características físicas del dispositivo, sobre todo en el iparámetro de la transconductancia (Ecuación 6.1)-a través de la dependencia de la temperatura de la movilidad de los portadores como se puede apreciar en las ecuaciones 6.2 y 6.3.

Donde : To= Temperatura de referencia ~ C H =Movilidad de los portadores en el canal (electrones)

L AOX (6.31

Donde : W = Ancho del canal L = Largo del canal C o x = Capacitancia del oxido (región del canal) AOX = Superficie del oxido

Fase D' (t4<t<t5) En este periodo se presenta el fenómeno de apagado desde la condición de , corto circuito. La cuál es caracterizada por una sobretensión'debido a la inductancia parásita del !circuito de prueba y a la rapidez de respuesta al apagado del DUT (dIC/dt). La.cual se puede controlar icon la resistencia de compuerta.

1

85

corto circuito

. ., !t 1 " 6.2.2 Corto circuito, tipo I1

En los resultados experimentales obtenidos e ilustrados en la Figura 6.15 se pueden apreciar diversas zonas de diferente comportamiento del dispositivo, las cuales .se clasifican de la siguiente manera:

Corto t inuilo lip0 I1 (NPT) Corto t im i lo lip I1 (NPT)

I/

3 4 5 6 7 8 2.5 3 3.5 4 4.5 5 x 102 caso base caso base, x io9

Figrrra 6.15 Transiiorios de corrienfe y voltaje

Fase A (t<tl) ..Esta fase se denomina etapa de conduccih debido a que en este periodo el dispositivo conduce una cantidad de comente (nominal del DUT).

Fase B (tl<t<t3) En t l se presenta el corto circuito en la carga, el crecimiento de la corriente está determinado solamente por la inductancia parásita de la malla de corto circuito (inductancia de cableado) y el valor del voltaje de alimentación.

' .

La pendiente de la corriente se reduce hasta cero cuando el voltaje de bloqueo crece entre el colector y emisor del IGBT. Cuando VCE alcanza el valor en estado estable Vo , diídt es cero se alcanza la comente máxima de corto circuito. La corriente de desplazamiento a través de la capacitancia variable en voltaje entre compuerta y colector CGC (capacitancia de retroalimentación) causa un aumento en el voltaje compuerta emisor VGE y lleva a una sobrecorriente dinámica de corto circuito. Cuando esta sobrecomente decae a su valor en estado estable se produce un sobrevoltaje debido a la inductancia parásita de cableado. Los picos de comente y voltaje típicos para el corto circuito tipo il son muy peligrosos para el dispositivo y deben ser limitados. Por eso, el tipo ll es un caso de falla mucho más severo.

Fase C (t3<t<t4) En esta zona la comente de corto circuito disminuye debido al autocalentamiento del dispositivo.

Fase D (t4<t<t5) En esta región se presenta el apagado en corto circuito (de forma similar al apagado en corto circuito tipo I).

89

Corto circuito

.I

1

I

.y voltaje durante este tipo de conmutación, La tabla 6.1 muestra en forma concentrada la variación de !los diferentes parámetros. Con esto se pretende obtener el comportamiento detallado del dispositivo en diferentes condiciones de'prueba.

Tabla 6.1 Resumen de la variación depardmetros 1

6.3.1. Análisis- experimental . ..

:. Corto circuito tipo.1

!I 1 condiciones de pnieba: . Voltaje'colector-emisor VCE = 300V

Resistencia de compuerta al encendido'Rq,,) = 47R Voltaje comperia-emisor VGE = *15V' inductancia de cableado Lc =,iOOnH

Para. ei estudio en corto circuito tipo I se ha, definido el .caso base con' las siguientes

, . . . . Inductancia de emisor Le = lOnH . Temperatura 9=30"C . ,

' .

I

Variación de la resistencia de compuerta RG

- En la Figura 6.16 se verifica que el valor de ¡a resistencia de compuerta Q impacta en la pendiente de comente de corto circuito. Entre más alto es el valor de Q, más lento es el encendido del IGBT y más 1enta.la pendiente de corriente de corto circuito.

Variación del voltaje colector emisor VCE En la Figura 6.17 se muestra la variación del voltaje colector-emisor VCE. Se aprecia que el nivel de voltaje no influye en la corriente de corto circuito.

90

Corto circuito

corto Urcvno tipo I (Pl!

..-.......,..............

1 2 3 4 . 5 . 6 x r o i ~g =io w7 nyiw n

Figirrn 6.16 Transitorios de corrienie y voltaje variando RG

yx) ................................ 4ca ~-----L+~j ...........................

, I _ _ _ _ _.~__._.__._______._____ I m

3 .

2ca .... .b: ...... .;. ..... ., .............. ,ca

CoMeniaic[A] ;

.............. s.V011& VgcM-loo$ 1

-200 1 2 . 3 4 . 5 6

' X I O I Vce =MOV. 4WV y 500V

Figura 6.17 Transitorios de corrientey voltaje variando VcE

Variación de la temperatura T En la Figura 6.18 se muestra la variación de temperatura del dispositivo bajo prueba y se 'observa que entre mayor temperatura menor es la comente máxima de cot30 circuito debido a la dependencia de la temperatura de la transconductancia Kp (ecuaciones 6.2 y 6.3).

Variación de la inductancia parásita de cableado Lc

En la Figura 6.19 se muestra la variación de la inductancia parásita de cableado Lc. Se aprecia que un- valor alto de inductancia parásita provoca una caída de voltaje colector-emisor VCE más pronunciada. Si la inductancia de cableado es muy elevada, el voltaje colector-emisor puede alcanzar el voltaje de saturación. Este valor bajo de voltaje VC& se mantiene en las terminales del dispositivo hasta que la corriente del IGBT alcanza su valor estable,. entonces VCE aumenta de manera muy rápida presentándose un sobre voltaje peligroso acompañado por un pico de comente similar al corto circuito tipo II. Este fenómeno se, llama cuasicorto circuito tipo II.

cono @milo tip I (PT) cono cirCyi10 tip I (Pi)

.. ........

T = 3 D C . W C y l M S : X i O i Lc = 52nH. 509nH y 9WnH x i o a Figirrn 6.18 Transirorios de corrieniey voltaje Figura 6.19 Transiiorios de corriente y volraje

variando T variando Lc

91

Corto circuito

!j Corto circuito tipo II

condiciones de prueba: Para el estudio en corto circuito tipo ii se ha definido el caso base con las siguientes

. . . . . Comente inicial de prueba ',-O = 10 A Voltaje colector-emisor VCE = 200V Resistencia de compuerta al encendido R G ( ~ ~ ) = 4 7 0 Voltaje comperta-emisor VGE = f15V inductancia de emisor Le = lOnH . Temperatura 8=30°C

I ;I Variación de la resistencia de compuerta RG :j En la Figura 6.20 se muestra que el valor de la resistencia de compuena al encendido Rg(on) no impacta en la evolución de la corriente de corto circuito en el caso tipo U.

Variación del voltaje colector emisor VCE En la Figura 6.21 se muestra la variación del voltaje colector-emisor VCE. Se aprecia que el nivel de voltaje influye en el valor del voltaje de retroalimentación de la compuerta cual a su vez impacta en la corriente máxima de corto circuito.

cono tiwit0 tipo /I (PO COM timito fipa II (PO

. . ..,. .. .. m... .

. , . . . I . . . , . . . J .

3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 6.5 .mi Vce =10OV,3WVY500V r r o l RQ i ion .47 niw n

Figura 6.20 Transitorios de corriente y voltaje Figura 6.21 Transitorios de corriente y voltaje variando RG variando 'V,-,

:I Variación del voltaje de compuerta VGE '! En la Figura 6.22 se aprecia que el voltaje de compuerta influye en la comente de corto circuito- (como se mencionó en 6.2). A un valor de voltaje de compuerta menor se tiene una comente de corto circuito más baja (ecuación 6.1).

Variación de la temperatura T En la Figura 6.23 se observa que la temperatura influye en la corriente,máxima de corto circuito tipo Ii igual que en el tipo I. Un valor mayor de temperatura causa una corriente menor de colector a razón de una movilidad disminuida de los portadores.

Corto circuito

2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 6 6.5 VgB = 14.5Vy 10.5V .,o%

cono dmüo U p II (PT)

.2M ' I 2 2 5 3 3 5 4 4 5 5 5 5 6 6 5

T ~ J g a c . W C . l w 4 : , .lo% .. . ~

- - Figura 6.22 Transitorios de corriente y voltaje. . Figura 6.23 Transiforios de corriente y voltaje variando V ~ E variando T

6.3.2 Análisis en simulación

Corto circuito tipo I En el caso de los.resultados obtenidos mediante el simulador PSPICE, se realizó la variación

de algunos parámetros difíciles de controlar en forma experimental, tal es el caso de la inductancia

. : ,

parásita de emisor y el tiempo de vida de los portadores. , .

cono cirwito tip I [PT) cono circuito lip0 I (PT)

lau=4nr2Mnr4MnsyM2nr x 10% Le= InH 1ünH MnH y lWnH

Figura 6.24 Transitorios de corriente y voltaje Figura 6.25 Transitorios de corriente y voltaje variando Le . variando a

.' Variación de la inductancia parásita de emisor Le En la Figura 6.24 se muestra la variación de la inductancia parásita de emisor y se aprecia que a valores.mayores de ésta se tiene una pendiente de comente de corto circuito menor por io que la caída de voltaje colector-emisor VCE se ve tambiin reducida.

!I

corto circuito

I1 Variación del tiempo de vida de los portadores de carga T

En la Figura 6.25 se aprecia que el tiempo de vida influye en el valor máximo de la corriente de corto circuito, a mayor tiempo de vida, mayor es el valor de la comente de corto circuito. Esto se debe a que un tiempo de vida reducido aumenta la curvatura de la distribución de los portadores p(x) en la base del IGBT (Figura 6.26) y disminuye la pendiente dp/dx en x=w, con la ecuación de transporte (ecuación 6.5) esto resulta en un incremento en comente de huecos Ip y por consiguiente en la comente total (It=In+Ip). !!

..: . . . . .

.

Colrrlor (modo) P'

II

Figura 6.26 Distribirción deportadores en ¡a base del IGBT

Donde : Ip = Corriente de huecos IC = Corriente de colector (IC = Ip + In) ~n = IMOS = constante (en X=W) p = Concentración de portadores

' W = Ancho de lazona modulada q = Carga elemental A = Superficie efectiva del dispositivo D = Constante de difusión ambipolar b = Relación de la movilidad (/pp)

Corto circuito tipo 11 'I

En el caso del corto circuito tipo I1 se variaron los mismos parámetros que en el tipo I y adicionalmente la inductancia de cableado.

Variación de la inductancia parásita de erniso'r Le En la Figura 6.27 se muestra que la variación de la inductancia pafásita de emisor influye drásticamente en el comportamiento de la comente y del voltaje de corto circuito. Para valores pequeños de inductancia de emisor se tiene la sobre tensión y la so&e comente típicas para este tipo de corto mientras. que. a valores mayores estos picos desaparecen. Este comportamiento se debe a que la inductancia de emisor rehoalimenta cambios de corriente en el circuito de potencia hacia la compuerta.

corto circuito

.,OO..

-2w. .

............... .,. ....... .,. ....... - ,

.. ~. ....... i . . I ' iü*VoitajeVe&350V ....... , ........ .. ~ .... -

( .i

Corto circuito

6.4.1 Corto circuito tipo I Caso base I

II En la Figura 6.30a se muestra que ambos dispositivos tjenen un comportamiento similar, pero el .dispositivo tipo PT tiene un valor de comente de corto circuito mayor que el tipo NPT, debido a una mayor hansconductancia. En la Figura 6.30b se presenta la potencia instantánea (i(t)*v(t)) de toda la fase de corto circuito.

, ....... 1 ...... ' ....... 2

I

" -100 .................... .,. . . . . _,_. ..... u,: 5*Vo l is j~ VieM -1OOV ~

....... , ........

- I 0 2 0 4 0 6 O 8 I

- 2 W T O

PTp) E. NPT(') x 10%

......

......

...... 1 ......

-1 O 0.2 0.4 0.6 0.8 I

PTp) VI NPT('1 x 1035

Figirra 6.300 Transitorios de corriente y valtaje Figura 6.306 Transitorios 2epotencia instantrinen

.~ . ,

- ,. Trayectorias i=f(v)

En la Figura 6.31a se aprecia que para ambas tecnologías de fabricación, los dispositivos se salen de. su área de operación segura a causa de corrientes elevadas de corto circuito. En la Figura 6.31b se aprecia que la energía disipada total en el dispositivo PT es aproximadamente 20% mayor que la del NPT.

cono CirSYito tipo I (erperimentai)

. .

; ,+ 1 1

. . . . . . . . IC A corto urcvito tipo I (experimental)

10,

l o <

101

D 0.2 0.4 0.6 0.8 IO', 1

PT(O) VI N P T I l X V ' :

Figura 6.31b Transiiorios de la energía disipada

10- 10' 10' PT(o) VI NPTI.) V e M

i o * . Figirra 6.31a Trayectoria i=f(v)

Corto circuito . , .

. . . . , . Variación de la resistencia de compuerta RG . < .

En la Figura 6.32 se muesira que a valores mayores de resistencia de compuerta se tiene una energía total, disipada inversamente proporcional al valor de la resistencia en ambos dispositivos pero mayores en el IGBT,tipo PT (variación de 16% del PT.contra 12% del NF'T). Variación del voltaje colector-emisor VCE

En la Figura 6.33 se muestra que la energía disipada total varía.en forma proporcional al voltaje colector-emisor en ambos dispositivos y es mayor para el IGBT tipo PT (variación de 80% del PT contra 76% del NF'T).

'

cono &culo up0 I (eipetimenfal) 0.21

10 , 20 30 40 50 60 70 80 90 PT(o) vs NPTL') Rü DI

Figura 6.32 Energía total enfirnción de RG Figura 6.33 Energía total enfirnción de VcE

Variación ~. de la temperatura T , .

En la Figura 6.34 se aprecia que la energía disipada total disminuye al aumentar la temperatura en forma similar para ambos dispositivos (vanación del 9% parae1 PT y de 7% del NPT).

c , ~.~~---,i CoM t i m i t o u p I (expetimrnenta~ 2.8

cano S1r"JilO tipo I (expctimmsnten

...... .... ..... .... .... . , - . - - , - - - - - - - , --- 0.38 - - - - r , _, ,. 2 8 ,....,. ..,.... 0.3, ... . L .................. I . , .,-. .......... 2.4 ......... I .... I.. :.:. ..... ..,.. ..:. ..

.......................... ........ ............. ..... ........ 0% 2.2 _ , _ . ~,~ 1..

...

. . , . .,. / I , . , , ,

.... .. .....,.. ......... 0.y ... ... ..... ...... ... O.,, ... .. .......... I _ _ .. ...

0.3, ..... ....

0.3 30 40 50 60 70 BO 99 3 0 0

PTW VI NPTi.) mi Figura 6.34 Energía total enfirnción de T

.... , .... .... , .... ,

......... .......... I - ,

. , . , . , 4 0 0 200 300 4w 500 6m 700 e53 9w

PT(0, "I UPTL.) LF I"t<l Figura 6.35 Potencia máxima enfirnción de Lc

Variación de la inductancia de cableado Lc La energía total disipada al variar la inductancia parásita de cableado no nos proporciona un indicativo de como afecta este parámetro al dispositivo en corto circuito debido a que la energía disipada en la fase de apagado varía fuertemente al modificar este parámebo. Un buen

97

Corto circuito -. .

indicativo es la potencia máxima instantánea que el dispositivo prese.nta. En la Figura 6.35 se apreciaque a vdores pequeños de inductancia de cableado la potendia máxima la presenta el dispositivo PT, pero a valores grandes la potencia máxima la presenta el dispositivo NPT. La tendencia es que al aumentar la inductancia de cableado la potencia máxima aumenta. Este efecto es más pronunciado para el dispositdo NPT dado que tiene una'capacitancia de retroalimentación más grande. .I

ii Discitsibit de residtidos

Analizando las comparaciones de los dos dispositivos y sus variaciones de parámetros se 'concluye que el dispositivo IGBT tipo NPT presenta más robustez bajo condiciones de corto circuito tipo I, debido a que presentar una corriente de corto circuito más baja. La tendencia de los dos dispositivos ante vanación de parámeios es la misma. Con excepción de la variación de la inductancia parásita cuyo aumento provoca picos de voltaje y corriente elevados en el dispositivo NPT (En el anexo AiII, tabla AIiI.3 es muestra el resumen de esta comparación).

6.4.2 .. Corto . circ.uito tipp I1 . . : I1 . . .. Caso base

En la-.Figura 6.36a se muestra que el dispositivo PT no presenta los picos de corriente y tensión típicos para el caso de corto circuito tipo TI pero la corriente de corto circuito es mucho mayor por io que las pérdidas son también mayores. La comente de-corto circuito es menor en

'.. .,el caso de IGBT tipo NPT (de igual manera que en el caso de corto circuito tipo I). En la Figuia-6,.36b. se presenta la potencia instantánea (v(t)*i(t)) punto a punto de toda la fase de corto circuito y s e observa un pico más elevado del NPT al inicio.

X 1 0 .

., ' .

cono simito bpa /I (expenmenlal) cono "rUiil0 tipo 11 (exwnmmenfai)

3 4 5 . 6 7 8 3 4 5 6 7 8 PTjo) VI NPT(.) x i o t PT(o1 YS NPT(') X i O i

Figura 6.366 Transitorios depotencia instantánea Figura 6 . 3 6 ~ Transitorios de corriente y voltaje

Trayectorias i=f(v) !r En la Figura 6.37a se aprecia que para ambas tecnologías de fabricación los dispositivos se salen de su área de operación segura, en una región más amplia que en el caso de corto circuito tipo I. Por esta razón^ el corto circuito tipo ií es el caso más peligroso. En la Figura 6.37b se presenta la energía total disipada para ambos dispositivos. La energía' que disipa el IGBT tipo P T es mayor en casi un 100% que para el NPT (debido a la corriente de corto circuito mayor).

'98

corto circuito

o,,,

0.12<*-

0.3

^ . .

.... L ... I ... b ... i .. 2. .. - 8 . .. .I. ... I. .... := ~

I S I . . ,

O 13

... L . . . . . . , .... I .... 1 .... , ...-

0.09 .... L . . . I.. . L . . .,. . ..I.. 2.. . .,. .. - 8 . . ....

0.08 .... L ... L ... L ... L .. - 8 . .. - 1 .. .I. ... !. ....

0.01.. L . . . L . . . L . . L . . . L . . . L . . - 8 . . _I.. -

0.05 .... L ... L . .. i ... L ... L ... L . .. L ... L . ... ,

0.05

I 'I Enerpi.[Jl ,

.. . . . , ' , , I

, - I ,

< I

Corto circuito

Variación del voltaje VCE

En.la Figura.6.39 se muestra que,la energía disipada total varía en forma proporcional al voltaje colector-emisor en ambos dispositivos y es mayor para el IGBT. tipo PT.

Variación de la temperatura T En la Figura 6.40 se aprecia que la energía disipada total disminuye al;aumentar la temperatura en forma similar para ambos dispositivos (variación del 7% para el PT).

il

I . .

Discusión de residlados Analizando las comparaciones de los dos dispositivos y sus variaciones de parámetros se

concluye que el dispositivo IGBT tipo NPT presenta picos de corriente y voltaje más pronunciados en corto circuito tipo 11, por lo que se sale más de su área de operación segura (SOA), pero dada la comente de corto circuito es más baja,.las pérdidas del dispositivo tipo PT s o n mayores (En el anexo Am, tabla AIü.3 es muestra el resumen de esta comparación).

6.5 "Comparación experimental vs simulación 3 Para analizar c0.n detalle el comportamiento de cada una de ¡as tec,no¡ogías de fabricación de transistores IGBT en ambos casos de corto circuito, se presentan los ;esultados comparativos experimentales contra los resultados obtenidos en simulación del caso base, .así como un análisis de energía total disipada de cada una de las tecnologías ante vanación de parametros.

. . . . . .~ .

. . , . ~

. .6.5.1 Corto circuito tipo I . i . .

I! . . ,' 'Caso base,

. . . . .

En la Figura 6.41 se muestran los resultados comparativos (experimental contra simulación) para e l -caso base en corto circuito tipo I, con el modelo del dispositivo PT y NPT respectivamente. Se observa que l a comente de corto circuito no decrece, de esto se puede entender que los modelos no consideran el efecto de la temperatura .de la comente de corto

. ' circuito, además se observa que para el caso del NPT, la desviaciód es menor debido a que esta tecnología presenta menos dependencia de la temperatura.

- .

1 - - - - - -

0.6 O 0 2 0 4 0.6 0.6 1 expenmerbl(0) "I IMlatio"el(.l i l O C

O 0.2 0.4 ' 0.6 erpe"me"tal(0) "I limYlauo"es(.) x i 0 2 . '

Figura 6.41 Transitorios de corriente y voltaje

Corto circuito

Variación de la resistencia de compuerta RG

0.22 0.22 ; ; o,2 ................... __ . . . ~ . ...........

o,18. . ................. . ~ . . ._. . . ~ . . ._. ..

. , , ' ,

, . I

I I - ............... ~ . . . o,,8 ................ L . . ........ . ~ . ....... 0.10 -. . . ,

, . , ' Emrq'a[¡l ~

o,,4 ................... .-. ..... . ~ . ...... o,,4

0,,2 .... i _ _ _ i ............... L ....... L .... o,12

................................ o,,

< * * * * k + k + ,

008 .... L ... L ... L ... i ... ... I ... -. .. ...

0.08 O 0 8

..

Variación del voltaje colector-emisor VCE

. , .................... __. ..

I Encrpla[JI I . , .... i.. ................ . ~ . . . ~ . . . ~ . ... , ., * . ,

.... .L.. . & . .. L . . . ~ . . _ & . . . L . . .L.. . L . . .. , . ' , . ' . - I

L . . . Z . . . X . . . I . . . P . . x 'I 'I .< > ,. il , . I

En la Figura 6.43 se presenta la variación del voltaje de prueba (voltaje colector-emisor) y se muestra que los resultados obtenidos en simulación siguen con cierta.precisión la misma tendencia que los resultados obtenidos en forma experimental, con una energía disipada poco mayor en los resultados obtenidos experimentalmente (9% de error promedio con el NF'T).

CmQ circuito fiDD I lNPn ' . . .

o ' I o ' I

Figura 6.43 Energía total enfiinción de VcE

1w 150 2w 2% 3w 1% 4c.I 4 s 5w 1W 150 2M 2 M 3W 3% 4W 450 Ya axpi"menWBl I S *lm"iatimai(., V- M MetimenUI(0) "I IM"liYmel(.) V u M

Variación de la inductancia parásita de cableado Lc

En la Figura 6.44 se'presenta la variación de la inductancia parásita de cableado y se muestra que los resultados obtenidos en simulación siguen la misma tendencia que los resultados obtenidos en forma experimental pero una energía disipada mayor en los resultados obtenidos '

experimentalmente (15% de error promedio para el NPT).

Corto circuito

CORO Uwilo Up0 I, (NPT) cwto cihyito tip0 I (PT) 0.0%

. , I . I * , ' , ,

................. I . . . * . . 0.0% ..........

0.08. .. .........,......... 0,055 .... .. ...

0.W .................. I.. ..... ._ ,_ . ....... ...... ~ :I ~

O . M . . .. ~. ... L ... , ............. .,. ... ~. ... 0.05

.. ... ... 0.m .... ,. ....... , . , ..

.. x :i; * ,

, 0 0 4

Figlira 6.44 Energía total en función tie Lc

Discusio'rr de resiiltados

En los modelos no se incluye la dependencia de temperatura, por io que los resultados experimentales difieren de los resultados obtenidos mediante el simulador PSPICE. En todos los casos de variación de parámetros se tiene un comportamiento similar entre los resultados experimentales y simulación, pero la energía total disipada calculada con PSPICE es menor que la obtenida experimentalmente (En el anexo Am, tabla 4 . 6 es muestra el resumen de esta comparación).

.

I . >

, 6.5.1 Corto circuito.tipo-I1 , . . 4 " .~ .. - ' .:Caso.ba&' :

. . En'la Figura'6.45 se presenta el caso base para la conmutación de corto circuito tipo II para los modelos PT y NPT respectivamente. Se muestra que el modelo PT calcula un transitorio de corriente I,-(t). muy diferente al obtenido experimentalmente, *tras el modelo del dispositivo NPT si presenta-los picos de comente y tensión similares a las curvas medidas.

.......... .......... .... ..

Figura 6.45 Transitorios de corrienfe y voltaje

I

102

corto circuito

0.w

0.08..

0.07

0.w

Variación de la resistencia de compuerta RG

En la Figura 6.46 se presenta la variación de la resistencia de compuerta y se observa que en el modelo PT se presenta una energía disipada total menor que los resultados experimentales mientras que el modelo NF'T presenta una energía disipada total mayor que los resultados experimentales (error promedio 43%).

* , o,w ........ ~ . . . ~ ........... ~ ........ L ....

o,o6.. ~. . ~ . . ~ . . ~ . . ~ .

o,07 L . . L . . _ L . . i.. . ~ .

I . I

I . I . , ; Eneqif M ;

.............. . . . ... , 'ErnrpI.M, . . . . . . . . l . . . r . . . r . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

. , . ... .. .. .... _ L . . .L.. . L . . . L L . . .,. .,. _I_ .... . ........ ..... ...

, .. , ..... . . . ... L . . . L . . _ L . . . ~ . . ~ . .... . .. ........ - O . M . . . L . . L . . r . . ,.. i.. _ r __._ ...~. *

I 2! .'. '- - - - - - - <> ?. - - - O Q 5 . 8'

Corto circuito

Discusidti de resultados El modelo del dispositivo tipo PT calcula una comente de corto circuito tipo E, menor que la

que se obtiene experimentalmente y no simula adecuadamente el comportamiento de los transitorios de la comente y de la tensión (no se simulan los picos que son típicos en este tipo de conmutación). El modelo. del dispositivo tipo NPT simula con cierta precisión el comportamiento transitorio de la corriente y del voltaje en el caso de corto circuito tipo II (En el anexo Am, tabla Aii1.6 se muestra el resumen de esta comparación).

. .

..

.. . .

.~ .:

. I .

. .

.~ . - . . . . .. . . . . r . - .~

. . . . -

. .. . . .

/ .

II

'I ,I

104 li 'I

Conclusiones y trabajos futuros

En este trabajo se presentó un método de estudio de los dispositivos semiconductores de potencia, el cuál consiste en abordar dos aspectos complementarios que se deben considerar al mismo tiempo: el de simulación y el experimental.

En el aspecto experimental, se diseñaron circuitos de prueba para los diferentes modos de conmutación (dura, suave ZCS, ZVS y casos extremos como el corto circuito tipo I y II) que satisfacen el funcionamiento deseado, controlando fácilmente el experimento sin riesgo de daño al dispositivo (aún en el caso de corto circuito) o al propio usuario.

En el aspecto de la simulación, se reproducen las condiciones reales de funcionamiento de los circuitos de prueba, incluyendo elementos parásitos en el simulador, se realizan los cálculos en simulación de los circuitos de prueba durante las conmutaciones bajo las mismas condiciones que para el caso experimental.

Con este enfoque de estudio se han obtenido dos comparaciones como resultados finales, una comparación entre las dos tecnologías de fabricación y una comparación entre los resultados obtenidos con los modelos de simulación de PSPICE y los obtenidos experimentalmente que a continuación se detallan:

Comparación experimental La comparación de las diferentes tecnologías de fabricación de transistores IGBT muestra

grandes diferencias en el comportamiento debidas a su estructura 'interna. Las ventajas y desventajas de cada tipo de IGBT se muestran a partir de un análisis comparativo detallado para cada uno de los modos de conmutación.

Coninutación dura En el encendido la diferencia entre los dos dispositivos es minima con la tendencia que el dispositivo PT presenta la energía de conmutación al encendido más elevada. Por lo contrario, en el apagado se presentan grandes diferencias de las tecnologias, ya que el dispositivo NF'T disipa menos energia de conmutación. En este sentido se observó que el dispositivo PT es más sensible ante la variación de los parámetros estudiados, sobre todo ante cambios del voltaje colector-emisor y la temperatura en el apagado. Se concluye que el disposilivo IGBT tipo- NPT es el inrerrirptor adecrrado para los casos de coi~~?iiilaciÓ?r dura con temperalitras elevadas y altas tensiones de bloqrreo.

Conclusiones y tendencias a futuro . .

I! Conmutación suave cero de voltaje (ZVS)

'Un parámetro importante.en este tipo de conmutaciÓn.es el pico de voltaje que se presenta cuando la corriente comienza a fluir por el IGBT sobre .todo para casos de di/dt elevados, otro parámetro. es el voltaje de saturación. De los resultados experimentales obtenidos, se observó que la vanación de los parámetros estudiados impacta más al valor pico de la .tensión en el dispositivo NF'T, sobre todo ante cambios de la pendiente de corriente de colector y temperatura de unión. Además que el voltaje de saturación de este dispositivo presenta una desviación importante.

Se concluye q w e l dispositivo IGBT tipo PTpresenta mejores características para el caso de coninutación suave cero de voltaje aslcorno menospérdidaspor conducción. Esto debido a un inejor control de la inyección deportadores y de tiempos de vida bajos.

Conm'utación suave cero de corriente (ZCS) En . conmutación suave cero. de comente se presentan grandes diferencias en el comportamiento de las cargas almacenadas en hregión n' para cada h a de las tecnologías de fabricación. El dispositivo tipo NPT presenta más cargas almacenadas, dado el mayor tiempo

Pura el modo resonante, se observó'que la variación de'los parámetros estudiados afecta más a las cargas almacenadas en la región n- del dispositivo NF'T, sob& todo ante cambios del

. . instante.de apagado de compuerta y temperatura; Si el instante de apagado se aproxima al 2' cmce por cero, la cantidad de cargas tienden a igualarse con las que presenta el dispositivo PT.

.'PÚra eZ,%todo tirisror, se observó que las cargas del dispositivo NPT vanan ante los parámetros estudiados afectando más ante cambios del tiempo de recuperación del bloqueo y temperatura. Se concluye que .el dispositivo IGBT tipo PT es el interruplor más adecuado para las

. . . . -

. ' . :.. de vida de los portadores.

. . .. . ..

. . ' '

i/

. . ' . .

. . , . . . . 'aplicacion& donde se presente el caso de conmutación suave cero de corriente. ~. . . .. . . _ I - . /I Corto circuit.0 tipo I

La diferencia entre los dos dispositivos se observa en la corriente de corto circuito, el valor de esta comente es mayor en los resultados obtenidos con el dispositivo PT. Para este caso, un parámetro -importante es la energía total disipada. Se observó que la vanación de los parámetros estudiados impacta más a la energía total disipada en el dispositivo PT.

Para el caso de corto circuito tipo II, se observó que la variación de los parámetros estudiados afecta más a la energía total disipada en el dispositivo PT, sobre todo ante cambios del voltaje colector-emisor.

A partir'de ambos resultados se puede concluir de los resultados experimentales que el IGBT tipo NPTpresenta una mayor robustez por presentar un bajo nivel de corriente de corto

. . .< ,

Corto'cireuito tipo I1 /I

..

, . . .. circnito.

106

Conclusiones y tendencias n futuro

Comparación simulación vs experimental La comparación de los resultados obtenidos mediante el simulador PSPICE, de .los modelos

PT=IRGBC30F y NPT=SGP l5N60, con respecto al Comportamiento real .medido del .dispositivo, muestra diferencias, debidas a la desviación de los parámetros (tanto de1:circuito de piueba como del modelo). Esto debido a que el modelo no describe correctamente el comportamiento del dispositivo. Las ventajas y desventajas de cada uno de esto~s modelos se muestran a partir de un análisis comparativo detallado para cada uno~de'los modos de conmutación. ..

Conniutación dura' Las diferencias observadas entre los transitorios de voltaje al.'encendido son debido al efecto de la modulación de la resistencia de la base no ha sido considerado adecuadamente en el modelo,.estas diferencias'son mayores en el modelo del PT que en el modelo-del NPT. Se observaron desviaciones en la pendiente de v o 1 t a j e . V ~ ~ y en la primera caída de corriente IC en el apagado debido a diferencias en la capacitancia parásita del circuito y del dispositivo.

Ambos modelos tienen una tendencia, en el cálculo de.la.energía disipada, similar a los resultados experimentales ante la variación de los diferentes parámetros (RG, .VCE, IC) y ambos modelos calculan una energía disipada mayor tanto en el encendido como en el apagado que lo calculado experimentalmente. La desviación entre la energía disipada en simulación y experimental es más grande para el modelo del dispositivo NPT.

Conmutación suave cero de voltaje (ZVS) En este caso,.el modelo del IGBT tipo PT:no reproduce el fenómeno-del pico de tensión, debido a que el modelo no calcula satisfactoriamente el'efeCto.de l a modulación de la resistencia de la base. Con el modelo 'del dispositivo . W T se tienen buenos resultados en el transitorio del pico de. tensión, pero no calcula adecuadame.rite el voltaje.de , - saturación ._ del

Ambos modelos presentan una tendencia en el cálculo del voltaje. colector-emisor parecido a los resultados experimentales ante la variacjon de! di/dt,y ambos modelos calculan un pico de voltaje menor que los resultados experimentales, La desviación entre el voltaje obtenido en simulación y experimental es más pronunciada para el modelo del dispositivo PT.

Conmutación suave cero de corriente (ZCS) El modelo del IGBT tipo .PT sigue la tendencia cualitativa en el cálculo de la carga almacenada en la región n- de los resultados experimentales ante-la variación de los diferentes parámetros (ton, VCE, td), pero siempre calcula una cantidad de cargas mayor que los resultados experimentales.

Corto circuito tipo I Se presentan diferencias entre los transitorios de comente de corto circuito debido a que los modelos no consideran la dependencia de la temperatura de unión de los parámetros.

Ambos modelos siguen la tendencia cualitativa en el cálculo de la energía disipada de los resultados experimentales ante la variación de los diferentes parámetros (RG, .VCE, Lc), pero calculan una energia total disipada menor que los resultados experimentales. La desviación entre la energía disipada en simulación y experimental es más pronunciada para el modelo del dispositivo PT.

. .

. . dispositivo. . _

. . . . .

I .

107

Conclusiones y tendencias a futuo

. . , . Corto circuito.tipo I1 .. . . , El modelo del dispositivo PT calcula una comente de corto circuito tipo I1 menor que la obtenida experimentalmente y no simula correctamente el comportamiento de la corriente y la

'tensión (npse simulan los picos que son típicos en este tipo de conmutación). El modelo NF'T 'simula correctamente el comportamiento de la corriente en el caso de corto circuito tipo II. Ambos modelos Siguen la tendencia cualitativa en el cálculo de la energía disipada de los resultados experimentales ante la variación de los diferentes parámetros (G, VCE, Lc), pero ambos modelos calculan una energía total disipada menor que los resultados experimentales.

. '

Trabajos futuros . . . . Como trabajos futuros se proponen las siguientes actividades:

procesar los resultados experimentales analizando otros .partímetros representativos de las conmutaciones como por ejemplo:

E n conmutación dura: tiempos de conmutación, tanto al encendido como en el

En conmutación suave: la energía de la conmutación en el encendido para ZVS

En corto circuito: la potencia máxima disipada durante el corto.

' .'. .., . apagado. ,. . .

o en el apagado ZCS. , /I : ' generando para cada uno de los dispositivos analizados una hoja de datos con la

inforhación'complementaria a la que proporciona el fabricante, incluyendo conmutación

desarrollar metodologías para la extracción de parámetros de los modelos de IGBT

evaluar las, características de los componentes experimentalmente en forma estática, tales como e1,voltaje de bloqueo, comente de fuga y conducción entre otros

estudiar el desempeño d e las nuevas generaciones de dispositivos con respecto a las anteriores y de nuevos componentes como el super juntion MOSFET

. '

ib . 1

' . süake y corto circuito ' ..

. . , " .' utilizados en este trabajo de tesis (el trabajo está en proceso)

. . . . . .

I1 ,. . . . . .

.

1

108

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\

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. . .

110

b

Anexo I

Elementos de medición

.. . , * . . . . ..

. . .

. .

. : AL1 Caracterización de los elementos.externos de los circuitos de prueba ,. .,

AL3 Caracterización de componentes de,rnedición . .

. . Ai.2 Identificación de elementos parásitos . .

. . . . .

.. . . . . . . , . . . .

' ..'

. . . .

. : . ?. . . . . .

. .

Elementos de medicion

AI.1 Caracterización de los elementos externos de los circuitos de prueba En esta parte se identifican los diferentes problemas relacionados con los elementos utilizados

en-las mediciones (equipo de medición y circuitos de prueba) que pueden ocasionar una mala interpretación de los fenómenos de conmutación para un componente dado, así como errores importantes en el cálculo de pérdidas. Se proponen algunas recomendaciones que permiten mejorar la calidad de las mediciones.

Una caracterización de los diferentes elementos se considera interesante en vista de la importancia que pueden tomar estos problemas en función de las condiciones de prueba durante la conmutación. Este análisis permitirá corregir los errores que se pudieran agregar a los fenómenos propios del componente.

ES impohante al .diseñar cualquier circuito de prueba de compongntes semiconductores, la . . , identificación de los elementos parásitos externos al dispositivo semiconductor bajo prueba (DUT),

paia .que de.esta.manera puedan ser controlables, y reducir sus efectos ocaiionados en el dispositivo bajo pheba. Para que de esta manera en las mediciones realizadas sono se tome en , cuenta el comportamiento del DUT y de esta manera incrementar la calidad de reproducción en la etapa de conmutación.

..

AI.2 Identificación de elementos parásitos

A) Inductariciaspnrásitns El transistor IGBT se ha convertido en el interruptor "ideal" para numerosas aplicaciones en

una.gran-gama de potencias y. para frecuencias de conmutación medianas. Por ejemplo el uso de módulos de 1200V / 75A que conmutan 75A en lOOns alcanzan velocidades de subida hasta de 750A/ps, esta pendiente de comente ocasionará algunos problemas de uso a nivel de cableado. En consecuencia los circuitos de protección, tales como snubbers, son necesarios para evitar sobretensiones (efecto de las inductancias parásitas de cableado) durante las conmutaciones que pueden alcanzar los IOOVolts para inductancias de cableado de 1 O O n H .

Inductancia de cableado A una gran velocidad (pendiente de corriente) la inductancia de cableado es ,un elemento muy

importante en una celda de conmutación por esto se hace un análisis detallaho en las diferentes etapas de conmutación dura con el fin de conocer su influencia durante estas etapas:

Para el cálculo de la inductáncia de cableado se realizó con base al principio básico de que un inductor se opone al cambio de comente (VL=L di/dt), La figura AL1 muestra en forma ideal los transitorios de una conmutación dura al encendido y se aprecia que cuando la comente crece con una cierta pendiente (dIC/dt) se presenta una caída de tensión en las terminales del dispositivo (AVCE).

:I

112

, . Elementos de medición

.. 350

, . ' .... , .............. ., ....... Voltaje V i e w

........... .I. ......

............ ~ ....... : 10.Corriehte I C [ ~ ] ..

........... ., ....... 5 0 . . ..... ........... -. ......

I

Conociendo los valores de estos parámetros es posible estimar la inductáncia parásita de cableado del circuito de prueba mediante la siguiente expresión:

(A I. I )

B) Capacitarrcias parásiias

. - . . Capacitancia parásita de componentes auxiliares

En el cálculo de la capacitancia parásita de componentes auxiliares- realizó con base al principio básico de que un capacitor se opone al cambio de voltaje, en la figura AI.2 se muestxa en forma ideal los transitorios de una conmutación dura al apagado y se aprecia que cuando el voltaje se desarrolla con una cierta pendiente (dVCE/dt) se presenta una caída de corriente en las terminales del dispositivo (AIc). Conociendo los valores de estos parámetros 'es posible 'estimar , . el valor 'de la capacitancia parásita medianté la siguiente expresión: . . . . . . .

. . . . despejando Lcableado se tiene:

. . . . . (AI.2) N C . A V C E , 1 . C,",,i, = .... . . . . .. , At

Conrnulaci6n dura encendido . .

Canmulacibn dura (OFF) PT , . . ' VoitajeV6eM. . ' I

350

300..

250. ................ .................. -

"

....... , - - ~ . . . . .

I. ,' .-

dVcel t 200.. ............... ; .. l.. ........... ~. -

-501 I I I O O 2 0 4 0 6 O 8 1 O 0 5 1 1 5 2

Liernp.2 X?O" tiempo x 104 Figura AI.1 Formas de onda para el cúlcirlo de la

inductáncia de cableado Figura AL2 Fornias de onda para el cÚlcirlo de la

capacitancia de componentes auxiliares

Elementos de medición

AL3 Caracterización de componentes de medici6n

A) Osciloscopio El osciloscopio empleado en todas las mediciones experimentales, modelo TDS 784A marca

. T E K T R O ~ , presenta las siguientes Características. . Ancho de banda de 1GHz.

' 4 Canales de adquisición. . Digital de 13 bits de resolución

Deteccióin de pico de I n s .

Sensibilidad desde ImV hasta 10V/div.

Floppy drive de 3.5 in.

. . . B) Medición de fefisión

La punta de tensión empleada, modelo P6138 marca TEKTRONn<, presenta las siguientes características: . Atenuación de 1OX . Ancho de banda de 400MHz.

C) Medición de corriente La punta de corriente empleada, modelo TCP202 marca TEKTROXIX, presenta las siguientes características: . Fácil medición de comente . Punta conectada directamente a los osciloscopios TDS marca TEKTRONM

Ancho de banda de 5OMHz

15A en DC de corriente, 50A pulso de comente máximo

Tiempo de subida menos de 7ns

. . . Tiempo de propagación 1711s .

114

Anexo I1

Hojas de datos de los fabricantes

AIi.1 IRG4PC30F AII.2 SGP15N60

. I . . . . . .. . . .

. .:.

i': , :

. . . . .

Hojas de datos de los fabricantes

L . _. _. . . - ._ , I ~ollectorito~Emitt.. -.... ~~~~ ~ 1 1 ~ . . ~ ~ ~

VCES IC @ TC= 25°C Continuo IC @ Tc= 100°C Continuo

. ICM Pulsed C ILM Clamped VGE Gate-to4

.EARV Reverse Voltage, Po @ TC = 25°C Maximum Power

TJ Operating Junction and Po @ Tc = 100°C Maximum Power uissipation ..c I I

-55 to + 150

In terna tional

.. us Collector Current 17 ollector Current a . 120 Inductive Load Current O 120

hitter Voltage * 20 Avalanche Energy @ '0 Dissipation 1 O0

"9 -. . ..

IC?R Rectifier

A

V mJ

W

PRELIMINARY

TSTG I Storage Temperature Range

PD - 9.1 459A

"C

I RG4PC3OF INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR Fast Speed IGBT

Features . Fast: Optimized for mediúm operating frequencies ( 1-5 kHz in hard switching, >20

kHz in resonant mode).

parameter distribution and, higher efficiency than Generation 3

f Generation 4 IGBT design provides tighter

* Industry standard TO-247AC package n-channel I

~

VCES = 600V

VCE(on) typ. = 1.59v

@VGE = 15V, IC = 17)

~.

Benefits Generalion.4 IGBT's offer highest efficiency available IGBTk optimized for specified .application conditions - Designed.to be a "drop-in" replacement for equivalent industry-standard Generation 3 IR IGBTs

, .

, . .

. , . .

.... .

Absolute Maximum Ratings I TO-247AC ' I

Max. I Units er C)redK"oW" vairage I 600 [ v

us Collector Current 31 I

Thermal Resistance

4117197

116

Hojas de datos de los fabricantes . . . .

International , IOR Rectifier I RG4PC3 OF

Electrical Characteristics @ T.1 = 25°C (unless otherwise SDecified) -

Ccllector-fo-Emiüer Saturation Voltage

Cwitchina Characteristics @ T., = 25°C (unless otherwise SDecifiedl

0 Repetitive rating; VGE = 20V. pulse width limited by max. junction temperalure. ( See fig. 13b ) . . . . . -

CJ Pulse width 5 80~s: duty factors 0.1%.

CJ Pulse width 5 .Op. single shot. - a VCC = ~O%(VCE& VGE = 2OV, L = 10~H. & = 23n.

Repetitive rating: pulse width limited by maximum . . . . .

. . (See Bg. 13a)

junction temperalure.,

SIEMENS SGP15N60, SGBl5N60, SGW15N60

TY Pe SGP15N60 SGBl5N60 SGWl5N60

.. . , . , .

Fast S-IG- 75 % lower eo^ compared to previous generation

combined with low conduction losses Short circuit withstand time 1Ous ' .

C%E /c vCE(sat) 7; Package Ordering Code 600V 15A 2.3V 150°C TO-220AB Q67041 -A471 1-A2

TO-263AB Q67041-A471 I-A3 TO-247AC Q67040-S4235

Designed for moderate and high frequency applications: - SMPS and PFC Up to 150 kHz

Symbol

. .. - Inverter, Motor controls -

- tighter parameter distribution ~ higher ruggedness, temperature stable behaviour - parallel switching capability

NPT-Technology for 600V applications offers:

Value

E

VCE 600

Maximum Ratings

'Cpuls

Parameter . .

62

Collector-emitter voltaae DC collector current Tc = 25 "C Tc=lOO"C

Pulsed collector current, tp limited by

Avalanche energy,,single pulse

start at Tj = 25 "C

Short circuit withstand time 1)

Gate-emitter voltage. . _

/c = 15 A, Vcc-=.50 v;.R,~.=25 R,

vGE=15v, Vcc=6OOV, 7j<15O0C Power dissipation Tc = 25 "C -

Operating junction and storage temperature Soldering temperature, 1.6mm from case for 10:

. .

JC 31 15

tsc I 10

-55...+150

') allowed number of short circuits: <1000; time between shon circuits: >Is

Unit

A

- V

Semiconductor Group 1 02/1999

118

SIEMENS Parameter

" I I,. .. . .

' SGP15N60, SGB15N60, SGW15N60' . . . .

Symbol Values Unit . min. typ. max.

Thermal resistance, junction - case I RthJC . . I. 0.9- ww ..

TO-220AB TO-247AC

Parameter . .

I I I I

SMD version, device on PCB: v. I RthJA 1 ' - I - I 40

Symbol Values Unit . . . . . . . I .. min. typ. max.

TO-263AB . .

Electrical Characteristics. at Ti =25 "C. unless otherwise SDecified

Collector-emitter breakdown voltage VGF = O V , IC = 500 PA

Collector-emitter saturation voltage V G E = ~ ~ V , l c=I5A, 3 = 2 5 T V G E = I ~ V , l c = 1 5 A , 5=150"C

Gate-emitter threshold voltage

Zero gate voltage collector current VCE = 600 v , VGE = O V , Tj = 25 "C VCE = 600 v , VGE = O V , T j = 150 "C Gate-emitter leakage current

2.5 2.7

5 ' '

40 2ooc 1 O0

')Device on 50rnm'50mm'1.5mrn epoxy PCB FR4 with 6cm2(one layer, 70 pm thick) copper area for collector connection. PCB is vertical without blown air. Semiconductor Group 2

. . . . . . . .. .

' . . . . .

. . ~. . . . . . . . . . ,. .. . .. .

. .

nA

. .

o2 / 1999

119

SIEMENS Parameter

SGPl5N60, SGBl5N60, SGW15N60

Symbol Values Unit

Gate charge QGate

Vcc = 480 V, VGE = 15 V , IC = 15 A

Internal emitter-inductance LE measured 5mm from case

1 min. I typ. 1 max. I

76 , .lo0

7 : ! -

I¡

Characteristics

Short circuit collector current 1)

VCE I 6 0 0 V , VGE = 15 V , tsc < 10 PS, . . . , . Tj < 150~"C . . - _

Turn off safe operating area V c ~ 1 6 0 0 V , T;<15OoC

Transconductance

Input capacitance

Vc,=2OV, I c = 1 5 A

v & = 2 5 v , I /GF=OV, f = l MHZ

- -

. .

-

Output capacitance

Reverse transfer capacitance

VCE = 25 V , VGE = O V , f = 1 MHz

VCE = 25 V , VC.F = O V , f = 1 MHz

Sfs

ciss r, I

1 O0

__ 63

il

1 50

__ 62

- S

nC

nH

A

') allowed number of short circuits: ~1000; time between short circuits: >Is

Semiconductor Group 3 02/1999

120

SIEMENS 'Symbol . . Parameter

. .

SGP15N60, SGBl5N60, SGW15N60

. , . ~

Values Unit .. min. typ. max.

Characteristics . . _ .

Rise time Vcc = 400 V, VGE = 15 V, IC = 15 A, Reo,, = 21 R

Turn-off delay time Vcc = 400 V, VGE = O V, /c = 15 A, R ~ ~ f i = 21 R Fail time Vcc = 400 V, VGE = O V, IC = 15 A, R ~ ~ f t = 21 R Turn-on energy 1) Vcc = 400 V, VGE = 15 v, /c= 15 A, R G ~ ~ = 21 R

Turn-off energy V,c = 400 V, VGE = O V, /c = 15 A, R ~ ~ f i = 21 C2

Total switching energy 1) Vcc = 400 V, VGE = 0/+15 V, IC = 15 A, & = 2 5 R

b ( 0 " j

Id(off)

tf

Eon

4 s

24

33 -

- 234

46

0.66

- 0.27

0.93

29

40

- 200

55

. . - 0.77'

~

1.12

ns

. .

< . . . . . . .

, I

. ,

. . . . . . . . -. rnJ. ' ' .

. . , I .~ < . . % . . . . . . . . , . . . . , . . .

,. . . . . .

') E,, and Et, include BUP602D diode commutation losses.

Semiconductor Group 4 o2 /I999

121

SIEMENS

,

. . -'

SGPl5N60, SGB15N60, SGWl5N60

23 28

30 36

261 ' 313

I

5 4 ' 65

I 1

0.41 0.53

1.33 1.58

Parameter Symbol

Characteristics Turn-on delay time Vcc = 400 V , VGE = 15 V , IC= 15 A,

= 21 R Rise time VCC = 400 V , VGE= 15 Y, /c = 15 A,

= 21 R Turn-off delay time . Vcc = 400 V , VGE = O V , IC = 15 A, &"fj = 21 n Fall time Vcc = 400 V , VGE = O V , IC = 15 A, RGon = 21 R

Turn-on energy 1)

Vcc=4OO.V, V G E = I ~ V , l c = 1 5 A , = 21 R

Turn-off energy Vcc = 400 V, VGE = O V , IC = 15 A, RGon = 21 R Total switching energy 1)

vcc = 400 v , VGE = o/+i5 v , RG=21 R

= 15 A,

r

tf

EO"

Eon

- ns

mJ

') Eon and &include BUP602D diode commutation losses.

Semiconductor Group 5 o2 / 1999

122

c

. . , . . . . . . . .

Anexo I11

Resumen comparativo en diferentes modos de conmutación

ALII. 1 Análisis experimental AiI1.2 Análisis mediante el simulador PSPICE

. . . .

. . Resumen comparativo en diferentes modos d e conmutación

AII.l Análisis experimental . .

Conmutación dura . . . .

~~

( I ) , Caso báse: voltaje comperta-emisor VGE = f I S V , resistencia de compuerta RG = 4 1 Q corriente del colector

(2) ' ' '.Tomando como el caso'base la vatiación máxima del parámetro. AI aumentar el parámetro variado, el sipno': + I -15A, voltaje colector-erniso'r VCE = 300V, temperaturab=30°C.

significa que la energía crece al aumentar el parámetro, el signo - significa que la e,nergía disminuye

. . c .. ,

.. ConrnUtaiión.sua+e i t

I I

.. . . ' TabIaAIII.2 Resumen de los resultados obtenidos en conmutación suave

10 I 100 I 10 I I C I Valor máximo y minimo I I I N P T Dispositivo P T I N P T P T NPT P T

Cargas [PAS] 10.05 0.05 I0.08 10.07 0.07 10.05 0.15 10.05 0.07 10.09 0.09 10.14 'O 2 p I 1 5 p 2 p I 1 5 p 30" 1100" 30" I 100"

Porcentaie d e variación (5) I -4% I - 5 O/" +290/" +7n2v. +1!2V" +?lo/.

.Resumen comparativo en difercntcs modos dc conniutación

( I )

(2)

(3)

(4)

( 5 )

Caso base: voltaje compcrta-emisor VGE = fISV, resistencia de compuerta & = 47R, pcnaicnte de c&ientc.

Tomando como el caso base la variación máxima dcl parámctro. Al aumentar el parhmctro variado, CI signo: +

Caso base: voitajc comperta-emisor VGE = 1 lSV, rcsistencia dc conipucrta RG = 47n, corricntc dcl colcctor IC=

Caso base: voltaje compcrta-emisor.VGE = f l SV, r&istcncia dc compucrta RG = 47R, corrientc de! colcctoi IC=

Tomando como CI caso base la variación máxima del parámctro. AI aumcntar CI parámctro'variado. el signo: +

(di/dt) IúNps, voltaje colcctor-emisor VCE = IOOV, temperatura ü=304C. ' .

significa que el pico de voitajc crece al aumcntar cl parámctro, el signo ~ significa quc CI pico dc voltajc disminuyc

ISA. voltaje colector-emisor VCE = 300V, tcmpcratura 8=3O0C.

1 SA, voltaje colector-emisor VcE = 300V, temperatura 0=30"C. , , . . - . significa que la carga crcce a1 aumcntar el parámctro, el signo ~ significa que la carga disiiiiniiyc

. . . ,

. . Corto circuito Tabla MIL3 Resumen.de los resultados oblenidos'en corto circuito '.

... - ~ , . ( I ) Caso basc:,vbltaje comperta-emisor VGE =*,iSV, rebistcncia dc compucrta al cnccndido =47R,. voitije, . .

(2)

(3) ' Tomando como el caso base la variación máxima del parámctro. Al aumcntar cI parámctro variado, cI signo: +

colector-emisor VCE = 300V, temperatura 8=30"C. . .

. Caso base: voltaje comperta-emisor VGE =11SV, resistencia de compuerta al cnccndido RG(&) =47R2, "corricntc del . . . colector leo= IOA, voitajc colector-emisor Vc- = ZOOV, tcmpcratura 8=3O0C.

significa que'laenergia total crece al aumentar el parámetro, el signo ~ significa que la encrgia total.disminuyc . ,

.. . " . . . ~ , ... . .

..

. . . . . .. . . .

125

Resumen comparativo en diferentes modos de conmutación . . , , .. .

m mode lo . '

Valor rnárimo y niinimo Pico máximodevoltaje [VI Porcentaje de variación (2 )

AIL2 Análisis mediante el simulador PSPICE

PT NPT -PT NPT IOV I 20V lOV I 20V 3A [ 31A 3A I 31A 1.16 I 1.12 3.12 13.01 0.84 12.01 2.02 14.32

-3% . -3010 +55% +53%

I . . Conmutación dura

11 . . Tabla MIL4 Restrmen'de los resultados obtenidos en conmutación dura

APAGADO

I

( I ) Cas$ base-: voltaje comperta-emisor VGE = +15V, resistencia de compuerta = 47Q corriente del c, Ic=15& voltaje colector-emisor VcE = 300V, temperatura 8=309C. . 'J

(2) + significa que la energía sube al aumentar el parámetro variado 2 . , . - significa que'la energía Kaja al aumentar el parámetro variaüo - I .

;I , .... . . .

'. . 11. Conrnutació.n: s u a v e . .

. . Tabla AIII.5 Resumen de los resultados obtenidos en conmutación suave j '. . __.^ - , I ' L V S x . . I .

I ' Variación de parámetros (') I V,, (1OV - 20V) I di/dt ( 3 N p s 3 1Nps)

I1

)lector

Resumen comparativo en diferentes modos de conmutación

(I)

(2)

(3)

(4)

(5)

Caso base: voltaje comperta-emisor V G ~ = * I N , resistencia de compuerta b = 470, pendiente de corriente ,

+ significa que el pico de voltaje sube al aumentar el parámetro variado - significa que e l pico de voltaje baja al aumentar el parhetro variado Caso base: voltaje comperta-emisor VUE =&IS'/ , resistencia de compuerta

Caso base: voltaje comperta-emisor VUE = f l SV, resistencia de compuerta

+ sipifica que la carga sube a1 aumentar el parámetro variado

(diidt) 16Nps. voltaje colector-emisor Vce = IOOV. temperatura 8=30"C.

= 470, comente del colector IC=

4 7 0 , corriente del colector IC= I S A , voltaje colector-emisor VCE = 300V, temperatura 8=30°C.

I S A , voltaje colector-emisor V e E = 300V, temperatura 0=30"C.

~ significa que la carga baja al-aumentar el.parámetro variado , .

. . Corto circuito Tabla AIII.5 Resirmen de los resultados obtenidos e;i corto circuito

Caso base: voltaje compe&emisor VGE=f15V, resistencia de compuerta al encendido R&_) =470,

Caso base: voltaje comperta-emisor VGE'=+I SV, resistencia de'compuerta al encendido Rc(& =47a2,

+ significa que la energía sube al aumentar.el parhetro variado ~ significa que la energía baja al aumentar TI parámetro variado

. . colecioi-emisor VCE = XOOV, temperatura8=30°C. I

colector Ico= IOA, voltaje colectoriemiior VCE = 200V. temperatura 8=30"C. . ',

. .

voltaje

corriente del

. . . . . .

. . . . . .

. .

127