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“Diseño de un Milivatímetro para Medición de Modo Activo y Modo Standby de

Dispositivos Electrónicos Conectados a la Red de Energía Eléctrica”

Juan C.Colombo1 (iconerjcc@arnet.com.ar), Santiago M. Miraglia1, René Rivadeneira1, Rubén Navarro1, Gabriela Rossi1

1) Departamento de Electrónica- Facultad Regional Tucumán- Universidad Tecnológica Nacional

Resumen

El estudio de diferentes modos de consumo, en modo activo y en modo inactivo o standby de equipos conectados a la red de energía eléctrica de baja tensión, requiere de un instrumento que tenga la suficiente resolución y alcance para medir consumos de energía en ambas formas de funcionamiento, asegurando al mismo tiempo la indicación del corte de energía o pasaje de un modo de operación al otro. El alcance del milivatímetro diseñado asegura la medición de energía y almacenamiento de información, pasando automáticamente de un modo de operación activa o de rango elevado, a inactiva o de bajo rango, pudiendo funcionar a la inversa sin inconvenientes, asegurando los cambios de rangos correspondientes. Palabras Claves: energía, modos, activo, standby, milivatímetro, rango. Abstract

The study of different modes of consumption in active mode and in idle or standby mode connected to the power grid requires an instrument having sufficient resolution and range to measure energy consumption in both forms of operation, while ensuring the cutoff energy or passage from one mode of operation to another. The scope of wattmeter designed ensures energy measurement and storage of information automatically from an active operation mode or high rank, inactive or low range and can operate in reverse, ensuring changes corresponding ranges.

Key words: energy, modes, active, standby, wattmeter, range.

Ahorro de consumo en modo standby y en

modo activo

El Proyecto UTN 1896, “Desarrollo de dispositivos electrónicos para mejorar la eficiencia energética de equipos conectados a la red de suministro eléctrico”, tiene como uno de sus objetivos principales, estudiar la manera de producir un ahorro de energía en una multiplicidad de equipos electrónicos de uso masivo. Para ello es imprescindible analizar el consumo standby de diversos equipos electrónicos conectados a la red de energía eléctrica de baja tensión a los fines de conocer las características de comportamiento del consumo de cargadores de baterías de celulares, cámaras fotográficas, juguetes, robots móviles, drones, filmadoras, etc. A esto se agrega que se debe asegurar el corte total de energía eléctrica en modo

inactivo o garantizar el corte en este modo, vía los controles remotos de TV y equipos de audio, así como otras aplicaciones remotas que utilicen baterías con sus correspondientes cargadores. Los usuarios están acostumbrados a dejar conectados los cargadores de baterías al suministro eléctrico, cuando han recuperado su carga útil, produciendo un consumo innecesario y de elevado costo dada la elevada cantidad de dispositivos de estas características que existen en el país. Además se agravan las implicancias ambientales de generar más energía para abastecer dicho consumo. La tecnología de las fuentes conmutadas, en la actualidad reemplaza prácticamente a las fuentes lineales, estando presentes en la mayoría de los equipos electrónicos que se fabrican, de manera que es una información importante a tener presente en la finalidad

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del proyecto de investigación y desarrollo aplicado en el cual estamos trabajando. Las diferentes regulaciones e incentivos que han aparecido en los últimos años tienen como objetivo la optimización del consumo eléctrico para que de esa manera se disminuyan los efectos del cambio climático global y los costos en materia energética. Una de las metas a nivel mundial es disminuir el consumo global de energía en un 2%, parecería pequeño este porcentaje, de hecho lo es, pero es de alto impacto en todos los países, según la escala de su consumo y las posibilidades de generar energía eléctrica por cualquiera de los métodos conocidos hasta el presente. Esta reducción de consumo energético para Argentina es sumamente importante e incluso se puede aportar información para legislar sobre cuestiones técnicas a las que deben ajustarse no solamente el funcionamiento de los equipos electrónicos, sino también el consumo en modo activo y en modo inactivo. La mayoría de las organizaciones de conservación de la energía de los países desarrollados tales como China Energy Conservation Project, Japan to Runner, USA Environmental Protection Agency y la European Code of Conduct, tienen por objetivo obtener resultados como los indicados precedentemente con ahorro de energía en los modos de operación indicados. Para ello están desarrollando programas e incentivos para optimizar las fuentes conmutadas tales como ENERGY STAR o 80 PLUS, donde además participan las empresas líderes en el mercado de los semiconductores tales como ON Semiconductor con su programa GREEN POINT. Por otra parte, en relación con lo expresado en párrafos anteriores, en el año 2014 se ha formado una organización internacional entre GOOGLE y el IEEE, para el desarrollo de un proyecto denominado “Inversor de potencia de alta densidad” conocido como “Little box change” o “ Cajita del cambio”, para

obtener métodos que logren densidades de potencia mayores a 50 W / in3 en un convertidor de DC a AC de 2 KVA. Se dará preferencia a las propuestas que describan técnicas creíbles para obtener las densidades de potencia más altas por encima de 50 W / in3 ( equivalente a 3,036

W/cm2), con 1 in3 = 16,39 cm3. Esto lo implementan mediante un concurso para seleccionar la mejor propuesta y llevarla a la práctica, indicando la importancia que el mundo le está dando al tema de la eficiencia en los consumos y al rendimiento de los quipos electrónicos en los usos de la energía eléctrica. Grandes fabricantes de semiconductores proveen en forma gratuita sus componentes de alta tecnología. Nuestra carrera está inscripta en este concurso desde la primera semana de Setiembre de 2014, se espera a fines de Noviembre de este año el resultado de las adjudicaciones de los programas de financiamiento. Para este proyecto se pueden utilizar nuevas tecnologías de semiconductores como el nitruro de galio (GaN) y el carburo de silicio (SiC), o por medio del diseño de nuevas topologías de dispositivos electrónicos. Las propiedades físicas de estos materiales, los hacen especialmente útiles para aplicaciones electrónicas de alta frecuencia y alta potencia, teniendo una elevada resistencia frente a las altas temperaturas, la radiación y los ambientes químicos extremos. En estos materiales, el rango de energía de la banda prohibida está entre los 2 y 7 eV. En lo que se refiere a las aplicaciones optoelectrónicas, los nitruros han posibilitado extender el rango de funcionamiento de los LED (Light Emitting Diode) y diodos láser hasta la región del ultravioleta, lo que ha producido una evolución vertiginosa en sectores como el de la iluminación, las telecomunicaciones y la electrónica de consumo.

Figura 1: Cristal de GaN crecido mediante la técnica desarrollada por la empresa Ammono.

(Fuente: Robert Laska)

A estos materiales semiconductores también se los conoce como “semiconductores de gap ancho”, “semiconductores de banda

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prohibida ancha” o “semiconductores WBG (Wide Band Gap)” , y hay que prestarles atención a como progresan en los próximos años. La electrónica de potencia es ampliamente beneficiada con esta tecnología de semiconductores. En la Figura 1) anterior, se muestra un cristal de GaN, y en la Figura 2) siguiente, el primer diodo electroluminiscente de este material dopado con magnesio, siendo el origen de desarrollo de pantallas planas de TV con diodos LED, Light Emitting Diode.

Figura 2: Primer diodo electroluminiscente de GaN dopado con Mg emitiendo en la región del

violeta [Fuente: H. P. Maruska, D.A. Stevenson, J. I. Pankove, Appl. Phys. Lett. 22, (1973)]

El proyecto de Google y el IEEE, la “Cajita del cambio” así como nuestro propio proyecto están de alguna manera relacionados, puesto que se busca optimizar el rendimiento energético de los convertidores de DC a CA utilizando materiales semiconductores como el nitruro de galio (GaN) y el carburo de silicio (SiC), además de mejorar los diseños de nuevas topologías de dispositivos electrónicos. En sintonía con lo indicado, el proyecto UTN 1896 tiene como objetivo la investigación y desarrollo de dispositivos y técnicas de optimización de las topologías cuasiresonantes de alta eficiencia, sistema automático de corrección de factor de potencia y detección de estado de no carga para optimizar el consumo en modo inactivo, de forma tal que cumplan con los objetivos propuestos por las organizaciones de control de energía internacionales, y con nuestros propios objetivos al investigar sobre el tema.

Como último paso, se aspira a desarrollar un chip ASIC de bajo costo para la implementación de fuentes conmutadas de baja potencia con dichas prestaciones integradas. En esta última parte intervendrían los materiales semiconductores mencionados. Para abordar esta temática se trabaja en 3 frentes: dispositivos de corte en modo standby, nuevos diseños de fuentes conmutadas de elevado rendimiento y factor de potencia tendiente a 1; utilización de componentes electrónicos de última generación, destinados específicamente a disminuir consumos de energía y mejorar su eficiencia; diseño de un nuevo chip tendiente a integrar nuevas tecnologías en semiconductores sobre el ahorro de consumo

energético. Mediciones de consumo en modo inactivo y en modo activo

En relación con la existencia de algunas normas en modo activo sobre consumo de energía, en el caso de la industria electrónica vinculada a medidores electrónicos de energía eléctrica, donde hay normas como las de CENELEC, que exigen un consumo inferior a 2W en modo activo, aunque este tipo de medidores trabaja continuamente. Se podría inferir de manera análoga, que un cargador de batería debería tener el mínimo consumo en modo activo de manera de no incrementar el consumo de energía en este modo de funcionamiento, lo cual tiene que ver con el diseño de las fuentes conmutadas y con las tecnologías en componentes electrónicos utilizados. Como de ahorro de energía se trata, en modo standby debería tener consumo cero o asegurar un corte total, incluso hay en el mercado dispositivos electrónicos que aseguran esta prestación aunque de operación manual. La única manera de verificar la información sobre de corte total, es disponiendo de un instrumento que permita hacer las mediciones de energía en ambos modos de funcionamiento, con cambio de escala de manera automática. Esto es lo que hace precisamente el milivatímetro diseñado. En USA lo niveles de consumo en modo standby, modo apagado o en espera, están regulados entre 1 y 3W, dependiendo del tipo

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de equipo electrónico, en Europa está entre 1 y 4 W, de manera que la tendencia es a exigir menores consumos en este modo de operación de los equipos electrónicos e incluso en modo activo, como se pone de manifiesto en el primer párrafo de este título. La gama de equipos incluidos es amplia: TRC, LCD y Plasma en TV; horno de microondas; computadoras personales y consolas de juegos; pizarras, cañones de proyección y computadoras portátiles; cargadores de baterías en sus diferentes aplicaciones, etc. Es habitual que la unidad de medición utilizada en modo activo, dependiendo de los rangos de consumo y ámbitos de aplicación sean el W ( watt), el KW y el MW respectivamente o superior. En relación con estas unidades, el consumo standby es la cantidad de energía total entregada a un equipo en cierto período de tiempo en el que no está realizando su función principal, que para el caso simple de un cargador de baterías el modo activo consiste en reponer la carga de trabajo en dicho elemento, para lo cual se conecta el cargador al servicio eléctrico domiciliario. Uno de los problemas importantes que surgió en la investigación, es que no se disponía de un instrumento de medición para medir bajos consumos en modo standby con la suficiente resolución y alcance de acuerdo a las magnitudes a medir en este modo, mili vatios (mW) y al mismo tiempo estar en condiciones de medir consumos en modo activo, vatios (W). Con este instrumento se determinaría con precisión el consumo en ambos modos de actuación. Para ello ha sido necesario diseñar un milivatímetro con el alcance y precisión suficiente para funcionar y medir según los dos modos de trabajo en dos rangos, mediciones de bajo consumo en modo standby y de alto consumo en modo activo. Incluso, este instrumento es fundamental para saber no solo las magnitudes reales relacionadas con ambos modos de funcionamiento sino el instante del cruce o límite entre los dos modos de operación,

equivalente a una batería cargada o descargada, o con poca carga. En consecuencia, y ante la imposibilidad de importar un instrumento de estas características a costos razonables, se hace conveniente el desarrollo de un milivatímetro de diseño propio que asegure la medición de consumo en ambos modos de operación, y el rango necesario para medir consumos elevados y consumos pequeños con detección e indicación automática de ambos modos de operación. Una vez terminado el proyecto el milivatímetro quedará disponible para otros proyectos y para práctica en laboratorio de los estudiantes de la carrera. Milivatímetro FRT-VAT32

El diseño del milivatímetro, identificado como FRT-VAT32, consiste en el desarrollo de un vatímetro de elevada precisión para ser utilizado en la red eléctrica de baja tensión en cualquiera de los dos modos de operación, standby y activo o plena carga. Ediseño de la etapa de medición está basado en un circuito integrado específico, el CS5490 de Cirrus. Este es un circuito integrado CMOS de medición de potencia que utiliza dos conversores analógico a digital ∆∑ de 24 bits para medir la tensión de la línea de energía eléctrica y la corriente. Mide tensión y corriente eficaz además de tensión y corriente de pico, calculando la potencia activa, reactiva y aparente. Incorpora además las funciones de conversión de energía a frecuencia, caída de tensión y corriente, detección de sobrecorriente, cruce por cero y medición de la frecuencia de la línea. Tiene un tercer convertidor analógico a digital independiente para el muestreo de un sensor de temperatura integrado permitiendo realizar la compensación de lectura por temperatura en forma automática. Ha sido optimizado para conectarle diferentes sensores de corriente tales como transformadores, resistencias shunt, o bobinas Rogowski, y para divisores o transformadores de tensión resistivo para la medición de tensión.

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La Figura 3, muestra el diagrama en bloques del CS5490, la entrada al sistema consiste en señal de corriente y una de tensión que son procesadas por Canales independientes. Los canales de corriente y tensión tienen entradas diferenciales. Ambos canales de entrada usan un convertidor analógico a digital,CAD, ∆∑ de cuarto orden. Las muestras son convertidas a una frecuencia dada por la señal de reloj, MCLK/8. Este muestreo de alta frecuencia proporciona un amplio rango dinámico de 4000 a 1, tomando como referencia un valor mínimo de corriente o de voltaje, con una precisión del 0,1% en la medición de potencia además de simplificar el diseño del filtro anti aliasing. Los datos de salida del convertidor de 24 bits son procesados por un filtro pasa bajos digital de tercer orden. Las salidas de estos filtros son enviadas a los filtros digitales IIR. Filtros IIR Los filtros IIR se utilizan para compensar el efecto de roll-off, caída progresiva, en la amplitud de la señal producido por los filtros pasa bajos. La curva de corrección del filtro aplana la respuesta en magnitud de cada uno de los canales mas allá de la frecuencia de Nyquist, permitiendo así una precisa medición de las señales hasta 2 kHz (hasta la 40 armonica). Compensación de Fase La compensación de fase cambia la fase de la tensión de entrada con respecto a la

corriente mediante la adición de un retraso en la aproximación de los filtros. El valor del desplazamiento de fase está determinado por los registros internos del CI. El rango del retardo es de ± 500us, con un desplazamiento de fase de ± 8.99 ° a 50 Hz y ± 10,79 ° a 60Hz. La resolución de la compensación es 0.008789 ° a 50Hz y 0.010547 ° a 60Hz. Ajuste de Offset y ganancia

Cualquier sistema de medición tiene inherentemente errores por las tolerancias de los componentes, ganancia y los errores de offset, que pueden ser eliminados mediante la configuración de registros internos. Cada canal de medición tiene su propio conjunto de registros de ajuste de ganancia y offset que son establecidos en la configuración del instrumento. Filtros pasa alto

El funcionamiento de los filtros paso alto es opcional (HPF en la Figura 3) permitiendo eliminar cualquier Componente de continua de la señal seleccionada. Cada cálculo de potencia toma un valor de corriente y tensión de cada uno de los canales Cálculos de valores rms Todos los valores RMS calculados de la potencia son realizados a una baja velocidad haciendo un promedio de las n muestras tomadas sin retardo este integrado provee dos modos de promedio para los valores rms fijo y sincronizado con la línea. Por defecto, el CI utiliza el modo fijo.

Figura 3: Diagrama en bloques del circuito interno de medición

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Modo Fijo En este modo se toma un numero N de muestra fijas que se configuran en el CI no pudiendo tomarse menos de 100 muestra por ciclo. Por defecto, el valor es 4000. Con una frecuencia de reloj de MCLK = 4.096 MHz, el período promedio está fijado en N / 4,000 = 1 segundo, independientemente de la frecuencia de línea. Sincronizado con la línea Cuando se opera en este modo se mide la frecuencia de la línea, para ello el integrado determina el número cruces por cero que se producen en el canal de tensión ajustándose automáticamente N de tal manera que el periodo considerado sea igual a la cantidad de medios ciclos de la línea. El valor de N se puede ajustar automáticamente de acuerdo a la frecuencia de la línea minimizando los efectos de la ondulación y maximizando la resolución.

Como unidad de control se utiliza un microcontrolador STM32 de 32 bits, con un núcleo ARM III. El equipo dispone de dos conectores uno para la entrada de la línea de energía eléctrica y otro para el dispositivo bajo prueba. Lo que permite la realización de los ensayos de forma sencilla y segura. Las lecturas de las mediciones del equipo son realizadas mediante una PC, que tiene instalado un software con interfaz grafica encargado de relevar y guardar las mismas. El equipo realiza mediciones en modo activo y en modo inactivo, con las características técnicas que se indican en los cuadros siguientes.

Tabla 1: Características Técnicas del Milivatimetro en modo activo

Medición Rango Resolución Exactitud

Mínimo Máximo

Tensión Alterna 90 V 260 V 0,1%

Corriente Alterna 20 mA 10 A 1 µA 0,1%

Potencia Activa 4,4 W 2200 W 0,22 mW 0,1 %

Potencia Reactiva 4,4 VAr 2200

VAr

0,22 mVAr 0,1 %

Potencia Aparente 4,4 VA 2200 VA 0,22 mVA 0,1 %

Frecuencia de Línea 1 Hz 100 Hz 1 Hz 0,1%

Temperatura -10°C 40°C 1°C 1 %

Tabla 2: Características Técnicas del Milivatimetro en modo Inactivo

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Medición Rango Resolución Exactitud

Mínimo Máximo

Tensión Alterna 90 V 260 V 0,1%

Corriente Alterna 1 µA 150 mA 0,01µA 0,5 %

Potencia Activa 0,22

mW

33 W 2,2 µW 0,5 %

Potencia Reactiva 0,22

VAr

33 VAr 2,2 µVAr 0,5 %

Potencia Aparente 0,22 VA 33 VA 2,2 µVA 0,5 %

Frecuencia de Línea -10°C 40°C 1°C 1 %

Temperatura 1 Hz 100 Hz 1 Hz 0,1%

Diagrama en bloques del milivatímetro

Figura 4: Diagrama en bloque del milivatímetro FRT-VAT32

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Como se observa en la Figura 4, el diagrama en bloques el FRT-VAT32 está compuesto fundamentalmente por un circuito de medición y un circuito de control eléctricamente aislados entre sí. Este equipo ha sido diseñado para obtener el máximo rendimiento del integrado de medición de potencia y energía CS5490. La etapa de medición incluye una compacta fuente de alimentación conmutada. La cual usa una topología del tipo buck no aislada. Toda la etapa de medición se integra en una única plaqueta que permite un manejo simple por cualquier dispositivo de control. En este caso la etapa de control se ha implementado con un microcontrolador ARM III de la familia STM32. El software que presenta la interfaz de usuario (GUI) para realizar las mediciones de potencia y de calibración, está escrito en .NET 2012 utilizando como lenguaje el C#, lo cual permite dar al usuario todas las

configuraciones necesarias. Por otro lado permite obtener de forma simple los datos de tensión de la línea en el tiempo, corriente de carga, potencia activa, reactiva, aparente, factor de potencia y temperatura. Este software proporciona acceso y control de la totalidad de los registros de calibración y configuración sin tener que aprender comandos especializados.

Circuito de medición

Para la medición de potencia, es esencial muestrear la tensión y la corriente que fluye a la carga en intervalos de tiempo exactos y simultáneamente. Estas mediciones se deben realizar con la mejor precisión posible. Para ello se ha utilizado un circuito integrado de medición específico el CS5490 cuyo esquema se ve a continuación:

Sensor de voltaje Es esencial el medir la tensión correctamente para obtener una medición de potencia precisa. El medidor está diseñado para una tensión nominal de Vn = 230 V. Debiendo mantener una medición correcta en el intervalo de 80% Vn a 110% Vn, el circuito de medición de tensión debe entonces estar diseñado para medir una sobretensión del 10%. Tenemos entonces que:

Vn = 230V

Para una sobretensión del 10% se tiene

Vmax=1,10xVn=1,10x220VRMS= 253VRMS

La tensión de la línea de energía eléctrica es atenuada mediante un divisor de tensión compuesto por cinco resistencias

Figura 5: Esquema interno del CS5490

milivatímetro

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antes de llegar a la entrada de tensión del integrado de medición. La Figura 6)

siguiente muestra el esquema eléctrico del divisor de tensión.

La tensión de salida del divisor está

determinada por la tensión máxima de

entrada del circuito de medición que es

VIN= ± 250mVP

por lo que

250mVP

VIN = = 176 mVRMS

√ 2

Donde en función de la hoja de datos se

establece el valor de

R2 = 1KΩ

Siendo entonces

R2

VOUT = VIN x < 176mVRMS

R1 + R2

Para la línea de energía eléctrica tenemos

VIN = 260VRMS

despejando R2, obtenemos

VIN 253VRMS R1=R2 x - 1 = 1000Ωx -1 ≈ 1,44MΩ VOUT 176mVRMS

Tomando como margen de seguridad un 15 % y teniendo en cuenta los valores comerciales disponibles para las resistencias se elige una configuración de cuatro resistencias en serie de 422kΩ para la implementación de R1. Es importante tener en cuenta que la resistencia donde se realiza la medición R2

tiene que estar al mismo potencial que el sensor de corriente y la fuente buck.

Sensor de corriente Los sensores de corriente del equipo miden la corriente que fluye hacia la carga utilizando una resistencia shunt. La resistencia shunt es utilizada con la ventaja de que no se necesita aislamiento galvánico. La única restricción es la máxima potencia permitida de pérdida en el elemento de detección. El equipo dispone de dos sensores de corriente con los siguientes rangos de medición. El circuito selector de escalas se muestra a continuación en la Figura 7:

Figura 6: Esquema eléctrico de la red de entrada de voltaje

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En este el transistor TR1 dispara un optotriac que a su vez dispara un triac que pone en paralelo la resistencia RSH1 con RSH2 permitiendo el manejo de la escala más alta. En el caso de que no se dispare el transistor toda la corriente circulara solamente por RSH2 con lo que se obtendrá una mayor precisión. Sin embargo en este caso la corriente máxima que puede circular es mucho menor. Escala de corriente alta en modo activo

Esta escala es para la medición de cargas activas que consumen corrientes en el orden de los mA a los Amper. Ha sido implementada para la medición de equipos en funcionamiento normal, se le ha asignado el canal de corriente I. Definimos para esta escala una corriente mínima de :

Imin = 25 mA

La corriente máxima está dada por :

Imax = 10A

Cuando se utiliza una resistencia shunt la caída de tensión en la misma está determinada por la ley de Ohm

V = I X R Debe tenerse en cuenta que para que no se produzca una disipación de potencia elevada

en la resistencia esta debe tener el valor más bajo posible. Para el sensor de corriente I, la corriente máxima está dada por Imax = 10A donde

VOUT = IShunt x RShunt

Como la tensión de entrada máxima del canal de corriente está dada por 176 mVRMS

despejando la ecuación anterior obtenemos: VOUT 176 mVRMS

RShunt = = ≈ 18 mΩ IShunt 10 A

Tomando un margen de seguridad del 15%

para la medición de corriente se tiene

RShunt = 0,85 x 18 mΩ ≈ 15 mΩ

Se elige para su implementación una

resistencia 17FPR015E de 15 mΩ con una

potencia de disipación de 7W, como la

potencia máxima disipada en la resistencia

esta dada por

Pmax = RShunt x I2max

Pmax = 15mΩ x (10)2 = 15 mΩ x 100 = 1,5W

Figura 7: Esquema eléctrico del selector de escala

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Teniendo la resistencia un amplio rango de

seguridad para su funcionamiento, la corriente de arranque del medidor para este rango está

dada por el valor mínimo de tensión que puede medir el canal de corriente 176 mVRMS 176 mVRMS

Vmin = = = 0,01μV 224

16777216

Por lo que la corriente de arranque será

Vmin 0,01μV

IST = = = 0,6 μA RShunt 15mΩ

Escala de corriente baja en modo inactivo Esta escala es para la medición de cargas en estado de stand by que consumen corrientes en el orden de los μA a los mA. Ha sido implementada para la medición de equipos en modo de bajo consumo, se le ha asignado el canal de corriente II. Esta escala tiene un rango dinámico mucho mayor que la anterior razón por la cual definimos directamente la corriente mínima como

Imin = 1 μA

Y la corriente máxima como

Imax = 150 mA

Para el sensor de corriente II, la corriente

máxima está dada por Imax = 150 mA donde

VOUT= IShunt x RShunt

Como la tensión de entrada máxima del canal de corriente está dada por 176 mVRMS

despejando la ecuación anterior obtenemos:

VOUT 176mVRMS

RShunt = = ≈ 1,17Ω IShunt 150mA Tomando un margen de seguridad del 15%

para la medición de corriente se tiene

RShunt = 0,85 x 1,17 Ω ≈ 1 Ω

Se elige para su implementación una resistencia SR10-1.00-1%, de 1Ω con una potencia de disipación de 1W. Como la potencia máxima disipada en la resistencia esta dada por

Pmax = RShunt x I2max

Pmax= 1Ω x (0,15)2 = 1Ω x 0,0225 = 22,5mW

Por lo que la potencia tiene un margen de seguridad aceptable, El valor mínimo de tensión que puede medir cada canal de corriente esta dado por 176 mVRMS 176 mVRMS

Vmin = = = 0,01μV

224

16777216 La corriente de arranque está dada por

Vmin 0,01 μV IST = = =0,01 μA RShunt 1Ω

Optoacoplamiento

El optoacoplador se encarga del enlace del

circuito de medición y el de control. Dado

que, el circuito de medición no está aislado

eléctricamente de la red de energía eléctrica

este modulo aísla al circuito de control y a la

PC para evitar descargar eléctricas. Tal como

se muestra en el esquema siguiente, de la

Figura 8.

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Fuente de alimentación conmutada Buck no aislada Este equipo tiene dos fuentes de alimentación aisladas entre si, una de 3.3V proporcionada por la placa de control y aislada de la red eléctrica. La otra es una fuente de 3.3V no aislada dada por la fuente de la placa de medición del milivatimetro.

El circuito de la fuente de alimentación se muestra a continuación, en la Figura 9. Este circuito corresponde a una topología donde la tensión de entrada es dividida y rectificada a un valor alto para luego ser convertida mediante una topología buck a los 3.3V necesarios para el funcionamiento del medidor.

La fuente de alimentación del equipo es derivada de la línea de alimentación.

Figura 8: Esquema eléctrico de optoacoplamiento

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Conclusiones

Con el milivatímetro desarrollado se dispondrá de un instrumento de medición de precisión en dos rangos de actuación, alto y bajo, lo cual permitirá analizar el comportamiento real de dispositivos electrónicos en modo activo y en modo standby, midiendo variables físicas como corriente, voltaje, potencia y energía, así como

Factor de potencia con la precisión adecuada a los rangos de trabajo de ambos modos de operación. Indicando en forma automática el cruce de ambos modos de operación en forma automática, registrando la totalidad de eventos en una tarjeta de memoria.

Referencias

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Nokia E71x User Guide. Año 2008

Eco-labelling Applications in the Textile & Apparel Sector in Turkey. Año 2007. 61_06_14.pdf

Global Implications of Standby Power Use. Año 2010. 46019.pdf

Standby Power Use: How Big Is the Problem?

What Policies and Technical Solutions Can Address It?. Año 022ACEEE02_paper569_official.pdf

Aparatos Electrónicos. Consumo de energía “Standby”. INTI - Electrónica e

Informática. Año 2008. EyIConsumoStandbyv1.pdf

Eco-Labels and International Trade in Textiles. Año 2000. wp990221.pdf

Figura 9: Esquema eléctrico de fuente de alimentación buck no aislada