DISEÑO Y SIMULACIÓN DEL CONTROL SENSORLESS DE … · velocidad de motores, fuentes Ininterrumpibles de ... PWM, control de un ciclo one cycle control, control por histéresis convencional,

DISEÑO Y SIMULACIÓN DEL CONTROL

SENSORLESS DE UN RECTIFICADOR PWM

CON SALIDA DUAL

Alberto Soto Lock

DISEÑO Y SIMULACIÓN

DEL CONTROL SENSORLESS

DE UN RECTIFICADOR PWM

CON SALIDA DUAL

Primera edición digital

Julio, 2011

Lima - Perú

© Alberto Soto Lock

PROYECTO LIBRO DIGITAL

PLD 0132

Editor: Víctor López Guzmán

http://www.guzlop-editoras.com/[email protected] [email protected] facebook.com/guzlop twitter.com/guzlopster428 4071 - 999 921 348Lima - Perú

PROYECTO LIBRO DIGITAL (PLD)

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Entre las ventajas del libro digital se tienen:• su accesibilidad (se puede leer en cualquier parte que tenga electricidad),• su difusión globalizada (mediante internet nos da una gran independencia geográfica),• su incorporación a la carrera tecnológica y la posibilidad de disminuir la brecha digital (inseparable de la competición por la influencia cultural),• su aprovechamiento a los cambios de hábitos de los estudiantes asociados al internet y a las redes sociales (siendo la oportunidad de difundir, de una forma diferente, el conocimiento),• su realización permitirá disminuir o anular la percepción de nuestras élites políticas frente a la supuesta incompetencia de nuestras profesoras y profesores de producir libros, ponencias y trabajos de investiga-ción de alta calidad en los contenidos, y, que su existencia no está circunscrita solo a las letras.

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de investigación de las alumnas y alumnos tomando como base el libro digital y las direcciones electró-nicas recomendadas.• Que este proyecto ayude a las universidades nacionales en las acreditaciones internacionales y mejorar la sustentación de sus presupuestos anuales en el Congreso.

En el aspecto legal:• Las autoras o autores ceden sus derechos para esta edición digital, sin perder su autoría, permitiendo que su obra sea puesta en internet como descarga gratuita.• Las autoras o autores pueden hacer nuevas ediciones basadas o no en esta versión digital.

Lima - Perú, enero del 2011

“El conocimiento es útil solo si se difunde y aplica” Víctor López Guzmán Editor

Memorias - XVII CONIMERA

75

I. INTRODUCCION Los Conversores AC/DC/AC son parte de muchos equipos modernos hoy en día, p,ej, variadores de velocidad de motores, fuentes Ininterrumpibles de potencia UPSs, Generadores de tensión basados en energías renovables y no renovables, (eólica, minicentrales hidroeléctricas, gas natural). Estos equipos que utilizan Conversores DC/AC o Inversores, precisan de tensión DC estable para asegurar la alimentación de la carga. Infelizmente el puente de diodos convencional con condensador, ocasiona varios problemas: genera armónicos de corriente en la entrada y posee factor de potencia bajo, con lo que aumenta la proliferación de armónicos y no permite extraer toda la potencia disponible de la fuente AC. Con el desarrollo de los Rectificadores PWM, estos problemas son resueltos: el Rectificador PWM crea una referencia de corriente que depende de la tensión AC de entrada y de la tensión DC del condensador, con lo que la corriente de entrada entra en fase con la tensión, se eliminan los armónicos de corriente y se carga el condensador. Otra preocupación son las pérdidas de potencia como consecuencia del uso del puente convencional de 6 IGBTs. Debido a esto se propone el Rectificador Vienna, en el año 1996[1,2], que utiliza un puente de solo tres IGBTs y algunos diodos. Los sistemas de control propuestos para este rectificador, han sido varios p.ej: PWM, control de un ciclo one cycle control, control por histéresis convencional, [1-10], en cuanto que los primeros producen cierta lentitud en el sistema, pues están basados en el control del valor medio de la corriente, el ultimo provoca sobrepicos debido a su gran ancho de banda, a pesar de que su respuesta en el tiempo es casi instantánea. El control de corriente por histéresis de frecuencia fija, presenta una alternativa de solución al problema, pues limita el gran ancho de banda de control por histéresis a un determinado valor programable; a pesar de que fue desarrollado para Inversores para control de Motores de Inducción[11,12,17], con la intención de disminuir la interferencia entre las fases. En cuanto que los primeros trabajos desarrollados para este método usaban PLL[11-14], en [15] se propone un control por histéresis adaptativo de corriente, dependiente de los parámetros del motor, en cuanto que en [17], se propone un control de corriente por histéresis independiente de los parámetros de la carga. Las aplicaciones del método no han sido solo dirivers de motor, en [14] se aplica a Filtros Activos de Potencia, en [16] a un PFC monofásico, y en [18] a un inversor monofásico de tres niveles. Pero hasta ahora, este método nunca fue aplicado al rectificador Vienna[11-18]. En el desarrollo de la teoría de la potencia reactiva instantánea, a pesar que fue propuesta inicialmente en 1984[31], no fue completamente desarrollada hasta 1998[32]. En este mismo año, se propone el Control Directo de Potencia DPC para el Conversor AC/DC[28], utilizando tablas para los estados de conmutación, así como un estimador del voltaje de la red y lazos de control de potencia activa e reactiva instantáneas para sincronización con la red. Posteriormente(2001), se propone el Control Directo de potencia con flujo Virtual VF-DPC[23-26], usando el flujo de la inductancia de

entrada, semejante a un Motor AC, para estimar el voltaje de la red, de este modo se elimina la tabla de conmutación. Estas técnicas siempre han usado la topología del puente convencional de 3 piernas e 6 IGBTs[20-28]. El presente trabajo presenta el control de corriente por histéresis de frecuencia fija, sin sensor de tensión de entrada, aplicado al rectificador Vienna. El DC link de este Rectificador está compuesto por dos condensadores en serie, por lo que puede alimentar de tensión DC (dual) positiva y negativa simultáneamente. La referencia interna de tensión es realizada con un PLL trifásico. Para sincronizar el PLL con la red, se estima la tensión de entrada por medio del control de la potencia activa y reactiva instantáneas. Por otra parte, en el desarrollo del Conversor AC/DC a 4 hilos, para carga desbalanceada, se ha propuesto la topología convencional del puente clásico de 6 IGBTs con punto medio de los dos condensadores del DC link para el cuarto hilo, en serie con una inductancia para proteger del desbalance de la carga[33,34], ver Fig.1.a, con esto se obtiene tres Conversores de medio puente independientes. Así mismo se ha propuesto el puente de 4 piernas y 8 IGBTs con punto medio de dos IGBTS en serie para el cuarto hilo, conjuntamente con la inductancia, esto posee mas estados a disposición y una mayor flexibilidad para el controle de corriente[35], ver Fig.1.b. Como el Rectificador PWM propuesto, entrega tensión DC dual, es ideal para trabajar tanto con el Conversor DC/AC de la Fig.1.a. como el de la Fig.1.b. De esta manera, podrá controlar las tensiones de los condensadores C1 y C2, en un caso, así como la tensión en el condensador C en el otro. A continuación se muestra la propuesta para el control del rectificador Vienna. II. DESCRIPCION DEL SISTEMA El diagrama de bloques del sistema propuesto es mostrado en la Fig.2: Consiste del control de corriente por histéresis de frecuencia fija, un PLL trifásico, y un estimador de voltaje. Para el control de corriente por histéresis de frecuencia fija se van a considerar dos casos: con el neutro de la red conectado al punto medio de los condensadores del DC link y con el neutro de la red aislado de este. Este control de histéresis posee una referencia de tensión dada por el VCO del PLL trifásico, permitiendo que en el arranque el rectificador pueda funcionar sin estar sincronizado con la red AC. Otra característica importante del control de este Rectificador es que si bien se sincroniza con la red, no necesita sensar esta, si no que estima el valor. Para estimar el voltaje de red, el control suma la tensión de la bobina de entrada a la tensión del rectificador(que también es estimado), obteniéndose un voltaje instantáneo de la red que depende del estado de los interruptores. Para sincronizarse con el voltaje de la red, se utilizan los valores de las potencias activa y reactiva instantáneas p y q, que van a entrar en un lazo de control donde las referencias de estas son: la suma de la potencia activa en los condensadores para la referencia de p y cero para la referencia de q, con lo que se asegura que la tensión de red y la corriente de entrada estén en fase.

Diseño y simulación del control sensorless de un rectificadorPWM con salida dual

Ing. Alberto Soto LockUniversidad Nacional de Ingeniería

Instituto de Investigación - Facultad de Ingeniería Eléctrica y Electrónica

Colegio de Ingenieros del Perú - CDL - Capítulo de Ingeniería Mecánica y Mecánica Eléctrica

76

Fig.1. Carga para el Rectificador Vienna (a) Inversor de 3 piernas a 4 hilos (b) Inversor de 4 piernas a 4 hilos

Con la salida de los controladores de p y q, y la

corriente de entrada en la inductancia en se

calcula la tensión de entrada en V esta en fase

con Va), que va a servir de referencia al PLL. El PLL consiste de dos detectores de fase: un analógico y otro digital y un oscilador controlado por voltaje trifásico

VCO 3 El VCO 3 consiste de la entrada de

frecuencia, un generador de voltaje bifásico y un bloque de transformación de bifásico a trifásico. Este PLL no es difícil de implementar en DSP pues para el VCO existen funciones convencionales para el seno y el coseno de cualquier ángulo. Para controlar la tensión de los condensadores del DC link, se utiliza un controlador PI para el voltaje de cada condensador, donde el voltaje de cada uno de ellos sirve como perturbación en el lazo de control del otro[1,2]. III. DESCRIPCION DEL CONTROL DE CORRIENTE Se analiza los casos con/sin conexión del punto medio de los condensadores al neutro de la red AC, semejante al caso del Inversor[17]. III.A. Punto medio de los Condensadores unido al neutro de la red AC De la Fig.3.(a):

dt

diLriVe a

aama −−= (1)

Si existe la referencia ia*, entonces existirá una referencia ea* de modo que:

dt

diLriVe a

aama

*** −−= (2)

(1)– (2):

dt

dLree a

aaa

εε −−=−* (3)

aaa ii −= *ε (4)

Despreciando (r<<ωL) r ≈0

tL

dt

dLee aa

aa ∆∆

−=−=−εε* (5)

Para hallar TS se aplica (5) en la Fig.3.(a) y

considerando (3) (ver Fig.4.):

[ ][ ]

[ ][ ] 111

1* 0

0

)0()(0

t

LH

t

HL

t

tLe BBaa

a =−

−=−−

−=−εε (6)

[ ][ ] )2/(

)()(

11

1

1

*

S

B

S

aSa

CaTt

LH

tT

tTLUe

−=

−−

−=−εε (7)

De (6) y (7):

)1(

2

1

*

*

C

a

a

BS

U

ee

LHT

−=

(8)

Considerando (5):

dt

dLee a

aa

ε−=* (8.a)

Substittuyendo en (8):

)1)((

2

1C

aa

aa

BS

U

dt

dLe

dt

dLe

LHT ε

ε −−−

= (8.b)

Por lo tanto, para mantener fS=1/TS constante, HB debe

variar de acuerdo a:

)/1( 1

**

CaamBB UeeHH −= (9)

HBm es la amplitud de la Banda de histéresis.

III.B. Punto medio de los Condensadores aislado del neutro de la red AC Considerando el neutro aislado:

aa

aam edt

diLriVV ++=+ 0

(10)

V0 es el voltaje de neutro de la red AC respecto al punto medio de los condensadores en la Fig.2.

[ ]cmbmam VVVV ++=3

10

(10.a)

De (10) y (2):

)( *

0 aaaa eer

dt

dLV −++=− εε

(11)

Si el error de corriente a se puede dividir en dos

partes:

aaa γξε += (12)

aξ : error no interactuante

aγ : error interactuante


77

Fig.2. Diagrama de bloques del sistema propuesto.

Reemplazando (12) en (11):

)( *

0 aaaaaa eerr

dt

dL

dt

dLV −++++=− γξγξ

(13)

Despreciando nuevamente r≈0, e identificando γa:

dt

dLee a

aa

ξ−=− )( *

(14.a)

dt

dLV aγ

−=0 (14.b)

[ ] 03

1)()()(

3

1V

sLsVsVsV

sLcmbmama −=++−=γ (14.c)

Substittuyendo (12) en (8.a):

dt

dL

dt

dLee aa

aa

ξγ−−=* (15)

Como (8.a) solo considera el error no interactuante:

0

**Ve

dt

dLe

dt

dLe a

aa

aa −=+=−

γξ (16)

Substituyendo (16) en (8.b):

−−−

=

1

0

*

0

* )(1)(

2

C

a

a

Ba

S

U

VeVe

LHT

(17)

−−−=1

0

*

0

* )(1)(

C

a

aBmBaU

VeVeHH (18)

La ecuación (17) da el período de conmutación, y para mantener fijo TS, HB debe variar de acuerdo a (18). Por otra parte:

rdaa PKVe *0

* =− (19)

K es una constante a determinar. Prda es la referencia de corriente por fase del sistema. El diagrama de

bloques para Prda se muestra en la Fig.5(a) y Fig.5(b),

mientras que en la Fig.6. se muestra el diagrama de

bloques del sistema controlador de corriente. Siendo que el error de corriente por fase esta dada por:

erra=1-HBa (20)

HBa es la amplitud de la banda de histéresis para la fase

a, dada por(18). Las funciones Al1,Al,2 Al3 son las salidas

de los controladores de tensión de los condensadores, de acuerdo a:

0,

0,

2

1

1 <>

=aa

aa

lVS

VSA 21.a)

0,

0,

2

1

2 <>

=ba

ba

lVS

VSA 21.b)

0,

0,

2

1

3 <>

=ca

ca

lVS

VSA (21.c)

Donde Sa1, Sa2 son las salidas de los controladores PI

para los Voltajes en los Condensadores UC1 y UC2

respectivamente, según se muestra en la Fig.5 (b). Nótese que las ecuaciones (17) y (18) son validas para

Va>0. Cuando Va es negativo se debe utilizar UC1 en vez

de UC2. Si las funciones Bl1, Bl2, Bl3 están dadas por:

0,

0,

2

1

1 <>

=aC

aC

lVU

VUB (22.a)

0,

0,

2

1

2 <>

=bC

bC

lVU

VUB (22.b)

0,

0,

2

1

3 <>

=cC

cC

lVU

VUB (22.c)

Luego, el ancho de Banda de Histéresis por fase está dado por:

−−−=1

0

*

0

* )(1)(

l

aaBmBa

B

VeVeHH (23.a)

−−−=2

0

*

0

* )(1)(

l

aaBmBb

B

VeVeHH (23.b)

−−−=

3

0

*

0

* )(1)(

l

a

aBmBcB

VeVeHH (23.c)


78

Fig.3. (a) Circuito equivalente para Vam>0 (b) Circuito equivalente para Vam<0

Fig.4. Diagrama de tiempos para Vam>0

IV. DESCRIPCION DEL PLL TRIFÁSICO El PLL trifásico consiste de dos detectores de fase: uno analógico y otro digital. Ambos con la capacidad de detectar tanto fase en adelanto como en atraso, con sus respectivos filtros pasabajo FPB y un VCO trifásico. El

VCO trifásico, VCO 3 posee doble entrada, y su

frecuencia de entrada f0 (frb es la frecuencia base, 60Hz) es tal que:

bfrtvKtvKf ++= )(*)(* 22110 (24)

IV.A. Descripción del VCO trifásico VCO3 Debido a que se propone el control sin el auxilio del sensor de tensión de red, el sistema debe poseer una referencia interna trifásica, aun sin estar sincronizado con la red eléctrica. Esto permite la posterior estimación de la tensión de entrada. La referencia consiste en un Oscilador controlado por voltaje trifásico VCO 3 , con rampa de salida y sus correspondientes voltajes bifásicas y un bloque transformador al sistema trifásico, tal como se muestra en la Fig.8.

IV.B. Descripción del Detector de Fase analógico Como se pretende obtener un detector de fase que a través de un multiplicador detecte tanto fase en adelanto

como en atraso, se utiliza la tensión V para la sincronización con la entrada, basado en la siguiente relación:

[ ]φφωωφω SintSintCostSin ++=+ ).2(2

1).().(

(25) Luego, si se consigue filtrar la componente alterna en el multiplicador, la componente restante, que depende del seno del ángulo de desfasaje, detectara la fase tanto en adelanto como en atraso. IV.C. Descripción del Detector de Fase digital A pesar de que existen diferentes configuraciones de detectores de fase de tres estados[29,20], se esta escogiendo la presente configuración por motivos de simplicidad. Esta configuración está basada en la generación de una ventana de tiempo dada por un monoestable a fin de establecer la entrada que está en adelanto. De acuerdo a esto, la salida puede ser positiva ó negativa(cero se está en fase), según se muestra en la Fig.9. V. DESCRIPCION DEL ESTIMADOR DE VOLTAJE Se puede expresar la tensión de entrada por fase, como la suma de la tensión en el rectificador mas la caída de tensión en la inductancia, de acuerdo con el diagrama mostrado en la Fig.10.[25] Como la corriente de entrada es controlada directamente, la tensión de la inductancia es fácil de calcular. El voltaje de la red para la fase a, se puede expresar como(ver Fig.2.):

Fig.5. Diagrama de Bloques: a) Referencia Prda en el control de corriente de la fase a (b)Referencia Prda como salida del

multiplicador (c) Control del condensador UC1 (d)Control del condensador UC2


79

Fig.6. Diagrama de bloques del controlador de corriente por histéresis

Fig.7. Diagrama de bloques del PLL

dt

dILEV a

aa += (26)

Debido a que la corriente ya existe en la Inductancia, y al conformar inmediatamente la tensión Va que es usada como referencia, se utilizan los valores que esta misma ha producido. Con el ánimo de evitar oscilaciones en el sistema y sin perder generalidad, se desfasa el estimador en 180

0. Luego:

dt

dILEV a

aea −−= (27.a)

Fig.8. Diagrama de bloques del VCO 3

Del mismo modo:

dt

dILEV b

beb −−= (27.b)

dt

dILEV c

cec −−= (27.c)

Las tensiones Ea, Eb, Ec del puente de IGBTs pueden ser estimadas como:

ra CgE 11*= (28.a)

0,

0,

2

1

1 <>

=aC

aC

rIU

IUC (28.b)

rb CgE 22*= (28.c)

0,

0,

2

1

2 <>

=bC

bC

rIU

IUC (28.d)

rc CgE 33 *= (28.e)

0,

0,

2

1

3 <>

=aC

aC

rIU

IUC (28.f)

Transformando las ecuaciones (27) en :

[ ] +−−+−−=dt

dI

dt

dI

dt

dILEEEV cba

cba 23

23

1α

(29.a)

−−−−= )()(3

2

dt

dI

dt

dILEEV cb

cbβ (29.b)

Para evitar sobre impulsos debido a la derivada en las ecs.(29), se utiliza las corrientes de referencia Ir1, Ir2 y Ir3. Por otro lado, utilizando las fórmulas de potencia

activa y reactiva instantáneas en


80

Fig.9. Diagrama de bloques del Detector de fase digital propuesto

ββαα rrv IVIVp += (30.a)

αββα rrv IVIVq −= (30.b)

Se pueden controlar las potencias instantáneas pv y qv, [20,21,23-28] de modo que las salidas de los controladores pe y qe sean usadas para hallar las

referencias en Luego se tendrá la referencia

vr de: (Ir y Ir son las componentes de las

corrientes de referencia Ir1, Ir2 y Ir3)

2222

βα

β

βα

αα

rr

r

e

rr

rer

II

Iq

II

Ipv

++

+= (31.a)

2222

βα

α

βα

ββ

rr

re

rr

r

erII

Iq

II

Ipv

+−

+= (31.b)

Nótese que solo la ecuación (31.a) es usada como

referencia en el PLL (vr y V están en fase). En la

Fig.11. se muestra el diagrama de bloques del sistema propuesto. V.A. Descripción de los controladores de potencia instantánea Un modo de asegurar una buena respuesta dinámica del sistema propuesto, es usando controladores de potencia instantánea p y q. En los controladores usados, se ha considerado la referencia de la potencia activa como la suma de los productos de la tensión del condensador por la salida del respectivo control de tensión del condensador. Mientras que para la potencia reactiva, se ha considerado una referencia cero, con la intención de mantener el voltaje de la red en fase con la corriente de entrada.

2211 aCaCref SUSUp += (32.a)

0=refq (32.b)

De acuerdo a [26], existe acoplamiento entre los controladores de potencia pe y qe. Para poder compensar el efecto, primero se expresa el diagrama de fasores de la Fig.10. por medio de vectores espaciales en los ejes dq(ver Fig.12). En estos ejes se tiene que:

dqd

dmd ELIdt

dILrIV +−+= ω (33.a)

qd

q

qmq ELIdt

dILrIV +−+= ω (33.b)

En los ejes dq anteriormente definidos, las variables de

tensión y corriente se pueden ver como cantidades DC. En particular (U es la tensión de la red):

UVmq = (34.a)

0=mdV (34.b)

Además:

qUIp = (35.a)

dUIq = (35.b)

El diagrama de bloques obtenido con estas consideraciones, es mostrado en la Fig.13.a. Si simplemente, se reemplazan las ecuaciones (34) en (33), se tiene el diagrama de bloques de la Fig.13.b que no depende de los ejes dq. En realidad, el sistema propuesto considera siempre la corriente de entrada en fase con una referencia de tensión trifásica dada por el PLL. Cuando esta referencia entra en fase con la tensión de red, estas estarán en fase. Inicialmente la referencia del PLL y la tensión de red pueden tener cualquier ángulo de desfasaje, por lo tanto la tensión de red y la corriente de entrada tienen el mismo ángulo. Esto ocasiona que la potencia activa instantánea sea positiva o negativa, de acuerdo al ángulo de desfasaje. Luego, se tiene que adaptar las constantes del controlador de potencia activa para que la tensión de la red y la corriente de entrada estén en fase. Como se puede deducir de [26] para las constantes de los controladores de p y q:

i

prT

Lk = (36.a)

i

iT

k1= (36.b)

VI. RESULTADOS DE SIMULACION Se utilizó el PSCAD.V.4. En la Fig.14. se muestra la corriente de entrada, la tensión respecto al punto medio de los condensadores y el ancho de banda de histéresis de la fase a respectivamente. En las figuras 15-22. se muestra las potencias activa, reactiva, salida de los controladores de las tensiones de los condensadores y otros, para ángulos de desfasaje entre la tensión de red y el voltaje de referencia del PLL de 0, 90, -90 y 180 grados sexagesimales


81

Fig.10. Estimador de Voltaje de red (a) Diagrama fasorial (b)Diagrama circuital

Fig.11. Diagrama de bloques del Sistema propuesto

respectivamente. Nótese que debido a que se estima la tensión de red desfasada en 180

0 (ver ecs (27)) la

potencia activa estimada, posee signo negativo. Más aun así, la tensión de red y la corriente de entrada están en fase. Para comparar con otros métodos de control, en las Figs. 19-20, se presentan resultados experimentales del One Cycle Control para el Vienna[8], mientras que en las Figs. 21-23, se muestran resultados de simulación del Rectificador PWM convencional, con el Controlador Directo de Potencia DPC. VI. CONCLUSIONES Se ha mostrado el Sistema de Control de corriente por histéresis de frecuencia fija, sin sensor de voltaje para el rectificador VIENNA. Este control consiste de un controlador de corriente, un PLL y un estimador de tensión. El control propuesto utiliza como referencia interna de tensión, el VCO de un PLL trifásico. Con la intención de estimar la tensión de red, se controlan las potencias activa y reactiva instantáneas p y q, mas debido a que la corriente de entrada esta siempre en fase con la referencia del PLL, se tienen que considerar los diferentes ángulos de defasaje entre la tensión da red y la referencia del PLL. El sistema de control propuesto para el Rectificador Vienna tiene las siguientes ventajas: - No utiliza Baterías - No utiliza transformador de entrada - No utiliza Sensores de Voltaje de red - El número de IGBTs es menor - El valor de los componentes pasivos es menor

- Las perdidas por conmutación y conducción son menores. VII. REFERENCIAS [1] Kolar, H. Ertl, and F. C. Zach, “Design and experimental investigation of a three phase high power density high efficiency unity power factor PWM (VIENNA) rectifier employing a novel integrated power semiconductor module,” in Proc. 11th IEEE APEC., San Jose, CA, Mar. 3–7, 1996, vol. 2, pp. 514–523. [2] J. W. Kolar, U. Drofenik, and F. C. Zach, “Current handling capability of the neutral point of a three-phase/switch/level boost type PWM (VIENNA) rectifier,” in Proc. 28

th IEEE Power Electronics Specialists Conf.,

Baveno, Italy, June 24–27, 1996, vol. II, pp. 1329–1336. [3] J W. Kolar, F C. Zach, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 44, N0. 4, August 1997 A Novel Three- Phase Utility Interface Minimizing Line Current Harmonics of High-Power Telecommunications 4] J W. Kolar, F C. Zach “A Novel Three- Phase Utility Interface Minimizing Line Current Harmonics of High-Power Telecommunications Rectifier Modules“. IEEE Trans On Indst Elect Vol. 44, N

O. 4, Aug 1997 [5] J

Miniböck and J W. Kolar.Novel Concept for Mains Voltage Proportional Input Current Shaping of a VIENNA Rectifier Eliminating Controller Multipliers. IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol. 52, NO. 1, February 2005. [6] K. Smedley and S. Cuk, “One-cycle control of switching converter,” in Proc. PESC’91 Conf., 1991.


82

Fig.12. Diagrama de bloques de los controladores de potencia instantánea (a)En dq (b)En

Fig.13. Vectores espaciales para el Estimador de voltaje: Vm tension de red, Im corriente en la Inductancia, E tension em el conversor.

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83

Fig.14. (a) (A) Corriente de entrada, fase a. (b) (V) Tensión de la fase a respecto al ponto médio de los condensadores (c) (V) Tensión estimada, fase a. (d) Ancho de banda de histeresis, fase a (e) (V, A) Tension de red y corriente de entrada de la fase a

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Fig.15. Desfasaje entre la tensión de red y la tensión del PLL de 00. Escala de tiempo:seg. Superior: Potencia activa: instantánea pv1, referencia pr, salida del controlador pe. 20: Potencia reactiva: instantánea qv1, salida del controlador qe. 30: (V) Salida de los controladores de tension: Condensador C1, Sa1, Condensador C2, Sa2. 40: (V) Tensiones: Red Vam , Salida del PLL Vacl, Entrada del PLL Ve2alf 50 :(V, A) Tensiones de referencia del PLL y corrientes de entrada. 60 Ancho de Banda de histeresis Hb. 70: (V) Tension em los condensadores. 80: (Sexasegimales) Angulo de referencia da red theta1 y

angulo de referencia del PLL. 90: (V, A) Tensión de red y corriente de entrada para la fase a. 100 : (V, A) Tensión de red y corriente de entrada, todas las fases. 110: (V) Tensión de fase a respecto al punto medio de los condensadores 120: (V) Tensión estimada de la fase a.


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Fig.16. Desfasaje entre la tensión de red y la tensión del PLL de 900. Escala de tiempo:seg. Superior: Potencia activa: instantánea pv1, referencia pr, salida del controlador pe. 20: Potencia reactiva: instantánea qv1, salida del controlador qe. 30: (V) Salida de los controladores de tension: Condensador C1, Sa1, Condensador C2, Sa2. 40: (V) Tensiones: Red Vam , Salida del PLL Vacl, Entrada del PLL Ve2alf 50 :(V, A) Tensiones de referencia del PLL y corrientes de entrada. 60 Ancho de Banda de histeresis Hb. 70: (V) Tension em los condensadores. 80: (Sexasegimales) Angulo de referencia da red theta1 y angulo de referencia del PLL. 90: (V, A) Tensión de red y corriente de entrada para la fase a. 100 : (V, A) Tensión de red y corriente de entrada, todas las fases. 110: (V) Tensión de fase a respecto al punto medio de los condensadores 120: (V) Tensión estimada de la fase a.


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Fig.17. Desfasaje entre la tensión de red y la tensión del PLL de -900. Escala de tiempo:seg. Superior: Potencia activa: instantánea pv1, referencia pr, salida del controlador pe. 20: Potencia reactiva: instantánea qv1, salida del controlador qe. 30: (V) Salida de los controladores de tension: Condensador C1, Sa1, Condensador C2, Sa2. 40: (V) Tensiones: Red Vam , Salida del PLL Vacl, Entrada del PLL Ve2alf 50 :(V, A) Tensiones de referencia del PLL y corrientes de entrada. 60 Ancho de Banda de histeresis Hb. 70: (V) Tension em los condensadores. 80: (Sexasegimales) Angulo de referencia da red theta1 y angulo de referencia del PLL. 90: (V, A) Tensión de red y corriente de entrada para la fase a. 100 : (V, A) Tensión de red y

corriente de entrada, todas las fases. 110: (V) Tensión de fase a respecto al punto medio de los condensadores 120: (V) Tensión estimada de la fase a.


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Fig.18. Desfasaje entre la tensión de red y la tensión del PLL de 1800. Escala de tiempo:seg. Superior: Potencia activa: instantánea pv1, referencia pr, salida del controlador pe. 20: Potencia reactiva: instantánea qv1, salida del controlador qe. 30: (V) Salida de los controladores de tension: Condensador C1, Sa1, Condensador C2, Sa2. 40: (V) Tensiones: Red Vam , Salida del PLL Vacl, Entrada del PLL Ve2alf 50 :(V, A) Tensiones de referencia del PLL y corrientes de entrada. 60 Ancho de Banda de histeresis Hb. 70: (V) Tension em los condensadores. 80: (Sexasegimales) Angulo de referencia da red theta1 y angulo de referencia del PLL. 90: (V, A) Tensión de red y corriente de entrada para la fase a. 100 : (V, A) Tensión de red y

corriente de entrada, todas las fases. 110: (V) Tensión de fase a respecto al punto medio de los condensadores 120: (V) Tensión estimada de la fase a.


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Fig. 19. Fuente:[8]. Corriente trifásica medida en la inductancia, usando One Cycle Control. Escala Vertical: 5 A/div. Escala Horizontal: 5 ms/div.

Fig. 20. Fuente:[8]. Resultados experimentales del método One Cycle Control. Curva Superior: Voltaje de la fase A, 50 V/div. Curva Inferior: Corriente de la fase A., 5 A/div. Escala Horizontal: 5 ms/div.

Fig.21. Topología del Rectificador PWM convencional con 6 IGBTs [26]

Fig.22. Fuente: [26]. Arranque del Rectificador PWM, mostrado en la Fig.21. usando el Control Directo de Torque DPC-SVM

Fig.23. Fuente: [26]. Resultados de simulación para voltaje de línea puramente senoidal. Desde arriba: Voltaje de línea, Corriente de línea, potencias activas y reactivas instantáneas, usando el Control Directo de Torque DPC-SVM

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