Electronica II

PROGRAMA ANALITICO DE ELECTRONICA II CAPITULO 1

1-1 Electrónica de potencia Introducción a la electrónica de potencia (Industrial). Historia breve. Esquema en bloques de un convertidor de energía. Tipos de conversión de energía eléctrica por medios electrónicos. Conversión de CA a CC no controlada. Conversión de CA a CC controlada. Conversión de CA a CA (controladores de voltaje). Conversión de CC a CC (pulsadores). Conversión de CC a CA (inversores). Interruptores estáticos. Dispositivos semiconductores de potencia. Diodos de potencia, Transistores de potencia. Tiristores de potencia. Características y especificaciones de los semiconductores de potencia. Características de los interruptores electrónicos de corriente reales. Tiempos de conmutación. Especificaciones de los interruptores semiconductores de potencia suministrada por los fabricantes. Características de conducción y control de los interruptores semiconductores. Pautas grales sobre el diseño de un equipo convertidor de energía eléctrica. Efectos periféricos de los convertidores de potencia eléctrica. Módulos de potencia. Módulos inteligentes. CAPITULO 2

2-1 Tipos de diodos- conexión Tipos de diodos de potencia. Caracteristica V-I. Polarización directa e inversa. Zona de ruptura. Caracteristica de recuperación inversa. Tiempo de recuperación directa. Efectos del tiempo de recuperación directa e inversa. Diodos estándar o de uso gral. Diodos de recuperación rápida. Diodos Schottky. Diodos de carburo de silicio (SiC). Otros tipos de diodos que se utilizaron como rectificadores de corriente. Especificaciones eléctricas y térmicas suministradas por los fabricantes. Conexión paralelo de diodos. Colocación de resistencias de equilibrio en serie. Apareamiento de las características directas. Equilibrio de corrientes con reactores inductivos. Conexión serie de diodos. Régimen estacionario. Régimen transitorio.

2-2 Circuitos rectificadores Parámetros de rendimiento de los circuitos rectificadores. Parámetros de rendimiento en la salida de los rectificadores. Tensión y corriente promedio. Tensión y corriente eficaz. Factores de forma. Factores que determinan el contenido de armónicos de ca en la tensión de salida. Factor de utilización. Eficiencia. Parámetros de rendimiento en la entrada de los rectificadores. Factor de desplazamiento. Factor armónico. Factor de potencia de entrada. Factor de cresta. Circuitos rectificadores. Rectificador monofàsico de media onda. Rectificador bifásico de media onda. Rectificador monofàsico de onda completa. Rectificador trifásico de media onda. Rectificador trifásico de onda completa. Rectificador exafásico de media onda. Rectificador trifásico en doble estrella media onda (con bobina de compensación). Rectificador trifásico de onda completa en estrella triangulo. Análisis de un rectificador monofàsico de media onda con carga resistiva. Análisis de un rectificador de media onda con carga RL Rectificador monofasica de media onda con carga resistiva y voltaje eléctrico. Análisis armónico de la tensión de salida para un rectificador monofasico de media onda. Rectificación monofasica de onda completa con carga resistiva. Análisis de un rectificador monofasico en puente con carga muy inductiva. Rectificador monofásico de onda completa con carga resistiva,

inductiva y tensión eléctrica. Conducción continua y discontinua. Rectificadores polifásicos. Análisis del rectificador trifásico de media onda. Análisis del rectificador exafásico de media onda. Análisis del rectificador trifásico de onda completa (en puente). Análisis del rectificador exafásico a doble estrella de media onda. Perdidas en los circuitos rectificadores. Perdidas en el cobre. Perdidas por caídas de tensión en los diodos. Perdidas por procesos de conmutación. CAPITULO 3

3-1 Tiristores Tiristores. Características de funcionamiento y construcción. Modelo del tiristor con dos transistores bipolares. Condiciones transitorias en el tiristor. Activación del tiristor. Acción térmica. Acción de la luz. Aumento de la tensión aplicada. Variación de la tensión aplicada (dv/dt). Por acción del transistor o corriente de compuerta. Caracteristica tensión-corriente del tiristor (SCR). Caracteristica V-I de compuerta del SCR. Características de activación y desactivación. Protección de la di/dt en los tiristores. Protección contra la dv/dt. Tipos de tiristores. Tiristores controlados por fase. Tiristores bidireccionales controlados por fase (BCT). Tiristores de conmutación rápida (SCR). Tiristores fotoactivados (LASCR). Tiristores de tríodo bidireccional (TRIAC). Tiristores de conducción en sentido inverso (RCT). Tiristores de apagado por compuerta (GTO).Tiristores controlados por FET (FET-CTH).Tiristores de apagado por MOS (MTO). Tirstores de apagado por emisor (ETO).Tiristores conmutados por compuerta integrada (IGCT). Tiristores controlados por MOS (MCT). Tirstores de inducción estática (SITH).

3-2 Circuitos de disparo tiristores Circuitos de disparo de tiristores para los rectificadores controlados. Esquema en bloques del circuito de disparo. Semiconductores especiales para generar pulsos de disparo. Transistores de disparo y tiristores de disparo. Transistor unijuntura (UJT). Oscilador de relajación con UJT. Sincronización de los osciladores de relajación. Control manual para un convertidor CA a CC (rectificador controlado). Control pedestal. Control pedestal y rampa exponencial. Control por pedestal y rampa cosenoidal. Control de un rectificador semicontrolado monofasico con SCR y UJT. Cálculos del circuito de disparo. Diseño practico de un circuito de disparo con UJT con control pedestal y rampa cosenoidal. Adecuación de los circuitos de disparo para un sistema de control realimentado. Transistor unijuntura programable (PUT). Generación de pulsos de disparo con DIAC. Aislamiento y amplificación de los circuitos de disparo de tiristores. Optoacopladores. Transformadores de pulso. Aislamiento y amplificación de pulsos de corriente. Generador de pulsos cortos con circuito diferenciador. Generación de pulsos largos. Generación de tren de pulsos. Generación de tren de pulsos con oscilador y compuerta AND. Protección en los circuitos de compuerta.

3-3 rectificadores controlados Características de los rectificadores controlados. Clasificación por métodos de control y por transferencia de energía. Rectificadores semicontrolados (1 cuadrante). Rectificadores controlados completos (2 cuadrantes). Rectificadores controlados duales (4 cuadrantes). Operación de un rectificador controlado de media onda con carga resistiva. Rectificador monofásico en puente semicontrolado (carga altamente inductiva). Análisis de un rectificador bifásico controlado de media onda. Convertidor monofásico en puente totalmente controlado con carga inductiva. Convertidor monofásico controlado de cuatro cuadrantes (convertidor dual). Convertidores

monofásicos en serie semicontrolado. Convertidor monofásico serie totalmente controlado. Convertidores trifásicos controlados. Convertidor trifásico controlado de media onda. Convertidor trifásico semicontrolado con diodo de marcha libre. Rectificador trifásico en puente controlado completo. Mejoras al factor de potencia de los rectificadores controlados. Control por ángulo de extinción. Control por ángulo simétrico. Método para obtener un ángulo simétrico de encendido y apagado. Control por modulación del ancho del pulso uniforme (PWM). Control PWM sinusoidal monofásica. Otros métodos.

3-4 Rectificadores controlados realimentados Rectificadores controlados realimentados. Diagrama en bloques clásico de un sistema de control realimentado. Circuito practico de un rectificador controlado con tiristores con control analógico. Análisis de un circuito practico comercial. Rectificadores controlados realimentados con control por microprocesador o microcontrolador. CAPITULO 4

4-1 Transistores de potencia para conmutación Introducción. Tipos de transistores de potencia. Transistores bipolares de juntura (BJT). Características en estado permanente. Calculo de las tensiones y corrientes en la configuración emisor común. Características de conmutación del transistor bipolar. Limites de conmutación. Pérdidas y disipación de potencia. Voltajes de ruptura. MOSFET de potencia. Características en estado permanente. Características de conmutación. Formas de ondas y tiempos de conmutación del MOSFET. El Transistor COOLMOS. Características constructivas y ventajas respecto a los MOSFET. El transistor SIT. Características constructivas y eléctricas. El transistor IGBT. Características constructivas y eléctricas. Conexión serie y paralelo de los transistores. Limitaciones por di/dt y por dv/dt.

4-2 Convertidores de CC a CC Introducción. Principio de operación de los convertidores CC A CC reductores de tensión. Operación a frecuencia constante. Operación a frecuencia variable. El convertidor CC a CC reductor con carga R, L y FEM. Principio del convertidor CC a CC elevador de tensión. Principio del convertidor de CC a CC inversor. Clasificación de los convertidores de CC a CC según transferencia de energía. Convertidor de 1º cuadrante. Convertidor de 2º cuadrante. Convertidor de 1º y 2º cuadrante. Convertidor de 3º y 4º cuadrante. Convertidor de cuatro cuadrantes. Los reguladores de CC en modo de conmutación. Regulador de conmutación reductor. Circuito básico de control para el regulador de conmutación reductor con amplificadores operacionales. Reguladores de conmutación de CC con circuitos integrados.

4-3 Inversores Introducción. Inversores de baja potencia. Configuración básica de un inversor con transformador en contratase (medio puente). Circuito inversor con dos transistores y dos transformadores. Inversores con excitación independientes sin núcleo saturable. Inversor en contrafase con transformador con modulación por ancho de pulsos múltiple. Inversores para aplicación a frecuencia industrial. Circuito inversor de medio puente. Parámetros de rendimiento de los inversores. Factor armónico de la enésima componente (HFn). Distorsión armónica total (THD). Factor de distorsión (DF). Armónico de menor orden (LOH). Circuito inversor monofásico en puente. Inversores

trifásicos. Inversor trifásico con inversores monofásicos. Puente inversor trifásico con seis interruptores. Conducción a 180º. Conducción a 120º. Control de voltaje de salida de los inversores. Modulación por ancho de un solo pulso. Modulación por ancho de pulsos múltiples. Modulación por ancho de pulso senoidal. Modulación por ancho de pulso senoidal modificado. Control por desplazamiento de fase. Análisis de armónicos del voltaje de CA de salida. Técnicas avanzadas de modulación. Técnicas de modulación en circuitos inversores trifásicos. CAPITULO 5

5-1 Convertidores de CA a CA Convertidores de CA a CA. Método de control de encendido y apagado (todo o nada). Método de control por fase. Cicloconvertidores trifásicos. Controladores de voltaje de ca con control PWM Control por fase bidireccional. Controlador de ca monofásico con cátodo común. Controlador de ca monofásico con un tiristor o un transistor. Controladores monofásicos con cargas inductivas. Controladores trifásicos de onda completa. Cicloconvertidores. Principio de funcionamiento de los cicloconvertidores monofásicos.

5-2 Interruptores estáticos

Convertidores de CA a CA. Método de control de encendido y apagado (todo o nada). Método de control por fase. Cicloconvertidores trifásicos. Controladores de voltaje de ca con control PWM Control por fase bidireccional. Controlador de ca monofásico con cátodo común. Controlador de ca monofásico con un tiristor o un transistor. Controladores monofásicos con cargas inductivas. Controladores trifásicos de onda completa. Cicloconvertidores. Principio de funcionamiento de los cicloconvertidores monofásicos. CAPITULO 6

6-1 Protección de los semiconductores Protección de los semiconductores. Introducción. Factores extremos. Protección de los semiconductores a la temperatura. Disipación de la potencia eléctrica en los dispositivos semiconductores. Limitación de la temperatura promedio en la juntura. Potencia eléctrica pérdida y disipada en los diodos y tiristores de los convertidores. Método grafico analítico para determinar la potencia perdida en un diodo. Cálculo de la potencia perdida directa en un diodo utilizando su representación lineal por tramos. Obtención de la potencia perdida en diodos y tiristores mediante gráficos. Disipadores de calor para semiconductores. La resistencia térmica de contacto. Cálculo del disipador. Determinación resistencia térmica para disipadores con aletas. Impedancia térmica transitoria en los semiconductores de potencia. Protección de diodos y tiristores frente a sobrecorrientes y cortocircuitos. Valores repetitivos y no repetitivos de corriente en los semiconductores. Sobrecorriente transitoria. Constante subciclica I2t. Análisis de las corrientes de falla. Selección de las protecciones para sobrecorrientes y cortocircuitos. Sobrecargas lentas. Sobrecargas rápidas o cortocircuitos. Selección del fusible. Protección de los transistores a las sobrecorrientes. Protección de los diodos y tiristores contra las sobretensiones. Causas de las sobretensiones. Métodos empleados para la protección contra las sobretensiones. Redes de amortiguamiento en paralelo con el primario o secundario del trafo. Colocación de dispositivos de protección. Protección de semiconductores con elementos en paralelo. Selección de semiconductores con

sobrecapacidad. Empleo de redes complejas para suprimir sobretensiones transitorias del sistema de alimentación del convertidor. CAPITULO 7

7-1 Arquitectura de los computadores Funcionamiento de las computadoras. Esquema en bloques de sus subsistemas principales. La unidad central de proceso. La unidad de memoria. Buses. Periféricos. Procesamiento de datos en la computadora. Conceptos de programación. Diagramas de flujo. Instrucciones. Códigos nemotécnicos. Bloques básicos que constituyen un computador personal (PC). Esquema de bloques básicos de un sistema digital sincrónico programable. Diagrama en bloques de la unidad de control (UC) en la Fase ejecución de la instrucción. Operaciones de la unidad de control. La unidad aritmética y lógica UAL. Diagrama en bloques de la UAL. La memoria principal del computador. Diagrama en bloques de una unidad de memoria de lectura/escritura. Esquema de un circuito integrado de una memoria de acceso al azar (RAM). Espacio de memoria de un microprocesador. Secuencia de operación de las instrucciones. Fase de búsqueda y fase de ejecución. Procesamiento interno de datos en lenguaje de unos y ceros en un computador, utilizando el programa “Debug”. Procesamiento de datos en un computador en lenguaje ensamblador, utilizando el programa “Debug”. La estructura del “Ensamblador”. Los registros para programación.

7-2 Los microcontroladores Introducción a los microcontroladores. Esquema interno. Diferencias entre un sistema basado con microprocesador y microcontrolador. Recursos disponibles de los microcontroladores. Bloques internos principales y auxiliares de los microcontroladores. Arquitectura de Von Neuman y arquitectura Harvard. La memoria de programa. La memoria de datos. Puertos de entrada/salida. Principales familias de microcontroladores. Características especificas de los microcontroladores 16X84. Diagrama de conexiones. El circuito oscilador. Características de los puertos de entrada/salida de los microcontroladores PIC. Periféricos digitales para los puertos de entrada/salida. Circuito de reinicialización o reset. Circuito practico con los elementos básicos que se conectan a un microcontrolador. Programación de los microcontroladores. Lenguajes de programación. Diagrama de flujo de las fases de diseño con microcontrolador. Estructura del programa escrito en lenguaje ensamblador con editor de textos de PC. Elementos del PIC16X84 para su programación. Registros específicos (SFR) y de propósito general (GPR) PIC 16 F84. Configuración de los puertos de entrada/salida. Set de instrucciones. La palabra configuración. Modo de trabajo del microcontrolador. Programación del microcontrolador con entradas y salidas exteriores. Resolución de automatismos combinacionales. Direccionamiento directo e indirecto de la memoria de datos. Confección de programas con instrucciones de salto condicional. Resolución de un automatismo lógico secuencial. Direccionamiento de la memoria de programa. Proyecto con instrucciones que modifican el contador de programa. Control de tiempos con los microcontroladores. El perro guardián (WDTE). Interrupciones en los microcontroladores. La memoria de datos EEPROM. Modo de reposo o bajo consumo. Uso de teclados y visualizadores. Resolución de diversos proyectos.

CAPITULO 8 8-1 convertidores de señales digitales a analógico (DAC)

Convertidores de señales digitales a señales analógicas. Introducción. Proceso de conversión. Factor de ponderación. Resolución del DAC. Convertidores DAC con entradas en código BCB. Convertidores DAC bipolares. Circuitos empleados en los convertidores DAC. DAC con resistencias ponderadas. DAC con resistencias ponderadas con salida analógica de corriente. Convertidores DAC con resistencia en escalera R/2R. Diagrama en bloques Gral. de los convertidores DAC prácticos. Especificaciones de los DAC prácticos comerciales. Resolución. Exactitud. Error de plena escala. Error de linealidad. Error de desplazamiento (offset). Tiempo de establecimiento. Monotonicidad. Descripción de un DAC comercial. Aplicaciones de los DAC. DAC seriales.

8-2 Convertidores de señales analógicas a digital Convertidores de señales analógicas a digitales. Introducción. Teorema del muestreo. Multiplexacion y demultiplexacion de señales digitales. Cuantificación y codificación. Error de cuantificación. Codificación de la señal cuantificada. Sistemas empleados en la conversión analógica / digital (ADC). Convertidor A/D con comparador en paralelo. Convertidor A/D con rampa en escalera. Resolución y exactitud del convertidor A/D. Tiempo de conversión. Convertidor A/D de aproximaciones sucesivas. Tiempo de conversión del A/D de aproximaciones sucesivas. Convertidor A/D de rampa ascendente y descendente en escalera. Convertidores A/D con integrador: Convertidor A/D con rampa única. Convertidor A/D de rampa doble. Convertidor A/D de voltaje a frecuencia. Descripción técnica del convertidor ADC0808. Aplicaciones de los convertidores A/D: Voltímetro digital. Adquisición de datos con los convertidores A/D. Microcontroladores con módulos A/D. Osciloscopio con almacenamiento digital

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 1-1 Introducción a la electrónica de potencia -------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------

___________________________________________________________________ Apunte de cátedra Autor: Ing. Domingo C. Guarnaschelli

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INTRODUCCION A LA ELECTRONICA DE POTENCIA La electronica de potencia combina tres desarrollos tecnológicos importantes: La energía, La electrónica y el control La energía, tiene que ver con los equipos de potencia estáticos (acumuladores) o rotativos (generadores eléctricos), encargados de la generación primaria eléctrica, como así también de su transmisión y distribución a los consumidores. La electrónica, se ocupa de los dispositivos y circuitos de estado sólido, requeridos en el procesamiento de la “conversión” y “tratamiento” de las señales eléctricas para cumplir con los objetivos del “control”. El control , se encarga del régimen permanente y de las características dinámicas de los sistemas de lazo cerrado. La electronica de potencia, la podemos definir como la electronica de estado sólido para el control y la conversión de la energía eléctrica. La electrónica de potencia, se basa fundamentalmente en la conmutación de dispositivos semiconductores de potencia y la generación de las señales eléctricas de disparo y apagado de estos dispositivos, acorde a los requerimientos del “control. Los desarrollos tecnológicos de los microprocesadores, ha tenido gran impacto sobre el “control” y la “síntesis” de la estrategia de control para los dispositivos semiconductores de potencia. Un equipo electrónico de potencia moderno, en comparación al ser humano, podemos decir que utiliza semiconductores de potencia, equivalente a los “músculos” y “microelectrónica “, equivalente al “cerebro”. La electronica de potencia, tiene variadas aplicaciones en la industria como ser en los controles de calor, controles de iluminación, control de velocidad y par de motores de corriente continua y alterna, sistemas de propulsión de vehículos, sistemas de corriente continua de alto voltaje (HVDC), etc. Historia breve de la electrónica de potencia En 1900 aparece la válvula rectificadora de mercurio para rectificación; luego le sigue el rectificador de tanque metálico, la válvula de vacío no controlada, la válvula de vació controlada por rejilla, en sus variantes: Ignitrón, fanotron y Tiratrón, únicos dispositivos que se utilizaron hasta 1950. En 1948 se inventa el transistor de silicio pnp y npn. En 1956 aparece el transistor de disparo pnpn que posteriormente se definió como tiristor o rectificador controlado de silicio. En 1958, La General Electric (GE) desarrolló comercialmente el SCR (rectificador de potencia controlado de silicio). A partir de 1970, comienza a escala comercial el desarrollo de los circuitos integrados y nuevos semiconductores de potencia. Desde fines de los años 1980 y principios de los noventa, la combinación de los dispositivos semiconductores de potencia y la microelectrónica, a través de los microcomputadores (con microprocesadores) y microcontroladores, la electronica de potencia adquiere mucha importancia, a través de sus aplicaciones en el mundo moderno A continuación, daremos como primer ejemplo de aplicación de la electronica de potencia, un esquema general, en bloques, de un convertidor de energía eléctrica:



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Fuente Primaria

De energía eléctrica

Actuador Electro

mecánico y

protección primaria

Filtro para la

corriente de entrada

Transformador De potencia

Central de alarmas

luminosa,acustica pantalla de PC

Fuente de alimentación de tensión continua

para circuitos electrónicos

CONVERTIDOR DE POTENCIA CON

SEMICONDUCTORES

Filtro para la tensión de salida

Protección semiconductores

(∆T,U>>,I>>, dv/dt, di/dt)

Actuadores electromecánicos

y protección secundaria

aislacion eléctrica circuito de

control

Generación Pulsos de Disparo

semiconductores

Sistema controlado

(motor cc,ca, Horno elect. Iluminac,etc

Transductor de la

variable controlada

SISTEMA DE CONTROL

Analógico con AO o digital programado

Lazo de control Procesamiento Energia eléctrica

Señal de referencia de

control



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CONVERTIDORES DE ENERGIA ELECTRICA CON SEMICONDUCTO RES DE POTENCIA (CIRCUITOS BASICOS) Convertidor de CA a CC (rectificadores no controlados): Convierten la energía eléctrica de corriente alterna en energía de corriente continua. Cuando se utilizan diodos, el valor de la tensión CC de salida, esta determinada por el valor de la tensión de entrada. A estos convertidores también se les denomina “rectificadores no controlados.

Convertidor de CA a CC (rectificadores controlados: En este caso, el valor de la tensión continua de salida y la potencia eléctrica convertida, puede ser controlada, variando el tiempo de conmutación de los semiconductores interruptores. En el dibujo, vemos un rectificador controlado con tiristores del tipo “SCR”.

t

ve vo

-ve ve vo



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Convertidor de corriente alterna a corriente alterna (controladores de voltaje) Estos convertidores convierten una tensión alterna de valor eficaz fijo, en una tensión alterna de valor eficaz variable y controlable. Como ejemplo básico, presentamos un circuito que utiliza como interruptor bidireccional un tiristor del tipo “TRIAC”. Estos convertidores se les denomina también “controladores de voltaje”. Aplicaciones típicas de esta conversión pueden ser como arrancadores de motores de ca., control de iluminación, etc. El control de la tensión eficaz de salida, para este caso, se logra variando el ángulo de conducción del interruptor semiconductor.

Convertidor de corriente continua a corriente continua (pulsadores) Estos convertidores, denominados también como “pulsadores o reguladores de tensión continua por conmutación”, el voltaje promedio de la salida, se controla mediante la variación del tiempo de conducción “t1” respecto al periodo “T”. El siguiente dibujo, nos muestra un convertidor básico, realizado con un transistor bipolar de potencia. La

t

ve vo

t

ve vo

-ve ve vo

vo ve



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tensión continua de salida, dependerá del tiempo “t1”, cuya relación con el periodo, esta dado por t1= δ.T, siendo “δ”, la relación del ciclo del convertidor. Si calculamos el valor de la tensión de salida, esta resulta: Vo(promedio) = δ. Ve

Convertidores de corriente continua a corriente alterna (inversores) Estos convertidores, convierten una fuente de tensión continua, en una fuente de corriente alterna Se les denomina a estos convertidores, “inversores”

Vbe Ve Vo 0

t

t

t1 T

vo



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En el caso del circuito presentado, en el tiempo, desde cero a T/2, se hacen conducir los transistores de efecto de campo (MOS) M1 y M2. a partir de T/2, se cortan M1 y M2 y se hacen conducir a M3 y M4, obteniéndose sobre la carga “RL” una corriente alterna. En el tiempo T nuevamente se repite el ciclo de conducción de los interruptores “MOS”. Este convertidor tiene varias aplicaciones siendo una de ellas, controlar la velocidad de motores de ca. Interruptores estáticos Se utilizan para interrumpir corriente alterna o corriente continua en aplicaciones “todo o nada”, en forma similar como lo hacen los interruptores electromecánicos o contactores.

vg1 vg2 vg3 vg4 vo

t

t

t

Vcc

T/2 T

t

ve vo t1

-Vcc

t



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En el circuito simplificado, tenemos dos SCR que actúan como interruptores. La conmutación (cierre y apertura) se hace en el cruce por cero de la tensión de entrada. La grafica muestra la tensión de entrada y salida donde hasta el tiempo t1, los SCR se alternan en su conducción de manera tal que sobre la carga, prácticamente la tensión “vo” es prácticamente igual a “ve”. A partir de t1, ambos SCR dejan de conducir y la tensión sobre la carga pasa a valer cero volt DISPOSITIVOS SEMICONDUCTORES DE POTENCIA Los denominados genéricamente “tiristores convencionales”, desde su aparición (1957) y hasta 1970, fueron los protagonistas principales, en las aplicaciones de conversión de la energía eléctrica, por medios electrónicos. A partir de este año, comenzaron a desarrollarse varios tipos de semiconductores de potencia. Estos, fueron fabricados en el material de “silicio”. Actualmente estos, se están desarrollando en carburo de silicio, dado sus mejores prestaciones eléctricas. En términos generales, los dispositivos semiconductores de potencia, que se utilizan como interruptores, en los convertidores, se los clasifica en tres grandes grupos que son: DIODOS DE POTENCIA, TRANSISTORES DE POTENCIA, y TIRISTORES DE POTENCIA. DIODOS DE POTENCIA: a)-De uso gral a frecuencia industrial b)-De alta velocidad o de recuperación rápida. c)- De juntura Schottky o metal-semiconductor d)-De carburo de silicio. TRANSISTORES DE POTENCIA: a)-Bipolares (BJT) b)-Efecto de campo de puerta aislada (MOSFET). c)-Bipolares de compuerta aislada (IGBT) d)-De inducción estática (SIT) e)-COOLMOS (nueva tecnología Mosfet) TIRISTORES DE POTENCIA: a)- Controlados por fase (SCR) b)-Bidireccionales controlados por fase (BCT) c)-De conmutación rápida (SCR) d)-De conmutación rápida asimétrico (ASCRS) o de conducción en sentido inverso (RCT) e)- Controlados de silicio fotoactivados (LASCR) f)-De tríodo bidirecional (TRIAC) g)-De apagado por compuerta (GTO) h)-Controlados por FET (FET-CTH) i)-De apagado por MOS (MTO) j)-De apagado por emisor (ETO) k)-Conmutados por compuerta integrada (IGCT)



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l)-Controlados por MOS (MCT) m)-De inducción estática (SITH) CARACTERISTICAS Y ESPECIFICACIONES DE LOS SEMICONDU CTORES DE POTENCIA La electrónica de potencia, utiliza semiconductores que trabajan como interruptores de corriente eléctrica. Dada la diversidad de estos dispositivos, estos, tendrán ventajas y desventajas para una determinada aplicación. Esto define para su comparación, características particulares en los interruptores semiconductores de potencia. Características ideales 1)- Estando cerrado, debe tener: a) La capacidad para conducir grandes corrientes (infinito, IF=∞). b) Caída de voltaje baja (Von=0). c) Baja resistencia a la conducción (Ron=0). Esta baja resistencia eléctrica, provocara baja potencia de perdida en el semiconductor (Pon=0) 2) Estando abierto debe tener: a) La capacidad de soportar un voltaje alto en directo y o inverso (VBR), que tienda a infinito. b) Una baja corriente de fuga (Ioff) en estado abierto, tendiendo a cero. c) Una gran resistencia en estado abierto (Roff), que tienda a infinito. 3) En el proceso de cierre y apertura, lo debe hacer en forma instantánea lo que le permita trabajar en alta frecuencia de conmutación, por lo tanto debe tener: a) Tiempo corto de demora (td=0). b) Tiempo corto de subida (tr=0). c) Tiempo corto de almacenamiento (ts=0) d) Tiempo corto de caída (tf=0). 4) Para el cebado y apertura debe necesitar: a) Baja potencia de activación de compuerta (Vg=0). b) Baja corriente de activación de compuerta (Ig=0) 5) El interruptor debe ser capaz de manejar grandes variaciones del voltaje aplicado en sus extremos (dv/dt= ∞) 6) El interruptor debe ser capaz de soportar grandes variaciones de la corriente circulante que la atraviesa ( di/dt=∞) 7) El interruptor debe ser capaz de soportar corrientes de falla durante un tiempo largo por lo que los valores de IFS y I2.t deben ser muy alto (∞). 8) El interruptor debe poseer un coeficiente térmico negativo para la corriente conducida, para permitir la conexión en paralelo por igualación de la corriente entre los dispositivos conectados. 9) El interruptor debe ser de bajo costo que permita construir convertidores de bajo precio.



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CARACTERISTICAS DE LOS INTERRUPTORES ELECTRONICOS R EALES Tiempos de conmutación

t

Vsw VCC Vsw(sat)

t

t. enc. t. apag.

t

td tr tn ts tf to

Ts=1/fs

t

t

Isw Isw(sat) Isw(off)

Ig IGS 0

vG VGS 0

Psw



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El dibujo anterior, muestra las variaciones temporales de la tensión, corriente y disipación de potencia, de un dispositivo interruptor semiconductor controlado, cuando se lo excita en su compuerta por una fuente de señal Vg. En ella se determinan los siguientes tiempos: td: tiempo de demora tr: tiempo de subida t.enc.= td + tr : tiempo de cerrado o encendido ts : tiempo de almacenamiento tf : tiempo de bajada t.apag.=td + tf : tiempo de apertura o apagado La potencia disipada del interruptor, durante la conmutación vale: Psw = 1/Ts.( ∫tr p.dt + ∫tfp.dt) Es la suma de la potencia disipada durante el encendido y la potencia disipada en la apertura. Pcerrado =1/Ts.(∫tn+tsp.dt) : potencia disipada promedio durante el tiempo que esta cerrado. Pabierto = 1/Ts.(∫to+tdp.dt) : potencia disipada promedio durante el tiempo que esta abierto PG = 1/Ts.(∫td+tr+tnp.dt) : potencia promedio disipada en la compuerta. La potencia total disipada por el dispositivo interruptor vale: PT = Psw + Pcerrado +Pabierto +PG Especificaciones de los interruptores semiconductores suministradas por los fabricantes Capacidades de voltaje : Voltajes pico repetitivos directo e inverso y caídas de voltaje directo en estado cerrado. Capacidades de corriente: Corriente promedio, eficaz (rms), de pico repetitivo, de pico no repetitivo y de fuga en estado abierto. Velocidad o frecuencia de interrupción: Representa la máxima frecuencia que el dispositivo puede conmutar. Esta relacionado con el tiempo de recuperación inversa. Su valor esta dado por: Fs = 1/Ts = 1/ (td+tr+to+tn+ts+tf)



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Capacidad de di/dt: El dispositivo necesita un tiempo mínimo para que toda la superficie conductora intervenga para conducir la corriente. Si la corriente aumenta con rapidez, el flujo de corriente podría concentrarse en ciertas regiones puntuales del semiconductor, creando tensiones térmicas que podrían dañar el dispositivo. La di/dt se limita, conectando en serie con el semiconductor un pequeño inductor, denominado “amortiguador serie”. Capacidad de dv/dt: Los semiconductores tienen capacitancias internas en las junturas (Cj). Si el voltaje aplicado en sus extremos cambia rápidamente según una dv/dt, puede ocasionar corrientes altas en estas capacidades (Cj.dv/dt) que pueden destruir al interruptor. La dv/dt se limita, conectando en paralelo con el interruptor, un circuito “RC”, denominado “amortiguador paralelo”. Perdidas por conmutación: Son las originadas durante el proceso de cierre y apertura del interruptor. A mayor frecuencia de conmutación, estas perdidas aumentan, pudiendo ser mayores que las perdidas cuando el dispositivo conduce. Requisitos de activación de compuerta: Son parámetros necesarios para encender y apagar al interruptor. Ademas fija los requisitos del equipo de excitación de la compuerta del interruptor; en ocasiones, si la energía de excitación es elevada, los costos del circuito de excitación pueden ser mas altos que el equipo conversor. Área de operación segura (SOA): Esta relacionado a la máxima disipación de energía que el dispositivo puede soportar. Pdmax=V.I ≈ cte. En esta zona, por lo tanto, la corriente debe ser inversamente proporcional a la tensión. I 2.t para protección con fusible: Este parámetro se necesita para seleccionar el fusible de protección. La I2.t del semiconductor debe ser mayor que la del fusible de protección, para que el interruptor semiconductor quede protegido cuando se den condiciones de falla. Temperaturas: Se determinan las máximas de las junturas , carcaza y de almacenamiento (≈ 150º a 200ºC ) (almac. -50º a 150ºC). Resistencias térmicas: Dan los valores de las resistencias térmicas entre juntura y base de montaje, base de montaje y radiador y resistencia térmica de los disipadores. En los interruptores con semiconductores, para limitar la temperatura, se montan sobre radiadores (disipadores de calor), para eliminar el calor generado en las junturas del dispositivo. Los fabricantes suministran datos de resistencias térmicas promedio y transitorias.



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Características de conducción y control de los interruptores semiconductores 1)-Activación y desactivación sin control:(Diodos) 2)-Activación controlada y desactivación sin control: (SCR—TRIAC—RCT –LASCR FET-CTH). 3)-Activación y desactivación controladas: (BJT—MOSFET—GTO—SITH—IGBT—SIT—MCT) 4)-Requisito de señal continua en compuerta: (BJT—MOSFET—IGBT—SIT) 5)-Requisito de pulso en la compuerta: (SCR—GTO—TRIAC—RCT—SITH—LASCR—MCT—FET-CTH) 6)- Capacidad de soportar voltajes bipolares: (SCR—GTO—TRIAC—SITH) 7)-Capacidad d resistir voltajes unipolares: (BJT—MOSFET—IGBT—MCT—SIT) 8)-Capacidad de corriente bidireccional:( TRIAC—RCT—BCT) 9)-Capacidad de corriente unidireccional:( SCR—GTO—BJT—MOSFET—MCT—IGBT—SITH—SIT—DIODO). Pautas grales sobre el diseño de un equipo convertidor de energía eléctrica Definido el tipo de convertidor requerido, los pasos a seguir para su diseño o a los efectos su selección, son los siguientes: 1)- Determinación de las condiciones de trabajo, partiendo de las condiciones de: a- Valor y tipo de tensión sobre la carga. b- Valor y tipo de corriente sobre la carga c- Potencia eléctrica a convertir. d- Tipo de carga como ser resistiva, inductiva, capacitiva, con FCEM o combinación de ellas. 2)- Selección del circuito convertidor 3)- Selección del tipo de interruptores semiconductores a utilizar en el circuito convertidor. 4)- Selección de las características eléctricas de los interruptores semiconductores, por medio de los cálculos eléctricos. 5)-Calculo y selección de la protección de los interruptores semiconductores, fuente de alimentación y carga. 6)- Determinación de la estrategia de control. 7)- Diseño de los circuitos de excitación, y circuitos de control o mando.



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Efectos periféricos de los convertidores de potencia eléctrica

La operación de los convertidores están basados en la conmutación de los interruptores semiconductores. Como resultado de estas conmutaciones, se producen armónicos tanto en la carga como en la fuente de energía primaria, provocando distorsiones de voltajes que son perjudiciales a otros equipos conectados al sistema de alimentación. Estos equipos también pueden provocar interferencias en equipos de comunicaciones y señalización, por la generación de señales de radiofrecuencia. La cantidad de estas distorsiones se miden en función de factores como: “Distorsión armónica total” (THD), “Factor de desplazamiento” (HF). “Factor de potencia” (IPF), “factor de rizado” etc. La disminución de esta distorsiones se puede lograr utilizando filtros tanto en la entrada como en la salida. También se puede lograr una disminución, actuando sobre “la estrategia de control”. En lo referente a la emisión de radiofrecuencias interferentes, estas se pueden disminuir con blindajes metálicos conectados a tierra. Módulos de potencia Los dispositivos interruptores de semiconductores, se pueden conseguir comercialmente como unidades aisladas o como módulos. Un convertidor, requiere de dos, tres, cuatro, seis o más de éstos semiconductores, dependiendo del tipo de circuito utilizado para realizarlo. Los módulos de potencia, duales (semipuente) cuádruples (puente total) o séxtuples (puente trifásico completo), se pueden disponer para la casi todas las clases de dispositivos semiconductores. Estos módulos tienen la ventaja de menos pérdida en estado de conducción, buenas características de conmutación para altas tensiones y corrientes, con mayor velocidad de conmutación que los dispositivos convencionales. También es posible disponer comercialmente de módulos que incluyen la protección contra los transitorios y los circuitos de excitación.

Filtro de salida

Convertidor

De potencia

Filtro de salida

Carga Fuente

de Energía

Excitación y generación

señales de control

Interferencia electromagnética



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Módulos inteligentes En la actualidad, es posible disponer comercialmente de los denominados “módulos inteligentes” o de “potencia astuta”. Son sistemas convertidores, con una electronica de potencia avanzada, que integran el “modulo de potencia” y el “circuito periférico”. El circuito periférico, esta compuesto por el circuito de excitación, el sistema de aislamiento para las señales de excitación, el circuito de protección y diagnostico (contra exceso de corriente, cortocircuito, carga abierta, sobrecalentamiento y exceso de voltaje), el sistema de control por microcomputadora, una fuente de corriente de control y un circuito para interconectar sensores para protección. Los usuarios, solo deben conectar las fuentes de poder externas (flotantes). La tecnología de los módulos inteligentes, puede considerarse como un solo bloque, que conecta la fuente de poder a cualquier carga. Respecto a la detección y protección, esta implementada con circuitos analógicos, con transistores de alta velocidad y amplificadores operacionales, con el fin de proporcionar un ciclo rápido de realimentación, que permita la suspensión del funcionamiento del modulo, cuando las condiciones de operación del sistema, se salen de las condiciones normales. Por ejemplo, se vigila constantemente la corriente de carga y si se sobrepasa un límite preestablecido, se corta el voltaje de excitación a los semiconductores interruptores. Lo mismo ocurre ante elevaciones excesivas de la temperatura, evitando de esta forma las fallas destructivas.

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 2-1 Tipos de diodos, conexión de diodos ------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------


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DIODOS Y RECTIFICADORES NO CONTROLADOS DIODOS SEMICONDUCTORES DE POTENCIA Los diodos semiconductores, son dispositivos de dos terminales, denominados ánodo y cátodo. Se los utiliza como interruptores, permitiendo la conducción eléctrica en un solo sentido. Tiene aplicaciones en los convertidores de “ca” a “cc”(rectificadores), diodo de marcha libre, reguladores conmutados, inversor de carga de capacitores, transferencia de energía entre componentes, aislamientos de voltajes, retroalimentación de la carga a la fuente de energía y recuperación de la energía atrapada. Los diodos de potencia, básicamente son de tres tipos: De propósito gral, de alta velocidad, y de Schottky. Se los construye en silicio, de masiva aplicación comercial y carburo de silicio, todavía con aplicaciones comerciales limitadas

En los diodos de potencia, entre otros, tres son los parámetros que influyen en mayor medida, cuando es necesario realizar su selección, para su uso en un convertidor de potencia: La máxima tensión inversa, la máxima corriente directa y el tiempo de recuperación inversa. La máxima tensión inversa esta relacionada a la tensión inversa que soporta el diodo, en determinado tiempo dentro del ciclo de conversión, si que provoque su destrucción. La máxima corriente directa, es la corriente que circula por el diodo, en condiciones que su valor promedio o pico, no supere la temperatura máxima permitida en su juntura. Finalmente el tiempo de recuperación inversa, esta relacionado a la máxima frecuencia de conmutación que puede soportar un diodo en un circuito convertidor, limitada, por exceso de temperatura y corriente pico inverso.

Diodos semiconductores

silicio Carburo De silicio

Diodo Schottky

Diodo Schottky

Diodo JBS

Diodo PIN

Diodo Epitaxial

(PIN)

Diodo doble

difusión (PIN)



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Característica tensión–corriente de los diodos

El diodo es un dispositivo de unión “pn”, con dos terminales (ánodo y cátodo), La unión “pn” se puede formar por tres métodos: Aleación, Difusión y crecimiento epitaxial. En los diodos de potencia se utilizan los dos últimos métodos. Cuando el Terminal de ánodo esta polarizado positivamente, respecto al cátodo, se dice que esta polarizado en directo y puede circular una gran corriente con una caída de tensión baja. El valor de esta caída de tensión dependerá del método de construcción de la juntura y de su temperatura. Cuando al diodo se lo polariza “en inversa”, ánodo negativo, respecto al cátodo, la corriente que circula es muy baja (corriente de fuga o de perdidas) del orden de los micro o miliamperes. Si se aumenta la tensión inversa aplicada, la corriente de fuga comienza a incrementarse, hasta que se llega a un voltaje de avalancha o zener, que puede destruir la unión pn. La característica tensión .corriente, se puede expresar por medio de la ecuación de “Schockley”: ID = IS.( e

VD/n.VT-1) VD = tensión aplicada en los terminales del diodo ID = corriente que circula por el diodo IS = corriente inversa, de fuga o perdida, del orden de 10-6 a 10-15 Amper n = constante empírica, llamada”coeficiente de emisión o factor de idealidad”, cuyo valor varia de 1 a 2. Para diodos de Ge, su valor es 1 y para los de Si, su valor teórico es 2. Para los diodos prácticos de Si, su valor esta comprendido entre 1,1 y 1,8.

P N Ánodo Cátodo Símbolo

V+ V+

i i

v

Características. V-I real

-VBR

0

Características. V-I ideal

v



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VT = K.T / q se le denomina “voltaje térmico” donde: K = Cte. De Boltzman = 1,3806 x 10-23 joules / grados Kelvin q = carga del electrón = 1,6022 x 10-19 Culombios T = temperatura absoluta en grados Kelvin ( 273 + ºC) Por ejemplo a 25ºC VT = 25.8 mv. La característica V-I del diodo, permite distinguir tres zonas: Zona de polarización directa (para VD >0), zona de polarización inversa (para VD < 0) y zona de ruptura para (para -VD <-VBR). Polarización directa: En esta zona, la corriente del diodo es muy pequeña, si la tensión en sus extremos no supera un determinado valor, denominado tensión umbral (≈0,5 a 0,65 volt).Por ejemplo si en la ecuación anterior, hacemos VD = 0,1 volt, n = 1 y VT = 25.8 mv la corriente del diodo resulta ID = 48,23 IS . De allí que para valores superiores a 0.1 volt la ecuación anterior se puede aproximar a: ID = IS.( e

VD/n.VT ) Para valores de la tensión del diodo superiores a la tensión umbral, la corriente crece rápidamente haciendo que la caída de tensión del diodo, varié entre 0,7 a 1,2 voltios En conducción directa la caída de tensión del diodo varia en forma inversa con la temperatura en aproximadamente dv/dt ≈ -2,5 mv/ºC Polarización inversa: En esta zona, la tensión del diodo es negativa VD < 0, e ID = -IS.≈ cte. La corriente inversa que es prácticamente constante hasta casi la tensión de ruptura VBR, varia aproximadamente 7%/ºC, tanto para los diodos de Si. como Ge. Esto nos dice que la corriente inversa se duplica con cada 10ºC de aumento de la temperatura. Zona de ruptura: La corriente inversa IS , esta formada por los portadores minoritarios generados térmicamente, y la corriente superficial. Con tensión inversa elevada, los portadores de esta corriente son acelerados a gran velocidad, adquiriendo suficiente energía como para provocar impactos ionizantes. Esto da lugar a un aumento de portadores, con un efecto multiplicador que provoca un aumento de la corriente inversa en forma casi ilimitada y que puede provocar la ruptura de la juntura, si no se toman limitaciones. Este proceso se denomina ruptura por avalancha. La tensión inversa a la cual comienza a producirse este fenómeno, se denomina VBR. A partir de este valor, la corriente inversa crece rápidamente. La operación del diodo en la zona de ruptura no será destructiva, siempre y cuando la disipación de potencia este dentro de ciertos limites seguros, dados por el fabricante. En los diodos de potencia, para aumentar esta tensión de ruptura, se los construye en tres capas “n+p p+ “, y la pastilla, a los efectos de mejorar la distribución del potencial eléctrico en la superficie, se la construye con los bordes biselados (estos diodos se les llama "de avalancha controlada").

n+ p p+ p+

p n+



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Característica de recuperación inversa Cuando un diodo tiene polarizacion directa, se produce una gran concentración de portadores minoritarios, a ambos lados de la juntura y en el material del cuerpo semiconductor. Cuando el diodo esta con polarizacion inversa, los portadores de carga minoritarios, se alejan de la juntura, dejando la denominada “región de la carga espacial no neutralizada” (iones de la estructura cristalina de los átomos). Por lo tanto, cuando un diodo esta en conducción directa y su corriente se reduce a cero ( debido al comportamiento del circuito externo o a la aplicación de un voltaje externo), el diodo continua conduciendo, debido a los portadores almacenados en la juntura “pn” y el material. Semiconductor, requiriéndose un tiempo para que estos se recombinen con cargas opuestas y desaparezcan. Este tiempo se conoce como “tiempo de recuperación inversa del diodo, trr”.

Las graficas muestran la variación de la corriente del diodo para dos diferentes tipos de juntura, donde se definen las siguientes corrientes y tiempos: trr : Tiempo de recuperación inversa. Se mide desde el momento que la corriente pasa por cero hasta el 25% de la corriente inversa máxima “Irr”. Su valor, esta dado por dos tiempos parciales trr = ta + tb donde: ta: Esta originado por el almacenamiento de cargas en la zona de la juntura. tb: Es el tiempo de almacenamiento en el cuerpo del semiconductor tb/ta: se le denomina factor de suavidad. Vamos a relacionar a continuación la relación entre estos parámetros. Si tenemos en cuenta la variación de la corriente durante el tiempo “ta”, podemos expresar como: di/dt= Irr / ta despejando la corriente resulta: Irr = ta. di/dt ≈ trr. di/dt (1) si hacemos trr = ta+tb ≈ ta

trr ta t1 t2

IF

0,25 Irr Irr tb

t

IF

trr ta tb

t

Recuperación suave Recuperación abrupta



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La carga de recuperación inversa “Qrr” es la cantidad de portadores de carga que fluye a través del diodo, en dirección inversa, debido a un cambio de la conducción directa a la condición de bloqueo inverso. Este valor, queda determinado por el área encerrada por la trayectoria de la corriente de recuperación inversa: t2 Qrr = ∫ i(t) dt ≈ área encerrada de un triangulo de base “trr” y altura Irr : t1 Qrr ≈ 1/2 . Irr . trr despejando “Irr” nos queda. Irr = 2. (Qrr/trr) (2) Igualando (1) y (2) 2. (Qrr/trr) =trr. di/dt despejando el tiempo “trr” tenemos: ____________ trr = √ (2.Qrr) / di/dt Si a este valor lo reemplazamos en la expresión (1) tenemos: __________ Irr = √ 2.Qrr. di/dt El tiempo de recuperación inversa “trr” y la corriente de recuperación inversa de pico”Irr “ dependen de la carga almacenada “Qrr” y de la variación de la corriente inversa.. Por otro lado, la carga almacenada, depende del tipo de diodo y de la corriente directa “IF” en el momento previo a la conmutación. Los fabricantes de diodos, suministran curvas que muestran la dependencia de “Qrr” y “trr” con di/dt y la corriente directa “IF”. La energía puesta en juego en la recuperación vale: W = Qrr.Vr, donde Vr es la tensión inversa después de la recuperación En régimen periódico de conmutación la potencia consumida vale: P = W / T = Qrr . Vr . f Esta potencia es importante tenerla en cuenta a los efectos de su disipación. Tiempo de recuperación directa de los diodos Si un diodo esta polarizado inversamente, fluye una corriente de fuga debido a los portadores minoritarios. Al polarizar directamente, el diodo conduce la corriente directa. Este cambio, requiere un tiempo para producirlo que se denomina “tiempo de recuperación directa”. Es el tiempo necesario para que todos los portadores mayoritarios de toda la juntura puedan contribuir al flujo de la corriente. Si la velocidad de crecimiento de la corriente es muy elevada, ocurre que la corriente directa se concentra en una zona pequeña de la superficie de la juntura; el diodo puede fallar por un exceso de temperatura puntual. El tiempo de recuperación directa de un diodo, limita la velocidad de crecimiento y con ello la velocidad de conmutación. Los fabricantes de diodos, suministran los valores limites mediante la expresión “di/dt ”.



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Efectos del tiempo de recuperación directa e inversa A los efectos de interpretar los efectos que producen los tiempos de recuperación directa e inversa, y las medidas preventivas que es necesario tomar, analizaremos un circuito de conmutación con diodos sencillo, como se muestra en el siguiente circuito:

Si cerramos el interruptor “P” en t = 0, se establece una corriente a través del inductor “L”y resistencia “R” que tomara el valor final, (al finalizar el transitorio) de: IL = ve / R. . Con la polaridad de la tensión de entrada, el diodo Dv, esta polarizado inversamente. Si abrimos “P” en el tiempo “t1”, al disminuir la corriente “ IL”, se induce una tensión en la inductancia “L” , para evitar que disminuya, y esta tensión inducida polariza ahora al diodo Dv directamente, lo que hace que fluya la corriente “i2”. Mientras conduzca Dv, la tensión sobre la carga “RL” queda limitada a la caída de tensión del diodo y con valor negativo (≈0,7 volt).

IL 0 I1 0 I2

t1 t2

t

t

t

Corriente de pico Inverso de Dv por recuperación. inversa

Irr



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Si ahora en el tiempo “t2” cerramos el interruptor “P”, el diodo Dv cambia su polaridad y pasa de la conducción directa a la inversa, produciéndose durante esa transición , el fenómeno de recuperación inversa, lo que hace que Dv este prácticamente en cortocicuito, dado que no tiene prácticamente limitación de corriente. En esta situación, la velocidad de crecimiento de la corriente “i1” (dv1/dt) y la corriente del diodo “D1”, como asi también la velocidad de decrecimiento de la corriente de Vd., serian muy elevados, tendiendo a infinito. Esto hace que la corriente de recuperación inversa del diodo “Dv” sea muy elevada, dado que esta dado por la expresión deducida : _________ Irr = √ 2.Qrr.di/dt Con estas corrientes elevadas, los diodos “D1” y “Dv” podrían dañarse si “di1/dt” del circuito, supera el tiempo de recuperación directa del diodo D1 y la máxima Irr de Dv. Una solución es incorporar una inductancia “Le” limitante, en serie con el diodo D1

0

Con esta inductancia incorporada, la elevación de la corriente del diodo D1y reducción de Dv, quedaría limitada a la de la inductancia, cuyo valor se podría determinar,

IL 0 I1 0 I2

t1 t2

t

t

t

Corriente de pico Inverso de Dv por Recup. inversa

Irr IL=Ve/R



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fácilmente, considerando que en el tiempo “t2” el diodo Dv esta en corto. Para esta situación vale: di/dt = ve / Le. De esta forma la corriente de recuperación inversa de Dv quedaría limitada a : Irr = trr.di/dt = trr.ve/Le La corriente pico del inductor Le vale: Ip = IL + Irr = IL + trr.ve/Le Cuando el diodo Dv se recupera (Irr≈ 0), la corriente “Ip” para a valer rápidamente “IL“. Como la corriente de la carga no puede pasar rápidamente de Ip a = IL , entonces se induce una sobre tensión alta , debido a la energía almacenada que podría dañar a “Dv”. El excedente de energía almacenada por “Le” (durante el tiempo de recuperación) vale: Wr = 1/2. [(IL + Irr)2 - IL

2] = 1/2. [(IL + ve.trr/Le)2 - IL2]

Una solucion para descargar este excedente de energía, es agregar un capacitor C1 en paralelo con Dv para que pueda absorber esa energía y evitar la sobre tensión. El valor del capacitor se puede determinar como: Wr = 1/2. C1. Vc2 despejando C1 resulta: C1 = 2.Wr / Vc2 El valor de “Vc” corresponde a la máxima tensión inversa repetitiva que puede soportar el diodo Dv (VRWM) que es un dato dado por el fabricante. La resistencia en serie con C1, se coloca para disipar esta energía y evitar un tiempo prolongado del transitorio (amortiguamiento). Problema: El tiempo de recuperación inversa de un diodo es trr = 3,5 µseg. Y la velocidad de reducción de la corriente del diodo, cuando esta conmutando de conducción a bloqueo, es de di/dt = 27 Amper/µseg. Determinar: a) La carga de almacenamiento Qrr. b) La corriente inversa de pico Irr. RESUMEN DE USO Y CARACTERISTICAS TECNICAS DE LOS DI ODOS 1) Diodos estándar o de uso gral: Se los utiliza en rectificadores y convertidores de frecuencia hasta 1 Khz., incluyendo los conmutados por línea (50 o 60 Hz). Se fabrican por proceso de difusión. Existen diodos para soldaduras eléctricas fabricados por aleación hasta 300 amperes y 1000 volt (son económicos). Corrientes : 1 hasta 4500 amperes Tensiones inversas: 50 hasta 6000 volt. trr tipico: 25 µseg. 2) Diodos de recuperación rápida: Se los utiliza en convertidores de CC a CC y CC a CA, donde la velocidad de recuperación inversa es critica. Se fabrican por difusión y técnica epitaxial. Por encima de los 400 volt, se fabrican por difusión, donde el tiempo de recuperación, es controlada, mediante la difusión de oro o platino. Por debajo de 400volt , los diodos



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epitaxiales, tienen una base angosta lo que le permite tiempos de recuperación inversa del orden de los 50 nseg. Frecuencias de funcionamiento: hasta 10 KHz. Corrientes : 1 hasta 1000 amperes. Tensiones inversas: 50 a 3000 volt. trr : ≈ 0,1 a 5 µseg. 3) Diodos Schottky: Son diodos donde se logra la barrera de potencial con un contacto metal- semiconductor. Se logra, depositando sobre una capa epitaxial “n” de silicio, una capa de metal. La acción rectificadora se logra por la acción de los portadores mayoritarios y como resultado no tienen portadores en exceso para recombinar. El efecto de recuperación se debe solamente a la capacitancía de la unión. La caída de tensión directa es mas baja que los diodos de silicio “pn” (≈0,2 a 0,3 volt). La carga almacenada, depende de la capacitancia y no depende de la “di/dt”. La corriente inversa o de fuga, es mayor que la de un diodo de Silicio “pn” y por lo tanto el voltaje inverso máximo, esta limitado a 100 volt. Las corrientes varían de 1 a 300 amperes. Son ideales para fuentes de alimentación de alta corriente y bajo voltaje. Tienen buena eficiencia o sea pocas pérdidas en conducción directa. Frecuencias de funcionamiento: 20 KHz. Corrientes: 1 a 300 amperes. Tensiones inversas: 100 volt trr : ≈ 1nseg. 4) Diodos de carburo de silicio (SiC): El SiC. Es un nuevo material que se esta utilizando en la electronica de potencia. Sus propiedades mejoran a las de silicio (Si.) y de Arseniuro de galio (GaSi). Tenemos tres variantes para este tipo de diodos: diodos Schottky, diodos JBS, diodos PIN. Los diodos Schottky fabricados en SiC, tienen pérdidas de potencia muy bajas, gran fiabilidad, no tienen tiempo de recuperación inversa lo cual los hace ultrarrápidos en la conmutación y la temperatura, no influye sobre la misma. 5) Otros diodos que se utilizaron como rectificadores de potencia: a) Diodos de germanio: Soportan temperatura de juntura hasta 100ºC, lo que limita su corriente directa a un valor máximo de 25 amperes. Soportan una tensión inversa máxima de 400volt y tienen una caída de tensión directa de aprox. 0,4 a 0,5volt. b) Diodos de Selenio: Soportan una temperatura máxima de juntura de 120ºC. Tiene menor capacidad de corriente que los diodos de Ge. Soportan una tensión inversa máxima de 60 volt. Tienen poca sensibilidad a los transitorios, por lo que se lo ha usado en aplicaciones como protector contra sobre tensiones. Es un dispositivo que sufre envejecimiento con el uso. c) Diodos de oxido de cobre: Soporta temperaturas máximas de 70ºC; Su capacidad para la tensión inversa estaba alrededor de los 6 volt. Solamente se lo utilizaba en aplicaciones de baja tensión. Es el mas antiguo rectificador solidó.



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d) Diodos de válvula de vacío: Los 1º convertidores (rectificadores Ca a CC) se construyeron con estas válvulas. Soportan altas corrientes y altas tensiones inversas. Necesitan para su funcionamiento, un circuito auxiliar para calentamiento del cátodo para que pueda emitir electrones y conduzca la corriente hacia el ánodo. ESPECIFICACIONES ELECTRICAS Y TERMICAS SUMINISTRAD AS POR LOS FABRICANTES DE DIODOS SEMICONDUCTORES Tensiones de bloqueo inversa VR: Máxima tensión inversa aplicable en corriente continua VRWM : Máxima tensión de pico inversa excluyendo transitorios (onda senoidal 180º) VRRM : Máxima tensión de pico inversa incluyendo transitorios repetitiva (onda senoidal 180º). VRSM: Máxima tensión transitoria de pico inversa de modo no repetitivo. Caídas de tensión del diodo VFM: Caída de tensión de pico directa para ½ onda senoidal, frecuencia y corriente pico especificada. VF : Caída de tensión promedio para la potencia promedio especificada. Corrientes directas IF(AV) : Corriente promedio máxima para 180º de conducción senoidal (con especificación de temperatura de carcaza o juntura). IF(RMS) : Corriente eficaz máxima para 180º de conducción senoidal (con especificación de temperatura de carcaza o juntura). IFSM : Sobrecorriente transitoria máxima no repetitiva (con especificaciones) IFRM(rep) : Corriente de pico máximo repetitiva. Corrientes inversas IRM : Corriente de pico inversa IR(AV) : Corriente inversa promedio. Características de cortocircuito i2.t [KA 2/seg.] : Energía de ruptura del dispositivo con especif. de tiempo de ½ ciclo (8,3 o 10 mseg), temperatura y tensión VRRM. _ _ i2.√t [KA 2/√seg.] : Valor que se utiliza para calcular i2.t para 0< tx > 8,3 o 10 mseg _ _ i2.t = i2.√t . i2.√tX



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Potencias de pérdidas PRRM : Potencia disipada máxima de pico inverso PRSM: Potencia máxima de pico inverso no repetitivo P(AV) : Potencia promedio disipada por la corriente media y eficaz para onda senoidal 180º de conducción con frecuencia especificada PC : Potencia promedio disipada durante la conmutación con especif. De frecuencia Características de conmutación trr : Tiempo de recuperación inversa = (ta+tb) S : Factor de suavidad = tb/ta IRM : Corriente inversa máxima de recuperación (I rr ) QRR : Carga almacenada o carga de recuperación inversa Resistencia del diodo rf : Resistencia dinámica del diodo con especif de corriente directa. Resistencia al paso del calor disipado RthJC : Resistencia térmica juntura – carcaza [ºC/W] (valores promedio) RthCD : Resistencia térmica carcaza – disipador “ “ RthD : Resistencia térmica disipador “ “ RthJ-mb : Resistencia térmica juntura- medio ambiente (sin disipador) “ “ Zth : Impedancia térmica transitoria del diodo [ºC/W] Temperaturas Tj : Temperatura máxima de juntura. Tc : Temperatura de carcaza Ta : Temperatura ambiente Tstg : Temperatura de almacenamiento Características mecánicas Fuerza para ajustar a la base de montaje; Peso ; Tipo de encapsulado.



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AGRUPACION DE DIODOS SEMICONDUCTORES Conexión paralelo de diodos Cuando la corriente promedio, por cada rama de un rectificador, supera a la máxima promedio de un solo diodo, de los disponibles en el mercado, resulta conveniente la conexión en paralelo de varios diodos. En este caso es necesario asegurar una adecuada distribución de las corrientes. Tomemos el caso de la conexión de dos diodos en paralelo, como se muestra la figura:

Debido a las diferentes características tensión-corriente de los diodos, las corrientes circulantes en cada uno de ellos, serán diferentes. De allí que si “iT/2 es la máxima corriente de cada diodo, el D1 estará soportando una corriente superior a ese valor y D2 un valor menor. En estas condiciones, D1 se destruirá por exceso de temperatura y mas tarde ocurrirá con D2 que tiene que asumir la corriente total. Este diferente reparto de corrientes se agrava más, con el aumento de temperatura. En el grafico se observa que la corriente del diodo D1 aumenta y la de D2 disminuye. Existen varios métodos para obtener una ecualización de las características V—I de los diodos, que permita conectarlos en paralelo, de tal forma que no se superen las condiciones máximas de conducción de cada uno de ellos. Estos métodos son:

D1 D2

Características directas después de un aumento de temperatura

i id1’ id1 iT/2 id2’ id2

vd’ vd

v



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Colocación de resistores de equilibrio en serie, Apareamiento de las características directas del diodo y Equilibrio de las corrientes con reactores. 1) Colocación de resistencia de equilibrio en serie

Con esta solución podemos observar que las corrientes en los diodos toman valores bastantes similares. Este método se utiliza para diodos de pequeña capacidad, dado el consumo de energía en los resistores. Estos últimos, eligen de tal manera que la caída de tensión en ellos, sea del orden de la caída de tensión de los diodos. Otro inconveniente de este método, es que se incrementa la caída de tensión que produce el circuito rectificador. 2) Apareamiento de las características directas de los diodos Este método se utiliza para el caso de diodos con alto grado de apareamiento, logrado en base a una selección adecuada. Se realiza en esta forma, una conexión directa, usando para ello un factor de reducción de corriente. Si suponemos que D = Im / IM es el desequilibrio de corriente, entonces si conectamos “n” diodos en paralelo y suponiendo que (n-1) tengan el máximo desequilibrio y el restante soporta la corriente máxima IM, entonces la corriente total de los “n” diodos la podemos expresar como: IM +( n-1). Im =n . I siendo “I” la corriente en el supuesto de que todos los diodos fuesen iguales y “n.I” representa la corriente total de una rama del rectificador. Operando tenemos: IM +( n-1).D.IM =n . I Operando nuevamente y considerando la relación fd = I / IM como el factor de reducción, este vale: fd =D + (n-1).D / n

D1 D2

Características directas de la combinación resistor +diodo

i id1 id1’ id2’ id2

v

vd vd+vR



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El valor de “D” se toma como valor practico 0,85 si los diodos tienen fusibles conectados en serie y si no lo tienen , se toma un valor de 0,8. Reemplazando resulta: fd = (0,85 + 0,15 / n) con fusibles en serie. fd = (0,85+ 0,2 / n) sin fusibles en serie. En esta condición, se supone que la máxima corriente que puede soportar el diodo resulta: I = fd . IM Entonces la corriente total que puede circular por “n” diodos vale: IT = n . I n . fd . IM = (n.0,85 + 0,15). IM (con fusibles en serie) Problema: Calcular la corriente máxima tolerable por 10 diodos conectados en paralelo y funcionando a máxima temperatura de juntura. Los diodos están protegidos por fusibles en serie y tienen una corriente máxima promedio de IFAVmax =30 amperes. IT = (n.0,85 + 0,15). IFAVmax = (0 . 0,8 + 0,15).30 = 259,5 amperes 3) Equilibrio de corrientes con reactores inductivos

Es el método preferido para el equilibrado de grandes corrientes, dado que se tienen menos perdidas de potencia. El circuito trabaja de la siguiente manera: Si el diodo D1 tiene menor tensión umbral, este será el primero en conducir. La corriente”i1”, produce una tensión inducida en los bobinados L1 y L2 de manera tal que obliga a conducir a D2. Cuando cesa el periodo de conducción, “i2” disminuye en primer termino, porque D2 tiene mayor tensión umbral; esto crea una nueva Fem., que hace que aumente el periodo de conducción de D2 y disminuya el de D1. El resultado, es que por los diodos D1 y D2, circulen corrientes prácticamente iguales.



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El valor de la inductancia óptima se determina por la siguiente formula empírica: L = 20.000 / w. IFRM donde “w” es la pulsación y . IFRM es la máxima corriente de pico del diodo. Las exigencias más importantes de la reactancia son elevada densidad de flujo de saturación y baja densidad de flujo remanente, para obtener el mayor cambio total. Cuando tenemos que conectar varios diodos en paralelo, se recurre al siguiente circuito:

El circuito muestra la conexión de cuatro diodos en paralelo con reactancias de equilibrado. Cuando un diodo comienza a conducir, genera una tensión inducida en las reactancias, que obliga al resto a conducir. Por ejemplo, si el diodo D1 es el primero en conducir (por tener menor tensión umbral), los diodos D2 y D4 comienzan a conducir a través de T2 y T1 respectivamente. Las tensiones generadas por T3 y T4, hacen iniciar la conducción de de D3. Este sistema, es el más satisfactorio a pesar de su costo y de los transitorios que se producen durante la conmutación. CONEXIÓN SERIE DE DIODOS En los equipos convertidores donde la tensiones inversas del circuito, superan las máximas admisibles de los diodos (VRW max.), la solución puede consistir en la conexión en serie de dos o mas diodos. Con tal conexión, surge el problema de asegurar una distribución suficientemente uniforma de la tensión inversa en cada uno de los diodos, tanto en el régimen estacionario, como durante la conmutación. La aparición aunque sea en un solo de los diodos de una tensión superior a la disruptiva, motiva no solo la



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ruptura del diodo determinado, sino también de todos los restantes componentes de la cadena que se exponen al régimen de sobre tensión. El la siguiente figura muestra una cadena de diodos en serie con la probable distribución de tensión inversa, tanto en el régimen estacionario, como en el transitorio de la conmutación

Régimen estacionario El origen de una distribución irregular en este régimen, se debe a la divergencia en la pendiente de las porciones rectilíneas, en las características V—I inversa, de cada uno de los diodos conectados en la cadena. La figura muestra la distribución de la tensión inversa para dos diodos conectados en serie, con una corriente inversa común de 5 MA:

La poca pendiente da lugar a una divergencia considerable en la magnitud de las tensiones aplicadas a cada una de los diodos, dado que a través de cada uno de ellos. circula la misma corriente inversa. La solución para este régimen, consiste en distribuir en forma más o menos uniforme la tensión inversa, colocando para ello resistencias en paralelo con cada uno de ellos. El dibujo muestra el circuito de ecualización del régimen estacionario:

Vi -800 v -400 v

0 5 ma -IR



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Para la determinación del valor del resistor “R” y la cantidad de diodos, se parte de considerar la situación mas desfavorable que se va a dar cuando solo uno de los diodos de la cadena tiene una cierta corriente inversa y el resto despreciable (ver. Circuit. rect. Fapesa o Proyectos de fuentes de alimentación Ing, Villamill). El desarrollo, nos lleva a una expresión que me da la cantidad de diodos a conectar en la cadena cuando tienen que soportar una determinada tensión inversa de la aplicación: n ≥ 1,5.(Vi / VRWM ) - 0,5 Vi : Máxima tensión inversa de trabajo impuesta por la aplicación. VRWM :Máxima tensión inversa de pico inversa que soporta cada uno de los diodos Para el cálculo del resistor se aplica la siguiente formula: R ≤ Vpi / α.IR Vpi = Vi / n : Máxima tensión inversa de trabajo que soporta cada diodo en condiciones de trabajo. α : Coeficiente de distribución ; valor variable entre 2 ≤ α ≤10. Para una alta confiabilidad, se adopta α =10 , que seria el caso de diodos de gran potencia. IR : Máxima corriente inversa. La potencia disipada por los resistores vale: PR = Vi(RMS)2 / R El valor Vi(RMS)

corresponde a la tensión eficaz inversa que soportan los diodos. Como este valor no es senoidal, se pueden adoptar las siguientes formulas para su cálculo: PR = 0,25. Vi(RMS)2 / R para circuitos monofasicos de media onda y onda completa. PR = 0,4. Vi(RMS)2 / R Para circuitos rectificadores trifásicos. Ejemplo: Calcular la cantidad de diodos en serie a colocar para soportar una tensión inversa máxima Vi = 2000 volt, con diodos de potencia que presentan la siguiente característica: VRWM = 600 volt IR = 0,05 ma Soluc. n ≥ 1,5.(Vi / VRWM) - 0,5 ≥ 1,5.(2000 / 600) - 0,5 = 4,5; adopto n=5 R ≤ Vpi / α.IR ≤ 2000 / 10.0,05 = 800 KΩ PR = 0,4. Vi(RMS)

2 / R = 0,4. 6002 / 800. 103 = 0,18 w ; se adopta un resistor de ½ w



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Régimen transitorio En régimen transitorio, cuando los diodos conmutan del estado de conducción al de bloqueo, también es posible que se produzca una irregularidad en las tensiones transitorias que soportan los diodos de la cadena, causado por las diferentes cargas acumuladas en la zona de la juntura, y a su diferente velocidad de recuperación. Esto es motivado por la completa identidad en las dimensiones geométricas de las capas de las junturas como así también por las distintas capacidades interdiodicas y tiempo de vida de los portadores. En esta condición, los diodos que tengan menor tiempo de recuperación, bloquearan la tensión inversa. Además de absorber dicha tensión, los diodos recuperados, prolongaran el tiempo de recuperación de los diodos más lentos al impedir la circulación de la corriente inversa que elimina el exceso de carga almacenada. Para mejorar la distribución de tensiones inversa en estas condiciones, es preciso disponer capacitores en paralelo con cada diodo, como muestra el siguiente circuito:

Estos capacitores, presentan fuentes de baja impedancia que absorben el exceso de carga almacenada, con lo que reducen al mínimo el tiempo de recuperación de todos los diodos y se evita la aparición de sobre tensiones en los diodos mas rápidos. El valor de la capacidad, se puede calcular con las siguientes formulas: C ≥ 5.trr . n / RT n : numero de diodos de la cadena. RT : resistencia total en serie trr : tiempo máximo de recuperación inversa. También se puede aplicar la siguiente formula para calcular el valor del capacitor: C = ( Qmax. – Omin.) / VRRM Qmax y Qmin. : Máxima dispersión esperada en la carga almacenada en la juntura de los diodos. VRRM : Máxima tensión inversa de pico repetitivo. Si los valores de Qmax y Qmin. No se conocen, se los puede calcular aproximadamente con la siguiente expresión: Qmax. (µC) = 2. IFAV (A) Qmin. = Qmax / 4

UTN REG. SANTAFE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 2-2 Circuitos rectificadores no controlados ------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------


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PARAMETROS DE RENDIMIENTO DE LOS RECTIFICADORES Los circuitos rectificadores no controlados, son convertidores de energía eléctrica de corriente alterna, a corriente continua, con valores de salida que dependen del valor de la tensión alterna de entrada y la carga conectada. En la figura, se muestra un circuito rectificador del tipo monofasico, con los bloques principales:

Esta conversión, debe proporcionar una tensión continua de salida, con un mínimo de contenido armónico. Al mismo tiempo debe mantener la corriente de entrada tan senoidalmente como sea posible y en fase con la tensión de entrada, para que el factor de potencia se acerque a la unidad. En Gral., y para cualquier tipo de conversor de “energía eléctrica”, la calidad de conversión queda determinada por el “contenido armónico” de “la corriente de de entrada, tension de salida y corriente de salida”. Los contenidos armónicos de tension y corriente, se pueden determinar mediante el desarrollo en serie de Fourier. Tenemos varios tipos diferentes de circuitos rectificadores. Para su comparación respecto al mismo voltaje de suministro e igual “carga”, resulta conveniente definir los” parámetros de rendimiento”, para su evaluación y posterior selección. Parámetros de rendimiento de la salida de los rectificadores a) Tensión media o promedio de salida o tension media en la carga: Vo ; Vcd b) Corriente media o promedio de salida o corriente media en la carga: Io; Icd c) Potencia en continua sobre la carga: Po = Vo.Io; Pcd = Vcd. Icd d) Valor medio cuadrático o tensión eficaz de salida: Vo(rms). e) Valor medio cuadrático o corriente eficaz de salida: Io(rms). f) Potencia de salida Po(rms) = Vo(rms) . Io(rms) g) Eficiencia del rectificador o relación de rectificación: η(eta = Po / Po(rms) = Pcd /Po(rms).



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h) Tensión efectiva (rms) de la componente alterna de la tensión de salida: _____________ Vca = √ Vo(rms)2 – Vo2

i) Factor de forma de la tensión de salida: FFv = Vo(rms) / Vo j) Factor de forma de la corriente de salida: FFi = Io(rms) / Io k) Factores que determinan el contenido de componentes armónicos en la tensión de salida: k1) Pulsación porcentual: ( Vo(rms) / Vo) . 100 = FFv.100 (factor de forma en %) k2) Factor de pulsación: (Vs1 / Vo).100 ; Vs1 componente 1º armónica sobre la carga. k3) Factor de componente ondulatoria o factor de rizado: RF(γ)≡ (Vca / Vo).100 _____________ _________________ RF≡γ≡ (Vca / Vo).100 = (√ Vo(rms)2 – Vo2 / Vo).100 = (√ (Vo(rms) / Vo)2 – 1 ).100 = __________ RF ≡ γ ≡ (√ (FFv)2 – 1 ).100 l) Factor de utilización del transformador: TUF ≡ Po / Vs. Is Vs: tensión eficaz a la salida del transformador. Is: Corriente eficaz a la salida del transformador. El “factor de utilización” se define como la relación entre la potencia continua (promedio) sobre la carga (Po) y la potencia aparente del secundario del transformador. (al TUF, también se lo puede definir como Po/Vp.Ip o sea en función de la potencia aparente en la entrada del transformador). Este factor nos da una idea del empleo que se hace de la disponibilidad o aprovechamiento del arrollamiento del transformador. Para cada tipo de circuito rectificador tendremos un “TUF” distinto. Con este valor y la potencia continua sobre la carga, podremos determinar la potencia aparente del transformador y con este dato podemos determinar por cálculo, el volumen y costo del mismo. A igual potencia continua entregada a la carga, el volumen del transformador ( ò potencia aparente) del transformador, dependerá del tipo de circuito rectificador seleccionado. Parámetros de rendimiento respecto a la entrada de los rectificadores

“Is” corriente de entrada

“Vs” tensión de entrada

θ “Is1” componente 1º armónica de Is

t



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Estos parámetros quedan definidos en función de los contenidos armónicos y defasajes entre la tension de entrada (vs) y la corriente de entrada (Is). m) Factor de desplazamiento (DF): Si llamamos” θ” al ángulo de desplazamiento o defasaje entre la tensión de entrada y la componente de 1º armónica o fundamental, de la corriente de entrada, entonces “DF” se define como: DF≡ cos θ (a DF también se lo define como factor de potencia de desplazamiento DF≡DPF) n) Factor armónico (HF): El factor armónico de la corriente de entrada se define como: ______________ ____________ HF≡ √ (Is2 – Is12) / Is12 = √ (Is2/ Is12) - 1 Donde “Is” corresponde al valor eficaz (rms) de la corriente de entrada y “Is1” es el valor eficaz de la componente fundamental (1º armónica) de la corriente de entrada. El valor de “HF” es una medida de la distorsión de una forma de onda y también se lo conoce como THD (distorsión armónica total). ñ) Factor de potencia de entrada (PF). Se lo define como: PF ≡ [(Vs.Is1) / (Vs.Is)]. Cos θ (potencia activa 1º armónica/ potencia aparente total) Si la corriente de entrada “is” es senoidal, resulta is = is1 y el factor de potencia “PF” es igual al factor de desplazamiento “DF”. Para una carga RL (resistencia e inductancia), el ángulo de desplazamiento “θ” se convierte en el “ángulo de impedancia”: θ = tang,-1(wL/R). o) Factor de cresta (CF) : Este factor nos da una medida de la corriente “pico máximo” de la entrada. Se define como: CF ≡ Isp(pico) / Is(rms). Para un rectificador ideal debería cumplirse: η = 100 % vca = 0 voltios FFv = 1 RF≡γ = 0% HF = THD= 0 PF = DPF = 1



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CIRCUITOS RECTIFICADORES En Gral., los circuitos rectificadores, están alimentados con transformadores, para adecuar el voltaje de cc en sus salidas. La clasificación en función del numero de fases, será igual al de los devanados secundarios del transformador, los cuales suministran tensiones cuyas formas de onda se hallan desplazadas entre si en el tiempo. Por lo tanto, un rectificador que utilice un transformador con un solo devanado secundario, se denominara “rectificador monofàsico”. Si el transformador utiliza un devanado con derivación central, se denominara “rectificador bifásico”, puesto que se comporta como dos devanados que suministran dos voltajes secundarios con desplazamiento de 180º. Si utiliza tres devanados que suministran tres voltajes desplazados cada uno de ellos 120º, se denominara “Rectificador trifásico”. Si necesita seis (6) devanados con tensiones desplazadas en 60º, se denominara “rectificador exafasico”. Otra denominación que se suma a la anterior, esta relacionada a la circulación de la corriente en cada una de los bobinados del secundario del transformador. Cuando expresamos que el rectificador es de “media onda”, la corriente que circula por los devanados es en un solo sentido. Por el contrario cuando la corriente circula alternativamente en ambos sentidos, al rectificador se le asigna el término de “onda completa”. A continuación veremos los circuitos rectificadores que tienen más aplicación, algunos de ellos para baja potencia transformada y otros para alta potencia. La elección de un circuito rectificador, dependera, entre otros, de la Economía, del rendimiento y de los valores limites de los parámetros eléctricos de los diodos. Por ejemplo, para los circuitos de baja potencia, puede ser conveniente la alimentación de la red monofásica (circuitos rectificadores monofasicos o bifásicos), si se acepta una frecuencia de ondulación baja y un factor de ondulación relativamente alto. Pero si necesitamos mayor potencia, resulta preferible la alimentación a partir de una red trifásica y por lo tanto se deberán seleccionar rectificadores trifásicos o exafásicos, debido al menor factor de ondulación y al mayor rendimiento de conversión, aun cuando las perdidas por conmutación sean mayores. Circuito rectificador monofàsico de media onda

Angulo de conducción diodo: 180º Angulo de conducción fase sec. : 180º Tension de salida: media onda Factor de ondulación: RF(γ) = 1,21 Factor de utilización TUF = 0,286 Rendimiento η = 40,7 %



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Circuito rectificador bifásico de media onda

Angulo conducción diodo: 180º Angulo de conducción fase sec: 180º Defasaje conducción diodos: 180º Tension de salida: onda completa Factor de ondulación RF(γ) = 47% Factor de utilización TUF = 0,57 Rendimiento η = 81,3 % Circuito rectificador monofàsico onda completa (en puente)

Angulo de conducción diodo : 180º Angulo de conducción fase sec: 360º Defasaje conducción diodos :180º (de a pares) Tensión de salida: onda completa Factor de ondulación RF(γ) = 47 % Factor de utilización TUF = 0,81 Rendimiento η = 81,3 %



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Circuito rectificador trifásico de media onda

Angulo conducción diodo: 120º Angulo de conducción fase sec.: 120º Defasaje conducción diodos :120º Tensión de salida : trifásico media onda Factor de ondulación RF(γ) = 17,7 % Factor de utilización TUF = 0,67 Rendimiento η = 96,3 % Circuito rectificador trifásico onda completa (en puente)

Angulo conducción diodo: 120º Angulo de conducción fase sec: 240º Defasaje conducción diodos :60º Tensión de salida : exafasico onda completa Factor de ondulación RF(γ) = 4,05 % Factor de utilización TUF = 0,955 Rendimiento η = 99,8 %



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Circuito rectificador exafásico media onda

Angulo conducción diodo: 60º Angulo de conducción fase sec.: 60º Defasaje conducción diodos :60º Tensión de salida : exafasico media onda Factor de ondulación RF(γ) = 4,05 % Factor de utilización TUF = 0,55 Rendimiento η = 99,8 % Circuito rectificador trifásico en doble estrella media onda (con bobina de compensación)

Angulo conducción diodo: 120º Angulo de conducción fase sec: 120º Defasaje conducción diodos :60º Tensión de salida : exafasico media onda Factor de ondulación RF(γ) = 4,05 % Factor de utilización TUF = 0,67 Rendimiento η = 99,8 %



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Circuito rectificador trifásico de onda completa en estrella triangulo

Angulo conducción diodo: 120º Angulo de conducción fase: 120º Defasaje de las tensiones sec. Trafo :30º Tensión de salida : doce fases onda completa Factor de ondulación RF(γ) = 2,00 % Factor de utilización TUF = 0,955 Rendimiento η = 99,8 % Análisis del circuito rectificador monofasico de media onda Si bien este circuito, prácticamente no se lo utiliza como rectificador, sirve para analizar los circuitos con mayor numero de diodos, dado que al desglosarlos circuitalmente, vemos que todos los otros rectificadores, están compuestos por circuitos de media onda, alimentados por tensiones de igual valor pero desfasadas entre ellas. De la misma forma, los conceptos estudiados para este circuito, cuando se analiza su comportamiento para distintas cargas aplicadas, se extiende al resto de los circuitos rectificadores. Problema: Para el siguiente circuito rectificador de media onda , determinar los factores de rendimiento, considerando vd≈0 volt



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vs= Vm.senwt: tension instantánea sec. Trafo is = Im senwt = Vm/RL.senwt corriente inst. sec. trafo para 0≤ wt ≤ Π=w.T/2 vo ≈ vs: tension instantanea continua en la carga. io = is para 0≤ wt ≤ Π=w.T/2 : corriente instantánea continua en la carga vo y io valen cero para Π≤ wt ≤2 Π=w.T Tensión promedio en la carga:Vo = 1/T.∫0

T Vm.senwt.dt= 1/2Π.∫0

Π Vm.senwt.dt = Vm/2Π[-coswt]0Π = Vm/Π

Corriente promedio sobre la carga : Io = Vo/RL _____________ _________________ Tensión eficaz sobre la carga:Vorms=√1/T.∫0

T/2 vo(t)2.dt =: √1/T.∫0 T/2 vm2.sen2wt dt

Vorms = Vm/2 Corriente eficaz total sobre la carga : Iorms = Vorms/Rl = Vm/2.RL Corriente eficaz secundario trafo: Is = Iorms = Vm/2.RL _____________ _________________ _ Tensión eficaz sec. trafo:Vs= √1/T.∫0

T vs(t)2.dt = √1/T.∫0 T vm2.sen2wt dt = Vm/√2

_ Potencia ap. Sec. Trafo : Pap= Vs.Is = Vm/√2 . Vm/2.RL Potencia en CC : Po = Vo.Io = Vm/Π. Vm/Π.RL Factor de utilización: TUF = Po/Pap = 0,286 Tensión de pico inverso soportada por el diodo: PIV= Vm ( Vm< VRWM del diodo) ____________ Tensión eficaz de las componentes altenas sobre RL : vca =√ Vorms2 – Vo2 ______________ Factor de pulsación: RF(γ) =√ (Vorms/Vo)2 – 1 .100 = 1,21% Corriente de pico máxima : Is max = Vm/RL Factor de cresta : CF = ismax/Is = (Vm/RL)/ (Vm/2RL) = 2 Componente 1º armónico: is1= Vm/2.RL .sen wt; Corriente eficaz 1º armónico :Is1=Vm/2.√2.RL Factor armónico: √(Is/Is1)2 – 1 ; Factor de potencia: PF = Is1/Is.cosθ ; θ= 0º

0 T/2 T 3/2 T

vs vo is io

vs ≈ vo

is = io Vm

Im=Vm/RL

vs



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Análisis de un circuito rectificador monofasico de media onda con carga RL Este circuito tiene poca utilidad práctica, pero resulta interesante su análisis para comprender el resto de los circuitos rectificadores controlados o no controlados.

Debido a la carga inductiva, el periodo de conducción del diodo, supera el medio ciclo positivo de la tensión de entrada , o sea 180º. Para comprender esta situación, analicemos el valor instantáneo de la tensión en la carga, Vd., que es prácticamente igual a la tensión del secundario del transformador, si suponemos despreciable , la caída de tensión en el diodo(vd≈0). En el tiempo “t1” resulta vo = vR+vL , donde vR=io.RL y vL=L.dio/dt- En “t2” dio/dt=0, resultando vL=0 y vo=vR. En “t3” , se invierte la tensión de vL , resultando vo < vR , dado que ahora vo = vR-VL En “t4” vR =- vL por lo que vo = 0 En “t5” vR < vL por lo que vo se hace negativo (la tensión vs esta en el semiciclo negativo y devolviendo energía al sistema primario de alimentación). En “t6” la corriente de la carga y el diodo se hace cero por lo que vR=0 y vL=vo (instantes previo a que se haga cero); en ese momento, el diodo invierte su tensión y

vs vR

0 t1 t2 t3 t4 t5 t6

Diodo conduce

vd Π

vL=0

vR=io.RL

Vm

vs≈vo

Diodo bloqueado

αd

2Π t

t



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bloquea la corriente directa. Comienza a conducir nuevamente a partir de “2Π”, repitiendose el proceso. La tensión en la inductancia “vL”, durante el periodo de conducción de la corriente, resulta positiva, (cuando la corriente crece) y luego se hace negativa (cuando la corriente decrece); el valor promedio de la tensión en la inductancia, es igual a cero. Como VL= 0, entonces el valor promedio de la tensión en toda la carga es igual al valor promedio de la tensión en la resistencia RL (VRL = Vo). El valor de “Vd.” lo podemos calcular determinando el valor promedio de vs durante el periodo de conducción de la corriente, o sea desde t=0 hasta t= Π+αd , siendo “αd” el ángulo de retraso en la conducción, a partir de “Π”. Vo = 1/T.∫0

Π+αd Vm.senwt.dt = Vm/2Π[-coswt]0Π+αd = VM/2Π.[1-cos(Π+αd)]

Como cos(Π+αd) = cos Π.cos αd –senΠ.senαd = -cos αd; reemplazando: Vo = Vm/2Π.(1 + cos αd). Para αd = 0 resulta Vo = Vm/Π coincidente con el calculo que hicimos para carga puramente resistiva. Con un valor de αd ≠ 0 (carga resistiva e inductiva), vemos que entre Π y Π+αd , aparece un voltaje negativo sobre la carga. Para evitar que aparezca un voltaje negativo, y aprovechar la energía magnética almacenada en la inductancia “L” y volcarla sobre “RL”, se coloca un diodo “Dm”, denominado “de marcha libre o o diodo volante”, como muestra la siguiente figura:

vs vR

0 t1 t2 t3 t4 t5

Diodo rect. conduce

vd Π

vL=0 vR=io.RL=-vL vo

Vm

vs≈vo

Diodo rect. bloqueado

Dm conduce

2Π

vo≈-0,7 v vo=0v



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En “t1”, la tensión vo=vR+VL ; la tensión en la inductancia es positiva entre 0 y t3 En " t2", la tensión vL=0 y vo=VR. Entre t2 y t4 , la tensión en la inductancia es negativa. En “t3”, vR = -VL y vo = 0. A partir del tiempo t3, el diodo rectificador se bloquea y transfiere la conducción al diodo de marcha libre “Dm”, que ahora esta alimentado por la energía almacenada en la inductancia. La corriente “io” se mantiene en circulación a través de RL, L y el diodo Dm. Durante esta circulación de corriente , entre t3 y t4 , la tensión vo toma el valor de la caída de tensión del diodo Dm, que para el caso que sea real , de silicio, su valor será aproximadamente - 0,7 volt.(negativo). A partir de t5, se repite el ciclo. La tensión promedio en la carga. Será prácticamente similar a la del rectificador media onda con carga resistiva. Vo = Vm/Π Otro concepto para tener en cuenta, es que si el tiempo t3 de final de conducción de “io”, es igual o mayor que el tiempo t5, de repetición del ciclo, tendremos una “continuidad” de corriente sobre la carga ; caso contrario, la corriente sobre la carga será “discontinua”. Rectificador monofásico con carga resistiva y voltaje eléctrico

∆α

Vm

E vs

vs-E

(Vm-E)/R

t

t

α1 α2

io

t



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Tomaremos como ejemplo, el caso que debemos cargar una batería con una tensión E = 12 volt y una capacidad de energía acumulada de 100 W-H (vatios-horas). La corriente promedio en la carga será de un máximo de Io = 5 A. ; la tensión primaria vp= 220 volt; la relación de vueltas del transformador : 4:1. Determinar: a) El ángulo de conducción del diodo. b) La resistencia limitador R. c) La potencia disipada por la resistencia. d) El tiempo de carga en horas. E) La eficiencia del rectificador. f) El voltaje de pico inverso (PIV) que soporta el diodo. a) V’m = 240.√2 = vs = vp/n = V’m/n.sen wt = Vm.sen wt Vm 220.√2/4 = 84,85 volt El diodo comienza a conducir cuando “vs” iguala a “E” Vm.sen α1 = E por lo tanto: α1 = arc.sen E/Vm = 8,13º α2 = Π – α1 180-8,9 = 171,87º por ser simétrica la onda senoidal ∆α = α2 – α1 = 163,74º. b) La corriente promedio en la carga vale: Io = 1/2Π.∫α1

α2 (Vm.senwt – E )/ R.dt= 1/2Π.R(2Vm.cos α1 + 2.E. α1- Π.E) R = (2Vm.cos α1 + 2.E. α1- Π.E)/ 2Π.Io = 4,26 Ω c) La potencia promedio que debe disipar la resistencia vale: ____________________________ PR = Iorms2.R donde = Iorms= √ 1/2Π.∫α1

α2 (Vm.senwt – E )2/ R2.dt ________________________________________________________ Iorms=√1/2Π.R2[(Vm2/2 – E2).(Π - 2α1) + Vm2/2 . sen 2α1 – 4.Vm.E. cos α1 ] Iorms = 8,2 A PR = 8,22.4,26 = 286,4 watios d) La potencia entregada a la bateria vale Po = E. Io = 12 . 5 = 60 W h. Po = 100 w-h despejando el tiempo: h = 100/Po = 100/60 = 1,667 horas. O sea se demora 1,667 en cargar la batería. e) La eficiencia del rectificador vale: η = potencia entregada a la batería / potencia total de entrada . 100 = Po/ ( Po+PR).100 η = 17,32 % f) El voltaje pico inverso vale: PIV = Vm + E = 84,85 + 12 = 96,85 voltios.



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Análisis armónico de la tensión de salida para un rectificador monofasico de media onda Bajo condiciones de régimen permanente, el desarrollo en series de Fourier, es muy útil para analizar las corrientes de entrada y tensiones de salida (periódicas), de todos los tipos convertidores de energía. En forma gral, una función periódica se define como: Vo(t) = vo(t+T), donde “T” es el tiempo periódico. Si “f” es la frecuencia, la velocidad angular será w= 2.Π/T = 2.Π.f. La ecuación anterior, también la podemos expresar como: vo(wt) = vo(wt+2.Π). El teorema de Fourier, dice que una función periódica puede expresarse como un termino constante mas una serie infinita de términos senoidales y cosenoidales de frecuencia “nw”, siendo “n” un numero entero: ∞

Vo(t) = aO /2 +∑n=123.(an.cos nwt + bn.sen nwt) donde : aO /2 : es la tensión promedio de vo(t). aO = 2/T.∫0

T vo(t).dt = 1/Π.∫0 2Π vo(wt).d(wt)

an = 2/T.∫0

T vo(t).cos nwt.dt = 1/Π.∫0 2Π vo(wt).cos nwt.d(wt)

bn = 2/T.∫0

T vo(t).sen nwt.dt = 1/Π.∫0 2Π vo(wt).sen nwt.d(wt)

Si vo(t) es una función analítica (continua), las constantes pueden determinarse mediante una sola integración. Si vo(t) es discontinua como en el caso de muchos convertidores, deberán determinarse varias integraciones parciales a lo largo de todo el periodo de la función (en este caso vo(t)). Desarrollando vo(t), también puede expresarse como: ∞

Vo(t) = aO /2 +∑n=123.Cn.sen (nwt+θn) donde : _______ Cn = √an

2+ an2 : amplitud pico de la componente armónica.

Θ= tan-1 an/ bn : angulo de atraso de la componente armónico. Si vo(t) = - vo(wt+Π) simetria de media onda Entonces aO=0 . an

y bn son cero para valores de “n” pares. Solo la señal contiene armónicos impares. Para simetría de ¼ de onda se cumple . aO

y bn son cero. Utilizando estas expresiones, determinaremos la tensión de salida instantánea, para el rectificador de media onda:

wt

0 Π 2Π 3Π

Vo(t)



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vo(t)= Vm. Sen wt para 0 ≤ wt ≤ Π vo(t) = 0 para Π ≤ wt ≤ 2Π ∞

vo(t) = aO /2 +∑n=123.(an.cos nwt + bn.sen nwt) Vo = aO /2 = 1/2Π.∫0

Π vo(t).dt = 1/2Π.∫0 Π Vm.sen (wt).d(wt) = Vm/Π

an = 1/Π.∫0

Π vo(wt).cos nwt.dwt = 1/Π.∫0 Π Vm.sen wt.cos nwt.d(wt)

an = 0 pàra n=1 an = (Vm/Π).[(1+(-1)n / 1-n2] para n = 2, 4, 6, 8 …….. bn = 1/Π.∫0

Π vo(wt).sen nwt.dwt = 1/Π.∫0 Π Vm.sen wt.sen nwt.d(wt)

bn = 0 pàra n=2, 3, 4, 5, …… an = Vm/2 para n=1 Sustituyendo . aO

, an y bn en vo(t) tendremos la expresión final: vo(t) = Vm/Π + Vm/2 sen wt – 2/(3. Π) . Vm cos 2wt + 2/(15. Π Vm. Cos 4wt + …. Donde Vm/2 . sen wt es la componente de 1º armónica. Rectificación monofásica de onda completa con carga resistiva Esta conversión se puede realizar con dos circuitos rectificadores: el rectificador bifásico de media onda y el rectificador monofásico de onda completa, también llamado “en puente”· Veamos a continuación ambos circuitos:



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Analizaremos ambos circuitos rectificadores, indicándolo cuando hay diferencias entre ellos. El análisis siguiente es igual para los dos circuitos:

Vs(t) -Vs(t) Vo(t) Vd vd

0 Π 2Π 3Π wt

Vm

-2Vm

0 Π 2Π 3Π wt

0 Π 2Π 3Π wt

-Vm

Voltaje inverso diodos monofàsico en puente

0 Π 2Π 3Π

wt

Vm

Voltaje inverso diodos Bifásico media onda

D3 y D4 D1 y D2 D3 y D4

Voltaje CC en la resistencia

D2 D1 D2

Voltaje en secundario

trafo



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Tensión promedio en la resistencia: Vo = 1/Π.∫0

Π Vm.senwt.dt= 2.Vm / Π Corriente promedio en la resistencia: Io = Vo/ R = 2.Vm / Π.R Tension eficaz total en la resistencia: __________________ Vorms = √1/Π.∫0

Π vm2.sen2wt dt = Vm/√2 Corriente eficaz total en la resistencia: Iorms = Vorms / R = Vm / √2.R Potencia continua en la resistencia: Po = Vo2/R = (4.Vm2) / (Π2.R) Potencia eficaz total en la resistencia: Prms = Vorms2 /R =Vm2 / (2.R) Eficiencia de la conversion: ηc = Po / Porms . 100 = 81% Factor de forma de la tension: FFv = Vorms / Vo = 1,11 Factor de la componente ondulatoria o factor de rizado: ________ RF(%) ≡ γ(%) = √ FFv2 – 1 = 48,2 % Tension eficaz en el (los) secundario del transformador: __________________ Vs = √1/Π.∫0

Π vm2.sen2wt dt = Vm/√2 Corriente eficaz en las ramas secundarias del trafo para el recticador bifásico: ______________________ Is = √1/2Π.∫0

Π (vm/R)2.sen2wt dt = Vm/2.R Corriente eficaz en el secundario del transformador para el rectificador en Puente: ______________________ Is = √1/Π.∫0

Π (vm/R)2.sen2wt dt = Vm/√2.R Factor de utilizacion del sec. Trafo para el rectificador bifásico: TUF = Vo / (Vs. Is) = 0,5732 Factor de utilización del sec. Trafo para el rectificador monofasico: TUF = Vo / (Vs. Is) = 0,8106



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Parámetros eléctricos que deben soportar los diodos Tensión de pico inverso para el rectificador bifásico: PIV = 2.Vm Tensión de pico inverso para el rectificador monofasico: PIV = Vm Corriente promedio para ambos rectificadores: Id = 1/2Π.∫0

Π (Vm/R).senwt.dt= Io / 2 Corriente eficaz para ambos rectificadores: ______________________ IdRMS = √1/2Π.∫0

Π (vm/R)2.sen2wt dt = Vm/2.R = Is Componentes ondulatorias(armonicas) de la tensión de salida Se procede de la misma forma que para el rectificador monofasico de media onda. Del análisis resulta: vo(t) = (2/Π).Vm – (4.Vm / 3.Π).cos 2wt - (4.Vm / 15.Π).cos 4wt -(4.Vm / 35.Π).cos 2wt -……… Esta serie , se puede expresar como: ∞ vo(t) = Vm.[2/Π – 4/Π.∑n=1(cos 2nwt) / (2n + 1).(2n – 1)] De resultas del analisis vemos que no tenemos componente de 1º armónico (de la frecuencia de la tensión primaria) ; tampoco tenemos armónicos impares. Análisis de un circuito rectificador monofasico en puente con carga muy inductiva Este caso es muy frecuente, por ejemplo si tenemos que alimentar la excitación de campo de un motor eléctrico de CC o generador eléctrico de CC y CA. En este caso, la corriente eléctrica instantánea en la carga, la podemos considerar prácticamente constante, situación que se da para valores de wL ≥ 100.R, en la carga.



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Tensión promedio en la carga: Vo = 1/Π.∫0

Π Vm.senwt.dt= 2.Vm / Π Corriente promedio en la carga: Io = Vo / R = (2.Vm) / (Π.R) Tension eficaz secundario trafo: __________________ Vorms = √1/Π.∫0

Π vm2.sen2wt dt = Vm/√2 Corriente eficaz secundario trafo: ______________ ___________ Is = √1/2Π.∫0

2Π io(t)2 dt = √1/2Π.∫0 2Π Io2 dt = Io

Tension de pico inversa en los diodos: PIV = Vm Corriente promedio en los diodos: Id = 1/2Π.∫0

Π io(t).dt= Io / 2 Corriente eficaz en los diodos : ______________ ___________ IdRMS = √1/2Π.∫0

Π io(t)2 dt = √(1/2Π). Io2 Π dt = Io/√2 Componentes armónicas de la corriente de entrada: Del analisis en serie de Fourier para una forma de onda cuadrada y simetrica respecto al eje de absisas corresponde: is(t) = 4.To/Π.[(sen wt)/1 +(sen 3wt)/3 +(sen 5wt)/5 +……]

--- vs(t __ vo(t)

0 Π 2Π 3Π

__is(t) --is1(t) io(t)

Io

wt

Io

Componente 1º armónica de la corriente

de entrada

Vs(t)

Vo(t)

wt

wt



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Is1 = (4.Io) / (Π.√2) : valor eficaz de la componente de 1º armonica o fundamental. Corriente eficaz total : ______________________________________ Is = √ [(4.Io) /(Π√2)]2.[1+(1/3)2 +(1/5)2+(1/7)2 ……] = Io Factor armónico de la corriente de entrada: ______________ ____________ HF≡ √ (Is2 – Is12) / Is12 = √ (Is2/ Is12) - 1 = 0,4843 = THD (distorsion armonica Total) Factor de desplazamiento: DF≡ cos θ = cos 0 = 1 (θ: angulo de desplazamiento entre la tension y la componente de 1º armónica de la corriente) Factor de potencia: PF = (Is1/Is).cos θ = 0,90 en atraso. Rectificador monofásico de onda completa con carga resistiva, inductiva y tensión eléctrica Este análisis es el caso mas completo donde la carga, por ejemplo el inducido de un motor eléctrico, esta compuesto por la resistencia eléctrica del devanado, su reactancia inductiva y la fuerza contraelectromotriz que se genera , cuando esta girando su rotor (excitación de campo). La siguiente figura, muestra el circuito con su carga compuesta:

En el análisis que sigue, despreciaremos la caída de tensión en los diodos. Cuando tenemos circulación de corriente en los diodos, la tensión aplicada al rectificador, Vs(t) = Vm.sen wt = √2.Vs.sen wt, se iguala a las caidas de tensión en la carga: _ √2.Vs.sen wt = L.dio/dt +R.io(t) + E , cuya solucion para la corriente, es de la forma: _ io(t)= √2.Vs/Z . sen (wt-θ) + A1.e-(R/L).t – E/R. ________ Siendo Z= √R2+(wL)2 y θ = arc.tang.(wL/R)



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Para determinar el valor de la constante “A1” se nos presenta dos situaciones diferentes en lo que respecta a la circulación de la corriente io(t) : Una cuando la corriente en la carga no se hace nunca igual a cero. En este caso, decimos que estamos en “conducción continua”. El otro caso, cuando la corriente en la carga es “discontinua”. es decir que en determinado periodo de tiempo, la corriente es igual a ceo. En este ultimo caso, decimos que estamos en “conducción discontinua”. Analicemos cada situación, previa observación del siguiente grafico para conducción continua:

1º) conducción continua La constante A1, la determinamos para wt = Π, donde io(t) = I1 y t= Π/w _ I1= √2.Vs/Z . sen (Π-θ) + A1.e-(R/L).(Π/w) – E/R. Despejando A1 tenemos: _ A1 = ( I1 + E/R - √2.Is/Z . sen θ). e-(R/L).(Π/w) .Sustituyendo este valor de A1 en la Ecuación anterior, tendremos: _ _ io(t)= √2.Vs/Z . sen (wt-θ) + ( I1 + E/R - √2.Is/Z . sen θ).e(R/L).(Π/w – t) – E/R. Bajo régimen permanente io(t) = I1 para wt = Π y wt = 0 , por lo que reemplazando obtenemos “I1” resultando: _ I1 = √2.Vs/Z . sen θ. [1+ e-(R/L).(Π/w)] / [1- e-(R/L).(Π/w)] - E/R, valido para I1≥0 Sustituyendo este valor de “I1” en la ecuación gral, tendremos finalmente la expresión que nos da la corriente instantánea en la carga, en función del tiempo “t” o del Angulo “wt”. _ io(t)= √2.Vs/Z . sen (wt-θ) + [2.sen θ. e-(R/L).t] / [1- e-(R/L).(Π/w)] –E/R Se debe tener muy en cuenta que la ecuación anterior, solo tiene validez para el periodo: 0 ≤ wt ≤ Π y para io(t) ≥ 0 . Los valores de corriente negativos, se descartan, dado que en un rectificador, la corriente fluye siempre hacia la carga.

0 Π 2Π 3Π

wt

Vo(t) io(t) imax I1 imin

Vm

wt



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La corriente promedio que circula por los diodos la podremos obtener como: Id = 1/2.Π . ∫0

Π io(t).dt La corriente eficaz que circula por los diodos, la obtenemos como: ________________ IdRMS = √ 1/2.Π . ∫0

Π io2(t).dt La corriente eficaz de salida en la carga la obtenemos como suma de los aportes de los diodos: _______________ IoRMS = √ Id2 RMS + Id2 RMS 2º) Conducción discontinua. En este caso la corriente fluye a la carga en un periodo comprendido entre α≤ wt ≤β , siendo : α : ángulo de inicio de la conducción β : ángulo de final de conducción. Cuando el diodo comienza a conducir tenemos : √2 . Vs sen α = E ; despejando resulta: α = arc. sen (E / √2.Vs). Para wt = α resulta io(t) = 0 ; entonces podremos encontrar el valor de “A1” de la ecuación gral: _ 0= √2.Vs/Z . sen (α-θ) + A1.e-(R/L).(α/w) – E/R. ; despejando A1: A1= [E/R - √2.Vs/Z . sen (α-θ) ]. e-(R/L).(α/w) Sustituyendo el valor de A1 en la ecuación gral: _ _ io(t)= √2.Vs/Z . sen (wt-θ) + [E/R - √2.Vs/Z . sen (α-θ)] .e(R/L).(α/w - t) – E/R. Ecuación solamente valida para α≤ wt ≤β e io(t) ≥ 0 Para determinar el ángulo de apagado “β”, debemos hacer io(t) = 0 y reemplazar wt = β Para luego despejar “β”, pero es una ecuación trascendente por lo que no se puede despejar; Como solución, conviene dar valores a “wt” a partir de “α” y cuando io(t)=0 entonces este ultimo valor de “wt de prueba”, resulta “β”. Los demás valores de corriente lo obtenemos como: Id = 1/2.Π . ∫α

β io(t).dt : corriente promedio que circula por los diodos ________________ IdRMS = √ 1/2.Π . ∫α

β io2(t).dt : corriente eficaz que circula por los diodos La corriente eficaz de salida en la carga la obtenemos como suma de los aportes de los diodos: _______________ IoRMS = √ Id2 RMS + Id2 RMS



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Problema: Para el circuito rectificador monofasicos en Puente, con carga R, L y E, determinar: 1) La corriente instantánea en régimen permanente, en cuatro periodos de tiempo, de tal forma que me permitan calcular por métodos de aproximación numérica, integrales definidas. 2) La corriente promedio que circula por los diodos. 3) La corriente eficaz que circula por los diodos 4) La corriente eficaz de entrada al rectificador. 5) La tensión inversa que soportan los diodos 6) La potencia aparente de entrada al rectificador. 7) La grafica de la tensión instantánea en los extremos de la carga. 8) La grafica de la corriente instantánea sobre la carga. Datos: L = 6,5 mH ; R = 2,5 Ω ; E = 10 volt. F = 60 Hz ; Vs = 120 volt. Caída de tensión en diodos : Vd. = 0 1) Como primer cálculo debo verificar si el rectificador esta trabajando en conducción continua o discontinua. Como las formulas son complejas, una solución puede ser utilizar una planilla de calculo electronica, (programa de computación) como puede ser “EXCEL” o “QPRO”. Si bien es laborioso armar la planilla, finalmente nos facilita enormemente los cálculos. En nuestro caso armaremos la planilla con “QPRO”. Por conveniencia, como utilizaremos un método aproximado para calcular las integrales definidas, para determinar el valor medio, dividiremos el área de integración en cuatro sectores. Para cada sector, determinaremos la altura de los rectángulos equivalentes en los puntos α1, α2,α3 y α4, según muestra el grafico:

α1 = Π/8 =0,3925 rad. ≡ 22,5º ≡ 1,0416 mseg. α2 = Π.3/8 =1,1775 rad. ≡ 67,5º ≡ 3,1248 mseg. α3 = Π5/8 =1,9625 rad. ≡ 112,5º ≡ 5,208 mseg. α1 = Π7/8 =2,7475 rad. ≡ 157,5º ≡ 7,2912 mseg. Ahora deberemos verificar el tipo de conducción: Primero verifico con la “formula de conducción continua”, para wt=0. Si la corriente calculada es positiva, el resultado es correcto. Si resulta negativa, el valor es incorrecto, dado que la corriente de la carga, siempre tiene un solo sentido. En este ultimo caso, se deberá aplicar “la formula para conducción discontinua”, implicando ello, determinar los ángulos de inicio (α) y final de la conducción (β), para determinar los valores de corriente promedio y eficaz.

wt

io(t)

0 α1 α2 α3 α4 Π



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Para nuestro caso particular, la conducción es continua, resultando los siguientes valores de corriente: io(wt=0) = 4,8 A io(α1) = 25,33 A io(α2) = 36,26 A io(α3) = 50,51 A io(α4) = 44,87 A 2) Para calcular la corriente promedio del diodo aplico la formula aproximada del valor medio : determino las áreas parciales, se suman y se divide por el periodo considerado Π. Id = 1/Π. ∫0

Π io(t).dwt = 1/Π [ io(α1).2α1+io(α2).2α1+io(α3).2α1+io(α4).2α1] Id = α1/Π.[io(α1)+io(α2)+io(α3)+io(α4) ] Reemplazando valores: Id = 19,62 A 3) De la misma forma que el caso anterior determinamos el valor eficaz de la corriente del diodo, utilizando la siguiente formula aproximada: _________________________________ IdRMS = 1/Π. ∫0

Π io2(t).dwt≈ √ α1/Π.[io2(α1)+io2(α2)+io2(α3)+io2(α4) ] IdRMS = 28,55 A 4) Calculo de la corriente eficaz total sobre la carga Is2 RMS = Id2 RMS (diodos D1 y D2)+ Id2 RMS (diodos D· y D4) ________ _ Is RMS =√2. Id2 RMS = √2 . IdRMS = 40,26 A 5) Tension inversa que soportan los diodos _ PIV = √2 . Vs = 1,41 . 120 = 169,2 A 6) Potencia aparente de entrad al rectificador (o salida del trafo). Pap = Vs . Is RMS = 120 . 40,26 = 4,831 KVA 7) y 8) Para determinar la grafica de las tensiones y corrientes, el método manual es lento y engorroso; conviene recurrir a los programas de computación como SPICE, MICROCAP o WORKBENCH, entre otros. Las planillas de cálculo también suministran la opción para graficar. Problema Para el circuito rectificador del problema anterior, determinar: a) conducción continua o discontinua para E = 95 volt. b) Angulo de inicio y final de conducción en los diodos si es discontinua. c) Corriente promedio en los diodos. d) Corriente eficaz en los diodos. e) Corriente eficaz de entrada al rectificador. f) Potencia aparente en la entrada al rectificador. g) Tensión inversa en los diodos.



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RECTIFICADORES POLIFÁSICOS

Los rectificadores polifásicos, están alimentados por tensiones eléctricas simétricas, definiendo la simetría por la igualdad en las magnitudes de los voltajes e igualdad de los defasajes entre las tensiones eléctricas. Los rectificadores polifásicos pueden clasificarse en dos tipos: aquellos donde la corriente, en las ramas secundarias del transformador, circula en un solo sentido (polifásicos de media onda) y los que la corriente circula en ambos sentidos (polifásicos en puente). En gral podemos decir que es posible, desarrollar formulas de calculo, de los parámetros eléctricos mas importantes, que involucren a todos los tipos de rectificadores polifásicos de media onda y similarmente a los polifásicos en puente. El periodo de conducción de los diodos esta dado por θc= 2.Π/m, siendo “m” el numero de fases. Si m=3, entonces θc = 120º. Para determinar en un instante determinado, cual diodo esta conduciendo, como método Gral., se deberá examinar aquel que tenga su ánodo más positivo o su cátodo más negativo. El calculo de la tensión media rectificada, parte del análisis de la forma de onda de la tensión en la carga, teniendo en cuenta a los efectos prácticos del desarrollo considerar despreciable la caída de tensión en los diodos. (al final luego se la puede tener en cuenta).

Vo(t)

wt

Vsm(wt)

-Π/m 0 +Π/m



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Calculando la integral definida entre –Π/m y +Π/m y luego dividiendo por el periodo considerado Π/m+Π/m = 2Π/m, determinamos la tensión promedio Vo Vo = 1/(2Π/m). ∫-Π/m

+Π/m Vm.cos wt .dwt = (m/Π).Vm.sen (Π/m) Vo = (m/Π).Vm.sen (Π/m) (polifásicos de media onda) Para los rectificadores en puente, la formula es similar pero multiplicada por 2 Vo = 2. (m/Π).Vm.sen (Π/m) polifásicos en puente) Circuito rectificador trifásico media onda

Este circuito esta formado por tres diodos conectados, por un lado a cada una de las tres ramas secundarias del trafo, por el otro extremo se conectan a la carga “ZL”. El otro extremo de la carga, se conecta al centro de estrella del secundario. Cuando la carga se conecta con los cátodos de los diodos, y el centro de estrella, el rectificador suministra una tensión positiva. Si se conecta a través de los ánodos, el rectificador le suministra una tensión negativa, respecto al centro de estrella. Analizaremos el primer rectificador. Para determinar, en un instante determinado cual diodo conduce, en la grafica de las tensiones, lo encontraremos por la condición que debe tener su ánodo más positivo que el resto de los diodos. Estos últimos, están entonces bloqueados.

Carga Resistiva wt Carga Inductiva

vs3 vs1 vs2

vs(t) io(t)

t1 t2 t3 t4

vo(t) io(t) vs1 vs2 vs3



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En el grafico vemos que el diodo “D1”, conectado a la tensión de fase “vs1”, comienza a conducir a partir del tiempo “t1” hasta “t2” , periodo de tiempo en el cual su ánodo es mas positivo que el resto de los diodos. De la misma forma “D2” conduce entre los tiempos “t2” y “t3” y el diodo D3, conduce entre “t3” y “t4”, para luego repetirse el ciclo de conducción. El ángulo de conducción de cada diodo es θc= Π/3 =120º A continuación, para simplificar, vamos a realizar los cálculos de los parámetros eléctricos, del rectificador, considerando una carga muy inductiva (wL> 100.RL), siendo este caso muy común.

Para simplificar la integral definida el eje de ordenadas pasa por el valor pico de la tensión instantánea vo(t), por lo que en el tramo considerado, tendrá una variación cosenoidal resultando: vo(t) = Vm.cos wt ≈ vs Determinación de la tensión promedio en la carga: +Π/3

Vo = 1/T. ∫-Π/3+Π/3 vo(t).dt = 1/(2/3)Π. ∫-Π/3

+Π/3 Vm.cos wt .dwt = (3Vm/2.Π).[sen wt]-Π/3

Vo = ( 3. 2 Vm . sen (Π/3)) / 2.Π = ( 3/Π . sen (Π/3)).Vm = 3/Π . 0,86 . Vm Vo = 0,828.Vm Cuando diseñamos “Vo” es dato, debemos determinar “Vm” Vm = (1 / 0,828).Vo Determinación de la tensión eficaz de las fases secundarias del trafo: La tensión de cada una de las fases, es senoidal por lo tanto el valor eficaz de la tensión resulta el valor conocido: _ Vs = Vm/√2 Si reemplazamos Vm por su expresión en función de Vo nos queda: _ Vs = (1/√2).(Vo/0,828) = 0,86.Vo

Vo(t)

-Π/3 +Π/3 wt

Vo (promedio)



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Determinación de la corriente eficaz en las ramas secundarias del trafo:

Para el cálculo, debemos tener en cuenta que la corriente circula solamente durante 120º del periodo completo y en un solo sentido; además como hemos considerado carga muy inductiva, la corriente prácticamente no tiene ondulaciones y su valor instantáneo, coincide con el valor promedio de la corriente en la carga. _____________ _______________ _______________ Is = √1/T.∫0

T .is2(t) dt = √1/2Π.∫0 2/3Π is2(t) dt = √ (1/2Π).(2/3Π).Io2

_ Is = (1/√3).Io Determinación del factor de pulsación y factor de rizado Para determinar estos factores, partimos del análisis de Fourier para los rectificadores polifásicos de media onda: ∞ Vo(t) = Vm. (m/Π).sen(Π/m).[ 1- ∑n=m,2m,(2/n2-1).cos (nΠ/m) . cos nwt] Para m=3 resulta: Vo(t) = Vm. (3/Π).sen(Π/3) [1-(2/8).cos(3Π/3).cos 3wt – (2/35). Cos (6Π/3). Cos 6wt- (2/143).cos (12.Π/3).cos 12wt- ….]. Vemos que la primera componente que aparece es de 3º orden o sea con frecuencia 3f Cuyo valor es: V3 = 0,207.Vm. luego los factores resultan: Factor de pulsación: Fp=V3/Vo = 0,25 _ Factor de ondulación o rizado : RF ≈ (V3/√2) / Vo = 0,177 Potencia aparente en el secundario del transformador: Pas = 3. Vs.Is = 3 . 0,86 . 0,577 . Vo.Io = 1,49 .Po

Io

Io

Io

0 2/3Π 2Π

2/3Π 4/3Π

4/3Π 2Π

Is1 (Fase 1) is2 (Fase 2) is3 (Fase 3)

wt

wt

wt



29

Factor de utilización: TUF ≡ Po / Pas = 1/1,49 = 0,67 Determinación de los parámetros eléctricos más importantes para seleccionar los diodos Corriente máxima repetitiva que soportan los diodos: IFRM = Io Corriente eficaz máxima que circulan en los diodos: _____________ _______________ _ IF(RMS) = √1/T.∫0

T .io2(t) dt = √(1/2Π).(2/3Π).Io2 = (1/√3) .Io2 IF(RMS) = 0,577.Io Corriente promedio que circulan por los diodos: IFAV = 1/T.∫0

T .io2(t) dt = (1/2Π).(2/3Π).Io = Io/3 Factor de forma de la corriente en los diodos: FFD ≡ IF(RMS) / IFAV = (Io/√3) / (Io/3) = 3/√3 = 1,73 Tension de pico inverso que soportan los diodos: _ _ _ _ PIV = VRWM = √2√3.Vs =√2√3. 0,86.Vo La tensión de pico inverso que soportan los diodos, corresponde a la máxima amplitud de la tensión compuesta o de línea. Nota: En todos los rectificadores polifásicos de media onda, la corriente fluye en los devanados secundarios en un solo sentido (unidireccional); esto significa que el flujo magnético tiene una componente continua que puede provocar saturación en el núcleo del transformador y aumentar el contenido de armónicos en la corriente del lado primario. Para reducir estos armónicos de corriente, los devanados del primario del transformador, se conectan en “delta o triangulo” Rectificador exafásico de media onda



30

Para este rectificador, son necesarias seis tensiones de alimentación, simétricas con un defasajes entre ellas de 60º. Comparándolo con el circuito anterior, tiene el doble de diodos (6) que soportan una corriente promedio mitad. El factor de ondulación es menor y un factor de utilización también menor. Veamos como podemos obtener seis tensiones desfasadas 60º en el secundario del transformador.

En el dibujo solamente se muestra el devanado secundario y el núcleo magnético del transformador (tipo acorazado).Las tensiones de fase 1,2 y3 forman un sistema trifásico simétrico con un defasaje de 120º entre ellas, Las tensiones de fase 4, 5 y 6, es similar al anterior. El defasaje relativo entre estos dos sistemas es de 180º, lo que da las seis tensiones con defasaje relativo de 60º.

2 3 1

4 5 6

wt

vo(t) vs(t) 5 1 6 2 4 3 5 1 6

60º -Π/6 +Π/6

O



31

Determinación de la tensión promedio de salida: Vo = 1/(2Π/m). ∫-Π/m

+Π/m Vm.cos wt .dwt = (m/Π).Vm.sen (Π/m) Haciendo m = 6 Vo = 1/(2Π/6). ∫-Π/6

+Π/6 Vm.cos wt .dwt = (6/Π).Vm.sen (Π/6) = (3/Π).Vm Vo = 0,955.Vm Determinación de la tensión eficaz en los bobinados secundarios del trafo: La tensión de cada una de las fases , es senoidal por lo tanto el valor eficaz de la tensión resulta el valor conocido: _ vs. = Vm./√2 Si reemplazamos Vm por su expresión en función de Vo nos queda: _ Vs = (1/√2).(Vo/0,955) = 0,743.Vo Determinación de la corriente eficaz en las bobinados secundarios del trafo: Debemos tener en cuenta que la corriente, circula en un solo sentido, durante un ángulo de conducción de 60º, según muestra la grafica:

Io

Io

Io

0 1/3Π 2Π

1/3Π 2/3Π

2/3Π Π

Is1 (Fase 1) is2 (Fase 2) is3 (Fase 3) “ “ “ is6 (fase 6)

wt

wt

Io

wt

5/3Π 2Π

wt



32

_____________ _______________ _______________ Is = √1/T.∫0

T .is2(t) dt = √1/2Π.∫0 1/3Π is2(t) dt = √ (1/2Π).(2/6Π).Io2

_ Is = (1/√6).Io = 0,408.Io Determinación del factor de pulsación y factor de ondulación o rizado: Utilizando la expresión generalizada de Fourier para m=6 encontramos que la 1º armónica que aparece es de orden 6 lo cual su valor de amplitud vale: Vm(6) = 0,0544.Vm con este valor puedo determinar los factores: FP = Vm(6)/ Vo = 0,544.Vm / =0,9550.Vm = 0,0571 RF(%)≡γ(%)≡ (Vm(6)/√2) / Vo .100 = (0,0544/1,41).Vm / 0,9550.Vm.100 = 4,05 % Potencia aparente en el secundario del transformador: Pas = 6. Vs.Is = 3 . 0,7433 . 0,408 . Vo.Io = 1,82 .Po Factor de utilización : TUF ≡ Po / Pas = 1/1,82 = 0,55 Determinación de los parámetros eléctricos más importantes para seleccionar los diodos Corriente máxima repetitiva que soportan los diodos: IFRM = Io Corriente eficaz máxima que circula en los diodos: _____________ _______________ _ IF(RMS) = √1/T.∫0


T .io2(t) dt = (1/2Π).(1/3Π).Io = Io/6 Factor de forma de la corriente en los diodos: _ _ FFD ≡ IF(RMS) / IFAV = (Io/√6) / (Io/6) = 6/√6 = 2,45 Tensión de pico inverso que soportan los diodos: _ _ PIV = VRWM =2. √2.Vs =2.√2. 0,743.Vo La tensión de pico inverso que soportan los diodos, corresponde al doble de la máxima amplitud de fase.



33

Circuito rectificador trifásico de onda completa o en puente La necesidad de obtener una corriente rectificada con un factor de pulsación muy bajo, con un buen aprovechamiento de la capacidad del transformador, especialmente en conversiones de media y alta potencia, se impone la necesidad de utilizar circuitos trifásicos. Estos, si bien son más complejos, reducen notablemente las dimensiones de los elementos filtrantes, como así también se reducen los fenómenos transitorios y se hace un buen uso del trafo. Este circuito rectificador, utiliza seis (6) diodos conectados según el esquema de la figura, donde se ha omitido, por simplificación, los devanados primarios, que normalmente se conectan en triangulo.

wt wt

vo(t) vs1 vs2 vs3 id -id

Vm

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 D3 D1 D2 D3 D1 D5 D6 D4 D5

0 +Π/6



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Para simplificar el análisis del rectificador trifásico en puente, vamos a modificar la forma de dibujar el circuito de la siguiente forma:

Vemos que la carga ZL, esta alimentada en sus extremos por dos rectificadores en estrella simple, que la alimentan (supuestamente) hasta la mitad de su valor (ZL/2), cerrando el circuito, a través de un conductor ficticio hasta el centro de estrella del secundario del transformador. Dentro de la hipótesis propuesta, entonces el rectificador formado por los diodos D1,D2,y D3, suministran la corriente “io(t), desde el terminal (+) de la carga hasta su mitad y luego a través del conductor ficticio, se retorna al centro de estrella (o). El otro rectificador, formado por los diodos D4,D5, y D6, extraen la corriente “-io(t)” , desde el terminal negativo de la carga , proveniente del centro de estrella (o) a través del conductor ficticio, conectado, como dijimos, en la mitad de la carga. La corriente neta sobre este supuesto conductor, lógicamente debe ser cero, dado que no existe (-io(t)+io(t)=0. En la practica, la corriente, impulsada por la tensión “compuesta o de línea” del secundario del trafo, ingresa por el terminal positivo y egresa por el terminal negativo. Para determinar , en un determinado instante de tiempo, cual de los diodos ingresa la corriente y cual la extrae de la carga, tenemos que identificar cual de los diodos D1,D2 y D3, tiene su “ánodo” mas positivo (la corriente ingresa) y para el grupo D4,D5 y D6, tiene su cátodo mas negativo. Por ejemplo, observando el grafico de las tensiones de fase, para el tiempo “t2”, la corriente ingresa por el diodo “D1” y egresa por el diodo “D5”. Para el tiempo “t4”, la corriente sigue ingresando por “D1”, pero ahora egresa por “D6”. En todos los diodos, la corriente circula durante 2/3Π o sea 120º. Por ejemplo durante el periodo de conducción del diodo “D1”, que ingresa la corriente a la carga, en los primeros 60º, la corriente egresa por el diodo “D5” y el resto del tiempo (otros 60º), lo hace por “D6”.



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Determinación de la tensión promedio sobre la carga: Bajo la hipótesis planteada, al ser dos rectificadores trifásicos media onda que alimentan los extremos de la carga, hasta “su mitad”, entonces, para calcular la tensión promedio, podemos aplicar la formula de este tipo de rectificador, multiplicada por dos (2). +Π/3

Vo=2. 1/T. ∫-Π/3+Π/3 vo(t).dt = 1/(2/3)Π. ∫-Π/3

+Π/3 Vm.cos wt .dwt = (3Vm/2.Π).[sen wt]-Π/3

Vo = [( 3. 2 Vm . sen (Π/3)) / 2.Π] =2. [( 3. 2 Vm . (√3/2)) / 2.Π]= (3.√3/Π).Vm Vo = 1,636.Vm También la tensión promedio se puede determinar calculando el valor promedio de la tensión instantánea en los extremos de la carga, vo(t) entre los límites “0” y “Π/6” , valor de tensión que coincide con la tensión compuesta o de línea, de valor √3.vs, siendo “vs” , la tensión de fase. _ _ +Π/6

Vo = 1/T. ∫0+Π/6 vo(t).dt = (1/6)Π. ∫0

+Π/6 √3.Vm.cos wt .dwt = (3.√3/.Π).[sen wt]0

_ Vo= (3.√3/Π).Vm También se podría haber determinado Vo considerando el periodo comprendido entre “-Π/6” y “+Π/6” resultando: _ _ +Π/6 _ Vo= (1/3)Π. ∫-Π/6

+Π/6 √3.Vm.cos wt .dwt =(3.√3/.Π).[sen wt]-Π/6 = (3.√3/Π).Vm. Cuando diseñamos, “Vo” es dato, debemos determinar “Vm” Vm = (1 / 1,636).Vo Determinación de la tensión eficaz en los bobinados secundarios del trafo: La tensión de cada una de las fases, es senoidal por lo tanto el valor eficaz de la tensión resulta el valor conocido: _ Vs = Vm/√2 . Si reemplazamos Vm por su expresión en función de Vo nos queda: _ Vs = (1/√2). (1 / 1,636).Vo = 0,4293.Vo Corriente eficaz en las fases secundarias del trafo

Vs1(t) is1(t)

Io Π 7/6Π 11/6Π 2Π

0 Π/6 5/6Π

wt

2/3.Π

2/3.Π



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En el grafico anterior, hemos tomado como referencia, la tensión secundaria de fase vs1(t) y la circulación de corriente en su devanado, en un periodo completo, considerando una carga muy inductiva (wL>100.R) _____________ _______________ _________________ Is = √1/T.∫0

T .is2(t) dt = √1/2Π.∫0 2Π is2(t) dt = √ (1/2Π).(2).(2/3Π).Io2

___ Is = (√2/3).Io = 0,816.Io Desarrollo en serie de fourier de la tensión de salida: Como son dos rectificadores en trifásicos de media onda, que alimentan la carga y están desfasados en 60º entre ellos, podemos plantear la tensión instantánea en la carga como la suma instantánea de las tensiones parciales de cada rectificador: vo1(t) = Vo1 -V3.cos 3wt - V6.cos 6wt -……… vo2(t) = Vo2 -V3.cos ( 3wt+60º) - V6.cos (6wt+60º) - ……… vo(t) = vo1(t) + vo2(t) Realizando la suma y teniendo en cuenta que: V3.cos 3wt = -V3.cos( 3wt+60º) y además considerando: Vo = Vo1+Vo2 (suma de los valores parciales continuos) la expresión resulta: Vo(t) = Vo - 2.V6 . cos(6wt) - 2.V12. cos (12wt) - ...... Considerando el desarrollo en serie de Fourier para trifásico de media onda, podemos encontrar los valores de las amplitudes parciales, para luego con la ultima formula, determinar los armónicos del rectificador trifásico en puente ∞ vo(t) = Vm. (m/Π).sen(Π/m).[ 1- ∑n=m,2m,(2/n2-1).cos (nΠ/m) . cos nwt] Para m=3 resulta: vo(t) = Vm. (3/Π).sen(Π/3) [1-(2/8).cos(3Π/3).cos 3wt – (2/35). Cos (6Π/3). Cos 6wt- (2/143).cos (12.Π/3).cos 12wt- ….]. Vo1 = Vo2 = Vm. (3/Π).sen(Π/3) = 0,828.Vm V6 = (2/35). cos (6Π/3).0,828.Vm = 2/35 . 0,828.Vm = 1,636/35 .Vm V12= (2/143). cos(12/3.Π).0,828.Vm = 2/143 .0,828.Vm = 1,636/143 .Vm Reemplazando Vo1 y Vo2, encontramos el valor promedio: Vo = Vo1+Vo2 = 0,828.Vm +0,828.Vm = 1,636.Vm vo(t) = 1,636.Vm -2.( 1,636/35).Vm.cos(6wt) – 2.( 1,636/143).Vm.cos(12wt) …….



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Determinación del factor de pulsación y factor de ondulación: Factor de pulsación: FP=V6/Vo = 2.( 1,636/35).Vm/Vo=2.( 1,636/35).(1/1,636).Vo/Vo=0,0571 Factor de ondulación o rizado : RF ≈ (V6/√2) / Vo = 0,571/√2 = 0,0404 Se puede encontrar una expresión gral para FP y RF, reemplazando el denominador y numerador de ambas relaciones por los valores determinados en el desarrollo de fourier, obteniéndose: FP = 2 / (n2 – 1) _ RF%(≡γ%) ≈ [2/(√2.(n2 – 1))].100 Potencia aparente en el secundario del transformador: Pas = 3. Vs.Is = 3 . 0,429 . 0,816 . Vo.Io = 1,05 .Po Factor de utilizacion : TUF ≡ Po / Pas = 1/1,05 = 0,952 Determinación de los parámetros eléctricos más importantes para seleccionar los diodos Corriente máxima repetitiva que soportan los diodos: IFRM = Io Corriente eficaz máxima que circulan en los diodos: _____________ _______________ _ IF(RMS) = √1/T.∫0


T .io2(t) dt = (1/2Π).(2/3Π).Io = Io/3 Factor de forma de la corriente en los diodos: FFD ≡ IF(RMS) / IFAV = (Io/√3) / (Io/3) = 3/√3 = 1,73 Tensión de pico inverso que soportan los diodos: _ _ _ _ PIV = VRWM = √2√3.Vs =√2√3. 0,4293.Vo La tensión de pico inverso que soportan los diodos, corresponde a la máxima amplitud de la tensión compuesta o de línea.



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Circuito rectificador exafásico a doble estrella de media onda

Este circuito puede considerarse como una modificación del rectificador exafasico en estrella media onda. El arrollamiento secundario del trafo, esta constituido por dos estrellas trifásicas (grupo 1 y grupo2), cuyos centros de estrella se conectan al borne negativo de la carga, a través de dos arrollamientos bobinados en sentido inverso sobre un mismo núcleo de hierro. Esta bobina de inductancia especial (transformador o reactor interfasico ) son recorridos por corrientes iguales hacia los centros de estrella, desde el borne negativo de la carga. El flujo resultante en el núcleo es igual a cero. Cada variación de la corriente en una de las dos ramas, crea un flujo que se opone a esta variación, con la siguiente generación de una Fem. en la rama en cuestión. Esto tiene lugar cuando la conducción pasa de un grupo a otro. Esta Fem. inducida hace que los grupos trabajen en paralelo. Las características más relevantes de este circuito rectificador, son las siguientes: 1) La expresión de “Vs” en función de Vo, es similar al rect. trifásico de media onda. 2) La corriente secundaria del trafo por rama “Is”, es la mitad que el trifásico de media onda. 3) El factor de utilización “TUF” es similar al trifásico de media onda. 4) Las corrientes máximas y media por diodo, resultan la mitad que el trifásico de media onda. 5) La máxima tensión inversa, resulta similar al trifásico de media onda. 6) El factor de pulsación y ondulación, resulta similar al rect. Exafasico de media onda. Con carga reducida (0,5% a 1%) el transformador interfasico no funciona y por lo tanto el circuito se comporta como un rectificador exafasico de media onda.



39

PÉRDIDAS EN LOS CIRCUITOS RECTIFICADORES En las grandes instalaciones, con conversiones de potencia eléctrica importantes, las perdidas de potencia eléctrica, como las caídas del voltaje rectificado, son significativas. La regulación del voltaje de salida, es decir su variación con la variación de la corriente de carga (Io), dependen de tres factores principales; “las perdidas en el cobre del transformador”, “la caída de tensión en los diodos” y “la caída de tensión en la conmutación”. Pérdida en el cobre del transformador: La disminución de la tensión continua de salida del rectificador, debido a las pérdidas en el cobre, la podemos calcular de la siguiente forma: Vc[V] = Pc[W] (perdidas en el cobre del trafo) / Io[A] (corriente continua en la carga) Caída de tensión en los diodos: En gral , estas son pequeñas para los diodos de silicio, valor que puede estar comprendido entre 1 y 2 volt. El valor exacto lo podemos obtener de las características tensión corriente del dispositivo, tomándose como valor promedio, el que corresponde a la corriente promedio que circula por el diodo. La caída de tensión en los diodos toma importancia, cuando la tensión de salida rectificada resulta baja. Por ejemplo una caída de tensión de 1,7 volt para un circuito rectificador monofàsico en puente (dos diodos en serie en el trayecto de la corriente) suele ser un valor relativamente alto, si se debe suministrar una tensión continua de 12 volt (≈ 14,2% de caída). Caída de tensión por los procesos en la conmutación: En los circuitos rectificadores que hemos estudiado anteriormente, con el objeto de simplificar el desarrollo analítico, y en el caso de cargas inductivas, las corrientes en los diodos presentaban una representación grafica rectangular, para cada diodo ( conectado a las fases del secundario del trafo). Durante la conmutación de la corriente, de un diodo a otro, esta lo hacia en forma instantánea, donde el diodo que dejaba de conducir, su corriente caía en forma abrupta, y de la misma forma para el diodo que comenzaba a conducir, que pasaba instantáneamente del valor cero al valor “Io”. En los circuitos reales, durante la conmutación, el proceso resulta diferente. Debido a las reactancias de dispersión de los devanados del secundario, como así también los filtros inductivos en serie, y la cargas inductivas (para los convertidores que lo posean), todos estos elementos, hacen que la corriente no cambie abruptamente. En estas condiciones, durante la conmutación de la corriente en los diodos, en un determinado periodo de tiempo, ambos diodos conducen corriente eléctrica. En uno de los diodos, la corriente decrece, y al mismo tiempo, la del otro diodo crece. Este fenómeno, de la conducción de corriente en ambos diodos, se manifiesta en los parámetros eléctricos del rectificador, como una caída de tensión extra, que se suma a la caída por las perdidas en el cobre y caídas de tensión en los extremos de los diodos. A continuación vamos a desarrollar analíticamente esta condición, partiendo de la forma de onda de la tensión instantánea sobre la carga vo(t), para el caso donde tenemos en cuenta solamente, la reactancias de dispersión de los bobinados secundarios del transformador.



40

Como vemos en el grafico, durante el periodo “∆θ”, tenemos circulación simultánea en los diodos D3 y D1. De la misma manera se repite en las otras conmutaciones. Este fenómeno trae aparejado que la corriente instantánea en la carga tenga ahora la forma de onda como muestra la figura en trazos gruesos. Como consecuencia de esto, el valor promedio de la tensión de salida en la carga sea menor en una cantidad ∆Vo.

vs3 vs1 vs2

vs1

t1 ∆θ t2 t3 t4

vo(t) vs1 vs2 vs3 0 is1(t) is2(t) is3(t)

wt

io=is1 io=is2 io=is3 io=is1

wt

vo



41

El valor de “∆Vo” lo podemos encontrar, calculamos la superficie encerrada por la función “vs1(t)” y la función “vo(t)”, en el periodo “∆θ” y lo dividimos por “∆θ”. El desarrollo matemático que sigue, lo haremos para a un rectificador polifásico de media onda. ∆Vo = 1/(2Π/m) .∫0

∆θ (vs1 – vo).dθ (1) caída de tensión en la salida del rectificador. vs1= vo + Ld1 . dis1/dt (2) . El valor Ld1 . dis1/dt, representa la caída de tensión en la reactancia de dispersión de la fase secundaria del transformador. Lo mismo, planteamos para vs3 vs3= vo + Ld3 . dis3/dt (3) Suponemos también que L>> por lo tanto io(t) ≈ Io = constante. Ademàs: Ld1 = Ld2 = Ld3= …..Ldm = Ld (4). En el instante que circula la corriente por ambos diodos, se verifica: Is1 + 1s3 = Io (5) Derivamos esta última expresión respecto al tiempo obteniendo: dis1/dt + dis3/dt = 0 (por ser Io = cte). De la misma manera: dis1/dt =- dis3/dt (6) Teniendo en cuenta la (4) y la (6), reemplazamos en la (2) y (3), quedando: vs1= vo + Ld . dis1/dt (7) vs3= vo - Ld . dis1/dt (8) Sumamos miembro a miembro (7) y (8) obteniendo: vs1+vs3 = 2.vo (9) despejamos “vo” : vo = (vs1+vs3) / 2 (10). Vemos que “vo” resulta el promedio aritmético de las tensiones del secundario del trafo, cuando se esta produciendo la conmutación. Reemplazamos la expresión (10) en la (1): ∆Vo = 1/(2Π/m) .∫0

∆θ [vs1 – (vs1+vs3) / 2 ].dθ (11) Desarrollando la función dentro de la integral, tenemos: vs1 – (vs1+vs3) / 2 = (vs1 – vs3) / 2 (12). Reemplazando nuevamente en la integral (12) en (11): ∆Vo = 1/(2Π/m) .∫0

∆θ [ (vs1- vs3) / 2 ].dθ (13) Por otra parte las tensiones vs1 y vs3 las podemos expresar como: vs1 = Vm1. cos (wt – Π/m) (14) vs3 = Vm3. cos (wt + Π/m) (15) Vm1 = Vm3 = Vm (16)



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Si desarrollamos la (14) y la (15), teniendo en cuenta la (16) resultan: vs1 = Vm.[ cos wt. cos Π/m + sen wt. sen Π/m ) (17) vs3 = Vm.[ cos wt. cos Π/m - sen wt. sen Π/m ) (18) Si restamos la (17) y (18) obtenemos: vs1 – vs3 = 2.Vm sen wt . sen Π/m (19) operando tenemos : (vs1 – vs3) / 2 = Vm sen wt . sen Π/m (20) Reemplazando la expresion (20) en la (13) : ∆Vo = 1/(2Π/m) .∫0

∆θ [Vm sen wt . sen Π/m ].dθ (21) Resolviendo esta integral (21) : ∆Vo = 1/(2Π/m) . Vm . sen Π/m. [- coswt]0

∆θ

∆Vo = 1/(2Π/m) . Vm . sen Π/m. [1 – cos ∆θ] (22)

Para resolver (22), necesitamos conocer el valor de ∆θ; lo podemos determinar, teniendo en cuenta que la corriente “is3” en “∆θ” , vale cero. Para ello entonces debemos encontrar la expresión de “is3” e igualarla a cero, para luego despejar “∆θ”. Esta expresión de “is3”, la podemos encontrar, restando miembro a miembro la (2) y la (3) y teniendo en cuenta la (6): vs1 – vs3 = Ld( dis1/dt – dis3/dt) (23) vs1 – vs3 = - Ld dis3/dt (24) despejando la dis3/dt e integrando respecto al tiempo tenemos ∫ dis3/dt = - 1/(2.Ld) . ∫ (vs1 – vs3) . dt + C (25) Por otra parte tendiendo en cuenta la (17) y (18) resulta: vs1 – vs3 = 2.Vm sen wt . sen Π/m (26) Reemplazando la (26) en la (25) : is3 = - 1/(2.Ld) . ∫ 2.Vm sen wt . sen Π/m . dt + C is3 = - (2.Vm.sen Π/m) /(2.Ld) . ∫ sen wt . dt + C is3 = - (2.Vm.sen Π/m) /(2.Ld) . [ - cos wt/ w] + C is3 = (Vm.sen Π/m) / (Ld.w). cos wt/ m + C (27) debemos ahora encontrar la constante de integración “C”; para tenemos en cuenta que para t=0 is3 = Io. Reemplazando estos dos valores en la (27) y despejando “C” resultara: C = Io - (Vm.sen Π/m) / (Ld.w) (28)



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Reemplazando (28) en (27), tendremos la expresión gral de la corriente “is3”: is3 = (Vm.sen Π/m) / (Ld.w). cos wt/ m + Io - (Vm.sen Π/m) / (Ld.w) (29) Ahora si en la expresión (29) hacemos wt = ∆θ, será is3 = 0 0 = (Vm.sen Π/m) / (Ld.w). cos ∆θ/ m + Io - (Vm.sen Π/m) / (Ld.w) Operando esta última expresión llegamos a: (1- cos ∆θ ) = (Ld.w.Io) / (Vm. Sen Π/m ) (30) Reemplazando la (30) en la (22) tenemos: ∆Vo = 1/(2Π/m) . Vm . sen Π/m. (Ld.w.Io) / (Vm. Sen Π/m ) (31)

Simplificando la (31) llegamos a la expresión final de la caída de tensión debido a la conmutación: ∆Vo = ( m.Ld.w.Io) / 2Π = m.Ld.f.Io (valida para polifasicos de media onda) Esta última expresión vale para los circuitos polifásicos de media onda; para los polifásicos de onda completa, como son dos polifásicos de media onda que alimentan la carga por sus extremos, entonces debemos tener en cuenta dos caídas de tensión. La formula para encontrar la caída de tensión, es igual a la expresión desarrollada para media onda pero multiplicada por dos ∆Vo = 2 . ( m.Ld.w.Io) / 2Π = 2.m.Ld.f.Io (valida para polifásicos de onda completa) La tensión promedio a la salida de un circuito rectificador real La expresión de la tensión promedio en la carga de un rectificador real, la obtenemos, restando al valor ideal de calculo, las caídas de tensión por perdidas en el cobre del trafo, por caída de tensión en los diodos y por caída de tensión debido a los procesos de la conmutación V’o = Vo - Pc/Io – VFAV . n – ∆vo Vo : Valor de la tensión promedio teórico en condiciones ideales ∆Vo : caida de tension por el proceso de conmutacion Pc/Io : caída de tensión por perdidas en el cobre del trafo. VFAV . n = Caída de tensión en los diodos donde VFAV es la caída de tensión promedio cuando circula la corriente promedio del diodo (para un rect. trifásico de media onda es Io/3). n : Es la cantidad de diodos en serie de por rama del transformador. Si la salida del rectificador tiene un filtro, al valor de V’o habrá que restarle la caída de tensión producida en dicho filtro.

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 3-4 Tiristores ----------------------------------------------------------------------------------------------------------


1

TIRISTORES Los tiristores son una familia de dispositivos semiconductores que se utilizan en los circuitos conversores de potencia eléctrica controlada. Compiten en algunas aplicaciones, con los transistores de potencia. Actúan como interruptores de corriente eléctrica, con característica “biestable” por un proceso interno regenerativo, que lo hace pasar de un estado “no conductor”, a un estado “conductor”. En comparación con los transistores, desde el punto de vista de su actuación como interruptor de corriente eléctrica, los tiristores tienen menores perdidas por conducción en estado “encendido” y tienen mayores especificaciones para el manejo de la potencia eléctrica a convertir. Los transistores, en cambio, tienen en gral, mejor prestación durante la conmutación, por su mayor velocidad y menor perdida de conmutación. Existen una gran variedad de dispositivos semiconductores denominados “tiristores”, con dos, tres y hasta cuatro terminales externos. Por ejemplo el tiristor convencional, denominado “SCR” (rectificador controlado de silicio), tiene tres terminales, dos de los cuales los emplea para conducir la corriente eléctrica a convertir, y el tercer terminal se lo utiliza para “encender” el dispositivo (pasaje al estado conductor). La operación inversa, o sea el bloqueo de la corriente controlada, solo se logra por acción natural (cruce por cero de la corriente por el cambio de polaridad del voltaje), o por acción forzada de circuitos de conmutación auxiliares. El “GTO” es un tiristor que tiene implementada la función de “encendido y apagado” mediante una compuerta que se le aplican pulsos positivos (para encendido) y pulsos negativos (para apagado), respecto al terminal “cátodo”. Previo al análisis del funcionamiento interno de estos dispositivos, veremos primero el circuito básico y funcionamiento de rectificador controlado de media onda.

En el dibujo se aprecia al “SCR” con sus tres terminales Ánodo, cátodo y compuerta (gate). La corriente principal circula entre ánodo y cátodo. La tensión de disparo o control, se aplica entre la compuerta y el cátodo. Esta última tensión, como veremos, es generalmente de tipo pulsante, generada por un circuito electrónico especial, denominado “circuito de disparo”.

Circuito De

Disparo



2

Para interpretación del funcionamiento, resulta conveniente graficar las tensiones eléctricas intervinientes en el circuito, en función del tiempo.

En el intervalo de tiempo entre 0 y t1, el SCR tiene aplicada una tensión positiva entre ánodo y cátodo (directa), no conduciendo corriente, por lo que : vL= 0 y vac= vs. En “t1”, el circuito de disparo aplica un pulso de corriente a la compuerta, haciendo que el SCR pase al estado de conducción. La tensión vac cae a una valor próximo a 1 volt y aparece un voltaje en la carga vL= vs- vac ≈ vs. Cuando la tensión de alimentación pasa por cero (t2) y si la corriente de carga esta en fase, esta también cae a cero, lo que hace que el SCR se “apague” y deje de conducir. La tensión en sus extremos se eleva haciéndose negativa y de valor vac = vs ; vl = 0. Posteriores disparos durante el semiciclo negativo de la tensión de entrada (t3), no logran encender al SCR. En el próximo semiciclo positivo, en t4, al aplicarle otro pulso en la compuerta, nuevamente el SCR comienza a conducir corriente hasta el cruce por cero (t5).

vs

vac

vL

vgc

t

t

0 t1 t2 t3 t4 t5

SCR Conduce

SCR No conduce

SCR Conduce

t



3

Características de los tiristores Básicamente están formados por una estructura semiconductora de cuatro capas “PNPN” con tres junturas J1, J2, J3, como muestra el siguiente dibujo:

Cuando al ánodo se le aplica tensión positiva respecto al cátodo, las junturas J1 y J3 se polarizan directamente y la juntura J2 inversamente. Entre ambos terminales fluye una pequeña corriente. Se dice que el tiristor esta en estado de “bloqueo directo” o desactivado. Si aumentamos la tensión ánodo-cátodo (Vac), la juntura “J2” entra en ruptura por avalancha (Vac = VBO), denominado “voltaje de ruptura directo”. Por el tiristor circulara una gran corriente, solo limitada por la carga conectada al circuito. Se dice que el tiristor entro en estado de “conducción directo o activado”. En esta condición, vac≈1 volt. La corriente se mantendrá circulando, solo si esta supera un valor, denominado “corriente de retención o enganche”. Cuando se aplica una tensión negativa en el ánodo respecto al cátodo, J1 y J3 se polarizan inversamente, y J2 se polariza directamente. En esta condición, las junturas J1 y J3, se comportan como dos diodos conectados en serie, soportando una tensión inversa, por lo que circulara una pequeña corriente de fuga entre ánodo y cátodo (corriente inversa). Se dice que en esta condición, el tiristor esta en estado de “bloqueo inverso”, similar a un diodo polarizado inversamente. La activación de un tiristor, haciendo Vac > VBO, lo puede destruir. En la práctica Vac < VBO y para activarlo, se le aplica un voltaje positivo a la compuerta “G”, respecto al cátodo. Una vez activado, puede quedar en esta condición (por un mecanismo de realimentación interna positiva), siempre y cuando la corriente de ánodo supere el valor de la corriente “mínima de retención o enganche” (Ia> IL). Dadas estas condiciones, la tensión de compuerta se puede retirar, sin afectar el último estado “conductor” del tiristor. El tiristor, en el estado conductor, se comporta en forma similar a la de un diodo polarizado directamente y ya no hay control sobre el dispositivo. El estado de bloqueo directo se logra, como dijimos, mediante la conmutación natural de la tensión de alimentación a un valor negativo o mediante circuitos especiales de apagado del tiristor; todos ellos actuando sobre la corriente de ánodo para que su valor se haga menor a la de “mínima de mantenimiento” (Ia < IH).

P

N

P

N

Puerta (GP)

Ánodo (A)

(C) Cátodo

G

A

C

J1 J2 J3



4

Modelo del tiristor con dos transistores bipolares: La acción regenerativa, por realimentación positiva, que hace que el tiristor pase del estado de bloqueo directo al estado conductor, se puede demostrar utilizando un circuito equivalente con dos transistores bipolares como se muestra en la figura siguiente:

A continuación vamos a analizar este modelo aplicado a un circuito básico formado por los dos transistores bipolares una impedancia de carga y una fuente de alimentación. Con este circuito, vamos a calcular analíticamente la corriente de ánodo ia, en función de los parámetros eléctricos de ambos transistores. Como caso general, consideraremos dos puertas, una en la base del transistor npn y la otra en la base del transistor pnp.

P

N

P

N

Puerta (G)

Ánodo (A)

(C) Cátodo

J2 P

N

J1

J2 J3



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La corriente de colector “IC”, de un transistor bipolar, se relaciona en gral con la corriente de emisor “IE” y la corriente de fuga de la juntura colector-base, “ICBO” como: IC = αIE + ICBO

Donde α ≈ IC/ IE representa la ganancia de corriente en base común Para nuestro caso la corriente de colector “IC1” del transistor Q1 resulta: IC1 = α1IA + ICBO1 (1) Donde α1 es la ganancia de corriente e ICBO1 es la corriente de fuga para Q1. De la misma manera para Q2: IC2 = α2IC + ICBO2 (2) Por otra parte, de acuerdo al circuito tenemos: IA = IC1 + IB1 (3) IB1 = IC2 + IGN (4) IC = IGP + IA - IGN (5) igualdad que sale de las corrientes entrantes es igual a las corrientes salientes. Con las expresiones anteriores despejamos la corriente de ánodo, resultando: I A =[ ICBO1 + ICBO2 + (1- α2)IGN + α2. IGP ] / [1- (α1+α2) ] 1) Si en la ecuación anterior hacemos IGN = IGP = 0 , es decir no hay activación por compuerta, la corriente de ánodo vale: IA = ICBO1 + ICBO2 En este caso α1 =α2 ≈ 0 dado que IE ≈ 0 2) Si hacemos IGN = 0 e IGP ≠ 0 o sea tenemos activación por la compuerta del transistor npn (corriente de base entrante) comienza a producirse la realimentación interna positiva , dado que aumenta la corriente de colector de Q2 que a su vez es corriente de base de Q1 y por efecto de amplificación aumenta su corriente de emisor (corriente de ánodo del tiristor); de la misma forma aumenta la corriente de colector de Q1 y esta corriente alimenta nuevamente la base de Q2 y así sucesivamente hasta que ambos transistores pasan a la saturación. En la formula el crecimiento de la corriente de ánodo se nota al aumentar las ganancias de corrientes de los transistores por efecto del aumento de las corrientes de emisor de los transistores, según la grafica:

α 1 0,8 0,6 0,4 0,2

10-3 10-2 10- 1 IE[mA]



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Cuando α1 + α2 = 1 el denominador de la formula se hace cero y la corriente del ánodo del tiristor se hace infinita. En la práctica, queda limitada por el circuito externo 3) Si hacemos IGP = 0 e IGN ≠ 0 o sea tenemos activación por la compuerta del transistor pnp (corriente de base saliente) comienza a producirse el mismo efecto de realimentación pero en este caso requerirá mayor corriente de compuerta dado que en la expresión de la corriente de ánodo el termino de IGN en el numerador, esta afectado por (1-α2). Condiciones transitorias en el tiristor: Bajo condiciones transitorias de tensión en sus extremos principales, las capacitancias de las junturas J1, J2, J3, influyen en el comportamiento del tiristor.

Cj1 y Cj3 son capacidades de almacenamiento o difusión, para una juntura polarizada directamente. Cj2, es la capacidad de la carga espacial o de transición, para una juntura polarizada inversamente. Si el tiristor esta en bloqueo directo, un rápido crecimiento del voltaje aplicado entre los extremos ánodo-cátodo, provocará un flujo de corriente a través de los capacitores de las junturas.. La corriente que pasa por el capacitor Cj2 vale: Ij2 = d(qj2) / dt = d(Cj2.Vj2) / dt = Vj2.dCj2/dt + Cj2.dVj2/dt Como vemos, si dVj2/dt es grande, también lo será Ij2, dando lugar a un incremento de las corrientes de fuga ICBO1 y ICBO2 d la juntura J2 de los transistores, provocando un incremento de la corriente de ánodo y, por realimentación, α1 y α2 se incrementan, causando la conducción del tiristor en forma indeseable. Además, si esta corriente capacitiva es muy grande, puede destruirlo. Activación del tiristor Los tiristores pueden activarse, o sea incrementar su corriente de ánodo, por diversas formas:



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1) Acción térmica: Si la temperatura del tiristor es alta, se incrementan las corrientes ICBO1 y ICBO2 por generación de portadores minoritarios (electrón-huecos), aumentando los valores de α1 y α2. Cuando α1 +α2 = 1, por acción regenerativa el tiristor se activa. En consecuencia es necesario limitar la temperatura máxima de funcionamiento para evitar esta condición no deseada. Los fabricantes suministran los valores máximos de temperatura de funcionamiento. 2) Acción de la luz: Si se permite que la luz llegue a las junturas del tiristor (J2), aumentaran los portadores minoritarios electrón-huecos, aumentando las corrientes = ICBO1 y ICBO2 , hasta provocar la activación. Este mecanismo se utiliza para activar tiristores que trabajan en convertidores para alta tensión, utilizando fibras ópticas para su activación y aislamiento eléctrico del circuito generador de los pulsos de disparo. (Tiristores activados por luz LASCR). 3) Aumento de la tensión aplicada: Si la tensión directa aplicada Vac (ánodo-cátodo) resulta mayor que VBO, (tensión máxima de bloqueo directo), por efecto “avalancha”, aumenta ICBO1 y ICBO2 hasta la activación por acción regenerativa, con probabilidad de destrucción. Esto limita la máxima tensión directa aplicada. 4) Variación de la tension aplicada (dv/dt): Esta acción produce un aumento de las corrientes capacitivas de las junturas del tiristor, suficientes para activarlo. Un valor alto de estas corrientes, puede ser destructivo. Los fabricantes establecen los límites de dv/dt que pueden soportar los tiristores. 5) Acción del transistor Q2 ò por corriente de compuerta: Es el método normal para activarlo; se logra aplicando un voltaje positivo a la compuerta respecto al cátodo, que provocara la circulación de la corriente “IGP”, dando lugar a la acción regenerativa interna en el tiristor. La activación para el “SCR” se logra con voltajes de bloqueo directo (ánodo positivo respecto al cátodo) Caracteristica tension-corriente entre ánodo y cátodo para el SCR

ia Corriente mínima De enganche IL Corriente mínima De mantenimiento IH

Voltaje de Ruptura inversa Corriente de fuga Inversa

Características Con corriente de compuerta Ig1>Ig2>ig3

VBO Voltaje de Ruptura directo para Ig =0

vac



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Se observa que en el primer cuadrante, tenemos las características directas. Si aumentamos la tensión “vac” al principio la corriente directa es insignificante. Cuado llegamos a la zona limite de bloqueo directo (VBO) la corriente comienza a aumentar y la tensión a disminuir; en este momento comienza la realimentación interna del tiristor, donde se manifiesta una característica de resistencia “negativa”. Durante este periodo, el dispositivo “transita por esta zona “, hasta llegar a una zona con característica de resistencia positiva, el tiristor podrá quedar con determinados valores de corriente y tensión, dependiente de la tensión externa de alimentación y la resistencia de carga. Esto se puede lograr, si la corriente anódica supere el valor mínimo de enganche o retención (IL). Cuando la corriente anódica comienza a disminuir, a partir de un valor mínimo (iH), el dispositivo vuelve al estado de bloqueo directo. Las características directas, se modifican (líneas de trazos) de acuerdo con el valor de la corriente inyectada en la compuerta. En este caso vemos que aumentando la corriente en la compuerta, la tensión de bloqueo directo, disminuye. Característica tensión- corriente en la compuerta del SCR Los tiristores tienen limitaciones en tensión, corriente y disipación máxima de compuerta. Veamos por ejemplo la característica tensión –corriente de la compuerta del SCR:

Los fabricantes suministran una zona limitada por dos curvas donde se puede ubicar el punto de operación. La recta de carga, del circuito de disparo, debe ubicarse por debajo de la hipérbola de máxima disipación promedio, si se lo dispara con tensión continua; si se lo dispara con pulsos, la recta de carga se podrá ubicar debajo de la máxima hipérbola de disipación instantánea Por ejemplo si PGpromedio=0,5 vatios y PGmax= 10 vatios, entonces se podrá disparar al SCR con pulsos con una potencia máxima de 10 watios con una duración de tp=0, 5 mseg., con un periodo de 10 mseg., dado que la potencia promedio, no supera los 0,5 vatios. En la zona rayada, no es conveniente que cruce la recta de carga del circuito de disparo, dado que el encendido, depende de la temperatura lo que lo hace inseguro. PGpromedio= 1/T.∫0

tp Pmax. dt = 1/T . Pmax.tp = (1/10) .10 .0,5 = 0,5 vatios. La relación tp / T se le denomina relación de ciclo de disparo.

vg VGG

VGG/Rs. ig

Curvas límites de una familia de SCR Recta de carga Punto de operación Curva para un SCR especifico

Disipación máxima con pulsos de disparo Disipación promedio o disparo con cc

Zona de disparo inseguro



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Características de activación del SCR Entre el momento de aplicación del pulso de disparo en la compuerta del tiristor, hasta que la corriente de ánodo llegue a su valor final, establecido por el circuito externo, se produce un retardo, denominado “tiempo de encendido”(ton). Este tiempo, esta definido como el intervalo de tiempo que transcurre entre el 10% de la corriente de compuerta en estado estable (0,1.IG) y el 90% de la corriente de ánodo, en estado de encendido (0,9IA).

td: tiempo de retraso, comprendido entre 0,1.IG y 0,1.IA. tr: tiempo de subida, comprendido entre 0,1.IA y 0,9.IA. ton = td + tr : tiempo de encendido. Cuando se diseña el circuito de control, se deben tener en cuenta, los siguientes puntos: 1) Se debe eliminar la señal de compuerta una vez que el tiristor se activo; con esto se logra disminuir la perdida de potencia en la compuerta. 2) Cuando el tiristor esta con polarizacion inversa, no debe haber señal de compuerta, dado que puede dañarlo por aumento de la corriente de fuga.

iA

IA

0,9.IA

0,1.IA 0 iG

IG

0,1.IG 0

td tr ton

t

t



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3) El ancho del pulso de compuerta “tp” debe ser mayor que el tiempo requerido para que el tiristor se active o sea que la corriente de ánodo llegue por encima de la corriente de enganche o retención, tp > ton. Características de desactivación del SCR Para desactivar un tiristor, debemos reducir la corriente de ánodo por debajo de la de mantenimiento (IH). Esto se puede lograr en forma natural, por el cambio de polaridad de la tensión externa de alimentación, o por métodos de conmutación forzosa, por medio de circuitos auxiliares. Una vez lograda que la corriente este por debajo de la mínima de mantenimiento, es necesario esperar un tiempo relativamente largo, de manera tal que todos los portadores de carga en exceso, en las cuatro capas se eliminen; caso contrario, el tiristor volverá a activarse, cuando se le aplique una tensión directa, sin necesidad de aplicar una señal de compuerta. De ocurrir esto ultimo, por sobrepasarse la frecuencia de conmutación máxima del dispositivo, se pierde el control de la potencia convertida.

trr : Corresponde al tiempo de recuperación inversa de las junturas J1 y J3. trc : Corresponde al tiempo de recuperación inversa de la juntura J2. Qrr : Es la carga de recuperación inversa durante el proceso de desactivación ; representa el área encerrada por la corriente (área rayada). Su valor depende del tipo de tiristor, de la corriente previa a la conmutación y de la velocidad de reducción de la corriente. Los fenómenos de activación y desactivación, producen perdidas de potencia.

trr trc tq

IA

Vac

t

t



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Protección contra la di/dt en los tiristores El inconveniente de la “di/dt” es similar al caso de los diodos semiconductores. Los tiristores requieren un tiempo para dispersar toda la corriente en forma uniforme a través de las junturas. Si la di/dt, toma un valor muy alto, pueden producirse puntos calientes, debido a las altas densidades de corriente que pueden hacer fallar al tiristor. La solución para este caso, es colocar una inductancia en serie con el dispositivo como se muestra en el siguiente circuito:

En este circuito practico con carga inductiva, Dm actúa como diodo volante para recuperar energía magnética. Este diodo conduce cuando el tiristor T1 esta cortado o desactivado. Cuando T1 se activa, Dm sigue conduciendo inversamente (durante su proceso de conmutación al estado de bloqueo) por lo que Vs ≈ Ls. Di/dt . Por lo tanto conociendo el valor máximo que puede soportar el semiconductor respecto a di/dt (el fabricante suministra su valor), podemos determinar el valor de la inductancia de protección como: Ls ≥ Vs / (di/dt). El capacitor C2 se coloca para absorber la energía almacenada en Ls, cuando Dm se bloquea después de su conducción y asi evitar una sobre tensión sobre el tiristor. La resistencia R2 cumple la misión de disipar la energía y amortiguar el transitorio del circuito Ls C2. Protección contra la dv/dt Para que la tensión aplicada no supere la máxima variación permitida del tiristor, suele conectarse en paralelo con el dispositivo, una red RC en serie. De esta manera, la carga del capacitor, limita la velocidad de crecimiento del voltaje en los extremos del dispositivo. Para su cálculo, consideramos la carga del capacitor con la tensión externa de alimentación



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Calculamos la variación de la tensión de carga del capacitor para el tiempo igual a la constante de carga τ = Rs.Cs dv/dt = 0,632.Vs /τ = 0,632.Vs / Rs.Cs despejamos : Rs.Cs = 0,632.Vs / dv/dt(max) El valor de Rs., se determina como Rs = Vs / IAD siendo IAD la corriente máxima de descarga del capacitor, que puede soportar el tiristor. TIPOS DE TIRISTORES Los tiristores se fabrican casi exclusivamente por el proceso de difusión. Con técnicas especiales y estructuras de compuerta, controlan los valores de di/dt, tiempo de encendido y tiempo de apagado. En gral se los activa con impulsos cortos de excitación en la compuerta. Para apagarlos, se requieren condiciones especiales de la tensión o circuitos especiales de apagado. Con el fin e tener un control mas eficiente, tanto en las condiciones de activación como en la desactivación, se han desarrollado una serie de dispositivos nuevos que han mejorado notablemente al clásico tiristor “SCR” Daremos a continuación una clasificación de los diversos tiristores de potencia que tienen aplicaciones comerciales y una breve descripción de ellos. 1) Tiristores controlados por fase (SCR) 2) Tiristores bidireccionales controlados por fase ( BCT) 3) Tiristores de conmutación rápida (SCR) 4) Rectificadores controlados de silicio foto activados (LASCR) 5) Tiristores de tríodo bidireccional (TRIAC 6) Tiristores de conducción en sentido inverso (RCT) 7) Tiristores de apagado por compuerta (GTO) 8) Tiristores controlados por FET (FET-CTH)

Vac 0,632.Vs

t=τ=RsCs t



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9) Tiristores de apagado por MOS (MTO) 10) Tiristores de apagado (control) por emisor (ETO) 11) Tiristores conmutados por compuerta integrada (IGCT) 12) Tiristores controlados por MOS (MCT) 13 Tiristores de inducción estática (SITH) Tiristores controlados por fase (SCR) Son tiristores de bajo costo, alta eficiencia y especificaciones de alto voltaje y corriente. Se utilizan en los convertidores de de corriente alterna a corriente continua, a frecuencia industrial (50 0 60 Hz) o sea, en rectificadores controlados por el método de control por fase. Se usan en casi todas las transmisiones de CC en alto voltaje (HVDC) y control de velocidad de motores de CC. Tienen un tiempo de apagado “tq” del orden de los 50 a 100 µseg. Tienen un voltaje en sus extremos en estado activado que varia desde 1,15 V para 600 V, hasta 2,5 V para tiristores de 4000 V de tensión de bloqueo directo e inverso. Por ejemplo un tiristor SCR de 1200 V, 5500 A, el voltaje de caída suele ser de 1,25 V. Los tiristores modernos, suelen tener una compuerta amplificadora como se muestra en el siguiente esquema.

El encendido se realiza activando el tiristor auxiliar que a su vez amplifica la señal de compuerta para el tiristor principal. Con esto se logra una simplificación para el circuito generador de los pulsos de disparo, unas características dinámicas altas con tasas de “dv/dt” típicas de 1000V/µseg. y tasas de “di/dt” de 500 A/µseg., obteniéndose con estos valores, una simplificación del inductor limitante y circuito de protección contra la dv/dt.



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Tiristores bidireccionales controlados por fase (BCT)

Es un dispositivo único, de reciente aparición para el control de alta potencia, que combina dos tiristores en un mismo encapsulado. Tiene la ventaja de ser mas compacto simplificando el sistema de enfriamiento, mayor fiabilidad y menor costo final del convertidor. El comportamiento eléctrico del BCT corresponde a dos tiristores fabricados en la misma oblea y conectados en antiparalelo. Tiene dos compuertas, una para activar la corriente en sentido directo (tiristor A) y la otra, para activarla en sentido inverso (tiristor B). La desactivación se logra por disminución de la corriente anódica por debajo de la mínima de mantenimiento, similar a los SCR. Tiene aplicaciones en frecuencia industrial tales como compensadores estáticos de volt-amperes reactivos (VAR), arrancadores suaves y control de motores. Tienen especificaciones máximas de tensiones de bloqueo de 6500 V a 1800 A. La máxima especificación de corriente es de 3000 A a 1800 V. Tiristores de conmutación rápida (SCR) Son usados en aplicaciones de conmutación de alta velocidad, con conmutación forzada con el caso de los convertidores de cc a ca, denominados inversores. Tienen un tiempo corto de apagado, entre 5 y 50 µseg, dependiendo del intervalo de voltaje. La caída de voltaje en sus extremos, cuando están activados, es función inversa del tiempo de encendido (tq). Este tiristor, suele llamársele SCR rápido o “tiristor inversor”. Estos tiristores, tienen valores altos de dv/dt, de unos 1000 V/µseg y valores de di/dt de 1000 A/µseg. Estos valores altos de dv/dt y di/dt, son importantes para reducir el tamaño y peso de los componentes auxiliares del circuito de conmutación. Se disponen de tiristores rápidos con valores de 1800 V de bloqueo directo e inverso y corriente de 2200 A, con una caída de tensión directa de 1,7 V. Existen tiristores rápidos con bloqueo inverso (no destructivo) de unos 10 V, con un tiempo de apagado muy corto de alrededor de 3 a 5 µseg; a estos últimos, “tiristores asimétricos”(ASCRS). Tiristores foto activados (LASCR) Estos tiristores, se activan por radiación de luz directa, en la oblea de silicio, en la zona de la juntura “J2”. La radiación de luz genera en esta zona (polarizada inversamente, con tensión de bloqueo directo, en los extremos del tiristor), generando suficiente pares electrón-huecos que, por el proceso de realimentación, activan al tiristor. La estructura de la compuerta se diseña de tal forma que proporciona suficiente sensibilidad para ser activado con fuentes luminosas normales como por ejemplo radiación luminosa provenientes de fibras ópticas o diodos emisores de luz (LEDS).

A B

A B

Símbolo del BCT

Equivalencia con dos SCR



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Estos tiristores se usan en aplicaciones de alto voltaje y corriente, a frecuencia industrial, como las conversiones para transmisiones CC de alto voltaje (HVDC) y compensación de potencia reactiva. Los LASCR, tienen un aislamiento eléctrico completo entre la fuente de radiación de activación y el circuito conversor que trabaja a alta tensión. Las especificaciones eléctricas máximas de estos dispositivos, llegan a 4000 V a 1500 con una potencia de activación, menor de 100 mW. Soportan una dv/dt de hasta 2000 V/µseg y di/dt de unos 250 A/mseg.

Tiristores de tríodo bidireccional (TRIAC) Es un dispositivo semiconductor de característica biestable, con la particularidad que puede conducir corriente controlada en ambos sentidos, con tensiones positivas y negativas, aplicadas a sus terminales principales. La activación, se realiza en forma similar a los SCR, aplicándoles una tensión eléctrica, de determinada polaridad, al terminal de compuerta. Como el triac, puede conducir en ambas direcciones, sus terminales principales, se denominan T2 y T1, en reemplazo del cátodo y ánodo de los dispositivos unidireccionales, como el SCR. Estructuralmente, esta constituido de la siguiente forma:

P

N N

T2

N

P

N N

T1

simbolo

Circuito análogo con dos SCR

Símbolo

Circuito equivalente



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Como vemos tenemos en la oblea de silicio, un SCR desde el terminal 2 al terminal 1, y otro SCR en paralelo, pero conectado desde terminal 1 al terminal 2 (antiparalelo). Las compuertas de ambos SCR están unidas a una compuerta (G) común. La característica tensión corriente del triac es la siguiente:

Si tomamos al Terminal “T1” como referencia, podemos decir que el triac se activa tanto con tensión positiva o negativa del Terminal “T2” y además el pulso aplicado a la compuerta respecto al Terminal de referencia (T1) puede ser positivo o negativo. De esta forma tendremos cuatro posibilidades de disparo a saber: 1) Terminal T2 positivo con pulso en G positivo (1º cuadrante con +VG) I+

1) Terminal T2 positivo con pulso en G negativo (1º cuadrante con -VG) I-

1) Terminal T2 negativo con pulso en G negativo (3º cuadrante con -VG) III-

1) Terminal T2 negativo con pulso en G positivo (2º cuadrante con +VG) III+

En la práctica las sensibilidades al disparo son diferentes. En el primer cuadrante se logra activar al triac con menor corriente de compuerta, aplicándole un pulso de tensión positiva. Para el tercer cuadrante la mayor sensibilidad, se logra con un pulso de tensión negativa, en la compuerta. Esencialmente el TRIAC no presenta diferencias de funcionamiento con respecto al SCR. Los regimenes máximos que garantiza el fabricante están determinados por la temperatura máxima de funcionamiento. Los valores de tensión de bloqueo están disponibles hasta 1200 V y corrientes máximas de 300 A. La frecuencia máxima de operación es de 400Hz, con tiempos de conmutación de 200 a 400 µseg. Los TRIAC, tienen aplicaciones en los convertidores de ca a ca (modifican el valor eficaz de la tensión alterna) por el método de control por fase. Cuando trabajan con carga inductiva, debido a que la corriente circula mas allá del cruce por cero de la tensión de alimentación, cuando la corriente se hace finalmente cero, el TRIAC se somete a una dv/dt alta debido a que en ese momento la tensión en sus extremos toman el valor de la tensión externa que en ese momento tiene un valor alto. Por ello es necesario protegerlo con una red pasiva RC, dado que si no se lo hace, se pierde el control de potencia y el TRIAC se reactiva inmediatamente sin pulso de disparo.

2º cuadrante bloqueado

1º cuadrante Activado (con ±vG)

Activado (con ±vG) 1º cuadrante

Bloqueado 4º cuadrante



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Tiristores de conducción en sentido inverso (RCT) Estos tiristores se utilizan en aquellos convertidores que necesitan conducir una corriente en sentido inverso, por causa de una carga inductiva y para mejorar los requisitos de apagado del circuito de conmutación. El RCT, esta compuesto en un mismo encapsulado por SCR y un diodo en antiparalelo, como muestra la figura:

El diodo fija el voltaje de bloqueo inverso en 1 a 2 volt en estado estable; en condiciones transitorias su valor es de unos 30 volt por las inductancias parásitas internas. Se disponen de RCT con tensiones de bloque directo de 400 a 2000 V con corrientes de hasta 500 A. A este dispositivo, también se le suele llamar ASCR o tiristor asimétrico, con aplicaciones en circuitos específicos. Tiristores de apagado por compuerta (GTO) EL GTO, en forma similar a un SCR, se puede activar con una señal pulsante positiva en la compuerta, pero tiene la posibilidad de apagarlo con una señal negativa aplicada en la misma compuerta. Los GTO, se pueden construir con especificaciones de tensión y corrientes parecidas a los SCR, con las siguientes ventajas: 1) No necesitan elementos auxiliares de conmutación en convertidores que necesitan la conmutación forzada, reduciendo el costo peso y volumen del convertidor. 2) Reducción del ruido acústico y electromagnético por eliminación de los reactores de conmutación. 3) Desactivación mas rápida lo que le permite trabajar con frecuencias de conmutación mas elevada. 4) Mayor eficiencia de los convertidores. En aplicaciones de baja potencia, los GTO también tienen ventajas sobre los transistores bipolares: 1) Mayor especificación de voltaje de bloqueo. 2) Alta relación de corriente pico controlable a corriente promedio. 3) Alta relación de corriente pico de sobrecarga y la corriente promedio. (10:1) 4) Alta ganancia entre la corriente en el estado activo y la corriente de compuerta necesaria para su activación (1:600). 5) Señal pulsante de corta duración en compuerta para su activación y desactivación a diferencia del transistor bipolar que requiere señal permanente en estado activo. A continuación veremos el corte transversal del GTO, su símbolo y su circuito equivalente:



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A diferencia del SCR, el GTO tiene una capa adicional “n+” cerca del ánodo, que forma un circuito de apagado entre la compuerta y el cátodo, en paralelo con la compuerta de encendido. El circuito equivalente es similar al SCR, excepto por su mecanismo de apagado interno. La activación se logra con un pulso de corriente entrante, aplicado entre la compuerta y el cátodo. Para lograr la realimentación interna que lo lleve al estado activo o encendido, el pulso de corriente entrante debe cumplir especificaciones, dadas por el fabricante, respecto al gradiente de elevación, corriente máxima y duración del impulso. El apagado se logra haciendo pasar un gran pulso de corriente entre el cátodo y la compuerta (corriente saliente de la compuerta), para apartar suficientes portadores de carga del cátodo, que correspondería al emisor del transistor Q2 (transistor npn, en el circuito equivalente) para cortarlo y de esa manera sacar al transistor Q1 de la acción regenerativa. Con esta acción, el transistor Q1 queda con la base abierta y el GTO vuelve al estado desactivado o no conductor. De la misma forma, el pulso de corriente de apagado debe cumplir con las especificaciones dadas por el fabricante. Respecto a la corriente de encendido del ánodo, esta debe ser por lo menos del 1% del pulso de activación, para asegurarse que la compuerta mantenga la retención del estado activo. Durante el apagado, la corriente de ánodo, tiene una larga “cola residual de apagado” por lo que se debe esperar un tiempo especificado, hasta que se haya disipado la carga residual del ánodo y se pueda, nuevamente activarlo. En la próxima figura se muestra las especificaciones que debe cumplir el pulso positivo de encendido, como así también la forma típica de la corriente de ánodo en función del pulso negativo de apagado.

p

n+

n

p

n+

Ánodo

Cátodo Compuerta (C) (G)

Símbolo




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En la próxima figura mostramos el circuito simplificado de apagado del GTO:

0,8 IGM

0,5 IGM

IGM

0,1 IGM

diG/dt

tGM

IG

Pulso de corriente de activación del GTO

I ánodo

IGQ(2)

IGQ(1) - IG

tGQ(1) tGQ(2)

Corriente de ánodo, en función del pulso

negativo de apagado de compuerta del GTO



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Como el GTO necesita una corriente elevada de apagado (aprox. 1/6. IA), es común usar un capacitor para proporcionar la corriente necesaria en la compuerta para apagarlo. El inductor se coloca para limitar el valor de di/dt de la corriente de la compuerta circulando por S1, R2, R1 y L. Se debe seleccionar el voltaje de suministro VGS al circuito de compuerta para alcanzar el valor necesario de apagado. Los valores de R1 y R2 se minimizan. Durante el periodo de apagado, que comienza después que la cola de corriente de ánodo llega a cero, la compuerta en el caso ideal, debería permanecer con polarizacion inversa, para asegurar la máxima especificación de bloqueo. Esta polarizacion inversa se puede obtener ya sea manteniendo cerrado “S1”, durante el periodo de no conducción, o usando un circuito de mayor impedancia “S2” y R3, siempre y cuando exista un voltaje negativo mínimo. En el caso de una falla de los circuitos de auxiliares de apagado, la compuerta puede permanecer en condición de polarización inversa, y el GTO podrá no bloquear la tensión. Para asegurar que se mantenga un voltaje de bloqueo en el dispositivo, de debe aplicar una resistencia mínima de compuerta “RGC” especificada por el fabricante. Para la condición de apagado, los GTO tienen baja ganancia, normalmente seis, lo que requiere un pulso de corriente elevado para desactivarlo. La caída de voltaje en sus extremos, es mayor que los SCR; por ejemplo para un GTO de 1200 V y 550 A, su caída de tensión es de 3,4 volt. En algunas aplicaciones, los GTO necesitan un diodo rápido conectado en antiparalelo; en este caso, no necesitan tener capacidades de bloqueo de voltaje inverso. Con modificaciones en la capa interna “n”, se logran “GTO asimétricos” en un solo encapsulado. Tiristores controlados por FET (FET-CTH) Un tiristor FET-CTH, esta compuesto, en un solo encapsulado, de un tiristor convencional del tipo SCR y un transistor MOSFET. Este último cuando se le aplica un voltaje en su compuerta, conduce la corriente de disparo o activación del tiristor. La tensión necesaria aplicable al MOSFET para el disparo, es de unos 3 volt. Este dispositivo, tiene alta velocidad de conmutación y altos valores de di/dt y dv/dt. La siguiente figura, muestra el circuito equivalente del FET-CTH:

El encendido es por tensión eléctrica, pero no se puede apagar, salvo por la conmutación natural o forzosa. Tiene aplicaciones cuando se debe usar disparo óptico para dar aislamiento eléctrico entre la señal de control y la del circuito convertidor.



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Tiristor de apagado por MOS (MTO) El MTO es una combinación de un GTO y un MOSFET, que juntos mejoran las capacidades de apagado del GTO. Vimos que en este último, necesitamos una corriente inversa considerable para cortar la corriente de emisor del transistor npn y de esta manera eliminar la realimentación con el transistor pnp para así desactivar al GTO. En el caso del MTO, el transistor MOS, que esta conectado entre la base y emisor del transistor bipolar npn, hace caer la tensión base emisor por debajo del umbral y de esta manera éste transistor deja de conducir, eliminando la realimentación. La estructura es parecida al GTO, conservando las ventajas de alto voltaje (hasta 10Kv) y elevada corriente (4000 A), con aplicaciones de gran potencia (1 a 20 MVA).El MTO se apaga mas rápidamente que el GTO y casi se eliminan las perdidas asociadas a las cargas de almacenamiento. También tienen una mayor dv/dt y en forma parecida al GTO, tienen una larga cola de corriente de apagado.

Tiristores de apagado por emisor (ETO) El ETO es un dispositivo hibrido compuesto por un MOS y un GTO, en el que se combinan las ventajas de ambos semiconductores. Tiene dos compuertas, una normal para activarlo y otra, con un MOSFET conectado en serie, para apagarlo. Su estructura y circuito equivalente, se muestra en la siguiente figura:

p

n+

n

p

n+

Ánodo

Compuerta de encendido

Cátodo

Compuerta de apagado

Símbolo

Circuitos equivalentes



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La activación se logra aplicando voltajes positivos a las compuertas 1 y 2; de esta manera el MOSFET de canal P se mantiene en condición de bloqueado y el MOSFET de canal N conduce, permitiendo un flujo de corriente a la compuerta del GTO. Esta corriente inicia el proceso de realimentación interna la realimentación haciendo que el GTO conduzca y asi el ETO pasa al estado de conducción o activación. El apagado se logra aplicando un voltaje negativo a la compuerta 2, apagando el MOSFET de canal N ; la corriente principal se desvía del cátodo (emisor del transistor bipolar npn del GTO) , hacia la base a través del MOSFET de canal P, deteniendo el proceso de realimentación interna y apagando o desactivando al ETO. En forma parecida al GTO, el ETO también tiene una cola larga de la corriente de ánodo, al final del apagado, por lo que se debe esperar para el siguiente encendido, hasta que la corriente residual, del lado del ánodo, se haya disipado por el proceso de recombinación. Se disponen de estos dispositivos con tensiones de bloqueo directo e inverso de valores de hasta 6 KV y corrientes de hasta 4000 A. Tiristores conmutados por compuerta integrada (IGCT) En el IGCT, se integran un tiristor conmutado por compuerta (GCT) y un activador de compuerta en tarjeta de circuito impreso multicapa. El GCT, es un GTO de conmutación permanente con un pulso de corriente de compuerta muy rápido y de valor muy alto, prácticamente del mismo valor que toma la corriente de cátodo y la lleva a la compuerta en aproximadamente en 1 µseg para asegurar un apagado rápido. La estructura interna de GCT y su circuito equivalente, es parecido al GTO, como se muestra en la siguiente figura, que además tiene un diodo integrado en paralelo:

Ánodo

p

n

p

n

activac. G1 desact.

G2

Símbolo


Cátodo



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El encendido del IGCT es similar al GTO, aplicando una corriente de encendido a la compuerta. Para apagarlo, se recurre a una tarjeta de circuito impreso multicapa de compuerta que aplica un pulso de apagado de subida rápida, por ejemplo una corriente de 4 KA/µsg, con solo un voltaje de 20 volt de compuerta –cátodo. Con esta variación de la corriente de compuerta, el transistor npn, del lado del cátodo, se apaga en su totalidad en menos de aprox. 1 µseg. y de hecho el transistor pnp al quedar su base abierta , también se apaga y el IGCT se desactiva. Debido a la muy corta duración del pulso, el consumo de compuerta se reduce al mínimo. Tiristores controlados por MOS (MCT)

p+

n

n+

n-

p

n+

p

Compuerta

Ánodo

Lado del GTO

Lado del diodo

Cátodo

T.C.I




24

En un MCT, se combinan las propiedades de un tiristor regenerativo de cuatro capas, con una estructura de compuerta MOS. En forma similar al transistor bipolar de compuerta aislada (IGBT), se logran las ventajas de los transistores bipolares con las de efecto de campo; el conjunto resulta en una mejoría respecto a un tiristor con un par de MOSFET, que lo activan y lo desactivan. Existen varios dispositivos de estas estructuras MCT; solamente analizaremos una de ellas, el MCT de canal “p” de mayor difusión. En la próxima figura representaremos su estructura interna:

El proceso de construcción de este dispositivo, es complejo, por lo que solamente nos remitiremos a su circuito eléctrico equivalente, formado por dos transistores bipolares, uno npn, el otro pnp y dos transistores de efecto de campo MOS, uno de canal n y otro de canal p, conectados como muestra la siguiente figura:

Ánodo

B1

p- C2

p

n+ E1

Cátodo

D2 C1 C 1

B2 B2

n

S1

p p

p+

E2

S2

n+ n+

metal

Esquema estructural del MCT de canal p

oxido oxido

Compuerta

MOSFET M2

de canal n

Compuerta MOSFET

M1 de canal p



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Debido a que la estructura del MCT es de tipo NPNP, diferente a un SCR normal que es del tipo PNPN, el ánodo se utiliza como Terminal de referencia, con respecto al cual se aplican las señales de compuerta para su activación y desactivación. El encendido de un MCT de canal p que esta en el estado de bloqueo directo (ánodo positivo respecto al cátodo) se puede realizar aplicando un pulso negativo, respecto al ánodo. En el circuito eléctrico equivalente, vemos que esta acción, hace conducir al MOS de canal p (M1) y de esta manera, a través de sus terminales drenaje-surtidor, inyectan una corriente en la base del transistor bipolar npn que inicia la realimentación interna entre los transistores bipolares Q1 y Q2. El MCT pasa al estado activo. El MCT permanece en el estado activo, hasta que se invierta la polaridad de la tensión Ánodo-cátodo, que gaga disminuir su corriente, o aplicando un pulso de apagado en su compuerta. El proceso de apagado de un MCT, de canal p, es el siguiente: Si aplicamos un pulso positivo en la compuerta, respecto al ánodo, este pulso, hace conducir brevemente al MOS de canal n (M2), lo que hace bajar su tensión drenaje-surtidor. Como estos últimos terminales están conectados a la juntura base-emisor de Q1, cuando esta tensión cae por debajo de la tensión umbral, entonces este ultimo transistor, deja de conducir corriente, abriendo la base de Q2 y de esta manera, se anula la realimentación interna. El MCT pasa al estado desactivado.

Compuerta

Ánodo

Cátodo

Símbolo

Circuito eléctrico equivalente



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Para un MCT de canal n, la activación se hace con un pulso positivo aplicado a la compuerta, respecto al cátodo y la desactivación, se realiza aplicando un pulso a la compuerta de polaridad negativa, respecto al cátodo. El MCT puede ser operado como dispositivo controlado por compuerta si la corriente controlada, no supera el valor especificado. Para corrientes mayores, el apagado de un MCT, debe realizarse de la misma manera que un SCR normal (por conmutación de la tensión en sus extremos o conmutación forzosa). Los anchos de pulso de compuerta no son críticos, con corrientes menores a la especificada. Para corrientes mayores, el ancho del pulso, debe ser mayor. En muchos circuitos convertidores, como por ejemplo los inversores, se aplican pulsos continuos de compuerta, tanto en el apagado como en el encendido, para evitar falsos disparos en el control del MCT. Los MCT tienen las siguientes características eléctricas: 1) Tiene baja caída de tensión en sentido directo durante su estado conductor. 2) Tienen un corto tiempo de activación, normalmente 0,4µseg. y un corto tiempo de apagado de aproximadamente 1,25 µseg, por ejemplo para un MCT de 500 V y 300 A. 3) Tiene bajas perdidas por conmutación. 4) Baja capacidad de bloqueo de la tensión inversa. 5) Alta impedancia de entrada en su compuerta lo que simplifica bastante el circuito generador de pulsos de excitación de compuerta. 6) Puede conectarse en paralelo para conmutar grandes corrientes, con pocas desviaciones de las especificadas. 7) No puede utilizarse un transformador de pulsos si se necesita un pulso continuo para evitar falsas excitaciones. La estructura del MCT se reparte en toda la superficie del dispositivo, lo que le permite el encendido y apagado rápido con bajas perdidas por conmutación. La potencia o energía para su activación y desactivación es baja y el retardo debido al almacenamiento de cargas, también es muy bajo. Todas estas condiciones, lo aproximan como el dispositivo de retención, ideal, para ser usado en los convertidores de energía eléctrica. Tiristores de inducción estática (SITH) El SITH, llamado también diodo controlado-limado (FCD), fue introducido por Tezner en la década de 1960. Es un dispositivo de portadores minoritarios por lo cual tiene baja resistencia o baja caída de tensión en sus extremos cuando esta activo o conduciendo la corriente. Tiene grandes velocidades de conmutación de 1 a 6 µseg, con capacidades de dv/dt y di/dt elevadas. Se lo puede fabricar para soportar tensiones elevadas de hasta 2500 V con corrientes de hasta 500 A. Este dispositivo, tiene una alta sensibilidad al proceso de fabricación y pequeñas perturbaciones en su manufactura, producen grandes cambios en sus características. Con la llegad de la tecnología de carburo de silicio (SiC) se ha fabricado un SITH con una tensión de bloqueo directo de 300 V. En la siguiente figura, se representa un corte transversal de este dispositivo, su símbolo y su circuito eléctrico equivalente:



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El funcionamiento de este dispositivo es el siguiente: Se enciende con un pulso de tensión positivo entre compuerta y cátodo. Esto inicia la conducción de corriente en el diodo pin (p+nn+), que inyecta electrones del cátodo (n+) a la base “n”, entre la compuerta (p+) y el cátodo (n+), que se difunden por el canal, modulando su resistividad, haciéndolo mas conductor. Cuando estos electrones llegan a la juntura “J1”, el ánodo (p+), comienza a inyectar huecos en la base , proporcionando la corriente de base del transistor Q2. Al aumentar la corriente de base, Q2 pasa a la saturación, haciendo que la juntura “J2” se polarice directamente y provocando que el SITH, se active completamente, todo esta acción, en un periodo muy breve. La compuerta (p+) y la región del canal, toma la forma de un transistor de efecto de campo de juntura (JFET), proporcionando la corriente de base del transistor Q1(p+n p+). Debido al alto contenido de dopantes de la compuerta p+, no pasan electrones a la compuerta. Una parte de la corriente de huecos pasan por la compuerta p+ y por el canal directamente al cátodo. El resto de la corriente de huecos pasa por la compuerta p+ hacia el canal, como corriente de compuerta del JFET en modo bipolar (BMFET). La corta distancia entre cátodo y compuerta da como resultado una concentración uniforme y grande de portadores en esa región, haciendo que la caída de tensión sea despreciable. El apagado del SITH, se logra aplicando a la compuerta un pulso negativo de voltaje. Esto provoca una capa de agotamiento en torno a la compuerta, creando una barrera de potencial en el canal, que lo hace mas angosto, eliminando el exceso de portadores. Si el voltaje, aplicado a la compuerta es suficientemente grande, el canal queda desprovisto de portadores de carga, anulando la corriente entre el ánodo y cátodo, desactivando al SITH.

Ánodo

p+

Base n

canal

J1 J2 J3 J4

Compuerta p+

Cátodo

Esquema estructural


Ánodo Cátodo

Compuerta

Símbolo

n+



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UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 3-5 métodos y circuito disparo tiristores. ----------------------------------------------------------------------------------------------------------

___________________________________________________________________ Apunte de cátedra Autor: Domingo C. Guarnaschelli

1

CIRCUITOS DE DISPARO DE TIRISTORES PARA RECTIFICADO RES CONTROLADOS El circuito de disparo o excitación de compuerta de los tiristores, es una parte integral del convertidor de potencia. La salida de un convertidor, que depende de la forma en que el circuito de disparo excita a los dispositivos de conmutación (tiristores), es una función directa del proceso de cómo se desarrolla la conmutación. Podemos decir entonces que los circuitos de disparo, son elementos claves para obtener la salida deseada y cumplir con los objetivos del “sistema de control”, de cualquier convertidor de energía eléctrica. El diseño de un circuito excitador, requiere el conocimiento de las características eléctricas de compuerta del tiristor específico, que se va a utilizar en el circuito principal de conmutación. Para convertidores, donde los requisitos del control no son exigentes, puede resultar conveniente diseñarlo con circuitos discretos. En aquellos convertidores donde se necesita la activación de compuerta con control de avance, alta velocidad, alta eficiencia y que además sean compactos, los circuitos integrados para activación de compuerta que se disponen comercialmente, son más conveniente. Las partes componentes de un circuito de disparo para tiristores usados en los rectificadores controlados por fase, a frecuencia industrial, son los siguientes: El circuito sincronizador, el circuito base de tiempo para retrasar el disparo, el circuito conformador del pulso, el circuito amplificador del pulso (opcional), el circuito aislador y finalmente el circuito de protección de la compuerta del tiristor. El diagrama en bloques siguiente, nos da una idea gral, de la Inter relación de estos componentes:

Tensión CA de la red eléctrica

Sincronizador (Detector de

cruce por cero)

Circuito con base de tiempo para el retardo del ángulo de

disparo

Entrada Señal de control

Generación y amplificación del pulso de disparo

Aislador del circuito de

disparo con los circuitos de conmutación

Protección de la compuerta del tiristor

SCR1 SCR2

.

. SCRn

Carga



2

Circuito sincronizador: Este circuito, se encarga de iniciar la base de tiempo en sincronismo con la frecuencia de red, de manera tal de retrasar el mismo ángulo (respecto al cruce por cero de la tensión de red), el pulso de disparo, en todos los semiciclos. Entrada señal de control: Esta señal es la que determina el retraso del ángulo de disparo, señal generada en forma manual o a través de un sistema realimentado. Para este ultimo caso, la señal se genera por la interacción de la señal de referencia, la señal realimentada y el algoritmo de control (proporcional, proporcional+integrador, etc.). Circuito base de tiempo: En los circuitos analógicos, la base de tiempo se genera por medio de un circuito tipo RC, o sea a través de la carga de un condensador, con una constante de tiempo τ=CR., hasta una tensión que genera un pulso de disparo. En los sistemas programables, la base de tiempo se genera por programación o por medio de un temporizador interno que se carga también por programación. Generación de los pulsos de disparo: Para la generación de los pulsos, se disponen de muchas variantes de circuitos, con aplicación de transistores bipolares o mediante semiconductores específicos, que generan, cortos pulsos de disparo. Circuito de aislamiento entre el generador de pulsos y el circuito convertidor: fundamentalmente se utilizan dos técnicas. Una es la de utilizar un transformador aislador de pulsos y la otra un dispositivo semiconductor foto controlado de silicio, también llamado opto acoplador. Otra técnica utilizada es a través de las fibras ópticas con emisor en el circuito de disparo y receptor en el circuito de compuerta. Protección de la compuerta: Se utilizan circuitos de protección contra disparos por tensiones espurias. Mas adelante, desarrollaremos con mas amplitud, estos elementos que componen el circuito de disparo. SEMICONDUCTORES QUE GENERAN PULSOS DE DISPARO Existen una gran variedad de dispositivos semiconductores que pueden utilizarse para generar pulsos de disparo. Entre ellos tenemos aquellos que actúan como transistores y otros lo hacen como tiristores. Se los utiliza para generar pulsos de disparo en circuitos de relajación (osciladores) o como disparadores por nivel de tensión. Transistores disparadores: UJT : Transistor unijuntura. CUJT: Transistor unijuntura complementario DIAC: Disparador bidirecional tipo npn. Tiristores disparadores: PUT: Transistor unijuntura programable. LAPUT: Transistor unijuntura programable activado por luz. DIODO SCHOCKLEY: Diodo tiristor. SUS : Conmutador unilateral de silicio DIAC: Diodo tiristor bidireccional



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SBS: Conmutador bilateral de silicio. ST4 : Disparador asimétrico de GE. Lámpara de Neon (poca aplicación o muy limitadas) Analizaremos solamente el funcionamiento y aplicación de tres de estos dispositivos, el UJT, el PUT y el DIAC, que son los mas conocidos en lo que se refiere a sus aplicaciones. Transistor unijuntura (UJT) Es un dispositivo semiconductor compuesto por tres terminales; en dos terminales, denominados base 1(B1) y base2 (B2), se sitúa una resistencia semiconductora (tipo n) denominada “resistencia interbase RBB”, cuyo valor varia desde 4,7 a 10 KΩ. En un punto determinado de esta resistencia, se difunde una zona “p” que forma una juntura diódica que se conecta al tercer terminal, denominado “emisor” (E). El grafico muestra la característica V-I del emisor respecto a la base1 (B1), el símbolo del UJT y su circuito equivalente:

La polarizacion se realiza aplicando una tensión positiva a la base B2 (VBB≈5 a 30 volt) La máxima tensión aplicada, esta limitada por la disipación del UJT. ___________ VBB = √ RBB. VDmax. La corriente IB2 vale: IB2 = VBB / RBB

IE

IV

IP

IEBO

VV VK VP VE

Emisor Base 2 Base 1 Símbolo

Circuito eléctrico equivalente

Características tensión –corriente del terminal Emisor-Base 1



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El UJT se dispara cuando la juntura pn se polariza directamente. Si la tensión del emisor (VE) es menor a (VC), circula por la juntura una corriente inversa denominada IEBO. Cuando la tensión del emisor supera a la tensión VC, la juntura se polariza directamente la corriente del emisor se hace positiva , inyectando portadores minoritarios en la porción de la resistencia RBB, comprendida entre el diodo y la base 1(B1), haciendo que este tramo, aumente drásticamente su conductividad y disminuya su resistencia eléctrica. En esta situación, la tensión del emisor disminuye cuando la corriente del emisor aumenta (zona de resistencia negativa), dado que la tensión VC= VBB .R1 (R1+R2) disminuye al disminuir R1. El la grafica V-I este fenómeno comienza en el punto “VP. IP.”. La corriente queda limitada solamente por la resistencia R1 y la de la fuente de tensión que polariza al emisor. ( se produce un pulso de corriente de magnitud). La tensión VE, para producir el disparo o sea VP, vale: VP = (R1/R1+R2). VBB + VD. = η.VBB +VD R1/ (R1+R2) se le denomina “relación intrínseca η” y tiene un valor en particular para cada tipo de UJT. La relación intrínseca toma un valor entre 0,45 y 0,82. La VBB, se denomina “tensión ínter básica” y es la tensión que se aplica entre las bases B1 y B2. La “VD” es la tensión umbral de polarizacion directa de la juntura PN, cuyo valor es aproximadamente de 0,56 volt a 25º C y disminuye en aprox. 2 mv / ºC. Cuando IE aumenta, VE disminuye (zona de característica negativa) hasta un valor dado por IV, VV, donde nuevamente comienza aumentar. Si al dispositivo, lo hacemos trabajar por debajo de los valores de IV y VV, el valor de R1 retoma su valor original. Si la tensión de emisor se mantiene constante y mayor que VV, R1 se mantiene en su valor bajo y no se reestablece. En la aplicación, la tensión de disparo VE= VP, se debe mantener constante; pero como varia con la temperatura, debido la valor de VD, resulta entonces necesario compensar esta variación. El procedimiento es colocar una resistencia de carbón en la base B2 que tiene un coeficiente de variación positivo, para contrarrestar el coeficiente negativo de la juntura pn. La figura muestra el circuito:



5

El valor de RB2 se calcula de la siguiente forma: Vp = VD + η. VBB. (1) VBB= Vcc – RB2. IB2 (2) IB2 = Vcc / (RBB + RB2) (3) Reemplazando (3) en (2) y luego en (1) obtenemos: Vp = VD + η. VCC - η.Vcc. RB2 / (RBB + RB2) como RBB >> RB2: Vp ≈ VD + η. VCC - η.Vcc . RB2 / RBB Como el coeficiente de temperatura de RBB es de + 0,008%/ºC y el de RB2 es de +0,004%/ºC, entonces tanto VD como el termino η.Vcc . RB2 / RBB sufren las mismas variaciones con la temperatura. Si hacemos: VD = η.Vcc. RB2 / RBB la formula anterior nos queda: VDp= η. VCC El valor de RB2 para que se cumpla lo anterior, lo obtenemos despejando de la igualdad anterior como: RB2 = V D. RBB / (VCC. η) Si en la base B1 se conecta una resistencia RB1 entonces el valor de RB2 se lo debe incrementar en (1-η. RB1) / η quedando:

RB2 = V D. RBB / (VCC. η ) + (1-η. RB1) / η Oscilador de relajación con UJT



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El transistor unijuntura, se lo utiliza como oscilador de relajación, para generar pulsos de disparo. El circuito trabaja de la siguiente forma. El capacitor, conectado entre el emisor y la base1 se carga exponencialmente con una constante de carga (base de tiempo) dado por el producto de CE. RE. Cuando se llega al valor de la tensión de disparo “ VP.” el capacitor se descarga a través del emisor, rápidamente, dado por la constante de descarga “de CE.( R1.+ RB1. )“. Cuando se llega al valor VE.= VV. , el emisor se bloquea, parando la descarga del capacitor y nuevamente comenzando el ciclo de carga. La grafica muestra la forma de onda en el capacitor ( VE.= VC. ) y la señal pulsante en los extremos de RB1

Para calcular el periodo de los pulsos, partimos de la tension de carga del condensador: VC = Vcc. (1 – e-t/R.C) Para nuestro caso el tiempo “T1” lo calculamos para Vcc’ = Vcc – VV y VC.= VP. VC = (Vcc_VV). (1 – e-T1/RE.CE) Despejando el tiempo T1 obtenemos: T1 = RE .CE . ln ( VCC.- VV ) / (VCC.- VP ). El tiempo T2 de descarga es difícil de calcular por la variación que sufre la resistencia de descarga a través de R1 y RB1. Para el caso de RB1 = 0 el valor de T2 vale empíricamente: T2 ≈ (2+5.C). VEsat. Donde VEsat es el valor dado en las características del UJT para IE = 50 mA. No obstante en las aplicaciones para disparo de tiristores, resulta T1 >>T2 por lo cual el periodo lo calculamos como: T = T1+ T2 ≈ T1 La expresión para el periodo se puede simplificar si hacemos VV ≈ 0 T = RE .CE . ln VCC. / (VCC.- VP ). Por otra parte como Vp = η.Vcc reemplazando: T= RE .CE . ln VCC / (VCC.- η.Vcc ). = RE .CE . ln 1 / (1-η) Para un transistor unijuntura para disparo de tiristores como el 2N2646, el valor de la relación intrínseca vale η≈ 0,63, entonces reemplazando tenemos: T = RE .CE. Las condiciones de diseño para un circuito de disparo de tiristores con UJT, no son muy rigurosas. La resistencia RB1 se limita a un valor inferior a 100 Ω. En algunas aplicaciones su valor podrá valer entre 2000 y 3000 Ω. Si el pulso de disparo se toma de los extremos de RB1, este tendrá que tener un valor tal que la tensión continua



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producida por la corriente interbase, no tome un valor superior a la de disparo del tiristor. VGtmax > RB1 . Vcc / ( RBB+ RB1 +RB2.) El resistor RE de tener un valor comprendido entre 3 KΩ y 3 MΩ, para permitir que el circuito oscile. Si es muy grande, es posible que no llegue a la tensión de disparo. Si es muy chico, el UJT se dispara pero luego entra en la zona de resistencia positiva y no vuelve a bloquearse. Sincronización de los osciladores de relajación El periodo de oscilación T de estos osciladores no es muy preciso, por lo que resulta conveniente sincronizarlos con una frecuencia de mayor precision. Existen varios métodos por ejemplo ingresando pulsos de amplitud negativa en B2 para reducir la tensión interbase, reduciendo así la tensión de disparo y obligar al UJT a dispararse.

Cuando se utiliza el transistor unijuntura para generar pulsos de disparo para tiristores para el control de potencia eléctrica en sistemas eléctricos de frecuencia industrial (50 o 60 Hz) se realiza de diversas formas el sincronismo con la frecuencia de la red. En todos ellos se aprovecha el cruce por cero de la tensión. Una forma es alimentar el oscilador de relajación con UJT con una tensión rectificada de onda completa y estabilizada con un diodo Zener. De esta forma cuando la tensión pase por cero, todo el circuito prácticamente esta con valor cero, el capacitor CE esta descargado y de esta forma en cada semiciclo la base de tiempo genera el pulso de disparo en el mismo periodo de tiempo “T” o de otra forma podrá disparar al tiristor con el mismo retraso de tiempo o ángulo, con respecto al cruce por cero de la tensión de red. El diodo zener cumple la función de estabilizar la tensión de alimentación del generador de pulsos, permitiendo en cada semiciclo generar el pulso, con la misma tensión de disparo Vp.

Entrada pulsos de sincronismo

Salida de pulsos sincronizados



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En el siguiente circuito, se muestra el circuito de sincronización junto al generador de pulsos:

Control manual de potencia eléctrica para un convertidor CA a CC (rectificador controlado)

Este sistema de control, si bien es obsoleto tecnológicamente hablando, tiene importancia del punto de vista conceptual dado que nos da las ideas fundamentales del control por fase y la importancia de la sincronización con la frecuencia de red. En el circuito la sincronización se logra rectificando la tensión alterna en los extremos del Triac y alimentando el circuito de disparo. En este caso se utiliza un transformador de pulsos para aislar el circuito de disparo (alimentado con tensión de +24 Volt) respecto a la tensión de alimentación de la carga (220 V ca) La potencia en la carga se controla retrasando el disparo del triac respecto al cruce por cero de la tensión de alimentación. Para ello se modifica la base tiempo que carga al capacitor CE, por medio de un potenciómetro RE. Para este circuito si quisiéramos adaptarlo para un sistema de control automático, el potenciómetro RE, debería reemplazarse por un transistor que controle la corriente de carga del capacitor CE, en función de la señal de control

Tensión de alimentación para sincronización

Pulso de disparo



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En la próxima figura se grafican las formas de ondas del circuito, así como la variación de la potencia en la carga en función del porcentaje del valor de RE.

Se puede apreciar que no tenemos linealidad entre el valor de la resistencia RE y el valor de la potencia controlada sobre la carga.

Vtriac Vs’ Vz Vp VE Vdisp %VL 100 80 60 40 20

0 25 50 75 100 %RE

t

t

t



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Control pedestal Este método de control, consiste en cargar en forma rápida (cte RC bajo) al capacitor exponencialmente hasta la tensión de disparo Vp. De esta forma, la tensión de disparo queda determinada por el divisor de voltaje resistivo de potenciómetro, como muestra el circuito:

En la grafica se observa que tenemos una variación brusca en el control de la potencia eléctrica sobre la carga, con la variación de la resistencia del potenciómetro. Este control podría aplicarse el “control todo o nada” como el caso de los relés estáticos asincrónicos. Este sistema manejado desde un “sistema de control automático” se podría hacer funcionar mediante un transistor, controlando la corriente de base, como muestra la figura:

Para este caso cuando el transistor pasa al corte, haciendo la corriente de base cero, El UJT se dispara en el inicio de cada ciclo entregando a la carga la potencia máxima. Cuando el transistor esta conduciendo, el capacitor queda cargado con una tensión baja (VBEsat) y por lo tanto nunca se llega a la tensión de disparo Vp, del UJT; por lo que no se entrega potencia a la carga.

0 30 60 100 Rp

VL (%) 100 0

VL

ib



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Control por pedestal y rampa exponencial

Este método, es una combinación de control por pedestal con rampa exponencial que puede ser iniciada a partir de una tensión pedestal (precarga del capacitor a través del potenciómetro y el diodo). La tensión pedestal esta determinada por el divisor resistivo que fija el potenciómetro y el tiempo de precarga, es rápido dado el valor bajo de “Rp.CE”. El diodo bloquea una posible derivación de corriente, cuando el capacitor supera la tensión pedestal, ahora en su carga exponencial, a través de RE. Los tiempos de disparo t1 y t2, se logran modificando el valor de la tensión de pedestal, con un mismo valor de constante de carga exponencial RE.CE. En la grafica del porcentaje de “VL” en función de la variación del potenciómetro, tenemos dos curvas 1 y 2, que corresponden para distintos valores de producto RE.CE. Para un determinado valor de este producto, se logra mejorar la linealidad de la función graficada. Una mejora en la linealidad comentada, se logra con el control pedestal, rampa cosenoidal.

Vs Vz Vp Vc Vp1 Vp2 Vdisp.

0 t1 t2

t

t

%VL 100

0 100 %Rp

1

2

1 para RE1.CE

2 “ RE2.CE



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Control por pedestal y rampa cosenoidal

El control por pedestal y rampa cosenoidal, es similar al caso anterior, con la diferencia que la tensión de carga del capacitor, después de su precarga (pedestal) es cosenoidal. Para lograr este tipo de rampa, el circuito que carga al capacitor a través de RE, debe ser alimentado por una tensión alterna senoidal, tomada en la entrada del circuito de sincronización, antes de ser recortada por el diodo zener. De esta forma, la tensión del capacitor la podemos expresar como: Vc = V1 + 1/CE.∫ iE.dt como iE ≈ Vmax/RE.sen wt reemplazando tenemos: Vc = V1 + 1/CE.∫ Vmax/RE.sen wt.dt Vc = V1 + Vmax / RE.CE.w.( 1 – cos wt ). Este tipo de control, es el que tiene la mayor linealidad entre el control de potencia en la carga y la variación de la tensión de pedestal (en este caso, a través de un potenciómetro).

Vs Vz Vp Vc Vp1 Vp2 Vdisp.

0 t1 t2

t

t

%VL 100

0 100 %Rp

1

2

1 para RE1.CE

2 “ RE2.CE



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Circuito completo de control manual de potencia eléctrica monofàsico semicontrolado realizado con componentes discretos con SCR y UJT

Este circuito, de valor conceptual, nos muestra en forma sencilla, las etapas mas importantes de un convertidor de CA a CC (rectificador controlado). Para el caso el circuito principal del convertidor, esta formado por el puente semicontrolado, formado por los diodos D1 y D2 y los tiristores (SCR) T1 y T2. Para alimentar el circuito de sincronización, control y generación de los pulsos de disparo, se recurre al puente monofàsico formado por los diodos D1, D2, D3 y D4. Si este circuito forma parte de un control de tipo realimentado, con señal de referencia, la tensión de control ingresa directamente en el ánodo del diodo para controlar el pedestal. (Precarga del capacitor CE). Problema: Diseñar el circuito rectificador media onda con SCR con circuito de disparo con UJT, con control exponencial:



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a) Selección del SCR: Consideramos el caso mas desfavorable o sea la carga máxima con un ángulo de conducción de 180º, con una carga RL = 100 Ω. _ _ ITM = (1/2Π).∫0

Π (√2.220/RL). Sen wt dwt = (√2.220/RL.Π) = 1 A (corriente media) ______________________________ _ ITef. = √(1/2Π).∫0

Π (√2.220/RL)2. Sen2 wt dwt = (√2.220/RL.2)=1,55 A (corriente eficaz) _ VRWM = Vm = √2.220 V = 310 Volt (tensión máxima inversa repetitiva). A estos valores máximos es aconsejable adicionar factores de seguridad comprendidos entre 2 y 3. Si tomamos 2, entonces debemos seleccionar en 1º instancia un SCR con los siguientes valores eléctricos: ITM ≥ 2A ITef. ≥3 A VRWM ≥600 volt b) Calculo del circuito de disparo b1) Determinación de RB1: La finalidad de RB1 es evitar como dijimos, disparos imprevistos del SCR (con trafo de pulsos no se coloca), al drenar parte de la corriente que circula por el UJT por la resistencia internase RBB. Por lo tanto debe ser lo mas bajo posible, siempre que asegure el disparo del SCR. Utilizaremos un UJT 2N4947 que tiene las siguientes características, para una tensión de alimentación de 20 volt: RBB = 6 KΩ , η = 0,60 , Iv = 4 mA , Vv = 3 volt , Ip = 2µA. IR1= 20 V / (RB2+RBB+RB1) ≈ 20 V / RBB = 20 v/ 6 KΩ = 3,3 mA Dado que la mayoría de los SCR se disparan con una tensión de 0,7 a 1 volt, tomamos entonces una tensión sobre RB1 de unos 0,3 volt. De esta forma nos permite un margen de tensión de ruido de o,4 volt (0,7-0,3), que es un valor aceptable. RB1 = VRB1 / IRB1= =,3 V / 3,3 mA ≈ 100 Ω b2) Calculo de RB2 : Esta resistencia tiene la misión de estabilizar térmicamente a los UJT. Se determina experimentalmente o por medio de graficas. Para la mayoría de los UJT, se estabilizan con resistencias de valor entre 500 Ω a 3 KΩ. Nosotros la vamos a calcular con la formula teórica desarrollada anteriormente: RB2 = V D. RBB / (VCC. η ) + (1-η. RB1) / η = (0,6.6)/(20.0,6) + (1-0,6)/0,6.0,1 = 315 Ω Adoptamos RB2 = 470 Ω



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b3) Determinación de REmin, REmax y el capacitor CE. Previamente, debemos observar la grafica de la característica V-I del Terminal de Emisor del UJT

Determinaremos primero, el valor de REmax que permite que el UJT se dispare. Se producirá cuando el capacitor se cargue con la tensión Vc = Vp, a traves de Re y Vz como tensión de alimentación, Como vemos en la grafica, entonces el valor de REmin vale: REmin = (Vz-Vp) / Ip = (Vz- Vz.η) / Ip = (20 – 20.0,6) / 2µA = 4 MΩ Esto significa que RE deberá ser menor de 4 MΩ para que la tensión en el capacitor, llegue a la tensión de disparo Vp del UJT. Para calcular RE min, es necesario que la recta de carga no intercepte un punto de la característica V- I del UJT que presente resistencia positiva, porque si ocurre esto , el UJT se dispara una vez y luego queda bloqueado. En la grafica, vemos que el punto limite, esta dado para IV y Vv . El valor mínimo de RE lo calculamos como: REmin = ( Vz- Vv) / Iv = (20 V- 3 V) / 4 mA = 4,25 KΩ El valor REmin calculado, significa que RE no debe ser inferior a 4,25 KΩ para que el UJT, una vez disparado, vuelva a bloquearse. Adoptamos RE min = 10 KΩ. Para calcular el valor de la resistencia del potenciómetro de manera tal que RE = RE min + REp Nos conviene tomar la media geométrica en lugar del valor promedio, dado que los dos valores extremos difieren mucho: ____________ __________ RE = √REmin.REmax = √ 4,25 . 4x103 ≈ 64 KΩ Con este valor, podemos calcular el capacitor, teniendo en cuenta que llegue a la tensión de disparo Vp en el tiempo de t= T/2, cuando RE tiene su valor máximo.

IE

IV

IP

IEBO

VV VK VP

V Vc

Emisor IE Base 2 Base 1

VE Símbolo

Características tensión –corriente del terminal Emisor-Base 1

REmax REmin

Vz VE



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t≈ CE.RE para η ≈0,6 t = T/2 = 20 mseg/2 =10 mseg CE = 10 msg / 64 KΩ = 0,156 µF. Un valor de CE fácil de conseguir es de 0,1 µF, por lo que conviene recalcular el valor de RE: RE = t / CE = 10 mseg / 0,1 µF = 100 KΩ Adoptamos entonces un potenciómetro lineal de 100KΩ C) Calculo del diodo Zener y Rs IEmax = Vz / REmin = 20 v / 10 KΩ = 2 mA ; IR1 = Vz / ( RB1+RBB+RB2) ≈ 3 mA Estos dos últimos valores representa la corriente de carga del circuito regulador paralelo con diodo Zener. Para evitar la tensión de codo del diodo Zener, adoptamos un valor de la corriente de zener de 20 mA, de manera tal que cualquier variación de la corriente de carga, prácticamente no influye sobre la tensión de zener. Para que por el zener circule la corriente adoptada, debemos limitarla con la resistencia Hrs., de manera que su valor, lo podemos determinar como: Rs = (Vm – Vz) / (Iz+ IEmax + IR1 ) = (310 V- 20 V) / 25 mA = 11,6 KΩ Adoptamos un valor de Rs. = 12 KΩ Finalmente para seleccionar esta resistencia, debemos conocer su disipación máxima: Pinst = (Vm-Vz)2 / Rs = (310-20)2 / 12 = 3,3 W Adoptamos una resistencia que disipe 5 W. El diodo Zener lo adoptamos para VZ = 20 volt y Pdz = Iz . Vz = 20 mA . 20 V =0,4 W Adoptamos un diodo zener de ½ W. Finalmente nos queda determinar el diodo “D” que, junto con la señal alterna provee la sincronización y alimentación del circuito de disparo. En este caso la corriente máxima que circulara por este diodo, será la suma de todas las corrientes parciales: ID = IZ + IE +IR1 = 20 + 2 +3 = 25 mA. La tensión inversa máxima que soporta resulta: _ _ VRWM = Vm.√2 = 220 .√2 = 310 volt.



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Adoptamos un diodos estándar como el 1N4005, 1N4006 o el 1N4007, que soportan una corriente máxima de1 A y una tensión inversa máxima repetitiva de 600, 800 y 1000 volt respectivamente. Diseño práctico de un circuito de disparo con UJT de tipo pedestal, control cosenoidal Tomaremos como ejemplo el mismo caso anterior, remitiéndonos al cálculo de los componentes del circuito de disparo, según la figura:

1) Los valores de Rs., RB1, RB2, se determinan en forma similar al problema anterior. 2) El potenciómetro que fija la tensión de pedestal se fija en forma practica en 5KΩ y si adoptamos CE = 0,1 µF, entonces el tiempo que toma en cargarse CE con la tensión pedestal es de : t = Rp.CE = 5KΩ.0,1 µF = 0,5 mseg. Como vemos se carga carga en un tiempo de 5% del tiempo de medio ciclo de 10 mseg. 3) El valor de RE se lo calcula partiendo de una tensión de pedestal de cero volt y un pulso de disparo en 180º o sea en 10 mseg. Como la carga del condensador es cosenoidal, entonces obtenemos RE de la formula de carga del capacitor CE: Vc = V1 + Vmax / RE.CE.w.( 1 – cos wt ).

vs

Vped

t de disparo wt≈180º

Vped=0

Vs Vz Vp Vc



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Para el caso V1 = 0 , cos 180º = -1 , Vc =η.Vz = 0,6. 20 Reemplazando estos valores en la formula anterior y despejando RE tenemos: RE = (Vm . 2) / ( Vz . η. CE. W) = 1,56 MΩ El diodo D1 se adopta estándar como por ejemplo 14007 dado que la corriente que circula por el mismo es mínima lo mismo su tensión inversa. Conceptos para utilizar el circuito anterior en un sistema de control realimentado. Para este caso, la señal de control realimentada, obtenida como señal de error, amplificada, compensada y adaptada al circuito, se aplica como tensión de pedestal para controlar el ángulo de fase. La figura siguiente, nos muestra el circuito simplificado:

Transistor unijuntura programable PUT Este dispositivo, tiene un comportamiento similar al UJT, con la diferencia que la relación intrínseca “η” se puede “programar”, mediante un divisor resistivo. A pesar de llamarse transistor, su estructura es la de un tiristor en el que el Terminal de puerta G se toma del lado del ánodo en lugar del de cátodo (base del transistor pnp)

P

N

P

N

Ánodo (A)

Cátodo (C)

Puerta (GA)

A

C

GA

Símbolo



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La forma típica de polarizar al PUT, es la que se muestra en el circuito (A) de la siguiente figura:

El circuito (B) se obtiene aplicando Thevenin en en el Terminal de compuerta siendo: VT = (Rp.VGG) / ( PR+R1) y RT = (R1.Rp) / ( R1+Rp) Para una VT determinada y mientras VAA < VT, la corriente de ánodo “IA “ es prácticamente despreciable, estando el PUT en estado de bloqueo. Si VAA > VT en una cantidad " Vp" , se produce una inyección de portadores de carga por el diodo formado por el Terminal del ánodo y compuerta, dando comienzo a la realimentación interna que provoca el estado de conducción de PUT entre el ánodo y el cátodo. Una vez activado el PUT si disminuimos la tensión VAA de manera que la corriente pase por debajo de un valor llamado de valle “IV” (mínima de mantenimiento), el PUT nuevamente pasa al estado de bloqueo, de manera similar al UJT. La próxima figura muestra la característica V-I de los terminales ánodo-cátodo para un determinado valor de RT y VT

En forma similar al UJT, el PUT se utiliza para disparar tiristores en un circuito de relajación, sincronizado con la frecuencia de red. Sintetizando, el PUT puede reemplazar al UJT en los circuitos de disparo que hemos analizado, conectando el Terminal “ánodo” del PUT con el Terminal que corresponde al “emisor” del UJT y el “cátodo” del PUT, con el terminal “base2” del UJT. Se deberá agregar un divisor resistivo, para programar la relación intrínseca “η”.

VAC

Vp Vs VA VV

IGAo Ip Iv IA IAC



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La siguiente figura, muestra un circuito de disparo con PUT con control exponencial donde se ha agregado un divisor resistivo en la compuerta (R1, Rp) y su fuente de alimentación (D1, C1).

Generación de pulsos con DIAC El DIAC es un tiristor doble, conectado en antiparalelo, sin compuerta, que tiene la particularidad de conducir corriente en los dos sentidos de sus terminales, cuando la tensión en sus extremos supera el máximo voltaje de bloqueo directo “VBO”. El dibujo siguiente, muestra la estructura interna, su símbolo y su característica V-I:

P1

N2

P2

N3

N1

A2

A1

IA

VA2> VA1

IA

VA1> VA2

A2

A1

Símbolo

10 mA VBO=-20 a-30 V

VBO=20 a 30 V -10 mA



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Como se puede ver en la estructura interna el DIAC esta compuesto por dos tiristores compuestos por: P2 N2P1N1 para V21 >0

P1 N2P2N3 para V12<0

Debido a su comportamiento bidireccional y a su valor bajo de tensión de activación (20 a 30 volt), se lo suele utilizar como generador de pulsos positivos y negativos para disparos de tiristores como los SCR y TRIAC Veamos un ejemplo de aplicación para controlar la potencia eléctrica para una carga conectada en corriente alterna, control en ambos semiciclos:

VT2-T1

Vc Idisp

t

t

t



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El DIAC esta conectado por un extremo a la compuerta del TRIAC; por el otro a un capacitor que forma parte de un circuito defasador de tensión, tipo RC. De esta forma la tensión del capacitor estará retrasada respecto a la tensión de línea. Cuando la tensión del capacitor llega a la tensión de activación del DIAC, este se dispara, inyectando un pulso de corriente en la compuerta del TRIAC, activándolo. Cuando este último se activa, cae la tensión del circuito de disparo, por estar conectado a los terminales del TRIAC, haciendo que el DIAC pase al estado de bloqueo y el capacitor se descargue. Para el semiciclo negativo, el capacitor se carga inversamente, y cuando llegue a la tensión de activación del DIAC, se producirá un pulso de corriente con polaridad opuesta, haciendo activar el TRIAC en sentido inverso. Conectando al TRIAC adecuadamente, se los puede disparar en los dos cuadrantes con mayor sensibilidad. Determinación del ángulo mínimo de activación del DIAC: Este se producirá cuando el valor de R = R1+Rp = 0 y la tensión de alimentación tome el valor de activación del DIAC o sea VBO . VBO = Vm, sen θmin θmin = arc.sen (VBO /Vm) Determinación del ángulo máximo de activación del DIAC: θmax = Π - θmin =Π- arc.sen (VBO /Vm) Cálculo de la constante de tiempo R.C para el ángulo de activación máximo: Partimos de la formula de carga de un capacitor con tensión previa Vc = vo + 1/C ∫i dt como i = (vs – vc) / R≈ vs / R y vs = Vm. Sen wt Vc = vo + 1/C ∫vs/R dt = vo + 1/C.∫ Vm/R.sen wt dwt Vc= vo + (Vm/R,C.W)[1-cos wt]0

wt Para Wt = θmax. = Π - θmin =Π- arc.sen (VBO /Vm)≈ Π= T/2 Vc = VBO = vo + (Vm/R,C.W)[1-cos wt]0

Π = vo + (2.Vm) / ( R.C.W). Despejando la constante de carga obtenemos: R.C = (2.Vm) / (VBO –vo).W Seleccionando el valor de R o de C, obtenemos el otro. Consideraciones practicas del circuito de control con DIAC y TRIAC 1) Este circuito, en la práctica tiene histéresis, respecto a la variación de la constante CR., para variar la potencia en la carga, debido a la carga residual del capacitor. Para evitar este inconveniente se reduce con el método de control por doble constante de



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tiempo, que hace que el capacitor C2 (de la próxima figura) siempre mantenga una carga residual, prácticamente constante, anulando el efecto de histéresis.

2) Si la carga que se controla es fuertemente inductiva, se producirá un defasaje entre la corriente circulante por el TRIAC y la tensión de alimentación. En este caso cuando la corriente se hace cero, puede ocurrir que la tensión de alimentación en ese momento, tiene un valor elevado y el TRIAC no la pueda bloquear dado que la aplicación a superado su máxima dv/dt. Por ello, al circuito anterior se lo debe proteger contra la dv/dt, colocando un circuito serie RC (red amortiguadora), en paralelo con el TRIAC. El valor de R y C necesarios, se determina por cálculo o por graficas (ábacos) suministradas por el fabricante, dados en función de la corriente eficaz y máxima dv/dt del TRIAC. 3) Cuando se utiliza este circuito para control de iluminación con lámparas incandescentes, se debe tener precaución cuando se selecciona el TRIAC, que no solamente se debe tener en cuenta la corriente eficaz que soporta, sino también la máxima corriente pico que admite el TRIAC. Esto es necesario tenerlo en cuenta, especialmente en las lámparas de iluminación incandescentes dado que su resistencia eléctrica en frío es muy baja, siendo la corriente de choque o inicial, cuando se prende la lámpara, muy alta. En lámparas de alta potencia la “Inicial / I nominal” es de 15:1 y en lámparas de baja potencia “10:1”. 4) Otro aspecto a tener en cuenta, es que los circuitos de control con variación del ángulo de fase pueden producir interferencias de radiofrecuencia, en el momento de la conducción, debido a los picos de la corriente producidos por la conexión a la carga a una tensión no nula. Para evitar estas interferencias, se pueden colocar filtros de provisión comercial para red industrial, o un filtro como muestra la siguiente figura:



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Circuito practico final

AISLACION Y AMPLIFICACION DE LOS CIRCUITOS DE DISPA RO En los convertidores de potencia eléctrica con tiristores, como el caso de los rectificadores controlados, existen diferencias de potencial entre los diversos terminales. El circuito convertidor, propiamente dicho, esta sujeto por lo general, a tensiones eléctricas superiores a los 100 volt, mientras que los circuitos de control y formación de pulsos de disparo, trabajan con tensiones eléctricas de baja magnitud. (Para los circuitos de disparo de compuerta, entre 12 y 30 volt). De allí la necesidad de contar con un circuito de aislamiento entre un tiristor individual y su circuito generador de pulsos de disparo. El aislamiento se logra utilizando “opto acopladores” y “transformadores de pulso”. Opto acopladores: Los opto acopladores son circuitos con semiconductores que tienen en su entrada un diodo emisor de Luz, normalmente del tipo de emisión infrarroja (ILED, de infrared Light-emitting diode )y en su salida , tiene un semiconductor “detector de luz”, como por ejemplo un fototransistor, un fotodarlington o un fototiristor. Ambos circuitos, están acoplados mediante “un dieléctrico” transparente, proporcionando, entre ellos, una aislamiento eléctrico, entre 5 y 15 KV. De esta manera el circuito de control y disparo se conecta en la entrada del opto acoplador y la salida se conecta a la compuerta de disparo del tiristor, asegurando entre ellos una alta tensión de aislamiento. Ejemplo:

Entrada Salida

Diodo emisor de luz (ILED)

Foto transistor

Tipos: HP24 6 KV aislamiento; HP23 , uso en fibras ópticas HP22 10 a 15 KV aislamiento



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Existen en el mercado, opto acopladores con fototransistores con tiempos de subida y bajada muy cortos. Valores típicos para el encendido (ton) son de 2 a 2,5 µs y tiempos de apagado (toff) de 300 nseg. Estos tiempos de conmutación, limitan las aplicaciones en alta frecuencia. En la próxima figura mostramos un opto acoplador con un fototiristor del tipo SCR:

Un pulso corto en la entrada del fotodiodo (proveniente de un UJT o PUT) activa al foto-SCR y se dispara el tiristor de potencia T1. El inconveniente de este tipo de aislamiento, es la necesidad de contar con una fuente auxiliar separada (en el esquema +Vcc) y esto aumenta el costo y el peso del circuito de disparo. Transformadores de pulso: Son transformadores especiales que permiten reproducir en los secundarios pulsos de tensión de muy corta duración. Son construidos con núcleos magnéticos de gran permeabilidad, con aleaciones especiales como Hipersil, Permalloy o Ferrite. Tienen un solo devanado primario y pueden tener uno o varios devanados secundarios. Con varios devanados secundarios se pueden lograr señales pulsantes simultáneas para excitación de compuertas que exciten tiristores conectados en serie o en paralelo. Estos transformadores se caracterizan por tener una inductancia de fuga muy pequeña, y el tiempo de subida del pulso deberá ser muy pequeño. Con un pulso relativamente largo, y con baja frecuencia de conmutación, el transformador se satura y la salida se distorsiona. Aislamiento y amplificación de pulsos con transformadores de pulso A continuación veremos algunos circuitos típicos de aislamiento y amplificación de pulsos: 1) Amplificador de pulsos de corriente

Opto acoplador



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Este circuito amplifica y produce aislamiento del circuito generador de pulsos con PUT. Los pulsos de corriente generados por el PUT, son amplificados por el transistor bipolar Q1. El pulso de corriente de colector circula por el devanado primario induciendo en el secundario otro pulso de tensión que inyecta una corriente en la compuerta del tiristor. 2) Generador de pulsos cortos con circuito diferenciador

Cuando aplicamos pulsos “rectangulares” positivos o de larga duración a la red diferenciadora, formada por C1R1, se generan pulsos cortos, “positivo”, en el flaco de subida y “negativo”, en el flanco de bajada. El pulso negativo, es bloqueado por el diodo D1 conjuntamente con la juntura base-emisor de Q1. El pulso positivo, produce la conmutación de Q1, haciéndolo pasar a la saturación, lo cual hace aparecer un voltaje (+Vcc) sobre el primario del transformador, induciendo un voltaje pulsante en el secundario del transformador, que se aplica entre los terminales de compuerta y cátodo del tiristor. Cuando el pulso se retira de la base de Q1, el transistor se apaga y se induce un voltaje de polaridad opuesta a través del primario, haciendo conducir al diodo Dv (diodo volante o de corrida libre). La corriente, debida a la energía magnética disminuye a cero a través de Dv. Durante esta disminución transitoria, se induce el correspondiente voltaje inverso en el secundario. 3) Generación de pulsos largos

V1

t



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Se puede alargar el ancho del pulso conectando un capacitor “C” en paralelo con el resistor “R”. El transformador conduce corriente unidireccional y el núcleo magnético se puede saturar limitando así el ancho del pulso. (Se logran pulsos de 50 a 100µseg) 4) Generación de tren de pulsos

En numerosos convertidores de potencia eléctrica, las cargas son del tipo inductiva, por lo que el periodo de conducción de un tiristor depende del factor de potencia (FP) de la carga. La consecuencia de esto, es que no se sabe exactamente el inicio de conducción del tiristor (la corriente tiene un periodo relativamente largo para que el tiristor se active). En este caso resulta conveniente disparar en forma continua a los tiristores.; pero esto hace aumentar las perdidas en el tiristor, por lo que resulta conveniente dispararlo con un tren de pulsos. El circuito anterior permite la generación de un tren de pulsos, por la acción del devanado auxiliar N3. Cuando se aplica la tensión en la entrada V1, el capacitor C1 se carga a través de R1, haciendo conducir a Q1; esto provoca conducción en el devanado primario lo que induce un pulso de tensión en N2 (hacia el tiristor) y N3, que polariza negativamente al diodo D1. Esto provoca el corte de Q1; al desaparecer la tensión negativa sobre D1, Q1 nuevamente conduce corriente, generando otro pulso, repitiéndose el proceso, lo que da lugar en la salida de N3, a un tren de pulsos que durara hasta tanto se mantenga la tensión V1 en la entrada. A este tipo de circuito se le denomina “Oscilador de pulsos de bloqueo”. 5) Generación de tren de pulsos con oscilador y compuerta lógica AND

Oscilador de pulsos



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A diferencia del circuito anterior, donde el mismo circuito que a través del devanado N3, se generaba el tren de pulsos, en este caso, se genera externamente, por medio de otro circuito, como por ejemplo, utilizando un CI555. Con una etapa de control y excitación del tipo de compuerta “Y” (AND), se logra controlar el inicio y final del tren de pulsos, mediante la tensión V1. Protección en los circuitos de compuerta

La salida de los circuitos de disparo, se conectan normalmente, para el caso de un SCR, entre la compuerta y el cátodo, junto con otros componentes que actúan como protectores de la compuerta. Para el circuito (A) de la figura anterior, el capacitor “Cg”, cumple la misión de eliminar los componentes de ruido eléctrico de alta frecuencia, aumenta la capacidad de dv/dt y el tiempo de retardo de la compuerta del tiristor. Para el circuito (B), el resistor “Rg” aumenta la capacidad del valor dv/dt del tiristor, reduce el tiempo de apagado y aumenta las corrientes de sujeción y enganche.

Para el circuito (C), el diodo “Dg”, protege la compuerta contra el voltaje negativo. Sin embargo, para los rectificadores controlados de silicio, como el SCR, resulta conveniente tener cierta cantidad de voltaje negativo en la compuerta, para mejorar la capacidad de dv/dt y también para reducir el tiempo de apagado. Todas las funciones mencionadas en los circuitos de compuerta A, B y C pueden combinarse, como se observa en el circuito “D”, donde además se agrego un diodo D1 que permite solamente que pasen pulsos positivos y la resistencia R1 para limitar la corriente de compuerta.

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 3-3 Características de los rectificadores controlados ----------------------------------------------------------------------------------------------------------


1

CARACTERISTICAS DE LOS RECTIFICADORES CONTROLADOS Los conversores, de potencia eléctrica de alterna (CA) a potencia eléctrica de continua (CC), denominados “rectificadores controlados”, ejercen el control sobre la potencia convertida. Este control, se realiza variando el tiempo de activación o encendido de los tiristores, que conforman el circuito principal de conmutación. Teniendo en cuenta la forma o momento de activación y desactivación de los tiristores, estos convertidores se pueden clasificar en los siguientes grupos: a) Rectificadores controlados por ángulo de fase o ángulo de inicio de la conducción. b) Rectificadores controlados por ángulo de extinción. c) Rectificadores controlados por ángulo simétrico. d) Rectificadores controlados por modulación del ancho del pulso (PWM). e) Rectificadores controlados por modulación senoidal del ancho del pulso (SPWM). Si tenemos en cuenta la transferencia de la energía eléctrica entre la fuente de suministro y la carga, podemos realizar la siguiente clasificación: a) Rectificadores semicontrolados o semiconvertidores. b) Rectificadores controlados completos o convertidores completos. c) Rectificadores controlados duales o convertidores duales. Esta clasificación es valida tanto en los rectificadores monofasicos como trifásicos. Rectificadores semicontrolados Los rectificadores semicontrolados o semiconvertidores, se caracterizan por transferir energía en un solo sentido, de la fuente de suministro a la carga. La tensión aplicada a la carga, respecto a la referencia “masa” de la carga, resulta positiva. De la misma forma, es positiva la corriente en la carga, significando esta polaridad como corriente entrante a la carga. Representando la relación V-I de la carga en ejes coordenados, decimos que el rectificador trabaja solamente en el primer cuadrante, como muestra la figura:

Vo

Io

1º cuadrante



2

Rectificadores controlados completos Estos convertidores respecto a la tensión y corriente en la carga, trabajan en dos cuadrantes, el primero y el cuarto. Esto significa que la tensión sobre la carga, puede ser positiva o negativa. La corriente siempre es positiva o sea siempre ingresa a la carga. Cuando la tensión es positiva, la energía se transfiere de la fuente de alimentación a la carga. Cuando la tensión es negativa, la energía se transfiere de la carga a la fuente de alimentación, o sea devuelve parte de la energía que le fue transferida. Para que esto ocurra, la impedancia de la carga debe ser presentar una componente inductiva (LR o LR y E).

Rectificadores controlados duales Los convertidores duales pueden operar en los cuatro cuadrantes respecto a la representación de la tensión y corriente en la carga. Pueden cambiar la polaridad de la tensión y sentido de la corriente de la carga. Por ejemplo, si tomamos como carga un motor eléctrico de corriente continua (CC), y lo alimentamos con un rectificador dual, este, puede entregar energía al motor para que pueda ser convertida en “cupla mecánica de rotación”, o en determinadas circunstancia devolver parte de esta energía, al sistema de alimentación primaria del rectificador controlado dual. A su vez este convertidor puede cambiar la polaridad de la tensión entregada al inducido del motor eléctrico, cambiando el sentido de circulación de la corriente, invirtiendo el sentido de giro del eje de rotación. En esta nueva rotación, también puede devolver parte de la energía al sistema de alimentación.

Vo

Io 4º

2º 1º cuadrante

3º

Vo

Io

1º cuadrante

4º cuadrante



3

1º cuadrante: Entrega energía a la carga con rotación en un determinado giro del eje 2º cuadrante: devuelve energía al sistema con igual sentido de giro del 1º cuadrante 3º cuadrante: Entrega energía a la carga con rotación inversa al 1º cuadrante 4º cuadrante: Devuelve energía al sistema con rotación inversa al 1º cuadrante. Operación de un rectificador controlado de media onda con carga resistiva En este caso, como la carga es resistiva, el rectificador actúa en el 1º cuadrante (como semiconvertidor)

Determinación de la tensión promedio sobre la carga: Vo = 1/ T ∫α

T vo dt = 1/ 2Π ∫αΠ Vm.sen wt dwt = (Vm/ 2Π).[-cos wt ]α

Π Vo = (Vm/2Π). (1+cos α) valido para media onda Vo = (Vm/Π). (1+cos α) valido para un rectificador onda completa Analizando las expresiones matemáticas vemos que para α = 0º, tenemos la máxima tensión promedio sobre la carga, que coincide con los valores calculados para los rectificadores no controlados. Vo = Vm/Π para α = 0º (media onda) Vo = 2Vm/Π para α = 0º (onda completa)

Vs

Vo io

VT

t

vT≈0 en conducción vs= Vm sen wt vT= vs: tiristor apagado vo ≈ vs cuando el tiristor conduce. io =vo/RL cuando el tiristor conduce

α Π 2Π

t

t



4

Para α = 180º la tension de salida vale cero Vo= 0. Calculo de la tensión eficaz total en la carga: ___________ _____________________ _______________________ Vorms= √1/ T ∫α

T vo2 dt = √1/ 2Π ∫αΠ Vm2.sen2 wt dwt = √ Vm2./ 4Π ∫α

Π (1-cos2wt) dwt Vorms = Vm/2 [1/Π.(Π-α+sen2α/2)]1/2 para media onda _ Vorms = Vm/√2 [1/Π.(Π-α+sen2α/2)]1/2 para onda completa Con los valores obtenidos de Vo y Vorms, podemos determinar los factores de rendimiento para los distintos ángulos de inicio de la conducción. Factor de forma de la tensión: FF =Vorms/Vo ______ Factor de componente ondulatoria: RF = Vcaeficaz/Vo = √FF2-1 Corriente eficaz total sobre la carga: Iorms = Vorms/ RL Potencia total sobre la carga: PT = Vorms. Iorms = Vorms2/RL Potencia en continua sobre la carga: Po = Vo.Io = Vo2/RL Eficiencia: η % = (Po/PT). 100 Potencia aparente trafo: Paps = Vs eficaz. Is eficaz Ineficaz = Iorms Factor de utilización trafo TUF = Po/ Pap Tensión de pico inversa del tiristor: Vinv = Vm Rectificador monofásico en puente semicontrolado (carga altamente inductiva)

Carga



5

vo Vm vs io vo iT1 iT2 iD1 iD2 is io iDv

0 α Π Π+α 2Π

0 α Π Π+α 2Π

Io

Io wt

Io

Io

Io

Io -Io

wt

wt

wt

wt

wt

wt

wt

wt

Io



6

Analizaremos este circuito, con carga altamente inductiva (wL≥100.R) por lo que la corriente en la carga, prácticamente no tiene ondulaciones; por lo tanto de la misma manera, supondremos que la corriente tiene el mismo comportamiento, en todo el circuito. Además en la primer parte del análisis, supondremos no disponer del diodo volante “Dv”. Durante el semiciclo positivo de la tensión de alimentación si se activa con un pulso de disparo al tiristor T1 (en wt=α), se aplica tensión positiva a la carga, circulando la corriente por los semiconductores T1 y D2. El valor de la tensión en la carga resulta: Vo = VS (t) – VT1 – VD2

Mientras la corriente en la carga siga creciendo, la Fem “E” se opondrá, con la polaridad indicada en el circuito. Cuando la tensión de entrada decrece, comenzará a decrecer la corriente y por lo tanto cambiará la polaridad la Fem “E”. Cuando la tensión de alimentación se hace cero y cambia a su valor negativo, debido a la Fem de la inductancia, la corriente sigue circulando por la carga, a través del tiristor “T1” y el diodo “D1”. (la corriente que circulaba por D2 en el semiciclo positivo, se transfiere al Diodo D1). Ahora la tensión en la carga es la suma de las caídas de tensión del tiristor T1 y el diodo D1, siendo: Vo=-(Vd+VT) ≈ ( 0,75+1) ≈ 1,75 Volt Cuando se dispara el tiristor T2, el tiristor T1 se desactiva naturalmente y ahora la tensión Vo toma nuevamente un valor positivo igual al de la tensión de alimentación menos las caídas de tensión en el tiristor T2 y el diodo D1: Vo = VS (t) – VT2 – VD1

La grafica anterior, nos muestra la variación de la tensión en la carga Vo, sin considerar los transitorios de conmutación. La corriente de la carga, cuando pasa por T1D2 y por

Vs Vo

Vs (t) Vo (t)

≈1,75V

io

T2D2 T1D2 T1D1 T2D1 T2D2 T1D2 wt

wt



7

T2D1 la fuente de alimentación externa “Vs” entrega energía a la carga; cuando lo hace por T1D1 y por T2D2 la energía magnética de la inductancia recircula por la carga. Cuando conectamos el diodo volante Dv, y previamente T1 estaba entregando energía a la carga, cuando la tensión de alimentación se hace negativa, T1 se desactiva y la corriente de la carga recircula por el diodo volante, descargando la energía magnética de la inductancia. Durante el periodo de conducción de Dv, la tensión en la carga Vo, se mantiene en aproximadamente en -0,75 volt. El grafico es similar al anterior, salvo cuando Vo se hace negativo. El diodo volante es una solución más económica que la recirculación a través del puente rectificador, dado que exige mayores capacidades de corriente a los diodos y tiristores.

En los periodos que la corriente circula por Dv (cuando esta conectado), o por T1D1 y T2D2,(cuando no se coloca Dv), no hay corriente proveniente de la fuente de alimentación. Como conclusión podemos decir que el rectificador monofásico en puente, semicontrolado, la energía eléctrica se transmite solamente, desde la fuente de alimentación, a la carga (CA → CC). Tensión promedio sobre la carga A continuación, vamos a determinar la expresión matemática del valor de la tensión promedio sobre la carga, despreciando el valor negativo que toma cuando se produce la recirculación por el Diodo volante Dv o en el otro caso por T1D1 y T2D2. Vo = 1/ T ∫α

T vo dt = 1/ Π ∫αΠ Vm.sen wt dwt = Vm/Π.[-cos wt ]α

Π Vo = Vm/Π.(1+ cos α) Tensión eficaz total sobre la carga: ____________ _____________________ _______________________ Vorms= √1/ T ∫α

T vo2 dt = √1/ 2Π ∫αΠ Vm2.sen2 wt dwt = √ Vm2./ 4Π ∫α

Π (1-cos2wt) dwt _ Vorms = Vm/√2. [1/Π.(Π-α+sen2α/2)]1/2

Vs Vo

Vs(t) Vo(t)

≈ 0,75V

io

Dv T1D2 Dv T2D1 Dv T1D2 wt



8

Para encontrar el valor eficaz de la corriente que circula por el devanado secundario del transformador, aplicamos la formula de valor eficaz, teniendo en cuenta que la forma de onda de la corriente instantánea es rectangular, en ambos semiciclos, por lo que el valor de la integral definida, la obtenemos calculando las superficies de dos rectángulos, con altura de valor Io2 y base igual a Π – α. ___________ ______________ _______________ Is= √1/ T ∫α

T io2 dt = √1/ 2Π ∫αΠ is2 dwt = √1/2Π. 2 Io2. (Π-α) = Io.(1-α/Π)1/2

El valor eficaz de la componente de 1º armónica, se puede obtener del desarrollo en serie de Fourier para una onda rectangular simétrica resultando: _ Is1 = (2.√2.Io/Π). Cos α/2 Φ = -α/2 (ángulo entre la tensión y corriente 1º armónica) Con estos valores se pueden determinar todos los factores de rendimiento en la entrada del rectificador. Análisis de un rectificador controlado bifásico de media onda

En este caso, cuando la carga es muy inductiva, la corriente en los tiristores, circula más allá del cruce con cero, de la tensión de alimentación, según muestra el grafico:

Vs(t) io(t) vo(t)

vo(t) io(t)

αi αd (Π+αi) (Π+αd) (2Π+αi) (2Π+αd)

wt

wt



9

La grafica muestra la variación de la corriente y tensión en la carga para el caso de conducción discontinua. La siguiente grafica representa la variación de la corriente y tensión en la carga, para conducción continua. La continuidad o discontinuidad, depende de varios factores como ser el ángulo inicial de disparo de los tiristores y de las características de la carga.

Como podemos observar tanto en la conducción continua como discontinua, tenemos un periodo de tiempo donde se produce una inversión del sentido de la energía; cuando la tensión instantánea sobre la carga se hace negativa, se devuelve energía al sistema de alimentación. En este caso la tensión promedio en la carga vale: Vo = 1/ T ∫α

Π+α vo dt = 1/ Π ∫αΠ+α Vm.sen wt dwt = (Vm/ Π)[-cos wt ]α

Π+α Vo = (2Vm/Π) .cos α Esta ultima expresión, nos dice que si activamos los tiristores para un ángulo α>90º la tensión media rectificada resulta negativa, significando ello que estamos trabajando en el segundo cuadrante. Si queremos solamente trabajar en el 1º cuadrante con un control de potencia eléctrica para 0 ≤ α ≥ Π, debemos colocar el diodo volante, en paralelo con la carga. Para este ultimo caso, la grafica de la tensión y corriente en la carga, resulta entonces similar al rectificador monofásico semicontrolado, con diodo volante.

Convertidor monofásico en puente totalmente controlado con carga inductiva

Vs(t) io(t) vo(t)

vo(t) io(t)

α Π Π +α 2Π 2Π+α 3Π

Vs(t) io(t) vo(t)

vo(t) io(t)

0 α Π Π+α 2Π 2Π+α 3Π 3Π+α



10

Este rectificador, igual que el bifásico de media onda sin diodo volante, me permite controlar la energía eléctrica en el cuadrante 1º y 2º.

Vs(t) io(t) vo(t)

vo(t) io(t)

is(t)

T2T3 T1T4 T2T3 T1T4

Vo Io

wt



11

Durante el semiciclo positivo, los tiristores T1 y T4 tienen polarizacion directa y cuando se disparan en wt=α conectan la fuente de alimentación externa a la carga. Mientras la tensión de alimentación sea positiva y la corriente, entrante a la carga, decimos que el conversor trabaja en el modo de “rectificador”. Cuando la tensión pasa por cero, debido a la “fuerza contraelectromotriz de la inductancia “L”, los tiristores T1 y T4 siguen conduciendo, aun con tensión negativa en la alimentación. En esta última condición pasa potencia inversa de la carga a la fuente de alimentación; decimos entonces que el conversor trabaja en el modo “inversor”. Este convertidor tiene aplicaciones industriales frecuentes, hasta una potencia de 15 Kw. Dependiendo del valor de “α”, el voltaje promedio de salida, puede ser positivo o negativo, permitiendo la operación en los dos cuadrantes (1º y 2º). La tension promedio en la salida vale: Vo = 1/ T ∫α

Π+α vo dt = 1/ Π ∫αΠ+α Vm.sen wt dwt = (Vm/ Π).[-cos wt ]α

Π+α Vo = (2Vm/Π) .cos α La tensión eficaz total en la carga resulta: ____________ _____________________ _______________________ Vorms=√1/ T ∫α

T vo2 dt =√1/ Π ∫αΠ+α Vm2.sen2 wt dwt =√Vm2./ 2Π ∫α

Π+α (1-cos2wt) dwt _ Vorms = Vm/√2. Si la carga fuera resistiva, los tiristores solo conducen hasta el cruce por cero, por lo que el comportamiento es similar al rectificador en puente monofásico semicontrolado. Convertidor monofásico controlado de cuatro cuadrantes (convertidor dual)

Vo

Io



12

Esta formado por dos convertidores controlados completos que trabajan “espalda con espalda”, de forma tal que pueden invertir tanto la corriente como la tensión sobre la carga, logrando funcionar en los cuatro cuadrantes. Existen dos formas de trabajo: Sin corriente circulante y con corriente circulante. Para el primer caso, cuando uno de los convertidores esta trabajando, o sea conectándose a la fuente de alimentación externa y entregando la tensión a la carga, por ejemplo “vo1”, el otro no funciona. En estas condiciones, la polaridad de la tensión sobre la carga, se puede cambiar, no así la corriente (funcionamiento en los cuadrantes 1º y 4º). Si se quiere invertir la corriente y también la polaridad de la tensión, entonces se debe apagar el primer convertidor y encender el segundo, para que suministre la tensión “vo2” (funcionamiento en los cuadrantes 2º y 3º). En la otra forma de trabajo, uno de los convertidores trabaja como “rectificador” y el otro como “inversor”, de tal manera que ambos deben suministrar la misma tensión promedio sobre la carga, pero de signo opuesto. Vo1 = (2.Vm/Π). Cos α1 Vo2 = (2.Vm/Π). Cos α2 Como Vo1 = -Vo2 resultará: Cos α1= Vo1 = - Cos α2 α2 = (Π –α1) La figura muestra los valores instantáneos de las tensiones vo1 y vo2 y la suma instantánea de ellas (vr(t) = vo1+ vo2), todas con respecto al Terminal “1”

Vs

0 α Π-α Π+α

vo1

Vo2

Vr(t)

wt Π 2Π

Π-α

Tensiones referidas al Terminal“1“, de la carga

Diferencia de tensiones entre ambos convertidores



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Como los valores instantáneos de las tensiones que suministran cada convertidor están desfasados, se producirán diferencias de tensión que darán lugar a una corriente circulante limitada por el inductor “Lr”. Como los voltajes promedios son iguales pero con polaridad opuesta Vo1 = -Vo2, la corriente promedio circulante será igual a cero. Por ello para encontrar los valores instantáneos, de la corriente circulante por la inductancia Lr, partimos de: Vr= L. dir/dt ; despejando el diferencial de la corriente y luego integrando desde Π-α a wt obtenemos: ir = (1/wLr). ∫Π-α

wt vr. d(wt) = (1/wLr). ∫Π-αwt (vo1+vo2). d(wt)

Reemplazando por los valores instantáneos de las tensiones e integrando, se llega a la siguiente expresión: ir = (2Vm/wLr) (cos α- cos wt) Vemos que para valores de disparo entre 0 ≤ α≥ Π/2 la corriente ir resulta positiva y para valores de Π/2< α≤ Π resulta negativa. Se deberá prever el cálculo de la corriente circulante máxima para sumársele a la máxima de la carga para que los tiristores puedan suministrarla sin superar sus especificaciones. Cuando los convertidores trabajan simultáneamente con corriente circulante, tienen la siguiente ventaja: 1) La corriente circulante mantiene una conducción continua de ambos convertidores en todo el intervalo de control, independientemente de la carga. 2) Como un convertidor funciona siempre como rectificador y el otro como inversor, es posible el flujo de potencia en cualquier dirección y en cualquier momento. 3) Como ambos convertidores están en conducción continua, el tiempo de respuesta para cambiar de operación de un cuadrante a otro, es menor. La secuencia de disparo es la siguiente: Primero se dispara en el ángulo “α” el convertidor positivo (rectificador) y luego se dispara en “Π-α” el convertidor negativo (inversor). Convertidores monofásicos en serie semicontrolado



14

Este circuito se utiliza para aplicaciones de alto voltaje. Por las formas de onda de la corriente del primario, se logra mejorar el factor de potencia. La tensión de salida resulta de la suma aritmética de los valores promedios de las tensiones de cada uno de los convertidores Vo1 = (Vm/Π). (1+cos α1) Vo2 = (Vm/Π). (1+cos α2) Vo = Vo1+ Vo2 = (Vm/Π). (2+cos α1+ cos α2) El mayor voltaje promedio se logra con α1= α2 = 0º Vomax = 4 (Vm/Π) a) Si queremos hacer variar Vo desde cero a Vm/Π, hacemos 0 ≤ α1 ≥ Π y α2 = Π Vo = (Vm/Π). (1+cos α1) b) Para hacer variar Vo desde Vm/Π a 2Vm/Π , hacemos 0 ≤ α2 ≥ Π y α1 = 0 Vo = (Vm/Π). (3+cos α2) Los diodos de marcha libre además de hacer circular la corriente inductiva de la carga, hacen circular la corriente de retorno de uno de los convertidores cuando el otro esta apagado. Cuando trabajan con 0 ≤ α2 ≥ Π y α1 = 0, por las formas de onda de la corriente del primario, se logra mejorar el factor de potencia

Vs

vo1 vo2 vo

wt α2

Π+α



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Convertidor monofásico serie totalmente controlado La disposición circuital es similar al caso anterior, con la diferencia que se utiliza ocho (8) tiristores ( se reemplazan los diodos por tiristores) y se eliminan los diodos de marcha libre. Para que el conjunto pueda funcionar ambos convertidores deben funcionar simultáneamente. El convertidor serie, puede trabajar como Rectificador (1º cuadrante) o como inversor (2º cuadrante) Como rectificador: Hacemos 0 ≤ α2 ≥ Π y α1 = 0 Vo = Vo1+Vo2 = (2.Vm/Π). (cos α1+ cos α2) =(2.Vm/Π). (1+ cos α2) La máxima tensión promedio de salida se logra con α2 = 0 Vomax = 4.Vm/Π (α1=0 α2=0) Como inversor: Hacemos 0 ≤ α1 ≥ Π y αΠ = 0 Vo= =(2.Vm/Π). ( cos α1 – 1 ) CONVERTIDORES TRIFASICOS Los convertidores trifásicos, comparándolos con los monofasicos, a igualdad de amplitud y frecuencia de la tensión primaria de alimentación, proporcionan un voltaje promedio mayor, con una frecuencia del voltaje de las componentes alternas, mas elevado. Como resultado, los requisitos del filtro de salida para disminuir estas componentes, son menos exigentes. Por estas razones, los convertidores trifásicos, trabajando en el régimen de “rectificador “ o como “inversor”, se usan extensamente como “controladores de velocidad variable de alta potencia”. A continuación, analizaremos, los “convertidores trifásicos de media onda”, los convertidores trifásicos en puente semicontrolado” y finalmente “los convertidores trifásicos totalmente controlados” Convertidor trifásico controlado de media onda



16

Veamos las graficas de las tensiones y corrientes para el modo de funcionamiento en los dos cuadrantes, 1º y 4º:

Io

Vo

vs1 vs2 vs3 vo io is1

0 Π/6 Π/6+α Π α Π/6+α

T3 T1 T2 T3 T1 T2

vs1 vs3

Π 2Π 3Π

0 Π/6+α (5/6)Π+α

Io

Io

El circuito, muestra un rectificador trifásico controlado de media onda que permite, si la carga es muy inductiva, trabajar en los cuadrantes 1º y 4º. Si colocamos un diodo volante o de marcha libre en paralelo con la carga, la corriente inductiva de la inductancia recircula por el diodo y en este caso trabajamos solamente en el 1º cuadrante como “rectificador controlado”. Con carga resistiva, siempre trabaja en el 1º cuadrante.

vs2 vs3 vs1



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Tomaremos como referencia la tensión de fase “vs1”. En este caso el ángulo minino para que se dispare el tiristor “T1” es Π/6, dado que entre 0º a Π/6=60º, la tensión compuesta “v13” lo esta polarizando negativamente. A partir de Π/6 (α=0º) el tiristor esta en condiciones de dispararse hasta un valor teórico de retraso máximo de Π/6+Π (α=Π). En la figura se ven la variación de la tensión instantánea del voltaje en la carga, para un disparo en Π/6+ α, (siendo “α”, el ángulo de disparo), tomando como referencia Π/6. Entonces la validez de α es: 0 ≤ α ≥ Π. Como es un sistema de tensiones simétricas, el periodo de disparo de los tiristores es T = (2/3).Π. Si el voltaje de fase vale vs1= Vm.sen wt, entonces el valor promedio de la tensión (Vo) y el valor eficaz total (Vrms) en la carga resulta: Carga inductiva: Vo = 1/ T ∫Π/6+α

5/6Π+α vo dt = 3/(2.Π) ∫Π/6+α5/6Π+α Vm senwt dwt

_ Vo = [(3√3.Vm)/(2.Π)] .cos α Vomax = (3√3.Vm)/(2.Π) para α = 0º (valor máximo en el 1º cuadrante) Vo = 0 para α = 90º Vo = -(3√3.Vm)/(2.Π) para α =180º (valor máximo negativo para el 4ºcuadrante) Vrms = (1/ (2/3)Π ∫Π/6+α

5/6Π+α vm2.sen 2wt dt)1/2 = _ Vrms = √3.Vm[1/6+cos (Π/3+2.α)] Carga resistiva: En este caso también el mínimo ángulo de disparo es Π/6 que corresponde a α =0º. Además hay que tener en cuenta que el tiristor, cuando llegue al valor de “Π=180º”, se desactiva por conmutación natural. Si todavía no se cumplió el periodo T = (2/3).Π, para el disparo de tiristor siguiente, la corriente en la carga se vuelve discontinua. Por lo tanto tendremos dos expresiones matemáticas para determinar la tensión promedio en la carga: 1) Vo = 1/ T ∫Π/6+α

5/6Π+α vo dt = 3/(2.Π) ∫Π/6+α5/6Π+α Vm senwt dwt

_ Vo = [(3√3.Vm)/(2.Π)] .cos α. Esta ultima expresión, es valida para: Π/6+α+2Π/3 ≤Π (conducción continua) 2) Vo = 1/ T ∫Π/6+α

5/6Π+α vo dt = 3/(2.Π) ∫Π/6+αΠ Vm senwt dwt

_ Vo = [(3√3.Vm)/(2.Π)] .[1+ cos ( Π/6+α)] Expresión valida para : Π/6+α+2Π/3 ≥Π (conducción discontinua) Vrms = (1/ (2/3)Π ∫Π/6+α

Π vm2.sen 2wt dt)1/2 =



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Vrms = √3.Vm.[5/24- (α/8Π). sen(Π/3+2.α)]1/2

Determinación de la corriente media con carga Carga muy inductiva: En este caso la corriente permanece prácticamente constante, sin ondulaciones. Por lo tanto la podemos calcular en función de los valores promedios de las tensiones del circuito: Io = (Vo – E) / R Carga resistiva, inductiva y fcem: Para poder calcularla, primero, debemos encontrar su valor instantáneo, para luego determinar su valor promedio Se resuelve planteando la ecuación de Kirchoff de las tensiones: Vm.sen wt = R. i(t) + L. di(t)/dt + Vd + E Resolviendo para la corriente y para el caso de conducción discontinua, tendremos: i(t) = (Vm/R).cos Φ. Sen (wt- Φ) – a + [a – cos Φ. Sen (αi – Φ)].e –(wt-αi)/tgΦ La corriente media la calculamos como: Io = 1/(2/3Π).∫αi

αdi(t) dwt Donde: αi : ángulo de disparo αd : ángulo de extinción o apagado Φ = arc.tg (wL/R) a: (Vd+E)/Vm Para encontrar “αd” hacemos i(t) = 0 y despejamos su valor; como es una función trascendente no se resuelve fácilmente, por ello se recurre a las curves de Puchloswsky o mediante tablas electrónicas de programas de computadoras como “Excel” o Qpro”. Secuencia de los pulsos de disparo Se genera un pulso en el cruce por cero de la tensión de referencia, por ejemplo “vs1” y se genera el pulso de disparo para “vs1 en el valor Π/6 + α. Luego se generan dos pulsos mas, uno retrasado 2/3 Π, respecto al pulso que se disparo a “vs1, y que se aplica a “vs2” , y otro retrasado también 2/3Π, respecto a este último, para disparar al SCR , conectado a “vs3” Los convertidores trifásicos de media onda, casi no tienen aplicación práctica dado que la corriente primaria es unidireccional, perro el desarrollo de su funcionamiento resulta interesante para explicar los rectificadores trifásicos completos. Como la corriente se retrasa en un ángulo “α”, respecto a la tensión, la componente fundamental, también estará retrasada, lo que produce un factor de potencia en atraso.



19

Convertidor trifásico semicontrolado con diodo de marcha libre

vo

0 Π/6 Π/6+α Π α Π/6+α

vs3

T3D3 Dv T1D1 Dv T2D2 Dv T3D3 Dv T1D1

vs1 vs2 vs3 vs1

iT1,iD1

iT2,iD2

iT3,iD3

iDv

Io

wt

iS1



20

Los semiconvertidores trifásicos, se utilizan en aplicaciones en la industria hasta aprox. 120 Kw., donde se requiera la operación de un cuadrante (rectificación controlada). La grafica anterior muestra la variación de las tensiones de entrada y salida, como así también las corrientes en las respectivas ramas del puente. La corriente de carga, prácticamente no tiene ondulaciones. La frecuencia del voltaje de salida es de3fs. El ángulo de retardo “α”, se puede variar entre “0º” y “Π”, a partir de Π/6. Durante el periodo Π/6 ≤ wt ≥ 7Π/6, el tiristor “T1” esta polarizado en sentido directo. Si se dispara T1 para wt= Π/6+α, conducen T1 y D1 y aparece el voltaje de línea “vs1-vs3” a través de la carga. Para wt> 7Π/6, aparece una tensión negativa en la rama T1D1, que hace que por conmutación natural, se desactive T1D1. Como la carga es inductiva, ahora la corriente recircula por el diodo de marcha libre “Dv”. Si no hubiera diodo de marcha libre, T1 seguiría conduciendo hasta el disparo de T2 (en 5Π/6+α), pero ahora, a partir de 7Π/6, la corriente recircula por T1D2 como diodos de marcha libre. Si disparamos para Π/6 ≤α ≤ Π/3, el diodo de marcha libre no funciona, cada tiristor conduce cada 2Π/3. Por ejemplo la corriente circularía por T1D3 y luego por T1D1, completando los 120º.

Para α ≥Π/3 La tensión promedio de salida se determina como: Vo = 1/T ∫Π/6+α

7/6Π vo dt = 3/(2.Π) ∫Π/6+α7/6Π √3Vm sen(wt-Π/6) dwt

vo

vs3

T1D3 T2D1 T3D2 T1D3 T3D3 T1D1 T2D2 T3D3 T1D1

vs1 vs2 vs3 vs1

iT3 iT1 iT2 iT3 iT1

iD3 iD1 iD2 iD3 iD1

iT3

iS1

Io

wt

0 Π/6 Π α Π/6+α 2Π/3



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Vo = [(3√3.Vm)/(2Π)].(1+cosα) Para α ≤ Π/3 la tensión promedio se determina calculando los valores promedios de las tensiones compuestas en el periodo 2/3 Π resultando. Vo = (3√3.Vm /2Π)(1+cosα) Rectificador trifásico en puente controlado completo

Estos convertidores se utilizan en aplicaciones industriales que requieren funcionamiento en dos cuadrantes, con potencias de conversión de hasta 120 KW. La siguiente figura muestra el circuito y las graficas de tensión y corrientes mas importantes, para un ángulo de disparo α = Π/3, tomando como referencia el valor Π/6 de la tensión de fase “vs1”. Tomamos esta referencia, dado que para ángulos menores a Π/6, el tiristor T1 esta polarizado inversamente (vs1<vs3), por lo que no se lo podrá disparar. T1 conduce a partir de α hasta α+2Π/3, momento que se dispara T3, polarizando inversamente a T1. Durante la conducción de T1, aparece la tensión de línea en la carga (vs1-vs2), dado que en el primer tramo de conducción (Π/3), T6 esta activado; En el segundo tramo de conducción de T1, tendremos sobre la carga la tensión de línea (vs1-vs3), dado que T6 deja de conducir, por la activación de T2. Como vemos cada Π/3 se activa y desactiva un tiristor pero siempre tendremos dos tiristores conduciendo que aplican las tensiones de línea sobre la carga. Para generar la secuencia de disparo, tomamos como referencia el cruce por cero de la tensión “vs1” y retardamos el pulso de disparo en Π/6+α, para T1; Luego generamos 5 pulsos mas, cada uno retardado en Π/3, para ser aplicado en T2, T3, T4, T5, T6 y así sucesivamente. Cuando el valor de α es mayor a Π/3, la tensión sobre la carga tiene una porción negativa; como la corriente no se puede invertir, dado que los tiristores conducen en un solo sentido, durante este momento se produce inversión de potencia instantánea (2º cuadrante). El voltaje promedio en la carga lo determinamos como: Vo = 1/T ∫Π/6+α

Π/2+α vs12 dt = 3/.Π ∫Π/6+αΠ/2+α √3Vm sen(wt+Π/6) d(wt)

Vo = (3. √3.Vm/Π). Cos α El valor eficaz de la tensión de salida, se calcula como: Vrms = [3/Π ∫Π/6+α

Π/2+α 3.Vm2.sen 2(wt+Π/6) d(wt)]1/2 =



22

Vrms = √3.Vm.[1/2 + (3. √3/4Π). Cos2α)]1/2

Mejoras al factor de potencia de los rectificadores controlados El factor de potencia de los rectificadores controlados por el método de control del ángulo de inicio de la conducción, en rangos de voltajes bajos, el factor de potencia se desmejora, como así también aumentan los contenidos de las armónicas de corriente de entrada. Con el uso de las de las técnicas de conmutación forzada como así también el uso de tiristores de desactivación por compuerta, es posible mejorar estas características desfavorable de bajo factor de potencia y alto contenido de armónicos de corriente. Las técnicas de disparo que se utilizan para mejorar los aspectos desfavorables del método anterior, son las siguientes: a)-Control del ángulo de extinción b)-Control del ángulo simétrica. c)-Modulación del ancho del pulso (PWM). d)-Modulación senoidal del ancho del pulso.(SPWM)

vo

0 Π/6 Π/2 Π α Π/6+α

vs3

T5,T6 T6,T1 T1,T2 T2,T3 T3,T4 T4,T5 T5,T6 T6,T1 T1,T2

vs1 vs2 vs3 vs1

iT1

iT4

is1

io = Io

Io

wt

Io

t

t

t

t



23

Control por ángulo de extinción

Una forma mas simplificada para trabajar de este modo, es utilizando tiristores de activación y desactivación por compuerta, como por ejemplo los tiristores GTO. (En reemplazo de los SCR con circuitos de conmutación forzada). En este método, los tiristores se activan en α = 0º (cruce por cero del voltaje de entrada) y se desactivan en α=Π-β. El control de potencia se hace en el apagado del tiristor, o sea variando “β”. De esta forma, la componente fundamental de la corriente de entrada, esta adelantada respecto a la tensión y el factor de potencia esta adelantado. En algunos casos este sistema puede utilizarse como carga capacitiva y mejorar las caídas de tensión de las líneas eléctricas de alimentación. La tensión promedio y eficaz de salida del convertidor vale: Vo = 1/ Π ∫0

Π-β Vm.sen wt d(wt) = (Vm/Π). ( 1+cos β) Vrms =[(1/Π). ∫0

Π-β vm2.sen 2wt d(wt)]1/2 = (Vm/√2)[1/Π(Π-β+ sen2β/2]1/2

El rendimiento de los convertidores semicompletos (rectificadores) controlados por ángulo de extinción, es similar a los de control por fase.

Vs Vo iT1 iT2 iDv is io

vs =Vm. senwt

0 Vm П 2П wt

β

П-β 2П-β

Corriente en la entrada rect.

Corriente diodo volante

Corriente en la carga



24

Utilizando un convertidor completo, es posible eliminar el diodo volante, ejerciendo esta acción por medio de los tiristores del circuito conversor, ubicados en la misma rama. Para este caso, la secuencia de disparo seria 12, 14, 34, 32. Control por ángulo simétrico:

El circuito es similar al semiconvertidor de un cuadrante por control de ángulo de extinción, con diodo volante o al de control completo. En este caso se controla tanto el ángulo de encendido como el ángulo de apagado α1= (Π-β)/2 α2 = (Π-β)/2 +β = (Π+β)/2 α1 = α2 – Π Vo = 1/ Π ∫α1

α2 Vm.sen wt d(wt) = (2Vm/Π). sen(β/2) Vrms =[(1/Π). ∫α1

α2 vm2.sen 2wt d(wt)]1/2 = (Vm/√2)[1/Π(β+ senβ]1/2

Vs Vo iT1 iT2 is io

vs =Vm. senwt

0 Vm П 2П wt

β

α1 α2 П 2П

Corriente en la entrada rect.


is1



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En este caso la componente fundamental de la corriente de entrada, esta en fase con la tensión de alimentación. El factor de desplazamiento es la unidad y el factor de potencia se mejora. Método para obtener un ángulo simétrico de encendido y apagado: Para disparar y apagar en forma simétrica para cualquier valor de potencia del convertidor, en el circuito de control se genera una onda triangular simétrica (señal de referencia), como muestra la figura. Esta onda triangular, se compara con la tensión de control. Cuando ambas tensiones son iguales, por ejemplo en el flanco de subida de la onda triangular, se inicia el encendido del tiristor (se usa un comparador para el flanco de subida). Cuando se iguala el flanco de bajada con la tensión de control, se emite un pulso (negativo si utilizamos un GTO) para apagarlo.

Control por modulación del ancho del pulso uniforme (PWM) Haciendo el análisis de Fourier para las ondas cuadradas de la corriente de entrada para los casos anteriores (ángulo de extinción y ángulo simétrico, la armónica de orden menor, es la tercera. Como resulta difícil filtrar y separar una armónica de orden bajo, se puede solucionar con el control PWM que puede genera armónicas de orden superior. Para este control, los interruptores del rectificador se abren y cierran varias veces durante un medio ciclo, y el voltaje de salida se controla haciendo variar el ancho de los pulsos. Las señales de compuerta, se generan comparando una onda triangular con una señal de control de continua, como se muestra en la siguiente figura:

0 δm δm δm П wt T1 T1 T1

Tensión de referencia Tensión de control

V Ar Ac

0 П wt

vg1

0 β П β 2П β 3П wt T1 T2 T1

Tensión de referencia Tensión de control

V Ar Ac

0 П 2П 3П wt

vg1 vg2



26

Las siguientes graficas muestran el voltaje de salida y la corriente de entrada para el control por el método PWM.

Las armónicas de orden menor se pueden eliminar o reducir seleccionando la cantidad de pulsos por medio ciclo. Sin embargo si se aumenta la cantidad de pulsos, también se incrementa la magnitud de las armónicas de orden mayor, que se podrían filtrar con facilidad. El voltaje promedio a la salida del rectificador controlado con PWM vale: p αm+δm

Vo = ∑ [(2/2П)∫ Vm.sen wt.d(wt)] m=1 αm

П 2П 3П wt

Vs 0 Vo 0 iT1 iT2 0 is 0 io 0

Corriente de entrada al rectificador

wt

wt

wt

wt

wt

Voltaje de salida

Corrientes en los

interruptores

Voltaje de entrada

δm αm




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Control PWM sinusoidal monofásica

A diferencia del método anterior, los anchos de los pulsos son distintos. Es posible escoger esos anchos de tal modo que se puedan eliminar ciertas armónicas. Tenemos distintos para variar los anchos de los pulsos, siendo el mas conocido el de la modulación por ancho de pulso sinusoidal (SPWM). Como se muestra en la figura anterior, los anchos de los pulsos se generan comparando un voltaje de referencia triangular “Vr”, de amplitud “Ar” y frecuencia “fr”, con un voltaje semi-sinusoidal de portadora “Vc” de amplitud variable “Ac” y frecuencia “2fs”. La frecuencia “fs”, corresponde a la frecuencia de alimentación de alterna del rectificador controlado, y esta en fase con la tensión de entrada Vs. Esta comparación, genera pulsos de ancho variable por cada semiciclo, que a su vez se pueden modificar, cambiando el valor de la amplitud

П 2П 3П wt

Vs 0 Ar Ac 0 iT1 iT2 0 is 0 io 0

wt

wt

wt

wt

wt

Corriente de entrada

Voltaje de entrada

δm αm

Señal de referencia (Vc) Señal portadora (Vr)



28

de la señal de portadora “Ac”. Esta modificación, cambia el índice de modulación “M” de 0 a 1. El índice de modulación lo definimos como la siguiente relación: M = Ac/Ar. En el control PWM sinusoidal, el factor de desplazamiento “DF” es unitario, y el factor de pulsación “FP” se mejora, dado que las armónicas de orden mayor se eliminan o reducen. De la misma manera, la distorsión armónica total de la corriente de entrada (THD), disminuye.

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 3-7 Rectificadores controlados realimentados ---------------------------------------------------------------------------------------------------------


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RECTIFICADORES CONTROLADOS REALIMENTADOS A continuación, trataremos los conceptos grales, de los sistemas realimentados (tema de otra materia), aplicados a los rectificadores controlados. Los sistemas de mando automático desempeñan un papel primordial en la industria y en los crecientes desarrollos de las tecnologías modernas. En comparación con un sistema de mando”abierto” o manual, este ultimo, adolece de muchos inconvenientes. En un sistema de mando manual, la variable de ajuste, depende del criterio y la estimación del hombre. Otro obstáculo que adolece un sistema abierto, es que no se adapta a las perturbaciones exteriores, que influyen sobre la variable controlada. Por ejemplo, tomemos el caso de controlar la velocidad de un motor de corriente continua, con excitación independiente, mediante un rectificador controlado, variando la tensión de alimentación del inducido. Como primer paso, debemos presentar las relaciones entre los parámetros eléctricos del motor en relación a su velocidad (rpm) y a la cupla mecánica de su rotor. Estas relaciones son las siguientes: N = K1. (V-I.R) / Φ C = K2.Φ.I Donde: N: velocidad del motor en revoluciones por minuto (RPM) K1 y K2: constantes V: tensión de alimentación del inducido, proporcionada por el rectificador controlado. I: corriente del inducido (A) R: Resistencia del inducido (Ω) Φ: Flujo de excitación del estator C: cupla eléctrica en el eje rotor. Como segundo paso, analicemos el comportamiento del sistema rectificador – motor, frente a una perturbación externa, como podría ser una variación en la cupla mecánica. Si esta aumenta, el motor eléctrico frente a este aumento, aumentara la corriente de inducido, según la formula de la cupla (Φ = cte. para excitación independiente). En la formula de la velocidad, vemos que el aumento de la corriente de inducido provocara una disminución de velocidad con característica lineal inversa. Esta disminución de velocidad, se acentuara mas todavía, si esta alimentado por un rectificador controlado, dado que la tensión media rectificada (V), es función en parte, de la fuerza contraelectromotriz del inducido y como este ultimo es función de la velocidad, una disminución provoca una disminución de la FEM y también una disminución de la tensión “V”. Todo este proceso, hace que la velocidad del motor presente alteraciones, En definitiva si quisiéramos mejorar la presición de un sistema de mando abierto, debemos establecer un enlace entre las señales de entrada y salida. Estos sistemas, se denominan de lazo cerrado o realimentados. De esta manera, la variable controlada, se vuelve prácticamente inmune, frente a las perturbaciones exteriores. Diagrama en bloques clásico de un sistema de control realimentado

Controlador Amplificador y/o corrector final

Proceso

Transductor de la variable controlada

Perturbación Referencia

Señal de error

Valor medido



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Adaptando el esquema anterior, a un sistema conversor de CA a CC controlado, tenemos el siguiente diagrama simplificado:

Este esquema lo analizaremos conjuntamente con un circuito práctico comercial, Realimentado analógico que utiliza un amplificador operacional como controlador.

Transductor variable

controlada

Alimentación sist. control

Circuito conversor

Regulador lineal o

conmutado

CARGA Motor,

Válvula, etc

Restador

Detector cruce cero

Controlador P

P+I

Retraso angulo disparo

Formación y amplificación Pulsos disparo

tiristores

Amplificador, separador y convertidor

Aislamiento sistema control

A compuertas

Amplif. de error



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Circuito practico de un rectificador controlado con tiristores con control analógico

Descripción breve del funcionamiento del circuito Circuito principal de conversión: Es un rectificador monofásico en puente semicontrolado formado por los diodos D6, D7 y los SCR T8, T9, que alimentan el bobinado inducido (estator) del motor eléctrico de CC., a través de los terminales 3 y 4. El varistor Rv1 y la red RC, formada por Rv2 en serie con Cv2, se utilizan para proteger



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los semiconductores rectificadores (D4, D5, D6, D7, T8 y T9) principales, frente a las sobretensiones. Los capacitores C6 y C7 protegen las compuertas de los tiristores para evitar disparos por ruido eléctrico de alta frecuencia. Alimentación para la excitación de campo independiente del motor eléctrico: Se obtiene por medio del rectificador monofásico no controlado, formado por los diodos D4, D5, D6 y D7. El bobinado de excitación, se conecta al circuito a través de los terminales 5 y 6. La resistencia R16 amortigua el transitorio por carga inductiva y descarga la energía residual del campo magnético. Alimentación circuito de control y disparo: Utiliza el mismo rectificador no controlado para la excitación de campo, con un circuito de regulación y filtro formado por R15, DZ y C5, para suministrar +15 V de tensión continua. D11 protege, evitando tensiones inversas (al AO741). Suministro tensión de referencia: La tensión de referencia de velocidad, la suministra el divisor de tensión formado por las resistencias R1, R2, R16, R3. Los potenciómetros de ajuste R2 y R3, fijan los valores máximos y mínimos de velocidad respectivamente potenciómetro R16 permite variar la velocidad, entre los valores extremos máximo y mínimo. Realimentación de la variable controlada: Se realiza indirectamente, tomando como muestra, la tensión de salida del rectificador (n = f(V), que alimenta al inducido del motor. Esta tensión alimenta el divisor de tensión formado por las resistencias R4 y R7, e ingresa al circuito detector de error (AO 741). En los controles de motores de mayor potencia, se logra mayor exactitud en la regulación, utilizando como tensión de realimentación, la que suministra un generador “taquimétrico” adosado al eje del motor o también puede utilizarse un detector digital (tacómetro digital), con conversor D/A. Circuito controlador : Este se encarga de procesar la señal de error, amplificándola e integrándola (Control proporcional + integrador). Esta función la desempeña el amplificador operacional realimentado que actúa como circuito restador de las tensiones (resistencias de entrada R5 y R6, conjuntamente con la resistencia de realimentación R8) que ingresan a sus terminales, que a su vez es integrada, mediante el capacitor de realimentación C2. Tensión de control: Es la que obtenemos a la salida del amplificador operacional Retraso de la señal de disparo: Se realiza mediante el control de “pedestal y rampa exponencial”. La tensión de pedestal la suministra la “tensión de control”, precargando el capacitor C3, en un tiempo dado por la constante de carga R9.C3. Obtenida la precarga, C3 se sigue cargando exponencialmente, hasta la tensión de disparo del PUT



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El diodo D1, aísla la carga exponencial de C3, evitando que se drene corriente de carga por el circuito de control. Circuito de sincronización: La sincronización se obtiene, descargando prácticamente a cero al capacitor C3, en el cruce por cero de la tensión de alimentación del circuito principal. Esto se logra con los transistores Q1 y Q2. Q1 es alimentado en su base por una tensión rectificada de onda completa, obtenida del circuito de alimentación de la excitación de campo. Cuando la tensión pasa por cero, Q1 deja de conducir, permitiendo a Q2 que pase a la saturación y con ello descarga a C3 que esta conectado al colector. Durante el resto del semiperiodo, Q1 esta conduciendo y Q2 esta cortado, permitiendo la precarga con la tensión de control (pedestal) y luego la carga exponencial a través de R12, hasta la tensión de disparo del PUT. Generación, amplificación y aislamiento de los pulsos de disparo: El pulso de disparo lo genera el PUT, al descargar en forma rápida al capacitor C3. Esta corriente de descarga, es amplificada por el transistor Q4. La corriente amplificada (de colector) circula por el primario del transformador de pulsos, induciendo pulsos de tensión el los devanados secundarios que están conectados a las compuertas y cátodos de los SCR. Estos se dispararan, cuando sus ánodos estén polarizados positivamente respecto al cátodo e ingresen los pulsos de disparo a las compuertas. Finalmente tenemos el Terminal 7 para permitir otra entrada de realimentación, por ejemplo para controlar la aceleración o cupla del motor, mediante la realimentación de corriente del inducido, obtenida por caída de tensión de una resistencia conectada en serie con el circuito principal. De no usarse esta entrada, debe conectarse a masa o Terminal 11. Rectificadores controlados realimentados con control por microprocesador o microcontrolador Técnicamente se les denomina “sistemas digitales de proceso síncrono programables”. Tienen la ventaja de una reducción del tamaño y costo de las partes electrónicas de control, mejorando notablemente la confiabilidad, rendimiento y precision del conjunto. En este sistema, todas las variables intervinientes, deben convertirse al sistema digital, mediante códigos binarios. Deben intervenir interfases analógico /digital (A/D) y digital / analógico (D/A) para enlazar las señales externas, al procesador sincrónico programable. El esquema, estrategia, o algoritmo de control, se desarrolla mediante una serie de operaciones binarias secuenciales, ordenadas por un conjunto de de instrucciones especificas, que interpreta el procesador sincrónico. El conjunto de instrucciones necesarias para desarrollar el esquema de control, se le denomina “programa de computo (software) “. Este programa, guardado actualmente en memorias semiconductoras reescribir, resultando flexible, dado que permite modificar la estrategia de control, para que se cumpla con distintas características de funcionamiento de la carga, sin necesidad de modificar el circuito electrónico de control (Hardware) Los sistemas de control por microcomputadora (con microprocesador) o microcontroladores, permiten realizar variadas funciones como linealización del control, mediante tablas de linealización, fijadas en “memorias semiconductoras”, conexión y desconexión de la tensión de alimentación principal; en cargas como el caso de motores



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eléctricos, permite controlar la velocidad , aceleración, arranque suave, frenado regenerativo, control de corriente, protección e interrupción automática, y diagnostico para localización de fallas. Otra característica interesante de estos sistemas es que permiten la comunicación “serie”, mediante diversos protocolos. De esta manera, se puede establecer un lazo de comunicación con una computadora central, denominada también “estación primaria (Mainframe), que esta supervisando un proceso industrial completo, mediante estaciones remotas secundarias. Mas detalle, se trataran en la unidad temática especifica que trata sobre los sistemas digitales de proceso síncrono. Veamos a continuación, un esquema en bloques simplificado, de un rectificador controlado con un sistema digital programable:

Rectificador controlado

Sensor de corriente

M

Sensor de RPM

Generac. Pulsos disparo

Sincroniz y

lógica

Sincronización de linea

Convert. A/D

Convert. A/D

Comparador de RPM

Comparador de corriente

Determinación Encendido tiristores

Control de RPM

Control de corriente

Generación ángulo Disparo tiristores

Sistema de alimentación

primario de CA

Trafo corr. Efecto Hall

Mando arranque y paro

Referencia de

corriente

Referencia de

corriente

Sistema digital programable

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 4-8 Transistores de potencia para conmutación --------------------------------------------------------------------------------------------------------


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TRANSISTORES DE POTENCIA PARA CONMUTACION Introducción Los transistores, son dispositivos semiconductores con características controladas para la conducción de corriente (encendido) y para la interrupción de la corriente (apagado). Los transistores, cuando se los emplean como interruptores, operan en la región de corte y saturación en los BJT e IGBT y región de corte y óhmica para los MOS. La velocidad de conmutación de los transistores modernos es mucho más alta que la de los tiristores por lo que resultan convenientes para su utilización en convertidores de CC-CC y CC-CA, en combinación con diodos en paralelo para proporcionar flujo bidireccional de corriente. Como contrapartida, respecto a los tiristores, sus especificaciones de tensión y corriente, son de menor magnitud, lo cual hace que sus aplicaciones se limitan a los convertidores de baja y mediana potencia. Los transistores de potencia se pueden clasificar, de manera general, en cinco categorías a saber: 1-Transistores bipolares de juntura (BJT) 2-Transistores de efecto de campo de metal-oxido semiconductor (MOS). 3-Transistores de inducción estática (SIT) 4-Transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT). 5-Transistores COOLMOS. En gral, estos tipos de transistores pueden operar como un interruptor mecánico, con limitaciones respecto a un conmutador ideal. Estas limitaciones, restringen para algunas aplicaciones por lo que deberemos conocer las características y especificaciones de estos dispositivos para su adecuación al uso que se le va a dar. A continuación describiremos las características y especificaciones más importantes de estos dispositivos semiconductores, teniendo en cuenta su aplicación como conmutador de corriente. Transistores bipolares de juntura (BJT)

n

p

n

Base

Colector C IC

B IB

IE

E

p

n

p

Colector C IC

B IB

IE

E

Emisor

Base

TRANSISTOR NPN TRANSISTOR PNP

Emisor



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Los transistores bipolares se construyen formando tres zonas semiconductoras tipo NPN o PNP, como muestra el dibujo. Estas regiones tienen terminales denominados colector, base y emisor. Tienen dos uniones o junturas: La juntura colector-base y la juntura base-emisor. Los transistores bipolares pueden ser de tipo NPN o de tipo PNP. Veamos la sección transversal de ambos tipos de transistores:

Tenemos dos regiones n+ para el emisor del transistor NPN y dos regiones p+ para el emisor del transistor PNP. Para el transistor NPN la capa n del lado del emisor es angosta y con fuerte dopado, la base es angosta con un dopado bastante menor que el emisor, y la capa n del lado del colector es ancha y con un dopado mayor que la base. Para el caso de los transistores PNP, las características son similares,(en términos grales) en relación al dopado y dimensiones. Cabe aclarar, que desde el punto de vista eléctrico los transistores no son simétricos, significando ello que no pueden intercambiarse los terminales. Por ejemplo si intercambiamos los terminales emisor por colector, el funcionamiento resulta deficiente, sin ganancia de corriente. Con esta construcción, (doble zonas de emisor) las corrientes de base y colector fluyen por dos trayectorias paralelas resultando en una baja resistencia colector-emisor en saturación (RCE enc.). Características del transistor en estado permanente Como lo hemos estudiado en la materia Electrónica 1, el transistor tiene tres modos de funcionamiento: colector común, base común y emisor común. En las aplicaciones como conmutador, resulta preferible utilizarlo en la configuración emisor común. En la próxima figura, vemos el circuito básico para esta configuración y las características eléctricas de entrada, salida y función de transferencia para un transistor

n+

p

n+

n

Emisor Base

p+

n

p+

p

Emisor Base

Colector Transistor NPN

Colector Transistor PNP



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NPN. Para el transistor PNP, las curvas son similares, solamente que debemos invertir las polaridades de todas las corrientes y tensiones.

IB

0

VCE1 VCE2

VCE2 > VCE1

IC

VCE

IBN

IB4

IB3

IB2

IB1

IB0=0

IBN > IB4 >IB3 > IB1

VCE

VCE(sat

Corte Activa Saturación

IB

IB(sat)

Característica de transferencia

Zona de corte Característica de salida

B IB

C IC

βF.IB

Zona de

corte

Zona activa

ICE0

VBE

Circuito en emisor común característica de entrada

0 0,5 VBE(sat) VBE

IE

E

Modelo de transistores NPN



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Tenemos tres zonas de operación del transistor bipolar: zona de corte, zona activa y zona de saturación. En la zona de corte, el transistor esta abierto o apagado, la corriente de base no es suficiente para saturarlo, y las dos junturas están polarizadas inversamente. En la región activa, el transistor actúa como un amplificador lineal, en el que la corriente de base se amplifica una ganancia determinada, y el voltaje colector-emisor disminuye al aumentar la corriente de base. En esta zona la tensión de la juntura colector-base, esta polarizada inversamente y la tensión de la juntura base colector esta polarizada directamente. En la zona de saturación, la corriente de base es suficientemente alta como para que el voltaje colector-emisor sea bajo, y el transistor actúa como un interruptor cerrado. En esta zona, amabas junturas están polarizadas directamente. En el dibujo anterior, se muestran las características de entrada, salida y de transferencia, donde se aprecian las zonas o regiones de trabajo. El modelo de l transistor NPN presentado en la figura, representa para su operación en CC con grandes señales. La relación entre las tres corrientes de sus terminales, esta dado por la segunda ley de Kirchoff , donde la suma de las corrientes en un nudo es igual a cero; de otra forma vemos que IE = IC + IB

Por otra parte, de la teoría de circulación de las corrientes en el interior de transistor (Electrónica 1) tenemos: IC = α. IE + IC0

Como en la configuración emisor común, la corriente de base es la señal de entrada y la corriente de colector, la de salida, entonces con las dos expresiones anteriores tenemos: IC = α / (1-α ) IB + 1 / (1-α ).I C0

Donde: βF = α / (1-α ) y 1 / (1-α )= ( βF + 1); haciendo ( βF + 1). I C0 = ICE0

La expresión final nos queda: IC = βF. IB + ICE0

Para los transistores de potencia de silicio, que son los que se emplean actualmente, la corriente de perdida ICE0, es prácticamente despreciable frente a la corriente de colector, por lo tanto podemos llegar a una expresión más sencilla: IC ≈ βF. IB

Donde el valor de βF se le denomina “ganancia de corriente en el sentido directo”. Calculo de las corrientes y tensiones en el circuito básico emisor común Examinando el circuito básico de la figura anterior, tenemos: IB = (VB - VBE) / RB

VC = VCE = VCC – IC. RC

VCE = VCB + VBE para esta última expresión tenemos también: VCB = VCE - VBE



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La ultima expresión nos dice que siempre que VCE ≥ VBE, la juntura colector –base esta polarizada inversamente, y el transistor esta en la zona activa. La corriente máxima de colector en la “región activa” la podemos obtener haciendo VCB = 0 y VBE = VCE resultando: ICM = (VCC - VCE) / RC =(VCC - VBE) / RC El valor de la corriente de base resulta: IBM = ICM / βF

Si aumentamos la corriente de base por encima de este valor, VBE aumenta, la corriente de colector aumenta y la VCE disminuye por debajo de VBE. Esto continua hasta que la juntura colector –base tiene polarización inversa, con un valor de VCB de aproximadamente 0,4 a 0,5 volt. En estas condiciones, el transistor pasa a la saturación. La saturación de un transistor la podemos definir como el punto arriba del cual todo aumento en la corriente de base no aumenta apreciablemente la corriente de colector. En la saturación, la corriente de colector permanece casi constante. Si el voltaje de colector a emisor es VCE(sat), la corriente de colector la determinamos como: ICS = (VCC - VCE(sat)) / RC

La corriente de base la calculamos como: IBS = ICS / βF(sat)

En este caso la ganancia de corriente β de saturación resulta un valor menor que el β de la zona activa (los fabricantes suministran valores de orientación). En la práctica para asegurarse la saturación que nos asegura una disminución de potencia disipada respecto a la zona activa, se suele sobresaturar. En el caso normal, el circuito se diseña con una corriente de base mayor que el límite IB(sat). La relación entre la corriente de sobresaturación y la corriente de saturación se denomina “factor de sobresaturación” (ODF). ODF = IB / IBS

La relación entre ICS y IB para este caso de sobresaturación, se denomina ganancia de corriente en sobresaturación o β forzada. βforzada = ICS / IB

Por otro lado como la disipación de potencia del transistor vale: PT = VCE. IC + VBE . IB Vemos que un aumento de la sobresaturación hace que la potencia disipada en la salida permanezca prácticamente inalterable pero la potencia de entrada aumenta al aumentar la corriente de base y la tensión VBE, lo cual puede dañar al transistor debido a una avalancha de corriente causada por la temperatura. De igual forma una subsaturación



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provoca un aumento de temperatura, por aumento en la potencia disipada en la salida por aumento de la tensión colector-emisor (zona activa). Otro de los inconvenientes de la sobresaturación es el aumento de los tiempos de conmutación, que hace aumentar significativamente las perdidas de potencia, durante la conmutación, provocando limitaciones a la máxima frecuencia de funcionamiento del conmutador. Analizaremos a continuación, las características de conmutación. Características de conmutación del transistor bipolar Como ya lo hemos estudiado, una juntura polarizada directamente tiene dos capacitancias: La de transición o agotamiento (átomos ionizados de la estructura cristalina) y la de difusión (debida a la corriente directa). En cambio la juntura polarizada inversamente solo tiene una capacitancia de transición o agotamiento. En condiciones de estado permanente es decir con las tensiones continuas de polarización, estas capacitancias no tienen efecto, en cualquier zona de funcionamiento. En cambio durante la activación del transistor como conmutador, su efecto se hace notar, durante el encendido y apagado. Analicemos el modelo equivalente bajo condiciones transitorias como lo muestra la figura:

En estos modelos, validos para condiciones transitorias, Ccb y Cbe representan las capacitancias efectivos de las junturas colector- base y base –emisor respectivamente. Los valores de estas capacitancias, son dependientes de los voltajes aplicados y de la construcción física. La capacitancia Cbc afecta en forma apreciable a la capacitancia de entrada, debido al efecto de multiplicación de Miller (recordar teorema de Millar). Las resistencias rbe y rce representan las resistencias de base a emisor y de colector a emisor respectivamente. Debido a las capacitancias internas, el transistor no se enciende al instante. Cuando la tensión de entrada aumenta de cero a V1 y la corriente de base aumenta a IB1, la corriente de colector no lo hace en forma inmediata. Se produce un retardo, denominado tiempo de retardo “td” para que la corriente de colector comience a crecer. Este retardo se produce por la carga de la capacidad de la JE “Ce” hasta la tensión de polarización directa VBE≈ 0,6 a 0,7 volt. Después del retardo “td”, la corriente de colector comienza a aumentar hasta el valor “Ics” de estado permanente. El tiempo que tarda en llegar a este valor, denominado”tr ” depende de la constante de tiempo de carga

Modelo con ganancia de corriente Modelo con transconductancia

iB iC

iE

gm=hfe.iB/Vbe=iC/Vbe

iB iC

iE



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de la capacidad de la juntura de emisor (JE). La figura siguiente, muestra las formas de onda y tiempos de conmutación. Normalmente la corriente de base es mayor a la necesaria para saturar al transistor (sobresaturación) por lo que esto da lugar a un exceso de carga debido a los portadores minoritarios, en la región de la base. Mientras mayor sea la sobresaturación (ODF), mas alta será la cantidad de carga adicional almacenada en la base. Esta carga adicional, denominada “carga de saturación”, es proporcional al exceso de excitación de la corriente de la base IBexceso= IB(sobresat.) –Ics / β = ODF. IBs –IBs = IBs. (ODF—1) Siendo IBs la corriente mínima para saturar al transistor. La carga de saturación se determina por la expresión: Qs = τs . IBexc = τs.IBs. (ODF –1) El valor de “τ” (tao) se llama “constante de tiempo de almacenamiento” del transistor. Cuando la tensión de entrada se invierte, pasando del valor V1 a “—V2”, la corriente de base, también cambia de IB1 a “—IB2”. La corriente de colector, no cambia hasta transcurrido un tiempo “ts” denominado “tiempo de almacenamiento”. El tiempo “ts” es el necesario para eliminar la carga de saturación de la base. Como la “vBE” todavía es positiva (de valor 0,7 volt aprox.), la corriente de la base invierte su dirección debido al cambio de polaridad de la fuente de señal digital “vB”, desde +V1 a –V2. Esta

vB V1 0 -V2

kT (1-kT) t

iB IB1 0 -IB2

t

iC Ics 0,9 Ics 0,1 Ics 0

td tr tn ts tf to t



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corriente “—IB2” en sentido inverso, ayuda a descargar el exceso de carga de la base. Si no tenemos a “—IB2” (por ejemplo dejamos la base abierta), el exceso de carga se elimina por recombinación, pero en este caso, el tiempo de almacenamiento “ts” seria mayor. Una vez que se elimino el exceso de carga, la capacidad de la juntura JE se carga hasta la tensión “—V2”, y la corriente de base cae a cero. El tiempo de caída “tf” depende de la constante de tiempo de la capacidad de la juntura de emisor con polarización inversa. El tiempo de “encendido o activación” es la suma del tiempo de retardo “td” y el tiempo de subida “tr” t act. = td + tr El tiempo de “apagado o desactivación” es la suma del tiempo de almacenamiento “ts” y el tiempo de caida “tf” t apag.= ts + tf La siguiente figura, nos muestra la carga de almacenamiento extra en la base de un transistor saturado y su variación durante el proceso de corte:

Durante el apagado, la carga adicional se remueve primero en el tiempo “ts”, y el perfil de la carga cambia de “a” a “c”. Durante el tiempo de caída, el perfil de la carga baja desde “c” hasta que se remueven todas las cargas. Como veremos mas adelante, los tiempos de conmutación pueden ser mejorados, mediante técnicas especiales de la excitación de la base, como ser “control al encendido”, control al apagado”, control proporcional en base”, “control por antisaturación.

Límites de conmutación Segunda avalancha (SB, Secund. breakdown) La avalancha secundaria es un fenómeno destructivo; se debe al flujo de corriente por una pequeña porción de la base, que produce puntos calientes localizados. Si la energía de esos puntos calientes supera un determinado valor, el calentamiento excesivo puede dañar al transistor. La avalancha secundaria o segunda avalancha, es un proceso térmico localizado debido a altas concentraciones de corriente, provocado por defectos en la estructura del transistor. La SB, se presenta con ciertas combinaciones de voltaje, corriente y tiempo. Debido a que interviene el tiempo, la avalancha secundaria es básicamente un fenómeno dependiente de la energía.

Emisor Base Colector Emisor Base Colector

Almacenamiento de carga en la base

a b c c

Perfil de carga durante el proceso de corte



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Área de operación segura en polarización directa (FBSOA, forward-biased safe operating area). Durante las condiciones de activación y de estado activo, la temperatura promedio de la juntura y la segunda avalancha limitan la capacidad de manejo de potencia de un transistor bipolar. Los fabricantes suelen incorporar en sus especificaciones técnicas, las curvas FBSOA bajo determinadas condiciones específicas de prueba. Las curvas FBSOA, indican los limites de las características tensión –corriente ( ic-vce) del transistor, para que su operación sea confiable, limitándose la potencia disipada a lo que las curvas FBSOA, indique. Área de operación segura en polarización inversa (RBSOA, reverse-biased safe operatin area) Durante el tiempo de apagado, el transistor debe sostener una gran corriente y un alto voltaje, en la mayoría de los casos con polarización inversa de la base-emisor. El voltaje de colector a emisor debe mantenerse en un nivel seguro, a un valor especificado de corriente de colector, o menor. Los fabricantes, mediante las curvas RBSOA, limitan las valores Ic-VCE durante el apagado con polarización inversa. Perdida de disipación de potencia. Para la determinación de los valores de temperatura alcanzables durante la disipación de potencia en los transistores, se utiliza la llamada “Ley de Ohm térmica”, estudiada en Electrónica I, cuyo circuito equivalente térmico, es el siguiente:

PT: Potencia disipada en el interior del transistor (valores promedios) TJ: Temperatura de la juntura colector-base. TC: Temperatura de la carcaza TD: Temperatura del disipador. TA: Temperatura ambiente. RJC: Resistencia térmica juntura-carcaza. RCD: Resistencia térmica carcaza-disipador. RDA: Resistencia disipador-ambiente. Para el circuito equivalente térmico se cumple: TC = TJ – PT. RJC TD = TC – PT. RCD

TJ RJC TC RCD TD

PT

RDA

TA



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TA = TD – PT. RDA

TJ-TA = PT.( RJC +RCD + RDA) La disipación máxima de potencia PT, se suele especificar a TC = 25º C. Si la temperatura ambiente aumenta a TA = TJ (max) =150º C, el transistor no puede disipar potencia. Por otra parte, si la temperatura de la carcaza es de Tc = 0ºC, el dispositivo puede disipar la máxima potencia., lo cual no es practico. En consecuencia se deben tener en cuenta la temperatura ambiente y las resistencias térmicas al interpretar las especificaciones de los dispositivos. Los fabricantes, suministran curvas de perdida de disipación de potencia de los dispositivos que contemplan las perdidas directas y por segunda avalancha. Voltajes de ruptura Un voltaje de ruptura o un voltaje disruptivo se define como el voltaje absoluto máximo entre dos terminales, con la tercera Terminal abierta, en corto o polarizada en directa o en inversa.. Un voltaje de ruptura permanece relativamente constante donde la corriente aumenta con rapidez. Los fabricantes suministran los siguientes voltajes de ruptura: VEB0: El voltaje máximo entre la Terminal del emisor y la de la base con el Terminal de colector en circuito abierto. VCEV o VCEX: El voltaje máximo entre el Terminal de colector y emisor para un voltaje negativo especificado, aplicado entre la base y el emisor. VCEO (sus): El voltaje máximo de sostén entre el Terminal del colector y el Terminal del emisor, con la base en circuito abierto. Este valor se especifica con la corriente y el voltaje máximo de colector, que aparecen en forma simultanea a través del dispositivo y con un valor especificado de inductancia de carga.



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MOSFET DE POTENCIA Los transistores bipolares son dispositivos controlados por corriente, y requieren de una corriente de base para que pase corriente en el colector. En saturación, la corriente de colector es prácticamente independiente de la corriente de entrada (base), solo depende de la tensión de alimentación y la carga; de allí podemos decir que la ganancia de corriente depende de la temperatura de la juntura. A diferencia del BJT, el MOSFET de potencia es un dispositivo controlado por voltaje, y solo requiere de una pequeña corriente de entrada. La velocidad de conmutación es muy alta y los tiempos de conmutación son del orden de los nanosegundos. Los MOSFET de potencia están encontrando aplicaciones en convertidores de baja potencia y alta frecuencia. Estos dispositivos no tienen los problemas de fenómenos de segunda avalancha, como los BJT. Sin embargo, tienen inconvenientes de descarga electrostática y requieren cuidados especiales en su manejo. Otro inconveniente que tienen es que resulta relativamente difícil protegerlos en condiciones de falla por cortocircuito. Tenemos dos tipos de MOSFET: a) de tipo decremental y b) de tipo incremental.

Substrato tipo p

n+

n+

+ VGS -

D

S

Metal oxido

RD

Metal

VDD

Símbolo canal n

Substrato tipo n

p+

p+

+ VGS -

D

S

Metal Oxido

RD

Metal

VDD

Símbolo canal p

Estructura básica canal n

Estructura básica canal p

ID



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En ambos tipos de transistores, el canal de conducción puede ser “p” o “n”. El MOSFET de potencia que se utiliza como dispositivo de conmutación es el de tipo incremental por lo que solamente trataremos este tipo de transistor. (Ambos tipos de transistores fueron tratados en la materia Electrónica I). La figura anterior, muestra el esquema básico del MOSFET incremental de canal n y de canal p. El dispositivo tiene tres terminales: compuerta, drenaje y fuente. El MOS de canal “n”, esta formado por un substrato tipo “p” donde tiene difundidos dos regiones de silicio “n+” muy dopadas, para formar conexiones de baja resistencia (drenaje y fuente).Entre ambos terminales tenemos la zona del canal (inducido para el MOS incremental).La compuerta esta aislada del canal por una capa muy delgada de oxido de silicio. Cuando se aplica un voltaje positivo VGS entre compuerta y canal (o fuente cuando esta ultima esta conectada al substrato), este atrae a los electrones del substrato p y los acumula en la superficie, bajo la capa de oxido. Si VGS es mayor o igual a un valor denominado “voltaje umbral” o voltaje de entrada “VT”, se acumula una cantidad suficiente de electrones para formar un canal n virtual, y la corriente circula entre drenaje y fuente, si aplicamos un voltaje entre estos terminales. Para el MOS de canal p, el proceso es similar, con la diferencia que se invierten todos los voltajes y corrientes. La próxima figura, muestra la estructura básica del MOSFET de potencia, denominado “V-MOS”:

Cuando la compuerta tiene un voltaje un determinado, con respecto a la fuente, el efecto de su campo eléctrico atrae electrones de la capa “n+” hacia la capa “p”. De esta forma se forma un canal en la proximidad de la compuerta, el cual a su vez permite el flujo de

Epitaxial n-

p

n+ p

n+

Epitaxial n+

Fuente Compuerta

Rn+ Rch

Repi

n- epi

n+ sub Rsub

D Drenaje

Fuente S

Compuerta G

Resistencias en serie del “VMOS” en estado activo

Drenaje

Estructura básica del “V” MOS

n+ p+



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corriente del drenaje a la fuente. Existe una capa de dióxido de silicio (SiO) entre el metal de la compuerta y la unión “n+” y “p”. El MOSFET esta muy drogado en el lado del drenaje, para formar un acoplamiento debajo de la capa de desplazamiento “n”. Este acoplamiento evita que la capa decremental llegue al metal, distribuye el esfuerzo dieléctrico a través de la capa “n” y también reduce la caída de voltaje en sentido directo, durante la conducción. También la capa de acoplamiento hace que sea un dispositivo asimétrico, con una capacidad bastante baja de voltaje en sentido inverso. Los MOSFET requieren poca energía de compuerta, y tienen una velocidad muy grande de conmutación, y bajas perdidas por conmutación. La resistencia de entrada es muy alta, del orden de 1011Ω. Sin embargo, la desventaja de los MOSFET es su alta resistencia en sentido directo, en estado activo, lo cual provoca altas perdidas en sentido directo, por eso se los hace menos atractivos como dispositivos de potencia, aunque son excelentes como dispositivos amplificadores de compuerta para tiristores. Características en estado permanente Los MOSFET son dispositivos controlados por voltaje y tienen una impedancia de entrada muy alta. La compuerta toma una corriente de fuga muy pequeña, del orden de los nanoamperes. La ganancia de corriente definida como la relación entre la corriente de drenaje ID y la corriente de compuerta IG es del orden de 109. Sin embargo la ganancia de corriente no es un parámetro a tener en cuenta. Lo que si se toma en cuenta, y de suma importancia para el MOSFET, es la “transconductancia” que se define como la relación entre la corriente de drenaje y el voltaje de compuerta. La siguiente figura, muestra la característica de transferencia del MOSFET de canal n y canal p, además la característica de salida del MOSFET canal n incremental:

ID

0 VT VGS

Canal n

-VT VGS

0 -ID

Canal p

ID VGS5 > VGS4

VGS4 > VGS3

VGS3 > VGS2

VGS2 > VGS1

VGS1

VDS

Región lineal Región saturación VDS= VGS- VT

0

Característica de

transferencia

VGS= VT

Característica de salida del MOSFET tipo incremental



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Se distinguen tres regiones: a)- La región de corte, donde VGS ≤ VT. b)- la región de estrechamiento, o de saturación, donde VDS ≥ VGS - VT. c)- La región lineal (o de tríodo), donde VDS ≤ VGS - VT. En la región lineal, la corriente de drenaje ID varia en forma casi proporcional con la tensión drenaje-fuente, VDS. Debido a la corriente de drenaje y al bajo valor de la tensión VDS, necesaria para tener perdidas de potencia bajas, los MOSFET, trabajando como conmutador, operan en la región lineal (conduciendo corriente) y en la región de corte (bloqueando la corriente). En la región de saturación, la corriente de drenaje permanece casi constante para cualquier aumento de la tensión VDS, y es en esta zona donde se utiliza el transistor para amplificar linealmente voltajes. Debemos recordar que la región de saturación del MOSFET, corresponde con la región activa de los transistores BJT, y la región lineal, con la de saturación respectivamente. La figura siguiente, muestra el modelo equivalente del MOSFET en estado permanente (o de corriente continua), para las regiones lineal (ohmica) y de saturación

Donde: RDS= ∆VDS /∆ID gm = ∆ID /∆VGS VDS=CTE = K.(VGS – VT)2

Características de conmutación Si no tiene señal de compuerta, un MOSFET incremental se puede considerar como dos diodos conectados espalda con espalda, o como un transistor NPN. La estructura de la compuerta tiene capacidades parasitas Cgs respecto a la fuente y Cgd respecto al drenaje. El transistor npn tiene una unión con polarización inversa, del drenaje a la fuente, y forma una capacidad Cds. La siguiente figura (figura a), muestra el circuito equivalente de un transistor bipolar parasito en paralelo con el MOSFET. La región de base a emisor de un transistor NPN se pone a corto en el microcircuito, al metalizar la Terminal de la fuente y la resistencia de la base al emisor, resulta de un valor bajo por lo que se la desprecia. Por consiguiente, se puede considerar al MOSFET con un diodo interno (figura b), por lo que las capacitancias parasitas dependen de sus voltajes respectivos. La figura c, muestra el modelo de conmutación de los MOSFET.



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a) modelo con capacidad bipolar b) modelo con diodo interno

c) modelo de conmutación para el MOSFET incremental Formas de ondas y tiempos de conmutación del MOSFET

VG

V1 0

td(enc) tr td(apag) tf

t

VGS

V1 VGSP VT 0

t



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El grafica anterior, nos muestra las formas de onda del voltaje de excitación de entrada para un MOSFET y su voltaje VGS en función del tiempo. El “retardo de encendido” td(enc) es el tiempo necesario para cargar la capacidad de entrada hasta el valor del voltaje umbral VT. El “tiempo de subida” tr, es el tiempo de carga de la compuerta, desde el nivel de umbral hasta el voltaje total de compuerta VGSP, que se requiere para activar al transistor hasta la región lineal. El “tiempo de retardo de apagado” td(apag) es el necesario para que la capacidad de entrada se descargue desde el voltaje de sobresaturación V1 hasta la región de estrechamiento. El voltaje VGS debe disminuir en forma apreciable antes de que VDS comience a subir. El “tiempo de caída” tf , es el necesario para que la capacidad de entrada se descargue desde la región de estrechamiento hasta el voltaje de umbral. Si VGS ≤ VT, el transistor se desactiva.



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COOLMOS El COOLMOS, es una tecnología nueva de MOSFET de potencia para alto voltaje. Se implementa mediante una estructura de compensación en la región vertical de desplazamiento de un MOSFET, para mejorar la resistencia en estado activo. Para un mismo encapsulado, tiene menor resistencia en estado activo en comparación con la de otros MOSFET. Las perdidas de conducción son 5 veces menores, cuando menos en comparación con las de la tecnología MOSFET convencional. El COOLMOS es capaz de manejar de dos a tres veces mas potencia de salida que la de un MOSFET convencional en el mismo encapsulado. El área activa de microcircuito de un COOLMOS es unas 5 veces menor que la de un MOSFET normal.

La figura muestra el corte transversal del COOLMOS. En el dispositivo se ha aumentado el dopado de la capa conductora de corriente, sin alterar la capacidad de bloqueo. Un alto voltaje VBR de bloqueo del transistor requiere una capa epitaxial relativamente gruesa y poco dopado. Existe una ley que relaciona la resistencia drenaje -fuente con VBR.

RD(enc) = VBR

Kc Donde Kc es una constante entre 2,4 y 2,6 Esta limitación se supera agregando columnas de tipo de dopado contrario, que se implementan en la región de corrimiento en tal forma que la integral de dopado a lo largo de una perpendicular al flujo de corriente permanece menor que la carga de ruptura especifica del material. En este concepto se requiere una compensación de la carga adicional en la región n, mediante regiones adyacentes con dopado p. Esas cargas crean un campo eléctrico lateral que no contribuye al perfil vertical del campo. En otras

Fuente (S) (G) compuerta

n+ p+ p-

n+ p+ p-

n-epi

n+sub

SiO2

(D) drenaje



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palabras, la concentración de dopado se integra a lo largo de una perpendicular a la interfase entre las regiones p y n. Los portadores mayoritarios solo proporcionan la conductividad eléctrica. Como no hay contribución de corriente bipolar, las perdidas de conmutación son iguales a las de los MOSFET convencionales. Se aumenta el dopado de la capa que sostiene el voltaje más o menos, en un orden de magnitud. Se insertan bandas verticales p adicionales en la estructura para compensar el exceso de carga n que contiene la corriente. El campo eléctrico en el interior de la estructura esta fijado por la carga neta de las dos columnas con dopados opuestos. De este modo se puede obtener una distribución casi horizontal del campo, si ambas regiones se compensan entre si en forma perfecta. La fabricación de pares adyacentes dopadas con p y con n con una carga neta prácticamente de cero requiere una manufactura de presición. Todo desequilibrio de cargas influye sobre el voltaje de bloqueo del dispositivo. Para mayores voltajes de bloqueo solo se tiene que aumentar la profundidad de las columnas sin necesidad de alterar el dopado. Esto conduce a una relación lineal entre el voltaje de bloqueo y la resistencia en estado activo.

Por ejemplo la resistencia es de 70 mΩ para un COOLMOS de 600 V, 70 A. El COOLMOS tiene una característica v-i lineal con un bajo voltaje umbral. Los dispositivos COOLMOS se pueden usar en aplicaciones hasta limites de potencia de 2 KVA, como suministros de corriente para estaciones de trabajo y servidor, fuentes ininterrumpibles de energía (UPS), convertidores de alto voltaje para sistemas de microondas, hornos de inducción y equipos de soldadura. Estos dispositivos pueden reemplazar a los MOSFET convencionales de potencia en todas sus aplicaciones en la mayor parte de los casos sin adaptación alguna del circuito. A frecuencias de conmutación mayores a 100 KHZ, los dispositivos COOLMOS ofrecen una mejor capacidad de manejo de corriente, como por ejemplo un área mínima requerida de microcircuito para determinada corriente. Tienen la ventaja de tener un diodo inverso intrínsico. Toda oscilación parasita que pudiera causar disparos negativos del voltaje entre drenaje y fuente se fija a un valor definido por el diodo.

Resistencia en estado encendido

MOSFET normal COOLMOS

Voltaje de ruptura



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EL TRANSISTOR SIT

Un SIT es un dispositivo para alta potencia y alta frecuencia. En esencia es la versión del tubo tríodo al vacío, pero en estado sólido. La siguiente figura muestra un corte transversal de la estructura de silicio de un SIT:

Es un dispositivo de estructura vertical con multicanales cortos. De esta forma no esta sujeto a limitaciones de área, y es adecuado para funcionamiento de alta velocidad con alta potencia. Los electrodos de compuerta están enterrados dentro de capas, epitaxiales, n de drenaje y fuente. Un SIT es idéntico a un JFET, excepto por la construcción vertical y de compuerta enterrada que produce una menor resistencia de canal y causa menor caída de voltaje. Las curvas características típicas se observan en la figura:

p+

p+ p+

n-

n n+

Capa de pasivación

Fuente S

Drenaje D

Compuerta G

D G Símbolo S

(mA)IDS

600 400 200

VDS

200 400 600 600 (V)

0 -1 -2 -3 -4 -6 VGS

-8 -15 -20 -25



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Un SIT tiene longitud corta de canal, baja resistencia de compuerta en serie, baja capacitancia entre compuerta y fuente y pequeña resistencia térmica. Tiene bajo ruido, baja distorsión y capacidad de alta potencia en audiofrecuencia. Los tiempos de encendido y apagado son pequeños, típicamente 0,25 µseg.. La caída en estado activo, encendido, es alta en el caso normal de 90 volt para un dispositivo de 180 A, y de 18 volt para uno de 18 A. Un SIT, en el caso normal, es un dispositivo encendido, y con un voltaje negativo en compuerta lo mantiene apagado. La característica de normalmente cerrado (conduciendo) y la alta caída en estado activo limitan sus aplicaciones en conversiones generales de potencia. El control de la corriente se realiza por medio de un potencial inducido electrostaticamente. Estos dispositivos pueden operar con potencias de 100 KVA a 100 KHZ o de 10 VA a 10 GHZ. La especificación de corriente de los SIT puede llegar hasta 1200 V, 300 A, y la velocidad de conmutación puede ser hasta 100 KHZ. El SIT es más adecuado para aplicaciones de alta potencia y alta frecuencia (amplificadores de audio, VHF/UHF y microondas).



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EL TRANSISTOR IGBT En los transistores IGBT se combinan las ventajas de los BJT y de los MOSFET. Un IGBT tiene una alta impedancia de entrada, como los MOSFET y pocas perdidas por conducción en estado activo como los BJT. Sin embargo, no tiene el problema de segunda avalancha, como los BJT. Por el diseño y la estructura del microcircuito, se controla la resistencia equivalente de drenaje a fuente, RDS, para que se comporte como la de un BJT. Veamos el dibujo del corte transversal del IGBT:

Como se puede observar la estructura de silicio de un IGBT, es idéntica a la de un MOSFET, a excepción del substrato p+. Sin embargo, el rendimiento de un IGBT se parece mas al de un BJT que al de un MOSFET. Esto se debe al substrato p+, causante de la inyección de portadores minoritarios en la región n. En el dibujo también se

Substrato p+

Capa de acoplamiento n-

n+ n+

n-epi

p+

p- p

p

Colector

Compuerta Compuerta

Emisor

Circuito equivalente circuito equivalente simplificado



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muestra el circuito equivalente que se puede simplificar más mediante un BJT tipo NPN y un MOS de canal N. Un IGBT se construye con 4 capas alternas PNPN y puede tener retención como un tiristor cuando se cumple la condición (αnpn +αpnp) > 1. La capa de acoplamiento n+ y la ancha base epitaxial reducen la ganancia en el Terminal NPN por diseño interno, lográndose con ello evitar la retención. Los IGBT tienen dos estructuras: a) De perforación (PT,punch through) y b) NPT ( non punch through). Para el caso “a” el tiempo de conmutación se reduce usando una capa de acoplamiento n muy dopada, en la región de corrimiento cerca del colector. Para los del tipo “b”, los portadores tienen una vida mayor que para los IGBT tipo PT, lo que causa modulación de conductividad de la región de corrimiento y reduce la caída de voltaje en estado de encendido. Un IGBT es un dispositivo controlado por voltaje, parecido a un MOSFET de potencia. Como en un MOSFET, se hace positiva la compuerta respecto al emisor, los portadores “n” son atraídos al canal “p” cerca de la región de la compuerta, produciendo una polarización directa de la base del transistor “npn”, lográndose el encendido. Entonces, un IGBT se enciende con un voltaje positivo en la compuerta y se apaga cuando le eliminamos el voltaje positivo aplicado en la compuerta. Dado que la activación y desactivación se efectúa con una tensión eléctrica, el circuito de control asociado a la activación y desactivación, resulta sencillo. Los IGBT tienen menores perdidas de conmutación y de conducción, y al mismo tiempo comparte muchas de las propiedades ventajosas de los MOSFET de potencia, como la facilidad de excitación de compuerta, corriente pico, buenas características tensión corriente y robustez.. En forma inherente un IGBT es más rápido que un BJT pero resulta mas lento que los MOSFET.

C Vcc E

RGE + VG -

RS

iC(A) 6 5 4 3 2 1 0

VGE=10 V 9V 8V 6V 5V 4,5V

iC

2 4 6 8 10 Voltaje compuerta-emisor

iC(A) 3 2 1 0

RD

2 4 6 8 Voltaje colector-emisor



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La figura anterior nos muestra el circuito básico de aplicación, las características tensión- corriente de salida y la característica de transferencia o sea corriente de colector versus voltaje de compuerta. La especificación de corriente de un solo IGBT puede llegar hasta 1200 V, 400 A con una frecuencia de conmutación de hasta 20 KHZ. Los IGBT tienen aplicaciones crecientes en potencias intermedias, como por ejemplo propulsores de motores de CD y CA, fuentes de corrientes, relevadores de estado sólido, y contactores. A medida que los limites superiores de las especificaciones de IGBT disponibles en el comercio aumentan (hasta 6500 V y 2400 A), están encontrando aplicaciones donde se usan los BJT y los MOSFET convencionales principalmente como interruptores llegando a sustituirlos.

OPERACIÓN SERIE Y PARALELO EN LOS TRANSISTORES Con la misma necesidad de los diodos y tiristores, los transistores pueden conectarse en serie y paralelo. Conexión serie Cuando los transistores se conectan en serie, se deben encender y apagar simultáneamente. De no ser así, el dispositivo mas lento en el encendido, y el mas rápido en el apagado, pueden quedar sujetos al voltaje total del circuito de colector a emisor (o de drenaje a fuente), y ese dispositivo en particular, se puede destruir por alto voltaje. Los dispositivos deben estar apareados en “ganancia”, “transconductancia”, “voltaje umbral”, “voltaje en estado activo”, “tiempo de encendido y tiempo de apagado”. Hasta las características de la excitación de la compuerta o de la base deben ser idénticas. De la misma forma que los diodos y tiristores, se pueden usar redes de tipo capacitivo y resistivo, para igualación del voltaje compartido. Conexión paralelo Los transistores se conectan en paralelo si un dispositivo no puede manejar la demanda de la corriente de la carga. Para compartir corrientes iguales, los transistores deben estar apareados en “ganancia”, “transconductancia”, “voltaje de saturación”, “tiempo de encendido y tiempo de apagado”. En la práctica, no siempre es posible cumplir con todos estos requisitos. Se pueden obtener una partición razonable de corriente (45 a 55% con dos transistores), conectando resistores en serie con los terminales de emisor (o fuente), como muestra la siguiente figura para dos transistores bipolares:

Q2 IE2

Re2

Q1 IE1

Re1

Vcc

RC



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Los resistores conectados en los emisores, ayudan a compartir la corriente bajo condiciones de estado permanente. Bajo condiciones dinámicas, se puede lograr el equilibrio de corrientes, conectando inductores acoplados como se observa en el siguiente circuito:

Si aumenta la corriente que pasa por Q1, la tensión inducida, L.(di/dt) aumenta a través de la inductancia L1 y se induce un voltaje correspondiente de polaridad opuesta a través del inductor L2. El resultado es una trayectoria de baja impedancia, y la corriente se desplaza a Q2. Los inductores generarían picos de voltaje, y pueden ser costosos y voluminosos, en especial si las corrientes son grandes. Los transistores bipolares (BJT) tienen coeficiente negativo de temperatura. Cuando comparten la corriente, si un transistor conduce más corriente, su resistencia de encendido disminuye y aumenta más la corriente; mientras que los MOSFET tienen coeficiente de temperatura positivo y su funcionamiento en paralelo es relativamente fácil. El MOSFET que al inicio conduce más corriente se calienta con más rapidez y aumenta su resistencia de encendido, haciendo que la corriente se desplace hacia los otros dispositivos. Los IGBT, requieren cuidados especiales para aparear las características, debido a las variaciones de los coeficientes de temperatura, con la corriente de colector. LIMITACIONES POR DI/DT Y POR DV/DT Los transistores requieren ciertos tiempos de encendido y de apagado. Si no tenemos en cuenta el tiempo de retardo “td” y el tiempo de almacenamiento “ts”, las formas típicas de ondas de voltaje y corrientes, de un dispositivo semiconductor interruptor, son las siguientes:

Q2

IE2

L2

Q1

IE1

L1

RC

Vcc

Partición dinámica de la corriente

Vcc=Vs 0 Ic=Ics= IL

t

t

tr tf



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Durante el encendido, la corriente en el colector aumenta y la variación de corriente resulta: di/dt = IL/tr = Ics/tr Durante el apagado, el voltaje de colector a emisor debe aumentar en relación con la caída de corriente de colector resultando una variación de tensión: dv/dt = Vs/tf = Vcc/tf Las condiciones de di/dt y dv/dt están establecidas por las características de conmutación del transistor, y deben satisfacerse durante el encendido y apagado. Normalmente, cuando se superan estos valores, se requieren de circuitos adicionales para protección por di/dt y dv/dt, como el siguiente interruptor típico:

La red “RsCs”, en paralelo con los terminales del transistor, es un “circuito amortiguador” que limita la dv/dt. El inductor “Ls”, limita la di/dt y se le denomina “amortiguador en serie”. Analicemos como actúan esto circuitos amortiguadores. Supongamos que bajo condiciones especiales la corriente de la carga IL tiene circulación libre a través del diodo Dv, cuyo tiempo de recuperación inversa es despreciable. Cuando se enciende el transistor Q1, la corriente de colector sube y la

t

t

t

tr tf

V1=VB 0 i IL

0 If IL

if

i



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corriente del diodo Dv cae, porque Dv se comporta como un cortocircuito. En esta situación, el crecimiento de la corriente del transistor la podemos determinar como: di/dt = Vs/Ls Como este valor no puede superar al establecido como límite para el dispositivo interruptor, entonces en el límite debemos igualarlo con este último, resultando: Vs/Ls = Ics/tr donde Ics = IL Con la igualdad anterior podemos encontrar el valor de “Ls” que me permita superar los límites del dispositivo semiconductor: Ls = (Vs.tr)/IL

Durante el apagado, el capacitor Cs se carga con la corriente de carga, y el voltaje del capacitor aparece a través del transistor, resultando: dv/dt = IL/Cs Igualando con la expresión que limita la dv/dt del dispositivo, tendremos: Vcs/tf = IL/Cs Con esta última expresión, determinamos el valor de Cs que limita el crecimiento de la tensión a un valor que no supere al límite del dispositivo interruptor: Cs = (IL.tf)/Vs Una vez cargado el capacitor con Vs, y el diodo Dv se activa, aparece un circuito resonante amortiguado Ls Cs Rs. Este circuito se hace críticamente amortiguado, en el caso normal, para evitar las oscilaciones. Para un amortiguamiento crítico, el valor de Rs lo obtenemos como: _____ Rs = 2.√ Ls/Cs El capacitor Cs se debe descargar a través del transistor, lo que aumenta la especificación de corriente pico del transistor. Se puede evitar la descarga por el transistor si conectamos Rs a través de Cs, en vez de ponerlo en paralelo con Ds. Por otra parte, tenemos que tener en cuenta el tiempo de descarga de Cs a través de Rs; por lo general se establece en un tiempo no mayor a 1/3 del periodo de conmutación. Para este caso debemos verificar Rs para que no se supere este tiempo, resultando: Rs.Cs = Ts/3 = 1/3.fs Rs = 1/ (3.fs.Cs)

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 4-9 Convertidores de CC a CC. --------------------------------------------------------------------------------------------------------

__________________________________________________________________ Apunte de cátedra Autor: Ing. Domingo C. Guarnaschelli

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CONVERTIDORES DE CC A CC Introducción Muchas aplicaciones en la industria, requieren convertir un voltaje fijo de una fuente de alimentación de CC (grupo de baterías, por ejemplo), en un voltaje variable de suministro de CC. El convertidor de CC a CC “transforma” en forma directa de CC a CC. Este tipo de conversión, se le denomina simplemente “convertidor de CC”. Un convertidor de CC, es el equivalente del transformador en corriente alterna, con una relación de vueltas que varia en forma continua. De la misma forma que en ca, se puede bajar o subir el voltaje de una fuente de CC. Los convertidores de CC se utilizan mucho para el control de motores de tracción de automóviles, tranvías, grúas marinas, montacargas y elevadores de mina. En las estaciones de transformación eléctrica, a partir de una fuente de suministro segura, (120 o 220 volt de baterías). También proporcionan las tensiones de alimentación para los sistemas correspondientes a las “protecciones eléctricas” de los transformadores y líneas eléctricas de transmisión en mediana y alta potencia. En el caso de alimentación de motores eléctricos, proporcionan un control uniforme de aceleración, gran eficiencia y rápida respuesta dinámica. Se puede usar en el frenado regenerativo de motores de CC para regresar energía a la fuente fija de CC, permitiendo considerables ahorros de energía para el caso de sistemas de transporte. También se utilizan en los reguladores de voltaje de CC y usados en conjunto con un inductor, generan una corriente de CC, en especial para el inversor de fuente de corriente. En un principio, los elementos conmutables semiconductores, eran transistores bipolares para pequeñas corrientes. Los SCR, con circuitos de bloqueo, se utilizaban para convertidores de mayor potencia. Hoy en día se emplean transistores bipolares de potencia, transistores de efecto de campo de metal oxido semiconductor de potencia (MOSFET), tiristores de disparo y apagado por compuerta (ejemplo el GTO) y transistores de compuerta aislada (IGBT). Principio de operación de los convertidores CC A CC reductores de tensión

Interruptor Con semiconductor

io

R

+ Vo -

+ VH -

+ Vs -

Vo

Vs

T

t1 t2

i Vs/R

t

t=0

t



2

La figura nos muestra el circuito básico del convertidor reductor CC a CC en donde el interruptor mecánico simboliza a un dispositivo semiconductor como lo hemos señalado. Cuando el interruptor se cierra en t =0, aparece un voltaje Vs en la carga, durante el tiempo que esta cerrado (t1). Durante el tiempo t2 el interruptor esta abierto por lo tanto el voltaje en la carga durante este tiempo, es nulo. Las graficas muestran la variación del voltaje y corriente en la carga durante la conmutación del interruptor en condiciones ideales; en los dispositivos prácticos, tenemos una caída de tensión en el interruptor (aprox. de 1 a 2 volt dependiendo del tipo de semiconductor empleado). Esta forma de conmutación se realiza en forma periódica, donde el valor promedio de la tensión de salida, depende de la relación de tiempos de conducción y no conducción dentro del periodo: Vo = 1/T ∫0

t1 vo.dt = (t1/T).Vs = f.t1.Vs = k.Vs k= t1/T(ciclo de trabajo) o’ t1 = k.T La corriente promedio la podemos determinar como: Io = Vo/R = k.Vs/R El valor eficaz del voltaje de salida lo determinamos como: Voef = (1/T ∫0

t1 vo2.dt )1/2 = √k. Vs Si suponemos que el convertidor no tiene perdidas la potencia en la entrada será igual a la salida: Pi = 1/T ∫0

kt vo2/R. .dt= k ( Vs2/R) La resistencia efectiva vista por la fuente de alimentación del convertidor vale: Ri = Vs/Io = Vs/(k.Vs/R) = R / k Como vemos si variamos el tiempo de conducción dentro del periodo T, la resistencia de entrada será variable en función del ciclo de trabajo k. El ciclo de trabajo puede variar de 0 a 1, variando t1, T o f. Por lo tanto el voltaje de salida lo podemos variar desde 0 a Vs, controlando el ciclo de trabajo k y de esta forma controlamos el flujo de potencia hacia la carga. El ciclo de trabajo se puede controlar de dos formas a saber: a) Operación a frecuencia constante y variando el tiempo de conmutación t1 desde t1=0 a t1 = T. De esta manera variamos el ancho del pulso de aplicación de la potencia eléctrica. Este modo de control se le denomina “modulación del ancho del pulso” o PWM. b) Operación a frecuencia variable y manteniendo constante el tiempo de cierre t1 o el tiempo de apagado t2. Este método se le llama “modulación por frecuencia”. En este caso debemos variar la frecuencia en un amplio margen para obtener todo el intervalo del voltaje de salida. Este tipo de control genera armónicas impredecibles lo cual hace difícil el diseño del filtro, por lo cual se hace preferible el método PWM. Problema Un convertidor como la figura anterior tiene una carga resistiva R = 10 Ω con un voltaje continuo de entrada Vs = 220 V. El semiconductor que produce la conmutación



3

tiene una caída de tensión ∆Vse.= 2 V con una frecuencia de conmutación de f= 1 KHZ. Determinar: a) La tensión promedio de salida para un ciclo de trabajo del 50% b) El voltaje eficaz de salida c) La eficiencia del convertidor. d) La resistencia efectiva de entrada Ri del convertidor. e) El valor rms del componente fundamental del voltaje de salida. Solución: a) Vo = 0,5 (220-2) 109 V _ b) Voef.= √0,5. (220-2) = 154,15 V c) Para calcular la eficiencia debemos calcular la potencia de salida y de entrada al convertidor: Po = k (Vs – ∆vse)2/ R = 0,5 . (220-2)2 / 10 = 2376,2 W (potencia de salida) d) Para calcular la eficiencia debemos calcular la potencia de entrada al convertidor: Pi = 1/T ∫0

kt Vs. i. dt = Pi = 1/T ∫0 kt Vs.(Vs-∆vse) /R dt =k. Vs.(Vs-∆vse) /R

Pi = 0,5. 220.(220-2) / 10 = 2398 W (potencia de entrada) Eficiencia (%) = Po/Pi . 10 = 2376,2/2398 . 100 = 99,09 % d) Ri = R / k = 10 / 0,5 = 20 Ω. e) Haciendo el análisis de Fourier para una onda cuadrada la componente alterna fundamental vale: v1(t) = Vs/Л ( sen2Л.k.cos2Л.f.t + ( 1-cos2Л.k)sen2Л.f.t) v1(t) = 140,06 sen (6283,2.t) v1ef = 140,06/√2 = 99,04 V. Generación del ciclo de trabajo

Vg 0

t

T

t kT

v Vr Vcr 0



4

El ciclo de trabajo k en los sistemas de control analógicos se puede generar comparando una señal de referencia o también llamada tensión de control (vcr), con una señal portadora con forma de diente de sierra (vr). La señal diente de sierra vale: vr = (Vr/T) .t En el punto de comparación, es igual a la señal de referencia Vcr Vcr = (Vr/T) .t El ciclo de trabajo k lo determinamos como la relación entre Vcr y Vr k= Vcr/Vr ≡ M M se le denomina “índice de modulación”. Cuando variamos Vcr desde cero a Vr logramos hacer variar el ciclo de trabajo desde 0 a 1, generando para ello una tensión de compuerta o de base para excitar el interruptor que comienza en el inicio de la rampa y termina cuando ambas tensiones son iguales. (Se utiliza un comparador de tensiones con AO). El convertidor CC a CC reductor con carga R, L y FEM

+ + Vs Vo _ _

R L E

Circuito Modo 1 Modo 2

i

+ Vs _

i1

R L E

R L E

Vo

Vs

T

t1 t2

i I2

I1

i2 i1

i I2

0

i1 i2

t

t

t

Conducción continúa

Conducción discontinua

Cerrado abierto

i2

t’2



5

La figura muestra las formas de ondas de la corriente para una carga formada por una resistencia, inductancia y una Fem, como es el caso de alimentar el inducido de un motor eléctrico de CC, para variar su velocidad con cupla casi constante. El análisis de la corriente, requiere dos modos: En el modo 1, el interruptor con semiconductor esta cerrado durante el tiempo t1=kT; la corriente, debido a la inductancia L crece exponencialmente. Si la constante del tiempo de carga τ = L/R es mucho mayor que el periodo de conmutación, entonces prácticamente la corriente crece linealmente con el tiempo. La determinación de la corriente la obtenemos mediante el circuito 1, aplicando la ley de Kirchoff de las tensiones Vs = R.i1 + L.di1/dt + E La resolución gral para la corriente resulta: i1(t) = I1.e-t.R/L + (Vs-E)/R . (1- e-t.R/L) valida hasta t=t1 En el modo 2 el interruptor se abre la corriente en la carga comienza a disminuir por lo que la inductancia L genera una Fem. en sentido contrario para evitar que esto ocurra. Esto hace polarizar en directo al diodo Dv por lo cual hace que la corriente en la carga siga circulando (i2) haciendo que la energía almacenada por L, durante el modo 1 se disipe en la resistencia R. Para este caso presentado, con diodo volante Dv, toda la energía se transfiere de la fuente Vs a la carga (primer cuadrante). El análisis de la corriente durante este modo se realiza partiendo de: 0= R.i1 + L.di1/dt + E Cuya resolución nos da : i2(t) = I2.e-t.R/L - (E/R) . (1- e-t.R/L) Ambas expresiones de las corrientes son validas para conducción discontinua que se da cuando L/R >>T. Cuando la conducción es discontinua I1=0 y la ecuación de i1(t) se transforma: i1(t) = (Vs-E)/R . (1- e-t.R/L) La ecuación de i2(t) se mantiene solo que ahora es valida entre t1≤ t ≤ t’2 PRINCIPIO DEL CONVERTIDOR CC A CC ELEVADOR DE TENSI ON

El convertidor de tensión también puede usarse para aumentar el voltaje de la fuente de alimentación primaria. El circuito básico se muestra en la figura y funciona de la siguiente forma: Cuando se cierra el interruptor durante un tiempo t1, la corriente que pasa por el inductor L comienza a aumentar, almacenando energía. Cuando se abre el

Carga

+ Vs -

Interruptor periódico

+ VL _

L i

CL

iL

D1 + Vo -



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interruptor durante un tiempo t2, la corriente comienza a disminuir, haciendo cambiar la polaridad del inductor y su energía almacenada se transfiere a la carga, pasando por el diodo D1. El siguiente grafico ilustra la variación de la corriente (suponiendo que esta es continua) y la tensión normalizada a la salida:

Cuando el interruptor se cierra, el voltaje a través del inductor vale: VL = L di/dt = Vs Suponiendo, durante el tiempo t1, un crecimiento lineal de la corriente, podemos determinar la variación ∆i como: ∆i = Vs.t1/L El voltaje promedio a la salida lo podemos calcular aproximadamente como: Vo = Vs + L.∆i/t2 = Vs(1 + t1/t2) = Vs ( 1/ (1-k)) Si conectamos un capacitor CL, suficientemente grande, a la salida, el voltaje resultara continuo. Como se puede analizar, podemos modificar el voltaje de salida, variando el ciclo de trabajo k, resultando una tensión mínima para k= 0. (Para este valor el interruptor no se conmuta). Para k=1, el voltaje teórico se hace infinito. Para valores de k tendiendo a la unidad el voltaje real resulta elevado y su valor muy sensible a los cambios de k. PRINCIPIO DEL CONVERTIDOR DE CC A CC INVERSOR

i I2

I1

i2 i1

t ∆i

t1 t2

0,2 0,4 0,6 0,8 1

Vo/Vs 7 6 5 4 3 2 1

Cerrado abierto

+ Vs _

Interruptor periódico

-(+) VL +(-)

- Vo +

i1 i2

i2 i1

t ∆i

t1 t2

i I2

I1

Cerrado abierto

k



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Cuando se cierra el interruptor, circula la corriente i1 por el inductor en forma creciente, almacenando energía; durante este periodo, la polaridad del voltaje en el inductor es la indicada entre paréntesis. Se cumple: VL = = L di/dt = Vs De la misma manera que el caso anterior, si el crecimiento de la corriente es casi lineal, la variación sufrida durante el tiempo t1 vale: ∆i = Vs.t1/L Cuando el interruptor se abre, la corriente circulante por el inductor comienza a disminuir, lo que provoca un cambio de polaridad en sus extremos, provocando la polarización directa del diodo que hace que aparezca una tensión inversa sobre la carga El voltaje promedio a la salida lo podemos calcular aproximadamente como: Vo = - L.∆i/t2 = -L.Vs.t1/t2.L = - Vs.t1/t2 = -Vs / (1/k-1) También de la misma forma que el caso anterior para valores de k bajos, el voltaje de salida es bajo e invertido en relación a Vs ; para valores altos de k, el voltaje aumenta hasta hacerse teóricamente infinito para k=1. CLASIFICACION DE LOS CONVERTIDORES DE CC Los circuitos analizados anteriormente, son los circuitos clásicos, donde la corriente de carga pasa del suministro a la carga y se denominan de primer cuadrante. Pero no son los únicos que se utilizan para realizar la conversión de CC, con características particulares en relación a la polaridad del voltaje de salida y dirección del flujo de la corriente. De acuerdo con las direcciones de flujo de corrientes y voltajes, los convertidores de CC se pueden clasificar en cinco tipos a saber: a) Convertidor de primer cuadrante: La corriente fluye hacia la carga y la polaridad de la tensión es positiva. b) Convertidor de segundo cuadrante: La corriente sale de la carga, siendo la tensión positiva. En este caso la carga suministra energía a la fuente de suministro. c) Convertidor de primero y segundo cuadrante: En este caso la corriente puede ser positiva (fluye hacia la carga) o negativa (fluye de la carga al suministro). La tensión siempre resulta positiva. d) Convertidor de tercero y cuarto cuadrante: En este caso la tensión es siempre negativa pero la corriente fluye en ambos sentidos. e) Convertidor de cuatro cuadrantes: En este caso tanto la corriente como la tensión cambian de dirección y polaridad. Este convertidor aplicado a un motor eléctrico de CC permite hacerlo girar en ambos sentidos, entregando potencia (cupla mecánica) y a su vez devolviendo parte de la energía al suministro (la carga debe ser inductiva). Las graficas que siguen muestran la tensión y corriente en la carga para las distintos modos de funcionamiento mencionados. Los circuitos que cumplen con estas particularidades, no lo vamos a tratar.



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LOS REGULADORES DE CC DE MODO DE CONMUTACION En general, las fuentes de alimentación de energía eléctrica de los sistemas electrónicos necesitan, para su correcto funcionamiento, determinadas condiciones de voltaje y corriente. Por ejemplo un rectificador de CA o un convertidor de CC con filtro, sin regulador, suministran un voltaje de CC con bajo contenido de armónicas para una determinada corriente de carga; pero, ante variaciones de la corriente de la carga o variaciones del voltaje primario de alimentación, la tensión CC de salida sufrirá variaciones en su magnitud. Para solucionar el inconveniente mencionado, se recurre a los reguladores de voltaje y corriente, que se colocan a la salida de los filtros de las fuentes comentadas. Los reguladores, de acuerdo a la forma de operar el elemento semiconductor que actúa como tal, se pueden clasificar en reguladores lineales (serie o paralelo) y reguladores de modo de conmutación. En los primeros, el elemento activo que regula, trabaja en su zona lineal (activa para un BJT y saturación para un FET). En los segundos, actúan como interruptor de corriente. La elección entre un regulador lineal y uno de modo de conmutación, esta relacionado a las pérdidas de potencia inherentes a la regulación. Los reguladores lineales son de baja eficiencia por lo que son preferibles para suministros de CC regulado de baja potencia (no mas de 10 Vatios). Para consumos importantes, se hacen preferibles los reguladores conmutados por su alta eficiencia (> 80%).

+VL +VL +VL

Convertidor de primer cuadrante

IL

Convertidor de segundo cuadrante

-IL -IL +IL

-VL

-IL +IL

Convertidor de primero y segundo cuadrante

+VL

-VL

-IL +IL

Convertidor de tercero y cuarto cuadrante Convertidor de

cuatro cuadrantes



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En los reguladores de modo de conmutación, la regulación se suele obtener con la modulación del ancho del pulso (PWM) a determinada frecuencia. El dispositivo semiconductor de conmutación es normalmente un BJT, MOSFET o IGBT. La siguiente figura, muestra el esquema en bloques gral, de un regulador de modo de conmutación:

Vs: Voltaje de entrada no regulado Vo: Voltaje de salida regulado Vref.: Voltaje de referencia para el sistema realimentado Ve: Voltaje de error para el control Vc: Voltaje de control Vp : Voltaje de portadora (diente de sierra) para generar la modulación PWM). Vg: Voltaje de compuerta para accionar el conmutador semiconductor. El dibujo, muestra el esquema simplificado de los componentes y voltajes intervinientes para lograr la regulación de la tensión de salida. Esta ultima, es comparada con una tensión de referencia para lograr el voltaje de salida adecuado. La tensión de error de control (Ve=Vo-Vref) es amplificada y tratada para obtener la tensión de control que es comparada con un voltaje de portadora de tipo diente de sierra para generar la señal de control PWM Vg. Para accionar el conmutador de semiconductor. La salida de un convertidor de CC con carga resistiva es discontinua y contiene armónicos que se reducen normalmente con un filtro LC. Actualmente los reguladores de conmutación se consiguen en el comercio en forma de circuitos integrados. En estos reguladores se selecciona la frecuencia de conmutación, seleccionando los valores de R y C del oscilador de frecuencia. Como regla aproximada para maximizar la eficiencia, se suele tomar como periodo de conmutación, 100 veces mayor que el tiempo de conmutación del transistor que actúa como interruptor. Por ejemplo si el tiempo de conmutación del transistor es de 0,5 µseg., el periodo del oscilador es de 50 µseg., lo que equivale a una frecuencia de 20 KHZ. Esta limitación se debe a que las pérdidas del transistor aumentan con la frecuencia disminuyendo la eficiencia, además de los problemas con el inductor del filtro.

Conmutador periódico de

CC

Control

Vp

Vs Vo

+

_

Vc ve

Vref

L

C

_

Entrada Salida

Vg

+



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Tenemos cuatro tipos básicos de reguladores de conmutación a saber: a) Reguladores reductores. b) Reguladores elevadores. c) Reguladores reductores y elevadores. d) Reguladores de CuK. Por lo extenso del tema, solamente trataremos los reguladores reductores dado su amplia difusión. Regulador de conmutación reductor

La figura muestra el circuito básico y las graficas de corriente y voltaje de un regulador de conmutación reductor con un transistor bipolar (BJT) como interruptor. En su salida, dispone de un filtro LC con diodo (volante) para recuperación de energía del inductor. Tiene dos modos de funcionamiento: En el primer modo, el transistor esta conduciendo durante el tiempo t1; la corriente que pasa por el inductor se incrementa y pasa al capacitor C y la resistencia de carga R. En el segundo modo, el transistor esta cortado

Control Vs

+ Vo -

+ -

io

Is=iL

iC

Modo 1

Modo 2

Vs iL

is ic Vc io

t1 t2 t KT T

is=iL + io Vc -

iL + io Vc -

t t t t t



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durante el tiempo t2. En esta condición, la corriente sigue pasando por el inductor decrementandose, lo que hace que cambie la polaridad en los extremos del inductor, haciendo conducir al diodo volante y de esta manera la energía almacenada como campo magnético se transfiere a la carga, según muestran los gráficos. De acuerdo a la frecuencia de conmutación la corriente por el inductor puede ser continua o discontinua. En gral, resulta conveniente la continuidad del la corriente sobre el inductor para evitar transitorios indeseables. Teniendo en cuenta el análisis del circuito (no lo haremos), las condiciones críticas de L y C para la continuidad de la corriente en el inductor, están dadas por las siguientes expresiones: Vo = k.Vs Lc = ((1-k).R) / 2.f Cc = (1-k) / 16.L .f2 Circuito básico de control para el regulador de conmutación reductor con amplificadores operacionales

Con la finalidad de comprender el sistema de control de un regulador conmutado reductor, la figura muestra un posible diseño con amplificadores operacionales con circuitos ya conocidos en Electrónica 1. El AO1, actúa como oscilador de relajación (astable), generando una onda cuadrada cuya frecuencia esta fijada por los valores de C y R.



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El AO2, actúa como integrador, modificando la onda cuadrada para convertirla en una señal de tipo triangular. El AO3, actúa como fijador de pulsos negativos a masa, (circuito sumador), mediante la tensión Voffset. De esta manera, a la onda triangular se le agrega una componente continua para que fluctúe entre un valor de tensión de masa a un valor máximo positivo. El AO4, es un comparador que actúa como detector de error entre la tensión de realimentación Vf, y la tensión de referencia que fija el valor de la tensión de salida Vo. La tensión de realimentación Vf, se la obtiene del voltaje de salida, mediante el divisor de tensión formado por R1 y R2. A la salida de AO4, obtenemos el valor de la tensión de control que luego será comparada con la tensión triangular para determinar el ciclo de trabajo k. El AO5 actúa como comparador de tensión entre la tensión de control (salida de AO4) y la tensión de onda triangular (salida de AO3). Si la tensión de salida tiende a aumentar, el sistema de control actúa de manera tal de reducir el ciclo de trabajo k y con esto actuar en forma opuesta sobre Vo. Si el sistema a lazo abierto tiene suficiente ganancia, La tensión de error en el comparador AO4 es próxima a cero por lo que la corriente que circula por la resistencia R2 vale: I2 = Vref / R2 Esta corriente circula también por R1, por lo que la tensión de salida vale: Vo = I2.( R1+R2) = Vref.( R1/R2+1) Como vemos la tensión de salida del regulador conmutado puede ser modificada, actuando sobre el valor de Vref.; también se logra, modificando el divisor resistivo R1, R2 Presentamos a continuación, las formas de ondas de voltaje en las distintas etapas del proceso de regulación:

Voltaje generado en AO1

Voltaje a la salida de AO2 obtenido por

integración de la onda cuadrada

Voltaje a la salida de AO3 sumando una tensión de offset a la

onda triangular

Comparación en AO5 de los voltajes de salida de AO4 y

AO3

Voltaje de compuerta del MOS (salida de AO5)

t t t t t

Vosc. Vt’ Vt Vt Vc Vg



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Reguladores de CC de conmutación con circuitos integrados

Como lo hemos mencionado al principio del tema, los reguladores de modo de conmutación, se los diseña con circuitos integrados especializados como por ejemplo el TL594 de Texas Instruments, como se lo puede observar en la figura anterior. En su interior presenta un modulador por ancho de pulso PWM que esta controlado por diferentes señales en su entrada, por amplificadores detectores de error. Para obtener una tensión estabilizada, para generar las tensiones de referencia, dispone de un regulador interno que es alimentado por el Terminal 12 (con +12 V), obteniéndose una tensión estabilizada de +5 V en el Terminal 14. Para generar el PWM, se dispone de un oscilador interno cuya frecuencia se establece por medio de una resistencia y capacitor externo (C3 y R6). El oscilador genera una onda triangular que se utiliza para compararla con la tensión de control y generar el PWM para conmutar los transistores internos Q1 y Q2. La frecuencia de funcionamiento, se establece por la expresión: Fosc.= 1 / RT.CT (para aplicaciones de simple fase)

Vref +5V

Osc.

Control logico

1

2 3

GND

GND

Q1

Q2

TL594

1 8

9 16



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Fosc.= 1 / 2 RT.CT (para aplicaciones push-pull) Este circuito integrado, me permite controlar sobre el circuito conmutador, la tensión y la corriente. Para el control de la tensión, se toma una muestra de la tensión de salida (a través del divisor resistivo R7, R8) y se la compara con la tensión de referencia, obtenida del divisor resistivo R2, (R3+ R4). Estas resistencias están alimentadas con la tensión estabilizada de +5 V. Para el control de la corriente (Io máx.), se la convierte primero a una caída de tensión mediante la resistencia R11 (1Ω) y luego se la compara en el amplificador de error con una tensión de referencia obtenida en el divisor R3, R4. La ganancia de ambos amplificadores se controla con la resistencia de realimentación R5. También se dispone de una entrada externa (Terminal 4) que permite controlar mediante una tensión el PWM. De no usarla de la conecta a masa. En el ejemplo de la figura las salidas de los transistores Q1 y Q2 están conectadas en paralelo y ambos, producen la conmutación de la CC del circuito. Cuando la carga del regulador supera a la de ambos transistores, estos últimos actúan como excitadores de transistores externos de conmutación. Como dato ilustrativo, este circuito integrado se lo puede utilizar para diseñar convertidores de CC a CA (inversores). Problema: Un convertidor de CC tipo reductor esta alimentado con una tensión primaria de 12 volt y tiene una frecuencia de conmutación f= 25 KHZ. Si el tiempo de conducción, durante la conmutación de interruptor es de tc= 30 µseg., determinar el voltaje de CC de salida. Problema: Un convertidor de CC regulado tipo reductor trabaja a una frecuencia de conmutación f= 20 KHZ. Determinar el ciclo de trabajo y tiempo de conducción para obtener en la salida una tensión Vo = 8 volt. Problema: En el circuito regulador conmutado reductor realizado con amplificadores operacionales, la tensión de referencia del AO4 (amplificador de error de tensión) esta ajustado a Vref= 1,25 V. Si el divisor resistivo de realimentación tiene valores R1 3 kΩ y R2= 1 kΩ, determinar la tensión de salida. Problema: Si el circuito del problema anterior esta alimentado con una tensión de entrada de +25 volt, determinar el ciclo de trabajo y el tiempo de conducción del transistor para obtener la tensión de salida calculada en dicho problema.

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 4-10 Circuitos inversores. ----------------------------------------------------------------------------------------------------------

Apunte de cátedra Autor: Ing. Domingo C. Guarnaschelli

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INVERSORES DE POTENCIA ELECTRICA INTRODUCCION Los inversores, son convertidores de potencia eléctrica de continua (CC) en potencia eléctrica de alterna (CA). La función de un inversor, es cambiar un voltaje de entrada de corriente continua CC., en un voltaje de salida de corriente alterna simétrico con una magnitud y frecuencia deseada. . El voltaje de salida podría ser fijo o variable, a una frecuencia fija o variable. El voltaje continuo de entrada pueden ser pilas químicas, baterías de acumuladores químicas, celdas solares u otra fuente de cc. Los inversores para una potencia determinada, son de voltaje de salida variable; esto se logra haciendo variar el voltaje de entrada o si este último es fijo, podemos variar el voltaje de salida variando la ganancia del inversor. La ganancia del inversor se puede definir como la relación entre el voltaje de salida de ca y el voltaje de entrada de cc. El método que se utiliza para variar esta ganancia, dentro del inversor, es por el método de control del ancho del pulso (PWM, pulse-width-modulation). Las formas de ondas ideales del voltaje a la salida de un inversor debería de ser senoidal; sin embargo la de los inversores prácticos no tienen esta forma y contienen armónicas de la frecuencia de salida. Para inversores de pequeña y mediana potencia, el voltaje de salida es de una forma de onda cuadrada o similar. Para altas potencias a convertir se requieren formas de ondas sinusoidales, con poca distorsión. Con la disponibilidad de los dispositivos semiconductores de potencia de alta velocidad de conmutación, se pueden minimizar los contenidos de armónicas en el voltaje de salida, mediante técnicas especiales de conmutación. Los inversores, tienen amplia difusión en aplicaciones industriales, como por ejemplo en impulsores (variadores, reguladores o controles) de motores de alterna, calentamiento por inducción, fuentes de alimentación de reserva y fuentes de alimentación ininterrumpida. También se los utiliza para convertir un voltaje de cc de valor constante, en un voltaje variable de cc, mediante la conversión de continua a alterna (inversor); luego con transformadores de núcleo y rectificadores, se convierte nuevamente a continua (Uno de los métodos para convertir de cc a cc).Para pequeñas potencias a invertir, se los utiliza en iluminación de emergencia mediante tubos de iluminación de descarga (fluorescente). Los inversores se pueden clasificar en el sentido amplio en dos tipos: inversores monofásicos e inversores trifásicos. Los dispositivos de conmutación pueden ser transistores (BJT, MOSFET, IGBT) o tiristores controlados por compuerta, como por ejemplo, los GTO. Los inversores de mediana y alta potencia usan en Gral. señales de control por modulación por ancho del pulso (PWM) para producir voltajes variables de salida con poca distorsión. Un inversor se llama “inversor alimentado por voltaje” (VFI) si el voltaje de entrada permanece constante. Se llama “inversor alimentado por corriente” (CFI) si la corriente de entrada permanece constante y se llama “inversor enlazado con cc variable” si el voltaje de entrada es controlable. Si se hacen pasar por cero el voltaje o la corriente de salida del inversor, creando un circuito resonante LC, a esta clase de de inversor se le llama “inversor de pulso resonante”. Para pequeñas potencia (hasta aprox. 500 w), los inversores pueden ser auto-excitados (circuito tipo oscilador de bloqueo). Para potencias mayores, el circuito inversor, propiamente dicho, es excitado externamente.



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Inversores de baja potencia Están basados en el oscilador de bloqueo con inductor o transformador saturable (también se le llama con inductor de resonancia). Pueden ser de un interruptor o dos interruptores, utilizándose, más frecuentemente como dispositivo interruptor, los transistores bipolares y SCR. El más simple, es el que utiliza un transistor y un transformador con tres bobinados: uno de excitación primaria, uno de realimentación positiva, para generar la oscilación y otro para conectar la carga. Se diseñan este tipo de inversores, para cargas no mayores a 50 W. Algunos, más complejos, utilizan dos transistores y uno o dos transformadores y pueden alimentar cargas de hasta 500 W. En este tipo de circuitos, el cálculo del transformador, es un aspecto importante porque determina la frecuencia y relación de transformación para entregar el voltaje de salida a la carga. Analicemos el funcionamiento del circuito básico del inversor con un solo transistor:

B

H

VCE IC VBE IL φ

+Vcc

t

t

t

t1 t2

(3) (2) (1)

iC

Vcc VCE

RL2` RL1`

t1: tiempo de conducción del transistor; se transfiere energía a Lp t2: tiempo que tarda en desenergizar la bobina Lp. El transistor esta cortado.

Características magnéticas núcleo transformador

t

t



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Cuando el transistor comienza a conducir, como resultado de una polarización directa o excitación externa (transitorio, conexión la tensión de alimentación), se transfiere energía de la batería y se la almacena a la inductancia de colector (bobinado primario “T”). Mientras se transfiere esa energía, la variación de flujo dentro del circuito magnético del transformador induce un voltaje en el bobinado de realimentación “T2” que aumenta la conducción de Q1, hasta que el transistor entra en saturación. Si suponemos la carga reflejada RL1´ alta, debido a la alta permeabilidad del circuito magnético, la corriente de colector es muy baja y por lo tanto también lo será la VCEsat≈0. Entonces, bajo esta circunstancia, se inducirá en el bobinado primario una FEM dada por: Vp = L.di/dt = +Vcc dado que VCEsat ≈ 0 Como la tension Vcc = cte., entonces: di/dt = Vcc/Lp = cte. La corriente de colector crece entonces en forma lineal con el tiempo (del punto 1 al 2). Por otra parte, se induce una tensión en el bobinado de realimentación “T2” que hace aumentar “ib” y por supuesto “iC”. Cuando se llega a la saturación del flujo magnético, la permeabilidad disminuye lo que hace disminuir a Lp y como Vcc= Lp.di/dt = cte entonces, partir de este punto (2) la corriente de colector crece mas rápidamente. El aumento de iC y la saturación del flujo magnético, modifica el valor de la resistencia reflejada a RL2`, haciendo que aumente la VCEsat (el transistor pasa de saturación a la zona activa) por lo que el interruptor deja de comportarse como “ideal”. En el límite de la saturación no se tiene suficiente tensión inducida de realimentación de la base, lo que hace que la corriente de colector caiga abruptamente., pasando al corte. Este último proceso comentado, se desarrolla durante el tiempo “t1”. Durante el tiempo “t2”, la energía almacenada en la bobina Lp, se transfiere a la carga y la base del transistor en este tiempo, recibe una tensión de polarización negativa. Cuando la energía del inductor se hace cero, nuevamente el transistor tiene tensión positiva en la base (Vγ) para reiniciar nuevamente el ciclo. Frecuencia de funcionamiento Los inversores de baja potencia, que utilizan núcleo saturable y uno o dos transistores (contrafase), son de frecuencia fija. La frecuencia de estos inversores, esta determinada por: E = 4.44Bm.f.Np. A.S.10-8 E: Voltaje de pico de onda cuadrada presente en el devanado primario o mitad del devanado primario si es del tipo de contrafase (bobinado con derivación central) Bm: Densidad máxima del flujo del núcleo saturable en Gauss. f: frecuencia en Hz.o ciclos por seg. A: Área de la sección transversal del núcleo saturable, en cm2. S: Factor de relleno del núcleo. Para que la frecuencia sea constante, deben serlo E y Bm, de allí la necesidad de utilizar un núcleo saturable con características cuadráticas en su ciclo de histéresis. Para el mismo fin, como E ≈ Vcc, resulta importante mantener la tensión de alimentación lo más constante que sea posible, utilizándose para ello, reguladores de tensión.



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Los materiales que se utilizan para el transformador de núcleo saturable depende de los siguientes factores: Potencia sobre la carga, frecuencia de funcionamiento y temperatura de trabajo. Los materiales utilizados normalmente son la Ferrita, el hierro al silicio y el acero al silicio. Estos materiales, usados para construir el núcleo del transformador, deben tener un bajo campo coercitivo (H), muy alta permeabilidad y brusco cambio de la permeabilidad entre la zona saturada y no saturada (características cuadráticas). Para altas frecuencias, el núcleo de ferrita es más conveniente que los otros, dado que tiene mayor rendimiento. Se utiliza para frecuencias comprendida entre 1 a 20 Khz. Las pérdidas de potencia de la ferrita es función lineal de la frecuencia, hasta unos 40 Khz. Por encima de los 50 Khz., el rendimiento baja. Los núcleos de hierro al silicio, aleaciones níquel -hierro y acero al silicio, se aplican para frecuencias comprendidas entre 0,1 a 1 Khz. En Gral. Podemos decir que los núcleos de hierro, no superan los 10 Khz. (altas perdidas). Parámetros magnéticos típicos de los núcleos de los transformadores

Material Permeabilidad Máxima (µm)

Densidad máxima del flujo magnético (Gauss)

Ferrite 1000-4000 2000-5000 Hierro al silicio

(grano orientado) 8500 15.000-20.000

Acero al silicio (tipo “alto Mu”)

30.000 15.000-20.000

Aleación Níquel-hierro

70.000 15.000-20.000

Los inversores con transformador y un solo transistor, tienen un rendimiento de conversión promedio de un 70 %, valor que disminuye a medida que aumenta la potencia convertida. Por ejemplo para Psal= 5 w; η=75%. Psal.50w; η=60%. Este rendimiento se puede mejorar con el inversor en contrafase (Psal=200W; η=80%) Configuración básica de un inversor con transformador en contrafase (1/2 puente)

T

V.entrada c.c

V.salida c.a

N2

N1

Ns

Np1

Np2



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En este circuito inversor, durante un ciclo completo, la densidad del flujo magnético del transformador varia entre el valor de saturación en un sentido (+Bm) y el valor de saturación en el otro (-Bm). La conducción y no conducción de los transistores, se realiza en forma alternativa; es decir cuando uno conduce, el otro esta cortado y viceversa. Al comienzo del periodo de conducción de un transistor, la densidad del flujo magnético en el núcleo esta en su valor máximo negativo o positivo. Por ejemplo, el transistor Q1 pasa a la conducción con “-Bm” y Q2 con “+Bm”. Durante la conducción de Q1, la densidad del flujo magnético cambia de su nivel inicial “-Bm” y se hace positiva a medida que se almacena energía en la inductancia del transformador (Np1), proveniente de la batería, y simultáneamente se le suministra energía a la carga (Np2). Cuando la densidad del flujo magnético llega a +Bm, el transistor Q1 pasa al corte y Q2 pasa a la conducción. De esta forma, el transformador asegura el suministro de energía a la carga a una velocidad constante, durante todo el periodo de conducción de Q1. Este ciclo de transformación, también se repite cuando conduce Q2. El proceso de corte y conducción de Q1 y Q2, es similar al analizado con el inversor de un solo transistor respecto a la actuación de los bobinados de realimentación, es decir por ejemplo cuando Q1 conduce, a través de la realimentación recibe una polarización de base directa que hace aumentar su conducción y por otra parte, durante este periodo, Q2 recibe polarización inversa, manteniéndolo cortado. El proceso se repite, a la inversa cuando Q2 conduce. Circuito inversor con dos transistores y dos transformadores

El inversor con dos transistores y un transformador tiene tres desventajas básicas: primero, la corriente de pico de colector es independiente de la carga. Esta corriente, depende, por lo tanto, de la tensión de base disponible, y de la curva de entrada del transistor; segundo, a causa de que la corriente de pico depende de las características del transistor, el comportamiento del circuito depende del transistor en particular empleado; Tercero, el transformador, que es relativamente grande, debe utilizar material costoso, para núcleo con lazo de histéresis cuadrado y tener elevado valor de densidad de flujo magnético en la saturación. Estas desventajas pueden superarse utilizando dos transformadores, como se muestra en el circuito anterior.

RL

+ Vsal c.a -

Vent. cc

RB=1Ω

RB=1Ω

T1

T2



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En este tipo de circuito, un transformador de núcleo saturable T1, controla la operación de conmutación del inversor en todos los niveles de potencia de del circuito de base. El transformador de salida T2, de funcionamiento lineal, transfiere la potencia de salida a la carga. Como este transformador no se satura, la corriente pico de colector de cada transistor esta determinada principalmente por el valor de la impedancia de la carga. Esta característica permite un rendimiento elevado para el circuito. Las resistencias RB y R2 fijan una polarización, próxima a la tensión umbral (Vγ) para ambos transistores que permita el arranque del circuito, especialmente con altas cargas, para que el circuito tenga una ganancia de lazo superior a la unidad. La resistencia de realimentación Rfb, se calcula como la resistencia requerida para producir la diferencia de tensión que debe existir entre la tensión colector-colector de los dos transistores y la tensión primaria aplicada al primario del transformador T1. La modificación de su valor, produce una variación en la tensión primaria de T1 lo que produce una modificación de la frecuencia de funcionamiento, dentro de un rango limitado. Una disminución de Rfb aumenta la corriente magnetizante de T1, aumentando las perdidas del circuito asociado y un aumento de la frecuencia. El aumento de Rfb, produce el efecto contrario. Cuando se alimenta con tensión al inversor, a causa de un pequeño desequilibrio del circuito, uno de los transistores, Q1 por ejemplo conduce inicialmente más intensamente que el otro. El aumento resultante en la tensión existente a través del primario del transformador de salida T2, se aplica al primario del transformador de excitación de base T1, en serie con la resistencia de realimentación Rfb. Los bobinados secundarios del transformador T1 están dispuestos de manera que el transistor Q1 sea llevado a la saturación, y a Q2 se le aplique una tensión inversa en la base que lo mantenga cortado. Al saturarse T1, la corriente del primario , en rápido aumento, produce una mayor caída de tensiona través del resistor de realimentación, disminuyendo la tensión primaria aplicada a T1, y con ello una disminución de la tensión de excitación de base de Q1 que hace disminuir su corriente de colector; esta disminución modifica la Fem. en T2 y T1, provocando el encendido de Q2 y apagado de Q1, cumpliéndose el ciclo. (Para mas datos sobre diseño de estos inversores remitirse a “Circuitos de potencia de estado sólido, RCA). Inversores con excitación independientes sin núcleo saturable. Estos inversores, utilizan un circuito externo al circuito inversor, para proveer las tensiones de excitación, necesariamente desfasadas, para comandar los interruptores de estado sólido, sean transistores o tiristores. Veamos un diagrama en bloques simplificado de este inversor:

Oscilador onda

cuadrada

Generador y

desfasador señales de excitación

Dispositivos interruptores estado sólido

Transformador para conexión

contrafase primario

Carga conectada a secundario

trafo



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Detallaremos a continuación los posibles circuitos de los diferentes bloques, aprendidos en Electrónica I El oscilador de onda cuadrada normalmente lo podremos construir mediante un oscilador de relajación del tipo astable, realizado con dos transistores, amplificador operacional o el clásico circuito integrado 555, en conexión astable. El circuito para obtener dos señales de excitación de onda cuadrada desfasadas 180º, lo podemos construir con AO en configuración inversora y otro AO en configuración no inversora. Para el bloque de interruptores, necesitamos dos transistores BJT o MOSFET de potencia, que se conectaran al primario del transformador con punto medio. Si bien, es posible diseñar el circuito del inversor con los elementos mencionados, los fabricantes de CI suministran una serie de circuitos integrados de cierta complejidad, por ejemplo los reguladores conmutados TL494 o TL594 que nos permiten realizar un inversor en contrafase (o conexión push pull) con pocos elementos incorporados. Estos circuitos integrados especiales y ya comentados en los convertidores regulados de CC a CC, tienen: oscilador interno, lógica para excitar dos salidas a dispositivos interruptores, con defasaje 180º , entradas de realimentación de tensión y corriente, y módulo interno para realizar la modulación del ancho del pulso (PWM), comandado desde la salida de los amplificadores de error (tensión y corriente), o a través de una entrada externa. Veamos un esquema simplificado de un convertidor CC-CA que utiliza estos circuitos integrados para excitar dos interruptores en conexión contrafase y transformador de salida:

CI TL594

Vcc1

Realimentación tensión Entrada

Realimentación corriente

R y C determinan Frecuencia Salida CA

Entrada PWM

Salidas de excit. desfasadas 180º

Salida tensión

CA

Entrada CC

Entrada de tensión para ref. corriente

salida Entrada para

ref. de tensión salida

Rectif y filtro



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El dibujo anterior, representa el circuito de un inversor CC a CA, del tipo contrafase (push pull), con transformador, excitado por un CI regulador de tensión y corriente del tipo conmutador. El circuito, utiliza la técnica de “Modulación por ancho de pulso único”, para modificar el valor eficaz de la tensión alterna de salida. El CI, genera la frecuencia de conmutación (con R y C externos) y con ello la frecuencia de la tensión alterna de salida. La forma de onda de esta tensión, es de onda cuadrada (un solo pulso en el semiciclo positivo y otro, en el negativo). El circuito me permite regular la tensión alterna de salida, generando la tensión una continua de realimentación, mediante el divisor resistivo, transformador aislador y rectificador y filtro. La generación de la tensión de realimentación que limita la corriente de salida, se obtiene como caída de tensión en la resistencia RI, al circular la corriente continua de los interruptores. Para ello el CI dispone de terminales, donde se ingresan tensiones de referencia para regular la tensión de salida y limitar la corriente en la carga. El control de la tensión (valor eficaz) y corriente, se realiza internamente en el CI mediante un modulador de ancho de pulso, controlado por los amplificadores de error (internos) de la tensión y o la corriente. La modificación del ancho del pulso, se realiza mediante la técnica de comparación de una onda triangular con la tensión de control, similar al analizado para el regulador de tensión continua conmutado. Ante un eventual aumento o disminución de la tensión de salida y o corriente, la realimentación actúa de manera tal de disminuir o aumentar el ancho del pulso de excitación de los interruptores (en este caso MOSFET de potencia), respectivamente. El CI, también dispone de una entrada para una tensión continua que permite modular el ancho del pulso, de la misma forma que lo hacen las tensiones de control, provenientes de los amplificadores de error. Inversor en contrafase con transformador con modulación por ancho de pulsos múltiple. Con la finalidad de disminuir el contenido de armónicas y modificar el valor eficaz, se aplican varios pulsos en cada medio ciclo del voltaje de salida del inversor. Se utilizan varias técnicas que veremos mas adelante. Para lograr esto, se modificaremos el circuito anterior, agregando un bloque intermedio entre el CI y los dispositivos interruptores, denominado “circuito supresor de pulsos”. El CI genera las señales de excitación de los interruptores, para que actúen aplicando varios pulsos de voltaje (de duración constante o variable), durante el correspondiente medio ciclo de la frecuencia de la tensión de salida. El circuito supresor de pulsos, revisa una tensión alterna de referencia y si es positiva, activa el tren de pulsos de excitación de uno de los interruptores e interrumpe la del otro. Cuando cambia la polaridad de la señal alterna de referencia y se hace negativa, invierte el paso de los pulsos de excitación. Por lo tanto cada transistor produce un tren de pulsos que contiene variaciones de pulsos del ciclo de trabajo como se muestra en la figura:

Q1 Q2

Vref.



9

Modificaremos el inversor en contrafase de un solo pulso en cada semiciclo, para adaptarlo a esta nueva configuración:

La salida del inversor, tiene aplicado un filtro pasabajos Lf y Cf: Este filtro, se diseña para que presente una alta impedancia a la frecuencia de conmutación de los interruptores (generada por el CI) y baja impedancia a la frecuencia de salida de voltaje del inversor (generada por la tensión alterna de referencia mediante el supresor de pulsos).

Circuito supresor de

pulsos

TL494 Reg.de

Conmutacion

Fuente de señal para modular ancho de los

pulsos múltiples

Realiment. corriente

Tension ref. para

Limitacion corriente

Tensión alterna de ref. tensión y

frecuencia salida

Realiment. tension

R.C fijan los pulsos

múltiples en los semiciclos

Voltaje cc de entrada

Voltaje ca de salida

+Vcc

+ Ve _

+ Vo _



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Como referencia, la relación entre las frecuencias de conmutación y la de salida del inversor, puede estar entre 50 a 100 Khz. para la conmutación y 2 a 6 Khz. para la salida. La señal de retroalimentación de voltaje, se toma a través del divisor resistivo Rv1, Rv2. Esta señal se rectifica y se utiliza como realimentación para el CI de regulación de voltaje, dado que trabaja con tensiones continuas. La señal de referencia de voltaje y frecuencia, como es de corriente alterna, también debe ser rectificada y utilizada como referencia de voltaje para el circuito de regulación. La referencia de frecuencia del voltaje de salida del inversor, se toma de esta ultima señal, sin rectificar, y se aplica al circuito supresor de pulsos, encargado de controlar las señales de excitación a los interruptores del inversor Q1 y Q2. La señal de retroalimentación de corriente de salida, es similar al circuito de un solo pulso, y es obtenida como caída de voltaje de cc en la resistencia RI. En esta resistencia, la corriente proveniente de los interruptores y primario del transformador, es siempre en un solo sentido. Para la referencia de limitación de la corriente se lo resuelve mediante una tensión de referencia de cc (estabilizada) y potenciómetro. Teniendo en cuenta que las señales de referencia de voltaje y de realimentación son alternas y el CI 494 es un regulador de voltaje de conmutación de continua, se modifica la señal de referencia de tensión, para este regulador, colocando un circuito de control automático de ganancia (AGC), como muestra el la siguiente figura: En este circuito la señal de referencia de voltaje y frecuencia y la de retroalimentación son rectificadas, para convertirlas en señales continuas (positivas respecto a masa). Cada una de estas señales se pasan a través de un circuito RC (filtro pasa bajos) para producir un voltaje promedio relativo de cada señal. Las dos señales promediadas son comparadas por un comparador que controla la atenuación de un dispositivo MOSFET que actúa como resistencia controladora de voltaje. La señal de referencia de voltaje es operada por el potenciómetro e ingresada al CI 494.

Circuito RC promediador

Circuito RC promediador

Fuente de referencia de voltaje y frecuencia

Voltaje de retroalimentación de salida del inversor

Tensión de referencia de voltaje

para el CI 494



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INVERSORES PARA APLICACIONES A FRECUENCIA INDUSTRIA L Estos circuitos se aplican como propulsores de motores de ca.(con variación de velocidad), calefacción por inducción, fuentes de alimentación ininterrumpida, Fuentes de respaldo de energía primaria, etc. Las cargas están conectadas directamente a los dispositivos interruptores, encargados de realizar la conversión. La alimentación de estos equipos son fuentes de cc, baterías de acumuladores acido o alcalinas, celdas solares, generadores de cc. Los inversores industriales pueden ser monofásicos o trifásicos. Los valores de tensión y frecuencia que generan son: monofásico 120 V-60Hz, 220 V–50 Hz y 115 V-400Hz. Trifásicos: 120/208 V- 60 Hz., 220/380 V – 50 Hz., y 115/200 V – 400Hz.

Circuito inversor de medio puente

Este inversor tiene dos interruptores, en este caso dos MOSFET de potencia. Cuando se hace conducir a Q1, el voltaje instantáneo que aparece en la carga, durante el tiempo To/2, vale +Vs/2. Si conduce Q2, durante To/2, la tensión en la carga vale –Vs/2. La lógica de excitación de Q1 y Q2 debe ser tal, que no deben estar activos al mismo tiempo; de hacerlo provocaría un cortocircuito a la fuente Vs, llevando a la destrucción de los dispositivos interruptores. De allí la importancia, cuando se diseña el circuito de excitación, tener en cuenta los tiempos de activación y desactivación de los interruptores.

+ Vs/2 -

+ Vs/2 -

+ Vs -

i1

i2

io

va0=vo

t

θ1

Vs/2 0 -Vs/2

Vao=vo Corriente fundamental io1

To/2 To

t

t

i1 Vs/2R 0 i2 Vs/2R 0

Formas de onda con carga resistiva t

Vs/4fL 0

D1 Q1 D2 Q2 D1 Q1

Conducción de los dispositivos con carga altamente inductiva



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El valor eficaz de la tensión alterna vale: _______________

Vorms= √1/To.∫0To(Vs/2)2.dt= Vs/2 El voltaje instantáneo de la tensión alterna sobre la carga lo podemos expresar como serie de Fourier para una onda cuadrada con simetría en el eje de x, resultando: ∞ vo= ∑ (2Vs/nП).sen(nwt) = 0 para n=2,4,………. n=1,3,5… La componente de 1ª armónica vale: vo1= (2Vs/П).sen(wt) Su valor eficaz resulta: Vo1rms= 2Vs/√2.П = 0,45.Vs Cuando la carga es resistiva, las expresiones para la corriente eficaz, instantánea, de 1ª armónica y su valor eficaz, es similar a las formulas de la tension dividida por la resistencia. Carga inductiva Cuando la carga es muy inductiva, la corriente no puede cambiar rápidamente. Si Q1 es desactivado en To/2, la corriente seguirá fluyendo a la carga a través del diodo D2. De la misma forma, cuando deja de conducir Q2, la corriente sigue circulando por D1. Cuando conducen los diodos D1 y D2, la energía se devuelve a la fuente de alimentación. Observando el grafico anterior para carga inductiva, vemos que los transistores solamente pueden conducir durante 90º. Para cargas con inductancia y resistencia, el periodo de conducción esta entre 90º y 180º. Para una carga RL, la corriente instantánea la podemos encontrar dividiendo el voltaje instantáneo de salida por la impedancia de carga Z= R +jnwL, resultando: ∞ ________ io= ∑ [2Vs/nП.√R+(nwL)2].sen(nwt-θn) = 0 para n=2,4,………. n=1,3,5… Donde: θn= arc.tan (nwL/R). La corriente eficaz de 1ª armónica, la podemos obtener de la expresión gral de valor eficaz o bien con la tensión eficaz 1ª armónica dividida el modulo de la impedancia para la 1armónica: _ ________ Io1= 2Vs/√2.П.√R2+(wL)2 La potencia de salida para la componente fundamental vale: _ ________ Po1 = Vo1.Io1.cosθ1 =I2o1.R = [2Vs/√2.П.√R2+(wL)2]2.R En la mayor parte de las aplicaciones (por ejemplo impulsores de motores), la potencia de salida útil corresponde a la de 1ª armónica; el resto (armónicas de orden superior) se pierde como calor en la carga.



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Corriente de alimentación de la fuente de cc Para determinarla podemos hacer las siguientes consideraciones: a) suponemos que la potencia que entrega Vs se consume en la carga como potencia de alterna. b) si la carga tiene mucha inductancia la corriente resulta senoidal y prevalece la componente de 1ª armónica Ps = Po Vs. Is = Vo1rms.Io1rms.cos θ1 Is = (Vo1rms.Io1rms.cos θ1)/ Vs Donde “θ1” representa el ángulo de la carga de la frecuencia fundamental Parámetros de rendimiento de los inversores La tensión alterna de salida de los inversores contiene armónicos. La calidad o rendimiento de un inversor, se mide en gral, en términos de la cantidad de armónicos presentes en la salida. Para evaluarlos, y medir la calidad del voltaje alterno de salida, se toman los siguientes parámetros de rendimiento: Factor armónico de la enésima componente (HFn) Representa una medida de la contribución individual de esa armónica y se define como: HFn = Von/Vo1 para n>1 Siendo Von la componente eficaz de orden “n” y Vo1 el valor eficaz de la componente fundamental. Distorsión armónica total (THD) La distorsión armónica total, es una medida de la coincidencia de formas entre una onda y su componente fundamental. Se define como: THD = Valor eficaz total de la tensión de salida/ valor eficaz de la componente fundamental ∞ THD= (1/Vo1).[∑ (Von)2]1/2 n=1,3,5… Factor de distorsión (DF) Es una medida de la eficacia de atenuación de un filtro de 2 orden colocado previo a la carga para disminuir los armónicos. Un filtro que atenúa con un 2º grado significa dividir la armónica de orden “n” por “n2” Para una tensión de entrada al filtro Vn, la salida queda disminuida en el valor Vn/n2 ∞ DF= (1/Vo1).[∑ (Von/n2)2]1/2 n=1,3,5… Para una sola componente: DFn = Vn/(Vo1.n2)



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Armónico de menor orden (LOH) La armónica de menor orden es aquella cuya frecuencia es más cercana a la fundamental y cuya amplitud es mayor que o igual al 3% de la componente fundamental. Secuencia de disparo para el inversor de medio puente 1) Se debe generar una señal de disparo cuadrada, vg1 con una frecuencia fo y ciclo de trabajo 50%. La señal de disparo vg2 debe ser una inversa lógica de vg1. 2) La señal vg1, que controla a Q1, se debe aplicar a través de un circuito aislador de compuerta, y vg2 puede controlar a Q2 sin circuito alguno de aislamiento.

Circuito inversor monofásico en puente

Este circuito, consiste de cuatro interruptores periódicos. Cuando conducen simultáneamente los transistores Q1 y Q2, el voltaje Vs aparece en la carga. Transcurrido el tiempo To/2, estos interruptores se apagan e inmediatamente (no simultáneamente) conducen los transistores Q3 y Q4, entregando a la carga el voltaje invertido –Vs.

t

Vab Vs Vs/R 0 θ1 To/2 To

Q1, Q2 Q3, Q4 Q1,Q2 Forma de onda de la tensión y la corriente

para carga resistiva

Corriente fundamental io1

io

vo=vab

D1,D2 Q1,Q2 D3,D4 Q3,Q4 D1,D2 Corriente para una carga altamente inductiva

io Vs/(4.f.L)

t



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El voltaje rms de la salida, lo podemos calcular como: ______________

Vorms= √2/To.∫0To/2(Vs)2.dt= Vs El voltaje instantáneo de salida lo podemos expresar en serie de Fourier como: ∞ vo= ∑ (4Vs/nП).sen(nwt) n=1,3,5… Para n=1 obtenemos la componente fundamental de la tensión de salida, cuyo valor en rms vale: _ Vo1rms= 4Vs/(√2.П) = 0,90.Vs La corriente instantánea vale: ∞ ________ io= ∑ [4Vs/nП.√R+(nwL)2].sen(nwt-θn) n=1,3,5… Donde: θn= arc.tan (nwL/R). Con carga inductiva a través de los diodos (de retroalimentación), la energía vuelve a la fuente de cc., como se observa el grafico con carga altamente inductiva. Corriente de alimentación de CC Si no tenemos en cuenta las perdidas, la potencia que entrega la fuente Vs es igual a la potencia en la carga: Vs(t).is(t) = vo(t).io(t) como Vs =cte. Entonces, despejamos la corriente de la fuente: is(t) = (1/Vs). vo(t).io(t) Para carga inductiva y para frecuencias relativamente altas, podemos suponer que la corriente en la carga io y el voltaje de salida vo son sinusoidales, resultando: _ _ is(t) = (1/Vs). √2.Vo1.sen(wt).√2.Io.sen(wt-θ1) Para la tensión hemos tomado la 1ª armónica dado que tiene forma de onda cuadrada y para la corriente hemos tomado el valor eficaz dado que la inductancia elimina prácticamente las armónicas de orden superior. Ordenando la última expresión de la corriente tenemos: is(t) = (Vo1/Vs).Io.cos(θ1) – (Vo1/Vs).Io.cos(2wt-θ1) Vo1: voltaje rms de la fundamental Io: corriente rms en la carga. θ1: ángulo de impedancia de carga a la frecuencia fundamental.



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En la última ecuación vemos que aparece un armónico de 2º orden de la misma magnitud que la corriente de alimentación de continua. Esta armónica se inyecta de regreso a la fuente de alimentación Vs. Para eliminarla, se suele conectar un capacitor de valor considerable a través de la fuente de alimentación de continua. Finalmente, como conclusión de estos dos circuitos presentados, podemos decir que el voltaje pico inverso de cada transistor y la calidad de voltaje de salida para el medio puente y puente completo, son iguales. Sin embargo, en los inversores con puente completo, la potencia de salida es cuatro veces mayor, y la componente fundamental es el doble que la de los puentes medio.

Inversores trifásicos Inversor trifásico con inversores monofásicos En gral, los inversores trifásicos se utilizan en aplicaciones de grandes potencias. Una forma de realizarlos, es conectando tres puentes inversores monofásicos de medio o puente completo, en paralelo, para formar la configuración de un inversor trifásico. En la siguiente figura, podemos ver esta conexión:

Para obtener tres tensiones simétricas con igual amplitud y defasaje entre ellas, las señales de control de los inversores monofásicos se deben adelantar o atrasar 120º entre si. Los devanados primarios se deben aislar entre ellos, mientras que los devanados secundarios se pueden conectar en estrella (Y) o en triangulo (∆). Normalmente, los secundarios se conectan en delta (∆), para eliminar armónicas de múltiplo de tres (n=3,6,9,…) que aparecen en los voltajes de salida. En la próxima figura podemos observar la conexión de los transistores a los devanados del transformador trifásico de salida:

Inversor 1

Inversor 2

Inversor 3

- Vs +



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Como podemos ver en este circuito, se requieren tres transformadores monofásicos, 12 transistores y 12 diodos de retroalimentación para cargas inductivas. Si las magnitudes y las fases de los voltajes de salida no están perfectamente balanceadas, los voltajes trifásicos estarán desbalanceados. Puente inversor trifásico con seis interruptores Es posible obtener una salida trifásica, con una configuración de seis transistores y seis diodos, con la siguiente configuración de circuito:

En este circuito, se pueden aplicar dos clases de señales de control a los transistores: Conducción a 180º o conducción a 120º. Conducción a 180º Cada transistor conduce durante 180º. En cualquier momento hay tres transistores conduciendo. Cuando se activa el transistor Q1, el terminal “a” queda conectado con el terminal positivo de la fuente de alimentación Vs. Cuando se activa el transistor Q4, el terminal “a” se lleva al terminal negativo de Vs.



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Como se observa en el siguiente grafico, tenemos seis modos de operación en un ciclo, y la duración de cada modo es de 60º. Los transistores se numeran en el orden de sus señales de disparo: 123, 234, 345, 456, 561 y 612.

0 Π 2Π 3Π

1/3Π

2/3.Π

3/3.Π

Π+1/3Π

g1 g2 g3 g4 g5 g6 Vab Vbc Vca

Vs



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Conducción a 120º En esta clase de control, cada transistor conduce 120º. En cualquier momento solo hay dos transistores activados. El orden de conducción de los transistores es: 12, 23, 34, 56 y 61. Esto da lugar a tres modos de operación en medio ciclo, dando lugar a las formas de onda que muestra la siguiente figura:

0 2/3Π Π 2Π 2/ 3Π

1/3Π

2/3.Π

3/3.Π

Π+1/3Π

g1 g2 g3 g4 g5 g6 Van Vbn Vcn

Vs/2



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Secuencia de activación de los transistores Conducción 180º 1) Se deben generar tres señales de disparo cuadradas, vg1, vg3, y vg5, desfasadas 120º, con la frecuencia de salida y ciclo de trabajo 50%. Las señales vg2, vg4, y vg6 son las inversas lógicas respectivamente. Este modo de disparo hace que las señales en el orden de numeración establecido, estén desfasadas 60º, Los transistores conducen durante 180º. 2) Las señales vg1, vg3, y vg5 controlan respectivamente a Q1, Q3, y Q5, a través de circuitos de aislamiento. Las señales vg2, vg4 y vg6 pueden activar, respectivamente a Q2, Q4, y Q6, sin circuitos de aislamiento. Conducción 120º 1) Se generan tres señales de disparo cuadradas vg1, vg2 y vg3, desfasadas 120º con la frecuencia de salida, con ciclo de trabajo asimétrico, conducción solamente de 120º de los interruptores. Las señales vg2, vg4 y vg6, se activan a los 180º del comienzo de las señales vg1, vg2 y vg3, respectivamente. Este modo de disparo hace que las señales vg1 a vg6, respectivamente, estén desfasadas 60º. Los transistores conducen durante 120º. 2) Las señales vg1, vg3, y vg5 controlan respectivamente a Q1, Q3, y Q5, a través de circuitos de aislamiento. Las señales vg2, vg4 y vg6 pueden activar, respectivamente a Q2, Q4, y Q6, sin circuitos de aislamiento. Voltaje de salida de los inversores trifásicos con seis interruptores No desarrollaremos el análisis, solamente daremos los voltajes de salida para ambos métodos de conducción. La componente fundamental rms VL1 del voltaje de línea de salida, es de 0,7798.Vs y la del voltaje de fase es Vp1= VL1/√3= 0,45.Vs, para el método de conducción de 180º. Para conducción de 120º, resulta VL1= 0,6753. Vs y Vp1= 0,3898.Vs Como puede observarse, los valores eficaces de las tensiones de línea y fase son menores con conducción 120º que con conducción 180º. Por otra parte con conducción 120º, al conducir menos tiempo el transistor, se hace menos aprovechamiento del transistor. Por lo anterior, se prefiere la conducción a 180º y es la que se usa en gral en los inversores trifásicos.

Control del voltaje de salida en los inversores En las aplicaciones industriales, surge la necesidad de modificar la magnitud (valor eficaz) del voltaje de salida de los inversores por varios motivos: 1) Hacer frente a las variaciones del voltaje de entrada de corriente continua. 2) Regular el voltaje de salida del inversor. 3) Satisfacer los requisitos de control de voltaje y frecuencia. 4) mantener prácticamente constante la relación tensión/frecuencia para los impulsores de motores de corriente alterna con variación de velocidad. El método más eficiente para controlar el voltaje de salida de los inversores, es el denominado control por ancho del pulso (PWM). Varias son las técnicas utilizadas para realizar el PWM, tanto en inversores monofásicos como trifásicos. Detallaremos a continuación las técnicas mas frecuentes para controlar el voltaje de salida de los inversores monofásicos.



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Los métodos mas frecuentes son: 1) modulación por ancho de un solo pulso. 2) Modulación por ancho de pulsos múltiples. 3) Modulación por ancho de pulso senoidal. 4) Modulación por ancho de pulso senoidal modificado. 5) Control por desplazamiento de fase. Modulación por ancho de un solo pulso Consiste en modular el ancho de un solo pulso por cada medio ciclo. En la próxima figura, se muestra la generación de las señales de control, las señales de excitación de los interruptores y el voltaje de salida, para un inversor monofásico en puente completo .

Las señales de disparo se generan comparando una señal de referencia rectangular, de amplitud “Vr”, con una onda triangular de amplitud Ac. La frecuencia de la tensión de referencia determina la frecuencia fundamental del voltaje de salida. El voltaje de salida, es una función que depende de las señales de activación vo = Vs(g1-g2). La relación entre Ar y Ac determinan la variable de control, y se define como el “índice de modulación” M= Ar/Ac

e Ac Ar 0 g1 0 g2 Vo Vs 0 -Vs

Ac Ar wt

wt

wt

wt

δ

α1 α2

П/2-δ/2 П/2 П/2+δ/2 П

δ

П/2-δ/2 П/2 П/2+δ/2 П

Señal portadora Señal de referencia



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El voltaje rms de salida se puede determinar como:

(П+δ)/2

Vo = [(2/2П)∫(П-δ)/2Vs2 dwt ]1/2 = Vs.(δ/П)1/2 La serie de Fourier del voltaje de salida es: ∞ vo= ∑ (4Vs/nП).sen(nδ/2). sen(nwt) n=1,3,5… La próxima figura, nos muestra el perfil de armónicas, y el factor de distorsión “DF” para la modulación de un solo ancho de pulso, en función del índice de modulación “M”.

Analizando estas graficas, se observa que la armónica dominante es la tercera, y el factor de distorsión “DF” aumenta en forma apreciable para bajo índice de modulación o que es lo mismo, bajo voltaje de salida. El tiempo y los ángulos de intersección lo calculamos como: t1= α1/w = (1-M). Ts/2 Ts= T/2 t2= α2/w = (1+M). Ts/2 El ancho del pulso resulta d= δ/w = t2-t1 = MTs = MT/2

DF(%) 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0

Vn/Vs 1 0,8 0,6 0,4 0,2 0

V1 DF

V3

V7 V5

1 0,8 0,6 0,4 0,2 0 Índice de modulación M

Pulsos (p) = 1



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Modulación por ancho de pulsos múltiple Se puede reducir el contenido de armónicas usando varios pulsos en cada medio ciclo del voltaje de salida. La generación de las señales de activación de los interruptores, se lo hace comparando una señal de referencia, de onda cuadrada y de frecuencia “fo”, con una onda triangular de una frecuencia mayor a la frecuencia del voltaje de salida del inversor. La próxima figura muestra la generación de las señales de control, las señales de activación y la forma de onda del voltaje de salida:

La frecuencia de la señal de referencia “fo”, establece la frecuencia del voltaje de salida y la frecuencia de la portadora, establece la cantidad de pulsos “p” por cada medio ciclo. El índice de modulación controla el voltaje de salida. A esta clase de modulación, se le denomina “modulación por ancho de pulsos uniforme (UPWM)”. La cantidad de pulsos por medio ciclo se determina con: p = fc/2fo = mf/2, Donde mf =fc/fo y se define como “relación de modulación de frecuencia” Si “δ” es el ancho de los pulsos, el voltaje de salida rms se calcula como. (П/p+δ)/2 _________

Vo = [ (2p/2П)∫(П/p-δ)/2 Vs2dwt]1/2 = Vs√(pδ/П) La variación del índice de modulación M, desde 0 a 1 hace variar el ancho del pulso “d” desde 0 hasta T/2p (0 a П/p), y al voltaje rms de salida desde 0 a Vs

Ac Ar wt

δ

wt

wt

2П wt

e Ac Ar 0 g1 0 g2 Vo Vs 0 -Vs

1/fc


α1 α2 α3 α4 α5 α6 α7 α8 α9 α10 α11

αm δ

П

αm+δ/2

αm+П+δ/2



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La expresión gral de la serie de Fourier para el voltaje instantáneo es: ∞ vo(t) = ∑ Bn. sen (nwt) n=1,3,5….. Para el calculo de Bn, debemos primero encontrar el valor “b1” para un solo par de pulsos, teniendo en cuenta su ubicación dentro del ciclo, luego tomar otro par de pulsos para encontrar “b2” y asi con el resto. El valor de Bn resulta como suma de todos los valores de “bn” calculados. La expresión resultante es engorrosa (consultar bibliografía). A los fines prácticos, daremos las graficas de variación de las armónicas y el valor del “factor de distorsión DF”, en función del índice de modulación.

Observando el grafico, vemos que DF varía entre 3,8 a 4,5 % en todo el rango de variación de M. El orden de las armónicas es igual que el de un solo pulso. Sin embargo, por la mayor cantidad de procesos de conmutación, las perdidas son mayores. Con mayores valores de “p”, las amplitudes de la LOH serien menores, pero aumentarían las de algunas armónicas de orden mayor. Sin embargo, esas armónicas producen un rizado menor y fácilmente pueden ser filtradas con facilidad (son de alta frecuencia, requiriendo valores de L y C de poca magnitud). No existen armónicas pares, por la simetría con el eje de absisas. El m-ésimo tiempo “tm” y αm, se calculan como: tm =αm/w = (m-M).(Ts/2) para m= 1,3,5…… tm =αm/w = (m-1+M).(Ts/2) para m= 2,4,6…… El ancho del pulso vale: d = δ/w = tm+1-tm = M.Ts , siendo Ts(periodo de la portadora)= T/2p p: numero de pulsos por medio ciclo de la tensión de salida del inversor.

Vn/Vs 1 0,8 0,6 0,4 0,2 0

V1 DF

V3

V7

V5

1 0,8 0,6 0,4 0,2

Índice de modulación M

DF(%) 5 4 3 2 1 0



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Modulación por ancho de pulsos sinusoidal Con este método, en vez de mantener igual el ancho de todos los pulsos, se hace variar el ancho de cada pulso en proporción con la amplitud de una onda senoidal evaluada en el centro del mismo pulso. De esta forma, se logra disminuir considerablemente el factor de distorsión (DF) y la armónica de orden más bajo (LOH). Las señales de control, se generan comparando a una señal senoidal de referencia con una onda portadora triangular con frecuencia “fc”. Esta modulación por ancho de pulso sinusoidal (SPWM) es la que se suele usar en las aplicaciones industriales.

La frecuencia “fr” de la señal de referencia determina la frecuencia “fo” de la señal de salida del inversor., y su amplitud pico “Ar” controla el índice de modulación “M”, y en consecuencia el voltaje rms de salida Vo. Al comparar la señal portadora bidireccional “vcr” con dos señales de referencia vr y –vr, como muestra la figura, se producen las señales de disparo g1 y g4, respectivamente. El voltaje de salida es vo=Vs(g1-g4). Sin embargo las señales g1 y g4 no se pueden activar al mismo tiempo. La cantidad de pulsos por medio ciclo depende de la frecuencia de la portadora.

wt

Ac Ar g1 g4 Vs -Vs

Señal portadora Señal de referencia Vcr Vr

0 П 2П

wt

wt

wt

0 αm П 2П

0 П 2П

1/fc

δm



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También es posible las mismas señales de disparo con una onda portadora triangular unidireccional como se muestra en el siguiente dibujo, siendo más fácil y preferible.

El voltaje de salida rms se modifica variando el índice de modulación. Se determina por la expresión. 2p Vo =( ∑δm/П )1/2

m=1 El análisis de Fourier para este tipo de modulación demuestra que el factor de distorsión “DF”, se reduce en forma considerable, en comparación con el de modulación por varios pulsos de ancho constante; además esta modulación elimina las armónicas menores o iguales a 2p-1. Por ejemplo para p=5 (5 pulsos), la LOH es la novena.

Con la modulación PWM, podemos decir que las armónicas de la tensión de salida, son trasladadas hacia las altas frecuencias, en torno a la frecuencia “fc” de conmutación y sus múltiplos, es decir en torno a las armónicas mf, 2mf, 3mf, etc.

Vn/Vs 1 0,8 0,6 0,4 0,2 0

V1

DF

V11=V13

V9=V15

DF(%) 1 0,8 0,6 0,4 0,2 0

1 0,8 0,6 0,4 0,2

Índice de modulación M

p=5

0 αm П 2П wt

Ac v Ar M=Ar/Ac



27

Modulación por ancho de pulso modificada En la modulación por ancho de los pulsos senoidal (SPWM), los anchos de los pulsos más cercanos al pico de la onda senoidal no cambian mucho al variar el índice de modulación. Esto se debe a las características propias de la onda senoidal. Esto se puede modificar para que se aplique la onda portadora durante los primeros y últimos intervalos de 60º por medio ciclo (de 0º a 60º y de 120º a 180º). Esta modulación por ancho de pulso senoidal modificada (MSPWM), aumenta la componente fundamental, y mejora sus características de armónica; además, reduce la cantidad de conmutación de los dispositivos de potencia, reduciendo las perdidas por conmutación. 9

Vn/Vs 1 0,8 0,6 0,4 0,2 0

V1 DF

V3

V13

DF(%) 10 8 6 4 2 0

1 0,8 0,6 0,4 0,2 Índice de modulación M

p=5

0 60º 120º П 240º 300º 2П wt

Ac v Ar g1 g2

M=Ar/Ac

60º 120º П 240º 300º 2П wt

wt




28

Control por desplazamiento de fase Para entender esta forma de control, podemos interpretar que la tensión de salida del inversor de puente completo, es el resultante de la suma de las tensiones de salida de dos inversores de medio puente, desfasados 180º , como se muestra en las siguientes graficas: .

En la grafica “a”, se observa la forma de la onda de la tensión de salida “Vao” del medio puente con referencia de 0º. En la grafica “b”, la forma de onda de la tensión de salida del otro medio puente, con un defasaje de 180º. En la grafica “c”, la suma de ambas tensiones, que es la que le corresponde al inversor con puente completo. En la grafica “d”, vemos la forma de onda del inversor que tenia un defasaje de 180º, pero ahora, solamente tiene un defasaje de “αº”. En la grafica “. En la grafica “e” vemos el resultado de la suma de ambos inversores, uno de ellos con defasaje de α grados.

wt (a)

wt (b)

wt (c)

wt (d)

wt (e)

wt (f)

180º 360º

Vao Vs/2 Vbo -Vs/2 Vab Vs -Vs Vbo α +Vs/2 -Vs/2 Vab Vs -Vs Vab +Vs -Vs

180º 360º

180º 360º

α ( 180º-α) 180º 360º



29

Para lograr este desplazamiento, a la señal de compuerta “g1” del inversor de medio puente, la desfasamos αº y la aplicamos a la compuerta “g2” El voltaje de salida rms , aplicando la formula correspondiente, resulta: ___ Vo = Vs.√α/П El voltaje instantáneo de la tensión de salida lo obtenemos aplicando series de Fourier a las formas de ondas de las tensiones de los medios puentes con su defasaje correspondiente para uno de ellos, y luego sumando ambos desarrollos y operando, resulta: ∞ vab vao-vbo = ∑ (4Vs/nП).sen(nα/2). cosn(wt-α/2) n=1,3,5… El voltaje rms fundamental vale: Vo1= (4Vs/√2).sen(α/2) Si a la señal de compuerta g1 y g2 la retrasamos los ángulos α1=α y α2=(П-α), logramos que el voltaje de salida tenga simetría de cuarto de onda, como se observa en la grafica “f”, resultando el voltaje instantáneo de salida: ∞ vab vao-vbo = ∑ (4Vs/nП).cos(nα). sen(nwt) n=1,3,5… Los inversores con control por desplazamiento de fase, tienen aplicaciones con grandes potencias donde requieren una gran cantidad de dispositivos interruptores conectados en paralelo. Técnicas avanzadas de modulación La técnica SPWM, o sea la modulación por ancho de pulso sinusoidal, es la más utilizada hasta el momento, pero presenta inconvenientes como por ejemplo el bajo voltaje fundamental de salida. Existen otras técnicas que permiten un mejor funcionamiento. Solamente mencionaremos estas técnicas, sin desarrollarlas. Modulación trapezoidal Modulación por escalera. Modulación por pasos. Modulación por inyección de armónicas. Modulación delta. Técnicas de Modulación utilizadas en inversores trifásicos Detallaremos las más usadas solamente: PWM sinusoidal. PWM con tercera armónica. PWM a 60º. Modulación por vector espacial. Estas técnicas, se pueden analizar en la bibliografía correspondiente.



30

Otras técnicas utilizadas en los convertidores de cc a ca Además de los procedimientos circuitales analizados para convertir de cc a ca, existen otras técnicas que solamente las vamos a enumerar para conocimiento, sin entrar en detalle y análisis de estos circuitos, por una razón de limitación de temas de la materia. Estos inversores son: Los inversores de pulso resonante y los inversores multinivel En los inversores de pulso resonante, la conmutación de los interruptores semiconductores se realiza cuando el voltaje o corriente es cero. Para ello el voltaje y corriente son forzados a pasar por cero mediante circuitos LC resonantes; de allí que estos convertidores se les denomine “convertidores de pulso resonante”. Los convertidores resonantes se pueden clasificar, en forma amplia en ocho tipos: Inversores resonantes serie. Inversores resonantes paralelo. Convertidor resonante en clase E. Rectificador resonante en clase E. Convertidores resonantes por conmutación a voltaje cero (ZVS). Convertidores resonantes por conmutación a corriente cero (ZCS). Convertidores resonantes ZVS de dos cuadrantes. Inversores de enlace resonante de cd. El fundamento de los inversores multinivel, esta basado en sintetizar la onda alterna, partiendo de una fuente de continua con varios niveles de voltaje, con aplicación de estos voltajes a la carga, mediante interruptores semiconductores, en sucesión, a través del periodo del voltaje alterno de salida. Tienen aplicaciones interesantes para alta potencia y voltaje como por ejemplo para la compensación de potencia reactiva. Estos inversores multinivel, se pueden clasificar en tres tipos: Inversor multinivel con diodo fijador. Inversor multinivel con capacitores volantes. Inversor multinivel en cascada.

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 5-11 Convertidores de ca. a ca. ---------------------------------------------------------------------------------------------------------


1

CONVERTIDORES DE CORRIENTE ALTERNA A CORRIENTE ALTE RNA Introducción Los convertidores de ca a ca, están destinados a controlar el flujo de potencia de corriente alterna, mediante la variación del valor eficaz (rms) del voltaje de ca aplicado a la carga. La frecuencia de salida de estos convertidores, es la misma que la frecuencia del voltaje de entrada. A este tipo de convertidores, también se le suele llamar “controladores de voltaje de ca”. Estos controladores de voltaje de ca tienen aplicación en calefacción industrial, cambio de conexiones de transformadores con carga, controles de alumbrado, control de velocidad de motores polifásicos de inducción y controles de electroimanes. En términos generales, se utilizan dos métodos para realizar el control del flujo de potencia de ca, a saber:

1. Control de encendido y apagado 2. Control por ángulo de fase

En el control de “encendido y apagado” (también llamado control todo o nada), los interruptores estáticos (tiristores) conectan la carga a la fuente de ca durante algunos ciclos del voltaje de entrada y lo desconectan durante algunos otros ciclos. Los controladores por ángulo de fase, los interruptores conectan la carga con la fuente de ca durante una parte de cada ciclo del voltaje de entrada. Los controladores de voltaje, los podemos clasificar, desde el punto de vista de los circuitos utilizados en: a) Controladores monofásicos y b) Controladores trifásicos. Ambos a su vez pueden subdividirse en controladores unidireccionales o de media onda y en controladores bidireccionales o de onda completa. Dentro de los trifásicos, tenemos varias configuraciones que dependen de las conexiones de los interruptores. En gral, estos convertidores son relativamente sencillos, dados que son conmutados por línea, con control por ángulo de fase, sin circuitos adicionales de conmutación. Trabajan con baja frecuencia de conmutación, por lo que se utilizan tiristores (SCR) de baja frecuencia de conmutación, lo que hace que estos convertidores sean de bajo costo. El análisis de las formas de onda de estos convertidores resulta más complejo, especialmente para el control por ángulo de fase con carga RL. Con la finalidad de simplificar, analizaremos estos convertidores con carga resistiva; no obstante en los diseños definitivos, deben tenerse en cuenta las cargas reales. Control por encendido y apagado (todo o nada)

+ Vs -

+ Vo -



2

El principio del control de encendido y apagado, lo podemos explicar con un controlador de onda completa, como se muestra en la figura anterior. Los SCR se conectan a la carga durante un tiempo “tn” y desconectan la carga, durante un tiempo “tm”, como se muestra en el siguiente grafico:

El tiempo de activación “tn” suele consistir en una cantidad entera de ciclos. Los tiristores se activan en “sincronismo” con los cruces por cero del voltaje de entrada de ca. Este tipo de control se usa en aplicaciones con una gran inercia mecánica y alta constante de tiempo térmico (control de velocidad de motores y calefacción industrial). Debido a la conmutación a voltaje y corriente cero de los tiristores, las armónicas generadas por la conmutación, se reducen notablemente. Para un voltaje senoidal de entrada vs = Vm.sen wt = √2.Vs.sen wt, con una conexión de “n” ciclos y desconexión de “m” ciclos, el voltaje eficaz (rms) sobre la carga lo podemos determinar como: 2П 1/2

Vo = [n/2П.(n+m)∫0 2.Vs2.sen2wt.d(wt] ____ _ Vo = Vs.√n / (n+m) = Vs.√k El valor de k=n/(n+m) se llama “ciclo de trabajo”. Las configuraciones de los circuitos para el control de encendido y apagado son similares a las de control de fase; de la misma manera respecto al análisis de rendimiento de ambos métodos. Si “T” es el periodo del voltaje de entrada, (n+m).T es el periodo de control de encendido y apagado, y debe ser menor a la constante mecánica o térmica de la carga.

wt

tn=T.n tm=T.m

Factor de potencia _ FP=√k

wt

wt

wt

Pulsos de disparo para T1

Pulsos de disparo para T2

Vs Vm 0 Vo Vm io 0 g1 0 g2 0

io

FP 1 0,8 0,6 0,4 0,2 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1

k

k: ciclo de trabajo k=tn/(tn+tm)

T



3

El valor de T siempre es menor a 1seg, y la suma de n+m esta en alrededor de 100. La formula anterior no tiene validez para periodos de horas o días. Control de ca por ángulo de fase Este método, consiste en controlar el flujo de potencia, retrasando el ángulo de disparo de los interruptores (tiristores). La siguiente figura, nos muestra un circuito de control que solamente utiliza un tiristor T1 para controlar solamente un semiciclo, el otro semiciclo, no tiene control debido a que el diodo conduce los 180º.

Debido al diodo D1, el intervalo de control de la tensión eficaz de salida, se puede variar entre 70,7 y 100 %. El voltaje y la corriente de salida son asimétricos y tienen componente de continua que podría provocar saturación en el circuito magnético del transformador. El voltaje eficaz y promedio de la tensión de salida se determinan por las siguientes expresiones:

Vo=Vs [1/2П(2П-α+((sen 2α)/2)]1/2 Vdc= (√2.Vs/2П).(cosα -1) Este tipo de control solamente se aplica en casos particulares de baja potencia donde se requiera controlar en forma parcial, la potencia eléctrica entre el 50% y 100%. Control por fase bidireccional. Con éste método, podemos controlar el flujo de potencia en ambos semiciclos y a su vez eliminar la componente de corriente continua, que presentaba, el caso anterior. La siguiente figura muestra el circuito principal de conversión junto a las graficas de los voltajes y corrientes que involucrados.

Pulso de disparo de T1

Vs Vm 0 Vo,io 0 g1 0

wt

wt

+ + Vs Vo - -

α : ángulo de retraso

П 2П 3П

2П+α

wt



4

Como se puede observar, se colocaron dos tiristores, T1 y T2, para controlar el flujo de potencia, tanto en el semiciclo positivo como en el negativo, respectivamente. Los pulsos de disparo de T1 y T2, para los distintos retrasos en la conducción, se mantienen separados 180º. _ Si la tensión de entrada vale: vs = √2.Vs.senwt y si disparamos a T1 con un retraso “α=α1” y a T2 con un retraso “α2=П+α1, el voltaje eficaz sobre la carga lo podemos calcular de la siguiente manera: П

Vo = [2/(2П).∫α 2.Vs2.sen2wt dwt]1/2 = Vs.[(1/П).(П-α+((sen2α)/2)]1/2

Como vemos en la formula, la tensión eficaz sobre la carga la podemos variar desde cero a Vs, variando el ángulo “α” desde П a cero, respectivamente. Para generar los pulsos de disparo y trabajar “sincrónicamente” con el voltaje de entrada, debemos realizar la siguiente secuencia de disparo:

1) Detectar con un circuito especial, el cruce por cero del voltaje de entrada y generar un pulso de sincronismo de referencia.

2) Tomando como referencia el pulso de sincronismo de cruce por cero, retrasar un ángulo “α1” el pulso de disparo del tiristor T1.

3) Generar otro pulso de disparo con un retraso α2=П+α1 para disparar al tiristor T2.

Esta secuencia, se debe cumplir tanto si el sistema de control de pulsos esta materializado con circuitos analógicos o por medio de sistemas programables (por ejemplo un microcontrolador). Para los sistemas programables, el pulso de sincronismo se obtiene de un circuito analógico, que luego el programa de control se encarga de detectarlo, para luego con temporizaciones con instrucciones internas, generar los


Vs Vm 0 Vo,io 0 g1 0 g2 0

wt

wt

+ + Vs Vo - -

α1 : ángulo de retraso T1

П 2П 3П

α1=П+α1 : ángulo retraso T2

wt Pulso de disparo de T2

wt



5

“tiempos” para generar los pulsos para disparar a los tiristores. Para este ultimo caso, los generadores de pulsos son circuitos especiales. Controlador de ca monofásico con cátodo común Los circuitos de disparo de los tiristores T1 y T2 del caso anterior, deben aislarse para poder ingresar los pulsos entre la compuerta y el cátodo. Es posible tener un cátodo común para T1 y T2 agregando dos diodos como se ilustra en la siguiente figura:

El tiristor T1 y el diodo D1 conducen al mismo tiempo, durante el semiciclo positivo y el tiristor T2 y el diodo D2, lo hacen durante el semiciclo negativo. La ventaja de este circuito, respecto al anterior deriva del hecho que al tener cátodo común T1 y T2, necesitamos un solo circuito de aislamiento, pero a expensas de dos diodos de potencia, que reducen la eficiencia del circuito, por el aumento de las perdidas por conducción. Controlador de ca monofásico con un tiristor o un transistor Es posible realizar el control de potencia en ambos semiciclos, utilizando un solo tiristor (puede ser también un transistor, como un IGBT), si lo conectamos con cuatro diodos, como muestra la figura siguiente:

is io + + vs vo - -

wt

wt

wt

wt

α

α+П

П 2П 3П

is io + iT1 + vs vo - -

Vs Vm 0 vo Vm 0 iT1 Vm/RL 0 g1 0



6

En este caso los cuatro diodos funcionan como un puente rectificador, de manera tal que en ambos semiciclos, el tiristor siempre esta polarizado en directo, resultando la corriente por T1 unidireccional. Actualmente se dispone en el comercio el puente rectificador con el tiristor, como un solo conjunto o dispositivo “interruptor de ca”, con bajas perdidas, respecto a su conexión en forma discreta. Controladores monofásicos con cargas inductivas Con carga resistiva la corriente del tiristor se hace cero en el cruce con cero del voltaje de entrada. Con carga inductiva, la corriente del tiristor sigue conduciendo mas allá del cruce con cero y si no se toman medidas al respecto, se puede perder el control de la potencia convertida. El siguiente grafico, nos muestra un controlador de ca con carga RL, donde se observa que la corriente del tiristor T1, se extingue más allá del cruce con cero de la tensión de entrada. Vemos que se lo dispara en el ángulo “α” y se apaga en el ángulo “β > П”. Esto, es consecuencia de la FEM de la inductancia “L”, de la carga, que hace que el tiristor siga polarizado en directo, aun cuando la tensión de entrada sea negativa.

Las señales de disparo de los tiristores pueden ser pulsos de corta duración para carga resistiva. Sin embargo, para carga inductiva, los pulsos cortos no son adecuados. En primer lugar, la corriente del tiristor cuando se enciende, crece lentamente y puede ocurrir que no alcance al valor mínimo de la corriente de enganche, con un pulso de corta duración. Por otra parte puede ocurrir que para un determinado valor de retraso del ángulo de conducción “α” (por ejemplo T1) y de la constante de carga RL, el ángulo de apagado (T1), sea mayor al ángulo de inicio de conducción del otro tiristor, o sea T2 (β>П+α). Para este caso, el tiristor que tiene que empezar a conducir en П+α, todavía


wt

wt

α1 : angulo de retraso T1 β ángulo de extinción de T1

П 2П 3П

α1=П+α1: ángulo retraso T2


wt

α П П+α 2П

wt

wt

wt

wt

g1 0 g2 0 g1 0 g2 0

Disparo pulsos continuos para carga inductiva

Disparo tren de pulsos para carga inductiva

Vs Vm 0 iT1 0 g1 0 g2 0



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tiene polarización inversa entre ánodo y cátodo; cuando recibe su pulso de disparo, el tiristor no se activa. El resultado es que solo funciona un tiristor y causa formas de onda de voltaje y corriente, asimétricas en la carga. Para evitar los inconvenientes mencionados, resulta conveniente disparar a los tiristores con un pulso continuo, con una duración П-α, como se observa en el grafico anterior, para pulsos continuos. Sin embargo, un pulso continuo de compuerta, aumenta la pérdida de los tiristores por conmutación, y requiere un transformador de aislamiento más grande para el circuito de disparo. En la práctica, se suele usar un tren de pulsos de corta duración como se muestra en el grafico anterior. En lo que respecta a los valores de corrientes y tensiones del circuito, no lo vamos a deducir; para esta información remitirse a la bibliografía. Mencionaremos como hecho importante que la corriente en la carga puede ser continua o discontinua, dependiendo de los valores de “α” y del ángulo de carga “θ=tan-1(wL/R). Controladores trifásicos de onda completa

Este control, se utiliza para cargas trifásicas, como por ejemplo, los arrancadores de motores de ca de mediana potencia. El análisis de la conducción de los tiristores depende del ángulo de retraso “α”, considerando a este valor el retraso de conducción de uno de los tiristores conectados a una de las tensiones de fase, considerado de referencia. Por ejemplo si tomamos como referencia a la fase VAN, la secuencia de disparo es T1, T2, T3, T4, T5, T6. El análisis de las graficas (ver bibliografía) demuestran que para 0 ≤ α < 60º, las condiciones de conducción se alternan entre dos y tres tiristores. Para 60º ≤ α < 90º, solo hay dos tiristores que conducen en cualquier momento. Para 90º ≤ α < 150º, aunque dos tiristores conducen en cualquier momento, hay intervalos en los que no hay tiristores conduciendo. Cuando α >150º, no hay periodo durante el cual dos tiristores conduzcan y el voltaje de salida se vuelve cero a partir de α =150º. La secuencia de disparo de los tiristores, es la siguiente:

1- Generar una señal de pulso en el cruce por cero del voltaje positivo de fase VAN.

2- Retardar los pulsos de disparo los ángulos α, α+(2/3)П, α+(4/3).П, para los tiristores T1, T3, T5.

3- Retardar los pulsos de disparo los ángulos α+П, α+(5/3)П, α+(7/3).П, para los tiristores T2, T4, T6.

~

~ ~

iA + VAN

-

- VBN +

N

-

VCN

+

ia + van R R - ib n - + vbn - vcn R + ic



8

CICLOCONVERTIDORES Introducción Los controladores de voltaje de ca, analizados hasta aquí, proporcionan un voltaje eficaz de salida variable, pero la frecuencia se mantiene constante. Otro inconveniente de estos convertidores, es el alto contenido de armónicas especialmente con valores bajos de voltaje. Por otra parte, existen aplicaciones para los convertidores de ca en donde además de la exigencia de variar el voltaje de salida, también es necesario variar la frecuencia. Por ejemplo para variar la velocidad de los motores de ca, una de las variables del control, es la frecuencia del voltaje de alimentación. Se puede obtener un voltaje eficaz variable, con una frecuencia variable, mediante conversiones en dos etapas: Una primera conversión de ca de frecuencia constante en voltaje continuo variable, mediante rectificador controlado. La segunda conversión, el voltaje continuo variable a la salida del rectificador, se lo convierte en voltaje de alterna, con frecuencia variable, mediante un inversor. También se puede utilizar la combinación de un rectificador no controlado con un inversor con modulación por ancho del pulso, en sus distintas variantes. Con los cicloconvertidores, es posible eliminar la necesidad de uno o mas convertidores intermedios. Un ciclo convertidor es un cambiador directo de frecuencias, que convierte corriente alterna con una determinada frecuencia, en corriente alterna con otra frecuencia, en una conversión ca a ca sin un enlace intermedio de conexión. La mayor parte de los cicloconvertidores tienen conmutación natural, y la frecuencia máxima de salida se limita a un valor que solo es una fracción de la frecuencia de la fuente. En consecuencia, las aplicaciones principales de los cicloconvertidores son en excitadores de motores de ca de velocidad, hasta 15.000 KW, con frecuencias de 0 a 20 Hz Con el desarrollo de las técnicas de conversión de potencia eléctrica, y los métodos modernos de control con microprocesadores, los excitadores de motores de ca alimentados con rectificador-inversor, están ganando terreno sobre los excitadores alimentados por cicloconvertidor, especialmente en las potencias bajas y medias. Sin embargo los adelantos recientes en conmutación rápida de dispositivos de potencia, con conmutación forzada y la aplicación también de sistemas programables de control, con microprocesador, han permitido sintetizar e implementar estrategias avanzadas de conversión para los cicloconvertidores. Estas estrategias, optimizan la eficiencia y reducen el contenido de armónicas de estos convertidores directos de frecuencia, haciéndolos competitivos con los de doble conversión, en determinados rangos de potencia y frecuencia. Estos cicloconvertidores con conmutación forzada, se les denomina con la abreviatura FCDFC (force-commutated direct-frecuency changer).



9

Principio de funcionamiento de los cicloconvertidores monofásicos

+ - Vo1 Vo2 - +

is iN

iP

П 2П 3П 4П 5П wt Vs Vm 0 Vo 0 g1,g2 g3,g4 g1’,g2’ g3’,g4’

fs=60 Hz

Convertidor P activo

Convertidor N activo

α

To/2 fo = 20 Hz

Convertidor P convertidor N

wt

wt

wt

wt

wt

wt

wt



10

El principio de funcionamiento de los cicloconvertidores monofásicos/monofásicos Lo podemos observar en la figura anterior. Como vemos tenemos dos rectificadores controlados en puente T1, T2, T3, T4 y T1’, T2’, T3’ T4’, con sus salidas conectadas en extremos opuestos de la carga, para suministrar voltajes en oposición. Durante el primer periodo (To/2) de la frecuencia de salida, solamente esta activo el primer rectificador controlado, suministrando una tensión positiva a la carga. Durante el segundo periodo, se desactiva el primer rectificador y se activa el segundo, suministrando una tensión negativa a la carga. Los pulsos de disparo a los tiristores, se realizan de tal manera que ambos rectificadores suministren el mismo voltaje pero en oposición, por la forma como están conectados. Vo1 = -Vo2. Cicloconvertidores trifásicos



To/2 fo = 12 Hz

VAB VBC VCA fs = 60 Hz

wt

wt

wt

wt



11

El esquema anterior muestra un ciclo convertidor trifásico / monofásico. Para ello se utiliza dos rectificadores controlados conectados en oposición, en los extremos de la carga. La síntesis de la forma de onda corresponde para una frecuencia de salida de 12 Hz, para una frecuencia de la tensión trifásica de 60 Hz. El rectificador controlado positivo, cuando esta activado, suministra el semiciclo positivo de la tensión de salida, mientras que el otro, suministra el semiciclo negativo. Para el control de grandes motores de ca, se requiere un voltaje de alimentación trifásico con frecuencia variable. Para ello, el cicloconvertidor anterior se puede ampliar para dar una salida trifásica, teniendo mediante 6 rectificadores controlados. Si utilizamos rectificadores controlados trifásicos de media onda, se requerirán 18 tiristores y si utilizamos rectificadores controlados en puente, necesitaremos 36 tiristores. La estrategia de control deberá ser tal que en cada fase se suministre una tensión alterna sin componente continua y a su vez el defasaje entre fases sea de 120º. La siguiente figura muestra un esquema simplificado de un cicloconvertidor trifásico /trifásico:

Convertidor Fase “a”

con rectificador trifásico media

onda

A B C

P N

N

P N

P

Fuente trifásica

Carga Fase a

Carga Fase b

Carga Fase c

P N



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Controladores de voltaje de ca con control PWM Los controladores de voltaje de ca, con tiristores con conmutación natural, introducen armónicas de orden menor tanto del lado de la carga como del lado sel suministro; además, tienen bajo factor de potencia (FP). Estos inconvenientes pueden mejorarse mediante un control por modulación por ancho de pulso (PWM). El siguiente circuito, muestra un control PWM monofásico para ca, donde los interruptores S1, S2, S1’y S2’, representan tiristores con activación desactivación por pulsos.

+ Vo _

Vo 0 Io θ 0 S1 0 S2 0 S1’ 0 S2’ 0

П 2П wt

wt

wt

wt

wt

wt



13

Los interruptores S1 y S2 se activan y desactivan varias veces durante los medios ciclos positivo y negativo, del voltaje de entrada, respectivamente. Los interruptores S1’ y S2’ actúan como “diodos volante”, proporcionando las trayectorias de corrida libre para la corriente de carga, cuando esta ultima presenta parte inductiva. Esta situación se presenta cuando S1 y S2 están desactivados. La conducción de los interruptores S1’ y S2’ transfieren la energía magnética acumulada en la inductancia de carga a la carga R, evitando también que aparezcan altos voltajes inversos sobre los interruptores principales. Cuando se activa y desactiva S1, durante el semiciclo positivo, El interruptor S1’ queda conectado todo el tiempo y el interruptor S2’ desconectado. Durante el semiciclo negativo, S2 se activa y desactiva, con S2’ conectado y S1’ desconectado, según se muestra en las señales de disparo de la grafica anterior. Para una carga resistiva, la forma de la corriente de la carga, es similar al del voltaje de salida. Para carga con componente inductivo, tipo RL, l corriente en la carga aumenta en dirección positiva o negativa, cuando se activan S1 y S2 respectivamente. De igual modo, la corriente en la carga decrece cuando están activos S1’ y S2’ y S1 y S2 están desactivados respectivamente. Los diodos, conectados al circuito, disminuyen los voltajes inversos sobre los interruptores. Una de las ventajas de convertidor de ca con PWM, es producir un voltaje variable de alterna con un factor de potencia superior al sistema clásico.

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 5-12 Interruptores estáticos --------------------------------------------------------------------------------------------------------


1

INTERRUPTORES ESTATICOS Introducción Estos dispositivos fueron diseñados con la finalidad de reemplazar a los clásicos interruptores de corriente mecánicos y electromecánicos. Aprovechando las características funcionales de los tiristores y los transistores, se aplican estos dispositivos para el uso como interruptores de corriente. Los interruptores estáticos tienen ventajas, frente a los clásicos, como ser alta velocidad de activación y desactivación (algunos microsegundos), no tienen partes móviles y no hay rebotes en el contacto al cerrar. Además de las ventajas mencionadas, los interruptores estáticos (o electrónicos), se los puede diseñar con determinadas funciones lógicas, necesarias en sus aplicaciones (automatismos o mandos), como ser “retardos”, “retención”, detección etc., tanto para corrientes como voltajes. Los interruptores estáticos se pueden clasificar en interruptores para corriente alterna e interruptores para corriente continua. Los interruptores de ca, pueden ser monofasicos o trifásicos. Estos últimos también podemos clasificarlos en asincrónicos y sincrónicos, en relación al inicio de su activación, con respecto al cruce con cero, del voltaje de trabajo. Normalmente los interruptores de ca tienen conmutación de línea o natural, y la velocidad de conmutación esta limitada por la frecuencia de la fuente de alimentación de ca y la velocidad de conmutación de los tiristores. Los interruptores para corriente continua, tienen conmutación forzada y la velocidad de conmutación depende de los tiempos de activación y desactivación de los dispositivos semiconductores. INTERRUPTORES DE CORRIENTE ALTERNA Estos dispositivos conmutan potencia eléctrica de manera “todo o nada”, reemplazando a los interruptores mecánicos y contactores electromecánicos. Pueden ser como dijimos monofasicos o trifásicos. Son circuitos similares a los controladores de ca, con la diferencia que el ángulo de encendido o activación se realiza en cada ciclo en α = 0º, o sea en el cruce por cero del voltaje de entrada, para carga resistiva, y en el cruce por cero de la corriente, para carga inductiva. Interruptores estáticos de ca monofásicos

+ vs -

+ vo -

+ vo -

+ vs -

io io io io



2

La figura anterior muestra dos circuitos que realizan la misma función, con la diferencia que segundo circuito los tiristores tienen cátodo común, y las señales de disparo tienen terminal común. En ambos casos, el tiristor T1 se dispara en el inicio del semiciclo positivo de la tensión de entrada, para carga resistiva, o la corriente de entrada, para carga inductiva. Para el semiciclo negativo de la tensión o corriente, se activa el tiristor T2. Las siguientes graficas, muestran los momentos de disparo de los tiristores para ambos tipos de carga:

Si las condiciones de tensión y corriente lo permiten, los dos tiristores pueden ser reemplazados por un triac como lo muestra el próximo circuito. En este caso el TRIAC se dispara también en los cruces por cero, con un pulso positivo en la compuerta, respecto al terminal T1, en el inicio del semiciclo positivo (Vgt1) y un pulso negativo para el inicio del semiciclo negativo. (Para cargas inductivas, trenes de pulso).

wt

wt

wt

wt

wt

wt

wt

wt

wt

wt

θ

Vs Vm 0 Vo Vm 0 Io Vm/RL g1 0 g2 0

Formas de ondas para carga resistiva Formas de ondas para carga inductiva

П 2П П 2П

θ

Vs Vm 0 Vo Vm 0 Io Vm/|ZL| 0 g1 0 g2 0



3

Un puente rectificador de diodos, con un tiristor o un transistor, como se muestra en la siguiente figura, pueden realizar la misma función que los casos anteriores. A este conjunto de dispositivos semiconductores, se le denomina “interruptor bidireccional”.

Durante el semiciclo positivo de la tensión de entrada, la corriente circula hacia la carga, a través de D1, T1, y D2. Durante el semiciclo negativo, la corriente se invierte en la carga, circulando por D3, T1 y D4. Como vemos la corriente del tiristor (o transistor) es unidireccional Interruptores trifásicos

~

~ ~

iA + VAN

-

- VBN +

N

-

VCN

+


iT1

+ vs -

+ vo -

Is io

+ vs -

+ vo -



4

Conectando tres interruptores monofasicos, como se muestra en la figura anterior, formamos un interruptor trifásico, que permite alimentar una carga en estrella o en triangulo. En este caso, las señales de disparo de los tiristores, se muestra en la siguiente figura:

Para reducir la cantidad y costos de los tiristores, se puede usar en cada fase un diodo y un tiristor, siendo el efecto similar. La diferencia esta cuando se quiere detener el flujo de corriente donde para el caso de dos tiristores por fase se tarda a lo sumo 10 ms (medio ciclo) para una frecuencia de alimentación de 50 Hz; utilizando diodo y tiristor se tarda el doble o sea 20 ms(1 ciclo completo), resultando mas lento.

wt

Vab Vbc Vca Vab Vbc Vca

wt

wt

wt

wt

wt

wt

wt

V 0 g1 0 g2 0 g3 0 g6 0 g5 0 g4 0 iT1

0



5

Interruptores con inversión de potencia Se puede tener inversión de la potencia trifásica suministrada a una carga (inversión del sentido de giro para un motor trifásico de ca), agregando dos interruptores monofasicos al interruptor trifásico. Estos interruptores monofasicos se agregan a dos fases de manera tal de intercambiar el flujo de potencia, en los bornes de la carga. Para esta aplicación, todos los interruptores deben ser tiristores. En la figura siguiente, para un determinado flujo de potencia, por ejemplo el interruptor trifásico funciona, activando los tiristores T1, T2, T3, T4, T5, y T6. En la inversión, se activan T1, T4, T7, T8, T8 y T10.

Interruptores para transferencia de canal de alimentación Los interruptores estáticos se pueden usar como dispositivos para transferir canales de alimentación de energía eléctrica a una carga, de forma alternativa. Por ejemplo si la fuente normal de alimentación a la carga proviene de V1, ante la no disponibilidad de esta fuente por inconvenientes en su alimentación primaria, falla de la propia fuente o suministro con bajo voltaje, mediante la configuración mostrada en la figura, es posible desconectar la fuente normal (V1) y conectar la fuente alternativa (V2). Esta transferencia de energía, ante uno de los inconvenientes mencionados, se puede realizar en un tiempo muy breve, del orden del periodo de las tensiones de alimentación. También es posible realizar esta configuración de circuito, para alimentación trifásica.

+ V1 _

+ Vo _

+ V2 _



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INTERRUPTORES ESTATICOS PARA CORRIENTE CONTINUA Los interruptores de corriente continua tienen la capacidad de conectar y desconectar cargas que tienen suministro de tensiones de alimentación continuas. Los semiconductores que se utilizan como interruptores, pueden ser transistores de potencia bipolares tipo NPN, MOSFET de potencia o IGBT. También se pueden utilizar tiristores como los SCR de conmutación rápida y GTO.

El circuito Nº1, es un interruptor con transistor bipolar NPN, conectando una carga con componente inductiva. Para este tipo de carga, es necesario conecta un diodo en

Circuito de apagado

+ Vcc D1 + Vbe Q - -

+ Vcc + Vg - -

I1 T I2

ZL

Circuito 1 circuito 2

+ Vcc + Vg - -

I1 C I2

+ Vcc + Vg - -

control

Carga Z + E VDD + Señal lógica de control - -

D S

Circuito 5

Circuito 3 circuito 4



7

antiparalelo, para suministrar un camino a la energía almacenada en la inductancia L para proteger al transistor de voltajes transitorios, durante la desactivación. El circuito Nº2, es un interruptor de corriente continua, basado en un tiristor tipo SCR de conmutación rápida. En este caso cuando el SCR se activa con polarización directa, no tenemos control para su desactivación, dado que la tensión de alimentación no cambia de polaridad, como el caso cuando se lo utiliza en ca, que se desactiva en el comienzo del semiciclo negativo (apagado por conmutación natural).Para tener control en la desactivación, necesitamos incorporarle un circuito de apagado, también llamado “circuito de conmutación forzosa”. Tenemos una diversidad de circuitos de apagado. El circuito Nº3, nos muestra, a modo de ejemplo, uno de los varios circuitos de conmutación forzosa para el apagado del SCR. En este circuito, el SCR se activa cuando cerramos el interruptor “I1”(este, puede ser un transistor). Durante la activación, el capacitor C, se carga prácticamente al valor de la tensión de alimentación “Vcc”, a través de la resistencia R2 y el propio tiristor T1. Cuando queremos desactivar a T1, entonces cerramos el interruptor I2 y activamos el SCR T2, aplicándole a T1 el voltaje negativo del capacitor. Con una tensión negativa en los extremos de T1, hace que su corriente disminuya por debajo de la mínima de mantenimiento, haciendo que T1 se desactive. Por otra parte T2 que se había activado durante el cierre de I2, no puede mantenerse en estado activo dado que la resistencia R2, se elige para que la corriente en este tiristor, no llegue al valor mínimo de retención. El circuito Nº4, se muestra un interruptor de continua, realizado con un tiristor GTO. Como vemos es este caso no necesitamos un circuito auxiliar de conmutación, dado que el GTO se activa con un pulso positivo aplicado entre la compuerta y cátodo, y se desactiva con un pulso negativo aplicado en los mismos terminales. El circuito Nº5, representa un interruptor realizado con transistor MOSFET, canal N, con sus funciones internas de control y protección. Estos interruptores, se suministran comercialmente como un solo modulo con tres terminales: D(drenaje), para conectar la carga, S(surtidor o fuente), para conectar al negativo de la alimentación y E (entrada), donde se aplica el voltaje para la activación y desactivación. Interruptores inteligentes de potencia El avance de la microelectrónica, con el aporte de los circuitos integrados de alta densidad de integración, cada vez tiene más aplicaciones en las tecnologías de automatización, lo cual exigen un mayor rendimiento a los interruptores estáticos de potencia. En muchas aplicaciones esos requisitos exigidos por estos sistemas, no pueden satisfacerse con los interruptores electromecánicos convencionales. Existen en el mercado, una variedad de interruptores estáticos con funciones incorporadas en un solo bloque semiconductor, lo cual se los denomina “interruptores inteligentes de potencia”. Esta funciones, son muy variadas, y entre ellas podemos mencionar: la protección por sobrevoltaje, limitación de corriente, protección de la compuerta del interruptor propiamente dicho, sensor del voltaje de entrada, sensor de temperatura interna, detección de circuito abierto, detección de cortocircuito, y otras mas.



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A modo de ejemplo, mostramos en la siguiente figura, el esquema de bloques funcional, de un interruptor inteligente de potencia, comercializado por una empresa importante, sin realizar comentarios.

RELEVADORES DE ESTADO SÓLIDO Los relevadores de estado sólido, comúnmente llamados “relés estáticos”, son interruptores estáticos de pequeña potencia. Se usan en muchas aplicaciones, en controles industriales como control de cargas de motores, transformadores, calefacción por resistencias, etc. Para aplicaciones con ca se pueden usar tiristores como pueden ser los SCR o los TRIAC y para aplicaciones con tensiones continuas, se usan transistores. En gral, en los relés estáticos, se aísla el circuito de control y el circuito de carga mediante un relevador tipo “reed” (también llamado relé de lengüeta), un transformador de pulsos cortos, o un elemento optoacoplador. El relé de lengüeta, básicamente consiste en dos láminas de metal que cumplen la misión de contactos, ubicadas generalmente en una ampolla de vidrio, con terminales exteriores. Envolviendo a esta capsula de vidrio se encuentra el bobinado de excitación. Cuando se hace pasar corriente cc sobre este bobinado, se genera en el interior de la capsula un flujo magnético que hace que las laminas se orienten en la dilección del

Limite para cargas induc. no

sujetas a un nivel

Fuente de

voltaje

Protección de

sobrevoltaje

Limitador de

corriente

Protección de compuerta

Bomba de carga desplazador de nivel de para rectificador

Sensor de temperatura

Circuito de

entrada activador

V lògico

Circuito

de lógica

Detección circuito abierto

Masa de la carga

+VDD 3 D S Salida 5

c a r g a

Detección cortocircuito

1 Masa de la señal

2 ENT 3 ST



9

campo magnético, haciendo que se toquen las láminas, cerrando el circuito de disparo. La próxima figura muestra el esquema del relevador de lengüeta

Los transformadores de pulsos, son transformadores magnéticos especiales, que permiten reproducir en el bobinado secundario, pulsos de voltaje de muy corta duración. Estos transformadores, exigen núcleos de hierro con gran permeabilidad, como son las aleaciones especiales “Hipersil”, “permalloy” o “Ferrites”. En gral la relación de transformación de los transformadores de pulso es 1:1

Los Optoacopladores son circuitos semiconductores que disponen del lado de excitación o control, de una fuente de radiación luminosa, usualmente un diodo emisor de luz tipo Leds; del lado de la salida se dispone de un dispositivo detector de luz como puede ser un fototransistor, fotodarlington o fototiristor. Ambos, están acoplados mediante un dieléctrico transparente. De esta manera, el circuito de disparo o de control, se conecta a la puerta del tiristor o transistor, asegurando una aislamiento eléctrica entre el circuito de la carga (de alta tensión), con el circuito de disparo o control (de bajo voltaje).

El circuito Nº1 muestra el esquema de un circuito relevador que puede utilizarse para control o como interruptor para corriente alterna. En este caso, se utiliza un TRIAC como interruptor con transformador de pulsos, para aislar el circuito de disparo respecto

ooooooooooooooooooooooo

oooooooooooooooo00oo

Bobinado de excitación Ampolla de vidrio Terminal exterior Contacto de láminas

Conexión a la compuerta de de activación del interruptor

Conexión al circuito de disparo o control

Aislamiento transparente

Tipos HP24 6000 v aislamiento HP23 aplicación con fibras ópticas HP22 10 a 15 Kv de aislamiento

Circuito 1

Circuito disparo

Circuito disparo

Ejemplo de aplicaciones

Trafo de pulsos Relé de lengueta

Circuito 2

Circuito 1



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al circuito de la carga. El circuito de disparo, utiliza la misma fuente de alimentación que la carga, y se conecta en los extremos del TRIAC, por un lado para sincronizar los disparos en cada semiciclo y a vez asegurar que no se produzcan disparos posteriores, una vez activado. En circuito Nº2, es similar al anterior con la diferencia que utiliza “un relé de lengüeta” y alimentación independiente para el circuito de disparo. Relevadores interruptores tipo todo o nada asincrónicos Estos interruptores de pequeña potencia, permiten o interrumpen el flujo total de potencia alterna hacia la carga. No tienen sincronismo con el cruce por cero de la tensión de alimentación de la carga. Si en el momento de conectarla, el voltaje se encuentra en un valor alto, puede provocar una interferencia electromagnética, que podría afectar a sistemas electrónicos vecinos. Veamos un circuito sencillo con dispositivos conocidos, a modo de ejemplo:

Entrada logica de control “ve”

Conexión a la carga

wt

wt

wt

Vs Vp 0 Vac

0 VL Ve 0

Voltaje de alimentación Pulsos de disparo

wt

Voltaje en los extremos del

SCR

П 2П 3П

Voltaje en la carga

Voltaje de entrada Para activar el

relevador

to: tiempo de activación del relevador

to



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Cuando la entrada lógica de control “Ve” toma un estado alto, el oscilador de relajación comienza a oscilar, generando pulsos de disparo de alta frecuencia (en relación a la frecuencia de la tensión de alimentación de la carga). De esta forma, se proporciona una secuencia de pulsos rápidos a la compuerta del SCR, disparándolo en cada semiciclo, dado que el voltaje de sus extremos proviene del puente de diodos formado por D1, D2, D3, D4. La corriente en la carga, circula en ambos sentidos. La tensión de control “Ve” puede provenir de un suministro de voltaje de un sistema lógico discreto, integrado cableado o microcontrolador). Cuando este voltaje esta en un nivel bajo, el capacitor “C” no llega a cargarse a la tensión de disparo del UJT, lo cual no se generan pulsos de disparo, y el SCR esta inactivo. Cuando “Ve” pasa a un estado alto el capacitor comienza cargarse, con una constante de carga “R.C”, hasta la tensión de disparo del UJT, generando pulsos de disparo, activándose el SCR. El periodo de disparo, esta dado aprox. Por T= R.C. Si R: 10 KΩ y C=0,1 µF, resulta T = 1 ms y si la frecuencia de red es de 50 c/seg. Entonces se generaran 10 pulsos por cada periodo de la tensión de alimentación de la carga, lo cual hace que el máximo retardo a la activación del SCR, sea de 1 ms. Como se observa en el grafico, este relevador, es asincrónico en el inicio de su activación, pero entrega a la carga, ciclos enteros de potencia eléctrica. Circuito relevador estático con optoacoplador Diac y Triac

En este circuito, el DIAC genera los pulsos de disparo positivos para el TRIAC, en los semiciclos positivos, y genera los pulsos de disparo negativos, en los semiciclos negativos. Estos pulsos se podrán generar siempre y cuando se permita cargar al capacitor “C”, a través de R, al valor de la tensión de disparo del DIAC. En este caso, el circuito de control, actúa sobre este capacitor controlando su carga. Si la señal de control tiene un valor bajo, el diodo Led no ilumina al fototransistor y éste se mantiene abierto. Esta situación permite la carga del capacitor, generando los pulsos para disparar en cada semiciclo al TRIAC. En cambio si tenemos una señal alta de control, el diodo Led ilumina al fototransistor y este conduce, presentado un camino de baja impedancia, en paralelo con el capacitor, no permitiendo su carga y con ello no se generan los pulsos de disparo al TRIAC. En este caso, no se entrega potencia a la carga. El camino de baja impedancia para el semiciclo positivo esta dado por D1, fototransistor y D2. Para el semiciclo negativo esta dado por D3, fototransistor y D4. Resumiendo, cuando tenemos señal de control, no se entrega potencia a la carga. Cuando no tenemos señal de control, entregamos potencia a la carga, o sea éste relevador estático, se activa con lógica negativa. Este circuito, como el anterior, también es asincrónico, en el momento de la activación.

+ Señal de Control

Ve

-



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Relevadores estáticos sincrónicos a la activación En estos relevadores, cuando se los activa, recién lo hacen en el cruce por cero de la tensión de alimentación de la carga; como los demás, mientras esta activado, entrega ciclos enteros de potencia a la carga. Veamos un diagrama en bloques de estos relevadores:

Vamos a analizar ahora, un relevador realizado con técnica discreta, que si bien, con la tecnología actual, es obsoleto, nos sirve como referencia para comprender el funcionamiento de otros relevadores modernos, totalmente integrados.

Señal de control

Circuito de aislamiento

Circuito detector cruce

por cero

Generador Pulsos disparo

Detector cruce por cero

Generación Pulsos

disparos

Opto acoplador

Circuito completo

Opto acoplador

Control Disparo

Con Cruce cero

Generador Pulsos

disparos

Aliment. y

sincronismo cruce cero

Interruptor estático

con Triac

Alimentación principal de

voltaje ca y carga RL

Q

Señal de control

Señal control



13

Funcionamiento: Los diodos D1, D2, D3 y D4 trabajan como rectificador monofásico entregando una tensión que varia desde un valor máximo un valor cero, en el cruce por cero de la tensión de alimentación. Por encima de cero, el diodo Zener conduce, haciendo conducir al transistor Q, a la saturación. Como el transistor esta conectado en su salida a la compuerta y cátodo del SCR, este último no puede activarse para generar el pulso de disparo del interruptor principal (TRIAC). Cuando la tensión se aproxima a cero, el diodo Zener deja de conducir, el transistor Q, también, porque esta alimentado en su base por la corriente del Tener, y si el optoacoplador se encuentra activado, puede disparar el tiristor que a su vez dispara al TRIAC, en el cruce por cero. De esta manera, la orden de activación del relevador estático se puede dar en cualquier momento del periodo de la frecuencia de alimentación, pero la conexión de la carga, se hace siempre en el cruce por cero. Relevador con optoacoplador y detector de cruce por cero con circuito integrado

Utilizando un CI especial, optoacoplador con detector de cruce por cero y un fototriac, como generador de pulsos de salida, podemos diseñar con muy pocos dispositivos un relevador con sincronismo en su activación. Relevadores estáticos comerciales Desde hace unos años atrás, se disponen comercialmente relevadores estáticos implementados en un solo módulo, con conexionados normalizados. Se disponen de relevadores para baja potencia con manejos de corriente de unos 300 mA y voltajes de línea de 120 y 220 volt. Para lo relevadores de mas potencia, pueden manejar corrientes desde 2 a 3 A, hasta 40 A. Diseño o selección de un interruptor estático El diseño o la selección de un interruptor estático, requiere calcular las especificaciones de voltaje y corriente. Por ejemplo si tomamos un interruptor estático realizado con tiristores del tipo SCR, como muestra la siguiente figura, el cálculo es el siguiente:

Detector cruce cero

Circuito De

control

1 2 3

6 5 4

SK2049



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Si la corriente instantánea de línea es is(t) = Im senwt, la corriente eficaz vale: П 1/2

Is = [2/П.∫0 Im2.sen2wt.d(wt] = Im/√2

Como cada tiristor conduce corriente solo durante medio ciclo, la corriente promedio del tiristor vale: П

IT = 1/2П.∫0 Im.senwt.d(wt = Im/Π El valor eficaz de la corriente de cada tiristor vale: П 1/2

IT(rms) = [1/2П.∫0 Im2.sen2wt.d(wt] = Im/2

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II- ING. ELECTRICA 6-13 Protección de los semiconductores -------------------------------------------------------------------------------------------------------


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PROTECCION DE LOS SEMICONDUCTORES Introducción Los dispositivos semiconductores, sean diodos, transistores o tiristores, cuando trabajan en los circuitos convertidores de energía, sufren condiciones extremas que pueden perjudicar su funcionamiento normal, incluso pueden llegar a su destrucción. Estas condiciones extremas pueden aparecer en condiciones normales o nominales de funcionamiento, tanto en corriente como en tensión. Los factores de riesgo de los semiconductores son las variaciones de tensiones y corrientes, sobretensiones transitorias, sobrecorrientes y corrientes de falla. También, la elevación de temperatura, en la juntura de los dispositivos semiconductores, es una condición extrema de cuidado. Factores extremos:

a) Sobrecalentamiento en condiciones de régimen o en condiciones transitorias (carga pulsante).

b) Sobrecorrientes por exceso de carga. c) Fallas eléctricas (cortocircuito) en el circuito de alimentación. d) Variación de corriente directa, en el inicio de la conducción “di/dt”. e) Variación de la tensión directa aplicada “dv/dt”.

f) Sobretensiones inversas por fenómenos internos (recuperación inversa). g) Sobretensiones externas (atmosféricas, transitorios, circuitos próximos, etc) Frente a estas condiciones extremas, se hace necesario tomar medidas de protección, para evitar el deterioro de los dispositivos semiconductores. En la práctica, los excesos térmicos o de temperatura (avalancha térmica), se protegen con disipadores de calor. Las variaciones de tensión (dv/dt), variaciones de corriente (di/dt) y las sobretensiones internas y externas, se protegen con “circuitos de apoyo”. Estos circuitos son colocados en paralelo con los semiconductores y o en paralelo con el primario o secundario del transformador de alimentación, del convertidor. También, en algunos convertidores, se utilizan circuitos electrónicos que detectan las sobretensiones y actúan reduciéndolas (circuitos “palanca” o “Crow-bar”). Las sobrecorrientes, se protegen con fusibles “lentos” o interruptores termomagnéticos. Las corrientes de falla (cortocircuitos), se protegen con fusibles “rápidos”. PROTECCION DE LOS SEMICONDUCTORES A LA TEMPERATURA Disipación de la potencia eléctrica en los dispositivos semiconductores Debido a las perdidas en estado activo y por conmutación, dentro del dispositivo semiconductor se genera calor. Este calor, debe ser transferido a un medio de enfriamiento para mantener la temperatura de operación (en la zona de juntura), en las condiciones especificadas de funcionamiento. La elevación de temperatura de un dispositivo semiconductor tiene diversas causas, siendo las primordiales, las siguientes: a) La potencia disipada en la conducción directa, siendo ésta, la de mayor magnitud.



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b) La potencia media de avalancha, debido a transitorios de tensión, por ejemplo en diodos de avalancha controlada y tiristores. c) Potencia disipada durante la conmutación, especialmente en aquellos dispositivos semiconductores que trabajan en altas frecuencias de conmutación o sea por encima de las frecuencias de red (50 o 60 HZ). d) Potencia media inversa debido a las corrientes inversas, suma de las correspondientes a los portadores minoritarios y las de fuga superficial. e) Potencia disipada en la compuerta o base de los tiristores o transistores. Limitación de la temperatura promedio en la juntura Es uno de los factores limitativos para el aprovechamiento del dispositivo semiconductor. La probabilidad de falla es marcadamente dependiente de la temperatura de operación. Algunos fabricantes aseguran un incremento en la confiabilidad de hasta un 250%, si se reduce la temperatura de operación en 20 ºC. La temperatura máxima de operación, la especifica el fabricante. Por ejemplo, para un clásico diodo rectificador de potencia de baja frecuencia BYX96, su temperatura máxima de juntura esta especificada en Tjmáx.= 175 ºC para una frecuencia comprendida entre 50 a 400 Hz; temperatura que se produce cuando se hace circular una corriente promedio de 35 Amperes, con una forma de onda senoidal y con un ángulo de conducción de 180º. Otro ejemplo, es el diodo IR-530 EF, que soporta corrientes promedios de 850 A y tensiones inversa de 800 V, soporta hasta Tjmáx.= 125 ºC. (Diodo para uso en inversores). Para evitar el aumento de la temperatura, el calor generado debe ser disipado. Este calor, que se genera en la juntura principal, donde circula la corriente que se dirige hacia la carga, debe fluir hacia la carcaza exterior (encapsulado) del semiconductor; de alli pasa al disipador de calor (radiador) que se encarga finalmente de transferirlo al medio de enfriamiento o medio ambiente. La ley de transferencia de calor es del tipo: PD = η.h.s.∆T η : Rendimiento del disipador. h : Coeficiente de transferencia del calor por convección, radiación y conducción. s : Superficie del disipador. ∆T: Salto de temperatura. Para el régimen permanente, la determinación de las características del disipador de calor que deberemos aplicar al semiconductor, salen de la denominada “ley de Ohm térmica”: ∆T = (Tj-TA) = PD.(RJC + RCD + RDA ) Esta ley, tiene esta denominación por la analogía a los circuitos eléctricos como vemos en el siguiente “circuito térmico”:



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En gral., los fabricantes, en sus especificaciones de los dispositivos, suministran casi todos los datos necesarios para determinar el disipador adecuado. Aplicando la “ley de Ohm térmica, nos permite determinar la resistencia térmica adecuada del disipador, para que no se sobrepasen las características máximas de funcionamiento, en lo que respecta a la temperatura del semiconductor. Potencia eléctrica perdida y disipada en los diodos y tiristores de los convertidores Los datos técnicos suministrados para diodos y tiristores de potencia, suelen incluir curvas de corriente en función del voltaje, tanto en sentido directo como inverso; también suministran curvas de disipación de potencia en función de la corriente directa promedio. Todas estas curvas y datos relativos a valores límites repetitivos y no repetitivos, nos indican las condiciones óptimas de funcionamiento de los semiconductores, y la observancia de los mismos, garantizan una mayor seguridad de uso. En gral., para el caso de un funcionamiento continuo, los factores que limitan los límites máximos de uso, son la máxima corriente directa media o promedio y la tensión de cresta o pico máxima repetitiva. No obstante, en algunas aplicaciones, la limitación puede deberse a los valores máximos de tensión y corriente no repetitivos. Cuando los diodos y tiristores en circuitos eléctricos con formas de ondas sinusoidales con frecuencias comprendidas entre 50 y 400 Hz, las perdidas de potencia eléctrica directas e inversas, determinan principalmente, la disipación total, constituyendo las directas, la parte mas importante. No obstante, las perdidas inversa s necesario tenerlas en cuenta dado que aumentan con la temperatura y frecuencia de trabajo, lo cual pueden provocar un funcionamiento inestable. La potencia eléctrica real perdida en los diodos y tiristores y que deberá ser disipada para no alterar sus características, dependen de los valores instantáneos de corriente principal que circula y en correspondencia con ellos, de los valores instantáneos de caída de voltaje que se produce en los terminales principales.(ánodo y cátodo en diodos y tiristores y T2, T1, en Triac, por ejemplo). La potencia instantánea perdida, va a estar dada por el producto de los valores instantáneos de la corriente y tensión, en los terminales principales del semiconductor: pi = iD. vD La potencia promedio perdida, en un periodo de la corriente alterna la podemos determinar como: PD = (1/T).∫0

T pi dt = (1/2П).∫02П iD. vD dt

TJ RJC TC RCD TD

PD RDA TA



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La relación entre los valores instantáneos de la corriente que circula por el semiconductor y la caída de tensión que ésta produce, se puede establecer por las características tensión –corriente del dispositivo, a la temperatura de trabajo. Debido a que estas características, no son lineales, varios son los métodos para obtener la potencia promedio perdida en un ciclo de trabajo. Método grafico analítico para determinar la potencia perdida en un diodo

Con este método grafico-analítico, podemos determinar las perdidas de potencia directas de un diodo, para una determinada temperatura promedio de su juntura. En el primer cuadrante, de los sistemas de coordenadas, se representa la corriente que circula por el diodo, en función del tiempo. En el segundo cuadrante, representamos la característica tensión –corriente del diodo, correspondiente a la temperatura de trabajo. Con los valores instantáneos de la corriente y la caída de tensión del diodo, para distintos instantes de tiempo, obtenemos los valores instantáneos de la potencia perdida, en los instantes de tiempos seleccionados: pi= iD.vD. Estos valores de potencia instantáneos los representamos en el cuarto cuadrante, donde los instantes de tiempo tomados, son los mismos que hemos representado para la corriente, o sea en el eje de absisas; en el eje de ordenadas, representamos los valores instantáneos de la potencia perdida del diodo. El área limitada por la curva de la potencia instantánea y el eje de absisas, determina la energía total convertida en calor, en un periodo. La altura del rectángulo, con base igual al periodo e igual área a la de la energía perdida, determina la potencia media o promedio perdida por el diodo, y que debe ser disipada. cálculo de la potencia perdida directa en un diodo utilizando su representación lineal por tramos Otro método que podemos utilizar, para el cálculo teórico de la potencia promedio directa perdida, consiste en reemplazar al diodo por su circuito equivalente lineal por tramos, obtenido mediante la característica tensión-corriente del dispositivo, a la temperatura de trabajo.

iD

0 П 2П wt vD

PD

Tj= 100ºC

pi

pi= f(iD,vD)



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Para esta representación, la potencia instantánea vale: pi = Vc. iD + rd. iD2 = Vc.( ID +id) + rd. iD2 Vc: tensión de codo del diodo a la temperatura de trabajo y se obtiene por intersección de la recta tangente a la curva (en el punto correspondiente la corriente media del diodo) con el eje de absisas. iD : corriente instantánea, compuesta de una componente media y una suma de componentes alternas. iD= ID +id, siendo id, las componentes alternas. El valor promedio de la potencia perdida, lo obtenemos como: PD = (1/T).∫0

T pi dt = (1/T).∫0T Vc.( ID +id) dt + (1/T).∫0

T rd. iD2 dt PD = Vc. ID + rd.iDef.

2 Donde ID es la corriente media que circula por el diodo e iDef.

2 representa la corriente eficaz total que circula por el diodo. La formula anterior, también puede ser expresada mediante el factor de forma: a= iDef./ID PD = Vc. ID + rd.a2.ID.

2 La resistencia dinámica “rd”, la podemos obtener como: rd = cotag.α = ∆v/∆i = (VD-Vc)/ ID Siendo VD, la caída de tensión promedio, obtenida de la curva tensión-corriente, en el punto correspondiente a la corriente promedio del diodo, ID.

Ánodo Cátodo Ánodo Vc rd Cátodo

α = arc.cotag (∆v/∆i=rd)

iD

ID

0 Vc VD vd



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Problema Determinar la potencia perdida y disipada por el diodo BYX14 funcionando con sus valores máximos, y con un ángulo de conducción de 180º. De los datos obtenidos en sus especificaciones técnicas, tenemos: Vc = 0,9 Volt ID = IFAV = 150 Amperes rd = 1,2 mΩ (mili Ohm) Para una forma de onda de corriente senoidal, con conducción 180º, el factor de forma vale: a= iDef./ID = П/2 = 1,57 Reemplazando estos valores en la expresión de la potencia promedio, obtenemos: PD = Vc. ID + rd.a2.ID2 = 201, 55 vatios. Obtención de la potencia perdida en diodos y tiristores mediante gráficos En gral, los fabricantes de semiconductores de potencia, suministran gráficos de curvas obtenidas experimentalmente (mediante mediciones con vatímetros y amperímetros) de la potencia perdida en los dispositivos, en función de la corriente media y del ángulo de conducción. Veamos estas curvas para el caso de diodos de potencia

Es interesante observar como, a igual corriente media circulante por el diodo, las perdidas de potencia serán mayores, a medida que disminuimos el ángulo de conducción PD2 > PD1.

Las curvas, de perdidas de potencia en función de la corriente promedio, también pueden estar identificadas por el tipo de rectificador, de otra forma, por el factor de forma. Para el caso de los tiristores, los fabricantes suministran curvas similares, para distintos ángulos de disparo.

Potencia Promedio Perdida PD2 PD1

60º (rect. exafásico) 120º (trif.media onda o trif. Puente) 180º (monofásico) CC (Corriente continua)

0 ID corriente media



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Problema Se desea calcular la resistencia térmica del dispositivo disipador, a colocar en cada diodo de la serie BYX96, que van a ser utilizados en un rectificador trifásico en puente, alimentado a frecuencia industrial 50Hz. La carga resistiva, conectada al rectificador le exige a cada diodo una corriente media de ID = 20 A, con una temperatura ambiente de trabajo TA = 40º C. Solución: Como es un rectificador trifásico en puente, los diodos conducen corriente durante 120º, en el periodo; además, como la carga es resistiva, la forma de onda de la corriente en los diodos es senoidal, por lo que el factor de forma resulta: a= iDef./ID = 1,75 Con las curvas de perdidas de potencia para el tipo de diodo seleccionado, la corriente promedio y el factor de forma, determinamos en el grafico, la potencia promedio perdida

De las especificaciones técnicas del diodo obtenemos los siguientes datos: Tjmax = 175º C RJC = 1,0 ºC/W RCD = 0,3 ºC/W Con estos valores, la potencia disipada, la temperatura ambiente y la aplicación de la ley de Ohm térmica, podemos calcular la resistencia térmica del disipador. RD = ((Tjmax – TA) / PD ) - RJC - RCD = 2,79 ºC/W Si quisiéramos mas confiabilidad en los diodos, tomaríamos una temperatura de juntura menor, por ejemplo 150 ºC; en este caso, debemos recalcular la resistencia térmica del disipador RD = ((Tj – TA) / PD ) - RJC - RCD = 2,03 ºC/W Evidentemente esta modificación, exigirá un disipador mas eficiente, o sea de mayores dimensiones o utilizar ventilación forzada.

PD (W) 33 vatios 0 20 A ID

a=2,4 a=1,75 a=1,6



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Disipadores de calor para semiconductores Como factores de decisión para seleccionar el disipador, se deberá tener en cuenta el costo, volumen y confiabilidad. Siempre resulta conveniente partir de un disipador mas simple, o sea el disipador plano. Si el área resulta demasiada exagerada, se tomara como solución, un disipador con aletas, construido por medio de la inyección o la extrusión del material (aluminio) y con ventilación natural. Para este último caso habrá que prever que no pueda impedirse la circulación de aire, por condiciones de montaje del gabinete. Si todavía resulta insuficiente, por razones de volumen fundamentalmente, habrá que recurrir a la refrigeración forzada, haciendo circular aire, con un ventilador. La resistencia térmica del disipador, es en este caso, función de la velocidad del aire circulante. La resistencia térmica, disminuye con el aumento de la velocidad del aire. Sin embargo más allá de cierta velocidad, la disminución no resulta efectiva. En gral, podemos decir que los disipadores planos pueden ser usados en una solución económica, hasta potencias disipadas del orden de los 50 vatios. Con disipadores inyectados y extrusionados con aletas, se pueden evacuar potencias del orden de los 200 a 300 vatios. Para potencias mayores, es necesario recurrir a la ventilación forzada o en último caso a la circulación de líquidos a baja presión, agua o aceite, en disipadores especiales. Los semiconductores de potencia, en algunas aplicaciones, se pueden enfriar con tubos térmicos parcialmente llenos con un líquido de baja presión de vapor. El dispositivo se toma de un lado del tubo, y en el otro lado esta un condensador (o disipador). El calor producido en el semiconductor evapora el líquido y entonces el vapor circula hacia el lado de condensación, donde se condensa y el líquido regresa al lado de la fuente de calor

En aplicaciones con altas potencias a disipar, los semiconductores se refrigeran mejor con líquidos como el agua o aceite. El enfriamiento con agua es muy eficiente, unas tres veces más eficiente que el enfriamiento con aceite. Sin embargo, es necesario usar agua destilada para minimizar la corrosión y agregarle anticongelante. El enfriamiento con aceite, esta restringido a algunas aplicaciones especiales, de alto voltaje, dado que proporciona un buen aislamiento, no implica problemas de corrosión y congelamiento. Un inconveniente importante del aceite, es inflamable. La resistencia térmica de contacto Tiene mucha importancia, el área de contacto entre el dispositivo y el disipador de calor, dado que es necesario minimizar la resistencia térmica de contacto. Las superficies de contacto, deben ser planas, lisas y sin polvo, corrosión ni óxidos superficiales.

Fuente de calor

Liquido Vapor Liquido

Tubos de calor

Aletas de enfriamiento



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Para montajes a presión de la carcaza del semiconductor con el disipador, la resistencia térmica de contacto varia entre 0,8 a 1 ºC/W. Los semiconductores con dispositivos atornillados al disipador, permiten obtener un mínimo de resistencia térmica de contacto confiable. En este caso se debe asegurar que la superficie de asiento sea plana, sin rugosidad, y el agujero pasante del disipador para el montaje, sea mínimo. En el caso normal, se aplican grasas de silicona para mejorar la capacidad de transferencia térmica y para minimizar la formación de óxidos y corrosiones. Con este aditivo y respetando la cupla de montaje, aconsejada en las características técnicos del semiconductor, se logran resistencias de contacto del orden de 0,2 ºC/W y menores. Si se colocan arandelas aislantes (mica), la resistencia de contacto puede aumentar a valores de 0,6 a 1 ºc/w. El dispositivo se debe montar en forma correcta sobre el disipador, con la presión correcta de montaje. Los fabricantes suelen dar los procedimientos adecuados para su instalación. Para el caso de los dispositivos con perno de montaje, los pares excesivos de apriete, pueden causar daños mecánicos al semiconductor, y además, el perno no se debe engrasar ni lubricar, porque la lubricación aumenta la tensión en el perno. Cálculo del disipador La resistencia térmica del disipador al ambiente, depende varios factores o variables como ser su forma física, su terminación superficial, tipo de material, color de la superficie, ubicación horizontal o vertical y finalmente de la potencia que va a disipar (temperatura superficial). En gral, los fabricantes de disipadores, suministran ábacos o gráficos de curvas de disipación, para los diferentes tipos de disipadores o radiadores, teniendo en cuenta sus dimensiones, color, material, velocidad del aire, para circulación forzada, potencia disipada, etc. Estas curvas se obtienen en gral. mediante mediciones experimentales. La figura siguiente, ilustra un método de medición .

Con el autotransformador, puedo variar la potencia disipada en el semiconductor y medirla con el vatímetro. Con un termómetro de contacto, mido la temperatura en la superficie del disipador y conociendo la temperatura ambiente, puedo, mediante la ley de Ohm térmica, calcular la resistencia térmica del disipador para las distintas condiciones de trabajo.

W

Vs Termómetro

de contacto

Autotransformador

Vatímetro

Disipador

R

T



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A los fines didácticos mostramos a continuación las graficas obtenidas experimentalmente para un radiador plano, color negro, colocación vertical. Las curvas mostradas en este apunte, son aproximadas.

Ejemplo: Para un área del disipador plano (una sola cara) de 100 cm2, color negro y una potencia disipada de 3 vatios, la resistencia térmica del disipador vale aproximadamente, según el grafico RD = 5 ºC/W. Si para la misma situación, se hubiera refrigerado con aire a una velocidad de 2m/seg., la resistencia térmica vale: RD = 2 ºC/W Determinación resistencia térmica para disipadores con aletas La determinación de la resistencia térmica, es similar al caso anterior, se deben disponer las graficas experimentales para cada tipo de radiador, siendo en este caso función de las dimensiones de su sección y forma, longitud, color, potencia disipada y velocidad del aire si se lo utilizara con ventilación forzada. Daremos las graficas para un radiador con aletas una determinada dimensión transversal.

0 20 40 60 80 100 120 140 160 area (cm2)

RD

ºC/W 10 8 6 4 2 0

Disipador plano Diámetro de asiento: 11 mm Roscado 10-32 UNF Diámetro agujero disipador: 5,2 mm Color: Negro

Aire forzado

Convección libre

1W 3W 10 W 30W 1m/s 2m/s 5m/s

max 109 mm min 34,5 mm mat.: aluminio

59,7 mm

5,5 mm

Sección transversal de un determinado radiador con aletas



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Ejemplo: Determinar la longitud necesaria para el disipador con aletas del grafico anterior que permita obtener una resistencia térmica RD = 3 ºC/W y disipe una potencia de 10 vatios. Solución: De acuerdo a los gráficos anteriores tenemos que para color brillante, la longitud de radiador debe ser de 8 cm. y para color negro, debe ser de 6 cm.

0 2 4 6 8 10 12 14 16 longitud (cm.)

RD

ºC/W 5 4 3 2 1 0

Color: Brillante Material: aluminio

Aire forzado

Convección libre

3W 10W 30 W 1m/s 2m/s 5m/s

0 2 4 6 8 10 12 14 16 longitud (cm.)

RD

ºC/W 5 4 3 2 1 0

Aire forzado

Convección libre

3W 10W 30 W 1m/s 2m/s 5m/s

Color: Negro Material: aluminio



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Impedancia térmica transitoria en los semiconductores de potencia El concepto de resistencia térmica y los cálculos de las variaciones de temperatura, están fijados sobre la base del régimen permanente o promedio.Para el caso de los convertidores que trabajan a frecuencia industrial, con ondas senoidales, los valores obtenidos de temperaturas promedios en el interior del semiconductor, no difieren prácticamente de sus valores instantáneos. Diferente puede ser la situación, cuando el semiconductor trabaja con pulsos de corta duración. Para el caso del disipador, como éste presenta una masa considerable, tiene una “constante térmica” relativamente grande. De allí que, frente a variaciones en la potencia disipada, su temperatura, prácticamente no sufre alteraciones. Lo mismo podemos decir, respecto a la temperatura de la carcaza del semiconductor, dado que esta fijado al disipador. No ocurre de igual forma, en el interior del semiconductor, dado que al disponer de poca masa, por sus dimensiones reducidas, la constante térmica es muy pequeña. Esta situación da lugar a variaciones de temperatura en la zona de la juntura, cuando se producen variaciones de la potencia disipada. En este caso el valor promedio de temperatura en la juntura, obtenido mediante la ley de Ohm térmica, puede diferir bastante respecto a los valores instantáneos. Como la temperatura de la juntura debe mantenerse por debajo de límites establecidos por los fabricantes, es necesario verificar que éstos, no se superen. Estas condiciones extremas pueden ocurrir, cuando el dispositivo semiconductor trabaja con pulsos de corta duración, como por ejemplo, en los convertidores que aplican la modulación por ancho del pulso (PWM). Los fabricantes de semiconductores, suministran curvas de valores de “impedancia térmica transitoria ”, cuando los dispositivos deben disipar potencias de corta duración. La impedancia térmica transitoria varía en relación a la duración del pulso de la potencia disipada, y nos sirve para calcular las variaciones de temperatura en la juntura, tomando como referencia una temperatura inicial. Se puede aplicar la respuesta escalón de un sistema de primer orden, para expresar la impedancia térmica transitoria. Si Zo es la impedancia térmica de la carcaza a la juntura en estado permanente (RJC), la impedancia térmica transitoria o instantánea se puede expresar como: Z(t) = Zo.(1-e-t/τth) Donde “τth” es la constante de tiempo térmico del dispositivo.

10-5. 10-4 10-3 10-2 10-1 1 10 seg.

Impedancia térmica Diodo BYX96 RJC= 1 ºC/w

Z(t) (ºC/w) 1 10-1 10-2 10-3



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El grafico anterior nos muestra la variación en el tiempo de la impedancia térmica transitoria para un diodo en particular. Se puede observar que para pulsos de aplicación de potencia largos, a partir de 1 seg., el valor de la impedancia térmica transitoria prácticamente coincide con el valor de la resistencia térmica RJC Si la pérdida de potencia es PD, el aumento instantáneo de temperatura de la juntura, respecto a la carcaza vale: Tj = PD.Z(t) Si la perdida de potencia es pulsante, como en PWM, se puede aplicar la formula anterior para graficar las respuestas escalón de la temperatura de la juntura. Si “tn” es la duración del n-ésimo pulso de potencia, las impedancias térmicas correspondientes al principio y al final del n-ésimo pulso son Zo= Z(t=0) y Zn=(t=n), respectivamente. La impedancia térmica Zn=Z(t=n), correspondiente a la duración de “tn” se puede determinar a partir de las características de impedancia transitoria del dispositivo, como la figura anterior.

Si P1, P2, P3,……Pm, son los pulsos de potencia perdida, con P2=P4=Pm-1=0, la temperatura de la juntura al final del m-ésimo pulso se puede expresar como: m Tj(t) = Tjo + P1(Z1-Z2) + P3(Z3-Z4) + P5(Z5-Z6)+…= Tjo+∑ Pn(Zn-Zn-1) n=1,3,…. Donde Tjo es la temperatura inicial de la juntura. Cuando no se aplica potencia, los signos de las impedancias transitorias son negativos, significando esto que el dispositivo se enfría, en estos intervalos. Problema La pérdida de potencia de un dispositivo semiconductor, se observa en el siguiente grafico:

P(t) P5 P5

Pm P3 P1 0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 - - - - tm t

Tj(t) Tjo

0 t

P(w) 1200 800 600 t (ms) 1 0,5 1 0,5 1 0,5



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Graficar el aumento instantáneo de la temperatura, respecto a la carcaza o encapsulado, para las potencias instantáneas P1=800 W, P3=1200 W, P5=600 w, P2=P4=P6=0 Solución: Para este dispositivo en particular, la hoja de datos tecnicos indica lo siguiente: Para t1 = t3 = t5 = 1ms → Z(t) = Z1 = Z3 = Z5 = 0,035 ºC/W Para t2 = t4 = t6 = 0,5 ms → Z(t) = Z2 = Z4 = Z6 = 0,025 ºC/W ∆Tj(t=1ms) = Tj(1ms) – Tjo = Z1.P1 = 0,035.800 = 28ºC ∆Tj(t=1,5ms) = 28 – Z2.P1 = 28 – 0,025.800 = 8ºC ∆Tj(t=2,5ms) = 8 + Z3.P3 = 8 – 0,035.1200 = 50 ºC ∆Tj(t=3ms) = 50 – Z4.P3 = 50 – 0,025.1200 = 20ºC ∆Tj(t=4ms) = 20 + Z5.P5 = 20 + 0,035.600 = 41 ºC ∆Tj(t=4,5ms) = 41- Z6.P5 = 41 – 0,025.600 = 26ºC La grafica de variación de la temperatura, respecto al encapsulado, es la siguiente:

Cuando se producen perdidas de potencia pulsantes, en forma periódica, la temperatura de la carcaza, prácticamente no sufre variaciones por estar apretada al disipador, que posee una masa considerable, y con ello una elevada constante térmica. Por lo tanto para calcular la temperatura de la carcaza, se lo hace con los valores promedios de pérdida de potencia o sea aplicando la ley de Ohm térmica con los valores de las resistencias térmicas. PROTECCIONES DE LOS DIODOS Y TIRISTORES A LAS SOBRECORRIENTES Y CORTOCIRCUITOS Previo al estudio de este tema recordaremos las limitaciones de corriente que presentan los semiconductores, valores suministrados por el fabricante, en sus especificaciones técnicas. Valores repetitivos: Corriente media (IFAV): Esta especificada para un ángulo de conducción de 180º, en el periodo, y una forma de onda de corriente senoidal, con una temperatura máxima permitida en la juntura Tjmáx. o temperatura máxima de la carcaza Tcmax . Ejemplo: el diodo BYX96 soporta una corriente media IFAV=30 A, para Tjmáx=175ºC o Tc=125º C

∆Tj(t) (ºC) 50 50 40 41 30 28 20 20 10 8 0 t(ms) 1 1,5 2,5 3 4 4,5



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Corriente eficaz IF(rms): Esta especificada de la misma forma que la corriente media. La relación entre ambas corrientes, esta dada por el factor de forma para media onda senoidal. Si IFAV=30 A entonces IF(rms)= a. IFAV= 1,6 . 30 A = 48 A. Corriente máxima IFRM : Esta limitación de corriente se da cuando la carga tiene componente capacitiva, como en el caso de un filtro a condensador, que dan lugar a corrientes de pico de corta duración. Por ejemplo para el diodo BYX96 IFRM= 400 A. Valores no repetitivos. Sobrecorriente transitoria: Esta limitación se expresa en valor pico IFSM o en valor eficaz IFS (rms). Este valor es importante dado que me permite coordinar las protecciones de los semiconductores ante sobrecargas. Las protecciones usadas normalmente frente a las sobrecargas, son las llaves termo magnéticas de corte rápido y los fusibles. Cuando se lo suministra con un solo valor, se dan las condiciones previas y duración de la sobrecarga. Por ejemplo para el diodo BYX96, IFSM= 400 A para una duración de la sobrecarga t=10 ms (media onda senoidal), con una temperatura de juntura previa de Tj máx. = 175ºC.y tensión inversa máxima (VRWM) reaplicada. También la sobrecorriente transitoria que puede soportar un semiconductor, se da en forma de grafica en función del tiempo o número de ciclos de duración de la sobrecarga.

Para IFSM= 400 A, corresponde un valor IFS (rms) = 281 A Como vemos la corriente en amperes que puede soportar, disminuye con el aumento del tiempo de la sobrecarga. Para t=∞ corresponde a la corriente eficaz permanente o sea a IF(RMS)= 48 A. Constante subciclica I2t: Este valor se utiliza para coordinar la protección del semiconductor ante una falla de “cortocircuito” en la carga, en un tiempo menor a medio ciclo, o sea t = 10 ms. para f = 50 Hz y t = 8,33 ms. para f = 60 Hz. El valor I2t en realidad no es una constante, sino que es función de la duración de la sobrecarga subciclica. La constante subciclica, esta expresada en (A2 seg.) y representa la energía que produce la destrucción del semiconductor.

El valor de I2t (t=10ms) esta relacionado con IFS(rms) = (I2t /t)1/2

IFS(rms) DIODO BYX96 600 I IFSM

Tjmax=175ºC IFS(rms)

400 IFSM t 281 200 48 A 0 10-3 10-2 10-1 1 10 seg.

I2t (A2s) 1000 800 500 Diodo BYX96 0

I2t

IFS(rms A)

400 Diodo BYX96 281 200 0

175ºC temp. juntura

ms 0 5 10 Duración pulso corriente

ms 0 5 10 Variación corriente subciclica con duración del pulso.



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Para I2t =800A2s → IFS(rms) = (800/0,01) = 281 A y IFSM =IFS(rms).√2= 400 A Análisis de las corrientes de falla Las corrientes de fallas que pueden presentarse en un sistema eléctrico que alimenta un convertidor de energía, pueden tener diversos orígenes. Por ejemplo una sobrecarga mecánica de un motor eléctrico, alimentado por el convertidor. También puede presentarse un cortocircuito en uno de los semiconductores del convertidor o un cortocircuito en los cables de alimentación de la carga o en ella misma. Para analizar las situaciones presentadas y lograr la interrupción de estas corrientes de fallas, se requiere conocer la ley de variación de la corriente en función del tiempo y, determinar de esta manera, el valor de la corriente en cada instante. Dos valores importantes interesa conocer de estas corrientes de falla: El valor máximo que alcanzaría la corriente si no tuviera ninguna protección, denominada “corriente prevista o prospectiva”. El otro valor que interesa, es la corriente efectiva, denominada “corriente de corte”, fijada por el elemento protector. Analizaremos primero la variación de la corriente de cortocircuito como función del tiempo y de los parámetros que caracterizan al circuito donde se produce la falla. En base a estos valores, determinaremos los elementos adecuados para proteger a los semiconductores y al resto de la instalación

El circuito anterior responde a la siguiente expresión cuando se produce un cortocircuito: R.i(t) + L.di(t)/dt = √2.E.sen(wt+θ) Resolviendo esta ecuación diferencial para obtener la corriente tendremos. _ ______ i(t) = √2 .E / √R2+xL2 . [sen(wt+θ- Φ) + sen(Φ -θ).e-R.t/L] t: tiempo w=2Пf : pulsación angular θ: Ángulo que determina el momento en el cual se produce el cortocircuito, medido a partir del cruce por cero del voltaje. Φ: Ángulo del factor de potencia que encuentra la corriente de cortocircuito, dado por arc.tag x/R R: resistencia de cortocircuito. x: reactancia inductiva de cortocircuito. L: inductancia de cortocircuito. E: valor eficaz de la tensión de alimentación del cortocircuito. _______ √R2+xL2 : modulo de la impedancia de Cortocircuito. _______ E /√R2+xL2 : valor eficaz de la corriente de Corto en régimen permanente ( t→ ∞) Analizando la expresión de la corriente, podemos sacar las siguientes conclusiones: 1) dentro del corchete tenemos dos sumandos. el primero, es una función seno o sea una función periódica, cuya amplitud y frecuencia son constantes en el tiempo. Este valor se le denomina componente de corriente alterna en régimen permanente. El segundo sumando, es una función, que se amortigua en forma exponencial, en el

i(t) v(t)=√2.E.sen(wt+θ)



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tiempo, según una cte. de tiempo “L/R”. Este sumando, se hace cero a medida que transcurre el tiempo. Este valor, se le denomina “componente unidireccional o de continua”. 2) En base a los sumandos anteriores, podemos dividir al cortocircuito en dos periodos: Uno transitorio y otro permanente. 3) Durante el periodo transitorio la corriente de corto, depende de los parámetros “θ y Φ, y de acuerdo con estos valores, nos encontraremos en situaciones extremas. El valor de Φ depende de los parámetros del circuito comprendido, por lo tanto es constante para un determinado circuito. El valor de θ, depende del azar o sea el momento en que se produce el cortocircuito, en relación al cruce por cero de la tensión de alimentación. El periodo transitorio, dura entre cinco y seis periodos. 4) Si el cortocircuito se presenta en un momento que θ =0, la componente de corriente continua se anula, significando esto que no se produce periodo transitorio. Esta corriente se le denomina “simétrica”. Esta situación también se produce para θ = Φ. 5) Otra condición extrema tiene lugar cuando el desperfecto se produce cuando θ=0 y Φ=90º, o sea la carga totalmente inductiva, resultando R/L=0 ; en esta situación el valor pico de la corriente, puede llegar a valer 2.√20= 2,828 veces el valor eficaz de la corriente de cortocircuito permanente, o de otra forma, al doble de su valor pico. 6) Entre los valores extremos se pueden presentar infinidades de situaciones, dado que el segundo termino del corchete puede estar comprendido entre “-1 y +1”. En la práctica, la situación R/x = 0 o R/x = ∞, no se presenta, por lo tanto se adopta un límite que puede estar comprendido según el fabricante o normas que responde entre x/R = 6,25 y x/R = 25; en términos del factor de potencia corresponde a: 0,04≤ cos Φ ≥ 015. Cabe destacar que el análisis de la corriente de cortocircuito esta hecho en base de un cortocircuito lejos del generador con fuente de tensión infinita. Si no fuera así, el cortocircuito presenta tres periodos: Subtransitorio, transitorio, y permanente. Como los convertidores de energía, en gral siempre están lejos del generador, no consideramos ésta última situación

La figura nos muestra la variación de la corriente de cortocircuito para un comienzo en θ= 0º (cruce con cero de la tensión) y Φ = 90º o sea el circuito totalmente inductivo. Se puede observar que el pico de la corriente de cortocircuito, en el primer medio ciclo, vale el doble del pico cuando la corriente esta en el régimen permanente. La relación entre el valor máximo de pico, durante el periodo transitorio, al valor pico, en régimen permanente, se denomina factor de asimetría. La próxima grafica, muestra el factor de asimetría en función de la relación Rcc/xcc (indirectamente el factor de potencia), para la condición θ = 0º

Icc corriente de cortocircuito asimétrica para θ=0º y Φ=90º IccMo Componente continua Componente alterna (valor eficaz) IccM IccMo=2.IccM IccM wt 0 Régimen transitorio Régimen permanente



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La próxima grafica, nos muestra la corriente de cortocircuito, relacionada con la amplitud pico de la corriente de cortocircuito, en el régimen permanente. Se grafican varias curvas, para un ángulo de inicio del cortocircuito de θ = 0º y distintos valores de Φ o sea del ángulo del factor de potencia.

En el grafico vemos que para Φ = 90º (circuito inductivo puro), el pico de corriente llega al doble que para Φ = 0º (circuito resistivo) y que además el primer pulso de corriente dura un periodo de la frecuencia de alimentación. La próxima grafica muestra la variación en el tiempo de la corriente de cortocircuito, para un determinado ángulo del factor de potencia (Φ) y con distintos ángulos de inicio del cortocircuito (θ).

icc(t) / IccM 1,6 1,2 0,8 0,4 0 0,4 0,8 1,2 1,6

θ = 0º θ = 45º θ = 90º

Φ = 75º

0,25 0,5 0,75 t/T

θ = 135º θ = 180º

fa= IccMo/IccM 2 1,5 1 0 0,5 1 1,5 Rcc/ xcc

icc(t) / IccM 2 1,6 1,2 0,8 0,4 0

0 0,25 0,5 0,75 1 t/T

Φ = 0º Φ = 30º Φ = 60º

Φ = 90º Φ = 85º Φ = 75º

θ = 0º



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Analizando los gráficos presentados, se llega a la conclusión, que para los casos prácticos, el primer impulso de corriente de cortocircuito es decisivo, ya que el dispositivo protector, deberá abrir antes que se produzca el segundo impulso de corriente (negativo). Se demuestra además, que la amplitud del primer impulso de corriente será máxima, cuando se produzca un cortocircuito en el momento en que la tensión de alimentación pase por cero. Se observa también que la velocidad inicial de aumento de la corriente de cortocircuito depende de la relación R / x y del ángulo de fase θ. La máxima velocidad de aumento se alcanza cuando se produce el cortocircuito a la máxima tensión de alimentación o sea para θ = П/2 ó 3П/2, independientemente del valor R / x. La mínima velocidad de crecimiento se produce para la mayor amplitud del primer impulso, o sea para θ = 0º ó П. Esto tiene importancia si se emplean dispositivos protectores de sobrecorriente basados en la detección de la velocidad de crecimiento dIcc/dt. Selección de las protecciones para sobrecorrientes y cortocircuitos El diseño de un sistema de protección contra sobrecorrientes va a depender del tipo de instalación, de la seguridad deseada y de la continuidad requerida para su funcionamiento. Para mantener la continuidad de funcionamiento debemos colocar un exceso de semiconductores en paralelo y un sistema de detección que aísle cualquier semiconductor defectuoso. Además en estos casos, es conveniente incorporar un sistema de señalización adecuado para facilitar la localización de los semiconductores o fusibles defectuosos (sistema, como podemos darnos cuenta, bastante costoso). Otros factores que guiaran la selección de un sistema de protección son: a) La posibilidad de cortocircuito en la carga b) La posibilidad de fallo en barras colectoras. c) La posibilidad de cortocircuito entre el transformador de salida y el convertidor. d) La probabilidad de un cortocircuito interno en los semiconductores del convertidor e) El valor y velocidad de crecimiento de la posible corriente de cortocircuito. En gral, podemos distinguir dos tipos principales de elementos para protección contra cortocircuitos: a) Elementos que pueden limitar la velocidad de crecimiento de la corriente de cortocircuito, o la amplitud de esta corriente en régimen permanente, como son los transformadores de impedancia, reactores de línea, inductancias y resistencias en el circuito de carga. b) Elementos capaces de interrumpir el paso de la corriente, como los disyuntores para ca, colocados en la línea primaria o secundario, disyuntores rápidos, colocados en el circuito de cc o fusibles de acción rápida colocado en la entrada del convertidor y mejor aun, en cada semiconductor. En instalaciones de gran potencia, también se suele usar detectores electrónicos de crecimiento de la corriente (dicc/dt) que actúan sobre cartuchos explosivos que interrumpen el circuito principal. En las instalaciones de baja y mediana potencia se utilizan fusibles ultrarrápidos, en combinación con disyuntores. Debe tenerse en cuenta al coordinar elementos protectores térmicos para los semiconductores, que aquellos reaccionan según el valor eficaz de la corriente, mientras que los semiconductores responden de manera esencial al calor solamente. Como un semiconductor es un elemento no lineal, su calentamiento será proporcional a un nivel de corriente situado entre los valores medio y eficaz. Atendiendo a la forma en que se presentan las corrientes de falla, y al comportamiento de los semiconductores frente a ellas, podemos clasificar estas corrientes en:



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a) Lentas, que son las que se producen durante un tiempo mayores a 10 ms (50Hz) u 8 ms (60Hz) o sea mayor a medio ciclo. b) Rápidas, que crecen con velocidad alta y alcanzan valores altos, en un tiempo menor a medio ciclo. Para las sobrecargas lentas, se utiliza normalmente disyuntores, con un tiempo de actuación mínimo de 30 ms, y o fusibles de acción lenta. Para sobrecargas rápidas, el único elemento capaz de proteger al semiconductor, interrumpiendo la corriente de cortocircuito, en un tiempo menor al de medio ciclo de la frecuencia industrial, es el fusible ultrarrápido. En ocasiones, es necesario recurrir a una combinación de estos dos elementos para cubrir el esquema de coordinación. Sobrecargas lentas. Este tipo de sobrecargas, como dijimos, pueden estar protegidas con fusibles, disyuntores o combinación de ambos

La grafica, muestra la coordinación de entre las características de sobrecorriente transitoria del semiconductor (IFSM), y las características de fusión del fusible, para que éste último lo proteja adecuadamente, a partir de los 10 ms, para cualquier valor de sobrecorriente de arranque o de carga. Para este caso, decimos entonces que tenemos protección total por sobrecorriente. Por ejemplo cuando alimentamos un motor eléctrico con un convertidor, en el arranque, la corriente puede llegar en algunos casos hasta 10 veces el valor nominal. La protección en este caso, debe ser dimensionada de manera tal que no actúe, y que pueda soportarla el semiconductor. En ocasiones, habrá que sobredimensionar el fusible y el semiconductor para que éste último esté protegido. Esta solución puede resultar costosa por lo que se suele recurrir a una protección combinada de fusible y disyuntor, como se muestra en el siguiente grafico.

Características de sobrecorriente de un diodo o tiristor

Características de fusión del fusible

Máxima corriente permanente limitada por el disyuntor (Idisy.nominal)

Zona de protección por apertura disyuntor

IccRMS

(Escala log.)

1s 4 hrs. Tiempo (Esc.log.)

Corriente eficaz máxima

semiconductor (IFrms)

Características de sobrecorriente de un diodo o tiristor

Características de fusión del fusible

Máxima corriente permanente limitada por el fusible (IFusible nominal)

IccRMS

(Escala log.)

10ms 4 hrs. Tiempo (Esc.log.)

Corriente arranque motor

Corriente eficaz máxima

semiconductor (IFrms)

Corriente nominal de la

carga



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En el grafico, se puede observar que la curva de fusión del fusible, hasta 1 segundo, esta por debajo de la curva de sobrecorriente del semiconductor, por lo tanto tendremos protección por fusible para sobrecargas de valor alto, hasta 1 segundo de duración. Por encima de este tiempo la zona de apertura del disyuntor esta por debajo de la de sobrecorriente del semiconductor; con esto, a partir de un segundo en adelante, el disyuntor se encarga de proteger al semiconductor. Sobrecargas rápidas o cortocircuitos Se consideran sobrecargas rápidas o simplemente “cortocircuitos”, cuando la corriente de falla crece rápidamente y toma valores elevados en un tiempo menor a medio ciclo, de la frecuencia de la tensión de alimentación. Esto corresponde a un tiempo menor a 10 ms para f =50 Hz, y menor a 8,33ms, para f =60 Hz. Para este caso, podemos decir que el único elemento que puede proteger al semiconductor, es el “fusible ultrarrápido”. En este caso es importante considerar la energía térmica máxima que puede soportar el semiconductor, durante este breve tiempo, con la energía necesaria para fusionar el fusible, para su protección. Este valor esta caracterizado por “I 2.t”, que representa, para el semiconductor, como dijimos, la energía máxima que puede soportar, en el tiempo menor a medio ciclo, y para el fusible, representa la energía de fusión. Para lograr una protección total, el parámetro “I 2.t”, que sirve como comparación, deberá ser menor en el fusible, respecto al semiconductor. En el estudio de las corrientes de cortocircuito, vimos que la máxima amplitud de la corriente, durante el primer medio ciclo, se produce para θ = 0º y Φ =90º (R/xL = 0 carga totalmente inductiva). En apariencia, esta seria la peor condición para la actuación del fusible, pero como éste debe actuar antes de los 10 u 8ms, la condición mas desfavorable va a ser aquella, donde la pendiente inicial del crecimiento de la corriente sea mayor. Esta situación se va dar para θ= 90º, dado que la pendiente inicial es mayor y rápidamente el fusible alcanza la energía de fusión, necesaria para su apertura.

Voltaje de alimentación voltaje de pico de arco Voltaje de arco voltaje en el fusible después de la fusión (abierto) t Voltaje en los extremos del fusible previo a la fusión pico asimétrico de la corriente de falla (transitorio) corriente de falla simétrica (permanente Pico de corriente de fusión limitado por el fusible t Corriente a través del fusible previo a la falla Instante del cortocircuito



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El dibujo muestra las formas de ondas de tensión y corriente en los extremos del fusible. Previo al cortocircuito, circula la corriente de la carga siendo la caída de tensión muy baja. A partir del instante en que se produce la falla, la corriente comienza a aumentar rápidamente hasta el valor de la corriente de fusión del fusible. A partir de este punto, se genera un arco eléctrico en el interior del fusible hasta su extinción total. La corriente, en este periodo, disminuye bruscamente hasta llegar al valor de cero. En lo que refiere a la tensión, cuando se produce el cortocircuito, la misma comienza a aumentar al principio por caída resistiva. Cuando se produce la fusión del fusible se genera un arco eléctrico y la corriente cae bruscamente; en este instante se genera una sobre tensión en los extremos del semiconductor, debido a las reactancias inductivas presentes en el circuito. Finalmente cuando se interrumpe totalmente la corriente de falla, queda en los extremos del fusible y del semiconductor, la tensión nominal de trabajo. La tensión generada durante el arco puede afectar al resto de los semiconductores del convertidor, y será mayor cuanto mas rápidamente el fusible corte a la corriente de falla. Analizaremos ahora cuanto vale la corriente de fusión de fusible que será la máxima que recorrerá el circuito. Para ello, partimos de la condición mas desfavorable para la actuación del fusible, o sea para el inicio de cortocircuito en θ = 90º. En este caso, no se produce el transitorio y el valor máximo de la corriente “prevista” o “prospectiva”, será el que corresponde al régimen permanente. La corriente de fusión será mucho menor que este valor.

Para calcular el valor de la corriente de fusión (Ifu), podemos suponer que en el inicio de la falla, la pendiente inicial va a ser una recta; de esta forma, podemos suponer que la corriente tendrá una variación lineal dado por: icc = IccM.sen(wt) ≈ d(icc)/dt = IccM.wt.cos(wt) para t = 0 icc≈ IccM.wt ( 0≤ t ≤ t1) (1) El valor de la energía que fusiona a fusible vale: Emfu = Rf ∫ i2cc.dt = Rf ∫0

t1 (IccM.w.t)2dt = ((Rf.I2ccM.w2) / 3).[t3]0t1= (Rf.I2ccM.w2.t13) /3

Despejando el valor de t1 tenemos: t1 = (3. Emfu / (Rf.I2ccM.w2))1/3 si hacemos K = Emfu / Rf , valor que depende del fusible t1 = (3. K / (I2ccM.w2))1/3 reemplazando este valor en la expresión (1) tenemos:

icc

IccM Ifu t1 t 0 tf tarc tc

Corriente prospectiva de falla

Corriente real

IccM : Amplitud corriente prospectiva de falla; coincide con la amplitud de régimen permanente para θ=90º I fu: Corriente pico de fusión Tfu: Tiempo de fusión del fusible Tarc: tiempo de arco. Tc: Tiempo de corte final de la corriente de falla. t1: instante de tiempo de fusión del fusible

Pendiente inicial de la corriente de falla



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icc ≈ IccM.w. ( 3. K / (I2ccM.w2))1/3 simplificando , tenemos finalmente: icc ≈ ( 3. K.I ccM.w)1/3

Vemos finalmente que la corriente máxima de fusión, no solamente es función propia del fusible, sino también depende de la máxima corriente de cortocircuito de la instalación, en régimen permanente. El fabricante de fusibles, suministra curvas experimentales del valor de la corriente máxima de fusión (Ifu), energía de fusión (I2.t ) y tiempo de corte final (tc), todos ellos en función del valor eficaz de la corriente de cortocircuito permanente IccM/√2, para diversas corrientes nominales de fusibles.

Otro punto importante en la selección del fusible, es la sobre tensión que éste origina al producirse el arco eléctrico. El fabricante especifica los fusibles con dos parámetros fundamentales: 1) La corriente nominal de fusible, valor de corriente que puede circular en forma permanente. 2) El sobrevoltaje que produce cuando se genera el arco eléctrico. Por ejemplo un fusible con los valores 10 A, 250 volt, significa que por el fusible puede circular 10 Amperes en forma permanente, y cuando se genera el arco eléctrico en la apertura sobre un circuito inductivo, generará una sobretensión adicional al voltaje de servicio de 250 volt. O sea que si la tensión nominal de servicio, es de 250 volt, la sobretensión máxima, en los extremos del fusible, que se puede generar, es de 500 volt. Cabe aclarar que si ese fusible, lo utilizo en una instalación con un voltaje de servicio mayor a 250 volt, generará una sobretensión adicional de amplitud mas elevada, que lo especificado. Selección del fusible Normalmente la mejor protección que se puede conseguir en un circuito convertidor electrónico, se consigue con la colocación de un fusible conectado en serie con cada semiconductor. Para seleccionar el fusible adecuado, se puede seguir uno de los siguientes métodos: 1) Se fija la corriente eficaz que va a circular, en condiciones normales o se calcula el valor que va a circular por cada semiconductor. 2) Se selecciona el fusible con una corriente nominal que sea un poco mayor que la corriente eficaz del semiconductor. Cabe aclarar, que la corriente nominal de fusible, esta dada bajo determinadas condiciones, por ejemplo, a determinada temperatura ambiente. Un valor práctico, es tomar un 20 % más del valor de la corriente eficaz del semiconductor. 3) Se determina el voltaje de trabajo (en el secundario del transformador que alimenta el convertidor)

Ifu 800 A 600 A 400 A 300 A _ IccM/√2



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4) Con estos datos, se selecciona el fusible (corriente y voltaje) 5) Se debe verificar que el I2.t del fusible sea menor, en cualquier condición al I2.t del semiconductor. El fabricante, suministra el valor de I2.t, en función del fusible y de la corriente de cortocircuito permanente IccM/√2

6) Se determina el I2.t del semiconductor para el tiempo de corte final (tc) mediante la expresión i2.√tc propia del semiconductor, debiendo ser este último valor, mayor que el I2.t del fusible. Como vemos resulta importante tener como dato, la corriente de cortocircuito en régimen permanente, tema que no lo vamos a desarrollar, dado que se estudia en otra materia especifica. 7) seleccionada ya el fusible, nos queda determinar el valor de la corriente de fusión, que la obtenemos mediante las curvas suministradas por el fabricante para ese fusible en particular, y la corriente de cortocircuito permanente. El valor obtenido, no debe ser mayor a la máxima corriente de pico no repetitivo del semiconductor (IFSM de pico) 8) La ultima verificación que debemos hacer, es con respecto a la sobretensión que se produce, durante el arco producido en el fusible, en su apertura. El fabricante suministra el valor de sobretensión que origina el fusible seleccionado y este valor, sumado a la tensión de pico de servicio, tendrá que ser menor a la máxima tensión inversa de pico no repetitiva del semiconductor (VRSM). En los diseños de las protecciones por corrientes de falla de los convertidores de energía, electrónicos, se pueden presentar las siguientes alternativas: a) Se selecciona el semiconductor en base a la corriente media o eficaz y la máxima tensión inversa repetitiva, impuesta por el voltaje de alimentación. Con los valores de, sobrecorriente (IFSM) e I2.t, del semiconductor y las sobrecorrientes y cortocircuito impuesto por el sistema, se selecciona el fusible adecuado. b) Seleccionado el semiconductor y la protección según el primer punto, si la corriente de falla supera estas condiciones, entonces se calcula una impedancia de fuente primaria para que las satisfaga. En este caso, se agregan inductancias en serie para limitar las sobrecorrientes y cortocircuitos. c) Seleccionar un fusible y una impedancia de fuente, y con estos valores, seleccionar el semiconductor que pueda cumplirlo. Problema (abierto) Seleccionar los tiristores y sus protecciones frente a cortocircuitos, para un rectificador monofásico en puente completo. El rectificador alimenta una carga altamente inductiva, siendo el valor mas alto de la corriente en la carga Io = 600 A (disparo en α = 0º). El voltaje de alimentación del rectificador controlado es de 240 Volt 60 Hz

I2.t 800 A 600 A 400 A 300 A _ IccM/√2



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Para el cálculo de la protección, considerar despreciable a la resistencia del circuito de protección de falla y que solamente presenta una impedancia inductiva de valor L= 0,07 mH a) Selección de los tiristores En general los tiristores y diodos son seleccionados, en lo que respecta a sus características eléctricas, por su corriente promedio y su tensión inversa repetitiva. En nuestro caso comenzaremos a calcular la corriente promedio y eficaz que circulan por los tiristores, impuesta por la aplicación: Corriente promedio en los tiristores (α= 0º): ITo = 1/2Π.∫0

Π io(t).dt= Io / 2 = 600/2 = 300 A Corriente eficaz en los tiristores (α= 0º): ______________ ___________ ITRMS = √1/2Π.∫0

Π io(t)2 dt = √(1/2Π). Io2 Π dt = Io/√2 = 600/√2 = 425 A Si tomamos un coeficiente de seguridad de valor 2 para la corriente, el tiristor seleccionado deberá tener una capacidad de corriente eficaz de valor 2.425 A = 850 A. Seleccionamos tiristores IR de tipo S30F, con las siguientes especificaciones: IT(AV) = 540 A (corriente promedio máximo para media onda senoidal y Tjmax) IT(RMS) = 850 A (corriente eficaz máxima para media onda senoidal y Tjmax) I2.t = 300 kA2 s para t=8,33 ms (duración del cortocircuito). i2√t = 4650 kA2√s ITSM = 10 kA (corriente de pico máxima no repetitiva) para VRRM reaplicado = 0 que seria el caso cuando el fusible se abre en un tiempo menor a medio ciclo. Para completar la selección de los tiristores, debemos determinar las tensiones inversas repetitivas y no repetitivas que deben soportar. Por ello primero seleccionaremos primero la protección, dado que cuando actúa, es una fuente de sobretensión. b) selección de la protección Se adoptará como criterio de protección, colocar un fusible en serie con cada tiristor. Teniendo en cuenta la corriente eficaz máxima impuesta por la aplicación seleccionaremos un fusible con una corriente nominal (eficaz) de por lo menos 1,2 veces por encima de la corriente eficaz que circula por los tiristores: Ifu = 1,2. 425 = 510 A Para Vs= 240 V, probaremos con el fusible IR tipo TT350-600 que presenta una corriente nominal de 540 A para una temperatura ambiente de 40ºC. Calcularemos ahora la corriente de cortocircuito, llamada también corriente rms prospectiva de falla simétrica, que representa el caso más desfavorable para la actuación del fusible ultrarrápido. Isc = Vs/Z = (240 .1000)/(2.Π.60.0,07) = 9094 A Para el fusible seleccionado TT350-600, encontramos en las curvas presentadas por el fabricante, que para Isc =9094 la corriente máxima de pico que se produce es de 8500 A, valor menor que la corriente máxima de pico no repetitivo del tiristor que es de ITSM = 10.000 A. Para esta corriente de cortocircuito, y deacuerdo a las graficas, la i2.t para este fusible es de 280 kA2 s y el tiempo total de despeje o fusión es t = 8 ms; Como t es menor a 8,33 ms, debemos entonces calcular el i2.t del tiristor seleccionado con la expresión i2√t = 4650 kA2√s, que para t = 8 ms vale: i2√t = 4650 kA2√0,008 = 416 kA2 s Como vemos este último valor es mayor al del fusible, como así también la corriente pico por lo cual podemos decir que el tiristor estaría protegido por el fusible



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ultrarrápido frente a un cortocircuito de duración menor a medio ciclo de la tensión alterna de alimentación PROTECCIÓN DE LOS TRANSISTORES A LAS SOBRECORRIENTES Los diodos y tiristores tienen más capacidad de resistir sobrecorrientes que los transistores; por lo tanto resulta más difícil protegerlos. Los transistores bipolares son dispositivos dependiente de la ganancia y controlados por corriente. La corriente máxima de colector depende de su corriente de base. Al aumentar la corriente de falla, el transistor puede salir de la zona de saturación, y el voltaje colector-emisor, comienza a aumentar con la corriente de falla, en especial si la corriente de base no cambia para compensar la mayor corriente de colector. Este efecto secundario puede causar mayor perdida de potencia dentro del transistor, debido al aumento de la tensión colector-emisor, pudiendo dañar al transistor, aunque la corriente de falla no sea suficiente para fusionar el fusible y despejar la falla por corriente. Como conclusión, los fusibles de acción rápida o ultrarrápida, pueden no ser adecuados para proteger a los transistores bipolares en condiciones de fallas. Los transistores pueden protegerse con un circuito denominado “de barra, de palanca” o con su nombre de origen “protección crow-bar”, como se muestra en el siguiente circuito

Este circuito de “barra” (esta conectado en las barras de alimentación), se utiliza para proteger circuitos o equipos, en condiciones de falla, donde la cantidad de energía que interviene, es demasiado alta, y los circuitos normales de protección no se pueden usar. La protección “de barra”, consiste en un tiristor, con un circuito de disparo, sensible a la tensión o a la corriente. El “tiristor de barra”, se instala en paralelo con el circuito convertidor que va a proteger. Si se captan condiciones de falla, por ejemplo una sobrecorriente o una sobretensión, según para qué condición este diseñado, el circuito de vigilancia dispara al tiristor conectado a la barra de alimentación, creando un corto virtual y haciendo fusionar al fusible F1. La apertura del fusible, deja sin tensión al convertidor y con ello, lo alivia de la falla. Los MOSFET, son dispositivos controlados por voltaje, y al aumentar la corriente de falla, no necesita cambiar el voltaje de compuerta. La corriente de pico máximo que puede soportar, es aproximadamente el triple de la corriente nominal. Si no se excede esta corriente pico y el fusible actúa adecuadamente, los fusibles ultrarrápidos pueden

Circuito sensible a la corriente o a

la tensión

Fusible F1

+ Vs -



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proteger a los MOSFET. No obstante, se recomienda la proyección de barra, también para los transistores MOSFET. Las características de protección frente a fallas, de los transistores bipolares de puerta aislada (IGBT), son parecidas a los transistores bipolares (BJT). PROTECCION DE LOS DIODOS Y TIRISTORES CONTRA LAS SOBRETENSIONES Introducción Las sobretensiones se presentan como fenómenos transitorios. Para la supresión de estos transitorios, se recurre a elementos que presenten una característica de impedancia que sea función del voltaje o de la frecuencia de modo que presenten una baja impedancia (cortocircuito) para éstas sobretensiones transitorias. Esto implica que el elemento protector deberá soportar altos valores pico de corrientes, y además tendrá que absorber la energía del transitorio. Causas de las sobretensiones Diversas son las causas que producen sobretensiones en los semiconductores, siendo las que generan mayores picos de sobretensión, la interrupción de la corriente de magnetización del transformador de elevación o reducción, ubicado previo al convertidor de energía. Otra causa importante, esta relacionada a los fenómenos aleatorios en la red eléctrica primaria, difícil de cuantificar. A continuación enumeraremos algunas fuentes de sobretensiones: 1) Transitorio debido a la interrupción de la corriente de magnetización del trafo. 2) Transitorio debido a la conexión del primario del trafo. 3) Transitorio debido la conexión de un transformador reductor (por capacidad parasita entre bobinados). 4) Transitorio debido a la desconexión de una carga inductiva. 5) Transitorios cíclicos debido a los fenómenos de recuperación inversa en los semiconductores. 6) Transitorios debido a circuitos paralelos. 7) Transitorio debido a una carga regenerativa (con Fem., como motor eléctrico). 8) Transitorios debido a perturbaciones en la red primaria de alimentación. Métodos empleados para la protección contra las sobretensiones 1) Utilización de redes de amortiguación en paralelo con el primario y secundario de transformador. 2) Colocación de dispositivos de protección en paralelo con el transformador. 3) colocación de elementos o redes de amortiguamiento en paralelo con el semiconductor. 4) Selección de semiconductores con sobrecapacidad para soportar sobretensiones transitorias. Redes de amortiguamiento en paralelo con el primario o secundario del trafo Estos circuitos R-C, son imprescindibles cuando el transitorio causa tensiones en exceso a la máxima tensión de cresta inversa no repetitiva. Las sobretensiones deben a la máxima soportable por el semiconductor (VRSM). El calculo parte de considerar la energía magnética almacenada por la corriente de magnetización del trafo. Ésta debe ser



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absorbida por el capacitor. La resistencia se calcula en base a la máxima sobretensión que se produce en el momento de carga del capacitor. Con estas consideraciones, los valores de C y R se obtienen con las formulas y tablas presentadas a continuación:

Los factores A1, A2 B1 y B2 dependen de la relación VRSM /Vpi, siendo: VRSM: Máxima tensión de pico inverso no repetitiva que soporta el semiconductor. Vpi : tensión de pico inversa repetitiva que soporta el semiconductor (T1 y T2) impuesta por el circuito. VRSM /Vpi 1,00 1,25 1,5 2,00

A1 800 550 400 200 A2 900 620 450 225 B1 300 260 225 150 B2 350 310 275 200

Problema Un circuito trifásico en puente de onda completa, previsto para dar una corriente media por diodo de 15 A, es alimentado por una red trifásica de 380 V (secundario conectado en estrella). La relación primario –secundario es de 1:1. La corriente de magnetización del primario es Imag = 5 A. Las fluctuaciones del voltaje de alimentación son de ± 10%. Calcular los elementos del circuito RC supresor de transitorios que debe conectarse en paralelo con el secundario del transformador. Solucion: Para este rectificador, la tensión de pico inverso de trabajo resulta: Vpi = 1,1.√2√3.Vs = 1,1. 1.41.1,73. 380 = 1025 V. Seleccionamos los diodos BYX13-1200R, con las siguientes características principales: IFAV 20 A VRWM= 800 V (tensión de pico inversa repetitiva) VRSM= 1200 V (tensión de pico inversa no repetitiva) Como la tensión inversa de la aplicación, supera a la VRWM , entonces colocamos dos diodos en serie con cada rama del puente. En este caso la tensión inversa por diodo vale Vpi =1025/2 = 513 V VRSM/ Vpi = 1200/513 > 2 Con este valor, según la tabla tenemos: A2= 225 ; B2= 200 C2= A2.(Imag./V2).kt

2. (µF) 225.(5/380).12 = 2,95 µF R2= B2/C2 (Ω) = 200/2,95 Ω

C1= A1.Imag./V1 (µF) R1= B1/C1 (Ω) C2= A2.(Imag./V2).kt

2. (µF) R2= B2/C2 (Ω) V1: tensión eficaz primario trafo V1: tensión eficaz secundario trafo Kt= V1 /V2: relación trafo Imag.: corriente mag. Primario trafo

+ V1 -

+ V2 -



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Colocación de dispositivos de protección Otra solución consiste en colocar sobre uno de los bobinados del transformador, un componente que presente una característica fuertemente dependiente con la tensión aplicada en sus extremos. Uno de estos dispositivos es el “Varistor normal ” (resistor variable con la tensión), con la condición que se requieren semiconductores con una tensión de pico inversa de trabajo de 5 a 6 veces mayor. Los “diodos de selenio” también pueden usarse, siendo en este caso, la necesidad de colocar dos grupos de diodos en serie y cada grupo, en oposición. Sin embargo estos diodos presentan algunos inconvenientes como ser gran volumen y sufren envejecimiento. El dispositivo mas recomendable actualmente como elemento protector, es un tipo especial de varistor conocido como MOV (metal oxido varistor). Presenta la ventaja de ser de tamaño reducido, admite fuertes sobrecargas y posee características simétricas. Responde aproximadamente a la expresión: I = K. Vα

Siendo “I”, la corriente que circula por el dispositivo, “V” la tensión en los extremos y “α”, es un valor del orden de 40. La curva característica V-I es comparable a la de dos diodos Zener conectados en oposición. A los MOV, se los identifica por la tensión de utilización, como el valor eficaz de tensión alterna de forma de onda senoidal que provoca una corriente pico de 1 mA. Las tensiones disponibles de los MOV, comprenden desde los 40 Volt hasta 1000 Volt. La corriente transitoria máxima que puede absorber, puede llegar al orden de algunos miles de Amperes. La energía admitida por el dispositivo, varía entre los 2 a 160 Joules. El MOV debe ser seleccionado por su tensión de trabajo y por su capacidad de energía admisible “W” que soporta cuando esta conduciendo, por surgimiento de alguna sobretensión. Esta energía, debe ser superior a la que almacena la inductancia del primario del transformador. W ≥ L.I2

mag.= Vprimaria.Imag./ ω En todos los casos el elemento protector debe colocarse lo mas próximo posible al elemento protegido, para evitar, de esta manera, efectos separadores de las inductancias parasitas del cableado. Protección de semiconductores con elementos en paralelo. Su finalidad es asegurar tensiones inversas dentro del régimen de semiconductor. Son redes idénticas a las que se disponen cuando se colocan varios semiconductores en serie. La función de esta red, es atenuar la dv/dt y las sobretensiones originadas por los transitorios cíclicos de conmutación de corriente de un semiconductor a otro, debido a la inductancia de fuga del transformador. El cálculo en este caso solo sirve como aproximación, y a ese fin se utilizan formulas prácticas, como las siguientes:

R ≤ VRWM / IRM (Ω) C ≤ 10. Id / VRWM (µF). VRWM: Tensión de pico inversa repetitiva del semiconductor (Volt). IRM: Corriente de fuga máxima a la temperatura de operación (Amperes). Id: Corriente del semiconductor previa a la conmutación (Amperes)



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Para los semiconductores rápidos es conveniente disponer de una red serie R-C, en paralelo con el semiconductor, para evitar los efectos de una alta di/dt que podría producirse al descargarse el capacitor. Para este caso, el valor del capacitor se calcula con la misma formula anterior. El valor de la resistencia no es critico, su valor oscila entre 5 y 100 Ω. La resistencia en serie con el capacitor tiene la finalidad de limitar la corriente de descarga del capacitor, cundo el semiconductor pase al estado de conducción. El capacitor, oscila entre 0,5 µF y 2µF, para convertidores a frec. Industrial. Selección de semiconductores con sobrecapacidad Es práctica usual en semiconductores de alta capacidad de corriente tomar un coeficiente de seguridad de 2 en la determinación de la tensión de pico inversa repetitiva. Algunos fabricantes recomiendan coeficientes de seguridad mayores. Este coeficiente de seguridad pone a cubierto al diseñar el circuito, el desconocimiento de las tensiones transitorias. Por ejemplo para diodos rectificadores comunes a frecuencia normal industrial, se recomienda un coeficiente de seguridad entre 2 y 3. Empleo de redes complejas para suprimir sobretensiones transitorias del sistema de alimentación del convertidor Para suprimir los transitorios de la red, la solución más económica pueden ser los siguientes circuitos:

Consiste en conectar un condensador electrolítico y un resistor de drenaje (con una constante de tiempo de unos 2 s) por medio de un puente de diodos como se observa en

Impedancia de red Z

Red de ca

Al sistema convertidor

Resistor limitador de corriente

Resistor de drenaje

Supresión de transitorios para red monofásica

Red trifasica ca

Al convertidor de energía

Impedancias de línea

Supresión de transitorios red trifásica

Resistor limitador de

corriente Resistor drenaje



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la conexión monofásica y trifásica. El bajo valor de la impedancia de línea, impone el uso de capacidades de valor elevado. El siguiente circuito, es una protección de barra o también llamada “de palanca” (crow-bar), que se conecta en paralelo con la fuente de alimentación

Esta protección, no actúa en condiciones normales de trabajo. Pero si se presenta un transitorio que da lugar a una sobretensión, el diodo de avalancha controlada D3 conducirá corriente a través de D4 y D2 o D5 y D1, según sea la polaridad del transitorio. Uno de los SCR se disparara y conducirá durante el resto del semiperiodo, provocando una disminución de la tensión de línea. La velocidad de respuesta es muy alta, dado que el tiempo de conmutación de los tiristores es extremadamente corto (1 a 3 µs). Los diodos D1 y D4 protegen las puertas de los tiristores contra tensiones inversas excesivas. El próximo circuito se utiliza para suprimir transitorios de sobretensiones a la salida de un sistema convertidor que suministra cc:

Este sistema es muy útil en los casos e que la carga no puede absorber la energía transitoria, por ser muy inductiva, o bien si puede estar desconectada. El diodo D1 debe poder admitir la corriente de carga del condensador C1 y resistir la tensión de pico de salida del convertidor. El valor del capacitor depende de la aplicación real y normalmente de determina experimentalmente. El resistor R1 se elige de tal forma que la constante de tiempo R1C1 sea del orden de 2 s. En la figura siguiente se muestra una red parecida para protección individual de semiconductores:

Protección doble vía (crow-bar) Impedancia de línea

Al sistema convertidor

Red de alimentación

ca

Limitador de corriente de

puerta

Limitador de corriente transitoria

A la carga

+

Salida del convertidor

-

Limitador de corriente transitoria

Resistor de drenaje



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Esta protección se utiliza donde se necesite gran capacidad, ya que permite emplear un condensador electrolítico. El condensador C1 se carga con la tensión de pico inversa aplicada al circuito, y que aparecen en los bornes del semiconductor T, que debe ser protegido. Los transitorios de tensión inversa provocan la conducción del diodo D y la energía transitoria es almacenada en C1 y absorbida por R1, durante la carga de C1, y por R2, cuando se descarga C1, durante el semiciclo positivo de la tensión de alimentación.

Circuito individual para protección transitorios sobretensiones de la red ca

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 7-1 Arquitectura y funcionamiento de las computadoras ------------------------------------------------------------------------------------------------------------

______________________________________________________________________ Apunte de cátedra Autor: Ing. Domingo C. Guarnaschelli

1

FUNCIONAMIENTO DE LAS COMPUTADORAS

Las computadoras son sistemas electrónicos denominados técnicamente “SISTEMAS DIGITALES BINARIOS DE PROCESO SÍNCRONO PROGRAMABLE ”. Tienen aplicación tanto en la gestión empresaria (procesamiento de información, base de datos, etc.), como en el control de procesos industriales. Básicamente podemos decir que son sistemas versátiles o universales, dado que es posible modificar la operación que esta realizando, por otra diferente, modificando el programa de las instrucciones, necesarias para la nueva tarea a realizar. La base o punto de partida de estas estructuras, proviene de los “sistemas digitales binarios de proceso síncrono especializado”, formados por la combinación de sistemas secuenciales síncronos de control (combinación de flip flop sincrónicos activados por flancos) y operadores aritméticos y lógicos combinacionales. Estos sistemas, están caracterizados por realizar un determinado proceso, mediante una secuencia de operaciones elementales, denominadas microoperaciones. Veamos el diagrama en bloques de estos sistemas:

----------Señales de control ______ Señales de información La unidad de memoria almacena los datos procedentes del exterior y los resultados parciales y finales del proceso.

Unidad de control

Generador de impulsos

Unidad de memoria

Unidad aritmética y lógica

Datos externos

Orden externa de inicio



2

La unidad aritmética y lógica recibe información procedente de la memoria, realiza los cálculos adecuados con ellos y le devuelve los resultados obtenidos. La unidad de control, constituida por un sistema secuencial sincrónico, actúa como gobierno de ambas unidades; ésta se activa por una orden externa. El inconveniente de estos sistemas, es que un cambio en las especificaciones de funcionamiento, implica la modificación de la unidad de control. Microperación: Se entiende como aquella operación aritmética, lógica o de transferencia de datos, que se realiza durante un ciclo del generador de impulsos, equivalente a un único estado de la unidad de control. La secuencia de micro operaciones realizadas en cada uno de los estados de la UC, da lugar a un proceso de la información.

_ _ _ _ _señales de control _______señales de información (datos, instrucciones) En este caso la unidad de control (UC) es programable desde el exterior para indicarle las microoperaciones que debe realizar. Los programas de operación de estos sistemas, son una secuencia de instrucciones guardadas en una unidad de memoria, que le indican las sucesivas microoperaciones que debe realizar. Los sistemas digitales de proceso programable, reciben el nombre de computadores u ordenadores. La unidad de control programable, tiene dos estados diferentes: a)-Un estado en el cual genera los impulsos adecuados para leer las instrucciones contenida en la memoria de instrucciones y que se denomina “estado de búsqueda” (Fetch ). b)-Un estado en el cual se genera los impulsos adecuados para ejecutar la instrucción y que se denomina “estado de ejecución” (Execute).

Memoria de instrucciones

Unidad de control

Generador de impulsos

Memoria de datos


Datos externos

Resultados



3

Instrucciones: Las instrucciones le indican a la unidad de control “la operación” que debe realizar el sistema y la “dirección” de los operandos con que debe realizar aquella; por lo tanto las instrucciones están constituidas por un cierto número de bits, dividido en dos campos: El campo del código de operación y el campo de dirección. Unidad central de proceso: La UC dirige la realización del proceso y la unidad aritmética y lógica (UAL) lo ejecuta. Ambos bloques se presentan en un solo chips denominado “unidad central de proceso”, “microprocesador” o “procesador”.

Periféricos: Los sistemas externos se denominan periféricos. En Gral. cuando el computador se conecta a mas de un periférico, solo intercambia información con uno de ellos simultáneamente. Por ello para disminuir el número de conexiones, los periféricos se conectan entre sí y la unión común se une al computador. De la misma manera, la memoria de acceso aleatorio, esta conectada a la conexión común de manera tal que permita un acceso directo a ella con datos e instrucciones, provenientes de un periférico.

Código de operación

Dirección

Unidad de control


Unidad central de proceso (UCP)

Unidad central de proceso

Generador de

impulsos

Unidad de memoria

Periférico 1

Periférico 2

Periférico 3



4

Las instrucciones son una combinación de bits que indican a la UC las acciones que debe realizar y por ello se pueden almacenar en la misma memoria en la que se almacenan los datos, con lo cual se reduce el número de terminales de la UC.

_ _ _ _ señales de control ______señales de datos e instrucciones La unidad de memoria: Como la UC es un sistema secuencial sincronica gobernado por un generador de impulsos de periodo constante, resulta preferible que la lectura de la memoria se realice en el mismo tiempo, cualquiera sea la posicion de lectura; por ello resulta conveniente, que esta sea de “acceso aleatorio” (RAM). Los datos externos y los resultados parciales se memorizan entonces en una memoria de lectura/escritura de acceso aleatorio. Las instrucciones también se pueden almacenar en una memoria de este tipo denominada “ “activa”. En algunos casos estas instrucciones no se van a modificar, por lo que resulta conveniente almecenarlos en una memoria “pasiva” (ROM), dando lugar a la siguiente estructura:

Unidad de control

Generador de

impulsos

Unidad de memoria de

datos e instrucciones


Datos externos



5

PROCESAMIENTO DE DATOS EN LA COMPUTADORA Este tiene la particularidad de ser automático. En este proceso automático, están presentes cuatro subprocesos: ENTRADA--- MEMORIZACIÓN--- PROCESAMIENTO---SALIDA Antes de entrar en detalle del desarrollo de estos subprocesos dentro de la computadora, tomaremos un modelo equivalente de cómo se procesa la información. Para ello suponemos una persona (que representa la unidad de control) sentada en un escritorio el cual tiene puesta una camisa con dos bolsillos (registros), uno en la izquierda y otro en la derecha. , que le podemos llamar “acumulador A” y “acumulador B”. Frente a la persona, sobre el escritorio, tiene dos canastas que actúan como “bandeja de entrada” y “bandeja de salida” (puerto paralelo o puerto serie de la PC). Sobre la pared hay un reloj que nos permitirá sincronizar o establecer un ritmo minuto a minuto sobre la tarea que se va a realizar (oscilador a cristal para generar pulsos de sincronismo en la PC). Sobre el escritorio tenemos una hoja de papel, un lápiz, una goma de borrar y una calculadora (este elemento representa la UAL de la PC). En principio también vamos a suponer que siempre realizaremos la misma tarea. La tarea a realizar, estará descripta en un “mazo de tarjetas” y son fijas (equivalente a una memoria ROM). En cada tarjeta, y en forma ordenada se indicaran las diferentes tareas a realizar (instrucciones) con los “datos” que vayan llegando sobre la bandeja de entrada.

Memoria activa (RAM)

Memoria pasiva (ROM)

Unidad de control

Generador de

impulsos


Datos externos

Resultados



6

Las instrucciones de este mazo de cartas (programa), conducirán a almacenar sobre un pizarrón (memoria RAM volátil), cinco números impares, obtenidos de la bandeja de entrada, que sean mayores a 100. El operador (UC), realizara cada instrucción, minuto a minuto en sincronismo con la lectura del reloj: Tarjeta n°1: Leer un numero de la bandeja de entrada y escribirlo en el papel y guardarlo en el bolsillo izquierdo (acumulador A). Tarjeta n°2: ¿El n° es impar? , si lo es saltear las tarjetas n° 3, 4, y 5. Tarjeta n°3: Leer un numero de la bandeja de entrada, escribirlo en el papel y guardarlo en el bolsillo derecho (acumulador B). Tarjeta n°4: Sumar los números de ambos bolsillos y poner el resultado en el papel del bolsillo izquierdo (acumulador A). Tarjeta n°5: ¿El n° es impar?, si no lo es, volver a la tarjeta n°3. Tarjeta n°6: ¿El n° obtenido es mayor a 100?, si no lo es volver a la tarjeta n°3. Tarjeta n°7: Escribir en el pizarrón el número almacenado en el bolsillo izquierdo. Tarjeta n°8: ¿Hay cinco números en el pizarrón?, si no lo hay volver a la tarjeta n°1 Como podemos observar, cuando se lee cada instrucción, se deberá tomar una decisión” lógica” (por ejemplo saltar a otra instrucción) o realizar una “operación”. Estas acciones son las funciones principales que se desarrollan en un computador. CONCEPTOS DE PROGRAMACIÓN En el modelo equivalente desarrollado, vemos que un programa de una computadora se realiza con un conjunto de instrucciones ordenadas, que se encuentran en una memoria. Los programas de computación, se denominan “software” y son los encargados de dirigir la actividad de la UCP (microprocesador). Los programas, habitualmente están guardados en una unidad de disco rígido, unidad de disquete, CD ROM, o en una memoria electrónica permanente del tipo ROM. Diagrama de flujo: Antes de comenzar a escribir un programa sobre un papel o editor de textos de una PC, es conveniente generar un “diagrama de flujo” de las actividades que se desea que el programa ejecute. Podemos decir que un diagrama de flujo es una representación grafica de los pasos lógicos, cálculos y decisiones y la secuencia en que deben ejecutarse los mismos, para llevar a cabo una tarea especifica. Símbolos utilizados

Comienzo, continuación o fin

Conexión entre páginas del flujo

Proceso o acción

desición Entrada o salida



7

Diagrama de flujo del ejemplo

Comienzo

Colocar en bolsillo izquierdo un n° de la canasta de entrada

El Nº es impar?

Colocar en bolsillo derecho un n° de la canasta de entrada

Sumar ambos Nº y guardar resultado en bolsillo izquierdo

El Nº es impar

El Nº supera 100

Escribir resultado en

pizarrón

¿Quinto número?

Continuar

T1

T2

T3

T4

T5

T6

T7

T8

si

no

no

si

no

si

no



8

Códigos nemotécnicos: Son códigos simples, alfabéticos y representan la función de la instrucción codificada. Las instrucciones de una computadora, están materializadas como un grupo de bits codificados que la UC lo interpreta y realiza una determinada operación. Por ejemplo en el microprocesador de Motorola M6800, la instrucción “ABA”(nemotécnica) significa sumar el contenido del acumulador A con B. Esta instrucción en formato de 8 bits equivale: ABA = 1B (hex) = 00011011 Cuando el microprocesador encuentra esta instrucción (en el registro de instrucción), la decodifica interpretando “sumar los contenidos de los acumuladores, colocar el resultado en el acumulador A y buscar la próxima instrucción en la dirección de memoria siguiente. Ejemplo: MOV AX, 1020. Esta instrucción corresponde a los microprocesadores INTEL (80x86 como el 286-386-486-Pentium). Significa guardar el dato 1020 (hex) en el registro AX. MOV [5000] ,AX = A10050 (hex). A1: código de operación: mover un dato al registro AX0050: dirección de memoria donde se encuentra el dato. Teniendo en cuenta el ejemplo anterior, en un computador tenemos dos aspectos importantes que permiten desarrollar un determinado proceso: El “hardware” que representa el medio físico que permite desarrollar el proceso, y el “software” o programa, que representa el conjunto de instrucciones para dirigir el desarrollo del proceso. Teniendo en cuenta los cuatro subprocesos mencionados, los bloques funcionales de un computador (PC), se pueden representar como las funciones que realizan:

ENTRADA

MEMORIZACION

PROCESAMIENTO

SALIDA



9

Bloques básicos que constituyen un computador personal (PC)

Periféricos de entrada / salida: Son dispositivos que suministran y o reciben información de la computadora. Generalmente los periféricos trabajan en un sistema diferente e independiente. Interfaces de entrada / salida: Son circuitos electrónicos intermediarios, ubicados entre dos subsistemas independientes, que sirve para comunicarlos y adaptarlos eléctricamente. En Gral. la interfase esta ubicada (no siempre) en una placa adaptadora que se inserta en la

Entrada Memorización Procesamiento Salida

MEMORIA Instrucciones

Datos

Resultados

MICRO PROCESADOR I

I

I

I

I

I

Monitor

Disco rigido

Unidad de disquete

Impresora

Moden

Plotter

I

I

I

I

I

I

Registros datos, instrucciones estado y puntero

Unidad de control


Interfaces Interfaces

Bus de datos, instrucciones, direcciones y control

Mouse

Disco rigido

Unidad de disquete

Scanner

Moden

CD ROM

Periféricos de entrada

Periféricos de salida



10

placa principal de la computadora (placa madre o Motherboard). El periférico se conecta a esta placa por medio de un cable que posee varios conductores (a través de un conector). Este cable posee en sus extremos conectores apropiados para conectar el periférico por un lado y la plaqueta interfase por el otro. La plaqueta interfase (electrónica intermedia), posee circuitos con memoria que constituyen “registros” denominados “puertos” (Port). Resumiendo la plaqueta interfase tiene como misión principal, convertir los datos externos en internos en las operaciones de “entrada” y a la inversa en las operaciones de salida. La unidad de control, que es la que gobierna el funcionamiento interno, no tiene mando directo sobre los periféricos; lo hace a través de la plaqueta interfase, por medio de un programa preparado a tal fin. Buses: En un computador, los distintos sistemas que lo conforman, se comunican entre sí, mediante un conjunto de líneas eléctricas (impresas en la placa principal), y cables conductores que los interconectan entre sí eléctricamente, los cuales configuran una “estructura de interconexión. Decimos entonces que un “bus” de un computador es una estructura de interconexión para la comunicación selectiva entre dos o más módulos por vez. Por ejemplo la comunicación del microprocesador con la memoria, para transmitir direcciones, datos, resultados y para suministrar energía eléctrica, constituyen un bus. En Gral., en un bus encontramos líneas para direcciones, datos y señales de control. Bus de direcciones: Conducen desde la UCP a la memoria principal (MP), una combinación de unos y ceros que indica como localizar instrucciones o datos. Es unidireccional. Los puertos, también son direccionados por este bus. Bus de datos: Por ejemplo en cada lectura de MP, estas líneas conducen datos a operar como instrucciones (para la arquitectura de Von Neuman). En una operación de escritura, conducen los resultados desde la UCP a la MP. Bus de control: Son unidireccionales. Salen de la UCP hacia la MP o interfaces. La UCP las utiliza para leer o escribir en la MP, o para recibir señales que indica lectura efectivizada o solicitudes de interrupción. Un bus común en las PC es el “bus de sistema o “bus ISA ó IBM bus o AT bus o bus de entradas salidas al cual a través de zócalos se conectan plaquetas para conexión de periféricos. Este bus tiene las tres clases de líneas indicadas. No esta directamente vinculado al bus local que se conecta directamente a las patas de la pastilla que contiene a la UCP. Otros buses comunes de encontrar en una PC son el VESA (conectado a líneas que salen de la UCP), el bus PCI, como así también el conexionado SCSI. Las líneas de datos de cualquier bus se interconectan con las líneas de datos del bus del microprocesador ya sea directamente o a través de chips, cuyos circuitos hacen de puente entre los distintos buses como lo sugiere el dibujo. Es importante aclarar, que si bien los distintos periféricos están conectados a los mismos buses, no lo hacen simultáneamente, sino a través de solicitudes de interrupción (líneas IRQ).



11

Otra característica de la comunicación de los periféricos con la UCP, esta en la forma de transferir los datos e instrucciones. Una forma es que en vez de pasar directamente los datos e instrucciones a la MP, lo hagan a través de registros (como AX) de la UCP y de este a la MP, dando lugar a una triangulación. Esto es lo que sucede en una PC, cuando se entran datos desde el teclado, el Mouse o el disco rígido. En cambio la unidad de disquete envía o recibe información directamente a memoria sin realizar la triangulación. Esta ultima transferencia de información se denomina “acceso directo a memoria (ADM). En teoría resultaría más rápida pero en los procesadores rápidos como el 486 o Pentium, la triangulación resulta más acelerada. BLOQUES INTERNOS PRINCIPALES DE UN SISTEMA DIGITAL SINCRÓNICO PROGRAMABLE Bus de direcciones

Bus datos e Instrucciones

Bus de control

R D I

D I

I N S T

Memoria Unidad de control

R I

D I

MI

S PC

Unidad operativa

Registro auxiliar

Acumula dor

Registro de

estado

Unidad aritme-

tica lógica UAL

Módulos de entrada

y salida I/O



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UNIDAD CENTRAL DE PROCESO (UCP) Esta formado por la unidad de control (UC) y la unidad operativa. Esta ultima esta compuesta por la unidad aritmética y lógica y los registros como el AX, RI y otros que se usan durante la ejecución de cada instrucción. La UCP, es el bloque donde se ejecutan las instrucciones. Hacia ella se dirigen las instrucciones que serán ejecutadas (una vez que se decodifique su código) y los datos para ser operados por la UAL. De la misma forma, con los resultados que genere la UAL. La UCP de una microcomputadora como lo es una PC, esta contenido en el chip “microprocesador central” (INTEL: 80286/386/486/Pentium, Power pc, Alfa, etc.) Diagrama en bloques de la unidad de control (UC)en la Fase ejecución de la instrucción

La unidad de control tiene la misión de interpretar y ejecutar las instrucciones provenientes de la MP a través del bus de datos e instrucciones. El código binario que se va a ejecutar, se deposita en el registro de instrucciones (RI) y luego se traslada al “decodificador de instrucciones” (DI), cuya misión es seleccionar en una memoria ROM, un conjunto de posiciones que corresponden al código recibido y en las que se encuentran los códigos de las operaciones elementales o microinstrucciones, que componen las diferentes etapas en las que se divide la ejecución de la instrucción decodificada.

Registro de instrucciones

(RI)

Decodificador de instrucciones

(DI)

Memoria de microinstrucciones

(MI)

Códigos de instruccion

Secuenciador generador de impulsos de

control (S)

Contador de

programa

Bus de control Bus de direcciones

Bus de datos e instrucciones



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Las microinstrucciones van pasando al “secuenciador” (S), que es un circuito lógico de control y tiempos, el cual gobierna a todos los elementos del sistema y lleva a cabo la ejecución secuencial de las microinstrucciones. La función del contador de programa (PC), es enviar por el bus de direcciones, la posición de la memoria donde se encuentra la siguiente instrucción que se va a ejecutar. Este contador, se incrementa en una unidad, en cuanto la memoria acepta la dirección de la instrucción anterior. Operaciones de la unidad de control: La UC, realiza millones de operaciones básicas por segundo, en forma repetitiva o cíclica a saber: 1)- Obtener de la memoria, la próxima instrucción a ejecutar. 2)- Decodificar la instrucción. 3)- Localizar los datos a operar en MP, registro, etc. según lo ordene la instrucción. 4)-Ordena a la UAL que realice la operación indicada, guardando el resultado en un registro o en MP 1 2 3 4

Obtener nueva instrucción con el PC actualizado

Las direcciones en MP están ubicadas en forma consecutiva. La UC localiza las direcciones de las instrucciones, a través de “contador de programa” o también denominado “registro puntero”, donde se registra la próxima instrucción a ejecutar. Cuando la instrucción se ejecuta (paso 4), el contador de programa se actualiza, para obtener la dirección de la próxima instrucción. Cabe aclarar que una instrucción puede estar compuesta por varias direcciones consecutivas de la MP. La unidad aritmética y lógica UAL: La UAL es un circuito combinacional, que realiza operaciones aritméticas con números naturales o enteros, con instrucciones de suma, resta, multiplicación y división. También realiza operaciones lógicas. Para operar con números fraccionarios, el programa que ordena las operaciones aritméticas, debe controlar el lugar donde esta la coma y operar como números enteros, de forma similar como lo hacemos manualmente. Las operaciones lógicas que puede realizar son la AND, la OR, y la NOT. También en algunas UAL pueden realizar la NAND, NOR, Y XOR. Por ejemplo la operación AND queda definida por las siguientes condiciones: 0 . 0 = 0 0 . 1 = 0 1 . 0 = 0 1 . 1 = 1

Obtener instrucc

Decodificar Localizar dato a operar

Realizar operación y

guardar



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Si tenemos dos operando de 8 bits, la operación AND se realiza columna por columna: 10010100 11011101 ------------- 10010100 También puede realizar operaciones de comparación. Por ejemplo si se desea comparar dos números A y B a fin de saber si A es igual, mayor o menor que B, en la UAL se resta A-B. La indicación de la UAL de resultado negativo, cero o positivo, permite conocer como es A respecto de B. La UC no sabe que esta operando números ni el valor de una combinación binaria. Por ejemplo para saber si un número es el 2003, debemos restarle el mismo número. Si el resultado es cero, entonces es el número. La UAL indica el resultado de su operación mediante indicadores de estado (flag) que pueden valer 0 ó 1 y se encuentran en el denominado “registro de estado”. Estos indicadores son esenciales para determinar, mediante instrucciones de salto, que se pase a ejecutar otra instrucción distinta de la que corresponde por orden sucesivo de escritura de las instrucciones en memoria. El registro de estado en las PC es de 16 bits, los cuales se utiliza tres bits o banderas de control para: Dirección, interrupción y captura; cinco bits o banderas de status: desbordamiento, signo, cero, acarreo auxiliar, parida, acarreo. Por ejemplo el indicador de signo (S) para enteros vale 1(NG) si el resultado de la operación fue negativo y vale 0 (PL) si fue positivo El indicador de cero vale 1 (ZR) si el resultado vale cero y si no es cero, vale 0 (NZ).

Diagrama en bloques de la unidad operativa UAL

Uno de los operando que interviene en la operación se carga en el registro acumulador (AX). El otro operando se carga en otro registro auxiliar (BX, CX, DX). El resultado de la operación en Gral, queda en el registro acumulador, reemplazando al 1° operando.

Bus de

datos

Registro acumulador

Registro 2º operando

Resultado


Registro de estado

Selección de la operación



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Denominación de las agrupaciones de bits 1 nibble = 4 bits 1 byte = 8 bits Palabra = 2 bytes = 16 bits (word) Palabra larga 4 bytes = 32 bits (doble Word) 1024 bytes = 1 kbyte (1 kb) = 8.192 bits. 1 Mbytes (1MB) = 1024 Kbytes = 1024x1024 bytes = 1.048.576 bytes 1 Gbyte (1 GB) = 1024 Mbyte = 1024x1024x1024 bytes 1 Tbyte (1TB) = 1024 Gbyte = 1024x1024x1024x1024 bytes LA MEMORIA PRINCIPAL DE UN COMPUTADOR (MP) La MP de un computador es de acceso aleatorio, significando esto, que el tiempo de acceso es el mismo para cualquier dato o instrucción que se quiera leer o escribir. Considerando el mantenimiento en el tiempo de la información guardada, las memorias pueden ser ROM, donde el contenido se mantiene en el tiempo, y se dice que son de solo lectura, y RAM que se caracterizan por que se pueden leer y escribir. El contenido de estas últimas se puede borrar y volver a escribir. Dentro de esta primera clasificación, tendremos varios tipos que por el momento no lo consideraremos. Solamente veremos por ahora su direccionamiento y contenido. Una memoria, la podemos considerar como un conjunto de casilleros. En cada casillero,(si esta organizada en bytes) se guarda un byte de información (8 bits). Este, puede ser un dato, un carácter imprimible o no, una instrucción de un programa etc. Cada casillero o celda se localiza mediante un número binario denominado “dirección”. La cantidad de casilleros que se puede identificar, dependerá de la cantidad de bits que posea la “dirección”. 4 bits --------24 = 16 identifica a 16 casilleros

16 “ ---------216 = 65.536 identifica 65.536 casilleros 32 bits 232 = 4.294.967.296 (4 Gigabytes) identifica a 4 GB En cada celda o casillero de una memoria, identificada por una dirección, solo pueden leerse o escribirse 8 bits por vez, sin posibilidad de operar menor cantidad de bits o un bit aislado. Las memorias, desde el punto de vista contructivo, pueden ser “estáticas “o “dinámicas”. Las estáticas están conformadas con flip flop sincrónicos. Estas son rápidas en lectura / escritura pero ocupan mayor volumen.



16

Las dinámicas, utilizan pequeños capacitores semiconductores (MOS). Son de alta densidad de integración, pero necesitan tensiones eléctricas de refresco para no perder la información cuando están activas. En ambas cuando se elimina la tensión de alimentación, la información se pierde. Memorias ROM: Son de solo lectura. Presentan un esquema de direccionamiento similar a las RAM. Para aquellos sistemas digitales programables que realizan una función específica como los “microprocesadores dedicados” y los “microcontroladores”, en este tipo de memoria, se guardan las instrucciones que forman el programa de la aplicación especifica. Eliminada la alimentación, la información no se pierde. Son memorias semiconductoras y exciten varias técnicas para su construcción. Por ejemplo en los computadores personales (PC), parte de la memoria principal, es ROM, ubicada en el chip denominado ROM BIOS (Basic input output system). La ROM BIOS contiene programas que se ejecutan cuando se enciende el computador y tienen entre otras las siguientes finalidades: 1)- Verificar en el arranque el correcto funcionamiento del “Hardware” y su configuración. 2)- Traer del disco rígido a la memoria principal (MP) una copia de programas del sistema operativo del computador, acción conocida como bootear o arrancar el sistema. 3)- Por otra parte almacena programas que se usan permanentemente para la transferencia de datos entre periféricos y memoria, sea en operaciones de entrada o salida de datos. 4)- La ROM BIOS también tiene tablas, por ejemplo relativas a características de discos. En las PC, las ROM, son de tipo EEPROM o de tipo FLASH. Diagrama en bloques de la unidad de memoria de lectura / escritura con 256 posiciones con 8 bits.

Registro de direcciones

(RDI)

Decodificador de direcciones

(DD)

Contenido Dirección

10110010 01100011 11001100 ------------- ------------- 11110001

00 01 10 --- --- FF

Bus de direcciones

(8lineas)

8lineas

256 líneas

Bus de datos

(8lineas) Registro de

datos

8 líneas

Memoria 8x256

Bus de control



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Analicemos la operación de esta memoria de 256 posiciones de 8 bits. Los datos están ubicados en casilleros electrónicos de 8 bits cada uno. Para acceder a ellos es necesario direccionarlos a través del “bus de direcciones”. En la memoria cuando se le indica leer (read, R), a través del bus de control la dirección queda almacenada en el registro de direcciones (n líneas de entrada, n líneas de salida). De allí se pasa al decodificador de direcciones, que es un circuito de “n” entradas y 2N salidas donde se selecciona el casillero direccionado. Los 8 bits de la posición accedida, salen al registro de datos cuya salida esta conectada al bus de datos e instrucciones. En una operación de escritura, a través del bus de control, se le indica a la memoria que realice una escritura (write W). En este caso el dato (8 bits) o instrucción, se presenta en el bus de datos y queda almacenado en un casillero indicado por el bus de direcciones. La unidad de memoria se conecta al bus de datos e instrucciones a través de circuitos de 3 entradas: cero, uno y alta impedancia. Esquema de un circuito integrado de una memoria de acceso al azar (RAM)

Ao VCC GND Do A1 D1 A2 capacidad D2 A3 128 bytes D3 A4 D4 A5 8x128 bits D5 A6 D6 D7 R/W _ S3 S2 S1

Lectura/escritura

Líneas de Selección

de Bytes o líneas de

direccionamiento

Terminales de alimentación

Terminales para selección circuito integrado para

formar bancos de memoria

Terminales de entrada o salida de

datos Conexión al bus de

datos

Triestate



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Espacio de memoria de un microprocesador: El espacio de memoria de un microprocesador, esta relacionado a la capacidad máxima de direccionamiento que dispone. Éste, esta en relación directa a la cantidad de líneas de direccionamiento (bus de direcciones) que puede direccionar. Por ejemplo, un microprocesador con un bus de datos de 8 bits y un bus de direcciones de 16 bits (como el up z80), puede manejar una capacidad de memoria máxima de: 2N = 216 = 65.536 bytes = 64 Kbytes = 64 Kb La serie de microprocesadores de la firma INTEL, de la serie 80x80, trabajan con la siguiente cantidad de datos y direcciones: Microprocesador | Línea de datos externa | línea de direcciones | Espacio de memoria | ----------------------|------------------------------|---------------------------|--------------------------| 8086 16 20 1024 Kbytes (1MB) 8088 8 20 1024 “ “ 80286 16 24 16.384 “ (16 MB)

80386 DX 32 32 4.096 Mbytes (4 GB)

80486 DX 32 32 4.096 “ “

Pentium 64 (int.2x32 ) 32 4.096 „ „

Pentium pro 64 „ 36 65.536 MB (64GB)

Mapa de direccionamiento de la memoria



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Tomemos por ejemplo un microprocesador de 8 bit, con un bus de direcciones de 16 bits. La capacidad de direccionamiento es entonces de 65.536 direcciones de memoria, cada una conteniendo un byte. Estas direcciones (ver dibujo anterior) se expresan en hexadecimal, la mas baja de las cuales será 0000 H y la mas alta FFFF H. Es de notar que la dirección de memoria se incrementa en 1000 H cada 4KB (4096) direcciones de espacio de memoria. También vemos que cada 1KB, la dirección se incrementa en 0400 H. La memoria también se organiza en” paginas de memoria”. Cada una contiene 256 bytes y cubre 100 H direcciones de memoria. Hay por lo tanto 4 paginas en 1KB de memoria. Las direcciones en la página de más bajo orden van desde 0000 H hasta 00FF H; en la siguiente desde 0100 H hasta 01FF y así sucesivamente. SECUENCIA DE OPERACIÓN DE UNA INSTRUCCIÓN La ejecución de un programa (conjunto de instrucciones) de una computadora exige disponer las “instrucciones”, una a continuación de la otra y en forma ordenada, en la memoria principal (MP). El principio de ejecución de cada una de estas instrucciones, tiene características similares. En todas ellas como dijimos, tenemos dos tiempos fundamentales llamados de “búsqueda” (fetch) y “ejecución” (execute) Fase de búsqueda: La fase de búsqueda, corresponde al comienzo de una nueva instrucción y es similar para cualquier instrucción. El registro “contador de programa”(PC o´IP en los microprocesadores de INTEL 80x86), deposita en el bus de direcciones, la dirección de la

FFFF

FFFE

FFFD

FFFC

FFFB

FFFA

FFF9

0005

0004

0003

0002

0001

0000

64KB

F000

E000

D000

C000

B000

A000

9000

8000

7000

6000

5000

4000

3000

2000

1000

0000

FFFF

4K

4K

1000

0C00

0800

0400

0100

1pagina

1KB

0000

1KB



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posición en la memoria principal, donde se encuentra el código de instrucción que se va a ejecutar. Dicho código sale de la MP por el bus de datos hasta la unidad de control, donde se graba en el registro de instrucciones según el siguiente esquema

Al mismo tiempo, el contador de programa se incrementa en una unidad, puesto que siempre debe señalar la dirección de la próxima o siguiente instrucción que se va a ejecutar para cuando se necesite. De esta forma se completa la fase de “búsqueda”. Fase de ejecución:

Contador de

programa

UNIDAD DE

CONTROL

Registro de direcciones

Decodificador direcciones

Dirección 01

Contenido 11000110

Registro datos e instrucciones

MEMORIA PRINCIPAL


Bus de direcciones

UNIDAD DE

CONTROL




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La primera parte de esta fase, la decodificación de la instrucción, es igual para todas las instrucciones. La parte de la instrucción llamada”código de operación” (opcode), se transfiere al decodificador de instrucciones (DI) y en esta parte comienza la diferencia entre el repertorio de instrucciones.. Al recibir el decodificador de instrucciones, el código de la instrucción en curso, se encarga de seleccionar en la memoria de microinstrucciones, aquellas que corresponden a dicho código. Estas microinstrucciones pasan al “secuenciador”, las cuales originan una serie de señales de control, en el tiempo, que regulan la ejecución de las diferentes etapas en las que se descompone la instrucción. Ejecutadas todas las microinstrucciones que componen la instrucción, el contador de programa se incrementa en una unidad y el sistema pasa a la ejecución de la siguiente instrucción del programa. Por ejemplo en el caso de una suma, uno de los sumandos ha de estar contenido previamente en el registro “acumulador” (AX), mientras que el otro llegara de un registro auxiliar; generalmente de la memoria de datos cuya dirección correspondiente vendrá acompañada, al código de la operación en la instrucción. La UAL efectuará la suma y el resultado se depositará en el registro acumulador, al mismo tiempo que los bits señalizadores del registro de estado tomarán el valor correspondiente, en función del resultado. PROCESAMIENTO INTERNO DE DATOS, EN LENGUAJE MAQUINA , DE UN COMPUTADOR A continuación, a los fines, didácticos, para una mayor comprensión del funcionamiento interno de un computador, vamos a analizar paso a paso el procesamiento de datos en un



Decodificador de instrucciones

Memoria de microinstrucciones

dirección contenido Secuenciador

Bus de control

Contador de programa Bus de

direcciones

BLOQUES DE LA UNIDAD DE CONTROL



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computador personal (PC). Para ello, utilizaremos como herramienta de apoyo, el programa “DEBUG”, que opera como “monitor externo de lenguaje de maquina”. Este programa se encuentra residente en el sistema operativo MS-DOS. Con él, podremos realizar las siguientes operaciones: a) Examinar la memoria ROM y RAM del computador b) Modificar el contenido de la memoria RAM del computador. c) Cargar y examinar un archivo en una determinada dirección de la memoria (la memoria se examina por sectores de 64 Kbytes). d) Ejecutar un programa un escrito en lenguaje de maquina (unos y ceros) o en lenguaje Ensamblador, ya sea en su totalidad o una instrucción por vez e) Ensamblar y ejecutar programas sobre la marcha. Debug solo crea archivos con extensión “.com.”. Esto significa que estos programas no pueden ser mayores a 64 Kbytes. f) Examinar y modificar los registros operativos que son accesibles para la programación en lenguaje de maquina (0y 1), lenguaje Asembler (Lenguaje nemotécnico de las instrucciones con que opera el computador) o lenguajes de alto nivel. Para el tratamiento de los datos e instrucciones, Debug trabaja en el modo de escritura Hexadecimal. Debug simula un microprocesador 8086, pero como es compatible con el 386, 486 y el Pentium, puede usarse con cualquier PC que disponga del sistema operativo MS-DOS. ( El Windows 98, 2000 y Xp profesional también lo disponen). Para acceder a MS-DOS (sistema operativo por medio de líneas de comando), en el Windows Xp profesional, debemos posicionarnos en: INICIO → Todos los programas → Accesorios → Símbolo del sistema, y luego pulsar “enter” (retorno) y de esta manera aparecerá el símbolo del sistema “C:\ >”. En esta condición, MS-DOS esta listo para recibir líneas de comando. Ejemplo: Procedimiento para leer o escribir la memoria principal (RAM) de la PC 1) Nos posicionamos en el directorio principal “C”, en sistema operativo MS-DOS, siguiendo los pasos indicados anteriormente. 2) Aparece en la pantalla, en el margen superior izquierdo, el símbolo del sistema “C:\>” , indicándonos que el DOS espera que se escriban las líneas de comando. 3) C:\> DEBUG ↵↵↵↵ (llamamos al programa DEBUG; con el símbolo “↵” indicamos la acción de pulsar la tecla “ENTER” 4) – (Después de pulsar la tecla “↵”, aparece un guión titilante indicándonos que Debug esta listo para ejecutar sus líneas de comando). Los dígitos que van a aparecer y escribir, representan al sistema “Hexadecimal”. 5) E 2000 ↵↵↵↵ (Línea de comando para indicarle al DEBUG examinar la memoria en un determinado segmento de 64 KB posiciones de 1 byte, en la dirección relativa 2000 Hex.) 6) 0AC1: 2000 69 (Después de pulsar “↵↵↵↵”, aparece la dirección indicada, seguida de dos números hexadecimales, por ejemplo 69) 0AC1: Esta relacionado con el comienzo de la 1ª dirección del segmento, que en este caso es 0AC10 (se agrega un cero a la derecha).



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2000: Es la dirección relativa dentro del segmento. Para encontrar la dirección absoluta,(para una memoria de 1Mbyte≡1.048.576 direcciones), debemos sumar ambas cifras (en hexadecimal): 0AC10 + 2000 = 0CC10. Como vemos, corresponde a una dirección de 20 bits por lo cual el máximo direccionamiento que podemos hacer, es de 1 MB, comenzando por la dirección 00000 (hex) y terminando en FFFFF (hex). 69: Es el byte que esta contenido en el casillero de la MP: 69H≡01101001B (El contenido también se expresa en Hexadecimal). 7) 0AC1: 2000 69 0C 00 1A………….. Una vez que apareció el primer contenido (69), si pulsamos la tecla de la barra de espacio (SP), aparece el contenido de las posiciones consecutivas. 8) Para cambiar el contenido de una posición de la memoria, se escribe seguidamente al contenido mostrado, el nuevo valor a guardar, en esa dirección. 0AC1: 2000 69 00 (En esa dirección, tiene guardado el 69; si seguidamente escribimos el 00, el contenido “69” será reemplazado por el valor “00”. Para verificar la operación pulsamos “↵↵↵↵” y nuevamente escribimos la misma dirección para visualizar si el nuevo contenido se guardó. 0AC1: 2000 00 9) Para salir del programa “Debug”, debemos escribir seguidamente al guión titilante, la letra “Q” y a continuación pulsar “↵↵↵↵”. El contador “CP” (contador de programa), registro por el cual la unidad de control direcciona a la memoria de programa (MP) para encontrar la siguiente instrucción a ejecutar, esta formado por dos registros auxiliares, denominados “Segmento de código” (CS) y “Registro puntero” (IP). En el caso del ejemplo, se carga en CS, el valor 0AC1, y en IP el valor 2000. Conviene aclarar, que el contenido de una posición de la memoria, se puede obtener con distintos valores de direcciones relativas contenidas en CS e IP Ejemplo: CS IP contenido Dirección absoluta 20B9 : 5000 E8 → 20B90 + 5000 = 25B90 20B8 : 5010 E8 → 20B80 + 5010 = 25B90 20B7 : 5020 E8 → 20B70 + 5020 = 25B90 A continuación vamos a crear en la PC, en el directorio “C”, un archivo de texto y en el escribiremos lo siguiente: “Ana 3/6/80”. Esta expresión quedara grabada en el disco rígido. Cuando llamemos a este archivo, la información pasara a la memoria RAM (una copia) de la PC. Como es información de texto, el código digital que se usa, es el ASCII. (barra de espacio)

A n a sp 3 / 6 / 8 0 → texto 41H 6EH 61H 20H 33H 2FH 36H 2FH 38H 30H → código ASCII (Hex) ↓ ↓ 01000001B 00101111B código ASCII (Bi)



24

Primero vamos a crear un archivo de texto con nombre y extensión “Mario.Cod”: 1) C:\> Copy con Mario.Cod ↵↵↵↵ 2) Ana 3/6/80 ^Z↵↵↵↵ (para escribir en C:\> ^Z, pulsar la tecla “control” junto con la tecla “Z”) A continuación examinaremos este archivo en la memoria, mediante el programa “Debug” que por defecto, lo ubicara en un determinado segmento de código, a partir de la dirección relativa 0100. Para ello debemos escribir el siguiente comando, para el programa Debug, a partir del símbolo del sistema: 3) C:\> Debug Mario.Cod ↵↵↵↵ 4) – E100 ↵↵↵↵ 5) 17F8:0100 41 6E 61 20 33 2F 36 2F 17F8:0108 38 30 Ejemplo Partiendo de la ventana de Windows, crearemos un archivo de texto, que lo ubicaremos en el directorio “C” que denominaremos “PRUEBA1.txt”. Para ello, utilizaremos el editor de textos “Bloc de notas” (INICIO\Programas\Accesorios\Bloc de notas↵↵↵↵). Como texto, escribiremos: 0 sp 1 sp 2 sp 3 sp 4 sp……, siendo sp la barra de espacio (realizado con el tabulador) 1) Creamos el archivo y lo ubicamos en el directorio C 2) Nos ubicamos en el símbolo del sistema y escribimos el siguiente comando para el programa Debug: C:\> Debug PRUEBA1.txt ↵↵↵↵ 3) – E 100 ↵↵↵↵ (A continuación del guión titilante examinamos la MP con el comando E 100) 17F8:0100 31 20 32 20 33 20 34……………… Debug nos muestra que en esa dirección, esta guardado el código binario 31(escrito en Hex.), que representa en código ASCII el numero decimal “1”. Los demás códigos los podemos obtener pulsando la tecla de espacio (sp). Nota: Para salir de este último comando debemos pulsar la tecla “↵↵↵↵”; paso seguido, aparece el guión titilante, indicándonos que el Debug, esta esperando nuevos comandos. Si queremos salir del programa, debemos escribir la letra “Q” y pulsar “↵↵↵↵”, pasando al símbolo del sistema “C:\>”. Si queremos salir del símbolo del sistema, para pasar a la ventana Windows, debemos escribir “Exit ” y teclear “↵↵↵↵”. Procesamiento de datos en un computador En cualquier proceso de datos, es indispensable escribir en la memoria principal (MP) o también llamada “memoria de trabajo” (RAM), los datos y las instrucciones del programa,



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antes de ejecutarlas. Para ello se deberá tener una zona en la memoria, donde se guardaran las instrucciones, y una zona donde se guardaran los datos.

Representación contenidos y direcciones de la memoria

Como ejemplo, vamos a efectuar la siguiente operación: R = P + P – Q P = 1020 H (Hexadecimal) Q= 2040 H 1020 H ≡ 0001 0000 0010 0000 B Para P, asignamos las direcciones 5000 H y 5001H Para Q, asignamos las direcciones 5006 H y 5007H Para R, asignamos las direcciones 5010 H y 5011H Cuando un dato ocupa mas de 1 byte (8 dígitos binarios=8 bits) de memoria, el byte de menor peso se le asigna la primer dirección y a la dirección siguiente, el byte de mayor peso.

A1

00

50

03

06

00

50

2B

06

06

50

A3

10

50

20

10

40

20

00

0200

0201

0202

0203

0204

0205

0206

0207

0208

0209

020A

020B

020C

020D

020F

0210

0211

5000

5001

5006

5007

5010

5011

I 1

I 2

I 3

I 4

Zona De

programa

P

Q

R

Zona De

datos

Resultados



26

En general, una instrucción ordena una operación y en relación con ésta, permite ubicar un dato a operar. Así mismo, indica donde guardar el resultado de dicha operación. La combinación binaria que codifica a una instrucción, constituye su “código de instrucción” o código de maquina, en el sentido que representa el código que entienden los circuitos de la unidad de control (UC). Cada procesador tiene sus propios “códigos de maquina” que puede ejecutar. Analicemos las instrucciones necesarias para resolver el ejemplo: I 1= A10050 = código de maquina (A1) + dirección del dato(0050) A1H : Es una instrucción de transferir o mover hacia el registro acumulador (AX) una copia del dato que esta en la memoria en la dirección 5000H. I 1,es una instrucción que ocupa 3 bytes y su denominación en código nemotécnico (Asembler) es “MOV [5000] , AX” I 2= 03065000 =código de maquina (0306) + dirección del dato (0050) 0306H= Es una instrucción que ordena sumar al contenido del registro acumulador o sea AX, una copia del dato que esta en la memoria, en la dirección que indican los dos últimos bytes; en este caso vuelve a ser 5000H pero podría ser otra dirección. I 3 = 2B060650 = código de maquina (2B06) + dirección del dato (0650) 2B06H= Ordena restar al numero contenido en AX, una copia del numero que en la dirección de memoria que indican los dos últimos bytes, o sea 5006H (transpuestos). El resultado de esta operación queda en el registro acumulador AX. I 4 = A31050 = código de maquina (A3) + dirección de memoria (1050) A3H= Ordena transferir hacia la posición de memoria cuya dirección esta indicada en los dos últimos bytes (5010H), una copia del numero que esta en el registro AX. A continuación, mediante el “Debug” , vamos a guardar en la memoria, el “programa de computación”, definido como el conjunto de las instrucciones I 1, I2, I3 I4, mas los datos P y Q. La escritura la haremos en lenguaje de maquina (mediante su expresión hexadecimal), en el segmento de 64 Kbytes, identificado como 19B0, cuya dirección absoluta de inicio es 19B00. Las instrucciones, las guardaremos a partir de la dirección relativa 0200H y los datos, a partir de la dirección 5000H. 1) C:\> Debug ↵↵↵↵ 2) _ (Aparece guión titilante, indicándonos que Debug espera comandos) 3) _ E 19B0 : 0200 ↵↵↵↵ 4) 19B0 : 0200 25.A1 F2.00 CF.50 AA.03 12.06 AD.00 2A.50 19B0 : 0208 26. 2B 22.06 54.06 12.50 00.A3 B1.10 BF.50 ↵↵↵↵ Cuando ejecutamos el punto 3, aparece en la pantalla, lo indicado en 4, con el primer contenido en la memoria, que en este caso es 25; seguidamente a este valor, escribimos los dos primeros bytes nuevos a cargar que corresponden a las instrucciones. Pulsamos la tecla del tabulador y seguirán apareciendo los siguientes bytes que de la misma manera los



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reemplazaremos por los correspondientes a las instrucciones. Los bytes de lasa instrucciones, se guardan uno a continuación del otro, hasta completar la s instrucciones I 1, I2, I3 I4. Para verificar si han quedado memorizados los bytes del programa, examinamos nuevamente la memoria, a partir de la misma dirección donde comenzamos su memorización. 5) _ E 19B0 : 0200 ↵↵↵↵ 6) 19B0 : 0200 A1 00 50 03 06 00 50 19B0 : 0208 2B 06 06 12.50 A3 10 50 ↵↵↵↵ Seguidamente guardamos los datos de la misma forma que lo hemos echo para las instrucciones, pero ahora a partir de la dirección relativa 5000H, dentro del mismo segmento 19B0. 7) _ E 19B0 : 5000 ↵↵↵↵ 8) 19B0 : 5000 FF.20 11.10 A1. 22. 12. A3 2B.40 19B0 : 5008 2A20 2B ↵↵↵↵ Verificamos ahora si hemos introducidos correctamente los datos 9) _ E 19B0 : 5000 ↵↵↵↵ 10) 19B0 : 5000 20 10 A1 22 12 A3 40 19B0 : 5008 20 2B ↵↵↵↵ Una vez introducidos los datos e instrucciones, para que la “Unidad de control” pueda ejecutar la operación, debemos indicarle la dirección de inicio de la primera instrucción, dentro del segmento. Esto lo podemos hacer colocando la dirección de inicio en el registro puntero “IP”. Esto lo hacemos con el Debug, con el comando “r”, seguido de “IP”. 11) _ r IP ↵↵↵↵ (Al pulsar↵↵↵↵, aparece IP con 0100; lo modificamos colocando el nuevo valor a continuación de los dos puntos 12) IP 0100 : 0200 ↵↵↵↵ Verifico a continuación el estado de todos los registros de la PC que son accesibles para la programación 13) _ r ↵↵↵↵ AX=0000 BX=0000 CX= 0000 DX= 0000 SP= FFEE BP=0000 SI=0000 DI=0000 DS= 19B0 ES=19B0 SS=19B0 CS=19B0 IP = 0200 NV UP EI PL NZ NA PE NC 19B0 : 0200 A10050 MOV AX [5000] DS : 5000 = 1020



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Modificado el registro puntero “IP”, con la dirección relativa 0200, del segmento 19B0, la unidad de control buscara (en la fase de búsqueda) la primera instrucción a ejecutar, en la dirección absoluta indicada por CS : IP. Para otro segmento, debemos modificar “CS”.En el resumen del estado de los registros, Debug nos muestra que en esa dirección de la MP, se encuentra la primera instrucción que guardamos, o sea “A10050 (MOV AX [5000] en asembler). La ejecución de esta instrucción, lo hacemos con el comando “T”, seguido de ↵↵↵↵ 14) _ T ↵↵↵↵ (Ejecutamos la 1º instrucción) AX = 1020 ……………. IP = 0203 19B0 : 0203 03060050 ADD AX ,[5000] DS : 5000 = 1020 15) _ T ↵↵↵↵ (Ejecutamos la 2º instrucción) AX = 2040 ……………. IP = 0207 19B0 : 0207 2B060650 SUB AX ,[5006] DS : 5006 = 2040 16) _ T ↵↵↵↵ (Ejecutamos la 3º instrucción) AX = 0000 …………….

Registro acumulador

AX

ALU

Registro 2º Operando

MP

Bus de datos

Registro de estado

Selección de la

operación

A10050

0200

19B0

RI IP CS

Registros ubicados En la

Unidad de control

RI: Registro de instrucciones IP: Registro puntero CS: Registro segmento de código ALU: Unidad aritmética y lógica



29

IP = 020B 19B0 : 020B A31050 MOV [5000] ,AX DS : 5010 = FD11 17) _ T ↵↵↵↵ (Ejecutamos la 4º instrucción) AX = 0000 ……………. IP = 0203 19B0 : 020E BB 1024 (Este es un valor cualquiera, dado que a partir de “020E” no tenemos instrucciones)/ Para verificar que en las direcciones 5010 y 5011 se coloco el resultado que esta en AX (0000), examinamos la memoria, en esas direcciones. 18) _ 19B0 : 5010 ↵↵↵↵ 19B0 : 5010 00. 00. ↵↵↵↵ Hemos constatado que la instrucción I 4 se ha cumplido. Nota: Los programas de las computadoras terminan con una instrucción, denominada “de salto”, cuyo código ordena que se pase a ejecutar un programa del sistema operativo, para que éste, decida cual es el próximo programa que debe ejecutarse. Las instrucciones I 1 I 2 I 3 I 4 que las ejecutamos paso a paso, la podemos ejecutar simultáneamente una a continuación de la otra como lo hace la computadora en el proceso real. Para ello, utilizamos el comando “G” de Debug, con la indicación de las direcciones de comienzo y final del conjunto de instrucciones a ejecutar/ 19) _ R IP ↵↵↵↵ : 0200 ↵↵↵↵ _ R ↵↵↵↵ AX : 0000…………….. 19B0 : 0200 A10050 MOV AX ,[5000] _ G 0200 020E ↵↵↵↵ (Es una orden para el Debug, no para el procesador) AX : 0000 IP = 020E En el ejemplo que hemos desarrollado, la Unidad de Control (UC), tiene como principal función, dar ordenes de operaciones de lectura o escritura a la Memoria Principal (MP) , y o registros de la Unidad Central de Proceso (UCP), y ordenar que operación debe hacer la Unidad Aritmética y Lógica (UAL). La UC controla, dando ordenes a esos dispositivos, de allí su nombre. La UCP esta estructurada para que repita permanentemente una secuencia de pasos con las instrucciones del programa a ejecutar, programa que se encuentra memorizado en la MP. Para el caso de la instrucción I 1, los pasos que se realizan, son los siguientes: 1) Obtener la instrucción de la MP: La dirección en la MP donde comienza el código de maquina de la instrucción a ejecutar, se encuentra en el “registro puntero o contador de



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programa” IP. Para direccionar la memoria (seleccionarla) y leerla, por la “línea de control L/E” (que forma parte del “bus de control”) se coloca un “1”. Por otra parte, una copia de la dirección contenida en IP pasa al registro RDI que esta conectado al bus de direcciones y a través de este bus esa dirección se llega al registro de entrada de la MP. Esta ultima lo decodifica y localiza la instrucción (I 1) que aparece en la salida de la MP que esta conectada al bus de datos. Por este bus, se transmite al registro RDA (registro de datos), conectado al bus de datos, y finalmente del RDA al registro de instrucciones RI. En nuestro ejemplo, RI se carga con I 1≡A10050. 2) Decodificación: Cuando el código de maquina de la instrucción llega al registro RI , el código de operación (A1) es decodificado por la UC, o sea es detectado por los circuitos de la UC, y su combinación particular de “unos y ceros”, desencadena una secuencia de acciones (micro ordenes) que ya han sido preparadas para esa combinación, cuando se diseño el procesador. 3) Obtención del dato a operar: La UC pone un “1” en la línea de control “L/E” y ordena una copia del contenido de la MP en la dirección formada por los dos bytes del código de maquina que siguen al código de operación (A1), que en este caso es “0050” pero transpuestos (5000), con lo cual dicha dirección se coloca en RDI, de allí pasa al bus de direcciones y llega al registro de direcciones de MP. Esta ultima, envía juntos los contenidos de la posición direccionada y de la siguiente (5000H y 5001H) o sea el dato 1020H, que llega por el bus de datos al registro RDA. 4) Realizar la operación: En este caso la instrucción I 1 (A1) ordena transferir desde MP hacia AX un dato. AX , es uno de los registros de la UAL (registro acumulador). Como el dato ya se encuentra ubicado en RDA, solo resta pasar dicho dato a AX , donde queda almacenado. 5) Modificación del registro contador de programa IP: En la UAL , se debe sumar al contenido del registro IP, la cantidad de bytes que ocupa la instrucción ejecutada (en este caso 3, A1 00 50) y reemplazar el valor anterior (0200) por el resultado de la suma (0203). De esta forma con el IP actualizado, tenemos la dirección de la próxima instrucción a ejecutar (I 2), repitiéndose los pasos anteriores, hasta completar el programa.

Obtener instrucción

Decodificar Obtener dato a operar

Realizar operación

Obtener nueva instrucción con el valor de IP actualizado



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La UAL y el registro de estado La unidad aritmética y lógica (UAL), realiza operaciones aritméticas de suma, resta, multiplicación y división de números enteros. Además realiza operaciones lógicas con AND, OR y NOT. También realiza comparaciones de dos números, para establecer si son mayores iguales o menores. La UAL no tiene “inteligencia” de tipo deductivo como lo puede insinuar su nombre, solamente realiza operaciones ordenadas mediante instrucciones de un programa, sin tomar ninguna resolución, en función del resultado de las operaciones. La UAL, junto con el resultado de las operaciones, genera unos indicadores, denominados “Flag” o “banderas”. Estos indicadores, que pueden valer cero o uno, nos dan un pequeño resumen de las características de los resultados. Estos indicadores están ubicados en el denominado “registro de estado”, y son esenciales para determinar, en función de uno o varios de ellos, la condición para que la “UC” pase a ejecutar otra instrucción distinta de la que corresponde, por orden sucesivo de escritura de las instrucciones en memoria. Uno de estos indicadores se denomina “Z”(cero), y vale “1”(ZR) si el resultado de la operación fue cero; vale “0”(NZ), si el resultado no fue cero. El indicador “S” (signo para enteros) vale “1” (NG) si el resultado fue negativo y vale “0” (PL), si el resultado fue positivo. El indicador “V” (over flow) vale “1” (OV) si el resultado como numero entero supera el máximo valor representable; caso contrario vale “0” (NV). Las instrucciones de salto El grupo de instrucciones que hace que se altere el flujo de ejecución sucesivo, de las instrucciones, dentro de un programa, se denominan”instrucciones de salto”. Existen dos tipos de instrucciones de salto. La instrucción “Jmp” (en asembler) altera el flujo de ejecución, enviando el control en forma “incondicional” a la dirección indicada. Estas instrucciones, se denominan de “salto incondicional”. Las otras instrucciones de salto, se denominan “de salto condicional”. Estas, realizan bifurcaciones del programa principal, según el “estado” que tengan algunos bits del “registro de estado”. Ejemplo de estas instrucciones son “Jnz” (salta si el resultado es mayor o menor a cero) y la instrucción “Jz” , que realiza un salto si el resultado es cero. A continuación y como ejemplo realizaremos un programa en lenguaje de maquina tomando el primer ejemplo donde se le intercalara una instrucción de salto, que denominaremos “IS” . Esta instrucción, será de salto condicional, utilizando para ello la instrucción “Jnz”, que indica saltar, si el resultado de la operación no fue cero (indicado con la bandera “Z” con “cero” (NZ)). Operación: R = P + P – Q Instrucciones: I 1(A15000): Cargar el registro AX (acumulador), el dato ubicado en la dirección 5000 (P) I 2(0306500):Sumar al registro AX el dato que esta en la dirección 5000 (P+P) I 3(2B065006):restar a AX el dato que esta en la dirección 5006 (P+P-Q) I 4S(7508):Es una instrucción de salto condicionada. Si como resultado de la instrucción anterior (I 3) el indicador de cero (Z) vale 1 (ZR), o sea el resultado vale cero, la próxima instrucción a ejecutar es la escrita a continuación en la memoria (I 4). Si el resultado es distinto de cero (NZ), saltar a ejecutar la instrucción I 5 que esta en la dirección que resulta de sumar a la dirección de la instrucción I 4,el valor indicado en la instrucción I 4S.



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I 5: Es similar a I 4 pero el numero se guarda en las direcciones 5012H y siguiente. A continuación, almacenaremos las instrucciones y datos en la memoria y ejecutaremos las instrucciones una por vez. Para el primer caso, tomaremos: P ≡ 1020, Q ≡ 2040 R1 = 0000 (5010H→ 00, 5011H→ 00) P ≡ 1020, Q ≡ 203F R2 = 0001 (5012H→ 01, 5013H→ 00)

Representación contenidos y direcciones de memoria del ejemplo

A1

00

50

03

06

00

50

2B

06

06

50

75

08

A3

10

50

20

10

40

20

00

00

01

0200

0201

0202

0203

0204

0205

0206

0207

0208

0209

020A

020B

020C

020D

020E

021F

0211

5000

5001

5006

5007

5010

5011

I 1

I 2

I 3

I 4S

Zona De

programa

P

Q

R1

Zona De

datos

Resultados

XX

XX

XX

XX

XX

A3

12

50

0210

0211

0212

0213

0214

0215

0216

0217

0218

I 4

I 5

00

5012

5013 R2



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Registros de la Unidad Central de proceso que se utilizan para la programación Tomaremos como referencia a los microprocesadores 80x80 y 80x86 (Intel). Estos registros son los únicos accesibles que se pueden visualizar y modificar; se utilizan para la realización de los programas. A través del programa “Debug” del sistema operativo DOS, podemos acceder a ellos. Dentro del programa Debug, seguido al guión titilante, si tipeamos el comando “r “(registros) y luego “↵” (enter), podemos visualizarlos: 1) C:\> Debug ↵↵↵↵ 2) _ r ↵↵↵↵

Para estos microprocesadores, se disponen de 14 registros internos, cada uno de 16 bits (para el 386 y 486, son de 32 bits). Los primeros cuatro, AX, BX, CX y DX, son registros de uso gral. y se pueden usar como registros de 8 bits. Por ejemplo AX se puede dividir en AH (byte alto) y AL (byte bajo). Estos son los únicos registros que se pueden usar como dual. AX, BX, CX, DX: Registros de uso gral. BP, SP: Registros de apuntadores SI, DI: Registros índice. CS, DS, SS, ES: Registros de segmento. IP: Registro apuntador de instrucciones. NV UP EI PL NZ NA PO NC: Registro de bandera o registro de estado.

Línea 1 AX=0000 BX=0000 CX= 0000 DX= 0000 SP= FFEE BP=0000 SI=0000 DI=0000

Línea 2 DS= 19B0 ES=19B0 SS=19B0 CS=19B0 IP = 0200 NV UP EI PL NZ NA PE NC

Linea 3 19B0 : 0200 A10050 MOV AX [5000] DS : 5000 = 1020

Registros de pila

Registros de uso general

Registros de segmento Registro puntero Registro de estado

Dirección y contenido dato

Instrucción a ejecutarse en nemotécnico (Asembler)

Código hexadecimal de la instrucción a ejecutar

Dirección de la siguiente instrucción a ser ejecutado



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Registros de uso gral. AX (registro acumulador): Se usa para almacenar resultados de operaciones, de lectura o escritura desde o hacia los puertos y como área de memoria temporal (Scratch pad). BX (registro base): Sirve como registro apuntador base o índice; se usa para calcular direcciones que acceden a la memoria. CX (registro contador): Se utiliza constantemente en operaciones de repetición, como un contador que automáticamente se incrementa de acuerdo con el tipo de instrucción usada. DX (registro de estado): Sirve como deposito para las direcciones de los puertos. En combinación con AX, se utiliza para designar cantidades de 32 bits (DX:AX). Se lo utiliza también en combinación con DS (DS:DX). Tiene aplicación en operaciones con interrupciones. Registros apuntadores Son registros que apuntan a una localidad de memoria en gral. BP (registro apuntador de base): Se usa para manipular la información que se encuentra en la pila (memoria LIFO: primero en entrar, ultimo en salir), sin afectar al registro de segmento SS. Es útil cuando se usa la interfaz entre lenguaje de alto nivel y el ensamblador. SP ( registro apuntador de pila): Se usa junto con el SS (registro segmento de pila) para crear en memoria una estructura llamada “Pila” (Stack). Registros índice SI (registro índice fuente) y DI (registro índice destino): Se utilizan para manejar bloques de cadenas en memoria. SI, representa la dirección donde se encuentra la cadena, y DI donde será copiada. Se los utiliza en operaciones en cadena con la instrucción MOVSD. Registros de segmento CS ( registro de segmento de código): Se encuentra asociado al código de programa o sea controla al código de los programas y tiene como socio al registro IP. CS : IP da la siguiente instrucción a ser ejecutada. DS (registro del segmento de datos): Indica el segmento donde se encuentran los datos. ES ( registro de segmento extra): Sirve como “colchón” para ampliar el segmento de datos. SS ( registro del segmento de pila): Tiene la función de controlar el área (segmento) donde se creara la pila (Stack). IP (registro apuntador de instrucciones): Se lo usa en conjunto con el CS ( CS : IP ).



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Los registros BP, SS y SP, trabajan con la pila (Stack). Registro de estado o registro de banderas Banderas prendidas (1) OV DN EI NG ZR AC PE CY Banderas apagadas (0) NV UP DI PL NZ NA PO NC Overflow: NV : no hay desbordamiento OV: si lo hay. Direction: UP: hacia delante DN: Hacia atrás. Interrupciones: DI: Desactivadas EI: Activadas Signo: PL: positivo NG: Negativo. Zero: NZ: No es cero ZR: Si lo es Auxiliary Carry: NA: no hay acarreo aux. AC: hay acarreo aux. Parity: PO: No hay paridad. PE: Paridad par. Carry: NC: No hay acarreo CY: Si lo hay. CONCEPTOS GRALES SOBRE PROGRAMACIÓN EN LENGUAJE ASEMBLER Como hemos visto, el lenguaje que interpreta y ejecuta una computadora, es el de “ceros” y “unos” eléctricos, denominado “lenguaje de maquina”. Este lenguaje es valido tanto para los datos, direcciones e instrucciones. Si quisiéramos desarrollar un programa en este lenguaje de ceros y unos, su elaboración, como lo hemos experimentado, resulta muy lenta y engorrosa. No obstante, programas de



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computación especiales como el “DEBUG”, residente en el sistema operativo “DOS” de una PC, nos permitieron elaborar y ejecutar programas cortos, en lenguaje de maquina, grabándolos directamente en la memoria RAM. El lenguaje ensamblador, es una variante (legible para el ser humano) del lenguaje de maquina, que usan las computadoras para ejecutar programas. Es el lenguaje de mas bajo nivel, después del lenguaje de maquina.. Los lenguajes BASIC, FORTRAN, COBOL, etc. Son de mas alto nivel que el lenguaje Ensamblador (o Asembler ). Este lenguaje de programación, le da facilidades y herramientas necesarias para que se pueda controlar todo lo que la PC puede realizar físicamente. El ensamblador, resulta indispensable cuando se desea escribir programas que controlen la entrada / salida de datos, agregar nuevas interfases de entrada / salida, escribir rutinas optimizadas de un procedimiento etc. El set de instrucciones que manejan los microprocesadores y microcontroladores, están expresados en lenguaje Asembler y en código hexadecimal. Estructura del Ensamblador: Habíamos visto que una instrucción (su formato), presenta una parte que es el código de operación o de comando y la otra parte representa los datos. En Asembler, el código de operación, se representa por dos, tres, o cuatro letras (nombres mnemónicos), representando la función especifica que habrá de realizar la unidad de control (UC). La segunda parte representan los operandos. Algunas instrucciones no requieren operandos. Los operandos comprenden dos partes: Destino y fuente. Ejemplo: MOV AX, 01 = B8 01 (hex) Operando: destino (AX) , fuente (01) Esta instrucción escrita en asembler, el código de operación (MOV) es “mover o desplazar”. Los operandos son AX y 01 y se interpreta como “mover al registro AX, el dato hexadecimal 01”. Herramientas necesarias para programar en Asembler: La programación, en cualquier lenguaje que se realice, necesita al menos tres herramientas: Un “editor de textos” para crear el “archivo fuente”, un “compilador” para convertirlo en “archivo objeto” y un enlazador (Linker), para generar finalmente el “programa ejecutable” Una cuarta herramienta seria el “depurador” (Debugger), que sirve como soporte para verificar, depurar y en caso necesario corregir el programa ejecutable. La programación en lenguaje Ensamblador, no es la excepción y también necesita las herramientas anteriores. Archivo fuente: Para generar este archivo, podemos usar cualquier editor de textos (Por ejemplo el Edit, del DOS, Bloc de Notas Windows). Al usar el editor de texto se forma el archivo fuente que contiene todas las instrucciones que conforman el programa, en el formato ensamblador.



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Archivo objeto: Este archivo intermedio (con extensión. OBJ), lo genera el programa ensamblador que en este caso es el MASM. Para ello el programa fuente debe tener extensión .ASM. Este archivo en formato OBJ, no es ejecutable por el DOS. Este archivo decodifica las líneas del programa en secuencias de caracteres separados, como así también se definen los segmentos y direcciones. Archivo ejecutable: Partiendo del archivo objeto, el enlazador (Linker) arma las estructuras necesarias que necesita el cargador o sea el programa que carga el programa ejecutable en memoria. Con la finalidad de asimilar los conceptos generales de la programación, con el uso del lenguaje Asembler (lenguaje de las instrucciones nemotécnicas), realizaremos un programa similar al que hemos realizado en lenguaje de maquina. Para ello, utilizaremos como “ensamblador”, al Debug. Este programa tiene el comando “A” (dirección) que nos permite grabar en la memoria, el programa a crear en ensamblador. Por ejemplo A → CS : IP. Si no definimos la dirección, Debug coloca la dirección actual (por defecto). Veamos los pasos que debemos seguir: 1) C:\> Debug ↵↵↵↵ 2) _ A ↵↵↵↵ 3) 19A5 : 0100 _ ( Debug se encuentra listo para recibir instrucciones) 4) 19A5 : 0100 _MOV AX,1020 ↵↵↵↵ (El dato se guarda en el registro AX) 5) 19A5 : 0103 _MOV [5000], AX ↵↵↵↵ (El contenido de AX se guarda en 19A5 : 5000) 6) 19A5 : 0106 _MOV AX, 2040 ↵↵↵↵ (El dato 2040 se guarda en el registro AX) 7) 19A5 : 0109 _MOV [5006], AX ↵↵↵↵ (El contenido de AX se guarda en 19A5 : 5006) 8) 19A5 : 010C _MOV AX, [5000] ↵↵↵↵ (Cargo en AX, el contenido de la direcc. 5000) 9) 19A5 : 010F_ADD AX, [5000] ↵↵↵↵ (Sumo a AX, el dato contenido en 5000) 10)19A5 : 0113 _SUB AX, [5006] ↵↵↵↵ (Resto a AX el dato contenido en 5006) 11)19A5 : 0117 _MOV [5010], AX ↵↵↵↵ (Llevo el contenido de AX a la direcc 5010 de MP) 12)19A5 : 011A _INT 20 ↵↵↵↵ 13)19A5 : 011C_ ↵↵↵↵ 14) _ Para ejecutar el programa anterior usamos el comando G (dirección). Este comando, le indica al Debug que ejecute todas las instrucciones, a partir de CS : IP (el valor que tenga), hasta la instrucción, por ejemplo “011A” . 14)_ G 011A ↵↵↵↵ 15) AX=0000 BX=0000 CX= 0000 DX= 0000 SP= FFEE BP=0000 SI=0000 DI=0000 DS= 19A5 ES=19B0 SS=19A5 CS=19A5 IP = 0200 NV UP EI PL NZ NA PE NC 19A5 : 011A A10050 INT 20 DS : 0000 = 0000 En cuanto la ejecucion llega a "011A", Debug despliega los resultados parciales (el contenido actual de los registros). Al ejecutar el comando G, Debug ejecuta la instrucciuon "INT 20" y regresa el control con el siguiente mensaje :



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16)_ G ↵↵↵↵ “Programa terminado normalmente” Resumiendo, con el comando “G”, con una dirección, Debug ejecuta todas las instrucciones previas, haciendo una pausa en ésta (INT 20 H). A cada dirección especificada en el comando G, se le denomina dirección de pausa (Breakpoint addres), permitiendo ver la ejecución del programa por partes. Existe un comando en el Debug, “t” (Trace) que nos permite ejecutar una instrucción por vez. Debug tiene un comando "U", que desemsambla lo que se digito como codigo nemotecnico. Para ello debemos especificar la direccion de inicio y la longitud del programa, que para nuestro ejemplo vale L = 011C – 0100 = 001C. 14) (esto lo hacemos a partir del punto 14 del ejemplo anterior) _ U100 L1C ↵↵↵↵ 19B0 : 0100 B82010 MOV AX, 1020 19B0 : 0103 A30050 MOV [5000],AX 19B0 : 0106 B84020 MOV AX,2040 19B0 : 0109 A30650 MOV [5006],AX 19B0 : 010C A10050 MOV AX,[5000] 19B0 : 010F 03060050 ADD AX,[5000] 19B0 : 0113 2B060650 SUB AX,[5006] 19B0 : 0117 A31050 MOV [5010],AX 19B0 : 011A CD20 INT 20 _ El listado anterior, nos da el formato segmento: la dirección en MP, el código, en hexadecimal, correspondiente a la instrucción y por ultimo, el código de operación (nemotécnico). Grabación en disco rígido de un programa El programa básico generado en “asembler” con el Debug, vamos a guardarlo como un archivo en el disco rígido, para un posterior uso, similar a los de uso corriente en las PC. Para realizarlo con el Debug, debemos realizar los siguientes pasos: 1) Desde el “símbolo del sistema” (en el directorio C o en otra subcarpeta del C) se invoca al Debug. 2) Con el comando “A”, escribimos el programa en lenguaje asembler. 3) Con el comando “H”, obtenemos la suma y la resta entre la dirección siguiente a la última del programa, y la de inicio del programa. El valor que nos interesa, es la diferencia, dado que nos brindara la cantidad de bytes que ocupa el programa, o sea la longitud del programa. Para nuestro ejemplo, la dirección de inicio, es la 0100, y la siguiente a la última del programa, es la 011C. Luego resulta L = 011C – 0100 = 001C. 4) Con el comando "N", le debemos dar un nombre al programa, que incluya la "via" y la extension, que en el caso del Debug, corresponde ".COM". 5) Con el valor de la longitud del programa "L", cargamos el registro CX. 6) Con el comando "W", damos la orden de escritura.



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Ejemplo: Vamos a guardar el programa anterior, con el nombre de “PRUEBA.COM”. Comenzaremos desde el principio escribiendo, con el comando “A”, el programa en la carpeta “EJEMPLOS” perteneciente al directorio C. Previamente, debemos crear esta carpeta, ya sea con el Windows o con las instrucciones o líneas de comando del sistema operativo MS DOS. En este ejemplo, utilizaremos en su totalidad, el sistema operativo MS DOS, haciendo notar que el objetivo de este desarrollo, es simplemente conceptual, para el aprendizaje del funcionamiento interno de las computadoras. 1) C:\> MD EJEMPLOS ↵↵↵↵ (con MD creamos la carpeta EJEMPLOS) C:\> CD EJEMPLOS ↵↵↵↵ (con CD nos posicionamos en la carpeta EJEMPLOS) C:\ EJEMPLOS >_ (estamos en la carpeta Ejemplos) C:\ EJEMPLOS >Debug ↵↵↵↵ (invocamos al DEBUG desde la carpeta EJEMPLOS) _ (Guión titilante, indicándonos que el DEBUG esta listo para recibir comandos) 2) _ A ↵↵↵↵ (con el comando A podemos escribir el programa) 19A5 : 0100 _ ( Debug se encuentra listo para recibir instrucciones) 19A5 : 0100 _MOV AX,1020 ↵↵↵↵ (El dato se guarda en el registro AX) 19A5 : 0103 _MOV [5000], AX ↵↵↵↵ (El contenido de AX se guarda en 19A5 : 5000) 19A5 : 0106 _MOV AX, 2040 ↵↵↵↵ (El dato 2040 se guarda en el registro AX) 19A5 : 0109 _MOV [5006], AX ↵↵↵↵ (El contenido de AX se guarda en 19A5 : 5006) 19A5 : 010C _MOV AX, [5000] ↵↵↵↵ (Cargo en AX, el contenido de la direcc. 5000) 19A5 : 010F_ADD AX, [5000] ↵↵↵↵ (Sumo a AX, el dato contenido en 5000) 19A5 : 0113 _SUB AX, [5006] ↵↵↵↵ (Resto a AX el dato contenido en 5006) 19A5 : 0117 _MOV [5010], AX ↵↵↵↵ (Llevo el contenido de AX a la direcc 5010 de MP) 19A5 : 011A _INT 20 ↵↵↵↵ 19A5 : 011C_ ↵↵↵↵ (Dirección siguiente a la ultima dirección del programa) 3) _H011C 0100 ↵↵↵↵ (Con el comando H, obtengo la suma y diferencia entre 011C y 0100) 021C 001C (suma y diferencia respectivamente) 4) _N PRUEBA.COM ↵↵↵↵ (Con el comando N, le asignamos al programa el nombre, sin vía de acceso, dado que la carpeta actual es EJEMPLOS.) 5) -R CX ↵↵↵↵ (con éste comando invocamos al registro CX) CX 0000 : 001C ↵↵↵↵ (después de los dos puntos escribimos en CX la longitud del programa) 6) -W ↵↵↵↵ (Con el comando W escribimos en el disco rígido el programa) Escribiendo 0001C bytes - Por último para estar seguro que el programa fue cargado, salimos del DEBUG, para luego entrar nuevamente, desde el directorio C con la vía correspondiente o desde la carpeta donde esta guardado el programa. Para invocarlo, lo hacemos con el comando N, indicando



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luego con U, la dirección de inicio y con L, la longitud del programa. Veamos esta comprobación, invocando al DEBUG, desde la carpeta EJEMPLOS: C:\ EJEMPLOS >Debug ↵↵↵↵ _N PRUEBA.COM ↵↵↵↵ _U100 L1C ↵↵↵↵ 19B0 : 0100 B82010 MOV AX, 1020 19B0 : 0103 A30050 MOV [5000],AX 19B0 : 0106 B84020 MOV AX,2040 19B0 : 0109 A30650 MOV [5006],AX 19B0 : 010C A10050 MOV AX,[5000] 19B0 : 010F 03060050 ADD AX,[5000] 19B0 : 0113 2B060650 SUB AX,[5006] 19B0 : 0117 A31050 MOV [5010],AX 19B0 : 011A CD20 INT 20 _ Con esto, hemos comprobado que el programa ha sido guardado correctamente. También lo podemos verificar, a través de Windows. Para ejecutarlo, lo hacemos con el DEBUG, con los métodos, ya aplicados. Las interrupciones de la unidad central de proceso (microprocesador) De alguna manera, la UCP, tiene que estar conciente de lo que sucede a su alrededor. Esta “conciencia” la adquiere mediante las interrupciones. Por ejemplo cuando un periférico necesita interaccionar con la UCP, lo hace mediante una entrada del microcircuito de petición de interrupción. En el caso del teclado, cuando oprimimos una tecla, se produce una interrupción. La UCP detiene lo que esta haciendo, guarda la dirección actual en la memoria “pila” (ultima en entrar, primera en salir), y pone atención al teclado. Una vez atendida esta interrupción, la UCP retoma el programa que estaba ejecutando, previo a la interrupción, recuperando de la “pila” la dirección actual. Otra interrupción que ocurre aproximadamente 18 veces por segundo, es la que actualiza la hora del día. Las interrupciones ocurren tan seguidas en la UCP de una PC, que necesita un circuito integrado aparte, para establecer la prioridad de cada interrupción. Una manera de administrar las interrupciones, que se usa en el entorno del DOS, es mantener una tabla de vectores en la memoria baja, empezando por la dirección 0(cero) y terminando en la 256 (decimal). Estos vectores interrupción, señalan otra dirección de memoria donde la UCP empieza a ejecutar el código que allí se encuentra. Resumiendo, una interrupción, es una bifurcación a cierta dirección de la memoria (RAM o ROM), donde la UCP iniciara la ejecución de una serie de instrucciones, y al terminar, regresa a la siguiente dirección de la instrucción que causo la interrupción. Las interrupciones se dividen en interrupciones de “circuitos” (hardware) e interrupciones de “programa” (Software). Las interrupciones de programa a su vez se dividen en interrupciones de BIOS e interrupciones del DOS.

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II –ING. ELECTRICA 7-2 Microcontroladores ……………………………………………………………………………………………


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MICROCONTROLADORES

CAPITULO 1: Generalidades, especificaciones y conexionados externos del microcontrolador

INTRODUCCION Los microcontroladores son circuitos integrados “programables”, que contienen todos los elementos de un computador. Este componente electrónico, ha revolucionado, en los últimos años, las técnicas de diseño, en lo referente a “sistemas de control industrial”. Esta diseñado para controlar sistemas que realizan una tarea especifica. Como esta integrado en una sola pastilla (chips), de reducido tamaño, suele estar incorporado al propio dispositivo que gobierna. Podemos decir que es un “computador completo”, con limitaciones en sus prestaciones. Aplicaciones comunes: Hornos microondas, lavarropas, sistema de inyección de automóviles, teclados de PC, impresoras, videos, sistemas de comunicaciones, procesos industriales etc. Esquema general interno Vcc.

Entradas Salidas Esquema general de un sistema con microcontrolador Entradas proceso Salidas

UCP

ROM

RAM

I / O I / O

interruptores

teclados

sensores

transductores

visualizadores

relés

parlantes

motores

Micro controlador (programa)



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Diferencias entre sistemas basados con microprocesador y con microcontrolador: El microprocesador, es un circuito integrado que contiene a “la unidad central de proceso(UCP) de un computador. Decimos entonces que el microprocesador es un “sistema abierto”, con el que puede construirse, un computador, con las caracteristicas que se desee, acoplando los modulos necesarios, para el sistema a controlar.El microprocesador puede sacar al exterior, las lineas de sus buses de direcciones, datos y control. El microcontrolador, es un “sistema cerrado”, dado que no son accesibles las líneas de los buses de direcciones, datos y control (salvo casos especiales de microcontroladores). El microcontrolador, tiene todos los elementos de un computador, con prestaciones limitadas que no se pueden modificar. Las entradas y salidas de un microcontrolador, están adaptadas eléctricamente a los respectivos periféricos. Sistema con microprocesador

Tenemos algunas diferencias importantes entre los sistemas basados con microprocesador y microcontrolador. Cada uno tiene sus ventajas y desventajas, dependiendo de las necesidades de cada aplicación. Enumeraremos algunas de ellas: 1)- La UCP de los microcontroladores es más simple y sus instrucciones están orientadas, fundamentalmente, a la operación de cada una de las líneas de entrada / salida. 2)- La memoria RAM de datos de los microcontroladores, es de baja capacidad. La razón es que para aplicaciones de control e instrumentación normales, no se necesita almacenar gran cantidad de información temporal. En cambio en los microprocesadores, pueden acceder a través de los buses, a grandes bancos de memoria RAM externa de acuerdo a las necesidades del sistema.

Microprocesador

Memoria Controlador o interface

Controlador o interface

Bus de datos

Bus de control

Sistema con microcontrolador

Microcontrolador Periféricos Periféricos

Bus de direcciones



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3)- En los microcontroladores, la memoria ROM de programa, es limitada. Por lo general no mayor a 4 K x instrucciones. En un sistema con microprocesador, se pueden tener ROM externas de acuerdo a las necesidades del sistema. 4)- Con los microcontroladores, no es necesario diseñar circuitos complejos decodificadores, porque el mapa de memoria y de puertos I / O, están incluidos internamente. 5)- La mayoría de los microcontroladores, no tienen accesibles al usuario, los buses de direcciones, datos y control de la UCP. Algunos modelos, lo pueden hacer a través de los puertos I / O, para construir expansiones de memoria RAM y ROM. En los microprocesadores, la expansión es más fácil. 6)- La velocidad de operación de los microcontroladores es más lenta, de la que se puede operar con los sistemas con microprocesadores. Sin embargo, actualmente existen microcontroladores que operan por encima de los 50 MHZ. 7)- De manera similar a los sistemas basados con microprocesadores, para escribir, ensamblar y depurar programas en lenguaje de maquina, los microcontroladores necesitan un sistema de desarrollo para cada familia de microcontroladores. Éstos, están compuestos por un paquete “software” con editor de textos, ensamblador y simulador de programas y al mismo tiempo, se necesita de un “hardware”, para poder almacenar el “programa “de aplicación”, en la memoria ROM del microcontrolador. Resumiendo, podemos decir que algunas de las principales ventajas de los microcontroladores son: a)- El circuito impreso es más pequeño dado que muchos de los componentes se encuentran dentro del circuito integrado. b)- El costo del sistema es reducido, dado que es reducido él número de componentes. c)- Los problemas de ruido eléctricos que pueden afectar a los sistemas con microprocesador, se eliminan, debido a que todo el sistema principal, se encuentra en un solo encapsulado. d)- El tiempo de desarrollo de un sistema con microcontrolador, se reduce notablemente. Cuando una aplicación sobrepasa las características del microcontrolador como capacidad de memoria, velocidad de proceso, número de entradas y salidas, etc. , se debe recurrir a un sistema con microprocesador o una computadora completa. Recursos disponibles de los microcontroladores Existen muchas aplicaciones que requieren solamente entradas y salidas de tipo digital. Por ello, muchos de los microcontroladores, disponen internamente de algunos circuitos especiales, para atender a diversas situaciones y naturaleza de las entradas y salidas: a)- Si los fenómenos que se necesitan medir o controlar, son de naturaleza analógica, como los casos de temperatura, presión, voltaje, etc. Se debe entonces disponer de un conversor analógico/digital de varios canales. b)- Si es necesario medir periodos de tiempo, o generar temporizaciones en las salidas, tonos o frecuencias, se debe contar con uno o más contadores programables (timer). c) Si la información obtenida en un proceso de medida o control, o los resultados de los cálculos del programa del programa, se deben enviar a otro microcontrolador o a una computadora o a una red, es conveniente que el microcontrolador posea un circuito de comunicaciones (RS232, I2C, USB, etc.).



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d)- Existen sistemas que requieren sistemas de control por ancho de pulso PWM como el caso de motores, cargas resistivas etc. Para este caso, hay disponibles microcontroladores con módulos PWM. e)- Para aquellos eventos que actúan en tiempo real o existen procesos que no dan “espera”, se deben utilizar la técnica llamada “interrupciones ”. Cuando una señal externa activa una línea de interrupción, el microcontrolador deja de lado la tarea que se encuentra ejecutando, para atender una situación especial y luego puede regresar a continuar con la labor que esta realizando. Bloques internos principales y auxiliares de los microcontroladores

Partes principales: -Unidad central de proceso (UCP) -Memoria no volátil para guardar el programa, por ejemplo EPROM (hay varios tipos) -Memoria no volátil para guardar datos, por ejemplo EEPROM. -Memoria de lectura / escritura para guardar datos. -Registros generales y especiales para programación. -Líneas de entrada / salida para los controladores periféricos con comunicación paralela -Líneas de entrada / salida para comunicación serie con periféricos (232C.I2C,USB,etc.) Recursos auxiliares: -Circuito reloj (oscilador para sincronismo) -Temporizadores (timer) -Perro guardián (watch dog) -Conversores analógico / digital (A /D) y viceversa (D/A). -Comparadores analógicos. -Protección ante fallas de alimentación. -Estado de bajo consumo o reposo.

UCP

FLASH

RAM

EEPROM

I / O

I / O

PWM

A / D

TIMER 1

TIMER 2

TX Rx

Alimentación +VCC

Señales de entrada/salida

digitales

Salida pulsos modulados

Señal de entrada analógica

Salida temporizada o contador de pulsos

externos

Transmisión y Recepción serie

Masa



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Arquitecturas empleadas en los microcontroladores Arquitectura de Von Neuman.

Ésta es la arquitectura de los grandes computadores y las PC. Tenemos un bus de control, un bus de “datos e instrucciones” que es compartido por los datos y las instrucciones del programa en ejecución. Además, tanto los datos como las instrucciones, comparten el uso de la memoria principal, lógicamente en distintas áreas. Esta arquitectura se utilizó en los primeros microcontroladores. Arquitectura Harvard Bus de direcciones Bus de direcciones

Instrucc. datos

Bus de instrucc. Bus de datos Esta arquitectura, es la utilizada por los modernos microcontroladores. En ella, son independientes la memoria de instrucciones y la memoria de datos. Cada una, dispone de su propio sistema de bus de direcciones. Otra característica, esta en la UCP. Ésta responde a la arquitectura RISC (computadoras con juego de instrucciones reducido), identificada por poseer un juego de instrucciones de máquina pequeña y simple, de tal forma que la mayor parte de las instrucciones, se ejecuta en un ciclo de instrucción. Otra característica es la segmentación del procesador (pipe line) que permite procesar en etapas, las instrucciones para trabajar con varias a la vez. El alto rendimiento y elevada velocidad de los modernos microcontroladores, se deben a la aplicación de las arquitecturas Harvard, Risc y a la segmentación (pipe line) de las instrucciones. La memoria de programa El microcontrolador, esta diseñado para que en su memoria de programa, se almacenen todas las instrucciones del programa de control. En Gral., no se pueden utilizar memorias externas para su ampliación. Como el programa es siempre el mismo, éste se graba en forma permanente. Los tipos de memoria que admiten la retención de lo grabado, son cinco versiones: 1)- ROM con mascara: Se graba el chip durante el proceso de fabricación; se justifica ésta memoria cuando se deben grabar grandes cantidades de microcontroladores.

UCP

MEMORIA instrucciones

+ datos

Memoria de instrucciones

UCP

Memoria de

datos

Bus de direcciones




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2)- EPROM: Se graba con un dispositivo físico (circuito electrónico) gobernado por una PC, denominado “grabador”. En la superficie de la cápsula, tiene una ventana de cristal para borrarla con rayos ultravioleta y volverla a utilizar. 3)- OTP: Estas memorias se graban una sola vez, por el usuario, y no se pueden borrar. Son de bajo precio y fáciles de grabar. Se justifica para prototipos finales y series cortas. 4)- EEPROM: Se graban en forma similar a las OTP y EPROM y se borran en forma similar a la grabación, o sea eléctricamente sobre el mismo zócalo del grabador. Puede ser programada y borrada aprox. 1.000.000 de veces. La capacidad de memoria es limitada, con tiempo de grabado relativamente alto y elevado consumo de energía. Por ejemplo el microcontrolador PIC 16C84 puede almacenar en su memoria de programa EEPROM, 1 K de palabras de 14 bits y algunos bytes de datos, sin pérdida de la información cuando se interrumpe la tensión de alimentación. 5)- FLASH: Es una de las últimas versiones de memoria no borrables. Es de bajo consumo con posibilidad de escribir y borrar (aprox. 1000 veces) como la EEPROM pero de mayor capacidad. Por sus mejores prestaciones, están desplazando a las EEPROM. Son recomendables en aplicaciones que sea necesario modificar el programa a lo largo de la vida del producto a controlar sea por desgaste, optimización etc. Por ejemplo la empresa Microchip T. Comercializa los microcontroladores PIC. Dentro de esta familia estén los PIC 16C84 con memoria de programa EEPROM y los PIC 16F84 con memoria FLASH. Ambos microcontroladores, son similares en sus prestaciones. La memoria FLASH, es una variante de las EEPROM. La memoria de datos Esta memoria debe ser de lectura / escritura (L/E) por lo que la memoria “RAM estática” (SRAM), es la mas adecuada aunque sea volátil al eliminar la tensión de alimentación. Hay microcontroladores que utilizan para los datos dos memorias: una EEPROM y otra SRAM. Por ejemplo el PIC 16F84 tiene 68 bytes de memoria SRAM para datos y 64 bytes de memoria EEPROM, también para datos. La memoria de programa para estos chips, es de 1 K x 14 bits. De tipo EEPROM. Líneas o puertos de entradas y salidas (I/O) Están destinadas a soportar los periféricos exteriores que controlan. Son de ambos sentidos, es decir que pueden actuar como entradas o salidas según se las programe y se adaptan con los periféricos, manejando información paralela; se agrupan generalmente en grupos de 8 bits, denominándose el conjunto “Puertas”. La actuación de estas puertas es la de suministrar corriente eléctrica en el estado binario alto, con el nivel de tensión aprox. Al de la fuente de alimentación, y absorber corriente en el estado binario bajo. Existen modelos que soportan comunicación serie, otros disponen de líneas para diversos protocolos de comunicación como I2C, USB etc. Otros terminales de un microcontrolador son dos entradas para alimentación de energía eléctrica (VDD(+) y Vss(-); una entrada para el “reinicio” o “reset”(MCLR#) y dos entradas para el oscilador externo (osc1/CLKIN y osc2/CLKOUT); una entrada para interrupción.



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PRINCIPALES FAMILIAS DE MICROCONTROLADORES Detallaremos brevemente las principales o más renombradas familias de microcontroladores. Existen en el mercado varias marcas reconocidas por sus características, comercialización, soporte técnico, difusión, usos en la industria etc. Entre ellas tenemos INTEL, MOTOROLA, MICROCHIP, PHILLIPS, NATIONAL y ATMEL. Familia Intel 8051: El primer microcontrolador fue el 8048 con 8bits de datos, con RAM interna, pero la memoria de programa era externa. En los años 80 nació el 8051, siendo el más difundido a nivel mundial. El 8051 tiene 4 Kbytes de ROM que deben programarse durante su construcción. El 8751 reemplazo la ROM por una EPROM. El 8031 no tiene ROM interna; el programa reside en memoria externa. Para la comunicación con la memoria, utiliza 3 de los cuatro puertos entrada / salida. Esta posibilidad de expansión es característica de esta familia. Familia Motorola : Derivaron del microprocesador 6800, siendo optimizados para aplicaciones de control especializado, formando parte de aparatos de producción masiva como juguetes, equipos de video, impresoras, electrodomésticos y tienen amplia aplicación en la industria automotriz. Existen cinco familias principales: La 68H05, 68HC08 y 68HC11 de 8 bits; la 68HC12 y 68HC16 son de 16 bits, cada una de ellas con diferente UCP. Por ejemplo la 68hc05,representa a mas de 30 microcontroladores distintos con la misma UCP y de 8 bits.. Éstos incluyen RAM, ROM, puertos I/O, temporizadores, convertidores A/D y memorias PROM o EPROM. Familia Microchip : Estos microcontroladores tienen arquitectura Hardware. Se clasifican en tres grupos, dependiendo de la longitud de palabra de instrucción que pueden manejar (12,14 o 16 bits), tomando las referencias 12XXX, 16XXXX, 17XXX y 18XXX. Los fabricantes los definen a los PIC como microcontroladores de 8 bits tipo RISC. Son de bajo costo poco consumo y alta velocidad de operación. Familia ATMEL : Manejan 3 grandes grupos de microcontroladores RISC, cuyas UCP, llegan hasta los 32 bits. El 1° grupo tiene la arquitectura basada en el 8051 con memoria de programa FLASH. El 2° grupo es el AT91, los cuales soportan compilados en lenguaje “C”, ensamblador etc. El 3° grupo, AVR”, son arquitectura RISC y UCP de 8 bits y módulos de comunicación USART, SIP, ADC, etc. Microcontroladores Basic Stamp: Toman como base el microcontrolador PIC los cuales forman un sistema soportados en una placa principal, que les permite programarlos en lenguaje “Basic Stamp”, siendo éste más sencillo que otros (lenguaje de alto nivel).El fabricante de estos sistemas es PARALLAX INC. CARACTERISTICAS ESPECIFICAS DEL MICROCONTROLADOR PI C16X84 El desarrollo de este curso sobre introducción a los microcontroladores, tomara como base al microcontrolador PIC16X84, fabricado por la empresa Microchip. Su elección, esta basada en las siguientes consideraciones: -Sencillez de su manejo -Abundante información técnica de aplicación



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-Buen promedio en los parámetros: velocidad, consumo, tamaño, alimentación, código compacto, etc. Microchip, clasifica a sus microcontroladores en cuatro gamas a saber: 1º Gama básica: familias PIC 125xx y PIC 16C5x, con un repertorio de 33 instrucciones de 12 bits y dos niveles de pila 2º Gama media: Familias PIC 12C6xx, PIC 16Cxx y PIC 16F87x con 8 niveles de pila, 1 vector interrupción y 35 instrucciones de 14 bits. 3º Gama alta: PIC 17Cxx con 16 niveles de pila, 4 vectores de interrupción y 58 instrucciones de 16 bits. 4º Gama mejorada: PIC 18Cxxx con 32 niveles de pila, 4 vectores de interrupción y 77 instrucciones de 16 bits. Para el caso especifico del PIC 16F84 que vamos a trabajar, dispone de 8 niveles de pila, 1 vector de interrupción y 35 instrucciones de 14 bits (gama media) Partes principales y características eléctricas generales del PIC16X84 -Tecnología de fabricación: Circuito integrado CMOS, técnica epitaxial -Encapsulado plástico con 18 terminales. -Unidad central de proceso. -Memoria de programa: 1K x 14 bits EEPROM(PIC16C84) y FLASH (PIC16F84) -Memoria de datos RAM (GPR) : 36 bytes (PIC16C84) y 68 bytes (PIC16F84) -Memoria de datos EEPROM : 64 bytes para ambos modelos. -PILA (stack): de 8 niveles (Memoria para subrutinas anidadas) -Interrupciones: 4 tipos diferentes con 1 vector de interrupción. -Temporizadores: uno solo, el TMRO, que puede actuar como temporizador de eventos o como contador de pulsos externos. -Perro guardián (WDT) actúa para evitar que el microcontrolador quede “colgado” ante una falla temporal en la ejecución de las instrucciones. Líneas de entrada / salida digitales: 13 en total, 5 en Puerta A y 8 en Puerta B. -Juego de instrucciones: 35 (de 14 bits) -Corriente máxima absorbida: 80 mA en Puerta A y 150 mA en Puerta B. -Corriente máxima suministrada: 50 mA en Puerta A y 100 mA en puerta B. -Corriente máxima absorbida por línea: 25 mA -Corriente máxima suministrada por línea: 20 mA -Voltaje de alimentación: (VDD): de 2 a 6 volt. CC -Voltaje de grabación: (VPP) : de 12 a 14 volt. CC - Protección contra fallo de alimentación. -Entrada para RESET. - Entradas para osciladores externos. -Estado de reposo o bajo consumo. - Registro de trabajo W. -Registros de propósitos especial (SFR) : Total 22 ubicados en la memoria RAM. -Direccionamiento directo e indirecto de la memoria RAM



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DIAGRAMA DE CONEXIONES

OSC1 / CLKIN : Entrada externa de los impulsos reloj o conexión con el cristal de cuarzo. OSC2 /CLKOUT : Salida de Fosc/4 en modo osc. RC o conexión con el cristal de cuarzo. MCLR# : En modo grabación se introduce la tensión VPP (12 a 14 V DC.). En funcionamiento normal, es la entrada del “reset” del PIC. RA0- RA3 :Líneas de E / S de la puerta A (puerto A) RA4 / TOCKI : Línea de E / S de la puerta A o entrada de impulsos de reloj para TMR0. RB0 / INT : Línea de E / S de la puerta B (o puertoB) o de pedido de interrupción. RB1-RB7 : Líneas de E / S de la puerta B. (o puerto B) VDD : Entrada tensión de alimentación (+) VSS : Entrada tensión de alimentación(-) Para la grabación de las instrucciones en la memoria de programa (EEPROM o FLASH), se ingresa la tensión de grabación (VPP=12 a 14 volt.) por el Terminal MCLR#, la señal reloj del sistema grabador por RB6 y los bits de las instrucciones en serie por la entrada RB7. EL CIRCUITO OSCILADOR EN LOS MICROCONTROLADORES PIC Como los microcontroladores son sistemas síncronos programables, necesitan una señal eléctrica con una frecuencia de funcionamiento fija, provista por un oscilador. Esta señal, ingresa a través del pin OSC1/CLKIN. Los pulsos que ingresan, se dividen internamente por cuatro, dando lugar a las señales Q1, Q2, Q3 y Q4. Las instrucciones del programa, requieren de estos cuatro periodos para ejecutarse, denominándose éste tiempo, periodo (ciclo) de instrucción. Por ejemplo para una frecuencia reloj de 10 MHZ el periodo resulta T =100 ns y el ciclo de instrucción es 4 x 100 = 400 ns. Las instrucciones simples, requieren para cumplirse de dos ciclos de instrucción. Las instrucciones de salto, necesitan cuatro ciclos. Q1: Durante este tiempo, se incrementa el contador de programa. Q2: Se busca el código de instrucción en la memoria de programa y se carga en el registro de instrucciones. Q3 – Q4 : Se produce la decodificación y la ejecución de la instrucción.

1 18

2 17

3 16 4 PIC16X84 15

5 14

6 13 7 12

8 11

9 10

RA2

RA3

RA4/TOCKI MCLR#

VSS

RBO/INT RB1

RB2

RB3

RA1

RAO

OSC1/CLKIN

OSC2/CLKOUT VDD

RB7

RB6

RB5 RB4



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Como los microcontroladores PIC aplican la técnica de segmentación (pipe-line), que consiste en realizar en paralelo las dos fases que comprenden cada instrucción (búsqueda y ejecución), podemos decir que cada instrucción simple, se ejecuta en un tiempo de 1 ciclo de instrucción y las de salto, en 2 ciclos | Q1 Q2 Q3 Q4 | Q1 Q2 Q3 Q4 | Q1 Q2 Q3 Q4 | Q1 Q2 Q3 Q4 | OSC1|-----|-----|-----|-----|-----|-----|-----|-----|-----|-----|-----|-----|-----|-----|-----|-----| 1 ciclo 1 ciclo 1 ciclo 1 ciclo |---------------------|----------------------|----------------------|----------------------|

Tipos de osciladores Los microcontroladores PIC admiten cinco tipos de osciladores externos para aplicarle la señal con la frecuencia de funcionamiento. El tipo de oscilador empleado, debe especificarse en dos bits ( FOSC1 Y FOSC2 ) de la denominada “palabra de configuración” o registro de configuración, durante el proceso de grabación del programa, en la memoria de instrucciones del micro. Los tipos de osciladores son los siguientes; 1)- Oscilador tipo RC. 2)- Oscilador RC interno (INTRC) 3)- Oscilador tipo LP 4)- Oscilador tipo XT 5)- Oscilador tipo HS Oscilador tipo RC: Este oscilador es de bajo costo, proporcionando una estabilidad en frecuencia mediocre. Se lo utiliza para aquellos casos donde los tiempos de funcionamiento (temporizaciones) no son exigentes.

PIC16X84

Búsqueda 1 Ejecución 1



Búsqueda 4



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Ejemplo de frecuencias de oscilación: Fosc Rex Cex 625 Khz 10 K 20 pF 80 Khz 10 K 220 pF 80 Hz 10 K 0.1 uF La resistencia exterior (Rex) varía entre 5 K y 100 K. Para valores menores de 5 K la oscilación se hace inestable y puede detenerse; para valores mayores de 100 K, se hace susceptible al ruido y la humedad. Por el terminal OSC2/CLKOUT podemos obtener la frecuencia del oscilador dividida por cuatro para sincronizar dispositivos externos. Oscilador RC interno (INTRC Es la solución más económica, no siempre disponible en todas las familias de PIC. En los PIC 16X84 no existe esta variante. La frecuencia de oscilación se genera internamente sin elementos externos. Oscilador tipo LP: Es un oscilador de bajo consumo y baja frecuencia con cristal de cuarzo o resonador cerámico. Esta diseñado para trabajar en frecuencias de 35 a 200 KHZ. Oscilador tipo XT: Es un oscilador de cristal de cuarzo o resonador cerámico tipo estándar para frecuencias comprendidas entre 100 KHZ y 4 MHZ. Tiene un consumo de energía medio. Oscilador tipo HS: Es un oscilador de cristal de cuarzo resonador cerámico con alta frecuencia, comprendida entre 4 y 10 MHZ. Tiene un consumo de energía alto. Conexión del oscilador basado en cristal o resonador cerámico

RESONADOR MODO FREC. C1/C2 XT 455 KHZ

2,0 MHZ 4,0 MHZ

22 – 100 pf 15 – 68 pf 15 – 68 pf

HS 8,0 MHZ 16 MHZ

10 – 68 pf 10 –22 pf

PIC16X84



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CRISTAL

MODO FRECUENCIA C1 C2 LP 32 KHZ

200 KHZ 68 –100 pf 15 –30 pf

68 –100 pf 15 – 30 pf

XT 100 KHZ 2 MHZ 4 MHZ

68 – 150 pf 15 – 30 pf 15 –30 pf

150 – 200 pf 15 – 30 pf 15 –30 pf

HS 8 MHZ 10 MHZ 20 MHZ

15 –30 pf 15 – 30 pf 15 – 30 pf

15 – 30 pf 15 – 30 pf 15 –30 pf

Cuando el microcontrolador se configura en los modos LP, XT o HS, se puede utilizar una fuente externa para los pulsos reloj adaptada mediante una compuerta lógica y conectada al pin OSC1. Al pin OSC2 se le suele colocar una resistencia a masa para disminuir ruidos del sistema, pero a costa de incrementar la corriente del sistema.

Características de los puertos de entrada/salida de los microcontroladores PIC Como lo hemos mencionado, el puerto “A” tiene 5 líneas conectadas a 5 terminales del” chip” y el puerto “B” tiene 8 líneas conectadas a 8 terminales. Cada línea, puede ser configurada, por el programa grabado, como entrada o salida. Cada Terminal, tiene un resistor interno, conectado a la fuente de alimentación (pull-up) que puede ser conectado o desconectado, por el programa. Estos resistores se desconectan automáticamente, si un terminal se predispone como terminal de salida. Esto es asi debido a que las salidas tienen la posibilidad de actuar como fuente de corriente (entregan corriente) o como sumidero (absorben corriente). Todos los resistores de “pull-up” se conectan o desconectan al mismo tiempo (no existe un comando que los conecte independientemente. Como salida, un terminal del puerto “A”, puede absorber 25 mA del circuito exterior o entregar 20 mA al circuito exterior, pero en total, no se debe exceder de 80 mA absorbidos y 50 mA entregados. Para el puerto “B”, las características son similares por Terminal individual, pero en total no se puede exceder de los 150 mA absorbidos y 100 mA entregados. Terminales no utilizados Los terminales de los puertos no utilizados, siempre se deben conectar a la fuente de alimentación (+5 volt) mediante un resistor de 10 KΩ, debido a que se trata de un dispositivo CMOS, caso contrario podría deteriorarse por captación electrostática.

PIC16X84



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El Terminal nº 3 El Terminal nº 3 del circuito integrado, denominado RA4/TOCKI, puede ser configurado como entrada/ salida o como de arranque de un temporizador/contador. Cuando se programa como entrada, este Terminal funciona como un disparador de Schmitt trigger ideal para reconocer señales distorsionadas o de crecimiento lento. Cuando trabaja como salida lo hace “colector abierto” (drenador abierto), es decir que no se puede utilizarlo como fuente de corriente, en este caso siempre se debe colocar un resistor externo entre la fuente de alimentación y el Terminal, según se muestra en el dibujo:

PERIFÉRICOS DIGITALES PARA LAS ENTRADAS Y SALIDAS Entradas: En el primer programa que desarrollamos, introducimos los datos directamente. En la práctica el microcontrolador se comunica con el mundo exterior, a través de señales externas digitales o analógicas. De igual forma, son las señales de salida, que gobiernan el proceso controlado. Solamente analizaremos las señales digitales para el PIC16X84.

Puerto de salida normal

PIX16X84 PIX16X84

Terminal 3

PIX16X84

Terminales no utilizados



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A) Sin pulsar: entrada en VDD (+) = 1 B) Sin pulsar: entrada en cero volt. = 0

Pulsando: entrada a cero volt. = 0 Pulsando: entrada en VDD (+) =0

Contactos o interruptores:

El análisis de los circuitos, es similar al de los pulsadores

Circuitos de entradas antirrebotes:

Los dispositivos electromecánicos, al cerrar, provocan rebotes que pueden durar algunos milisegundos. Si no se toma ninguna acción, pueden provocar inestabilidad, en la mayoría de los circuitos digitales. En el caso de los microcontroladores, tenemos dos tipos de soluciones: 1)- Solución por programa: Consiste en identificar el primer flanco de la señal de entrada, luego se pasa a un programa de “rutina de retardo” de varios milisegundos antes de pasar a detectar si se ha producido el flanco contrario.

Rebotes

Pulsación



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2)- Solución por circuito:

Circuito (A): Al cerrar “P” el capacitor se descarga a través de la resistencia de 1K y suministra un cero (0). Cuando se desactiva “P”, el capacitor se carga a través de la resistencia de 10 K con una determinada cte de tiempo, que dependen de los valores del capacitor y resistencia de carga, suministrando un uno (1). Circuito (B): El circuito representa un flip flop tipo RS con puertas NAND, de manera tal que este circuito cambia su salida, apenas detecta el 1° flanco. Acoplamiento óptico de entradas digitales:

Los opto acopladores, son encapsulados de cuatro terminales, disponiendo en su interior, de un diodo Leds (emisor de luz) y un fototransistor (receptor de luz). Ambos dispositivos se encuentran aislados eléctricamente. El periférico, cuando desea introducir un “uno lógico”, al microcontrolador, aplica una tensión positiva al ánodo del diodo. La corriente circulante, provoca una emisión de luz, que es captada por el fototransistor. Este último, al tener aplicada una tensión eléctrica en su terminal colector, conduce corriente que circula por la resistencia de 1K, provocando una caída de tensión en sus extremos, que es captada por el microcontrolador, interpretándola, como un “uno lógico” en su entrada.



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Circuitos conectados a las salidas del microcontrolador Diodos Leds :

Circuito (A): Cuando la salida del microcontrolador es una tensión positiva (uno lógico), entrega una corriente al diodo Leds, limitada por la resistencia eléctrica. El diodo Leds, emite luz. Circuito (B): Cuando la salida del microcontrolador provee una tensión baja (0+), por el diodo Leds circula una corriente, dado que su ánodo, tiene aplicada una tensión positiva respecto a la masa o terminal común. Utilización de transistores y diodos Leds:

Este circuito, se utiliza para amplificar la corriente de salida del microcontrolador. El transistor trabaja al corte y saturación. La resistencia en colector limita la corriente que se entrega al diodo Leds. La resistencia eléctrica en la base limita la corriente en la base del transistor y la de salida del microcontrolador. Cuando el microcontrolador entrega una tensión positiva (uno lógico), suministra corriente a la base del transistor. Este, pasa a la saturación, dando lugar a la corriente de colector que a su vez alimenta al diodo leds. Este último, emite luz. Las formulas de cálculo son las siguientes: RC = (VCC – Vcsat. – Vd)/ Icsat. βsat: ganancia de corriente de saturación del transistor

No se puede utilizar esta salida para R3

Se puede utilizar esta salida para R3



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IBsat = Icsat/ βsat V (+)= VDD =+5 volt. : Tensión de salida del microcontrolador RB = ( V(+) – Vbsat )/ IBsat Activación por relés y microrelés:

A)- Actuando las salidas sobre relés, nos permite controlar cargas mucho mayores, dados que las corrientes de carga pasarán por los contactos del relé. Por ejemplo poner en marcha un motor eléctrico a través de un contactor. Un “uno” en la salida del micro (V+) produce el accionamiento del relé. Un “cero” (0+), el relé esta desactivado. B) Este es el caso de activación por microrelés con doble contacto. En este caso, el micro relé se activa con un “cero” en la salida del microcontrolador y se desactiva con un “uno lógico”. En este circuito, se utiliza un diodo Leds para indicar la activación del micro relé; el otro se utiliza para la aplicación. Salidas opto acopladas:

Cuando la salida del microcontrolador vale “1” (V+), el Leds del opto acoplador se enciende y activa al fototransistor a la saturación, entregando entonces un “0” (0+) lógico al periférico. Cuando la salida del microcontrolador vale “0” (0+), el Leds esta apagado y el fototransistor esta desactivado (corte); se entrega un “1” (VCC+) al periférico.



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Control de cargas eléctricas alternas con triac:

Los TRIAC son dispositivos electrónicos que dejan pasar una parte del semiciclo positivo o negativo, en función de un impulso de disparo aplicado a su compuerta. En el caso del circuito del ejemplo, resulta un control de carga eléctrica “por ciclos enteros”. Cuando la salida del microcontrolador vale “1”, el diodo Leds se enciende ; el fototriac se activa recién cuando la tensión alterna de la carga pasa por cero, y de esta manera le inyecta un impulso de corriente a la puerta del triac de potencia que controla la carga. El resistor 39 ohm y capacitor conectado a el (10nf), protegen al triac frente a sobre tensiones y dv/dt. Otras aplicaciones: Existen una gran variedad de aplicaciones conectadas a las salidas del microcontrolador como ser activación de displays de 7 segmentos, pantallas de cristal liquido LCD, zumbadores, comunicaciones digitales bajo la norma RS-232 (previo desarrollo de un programa de comunicación y circuito especial adaptador como el MAX232), control de motores paso a paso, etc. Circuito de reinicialización o reset En los microcontroladores, se requiere un Terminal para reiniciar el funcionamiento del sistema cuando sea necesario, ya sea por una falla que se presente o porque así fue diseñado. Este Terminal se denomina “Master Clear”, abreviadamente MCLR. La acción de provocar un “reset” en el microcontrolador, produce dos efectos importantes: a)- El contador de programa (que me indica la próxima dirección de la instrucción a ejecutar) se carga con la dirección 0x 00 (00000000), apuntando a la primera dirección de la memoria de programa (vector reset) en donde deberá estar situada la primera instrucción del programa de aplicación. b)- La mayoría de los registros de estado y control del procesador, toman un estado conocido y determinado. _____ En el PIC 16X84, el Terminal de “reset” esta ubicado en el pin nº4 denominado MCLR.



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Este microcontrolador, admite cinco diferentes tipos de reset: 1)- Reset al encendido “POR” (Power On Reset), hasta estabilizar VDD y el oscilador; Si esta habilitado, se logra conectando el terminal de reset (MCLR#) con el terminal de la entrada de la tensión de alimentación VDD.(se conecta a través de una resistencia eléctrica) 2)- Reset por pulsación externa (Master clear); se logra, llevando a masa el terminal de reset. 3)- Reset por pulsación externa (Master Clear), cuando el microcontrolador esta en el estado de bajo consumo (modo sleep). Se logra de la misma forma que el reset nº2 4)- Actuación del circuito de vigilancia “perro guardián” (watchdog) durante la operación normal (si esta habilitado). 5)- Actuación del circuito de vigilancia “perro guardián” durante el modo de reposo (modo slepp), si esta habilitado. Un circuito sencillo que admite un reset al encendido” (si esta habilitado) y reset por pulsación externa (2 y 3), es el siguiente:

Circuito práctico El siguiente circuito práctico muestra un conexionado común en casi todas las aplicaciones. Dispone de un circuito de reset, un oscilador a cristal con una frecuencia de oscilación de 4 MHZ (tipo XT), una entrada a contacto (RA1) y una salida con un diodo LEDS (RB1). La tensión de alimentación, es de 5 volt., que es un valor normal de aplicación para los microcontroladores PIC. Para una mayor estabilidad de funcionamiento resulta conveniente que la tensión de alimentación sea provista por una fuente regulada, como podría ser con el CI 7805

Pulsador

1 18

2 PIC16X84 17

3 16 4 MLCR 15

5 14

6 13 7 12

8 11

9 10



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Esquema de la fuente de alimentación +VDD

CI 7805

18 4 16 5 15 7 14 PIC16X84



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PROGRAMACIÓN DE LOS MICROCONTROLADORES Introducción: Cuando se decide realizar un automatismo o un subsistema de un sistema más complejo (por ejemplo formando parte de un circuito de un aparato electrónico), se debe establecer la combinación adecuada del “hardware” (circuitos) y del “software” (programa). Estos puntos, son los que involucran el diseño con microcontroladores. Los microcontroladores, permiten configurar un sistema que cumpla con los requisitos del problema a resolver, gracias a una característica fundamental que comparten con las computadoras convencionales: que son “programables”. Por ello, diseñar sistemas de control con microcontroladores, exige el dominio de dos especialidades fundamentales: la primera es la especialidad o destreza para seleccionar y conectar componentes electrónicos (diseñar y realizar el circuito), y la segunda, es el conocimiento de las técnicas de programación. Ambas especialidades, logran que el microcontrolador actúe según los requisitos que el problema a resolver propone. Un aspecto importante que tenemos que tener siempre presente, cuando realicemos el programa, es que todos los sistemas programables, no procesan la información en forma continua (como los sistemas analógicos), sino que lo hacen en pequeños periodos de tiempo, por lo que deben organizar sus tareas en forma secuencial en el tiempo. Los pasos básicos en la creación y ejecución de un programa, en un sistema programable en Gral., son los indicados en el diagrama en bloques de la siguiente figura:

Estas acciones a resolver, involucran a especialistas en el tema y son los denominados “PROGRAMADORES”.

Diseño de un automatismo con

microcontroladores

Interpretar el problema creando diagrama de flujo

Escribir las instrucciones del

programa

Almacenar programa en memoria del

microcontrolador

Diseñar circuito electrónico completo

y ejecutar el programa



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Lenguajes de programación: Dado que programar en lenguaje de maquina (de unos y ceros) resulta muy complicado, es conveniente utilizar lenguajes nemotécnicos, más fáciles de entender. Existen varios lenguajes que utilizan las computadoras modernas. Algunos de ellos se utilizan para resolver problemas de carácter administrativo, como lo es el lenguaje COBOL. Otros lenguajes, ayudan a crear programas de utilidad para Ingeniería, como FORTRAN , PASCAL etc. Cuando se trata de resolver problemas de “control industrial” con microcontroladores, cuya capacidad de memoria de programa resulta restringida, conviene utilizar lenguajes de bajo nivel o más cercano al dispositivo. Él más conveniente, por requerir menos instrucciones para ejecutar tareas especificas, es el” lenguaje ensamblador o Asembler”. Este lenguaje esta compuesto por un conjunto de palabras sencillas, que permiten describir las acciones básicas, que ejecuta la UCP del microcontrolador. Uno de los inconvenientes de este lenguaje, es que cada familia de microcontroladores, tiene su propio lenguaje ensamblador. No obstante esta dificultad, aprendiendo a programar en “ensamblador” para un determinado tipo de microcontrolador, le permite transferir esta especialidad, a otro diferente. Otros lenguajes de alto nivel que se utilizan en la programación de microcontroladores son el lenguaje “C” y el lenguaje “Basic”. Cuando se utiliza uno de estos lenguajes, es necesario otro programa de computadora para que lo traduzca al sistema binario, de manera tal que se pueda introducir en la memoria de instrucciones del microcontrolador. Estos programas se denominan “ensambladores” o “compiladores” y sirven para el microcontrolador específico o para una determinada familia de microcontroladores. En el caso específico del microcontrolador PIC tenemos: Lenguaje ensamblador > ensamblador MPASM. Lenguaje C > compilador PCM. Lenguaje Basic > compilador PBASIC. Descripción del programa ensamblador: Definimos como “programa de usuario” o “programa fuente” , aquel que es escrito por el programador, en el lenguaje “ensamblador”. Para ello, se debe utilizar un editor de texto de PC, para generar un archivo de texto, con las instrucciones que puede ejecutar el microcontrolador. Los programas fuente, no pueden ejecutarse asi directamente; son archivos de texto pensados para que puedan ser interpretados por los seres humanos, pero incomprensibles para la unidad central de proceso del microcontrolador. Para lograr un programa ejecutable por el microcontrolador, se deben seguir varios pasos. El primer paso consiste en traducir el programa fuente a su codigo objeto equivalente; este trabajo se encarga de realizarlo el “programa ensamblador” . El programa ensamblador, esta conformado por varios módulos independientes, cada uno de los cuales, cumple una función especifica. Los módulos más importantes son: a)-Ensamblador básico: Genera, a partir del código fuente, un archivo “relocalizable”o codigo objeto (.OBJ). Básicamente consiste en obtener un archivo equivalente al archivo fuente pero comprensible al ordenador.



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b)- Enlazador: Crea, a partir del archivo relocalizable y otros archivos del módulo “control de librerías”(lib), un archivo binario ejecutable. Éste código, es el que ejecuta directamente el microcontrolador. c)- Control de librerías (lib): Éste módulo permite crear archivos binarios que pueden ser unidos (enlazados) con otros bloques de código binario, lo que facilita la reutilización de partes de programas generados en otros proyectos. El uso de librerías simplifica el desarrollo de programas de gran tamaño y complejidad.

Un esquema más simple y más cercano a la realidad cuando se programa un microcontrolador, es el que se muestra en la figura:

Estos son los pasos concretos que debemos seguir para obtener el programa ejecutable que luego debe grabarse en la memoria del microcontrolador.

Programador Editor de textos

Código fuente

Archivo ejecutable

Programa ensamblador

Código fuente

Código relocalizable

Código ejecutable

Ensamblador básico

Enlazador Linker

Librerías Código de

librería



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Diagrama de flujo de las fases de diseño con microcontrolador

Fijar objetivos

Editar programa fuente

Ensamblar o compilar

Detectar errores

Simulación por Software

Depurar

si

no

si

no

Grabación microcontrolador

Simulación Hardware y Software en tiempo real

(emuladores)

Depurar si

Montaje prototipo

Producto final

Depurar si

no

no



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Archivos generados por el programa ensamblador: Además del código binario ejecutable, el programa ensamblador genera un conjunto de archivos adicionales utilizables para controlar la evolución del proyecto. La extensión que acompaña a cada nombre de de archivo de un punto y tres letras, indica cual es el tipo de información que contiene el archivo. Un ejemplo tomado de un ensamblador tipico, es el siguiente: TIPO DE ARCHIVO EXTENSIÓN EJEMPLO COMENTARIO Código fuente programa | ASM | prueba.asm |programa escrito por programador Código binario ejecutable| HEX | prueba.hex |Archivo ejecutable microcont. Listado del programa | LST | prueba.lst |salida formateada proceso ensamb. Depuración | COD | prueba.cod | archivo para depuración Errores | ERR | prueba.err | Listado de errores generados Estructura del programa escrito en lenguaje ensamblador con editor de textos de PC El programa escrito usando el lenguaje ensamblador (o lenguaje de las instrucciones nemotécnicas), debe organizarse según un diseño basado en columnas y líneas, de manera tal que el programa ensamblador, lo pueda interpretar. La figura, muestra la estructura de las columnas que debemos respetar: ETIQUETAS INSTRUCCIONES OPERANDOS COMENTARIOS

Inicio org 0 ; Comienzo programa Movwf 0x0d ; muevo W a 0c (Hex) Etiqueta : Es un nombre con el cual se identifica una posición de memoria del microcontrolador, y sirve para marcar puntos específicos dentro del programa. Toda etiqueta debe escribirse en la primera columna de la línea y su longitud, no debe superar, usualmente los 31 caracteres. Los caracteres pueden ser los alfanuméricos, el carácter de subrayado (_) y el símbolo de interrogación (?). Instrucción: Hace referencia a una de las operaciones básicas que puede realizar el microcontrolador; por ejemplo “movwf” significa cargar al registro “f” el contenido del registro “w”, también llamado registro de trabajo. Operando: Es un elemento utilizado por una instrucción. En el caso del ejemplo 0x0d él operando es la dirección en hexadecimal (0x) de un registro de propósito general (0d). Algunas instrucciones no tienen operando. Otras, tienen dos operando, para cumplir su objetivo: el primer operando, cuando esta definido, se denomina “operando fuente”. El segundo operando, complemento del anterior, recibe el nombre de “operando destino”. La información fluye desde él operando fuente hacia él operando destino. Comentario: Un comentario es un texto que le sirve al programador para documentar el programa. Para que el ensamblador lo ignore, debe ir precedido con el carácter punto y coma (; ).



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Estructuras de las líneas que se incluyen dentro del programa

NOMBRE DEL ARCHIVO PROBLEMA PLANTEADO

ENCABEZADO CONSTANTES

DEFINICIÓN DE ORIGEN INSTRUCCIONES

FINAL DE PROGRAMA Analizaremos a continuación el significado de cada uno de ellos. Nombre del archivo: Resulta conveniente colocar como titulo, precedido de “;” el nombre del archivo con su extensión (.ASM), si se lo imprime, con la finalidad de poder localizarlo posteriormente. No es una línea obligatoria. Problema planteado: Resulta también conveniente, definir en forma concisa las características del problema planteado a solucionar con el sistema programable, para la mejor comprensión del desarrollo del programa. Esta línea no es obligatoria y como el caso anterior, también va precedida del punto y coma, para que el ensamblador lo tome como un comentario. Encabezado: Es el primer componente del programa en si, y en el se definen algunas directivas de tipo Gral. de tal forma que modifican el funcionamiento del ensamblador. La directiva a colocar es “list = tipo de microcontrolador”. Por ejemplo si vamos a programar el microcontrolador PIC 16F84, colocaremos en esta primer línea “list=16F84”. Esta directiva es obligatoria colocarla. Constantes : En esta línea/s definen constantes que son reconocidas en cualquier punto del programa. Usar constantes simplifica la lectura del programa, ya que en vez de referirse por ejemplo a valores hexadecimales, se utiliza el nombre de una constante. Ejemplo: puertoA equ 05, estamos reemplazando el valor hexadecimal del registro “05” por la constante “puertoA”. Estas líneas no son obligatorias para confeccionar el programa. Definición de origen: Cuando realizamos el programa, debemos indicarle explícitamente, en que dirección de la memoria, se debe almacenar el código binario del inicio del programa que va a ser ensamblado. Ejemplo: org 0 esta línea le esta indicando al programa ensamblador que deberá almacenar el programa desde la dirección “0” de la memoria de programa del microcontrolador. Instrucciones: En esta sección, se colocaran las instrucciones según los siguientes campos ya definidos:

ETIQUETAS CÓDIGO DE INSTRUCCIÓN

OPERANDOS ; COMENTARIOS

A excepción del campo del campo correspondiente al “código de instrucción”, los restantes campos pueden o no, aparecer dentro de la línea. Final de programa: Esta línea, contiene una instrucción simple que indica el final del programa. El ensamblador MPASM para los PIC, utiliza la instrucción “end”.



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PROGRAMACIÓN DEL MICROCONTROLADOR PIC Antes De comenzar a elaborar un programa, debemos primero conocer la estructura lógica del microcontrolador en particular. Dada su versatilidad, arquitectura simple y revolucionaria, reducido set de instrucciones, etc., tomaremos como desarrollo el PIC 16X84 de Microchip. Los conceptos que desarrollaremos se pueden aplicar en su gran mayoría a los otros modelos de PIC. Elementos del PIC16X84 para su programación: -El registro de trabajo W. -El registro de estado. (ESTADO) -La memoria de programa. (EEPROM para 16C84 y FLASH para 16F84) -la memoria de datos. (EEPROM) -Los registros de propósito especial (SFR) (RAM) -Los registro de propósito general (GPR ) o memoria de datos RAM -Los registros de pila (stack) -El puerto A. -El puerto B -Set de instrucciones. Estos son todos los elementos o componentes que necesitamos para desarrollar los programas de aplicación con microcontrolador PIC 16X84. Analizaremos ahora, en forma general, cada uno de estos elementos. El detalle de los mismos lo tenemos en el apéndice “GUÍA RÁPIDA DEL PIC 16X84” y su aplicación, en los programas que desarrollaremos más adelante, paso a paso. El registro de trabajo W: El registro W, es de 8 bits y sirve para almacenar un dato, generalmente en forma temporal, cuyo valor se utilizará posteriormente en una operación matemática o lógica, o en la transferencia entre registros y la memoria. Razón por la cual, toda la información pasa por este registro, es de suma importancia para la mayoría de las instrucciones del microcontrolador. El registro de Estado: Este registro consta de 8 bits y el valor que toma cada bit (1 ó 0), nos determina el estado de los componentes internos del microcontrolador. Durante la ejecución del programa, mediante instrucciones, los bits de este registro son consultados y su valor puede modificar el desenvolvimiento del programa en ejecución, por medio de rutinas preparadas a ese fin Estos bits se pueden modificar mediante instrucciones.

GIE IRP RPO TO# PD# Z DC C C: Bit de acarreo en el bit más significativo de un resultado (carry) DC: Bit de acarreo en el tercer bit de un resultado. (Operaciones en BCD ) Z : Bit de cero. (Toma valor 1, si el resultado de la operación es cero) PD#: Bit que indica el estado de bajo consumo y actuación perro guardián (power down). PO#: Indica el final de tiempo del temporizador perro guardián (Timer out) RPO: Selección de bancos de memoria direccionamiento directo



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IRP: Selección de bancos de memoria direccionamiento indirecto GIE: Activación global de interrupciones. La memoria de programa: 0000 H VECTOR RESET

0004 H VECTOR DE INTERRUPCIONES

0005 H ------------------03FF H

MEMORIA DE PROGRAMA

(1 K )

En el PIC16F84, los programas de usuario, se almacenan en una zona de memoria de tamaño de 1 K palabras (14 bits).Esta cantidad es suficiente para solucionar gran parte de los problemas de control automático de mediana complejidad. En esta memoria tenemos dos direcciones de interés, cuando debemos realizar el programa: la 0000 H (vector reset) y la 0004 H (vector interrupciones). La primera es la dirección de inicio de todo programa; la segunda corresponde al inicio de la rutina de servicio de interrupciones. Detallaremos cada una de estas direcciones: Vector reset: Cuando se aplica un nivel bajo a la línea de reset (patilla n°4 Vpp /MCCLR#), el contador de programa toma el valor 0000 H y el programa comienza a ejecutar la primera instrucción del programa. Esta situación también se presenta cuando se conecta la tensión de alimentación del microcontrolador. Vector de interrupciones: Los programas con un cierto grado de complejidad, admiten la aplicación de señales externas, denominadas interrupciones, que alertan la sobre la aparición de condiciones que deben ser atendidas sin ninguna demora por parte del sistema. Las interrupciones también pueden producirse como consecuencia de variaciones en el estado de temporizaciones internas o debido al cambio en el contenido de ciertos registros. La dirección de memoria 0004 H es el punto de inicio de la rutina de servicio de la interrupción. La porción de programa que debe ejecutarse cuando ocurra la interrupción, debe guardarse a partir de la dirección 0004 H. Como veremos mas adelante, en esa posición de memoria, se coloca una instrucción denominada “de salto incondicional”. Si el programa no contiene una rutina de manejo de interrupciones, se puede utilizar toda la memoria de forma lineal. La memoria de datos en RAM La memoria de datos (RAM ) del PIC16F84, esta compuesta por los registros de propósitos específicos (SFR ) y los registros de propósitos general (GPR ). La figura muestra un esquema simplificado de esta memoria:



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Registros específicos (SFR) y de propósito general (GPR) PIC 16 F84 El PIC16F84 se caracteriza por disponer de dos bancos de memoria de datos RAM: El banco 1 y el banco 0. Los registros de propósito especial, se encuentran en esta memoria, alguno de ellos repetidos en los dos bancos, como se muestra en la figura anterior. Su aplicación la veremos en los ejemplos de programas que desarrollaremos mas adelante. Daremos solamente su significado: INDF : Direccionamiento indirecto TMRO : Temporizador / Contador OPTION : programación temporizador PCL : Parte baja del contador de programa ESTADO : Registro de estado FSR : Selector de registros PUERTO A : entrada o salida de datos TRIS A : Configuración puerto A PUERTO B : Entrada o salida datos TRIS B : configuración puerto B EEDATA, EECON1, EEADR, EECON2 : Acceso a memoria de datos EEPROM PCLATH : Parte alta del contador de programa INTCON : Control de interrupciones. De la misma forma, los bits de estos registros especiales, tienen distintas funciones, que las explicaremos, mas adelante. Los registros de propósito general, son en total 68 para el PIC16F84 y están mapeados sobre el banco cero. Se los utiliza para guardar temporalmente datos que ingresan de los puertos o resultados de operaciones de la UAL.

DIREC. BANCO 0 BANCO 1 00 H INDF INDF 01 H TMRO TMR0 02 H PCL PCL 03 H ESTADO ESTADO 04 H FSR FSR 05 H PUERTO A TRIS A 06 H PUERTO B TRIS B 07 H //////////////////// ////////////////// 08 H EEDATA EECON1 09 H EEADR EECON2 0A H PCLATH PCLATH 0B H INTCON INTCON 0C H ......... 4F H

68 REGISTROS PROPÓSITO GENERAL

MAPEADOS EN BANCO CERO



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La memoria de datos EEPROM Por ejemplo el PIC16F84 dispone de una memoria EEPROM con una capacidad de almacenamiento de 64 bytes, comprendidas entre las direcciones 00 H hasta la 3F H. Para acceder a estos registros, hay que utilizar los registros especiales de control EEDATA, EEADR, EECON1 EECON2. El proceso de escritura de esta memoria es lento y dura unos 10 ms. Mas adelante veremos la aplicación de estos registros. Los registros de pila (stack ) Cuando se desarrolla un programa de aplicación, en muchos casos resulta conveniente dividir un programa en pequeñas porciones de “subprogramas”, los cuales cumplen un propósito especial. El programa principal, o sea aquel que será ejecutado cuando el microcontrolador reciba una señal de reset, o cuando sea energizado, efectuara llamadas a estos subprogramas en diferentes puntos, de acuerdo con las necesidades establecidas. Para llamar a un subprograma, se lo hace a través de la instrucción “CALL” seguida de la etiqueta del subprograma. En el momento de ejecutar esta instrucción, el microcontrolador guarda la dirección de retorno al programa principal, desde el punto donde fue llamado el subprograma, en una memoria denominada “pila”. En principio la “pila” no es mas que un deposito de datos (direcciones) en donde él último dato en entrar, es el primero en salir. Cuando la subrutina concluye, lo hace siempre con una instrucción de retorno “RETURN”.Esta instrucción saca la ultima dirección almacenada en la “pila” y la coloca en el contador de programa retornando al programa principal, desde la dirección donde fue llamado el subprograma. Un subprograma puede contener a su vez, otros subprogramas. Como la “pila “del PIC16F84 puede contener hasta 8 direcciones, se pueden producir “anidamientos” entre subprogramas, en una cantidad no mayor a ocho. Los procesos relacionados con el manejo de la “pila”, son transparentes al programador, es decir, ocurren de manera automática en el interior del microcontrolador. Los puertos entrada / salida del microcontrolador Los puertos, son los elementos por los cuales se introduce o extrae información del microcontrolador. En el caso del PIC 16F84, se disponen de dos puertos denominados A y B. Pasamos a detallar, brevemente, cada uno de estos puertos. Puerto A: Este puerto consta de 5 líneas que pueden utilizarse como entradas o como salidas, dependiendo del tipo de aplicación. Se denominan RA0, RA1, RA2, RA3, RA4. La línea RA4 puede utilizarse también, como entrada de pulsos de reloj aplicados al temporizador / contador interno TMR0.



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El programador, puede acceder al contenido de este puerto, en una operación de “lectura de las entradas”, o escribir, en una operación de “salida de dato al exterior”, mediante el registro “PUERTO A”, ubicado en la dirección 05 H del banco cero de la memoria RAM. Puerto B: El puerto B esta conformado por ocho líneas que pueden configurarse como entrada o como salida, en forma individual, denominadas RA0, RA1, RA2, RA3, RA4, RA5, RA6, RA7. Estas líneas, también pueden cumplir otras misiones como generar interrupciones o grabar el programa de aplicación, en la memoria del microcontrolador

De la misma forma que el puerto A, el puerto B esta disponible al programador por medio del registro PUERTO B en la dirección 06 H del banco cero de la memoria RAM. Configuración de los puertos A y B : Éstos se configuran como entradas o salidas mediante los registros TRISA y TRISB en las direcciones 05 h y 06 h respectivamente, del banco uno de la memoria RAM. Colocando un uno (1) o un cero en los bits de estos registros, las líneas se configuran como “entradas” o “salidas” respectivamente. E: entrada, S: salida

PUERTO A S E E S E

0 1 1 0 1

TRIS A

RB0 RB1 RB2 RB3 RB4 RB5 RB6 RB6 RB7

06H

| direc | Registro PUERTO B |

Banco cero de memoria RAM

Mundo exterior

RA0 RA1 RA2 RA3 RA4

05H | direc | Registro PUERTO A |

Banco cero de memoria RAM

Mundo exterior



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PUERTO B

E E E S E E S S

1 1 1 0 1 1 0 0 TRIS B Set de instrucciones de los microcontroladores PIC Los modernos microcontroladores PIC, responden a la arquitectura “RISC”, significando esto que son computadores con juego de instrucciones reducido. Disponen de un conjunto de instrucciones maquina pequeño y simple, de forma que la mayor parte de las instrucciones se ejecutan en un ciclo de instrucción. Por ejemplo la familia de microcontroladores PIC 16X84, dispone de un conjunto de 35 instrucciones clasificadas de la siguiente forma: a)- Instrucciones que manejan registros. Cantidad: 16 b)- Instrucciones que manejan bits. Cantidad: 2 c)- Instrucciones de “salto”. Cantidad: 4 d)- Instrucciones que manejan operandos inmediatos. Cantidad: 6 e)- Instrucciones de control y especiales. Cantidad: 7 Las características en particular, del accionar de estas instrucciones, las veremos mas adelante cuando desarrollemos los programas de aplicación, donde explicaremos paso a paso, el desarrollo y efectos de estas instrucciones en el entorno del microcontrolador.. El repertorio de estas instrucciones con su sintaxis, operación, ciclos, formato y actuación de señalizadores, lo podemos ver en el apéndice Guía rápida del PIC 16X84. LA PALABRA DE CONFIGURACIÓN Se trata de una posición reservada de la memoria de programa situada en la dirección 2007 H y accesible solamente durante el proceso de grabación. Al escribirse el programa de la aplicación, es necesario grabar el contenido de esta posición de acuerdo con las características del sistema. Veamos la distribución de los bits de la palabra de configuración: CP CP CP CP CP CP CP CP CP CP PWRTE# WDTE FOSC1 FOSC0 CP : Bits de protección de la memoria de código Si colocamos un “1” la memoria no esta protegida. Si colocamos un “0”, el programa no se puede leer, evitando copias. Tampoco se puede sobrescribir. Además evita que pueda ser accedida la EEPROM de datos y, finalmente si se modifica el bit CP de “0” a “1”, se borra completamente la EEPROM. PWRTE: Activación del temporizador “Power-up”. Este temporizador retrasa 72 ms la puesta en marcha o reset que se produce al conectar la alimentación al PIC, para garantizar la estabilidad de la tensión de alimentación aplicada. Si colocamos un “0”,la temporización se activa. Si colocamos un “1”, se desactiva. WDTE : Activación del “perro guardián” Se denomina de esta manera a una seguridad que dispone el microcontrolador en el caso de que la ejecución del programa quede “colgado”. Este dispositivo es en definitiva un temporizador programado que si esta en activación, produce un reset, cuando finaliza su tiempo, volviendo el programa a su estado inicial.



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Cuando colocamos un “1” el “perro guardián esta activado”. Si colocamos un “0”,esta desactivado. Cuando esta activado, para evitar que produzca reset cuando el programa funciona correctamente, es necesario anular el final de la temporización, con instrucciones al efecto, ubicadas en puntos estratégicos del programa. FOSC1 – FOSC2 : Selección del oscilador utilizado. Estos bits deben ser cargados con “1” 0 “0” según el tipo de oscilador que se va a utilizar para generar los pulsos reloj, necesarios para el funcionamiento del PIC. 1-1 : Oscilador RC 1-0 : Oscilador HS. 0-1 : Oscilador XT 0-0 : Oscilador LP PALABRA DE IDENTIFICACIÓN (ID) Son cuatro posiciones de memoria de programa ubicadas en las direcciones 2000 H- 2003 H que no son accesibles, en el funcionamiento normal del microcontrolador, y solo pueden ser leídas y escritas durante el proceso de grabación. Solo se utilizan los 4 bits de menor peso de cada palabra de identificación (ID), en donde se almacena un valor que puede consistir en un número de serie, código de identificación, numeraciones secuenciales o aleatorias etc. MODO DE TRABAJO DEL MICROCONTROLADOR Antes de proseguir con aspectos prácticos y funcionales de este dispositivo, realizaremos como primer experiencia, un programa para sumar o restar dos operandos en forma binaria en la “ALU” del microcontrolador PIC 16X84, guardando el resultado en la memoria de datos RAM ,específicamente, en los registros de propósito gral (GPR). Veamos los registros involucrados para esta operación:

W

op1 op2 ALU

Memoria de datos

Registro de instrucción (literal)

MPX

Bus de datos 8

8

Z DC C

Registro de estado

8

MPX:multiplexor

8 acarreo



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W, es el registro de trabajo o registro acumulador. Como hemos dicho anteriormente es el más utilizado y ocupa un lugar físico especial. Los demás registros especiales del microcontrolador, se los localiza en la memoria de datos RAM, en los bancos 0 y 1 entre las direcciones 0x 00 y 0x 0B. 0x: indica que la dirección esta en hexadecimal, o sea 0x 0B > 00001011(binario), El programa que vamos a realizar, requerirá de tres instrucciones que son mover, sumar y restar. A continuación analizaremos cada una de ellas en su lenguaje nemotécnico. Movimiento de datos: En asembler, es “mov” y puede mover el contenido del registro W, el contenido de una posición de la memoria de datos al registro W, o a si mismo un valor literal o valor inmediato que se incluye en el código de maquina de la propia instrucción. Veamos a continuación las instrucciones de código de maquina escritas en asembler. movf f,d : mueve el contenido del operando “fuente” o sea “f” y que es una posición de la memoria de datos y lo deposita en W si d=0 o´ en el propio fuente si d = 0. Cuando se realiza esta operación, se activa el señalizador de cero FZ (ó Z) ubicado en el registro especifico (SFR) ESTADO, en el bit n°2. Si Z = 1 el resultado es cero. Si Z =0 el resultado es distinto de cero. En este caso moverse a si mismo cuando d = 1, se utiliza para saber si el contenido del registro fuente, vale cero o no. movwf : mueve el contenido de W al registro o posición de memoria de datos “f” o sea W => f. Cuando se realiza esta operación, W queda con su valor anterior, es decir que no se borra su contenido, salvo que por otra instrucción, le carguemos otro valor. Lo mismo ocurre con la primera instrucción. movlw k : mueve el literal k al registro W. Esta instrucción debe tener cargado el literal en la misma instrucción. addwf f,d : suma el contenido del registro W con el de “f” y deposita el resultado en W si d = 0, mientras que lo deposita en “f” si d = 1. addlw k : suma al contenido del registro W el literal que acompaña a la instrucción y deposita el resultado en W (W + k => W ). subwf f,d : Idem a la suma pero la operación es de resta. sublw k : Idem a la suma pero la operación es de resta. El la operación de suma, también interviene el bit nº0 (C), que indica si hubo acarreo. Si C=1, hubo acarreo; caso contrario, no lo hubo. En la operación de resta, el bit “C” también actúa como señalizador de “llevada”. En este caso la correspondencia es inversa (si vale 1 no hay llevada y si vale 0 si). A continuación realizaremos este programa con variantes, utilizando las instrucciones para “mover” y para sumar. ; PRIMERO1.ASM: Este programa suma el contenido de las posiciones 0x0c y 0x0d ; de memoria y almacena el resultado en la posición 0e.



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LIST p= 16F84 ;Indica el modelo d e PIC que se usa ;Es una directiva d el ensamblador. ; ------------------------------------------------- ------------------- ;Zona para etiqueta s. OPERANDO1 EQU 0x0c ;Define la posici¢n del operando1 OPERANDO2 EQU 0x0d ;Define la posición del operando2 RESULTADO EQU 0x0e ;Define la posición del resultado ;-------------------------------------------------- ------------------- ORG 0 ;Comando que indica al Ensamblador ;la dirección de la memoria de programa ;donde situar la si guiente instrucción ;-------------------------------------------------- ------------------- movlw 05 ; 5 -> W (Primera ins trucción) movwf OPERANDO1 ; W -> OPERANDO1 movlw 02 ; 2 -> W movwf OPERANDO2 ; W -> OPERANDO2 movfw OPERANDO1 ; OPERANDO1 -> W addwf OPERANDO2,0 ; W + OPERANDO2 -> W movwf RESULTADO ; W -> RESULTADO END ; Directiva de fin de programa

---------------------------------------------------------------------------------------------------------- ;PRIMERO2.ASM Optimizaci¢n del programa Primero.asm que calcula la ;suma de 2 posiciones de memoria y deja el resultad o en una tercera. ;Estas posiciones son 0x0c para operando1, 0x0d par a operando2 y 0x0e ; para el resultado. ;La optimización consiste en ahorrar una instrucció n al aprovechar el ;hecho de que la suma es una operación conmutativa. De esta manera tras ;cargar en W el operando 2, se puede realizar direc tamente la suma. LIST p= 16F84 ;Indica el modelo d e PIC que se usa ;Es una directiva d el ensamblador. ; ------------------------------------------------- ------------------- ;Zona para etiqueta s. OPERANDO1 EQU 0x0c ;Define la posici¢n del operando1 OPERANDO2 EQU 0x0d ;Define la posici¢n del operando2 RESULTADO EQU 0x0e ;Define la posición del resultado ;-------------------------------------------------- ------------------- ORG 0 ;Comando que indica al Ensamblador ;la dirección de la memoria de programa ;donde situar la s iguiente instrucción ;-------------------------------------------------- ------------------- movlw 05 ;5 --> W (primera i nstrucción) movwf OPERANDO1 ;W --> Operando1



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movlw 02 ;2 --> W movwf OPERANDO2 ;W --> Operando2 addwf OPERANDO1,0 ;W + operando1 --> W movwf RESULTADO ;W --> resultado END ;directiva de fin d el programa

; PRIMERO3.ASM. Este programa suma el contenido de las posici ones ;0c y 0d de memoria y almacena el resultado, en la misma posición 0d. LIST p= 16F84 ; Para PIC 16F84 ;-------------------------------------------------- ------------------- OPERANDO1 EQU 0x0C ; Define la posici¢n d el operando 1 OPERANDO2 EQU 0x0D ; Define la posición d el operando 2 ; y del resultado ;-------------------------------------------------- ------------------- ORG 0 ; Dirección de inicio del programa ;-------------------------------------------------- ------------------- movlw 02 ; 2 -> W movwf OPERANDO2 ; W -> OPERANDO2 movlw 05 ; 5 -> W movwf OPERANDO1 ; W -> OPERANDO1 ( Ope rando1 esta en W y . ; en 0x0C) addwf OPERANDO2,1 ; OPERANDO2 + W -> Ope rando2 END ; Directiva de fin de programa

Cuando el programa contiene pocas instrucciones, es posible editar el archivo de texto, sin definir etiquetas ni comentarios, simplemente se coloca la dirección, en hexadecimal, del registro que acompaña a la instrucción, como lo muestra el siguiente ejemplo: ---------------------------------------------------------------------------------------------------------- ; PRIMERO4.ASM LIST 16F84 ORG 0 movlw 0x05 movwf 0x0c movlw 0x02 movwf 0x0d addwf 0x0c,1 END



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TABLA REPERTORIO DE INSTRUCCIONES PIC16F84-PIC16F87x

NEMÓ- NICOS

PARÁ- METROS

OPERACION

CICLOS

FORMATO 14 BITS

SEÑALI- ZADO-RES

INSTRUCCIONES QUE MANEJAN REGISTROS

addwf f, d SUMA de W con f 1 00 0111 dfff ffff C DC Z andwf f, d AND de W con f 1 00 0101 dfff ffff Z

clrf f BORRADO de f 1 00 0001 1fff ffff Z clrw ∂e BORRADO de W 1 0000010xxxxxxx Z comf f, d COMPLEMENTO de f 1 00 1001 dfff ffff Z decf f, d DECREMENTO de f 1 00 0011dfff ffff Z incf f, d INCREMENTO de f 1 00 1010 dfff ffff Z

iorwf f, d OR de W con f 1 00 0100 dfff ffff Z movf f, d MUEVE f 1 00 1000 dfff ffff Z

movwf f MUEVE W a f 1 00 0000 1fff ffff nop ∂e NO opera 1 000000xx0000 rlf f, d ROTACION de f a izquierda con carry 1 00 1101 dfff ffff C rrf f, d ROTACION de f a derecha con carry 00 1100 dfff ffff C

subwf f, d RESTA W a f (f-W) 1 00 0010 dfff ffff C DC Z swapf f, d INTERCAMBIO de nibles. Los 4 bits de

+peso, por los 4 bits de –peso. 1 00 1110 df ffff

xorwf f, d OR exclusiva de W con f 1 00 0110 dfff ffff Z

INSTRUCCIONES QUE MANEJAN BITS

bcf f, b COLOCA a 0 bit de f 1 01 00bb bfff ffff bsf f, b COLOCA a 1 bit de f 1 01 01bb bfff ffff

INSTRUCCIONES DE “SALTO”

btfsc f, b REVISO bit b de f, salto si vale 0 1 (2) 01 10bb bfff ffff btfss f, b REVISO bit b de f, salto si vale 1 1 (2) 01 11bb bfff ffff

decfsz f, d DECREMENTA f y salta cuando valga 0 1 (2) 00 1011 dfff ffff incfsz f, d INCREMENTA f y salta cuando valga 0 1 (2) 00 1111 dfff ffff

INSTRUCCIONES QUE MANEJAN OPERANDOS INMEDIATOS

addlw k SUMA de literal con W 1 11111xkkkkkkkk C DC Z andlw k AND de literal con W 1 111001kkkkkkkk Z iorlw k OR de literal con W 1 111000kkkkkkkk Z

movlw k MOVIMIENTO de literal a W 1 1100xxkkkkkkkk sublw k RESTA de literal con W (k-W) 1 11110xkkkkkkkk C DC Z xorlw k OR exclusiva de literal con W 1 111010kkkkkkkk Z

INSTRUCCIONES DE CONTROL Y ESPECIALES

call k LLAMADA a subrutina 2 100kkkkkkkkkkk #TO #PD

clrwdt BORRA o refresca perro guardian(WATCHDOG) 1 00000001100100 goto k SALTO incondicional 2 101kkkkkkkkkkk retfie RETORNO de interrupción (GIE=1) 2 00000000001001 retlw k RETORNO subrutina y carga literal a W 2 1101xxkkkkkkkk return RETORNO de subrutina 2 00000000001000 sleep PASA al modo de reposo 1 00000001100011 #TO #PD



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PROGRAMACIÓN DEL PIC CON ENTRADAS Y SALIDAS EXTERIO RES A continuación vamos a realizar programas de aplicación que nos permitan ingresar “variables lógicas de entrada” , se ejecute un determinado algoritmo de control y luego los resultados, se presenten como “variables lógicas de salida”, en los respectivos pines del microcontrolador. El PIC16X84 tiene dos puertas (puertos) de entrada / salida, denominadas puerta A y puerta o puerto B. La puerta A tiene 5 líneas de entrada / salida (RA0, RA1,RA2, RA3, RA4). La puerta B tiene 8 líneas de entrada / salida (RB0...................RB7). Cualquiera de estas líneas puede ser entrada o salida. Todos los recursos del PIC se manejan como registros de 8 bits que están implementados en la memoria de datos RAM, denominados, registros específicos. El valor de los datos o variables que entran o salen por las puertas PA y PB, están materializados en dos posiciones de la memoria RAM que en este caso en particular, están en la dirección 5 y 6 del banco cero. Como hemos mencionado anteriormente la memoria de datos esta dividida en dos bancos, banco 0 y banco 1. MEMORIA RAM DIREC BANCO 0 BANCO1

00 01 02 03 ESTADO ESTADO 04 05 PUERTA A TRIS A 06 PUERTA B TRIS B 07

----- ----- 7F

Para configurar las líneas de estos puertos como entradas o salidas, existen dos registros TRIS A y TRIS B, que se encuentran en la misma dirección de los registros PUERTA A y PUERTA B, pero en el banco 1 de la memoria de datos. Colocando un “uno”(1) en los bits de TRIS A o TRIS B, se configuran como “entradas” las líneas de PA o PB. Serán “entradas” aquellas líneas que tengan el bit en “1” y “salidas”, las que tengan en “0”, en los registros TRIS A y TRIS B. Cuando se conecta la alimentación del PIC, o se reinicializa su funcionamiento mediante un “RESET”, automáticamente se tiene acceso al banco cero. Para pasar al banco 1, debemos poner a “1” el bit 5 del llamado “REGISTRO DE ESTADO”, que se encuentra duplicado en los dos bancos, en la dirección o posición de memoria 03 (Hex). Por ejemplo, si queremos que todas las líneas del puerto A sean entradas, debemos cargar con “1” todos los bits del registro TRIS A; y si queremos que sean salidas todas las líneas del puerto B, debemos cargar con “0” todos los bits del registro TRIS B. Como aplicación, vamos a desarrollar un programa, donde intervienen variables exteriores tanto de entrada como de salida del microcontrolador. Para ello vamos a introducir tres nuevas instrucciones a saber:



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bsf f,b: Pone a “1” el bit “b” del operando fuente “f”, que es una posición de la memoria de datos o registros. bcf f, b: Pone a “0” el bit “b” del operando fuente “f” goto etiqueta : Provoca un salto incondicional en la ejecución del programa hasta la instrucción que vaya precedida por el nombre de la etiqueta. Esta instrucción carga al contador de programa con la dirección de la instrucción que esta referenciada con la etiqueta, provocando un cambio de la secuencia normal del programa. PROBLEMA : SEGUNDO.ASM Se colocan tres interruptores en las lineas RA0, RA1 y RA2 de la puerta PA de un PIC16F84 y cuatro diodos Leds. En las lineas RB0, RB1, RB2, y RB3 de la puerta PB como muestra la figura

Mediante los tres interruptores, se introduce un numero binario de tres bits , de forma que si el interruptor esta abierto, coloca un “1” y si esta cerrado coloca un “0”. Realizar un programa con las instrucciones del PIC (nemónica), denominado “SEGUNDO:ASM” que comienza leyendo el número binario introducido por los interruptores, luego suma 2 unidades a este valor y visualiza en los diodos Leds el resultado binario de la operación. Los diodos Leds apagados representan un “0” y encendidos un “1”. Solución: Resulta siempre conveniente en todos los casos, realizar el diagrama de flujo, que nos permita presentar el desarrollo del programa especialmente cuando este presenta bifurcaciones como ser saltos condicionales, incondicionales, interrupciones, etc. Luego con un editor de textos (utilizaremos el DOS del sistema operativo de la PC), crearemos un archivo de textos, con nombre “SEGUNDO.ASM” . En este archivo se debe indicar el tipo de PIC que se va a utilizar y el sistema de representación de números que se va a emplear, para que el “programa ensamblador” pueda interpretarlo; también se debe indicar, donde se colocará la primera instrucción dentro de la memoria de instrucciones del PIC. Se colocaran etiquetas, si se quiere



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trabajar con ellas y luego se desarrollara el programa en el lenguaje ensamblador, resultando conveniente agregar a cada instrucción, el comentario de su finalidad, dentro del programa. Diagrama de flujo de “SEGUNDO:ASM”

;SEGUNDO.ASM Programa que lee el numero binario int roducido mediante 3 ;interruptores conectados a la puerta PA (RA0,RA1,R A2), luego suma 2 ;unidades a ese valor y visualiza el resultado medi ante 4 diodos led ;conectados a la puerta PB (RB0, RB1,RB2,RB3). ;-------------------------------------------------- ------------------- LIST P=16C84 ;Comando que indica el PIC usado RADIX HEX ;Los valores se rep resentar en hexade- ; cimal ;-------------------------------------------------- ------------------- PUERTAA EQU 0X05 ;La etiqueta "PUERTAA" queda identificada ;la direcci¢n 0x05, que si corresponde ; con el banco 0 es el valor de la . . ;puerta A ; y si es del banco 1 con el de trisA

PUERTAB EQU 0X06 ;Equivalencia de la etiqu eta PUERTAB ESTADO EQU 0X03 ;Estado corresponde con el valor 0x03. W EQU 0 ;Identifica W con e l valor 0. ;-------------------------------------------------- ------------------- ORG 0 ;Comando que indica al Ensamblador la ;direcci¢n de la me meoria donde se ;situar la instruc i¢n siguiente ;-------------------------------------------------- -------------------

Defino etiquetas

Comienzo

Defino puertas entrada/salida

Realizo lectura puerta entrada

Le sumo 2 a la lectura puerta entrada

El resultado de la suma lo presento en la salida

Salto incondicional para repetir lectura de la

entrada

FIN



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bsf ESTADO,5 ;Pone a 1 el bit 5 de ESTADO para . ;direcc ;la pagina 1 de la memoria de datos. movlw 0xff ;W <-- FF(Hex) movwf PUERTAA ;W --> TRISA movlw 0x00 ;W <-- 0 movwf PUERTAB ;W -->TRISB (lineas salida puerto B) bcf ESTADO,5 ;Pone a 0 el bit 5 de ESTADO pasando a ;acceder al banco 0 . inicio movf PUERTAA,W ;W <-- PUERTAA. Se introduce el valor ;binario de los int erruptores. addlw 2 ;W <-- W + 2 movwf PUERTAB ;W --> PUERTAB. El valor de W sale por ; por las l¡neas de PB a los led. goto inicio ;Salta a la instruc ci¢n precedida por ;la etiqueta de ini cio. END

RESOLUCIÓN DE AUTOMATISMOS COMBINACIONALES Tenemos tres métodos prácticos para confeccionar el programa que resuelva este tipo de automatismo. El primero método, consiste en resolver la función lógica que cumple con el automatismo propuesto, utilizando instrucciones que realizan operaciones lógicas entre registros (AND ,OR y NOT). El segundo método, consiste en guardar en la memoria de datos RAM, “la tabla de la verdad” del automatismo combinacional. Utilizando el direccionamiento indexado e indirecto, los valores lógicos de las variables de entrada, se convierten en direcciones, que direccionan la “tabla de la verdad” y presentan su contenido en las salidas. El tercer método, consiste en realizar la tabla de la verdad en la memoria de programa, mediante la llamada a una rutina, con la instrucción “call”. El retorno de la rutina, trae el valor lógico de la salida, mediante la instrucción “retlw ”. Resolución por el 1° método: Para ello, utilizaremos las siguientes instrucciones del repertorio disponible del PIC 16X84. Andwf f,d : operación AND entre W y f; resultado en W si d=o resultado en f sí d=1. Comf f,d : operación not entre W y f; resultado en W si d=0. resultado en f si d=1. Iorwf f,d : Operación OR entre Wy F; resultado en W si d=0; resultado en f si d=1. Xorwf f,d : Operación XOR entre W y f ; resultado en W si d=0; resultado en f si d=1. Nota: Las operaciones lógicas presentadas, se realizan entre los registros direccionados (f) y el registro de trabajo W encolumnados bit a bit. rrf f,d : Rotación hacia la derecha, (a través del señalizador de acarreo C), del registro f. El resultado queda en W si d=0 . El resultado queda en f si d=1.



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rlf f, d : Es similar al caso anterior pero rotación hacia la izquierda. Nota: El señalizador de acarreo se encuentra en el bit 0 del registro de Estado (0x 03 de ambos bancos de memoria). Problema: Se dispone de cuatro motores conectados a una misma barra de alimentación de energía eléctrica. Por razones de limitación de potencia conectada, se deberá realizar un automatismo (enclavamiento) que actúe sobre los contactores de los motores, o activar una alarma, que indique, que la potencia conectada supera los 18 KVA. Solución: Este problema ha sido resuelto en el apunte “Sistemas lógicos digitales” pagina 36, con las siguientes variables y solución de la función lógica. A = A0 = 4 KVA B = A1 = 6 KVA C = A2 = 8 KVA D = A3 = 12 KVA Y = B0 = 1 si potencia conectada > 18 KVA Y = B0 = 0 “ “ “ < 18 KVA B0 = A0. A1. A2 + A1. A3 + A2. A3

Para resolver, por programa la función lógica “ B0”, debemos tener en cuenta que las variables lógicas A0....A3 se encuentran en distintas columnas (orden de bit) por lo cual para poder realizar las operaciones AND y OR , deberemos realizar los corrimientos de esta variables, para que queden encolumnadas. Para ello deberemos ingresarlas en registros auxiliares, previamente desplazadas por ejemplo a la columna de la variable A0 y luego proceder con las operaciones lógicas que indique “la función lógica “ a resolver. Como primer paso a la resolución, plantearemos el diagrama de flujo que nos permitirá posteriormente desarrollar el programa para ser ejecutado por el microcontrolador El programa, lo desarrollaremos sin definir etiquetas.



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Diagrama de flujo de “MOTORES1.ASM”

Comienzo

inicialización

Defino puertas Entrada/ salida

Realizo lectura puerta de entrada

Realizo desplazamiento de las variables a través de registros

auxiliares

Realizo operaciones

lógicas entre las variables

Presento resultado en la salida y salto (inc) para realizar

nueva lectura de las entradas

Fin del programa



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Desarrollamos a continuación el programa, sin definir etiquetas: ; MOTORES1.ASM ; =============== ; B0 = A0.A1.A2 + A1.A3 +A2.A3 ;Programa que permite controlar la cantidad de moto res que se ;conectan a una barra de alimentación eléctrica, qu e tiene ;limitaciones respecto a la m áxima potencia eléctr ica entregada. LIST P=16F84 RADIX HEX

ORG 0 goto INICIO ORG 5 INICIO clrf 0x05 ;llevo a cero r05 (e ntradas) clrf 0x06 ;llevo a cero r06 (s alidas) bsf 0x03,5 ;selecciono el banco uno movlw 0xff ;ff>w movwf 0x05 ;w>trisa A son entra das clrf 0x06 ;B son salidas bcf 0x03,5 ;selecciono el banco cero BUCLE movf 0x05,0 ;entradas A>w movwf 0x0C ;w>0C direcc. memori a datos.Entrada ;"Ao" movwf 0x0D ;w>0D " " " rrf 0x0D,1 ;desplazo A1 a la co lumna Ao y lo ;deposito ;en 0D.Entrada "A1" rrf 0x0D,0 ;desplazo A2 a la co lumnna A0 . ;resultado >w movwf 0x0E ;w>0E direcc.mem dat os Entrada A2 rrf 0x0E,0 ;desplazo A3 a la co lumna

;resultado>w movwf 0x0F ;w>0F direcc.mem dat os Entrada A3 andwf 0x0E,0 ;A2.A3>w movwf 0x10 ;w>10 direcc.mem dat os producto "A2.A3" movf 0x0F,0 ;0F>w andwf 0x0D,0 ;A1.A3>w movwf 0x11 ;w>11 direcc.mem dat os producto "A1.A3" movf 0x0C,0 ;0C>w andwf 0x0D,0 ;Ao.A1>w andwf 0x0E,0 ;Ao.A1.A2>w iorwf 0x11,0 ;Ao.A1.A2+A1.A3>w iorwf 0x10,0 ;Ao.A1.A2+A1.A3+A2.A 3>w andlw 0x01 ;10 producto logico con w resultado wo movwf 0x06 ;w>06 puerta B salid a goto BUCLE end ;fin del programa Para resolver por el 2º método, con la tabla de la verdad, debemos previamente, tratar el tema relacionado al direccio namiento de la memoria de datos.

Para mas aplicaciones de estos microcontroladores, consultar en apunte de la Cátedra: ”INTRODUCCION A LOS MICROCONT ROLADORES”.



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DIRECCIONAMIENTO DE LA MEMORIA DE DATOS Para los microcontroladores PIC de la gama media, la memoria de datos esta organizada para alojar un máximo de 4 bancos de 128 bytes cada uno. Los bits RP1 y RP0 del registro de ESTADO, se utilizan para seleccionar el banco y se necesitan otros 7 bits, para elegir una de las 128 posiciones del banco seleccionado. Para el caso del PIC 16F84, solamente tiene disponibles dos bancos; el banco 00 y el 01. (Banco 0 y banco 1). El banco 0 tiene en sus primeras direcciones, los “registros de propósito especifico” SFR, en una cantidad de 11, ubicados entre las direcciones 0x 00 y 0x 0b (la dirección 0x 07, no es operativa). Desde la dirección 0x 0c hasta la 0x 4f dispone de 68”registros de propósito general” GPR. Todos estos registros son de 1 byte. El banco 1 dispone también de la misma cantidad de “SFR” y los “GPR” están mapeados sobre el banco 0, es decir que si nos encontramos en el banco 1 y queremos direccionar un “GPR” desde este banco, accederemos a los “GPR” del banco 0. Como conclusión El PIC16F84, dispone solamente de 68 registros de propósito general., accesibles desde el banco 0 ó banco 1. Como este PIC, solamente dispone de dos bancos, siempre RP1= 0 y RP0 = 0 para trabajar sobre el banco 0 y RP0 = 1 para pasar al banco 1. Veamos un esquema simplificado de esta memoria para el PIC16F84 (memoria de datos RAM Volátil) REGISTRO DE ESTADO IRP RP1 RP0 TO# PD# Z DC C

Bit7 bit6 bit5 bit4 bit3 bit2 bit1 bit0

Dirección del banco RP1 RP0 RP1 RP0 RP1 RP0 RP1 RP0

00 01 10 11 00 0b

SFR 11

registros

SFR 11

registros

No implementado

No implementado

0c

4f

GPR 68

bytes

Mapeado en el banco cero

No implementado

No implementado

50

7f

No implementado

No implementado

No implementado

No implementado



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Direccionamiento directo: En este caso el operando que utiliza la instrucción en curso, se referencia mediante su dirección, que viene incluida en el código de operación de la misma, concretamente en los 7 bits de menos peso. Para Seleccionar el banco, como dijimos, lo hacemos con los bits RP0 y RP1 del registro de ESTADO. FORMATO DE LA INSTRUCCIÓN (14 BITS) 13 8 7 6 0

CÓDIGO OPERACIÓN D F(DIRECCIÓN DEL REGISTRO) D= 1 El registro destino es f D= 0 El registro destino es W Ejemplo: add f,d como ser: add 0x0c,1 add: Código de operación (6 bits) , sumar a W el contenido del registro fuente 0x0c f≡ 0x0c: dirección del registro fuente (7 bits), en la memoria de datos (GPR) d≡1: registro destino (1bit) , en este caso el resultado se deposita en 0x0c Direccionamiento indirecto: Este modo de direccionamiento se usa cuando en una instrucción se utiliza como operando el registro INDF, que ocupa la dirección 0 de ambos bancos. En realidad, el registro INDF no esta implementado físicamente y cuando se le hace referencia, se accede a la dirección de un banco especificada con los 7 bits de menos peso del registro FSR. El bit de mayor peso de FSR junto al bit IRP del registro de ESTADO se encarga de seleccionar el banco a acceder, mientras que los 7 bits de menor peso, apuntan a la posición. Como en los PIC16X84 solamente tenemos dos bancos el bit IRP= 0 siempre.

Como conclusión para este tipo de direccionamiento, podemos decir lo siguiente: Si queremos incorporar un dato sobre un registro “GPR”, debemos mediante una instrucción incorporar el dato en el registro INDF y colocar la dirección del “GPR” en el registro FSR. De la misma manera procederemos a rescatar un dato que está en un “GPR”. Apuntaremos a la dirección de ese “GPR” incorporándola en el registro FSR y rescataremos el dato en el registro INDF. En todos los casos, incorporando o retirando datos o direcciones de los registros, se deben realizar mediante instrucciones de “movimiento de datos”.

(REG. ESTADO) IRP

(REGISTRO FSR) 7 6 0

Dirección registro a seleccionar Selección banco



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Veremos a continuación, una aplicación de direccionamiento indirecto. Resolución automatismo MOTOREST.ASM: El procedimiento que aplicaremos, será grabar la “tabla de verdad” de la función lógica del automatismo en la memoria de datos, utilizando para ello, los registros de propósito general “GPR”, a partir de la dirección 0x0c. Luego convertiremos los valores lógicos de las variables de entrada, mediante “indexación”, en direcciones que apunten a la “tabla de la verdad”. A continuación, por medio del direccionamiento indirecto, obtendremos los datos de la tabla, para posteriormente, presentarlo en la salida del microcontrolador. Veamos el diagrama de flujo:

Inicialización

Comienzo

Defino entradas y salidas

Cargo tabla en GPR a partir de

0x0c

Cargo W con valores de entrada

Sumo a W literal 0c (direccionamiento

indexado)

Cargo el valor de W en registro FSR

(Direccionamiento Indirecto)

Cargo en W el valor del registro

INDF

Cargo el valor de W en el registro de

salida

Salto incondicional

FIN



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A continuación desarrollaremos en archivo de texto, el programa en lenguaje asembler, Correspondiente a MOTOREST.ASM

;MOTOREST.ASM LIST P=16F84; defino el tipo de micro RADIX HEX ; escritura en hex adecimal ORG 0 ; 1øinstrucc en 0x 00 goto INICIO;salto incondicion al ORG 5 ; próxima inst. en 0x05 INICIO bsf 0x03,5;paso al banco 1 movlw 0xfe ;cargo literal fe en W movwf 0x06 ; W=>tris a defino entradas movlw 0x1f ;cargo literal 1f movwf 0x05 ;W=>tris b defino salidas bcf 0x03,5;paso al banco 0 movlw 0x00 ;cargo la tabla de la verdad movwf 0x0c ;de la función lóg ica del movwf 0x0d ;automatismo, desd e la direcc movwf 0x0e ;0x0c hasta la 0x1 b,cargando movwf 0x0f ;en W los valores 0 y 1,despla- movwf 0x10 ;zandolos a las re spectivas movwf 0x11 ;direcciones de la tabla. movwf 0x12 movwf 0x14 movwf 0x15 movlw 0x01 movwf 0x13 movwf 0x16 movwf 0x17 movwf 0x18 movwf 0x19 movwf 0x1a movwf 0x1b BUCLE movf 0x05,0 ;cargo entradas e n W andlw 0x0f ;enmascaro valor de W para ;evitar errores e n la suma addlw 0x0c ;sumo a W el lite ral 0c movwf 0x04 ;direcc. Indirect o de la tabla movf 0x00,0 ;obtengo el dato de la tabla movwf 0x06 ;presento el dato en la salida goto BUCLE ;salto incondicio nal a entrada end

Mas adelante, veremos otro método alternativo (3°), para resolver automatismos combinacionales, con instrucciones especiales como son las llamadas a rutinas y retornos (instrucciones call y retlw k).



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PROGRAMAS CON INSTRUCCIONES DE SALTO CONDICIONAL Para los microcontroladores PIC de la gama media tenemos solamente cuatro instrucciones de salto condicional. Dos de ellas, testean un bit de un registro y según valga 1 ó 0, saltan la instrucción siguiente a la condicional. Las otras dos instrucciones incrementan o decrementan un registro y la posibilidad de salto se efectúan, si con esa operación, el valor del registro es cero. El salto en estas dos últimas instrucciones también es de una instrucción posterior a la condicional. Estas instrucciones, si no producen el salto, tardan un ciclo de instrucción en ejecutarse; si producen el salto, tardan el doble. Veamos estas instrucciones. btfsc f,d: Explora un bit(d) de f y salta si vale cero. btfss f,d: Explora un bit (d) de f y salta si vale uno. decfsz f,d: Decrementa el registro f; el resultado lo deposita en f si d=1 y en W si d=0 y Salta si f es igual a cero. incfsz f,d: incrementa el registro f (una unidad); el resultado lo deposita en f si d=1 y en W si d=0. Salta si f es igual a uno (0xff). Como una primera aplicación utilizando instrucciones de salto condicional, realizaremos una porción de programa, de uno más amplio. En este programa, utilizando el direccionamiento indirecto, la instrucción de incremento de registro “incf f,d” y la de salto condicional “btfss f,d”, nos permite por ejemplo borrar los “GPR”, desde la dirección 0x0c hasta la dirección 0x20. ;INCF~IND.ASM ;programa que permite, utilizando el direccionamie nto indirecto, ;borrar los registros de proposito general "GPR" ;desde las direcciones 0x0c hasta la 0x20 inclusiv e. ;(21 registros) LIST P=16F84 RADIX HEX ORG 0 movlw 0x0c ;cargo en W literal 0c movwf 0x04 ;cargo el valor de W en 0x04(FSR) ;direccionamiento indir ecto movlw 0x00 ;cargo en W el literal 0x00 movwf 0x00 ;cargo indirectamente a través ;del registro INDF el v alor 0x00 BUCLE incf 0x04 ;incremento en una unid ad FSR clrf 0x00 ;borro, a través de IND F la direcc. ;apuntada por FSR btfss 0x04,5 ;salto condicional. rev iso el bit 5 ;de FSR y salto si vale 1 goto BUCLE ;salto incondicional a la etiqueta ;indicada BUCLE end



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Permiso de habilitación con las instrucciones de salto condicionada Con las instrucciones btfss y btfsc podemos utilizarlas para efectuar habilitaciones externas para la ejecución del programa principal o también ingresar variables “pulsantes” (por ejemplo provenientes de pulsadores mecánicos), para cualquiera de los pines correspondientes al puerto A y B, cuando estos, están configurados como entradas. Ejemplo 1: Porción de programa que mediante el bits RA0, configurado como entrada, autoriza (RA0=1) o no autoriza (RA0=0) la ejecución del programa principal. HABILITO btfss 0x05,0 ;reviso bit 0 de 0x05 y salto si vale uno (1) goto HABILITO ;bucle infinito si vale cero (0) mov --------------- ; continua el programa ------------------ Ejemplo 2: Porción de programa donde se introduce una habilitación pulsante en RB1, configurado como entrada, permitiendo la ejecución del resto del programa; Para la habilitación, la entrada primero debe pasar a uno y luego a cero. ENTRADA btfss 0x06,1 ; reviso bit1 de 0x06 y salto si vale uno (1) goto ENTRADA ; bucle infinito si vale cero (0) btfsc 0x06,1 ; reviso bit1 de 0x06 y salto si vale cero goto ENTRADA ; nuevamente bucle infinito si vale uno (1) movf ----------- ; continua el programa -------------------------- Revisando llave de habilitación y pulsadores para ejecutar diversas acciones Con las instrucciones de salto condicionado btfss y btfsc puede crearse un programa que revise el estado de varios pulsadores mecánicos, cuyos accionamientos, ejecutan distintas acciones, previa habilitación de una llave de contacto. Ejemplo 3: Porción de programa que revisa una llave RA0 que habilita a dos pulsadores para accionar un motor con giro horario (RA1) o con giro antihorario (RA2) HABILITO btfss 0x05,0 ;reviso bit 0 de 0x05 y salto si vale uno (1) goto HABILITO ;bucle infinito si vale cero (0) btfsc 0x05,1 ; reviso bit1 de 0x05 y salto si vale cer0 goto giro_horario ; paso a rutina girar motor sentido horario btfss 0x05,2 ; reviso bit2 de 0x05 y salto si vale uno goto HABILITO ; reviso llave de habilitación y pulsadores goto giro_antihorario ; a rutina girar motor sentido antihorario Circuito equivalente electrico con llave de habilitación y pulsadores

RA0 +VCC

RA1 giro horario RA2 giro antihorario



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PROYECTO : SALTOS.ASM El siguiente programa es un ejemplo de aplicación de las instrucciones de salto condicionada btfsc , btfss y incfsz, consistente en contar 10 pulsos, contabilizados a partir de su flanco descendente, y previa habilitación mediante un pulso en RA4. Al finalizar la cuenta, todos los bit del puerto B, configurados como salidas, pasan a uno (1). Para volver a contar, debemos nuevamente pulsar RA4, la salida pasa a cero y queda habilitada la cuenta otra vez hasta 10. La detección del pulso a contar, en su flanco descendente, se logra con dos instrucciones de salto condicionado, btfss y btfsc, sobre el bit de entrada RA0. Para el contador, se utiliza un registro auxiliar, precargado con el complemento a “2”del numero binario natural, correspondiente al diez.y se lo incrementa con la instrucción “incfsz” .Cuando ingresa el noveno pulso, el contador tiene cargado el valor “FF”. En el decimo pulso, el contador pasa al valor “00”, situación que la instrucción de salto incfsz salta una instrucción, haciendo que la salida tome el valor “FF”. DIAGRAMA DE FLUJO :SALTOS.ASM

Comienzo

Inicialización

Defino entradas/salidas

Borro contador y lo cargo nuevamente

Salida=FF y salto a contar nuevamente

Fin

si

no

Si

no

si

no

RA0 =1 ?

RA0 =0 ?

RA4 =1 ?

Incremento contador

=10 ?

Si

no

RA4 =0 ?

Si

no

Borro salidas



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PROGRAMA : SALTOS.ASM ; saltos.asm ; programa que cuenta hasta 10 pulsos por la entrad a RA0 (en descenso), ; previa habilitacion con RA4 (pulso en bajada). Cu ando se llega a la ;cuenta final la salida (RB0....RB7)pasa a 1(FF), y se inhabilita la cuenta. Para volver a contar, debemos nuevamente pu lsar RA4. LIST P=16F84 RADIX HEX estado equ 0x03 ;defino etique tas de registros e entrada equ 0x05 ;instrucciones salida equ 0x06 contador equ 0x0c #define borrar clrf ORG 0 ;prox. inst rucc. cargar en 000 GOTO INICIO ORG 5 ; prox. In strucc. en 005 INICIO bsf estado,5 ;paso al b anco 1 movlw 0xff ; defino e ntradas y salidas movwf entrada ;TRISA=1 ( PUERTOA: entradas) borrar salida ;TRISB=0 ( PUERTOB: salidas bcf estado,5 ; vuelvo a banco cero borrar entrada ;solamente para simulacion borrar salida conta borrar contador movlw d’10’ ; cargo w con decimal 10 movwf 0x0d ; cargo O D con w comf 0x0d,0 ;complemen to a 1 0d,result → w addlw 0x01 ;01+w= com plemento a 2 movwf contador ; cargo contador con w habilito1 btfss entrada,4 ;bucle i nfinito, se sale goto habilito1 ;cuando RA4=1 habilito0 btfsc entrada,4 ;salto s i RA4=0 goto habilito0 ; bucle infinito si RA4=1 borrar salida bucle1 btfss entrada,0 ;bucle i nfinito se sale goto bucle1 ;cuando RA0=1 bucle2 btfsc entrada,0 ;Bucle i nfinito, se sale goto bucle2 ;cuando RA0=0 incfsz contador,1 ;se incr ementa el regist ro ;contado r goto bucle1 ; pero s i vale FF, salta ;una ins truccion movlw 0xff ;cargo w con ff y deposito movwf salida ;su valo r en la salida goto conta ;salto p ara volver a contar ; si lo habilito (RA4=1) end



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PROYECTO: CONTROL VAGONETA Este automatismo es de tipo secuencial y consiste en controlar una vagoneta que se desplaza hacia un extremo izquierdo, deteniéndose (mediante fin de carrera), para cargar material. Cuando se detecta, mediante un sensor que esta llena, se desplaza hacia el extremo derecho, deteniendo su movimiento (fin de carrera), para descargar el material. Cuando se detecta que esta vacía, nuevamente se desplaza hacia la izquierda, repitiéndose el proceso en forma continua. Para el control de arranque, se dispone de dos pulsadores: movimiento hacia la izquierda y movimiento hacia la derecha y una llave de habilitación de los pulsadores. Cuando la vagoneta esta en movimiento, estos pulsadores no tienen efecto. Existe un tercer pulsador “parada” que detiene el automatismo en cualquier lugar físico que se encuentre la vagoneta. Si esta moviéndose hacia la derecha o izquierda, al pulsar “parada”, la vagoneta se detiene. Para continuar el automatismo, nuevamente debemos accionar los pulsadores de “movimiento”. Si esta cargando o descargando, al pulsar “parada”, queda en esta posición en forma indefinida hasta tanto no se active el pulsador de movimiento, contrario a su posición Este automatismo se realizará utilizando fundamentalmente las instrucciones de salto condicionadas.

RA0: Pulsador movimiento izquierda. (1) acciona el movimiento, (0) inactivo RA1: Pulsador movimiento derecha. (1) acciona el movimiento, (0) inactivo RA2: Pulsador de parada. (1) impulsa parada, (0) inactivo. RB0: Llave de habilitación de RA0 y RA1. (1) habilita, (0) inhabilita. RA3: Fin de carrera izquierda. (1) detiene movimiento izquierda, (0) inactivo RA4: Fin de carrera derecha. (1) detiene movimiento derecha, (0) inactivo. RB1: Contacto de carga completa. (1) acciona movimiento derecha, (0) inactivo. RB2: Contacto de descarga completa. (1) acciona movimiento izquierda, (0) inactivo. RB6: Accionamiento movimiento izquierda. RB7: Accionamiento movimiento derecha.

Descarga

Carga

Vagoneta

RB2 (1) Descargada RB1 (1)

Cargada

Fin de carrera

izquierdo RA3 (1)

Fin de carrera derecho

RA3 (1)

Mov. Izquierda RB6 (1)

Mov. Derecha RB7 (1)

RB0 Llave de

habilitación

RA0 Pulsador

movimiento izquierda

RA1 Pulsador

movimiento derecha

RA2 Pulsador parada

Entradas de mandos



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Diagrama de flujo automatismo vagoneta.asm

Comienzo

Defino entradas y

salidas

Habilit. RB0

Mov. Derecho

RA1

Mov. Izquierdo

RA0

No (0) Si (1)

REVISO

No (0)

Si (1)

No (0)

Anulo salidas RB6=RB7=0

Si (1)

Anulo salida RB6=0

Anulo salida RB7=0

Mov. derecha RB7=1

Mov. Izquierda RB6=1

END

fin Carrera izq

RA3

fin Carrera der.

RA4

Puls. Parada RA2

fin Carrera izq

RA3

Cargado

RB1

Puls. Parada RA2

fin Carrera der

RA3

Descargado

RB2

No (0)

No (0)

No (0)

No (0)

No (0)

No (0)

No (0)

No (0)

Si (1) Si (1)

Si (1) Si (1)

Si (1) Si (1)

Si (1) Si (1)

IZQUIERDA DERECHA

CARGA DESCARGA



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;VAGONETA.ASM ;Automatismo para el movimiento de una vagoneta qu e se desplaza hacia ;la izquierda, carga y vuelve a la derecha a desca rgar.Despues de ;descargar, vuelve a la izquierda a cargar nuevame nte.Las entradas ;son:habilitacion RB0(1,pulsador mov.izquierda RA0( 1,pulsador ;movimiento derecha RA1(1),pulsador de parada RA2(1 ),fin de carrera ;izquierdo RA3(1), fin de carrera derecho RA4(1), c arga completa ;RB1(1),descarga completa RB2(1).Las salidas son: A ccionamiento para ;el movimiento a la izquierda RB6(1), accionamiento para el movimiento ;a la derecha RB7(1).El pulsador de parada detiene el automatismo ;bajo cualquier condicion: mov.izquierda, mov. dere cha, esperando ;cargar,esperando descargar; su accionamiento pasa a revisar la llave ;de habilitacion y los pulsadores de movimientos. LIST P=16F84 ORG 0 goto INICIO ORG 5 INICIO bsf 0x03,5 ; paso al banco 1 movlw 0x1f ; cargo W con 1f movwf 0x05 ; Puerto A son entradas movlw b'00000111'; cargo W movwf 0x06 ; RB0,RB1,RB2 son entrad as,resto salidas bcf 0x03,5 ; paso al banco 0 clrf 0x05 ; borro entradas (para s imulacion) clrf 0x06 ; borro salidas y entrad as(simulacion) REVISO bcf 0x06,7 ; borro salida mov.vagon eta derecha bcf 0x06,6 ; borro salida mov.vagon eta izquierda btfss 0x06,0 ; reviso llave de habili tacion goto REVISO ; bucle infinito a trave s de REVISO btfsc 0x05,1 ; reviso pulsador mov. d erecha goto DERECHA ; paso a rutina mov. der echa btfsc 0x05,0 ; reviso pulsador mov.iz quierda goto IZQUIERDA ; paso a rutina mov.izqu ierda goto REVISO ; vuelvo a revisar llave y pulsadores DERECHA btfsc 0x05,4 ; verif. vagoneta no est e extremo derecho goto REVISO ; vuelvo a REVISO para p ulsar mov. opuesto bsf 0x06,7 ; Acciono vagoneta a la derecha DESCARGA btfsc 0x05,2 ; reviso pulsador parada goto REVISO ; accionado pulsador par ada,vuelvo a REVISO btfss 0x05,4 ; verif. vagoneta no est e extremo derecho goto DESCARGA ; sigo revisando puls.pa rada y ext. derecho bcf 0x06,7 ; detengo la marcha de l a vagoneta btfss 0x06,2 ; reviso si se descargo vagoneta goto DESCARGA ; sigo revisando pulsado r parada goto IZQUIERDA ; vagoneta descargada, v uelvo a cargar IZQUIERDA btfsc 0x05,3 ; verif.que vagoneta en extremo izquierdo goto REVISO ; vuelvo a REVISO para p ulsar mov. opuesto bsf 0x06,6 ; Acciono vagoneta a la izquierda CARGA btfsc 0x05,2 ; reviso pulsador parada goto REVISO ; accionado pulsador par ada,vuelvo a REVISO btfss 0x05,3 ; verif. vagoneta en ext remo izquierdo goto CARGA ; revisando puls. parada y ext. izquierdo bcf 0x06,6 ; detengo la marcha de l a vagoneta btfss 0x06,1 ; reviso si se cargo vag oneta goto CARGA ; sigo revisando pulsado r parada goto DERECHA ; vagoneta cargada, vuel vo a descargar END



56

RESOLUCIÓN DE UN AUTOMATISMO LÓGICO SECUENCIAL En este ejercicio realizaremos el control de un proceso industrial relativamente simple, utilizando la CPU del microcontrolador para la toma de decisiones, su memoria FLASH para guardar las instrucciones del programa, su memoria RAM volátil para almacenar datos de entradas, y los puertos, uno de lectura para los sensores de entrada ( RA0, RA1, RA2 ) y otro de escritura para enviar las señales a los actuadores y señalizadores (RB0............RB5). Este ejercicio ha sido resuelto en el libro “SISTEMAS MICROPROCESADORES” del autor J.M.ANGULO USATEGUI. También fue resuelto en el libro “INTRODUCCIÓN A LOS MICROCONTROLADORES” del autor J. A. GONZALEZ VASQUEZ, usando los microcontroladores 8052/8051 (INTEL 8 bits). Para nuestro caso, lo resolveremos con los PIC16X84. Este automatismo, es muy conocido por los profesionales de la especialidad, como así también muy usado y resuelto por medios convencionales. El automatismo en sí es del tipo combinacional; nosotros para mejorar su perfomance también le daremos características de tipo secuencial. El método que emplearemos para desarrollar el programa, será el de escritura en la memoria de datos de la “tabla de la verdad” y direccionamiento indexado e indirecto. Esquema del control

Proceso : Se trata de controlar el nivel de líquido de un depósito, utilizando tres sondas detectores de niveles A, B y C y dos bombas B1 y B2, con indicadores de nivel y alarma por falla

entradas

Alarma Rebose Lleno Vacio B1 bomba1 B2 bomba2

salidas

C

B B

B1 B2

A



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en los detectores. En este proceso, tenemos desde el punto de vista con el mundo exterior, los tres tipos de señales principales de un automatismo lógico: -Entrada de la información, a través de los “SENSORES”. -Actuación sobre los elementos finales denominados “ACTUADORES”. -Señalizadores del proceso, denominados “INDICADORES”. Los sensores (sondas): Son la entrada de la información al proceso de automación o etapa de “decisión”, resuelto por el microcontrolador. La “sonda “A” detecta el mínimo nivel de líquido. Por debajo de éste nivel, se indicará “VACIO” en el cuadro de indicadores. La sonda “B” señala el nivel óptimo y cuando se alcance, se indicará “LLENO”. La sonda “C”, señala el nivel más alto; por encima de éste nivel el tanque se desbordará. Se indicará “REBOSE” en el cuadro de indicadores. Estas entradas con circuitos antirrebotes si provienen de contactos secos de lámina, ingresarán al puerto RA del microcontrolador, definido por programa como puerto de entrada. C => RA0; B => RA1 ; A => RA2. Actuadores e indicadores: Estos representan las salidas del microcontrolador que actuarán sobre las bombas de líquidos electromecánicas, que se activarán o desactivarán en las siguientes condiciones propuestas: Nivel del líquido en ascenso -Si el nivel del líquido no supera la sonda “A”, las dos bombas estarán activadas y se indicará “VACIO”. -Cuando se supere el nivel “A” desaparecerá la indicación “VACIO”; las dos bombas seguirán funcionando. -Cuando se llegue al nivel “B”, la bomba “B2” se desactivará y se indicará “LLENO”. La bomba “B1” seguirá activada. -Cuando se llegue al nivel “C”, la bomba “B1” se desactivará, quedando ambas bombas fuera de servicio. El indicador señalizará “REBOSE”. Nivel del líquido en descenso Cuando el nivel del líquido comience a descender, desde el nivel de “REBOSE”, se modificará la lógica de control, con la finalidad de evitar continuos arranque y parada de la bomba “B1” a consecuencia de la variación del nivel del liquido cuando se encuentre próximo al “REBOSE” (sonda “C”). Las condiciones serán las siguientes: -Cuando el nivel del líquido en bajada se encuentre entre los niveles “C” y “B”, ninguna de las dos bombas estarán activadas. El indicador señalizará “LLENO”. -Cuando se supere el nivel “B” en descenso, se activará la bomba “B1”; la bomba “B1” seguirá desactivada y desaparecerá la indicación de “LLENO”. -Cuando el nivel llegue al nivel “A”, se activara la bomba “B2”, se indicará “VACIO” y se modificara la secuencia lógica de control pasando a la correspondiente al ascenso del nivel del líquido. - Cuando se produzca un fallo en las sondas de entrada por “discordancia”, ambas bombas se desactivaran y se indicará “ALARMA”.



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Salidas: RB0 => B2 ; RB1 => B1; RB2 => VACIO ; RB3 => LLENO RB4 => REBOSE ; RB5 => ALARMA

A continuación realizaremos las tablas de la verdad para las dos condiciones: en subida y en bajada. Tabla de la verdad en subida |direc |entradas | salidas | HEX A B C AL REB LLE VAC B1 B2 OBSERVACIONES 0C 0 0 0 0 0 0 1 1 1 B1-B2 activa. Señala VACIO 0D 0 0 1 1 0 0 0 0 0 ALARMA 0E 0 1 0 1 0 0 0 0 0 ALARMA 0F 0 1 1 1 0 0 0 0 0 ALARMA 10 1 0 0 0 0 0 0 1 1 B1-B2 activa. No señala alarma 11 1 0 1 1 0 0 0 0 0 ALARMA 12 1 1 0 0 0 1 0 0 1 B1 desactiva-B2 activa. Señala

LLENO 13 1 1 1 0 1 1 0 0 0 B1-B2 desactiva. LLENO Y

REBOSE Cuando se produce la condición de “REBOSE” se pasa a la secuencia “líquido en descenso”, cuya tabla de la verdad es la que sigue a continuación Tabla de la verdad en descenso Direc | Entradas | Salidas | HEX A B C AL REB LLE VAC B1 B2 OBSERVACIONES 14 0 0 0 0 0 0 1 1 1 B1-B2 activas. Señala VACIO 15 0 0 1 1 0 0 0 0 0 ALARMA 16 0 1 0 1 0 0 0 0 0 ALARMA 17 0 1 1 1 0 0 0 0 0 ALARMA 18 1 0 0 0 0 0 0 0 1 B1 desactiva.-B2 activa. Sin

señalización 19 1 0 1 1 0 0 0 0 0 ALARMA 1A 1 1 0 0 0 1 0 0 0 B1-B2 desactivas. Señala LLENO 1B 1 1 1 0 1 1 0 0 0 B1-B2 desactivas. LLENO y

REBOSE

PIC16F84 Entradas

A (RA2) B (RA1) C (RA0)

(RB5) ALARMA (RB4) REBOSE (RB3) LLENO (RB2) VACIO (RB1) bomba B1 (RB0) bomba B2

Salidas



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Con señalización “VACIO” , se pasa al secuencia “líquido en ascenso DIAGRAMA DE FLUJO Realizaremos a continuación, el diagrama de flujo que nos permitirá determinar el programa que, deberá ejecutar la CPU del microcontrolador, para cumplir con los objetivos del automatismo.

Liquido en bajada Liquido en subida

BUCLE 2

Cargo W con

entradas

Enmascaro e indexo a

W con 0x14

Direcciona--miento indirecto

Valor de tabla en W

Cargo la salida con

W

Vacío ?

FIN

Comienzo

Inicialización

Se definen entradas y salidas

Se carga tabla ascendente desde 0x0C

Cargo W con

entradas

Enmascaro e indexo a

W con 0x0C

Direcciona-miento indirecto

Valor de tabla en W

Cargo la salida con

W

BUCLE 1

Se carga tabla descendente desde 0x=0C

NO SI SI

SI NO Rebose ?

Rebose ?

NO



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Desarrollamos a continuación el programa, en archivo de texto, denominado “NIVELTAN.ASM”, escrito en lenguaje Asembler, sin definir etiquetas. ;NIVEL TAN.ASM ;Programa que controla el nivel de líquido de un t anque a través ;de tres sondas "A"(VACIO), "B"(LLENO), "C"(REBOSE ),con acciona- ;miento de dos bombas electromecánicas B1 y B2.Ade más con indi- ;caciones de "alarma","rebose","lleno" y "vacío" LIST P=16F84 RADIX HEX ORG 0 ;coloco en el vec tor reset la ;instrucción que sigue abajo goto INICIO ;salto incondicio nal a INICIO ORG 5 ;coloco en la dir ección 0x05 ;la próxima instr ucción. INICIO bsf 0x03,5 ;paso al banco 1 movlw 0xff ;cargo literal 0x ff en W movwf 0x05 ;W=0x05.RA0..RA4 son entradas movlw 0xc0 ;cargo literal 0x c0 en W movwf 0x06 ;W=>0x06. RB0...R B5 son entradas bcf 0x03,5 ;paso al banco ce ro clrf 0x05 ;coloco en 0 entr adas clrf 0x06 ;coloco en 0 sali das ; TABLA ASCENDENTE ; ---------------- movlw 0x07 ;Guardo tabla Nø1 ascendente movwf 0x0c ;a partir de la d irecc. 0x0c movlw 0x20 ;hasta la direcc. 0x13 movwf 0x0d movwf 0x0e movwf 0x0f movwf 0x11 movlw 0x03 movwf 0x10 movlw 0x09 movwf 0x12 movlw 0x18 movwf 0x13 ; TABLA DESCENDENTE ;------------------ movlw 0x07 ;Guardo tabla Nø2 descendente movwf 0x14 ;a partir de la d irecc. 0x14 movlw 0x20 ;hasta la direcc. 0x1B movwf 0x15 movwf 0x16 movwf 0x17 movwf 0x19 movlw 0x01 movwf 0x18 movlw 0x08 movwf 0x1a movlw 0x18



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movwf 0x1b btfss 0x06,4 ;Salto condiciona l revisando ;si se produjo RE BOSE en salida ; despues de actu ar el V.reset goto BUCLE1 ;salto condiciona l a BUCLE1 goto BUCLE2 ;salto condiciona l a BUCLE2 BUCLE1 movf 0x05,0 ; cargo entradas en W andlw 0x07 ; enmascaro W con literal 0x07 addlw 0x0c ;obtengo direccio n indexada para ;tabla ascendente . W+0x0c movwf 0x04 ;W=>FSR direccion amiento indirecto movf 0x00,0 ;obtengo dato tab la ascendente ;a través del reg istro INDF movwf 0x06 ;W=>0x06 presento dato en salida btfss 0x06,4 ;salto condiciona l revisando si ;se produjo alarm a REBOSE en salida goto BUCLE1 ;salto incondicio nal a BUCLE1 goto BUCLE2 ;salto incondicio nal a BUCLE2 BUCLE2 movf 0x05,0 ;cargo valor de e ntradas en W andlw 0x07 ;enmascaro W con literal 0x07 addlw 0x14 ;obtengo direcció n indexada para ;tabla descendent e W+0x14 movwf 0x04 ;W=>FSR direccion amiento indirecto movf 0x00,0 ;obtengo dato tab la descendente ;a través del reg istro INDF movwf 0x06 ;presento dato en salida btfsc 0x06,2 ;salto condiciona l revisando si ;se produjo alarm a VACIO en salida goto BUCLE1 ;salto incondicio nal a BUCLE1 goto BUCLE2 ;salto incondicio nal a BUCLE2 end ;fin del programa

DIRECCIONAMIENTO DE LA MEMORIA DE PROGRAMA Detalles del contador de programa y la pila Como ya sabemos, el “contador de programa” es un registro donde se carga la dirección de la memoria de programa, de la instrucción, próxima a ejecutarse. La arquitectura de los PIC de la gama media, admite un mapa de memoria de programa, capaz de contener 8.192 instrucciones de 14 bits cada una. Este mapa se divide en páginas de 2.048 posiciones. Para direccionar 8 K posiciones, se necesitan 13 bits, que es la longitud que tiene el “contador de programa”. Sin embargo, el PIC 16X84 solo tiene implementadas 1024 (1K) posiciones, por lo que en el “contador de programa” (PC), se ignoran los tres bits de mayor peso, solo se tiene en cuenta los 10 bits de menor peso. En la próxima figura vemos una representación de “la memoria de programa” y de “la pila” en el rango de direcciones que cubre el PIC16X84. Se observa que llega desde la dirección 0000 H hasta la 03FF H, o sea un total de 1024 posiciones, con palabras de 14 bits.



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De la misma manera que todos los registros específicos que controlan la actividad del procesador, el contador de programa esta implementado sobre dos posiciones de la memoria RAM de datos. Cuando se escribe el contador de programa como resultado de una operación de la ALU, los 8 bits de menor peso del PC residen el registro PCL que ocupa repetido, la posición 2 de los dos bancos de la memoria RAM. Para tener acceso y modificar los bits de mas peso del contador de programa PCH <12 : 8>, lo hacemos con los 5 bits de menor peso del registro PCLATH, que ocupa la posición “0A” de los dos bancos de memoria RAM. En las instrucciones de salto incondicional GOTO y CALL de la gama media, los 11 bits de menor peso del PC provienen del código de instrucción y los otros dos, de los bits PCLATH 3 y 4.

Direcc. MEMORIA PROGRAMA 0000 H VECTOR RESET 0004 H VECTOR INTERRUP

8 bits

03FF H 0400 H 1FFF H

NO

IMPLEMENTADO

PC

NIVEL 1

NIVEL 8

12 0

PILA (Stak)

13 0



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Con los 11 bits que se cargan en el PC desde el código de instrucción GOTO y CALL, se puede direccionar una página de 2 K de la memoria. Los bits restantes del PC el 11 y 12 tienen la misión de apuntar una de las cuatro paginas de memoria y, en los modelos PIC que alcanzan este tamaño, dichos bits proceden del PCLATH, bits 3 y 4. La pila: La pila es una zona aislada de las memorias de instrucciones y datos. Tiene una estructura LIFO, en la que el último guardado, es el primero en salir. Tiene 8 niveles de profundidad cada uno con 13 bits. Funciona como un “buffer” circular, de manera que el valor que se obtiene al hacer el “desempilado (pop) es igual al que se obtuvo en el primero. La instrucción CALL y las “interrupciones” originan la carga del contenido del PC en el nivel superior o “cima “de la pila. El contenido del nivel superior se saca de la pila al ejecutarse las instrucciones RETURN, RETLW y RETFIE. El contenido del registro PCLATH, no es afectado por la entrada o salida, de la información de la pila.

La figura superior, se muestra como se carga el contador de programa cuando una instrucción deposita en él, un resultado de una operación de la ALU. En la figura inferior, se indica la carga del PC en las instrucciones GOTO y CALL

PCH PCL 12 11 10 0

CONTADOR DE PROGRAMA

-- -- -- . .. -- --. --..

7 4 3 0 PCLATH

Desde código de operación

2

11

PCH PCL 12 8 7 0


-- -- -- . .. .. .. ..

7 4 0 PCLATH

Resultado de la ALU

5

8



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PROYECTO CON INSTRUCCIONES CALL, RETLW CON MODIFI CACION DEL CONTADOR DE PROGRAMA En este proyecto, retomaremos la ejecución de un programa para resolver automatismos combinacionales, utilizando una variante respecto a las dos anteriores. Para ello, resolveremos el mismo problema, referente al “control de motores”, utilizando para confeccionar el programa de texto (en lenguaje Asembler), la siguiente técnica El inicio del programa comenzara cargando en W, los valores lógicos de las “entradas”. Con la instrucción “call” pasaremos a una zona del programa, donde estará confeccionada una lista de instrucciones o “tabla de conversión de retorno”, con instrucciones de retorno retlw k , una a continuación de la otra, con valores que carguen al registro de trabajo W con un literal que corresponda al valor de salida de la tabla de la verdad, del automatismo a resolver. Para encontrar las direcciones de retorno, que correspondan con los valores de entrada, modificaremos el valor actual del contador de programa, que corresponde a la primera instrucción de la lista (después de ejecutada la instrucción call), sumándole el valor cargado en W, o sea el valor lógico de las entradas (PCL+W). En esa nueva dirección, se encontrara con la instrucción “retlw,k ” que, al ejecutarla, retornará a la dirección siguiente al llamado de la rutina ( con W cargado con el literal k), donde colocaremos luego una instrucción de transferencia al registro de salida. Es de notar que utilizando esta metodología, la tabla de la verdad del automatismo combinacional, se carga en la memoria de programa, cuando se utilizan las instrucciones retlw k Veamos el archivo de texto del programa “CONTROL DE MOTORES6.ASM ; MOT0RES6.ASM ;Programa que permite controlar la cantidad de mo tores que se conectan ;a una barra de alimentación de energía, que tien e limitaciones ;respecto a la máxima potencia entregada ; B0=A0.A1.A2+A1.A3+A2.A3 ;RESOLUCION POR TABLA DE CONVERSIÓN (direcc. Memo ria de programa) LIST P=16C84 RADIX HEX ORG 0 goto INICIO ORG 5 INICIO bsf 0x03,5 ;selecciono el banco uno movlw 0xff ;ff>w movwf 0x05 ;w>trisa A son entra das clrf 0x06 ;B son salidas bcf 0x03,5 ;selecciono el banco cero clrf 0x05 ;para la simulacion clrf 0x06 EXPLORA movf 0x05,0 ;exploro las entrada s y cargo en W andlw 0x0f ;enmascaro con 0x0f call TABLA ;llamo a la rutina y retorno movwf 0x06 ;cargo salida con va lor de W goto EXPLORA



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;comienza la tabla de conversión (subpagina 0).Reg. PCH vale cero TABLA addwf 0x02,1 ;modifico el contado r de programa PCL ;sumándole el valor de la entrada retlw 0x00 ;regreso de la rutin a con el valor 00 H ;cargado en W retlw 0x00 retlw 0x00 ;idem al anterior retlw 0x00 retlw 0x00 retlw 0x00 retlw 0x00 retlw 0x01 retlw 0x00 retlw 0x00 retlw 0x01 retlw 0x00 retlw 0x01 retlw 0x01 retlw 0x01 retlw 0x01 end ESQUEMA DE FLUJO PROGRAMA “CONTROL DE MOTORES6.ASM

Defino entradas y

salidas

Exploro y enmascaro entradas

Llamo a rutina con call donde

esta la tabla

Retorno al programa principal con retlw valor

de tabla cargado en w

Presento resultado en la salida y

vuelvo a explorar entradas

Al valor actual del contador de programa le

sumo el valor de la entrada y lo cargo en PCL

RUTINA TABLA DE CONVERSION

PROGRAMA PRINCIPAL

Comienzo



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Direccionamiento de la memoria de programa para ejecutar dos subprogramas El programa que desarrollaremos a continuación, es un ejemplo de cómo podemos ejecutar dos subprogramas, grabados en distintas subpaginas, dentro de la memoria de programa. Para este caso, ejecutaremos dos “tablas de la verdad”, confeccionadas mediante las instrucciones “call” y “retlw”. Para ello, deberemos tener en cuenta, que las paginas de la memoria de programa, de los PIC de la gama media, se dividen a su vez, en “subpaginas” de 256 direcciones. Para acceder a cada subpagina, dentro de una pagina, lo hacemos cargando el registro PCLATH (bit 0, 1y 2), que se encarga de modificar la parte alta del contador de programa PCH. Recordemos que para los PIC de la clase media, el contador de programa PC, esta preparado para direccionar una memoria de programa de hasta 8 K Instrucciones, divididas en 4 páginas de 2 K Instrucciones. Estas páginas se acceden mediante los bits 3 y 4 de PCLATH. El PIC16F84 solo tiene la “pagina 0”, incompleta, con solamente, un total de 1 K instrucciones a cargar (1024). En este caso, la pagina 0, solamente tiene 4 subpaginas (0, 1, 2, y 3) que se acceden mediante los bits 0 y 1 de PCLATH. Tomaremos como ejemplo el programa anterior (control de motores6.asm) para modificarlo. Mediante la directiva ORG 100, cargaremos la tabla de conversión a partir de la dirección 0x100 (subpagina1). Mediante la directiva ORG 200, (subpagina 2, 0x200) cargaremos otra tabla de conversión, similar en cuanto a las variables de entrada, pero diferente respecto al resultado de su salida. Para acceder a una tabla u otra, se revisará el valor lógico de la entrada RA4 (con btfss) y mediante la instrucción “call” (que permite direccionar toda una “pagina”) se accederá a uno u otro de los subprogramas que resuelven la lógica combinacional. Como punto importante a tener en cuenta en este programa, es el modo de direccionamiento de la memoria de programa dentro de la “subpagina”. Previo a la modificación del registro PCL, con los valores lógicos actuales de las variables de entrada, mediante la operación de la unidad aritmetica y logica, (con la instrucción “addwf k”), debemos cargar el registro PCLATH con la dirección de inicio de la “subpagina”, donde están grabadas las instrucciones de retorno “retlw”. El programa principal, que consulta el valor de las variables de entrada, y decide cual tabla consultar, se desarrolla en la “subpagina 0” de la memoria de programa. ; MOT0RES7.ASM ; Programa que permite controlar la cantidad de motores que se conectan ;a una barra de alimentación de energía, que tiene limitaciones ;respecto a la máxima potencia entregada. La función lógica que cumple ;es: B0=A0.A1.A2+A1.A3+A2.A3 , siempre que sea A4=0 ; B0=A1.A2.A3+A0.A1+A0.A2 , siempre que sea A4=1 ; Resolución por tabla de conversión. Para la primera función, la tabla ; esta grabada en la memoria de programa, en la subpagina 1,a partir de la ;dirección 101. La tabla para resolver la 2º función lógica, también ;esta grabada en la memoria de programa, en la subpagina 2, a partir de la ;dirección 201. El programa principal que inspecciona las entradas y ;consulta las tablas para resolver la salida, esta en la subpagina 0. LIST P=16F84 RADIX HEX ; Subpagina cero ORG 0



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goto INICIO ORG 5 INICIO bsf 0x03,5 ;selecciono el banco uno

movlw 0xff ;ff>w movwf 0x05 ;w>trisa A son entradas clrf 0x06 ;B son salidas

bcf 0x03,5 ;selecciono el banco cero clrf 0x05 clrf 0x06

EXPLORA movf 0x05,0 ;exploro las entradas y cargo en W andlw 0x0f ;enmascaro con 0x0f btfss 0x05,4 ;reviso RA4 goto UNO ;salto a UNO si vale cero (0) goto DOS ;salto a DOS si vale uno (1)

UNO call TABLA0 ;llamo a la rutina y retorno con literal en W movwf 0x06 ;cargo salida con valor de W goto EXPLORA ; vuelvo para cargar nuevamente entradas DOS call TABLA1 ;llamo a la rutina y retorno con literal en W movwf 0x06 ;cargo salida con valor de W goto EXPLORA ; vuelvo para cargar nuevamente entradas ; comienza la tabla de conversión para RA4=0 ; Subpagina 1 ORG 100 TABLA0 bsf 0x0a,0 ;cargo PCLATH con 0x01 para acceder a

bcf 0x0a,1 ;para modificar el PC en esta subpagina. addwf 0x02,1 ;modifico el contador de programa PCL ;sumandole el valor de la entrada retlw 0x00 ;regreso de la rutina con el valor 00 H ;cargado en W retlw 0x00 retlw 0x00 ;idem al anterior retlw 0x00 ; retlw 0x00 retlw 0x00 retlw 0x00 retlw 0x01 retlw 0x00 retlw 0x00 retlw 0x01 retlw 0x00 retlw 0x01 retlw 0x01 retlw 0x01 retlw 0x01

;Subpagina 2 ORG 200 TABLA1 bsf 0x0a,1



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bcf 0x0a,0 addwf 0x02,1 ;modifico el contador de programa PCL ;sumandole el valor de la entrada retlw 0x00 ;regreso de la rutina con el valor 00 H ;cargado en W retlw 0x00 retlw 0x00 ;idem al anterior retlw 0x01 retlw 0x00 retlw 0x01 retlw 0x00 retlw 0x01 retlw 0x00 retlw 0x01 retlw 0x00 retlw 0x01 retlw 0x00 retlw 0x01 retlw 0x01 retlw 0x01 end

DIAGRAMA DE FLUJO PARA EL PROGRAMA “CONTROL DE MOT ORES7.ASM

Defino entradas y

salidas

Exploro y enmascaro entradas

Llamo a rutina con call en

direccion 0x100

Retorno al programa

principal (retlw) con valor de tabla

Presento resultado en la salida y vuelvo a explorar

entradas

Cargo PCLATH con 0x01 y al PCL actual le

sumo el valor de la entrada

RUTINA TABLA DIRECC. 0X100

PROGRAMA PRINCIPAL DIRECC. 0X000

Comienzo

RA4 = 1 ?

no

Llamo a rutina con call en

direccion 0x200

Retorno al programa

principal (retlw) con valor de tabla

Cargo PCLATH con 0x02 y al PCL actual le sumo el

valor de la entrada

si

Presento resultado en la salida y vuelvo a explorar

entradas

RUTINA TABLA DIRECC. 0X200



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CONTROL DE TIEMPOS CON LOS MICROCONTROLADORES Una de las necesidades más habituales en los sistemas de control automático, es la de determinar “intervalos de tiempo”. Estos intervalos de tiempo, actúan generalmente, retrasando las variables de entrada o salida del automatismo. El dispositivo que produce esta acción, se denomina “temporizador”. Los temporizadores se utilizan en procesos secuenciales, tales como dosificación de materiales, gobierno estrella –triangulo de contactores, gobierno de maquinas herramientas, cintas transportadoras, etc. Los temporizadores desde el punto de vista de su construcción y tratamiento de las variables a temporizar, se pueden clasificar en “analógicos” y “digitales”. Los temporizadores analógicos, están basados en la carga o descarga de condensadores con una determinada constante de tiempo y un circuito comparador.

Cuando se cierra el contacto “A” el condensador comienza a cargarse eléctricamente con una constante de tiempo T = R x C. El comparador es un circuito electrónico que detecta un nivel fijo de tensión. Cuando esto ocurre, la salida del comparador cambia bruscamente su valor de tensión (lógicamente pasa de 1 a 0 ó viceversa). Para este caso, el tiempo que transcurre desde que se cierra el contacto “A” hasta que la salida cambia de estado, esta dado por la siguiente expresión: T = R x C x ln ( VCC/ VCC – VC ) Siendo VC, la tensión de comparación. El principio de los temporizadores digitales, esta basado en dos módulos importantes que son “el oscilador o generador de impulsos de periodo fijo” y “el contador de impulsos “cuya base constructiva, son los denominados FLIP FLOP.

COMPARADOR ELECTRONICO

Salida temporizada

Acción a temporizar

A

CIRCUITO OSCILADOR

SALIDA CONTADOR DE IMPULSOS



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La temporización, depende del periodo del oscilador y del numero de cuenta del contador: T = periodo oscilador x cantidad de impulsos contados Diagramas de temporizaciones en los automatismos A continuación, representaremos los seis tipos básicos de diagramas de temporizaciones, conjuntamente con el símbolo clásico y la función lógica correspondiente

E: Entrada

FIG DIAGRAMAS FUNC. SIMBOLO A

E

B

Eta

C

Etd

D

___ Eta

E

___ Etd

F

_ E

G

_ Eta

H

_ Etd

T

T

T

T

T

T

E Eta

E Etd

E

___ Eta

1

E

___ Etd

1

1

E

_ E

1

E _ Eta

1

E _ Etd



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Eta: Entrada temporizada a la activación Etd: Entrada temporizada a la desactivación ___ Eta : Entrada temporizada a la activación, complementada ___ Etd : Entrada temporizada a la desactivación, complementada _ E : Entrada complementada. _ Eta : Entrada complementada, temporizada a la activación _ Etd : Entrada complementada, temporizada a la desactivación Los diagramas B, C, D y E se obtienen a través de la señal directa de entrada. Los diagramas G y H a través de la señal inversa o complementada de la entrada. Observando estos diagramas vemos que los diagramas D y H son iguales y asimismo los E y G. Por otra parte el diagrama E es el inverso del C y el diagrama D es el inverso del B. En consecuencia podemos admitir las siguientes igualdades: ___ _ Eta = Etd ___ _ Etd = Eta === Etd = Etd === Eta = Eta Se puede observar que los seis diagramas se reducen a cuatro y a la vez tres de ellos se pueden expresar en función del otro; así se pueden establecer las siguientes equivalencias: === Etd = Etd _--- Eta = Etd ___ === Eta = Eta Como conclusión, disponiendo de un solo tipo de modulo temporizador, podemos obtener las seis configuraciones básicas, con el agregado de funciones complementarias. Además, combinando las temporizaciones a la activación y a la desactivación, logramos una señal temporizada, combinada con retraso , a la activación y a la desactivación, y sus derivaciones , con el agregado de complementaciones tanto en la entrada como en la salida.



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CONTROL DE TIEMPOS CON EL MICROCONTROLADOR PIC 16X 84: Como lo hemos dicho, una de las tareas más habituales en los programas de control automático de dispositivos, es la de determinar “intervalos de tiempo” a las variables de control. Para el caso de los microcontroladores, tenemos dos formas de realizarlo: Por programa (software) o utilizando módulos especiales (hardware) internos temporizables. (timer). Para el primer método, consiste básicamente en una subrutina de programa que contenga en su interior otras subrutinas que cargan un registro, del tipo SFR y aplicando instrucciones de salto condicional cuando se llega al tiempo establecido. Para el segundo método, se disponen de temporizadores/ contadores de 8 bits, siendo uno solo para el PIC16X84, denominado TMR0, que puede actuar de dos maneras a saber: a)- Como contador de impulsos aplicados a la entrada”RA4/TOCKI ”. Cuando el contador llega al valor FF H se desborda y con el siguiente impulso pasa a 00 H, advirtiendo esta circunstancia, con la activación a 1 del bit 2 “TOIF ”, del registro INTCOM , ubicado en ambos bancos de memoria, en la dirección 0x 0B. Este registro corresponde al de control de interrupciones. El bit “TOIF ”, al pasar de 0 a 1 cuando se desborda el contador, se lo utiliza con una instrucción de salto condicionada. Para volverlo a cero, se lo hace con una instrucción que lo ordene (por software). b)-Como temporizador, cargándolo con un valor inicial y luego incrementándolo con cada ciclo de instrucción con el oscilador de sincronismo del microcontrolador, con frecuencia Fosc/4. Cuando desborda o sea cuando pasa de 0xff a 0x00 avisa, colocando un “1” en el señalizador TOIF del registro INTCOM . Veamos el esquema simplificado del contador / temporizador:

Previo al tratamiento del uso del TRM0, analizaremos el registro “OPTION” y su relación con los bloques internos involucrados con éste registro. El registro “OPTION” : La misión principal de este registro es controlar al TMR0 y al divisor de frecuencias que comparten con el modulo temporizador denominado “perro guardián” (WDT).

RBP0# INTEDG TOCS TOSE PSA PS2 PS1 PS0

CONTADOR ASCENDENTE (TRMO)

Carga contaje inicial con W

Entrada de impulsos (RA4)

Desborde bit TOIF

Reg. INTCOM



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Veamos la función de cada bit de este registro: -PS2, PS1, y PS0 es el valor con el que actúa el divisor de frecuencia PS2 PS1 PS0 División TMR0 División WDT 0 0 0 1:2 1:1 0 0 1 1:4 1:2 0 1 0 1:8 1:4 0 1 1 1:32 1:16 1 0 1 1:64 1:32 1 1 0 1:128 1:64 1 1 1 1:256 1:128 -PSA: asignación del divisor de frecuencia 1 = El divisor se asigna al WDT 0 = El divisor se asigna al TMR0 -TOSE: Tipo de flanco en TOCKI 1 = Incremento de TMR0 con flanco descendente 0 = Incremento de TMR0 con flanco ascendente -TOCS: Tipo de reloj para el TMR0 1 = Pulsos introducidos a través de RA4/TOCKI (uso como contador) 0 = Pulsos del reloj interno Fosc./4 (uso como temporizador) -INTEDG = Flanco activo para la interrupción externa 1 = Flanco ascendente 0 = Flanco descendente -RBPO# = Resistencias Pull up puerta B (cuando están configurados como entradas) 1 = desactivadas 0 = activadas Uso del TMR0 como contador de impulsos: Para utilizar el TRM0 como contador de impulsos externos provenientes del Terminal “RA4/TOCKI”, debemos poner a “1” el bit “TOCS” que ocupa la dirección 5 del registro OPTION que se encuentra en la dirección 0x01 del banco uno. En la misma dirección pero en el banco cero, se encuentra el contador TRM0. En el registro “OPTION” también podemos seleccionar el flanco activo para que actúe el contador. En el bit TOSE (4) si es igual a 1, el flanco activo es el descendente. Si vale 0, el flanco activo es el ascendente. A continuación y como ejemplo realizaremos un programa para usar al microcontrolador PIC16X84 como contador de impulsos externos hasta una cantidad de 10.Cuando llega a esta cuenta, todas las salidas RB0...RB7 se colocan a “uno”; el contador nuevamente queda en condiciones de contar nuevamente hasta 10. Cuando comienza a contar, las salidas pasan otra vez a cero. Además como parte del automatismo, se agrego la entrada RA0 que actúa como RESET (vuelve a cero la cuenta en cualquier estado) si alguna condición especial lo requiera. Seguidamente, damos una aplicación práctica del TRM0 como contador de impulsos:



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DIAGRAMA DE FLUJO CONTADOR1

Inicialización

Comienzo

INICIO

Defino entradas y

salidas

BUCLE 1

Cargo TRM0 y borro TOIF

Habilito el contador

Complemento valor de

TMR0, con producto

logico 0xF7

Borro salidas

Llevo a 1 salidas y salto a BUCLE 1

FIN

BUCLE 2

NO SI

RA0 vale cero ?

Arranco TRM0?

SI

Llego a 10 la cuenta?

NO

NO



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A partir del diagrama de flujo, desarrollamos en archivo de texto, el programa “CONTADOR1.ASM” ; CONTADOR1.ASM ; ============= ;el programa cuenta hasta 10 pulsos que ingresan p or RA4/TOCKI ;en el flanco de subida. Cuando termina la cuenta, las salidas ;RB0...RB7,pasan al estado uno, para comenzar nuev amente a contar ; hasta 10. ;Durante la cuenta a 10 ;es posible resetear con RA0=1 (F1) ; y volver a contar. LIST P=16F84 RADIX HEX ORG 0 goto INICIO ORG 5 INICIO clrf 0x05 ;borro r05,entradas clrf 0x06 ;borro r06,salidas bsf 0x03,5 ;selecciono el banco 1 movlw 0xff ; ff>w movwf 0x05 ; w>r05 trisA son entradas clrf 0x06 ; r06=0 trisB son salidas bcf 0x03,5 ;paso al banco cero BUCLE1 movlw 0xf6 ;cargo en w el literal f6 movwf 0x01 ;cargo el contador con f6 bcf 0x0b,2 ;borro el bit TOIF de desbo rdamiento ;del contador (reg.INTCON) BUCLE2 btfsc 0x05,0 ;reviso el bit 0 de r05(RA0 )(F1)salto ;si vale cero goto INICIO ;salto incondicional a etiq ueta INICIO bsf 0x03,5 ;paso al banco uno movlw 0xe8 ;e8>w cargo a w con el lite ral e8 movwf 0x01 ;w>r01 cargo con e8 r0(regi stro option) bcf 0x03,5 ;paso al banco cero comf 0x01,0 ;complemento valor TMR0,res ultado en W andlw 0xf7 ;producto lógico de W con l iteral"f7" btfsc 0x03,2 ;reviso si la operación fue cero en el ;indicador Z del registro d e estado.si ;lo fue , salto. clrf 0x06 ;borro las salidas btfss 0x0b,2 ;reviso el bit 2 (TOIF)de r 0b(registro INTCOM) ;salto si vale uno goto BUCLE2 ;salto incondicional a etiq ueta BUCLE2 movlw 0xff ;cargo a w con el literal f f movwf 0x06 ;w>r06 cargo a r06(salidas) con ff goto BUCLE1 ;salto incondicional a BUCL E end ;fin del programa

Uso de TMR0 como temporizador: Para que el TMR0 actúe como temporizador, es decir se alimente de pulsos internos de frecuencia” Fosc/4 “, debemos colocar un cero (0) en el bit 5 (TOCS) del registro OPTION. Si además necesitamos realizar temporizaciones largas, debemos hacer uso



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del divisor de frecuencias; para ello debemos colocar un “cero” en el bit 3 (PSA) en el registro OPTION para que se le asigne el divisor de frecuencias que comparte con WDT. El valor de la división de frecuencias depende de los bits PS2, PS1 y PS0, del registro OPTION, según el dibujo anterior, de este registro. El TMR0 se comporta como un registro de propósito especial (SFR) ubicado en la dirección 0x01 del banco 0. En igual dirección pero en el banco 1, se encuentra el registro OPTION. El TMR0 puede ser leído y escrito en cualquier momento al estar conectado al bus de datos. Funciona como un contador ascendente de 8 bits, cuando funciona como temporizador, Se puede detectar el tiempo de carga de TMR0, de dos formas a saber: La primera determinando el número de cuenta, por medio de lectura de uno de los bits del contador con una instrucción de salto condicionada. La segunda forma, conviene cargarle con el valor de los impulsos que se quiere temporizar, pero expresados como “complemento a 2”. De esta manera al llegar al número de impulsos deseado, se desborda y al pasar por 00 H se activa el señalizador TOIF y /o se produce una interrupción. El cálculo del tiempo que controla TMR0 lo calculamos con la siguiente expresión: Temporización = 4. Tosc. . (Valor cargado en TMR0). (Rango del divisor) Valor cargado en TMR0 = Temporización / 4 . Tosc . Rango del divisor. La figura (Pág. 76) muestra el esquema de funcionamiento del TMR0. En ella, se puede observar que existe un bloque que retrasa dos ciclos el contaje para sincronizar el momento del incremento producido por la señal aplicada en TOCKI con el que se producen los impulsos internos de reloj. Cuando se escribe TMR0, se retrasan 2 ciclos su reincremento y se pone a 0 el divisor de frecuencia. Subrutinas de retardo: Cuando se necesita aplicar temporizaciones en automatismos, éstas suelen reiterarse durante el desarrollo del programa. Para simplificar y ahorrar espacio de la memoria de programa, conviene establecer subrutinas de retardo, de manera tal que puedan ser invocadas, en distintas partes del programa principal. Las subrutinas desvían el flujo de ejecución del programa “central”, a otro punto, por medio de la instrucción “call k” que guarda la dirección actual en la pila y salta a la dirección “k”, al modificar el contador de programa con esa dirección. Una vez ejecutada la subrutina se debe volver al programa principal, para ello mediante la instrucción “return” y/o “retlw”, modifican al contador de programa con la dirección de retorno sacada de la pila. La pila del PIC16X84 tiene ocho niveles, lo que permite anidar hasta ocho subrutinas con las instrucciones mencionadas. Como primera aplicación practica al uso de subrutinas de retardo, veremos un programa que produce el parpadeo de un diodo Leds. Tomaremos como tiempo de retardo 8,2 mS suficiente como para observarlo en el programa de simulación. En la practica deberemos usar tiempos mayores (aprox. 0,5 S) si queremos ver el parpadeo. Tiempo de retardo : Si tenemos en cuenta que vamos a usar un oscilador de cristal de 1 MHZ, los 8,2 mS lo podemos obtener mediante una división de frecuencia de 128 y una cuenta en TMR0 de 16 pulsos. Temporización = 4 . Tosc . valor cargado en TMR0 . Rango del divisor Temporización = 4 . 1us . 16 . 128 = 8,2 ms



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Diagrama de flujo del programa PARPADEO

A continuación desarrollamos el programa con definición de etiquetas que llamaremos PARPADEO.ASM ; PARPADEO.ASM

Comienzo

Inicialización

Activar TRM0 y asignar rango

1:128 al divisor

Configurar la puerta B como salida

Borrar puerta B

Encender Leds RB7 = 1

Pasar a subrutina de retardo

Apagar Leds

Pasar a subrutina de retardo

Retornar a encender Lds RB7=1

Subrutina de retorno

Borrar TRM0

TRM0<4> = 1 ?

FIN

Retorno al llamado de la rutina

SI

NO

Programa principal



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; Programa que ilustra c¢mo realizar una temporizac ión ; sin emplear interrupciones. Se realiza una tempor ización de 8,2 ms ; que se emplea para hacer parpadear un diodo led e n RB7 ; Reloj del PIC: 1Mhz LIST P=16F84 RADIX HEX ; ------------------------------------------------- ------------------- PUERTAB EQU 0x06 TMR0_OPT EQU 0x01 ; TIMER0 en banco 0 y ; OPTION en banco 1 ESTADO EQU 0x03 ; ------------------------------------------------- ------------------- ORG 0 ; Inicio del programa en ; dirección 0 ; ------------------------------------------------- ------------------- bsf ESTADO,5 ; Banco 1 movlw b'11010110' ; Valor a cargar en ; OPTION movwf TMR0_OPT movlw 0x00 movwf PUERTAB ; La Puerta B salida bcf ESTADO,5 ; Banco 0 clrf PUERTAB ; Las líneas de salida ; de PB a 0 parpa bsf PUERTAB,7 ; Enciende el led RB7 = 1 call retar ; Llamada a subrutina de ; RETARDO bcf PUERTAB,7 ; Apaga el led, RB7 = 0 call retar goto parpa ;--------------subrutina de retardo --------------- --- retar clrf TMR0_OPT ; TMR0 = 0 y empieza su ; incremento explora btfss TMR0_OPT,4 ; TMR0<4> = 1? goto explora ; No ha llegado TMR0 a ; 16d return ; Ha llegado TMR0 al ; valor 16d y retor na ; al programa principal end



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Conexionado del microcontrolador para el programa PARPADEO.ASM

En el programa simulador la temporización de 8,2 mS se puede observar con claridad, dado que la simulación, que no se hace en tiempo real, siempre es más lenta. En la práctica un parpadeo de ese valor prácticamente no se lo puede observar. Si usamos la máxima cuenta de TMR0 que es 256 con captación de su desbordamiento a través del bit TOIF del registro INTECON, y el divisor de frecuencia, e 256, solo lograríamos, para un oscilador de 1MHZ, un tiempo de: T = 4 . 1 uS . 256 . 256 = 262 ms Como podemos ver apenas llegamos a 1/4 seg. de temporización. Para lograr temporizaciones de mayor tiempo, es necesario utilizar la temporización tantas veces que sea necesaria, hasta llegar al tiempo establecido. Esto lo podemos hacer con un contador auxiliar que registre el número de temporizaciones del TRM0, por medio de una subrutina dentro de la subrutina de temporización principal. Para el caso nuestro, si temporizamos 8,2 ms 122 veces, T = 8,2 . 122 = 1 seg. Vemos mas abajo, un trozo de programa que corresponde a una subrutina de temporización de 1segundo ;.................................................. ................... retardo movlw d'122' ; 122 -> W movwf CONTA ;CONTA => 0 x0D es el ;contador auxiliar bucle call explora

clrf TMR0_OPT ; TMR0 = 0 y empi eza su ; su incremento decf CONTA,0 ; CONTA - 1 -> W movwf CONTA ; Se actual iza FZ btfss ESTADO,2 ; ¨FZ = 1? goto bucle ; Otra vez al bucle de ; exploraci on return ; Se ha exp lorado 122 veces explora btfss TMR0_OPT,4 ; TMR0<4> = 1? goto explora ; No ha llegado TMR0 a 16d return ; Ha llegado TMR0 al ; valor 16d y retorna ; al programa principal END

Modificaremos el programa “PARPADEO.ASM”, incorporándole la subrutina de 1segundo y le llamaremos “PARPADEO1.ASM”

PIC16X84



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; PARPADEO1.ASM ; Programa que ilustra c¢mo realizar una temporizac ión ; sin emplear interrupciones. Se realiza una tempor ización de 1Seg. ; que se emplea para hacer parpadear un diodo led e n RB7 ; Reloj del PIC: 1Mhz LIST P=16C84 RADIX HEX ; ------------------------------------------------- ------------------- PUERTAB EQU 0x06 TMR0_OPT EQU 0x01 ; TIMER0 en banco 0 y ; OPTION en banco 1 CONTA EQU 0X0D ESTADO EQU 0x03 ; ------------------------------------------------- ------------------- ORG 0 ; Inicio del programa en direc.0 ; ------------------------------------------------- ------------------- bsf ESTADO,5 ; Banco 1 movlw b'11010110' ; Valor a cargar en ; OPTION movwf TMR0_OPT movlw 0x00 movwf PUERTAB ; La Puerta B salida bcf ESTADO,5 ; Banco 0 clrf PUERTAB ; Las líneas de salida ; de PB a 0 parpa bsf PUERTAB,7 ; Enciende el led RB7 = 1 call retardo ; Llamada a subrutina de ; RETARDO bcf PUERTAB,7 ; Apaga el led, RB7 = 0 call retardo goto parpa ;.................rutina de retardo................ . Retardo clrf TMRO_OPT ;TMRO=0,su 1ºincremento movlw d'122' ; 122 -> W movwf CONTA ;CONTA => 0 x0D es el ;contador auxiliar bucle call explora

clrf TMR0_OPT ; TMR0 = 0 y empi eza su ; su incremento decf CONTA,0 ; CONTA - 1 -> W movwf CONTA ; Se actual iza FZ btfss ESTADO,2 ; ¨FZ = 1? goto bucle ; Otra vez al bucle de ; exploraci ón return ; Se ha exp lorado 122 veces ;...............subrutina de retardo............... ..... explora btfss TMR0_OPT,4 ; TMR0<4> = 1? goto explora ; No ha llegado TMR0 a 16d return ; Ha llegado TMR0 al ; valor 16d y retorna END ; fin del programa

A continuación, resolveremos el circuito combinacional “MOTORES”, con el agregado de una salida parpadeante, cuando se da la condición de exceso de potencia, en la barra de alimentación, de acuerdo al problema planteado en su inicio. Aprovecharemos además este programa para introducir “ayudas” que nos brinda el programa ensamblador, como las siguientes: -INCLUDE <P16F84.INC> : El programa ensamblador nos suministra una librería que nos permite reemplazar la dirección hexadecimal y bits de los registros especiales por nombres nemotécnicos. Por ejemplo: bsf STATUS, RP0 ≡ bsf 0x 03, 5



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-INCLUDE <RETARDO.ASM> : Este comando permite al programa ensamblador (MPASM) utilizar el programa editado RETARDO.ASM como subrutina en el programa nuevo que se va a editar. -# define BORRAR clrf : Se le da definición nemotécnica a la instrucción “clrf” como “BORRAR” -# define BORRAR ENTRADA clrf 0x05 : Se da como definición nemotécnica “BORRAR ENTRADA” a la instrucción clrf 0x05 -A0 equ 0x 0C : Se define al registro 0x0C con el nombre “A0” -La proxima sentencia sirve para denominar a un grupo de registros en forma consecutiva con nombres nemotécnicos: Cblock 0x0c ;inicio, se definen registros de propósito gral A0 ;=0x0C A1 ;=0x0D A2 ;=0x0E A3 ;=0x0F A2.A3 ;=0x10 A1.A3 ;=0x11 endc ;fin del bloque de registros Diagrama de flujo de “MOTORES3.ASM”

Comienzo

Inicialización

Defino puertas Entrada/ salida

Realizo lectura puerta de entrada

Realizo desplazamiento de las variables a traves de registros

auxiliares

Realizo operaciones lógicas entre las variables

Presento resultado en la salida RB0= 1

Fin del programa

Salida RB0 Vale uno (1)

?

no

si

Parpadeo de RB1 y RB2 mediante rutina PARPADEO.ASM

Salto incondicional para revisar estado

de las entradas



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PROGRAMA: MOTORES3.ASM ; MOTORES3.ASM ; Resolución de un automatismo combinacional ; Programa que controlar la cantidad de motores q ue se conectan

;a una barra de alimentación eléctrica, que tiene limitaciones ;respecto a la m xima potencia eléctrica entregada, con parpadeo ;en RB3 y RB4

; RB0=RA0.RA1.RA2 + RA1.RA3 + RA2.RA3 ;------------------------------------------------ ------------------- LIST P=16F84 ;asigno el microc. P ara el ensamblador RADIX HEX ;se editara con el s istema hexadecimal INCLUDE <P16F84.INC> ;incluyo libreria del P IC16F84 #define BORRAR clrf ;se define la ins truc.con BORRAR #define BORRAR_ENTRADA clrf 0x05 ;se defin e la instruc.y reg. cblock 0x0c ;inicio,se definen registro s de propósito gral A0 ;=0x0C A1 ;=0x0D A2 ;=0x0E A3 ;=0x0F A2.A3 ;=0x10 A1.A3 ;=0x11 endc ;fin del bloque de registros ;-------------------------------------------------- ------------------ ORG 0 ;se indica la ubicaci ón de goto INICIO ;1a instrucción en la direcc.0x00 ORG 5 ;se salta el vector r eset para ubicar la ;próxima instrucción INICIO BORRAR_ENTRADA ;llevo a cero r05 (en tradas) BORRAR PORTB ;llevo a cero r06 (sa lidas) bsf STATUS,RP0 ;selecciono el banco uno movlw 0xff ;ff>w movwf TRISA ;w>trisa A son entrad as clrf TRISB ;B son salidas bcf STATUS,RP0 ;selecciono el banco cero BUCLE1 movf PORTA,0 ;entradas A>w movwf A0 ;w>0C direcc. memoria datos.Entrada "Ao" movwf A1 ;w>0D " " " rrf A1,1 ;desplazo A1 a columna A0 y lo cargo en 0x0D rrf A1,0 ;desplazo A2 a la column na A0 resultado>w movwf A2 ;w>0E direcc.mem dato s Entrada A2 rrf A2,0 ;desplazo A3 a la col umna Ao resultado>w movwf A3 ;w>0F direcc.mem dato s Entrada A3 andwf A2,0 ;A2.A3>w movwf A2.A3 ;w>10 direcc.mem dato s producto "A2.A3" movf A3,0 ;0F>w andwf A1,0 ;A1.A3>w movwf A1.A3 ;w>11 direcc.mem dato s producto "A1.A3" movf A0,0 ;0C>w andwf A1,0 ;Ao.A1>w andwf A2,0 ;Ao.A1.A2>w iorwf A1.A3,0 ;Ao.A1.A2+A1.A3>w iorwf A2.A3,0 ;Ao.A1.A2+A1.A3+A2.A3 >w andlw 0x01 ;10 producto lógico c on w resultado wo movwf PORTB ;w>06 puerta B salida btfss PORTB,0 ;reviso salida RB0 y salto si vale uno goto BUCLE1 ;si vale 1,activo RB4 y desactivo RB3 bsf PORTB,4 ;activo RB4(1) bcf PORTB,3 ;desactivo RB3(0) call RETARDO ;llamo subrutina arch ivo RETARDO.ASM



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bcf PORTB,4 ;desactivo RB4 (0) bsf PORTB,3 ;activo RB3 (1) call RETARDO ;llamo subrutina arc hivo RETARDO.ASM goto BUCLE1 ;reviso nuevamente la s entradas INCLUDE <RETARDO.ASM> ;incluye subrutina de retardo, ubicada ;en el archivo RETA RDO.ASM end ;fin del programa

El perro guardián (WDT) : El WDT, es un temporizador denominado “perro guardián.” Se trata de un contador interno que origina un “Reset” cuando se desborda. Su control de tiempos es independiente del TMR0 y esta basado en una simple red RC. Su actuación puede ser opcional y puede bloquearse colocando un cero en el bit WDTE de l a palabra de Configuración. Cuando esta activado el WDT , tiene como misión, evitar que el programa quede “colgado” y para ello cada cierto tiempo (18 ms o mas si usa el divisor de frecuencia), comprueba si el programa se esta ejecutando normalmente. Caso contrario si el programa quedo detenido en un “bucle infinito” a la espera de un acontecimiento que no se produce, el WDT actua produciendo un Reset que reinicializa todo el sistema. Para evitar que WDT desborde y actúe cuando el programa se desarrolla normalmente, es necesario “refrescarlo” que consiste en ponerlo a cero, mediante las instrucciones “clrwdt” y “sleep”. Para este caso, el programador deberá analizar para colocar estas instrucciones en sitios estratégicos por lo que pase el flujo de control, antes que pase el tiempo asignado al WDT.La instrucción “clrwdt” borra al WDT y reinicia su cuenta. La instrucción “sleep” además de borrar WDT, detiene al sistema y lo conduce a un estado de “reposo” o de “bajo consumo”. Para que el microcontrolador pase a este último estado sin que se desactive por la actuación de WDT, es necesario desactivar este último bloque. En el registro de ESTADO existe un bit denominado TO# que pasa a valer cero después del desbordamiento de WDT. Esquema simplificado de de la seccion del contador/temporizador TRM0 y WDT

Temporizador wachdog

Activación/ desactivación

Oscilador y

control

Osc1 Osc2 MCLR#

1 2

Divisor de frecuencia (hasta 128 WDT) (hasta 256 TRM0)

Aviso del wach dog

(reset)

CLKOUT (frecuencia interna)

TOCKI Frecuencia externa

Temporizador principal TRM0 (8bits)

Registro INTCON bit 2 (TOIF) aviso TRM0 Registro OPTION 6

1

1

Registro de trabajo W

Palabra configuracion

sleep

8



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INTERRUPCIONES EN LOS MICROCONTROLADORES Las interrupciones son desviaciones del desarrollo del programa principal provocadas asincrónicamente por diversos sucesos que no se hallan bajo la supervisión de las instrucciones. Por ejemplo la instrucción “call” es una desviación sincrónica del programa principal, llamando a una subrutina. La interrupción, cuando se produce, pasa a ejecutar una subrutina, pero el acontecimiento se produce imprevistamente. En ambos casos, se guarda la dirección actual en la pila y se carga el contador de programa PC con una dirección, que en caso de la instrucción “call” ya viene en la propia instrucción. Para el caso de una interrupción, el contador de programa se carga con una dirección reservada de la memoria de instrucciones denominada “vector de interrupción”. Para los PIC16X8X, el vector interrupción se halla situado en la dirección 0004 H, donde comienza la rutina de servicio a la interrupción (RSI). En general en dicha dirección se coloca una instrucción de salto incondicional (goto), que traslada el flujo de control a la zona de la memoria de instrucciones, destinada a contener la rutina de atención a la interrupción. La RSI, en general suele comenzar guardando en la memoria de datos algunos registros específicos que empleara y alterará, durante el desarrollo de la rutina. Antes del retorno, al programa principal, es necesario recuperar estos valores para restaurar el estado previo a la interrupción. El retorno de una rutina de interrupción se produce con la instrucción “retifie”. Causas de interrupción: Los PIX16X8X tienen cuatro fuentes posibles de interrupción: 1)-Activación de la entrada RB0 /INT de la puerta A 2)-Desbordamiento del temporizador TMR0. 3)-Cambio de estado en una de las cuatro entradas de mas peso (RB7...RB4) de la puerta B. 4)-Finalización de la escritura en la EEPROM de datos. Para que se produzca la rutina de interrupción, el bit 7, GIE (Global interrup Enable) del registro INTCON, debe valer uno (1); caso contrario, prohíbe todas las interrupciones. Cuando se produce una interrupción, GIE pasa a valer cero (0), con el objeto de no atender nuevas interrupciones hasta que termine la que ha comenzado. GIE, pasa a valer uno automáticamente cuando se produce el retorno de la interrupción. Cada fuente de interrupción, tiene un bit de permiso de interrupción como así también un bit de señalización. Estos bits de permiso y señalización, se encuentran en el registro INTCON, salvo el señalizador de fin de escritura de la EEPROM, denominado EEIF, que se encuentra en el bit 4 del registro EECON1. Los señalizadores deben ponerse a cero por programa, antes del retorno de la interrupción y además son operativos aunque la interrupción este prohibida, por el bit de permiso correspondiente.



85

Organigrama de las operaciones principales de una interrupción

Veamos el registro de control de interrupciones INTCON:

GIE EEIE TOIE INTE RBIE TOIF INTF RBIF GIE : Permiso global de interrupciones GIE= 1 Permite todas las interrupciones si los bits de permisos individuales lo permiten. GIE =0 Prohíbe todas las interrupciones.

Rutina de servicio de

interrupciones

PC→PILA GIE=0

Comienzo Interrupción

PC≡0004 Vector

interrupción

Se almacenan los registros a

modificar

Se determinan las causas de la interrupción

Salto a la rutina de servicio

correspondiente

Se restauran los valores de registros

almacenados

Se borra el señalizador de la interrupción

Retorna (retfie) PC←PILA

GIE=1



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EEIE: Permiso de la interrupción por fin de la escritura en la EEPROM EEIE=1 Permite la interrupción. EEIE=0 Prohíbe la interrupción. TOIE: Permiso de interrupción por desbordamiento de TMR0. TOIE=1 Permite la interrupción. TOIE=0 Prohíbe la interrupción. INTE: Permiso de interrupción por activación de la entrada RB0 / INT. INTE=1 Permite la interrupción. INTE=0 Prohíbe la interrupción. RBIE: Permiso de interrupción por cambio de estado en RB7...RB4. RBIE=1 Permite la interrupción. RBIE=0 Prohíbe la interrupción. TOIF: Señalizador de desbordamiento del TMR0 TOIF=1 Indica que sé a producido el desbordamiento TOIF=0 Indica que no sé a producido el desbordamiento INTF: Señalizador de la activación de la entrada RB0 / INT INTF=1 Indica la activación de RBO / INT INTF=0 Indica que no se a producido la activación de RB0 / INT RBIF: Señalizador de cambio de estado en las entradas RB7...RB4 RBIF=1 Indica que se produjo el cambio de una de las cuatro entradas. RBIF=0 Indica que no se a producido ningún cambio Veamos la lógica de control para generar una interrupción:



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Siempre que se produzca una interrupción por cualquier causa, GIE=0 y el PC se carga con el valor 0004 H, que es, el vector interrupción. Para conocer que causa provocó la interrupción, es necesario explorar los señalizadores. Éstos, posteriormente, deben ponerse a cero por programa, dado que son siempre operativos. Existe un término, conocido como “latencia de la interrupción”, que se define como el tiempo que transcurre, desde que apareció la interrupción (el señalizador se pone a uno) hasta el momento en que la instrucción ubicada en la dirección 0004 H, comienza a ejecutarse. Para interrupciones sincrónicas, este tiempo es de tres ciclos de instrucción. Para interrupciones no sincrónicas como las externas, éste tiempo puede ser entre 3 y 3,75 ciclos de instrucción. Describiremos a continuación, una porción de programa, que nos permite explorar todos los señalizadores de interrupciones y saltar a “la rutina de servicio de interrupciones” (RSI) correspondiente, al que se encuentra activado. ---------------------------------------------------------------------------------------------------------- int btfss intecon,intf ;explora el bit intf de intecon ;y salta si vale un o goto puertab ;salto incondiciona l para explorar ;activación interru pción RB7..RB4 goto inter1 ;RSI de la interrup ción externa ;por RB0/INT. puertab btfss intecon,rbif ;explora el bit rbi f de intecon ;y salta si vale un o goto tmr0 ;salto incondiciona l para explorar ; Activación interr upción de TMR0 goto rb7_rb4 ;RSI de la interrup ción por activa ;ción de las entrad as RB7..RB4 tmr0 btfss intecon,toif ;explora el bit toi f de intecon ;y salta si vale un o goto eeprom ;salto incondiciona l para explorar ;fin de escritura E EPROM goto tempo ;RSI de la interrup ción por desbor ;damiento de TMR0 eeprom btfss eecon1,eeif ;explora bit eeif d e eecon1 y ;salta si vale uno goto int ;salto incondiciona l a int para ;volver a explorar los señalizadores goto escritura ;RSI de la interrup ción por fin de ;escritura de la EE PROM * continua el programa

Interrupción externa por RB0 /INT Este tipo de interrupción es muy importante cuando se debe atender acontecimientos externos en tiempo real. Cuando se activa la entrada RB0/INT, de forma automática, el bit INTF se hace igual a uno (1) y si el bit de permiso INTE es igual a uno (1), la interrupción se autoriza, desarrollándose los procesos que corresponden a la interrupción ya comentada. Mediante el bit 6, llamado INTDEG, del registro OPTION, se puede seleccionar cual será el flanco activo en la entrada RB0/INT. Si deseamos que la activación se produzca con el flanco ascendente, entonces INTDEG= 1. Si deseamos que sea el descendente, entonces INTDEG =0. El tiempo de demora entre la activación del flanco hasta que se produce la interrupción, es de 3 o 4 ciclos reloj. Como conclusión, con INTE=1 habilitamos la interrupción externa y, si se produce un flanco activo en la entrada RB0/INT, el señalizador INTF se pone a 1 automáticamente, solicitando la interrupción, que es aceptada sí GIE =1. Antes de regresar al programa principal es necesario borrar el bit INTF, puesto que en caso contrario al ejecutar la



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instrucción de retorno RETFIE, se volvería a desarrollar el mismo proceso de interrupción. A modo didáctico, realizaremos un programa sencillo de aplicación de interrupción externa, consistente en tres salidas lógicas de un automatismo, que copian el valor lógico de tres entradas, solamente en el momento que una interrupción externa por RB0/INT lo autorice. Diagrama de flujo

Defino entradas y

salidas

Defino etiquetas

Comienzo

Defino vector interrupción

(Instrucc.de salto)

Defino flanco de activación de

interrup. externa “INTDEG

(reg,OPTION)

Habilito la interrupción gral “GIE” y externa

“INTE” (reg.INTCON)

Bucle infinito, salgo por la interrupción

Se ejecuta la rutina de la interrupción

Se borra el señalizador de la interrupción externa”TOIF” (reg.INTCON)

Retorna (rectfie) PC←PILA

GIE=1

FIN



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PROGRAMA ;EXTERNO.ASM ;programa por el cual las salidas RB1,RB2 y RB3 c opian el valor ;lógico de las entradas RA1, RA2 y RA3, solamente en el momento ;que se autoriza a través de la entrada por inter rupción externa ;RB0/INT (flanco descendente). LIST p= 16F84 RADIX HEX ORG 0 goto INICIO ;inicio del prog rama ORG 4 goto INT ;salto a la ruti na interrup. INICIO bsf 0x03,5 ;selecciono banc o 1 movlw 0xff ;cargo en W lite ral ff H movwf 0x05 ;RA0...RA4 son e ntradas movlw 0x01 ;cargo en W lite ral 01 H movwf 0x06 ;RB0 entrada,RB1 ..RB7 salidas bcf 0x01,6 ;flanco descende nte int. externa movlw 0x90 ;cargo W con lit eral 90 H movwf 0x0b ;cargo registro INTCON,habilito ;interrupción GI E y externa INTE ;desactivo resto interrupciones ;y borro se¤aliz ador externo INTF bcf 0x03,5 ;paso al banco c ero clrf 0x05 ;borro entradas clrf 0x06 ; borro salidas BUCLE goto BUCLE ;bucle infinito salgo por ; interrupción INT movf 0x05,0 ;cargo entradas en W movwf 0x06 ;cargo en salida s contenido de W bcf 0x0b,1 ;borro se¤alizad or interrup.externa retfie ;retorno de la i nterrupcion end ;fin del program a

En la figura mostramos un circuito práctico para generar pulsos de duración limitada (en el ejemplo 23,5 us) con un circuito antirrebote, para el pulsador, utilizando dos inversores del circuito integrado 74LS04 realimentados. La red RC y el último inversor, controlan la duración del impulso

PIC16F84



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Interrupción por desbordamiento del TMR0: CuanGIE =1, se produce una interrupción. Si no se recarga el TMR0 cuando se desborda, sigue contando desde 00 H a FF H. La lectura y escritura de este registro, se puede realizar en cualquier momento, pero cada vez que se escribe se pierden dos ciclos de reloj de sincronización. Cuando se carga inicialmente TMRO con un valor determinado N, el desbordamiento se produce con 256 – N impulsos, por lo tanto el tiempo que tarda para llegar a esta situación vale: T = 4 . Tosc. .(256 – N) . Rango del divisor de frecuencia. Como ejemplo practico de interrupciones por TMRO, tomaremos un ejercicio del libro Microntroladores PIC (Angulo, Usategui) con algunas modificaciones. El programa consiste en utilizar un PIC16X84, con un oscilador interno de frecuencia 4 MHZ. Conectado a las entradas RA0 y RA1 tenemos dos contactos A y B, los cuales deben ser explorados continuamente y reflejar su estado (abierto o cerrado) sobre dos diodos Leds A1 y B1, conectados a las líneas RB0 y RB1 de la puerta B. Además tendremos otro diodo Leds, conectado a la salida RB7, que comenzara a parpadear cuando se activen los otros diodos, con un lapso de tiempo de 1 segundo entre los estados de encendido y apagado. Esquema eléctrico

PIC16X84



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Para controlar el retardo de 1 segundo para realizar el parpadeo del led, conectado a RB7, realizaremos una interrupción por desbordamiento de TMR0. Cargaremos a TMRO con el valor decimal 12, con lo que el desbordamiento se producirá (si tomamos el rango del divisor de frecuencia en 256) , en un tiempo: T= 4 . 250 ns .(256-12) . 256 = 62,4ms Como no alcanzamos el retardo de 1 segundo, emplearemos un contador auxiliar CONTA (0x0c) que al cargarse con el valor 16 y decrementarse una unidad cada 62,4 ms, cuando llegue a cero , se conseguirá, aproximadamente el tiempo buscado T = 62,4 ms . 16 = 1s El programa utiliza las instrucciones de salto condicionado btfss f,d y btfsc f,d para inspeccionar las entradas y copiarlas en las salidas como así también verificar que el parpadeo solamente este presente , cuando se activen las salidas (se enciendan los diodos A1 y B1. A los efectos que se pueda apreciar en la simulación el parpadeo del diodo, conviene utilizar el divisor de frecuencias por 2, cargar el TMRO con 0xf0 y el contador auxiliar con 0x03. Desarrollamos a continuación el programa EXTERNO2.ASM : ;EXTERNO2.ASM Refleja el estado de dos interruptore s,situados en RA0 y ;RA1 en RB0 y RB1 mientras hace parpadear un diodo en la línea RB7 sí ;RB0 ò RB1 valen uno (1) ;-------------------------------------------------- ------------------- LIST P=16F84 RADIX HEX ;-------------------------------------------------- ----------------- W EQU 0 F EQU 1 TMR_OPT EQU 0x01 ; TMRO en banco 0 O PTION en banco 1 ESTADO EQU 0x03 PUERTAA EQU 0x05 ; PA en banco 0 TRI SA en banco1 PUERTAB EQU 0x06 ; PB en banco 0 TRI SB en banco1 INTCON EQU 0x0B ; CONTA EQU 0x10 ; Contador auxiliar ;-------------------------------------------------- -------------------

ORG 0 ; Vector de Reset goto inicio ORG 4 ; Vector de Interru pción goto inter ; Salta a comienzo de rutina de ; Interrupción ORG 5 inicio bsf ESTADO,5 ; Selección del ban co 1 clrf PUERTAB ; Configura PUERTA B como salida movlw b'00000011' ; Configura RA0, RA 1 como entradas movwf PUERTAA movlw b'00000000' ;asigno división de frecuencia movwf TMR_OPT bcf ESTADO,5 ; Banco 0 clrf PUERTAB ; borro las salidas movlw b'10100000' ; Se permite interr upción del movwf INTCON ; TMR0 y la global (GIE)



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movlw 0x03 movwf CONTA ; Se carga CONTA co n 16 decimal CARGA movlw 0xf0 movwf TMR_OPT ; Se carga TMR0 con 12 decimal bucle btfsc PUERTAA,0 ; Explora RA0 y bri nco si vale 0 goto ra0_1 ; salta a RA0_1 bcf PUERTAB,0 ; Si RA0 = 0 se sac a por RB0 un 0 goto ra1x ; A explorar RA1 ra0_1 bsf PUERTAB,0 ; Si RA0 = 1 se sac a por RB0 un 1 ra1x btfsc PUERTAA,1 ; Examina ra1 y br inco si es 0 goto ra1_1 ; Salta si RA1 = 1 bcf PUERTAB,1 ; Si RA1 = 0, RB1 = 0 goto bucle2 ra1_1 bsf PUERTAB,1 ; Si RA1 = 1 , RB1 = 1 bucle2 movf PUERTAB,1 ;traslado la salida sobre si mismo btfsc ESTADO,2 ; para verificar qu e vale cero goto CARGA goto bucle ; Bucle indefinido, se sale por la ; interrupción ;-------------------------------------------------- ------------------- inter decfsz CONTA,1 ; RSI.Decrementa CO NTA y brinco si ;vale 0 goto seguir conta_0 movlw 0x03 ; Si CONTA = 0 se c arga movwf CONTA btfsc PUERTAB,7 ; Si RB7 = 0, brinc o goto rb7_1 bsf PUERTAB,7 ; Si RB7 = 0, se in vierte goto seguir rb7_1 bcf PUERTAB,7 ; Si RB7 = 1 , se i nvierte seguir movlw b'10100000' ; Se restaura INTCO N por desactivar movwf INTCON ; las interrupcione s el procesador movlw 0xf0 movwf TMR_OPT ; Se recarga TMR0 c on 12 retfie end



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Interrupción por cambio de estado en líneas RB7...RB4: Esta interrupción ha sido diseñada específicamente para detectar la pulsación de una tecla correspondiente a un teclado matricial que se explora con 4 líneas de E/S. para esta función se destinan las líneas RB7...RB4 de la puerta B, que cada vez que cambia el estado lógico de una de ellas, fuerza al señalizador RBIF a ponerse a 1, y si los bit de permiso RBIE= GIE = 1, entonces se autoriza la interrupción. Como todavía no hemos analizado el teclado matricial, desarrollaremos un programa de control que involucre esta interrupción junto a la producida externamente por RB0/INT. El siguiente programa controla una alarma conectada a las cuatro puertas de un coche que cuando se activa una de ellas se produce una interrupción que activan dos zumbadores conectados a las salidas RA0 y RA1. La desactivación de estos últimos, se produce por otra interrupción externa en la entrada RB0/INT.

PROGRAMA ;ALARMA.ASM: Un PIC 16F84 controla la alarma de un coche: ;Conectados a RB4 - RB7 hay 4 sensores que controla n cada uno ;una puerta del coche. Cuando una de las puertas de l coche es abierta ;su sensor manda un 1 por su línea respectiva cambi ando esta de estado ;con lo que se provoca una interrupción y comienzan a sonar 2 bocinas ;(buzzer) conectados a RA0 y RA1. ;Para detener la alarma,el usuario debe mandar una señal infrarroja a ;un sensor, que cuando la detecta, activa la patita RBO con lo que se ;produce una interrupción, las bocinas se paran y e l programa vuelve a ;su comienzo. ;-------------------------------------------------- ------------------- LIST P=16F84 RADIX HEX ;-------------------------------------------------- ------------------- W EQU 0 F EQU 1 ESTADO EQU 0x03 PUERTAA EQU 0x05 PUERTAB EQU 0x06 INTCON EQU 0x0B ;-------------------------------------------------- ------------------- ORG 0 goto inicio ORG 4 goto inter ORG 5 inicio bsf ESTADO,5 ; Banco 1 movlw b'00000000' movwf PUERTAA ; PUERTAA salidas movlw b'11111111' movwf PUERTAB ; PUERTAB entradas bcf ESTADO,5 ; Banco 0 clrf PUERTAA clrf PUERTAB movlw b'10011000' ; Se activan GIE, I nt externa movwf INTCON ; y Int por cambio de PB



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bucle goto bucle ;-------------------------------------------------- ------------------- inter btfss INTCON,0 ; Explora flag int por cambio RB4 RB7 goto parar goto alarma alarma clrf PUERTAB movlw b'10011000' ; Se activan GIE, I nt externa movwf INTCON ; y Int por cambio de PB bocina bsf PUERTAA,0 NOP bcf PUERTAA,0 bsf PUERTAA,1 NOP bcf PUERTAA,1 goto bocina parar clrf PUERTAA bcf PUERTAB,0 movlw b'10011000' ; Se activan GIE, I nt externa movwf INTCON ; y Int por cambio de PB goto bucle end

Interrupción por finalización de la escritura en la EEPROM de datos: Dado que el tiempo típico para la operación de escritura de la EEPROM de datos de los PIC16X8X es de 10 ms, este valor resulta alto en comparación con la velocidad del procesador del microcontrolador. Para asegurarse entonces que la escritura se ha completado y se puede continuar con el flujo de control del programa, se aconseja utilizar la interrupción que se produce al finalizar la escritura, que pone automáticamente el señalizador EEIF a 1(del registro EECON1) y se autoriza siempre que los bits EEIE= GIE= 1 (correspondientes al registro INTCON). Previo a dar un ejemplo de este tipo de interrupción, veremos primero las características principales de la memoria de datos EEPROM LA MEMORIA DE DATOS EEPROM : Los PIC 16X8X tienen 64 bytes de memoria EEPROM de datos, donde se pueden guardar datos o variable que interesan que no se pierdan cuando se desconecta la fuente de alimentación al sistema. (Soportan 1.000.000 de ciclos de escritura/borrado y 40 años sin alterarse) Para poder leerla y escribirla, durante el funcionamiento normal, se utilizan cuatro registros especiales ubicados en la memoria de datos RAM. Estos son: _EEDATA _EEADR _EECON1 _EECON2 En el registro EEADR, ubicado en la dirección 0x09 del banco cero, se carga la dirección a acceder de la EEPROM , sea en lectura o escritura. Las direcciones son



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desde la 0x00 hasta la 0x3f (64 direcciones), por lo tanto los dos bit de mayor peso de EEADR son siempre cero. En el registro EEDATA , ubicado en la dirección 0x08 del banco cero, se depositan los datos a leer o guardar. El registro EECON1, que ocupa la dirección 0x08 del banco uno, tiene misiones de control de las operaciones en la EEPROM, siendo los siguiente REGISTRO EECON1

------ ------ ------ EEIF WRERR WREN WR RD RD: lectura RD se pone a 1 cuando se va a realizar la operación de lectura. Luego se pone automáticamente a cero WR: escritura WR se pone a 1 cuando se inicia el proceso de escritura. Cuando se completa, se pone automáticamente a cero WREN: permiso de escritura 1: permite la escritura de la EEPROM 0: prohíbe la escritura WRERR: señalizador de error en escritura 1: se pone a cuando una operación de escritura ha terminado prematuramente 0: La operación de escritura se ha completado correctamente EEIF : Señalizador de final de operación de escritura 1: indica que la operación de escritura se ha completado correctamente. Se pone a 0 por programa. 0: La operación de escritura no se ha completado. El registro EECON2 en realidad no esta implementado físicamente. Al leerlo, todos sus bit son cero. Se lo emplea como un dispositivo de seguridad durante el proceso de escritura de la EEPROM, para evitar las interferencias en el largo intervalo de tiempo que precisa su desarrollo. Proceso de lectura: El ciclo de lectura, se inicia colocando la dirección a acceder en el registro EEADR y se coloca el bit RD=1 en el registro EECON1. El dato leído estará disponible en el registro EEDATA en el siguiente ciclo y permanecerá en él, hasta que se realice una nueva lectura o escritura en le EEPROM. Veamos una porción de programa para leer la posición 0x01 de la memoria EEPROM de datos: bcf 0x03,5 ; paso al banco cero haciendo RP0=0 en el registro de ESTADO movlw 0x01 ; cargo en W el literal 0x01 (direcc.a acceder)



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movwf 0x09 ; cargo dirección 0x01 en registro EEADR bsf 0x03,5 ; paso al banco uno bsf 0x08,0 ; llevo a 1 RD del reg.EECON1 para realizar lectura de EEPROM bcf 0x03,5 ; paso al banco cero movf 0x09,0 ; llevo el dato de EEDATA al registro de trabajo W Proceso de escritura: El ciclo de escritura comienza cargando en EEADR la dirección de la posición a escribir y en el registro EEDATA el valor a grabar. luego se deben guardar en el registro no real EECON2 los valores 0x55 y 0xaa. Previo a esta escritura debe anularse la interrupción gral (GIE=0). Una vez escritos los valores en EECON2, se debe habilitar la interrupción gral (GIE=1) y la interrupción por escritura de la EEPROM , es decir el bit 6 (EEIE=1) del registro INTCON. Veamos una porción de programa durante el proceso de escritura: ;comienzo con el proceso de guardar entrada en EEPR OM-------------- ;------------------------------------------- ------- bcf 0x03,5 ;paso al banco ce ro bcf 0x08,4 ;borro señalizador de INT e scritura movf 0x0d,0 ;cargo direccion de EEPROM movwf 0x09 ;el registro EEAD R movf 0x0c,0 ;cargo W con cont enido de 0x0c movwf 0x08 ;cargo dato en EE DATA bsf 0x03,5 ;banco 1 bcf 0x0b,7 ;anulo interrupci on gral GIE=0 bsf 0x08,2 ;permiso de escri tura ;inicio secuencia de escritura movlw 0x55 ; movwf 0x09 ;se escribe 55 H en EECON2 movlw 0xaa movwf 0x09 ;se escribe AA H en EECON2 bsf 0x08,1 ;comienza la escr itura bsf 0x0b,7 ;habilito interru pción gral GIE=1 bsf 0x0b,6 ;habilito interru pción por EEPROM bcf 0x03,5 ;banco cero bucle2 goto bucle2 ;bucle infinito s ale por ;interrupción ;.................................................. .................

Daremos a continuación como programa didáctico, un ejercicio para simulación, consistente en grabar en memoria EEPROM, 10 datos en direcciones consecutivas, su lectura y observancia a través de las salidas del PIC. ;--------------------- EEP2.ASM ----------------- --------------- ;Programa que permite grabar y leer en memoria EEPR OM,10 direcciones ;en forma secuencial, desde la 0x00 hasta la 0x09 i nclusive. ;Procedimiento:1)se introduce el dato binario (4 bi ts)con las entradas ;RA0..RA3. ; 2)Pulsando RB4,se habilita la entrad a del dato binario ; 3)Los datos se graban y luego se lee n por RB0...RB3 ; 4)La dirección leída aparece por RB4 ...RB7 ; 5)El proceso se repite hasta grabar y leer la ultima ;dirección, donde finaliza el programa LIST P= 16F84



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RADIX HEX ORG 0 goto INICIO ORG 4 goto bucle3 ORG 5 INICIO bsf 0x03,5 ;banco 1 movlw 0xff ;defino a RA como entradas movwf 0x05 clrf 0x06 ;defino a RB como salidas bcf 0x03,5 ;banco 0 clrf 0x06 ;borro salidas clrf 0x05 ;borro entradas clrf 0x0c ;borro registro 0 x0c movlw 0xff movwf 0x0d bucle1 btfss 0x05,4 ;espero que se pu lse RA4 goto bucle1 bcf 0x05,4 ;borro RA4 movf 0x05,0 ;cargo entrada en W(RA0..RA3) movwf 0x0c ;guardo entrada e n 0x0c ;comienzo con el proceso de guardar entrada en EE PROM-------------- incf 0x0d bcf 0x08,4 ;borro señalizado r de int. escritura movf 0x0d,0 ;cargo dirección de EEPROM movwf 0x09 ;el registro EEAD R movf 0x0c,0 ;cargo W con cont enido de 0x0c movwf 0x08 ;cargo dato en EE DATA bsf 0x03,5 ;banco 1 bcf 0x0b,7 ;anulo interrupci ón gral GIE=0 bsf 0x08,2 ;permiso de escri tura ;inicio secuencia de escritura movlw 0x55 ; movwf 0x09 ;se escribe 55 H en EECON2 movlw 0xaa movwf 0x09 ;se escribe AA H en EECON2 bsf 0x08,1 ;comienza la escr itura bsf 0x0b,7 ;habilito interru pción gral GIE=1 bsf 0x0b,6 ;habilito interru pción por EEPROM bcf 0x03,5 ;banco cero bucle2 goto bucle2 ;bucle infinito s ale por interrupció bucle3 bcf 0x0b,7 ;anulo interrupci ón gral GIE=0 movf 0x0d,0 ;cargo dirección de EEPROM movwf 0x09 ;en el registro E EADR bsf 0x03,5 ;banco 1 bsf 0x08,0 ;autorizo la lect ura bcf 0x03,5 ;banco 0 movf 0x08,0 ;cargo dato en W swapf 0x0d,1 ;intercambio nibl es de 0x0d iorwf 0x0d,0 ;0r entre W y 0x0 d resultado en W movwf 0x06 ;llevo dato a la salida swapf 0x0d,1 ;normalizo 0x0d comf 0x0d,0 ;complemento 0x0d resultado en W andlw 0x09 ;and entre W y li teral 0x09 btfss 0x03,2 ;reviso si la ope ración anterior ;resulto cero(ult ima dirección



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;grabada en la EE PROM) goto bucle1 end

REINICIALIZACION O RESET En el caso particular de los PIC16X8XX, tienen cuatro causas que provocan la reinicialización del sistema, que consiste en cargar al contador de programa con el valor 000 H (vector reset) y poner el estado de los bits de los registros específicos (SFR) con un valor determinado. Se detallan a continuación las causas posibles de “reset”: -Activación de la entrada”MCLR# (Master Clear Reset) en funcionamiento normal -Activación de la entrada “MCLR# en estado de reposo -Conexión de la alimentación. POR (Power on Reset) -Desbordamiento del “perro guardián” en funcionamiento normal Circuito de reinicialización (reset) Colocando la entrada MCLR# a un nivel de tensión bajo, el microcontrolador entra en un estado de “reset” en el cual todas las salidas pasan a un estado bajo y el reloj se desactiva. La entrada MCLR# dispone de un filtro para evitar que se active por señales de ruido. Dentro del mapa de memoria de instrucciones, existe una dirección, denominada “vector reset”, siendo esta dirección donde el microcontrolador comienza la ejecución del programa. Para los PIC de la gama media y alta, corresponde a la dirección 0x0000. Para los PIC de rango bajo, es la 0x01FF. Cada vez que el microcontrolador ingresa en un estado de reset, la CPU del mismo se dirige a esta posición de la memoria, para iniciar nuevamente la ejecución de todas las instrucciones del programa. Reinicialización por conexión de la tensión de alimentación Este estado de reset (Power On Reset: POR) se origina en el momento de detectarse un estado alto en la alimentación. Para aprovechar esta característica, se puede conectar una resistencia desde el pin MCLR# hasta el voltaje de alimentación (circ. 1) El circuito 2 muestra una aplicación típica para reinicialización POR y exterior por pulsador. El circuito 3 se utiliza cuando el sistema posee una fuente de alimentación de baja rampa de crecimiento; el diodo ayuda a descargar el capacitor cuando VDD se desactiva.



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Cuando el dispositivo sale del estado de reset y comienza su operación normal, los parámetros de operación (tensión, frecuencia, temperatura, etc.) deben encontrarse dentro de sus valores normales de operación; de otra manera el microcontrolador no funcionara correctamente. El retardo provisto por el capacitor permite un retardo suficiente para la normalización. Temporizador al encendido (PWRT) El PWRT (Power Up Timer) es una característica que se puede incorporar en el momento de grabar un programa en la memoria del microcontrolador. Esto proporciona un retardo de 72 ms a la reinicialización POR o a la BOR. El PWRT se basa en un oscilador RC interno dedicado. El microcontrolador permanecerá en estado de reset mientras PWRT se encuentre activo. El retardo provisto por el PWRT le permite al voltaje de alimentación VDD alcanzar el nivel aceptable. La autorización del PWRT se logra en el bit PWRTE de la palabra de configuración. Temporizador de oscilación al encendido OST El temporizador OST (Oscillator Start Timer) proporciona un retardo de 1.024 periodos del oscilador (aplicados al terminal OSC1/CLKIN) y sirve para asegurar que el cristal de cuarzo o resonador cerámico empleados en los osciladores tipo XT, LP, o HS este estabilizado y en marcha La secuencia que sigue al alimentar el sistema es el siguiente: Primero se detecta el POR; si este esta habilitado, se invoca el PWRT. Después que termina el tiempo del PWRT, se activa el OST. Se muestra en lo que sigue, el esquema electrónico para la generación del “reset”



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Reinicialización por caída en la tensión de alimentación BOR Algunos microcontroladores PIC disponen de un reset por caída en la tensión de alimentación (16F87X). El reset BOR (Brown Out Reset) es muy utilizado en aplicaciones de líneas de CA o en aplicaciones donde se conmuten cargas y donde el voltaje puede caer temporalmente. Para aquellos microcontroladores que no poseen este tipo de reset, como el 16F84, se lo puede realizar con circuitos externos, como los siguientes:

Para el circuito 1, cuando VDD desciende por debajo del valor VZ+ 0,7 volt, el transistor PNP se bloquea, lo que provoca un nivel bajo de tensión sobre el terminal MCLR#, provocando un reset por nivel bajo de tensión de alimentación (BOR). En el circuito 2, el transistor PNP se bloquea y activa el reset al pasar a nivel bajo el terminal MCLR# cuando el valor VDD desciende por debajo de: VDD.R1/(R1+R2=0,7v. Determinación del tipo de reset Las condiciones que provocaron un reset en el microcontrolador se pueden determinar a través de los bits TO# y PD# del registro de ESTADO según la siguiente tabla y que puede ser consultados mediante una instrucción de lectura (movf 0x 03,0). TO# PD# CONDICION DE RESET

1 1 POR (RESET POR CONEXIÓN VDD) 0 1 DESBORDAMIENTO WDT EN FUNCIONAMIENTO NORMAL 0 0 DESBORDAMIENTO WDT EN ESTADO DE REPOSO 1 1 ACTIVACION MCLR# EN FUNCIONAMIENTO NORMAL 1 0 ACTIVACION MCLR# EN REPOSO

MODO DE REPOSO O BAJO CONSUMO El modo de reposo o bajo consumo, esta caracterizado por el reducido consumo de energía del microcontrolador, y esta recomendado en aquellas aplicaciones donde hay



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que esperar largos periodos de tiempo hasta que se produzca un suceso asincrónico, como por ejemplo una interrupción externa. El consumo típico de un PIC de clase media es de 2ma aprox. ; cuando ingresa en el modo de bajo consumo pasa a menos de 10 µa. Para pasar al modo de bajo consumo, es necesario ejecutar la instrucción “SLEEP”; Después de ejecutada, el microcontrolador pasa a un estado de bajo suministro de energía, manteniéndose en un estado sin actividad. En este estado de reposo, el terminal TOCKI se conecta a VDD o a tierra, para eliminar la entrada de impulsos externos al TMR0. Por otra parte, como se detiene el oscilador principal que genera los impulsos Tosc. , También se para TMR0. Los terminales de Entrada / salida mantienen el estado anterior al de reposo y las que no se hallan conectados a periféricos y actúan como entradas de alta impedancia se aconseja conectarlas a VDD o a tierra, para evitar posibles fugas de corriente. El terminal MCLR# debe conectarse a nivel alto. Sin impulsos reloj, el microcontrolador deja de ejecutar instrucciones hasta que se lo saque de ese estado (despierte). Si el perro guardián continúa activo en el modo de reposo, al entrar en él, se borra, pero continúa funcionado. Los bits del registro de ESTADO TO# y PD# toman los valores 1 y 0 respectivamente. Para salir del estado de “reposo” existen tres alternativas: Activación externa de MCLR# para provocar un “reset” ( PC= 000) Desbordamiento del perro guardián si quedo operativo en el modo de reposo ( PC= PC+1) Generación de una interrupción. (menos la de TMR0,dado su inactividad y PC= 004) Cuando el microcontrolador “despierta”, estando el PWRT activo, desarrolla la secuencia del oscilador OST, que retarda 1.024 Tosc. para estabilizar la frecuencia de trabajo, luego pasa a ejecutar la instrucción siguiente a “sleep” a sea PC+1. Los bits TO# y PD# se emplean para conocer la causa del reset que despierta al sistema. PD# pasa a 0 cuando se ejecuta la instrucción “sleep”. TO# pasa a 0 cuando se desborda el perro guardián. USO DE TECLADOS EN LOS MICROCONTROLADORES El teclado, es un periférico muy útil para ingresar información al sistema, por parte del usuario, en aplicaciones que así lo requieran. Las teclas de un teclado, desde el punto de vista eléctrico, funcionan simplemente como un pulsador mecánico que conecta eléctricamente dos puntos de un circuito. El teclado de uso habitual, es el de tipo matricial de 16 teclas (para disminuir el número de pines para su gestión), distribuidas en cuatro columnas y cuatro filas. Con esta configuración, solamente es necesario el uso de 8 pines del microcontrolador, configurados 4 como entradas y 4 como salidas En la siguiente figura, se observa una de la posible conformación física de un teclado típico, con su conexionado eléctrico interno, y su conexión con los pines de un microcontrolador PIC



102

En la figura anterior, los 4 pines de menor peso de la puerta B (RB0 – RB3) se configuran como salidas, y aplican en forma secuencial, un determinado un determinado estado lógico a las columnas del teclado. Los pines de mayor peso de la puerta B (RB4 – RB7), se configuran como entradas y se conectan a las filas del teclado Esto se logra mediante un subprograma que gestiona al teclado, que aplica un nivel bajo a las columnas, secuencialmente, a través de las cuatro salidas RB0 – RB3, y al mismo tiempo se leen los niveles lógicos de las filas, conectadas a los pines RB4 – RB7 (configurados como entradas al micro). De acuerdo al conexionado, vemos que si aplicamos un nivel bajo a una de las columnas, por ejemplo mediante el código de salida 1110 (nivel bajo en la columna que conecta el grupo de teclas C, B, 0, A), y si en ese momento se pulsa la correspondiente a la letra C, este nivel bajo se trasladara al pin que esta conectado la fila (en este caso RB4). Por las entradas RB4 – RB7 ingresará entonces el código 0111. De esta manera mediante el código de salida generado por el

F E D F

3 6 9 B

2 5 8 0

1 4 7 A

RBO RB1 RB2 RB3

SALIDAS MICRO

CONECTADAS A LAS

COLUMNAS DEL TECLADO

RB7 RB6 RB5 RB4

ENTRADAS MICRO

CONECTADAS A LAS FILAS

DEL TECLADO

F E D C 3 6 9 B 2 5 8 0 1 4 7 A

RB7 RB6 RB5 RB4 RB3 RB2 RB1 RB0

+VCC



103

programa que administra al teclado, conjuntamente con el código generado en el teclado, al pulsar las teclas se identifica la tecla pulsada. Si quisiéramos al mismo tiempo visualizarlo en un display de 7 segmentos, deberemos entonces convertir el código de tecla generado en otro codigo que permita excitar los Leds y exhiban el número o letra. Por ejemplo cuando pulsamos la letra “C”, se genera el codigo 11101110 (0xEE) que deberá convertirse (mediante una tabla de conversión) al codigo 01110001 (0x71) para mostrarlo en un display de 7 segmentos. Si quisiéramos mostrar en una pantalla LCD, es necesario convertir a otro codigo (ASCII). La siguiente tabla, muestra los códigos generados por el teclado en particular, cuando se pulsan las distintas teclas: teclas RB7 RB6 RB5 RB4 RB3 RB2 RB1 RB0 codigo

C 1 1 1 0 1 1 1 0 EE B 1 1 0 1 1 1 1 0 DE 0 1 0 1 1 1 1 1 0 BE A 0 1 1 1 1 1 1 0 7E D 1 1 1 0 1 1 0 1 ED 9 1 1 0 1 1 1 0 1 DD 8 1 0 1 1 1 1 0 1 BD 7 0 1 1 1 1 1 0 1 7D E 1 1 1 0 1 0 1 1 EB 6 1 1 0 1 1 0 1 1 DB 5 1 0 1 1 1 0 1 1 BB 4 0 1 1 1 1 0 1 1 7B F 1 1 1 0 0 1 1 1 E7 3 1 1 0 1 0 1 1 1 D7 2 1 0 1 1 0 1 1 1 B7 1 0 1 1 1 0 1 1 1 77

En Gral., los códigos de exploración de las teclas, dependerá del modelo del teclado, en relación a la ubicación de las mismas. El programa que gestiona el teclado, realiza la exploración periódica, en un tiempo que suele estar comprendido en un valor aproximado a los 20 mseg. Este programa, también es el encargado del tratamiento adecuado cuando se pulsan varias teclas a la vez, generar un código especifico si no se pulsan teclas, eliminar los rebotes por temporización etc. Para la gestión del teclado, se puede aprovechar “la interrupción por cambio en RB4 - BR7 y la utilización de las resistencias internas “pull up”.



104

VISUALIZADORES CON DISPLAY DE 7 SEGMENTOS Por ejemplo, en aplicaciones de microcontroladores que procesan magnitudes físicas (temperatura, presión, rpm, etc.), una solución económica para la visualización de estas cantidades numéricas es la utilización de los display de 7 segmentos. Estos, se presentan como 7 diodos Leds (u 8 para el punto decimal), conectados en cátodo común o ánodo común. Se necesita aproximadamente unos 10 mA para excitar cada uno de estos diodos, con una caída de tension directa de unos 2,7 volt. A la salida del circuito excitador, se deberá por lo tanto agregar una resistencia eléctrica, cuyo valor se calcula como: R = (Vcc+2,7) / 10 mA ≈ 220 Ω

Con estos dispositivos, es posible representar los números 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 y las letras A B C D E F, mas el punto decimal (diodo led no mostrado en el esquema eléctrico) En las aplicaciones practicas, en general se necesitan excitar simultáneamente 3 o 4 de estos dispositivos que representen por ejemplo las decenas, las unidades, las décimas y las centésimas de la magnitud física observada. Esto significaría en principio, la necesidad de disponer de 32 terminales del microcontrolador para la gestión de la presentación numérica, con estos visualizadores. Con la finalidad de ahorrar terminales de salidas del microcontrolador, y que en algunos casos, según el modelo, no se los puede disponer, se aplican dos técnicas que combinan la conexión eléctrica y programación. En una de ellas, se utilizan los CI decodificadores/excitadores 7 segmentos, y en la otra se utiliza el método de “barrido” Presentación cantidades numéricas con CI decodificador/excitador El esquema siguiente, muestra una forma de presentar cantidades numéricas para reducir la cantidad de terminales del microcontrolador, necesarios, para gestionar los visualizadores a 7 segmentos. Para ello se utiliza el CI 4511BM/ 4511BC que se desempeña como excitador/decodificadores/cerrojo (lath) BCD a 7 segmentos. Este módulo, esta construido en CMOS con excitadores de salida NPN, en una única estructura monolítica. El circuito provee las funciones de un “cerrojo” (Lath: FF tipo D), con almacenamiento de 4 bit, un decodificador BCD 8421 a 7 segmentos, con una capacidad de sus salidas para suministrar alta corriente (hasta 25 mA). Este CI, presenta entradas para “prueba de lámparas (LT), “borrado (BI)” y “habilitación cerrojo (LE)”. Esta ultima función resulta interesante dado que me permite almacenar transitoriamente un código BCD, y de esta manera utilizar un solo bus de datos para excitar simultáneamente los tres visualizadores.

Emisor de Luz 7 Segmentos Cátodo común

Emisor de Luz 7 Segmentos Ánodo común



105

En este esquema no están dibujadas las resistencias limitadoras de corriente a los visualizadores. El programa para gestionar la presentación, deberá enviar los datos en forma secuencial, de las cantidades a representar, o sea las unidades, decenas y centenas, a través de las salidas RA4, RA5, RA6 y RA7, mediante lecturas cíclicas. Simultáneamente con los datos en el bus, a través de las salidas RA1, RA2, y RA3, se deberá habilitar el cerrojo (LE), para visualizarlo en el display que corresponda, según sea la magnitud presente en el bus (unidades, decenas, centenas). Los otros CI, que no tienen habilitados el cerrojo, mantendrán la información anterior (mediante los Lath), visualizadas en los correspondientes display. De esta manera, mediante un bus de datos común, y la selección del cerrojo correspondiente, es posible la presentación simultánea en todos los visualizadores

Visualización con display 7 segmentos con el método de “barrido” En este caso por los terminales RB1..RB7 se excitan cada uno de los segmentos del display. Como estas salidas están conectadas a los segmentos de los tres display, es necesario activar solamente al que corresponde el código que están sacando en ese momento por la puerta B; para ello se utilizan las líneas RA0, RA1 y RA2, que son las encargadas de habilitar los correspondientes display. Por ejemplo si por el puerto B se

MICROCONTROLADOR

RB7 RB6 RB5 RB4 RB3 RB2 RB1

CD4511B

BCD/7SEG/ EXITADOR/CERROJO

CD4511B

BCD/7SEG/ EXITADOR/CERROJO

CD4511B BCD/7SEG/ EXITADOR/CERROJO

__ LE

__ LE

__ LE

A B C D

A B C D

UNIDADES

DECENAS

CENTENAS

A B C D

a b c d e f g

a b c d e f g

a b c d e f g

ESQUEMA SIMPLIFICADO PRESENTACION CANTIDADES NUMERICAS CON CIRCUITO

INTEGRADO BCD/7SEG/EXITADOR/CERROJO



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presenta el código a exhibir, correspondiente a las unidades, se deberá habilitar el display de las unidades, colocando un nivel bajo en el terminal RA0; los otros, RA1 y RA2 deberán permanecer en nivel alto. De esta forma se activa el transistor PNP, conectando a masa el cátodo común del display, haciendo que se activen los segmentos que correspondan con el código a exhibir Esta iluminación dura un breve tiempo /se estima entre 10 y 20 ms). Después el proceso se repite con el display de las decenas, luego de las centenas, nuevamente con las unidades y asi sucesivamente en forma periódica. Este proceso, se denomina “barrido” de los display lo cual provoca una sensación óptica de que todos los display están iluminados. La ventaja de este método, respecto al anterior, es que no necesita un circuito extra decodificador/excitador/cerrojo. Como desventaja, necesitamos tres terminales mas del microcontrolador, dedicados para la exhibición.

RA2 MICROCONTROLADOR RA1

RA0 RB7 RB6 RB5 RB4 RB3 RB2 RB1

UNIDADES

DECENAS

CENTENAS

a b c d e f g

R

R

R

R

R

R

R

R

R

R

a b c d e f g

a b c d e f g

Q2

Q1

Q1



107

El dibujo muestra en forma esquemática y simplificada (faltan las resistencias del teclado y display) la combinación de un display a 7 segmentos (cuatro dígitos) con un teclado matricial de 16 teclas. Esta conexión es muy usual en aplicaciones avanzadas con microcontroladores. Para este caso el programa que gestiona las líneas de entrada /salidas del microcontrolador, deberá efectuar barridos periódicos secuencialmente en el display y en teclado, reconfigurando en cada caso las líneas de entrada/salida del micro

RB7 RB6 RB5 RB4 RB3 RB2 RB1 RB0 RA3 RA2 MICROCONTROLADOR RA1 RA0

F E D F

3 6 9 B

2 5 8 0

1 4 7 A

TECLADO MATRICIAL COMBINADO CON DISPLAY 7

SEGMENTOS



108

PRESENTADORES A PANTALLA DE CRISTAL LIQUIDO (LCD)

Son pantallas de cristal líquido (LCD) comandadas con microcontroladores incorporados formando un conjunto, denominado “módulo inteligente”. Estos módulos visualizadores son actualmente los más utilizados, dada las grandes ventajas que presentan. Estas pantallas permiten visualizar mensajes con diferentes modalidades en su presentación. Los caracteres que conforman el mensaje, a visualizar, se introducen por las líneas D0…D7 (paralelo) en el código ASCII. DIVERSOS PROYECTOS RESUELTOS DE AUTOMATISMOS PROYECTO N°1 Realizaremos un programa de alarma (alarma1.asm), con tres sensores de entrada y uno de inhabilitación. Tendremos tres terminales, que identificaran las entradas activadas y quedaran fijas. Otra salida será intermitente y se activara con cualquiera de las salidas fijas. Todas las salidas pasaran a cero, cuando se active (1) la entrada de inhabilitación. El sistema volverá a activarse cuando la entrada de inhabilitación pase a cero. El programa lo realizaremos inspeccionando en forma sucesiva el estado de cada una de las tres entradas conectadas a los sensores, que darán señales de 1 cuando se activen; utilizaremos entonces instrucciones de salto condicionado para revisar estas entradas.

VCC VEE VSS

D7 D6 D5 D4 D3 D2 D1 D0 E R/W RS

MODULO LCD 2X16

RB7 RB6 RB5 RB4 RB3 RB2 RB1 RB0 RA2 RA1 RA0

MICROCONTROLADOR

+VCC P.10 KΩ GND



109

DIAGRAMA DE FLUJO ALARMA.ASM

Para la entrada de inhabilitación, también usaremos una instrucción de salto condicionado, para su revisión. Para la salida intermitente, usaremos como rutina de retardo, el contador TMRO, y una instrucción de salto condicionada para el final de la cuenta. El tiempo real seria de 1 segundo; nosotros le daremos menor tiempo para apreciarlo mejor en el programa de simulación. Pasamos a mostrar a continuación el archivo de texto ALARMA.ASM que contiene el listado de instrucciones para ejecutar el automatismo propuesto ;ALARMA1.ASM ;RA0=0habilitacion. RA0=1 anu lación ;RA1, RA2,RA3 entradas de ala rma ;RB1, RB2,RB3 indicación de a ctivación

Defino etiquetas

Comienzo

Defino entradas/salidas

Reviso entradas si valen 1 y activo la

correpondiente salida

Habilito salida intermitente

RB0=1

Paso a rutina de retardo T=1seg

RB0=0

Paso a rutina de retardo T=1seg

Programa de la rutina de retardo

FIN

Habilitacion ?

Borro salidas

si

no

Hay salidas activadas

?

no

si



110

;RB0 intermitencia

LIST P=16F84 RADIX HEX ORG 0 goto INICIO ORG 5 INICIO bsf 0x03,5 ;banco 1 movlw 0xff movwf 0x05 ;RA0..RA4 entr adas clrf 0x06 ;RB0..RB7 sali das bcf 0x03,5 ;banco cero clrf 0x05 clrf 0x06

BUCLE1 btfsc 0x05,0 ;verifico si la entr ada RA0 goto BORR ;esta habilita ndo o no la goto REV1 ;alarma BORR clrf 0x06 goto BUCLE1 REV1 btfss 0x05,1 ;inspecciono l a entrada RA1 goto REV2 ;salto a entra da RA2 si RA1=0 bsf 0x06,1 ;coloco salida RB1=1si RA1=1 REV2 btfss 0x05,2 ;reviso estado entrada RA2 goto REV3 ;salto a entra da RA3 si RA2=0 bsf 0x06,2 ;coloco salida RB2=1 si RA2=1 REV3 btfsc 0x05,3 ;reviso estado entrada RA3 bsf 0x06,3 ;coloco salida RB3=1 si RA3=1 movf 0x06,0 ;verifico esta do de las salidas andlw 0x0E ;determino el estado del btfsc 0x03,2 ;indicador de cero Z y salto goto BUCLE1 ; si vale cero INTER bsf 0x06,0 ;coloco en 1 s alida intermitente call RETARDO;paso a la rut ina de retardo bcf 0x06,0 ;coloco en 0 s alida intermitente call RETARDO;paso a rutina de retardo goto BUCLE1 ;regreso a ver ificar la habilita- ;cion y se¤ala r en la salida las ;entradas acti vadas RETARDO bsf 0x03,5 ;banco 1 movlw 0xd3 ;habilito el c ontador TMR0 movwf 0x01 bcf 0x03,5 ;banco 0 clrf 0x01 ;llevo a cero al contador EXPLORA btfss 0x01,4 ;exploro si ll ego a la cuenta goto EXPLORA;si no llego, exploro de nuevo return ;retorno a la direccion de lla- ;mada de la ru tina end



111

Circuito practico

NOTA: El programa desarrollado, fue preparado para su simulación en el software “SIMUPIC”. Para que se pueda ejecutar en el circuito practico, es necesario realizar una pequeña modificación, consistente en cambiar la lógica de los valores de las entradas, es decir cambiar los” ceros” lógicos por” unos” lógicos. Además el tiempo de intermitencia en la salida RB0 no es simétrico dado que se agrega el tiempo de ejecución de las instrucciones. Para el circuito practico, con un retardo de 1seg, la intermitencia resulta prácticamente simétrica. PROYECTO Nº 2 Realizaremos un programa para un juego como el caso del “Tiro del dado”, que consiste en sacar un numero arbitrario al azar, comprendido entre el nº1 y el nº 6 incluidos. La base de este programa, consiste en generar un contador,(usando un registro auxiliar) que cuente entre el nº1 y el nº6 en forma cíclica. Mediante una interrupción, se lee el estado actual del contador, y mediante una tabla de conversión, aplicando direccionamiento indirecto, se convierte el número leído, en una salida para excitar un display de 7 segmentos. A los efectos de que la probabilidad de lectura del contador sea la misma para cualquier número, se deberá prestar atención, para que el tiempo transitorio que permanece cada número, sea el mismo El programa se desarrollara sin definir etiquetas. Desarrollaremos primero el diagrama de flujo:



112

DIAGRAMA DE FLUJO “DADO.ASM”

Comienzo

Se definen tipo de microcontrolador

Se define vector reset y vector interrupción

Se definen entradas /salidas

Bucle indefinido, se sale por la interrupción

Se incrementa el contador

Rutina de la interrupción

externa

Se obtiene lectura del contador y

dirección indexada de la tabla de conversión

SI NO

Llego la cuenta a 6

?

FIN

Se habilita interrupción gral

GIE e interrupción externa

Lectura de la tabla de conversión

Salida del valor de la tabla de

conversión para excitar 7

segmentos Se carga el

contador auxiliar



113

PROGRAMA DADO.ASM ;DADO.ASM ;programa que simula un dado electronico con sali da 7 segmentos ;(RB1...RB7)con numeros aleatorios de 1, 2, 3, 4, 5, 6. "El tiro del dado" ;se realiza por un pulso en la entrada RB0/INT q ue provoca una ; interrupcion externa (flanco descendente). LIST p= 16F84 RADIX HEX ORG 0 goto INICIO ;inicio del prog rama ORG 4 goto INT ;salto a la ruti na interrup. INICIO bsf 0x03,5 ;selecciono banc o 1 movlw 0xff ;cargo en W lite ral ff H movwf 0x05 ;RA0...RA4 son e ntradas movlw 0x01 ;cargo en W lite ral 01 H movwf 0x06 ;RB0 entrada,RB1 ..RB7 salidas bcf 0x01,6 ;flanco descende nte int. externa bcf 0x03,5 ;paso al banco c ero tabla movlw 0x0c ;cargo la tabla de conversion movwf 0x0d ;salida n§1 movlw 0xb6 movwf 0x0e ;salida n§2 movlw 0x9e movwf 0x0f ;salida n§3 movlw 0xcc movwf 0x10 ;salida n§4 movlw 0xda movwf 0x11 ;salida n§5 movlw 0xfa movwf 0x12 ;salida n§6 movlw 0x90 ;cargo W con lit eral 90 H movwf 0x0b ;cargo registro INTCON,habilito ;interrupcion GI E y externa INTE ;desactivo resto interrupciones ;y borro se¤aliz ador externo INTF clrf 0x05 ;borro entradas clrf 0x06 ;borro salidas bucle2 movlw 0x01 ; inicio la cuen ta del contador movwf 0x0c ; cargando regis tro 0c con 01 Hex nop ; tiempo de espe ra para igualar nop ; los tiempos de permanencia del nop ; valor de cuent a del contador para nop ; y equilibrar probabilidades de nop ; salida de los numeros



114

nop bucle1 incf 0x0c,1 ; incremento 0c una unidad movlw 0x06 ; cargo W con 0x 06 subwf 0x0c,0 ; producto logic o W y 0c btfss 0x03,2 ; reviso Z y sal to si vale 1 goto bucle1 goto bucle2 INT movf 0x0c,0 ;cargo valor del contador en W addlw 0x0c ;obtengo direcc. Indexada movwf 0x04 ;direcc. Indirec to movf 0x00,0 ; obtengo dato d e la tabla movwf 0x06 ;presento dato e n salida RB1..RB7 bcf 0x0b,1 ;borro bit INF d e interrupción. Retfie ;vuelvo al progr ama principal end

PROYECTO Nº3 Modificación automatismo “Nivel tanque.asm” Este automatismo presentado en el temario nº3, adolece en la práctica, de un inconveniente no previsto en su desarrollo original. Este, consiste en la marcha y parada de una de las bombas, tanto con el nivel de líquido en subida como en bajada, durante las situaciones que se detecta el nivel de “lleno”. El programa que desarrollaremos a continuación, salva este inconveniente, presentando una especie de “histéresis” en el nivel mencionado. Siguiendo la propuesta original, se desarrollo esta “histéresis” o secuencialidad, para evitar el continuo arranque y parada de las bombas en este nivel, con instrucciones de salto de condicionadas. Esta modificación del “archivo fuente”, la podemos utilizar como ejemplo de aplicación de un programa ensamblado y simulado correctamente, pero que en la practica, presenta los inconvenientes mencionados. Desarrollamos a continuación el diagrama de flujo del programa modificado, llamándolo “NIVEL TANQUE1.ASM”



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DIAGRAMA DE FLUJO “NIVEL TANQUE1.ASM”

Liquido en bajada Liquido en subida

BUCLE 2

Inspección entradas , obtengo

direccionamiento

indirecto

Cargo salidas con valor de la tabla en descenso

Bucle22

Inspección entradas, con

direcc. Indirecto ,

obtengo valor de las salidas

Vacío ?

FIN

Comienzo

inicializacion

Se definen entradas y

salidas

Se carga tabla ascendente desde 0x0C

Inspección entradas, obtengo

direccionamiento

indirecto

Cargo salidas con valor de la tabla en ascenso

Bucle11

Inspección entradas con

direcc.indirecto, obtengo valor de

las salidas

BUCLE 1

Se carga tabla descendente desde 0x=0C

NO

SI

NO

SI NO

Rebose ?

Rebose ?

Nivel lleno ?

Nivel lleno ?

NO NO

SI SI

Nivel lleno ?

Nivel lleno ?

SI

SI NO



116

PROGRAMA “NIVEL TANQUE1.ASM” ; NIVEL TANQUE1.ASM ;Programa que controla el nivel de liquido de un t anque a través ;de tres sondas "A"(VACIO), "B"(LLENO), "C"(REBOSE ),con acciona- ;miento de dos bombas electromecánicas B1 y B2.Ade más con indi- ;caciones de "alarma","rebose","lleno" y "vacío" ; A= RA2 B= RA1 C= RA0 ; RB0= bomba B2 RB1=bomba B1 RB2= vacío RB3= l leno ; RB4= rebose RB5=alarma (discordancia) LIST P=16F84 RADIX HEX ORG 0 ;coloco en el vec tor reset la ;instrucción que sigue abajo goto INICIO ;salto incondicio nal a INICIO ORG 5 ;coloco en la dir ección 0x05 ;la próxima instr ucción. INICIO bsf 0x03,5 ;paso al banco 1 movlw 0xff ;cargo literal 0x ff en W movwf 0x05 ;W=0x05.RA0..RA4 son entradas movlw 0xc0 ;cargo literal 0x c0 en W movwf 0x06 ;W=>0x06. RB0...R B5 son entradas bcf 0x03,5 ;paso al banco ce ro clrf 0x05 ;coloco en 0 entr adas clrf 0x06 ;coloco en 0 sali das ; TABLA ASCENDENTE ; ---------------- movlw 0x07 ;Guardo tabla Nø1 ascendente movwf 0x0c ;a partir de la d irecc. 0x0c movlw 0x20 ;hasta la direcc. 0x13 movwf 0x0d movwf 0x0e movwf 0x0f movwf 0x11 movlw 0x03 movwf 0x10 movlw 0x09 movwf 0x12 movlw 0x18 movwf 0x13 ;TABLA DESCENDENTE 1 ;------------------ movlw 0x07 ;Guardo tabla Nø2 descendente movwf 0x14 ;a partir de la d irecc. 0x14 movlw 0x20 ;hasta la direcc. 0x1B movwf 0x15 movwf 0x16 movwf 0x17 movwf 0x19 movlw 0x01 movwf 0x18 movlw 0x08 movwf 0x1a



117

movlw 0x18 movwf 0x1b btfss 0x06,4 ;Salto condiciona l revisando ;si se produjo RE BOSE en salida ; despues de actu ar el V.reset goto BUCLE1 ;salto condiciona l a BUCLE1 goto BUCLE2 ;salto condiciona l a BUCLE2 BUCLE1 movf 0x05,0 ; cargo entradas en W andlw 0x07 ; enmascaro W con literal 0x07 addlw 0x0c ;obtengo direcció n indexada para ;tabla ascendente . W+0x0c movwf 0x04 ;W=>FSR direccion amiento indirecto movf 0x00,0 ;obtengo dato tab la ascendente ;a través del reg istro INDF movwf 0x06 ;W=>0x06 presento dato en salida btfsc 0x06,3 goto BUCLE11 goto BUCLE1 BUCLE11 btfss 0x06,3 goto BUCLE2 movf 0x05,0 ; cargo entradas en W andlw 0x07 ; enmascaro W con literal 0x07 addlw 0x0c ;obtengo direcció n indexada para ;tabla ascendente . W+0x0c movwf 0x04 ;W=>FSR direccion amiento indirecto movf 0x00,0 ;obtengo dato tab la ascendente ;a través del reg istro INDF movwf 0x06 ;W=>0x06 presento dato en salida btfss 0x06,4 ;salto condiciona l revisando si ;se produjo alarm a REBOSE en salida goto BUCLE11 ;salto incondici onal a BUCLE11 goto BUCLE2 ;salto incondicio nal a BUCLE2 BUCLE2 movf 0x05,0 ;cargo valor de e ntradas en W andlw 0x07 ;enmascaro W con literal 0x07 addlw 0x14 ;obtengo direcció n indexada para ;tabla descendent e W+0x14 movwf 0x04 ;W=>FSR direccion amiento indirecto movf 0x00,0 ;obtengo dato tab la descendente ;a través del reg istro INDF movwf 0x06 ;presento dato en salida btfsc 0x06,3 ;reviso salida “lleno” salto si goto BUCLE2 ;vale cero (tabla descendente) goto BUCLE22 BUCLE22 movf 0x05,0 ;cargo valor de e ntradas en W andlw 0x07 ;enmascaro W con literal 0x07 addlw 0x14 ;obtengo direcció n indexada para movwf 0x04 ;W=>FSR direccion amiento indirecto movf 0x00,0 ;obtengo dato tab la descendente ;a través del reg istro INDF ;tabla descendent e W+0x14 movwf 0x06 ;presento dato en salida btfsc 0x06,3 ;reviso nuevament e salida “lleno” goto BUCLE1 ;cambio a tabla a scendente btfsc 0x06,2 ;salto condiciona l revisando si ;se produjo alarm a VACIO en salida



118

goto BUCLE1 ;salto incondicio nal a BUCLE1 goto BUCLE22 ;salto incondici onal a BUCLE2 end

PROGRAMA PARA ALARMA AUTOMOVIL ;ALARMA.ASM: Un PIC 16F84 controla la alarma de un coche: ;Conectados a RB4 - RB7 hay 4 sensores que controla n cada uno ;una puerta del coche. Cuando una de las puertas de l coche es abierta ;su sensor manda un 1 por su línea respectiva cambi ando esta de estado ;con lo que se provoca una interrupción y comienzan a sonar 2 bocinas ;(buzzer) conectados a RA0 y RA1. ;Para detener la alarma,el usuario debe mandar una señal infrarroja a ;un sensor, que cuando la detecta, activa la patita RBO con lo que se ;produce una interrupción, las bocinas se paran y e l programa vuelve a ;su comienzo. ;-------------------------------------------------- ------------------- LIST P=16F84 RADIX HEX ;-------------------------------------------------- ------------------- W EQU 0 F EQU 1 ESTADO EQU 0x03 PUERTAA EQU 0x05 PUERTAB EQU 0x06 INTCON EQU 0x0B ;-------------------------------------------------- ------------------- ORG 0 goto inicio ORG 4 goto inter ORG 5 inicio bsf ESTADO,5 ; Banco 1 movlw b'00000000' movwf PUERTAA ; PUERTAA salidas movlw b'11111111' movwf PUERTAB ; PUERTAB entradas bcf ESTADO,5 ; Banco 0 clrf PUERTAA clrf PUERTAB movlw b'10011000' ; Se activan GIE, I nt externa movwf INTCON ; y Int por cambio de PB bucle goto bucle ;-------------------------------------------------- ------------------- inter btfss INTCON,0 ; Explora flag int por cambio R B4 RB7 goto parar goto alarma alarma clrf PUERTAB movlw b'10011000' ; Se activan GIE, I nt externa movwf INTCON ; y Int por cambio de PB bocina bsf PUERTAA,0 NOP bcf PUERTAA,0 bsf PUERTAA,1



119

NOP bcf PUERTAA,1 goto bocina parar clrf PUERTAA bcf PUERTAB,0 movlw b'10011000' ; Se activan GIE, I nt externa movwf INTCON ; y Int por cambio de PB goto bucle end



120


NEMÓ- NICOS

PARÁ- METROS

OPERACION

CICLOS

FORMATO 14 BITS

SEÑALI- ZADO-RES




















UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 7 – 3 Introducción a los microcontroladores y su programación

Apunte de cátedra Autor: Ing. Domingo C. Guarnaschelli 1

LOS MICROCONTROLADORES PIC 16F87x Introducción Estos microcontroladores, forman una subfamilia de cuatro modelos (16F873/4/6/7), con memoria FLASH, con avanzadas características respecto al PIC 16F84, en lo referente a sus prestaciones. Estos modelos de PIC, se ubican dentro de la gama media de microcontroladores de 8 bits, encuadrados con los PIC 16Cxxx. Para el estudio y aplicación de estos microcontroladores, lo aprendido con el PIC 16F84, resulta de suma importancia, como veremos mas adelante, dado que los PIC 16F87x son como una extensión al modelo anterior, pero con mayores recursos. Con la incorporación de esta familia, el conjunto de microcontroladores PIC de 8 bits, se distribuye en 4 gamas o subconjuntos: 1º Gama básica: Familias PIC 12C5xx y PIC 16C5x, que tienen un repertorio de 33 instrucciones de 12 bits y 2 niveles de pila 2º Gama media: Familias PIC12C6xxx, PIC16Cxxx, PIC16F87x, incluyendo también al 16F84. Estos microcontroladores tienen un repertorio de 35 instrucciones de 14 bits, 8 niveles de pila y 1 vector de interrupción. 3º Gama alta: Familia PIC17Cxxx, con un repertorio de 58 instrucciones de 16 bits, con 16 niveles de pila y 4 vectores de interrupción. 4º Gama mejorada: Familia PIC18Cxxx, con 77 instrucciones de 16 bits, 32 niveles de pila y 4 vectores de interrupción. La empresa Microchip tiene desde hace bastante tiempo, microcontroladores potentes de la gama media, como los PIC16C73 y 74 pero estos últimos tienen memoria de programa tipo EPROM (se escribe eléctricamente, se borra con radiación ultravioleta). Los PIC16F87x, tienen las mismas prestaciones que los anteriores, pero con la ventaja de disponer de memoria Flash, que se puede escribir y borrar eléctricamente, en el mismo circuito. Los microcontroladores PIC16F87x, se pueden considerar como una combinación de las virtudes del PIC16F84, con la inclusión de los recursos de los PIC16C73 y 74. Incorporaron la memoria Flash, con una capacidad de 4 K y 8 K palabras de 14 bits, sin cambiar la estructura interna del procesador del PIC16F84 y conservando el mismo repertorio de instrucciones. La memoria RAM de datos de los PIC16F87x, tienen capacidades de 192 bytes (16F873/4) y 368 bytes (16F876/7). Como vemos superan los 68 bytes del PIC16F84, pero mantienen la misma estructura basada en cuatro bancos de 128 bytes cada uno, seleccionables con los bits RP0 y RP1 del registro de Estado. En la figura siguiente se muestran los cuatro bancos con sus respectivas direcciones internas y sus direcciones de selección:

BANCO 0 BANCO 1 BANCO 2 BANCO 3 00H

7FH

80H

FFH

100H

17FH

180H

1FFH



La memoria de datos no volátil EEPROM, que en los PIC16F84 era de 64 bytes, en los PIC16F873 / 4 es de 128 bytes y de 256 bytes, en los PIC16F876 /7. Las fuentes de interrupción, llegan hasta 14 en los PIC16F87X, contra 4, en el PIC16F84. Se disponen de tres temporizadores en los PIC16F87x, contra uno del PIC16F84. Se disponen de tres y cinco puertas de E/S para los PIC 16F87x de 28 pines y 40 pines, respectivamente. (Dos puertas para el 16F84). Además, estos microcontroladores, incorporan los módulos CCP, Comunicación serie, Comunicación paralelo y Conversor analógico digital. Estos módulos, no están incorporados al PIC16F84. Los dos módulos CCP, son capaces de capturar y comparar impulsos. La captura se efectúa con una presición de 12,5 ns y una resolución de 16 bits, mientras que la comparación con igual resolución alcanza una presición de 200 ns. Además la sección PWM varia el ancho de los pulsos, técnica muy empleada en el control de motores. La comunicación serie, esta incorporada en esta subfamilia, admitiendo dos modelos. La típica USART, orientada a la comunicación entre subsistemas o maquinas (RS-232) y la MSSP, destinada a la comunicación entre diversos circuitos integrados, admitiendo en este ultimo caso los protocolos I2C y SPI. La comunicación paralelo, que es mas rápida que la comunicación serie, esta incorporada en los PIC16F874 / 7 de 40 pines, admitiendo el protocolo PSP. El inconveniente de este modulo es que necesita disponer de ocho líneas E/S de la puerta D y tres líneas E/S para control, de la puerta E. La conversión analógica / digital esta incorporada en todos los PIC16F87x. Disponen de un conversor de 10 bits con cinco canales para los PIC16F873 /6 (28 pines) y ocho canales para los PIC16F874/ 7(40 pines). RECURSOS PRINCIPALES DE LOS MICROCONTROLADORES PIC16F87X Recursos fundamentales -Procesador de arquitectura RISC avanzada. -Juego de 35 instrucciones con 14 bits de longitud (similares al PIC16F84). Todas ellas se ejecutan en un ciclo reloj, salvo las de salto que tardan dos. -Frecuencia de funcionamiento hasta 20 MHz. -Hasta 8 K palabras de 14 bits para la memoria de código de tipo FLASH. -Hasta 368 bytes de memoria de datos. -Hasta 256 bytes de memoria de datos EEPROM. -Encapsulados compatibles con los PIC16C73 /74 /76 /77. -Hasta 14 fuentes de interrupción internas y externas, con un solo vector de interrupción. -Pila con 8 niveles. -Modos de direccionamiento directo, indirecto y relativo. -Perro guardián (WDT). -Código de protección programable. -Programación serie en circuito con dos pines. -Voltaje de alimentación comprendido entre 2 y 5,5 Volt. -Bajo consumo (menos de 2 mA a 5 V y 5 MHz). Dispositivos periféricos -Se disponen de 5 puertas de E/S (PA, PB, PC, PD, y PE) en los modelos de 40 pines, haciendo un total de 33 líneas para conectar periféricos externos. En los modelos de 28 pines, se disponen de 3 puertas E/S (PA, PB y PC), haciendo un total de 22 líneas E/S.



-Tienen un temporizador-contador (Timer0) de 8 bits con predivisor de 8 bits. -Tienen un temporizador-contador (Timer1) de 16 bits con predivisor. -Tienen un temporizador-contador (Timer2) de 8 bits con predivisor y postdivisor. -Tienen dos módulos de captura-comparación-PWM. -Conversor analógico/digital (A/D) de 10 bits, con 8 canales, para los modelos de 40 pines y 5 canales, para los de 28 pines. -Puerto serie sincrónico (SSP) con protocolos SPI y I2C. -Puerto serie para comunicación asincrónica/sincrónica USART (PCI) para su aplicación con la norma RS-232-C. -Puerto paralelo (puerta esclava) con el protocolo PSP, disponible en los modelos de 40 pines. La siguiente tabla, nos muestran las características relevantes de los cuatro modelos, incluyendo al PIC 16F84, para su comparación:

MODELO 16F84A 16F873 16F874 16F876 16F877 MEM. PROG.

(FLASH) palabras

1024x14

bits

4096x14

bits

4096x14

bits

8192x14

bits

8192x14

bits MEN. DATOS

EEPROM

64 bytes 128 bytes

128 bytes

256 bytes

256 bytes

MEN. DATOS RAM

68 bytes

192 bytes

192 bytes

368 bytes

368 bytes

CONVERSOR A/D

NO

5(10

BITS)

8(10

BITS)

5(10

BITS)

8(10

BITS) LINEAS

E/S

13

22

33

22

33 CCP NO 2 2 2 2

COMUNICACIÓN SERIE

NO

USART/ MSSP

USART/ MSSP

USART/ MSSP

USART/ MSSP

TEMPORIZADORES

1-8 bits

1- WDT

1-16 bits 2-8 bits 1- WDT




FREC. MAX MHZ 20 20 20 20 20 ICSP

(Programación serie en circuito)

SI

SI

SI

SI

SI

ENCAPSULADO 18P, 18SO, 20SS

28SP, 28SO

40P, 44L, 44PQ, 44PT

28SP, 28SO

44P, 44L, 44PQ, 44PT

FUENTES DE INTERRUPCION

4 (1 vector

interrupción)

13 (1 vector

interrupción)

14 (1 vector

interrupción)

13 (1 vector

interrupción)

14 (1 vector

interrupción)

COMUNICACIÓN PARALELO

NO NO SI NO SI

BOD (Detección baja

tensión)

NO SI SI SI SI



ARQUITECTURA SIMPLIFICADA DE LOS MICROCONTROLADORES PIC16F87X

La figura muestra la arquitectura correspondiente a los modelos PIC16F874 /7 de 40 pines. Los otros dos modelos de la subfamilia, tienen arquitectura idéntica pero no disponen de la puertas D y E, así como de las funciones que estas soportan. Como vemos la memoria de código de instrucciones esta direccionala por “Contador de Programa” (PC) en conexión con la “Pila” de 8 niveles.

Memoria de código

(FLASH)

PC 13 /

Pila 8 niveles de 13 bits


/ 14 Memoria de datos

(SRAM)

Puerta

A

RA0/AN0 RA1/AN1 RA2/AN2 RA/AN3/Vref RA4/TOCKI RA5/AN4/SS#

MPX

/ 9

8 /

FSR

/ 8

Puerta

B

RB0/INT RB1 RB2 RB3/PGM RB4 RB5 RB6/PGC RB7/PGD

ESTADO

MPX Decodificador de instrucciones

ALU

W

/ 8

Temporizador conex. potencia Temporizador de

inicio

Reset Power-On

Perro guardián

Reset Brown-Out

Depuración en circuito

Programación con bajo voltaje

Reloj

OSC1/ CLKIN OC2/ CLKOUT

7 /

8 /

Puerta

C

RC0/TIOSO/TICK1 RC1/TIOSI/CCP2 RC2/CCP1 RC3/SCK/SCL RC4/SDI/SDA RC5/SDO RC6/TX/CK RC7/RX/DT

Puerta

D

RD0/PSP0 RD1/PSP1 RD2/PSP2 RD3/PSP3 RD4/PSP4 RD5/PSP5 RD6/PSP6 RD7/PSP7

Puerta

E

RE0/AN5/RD# RE1/AN6/WR# RE2/AN7/C5#

MCLR# VDD VSS

Puerta paralela esclava

Timer 0 Timer 0 Timer 0 Conversor A/D 10 bits

Memoria EEPROM

CCP1 CCP2

USART Puerta serie Sincrónica

/ 3

/ 8



La memoria de datos RAM contiene el “Banco de Registros Específicos” y el “Banco de los Registros de Propósito General. Esta memoria transfiere información bidireccional por el bus de datos de 8 líneas que interconecta todos los módulos. Finalmente el camino de los “datos” esta formado por una ALU de 8 bits que trabaja conjuntamente con el registro de trabajo “W”.

ORGANIZACIÓN DE LA MEMORIA DE PROGRAMA

La memoria FLASH de donde se guarda el programa de aplicación de los PIC16F87x, puede tener una capacidad de 4 k u 8 k, de 14 bits cada una. Esta memoria esta organizada en páginas de 2 k palabras y esta direccionada por el registro “Contador de Programa”, con capacidad para manejar direcciones de 13 bits. La memoria “Pila”, es de tipo “LIFO”, y tiene 8 niveles de profundidad, es decir permite guardar hasta 8 direcciones de la memoria de programa. Esta memoria, es transparente al usuario, significando esto, que funciona automáticamente y no dispone de instrucciones para guardar o sacar información. Con la instrucción “CALL” y con las interrupciones, el valor del registro Contador de Programa (PC), se salva (se guarda) en

VECTOR RESET

VECTOR INTERRUPCION

PAGINA 0 2 K

PAGINA 1 2 K

PAGINA 2 2 K

PAGINA 3 2 K

0000 H 0004 H 0005 H 07FF H 0800 H 0FFF H 1000H 17FF H 1800 H 1FFF H

MEMORIA DE CODIGO

PC

NIVEL 1

NIVEL 8

13 0

12 0

12 0

12 0

/ 13

Dirección 13 /

PILA LIFO (Primer dirección

ingresada, última en salir) Nota: Las páginas 2 y 3,

solamente están implementadas en los modelos de 40 pines




el nivel superior de la pila. Con las instrucciones RETURN, RETFIE y RETLW, el valor contenido en el nivel superior de la pila, se carga el registro PC. Al poseer la pila 8 niveles, le corresponde al programador preocuparse por los anidamientos en las subrutinas, para no sobrepasarse dicho valor. El vector RESET, ocupa la dirección 0000 Hex, y el vector interrupción ocupa la dirección 0004 Hex, similar al PIC16F84. Registros específicos para el control de la memoria de programa Con los 13 bits del Contador de Programa, me permiten direccionar los cuatro bancos de la memoria de programa. Dado que 213 = 8192 posibles combinaciones de unos y ceros, entonces estas combinaciones resultan las direcciones de 8192 instrucciones capaces de almacenar en cuatro bancos de 2 x 1024 = 2048 instrucciones cada uno, haciendo un total de 4 x 2048 = 8192. Recordemos que esta capacidad de memoria de programa, solamente la tienen los PIC de 40 pines. Los PIC de 28 pines tienen 2 bancos de 2 K, haciendo un total de 2 x 2 x 1024 = 4096 instrucciones, lo que equivale también a 4096 direcciones que debe direccionar el Contador de programa. Ahora bien, estos 13 bits del Contador de programa, se encuentran alojados en dos registros específicos. Uno es el registro PCL, que se encuentra en la memoria de datos y guarda los 8 bits de menor peso (bits < 7:0>); éste, se puede leer y escribir. El otro, es el registro PCH, que no puede ser leído ni escrito, pero se accede a el, por medio del registro PCLATH, de la memoria de datos RAM. Las instrucciones CALL y GOTO, solamente proporcionan 11 bits de la dirección a saltar. Esto limita el salto dentro de cada banco de 2 k direcciones. Cuando se desea salir del banco actual, hay que programar correctamente los bits PCLATH <4:3> que selecciona el banco. En este caso, es labor del programador modificar el valor de estos bits, cuando se trabajan con las instrucciones de salto CALL y GOTO.

PCH PCL 12 8 7 0 8 PCL anterior+x /

7 4 0 PCLATH

Carga del contador de programa con la ejecución de las instrucciones del programa

PCH PCL 12 11 10 8 7 0 11 Desde el código de operación /

4 3 PCLATH

Carga del contador de programa con las instrucciones CALL y GOTO

/ 5

/ 2



ORGANIZACIÓN DE LA MEMORIA DE DATOS RAM (368 bytes de datos)

INDF

TMR0

PCL

STATUS

FSR

PORTA

PORTB

PORTC

PORTD (1)

PORTE (1)

PCLATH

INTCON

PIR1

PIR2

TMR1L

TMR1H

T1CON

TMR2

T2CON

SSPBUF

SSPCON

CCPR1L

CCPR1H

CCP1CON

RCSTA

TXREG

RCREG

CCPR2L

CCPR2H

CCP2CON

ADRESH

ADCON0

Registros de propósito Gral

96 bytes

INDF

OPTION_REG

PCL

STATUS

FSR

TRISA

TRISB

TRISC

TRISD (1)

TRISC (1)

PCLATH

INTCON

PIE1

PIE2

PCON

SSPCON2

PR2

SSPADD

SSPSTAT

TXSTA

SPBRG

ADRESL

ADCON 1


80 bytes

BANCO 1 00H 01H 02H 03H 04H 05H 06H 07H 08H 09H 0AH 0BH 0CH 0DH 0EH 0FH 10H 11H 12H 13H 14H 15H 16H 17H 18H 19H 1AH 1BH 1CH 1DH 1EH 1FH 20H 7FH

80H 81H 82H 83H 84H 85H 86H 87H 88H 89H 8AH 8BH 8CH 8DH 8EH 8FH 90H 91H 92H 93H 94H 95H 96H 97H 98H 99H 9AH 9BH 9CH 9DH 9EH 9FH A0H EFH F0H FFH

Mapeados con 70H-7FH

INDF

TMR0

PCL

STATUS

FSR

PORTB

PCLATH

INTCON

EEDATA

EEADR

EEDATH

EEADRH

Registros de propósito

Gral.

16 bytes


80 bytes

100H 101H 102H 103H 104H 105H 106H 107H 108H 109H 10AH 10BH 10CH 10DH 10EH 10FH 110H 111H 112H 113H 114H 115H 116H 117H 118H 119H 11AH 11BH 11CH 11DH 11EH 11FH 120H 16FH 170H 17FH


INDF

OPTION_REG

PCL

STATUS

FSR

TRISB

PCLATH

INTCON

EECON1

EECON2

Reservado

Reservado

Registros de propósito

Gral.

16 bytes


80 bytes

Mapeados con

70H-7FH

180H 181H 182H 183H 184H 185H 186H 187H 188H 189H 18AH 18BH 18CH 18DH 18EH 18FH 190H 191H 192H 193H 194H 195H 196H 197H 198H 199H 19AH 19BH 19CH 19DH 19EH 19FH 1A0H 1EFH 1F0H 1FFH

BANCO 0 BANCO 2 BANCO 3



ORGANIZACIÓN DE LA MEMORIA DE DATOS RAM (192 bytes de datos)

INDF

TMR0

PCL

STATUS

FSR

PORTA

PORTB

PORTC

PORTD (1)

PORTE (1)

PCLATH

INTCON

PIR1

PIR2

TMR1L

TMR1H

T1CON

TMR2

T2CON

SSPBUF

SSPCON

CCPR1L

CCPR1H

CCP1CON

RCSTA

TXREG

RCREG

CCPR2L

CCPR2H

CCP2CON

ADRESH

ADCON0


96 bytes

INDF

OPTION_REG

PCL

STATUS

FSR

TRISA

TRISB

PORTC

TRISD (1)

TRISE (1)

PCLATH

INTCON

PIE1

PIE2

PCON

SSPCON2

PR2

SSPADD

SSPSTAT

TXSTA

SPBRG

ADRESL

ADCON 1


80 bytes

BANCO 1 00H 01H 02H 03H 04H 05H 06H 07H 08H 09H 0AH 0BH 0CH 0DH 0EH 0FH 10H 11H 12H 13H 14H 15H 16H 17H 18H 19H 1AH 1BH 1CH 1DH 1EH 1FH 20H 7FH

80H 81H 82H 83H 84H 85H 86H 87H 88H 89H 8AH 8BH 8CH 8DH 8EH 8FH 90H 91H 92H 93H 94H 95H 96H 97H 98H 99H 9AH 9BH 9CH 9DH 9EH 9FH A0H FFH

INDF

TMR0

PCL

STATUS

FSR

PORTB

PCLATH

INTCON

EEDATA

EEADR

EEDATH

EEADRH

100H 101H 102H 103H 104H 105H 106H 107H 108H 109H 10AH 10BH 10CH 10DH 10EH 10FH 110H 111H 112H 113H 114H 115H 116H 117H 118H 119H 11AH 11BH 11CH 11DH 11EH 11FH 120H 17FH


INDF

OPTION_REG

PCL

STATUS

FSR

TRI SB

PCLATH

INTCON

EECON1

EECON2

Reservado

Reservado

Mapeados con A0H-FFH

180H 181H 182H 183H 184H 185H 186H 187H 188H 189H 18AH 18BH 18CH 18DH 18EH 18FH 190H 191H 192H 193H 194H 195H 196H 197H 198H 199H 19AH 19BH 19CH 19DH 19EH 19FH 1A0H 1FFH




La memoria de datos RAM, del mismo modo que la del PIC16F84, dispone de registros de propósito general, para guardar datos de la aplicación, y registros de propósitos específicos, fundamentales en el funcionamiento del procesador y en el manejo de todos sus periféricos. También, estos microcontroladores disponen de memoria EEPROM para guardar datos de la aplicación, en forma permanente; mas adelante, trataremos en forma particular éste tipo de memoria. La memoria RAM, es del tipo estático, SRAM (Con biestables), y para su direccionamiento, esta dividida en 4 bancos con 128 bytes. En las primeras posiciones de direccionamiento de cada banco, se ubican los registros específicos que gobiernan al procesador y sus recursos. Los modelos PIC16F873 /4 tiene 192 registros de propósito general, de un byte. Los otros dos PIC16F876 /7, tienen 368 registros para uso general. Las dos figuras anteriores muestran la organización de esta memoria para guardar 368 bytes y 192 bytes de datos. Las áreas oscuras, indican que no están implementadas físicamente; si se las lee, nos indican 0. Los registros específicos, indicados con un (1), no están implementados en los microcontroladores de 28 pines, o sea los que no disponen de los puertos E/S asignados con “D” y “E”. Para acceder a los bancos de la RAM, se emplean los bits <6> y <5> del registro de propósito específico asignado como “ESTADO”. Estos bits se denominan RP1 y RP0, respectivamente. El código para acceder a cada banco, es el siguiente:

BANCO RP1 RP0 0 0 0 1 0 1 2 1 0 3 1 1

Control de la memoria de datos RAM Para poder acceder a la memoria de datos RAM, que esta estructurada en 4 bancos de 128 bytes cada uno, tenemos dos modos diferentes: a) Direccionamiento directo. b) Direccionamiento indirecto


00H

7FH

80H

FFH

100H

17FH

180H

1FFH

BANCO 2

REG. ESTADO RPI RP0

CODIGO OP. INSTRUCCIÓN 13 6 0

/ 7 Dirección Dentro del

banco

/ 2 Selección

del banco

00 01 10 11

REG. ESTADO IRP

2 Selección del banco

7 Dirección dentro

del banco

FSR 7 6 0



En el modo de direccionamiento directo (a), los bits RP1 y RP0 del Registro de Estado, <6:5> se encargan de seleccionar el banco, mientras que la dirección dentro del banco, la determinan 7 bits <6:0> que proceden del código de operación de la instrucción. Para el direccionamiento indirecto (b), la selección del banco, la determina el bit de mayor peso <7> del registro FSR conjuntamente con el bit IRP <7> del Registro de Estado, mientras que para el direccionamiento dentro del banco, se utilizan los 7 bits de menor peso del registro FSR.

Esquema de conexionado y asignación de pines

Funciones de cada pin para los PIC16F877/4 MCLR#/VPP/THV (1): Entrada de RESET / Entrada del voltaje de programación / Voltaje alto en el modo test. RA0/AN0 (2): Línea digital E/S (PUERTA A) / Entrada analógica al conversor (canal 0). RA1/AN1 (3): Línea digital E/S (PUERTA A) / Entrada analógica al conversor (canal 1).

MCLR/Vpp/THV 1 28 RB7/PGD RA0/AN0 2 27 RB6/PGC RA1/AN1 3 26 RB5 RA2/AN2/ Vref - 4 25 RB4 RA3/AN3/Vref+ 5 24 RB3/PGM RA4/TOCKI 6 23 RB2 RA5/AN4/SS# 7 22 RB1 VSS 8 21 RB0/INT

OSC1/CLKIN 9 20 VDD OSC2/CLKOUT 10 19 VSS RC0/T1OSO/T1CKI 11 18 RC7/RX/DT RC1/T1OSI/CCP2 12 17 RC6/TX/CK RC2/CCP1 13 16 RC5/SD0 RC3/SCK/SCL 14 15 RC4/SDI/SDA

PIC16F876/ PIC16F873

MCLR/Vpp/THV 1 40 RB7/PGD RA0/AN0 2 39 RB6/PGC RA1/AN1 3 38 RB5 RA2/AN2/ Vref - 4 37 RB4 RA3/AN3/Vref+ 5 36 RB3/PGM RA4/TOCKI 6 35 RB2 RA5/AN4/SS# 7 34 RB1 RE0/RD#/AN5 8 33 RB0/INT

RE1/WR#/AN6 9 32 VDD RE2/CS#/AN7 10 31 VSS VDD 11 30 RD7/PSP7 VSS 12 29 RD6/PSP6 OSC1/CLKIN 13 28 RD5/PSP5 OSC2/CLKOUT 14 27 RD4/PSP4 RC0/T1OSO/T1CKI 15 26 RC7/RX/DT RC1/T1OSI/CCP2 16 25 RC6/TX/CK RC2/CCP1 17 24 RC5/SD0 RC3/SCK/SCL 18 23 RC4/SDI/SDA RD0/PSP0 19 22 RD3/PSP3 RD1/PSP1 20 21 RD2/PSP2




RA2/AN2/VREF- (4): Línea digital E/S (PUERTA A) / Entrada analógica al conversor (canal 2) / Entrada de voltaje negativo de referencia para el conversor A/D. RA3/AN3/VREF+ (5): Línea digital E/S (PUERTA A) / Entrada analógica al conversor (canal 3) / Entrada de voltaje positivo de referencia para el conversor A/D. RA4/TOCKI (6): Actúa como línea digital E/S (PUERTA A) / Entrada del reloj TIMER 0. RA5/AN4/SS# (7): Línea digital E/S (PUERTA A) / Entrada analógica al conversor (canal 4) / Selección como esclavo de la puerta serie sincrónica. RE0/RD#/AN5 (8): Línea digital E/S (PUERTA E) / Señal de lectura para puerta paralela esclava / Entrada analógica al conversor (canal 5). RE1/WR#/AN6 (9): Línea digital E/S (PUERTA E) / Señal de escritura para la puerta esclava paralela / Entrada analógica al conversor (canal 6). RE2/CS#/AN7 (10): Línea digital E/S (PUERTA E) / Señal de activación o desactivación de la puerta esclava paralela / Entrada analógica al conversor (canal 7). VDD (11): Entrada para el voltaje de alimentación positivo (2 a 5,5 Volt). VSS (12): Entrada para el voltaje de alimentación negativo. OSC1/CLKIN (13): Entrada del cristal de cuarzo / Entrada oscilador externo. OSC2/CLKOUT (14): Salida del cristal de cuarzo / En modo RC, sale la cuarta parte de la frecuencia que se introduce por el pin 13 (ciclo de instrucción). RC0/T1OSO/T1CKI (15): Línea digital E/S (PUERTA C) / Salida del oscilador TIMER1 / Entrada de reloj del TIMER1. RC1/T1OSI/CCP2(16): Línea digital E/S (PUERTA C) / Entrada al oscilador TIMER1 / Entrada al modulo Captura2 / Salida Comparacion2 / salida de PWM2. RC2/CCP1 (17): Línea digital E/S (PUERTA C). También puede actuar como entrada Captura1 / Salida Comparacion1 / Salida de PWM1. RC3/SCK/SCL (18): Línea digital E/S (PUERTA C) / Entrada de reloj serie sincrónica / Salida de los modos SPI e I2C. RD0/PSP0 (19): Línea digital E/S (PUERTA D) / Línea para la transferencia de información en la comunicación de la puerta paralela esclava. RD1/PSP1 (20): Línea digital E/S (PUERTA D) / Línea para la transferencia de información en la comunicación de la puerta paralela esclava. RD2/PSP2 (21): Línea digital E/S (PUERTA D) / Línea para la transferencia de información en la comunicación de la puerta paralela esclava. RD3/PSP3 (22): Línea digital E/S (PUERTA D) / Línea para la transferencia de información en la comunicación de la puerta paralela esclava. RC4/SDI/SDA (23): Línea digital E/S (PUERTA C) / Entrada de datos en modo SPI / Entrada de datos en modo I2C. RC5/SDO (24): Línea digital de E/S (PUERTA C) / Salida de datos en modo SPI. RC6/TX/CX (25): Línea digital E/S (PUERTA C) / Transmisor del USART asincrónico / Salida del reloj sincrónico del USART. RC7/RX/DT (26): Línea digital E/S (PUERTA C) / Receptor del USART asincrónico / Entrada de datos del USART sincrónico. RD4/PSP4 (27): Línea digital E/S (PUERTA D) / Línea para la transferencia de información en la comunicación de la puerta paralela esclava. RD5/PSP5 (28): Línea digital E/S (PUERTA D) / Línea para la transferencia de información en la comunicación de la puerta paralela esclava. RD6/PSP6 (29): Línea digital E/S (PUERTA D) / Línea para la transferencia de información en la comunicación de la puerta paralela esclava. RD7/PSP7 (30): Línea digital E/S (PUERTA D) / Línea para la transferencia de información en la comunicación de la puerta paralela esclava.



VSS (31): Entrada para el voltaje de alimentación negativo. VDD (32): Entrada para el voltaje de alimentación positivo (2 a 5,5 Volt). RB0/INT (33): Línea digital E/S (PUERTA B) / Entrada de petición de interrupción externa. RB1 (34): Línea digital E/S (PUERTA B). RB2 (35): Línea digital E/S (PUERTA B). RB3/PGM (36): Línea digital E/S (PUERTA B) / Entrada del voltaje bajo para programación. RB4 (37): Línea digital E/S (PUERTA B). RB5 (38): Línea digital E/S (PUERTA B) RB6/PGC (39): Línea digital E/S (PUERTA B) / En la programación serie, recibe las señales de reloj. RB7/PGD (40): Línea digital E/S (PUERTA B) / En la programación serie, actúa como entrada de datos. Funciones de cada pin para los PIC16F876/3 MCLR#/VPP/THV (1): Entrada de RESET / Entrada del voltaje de programación / Voltaje alto en el modo test. RA0/AN0 (2): Línea digital E/S (PUERTA A) / Entrada analógica al conversor (canal 0). RA1/AN1 (3): Línea digital E/S (PUERTA A) / Entrada analógica al conversor (canal 1). RA2/AN2/VREF- (4): Línea digital E/S (PUERTA A) / Entrada analógica al conversor (canal 2) / Entrada de voltaje negativo de referencia para el conversor A/D. RA3/AN3/VREF+ (5): Línea digital E/S (PUERTA A) / Entrada analógica al conversor (canal 3) / Entrada de voltaje positivo de referencia para el conversor A/D. RA4/TOCKI (6): Actúa como línea digital E/S (PUERTA A) / Entrada del reloj TIMER 0. RA5/AN4/SS# (7): Línea digital E/S (PUERTA A) / Entrada analógica al conversor (canal 4) / Selección como esclavo de la puerta serie sincrónica. VSS (8): Entrada para el voltaje de alimentación negativo. OSC1/CLKIN (9): Entrada del cristal de cuarzo / Entrada oscilador externo. OSC2/CLKOUT (10): Salida del cristal de cuarzo / En modo RC, sale la cuarta parte de la frecuencia que se introduce por el pin 13 (ciclo de instrucción). RC0/T1OSO/T1CKI (11): Línea digital E/S (PUERTA C) / Salida del oscilador TIMER1 / Entrada de reloj del TIMER1. RC1/T1OSI/CCP2(12): Línea digital E/S (PUERTA C) / Entrada al oscilador TIMER1 / Entrada al modulo Captura2 / Salida Comparacion2 / salida de PWM2. RC2/CCP1 (13): Línea digital E/S (PUERTA C). También puede actuar como entrada Captura1 / Salida Comparacion1 / Salida de PWM1. RC3/SCK/SCL (14): Línea digital E/S (PUERTA C) / Entrada de reloj serie sincrónica / Salida de los modos SPI e I2C. RC4/SDI/SDA (15): Línea digital E/S (PUERTA C) / Entrada de datos en modo SPI / Entrada de datos en modo I2C. RC5/SDO (16): Línea digital de E/S (PUERTA C) / Salida de datos en modo SPI. RC6/TX/CX (17): Línea digital E/S (PUERTA C) / Transmisor del USART asincrónico / Salida del reloj sincrónico del USART. RC7/RX/DT (18): Línea digital E/S (PUERTA C) / Receptor del USART asincrónico / Entrada de datos del USART sincrónico.



VSS (19): Entrada para el voltaje de alimentación negativo. VDD (20): Entrada para el voltaje de alimentación positivo (2 a 5,5 Volt). RB0/INT (21): Línea digital E/S (PUERTA B) / Entrada de petición de interrupción externa. RB1 (22): Línea digital E/S (PUERTA B). RB2 (23): Línea digital E/S (PUERTA B). RB3/PGM (24): Línea digital E/S (PUERTA B) / Entrada del voltaje bajo para programación. RB4 (25): Línea digital E/S (PUERTA B). RB5 (26): Línea digital E/S (PUERTA B) RB6/PGC (27): Línea digital E/S (PUERTA B) / En la programación serie, recibe las señales de reloj. RB7/PGD (28): Línea digital E/S (PUERTA B) / En la programación serie, actúa como entrada de datos.

Diferentes encapsulados suministrados comercialmente

REPERTORIO DE INSTRUCCIONES Los microcontroladores PIC16F87x, disponen los mismos formatos, iguales direccionamiento y las mismas instrucciones que el PIC16F84. No obstante, en éstos nuevos PIC, al disponer de más recursos, existen nuevos Recursos Específicos de control cuyos bits se deberán escribir o leer para su gobierno. Mas adelante, los trataremos. En el próximo cuadro, mostramos el repertorio resumido de las 35 instrucciones:




NEMÓ- NICOS

PARÁ- METROS

OPERACION

CICLOS

FORMATO 14 BITS

SEÑALI- ZADO-RES






















INTRODUCCION A LA PROGRAMACION DE LOS PIC16F87X Como una primera práctica para programar estos microcontroladores, realizaremos un programa, relativamente sencillo, similar a lo realizados con el PIC16F84, para observar algunas diferencias. Este primer programa consistirá en copiar los estados lógicos de dos entradas a contacto y excitar dos salidas conectadas a dos diodos Leds. La entrada E1 actúa sobre D1 y E2 sobre D2. El circuito eléctrico exterior se realizara de tal manera que, cuando los contactos estén abiertos, expresen un cero lógico (salida, diodos apagados respectivamente) y cerrados, un uno lógico (salida, diodos encendidos respectivamente).

En esta primera experiencia con estos microcontroladores, tendremos algunas diferencias con respecto al ya estudiado PIC16F84: a) Los capacitores que acompañan al cristal de cuarzo de 4 Mhz son de 15pf en vez de 27 pF. b) El puerto A puede actuar como entrada o salida de señales digitales pero también puede actuar como entrada de señales analógicas y alguno de sus pines tienen una opción más. En este caso para configurar este puerto, debemos hacerlo con los registros TRISA (entrada/salida digitales) y ADCON1 (entradas digitales/analogicas) c) La memoria de datos RAM tiene cuatro bancos; para movernos entre ellos, debemos modificar los bit RP0 (5) y RP1 (6) del registro de estado (direc hex 03, STATUS).

1 MCLR/Vpp/THV RB7/PGD 28 2 RA0/AN0 RB6/PGC 27 3 RA1/AN1 RB5 26 4 RA2/AN2/ Vref - RB4 25 5 RA3/AN3/Vref+ RB3/PGM 24 6 RA4/TOCKI RB2 23 7 RA5/AN4/SS# RB1 22 8 VSS RB0/INT 21 9 OSC1/CLKIN VDD 20 10 OSC2/CLKOUT VSS 19 11RC0/T1OSO/T1CKI RC7/RX/DT 18 12RC1/T1OSI/CCP2 RC6/TX/CK 17 13 RC2/CCP1 RC5/SD0 16 14 RC3/SCK/SCL RC4/SDI/SDA 15


+5V 330Ω 330Ω Masa D.LED1 D.LED2 Masa

+5V 10KΩ D RESET 100Ω E1 Masa E2 +5V 10K 10K Masa 15pF Cristal 4Mhz 15pF Masa



Programa comentado ; Primer programa 16F873 ; Programa donde los valores lógicos de las entradas RA0 y RA1 se reflejan sobre las salidas ; RB0 y RB1 respectivamente. LIST P=16F873 ; se indica el tipo de microcontrolador RADIX HEX ; se trabaja con el sistema de numeración hexadecimal INCLUDE <P16F873.INC> ; se incluye definiciones sobre registros internos ORG 0x00 ; primera instrucción en el vector reset goto INICIO ; primera instrucción ORG 0x05 ; 2º instrucción en 0x05, vector interrupción libre INICIO bsf STATUS,RP0 ;pasamos al banco 1(RP0=0,RP1=1) bcf STATUS,RP1 ;status en direc. 0x03,Bco0 y 0x83,Bco1 clrf TRISB ;puerta B es salida (trisb en direc. 0x86,Bco1) movlw b'00000011' ;cargo W con valor binario para cargar ADCON1 movwf ADCON1 ;programo señales digitales en RA0 y RA1 ; ADCON1 en direc. 0x9f, bco1 movwf TRISA ;programa a RA0 y RA1 como entradas ;trisa en direc. 0x85, Bco1 bcf STATUS,RP0 ;paso al banco 1 BUCLE movf PORTA,W ;cargo valores de la entrada en W (porta 0x05 Bco0) movwf PORTB ;los valores de la entrada los presento en la salida ;portb en direc 0x06 Bco 0 goto BUCLE ;salto a BUCLE repitiendo la lectura de la entrada END ;fin del programa LOS REGISTROS ESPECIALES DE CONTROL EL REGISTRO DE ESTADO (STATUS) Es el registro mas utilizado, que controla las principales funciones del microcontrolador. Por ello, este registro se encuentra repetido en los cuatro bancos de la memoria RAM, en las direcciones 0x03 del banco 0, 0x83 del banco 1, 0x103 del banco 2 y 0x183 del banco 3. 7 6 5 4 3 2 1 0 IRP RP1 RP0 TO# PD# Z DC C IRP: Este bit se usa concatenado con el bit de mayor peso (7) del registro FSR (repetido en los 4 bancos de la memoria RAM). Se utiliza para seleccionar los bancos de memoria, RAM en el direccionamiento indirecto.



IRP bit7(FSR) BANCO SELECCIONADO 0 0 Banco 0 (00hex -7f hex) 0 1 Banco 1 (80hex -ff hex) 1 0 Banco 2 (100hex -17f hex) 1 1 Banco 3 (18hex -1ff hex)

RP1 y RP0: Estos bits se utilizan para direccionar los bancos de memoria RAM, en el direccionamiento directo, según la siguiente tabla: RP1 RP0 BANCO SELECCIONADO

0 0 Banco 0 (00hex -7f hex) 0 1 Banco 1 (80hex -ff hex) 1 0 Banco 2 (100hex -17f hex) 1 1 Banco 3 (18hex -1ff hex)

TO#: Se activa a nivel bajo al desbordarse el perro guardián. Toma el valor 1 cuando se conecta la alimentación o al ejecutarse las instrucciones clrwdt o slepp. PD#: Se activa a cero al ejecutarse la instrucción sleep (reposo). Se pone a 1 automáticamente cuando se conecta la tensión de alimentación, o bien al ejecutarse la instrucción clrwdt (refresco perro guardián). Los señalizadores TO# y PD# son importantes en el proceso de reset dado que nos indican la causa que la ha originado y actuar en consecuencia. Estos bits no se pueden escribir. Estos microcontroladores se resetean cuando se conecta la tensión de alimentación (POR: Power-on Reset). También se resetean cuando la tensión de alimentación cae por debajo de 4 volt (BOR: Brown-out Reset), si se lo autoriza colocando un 1 en el bit BODEN, presente en la palabra configuración. Cuando el reset se produce por POR o por BOR, ambos bit toman el valor 1, mientras que en los demás casos dependen de la causa que ha provocado el reset. #: Indica que los señalizadores son activos por nivel bajo. Z: Señalizador de cero. Se pone a 1 cuando al ejecutarse una instrucción, el resultado es cero. DC: Acarreo/llevada en el 4º bit. Se utiliza para las operaciones con números expresados en BCD C: Acarreo/llevada en el 8º bit. Se pone a 1 automáticamente cuando existe acarreo en el bit de mayor peso en las instrucciones de suma. También actúa como señalizador de “llevada”, en las instrucciones de resta, pero en este caso la correspondencia es inversa, es decir que si vale cero, hay “llevada”. Los bits del registro de estado Z, DC y C no pueden ser escritos, como así también los bits TO# y PD#. Por lo tanto cuando se trabaja con este registro para los bits que pueden modificarse, resulta conveniente utilizar instrucciones dirigidas a bit (bsf, bcf). Para lectura de este registro, se pueden utilizar aquellas instrucciones generales aplicables a registros. Por ejemplo, si ejecutáramos la instrucción “clrf STATUS”, solamente se pondrían en cero los bits IRP, RP1 y RP0; los demás quedan inalterados, salvo el indicador de cero Z que pasaría a valer 1.



EL REGISTRO OPTION Este registro tiene las mismas funciones que el que tiene el PIC 16F84. Sus funciones son las siguientes: 1) Asigna el divisor de frecuencias al Timer0 (TMR0) o al perro guardián. 2) Se asigna el rango del divisor de frecuencia 3) Selecciona el tipo de reloj del TRM0, que puede ser interno (actúa como temporizador) o externo a través del pin 6 RA4/ TOCKI (actúa como contador de pulsos). 4) Se puede seleccionar el flanco activo del pulso en TOCKI 5) Selecciona el flanco activo para la interrupción externa. 6) Activa o desactiva las resistencias de pull-up de la puerta B 7 6 5 4 3 2 1 0 RBPO# INTDG TOCS TOSE PSA PS2 PS1 PS0 PS0, PS1, PS2: Se asigna el rango con que actúa el divisor de frecuencia PS2 PS1 PS0 División TMR0 División WDT 0 0 0 1:2 1:1 0 0 1 1:4 1:2 0 1 0 1:8 1:4 0 1 1 1:32 1:16 1 0 1 1:64 1:32 1 1 0 1:128 1:64 1 1 1 1:256 1:128 -PSA: asignación del divisor de frecuencia 1 = El divisor se asigna al WDT 0 = El divisor se asigna al TMR0 -TOSE: Tipo de flanco en TOCKI 1 = Incremento de TMR0 con flanco descendente 0 = Incremento de TMR0 con flanco ascendente -TOCS: Tipo de reloj para el TMR0 1 = Pulsos introducidos a través de RA4/TOCKI (uso como contador) 0 = Pulsos del reloj interno Fosc. /4 (uso como temporizador) -INTEDG : Flanco activo para la interrupción externa 1 = Flanco ascendente 0 = Flanco descendente -RBPO#: Resistencias Pull up puerta B (cuando están configurados como entradas) 1 = desactivadas 0 = activadas Cuando se produce un reset, el registro OPTION toma el valor 1111 1111 Este registro ocupa la dirección 0x81 del banco 1 y 0x181 del banco 3, en la memoria RAM



LOS REGISTROS PARA CONTROLAR LAS INTERRUPCIONES Los microcontroladores PIC 16F87X tienen diversas causas que pueden provocar una interrupción. Para los PIC16F873/6 (28 pines) tienen 13 posibles causas de interrupciones. Para los PIC16F874/7 (40 pines) tienen 14 posibles causas de interrupciones. De la misma forma que con el PIC16F84, al aceptarse una interrupción, el valor actual del contador de programa se guarda en la memoria PILA y se carga aquel con el valor 0x0004, dirección de la memoria de programa, del Vector Interrupción. Casi todos los recursos o periféricos de estos microcontroladores pueden causar una interrupción, si se los programa a tal fin, mediante la programación de los bits de los registros específicos para el control de las interrupciones. Recordemos que en el PIC16F84 tienen 4 causas que pueden provocar una interrupción: 1) Desbordamiento del TMR0 2) Activación del pin RB0/INT 3) Cambio del estado binario en las entradas de mayor peso de la puerta B (RB4…RB7) 4) Finalización de escritura de un byte en la memoria de datos EEPROM. Los permisos y las señalizaciones de estas interrupciones están prácticamente todos en el registro INTCON, salvo el señalizador de fin de escritura de EEPROM (EEIFE), que esta en el registro EECON1. Los PIC16F87X, además de estas causas de interrupciones, tienen otras mas, siendo el total de ellas, las siguientes: 1) Desbordamiento del TMR0 2) Activación del pin RB0/INT 3) Cambio del estado binario en las entradas de mayor peso de la puerta B (RB4.RB7) 4) Finalización de escritura de un byte en la memoria de datos EEPROM. 5) Desbordamiento del TIMER1 6) Desbordamiento del TIMER2 7) Captura o comparación en el modulo CCP1 8) Captura o comparación en el modulo CCP2 9) Transferencia en la puerta Serie Sincrónica 10) Colisión de bus en la puerta Serie Sincrónica 11) Fin de la transmisión en el USAR 12) Fin de la recepción en el USAR 13) Fin de la conversión en el Conversor A/D 14) Transferencia en la puerta paralela esclava (solamente para los PIC de 40 pines) Como tenemos mas causas de interrupciones que el PIC16F84, entonces se disponen de mas registros para contener los bits que controlan las señalizaciones y los permisos o prohibiciones de las interrupciones. A continuación, pasaremos a detallar éstos registros: Registro de control de interrupciones (INTCON) Es casi similar al del PIC16F84. Este registro se puede escribir y leer y se encuentra repetido en los 4 bancos de la memoria RAM, ocupando las direcciones 0x0B, 0x8B, 0x 10B y 0x18B.Los bit de este registro tienen la misión de controlar las interrupciones provocadas por el TMR0, cambio de estado en los pines RB4...RB7, y activación por la entrada RB0/INT. A diferencia con el PIC anterior, solo cambia el bit PEIE (permiso de interrupción de periféricos que no se controlan con INTCON) en lugar del EEIE (permiso de interrupción por finalización de escritura de la EEPROM de datos).



7 6 5 4 3 2 1 0 GIE PEIE TOIE INTE RBIE TOIF INTF RBIF 1 ≡ permitido 0 ≡ prohibido GIE: Bit de permiso global de interrupciones PIEE: Bit de permiso de los periféricos que no se controlan con INTCON TOIE: Bit de permiso del TMRO INTE: Bit de permiso de la interrupción externa por RB0/INT RBIE : Bit de permiso de la interrupción por cambio en RB4..RB7 TOIF: Señalizador de desborde del TMRO INTF: Señalizador de activación de la entrada RBO/INT RBIF : Señalizador de cambio en RB4..BR7. El registro de permiso de interrupciones 1 (PIE1) Este registro contiene los bits de permiso (1) o prohibición (0) de las interrupciones provocadas por los periféricos del microcontrolador no contemplados en el registro INTCON. El registro PIE1 ocupa la dirección 0x8C (banco 1) de la memoria RAM. Este registro toma validez, siempre y cuando el bit PEIE (6), del registro INTCON, valga 1. 7 6 5 4 3 2 1 0 PSPIE ADIE RCIE TXIE SSPIE CCP1IE TMR2IE TMR1IE 1 ≡ permitido 0 ≡ prohibido PSPIE: Permiso de interrupción para la puerta paralela esclava cuando realiza una operación de lectura/escritura. Solo es valido en los modelos de 40 pines (16F87/4/7). En los modelos de 28 pines (16F87/3/6), siempre vale cero. ADIE: Permiso de interrupción para el conversor A/D al finalizar la conversión. RCIE: Permiso de interrupción para el receptor del USART cuando el buffer se llena. TXIE: Permiso de interrupción del USART cuando el buffer se vacía. SSPIE: Permiso de interrupción para la puerta serie sincrónica.



CCP1IE: Permiso de interrupción para el módulo CCP1 cuando se produce una captura o comparación. TMR2IE: Permiso de interrupción para el TMR2 con su desbordamiento. TMR1IE: Permiso de interrupción para el TMR1 con su desbordamiento. El registro de interrupciones 2 (PIE2) Este registro, ubicado en la dirección 0x8D (banco 1), contiene los bits de permiso de interrupciones de tres causas que no están contempladas en el registro PIE1. Los bits de permiso de interrupciones son: Fin de escritura en la EEPROM, colisión de bus en el modo SSP y producción de una captura o una comparación en el modo CCP2. Los bits que no se usan, siempre se los lee con valor cero. 7 6 5 4 3 2 1 0 --- 0 ---- EEIE BCLIE ---- ---- CCP2IE 1 ≡ permitido 0 ≡ prohibido 0 (BIT6): Bit reservado y su valor siempre vale cero. EEIE: Permiso de interrupción por fin de escritura en la EEPROM de datos. BCLIE: Permiso de interrupción por colisión de bus en el SSP cuando dos o mas maestros tratan de transferir al mismo tiempo. CCP2IE: Permiso de interrupción en el modulo CCP2. Los registros de los señalizadores de las interrupciones 1 y 2 ( PIR1 y PIR2) Estos registros, PIR1 y PIR2, ubicados en las direcciones 0x0C y 0x0D del banco 0, contienen los bits que señalizan las interrupciones en correspondencia con los bits de permiso/prohibición que están el los registros PIE1 y PIE2, respectivamente. Estos bits de señalización, actúan siempre, independientemente si esta permitida o prohibida la interrupción. 1= Se produjo la causa de la interrupción. 0= no se produjo la causa de la interrupción. REGISTRO PIR1 (0x0C) 7 6 5 4 3 2 1 0 PSPIF ADIF RCIF TXIF SSPIF CCP1IF TMR2IF TMR1IF REGISTRO PIR2 (0x0D) 7 6 5 4 3 2 1 0 --- 0 ---- EEIF BCLIF ---- ---- CCP2IF



EL ACCESO A LAS MEMORIAS EEPROM Y DE INSTRUCCIONES (FLASH) De manera similar al PIC16F84, en los PIC16F87X, es posible leer y escribir la memoria EEPROM de datos, y como variante, también podemos realizar la lectura/escritura de la memoria de instrucciones, durante la ejecución de un programa a tal fin. Esta última posibilidad dependerá de cómo este programado el registro o palabra de “Configuración”, que analizaremos mas adelante. De esta manera, si esta habilitada la lectura/escritura de esta ultima memoria, tenemos la posibilidad de que el programa en ejecución puede reprogramarse internamente, según determinadas condiciones externas, sin la necesidad de recurrir a un grabador externo. Otra caracteristica, de estos PIC16F87X, es la posibilidad de utilizar la memoria de instrucciones, en sus zonas libres, como ampliación de la memoria EEPROM de datos. Recordemos que para la operación de lectura/escritura de la EEPROM de datos de 64bytes del PIC16F84, utilizábamos cuatro registros: El registro EEADR de 8 bits para escribir la dirección, el registro EEDATA, para leer o escribir el dato, el registro EECON1,para la autorización y control de la operación de escritura, y finalmente el registro EECON2 (no implementado físicamente) que en la operación de escritura se lo debe cargar con 0x55 y 0xAA. Como en los PIC16F87X se debe leer y escribir la memoria Flash de instrucciones de hasta 8 K palabras de 14 bits, no se puede utilizar un solo registro de 8 bits para apuntar a la dirección, dado que necesitamos 13 bits. Por ello, para cubrir esta necesidad el registro EEADR trabaja junto con el EEADRH, que contiene los 5 bits de mayor peso de la dirección. De la misma forma respecto al registro de 8 bits EEDATA que trabaja junto al EEDATAH, que contiene los 6 bits de mayor peso de las palabras de 14 bits que puede almacenar la memoria de instrucciones. Para el control de las operaciones de lectura/escritura de las memorias EEPROM y FLASH, los 17F87X disponen de dos registros (similar al 16F84), EECON1 y EECON2, este ultimo tampoco esta implementado físicamente. Resumiendo, los pasos a seguir son los siguientes: a) La dirección a acceder se carga en EEADR (la parte baja) y EEADRH (la parte alta). b) el dato a almacenar /leer se lo carga/obtiene en los registros EEDATA (la parte baja) y EEDATAH (la parte alta). c) Se selecciona la memoria y control mediante el registro EECON1. d) En la operación de escritura se carga el registro EECON2 con el valor 0x55 y luego 0xAA.

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA 8-16 Convertidores de señales digitales a analógicos -------------------------------------------------------------------------------------------------------


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CONVERTIDORES DIGITALES/ANALOGICOS (DAC) Y ANALOGICOS/DIGITALES (ADC).

Introducción Los DAC y los ADC se utilizan para enlazar las variables físicas de un proceso real, con un sistema digital, como pueden ser las computadoras. La mayoría de las variables físicas son de naturaleza analógica y pueden tomar cualquier valor en un rango continuo de magnitudes. Como ejemplos tenemos las variables: temperatura, presión, intensidad luminosa, señales de audio, posición, velocidad rotacional o velocidad angular, flujo, etc. Los sistemas digitales realizan todas sus operaciones internas utilizando circuitos eléctricos digitales binarios, donde las variables que se procesan, toman solamente valor alto y bajo de voltaje. Cualquier información que se ingrese a estos sistemas, debe transformarse a digital. De la misma manera, los resultados presentes en la salida, también serán digitales y en ocasiones, éstos valores, deberán convertirse en una señal analógica para controlar el proceso físico real. En la siguiente figura, se muestran los distintos elementos que intervienen en un proceso tecnológico, donde interviene una variable física analógica, y es controlado por una computadora digital.

El bloque Nº1 es el transductor que convierte la variable física a procesar, en una señal de corriente o voltaje eléctrico. Tenemos diversos transductores como las termocuplas y termistores para monitorear temperaturas, fotoceldas y fotodiodos para monitorear intensidades luminosas, transductores de presión neumática e hidráulica (varios tipos), LVDT para posicionamiento, medidores de flujo, etc. El bloque Nº2 convierte la salida del transductor en una señal digital. Por ejemplo si la salida del transductor varia entre 800 y 1500 mV, estos valores extremos de señal, serán convertidos a los valores digitales 01010000 y 10010110 respectivamente. Para este caso particular, el ADC convierte una variación de 10 mV en una variación de un digito binario. El bloque Nº3 es el sistema digital que tiene como función guardar los datos convertidos para luego procesarlos de acuerdo con el algoritmo de control establecido mediante un

Variable física

controlada

Transductor de la variable

física (Generacion corriente o

tensión eléctrica

A

D

C

Sistema digital (Computadora)

D A

C

Actuador

1 2 3

5

4



2

programa de computación (conjunto de instrucciones) en ejecución. El programa efectuará cálculos u otras operaciones sobre las “variables binarias”, que representan a las variables analógicas del proceso físico real. Los resultados generan una salida digital que eventualmente servirá para controlar la variable física. El bloque Nº4 representa el convertidor digital /analógico. En él, la salida digital se convierte en analógica para controlar con esta señal, el dispositivo actuador. Por ejemplo una señal digital que varia desde 00000000 (Hex 00) a 11111111 (Hex FF), es convertida en una señal analógica variable entre 0 Volt y 10 Volt. El bloque Nº5 es el actuador (válvula reguladora, motor eléctrico, servo de posición, etc.), encargado de controlar la variable física. Como muchos de los convertidores analógicos/digital tienen un modulo DAC, resulta entonces conveniente analizar primero, los convertidores digital/analógico. CONVERSIÓN DIGITAL / ANALOGICA La conversión digital/analógica, es el proceso de tomar un código digital (binario directo o en BCD) y convertirlo en corriente o tensión eléctrica, con un valor proporcional al valor digital. Veamos la representación de este convertidor con una entrada de cuatro bits:

Como vemos la salida no es totalmente analógica, sino que tenemos una cantidad finita de valores discretos de tensión cuya cantidad dependerá de la cantidad de entradas binarias que tenga el convertidor D/A. Este valor será 24= 16 valores de tensión de salida. Como vemos la magnitud de la tensión de salida será función del valor decimal que le corresponda al valor de entrada, multiplicado por una constante de conversión: Salida analógica = K x entrada digital (valor decimal correspondiente)

Convertidor digital /

analógico

DAC

A3 A3

A3

A3

Vsal (Volt)

0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 0 2 0 0 1 1 3 0 1 0 0 4 0 1 0 1 5 0 1 1 0 6 0 1 1 1 7 1 0 0 0 8 1 0 0 1 9 1 0 1 0 10 1 0 1 1 11 1 1 0 0 12 1 1 0 1 13 1 1 1 0 14 1 1 1 1 15

A3

A2 A1 A0

Salida analógica

Vsal.

Vref.=15 V



3

K es la constante de conversión, que dependerá del valor de la tensión de referencia que se ingresa al convertidor. Para nuestro caso del ejemplo K = 1 volt para Vref = 15 volt. La tensión de referencia, fija el valor máximo de la tensión de salida del convertidor. Por ejemplo para un valor de K = 1 volt y una palabra de entrada de cuatro bits, correspondiente al 1001, la salida valdrá: Vsal. = K x valor decimal de 1001 = 1volt x 9 = 9 volt Problema: Determinar la constante de conversión de un DAC de corriente cuyo valor de salida es de 12 mA para una entrada binaria de cinco bits igual a 11000. Factor de ponderación (FP) El factor de ponderación de de cada bit que se presenta en la entrada de un DAC, es el valor que incrementa su salida. Para el caso del ejemplo tenemos: A0→ FP= 1 volt (LSB) A1→ FP= 2 volt A2→ FP= 4 volt A3→ FP= 8 volt (MSB) Resolución del DAC Se define como el cambio incremental más pequeño de tensión o corriente que se produce en la salida como resultado de un cambio en la entrada digital. Para el caso de nuestro ejemplo la resolución es de 1 volt. La resolución, que también se la denomina “tamaño del escalón”, es siempre igual al ”factor de ponderación del bit menos significativo (LSB), que en nuestro caso del ejemplo, corresponde a: A0→ FP= resolución = K= 1 volt. La resolución también la podemos obtener mediante: Resolución = valor de fondo de escala de un DAC / (2N – 1) Para nuestro caso N = 4 , tensión de fondo de escala = 15 volt luego: Resolución = 15 / (24 – 1) = 1 volt Problema Un DAC tiene una resolución de 0,2 mA y presenta una entrada digital binaria de 6 bits. Determinar la corriente de plena escala y la corriente para una entrada binaria igual a 110011. Problema La velocidad de un motor eléctrico debe ser controlada mediante una computadora. El circuito actuador, que hace variar la velocidad del motor eléctrico de 0 a 1000 rpm. necesita una corriente de excitación que varié de 0 a 2 mA respectivamente. Determinar la cantidad de bits que utilizara la computadora, en la salida hacia el DAC, para que la velocidad controlada del motor, este dentro de los 2 rpm. Solución. Como la mínima variación permitida (resolución) es de 2 rpm, la cantidad de escalones de velocidad serán 1000 / 2 = 500 escalones de rpm.



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Como el numero de escalones vale (2N – 1), esta cantidad deberá ser mayor o igual a la cantidad total de escalones a representar. Por lo tanto se debe cumplir lo siguiente: (2N – 1) ≥ 500 Si hacemos N = 9 resulta (2N – 1) = 512 Por lo tanto necesitaremos 9 bits para representar los 500 escalones resultando: 000000000≡ (000 Hex) → 0 rpm 111110100≡ (1F4 Hex) → 10000 rpm La resolución del DAC será: Resolución = 2 mA / 500 = 0,004 mA = 4 nA La resolución porcentual vale: Resolución porcentual ≡ (resolución /fondo de escala) x 100 = 0,004 x 100 / 2 = 0,2 %

Convertidores DAC con entradas en código BCB Las entradas analizadas anteriormente estaban en código binario natural. Hay DAC que tienen las entradas en código BCD (decimal codificado en binario). En este código, en realidad las entradas son decimales que están codificados en binario natural. Por ejemplo si necesitamos representar números decimales desde el 00 al 99, necesitaremos Cuatro bits para las unidades y cuatro bits para las decenas, o sea un total de ocho bits. Recordemos que en el código BCD se utilizan 4 bits para los decimales del 0 al 9, utilizando las 10 primeras combinaciones del código binario natural. Ejemplo: representar el número decimal 57 en BCD Decimal 5 7 ↓ ↓ BCD 0101 0111

computadora

DAC

Actuador

Isal

0...2 mA

9 bits

Motor 0—1000 rpm



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El dibujo muestra un DAC con entrada BCD. Los valores numéricos, indican el factor de ponderación de las entradas. Por ejemplo para una entrada BCD 1001 0011, le corresponde el decimal: 80x1+10x1 + 2x1+1x1 = decimal 93. Problema Un DAC con entrada BCD el factor de ponderación de las unidades U0, le corresponde el valor de 0,1 vol. Determinar: a) Tamaño del escalón b) salida a plena escala y porcentaje de resolución c) tensión de salida para la entrada 1001 0011 Solución: a) Como el mínimo cambio en la entrada, le corresponde al bit menos significativo de las unidades, entonces el escalón mínimo de tensión en la salida, corresponde al factor de ponderación del LSB de las unidades, o sea 0,1 volt b) Como la entrada varia de 00 a 99, entonces la salida a plena escala vale: 99x 0,1 = 9,9 volt. La resolución porcentual la calculamos como: Resolución porcentual= (tamaño del escalón / salida a plena escala) x 100 = 1 % C) Vsalida para 1001 0011 = 80x0,1+1x0,1 + 2x 0,1 +1x0,1 = 93 x 0,1 = 9,3 voltios. Problema Un convertidor DAC tiene 12 bits con entradas BCD, con una salida a plena escala de 9,99 volt. Determinar el porcentaje de resolución y el tamaño del escalón. Solución: Con esta cantidad de bits de entrada, representamos los números decimales del 000 al 999. Por lo tanto tendremos 999 escalones lo que el porcentaje de resolución tan bien lo podemos calcular como relación de un escalón respecto al total: Resolución porcentual = (escalón / total de escalones) x 100 = 100/999 ≈ 0,1 % Tamaño del escalón = salida a plena escala/cantidad de escalones =9,99 / 999= 0,01 volt

80 40 20 10 8 4 2 1

BCD para las

decenas (D)

BCD para las

unidades (U)

Convertidor D/A con entradas

BCD

Vsal. 100 valores posibles de

salida dado que la entrada varía

de 00 a 99



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Convertidores DAC bipolares Existen en el mercado, Convertidores DAC que pueden suministrar una tensión de salida positiva y negativa; por ejemplo – 10 V y +10 volt. En estos casos las entradas. En gral esto se hace utilizando la entrada binaria como un numero con signo, donde el mas significativo es el bit de signo (0 para + y 1 para -). En otros DACs las entradas están representadas con bit de signo, utilizando el complemento a 2 para los negativos. Por ejemplo un DAC bipolar de 6 bits de entrada con una resolución de 0,2 volt y que utiliza el complemento a 2, los valores binarios de entrada varían de 100000 (-32) hasta 011111 (+31), produciendo una salida variable entre -6.4 volt y +6,2 Volt. Esto es así dado que tenemos 63 escalones (26 -1) entre los limites negativo y positivo. Circuitos empleados en los convertidores DAC Tenemos varios métodos y circuitos empleados para realizar la conversión de digital a analógico. De ellos los que mas se destacan y emplean son dos: el circuito convertidor con resistencias ponderadas y el convertidor con resistencia en escalera. DAC con resistencias ponderadas El circuito básico de este convertidor, es sumador con amplificador operacional, donde se suman las entradas binarias multiplicadas por el factor de ponderación que le corresponde. Veamos el circuito básico:

Este circuito que lo hemos estudiado en Electrónica I, produce un voltaje de salida dado por la siguiente expresión: Vsalida = -(VA3 + 1/2.VA2 + 1/4.VA1 + 1/8.VA0) Donde VA0 a VA3 son las tensiones lógicas de las entradas digitales. Como podemos observar de acuerdo al valor lógico de las entradas, tendremos un determinado valor en la salida. Por ejemplo para una entrada lógica 1000 con valor digital igual a +5v y+0 volt para el uno y cero lógico, la tensión de salida vale:

A3 A2 A1 A0 Vsal (volt) 0 0 0 0 0 0 0 0 1 -0,625 (LSB) 0 0 1 0 -1,250 0 0 1 1 -1,875 0 1 0 0 -2,500 0 1 0 1 -3,125 0 1 1 0 -3,750 0 1 1 1 -4,375 1 0 0 0 -5,000 1 0 0 1 -5,625 1 0 1 0 -6,250 1 0 1 1 -6,875 1 1 0 0 -7,500 1 1 0 1 -8,125 1 1 1 0 -8,750 1 1 1 1 -9,375 L.esc.

Entradas digitales 0V o 5 V



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Vsalida = - (5.1+1/2. 0 + 1/4. 0 + 1/8. 0) = -5 Volt (la tensión negativa se puede cambiar) El inconveniente del circuito básico es que los niveles lógicos de +0 y +5 volt no son exactos sino que se pueden modificar dentro de un cierto rango, sin que se pierda su valor lógico. Entonces esto provocaría variaciones de tensión a la salida del DAC, para un mismo valor lógico de la entrada. Para evitar esta incertidumbre, se independiza de la tensión eléctrica de las entradas lógicas con la siguiente modificación:

Como puede observarse, ahora las entradas lógicas actúan sobre conmutadores electrónicos, de manera tal que ante una entrada lógica “cero” de algunas de los terminales, lo conecta a masa y con un “uno lógico”, lo conecta a una tensión de referencia de presición. Este sistema tiene la ventaja también que el valor de plena escala de la salida se puede modificar, cambiando el valor de la tension de referencia. Por ejemplo: Vref.=+5 volt → Vsal. (Plena escala)= -9,375 volt. Vref.=+7volt → Vsal. (Plena escala)= -13,125 volt Vref.=+6volt→ Vsal. (Plena escala)= +11,25 volt La tensión de referencia puede ser positiva o negativa, siempre y cuando el amplificador operacional este alimentado con dos tensiones, una positiva y otra negativa, respecto a masa. Con Vref. positiva, la salida será negativa y con Vref negativa, la salida será positiva.



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DAC con resistencias ponderadas con salida analógica de corriente

La figura muestra el circuito básico para generar una corriente analógica de salida proporcional a la entrada lógica. Para una entrada lógica de cuatro bits, necesitamos cuatro resistencias ponderadas de manera tal que de acuerdo con el valor lógica de las entradas, se establecen trayectorias paralelas de corriente. Cada una esta controlada por conmutadores electrónicos, como puede ser una puerta de transmisión CMOS. El estado de cada conmutador se controla por medio de los niveles lógicas de las entradas binarias. La corriente de salida se determina mediante la siguiente expresión: I salida = A3.Io +A2.Io/2 + A1. Io/4 + Ao. Io/8 El valor de Io vale Io = Vref/ R Esto es así, siempre y cuando la impedancia de la carga ZL se mantenga por debajo de R (R>100R). Para que no se produzcan errores, lo ideal es que sea ZL = 0. Una forma de solucionar este inconveniente, es colocar a la salida del DAC un convertidor de corriente a tensión. De esta manera, la salida del DAC, esta viendo un corto virtual, pero la corriente en realidad, circula por la resistencia de realimentación, generando una tensión de salida en el AO proporcional a la corriente del DAC.



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Convertidores DAC con resistencia en escalera R/2R El método anterior tiene limitaciones prácticas dado que los valores de las resistencias correspondientes a los bits menos y más significativos son grandes y difíciles de lograr técnicamente. Por ejemplo un DAC de alta resolución (muchos bits) de 12 bits con una resistencia menos significativa de 1KΩ le corresponde un valor de 2 MΩ a la correspondiente más significativa. Evidentemente es muy difícil lograr un rango tan grande de valores con exactitud suficiente. Por esta razón es preferible disponer de un circuito que utilice resistencias cuyos valores sean próximos. Uno de estos circuitos, es el que utiliza la “red en escalera”, donde solamente se usan dos valores de resistencias “R” y “2R”. Veamos el circuito:

La configuración de la red de resistencias de la figura, tiene varias propiedades interesantes. Una de ellas consiste en que la resistencia que se aprecia desde cada uno de los nudos, mirando hacia cualquier dirección es siempre la misma e igual 2R. Este hecho hace que cualquier corriente proveniente de los conmutadores, (con uno lógico), se divide en los nudos en dos corrientes iguales de valor mitad de la corriente entrante. Cada vez que esta corriente, en progresión hacia el amplificador, atraviese un nuevo nudo. Se volverá a dividir, entrando al amplificador con un valor inversamente proporcional a una potencia de 2, dependiendo del número de nudos. De esta forma se produce la deseada correspondencia ponderada de las entradas. La tensión de salida vale: Vsalida = - Vref/2N.( AN-1. 2

N-1 + AN-2. 2N-2 + AN-3. 2

N-3 + …. + A0. 20)

Donde “A” toma el valor 1 o 0 según los bits de entrada Otra ventaja del circuito, consiste que la impedancia conectada a la entrada inversora es siempre 3R, cualquiera sea el contenido de las entradas, lo cual simplifica la corrección del offset por las corrientes de polarización del AO, al cargar con igual valor de impedancia, el Terminal no inversor. Otra ventaja de este circuito, es el hecho que para su construcción solamente se necesitan 2 o 3 valores de resistencias de presición de distinto valor, que el primer caso presentado donde se necesitan un alto número de valores de resistencias.



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Diagrama en bloques gral de los convertidores DAC prácticos

En el primer bloque, denominado “registro”, la información binaria se almacena durante el tiempo necesario para la conversión, quedando de esta forma el canal de comunicación “libre”. Si la información esta en forma “serie, en el registro (de desplazamiento) se convierte en paralelo. El segundo bloque, constituyen los denominados “conmutadores electrónicos”, cuya misión, como hemos visto, es conectar a masa o a la tensión de referencia a las resistencias de la red. A menudo la implementación de estos conmutadores electrónicos se realiza mediante transistores complementarios tanto bipolar como con transistores MOS. Veamos dos de estos conmutadores:

Para ambos casos con el pulso positivo (1) la salida se conecta a masa. Si quisiéramos Conectar Vref con el pulso positivo (1), debemos colocar un inversor en la entrada de ambos conmutadores.Como vemos en ambos casos se utilizaron transistores complementarios.

Registro

Conmutadores

electrónicos

Red de

resistencias

Voltaje de referencia

AO - +

V salida

Entradas digitales



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También se puede realizar un conmutador electrónico con un solo tipo de transistor como muestra la figura, donde se han utilizado dos transistores MOS de canal N con el sustrae abierto de la fuente:

En este circuito la tensión de referencia se logra en la salida, haciendo la entrada igual a uno (tensión positiva.). Especificaciones de los DAC prácticos comerciales En el presente, se disponen de una gran variedad de DACs comerciales suministrados como circuitos integrados en diversos encapsulados. Para evaluar un convertidor DAC, para una aplicación en particular, debemos definir algunas especificaciones de interés Resolución Como ya la habíamos definido, representa el mínimo cambio en la salida (tensión o corriente) cuando se produce un cambio en la entrada digital Resolución = valor de fondo de escala / (2N – 1). El valor de N, es el número de bit de la señal digital a convertir. Esto quiere decir, de acuerdo a la formula, cuanto mayor sea la cantidad de bit, a igual valor de fondo de escala, menor será la resolución. Para independizarnos del valor de fondo de escala y poder comparar la resolución de distintos DAC, conviene determinar la resolución porcentual: Resolución porcentual = (resolución / valor de fondo de escala). 100 =100 / (2N – 1). Como vemos esta última resulta menor a medida que aumentamos el número de bits de la información o “palabra” a convertir. De allí que los fabricantes especifican la resolución porcentual directamente con el numero de bits que (paralelos) admite la entrada del DAC.



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Exactitud Tenemos varias formas para especificar la exactitud. Los más comunes son “el error a plena escala” y “el error de linealidad”. Estas dos especificaciones en gral. Se suministran como un porcentaje a escala completa. Error de plena escala : Es la máxima desviación de la salida del DAC respecto de su valor estimado o ideal. Como dijimos, se especifica como un porcentaje a escala completa. Ejemplo: Si un DAC tiene una exactitud de ± 0,01 % , y la tensión ideal de fondo de escala es de 9,375 volt, determinar el error absoluto Error absoluto = ± 0,01 . 9,375 volt = ± 0,9375 mV Esto quiere decir que el DAC puede variar en cualquier instante en ± 0,9375 mV de su valor esperado. Error de linealidad: Es la desviación máxima en el tamaño del paso ideal. Por ejemplo si el tamaño del paso estimado es de 0,625 volt y el error de linealidad es de 0,01 % (respecto de fondo de escala) y este valor resulta 0,9375 volt, esto quiere decir entonces que el tamaño del paso valdrá 0,625 V ± 0,9375 mV Es importante tener el concepto que la exactitud y la resolución deben ser compatibles. Por ejemplo no tiene sentido tener un DAC con un tamaño de paso de 0,1 volt con una exactitud de 1 mv, dado que la salida para cualquier valor de entrada puede variar en 0,1volt (error en un tamaño del paso). De la misma manera, no tiene sentido tener un tamaño del paso de 1 mv, cuando el error es de 0,1 volt (muchos bits de entrada con una pobre exactitud). Error de desplazamiento (offsett): Es el error que aparece en la salida cuando todas las entradas binarias valen cero. Esto se debe al error que produce el Amplificador operacional que tienen los DAC en su salida para convertir la señal de corriente, provenientes de las resistencias ponderadas o red en escalera, en tensión eléctrica de salida. Algunos DAC tienen potenciómetros de ajuste para su corrección; no obstante este valor es función de la temperatura y su variación se expresa en µV/ºC o ppm/ºC. Esta tensión de error de desplazamiento, se sumara o restara al valor de la tensión de salida del DAC. Tiempo de establecimiento: La velocidad de operación de un DAC, se especifica con el “tiempo de establecimiento”. Representa el tiempo requerido para que la salida del DAC cambie de “cero” a su valor de escala completa, cuando los bits cambian de cero (0) a uno (1). En la práctica el tiempo de establecimiento se mide como el tiempo necesario para que la salida del DAC se estabilice en 1/2 del tamaño del paso (resolución) de su valor final. Este valor oscila entre 50 ns y 10 µs. Monotonicidad: Se define a aquellos DAC donde su salida se incrementa a medida que aumenta su entrada binaria; esto significa que la salida no tiene escalones hacia abajo, cuando la entrada binaria crece desde cero hasta su valor final.



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Descripción de un DAC comercial

El AD7524 es un convertidor DAC presentado como circuito integrado por varios fabricantes con tecnología CMOS. Es un convertidor de 8 bits en que se usa una red de escalera R/2R. La entrada de 8 bits se puede cerrar mediante las entradas de control `CS (selección del chips) y `WR (escribir). Cuando estas entradas de control están en nivel bajo (0), las entradas digitales D0 …. D7 producen una salida de corriente analógica en la salida SAL 1 (out 1). La SAL 2 normalmente va a tierra. Cuando cualquiera de las entradas de control pasa a alto (1), los datos digitales de entrada quedan enclavados y la salida analógica permanece en el nivel analógico correspondiente a esos datos digitales. Cambios subsecuentes no tienen efecto. El tiempo de establecimiento de este convertidor es de aprox. 100 nseg., tiene una exactitud a fondo de escala de ± 0,2 % FS. Admite una tensión de referencia positiva o negativa de 0 a 25 volt, de modo que se pueden producir una corriente de salida de ambas polaridades. Para convertir estas corrientes en tensiones, es necesario colocar un AO como muestra el dibujo, haciendo la salvedad, que la resistencia de realimentación, esta incorporada en el mismo CI del convertidor (conector RFB). Aplicaciones de los DAC - Generación de señales analógicas de distintas características en frecuencia, magnitud y forma de onda, por medio de una computadora y un programa de computación.. -Reconstrucción de señales analógicas, previamente digitalizadas y almacenadas en memoria como el caso del osciloscopio con memoria, sistemas de audio de discos compactos y grabación digital de audio y video. - En algunos métodos de conversión analógica / digital el DAC forma parte del circuito de conversión (se ve mas adelante). Dacs seriales: Estos dispositivos tienen un registro de desplazamiento para convertir una entrada serie en paralelo y realizar la conversión. De esta manera estos dispositivos se pueden conectar a un puerto serial de una computadora.

Vref (+10 V) VDD (+5 V)

D7

D0

__ CS __ WR

Datos digitales

de entrada

AD7524

V salida de 0 a -10 V

R I sal

- AO +

SAL 1 SAL 2

RFB

UTN REG. SANTA FE- ELECTRONICA II- ING. ELECTRICA 8-2 Convertidores de señales analógicas a digital. ----------------------------------------------------------------------------------------------------


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CONVERTIDORES DE ANALOGICO A DIGITAL

Un convertidor analógico / digital (ADC) toma el voltaje analógico de entrada y después de un cierto tiempo genera un código digital de salida, que representa la magnitud de esa entrada analógica. Este proceso, es más complejo que la conversión digital-analógica, dado que se deben tener en cuenta varias consideraciones respecto a la señal a convertir, como así también se requieren varias etapas de procesamiento para lograrlo. En la conversión ADC se han desarrollado y empleado muchos métodos. Hoy en día muchos de estos métodos, están disponibles como circuitos integrados en un chips o formando parte de un sistema mas complejo, por ejemplo, un microcontrolador. Para comprender la teoría y métodos que se emplean en la conversión analógica a digital, debemos previamente conocer los principios del “teorema del muestreo”, el “multiplexado y demultiplexado en el tiempo”, “la cuantificación” y la “codificación” de señales, temas que abordaremos de manera simplificada. Teorema del muestreo Este teorema lo enunciaremos de la siguiente forma, sin demostrarlo: “ Si una señal continua, S(t), en su análisis espectral, tiene una banda de frecuencias tal que fm sea la mayor frecuencia dentro de esa banda, la señal S(t) podrá ser reconstruida sin distorsión, a partir de muestras tomadas a una frecuencia fs, siendo fs ≥2. fm. En la próxima figura, mostramos un esquema simplificado del proceso de muestreo de una señal analógica o continua:

Interruptor electrónico

S(t): señal a muestrear Sτ(t): señal muestreada

τ Ts

Señal de muestreo que controla al interruptor

τ : tiempo de muestreo Ts: periodo de muestreo δ(t)

δ(t) S(t) Sτ(t)

t

t

t



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En la figura anterior vemos que S(t) es la señal analógica que se va a muestrear y esta compuesta por una suma de señales (armónicas) de varias frecuencias, siendo “fm” la frecuencia mayor. δ(t) es la señal que actúa sobre el interruptor electrónico y fija el muestreo de la señal S(t) con una frecuencia “fs” (periodo Ts); el tiempo de muestreo vale “τ”. A la salida del circuito de muestreo (interruptor) tenemos la señal muestreada que la denominamos Sτ(t). Esta ultima señal, en su análisis espectral, se demuestra que esta compuesta por una suma de varias señales de distintas frecuencias. Del conjunto de esas frecuencias estarán las frecuencias originales de la señal a muestrear “S(t)” mas señales que tienen frecuencias diferencias y sumas de las señales originales con “fs” (fs-fm) y (fs+fm), 2fs””, etc. (son teóricamente infinitas señales). De todas ellas, la mas próxima a fm es (fs-fm). Ahora bien, si quisiéramos reconstruir la señal original S(t) de la señal muestreada Sτ(t), podemos hacerlo empleando un filtro pasa bajo, que solamente deje pasar las frecuencias originales, hasta su valor máximo fm, y rechace todas las frecuencias superior a este valor. La función de transferencia del filtro, tendrá que ser como muestra la siguiente figura:

Como podemos observar en la figura, la función de transferencia del filtro, debe ser plano hasta la frecuencia fm, y luego debe caer bruscamente a cero, por encima de este valor, antes que alcance el valor fs-fm. Si hubiéramos muestreado con una frecuencia 2.fs < fm, la frecuencia de la componente de la señal muestreada de valor (fs-fm), seria menor que fm , ( (fs-fm)< fm ), lo que haría imposible separarla con el filtro anterior. Multiplexación y demultiplexación de señales Mediante la aplicación del teorema del muestreo, se pueden transmitir varias señales en el tiempo por un mismo canal de comunicación (canal de radiofrecuencia digital, dos conductores eléctricos, fibra óptica) . Para lograrlo, es necesario muestrear varias señales sucesivamente S1 S2….Sn y las señales muestreadas Sτ1, Sτ2…..Sτn, se las envían por el canal de comunicación, intercaladas en el tiempo. A este sistema de comunicación, se le denomina “multiplexación en el tiempo”. Al otro extremo del canal, se deben separar las distintas señales muestreadas, que fueron enviadas, proceso denominado “demultiplexación”, para luego pasarlas por un filtro pasa bajo y reconstruir las señales originales. La siguiente figura, nos muestra, en forma simplificada, el proceso de la multiplexación y demultiplexación de señales eléctricas:

Filtro Pasa bajo

Sτ(t) S(t) H(f)

fm fs-fm f



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El sistema multiplexor y demultiplexor, están representados por conmutadores rotativos sincronizados. En la práctica, son circuitos electrónicos similares a los presentados en la materia ELECTRONICA I (subsistemas digitales combinacionales). En este sistema de transmisión de señales, es imprescindible el perfecto sincronismo del “emisor de señales” y el “receptor de señales”, ubicado en los extremos del canal de comunicaciones. Cuantificación y codificación La cuantificación de una señal, consiste en convertir un intervalo de valores continuos que puede tomar la señal, en un valor discreto. De esta manera la señal cuantificada solamente tomara valores discretos o lo que es lo mismo variara a incrementos fijos. Esto significa que dentro del intervalo considerado, los valores que puede tomar la señal sin cuantificar, la señal cuantificada, solamente toma un solo valor. Esto significa, que el proceso de cuantificación, la señal cuantificada, presenta un determinado error respecto a la señal original, dado que la primera se modifica a incrementos finitos. Esto debe ser así, dado que en el procedimiento de codificación, tenemos que limitar los niveles de tensión de la señal, dada la cantidad limitada de códigos (estos códigos dependerán de la cantidad de bits que se utilice). En la práctica para cuantificar una señal, son necesarios dos procedimientos: El primero consiste en muestrear la señal continua de la manera que se explico anteriormente, obteniéndose una señal discreta en el tiempo, con variación continua de magnitud. Luego esta señal debe mantenerse un cierto tiempo, dado que la cuantificación lleva un cierto tiempo realizarla. El segundo procedimiento consiste en la cuantificación propiamente dicha seguida de la codificación. La codificación consiste en asignar un cierto código binario, con varios bits, al valor cuantificado.

MUX

DEMUX

Canal de comunicación

Sτ1, Sτ2…..Sτn

S1 S2 Sn

S1 S2 Sn

Señales transmitidas

por el canal de comunicación

Señales para ser enviadas por el

canal de comunicación



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La función de transferencia de un cuantificador ideal puede ser la que representamos en la siguiente grafica:

Para el caso planteado en el dibujo anterior tenemos en el cuantificador que los niveles -2,5, -1,5, 0, +1,5, 2,5 etc. son niveles de decisión. Por ejemplo cuando la señal continua tiene valores de tensión comprendidos entre +1,5 y +2,5, el cuantificador asigna una valor fijo de tensión de +2 voltios. Entre -3,5 y -2,5 se asigna el valor -3 voltios y así sucesivamente con los otros valores intervalos de tensión. En gral los intervalos de tensiones de decisión son constantes ∆V = cte. En otros casos ∆V varía según una ley logarítmica, como en el caso de la compresión de la señal. Error de cuantificación

Vi

5 4 3 2 1 -2,5 -1,5 1,5 2,5 3,5

-1 -2 -3 -4 -5

Vo

Vi

Vo

Vi: señal continua a muestrear y cuantificar Vo: señal cuantificada

Error

t

t

Vi



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Para el caso donde la diferencia entre niveles de decisión es constante ∆V= cte., el error de cuantificación tiene forma de diente de sierra, como lo muestra la figura anterior. El error de cuantificación será tanto mayor, cuanto mayor sea el desnivel de los escalones de cuantificación. Por lo tanto para alcanzar un error menor, necesitamos recurrir a un elevado número de niveles, con el consiguiente aumento del número de bits del código digital de la magnitud codificada, con la consiguiente complejidad de los circuitos. Codificación de la señal cuantificada La relación entre el tamaño del escalón “∆V”, los niveles de cuantificación “p” y la tensión pico a pico de la señal a convertir “Vpp”, esta dada por: Vpp = ∆V. p En función de los niveles de cuantificación, dependerá la cantidad de bits de los códigos que representan los niveles de tensión de la señal cuantificada. Se deberá cumplir lo siguiente: p ≤ 2 N siendo N, el numero de bits del código binario. Resumiendo, para que una señal analógica pueda ser procesada por un sistema digital, es necesario que la señal analógica pase por las fases de muestreo, cuantificación y codificación. Sistemas empleados en la conversión analógica / digital (ADC) Los convertidores ADC son dispositivos electrónicos que establecen una relación biunívoca entre el valor de la señal a convertir y el código (palabra) digital obtenido. Esta relación se obtiene en la mayoría de los casos, con la ayuda de una tensión de referencia. Su fundamento teórico, como dijimos, esta basado en el teorema del muestreo, la cuantificación y la codificación. Por el método empleado en la conversión, podemos clasificar a los ADC en tres tipos generales: a) Conversores de transformación directa. b) Conversores con transformación (D/A) intermedia auxiliar c) Otros métodos Antes analizar diversos tipos de conversores ADC, veremos el esquema simplificado de una serie de circuitos denominados “de captura o muestreo y mantenimiento o retención (S&H: Simple and Hol):



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Estos circuitos son los encargados de tomar una muestra (durante un intervalo de tiempo) de la tensión analógica a convertir y el posterior mantenimiento del valor obtenido, durante el tiempo necesario para que se lleve a cabo la conversión A/D. El funcionamiento del circuito anterior, es el siguiente: El convertidor A/D envía por la línea C/M , un pulso de tensión de ancho “τ” que cierra el conmutador, cargando el condensador, durante ese tiempo. Idealmente, durante el tiempo “τ” , el condensador sigue a la tensión de entrada. Terminado este tiempo, el conmutador se abre y C mantiene la carga. (Los buffer son AO realimentados config. seguidor de tensión, con alta impedancia de entrada y baja impedancia de salida). En la próxima figura se puede observar este proceso:

El grafico anterior tiene carácter de ideal, dado que durante la carga como la descarga del condensador, el valor real de la tensión, está relacionada con su valor, el valor de las capacidades parásitas y con las resistencias asociadas al circuito. La señal C/M proviene del convertidor A/D, que es el único que conoce cuando se ha completado la conversión de la muestra de tensión tomada. En algunos convertidores el periodo de toma de muestra es constante; en otros, depende de los niveles de tensión muestreados. A continuación detallaremos algunos de los convertidores A/D mas utilizados.

Conmutador electrónico

- Buffer +

- Buffer +

C/M

C

Vo

S & H

Vi

Vo

C/M

Esquema en bloque representativo

Vi

C/M

t

t

Vo=Vc

Vi



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CONVERTIDOR A/D CON COMPARADOR EN PARALELO

El convertidor paralelo o también llamado “instantáneo”, es ADC de mayor velocidad disponible. Este convertidor consta de N comparadores a los cuales se le introducen dos señales simultaneas, una es la señal analógica ya muestreada y la otra una tensión de referencia distinta para cada comparador y que se obtiene de una misma tensión de

S & H

Vi

I7

I6

I5

I4

I3

I2

I1

Codificador de prioridad

C7

C6

C5

C4

C3

C2

C1

A2

A1

A0

Vref.=+10 V

7 V 6 V 5 V 4 V 3 V 2 V 1 V

Resolución = 1 Volt

VA C1 C2

C3 C4 C5 C6

C7

A2

A1

A0

0-1V 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 1-2V 0 1 1 1 1 1 1 0 0 1 2-3V 0 0 1 1 1 1 1 0 1 0 3-4V 0 0 0 1 1 1 1 0 1 1 4-5V 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 5-6V 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 6-7V 0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 >7V 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1

VA

VA: entrada analógica muestreada

Entrada Analógica

Cuantificación Salida digital

Muestreo Retención

Codificación

Salida digital

(MSB)



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referencia (Vref.), mediante una red de resistencias conectadas en serie. De esta manera se producen N comparaciones (7 en el dibujo) simultaneas entre la tensión de entrad y las obtenidas desde la referencia. Las salidas de los comparadores se aplican a un codificador, que transforma la información a un código binario procesable. El tiempo de conversión completo, es del orden de los nanosegundos. Dado que la comparación es simultanea en todos los comparadores, a diferencia de otros convertidores, que son secuenciales. El inconveniente principal de este convertidor es su precio dada la gran cantidad de comparadores necesarios cuando se quiere disminuir la resolución o escalón a codificar. Por ejemplo si vamos a codificar con palabras de 8 bits (1 byte) necesitaríamos una cantidad de comparadores dado por: N = 2n – 1 = 28 – 1 = 255 Para este caso necesitaremos también 256 resistencias para generar las tensiones de referencias de los comparadores. Ejemplos de estos convertidores, tenemos al MC10319 de Motorota de 8 bits en el que se utiliza circuitos ECL de alta velocidad; Sus entradas y salidas están adaptadas para ser compatible con TTL. Su tiempo de conversión es menor de 20 ns. El AD9010 de Analog Devices es un convertidor paralelo de 10 bits con un tiempo de conversión menor a 15 ns. CONVERTIDOR A/D CON RAMPA EN ESCALERA

S & H CONTADOR

BINARIO

RELOJ Y LOGICA DE CONTROL

- +

C/M

Vi Vo

CONVERTIDOR A/D

LATH Y AMPLIFICADO

RES DE SALIDA

Salida digital

codificada

Vo2 Vo1 Salida del

convertidor A/D

Vo VA/D

VA/D

AO

Entrada analógica

t t1 t2



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A este convertidor también se le llama “A/D de rampa digital” o “A/D contador”. Es el circuito mas sencillos de los convertidores A/D y consta básicamente de los elementos observados en la figura anterior: Reloj y circuito de control, circuito de captura y mantenimiento (S&H), contador digital binario, conversor D/A, comparador, y circuito de salida, consistente en basculas de retención (LATH) y amplificadores adaptadores. El funcionamiento de este convertidor, es el siguiente: Cuando el circuito S & H ha muestreado la señal analógica (ordenado por la señal C/M proveniente del circuito de control), el contador comienza a funcionar contando los impulsos procedentes del reloj. La salida binaria del contador, es convertida por el DAC en una tensión eléctrica (VA/D) a medida que se va realizando la cuenta. Esta ultima tensión, tiene la forma de una escalera y resulta proporcional a la cantidad de pulsos contados. A su vez, la tensión de salida del DAC, es comparada con la tensión muestreada Vo en el comparador. Cuando ambas tensiones se igualan (y la supera en una cantidad VT) la salida del comparador cambia de valor (de o pasa a 1), detiene la cuenta del contador y el ultimo valor digital contado se presenta en la salida completándose la conversión. Luego nuevamente se reinicia el proceso y así sucesivamente. Este convertidor presenta dos inconvenientes importantes que son la baja velocidad y el tiempo de conversión es variable, en función del nivel de señal muestreada. El tiempo de conversión para una determinada tensión de entrada Vi, la podemos determinar de la siguiente forma: t/ Tc = Vi / Vf. escala siendo Tc el tiempo total para fondo de escala Tc = nº máx. que puede contar el contador x periodo de los pulsos reloj = (2N -1). T Despejando el tiempo t, tendremos: t = Vi.Tc / Vf.escala = Vi. (2N -1). T) / V f. escala = Vi. (2N -1) / f . V f. escala N= nº de bits del contador y del código convertido. Problema Un ADC en escalera tiene una tensión de fondo de escala de 10,23 volt y su contador binario tiene una salida de 10 bits, con una frecuencia reloj de 1MHZ.La tensión de cambio del comparador vale VT = 0,1mV.Determinar: a) El código binario equivalente de salida para una tensión de entrada Vo = 3,728 V b) El tiempo de conversión c) La resolución del convertidor A/D Solución: a) Como el contador tiene 10 bits puede contar hasta 210 – 1 =1023 pulsos que se convertirán a la salida del DAC en 1023 escalones. Como Vf. escala= 10,23 voltios, el valor de cada escalón vale: 10,23 V/ 1023 esc. = 10 mV Esto quiere decir que la salida del DAC interno se incrementa cada 10 mV Como la tensión de entrada es de 3,728 Voltios, para que se produzca el cambio en la salida del comparador, la salida de voltaje del DAC interno debe valer: VA/D =3,728 + VT = 3,7281 V o un valor superior.



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Para este valor, entonces necesito una cantidad de escalones dado por 3.7281 V/ 10 mV= 372,81= 373 escalones. Cuando se llegue a contar esta cantidad, el comparador cambia el valor de su salida y detiene la cuenta binaria, presentando en la salida, el correspondiente valor digital que le corresponde al decimal 373 37310≡ 01011101012. b) Como la entrada de pulsos al contador se realiza con una frecuencia de 1 MHZ o sea con un periodo T = 1 / f = 1/ 10 MHZ = 1µseg. Y como debe contar hasta 373 decimales, el tiempo de conversión total vale: t = 1µseg. . 373 = 373 µseg. También podríamos haber determinado el tiempo con la formula propuesta: t= Vi. (2N -1) / (f . V f. escala) =(3,728 V.1024)/( 1MHZ. 10,23 V) = 373,16 µseg. c) La resolución de este convertidor corresponde al DAC interno o sea al tamaño del escalón que vale 10 mV. Problema Para el ADC del problema anterior, determinar el intervalo aproximado de la tensión eléctrica analógica, que producirá el mismo resultado digital para: 01011101012≡37310 Solución: Cuando el contador cuente el penúltimo pulso, 37210 , la salida del DAC interno lo convierte a una tensión VA/D = 3,72 V. Ahora bien si la tensión muestreada Vo tiene un valor menor a por lo menos Vo< 3,72 V –VT, el comparador todavía no cambia su salida, permitiendo contar un pulso mas o sea 373. Por lo tanto este seria el límite inferior de Vo que nos daría el valor digital equivalente a la cuenta 373. El otro extremo resulta cuando Vo< 3,73 V –VT, dado que cuando el contador cuente 373, la tensión convertida por el DAC vale VA/D = 3,73 V. Como es superior a Vo, el comparador cambia de estado y detiene la cuenta. Resumiendo: los valores considerados de Vo con el mismo código digital son : 3,72 V –VT > Vo < 3,73 V –VT Como VT es un valor pequeño, podemos decir que la salida digital es la misma entre 3,72 V y 3,73 V de la tensión de entrada analógica Vo. Como vemos la diferencia, corresponde en magnitud, a la resolución del DAC interno Resolución y exactitud del convertidor A/D Resulta interesante comprender los errores asociados cuando se llevan a cabo mediciones con instrumentos digitales. Para ello consideraremos los errores en el convertidor de rampa en escalera. Uno de esos errores se debe a la resolución del DAC interno que hace que la tensión a su salida se incremente en escalones hasta que su valor supere a la tensión Vo. Para mejorarlo, deberíamos disminuir la resolución (escalón), pero siempre existirá una diferencia entre la cantidad real y el valor digital asignado. A esta diferencia, se le denomina error de cuantificación o cuantización. En el problema anterior vimos como para una misma salida digital, la tensión analógica correspondiente, podía tener prácticamente una diferencia de 10 mV, con la asignación



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del mismo valor digital. De allí que una fuente de error es la resolución del DAC interno. Este error se le asigna aun ADC como +1LSB, o sea al factor de ponderación que corresponde al bit menos significativo. Existen algunos convertidores donde el error de cuantificación lo establecen en ± 1/2 LSB Otro error que aparece en los ADC esta relacionado esta relacionado con la “exactitud” que depende de la presición de los componentes del circuito, como el comparador, las resistencias de presición del DAC interno, de los conmutadores de corriente, de las tensiones de referencia , etc. Una especificación de estos errores, se dan en relación a la tensión de fondo de escala. Por ejemplo una exactitud de 0,01% FS (fondo de escala), indica que la salida puede tener un error del 0,01% de su tensión mas alta. En gral, el error de cuantificación y la exactitud, están dentro del mismo orden de magnitud. Problema Un convertidor analógico-digital de 8 dígitos binarios de salida, tiene una tensión de entrada a plena escala de 2,55 V, produciendo con este valor una salida digital 11111111. El error porcentual que presenta respecto a su valor de plena escala es de 0,1% F.S. Determinar la cantidad máxima que puede diferir la salida VA/D, respecto a la señal de entrada Vo Solución: Como primer paso debemos determinar el escalón del DAC interno. Este vale: Escalón: 2,55 V / ( 28 – 1) = 10 mV Esto significa, de acuerdo al problema anterior que incluso si el DAC interno no presenta imprecisiones, la salida VA/D podría estar desviada, respecto a su valor real (Vo) en una cantidad de 10 mV. Esta diferencia, es el error de cuantificación que no lo podemos inherente al DAC interno donde su valor de salida, que controla al comparador, cambia en escalones de 10 mV. Debemos recordar que VA/D representa el valor convertido a analógico, del código digital binario de la salida del ADC que estamos tratando. Ahora debemos tratar el error debido a las imperfecciones de los elementos del circuito que el fabricante lo especifica como 0,1 % F.S. Este resulta: 0,1% . 2,55 = 0,001 . 2,55 = 2,55 mV Esto significa que VA/D puede estar errado en 2,55 mV de su valor real. De esta forma, el error total posible puede estar en un valor máximo dado por: 10 mV + 2,55 mV = 12,55 mV. Por ejemplo, supongamos que la entrada analógica es de 1,268 V. Si el DAC interno fuera perfecto, la cuenta del contador se detendría en el valor 127 que correspondería a una tensión VA/D = 1,27, mayor que Vo, haciendo que el comparador cambie de estado y detenga la cuenta. Ahora bien si por la imperfecciones del circuito, la tensión VA/D difiere en -2 mV, resultaría menor que Vo y el contador seguiría contando un pulso mas, pasando la cuenta a 128. Con este valor VA/D = 1,28 V y allí quedaría como valor final convertido. La salida del ADC seria 100000002 ≡ 12810 , con lo que el error debido a las imperfecciones del circuito y de cuantificación quedaría: VA/D – Vo = 1,28 – 1268 = 12 mV.



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Tiempo de conversión Como ya lo habíamos analizado, el tiempo de conversión se determinaba mediante: t= Vo.( 2N -1). / f . V f.escala De otra forma, representa el tiempo que tarda el contador en llegar a una cuenta determinada. Esta cuenta, la finaliza el comparador cuando VA/D > Vo. El tiempo de conversión máximo será entonces cuando Vo este por debajo del limite de escala, de modo que VA/D pasa al ultimo escalón para activar el contador y detenerse, para volver a contar. Este valor vale para F = 1 MHZ y 10 bits: t máx = (2N -1). / f = ( 210 -1) / 1MHZ = 1023 µseg. Algunos fabricantes, para el caso del convertidor en escalera, suministran como tiempo de conversión, el valor promedio aritmético. Para nuestro ejemplo vale: t promedio = t máx. / 2 =1023/2 = 511,5 µseg. ≈ 2N-1 ciclos reloj. La desventaja principal del método de rampa en escalera, es fundamentalmente el tiempo de conversión, que se incrementa al doble por cada bit que agregamos al contador. Disminuimos la resolución del DAC interno, a costa de aumentar al doble el tiempo de conversión. Por ello, este convertidor no se utiliza en aplicaciones donde se deban convertir señales analógicas que cambian con alta velocidad (frecuencias. altas).Sin embargo para aplicaciones de baja velocidad dada la relativa sencillez del circuito, los hace ventajosos.

CONVERTIDOR A/D DE APROXIMACIONES SUCESIVAS

RELOJ Y CIRCUITO DE

CONTROL

REGISTRO DE APROXIMACIONES

SUCESIVAS

S & H

CONVERTIDOR

D / A

- +

Vo

VA/D

BUFFER

DE SALIDA

Salida digital

AO

Entrada Analógica

Vi



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Este convertidor ADC, es bastante similar al convertidor en escalera, desde el punto de vista de su diagrama en bloques, con la diferencia apreciable que se sustituyo el contador digital binario por un circuito denominado de “registro de aproximaciones sucesivas”. Este registro, cuando se le da la orden de inicio, comienza colocando a 1 el bit mas significativo (MSB), quedando el resto a cero; o sea por ejemplo para una salida digital de 10 bits, aparece el 10000000002, valor que corresponde a la mitad de la máxima excursión de la tensión de entrada. Este valor digital, mediante el DAC interno es transformada a una tensión analógica “VA/D “que es comparada con la señal analógica de entrada, a convertir. Si la señal “VA/D “ es mayor que Vo, el comparador bascula dando lugar a una señal que hace que el registro cambie su contenido, sustituyendo el 1 del bit mas significativo por un cero y colocando un 1 en el bit de peso inmediatamente inferior, quedando el resto inalterado; el nuevo valor de salida será 01000000002. Este último valor, nuevamente es convertido a señal analógica y comparada nuevamente con la señal Vo. Si en esta comparación, resulta Vo > VA/D, el comparador cambia de estado, haciendo que el registro no modifique el 1 del bit de mayor peso, pero agrega un 1 en el bit inmediatamente inferior, dejando el resto en cero. El proceso se repite “n” veces (“n”, es el numero de bits del código digital de salida), hasta alcanzar el bit de menor peso (LSB). Terminada la secuencia, el valor digital final corresponde al valor convertido de la señal analógica muestreada y cuantificada. La próxima figura, muestra la modificación de los bits del registro de 5 bits, para un determinado valor de tensión analógica a convertir.

Vf. escala

Vf.esc. 2

Bit 4 (MSB) 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 Bit 3 0 0 1 0 0 0 0 0 0 0 Bit 2 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 Bit1 0 0 0 0 0 0 1 0 0 0 Bit 0 (LSB) 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1

Vo

VA/D



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Una característica del método de aproximaciones sucesivas es que el valor final convertido VA/D resulta por debajo de la señal analógica Vo, a diferencia del método de rampa, donde el voltaje equivalente, estaba por arriba de Vo. Problema El registro de aproximación sucesiva de un convertidor tiene 8 bits con una resolución de 20 mV. Determinar la salida digital para una tensión analógica de entrada de 2,17 Voltios Solución: Por la resolución, la cantidad de escalones posibles para la tensión a convertir resulta: 2,17/20 = 108,5 escalones Para 108 escalones corresponde VA/D= 108 x 20 mV = 2,16 voltios Para 109 escalones corresponde VA/D= 109 x 20 mV = 2,18 voltios Como la aproximación queda en un valor menor, entonces le corresponde el valor final a 2,16 V < 2,17 V. Por lo tanto la salida del convertidor corresponderá al valor equivalente digital del decimal 108 10810≡ 011011002. Tiempo de conversión del A/D de aproximaciones sucesivas Como el proceso de aproximación se repite en la misma cantidad de pasos, cualquiera sea el valor de la tensión analógica a convertir, entonces el tiempo de conversión es fijo El procesamiento de cada bit toma un ciclo reloj, de modo que el tiempo de conversión total para N bits, resulta: tc = N x 1 ciclo reloj La constancia de éste valor, independiente del valor de Vo, resulta interesante cuando los datos analógicos están cambiando a una frecuencia relativamente rápida. Problema Determinar los tiempos de conversión de dos ADC de 10 bits, uno de rampa en escalera ascendente y otro de aproximaciones sucesivas, que están alimentados con una frecuencia reloj de 500 KHZ Solución: tc.esc max = (2N – 1) x 1/f = 1023 x 2 µseg. = 2046 µseg. (ADC rampa en escalera) tc a.s = N x 1/f = 10 x 2 µseg = 20 µseg.(ADC aproximación sucesiva) Como vemos para la tensión de fondo de escala, el convertidor de aproximación sucesiva es prácticamente 100 veces más rápido que el de escalera. ADC DE RAMPA EN ESCALERA ASCENDENTE Y DESCENDENTE Como hemos analizado, el ADC de rampa ascendente es relativamente lento porque el contador se reestablece a cero al inicio de cada nueva conversión. La escalera de tensiones a la salida del DAC interno, comienza en cero y su nivel se incrementa hasta el punto de conmutación del comparador, que ocurre cuando VA/D supera a Vo. El tiempo que le toma a la escalera restablecerse a cero e incrementarse nuevamente al nuevo valor, se desperdicia.



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En el ADC de rampa en escalera ascendente y descendente, se usa un contador ascendente-descendente para disminuir el tiempo desperdiciado. Este contador cuenta hacia arriba cuando el comparador indique VA/D < Vo y cuenta hacia abajo, cuando VA/D > Vo. De esta manera la salida del DAC (VA/D) se modifica hasta que se produce “el cruce con Vo donde detiene la cuenta. Para un nuevo valor a convertir, ahora el contador no se reestablece a cero sino que parte de su ultima cuenta, incrementándole o decrementándose, según sea el nuevo valor de Vo respecto a VA/D. De esta manera, el tiempo de conversión en este convertidor, se reduce, respecto al de escalera ascendente, pero seguirá siendo variable, en función del valor a convertir. Como la salida del DAC interno sigue a la entrada Vo, a menudo se le denomina “ADC de seguimiento” CONVERTIDORES A/D CON INTEGRADOR Estos convertidores son más sencillos que los anteriores ya que no utilizan DAC interno. Se emplean en aquellos casos en que no se requieren gran velocidad, pero en los que es importante conseguir buena linealidad. Se usan frecuentemente en voltímetros digitales. Existen dos tipos a saber: el de rampa única y el de doble rampa. Convertidor A/D de rampa única

CONTADOR

BUFFERS DE

SALIDA

RELOJ Y

CIRCUITO DE CONTROL

S & H

Vref.

Vi Vo

C

Conmutador electrónico

Salida digital

Cx

VA

VS

- AO +

- AO +

Vp

Comparador

Generador rampa

R



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Como muestra el dibujo, tiene un integrador, un comparador, un generador de impulsos y los circuitos de salida. En la puesta en marcha el integrador y el contador son puestos a cero por el circuito de control. A partir de este momento, el integrador genera una rampa con una pendiente determinada por los valores de C y R. Simultáneamente el contador comienza a contar los pulsos provenientes del reloj, que pasan por una puerta Y. Para este caso, la salida del comparador, deberá estar en uno lógico (1), para permitir que los pulsos lleguen al contador. En el comparador se realiza la comparación entre la señal de entrada (señal muestreada) y la rampa generada en el integrador. Cuando el nivel de la rampa supera a la señal de entrada, el comparador bascula colocando un cero lógico en la puerta AND, deteniendo el paso de pulsos hacia el contador. El valor contado hasta este momento, corresponde con la salida digital del valor de la tensión de entrada muestreada. Las formas de ondas de las distintas señales que intervienen, se muestran en el siguiente dibujo:

Ts representa el tiempo entre dos conversiones consecutivas. El tiempo T se obtiene a partir de la condición de que Vo (tensión analógica muestreada es igual a la VA (tensión rampa) o sea t = T. vA(t) =– 1/C.R ∫0

T (-Vref.) dt = Vref. T / C.R VA = Vo = Vref.T/CR despejando el tiempo T T =Vo. CR/ Vref El tiempo T lo reemplazamos por la cantidad de pulsos contados x periodo del pulso o sea T = N . Tp = N/ f

Vo

VA t

TS

VS

Cx

T

t

t



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De allí despejamos el número de pulsos contados y tendremos: N = (C.R. f/ Vref). Vo Como podemos observar, la cantidad de pulsos contados es una medida de la tensión analógica de entrada. Por lo tanto el valor digital lo obtenemos a la salida del contador binario. En la formula anterior vemos que los pulsos contados es función de los valores de C y R, valores que se modifican con la temperatura, con lo que el error puede aumentar. Otro inconveniente es la baja velocidad. Convertidor A/D de doble rampa

CONTADOR

BUFFERS DE

SALIDA

CIRCUITO DE CONTROL

S & H

-Vref.

Vo

C

Conmutador electronico

C1

Salida digital

VA - AO +

- AO +

Comparador a masa

Generador rampa

RELOJ Vi

C2

VA

VA1

T1 TA1 TA2

t

VA2



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Este convertidor se ha diseñado para resolver los inconvenientes del de rampa única (variabilidad de C, R y f ). El funcionamiento comienza integrando la señal muestreada de entrada durante un tiempo T1 fijo para cualquier nivel de tensión. Esto da lugar a una rampa negativa hasta alcanzar el nivel de tensión - VA1 (- VA2 corresponde para otro nivel de tensión de entrada). A continuación se cambia de posición el conmutador C2 y se pasa a integrar una tensión negativa de referencia (-Vref.), dando lugar a una rampa positiva, que comienza desde -VA. El tiempo de integración de esta rampa, hasta que la tensión se haga cero, como se observa en el grafico, depende de la tensión alcanzada cuando se genero la rampa negativa. Durante este tiempo, el contador cuenta los pulsos provenientes del reloj. Al pasar la rampa por el nivel cero, detectado por el comparador, termina la cuenta, teniéndose una salida digital, proporcional al nivel de tensión de entrada. Por ejemplo para el nivel de tensión de entrada que proporciona - VA1, el contador cuenta durante el periodo ∆T= TA1-T1 y para -VA2 cuenta durante ∆T= TA2-T1 . Con este método se eliminan las derivas por C, R y frecuencia reloj. En efecto, la tensión alcanzada por la primera rampa para t = T1 vale: VA1= - Vo (muestreada). T1 / C.R Durante este tiempo el reloj habrá oscilado”n1” veces de manera que T1 = n1. T reloj Por otra parte, el tiempo TA1, es el empleado en alcanzar el nivel cero, en el transcurso de la segunda rampa, por lo que VA1 también la podemos expresar como: VA1 = -( TA1 –T1 ) . Vref. / C.R = - Vo (muestreada). T1 / C.R Despejamos ahora el periodo de la rampa positiva tendremos: ( TA1 –T1 ) = Vo(muestreada)/Vref . n1. Treloj Durante este periodo el contador cuenta N pulsos, por lo que podemos reemplazar a este periodo por la cantidad de pulsos contados multiplicado por el periodo del reloj: ( TA1 –T1 ) = N. T reloj finalmente determinamos el número de pulsos contados N, resultando: N = n1. Vo (muestreada) / Vref. Como podemos ver el número de pulsos contados para el nivel de tensión muestreado y convertido, no depende de C, R y la frecuencia. Evidentemente, este convertidor presenta tiempos de conversión largos ( 10 a 100 mseg.), por lo que no se lo emplea para adquisición de datos o señales de audio, pero la conversión lenta no resulta un problema para su aplicación en voltímetros y multímetros. Como ventaja, es su bajo costo y con un grado mayor de complejidad, como dijimos, resuelve los problemas del de rampa única, respecto a la variabilidad de C,R y la frecuencia.



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CONVERTIDOR A / D DE VOLTAJE A FRECUENCIA Este convertidor es más simple que los vistos anteriormente porque no necesita un DAC interno. En lugar de este, utiliza un “oscilador lineal controlado por voltaje”, denominado también VCO, que produce una frecuencia de salida proporcional a su voltaje de entrada. Para el caso del convertidor A / D, el voltaje de entrada del VCO es la señal analógica. Esta última modifica la frecuencia de salida del VCO. Esta frecuencia alimenta a un contador que cuenta durante un intervalo de tiempo fijo. El conteo final resulta proporcional al valor del voltaje analógico. Para tomar como ejemplo e interpretar su funcionamiento, supongamos que el VCO genera una frecuencia de 10 KHZ cuando se le aplica una tensión de 1 volt. Si le aplicamos 1,5 volt, la frecuencia de salida pasa a 15 KHZ, y con 2,73 voltios, la frecuencia es 27,3 KHZ. Como vemos el incremento de frecuencia es proporcional al incremento de la tensión de entrada. Por ejemplo si tenemos ahora una tensión de 4,54 voltios a la salida del VCO tendremos 45,4 KHZ y si esta frecuencia la hacemos pasar por un contador que cuente durante 10 mseg. el contador contara hasta 454. Como vemos, en este caso para una tensión de 4,54 voltios, tenemos a la salida del contador, el valor digital equivalente al decimal 454 representativo de la señal analógica. Si bien este método de conversión es simple, tiene el inconveniente que resulta difícil alcanzar un grado de presición alto, dado que es dificultoso diseñar un VCO con exactitud del 0,1 %. Una de las aplicaciones principales para este tipo de convertidor es en los entornos industriales ruidosos donde se deben transmitir señales analógicas de pequeña magnitud, provenientes de los transductores, hacia las computadoras de control. El ruido eléctrico puede afectar de manera adversa las señales analógicas si se transmiten directamente, a través de conductores, a las computadoras. Una solución, es alimentar un VCO con la señal analógica y transmitir la variación de esta frecuencia que prácticamente no se vera afectada. La computadora, por medio de sus circuitos internos y programa correspondiente, contara los pulsos digitales durante un tiempo fijo y convertirá este conteo en el equivalente valor digital de la señal analógica. DESCRIPCION TECNICA DEL CONVERTIDOR ADC0808 A continuación, daremos una descripción sintética de un convertidor A/D presentado por varios fabricantes; En nuestro caso tomaremos el chip de Nacional Semiconductor, el cual presenta algunas de estas características: 1)- tecnología de fabricación CMOS 2)- Conversor del tipo de aproximaciones sucesivas 3)- Alimentación única normal Vcc = +5 Volt (máx. 6,5 V) 4)- Bajo consumo (15 mW) 5)- Tiempo de conversión típico 100 µs. 6)- Salidas triestado memorizadas, compatible con TTL. 7)- Multiplexor analógico de 8 canales de entrada. 8)- Adaptación a microprocesadores 9)- Resolución 8 bits 10)-Errores de linealidad y desajuste total < ±1/2 LSB (digito menos significativo) Este convertidor A/D, que es presentado en varios encapsulados de CI monolítico, utiliza la técnica de conversión de “aproximaciones sucesivas” produciendo códigos o



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palabras binarias de 8 bit equivalentes a la magnitud de la entrada analógica. Veamos primero su diagrama en bloques:

Multiplexor de 8 canales

analogicos

Decodificador de direcciones

(Básculas)

8 entradas analogicas

IN0(26)

IN1(27)

IN2(28)

IN3(1)

IN4(2)

IN5(3)

IN6(4)

IN7(5)

(25)ADD A

(24)ADD B

(23)ADD C

(22)ALE

Líneas de direccionamiento

Activación de la báscula de direcciones

Control y tiempos

Registro de aproximaciones sucesivas (SAR)

Cadena de conmutadores

256 resistores

Conversor D/A

Báscula / amplificadores

de salida

MSB

LSB

(21)2-1

(20)2-2

(19)2-3

(18)2-4

(8)2-5

(15)2-6

(14)2-7

(17)2-8

(7)EOC (Fin de la conversión)

Salida de 8 bits

compatible TTL

(9)OUPUT ENABLE (Control triestado)

Comparador

START(6) (inicio)

CLOCK(10) (reloj) Conversor A/D

Señal analógica

seleccionada

(11)Vcc (13)GND (12)Vref(+) (16)Vref(-)



21

Los números, en los terminales del diagrama de bloques, corresponden a los pines del circuito integrado. Dispone de 8 entradas analógicas posibles y de una lógica de control compatible con cualquier microprocesador. Un multiplexor analógico de 8 canales puede acceder directamente a cualquiera de los 8 entradas analógicas. El DAC interno consta de 256 resistencias conectadas a una cadena de conmutadores analógicos. Dispone también de un comparador estabilizado (chopper) y un registro de aproximaciones sucesivas. Mediante una combinación de líneas de entradas A, B y C del decodificador de direcciones, se selecciona uno de los 8 canales analógicos. El multiplexor analógico traslada la señal analógica del canal elegido a una de las entradas del comparador. La selección, corresponde a la mostrada en la siguiente tabla:

Por el terminal (22) ALE, se recibe un flanco ascendente que memoriza la información presente en las líneas A, B y C. Para el funcionamiento y sincronización del convertidor, es necesario aplicarle un reloj externo que puede establecer la frecuencia de trabajo entre 100 KHZ y 1,2 MHZ. Los terminales (12) y (16), Vref (+) y Vref (-). Introducen desde el exterior los voltajes de referencia para el convertidor, los cuales determinan el margen de la tensión analógica de entrada a convertir. Desde el Terminal Vref (-), la tensión de referencia se deriva hasta la Vref (+), pasando por una cadena de 256 resistencias en serie, como indica la figura:

Canal seleccionado

C B A

Entrada 0 0 0 0 “ 1 0 0 1 “ 2 0 1 0 “ 3 0 1 1 “ 4 1 0 0 “ 5 1 0 1 “ 6 1 1 0 “ 7 1 1 1

Control desde el registro de aprox. sucesivas

A la entrada del comparador



22

El registro de aproximaciones sucesivas (SAR) de 8 bits, selecciona secuencialmente a cada uno de los conmutadores analógicos asociados a cada resistencia, produciendo la tensión que conforma una de las entradas del comparador, el cual compara con la tensión analógica a convertir. En caso de no ser iguales dichas tensiones, el SAR cambia de contenido y selecciona un nuevo conmutador. Cuando se consigue que las dos entradas sean iguales, el contenido del SAR es el equivalente, en digital de la tensión analógica a convertir, dando por finalizado el proceso. El SAR es puesto a cero cuando se introduce por el Terminal (6) START, un flanco ascendente, comenzando la conversión al llegar al siguiente flanco descendente. Si durante un proceso de trabajo, se activa este Terminal, se interrumpe la conversión y se inicia una nueva. El Terminal (7) EOC proporciona un nivel alto cuando se ha completado el proceso de conversión. El flanco positivo de este Terminal, indica que la salida digital del convertidor es valida. EOC pasa a nivel bajo dos ciclos de reloj después de que se produzca un flanco ascendente en la señal START. Por los terminales 8, 14, 15, 17, 18, 19, 20 y 21 se obtienen una salida digital binaria equivalente a la tensión analógica seleccionada. Esta salida digital queda almacenada en una bascula (LATH) triestado, compatible con TTL. Mediante el Terminal (9) OUPUT ENABLE (control triestado) en nivel bajo, se puede poner en estado flotante las salidas del conversor.

APLICACIONES DE LOS CONVERTIDORES A / D VOLTIMETRO DIGITAL Los voltímetros digitales convierten los voltajes analógicos a su representación en código BCD (decimal codificado en binario), el cual se decodifica y se presenta la información a través de visualizadores, normalmente de 7 segmentos. Analizaremos el principio de funcionamiento de un voltímetro digital que utiliza como conversor una rampa digital. Para ello realizaremos un esquema en bloques de un DVM (medidor de voltaje digital) de tres dígitos. En este caso, el contador esta compuesto por tres contadores de décadas que cuentan hasta 999, para luego pasar a cero y volver a contar. La salida de los contadores es convertida a analógica por el ADC interno, que tiene una resolución de 10 mV. Al final de la cuenta (999), nos va a dar un valor máximo de la tensión de salida Vo, de 9,99 voltios.(valor máximo también de la tensión analógica a medir). La salida de los contadores también alimenta a tres registros del tipo paralelo que guardan transitoriamente la última información obtenida en la conversión, hasta que se complete la nueva conversión. Estos registros son basculas (LATH) del tipo D, donde la información se transfiere a la salida después que se le aplica un pulso reloj. De esta manera mientras los contadores están contando, esta información no se transfiere a los elementos visualizadores, sino que mantienen la cuenta anterior en su salida. De esta manera en los elementos visualizadores, mientras se realiza la nueva lectura, mantienen el valor numérico anterior. Cuando la ultima cuenta finaliza, los registros actualizan su salida, transfiriendo a estas ultimas, la nueva información que tienen en sus entradas. A su vez la salida de los registros actúa como entrada de decodificadores BCD /excitadores de 7 segmentos que excitan finalmente los elementos visualizadores. La siguiente figura, nos muestra el diagrama en bloques de las partes más importantes del voltímetro digital:



23

unidades

Decodifica- dor BCD/

7 segmentos


7 segmentos

decenas centenas

Visualizadores 7 segmentos


7 segmentos

Registro 4 bits

(Basculas o lath)

Registro 4 bits

(Basculas o lath)

Registro 4 bits

(Basculas o lath)

Contador BCD

(Centenas) CL

Contador BCD

(Decenas) CL

Contador BCD

(Unidades) CL

Entrada reloj

Convertidor de BCD a analogico F.S=9,99 V

Vo

Vi Entrada analogica

- +

Vc

Q1 MV1 `Q1

Q2 MV1 `Q2

A las entradas de borrado de los registros (CLEAR)

Multivibradores monoestables

VT=0,1 mV

Comparador

Modificación del punto decimal Por cambio

escala



24

Analizando el diagrama de bloques, cuando Vo < Vi la salida del comparador Vc, permanece en “alto” (1), permitiendo que pasen por la compuerta AND los pulsos reloj hacia el contador. A medida que este se incrementa, la señal a la salida del DAC interno “Vo” se incrementa, también a razón de 10 mV por pulso contado. A partir de un numero de cuenta, resulta Vo > Vi; para esta situación, la salida del comparador pasa a “bajo” (0), inhabilitando la compuerta AND, y con esto, deteniendo la cuenta, con lo que se termina la conversión. Por otra parte, el flanco de bajada de la tensión Vc, provoca el disparo del multivibrador monoestable nº1 que genera en su salida, un pulso temporizado de 1 µseg. . Este pulso activa los registros (basculas) que transfieren el ultimo valor de la cuenta del contador, a su salida, haciendo cambiar o no, la presentación decimal en los visualizadores. Cuando cae el pulso del MV1, la información queda retenida en los registros, y por otro lado activa al MV2, que genera otro pulso que restablece los contadores a cero. Para esta ultima situación “Vo” cae a cero haciendo que Vo < Vi, el comparador entonces pasa a alto, habilitando nuevamente la compuerta AND y permitiendo que los pulsos reloj sean contados nuevamente, iniciando un nuevo ciclo de conversión. La siguiente figura muestra las formas de ondas de las diferentes señales que intervienen en la conversión del DVM.

Por ejemplo si la tensión analógica vale Vi = 6,3721 V, la tensión de salida del DAC interno o sea Vo, deberá superar a 6,372 + VT = 6,3721 V para que la salida del comparador (Vc) pase al valor bajo. Como el DAC varia su tensión cada 10 mV,

Vi1 Vi2

Vo Vo

Vc VQ1 VQ2

Fin de la conversión

t

Conteo final

transferido a salida registros

Puesta a cero contadores para

inicio nueva conversión

t

t

t



25

entonces se tendrán que generar 6,3721/10 mV = 637,21 escalones que en la practica corresponden a 638 escalones. El contador (formado por tres décadas contadoras parara su cuenta en el numero 638, valor correspondiente en BCD al 0110 0011 1000, valor binario que se guardara en los registros de cuatro bits que a su vez, se decodificara a 7 segmentos, para su visualización. Para nuestro caso, donde estamos midiendo hasta el valor 9,99 voltios, se deberá indicar con un indicador luminoso, el punto decimal, a la derecha del visualizador que corresponde a las centenas (contador) Cambio de escala del DVM Para poder utilizar el voltímetro digital sobre varios intervalos de tensiones de entrada, se usa un amplificador o atenuador adecuado colocado entre la entrada Vi y el comparador. Por ejemplo si tenemos que medir con el voltímetro analizado una tensión analógica de 63,72 V, lo podemos realizar colocando un atenuador por un factor de 10 de manera tal que el comparador reciba una tensión de 6,372 V en su entrada positiva (+) con lo cual el contador llegaría a una cuenta de 638 al final de la conversión. En este caso, para tener una lectura correcta en los visualizadores, es necesario correr el punto decimal a la derecha del que corresponde a las decenas. Mediciones de tensión, resistencia y corriente El DVM se puede convertir en un multímetro (DMM). Por ejemplo para medir corrientes, se hace pasar la corriente desconocida a través de una resistencia fija de referencia para producir un voltaje. A los efectos de que esta resistencia no modifique prácticamente el circuito de medición, se la hace pasar por un amplificador operacional realimentado de tal forma que la fuente de corriente desconocida vea en la entrada del multímetro un cortocircuito virtual. Veamos el circuito básico para convertir corriente en tensión:

Para medir resistencia, se hace pasar por la resistencia a medir, una corriente fija de referencia (fuente de corriente constante). Esta corriente conocida, convierte la resistencia desconocida en una tensión eléctrica que luego es convertida a digital.

I=cte

Vo=-.Rx.I

Vi v≈0 V

+ -

Vio = -Rr. Ii Ii

Rr

Rx



26

En ambos casos, medición de corrientes y resistencias, previo a la conversión A/D, se puede colocar un amplificador o atenuador para obtener distintas escalas de medición. Mediciones de voltajes de CA Los voltajes de CA se pueden medir en este DVM, previa su conversión a un voltaje de CC. En estos casos la conversión de CA a CC no resulta conveniente realizarla con rectificadores no controlados, debido a los errores provocados por las caídas de tensión en los diodos (especialmente para mediciones de pequeñas señales). Una solución, es recurrir a los denominados “rectificadores de presición de onda completa”. Tenemos varios circuitos denominados “convertidores de ca a cc” o también llamados “circuito de valor medio absoluto” (MAV). El MAV de una onda de voltaje, sea senoidal, triangular o cuadrada, es aproximadamente igual a su valor medio cuadrática (MAV) o valor eficaz. Por lo tanto, un circuito de bajo costo MAV puede utilizarse como sustituto de un circuito de calculo de verdadero valor eficaz que es mucho mas caro. Veamos a continuación un circuito MAV realizado con amplificadores operacionales:

En este circuito, cuando la tensión de entrada “Vi” es positiva, el diodo D2 esta polarizado en directo y D1 en inverso. Por R1 circula una corriente I1=Vi/R1 y lo hace también por R2. Como R1=R2=R (AO1 actúa como inversor realimentado), entonces en el punto”A”, la tensión vale “-Vi”. Por otra parte, el AO2 actúa como “sumador inversor” con señales que ingresan por R3 y R4 que valen “+Vi” y “-Vi” respectivamente. La tensión a la salida de AO2 vale: Vo= - ( (R5/R4).Vi + (R5/R3).(-Vi)) = - (Vi + 2.(-Vi)) = +Vi (salida para Vi positivo) Cuando Vi es negativa, el diodo D2 no conduce y el diodo D1 conduce, dado que aparece una tensión positiva a la salida de AO1 (+0,7 volt). Esto sucede así aun con una muy pequeña amplitud de la tensión de entrada, dada la gran ganancia de amplificador operacional. En este caso, la tensión del punto “A” vale cero volt por estar D2 bloqueado. La tensión de salida de AO2 vale: Vo= - ( (R5/R4).(-Vi) + (R5/R3).(0)) = - R5/R4.(-Vi) = +Vi (salida para Vi negativo)

A



27

Como vemos, en ambos casos, Vi positiva o negativa, la tensión de salida resulta siempre positiva. Sin el capacitor “C”, tenemos a la salida de AO2 la señal de entrada rectificada en onda completa, con exactitud y sin perdida de señal, como seria el caso de utilizar los rectificadores con diodos.

Si le añadimos un capacitor de alto valor y de bajas fugas (10 µF de tantalio), el circuito actúa como integrador, haciendo que Vo sea el valor promedio rectificado de Vi. Para DVM de presición, se utilizan circuitos que convierten el valor rms de una señal alterna pura u otra, a un valor de CC (el circuito es mas complejo). Por ejemplo el circuito integrado AD536A de Analog Devices, realiza la conversión de rms a corriente directa verdadera. Nota sobre la excitación de los indicadores numéricos de 7 segmentos En el diagrama en bloques presentado para el voltímetro digital, donde se observa un decodificador BCD/7 segmentos para cada indicador numérico, la cantidad de hilos de conexión, hace costoso y compleja, cuando debe realizarse. Una forma de reducir el número de hilos de conexión tanto en las técnicas de sistemas realizados con circuitos de mediana integración como en los de alta integración, consiste en utilizar la múltiplex acción para la alimentación de los indicadores numéricos. El multiplexado para el encendido de los paneles numéricos, se basa en utilizar un único convertidor BCD/7 segmentos para el mando simultaneo de todos los segmentos de las distintas décadas del contador, pero excitando únicamente un solo digito durante un corto intervalo de tiempo, y produciendo una rotación en el encendido de las sucesivas décadas, con suficiente velocidad para que no sea perceptible el parpadeo. En este caso la entrada de información del convertidor BCD/7 segmentos debe irse conmutando sincrónicamente con la excitación de cada digito, para obtener la indicación numérica deseada. Con una frecuencia de encendido de 1 KHZ, es suficiente para eliminar el parpadeo. El siguiente esquema, muestra el diagrama en bloques de un sistema de excitación de indicadores numéricos de cátodo común, con un solo decodificador BCD/7 segmentos.

Vi

t

t

Vo

Vo con capacitor

Vo sin capacitor



28

El esquema anterior muestra el esquema en bloques de un sistema de multiplexado para indicadores numéricos Con LED de cátodo común. Consta de un oscilador que fija la frecuencia del encendido secuencial de los indicadores. Un contador cargado por dicho oscilador permite el direccionamiento de la década iluminada en cada instante, por medio del decodificador de 1 a N líneas, y al mismo tiempo constituye la dirección de la selección de los datos correspondiente al digito iluminado, utilizando para esto ultimo un multiplexor paralelo de cuatro bits. Para el caso de nuestro voltímetro digital de tres dígitos, solo necesitaríamos un contador de tres bits, un decodificador de tres líneas y un multiplexor paralelo de cuatro bits de entrada, con tres salidas. Como ejemplo de una aplicación de excitación con indicadores numéricos a 7 segmentos con multiplexado,

Oscilador

Contador 4 bits

D1 D2 DN

Entrada de datos

Multiplexor de datos

Decodificador

BCD/7Seg.

Decodificador de 1 a N líneas (Selec. display) N 2 1

1 2 N



29

vamos a mostrar el diagrama lógico y de bloques simplificado de un CI de alta densidad de integración como el MM74C923 de la firma Nacional.

Este integrado, consta de un contador de cuatro dígitos, un registro de almacenamiento interno, siete salidas por transistores NPN que proporcionan hasta 80 mA para cada segmento de los visualizadores, y un circuito interno para multiplexar los cuatro visualizadores. La multiplexación se hace por medio de un oscilador interno. El circuito dispone de una entrada reloj (12) para el contador, de tal forma que este avanza con cada flanco negativo en dicha entrada. Asimismo, consta de una entrada de iniciación (13) que cuando se pone a nivel alto, el contador pasa a cero y la salida de acarreo (14) pasa a nivel bajo. Para el control del registro de almacenamiento interno, formado por cuatro basculas por década del contador, dispone de una entrada de validación (5) que cuando se produce una transición de nivel bajo a alto, el numero almacenado en el contador pasa al registro. La entrada de selección de digito (6), cuando esté a nivel alto, se mostrará el número en el contador; cuando este a nivel bajo, se seleccionará el número que se halla en el registro de almacenamiento. El multiplexor, genera cuatro salidas internas y cuatro externas A, B, C, y D. Las internas se utilizan para realizar el multiplexado sobre las salidas de las básculas hacia el decodificador BCB/7 seg. El grupo de cuatro básculas seleccionadas se conecta a las cuatro salidas comunes, mientras el resto de las básculas permanece con alta impedancia de salida (control triestado). Las salidas externas A(7), B(8), C(10) y D(11), son las encargadas de seleccionar a cada visualizadores, en sincronismo con el correspondiente dato BCD convertido a 7 seg. La excitación de los segmentos (LED o LCD) se realiza a través de las salidas externas a(15), b(16), c(17), d(1), e(2), f(3) y g(4).La próxima figura, muestra el conexionado básico de los terminales de excitación de los visualizadores:

÷ 10

÷ 6

÷ 10

÷ 10

LATCH 4 BIT

LATCH 4 BIT

LATCH 4 BIT

LATCH 4 BIT

4 4 4 4

Decodificador BCD / 7 Seg.

y exitador

MULTIPLEXOR Oscilador

interno

74C927

Inicio R(13)

Arrastre CO(14)

A (7) B (8) C (10) D (11) Masa(9)

A B C D

(15) a

(16) b

(17) c

(1) d

(2) e

(3) f

(4) g

Vcc (18)

Reloj (12)

Selección `DS(6) Latch (5)



30

Como característica notable de este circuito podemos decir que la tensión de alimentación puede ser de 3 a 6 volt (TTL) y el margen de ruido es de 1 volt. Respecto al contador, esta formado por tres décadas y una éxada, de forma tal que el segundo digito más significativo divide por seis. Una aplicación de este integrado, tomado como ejemplo de la multiplexación de las salidas, es en los temporizadores para visualizar los tiempos transcurridos, permitiéndonos contar décimas de segundo, segundos y minutos, si utilizamos un reloj externo de 10 HZ. Para finalizar el tema respecto al voltímetro digital, podemos decir que el avance que ha tenido la microelectrónica, en estos últimos años, ha permitido disponer prácticamente en un solo chips, todos los bloques funcionales de un voltímetro digital (convertidor A/D mas excitador display) a precios muy accesibles. ADQUISICION DE DATOS CON LOS CONVERTIDORES A / D Como lo hemos dicho al principio del tema de los convertidores D/A y ADC, existen muchas aplicaciones donde los datos analógicos se deben “digitalizar” para transferirlos a la memoria de una computadora. Este proceso, mediante el cual la computadora adquiere estos datos analógicos digitalizados, se denomina “adquisición de datos” y la electrónica que lo realiza, se denomina en la jerga de la computación, “placa de adquisición de datos”. Esta placa, tiene todos los componentes necesarios para realizar la conversión A/D, como así también de los amplificadores o atenuadores para adaptación de la señal de entrada a las distintas resoluciones. El control de esta placa se realiza a través de la computadora mediante un programa específico. La adquisición de datos se realiza como ya lo hemos mencionado, tomando muestras de la señal analógica (muestreo) a intervalos de tiempo menores a la máxima frecuencia contenida en esta señal (teorema del muestreo de Nyquist). La computadora puede hacer varios procesos con los datos adquiridos, dependiendo de la aplicación. Por ejemplo en una aplicación de almacenamiento de una grabación digital de audio, video o un osciloscopio digital, la microcomputadora interna guarda

74C927

R

A B C D

a

b

c

d

e

f

g



31

los datos en una memoria para luego, tiempo después transferirlos a un DAC y reproducirlo nuevamente como señal analógica. En una aplicación de control de procesos, la computadora examina los datos o realiza un determinado algoritmo de control, para posteriormente determinar que salidas de control debe generar. Veamos el diagrama simplificado de este procedimiento:

La figura anterior muestra como la microcomputadora, mediante un programa especial para ese fin, se conecta con el ADC tipo rampa digital, para adquirir los datos digitales de la representación de la tensión analógica Vi. La computadora genera los pulsos de

Vi(analogica)

ADC de rampa

digital 8 bits

MICROCOMPUTADORA

Datos 8 bits

Inicio

____ FDC

Vo Inicio ____ FDC

t

Vi

to t1 t2 t3 t4 00001000 00000101 00000011 00000011 dato1 dato2 dato3 dato4

Vi (señal analógica)

Vo (tensión a la salida del DAC interno del ADC

Datos que se van cargando en la memoria de la computadora

Reloj



32

“inicio” para iniciar una nueva conversión A/D. La señal negada FDC ( fin de conversión), generada por el convertidor, es monitoreada por la computadora, para determinar el momento que finaliza la conversión, para posteriormente transferir el resultado digital, a la memoria de la computadora. En el dibujo se observa la señal Vi (línea continua), la tensión en escalera Vo del DAC interno, que comienza a incrementarse cuando se da la orden de inicio. Cuando Vo iguala y supera a Vi, se completa la conversión pasando la señal ‘FDC a un valor bajo. El valor del contador interno del ADC se transfiere a la salida (bus de datos) y la computadora mediante una instrucción del programa, lo guarda en su memoria. Nuevamente genera otra señal de “inicio”, para repetir el procedimiento comentado. Si posteriormente quisiéramos reconstruir la señal digitalizada, la computadora, mediante otro “programa especial” transfiere los datos guardados a un DAC en el mismo orden con que fueron tomados y con el mismo intervalo de tiempo. La salida del DAC presentara una señal escalonada, haciéndola pasar por un filtro RC pasabajo se puede obtener la forma de onda original.

Como ejemplo practico y real de la conexión entre un convertidor A/D y el microprocesador de una computadora, presentaremos al CI ADC084. Este circuito integrado, comercializado por varios fabricantes, es un CI CMOS de 20 terminales y realiza la conversión analógica a digital usando el método de aproximaciones sucesivas. Este CI ha sido diseñado para que pueda ser interconectado fácilmente a un bus de datos de un microprocesador, por lo que la salida de datos digitales es triestado de 8 bits. Por

Vi Señal analógica a digitalizar y guardar en memoria de la

computadora

V

t

Reproducción señal digitalizada

Reproducción señal

digitalizada y filtrada

t



33

esta razón, los nombres de algunas de las entradas y salidas, se basan en funciones que son comunes a sistemas soportados con microprocesadores. Veamos primero el CI con los nombres y ubicación de los terminales:

Similar al ADC 0808 ya estudiado, tiene dos entradas analógicas, VENT(+)(6) y VENT(-)(7), que permiten tener “entradas diferenciales”. De esta forma, la entrada analógica real, resulta de la diferencia en los voltajes aplicados a estos terminales: VENT = VENT(+) - VENT(-) Cuando realizamos conversiones con una sola tensión, esta se aplica a VENT(+) y VENT(-) se conecta a la “tierra analógica” GNDanalogica(8). Durante la operación normal, el convertidor utiliza Vcc= +5 V como voltaje de referencia y la entrada analógica puede variar de 0 a 5 V a limite de escala. El voltaje analógico de entrada es convertido a una salida digital de 8 bits de tipo triestado. Con 8 bits, la resolución resulta: Resolución absoluta = 5 V / 255 = 19,6 mV. Para el funcionamiento del registro de aproximaciones sucesivas, el CI tiene un oscilador interno que produce una frecuencia dada por la expresión: f = 1 / (1.1.R.C) Siendo R y C componentes conectados en serie, a los terminales externos CLK out(19), CLK IN(4) y GNDdigital(10). También es posible usar un reloj externo, conectado al Terminal CLK IN(10).

VENT(+) (6)

VENT(-) (7)

GND(analogica) (8)

Vref/2 (9)

CLK(out) (19)

CLK(int) (4)

___ CS (1) __ RD (2) __ WR (3)

(10)

(11) D7

(12) D6

(13) D5

(14) D4

(15) D3

(16) D2

(17) D1

(18) D0

____ (5)INTR

Salidas digitales

GND(digital)

Vcc(+5V) (20)

CAS ADC0804

8-bits



34

Para R = 10 KΩ y C = 150 pF resulta f = 606 KHZ: con este valor de frecuencia, el tiempo de conversión es de 100µseg. aprox. Presenta además conexiones a tierra separadas para los voltajes digitales y analógicos. El Terminal (8) es la tierra analógica que esta conectado al punto de referencia común del circuito analógico el cual se esta generando el voltaje analógico. El Terminal (10) es la tierra digital que usan todos los dispositivos digitales del sistema (tienen diferentes símbolos). La tierra digital es inherentemente “ruidosa” debido a los cambios rápidos de corriente que ocurren cuando los dispositivos digitales cambian de estado. Aunque no es necesario usar una tierra analógica separada, hacerlo asegura que el ruido de la tierra digital no cause conmutación prematura del comparador analógico interno del ADC. El Terminal ‘CS (selección del chips) debe estar en su estado activo BAJO (0) para que las entradas ‘RD y ‘WR tengan efecto. Con ‘CS en ALTO (1), las salidas digitales están en el estado de alta impedancia (Hi-Z) y no se puede llevar a cabo ninguna conversión. El Terminal ‘RD (leer) se utiliza para habilitar los búferes de salida digitales. Con ‘CS=’RD= 0, los terminales de salida digital (D7….D0) presentaran los niveles lógicos resultado de la ultima conversión A/D. Luego el microcomputador puede “leer”(buscar) este valor de dato digital convertido en el bus de datos del sistema. El Terminal ‘WR (escribir), en BAJO (0) se utiliza para dar inicio a una nueva conversión. Tiene esta denominación, (WRITE) dado que en una aplicación común del microcomputador, utiliza un pulso de WRITE (similar a escribir en una memoria) para iniciar la conversión. El Terminal ‘INTR pasa a ALTO (1) cuando se inicia la conversión y retornara a BAJO (0) para señalar el fin de la conversión. Tiene esta denominación, porque normalmente se conecta a la entrada de INTERRUPCION del microprocesador para llamar la atención de este último e indicarle que los datos convertidos están listos para su lectura. El Terminal Vref/2 es una entrada opcional que puede utilizarse para reducir el voltaje interno de referencia y por lo tanto cambiar el intervalo analógico de entrada que el convertidor puede manejar. Cuando esta entrada no esta conectada permanece en Vcc/2 ya que Vcc se esta usando como voltaje de referencia. Conectando un voltaje externo, la referencia interna cambia al doble de este valor y entonces el intervalo analógico de entrada cambia de igual forma. Vref/2 Intervalo analógico de voltaje (V) Resolución (mV) abierto 0—5 19,6 2,25 0—4,5 17,6 2,0 0—4 15,7 1,5 0—3 11,8

Veamos a continuación el conexionado principal de una “placa de adquisición de datos” respecto a las conexiones del conversor ADC y el microprocesador:



35

Fuente de alimentación +Vcc(5 V)

+ -

+Vref

VENT(+) Vcc

VENT(-)

GND(analog.)

Vref/2

CLK(out)

CLK(int)

___ CS __ RD __ WR GND(digit.)

D7

D6

D5

D4

D3

D2

D1

D0

____ INTR

Vi

10 KΩ

10 KΩ

R 10 KΩ

C 150 pF

1,5 V

0,5 V

Entrada analogica 0,5 – 3,5 V

D7 Vcc D6

D5

D4

D3

D2

D1

D0

____ INTR ___ RD ___ WR GND

Microprocesador Bus de datos

Logica de decodificacion

de direcc.

Inicio conversión

__ CS __ WR __ RD ____ INTR Línea

de datos

Hi-Z

Bus direcc

.

Fin Conversión

100 µseg.

Datos validos



36

La microcomputadora, mediante un programa dedicado, controla cuando debe tener lugar una conversión, generando las señales ‘CS y ‘WR. Luego adquiere los datos de salida del ADC generando las señales ‘CS y ‘RD, después de detectar una salida baja en ‘INTR, generada por el ADC, indicando fin de conversión. Esta señal baja provoca una interrupción al programa principal, pasando a ejecutar un subprograma que genera las señales indicadas ‘CS y ‘RD. Las formas de ondas de las señales que intervienen, muestran su actividad durante el proceso de adquisición de datos. En este caso vemos que ‘INTR pasa a alto cuando ‘CS y ‘WR son bajos, pero el proceso de conversión no se inicia hasta que ‘RW pase a alto. Asimismo, las líneas de datos de salida del ADC están en estado de alta impedancia hasta que la computadora activa ‘CS y ‘RD. En ese punto se habilitan los búferes de salida de datos conectándose eléctricamente al bus de datos del microprocesador. Las líneas de datos retornan al estado de alta impedancia cuando ‘CS o bien ‘RD retornan al estado alto. Los datos recibidos en el bus de datos, mediante una instrucción al efecto es guardado en la memoria del sistema, para luego ser procesado. En la aplicación presentada para este convertidor, la señal de entrada varía en un intervalo de 0,5 a 3,5 volt. Con el propósito de usar por completo la resolución de 8 bits, el A/D se debe acoplar a las especificaciones de las señales analógicas de entrada. En este caso, el rango límite de escala es de 3,0 V. Como la señal se desplaza en 0,5 volt de tierra, entonces para obtener un desplazamiento de este valor, se le aplica un voltaje similar en la entrada VENT(-) , estableciendo a 0,5 como valor de referencia de 0. El intervalo de 3,0 V se establece colocando una tensión de 1,5 V en Vref/2 que establece en 3 volt el intervalo analógico a convertir. De esta manera al valor real de la tensión analógica de 0,5 volt le corresponderá el valor binario 00000000 (00Hex) y al valor 3,5 volt el 11111111(FF Hex). La resolución será en este caso de 11,8 mV. Un aspecto importante para destacar, esta relacionado al “ruido” generado por el sistema digital. De allí la importancia de separar los caminos de las tierras analógicas de las digitales en la placa soporte, como así también establecer trayectorias de baja resistencia; de la misma manera, respecto a las trayectorias de las fuentes de alimentación que deben separarse y emplear muchos capacitores de desacoplamiento (típico 0,01 µF) muy cerca de cada conexión de la fuente y tierra. Microcontroladores con conversores A/D Algunos de dispositivos electrónicos de alta densidad de integración, denominados microcontroladores (microcomputadora en un solo chips prácticamente), que se utilizan para realizar controles incorporados al propio sistema, (hornos microondas, aires acondicionados etc.), disponen de módulos convertidores A/D. Por ejemplo el microcontrolador PIC 16F87X poseen un conversor A/D de 10 bits de salida (resolución) con 5 canales de entrada analógica. La resolución de cada bit es función de la tensión de referencia que se utilice. Resolución = [Vref(+) – Vref (-) ] /1024. La técnica usada para la conversión en estos microcontroladores es la de aproximaciones sucesivas. Para confeccionar el programa de aplicación del conversor A/D, solamente requiere la manipulación de cuatro registros (mediante instrucciones del programa afín); en dos de ellos se obtiene el valor convertido y los otros dos se utilizan para programar las entradas, y control del A/D.



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OSCILOSCOPIO DE ALMACENAMIENTO DIGITAL A continuación, como ejemplo final de las aplicaciones de los convertidores A/D y D/A, desarrollaremos los conceptos fundamentales en que están basados los osciloscopios de almacenamiento digital, abreviadamente denominados DSO.

Los osciloscopios digitales presentan muchas ventajas, respecto a los convencionales que miden en tiempo real y respecto a aquellos que memorizan la imagen de la forma de onda como cargas electrizas en pantallas recubiertas de fósforo (CSO)

S&H Amplificador vertical

Vext.

Vi

ADC Amplif. bufer

Circuitos de control con

microprocesadores

Señal externa de disparo

Disparo interno

Control base de tiempo

Reloj de muestreo

Contador de direcciones

DAC

Memoria

Contador base de tiempo

DAC

Almacenamiento datos digitalizados

Amplificador horizontal

Amplificador vertical

CRT

Bloque para visualización de datos

Adquisición de datos



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Los DSO pueden almacenar las formas de ondas durante un tiempo indefinido, dado que los datos digitalizados de las señales eléctricas que se quieren observar y medir, se almacenan en una memoria semiconductora (con Flip Flop); en un CSO, la imagen se degrada paulatinamente con el tiempo. Los DSO pueden, en algunos modelos colocar en cualquier parte de la pantalla CRT, la forma de onda y pueden cambiar sus escalas verticales y horizontales, para adaptarse a la medición. También es posible almacenar varias formas de ondas para luego imprimirlas en una impresora estándar. La figura anterior, nos muestra el diagrama en bloques simplificado de un DSO. La operación de control y sincronización, la realiza el bloque identificado como “circuitos de control, que dispone de un microprocesador que ejecuta un programa de control almacenado en una memoria ROM (de solo lectura). El subsistema que corresponde a la adquisición de datos, dispone de los circuitos de “muestreo, retención y ADC”, cuya misión es la de muestrear y digitalizar la señal de entrada. La frecuencia de muestreo se determina mediante “el reloj de muestreo” proveniente de los controles de base de tiempo hacia los circuitos de control. Los datos digitalizados se almacenan en la memoria. El bloque de control, se encarga de las “direcciones de almacenamiento” de tal forma que los datos sucesivos convertidos a digital de la señal de entrada, sean guardados en direcciones en direcciones de memoria sucesivas. Esto se realiza, mediante la actualización continua del “contador de direcciones” de la memoria. Cuando la memoria esta llena, el siguiente punto de datos del ADC se almacena en la primera localización de la memoria, escribiendo sobre el dato anterior y así sucesivamente. Este almacenamiento continua hasta que el bloque de “control recibe una señal de “disparo externo o interno“de la forma de onda de entrada. Cuando este se produce, el sistema detiene la adquisición de nuevos datos y cambia al modo de operación de visualización, en donde todos o partes de los datos de la memoria se visualizan de manera repetitiva en el tubo de rayos catódicos. Para la visualización, se usan dos DACs para proporcionar los voltajes de deflexión horizontal y vertical para el CRT. Los datos de la memoria producen la deflexión vertical del cañón de electrones, en tanto que el “contador de base de tiempo” (que cuenta la cantidad de muestras tomadas durante el tiempo de adquisición) proporciona la deflexión horizontal en forma de una señal de barrido escalonada (diente de sierra escalonado). El bloque de control sincroniza la operación de visualización incrementando el “contador de direcciones” de la memoria y el “contador de base de tiempo” simultáneamente, de modo que a cada escalón horizontal del cañón de electrones se acompaña un nuevo valor de datos de la memoria al DAC vertical Los contadores se reciclan de manera continua, de manera que los puntos de datos almacenados se vuelven a graficar en forma repetitiva en la pantalla. La visualización de la pantalla consta de puntos discretos que representan los diversos puntos de datos, pero el numero de datos por lo general es tan grande (1000 o mayor) que da la sensación visual de una forma de onda uniforme y continua. La operación de visualización de una señal memorizada termina cuando el operador oprime un botón del panel frontal del equipo que da la orden para iniciar un nuevo ciclo de adquisición de datos. Esta secuencia de operaciones del DSO se aplica por ejemplo en el audio digital. La señal captada por un micrófono (señal analógica) se digitaliza en un DAC, se almacena en cinta o disco magnético, disco óptico o memoria semiconductora, para luego reproducirlo en un parlante (señal analógica), previo paso por un DAC.

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA Apéndice 1- Introducción a las comunicaciones electrónicas -------------------------------------------------------------------------------------------------------


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LAS COMUNICACIONES ELECTRONICAS Introducción Las comunicaciones electrónicas, a partir del siglo XX, han posibilitado la intercomunicación, con mayor fluidez, entre los habitantes de las diversas poblaciones, ciudades, países, o continentes. Las comunicaciones electrónicas han permitido la difusión de la cultura y la información actualizada. Ejemplos de estos medios de comunicación lo tenemos en las transmisiones de radio AM, FM y la televisión por cable o aire. Como ejemplos de sistemas de comunicación para intercambio de informaciones y difusión, lo tenemos a través de la telefonía clásica, sistemas de Fax, telefonía celular, Internet. Con estos medios de comunicación electrónica han hecho posible el intercambio de todo tipo de información, posibilitando la evolución de la sabiduría en general, y con ello la posibilidad de difundir el bienestar sobre la raza humana. En general para cualquier medio o método de comunicación, tenemos tres procesos involucrados: la fuente de la información, el medio de transmisión y la fuente de recepción.

La fuente de información, alcanzan al conocimiento, la ciencia, las relaciones interpersonales o la realidad actual. La información se puede presentar en forma analógica (proporcional o continua) o en forma digital (discreta). Ejemplos de información analógica, tenemos la voz humana, la música, las imágenes de video o las señales provenientes de los transductores analógicos de variables físicas. Como ejemplos de información digital, tenemos a los números codificados en binario, los códigos alfanuméricos, los símbolos gráficos, los códigos operacionales de un microprocesador o microcontrolador o la información de una base de datos. En todos los casos, la información debe convertirse a energía electromagnética, previo a su propagación por un sistema de comunicaciones electrónicas. El diagrama en bloques simplificado de un sistema de comunicaciones electrónicas, entre dos estaciones, es el siguiente:

Fuente de información (Transmisor)

Destino de la información (Receptor)

Medio de transmisión

Fuente de información

primaria

Transmisor electrónico

Receptor electrónico

Destino de la información


Estación transmisora A Estación receptora B



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En este esquema de comunicación entre dos estaciones A y B, se observan los enlaces entre la fuente de información a comunicar, el transmisor, el medio de transmisión, el receptor y el destino de la información recibida (comunicación en una sola dirección). Básicamente el sistema de comunicaciones electrónicas comprende tres secciones primarias: el transmisor, el medio de transmisión y el receptor. En el transmisor, la información original de la fuente se convierte a una forma más apropiada (energía electromagnética) para su transmisión. El medio de transmisión (conductor metálico, fibra óptica o espacio libre) nos proporciona el medio de conexión entre el transmisor y el receptor. En el receptor, la información recibida (como ondas electromagnéticas) se convierte a su forma original y la transfiere a su destino. El siguiente esquema muestra un sistema de transmisión donde la información se transmite en ambas direcciones:

Comunicaciones de varias fuentes de información Cuando necesitamos transmitir informaciones de varias fuentes, con la misma banda de frecuencias originales, y sobre un medio de transmisión común, todas estas informaciones se deben combinar para formar una sola señal de información compuesta sencilla. El proceso de combinar las informaciones en una señal de información compuesta, se denomina “multicanalización o multiplexación”. Se utilizan dos técnicas para llevar a cabo la multiplexación, denominados múltiplex en el tiempo y múltiplex en frecuencia. La técnica “múltiplex en el tiempo” permite la transmisión de información digitalizada (que pueden ser señales de información analógicas codificadas en binario o señales de datos digitales binarios). La técnica “múltiplex en frecuencia” permite la transmisión directa de información analógica y también digital (radio digital). Mas adelante, analizaremos con más detalle éstas técnicas. Comunicaciones electrónicas analógicas y digitales Tenemos dos tipos básicos de comunicaciones electrónicas: analógicas y digitales. En los sistemas de comunicaciones analógicas la energía electromagnética se transmite y recibe en forma de una señal que varia continuamente en el tiempo. Como ejemplo de comunicaciones analógicas tenemos los sistemas actuales de radio comercial en amplitud modulada AM, frecuencia modulada FM y televisión analógica. En los sistemas de comunicación digital la energía electromagnética se transmite y recibe en forma digital con valores discretos binarios, como por ejemplo +5volt y +0 volt (masa).

Fuente de información

primaria

Transmisor Receptor Destino de la información

Receptor Transmisor Fuente de información

Destino de la información

Estación receptora B Estación transmisora A




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En un sistema de comunicaciones digital también pueden propagarse señales provenientes de fuentes analógicas. Para estos casos, las informaciones deben convertirse a una forma más apropiada, antes de la transmisión. Esta conversión se realiza en el transmisor, mediante un convertidor analógico/digital (A/D). De la misma forma, por un sistema de comunicaciones analógico pueden propagarse informaciones provenientes de fuentes digitales. Para ello, la información digital deberá “modular” adecuadamente, a una señal analógica, denominada “portadora”, previo a su propagación. Por ejemplo para una fuente digital que lleva información de música y voz como el caso de un disco compacto (CD), previo a su transmisión por un medio de comunicación analógico, como por ejemplo radiodifusión AM, FM, o PM, se convierte a analógico, mediante un conversor digital/analógico (D/A). Veamos a continuación los esquemas de bloques de ambos sistemas de comunicación, con la adecuación necesaria para transmitir señales de fuentes originales analógicas o digitales.

Los sistemas de comunicaciones analógicas fueron los primeros que se desarrollaron, dado los elementos tecnológicos disponibles en los inicios de las comunicaciones electrónicas. Con el avance tecnológico y en particular de los circuitos integrados programables en muy alta, ultra alta y giga escala de integración (VLSI, ULSI y GSI), los sistemas de comunicaciones digitales han tenido un desarrollo notable, reemplazando en muchas aplicaciones a los sistemas de comunicaciones analógicos.

Sistema analógico de comunicaciones

Modulador D/A

Demodulador A/D

Información digital transmitida

Información digital a transmitir

Sistema digital de comunicaciones

Convertidor A/D

Convertidor D/A

Información analógica transmitida

Información analógica a transmitir



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Breve historia de las comunicaciones electrónicas

1)- A mediados del siglo XIX el físico James Clark Maxwell enuncia que la electricidad y la luz viajan en forma de “ondas electromagnéticas” deduciendo una relación entre ambos fenómenos físicos. Augura que es posible la propagación de ondas electromagnéticas a través del espacio libre. 2)- En el año 1837, Samuel Morse desarrolla el primer sistema de comunicaciones usando la inducción electromagnética. Con esta técnica, logra transmitir por medio de un cable metálico, información en forma de puntos, guiones y espacio (código Morse). Le denomina a este invento, telégrafo. En 1844 se establece la primera de telégrafo entre Baltimore y Washington. El 1849 se inventó la primera impresora telegráfica de baja velocidad. En el año 1850 aparecen las primeras empresas comerciales con el propósito de enviar mensajes codificados por telégrafo, de una persona a otra. En el año 1860 aparecen las primeras impresoras de alta velocidad con 15 bit por segundo (15 bps).En el año 1874, Emile Baudot inventó un “multiplexor” (multicanalizador) telegráfico el cual permitía que se transmitieran señales de hasta seis diferentes maquinas telegráficas simultáneamente, a través de un solo cable. 3)- En el año 1876, el canadiense Alexander Gram. Bell y su asistente, Thomas A. Watson, transmitieron exitosamente una conversación humana a través de un sistema eléctrico, implementado con baterías eléctricas, cables metálicos y un rudimentario micrófono y auricular. Este invento, dio lugar al nacimiento de los sistemas telefónicos analógicos, utilizando como medio de transmisión, conductores metálicos. 4)- El científico alemán Heinrich Hertz, en el año 1888, logra radiar energía electromagnética utilizando una maquina que le denomina “oscilador”. De esta manera logra desarrollar con éste aparato, el primer transmisor de radio. Propaga radiofrecuencias entre 31 MHz y 1,25 GHz. Desarrolla además la primera antena transmisora, la cual con ciertas modificaciones, todavía se utiliza actualmente. 5)- En Francia, en el año 1892, E.Branly desarrolla el primer detector de radio. En el mismo año, el ruso A. S. Popoff logra grabar ondas de radio, generadas durante las descargas eléctricas atmosféricas. 6)- En 1894, el joven Italiano Guglielmo Marconi, logro las primeras comunicaciones electrónicas analógicas inalámbricas, cuando transmitió señales de radio a tres cuarto de milla por la atmósfera de la tierra atravesando la propiedad de su padre. Con el desarrollo de su invento, Marconi logra el año 1896 señales de radio hasta dos millas desde los barcos a tierra. En el año 1899 envió el primer mensaje inalámbrico por el canal de la mancha, desde Calé (Francia) hasta Dover (Inglaterra). En el año 1902 se envían las primeras señales de radio trasatlánticas enviadas desde Poldu (Inglaterra) a Newfoundland. 7) En el año 1908, Lee DeForest inventó el tubo de vacío tríodo permitiendo la primera amplificación practica de las señales electrónicas. Podemos decir, que a partir de este año comienza la era de los circuitos y sistemas electrónicos. 8) En el año 1920 comienzan las emisiones de radio comercial. En ese año inician sus transmisiones de radiofrecuencia en AM (amplitud modulada), las emisoras WWJ , en Detroit, Michigan y, KDKA en Pittsburg, Pennsylvana. 9) En el año 1933, el mayor Edwin Howard Armstrong inventó la frecuencia modulada (FM). En este mismo año la RCA anuncia un sistema de televisión desarrollado por Vladimir K. Zworykin con la técnica de exploración electrónica. 10) En el año 1936 comenzaron las primeras emisiones comerciales de radio en frecuencia modulada (FM).



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11) Como referencia, en el año 1940, los laboratorios Bell (EEUU) desarrollaron la primera computadora de uso especial, usando relevadores electromecánicos. Posteriormente, con la misma tecnología, se desarrolla la primera computadora de uso general. Esta ultima, desarrollada por la Universidad de Harvard y la Internacional Busines Machines Corporation (IBM) realizaba cálculos mediante una secuencia automática. En el año 1951, fue construida la computadora UNIVAC, por Corporation Remington Rand (ahora Sperry Rand), siendo la primera computadora electrónica (válvulas) producida masivamente. 12) En 1941, comenzó en Estados Unidos la emisión comercial de señales de televisión monocromática (blanco y negro). 13)- En el año 1948 fue inventado el transistor semiconductor en los laboratorios de teléfonos Bell, por William Shockley, Walter Brattain y John Bardeen. Comienza en este año la era de la electrónica del estado sólido. 14) En 1949, se iniciaron los experimentos de transmisión color en estados unidos y en 1953 se inician las primeras transmisiones comerciales con el sistema NTSC. 15) Con el desarrollo de la electrónica del estado sólido, mediante el transistor semiconductor, se inicia en la década de 1960, la era del circuito integrado, posibilitando los grandes y sorprendentes cambios tecnológicos y culturales de la sociedad actual. Aparecen durante esta década, los mini receptores de radio AM y FM 16) A principios de la década de 1970 aparecen en el mercado las primeras calculadoras electrónicas de mano, reemplazando a las clásicas “reglas de cálculo”. A finales de esta década, aparecen las primeras computadoras personales y televisores comerciales a color, a precios accesibles. 17) Durante la década de 1980 los desarrollos comerciales, industriales y de investigación, comienzan a aplicar en gran escala la electrónica digital programable (computadoras), reemplazando en muchas aplicaciones a los clásicos circuitos y sistemas electrónicos analógicos.

Conceptos de modulación y demodulación Cuando se convierte la “información” (audio, datos etc.) en señales eléctricas, para su posterior transmisión, estas suelen ser de bajas frecuencias. Desde un punto de vista práctico no resulta conveniente propagar energía electromagnética de baja frecuencia por la atmósfera de la tierra. En estos casos, como en las comunicaciones de radio, resulta necesario superponer la señal eléctrica de “ información”, de baja frecuencia, con una señal de frecuencia relativamente alta, que facilite su propagación, por el medio de transmisión. Por ejemplo en los sistemas de trasmisión analógicos por radiofrecuencia como AM y FM, la señal de la fuente de información (audio) “actúa” sobre una señal senoidal de frecuencia sencilla, modificando alguno de sus parámetros eléctricos. En AM (amplitud modulada), se actúa sobre la amplitud y en FM (frecuencia modulada) se actúa sobre la frecuencia. Esta modificación, variación o cambio, se le denomina “modulación”. En este caso, la señal de la información (de baja frecuencia) se le denomina “señal modulante”; la señal de frecuencia relativamente alta, se le denomina “señal portadora” y la señal resultante después de la modulación, “señal modulada”. La información “actúa” o “modula” sobre una señal de frecuencia sencilla y de valor mas alto en frecuencia (señal portadora). De alguna manera, podemos decir que la información se transporta por el medio de transmisión “montada” sobre la señal portadora, que presenta mejores parámetros eléctricos para su transmisión.



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Resumiendo, el proceso de “modulación” consiste en la modificación de la señal portadora en función de las características de la señal moduladora o modulante.

Fundamentalmente tenemos varias razones que hacen necesario la modulación en un sistema de comunicaciones electrónicas: 1)- Las señales de baja frecuencia que generan las fuentes de información son difíciles de transmitirlas como ondas de energía electromagnética por la atmósfera de la tierra, por la fuerte atenuación que sufren. 2)- En general, las distintas fuentes de informaciones ocupan la misma banda de frecuencias originales (banda base). Si estas informaciones son transmitidas en sus frecuencias originales, se interferirían, no siendo posible reconocer la información inteligente contenida en dichas señales, debido a la interferencia entre las señales transmitidas por las diferentes fuentes de información. Por ejemplo todas las estaciones transmisoras de radio FM comercial emiten información de voz y música con frecuencias originales o frecuencias de banda base comprendidas entre 0 y 10 KHz. Para que no se produzcan interferencias durante las transmisiones en el medio común de transmisión (la atmósfera), cada estación trasmisora traslada su información a una banda de frecuencia diferente (canal). Esto es posible, mediante la modulación de señales de diferentes frecuencias portadoras. 3)- A altas frecuencias se tiene mayor eficiencia en la transmisión, de acuerdo al medio que se emplee. 4)- Se aprovecha mejor el espectro electromagnético, ya que permite la multiplexación por frecuencias. 5) En caso de transmisión inalámbrica, las antenas tienen medidas más razonables. En resumen, la modulación permite aprovechar mejor el canal de comunicación ya que posibilita transmitir más información en forma simultánea por un mismo canal y/o proteger la información de posibles interferencias y ruidos. La acción de modular, se lleva a cabo en la estación transmisora de la información. En la estación receptora, se lleva a cabo el proceso inverso a la modulación, o sea partiendo de los cambios que se le efectuaron a la señal portadora, durante la modulación (denominada ahora señal modulada), se rescata la “información transmitida”. Este proceso inverso, se le denomina “demodulacion”. La modulación se lleva a cabo en el transmisor, mediante un circuito electrónico. La demodulacion se lleva a cabo en el receptor, también mediante un circuito electrónico.

Equipo transmisor Circuito electrónico

modulador

Señal modulante de baja frecuencia (Información)

Señal portadora (Alta frecuencia)

Señal modulada de alta Frecuencia a transmitir



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Concepto de banda base Se define la banda base como el conjunto de frecuencias que componen una señal de información que no sufren ningún proceso de modulación a la salida de la fuente que las origina, es decir son señales de información con su/s frecuencia/s original/es. Por ejemplo la banda base de un sistema de comunicaciones telefónico sencillo es una señal de información de audio, restringida a un ancho de banda en frecuencias de 3 Khz. La banda base de un sistema de radiocomunicación en AM (amplitud modulada) tiene una señal de información de audio con un ancho de banda de 5 Khz. La banda base en FM (frecuencia modulada) es información de audio con un ancho de banda de 10 Khz. En transmisiones de informaciones telefónicas o datos se suele especificar la expresión de “señal de banda base compuesta”, definiéndola como una señal de información total (señal compuesta), como por ejemplo varios cientos de informaciones telefónicas que son transmitidas por un sistema de comunicaciones. Las señales de banda base se convierten a partir de su banda de frecuencia original a una banda de frecuencia más adecuada para su trasmisión a través del sistema de comunicaciones. Las señales de banda base se convierten en una banda de frecuencia alta en el transmisor y se convierten en una banda de frecuencias bajas en el receptor. La traslación de frecuencia es el proceso de conversión de una frecuencia sencilla o una banda de frecuencias a otra ubicación en el espectro de la frecuencia total. La señal de transmisión en los sistemas de comunicaciones Las señales de transmisión (portadora modulada) pueden ser pulsos modulados o señales analógicas moduladas con características senoidales. Para la transmisión de pulsos, existen varias técnicas de modulación que permiten incorporar la información sobre los pulsos transmitidos. Las técnicas utilizadas son: Modulación de pulsos en amplitud (PAM). Modulación de pulsos en duración (PDM). Modulación de pulsos en posición (PPM) y modulación de pulsos codificados. Más adelante analizaremos con más detalle estas técnicas de modulación por pulsos. Las señales de transmisión analógicas, como en el caso de las radiocomunicaciones, la señal portadora se genera en el equipo transmisor (circuitos osciladores) como una señal eléctrica analógica, como una función senoidal. Esta señal portadora, al modularse en el circuito modulador por la señal de información (señal modulante), se irradia a través de una antena (al espacio exterior), como una onda electromagnética “de radiofrecuencia”. La señal portadora generada en el transmisor se presenta como una función eléctrica de la variable “tiempo” de la siguiente forma: v(t) = Vm. Sen (2Π.f.t + θ) Vm: máxima amplitud de la señal portadora f: frecuencia de transmisión de la señal portadora. θ: fase de la señal portadora para t= 0. Analizando esta señal portadora, podemos modificar (modular) con la señal de información (señal modulante) la amplitud máxima “Vm”, la frecuencia “f”, y el ángulo de fase “θ”.

Equipo receptor Circuito electrónico

demodulador

Señal demodulada de baja frecuencia (información)

Señal de referencia de portadora para algunos métodos de trasmisión

Señal modulada de alta frecuencia transmitida



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Si la amplitud máxima Vm de la señal modulada varia en forma proporcional a la amplitud de la señal de la información, decimos entonces que estamos modulando en “amplitud”, Abreviadamente este tipo de modulación se la designa con “AM”. Si la frecuencia de la señal modulada varía proporcionalmente a la amplitud de la señal de información decimos entonces que estamos modulando en frecuencia, designándola abreviadamente con “FM”. Por último si modificamos la fase instantánea “θ” de la señal portadora proporcionalmente a la amplitud de la señal de la información, decimos que estamos modulando en fase, abreviadamente designada con “PM”. Canal de transmisión En los sistemas de comunicaciones, la palabra canal suele definir al medio de transmisión o a una banda especifica de frecuencias distribuidas, para un servicio de trasmisión en particular. Cuando la utilizamos para definir el medio de transmisión, nos referimos a la atmósfera, vacío, par de conductores metálicos, fibras ópticas. Cuando utilizamos la palabra canal para especificar una banda especifica de frecuencias, nos referimos por ejemplo, al “canal telefónico”, que consiste en una banda de frecuencias estándar de audio con un ancho de 3 Khz. Cuando describimos un canal de radiodifusión, nos estamos refiriendo a una banda de frecuencias usadas para propagar señales de radiofrecuencias. Por ejemplo, un canal sencillo de radiodiodifusion comercial en FM, difunde información de audio (voz y música) con un ancho de banda restringido 10 Khz. Al modular su señal portadora (por ejemplo 99,1 Mhz) en frecuencia modulada, ocupa un ancho de banda de frecuencias de 200 Khz. (entre 99 y 99,2 Mhz), dentro de la banda total asignada, para este tipo de comunicación, de 88 a108 Mhz. Las transmisiones de radiodifusión comercial en AM (onda larga) tienen asignado una banda de transmisión entre 535 Khz. y 1605 Khz. Este tipo de radiodifusión, transmite información de audio (voz y música) con un ancho de banda restringido a 5 Khz. Cuando se modula en AM (amplitud modulada) la transmisión ocupa un canal de transmisión con un ancho de banda de 10 Khz., alrededor de la frecuencia central de la portadora. Por ejemplo una transmisión en AM con una señal de portadora de 1020 Khz., ocupa un canal de transmisión con un ancho de banda de 10 Khz., comprendido entre 1015 Khz. y 1025 Khz. Veamos a continuación un diagrama en bloques de un sistema de comunicaciones con modulación de la señal portadora:

Transmisiones en banda base El proceso de modulación, donde la información de baja frecuencia modifica los parámetros eléctricos de una señal de alta frecuencia, no siempre se aplica en todos los sistemas de comunicaciones. Por ejemplo el sistemas telefónicos clásicos analógicos (restringidos en distancia), la señal de audio se transmite por el medio de transmisión

Señal modulante (fuente de

información)

Modulador electrónico

Amplificador

Información recibida


Estación transmisora Estación receptora

Señal portadora

Demodulador

Ruido del sistema



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(conductores metálicos) en su banda base. De la misma forma, en las transmisiones de datos digitales entre computadoras cercanas, las señales codificadas, con diferentes códigos (ceros y unos eléctricos), se transmiten en banda base. Ancho de banda y capacidad de información Todo sistema de comunicaciones requiere de un ancho de banda mínimo (rango de frecuencias transmitidas) requerido para propagar la información contenida en la señal portadora modulada. Este ancho de banda debe ser lo suficientemente grande (ancho en frecuencias transmitidas) para que puedan pasar todas las frecuencias significativas de la información. Por ejemplo, necesitamos un ancho de banda mínimo B = 3 Khz para transmitir señales telefónicas analógicas con calidad de voz. Necesitamos un ancho de banda B=200 Khz. en el canal de transmisión de radiodifusión comercial FM, para transmitir información de voz y música de alta calidad, con un ancho de “banda base” para la señal de información de 10 Khz. Para transmisión de radiodifusión AM comercial, con un ancho de “banda base” de la señal de información de 5 Khz (voz y música), necesitamos un ancho de banda en el canal de radiodifusión de 10 Khz. Para las transmisiones de aire de la televisión comercial, se necesita un ancho de banda del canal de transmisión de 6 Mhz La capacidad de información es una medida de cuanta información de la fuente puede transportarse por un medio de comunicación, en un periodo dado de tiempo. Este valor de capacidad, resulta proporcional al ancho de banda del medio de comunicación, y al tiempo (Ley de Hartley) I = f (B, t) Donde “I” es la cantidad de información transmitida, “B” es el ancho de banda del canal de transmisión y “t” el tiempo transcurrido. El espectro electromagnético

Designación de las bandas de frecuencias

10 Hz 100Hz 1Khz 10Khz 100 Khz 1Mhz 10Mhz 102Mhz 103Mhz 104Mhz 105Mhz

2

1 : frecuencia en Hz, Khz, Mhz

1

2 : longitud de onda en mts.

Audio frecuencias LF MF HF VHF UHF SHF EHF

106Mhz 107Mhz 108Mhz 109Mhz 1010Mhz 1011Mhz 1012Mhz 1013Mhz 1014Mhz 1015Mhz

3.10-4 3.10-5 3.10-6 3.10-7 3.10-8 3.10-9 3.10-10 3.10-11 3.10-12 3.10-13

1

2

Infrarrojo Ultravioleta

Zona de luz visible

Rayos X Rayos gamma

Rayos cósmicos

Banda de radiofrecuencias

Banda de fibras ópticas

3.107 3.106 3.105 3.104 3.103 3.102 3.101 3 3.10-1 3.10-2 3.10-3



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El intercambio de informaciones entre dos estaciones que actúan como transmisor y receptor o viceversa, se logra convirtiendo estas informaciones originales en energía electromagnética para luego transmitirla a través del medio de comunicación, y en su destino volverla a convertir a su forma original. La energía electromagnética puede propagarse en varios modos: como un voltaje o una corriente a través de un cable metálico, como ondas de radio electromagnética emitidas al espacio libre o como ondas de luz a través de fibras ópticas. La energía electromagnética se distribuye a través de un rango de frecuencias prácticamente infinito, desde algunos Hertz (ondas subsónicas) hasta valores por arriba de los 1016 Mhz (rayos cósmicos). En las frecuencias de transmisión por radiofrecuencias se suele también utilizar para identificar las bandas de transmisión, la “longitud de onda” o sea el periodo de repetición de la onda electromagnética. La longitud de onda resulta inversamente proporcional a la frecuencia y directamente proporcional a la velocidad de la luz. λ = c/f = velocidad de la luz / frecuencia c= 300.000 Km/seg. = 3x108 metros/segundos (para el espacio exterior). Si la frecuencia de transmisión es f= 100 Mhz (108 Hz) la longitud de onda resulta: λ= c/f = 3x108 metros/segundos / 108 Hz = 3 metros. Designación de las frecuencias de transmisión Con la finalidad de lograr comunicaciones eficientes y libres de interferencias, el espectro total de las frecuencias electromagnéticas se las ha dividido en subsectores o bandas. A cada banda se le asigna un nombre y tiene definido sus límites de frecuencia. Mediante tratados internacionales, a través de las Convenciones internacionales de Telecomunicaciones, se asignan las frecuencias exactas de los transmisores que funcionan en los diversos tipos de servicios. Estas asignaciones de frecuencia, se actualizan constantemente, a medida que se mejoran y aparecen nuevas tecnologías electrónicas relacionadas a las comunicaciones. El espectro total utilizable de radiofrecuencias se lo divide en bandas de frecuencias, las cuales se le asignan números y nombres descriptivos. El “Comité Consultivo Internacional de Radio” (CCIR) las asigno de la siguiente manera: Numero de banda Rango de frecuencia Designaciones

2 30 – 300 Hz ELF (frecuencias extremadamente bajas) 3 0,3 – 3 Khz VF ( frecuencias de voz) 4 3 – 30 Khz VLF ( frecuencias muy bajas) 5 30 – 300 Khz LF (frecuencias bajas ) 6 300 – 3 Mhz MF ( frecuencias medias ) 7 3 – 30 Mhz HF ( frecuencias altas ) 8 30 – 300 Mhz VHF ( frecuencias muy altas ) 9 0,3 – 3 Ghz UHF ( frecuencias ultra altas ) 10 3 – 30 Ghz SHF ( frecuencias superaltas ) 11 30 – 300 Ghz EHF ( frecuencias extremadamente altas ) 12 0,3 – 3 Thz Luz infrarroja 13 3 – 30 Thz Luz infrarroja 14 30 – 300 Thz Luz infrarroja 15 0,3 – 3 Phz Luz visible 16 3 – 30 Phz Luz ultravioleta 17 30 – 300 Phz Rayos-X 18 0,3 – 3 Ehz Rayos gamma 19 3- 30 Ehz Rayos cósmicos



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Donde: 100 = 1 Hertz (Hz) 103 Hz = 1 kilohertz (Khz) 106 Hz = 1 Megahertz (Mhz) 109 Hz = 1 Gigahertz (Ghz) 1012 Hz = 1 Terahertz (Thz) 1015 Hz = 1 Petahertz (Phz) 1018 Hz = 1 Exahertz (Ehz) Varias de estas bandas a su vez se dividen en diversos tipos de servicios radiodifusión comercial, Televisión comercial, búsqueda a bordo de un barco (socorro y llamada), microondas, búsqueda móvil basada en tierra, aproximación de aeronaves, teléfono móvil, etc. Por ejemplo, Una radiodifusora comercial en AM que transmite con una frecuencia de portadora 1020 Khz., ocupa el espectro electromagnético entre las frecuencias 1025 Khz. y 1015 Khz.; este tipo de radiodifusión AM y en frecuencias medias, tienen asignada una banda de transmisión entre 535 Khz y 1605 Khz. Una radiodifusora comercial en FM, con una frecuencia de portadora de 99,1 Mhz ocupa el espectro electromagnético entre las frecuencias 99,0 Khz. y 99,2 Khz. Para este tipo de radiodifusión comercial en FM, en frecuentas muy altas, tienen asignada la banda entre 88 y 108 Mhz. Los canales para televisión comercial por aire, tienen asignadas las siguientes bandas: 54 a 72 Mhz (para los canales 2, 3 y 4). 76 a 88 Mhz (para los canales 5 y 6). 174 a 216 Mhz (para los canales 7, 8, 9, 10, 11, 12 y 13); cada canal de TV ocupa durante su transmisión, un ancho de banda del espectro electromagnético de 6 MHz

Modos de transmisión

De acuerdo a las direcciones de transmisión de las informaciones entre dos o más estaciones, los sistemas de comunicaciones suelen clasificarse en “modos de transmisión”. Veremos a continuación las denominaciones que suelen darles a estos modos de transmisión: Modo Simple (SX): Las operaciones en modo simples se dan cuando las transmisiones ocurren en un solo sentido. Se las suele llamar operaciones en un solo sentido: desde el transmisor al receptor. Ejemplos para este modo de comunicaciones, lo tenemos en la radiodifusión comercial o la televisión. La estación transmisora de radio o televisión siempre transmite y los usuarios siempre reciben.

Modo Half-duplex (HDX) : En este modo, las transmisiones pueden ocurrir en ambas direcciones, pero no al mismo tiempo. Este modo también suele llamársele “transmisión con alternativa en ambos sentidos” o de “cambio y fuera”. En este caso, las estaciones de comunicaciones actúan como transmisor y receptor. Normalmente cuando están encendidos estos equipos actúan como receptores; pulsando un botón, pasan al modo de transmisor. En este caso los operadores deben coordinarse entre ellos de manera tal que cuando uno de los equipos actúa como transmisor el otro debe actuar como receptor; caso contrario, las comunicaciones no se pueden realizar; ambos equipos transmiten con la misma frecuencia de portadora Ejemplos de este modo de transmisión, lo tenemos en los

Transmisor

Receptor



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equipos de radio de banda civil, policía, empresas eléctricas, etc. Para distancias cortas, no más de 100 Km, se transmite en frecuencia modulada (FM). Para distancias mas largas (1000 Km aprox.) suelen utilizarse equipos modulados en AM con banda lateral suprimida (BLU).

Full-duplex (FDX): En este modo, las transmisiones pueden ocurrir en ambas direcciones al mismo tiempo. Se los suele llamar a estos equipos “líneas simultaneas de doble sentido, duplex o de ambos sentidos”. Las estaciones de comunicaciones pueden transmitir y recibir al mismo tiempo. Para lograr la simultaneidad de trasmisión y recepción simultáneamente los equipos de radiocomunicaciones, transmiten y reciben con diferente frecuencia de portadora. En este caso el equipo 1 transmite con una frecuencia de portadora fo1 y en el equipo 2, el receptor esta sintonizado para recibir a la frecuencia fo1; de la misma forma, el equipo 2 transmite en la frecuencia fo2 y el equipo 1 recibe en esa misma frecuencia. Ejemplos de este modo de transmisión lo tenemos en el sistema telefónico estándar y los equipos BLU para transmisión en líneas de alta tensión (sistema de onda portadora) información de voz y datos.

Full/full-duplex (F/FDX) : Con este modo de transmisión es posible transmitir y recibir no solamente con una sola estación, sino que tan bien lo puede hacer (transmitir y recibir) con una tercera estación, al mismo tiempo. Este tipo de transmisión, se utiliza extensamente en los circuitos de comunicaciones de datos. También se lo utiliza en estaciones repetidoras de FM, banda ciudadana Para este modo de transmisión por radiofrecuencias las frecuencias portadoras en las diferentes estaciones, no son iguales.

fo11

Transmisor

Receptor

Receptor Transmisor

Transmisor

Receptor

Estación 1 Estación 2 Estación 3

fo21

fo12 fo31

fo01 fo22 fo41

fo32

Transmisor

Receptor

Receptor

Transmisor fo2

Equipo 1

fo: frecuencia de portadora

fo1 ≠ fo2

Equipo 2

Transmisor

Receptor

Receptor

Transmisor fo2

Equipo 1

fo: frecuencia de portadora

fo1 = fo2

fo1 Equipo 2



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Los métodos de modulación empleados en las comunicaciones Tenemos diferentes métodos de modulación en función del tipo de información, medio de transmisión y tipo de señal portadora. Para las transmisiones de informaciones analógicas de voz, música o video (a través del espacio exterior, guías de onda o cables coaxiales), por medio de ondas electromagnéticas (radiocomunicaciones), se emplean las modulaciones AM, FM y PM. Para las transmisiones de informaciones digitales de datos entre sistemas digitales o información analógica convertida a digital, (a través del espacio exterior, guías de onda o cables coaxiales), por medio de ondas electromagnéticas (radiocomunicaciones), se emplean las modulaciones ASK, FSK, PSK, DPSK y QAM. Para transmitir información analógica sobre pulsos digitales, a través de conductores metálicos o fibras ópticas, se pueden emplear las modulaciones PAM, PPM, PDM y PCM. En la siguiente tabla podemos observar las diferentes formas de modulación de una señal de información, con todas las combinaciones posibles en función del carácter analógico o digital de la señal moduladora y portadora SEÑAL MODULANTE Analógica

Digital

AM ASK Amplitud

FM FSK Frecuencia

PM PSK (2,4,8,16 fases)

DPSK

Fase

XXXX QAM (4, 8, 16, 32, 64)

Combinación fase y amplitud

A n a l o g i c a

PAM XXXX Amplitud

PPM XXXX Posición

PDM XXXX duración

PCM XXXX Codificación de Pulsos uniformes

D i g i t a l

V a r i a b l e s a

m o d i f i c a r

P O R T A D O R A

Modulaciones de señales analógicas sobre portadoras analógicas Este tipo de modulaciones son las que se emplean en casi todas las radiocomunicaciones comerciales, uso en seguridad, uso civil, aficionados y transmisiones por TV analógica. Como medio de transmisión, se utiliza el espacio exterior empleando el espectro electromagnético, en las bandas MF, HF, VHF y UHF. Históricamente, la modulación



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en amplitud, fue el primer procedimiento de modulación para transmitir información de voz y música; posteriormente le siguieron las modulaciones FM y PM. Modulación en amplitud AM En este tipo de modulación, la señal portadora es analógica (senoidal) y la señal modulante (la información) también es analógica; la resultante, o sea la señal modulada es analógica. La información analógica se incorpora a la señal portadora como una variación de amplitud de esta última, generando la señal modulada, que es la que se transmite a través de espectro electromagnético. Aplicaciones para este tipo de modulación se encuentran en las transmisiones comerciales de radiodifusión, aficionados, equipos fijos y móviles terrestres marítimos y aeronáutico, en frecuencias medias (FM) y altas (HF). También se lo emplea en las transmisiones BLU por onda portadora en líneas de alta tensión eléctrica, en las bandas LF y MF (hasta 500 Khz). En las transmisiones de televisión comercial analógica (en VHF y UHF), se emplea este tipo de modulación (AM, banda lateral vestigial), para transmitir la señal de video. Modulación en frecuencia FM La señal portadora es analógica, la señal modulante también es analógica. La resultante después de la modulación, o sea la señal modulada, resulta analógica. La información analógica se incorpora a la señal portadora como una variación proporcional de frecuencia, de la frecuencia central o de reposo de esta última, generando la señal modulada, que es la que se transmite a través de espectro electromagnético. Este tipo de modulación se lo utiliza generalmente a partir de la banda de frecuencias VHF en adelante, en las transmisiones de radiodifusión comercial, aficionados, equipos fijos y móviles terrestres aeronáuticos y marítimos. La señal de audio de las transmisiones de la TV comercial, en nuestro pais, se incorpora a la señal compuesta de transmisión como una subportadora, modulada en FM Modulación en fase PM La señal portadora es analógica, la señal modulante también es analógica. La resultante después de la modulación, o sea la señal modulada, resulta analógica. La información analógica se incorpora a la señal portadora como una variación proporcional de fase, respecto de la fase inicial o de reposo de esta última, generando la señal modulada, que es la que se transmite a través de espectro electromagnético. La modulación en fase PM, es un método indirecto de modulación en frecuencia FM. Modulaciones de señales digitales sobre portadoras analógicas Las modulaciones digitales, se utilizan para transmitir información digital binaria, a través del espectro electromagnético (radio digital). Los transceptores (transmisor-receptor) que utilizan las técnicas FSK, PSK, QAM, y DPSK, de modulación digital, tienen muchas aplicaciones en los sistemas de radio y satélite, con frecuencias de portadora, desde decenas de megahertz hasta varios gigahertz. También se los utiliza en los módems de datos de banda de voz, con frecuencias de portadora entre 300 y 3000 Hz. Los módems de datos son interfaces entre un equipo digital (por ejemplo computadora) y un medio o canal de comunicaciones analógico (línea telefónica). Del lado del transmisor, convierten los pulsos digitales a una forma mas adecuada (analógica) para su transmisión; del lado del receptor realizan el proceso inverso.



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En los métodos de modulación digital, la señal modulante es digital y la señal portadora siempre es analógica. El resultado de la modulación digital altera los parámetros amplitud, frecuencia o fase de la señal portadora en función de los datos entrantes al modulador (ceros y unos). Se puede decir que la señal modulada resulta “digital”, dada las variaciones “instantáneas” de estos parámetros al modularse con valores discretos de la señal modulante; en la práctica, la señal modulada se mantiene analógica (no se interrumpe, salvo el método ASK) Modulación digital en amplitud ASK En este método de modulación, la señal portadora es analógica (senoidal), la señal modulante es digital. La señal modulada resulta digital. En las transmisiones con uno de los valores lógicos, por ejemplo el “1”lógico tenemos la señal portadora; con el otro valor “0” lógico, tenemos ausencia de la portadora. Este método se utilizó en los comienzos de las transmisiones por radiodifusión, mediante el uso del telégrafo, con la aplicación del código Morse. ASK es sensible a cambios repentinos de la ganancia, además resulta una técnica de modulación ineficaz, para transmisiones por el espacio exterior. La técnica ASK se utiliza eficientemente para la transmisión de datos digitales en fibras ópticas. Modulación digital en frecuencia FSK En este método de modulación, la señal portadora es analógica y la señal modulante es digital binaria La información digital (“unos y ceros lógicos”), se incorporan en la señal portadora como una variación de frecuencia, generando la señal modulada. Se emplea éste tipo de modulación en transmisiones por radiofrecuencia y en los medios de transmisión por telefonía clásica. Modulación digital en fase PSK Este método de modulación, tiene aplicaciones en las transmisiones por “radio digital” o sea transmisión de información digital binaria por radiofrecuencia. La señal portadora es analógica, la señal modulante es digital. La información digital binaria se incorpora como una variación de la fase de la señal portadora; de esta forma la señal modulada resulta digital. Para este método de modulación, tenemos varios sistemas que se diferencian fundamentalmente en las diferentes fases instantáneas que toma la señal modulada, para los diferentes valores binarios que toma la información binaria. La velocidad de transmisión (en bits/seg. baudios) resulta diferente, en estos métodos de transmisión. Estos diferentes métodos de modificación de la FESE instantánea de la señal portadora, se denominan: BPSK (dos fases), QPSK (cuatro fases), 8-PSK (ocho fases), 16-PSK (dieciséis fases). Modulación digital combinada en amplitud y fase QAM ( amplitud en cuadratura) En este método de modulación, la señal portadora es analógica, la señal modulante es digital, y la señal modulada resulta digital. La modulación en amplitud en cuadratura (QAM), es una forma de modulación digital en donde la información digital esta contenida en la señal modulada, tanto en la modificación de amplitud como en la fase. Para este sistema de modulación digital, tenemos varios métodos que se diferencian en los valores instantáneos de amplitud y fase que toma la señal modulada en función de los valores binarios de la información, esto último se traduce en diferentes velocidades de transmisión para transmitir la información binaria. Estos diferentes métodos se denominan 4-QAM, 8-QAM, 16-QAM, 32-QAM, 64-QAM.



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Modulación digital por desplazamiento de fase diferencial DPSK En este método de modulación, la señal portadora es analógica, la señal modulante es digital, y la señal modulada resulta digital. Es una forma alterna de modulación digital por fase, en donde la información binaria esta contenida en la diferencia entre dos elementos sucesivos de señalización, en lugar de la fase absoluta. Modulaciones de señales de información sobre portadoras digitales (Modulación de pulsos) Este tipo de modulación se emplea para la transmisión digital, mediante pulsos eléctricos, de información entre dos puntos en un sistema de comunicación. En este tipo de transmisiones, los pulsos están contenidos dentro de un medio físico un par de alambres metálicos, un cable coaxial, o un vínculo de fibras ópticas. La información de la fuente original puede presentarse como analógica o digital (no es frecuente esta última). Para las señales analógicas, previo a la transmisión, deben convertirse a pulsos digitales; en el receptor, nuevamente se convierten a la forma analógica. La modulación de pulsos alcanza dos técnicas fundamentales: La modulación analógica de pulsos (con las modulaciones de amplitud PAM, posición PPM, duración PDM) y la modulación codificada de pulsos PCM. La técnica PAM, raramente se la utiliza como medio directo para transmitir información, sino como una forma intermedia de modulación en los métodos PSK, QAM y PCM. Las modulaciones PPM y PDM se usan en los sistemas de comunicaciones, de propósitos especiales (usos en aplicaciones militares), ocasionalmente en aplicaciones comerciales. El método PCM (codificación de pulsos), es el más utilizado como modulación de pulsos, prevaleciendo ampliamente sobre los otros. Es la única de las técnicas de modulación de pulsos que se utiliza en los sistemas de transmisión digital. Detallemos brevemente a continuación, las características más notables de estos métodos de modulación: Modulación de pulsos por amplitud PAM La señal portadora es digital, en forma de pulsos eléctricos de frecuencia, ancho y amplitud constantes. La señal modulante es analógica y la señal modulada resulta digital. La información se incorpora a la señal portadora como una variación de amplitud de los pulsos transmitidos. Modulación de pulsos por posición PPM La señal portadora es digital, en forma de pulsos eléctricos de frecuencia, ancho y amplitud constantes. La señal modulante es analógica y la señal modulada resulta digital. La información se incorpora a la señal portadora como un desplazamiento relativo de los pulsos proporcionalmente a la amplitud de la información. Modulación de pulsos por duración PDM La señal portadora es digital, en forma de pulsos eléctricos de frecuencia, ancho y amplitud constantes. La señal modulante es analógica y la señal modulada resulta digital. La información se incorpora a la señal portadora como una variación del ancho (duración) de los pulsos, proporcionalmente a la amplitud de la señal de información. Modulación codificada de pulsos PCM Este método se utiliza para transmitir información analógica en los sistemas de transmisión digitales. En realidad, podemos decir que PCM no es una técnica de modulación, sino más bien un procesamiento de la información analógica que la



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convierte en digital, para su posterior transmisión. Esta técnica no es exclusiva solamente de los sistemas de transmisión, sino que también se la utiliza como medio de procesamiento (en la industria) de señales analógicas para medición y control por métodos digitales (computadoras). La técnica consiste en convertir la variación de la amplitud de la señal analógica a una combinación de conjuntos uniforme de pulsos (bits), codificados en su representación binaria (ceros y unos). Métodos de transmisión en banda base Un ejemplo de transmisión en banda base analógica lo tenemos en la telefonía clásica local, para distancias reducidas, y también en sistemas telefónicos entre oficinas o intercomunicadores. En estos casos, la línea bifilar de transmisión se la alimenta con voltaje continuo y sobre este voltaje se superpone la señal de banda base de audio, normalmente restringida a un ancho de banda de 3 khz. Para los sistemas de transmisión de datos digitales en banda base, tenemos varias formas, para transmitir clasificando a las señales digitales en unipolares positiva o negativa, polares y bipolares. Las señales digitales (0 y 1 lógico) se las codifica de diversas maneras siendo los métodos mas usados los siguientes: NRZ, RZ, Codificación diferencial, Código Manchester, Código Manchester diferencial y Código HDB3. Mas adelante trataremos en detalle estos métodos de codificación en banda base. ANALISIS DE LOS DIVERSOS METODOS DE TRANSMISION Transmisiones de señales analógicas con datos analógicos Este tipo de transmisión comprende la modulación de amplitud (AM) y la denominada modulación exponencial. En la modulación exponencial, tenemos dos métodos: la modulación en frecuencia (FM), y la modulación en fase (PM). Modulación de Amplitud - AM

Este es un caso de modulación donde tanto las señales de transmisión como las señales de datos son analógicas. Un modulador AM es un dispositivo con dos señales de entrada, una señal portadora de amplitud y frecuencia constante, y la señal de información o moduladora. El parámetro de la señal portadora que es modificado por la señal moduladora, es la amplitud.



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Señal Moduladora (Datos)

Señal Portadora

Señal Modulada

Consideremos que la expresión matemática de la señal portadora está dada por

(1) vp(t) = Vp sen(2π fp t)

Donde Vp es el valor pico de la señal portadora y fp es la frecuencia de la señal portadora.

De manera similar podemos expresar matemáticamente a la señal moduladora

(2) vm(t) = Vm sen(2π fm t)

Siendo Vm el valor pico de la señal moduladora y fm su frecuencia.



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La señal modulada tendrá una amplitud que será igual al valor pico de la señal portadora más el valor instantáneo de la señal modulada.

(3) v(t) = ( Vp + vm(t) ) sen(2π fp t)

v(t) = ( Vp + Vm sen(2π fm t) ) sen(2π fp t)

Luego sacando Vp como factor común

(4)

Se denomina índice de modulación a la relación:

Reemplazando m en (4)

Operando

(5)

Recordando la relación trigonométrica

Aplicamos esta entidad a la ecuación (5)

(6)

La expresión (6) corresponde a la señal modulada en amplitud.

Si al índice de modulación se lo expresa en porcentaje se obtiene el porcentaje de modulación



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M puede variar de 0% a 100% sin que exista distorsión, si se permite que el porcentaje de modulación se incremente más allá del 100% se producirá distorsión por sobre-modulación, lo cuál da lugar a la presencia de señales de frecuencias no deseadas.

M < 100%

M = 100%

M > 100%



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En la ecuación (6), que describe a una señal modulada en amplitud, se observa que tiene tres términos. El primero de ellos corresponde a una señal cuya frecuencia es la de la portadora, mientras que el segundo corresponde a una señal cuya frecuencia es diferencia entre portadora y moduladora y el tercero a una frecuencia suma de las frecuencias de la portadora y moduladora. Todo este conjunto da lugar a un espectro de frecuencias de las siguientes características.

Donde fp - fm: frecuencia lateral inferior fp + fm: frecuencia lateral superior Debido a que en general una señal analógica moduladora no es senoidal pura, sino que tiene una forma cualquiera, a la misma la podemos desarrollar en serie de Fourier y ello da lugar a que dicha señal esté compuesta por la suma de señales de diferentes frecuencias. De acuerdo a ello, al modular no tendremos dos frecuencias laterales, sino que tendremos dos conjuntos a los que se denomina banda lateral inferior y banda lateral superior. Por ejemplo, consideremos que la señal modulante esta compuesta por tres señales de frecuencia fm1, fm2, fm3, con amplitudes Vm1, Vm2, Vm3,

Si modulamos a la señal portadora con esta señal compuesta, en la señal modulada se presentaran varias componentes de frecuencia superior, según muestra la siguiente grafica:

Amplitudes señal modulante

fm1 fm2 fm3

f

Vm2

Vm3

Para estas señales, tendremos varios índices de modulación parcial: m1= k1. Vm1 / Vp, m2= k2. Vm2 / Vp, m3= k3. Vm3 / Vp.

m3.Vp/2

m2.Vp/2

m1.Vp/2

m1.Vp/2

m2.Vp/2

m3.Vp/2

Amplitudes señal modulada

Frecuencia

fp fp1 fp2 fp3 fp4 fp5 fp6

Vm1

Vp

fp =frecuencia portadora fp1 = fp + fm1

fp2 = fp – fm1 fp3 = fp + fm2 fp4 = fp – fm2 fp5 = fp + fm3 fp6 = fp – fm3



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Como vemos aparece un grupo de frecuencias por encima de fp, denominado “banda lateral superior” y un grupo de frecuencias por debajo de fp, denominado “banda lateral inferior” . Como la información está contenida en la señal moduladora, se observa que en la transmisión dicha información se encontrará contenida en estas bandas laterales, significando entonces que se hace necesario un determinado ancho de banda para la transmisión de la información. Como ejemplo, consideremos el sistema de radiodifusión comercial que transmite en modulación de amplitud AM, en la banda de frecuencias asignada entre 530 Khz. y 1600 Khz., (por ejemplo LT9 AM transmite con frecuencia de portadora de 1020 Khz.) Para estas emisiones de voz y música, cuya señal original de audio comprenden una banda base con frecuencias de hasta 20 Khz., se la restringe, para su transmisión, a una banda base solamente de 5 Khz. Las frecuencias laterales de la señal portadora, a la salida del modulador, estarán comprendidas por señales eléctricas con frecuencias entre fp+5 Khz. y fp- 5 Khz. las bandas laterales superior e inferior, tendrán un ancho de banda de 5 Khz.

Distribución de potencias de la señal modulada en Am La potencia promedio que entrega el modulador a la resistencia de carga (antena) es proporcional al cuadrado de los valores eficaces de las componentes de la señal modulada:

Amplitudes señal

modulada

Frecuencia

fp: frecuencia señal portadora

1015 Khz. 1020 Khz. 1025 Khz.

Amplitudes señal

modulante

Frecuencia

0 Hz 5 Khz

Modulador

Potencia señal portadora

Potencia señal modulante

Potencia señal modulada

Antena



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Pp (potencia de portadora) = (Vp/√2)2 /RL = Vp2/2.RL

PBS (potencia banda lateral superior) = ((m/2).(Vp/2√2))2 /RL = m2.Vp2/8.RL

PBI (potencia banda lateral inferior) = ((m/2).(Vp/2√2))2 /RL = m2.Vp2/8.RL

Siendo Vp, la máxima amplitud (voltaje pico) de la señal portadora Si tenemos modulación 100%, o sea m=1, entonces se verifica:

Pp/( PBS + PBI) = 2/m2 = 2 Pp = 2.( PBS + PBI) Cuando tenemos modulación 100% (m=1), la potencia de la señal portadora, a la salida del modulador es igual al doble de la suma de las potencias de las bandas laterales superior e inferior. Nótese que la “información” solamente esta contenida en las frecuencias de las bandas laterales y no en la frecuencia de la portadora. La potencia total promedio sobre la carga RL vale: PT = PP + PBS + PBI. = ((VP)

2/2.RL).(1+(m2/2)) = PP.(1+(m2/2)) Para m= 1 la potencia total resulta respecto a la potencia de la portadora: PT = 1,5.PP Si PP = 100 W, resulta PT = 150 W. El porcentaje de aporte a la potencia total de la señal modulada resulta: PT(100%) = PP(66,66%) + PBS(16,66%) + PBI(16,66%). Problema Determinar la potencia entregada a una carga RL = 10 Ω por una señal modulada en AM con un índice de modulación m=1(100%), para un voltaje pico de la señal portadora VP =10 Volt. Datos: RL = 10 Ω m= 1 Vp = 10 Volt. PT = PP + PBS + PBI. = ((VP)

2/2.RL).(1+(m2/2)) = PP.(1+(m2/2)) = 7,5 W

Pp = (Vp/√2)2 /RL = Vp2/2.RL= 5 W

PBS = PBI = ((m/2).(Vp/2√2))2 /RL = m2.Vp2/8.RL = 1,25 W



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Esquema simplificado en bloques de un transmisor AM en bajo nivel

La figura anterior muestra el esquema simplificado de los distinto bloques funcionales de un transmisor de de AM en bajo nivel. En el bloque (1), se genera la señal portadora, mediante un oscilador senoidal, en la frecuencia de transmisión asignada. Se exige, requerimientos estrictos sobre la exactitud y estabilidad en el tiempo, de la frecuencia generada; por lo tanto, los osciladores controlados por cristal son los circuitos mas utilizados. El amplificador separador (2) denominado también búfer, es un amplificador lineal de alta impedancia de entrada y baja ganancia; su función es aislar las oscilador de los amplificadores de alta potencia, proporcionando una carga relativamente constante al oscilador, evitando la ocurrencia de posibles variaciones de corto tiempo en la frecuencia de portadora. Suelen utilizarse configuraciones de colector común (seguidor por emisor), o amplificadores operacionales en circuitos integrados. El amplificador excitador de la portadora (3) amplifica el nivel de voltaje de la señal de portadora al valor adecuado para su modulación. La fuente de señal modulante (4) es un transductor acústico, como un micrófono, cinta magnética, disco digital o memoria digital; Las señales digitales de estos dos últimos, deben convertirse a señales analógicas, previas a su transmisión. El preamplificador (5) tiene la función de levantar el nivel de la señal de información con la mínima cantidad de distorsión no lineal y ruido térmico posible. Normalmente es un amplificador lineal clase A sensible, con alta impedancia de entrada. Generalmente previo a la entrada a este preamplificador suele haber una etapa mezcladora de las distintas señales a transmitir, con control de volumen y tonos. El amplificador de la señal modulante (6), es un controlador de modulación y trabaja como amplificador lineal, amplificando la señal modulante a un nivel adecuado para controlar adecuadamente al modulador. El modulador (7) suelen generar la modulación por emisor o colector. Los amplificadores de potencia intermedio (8) y final (9) de la señal modulada, a la frecuencia de transmisión, son de clase A clase B en contrafase (push-pull). Esto es necesario en los transmisores para mantener la simetría en la envolvente de AM. La red de acoplamiento de la antena (10) acopla la impedancia de salida del amplificador de potencia final a la línea de transmisión y antena. Los transmisores de bajo nivel, se emplean para transmisiones de bajo nivel tales como intercomunicadores inalámbricos, unidades de control remoto, radioteléfonos, etc.

Amplificador exitador de la

portadora (3)

Amplificador separador

(2)

Oscilador de la

portadora de RF (1)

Modulador

(7)

Amplificador excitador de la señal (6) modulante

Preamplifica dor de la

señal (5) modulante

Fuente de la señal (4) modulante

(Información)

Amplificador de potencia intermedia lineal (8)

Amplificador de potencia

final (9)

Red de (10) acoplamiento

Antena



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La tecnología de los circuitos integrados, suministran circuitos multifunción (por ejemplo el XR 2206 y otros) que pueden realiza en un solo chips, varias de las funciones necesarias y mencionadas, en un transmisor (oscilador, modulador, etc.). Transmisores que modulan en alto nivel de potencia

La figura anterior muestra el diagrama en bloques para un transmisor AM, doble banda lateral que modula en alto nivel. La señal modulante se procesa de la misma forma que el transmisor de bajo nivel, salvo la adición de un amplificador de potencia. En estos transmisores, la potencia de la señal modulante debe ser considerablemente mas alta que en los de bajo nivel. Esto se debe a que la portadora esta a su potencia total en el punto donde la modulación en el transmisor y consecuentemente se requiere una señal modulante de alta amplitud para que produzca el 100% de modulación. El oscilador de portadora RF, el amplificador separador y el excitador de la portadora son esencialmente similares a los de bajo nivel. Sin embargo la señal de portadora sufre una amplificación de potencia adicional antes de llegar a la etapa de modulación. Por otra parte el amplificador final de potencia, también es el modulador. Por lo tanto, esta ultima etapa debe tener muy buen rendimiento, por lo que normalmente son amplificadores que trabajen en clase C modulados en drenado (T. mosfet), placa (válvula) o colector (T. bipolar). En los transmisores de alto nivel, el circuito modulador debe cumplir tres funciones esenciales que son las de amplificador final de potencia (clase C para eficiencia), modulador y adaptador de la impedancia, para que toda la potencia útil se propague al espacio exterior, a través de la antena. Se dice que el amplificador final de potencia es un convertidor ascendente en frecuencia dado que la señal de información (de baja frecuencia) se puede irradiar en alta frecuencia (RF) eficientemente, por medio de la antena, al espacio exterior. Los transmisores que modulan en alto nivel en AM y doble banda lateral, son utilizados normalmente para las transmisiones de radio frecuencia comercial, con potencias de salida en antena desde 1 Kw. hasta 500 Kw.

Amplificador de potencia de la señal portadora

Amplificador separador

(búfer)

Oscilador de la

portadora de RF

Modulador y amplificador de potencia AM en salida

Amplificador de potencia de la señal modulante

Preamplifica dor de la

señal modulante

Fuente de la señal

modulante (Información)

Controlador para el amplificador de modulac.

Red de acoplamiento

Antena

Controlador del nivel de portadora



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Los receptores para las transmisiones en amplitud modulada Circuito básico elemental

La figura nos muestra el circuito más elemental para captar emisiones de radiofrecuencia en amplitud modulada. La antena receptora capta todas las señales eléctricas del medio en mayor o menor grado según se aproxime su longitud a la longitud de onda de la señal y según la proximidad de la estación emisora. De todas las emisoras captadas, la que coincida en frecuencia con la de “resonancia” del circuito paralelo LC (denominado “circuito tanque”), encontrara en sus extremos la máxima impedancia y por lo tanto hará aparecer la máxima señal. El resto de las señales, por encima y por debajo de la frecuencia de resonancia, se atenuarán. Decimos entonces que el receptor “sintoniza” a la frecuencia: f = fr. = 1/ (2Π.√L.C) La señal “seleccionada” (sintonizada) pasa al “demodulador” que esta formado por el diodo “D” (detector de pico de Germanio) y un filtro pasabajo constituido por el capacitor C1 y la resistencia de los auriculares R1. Este demodulador básico, se encarga de realizar la función inversa a la del modulador, o sea la transferencia de la información, desde el espectro de radiofrecuencias de la portadora, a las frecuencias de la “banda base” de la información. El capacitor C1 se carga durante los semiciclos positivos prácticamente al valor de amplitud de la señal modulada a través del diodo; cuando este ultimo deja de conducir (ve < vo), C1 se descarga a través de la resistencia del auricular R1. De esta forma, el voltaje en C1 y R1 sigue prácticamente al valor de la máxima amplitud (envolvente) de la señal modulada, que resulta la información en su frecuencia base. En el auricular, de este circuito básico, las vibraciones eléctricas de la señal base (información de audio), se transforman en vibraciones acústicas.

Antena

Auriculares de resistencia de carbón R1

|Z|

f

fr: frecuencia de resonancia del

circuito paralelo LC

fr

t t

señal modulada de

RF

ve señal demodulada

(información)

vo



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Desde el punto de vista del análisis de señales, en el diodo se produce una mezcla no lineal cuando dos o más señales se aplican a su entrada. Por lo tanto la salida contiene las frecuencias de entradas originales, sus armónicas y sus productos cruzados (sumas y diferencias de las frecuencias originales). Vsalida = frecuencias de entrada + armónicas + sumas + diferencias Como esta señal compuesta pasa por el filtro pasabajos, formado por C1, R1, solamente las señales diferencias pasan al auricular (señal de audio). Por ejemplo si consideramos una señal de portadora fo= 1020 Khz modulada por una frecuencia de audio fa = 3Khz, a la salida del modulador tendremos tres frecuencias a saber: fo= 1020 Khz fo + fa = 1023 Khz fo – fa = 1017 Khz Al introducir estas frecuencias en el demodulador, tendremos en su salida: 1020 – 1017 = 3 Khz 1023 – 1020 = 3 Khz 1023 – 1017 = 6 Khz Como las bandas laterales de 1017 y 1023 Khz son de menor amplitud respecto a la portadora, la señal de 6 Khz es bastante menor que la correspondiente a 3 Khz, por lo tanto a la salida del demodulador, la señal de salida de 3 khz es la predominante, o sea la señal modulante en el transmisor (la señal de banda base). Este receptor básico, solamente funciona con señales fuertes, de emisoras locales. El receptor sintonizado a radiofrecuencia La necesidad de captación de señales débiles, provenientes de transmisores alejados, como la posibilidad también de seleccionar distintas emisoras de radio, condujeron a una mejorar las características de los receptores de radiofrecuencia. Para ello, se optimizó la “sensibilidad” (captación de señales débiles) y la “selectividad” (poder de selección de distintas señales separadamente), recurriendo a los amplificadores electrónicos sintonizados, como se muestra en el siguiente esquema de bloques:

La sensibilidad y la selectividad se mejoraron aplicando varias etapas amplificadoras, acopladas en cascada, con circuitos resonantes LC. El acoplamiento en cascada con circuitos resonantes mejoraron notablemente la selectividad, haciéndola más aguda, según muestra el grafico:

C1 Amplificador

radiofrecuencia

Amplificador

radiofrecuencia

Detector de audio

(demodulador)

Amplificador

de audio

L1 C1 L2 C2 L3 C3

C4

Antena

Parlante

Señal de radiofrecuencia



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En estos receptores, para lograr sintonizar una emisora de radio era necesario modificar los valores de los capacitores C1, C2, C3. De esta forma, se modificaba la frecuencia de resonancia de los acoplamientos. Esta modificación se debía hacer simultáneamente, en los tres capacitores, mediante un acoplamiento mecánico entre ellos. Se utilizaban capacitores variables por desplazamiento de áreas enfrentadas, unidas a un mismo eje. Este método de sintonización, adolecía de varios inconvenientes, dado que era difícil lograr la sintonía en cascada para todas las frecuencias. Además la antena podía captar la señal amplificada de algunas de las etapas de radiofrecuencia y el sistema puede comenzaba a oscilar (realimentación positiva). Este método de recepción, se lo utilizo hasta el año 1937, siendo reemplazado por el denominado receptor “superheterodino”. Esquema en bloques del receptor superheterodino

Av

Frecuencia

Sintonía en la 1º etapa Sintonía en la 1º etapa

Sintonía en la 1º etapa

Frecuencia de resonancia o frecuencia central de

sintonía

fr

Amplificador

radiofrecuencia (frf)

Mezclador

Oscilador

local (f lo)

C2

L1 C1

Antena

Amplificador de frecuencia intermedia

varias etapas

Detector de

audio C4

L2

C3 L3

Amplificador

de audio

Parlante

Sección de radiofrecuencia

Preselector

Sección de frecuencia intermedia Filtro

FI

Sección mezcladora o conversora

Sección de audio Sección demoduladora

Eliminación componente

CC



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La palabra “heterodino”, significa mezclar dos señales de distintas frecuencias en un dispositivo de características “no lineales”, o también trasladar una frecuencia a otra, a través de un dispositivo no lineal. En el receptor superheterodino, la señal que se quiere captar (sintonizar), se la selecciona mediante un preselector (circuito tanque L1C1 o un circuito PLL), luego se la amplifica en su frecuencia original, con un amplificador de radiofrecuencia. Esta etapa de amplificación, en receptores comunes comerciales no se emplea, la señal sintonizada, se la amplifica y convierte en frecuencia, en el circuito conversor. La conversión en frecuencia de la señal sintonizada se logra mediante la mezcla, en un circuito “mezclador”, con una señal generada localmente por un oscilador de frecuencia variable. Cuando la mezcla de frecuencias se realiza en el propio circuito oscilador, el conjunto oscilador – mezclador se denomina “conversor”. La frecuencia que se genera en la salida del mezclador o conversor, esta determinada por una relación fija, con la que se sintoniza en el preselector. Esto se logra variando al mismo tiempo (mediante acople mecánico en los viejos receptores) los capacitores C1 y C2. En la salida de la etapa mezcladora tendremos varias señales con frecuencias f lo(oscilador local), frf(señal sintonizada), flo ± frf, y otras mas. De todas ellas se selecciona (mediante un filtro FI), la diferencia flo - frf = fi, denominada “frecuencia intermedia FI”. En los receptores, para radiodifusión comercial en AM, el valor de la frecuencia intermedia esta fijado en f i = 455 Khz. La sección de FI, esta formada por varias etapas amplificadoras que están acopladas mediante circuitos sintonizados a la frecuencia intermedia fif . La salida de esta sección de FI pasa por un demodulador (clásico detector de picos con diodo), encargada de rescatar la información de audio. La señal remodulada luego pasa por los amplificadores de audiofrecuencias y finalmente al parlante. De esta forma, cualquier señal que se desea recibir, es trasladada a una frecuencia inferior de valor fijo, denominada “frecuencia intermedia”. Al mantenerse constante esta frecuencia intermedia, para todas las señales sintonizadas, es posible elaborar un amplificador de gran refinamiento, para lograr la ganancia necesaria y con el adecuado ancho de banda. Estas características del amplificador de FI se van a mantener todo lo largo de la banda de sintonía. Otra ventaja, es que la FI de alto nivel, en las últimas etapas, no podrá introducirse a través de la antena del receptor, ya que el preselector esta sintonizado a otra frecuencia. Características generales de los receptores de radiofrecuencias Sensibilidad Este parámetro, hace referencia a la capacidad del receptor para sintonizar señales débiles con legibilidad. En receptores de AM, un valor típico es 50 µV. La etapa circuital que predomina sobre la sensibilidad es la 1º etapa de amplificación, o sea el amplificador de radiofrecuencia. Por ello, las características deseables que debe tener esta etapa son: Generar poco ruido térmico, bajo índice de ruido, ganancia moderada a alta, baja intermodulación y distorsión de armónicas (operación lineal), selectividad moderada, y alta relación de rechazo de la frecuencia intermedia. Cabe destacar que en los receptores comerciales, de baja sensibilidad (baratos), no disponen de amplificador de radiofrecuencia, con lo cual las características de sensibilidad recaen sobre la etapa conversora.



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Selectividad Es la capacidad de un receptor para discriminar la señal deseada, de otra próxima a aquella. La etapa que define esta caracteristica esta dada fundamentalmente por el preselector y la etapa conversora. Estabilidad Es la capacidad de mantener constante en el tiempo una frecuencia sintonizada Arrastre Característica propia de los receptores superheterodinos que hace referencia a la desintonia entre la señal sintonizada por el receptor y la frecuencia de resonancia del circuito de entrada. Frecuencia imagen Para cada frecuencia sintonizada y convertida a frecuencia intermedia, tendremos una frecuencia imagen ( f rfi ), que si llegara a la etapa mezcladora, también podría convertirse a frecuencia intermedia, mediante la diferencia f rfi - f Lo , provocando la superposición de información. frfi : frecuencia imagen frf : frecuencia sintonizada fLo: frecuencia del oscilador local fi : frecuencia intermedia Para determinar el valor de la frecuencia imagen para cada frecuencia en particular sintonizada, procedemos de la siguiente forma: frfi - fLo = f i fLo - frf = fi

------------------ sumamos ambas igualdades: frfi - frf = 2 f i ; despejando la frecuencia intermedia resulta: frfi = frf + 2.fi Rechazo de la frecuencia imagen Hace referencia a la capacidad del receptor a rechazar a la frecuencia imagen ( frfi ). La etapa preselectora, es la encargada de rechazar la frecuencia imagen. Rechazo a la frecuencia intermedia Es la capacidad de los receptores para rechazar la frecuencia intermedia, evitando su ingreso al amplificador de FI para evitar las oscilaciones. Ejemplo Si consideramos una radioemisora que transmite con una frecuencia de portadora en 1020 Khz. en doble banda lateral, con una información de audio limitada a una banda base de 5 Khz, los limites superiores e inferiores de la señal modulada comprenderán 1025 Khz y 1015 Khz. Respectivamente. Cuando un receptor sintoniza esta señal, y con una f i= 455 Khz, el oscilador local deberá oscilar a f Lo = 455 + 1020 = 1475 Khz. En el mezclador, al mezclarse (diferencia) la señal sintonizada (1020 Khz), con la del oscilador local (1475 Khz) , obtendremos la frecuencia intermedia (455 khz). Cabe destacar, que esta frecuencia intermedia es seleccionada, a la salida del mezclador, por los circuitos sintonizados de la entrada a los amplificadores de frecuencia intermedia, Estos últimos, deberán amplificar tanto la banda lateral superior como la inferior de la señal sintonizada y convertida a frecuencia intermedia (450 Khz a 460 Khz).



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El circuito preselector de entrada, deberá rechazar la frecuencia intermedia f i= 455 Khz. y la frecuencia imagen, para la señal sintonizada, que para este caso vale: frfi = frf + 2.fi = 1020 + 2 . 455= 1930 Khz Control de ganancia en los receptores (AGC) Dado los diferentes niveles de radiofrecuencia captados en las antenas de los receptores, desde los microvoltios a milivoltios, se hace necesario controlar la ganancia de amplificación en RF. Para ello se aprovecha la componente de cc a la salida del demodulador, cuyo valor es función del valor promedio la señal de radiofrecuencia modulada previa al demodulador. Con este voltaje de continua, se modifica el punto de polarizacion del amplificador de radiofrecuencia o los de FI, para modificar su ganancia y con ello emparejar los niveles de la señal de información entre las distintas emisiones de radio. Existen otros métodos mas sofisticados para controlar el nivel de la señal de radiofrecuencia previa al demodulador como al AGC retardado y el AGC seguidor. Circuito de silenciamiento (Squelch) El propósito de este circuito es silenciar el receptor en ausencia de la señal de información verdadera. El circuito actúa sobre los amplificadores de audio, silenciándolos si no se recibe señal de radiofrecuencia (la portadora sola o la portadora modulada). Sin este circuito se detecta un ruido molesto en los parlantes. En los receptores de AM comercial, generalmente no disponen de squelch; si lo disponen los receptores que tienen comunicación punto a punto. Receptores de AM con doble conversión Para mejorar el rechazo de la frecuencia imagen en aquellos receptores que reciben transmisiones en alta frecuencia (en VF, VHF, UHF, y en adelante), resulta conveniente que la frecuencia intermedia sea relativamente alta. Por otro lado, para los amplificadores selectivos de alta ganancia y estabilidad, se hace necesario que la frecuencia intermedia sea baja. La solución se encontró utilizando dos frecuencias intermedias, como se muestra en el siguiente esquema de bloques:

La primera frecuencia es relativamente alta (10,7 Mhz) para un buen rechazo a la frecuencia imagen, alejándola en 21,4 Mhz de la señal sintonizada. La segunda FI es una frecuencia relativamente baja (455 Khz), para una fácil amplificación. Receptores AM con circuitos integrados Los primeros receptores de radio utilizaron como elementos activos para la amplificación, las válvulas de vacío tríodo, tetrodos y pentodos; éstas válvulas, fueron

Amplificador de RF

1º mezclador

2º mezclador

Amplific. de la 2º

FI

1º Oscilador

local

2º Oscilador

local

Al detector de audio



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reemplazadas a fines de la década del 50, por los transistores bipolares, logrando reducir notablemente el tamaño físico de los receptores de radio. Los circuitos electrónicos discretos para esta finalidad, también fueron reemplazados por los primeros circuitos integrados lineales, en un solo chips, que realizaron todas las funciones del receptor. excepto la filtración de RF, FI y control de volumen. Ejemplo de estos receptores son aquellos construidos con dos chips: el LM1820 y el LM386. El primero contiene las etapas de la sección amplificadora de radiofrecuencia, el mezclador, el oscilador local, las etapas de FI y detector de AGC (control de ganancia). El segundo El chips, actúa como amplificador de la etapa de audio. El receptor se completa externamente a estos chips con los enlatados de RF y FI (bobinas dobles sintonizadas LC) el diodo detector, control de volumen y parlante. Hay nuevas configuraciones de receptores integrados no superheterodinos que utilizando la fase cerrada (PLL) y necesitan solamente dos componentes externos: control de de volumen y un control de sintonización de estaciones. Ejemplo en CI para sintonización de radio AM y a la vez FM, lo tenemos con los chips TSA6057 que realizan todas las funciones para sintonización de radio PLL en un rango de 512 Khz a 30 Mhz, para AM y de 30 Mhz a 150 Mhz, para FM. Transmisiones en banda lateral única BLU El sistema de modulación de amplitud AM con doble banda lateral, presenta varias desventajas propias y relevantes. Respecto a la potencia transmitida, en el sistema convencional de AM, dos tercios de esta potencia se encuentra en la portadora, que no contiene la información, esta última, esta contenida en las bandas laterales. Por otra parte la información contenida en la banda lateral superior resulta idéntica a la que contiene la banda lateral inferior. Con la finalidad de reducir la potencia generada y transmitida por los transmisores y reducir el ancho de banda de transmisión, a partir del año 1923 han surgido muchos tipos diferentes de comunicaciones de banda lateral, que pasaremos a detallar sintéticamente. Sistema AM de banda lateral única con portadora completa (SSBFC) Se transmite la portadora completa y una sola de las bandas laterales. En este caso como ventaja principal es la disminución del ancho de banda total de transmisión. En lo que respecta a la potencia transmitida, es algo menor, según la relación de potencias analizadas. También se disminuye el ruido, al disminuir el ancho de banda. La relación “señal/ruido” se mantiene, dado que al anular una de las bandas laterales, la señal remodulada resulta mas baja. Sistema de AM de banda lateral única con portadora suprimida (SSBSC) Se transmite solamente una banda lateral y se suprime totalmente la portadora. Como ventaja de este sistema, es la reducción del ancho de banda y se reduce la potencia total transmitida. Para una sola frecuencia modulante, la señal de banda lateral única, se observa como una onda senoidal de amplitud constante y frecuencia fp+ fm o fp- fm. Sistema de AM de banda lateral única con portadora reducida (SSBRC) En este sistema, una de las bandas laterales se suprime y la frecuencia de la portadora se transmite con un 10% de su amplitud. Esta forma de transmitir, se la denomina también de “portadora reinsertada “, dado que en el proceso de modulación, la frecuencia de portadora fp, se la reduce en el transmisor, antes de transmitirla (portadora piloto). Luego, una vez captada por el receptor, se la separa y amplifica para posteriormente reinsertarla junto a la banda lateral que contiene la información. Se hace de esta forma



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para facilitar la detección (demodulación) de la señal que contiene la información. Respecto al ancho de banda, se requiere un poco mas de la mitad que el método SSBSC, para poder transmitir la portadora reducida. Sistema de AM con bandas laterales independientes (ISB) En este sistema la portadora se modula en forma independiente por dos señales de información que ocupan en frecuencia, una de ellas, la banda lateral superior y la otra, la banda lateral inferior. A los efectos de facilitar la demodulación, la portadora se reinserta (portadora piloto) a un nivel reducido. Con este método, se puede transmitir AM stereo. Sistema de AM de banda lateral vestigial (VSB) Con este método, una de las bandas laterales, conjuntamente con la portadora, se transmiten completa. La otra banda, solamente se transmite una parte, dentro del espectro de frecuencias. Con esta forma de transmitir, las frecuencias bajas se modulan dentro del 100% y las frecuencias altas, se modulan al 50 %. Este método de transmisión se emplea en las emisiones de televisión analógica en blanco y negro y color. Ventajas de los sistemas de transmisión en banda lateral única (BLU) Ancho de banda: El sistema BLU requiere la mitad del ancho, que la transmisión de doble banda lateral AM convencional. Esta ventaja es importante, dado que actualmente el espectro de frecuencias de radio para transmisión, esta saturado. Menor potencia total transmitida: con una transmisión en banda lateral simple solo se transmite una banda lateral y normalmente la portadora reducida. Como resultado, se necesita mucha menor potencia total a transmitir para producir la misma cantidad de señal de información. Esto, se traduce en equipos de transmisión más pequeños, confiables y económicos. Desvanecimiento selectivo: Es un fenómeno que se puede dar en los sistemas convencionales de doble banda lateral AM, cuando en determinadas circunstancias al transmitirse la portadora y sus banda laterales, lo hagan por trayectorias diferentes; esto provoca distorsión que es mas notable cuando la portadora pierde amplitud frente a las bandas laterales, provocando un inconveniente similar a la sobremodulación. Este problema también se puede dar cuando se cambian la fase relativa de los vectores portadora y los de las bandas laterales. En BLU no se produce este inconveniente. Reducción del ruido: Debido a que en BLU utilizamos la mitad de la banda de AM convencional, la potencia de ruido térmico se reduce a la mitad. Teniendo en cuenta la reducción del ancho de banda y la inmunidad al desvanecimiento selectivo los sistemas BLU tiene una mejor relación señal/ruido en aproximadamente 12 db, significando esto que para igualar esta relación, el sistema AM convencional debe transmitir con una potencia en 12 db mayor al sistema BLU. Desventajas de los sistemas de transmisión en banda lateral única (BLU) Receptores complejos: se requieren receptores mas complejos en los sistemas BLU, con portadora suprimida o reducida, que en los sistemas convencionales AM. Esto se debe a la circunstancia que no se puede remodular por el método clásico de detección de envolvente, dado que la portadora esta suprimida o reducida. Para ello se requiere reconstruir o amplificar la portadora reducida e incorporarla a la banda lateral. Los



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receptores BLU requieren un circuito de sincronización y de recuperación de portadora, como por ejemplo un sintetizador de frecuencias PLL, lo cual aumenta su complejidad y costo. Dificultades de sintonización: los receptores BLU requieren una sintonización más compleja y precisa que los sistemas AM convencional, lo cual lo hace poco atractivo para el usuario común. Esta desventaja se supera actualmente con circuitos de sintonización mas precisos complejos y costosos. Análisis matemático de los sistemas de transmisión BLU Si partimos de las señales de portadora y modulante, el sistema modulador AM convencional, es un “modulador de producto, significando esto la señal modulada resulta de la multiplicación de la portadora con la señal moduladora, al que se le ha agregado una componente continua. vp(t) = Vp sen(2π fp t) : señal portadora no modulada vm(t) = Vm sen(2π fm t) : señal modulante

v(t) = ( Vp + vm(t) ) sen(2π fp t) : señal modulada

v(t) = [Vp + Vm sen(2π fm t) ] sen(2π fp t) = Vp [ 1 + m sen(2π fm t) ] sen(2π fp t)

v(t) = [1 + m sen(2π fm t) ]. [Vp . sen(2π fp t)]

Donde [1 + m sen(2π fm t) ] es la señal modulante mas una constante. Si quitamos la componente continua de la señal modulante tendremos:

v(t) = [ m sen(2π fm t) ]. [Vp . sen(2π fp t)]

Realizando la multiplicación, resulta :

v(t) = - m /2Vp cos[2π (fp+ fm )t ] + m /2Vp cos[2π (fp- fm )t ]

- m /2Vp cos[2π (fp+ fm )t ] : banda lateral superior

m /2Vp cos[2π (fp- fm )t ] : banda lateral inferior

De la operación matemática, vemos que si quitamos la componente continua, antes de realizar el producto en el resultado, quitamos la componente de portadora y la señal de salida es simplemente dos ondas coseno, una de frecuencia suma (fp+ fm ) y la otra de frecuencia diferencia (fp- fm ). Finalmente para convertir la transmisión en BLU, solamente necesitamos remover la frecuencia suma o diferencia.

Generación de banda lateral única La mayoría de los sistemas de transmisión en BLU, la portadora esta, o totalmente suprimida o esta reducida a una fracción de su valor original. Remover o reducir la señal portadora de la onda modulada en AM clásico mediante filtros convencionales, resulta extremadamente complicado. Por el motivo expuesto, en general los transmisores en



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BLU, utilizan circuitos moduladores de doble banda lateral con portadora suprimida (DSBSC). Esto significa que, durante el proceso de modulación, la portadora se suprime, quedando solamente las dos bandas laterales; luego mediante filtros o técnicas de desplazamiento de fase, se puede eliminar una de las bandas laterales, generando la señal BLU. Los circuitos moduladores que producen una señal de doble banda lateral con portadora suprimida, se denominan “moduladores balanceados”. Estos moduladores son circuitos ampliamente utilizados dentro de las comunicaciones electrónicas. Además de utilizarse en las comunicaciones BLU, también se los emplea en las transmisiones de modulación de fase (PM)y frecuencia (FM), así como en las modulaciones de radio digital, tales como los de transmisión por desplazamiento de fase (PSK) y la modulación en cuadratura (QAM). Tenemos varios circuitos que se utilizan los moduladores balanceados: a) Modulador en anillo balanceado, que utiliza diodos y transformadores b) modulador en anillo balanceado de Push-Pull de FET, similar al anterior, solamente se reemplazan los diodos por FET. c) Modulador de puente balanceado con diodos, con operación similar al modulador en anillo. d) Moduladores balanceados lineales de circuito integrado, que actúan como multiplicadores de la señal portadora y la señal moduladora, generando la doble banda lateral con portadora suprimida. Ejemplos de estos circuitos integrados son el LM1496 y el XR 206. Transmisor de banda lateral única por el método del filtro La siguiente figura muestra un transmisor de BLU que utiliza moduladores balanceados para suprimir la portadora indeseable, y filtros de banda pasante para suprimir la banda lateral indeseable. En este caso, el espectro original de la señal modulante (0 Khz a 5 Khz) se convierte a la frecuencia de transmisión (22,1 Mhz a 22,105 Mhz) mediante tres pasos de modulación. El mismo espectro de frecuencias se podría realizar con un solo paso de modulación, pero el inconveniente surge cuando necesitamos suprimir la portadora y una de las bandas laterales, para la frecuencia de transmisión dado lo complicado en la realización de un filtro pasabandas con suficiente selectividad. Por otra parte, si el transmisor tuviera que transmitir en distintas frecuencias, resultaría también complicado diseñar un filtro sintonizable, a esas frecuencias de transmisión. En este transmisor, la señal modulante se mezcla con una portadora de 100 Khz, de baja frecuencia (LF), en el primer modulador balanceado para producir un espectro de frecuencias de doble banda lateral centrado alrededor de la portadora suprimida de 100 Khz. El filtro pasabandas BLS1, se sintoniza a un ancho de bandas de 5 Khz centrado alrededor de 102,5 Khz, que es el centro del espectro de frecuencias de la banda lateral superior. A los efectos de facilitar la demodulacion en el receptor, se agrega la portadora con amplitud reducida, denominada “portadora piloto”. La portadora piloto se reinserta en la señal, mediante un circuito lineal sumador, incorporándose a la banda lateral superior, de 100 a 105 Khz. Hay equipos transmisores que trabajan con portadora suprimida. En el segundo modulador, la señal se mezcla con la portadora de MF de 2 Mhz, generando dos bandas laterales, superior e inferior que están separadas por una banda de frecuencias de 200Khz, que no tiene información. El e segundo filtro, BLS2, tiene su frecuencia central en 2,1025 Mhz, con un ancho de banda de 5 Khz. Por lo tanto a la salida del filtro 2, tendremos solamente una forma de onda de BLU, (banda lateral superior) incluyendo la portadora piloto, convertida a una frecuencia de 2,1 Mhz. En el tercer paso de modulación, la señal se mezcla con una portadora de de HF de 20 Mhz, en el modulador balanceado 3. A la salida, tendremos



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dos bandas laterales separadas por un ancho de banda de 4,2 Mhz, que tampoco tiene información. El tercer filtro, BLS3, esta sintonizado a una frecuencia central de 22,1025 Mhz, con un ancho de banda de 5 Khz, por lo tanto en su salida tendremos una señal de BLU con una portadora reducida (piloto) convertida a una frecuencia de 22,1 Mhz. Finalmente esta forma de onda de salida del ultimo filtro, se amplifica en el amplificador de potencia lineal y luego se transmite. Dada las características de alta selectividad para limitar el espectro de frecuencias de la señal en BLU, los clásicos filtros LC no se emplean (bajo Q). Por lo tanto los filtros utilizados para la generación de BLU están construidos de materiales de cristal o cerámica. Hay también los llamados “filtros mecánicos” y filtros de onda acústica superficial”.

1

Modulador balanceado

Amplificador

Filtro banda

pasante suma BLS1

Amp. de bùfer

Sumador

Oscilador de la portadora LF

100 Khz

2


Amp. de bùfer

Oscilador de la portadora MF

2Mhz

3


Amp. de bùfer

Oscilador de la portadora HF

20 Mhz

Filtro banda

pasante suma BLS2

Filtro banda

pasante suma BLS3

Amplif. de

potencia lineal

Entrada señal modulante

Ajuste de la Portadora piloto

B = 5 Khz 0 5 K

B = 5 Khz 100 105 K

B = 5 Khz 2,1M 2,105M

B = 5 Khz 100K 105K

B = 4,21Mhz 17,895M 17,9M 20M 22,1M 22,105M

B = 5 Khz 22,1M 22,105M

B = 5 Khz 22,1M 22,105M

Antena

B = 10 Khz 95K 0 105K

B = 210 Khz 1,895M 1,9M 2M 2,1M 2,105M



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Transmisor de banda lateral independiente

El esquema, muestra un transmisor BLU, de “banda lateral independiente”, el cual transmite dos informaciones distintas utilizando las bandas laterales superior e inferior. Emplea el método del filtro, con tres modulaciones balanceadas, para llegar a las frecuencias de transmisión. La señal compuesta de transmisión, lleva incorporada la “portadora piloto (reducida), para facilitar la demodulacion de la información, en el equipo receptor. El transmisor, procesa dos señales de información de 5 Khz de ancho, A y B, que se originan en forma independiente. Estas señales se modulan con una portadora de LF de 100 Khz en los moduladores balanceados 1 y 2. La señal de salida del modulador 1 pasa por un filtro pasabandas de 5 Khz sintonizado en el centro de la banda lateral inferior (95 a 100 Khz), eliminando la BLS. A su vez, la señal de salida del modulador 2 pasa por un filtro pasabandas de 5 Khz sintonizado en el centro de la banda lateral superior (100 a 105 Khz), eliminando la BLI. Los dos espectros de frecuencia de banda lateral sencilla se combinan dentro de una red hibrida para formar un espectro compuesto de portadora suprimida de 95 a 105 Khz. La portadora de LF de 100 Khz, se reinserta como piloto (reducida) junto al espectro compuesto, en el sumador lineal. Esta señal compuesta se modula con una señal de portadora de 2,7 Mhz, en el modulador balanceado 3 para luego pasar por el filtro pasabandas 3 que deja pasar solamente la BLS (2795Khz a 2805Khz), que contiene la información A y B. En el

Control reinserción portadora

1

A Modulador balanceado

Oscilador LF

100Khz

2

B Modulador balanceado

Entrada Canal A 0-5 Khz

Entrada Canal B 0-5 Khz

Filtro 1 banda

pasante diferencia

BLI A

Filtro 2 banda

pasante suma BLS B

Red hibrida

Sumador lineal

B = 5 Khz A 95 100K

B = 5 Khz B 0 5 K

B = 5 Khz A 0 5 K

B = 5 Khz B 100 105K

B = 10 Khz A B 95K 10 0 105K

3


Oscilador MF

2,7Mhz

Filtro 3 banda

pasante suma

BLS (A+B)

4


Oscilador HF

25 Mhz

B = 10 Khz A B 2795K 2800 2805K

B = 10 Khz A B 27,79595M 27,8M 27,805M

Antena

Filtro 4 banda

pasante suma

BLS (A+B)



38

último paso de modulación (4) y filtro (4), las señales de información se las lleva finalmente a las frecuencias de transmisión, en el espectro de frecuencias, comprendido entre 27,795 Mhz a 27,805 Mhz, con la portadora piloto en la frecuencia de 27,8 Mhz. Los receptores de banda lateral única BLU Tenemos diferentes tipos de receptores, algunos de ellos BLU no sincronizados, o denominados “no coherentes y otros sincronizados o “coherentes”; vamos a describir aspectos generales de estos receptores, siempre tratado en el esquema de bloques. Receptor BFO de banda lateral única no sincronizado

La figura, nos muestra el esquema de bloques de un receptor simple BFO de banda lateral sencilla no coherente. El espectro de frecuencias de radio BLU es seleccionado en la etapa preselectora y amplificado. Luego esta señal se reduce a la frecuencia intermedia, mediante el mezclador de RF y filtro pasabandas para una mayor amplificación y reducción de banda. La salida de la etapa del amplificador de FI es mezclada (heterodinada) con pulsaciones de un “oscilador de frecuencia pulsante” (BFO). La frecuencia del BFO es igual a la frecuencia de la portadora de FI, por lo tanto, la diferencia entre las frecuencias de FI y del BFO, es la señal de información. Este tipo de receptor no es coherente, dado que el oscilador de RF y el BFO no están sincronizados entre sí, ni con los osciladores del transmisor. Por consiguiente, cualquier diferencia entre las frecuencias del oscilador local del transmisor y receptor producen un error de compensación de la frecuencia en la señal de la información (se modifica el tono de la señal de audio). Estos transmisores, disponen de corrección manual de los osciladores locales, para mejorar la señal de información ante eventuales variaciones de frecuencias de estos osciladores. El mezclador de RF y el 2º detector, son detectores de productos; así como en los moduladores balanceados del transmisor, sus salidas son el producto de sus entradas. Un modulador de productos y un detector de productos son en esencia el mismo circuito. La única diferencia es que la entrada de un modulador de productos es una señal de baja frecuencia y la salida esta sintonizada a una señal modulante de alta frecuencia. En el detector de producto, la entrada es una señal modulada de alta frecuencia y la salida esta sintonizada para a una señal de información de baja frecuencia. Tanto en el modulador como en el detector, la señal de frecuencia sencilla,

Amplificador de RF y

preselector

1º Mez-

clador de RF

Filtro pasabandas

BLI

Antena receptora

Ampli- ficador

de FI

2º Detector y filtro

1ºOscilador Local de RF

2ºOscilador

Local BFO

Información demodulada,

a los amplificadores

de audio



39

es la señal de conmutación. En un receptor, la señal de entrada, que es una portadora de RF reducida o suprimida y una banda lateral, se mezcla con la frecuencia del oscilador local de RF para producir una FI. La salida del detector de 2º producto, son las frecuencias suma y diferencia entre la FI y la frecuencia pulsante. La banda de frecuencia diferencia es la información original. Receptor de BFO de banda lateral sencilla (BLU) coherente

La figura anterior muestra el esquema en bloques de un receptor con “oscilador de frecuencias pulsante” (BFO). Como vemos el receptor es prácticamente similar al anterior, no coherente, excepto que las frecuencias del oscilador local (LO) y el BFO están sincronizadas con los osciladores de la portadora (piloto) del transmisor. El circuito de recuperación de la portadora es un PLL de banda angosta que rastrea la portadora piloto en la señal compuesta, a la salida del amplificador de RF. La portadora recuperada se utiliza para regenerar las frecuencias del oscilador local coherente en el sintetizador. El circuito del sintetizador produce la señal del oscilador coherente (LO) y una frecuencia de BFO. El circuito de recuperación de la portadora rastrea la portadora piloto recibida. Si se producen cambios pequeños en la frecuencia del transmisor, estos compensan en el receptor, por el PLL, eliminando los errores por desplazamiento de la frecuencia. Receptor de detección de envolvente de banda lateral única coherente


preselector

Mez- clador

de RF

Filtro pasabandas

BLI

Antena receptora

Ampli- ficador

de FI


Sintetizador de frecuencias y de recuperación de portadora (PLL)

LO IF

RF


preselector

1º Mez-

clador de RF

Filtro pasabandas

BLI

Antena receptora

Ampli- ficador

de FI


Sintetizador de frecuencias y de recuperación de portadora (PLL)

LO BFO



40

El esquema anterior muestra un receptor BLU que emplea las portadoras sincrónicas y la “detección de envolvente para remodular las señales recibidas. La portadora piloto es detectada, separada del espectro de demodulación y regenerada en el circuito de recuperación de la portadora. El piloto regenerado se divide y se utiliza como fuente de frecuencias estables para un sintetizador que suministra al receptor la señal local de una frecuencia coherente (LO). La señal RF se mezcla y se reduce a FI en el 1º detector. La portadora de de FI regenerada se agrega en el sumador lineal, aumentado el espectro de FI, produciendo una envolvente de AM de portadora completa. La envolvente luego se remodula por un detector de picos convencional, recuperándose de esta forma, la señal original, o sea la información. Este tipo de receptor, también se lo denomina “ de portadora elevada”. Modulación angular (Exponencial) Como habíamos indicado, en una señal analógica podemos variar tres propiedades: la amplitud, la frecuencia y la fase. La modulación en frecuencia (FM) y la modulación en fase (PM), son ambas formas de modulación angular o exponencial. Se les suele llamar a ambas formas de modulación FM. Tenemos varias ventajas en utilizar la modulación angular respecto a la modulación AM, tal como la reducción del ruido, mejor fidelidad y uso más eficiente de la potencia. La modulación angular fue introducida en 1931, como una alternativa a la modulación en amplitud. Se sugirió que la onda con modulación angular era menos susceptible al ruido como ocurría con AM y consecuentemente se podía mejorar el rendimiento.

La modulación angular no es un proceso lineal, por lo tanto no existirá una relación lineal entre el espectro de la señal moduladora o modulante (datos) y el espectro de la señal modulada. También en este caso es necesario un ancho de banda mayor que el necesario en modulación de amplitud, pero tiene el beneficio de permitir incrementar la relación señal/ruido sin que se tenga que incrementar la potencia transmitida. Además este tipo de señales son más robustas frente al ruido y a la interferencia. Consideremos tener una señal portadora expresada de la siguiente manera: v(t) = Vp sen θ(t) Donde θ(t) es la fase instantánea o sea el ángulo de la portadora en función del tiempo. Por lo tanto podemos decir que θ(t) está dado por la siguiente expresión θ(t) = ωp.t + Φ(t) = 2π fp t + Φ(t) [radianes] Siendo fp [Herz ≡ ciclos/seg.] la frecuencia de la portadora sin modular y Φ(t) es la “desviación de la fase instantánea” de la portadora modulada, respecto al ángulo de la portadora sin modular (2π fp.t). Reemplazando obtenemos: v(t) = Vp sen [2π fp t + Φ(t)] La velocidad angular instantánea y la frecuencia instantánea valen respectivamente: ωi(t) [rad/seg] = θ’(t) = 2π (radianes/ciclo). fp(ciclos/seg) + Φ’(t)(radianes/seg.) fi(t) [Hz] = ωi(t)/ 2π = fp + Φ’(t)/ 2π Donde Φ’(t)/ 2π representa “la desviación de la frecuencia instantánea” Si en esta última expresión consideramos que la modulación hace variar la frecuencia, mediante el término Φ’(t)/ 2π, se tendrá modulación de frecuencia; mientras que si consideramos que la modulación hace variar Φ(t), tendremos modulación de fase. En



41

esencia la diferencia entre FM y PM, esta en cual propiedad de la portadora (la frecuencia o la fase) se esta variando directamente con la señal modulante y cual propiedad se esta variando indirectamente. Con FM, la frecuencia de la portadora se varía directamente proporcional a la amplitud de la señal modulante e indirectamente se varía la fase. Con PM, la fase instantánea de la portadora se varía directamente proporcional a la amplitud de la señal modulante e indirectamente se varía la frecuencia. Modulación de Frecuencia – FM

Este es un caso de modulación donde tanto las señales de transmisión como las señales de datos son analógicas y es un tipo de modulación angular o exponencial. En este caso la señal modulada mantendrá fija su amplitud y el parámetro de la señal portadora que variará es la frecuencia, y lo hace de acuerdo a como varíe la amplitud de la señal moduladora.


Señal Portadora

Señal Modulada



42

La expresión matemática de la señal portadora, está dada por: vp(t) = Vp sen(2π fp t) Donde Vp es el valor pico de la señal portadora y fp es la frecuencia de la señal portadora. Mientras que la expresión matemática de la señal moduladora está dada por: vm(t) = -Vm sen(2π fm t) Siendo Vm el valor pico de la señal moduladora y fm su frecuencia. De acuerdo a lo dicho anteriormente, la frecuencia fi de la señal modulada variará alrededor de la frecuencia de la señal portadora de acuerdo a la siguiente expresión ωi[rad/s] = 2 π .fp + k1. vm(t) = 2 π .fp + k1.Vm sen(2 π.fm.t) fi[Hz] = fp + (k 1/2 π) vm(t) = fp + ∆f sen(2 π fm t), ∆f = k1Vm/2π ∆f [Hz], es la “desviación de frecuencia” y representa el máximo cambio de frecuencia que puede experimentar la frecuencia de la señal portadora. k1 se denomina sensibilidad del modulador de frecuencia (constante) y esta dado en (radianes/segundos)/voltios Por lo tanto la expresión matemática de la señal modulada en frecuencia resulta: v(t) = Vp sen[2π fp.t + 2π ∆f sen(2 π fm t)] = Vp sen[2π.fp.t + 2π.∆f sen(2 π fm t).t] El producto ∆f sen(2 π fm t) representa la variación total de frecuencia desde la más baja hasta la más alta, y se la conoce como “oscilación de portadora”. De esta forma, una señal moduladora que tiene picos positivos y negativos (tal como una señal senoidal pura), provocará una oscilación de portadora igual a 2 veces la desviación de frecuencia (∆f). Por otra parte el termino 2π ∆f sen(2 π fm t) = -Φ’(t)(radianes/seg.) Φ(t) = ∫ -Φ’(t)dt = (2π ∆f/2π fm)cos (2π fm.t) Teniendo en cuenta la expresión general de la señal modulada angularmente, resulta: v(t) = Vp sen [2π fp t + Φ(t)] Vp sen [2π fp t + (∆f/fm)cos (2π fm.t)]

Se denomina índice de modulación en frecuencia a

Se denomina porcentaje de modulación a la razón entre la desviación de frecuencia efectiva respecto de la desviación de frecuencia máxima permisible.

Modulación de fase - PM Este también es un caso de modulación donde las señales de transmisión como las

señales de datos son analógicas y es un tipo de modulación angular o exponencial al igual que la modulación de frecuencia. En este caso el parámetro de la señal portadora que variará de acuerdo a señal moduladora es la fase. La modulación de fase (PM) no es muy utilizada principalmente por que se requiere de equipos de recepción más complejos que en FM y puede presentar problemas de ambigüedad para determinar por ejemplo si una señal tiene una fase de 0º o 180º.



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Señal Portadora

Señal Modulada

La forma de las señales de modulación de frecuencia y modulación de fase son muy parecidas. De hecho, es imposible diferenciarlas sin tener un conocimiento previo de la función de modulación. Consideremos tener una señal portadora dada por la siguiente expresión: vp(t) = Vp cos(2π fp t ) Donde Vp es el valor pico de la señal portadora y fp es la frecuencia de la señal portadora, y que la expresión matemática de la señal moduladora está dada por: vm(t) = Vm cos(2π fm t ) Siendo Vm el valor pico de la señal portadora y fm su frecuencia. Si consideramos que la fase de la señal portadora varia proporcionalmente a la amplitud de la señal moduladora, o sea que

Φ(t) = K Vm cos(2π fm t)



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Donde K es la constante de desviación de fase. Como el valor máximo que puede tomar vm(t) es Vm, resulta que la máxima variación de Φ(t) será: - KVm ≤ Φ(t) ≤ +KVm por lo tanto la señal modulada resulta v(t) = Vp cos[ 2π fp t + Φ(t) ] Donde Φ(t) será la variación de la fase debida a la modulación. Reemplazando tenemos v(t) = Vp cos[ 2π fp t + ∆Φ Vm cos(2π fm t) ] Llamando m = ∆Φ Vm, el índice de modulación resulta v(t) = Vp cos[ 2π fp t + m cos(2π fm t) ] Esta última expresión tiene la misma forma matemática que la expresión modulada en frecuencia, con la salvedad que “m” es independiente de la frecuencia. Por lo tanto los espectros de frecuencias de la modulación de fase tienen las mismas características generales que los espectros de modulación de frecuencia. Si fm cambia, en tanto se mantenga fija la amplitud Vm, m se mantiene constante y solo se altera el espaciamiento entre las líneas del espectro de frecuencias. Esto difiere de la modulación de frecuencia donde varía el espaciamiento y la amplitud de las líneas del espectro de frecuencias. En PM las consideraciones acerca del ancho de banda son similares a las del ancho de banda en FM. Nota: para que las expresiones de la señal modulada en FM y PM resulten similares, hemos tomado como señal modulante para FM vm(t) = -Vm sen(2π fm t) y para PM vm(t) = Vm cos(2π fm t) Como resultado las ondas de FM y PM son idénticas, excepto por su relación de tiempo (fase). Moduladores y demoduladores de fase y frecuencia Un modulador de fase es un circuito en el cual la portadora varía de tal manera que su fase instantánea es proporcional a la señal modulante. La portadora no modulada es una señal senoidal de frecuencia fija y se llama comúnmente de “frecuencia en reposo”. Un modulador de frecuencia, es un circuito en el cual la portadora varia, de tal manera, que su fase instantánea es proporcional a la integral de la señal modulante. Por lo tanto con un modulador de frecuencia, si la señal modulante v(t) es diferenciada, antes de ser aplicada al modulador, la desviación de fase instantánea es proporcional a la señal modulante v(t). Por lo tanto podemos decir un circuito diferenciador que le precede a un modulador de frecuencia, es equivalente a un modulador de fase. Respecto a la demodulacion también tendremos equivalencias: Un demodulador de frecuencia seguido por un integrador es equivalente a un demodulador de fase. Tenemos cuatro alternativas posibles en la modulación y demodulacion angular: 1) Modulador de PM ≡ Diferenciador seguido por un modulador FM. 2) Demodulador de PM ≡ Demodulador de FM seguido por un integrador 3) Modulador de FM ≡ Integrador seguido por un modulador PM. 4) Demodulador de FM ≡ Demodulador de FM seguido por un diferenciador



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Modulación en PM

Modulación en FM

Análisis en frecuencias de las señales eléctricas con modulación angular La modulación angular genera bandas laterales a cada lado de la frecuencia central de la señal portadora. Estas bandas laterales tienen componentes en frecuencia, que están más complejamente relacionados a las frecuencias de la señal modulante, que como en el caso de la modulación de amplitud. Un modulador angular (frecuencia o fase) con una señal modulante de una sola frecuencia, genera un número infinito de pares de frecuencias laterales. En teoría, el ancho de banda en la transmisión angular resulta infinito. Cada frecuencia lateral se desplaza de la portadora por un múltiplo integral de la frecuencia de la señal modulante. No obstante, la mayoría de las amplitudes de las frecuencias laterales, son de baja magnitud, que hace que el ancho de banda efectivo esté limitado. El análisis matemático de una onda con modulación angular, requiere considerar una ecuación del tipo: f(t) = Vp.cos[ωp.t + m.cos(ωm.t)]

Modulador De FM

K 1

Demodu- lador de FM

Integra-dor

Modulador de FM

K 1

Diferenciador

vm(t) vm(t)

vm(t) vm(t)

Demodu- lador de FM

∫vm(t) V(t)=Vp cos[wp.t + K.∫.Vm(t) dt] Forma de onda de FM

∫vm(t)

Modulación en FM con un modulador PM

Modulador De PM

k

Demodu- lador de PM

Diferen- ciador

Modulador de FM

K 1

Integrador

vm(t) vm(t)

vm(t) vm(t) V’ m(t)

Demodu- lador de FM

V(t)=Vp cos[wp.t +K1.Vm(t)] Forma de onda de PM

v’ m(t)

Modulación en PM con un modulador FM

V(t)=Vp cos[wp.t +K.Vm(t)] Forma de onda de PM

V(t)=Vp cos[wp.t+K1.∫.Vm(t) dt] Forma de onda de FM



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Para desarrollar esta función, es necesario recurrir a la “identidades de función de 1º especie de Bessel. Aplicando esta identidad a una función generalizada tendremos: ∞ Cos (α + m.cosβ) = ∑ Jn(m).cos (α + n.β + n π/2) n=0 Donde Jn(m) es la función de Bessel de 1º clase de enésimo orden con argumento m Aplicando este desarrollo a la función que expresa la onda con modulación angular tendremos: ∞ f(t) = Vp.∑ Jn(m).cos (ωp.t + n.ωm.t + n π/2) n=0 Desarrollando esta sumatoria para los cuatro primeros términos, tendremos: f(t) = J0(m).cos ωp.t + J1(m).cos[(ωp + ωm).t + π/2] - J1(m). cos[(ωp - ωm).t - π/2] - J2(m). cos[(ωp + 2ωm).t] + Jn(m). cos[(ωp -2 ωm).t] + ………… Estas ecuaciones muestran que para una señal portadora con modulación angular, y con una señal modulante de frecuencia sencilla, se producen un numero infinito de conjuntos de frecuencias laterales, cada uno desplazados de la portadora por un integral múltiplo de la frecuencia de la señal modulante ( fp±fm, fp±2fm,…. fp±nfm, etc.). Los valores de Jn(m), en función del índice de modulación, los podemos obtener a través de la siguiente tabla de Bessel de 1º clase: m J0 J1 J2 J3 J4 J5 J6 J7 J8 J9 J10 J11 J12 J13 J14

0,00 1,00 - - - - - - - - - - - - - - 0,25 0,98 0,12 - - - - - -- - - - - - - - 0,5 0,94 0,24 0,03 - - - - - - - - - - - - 1,0 0,77 0,44 0,11 0,02 - - - - - - - - - - - 1,5 0,51 0,56 0,23 0,06 0,01 - - - - - -- - - - - 2.0 0,22 0,58 0,35 0,13 0.03 - - - - - - - - - - 2,4 0 0,52 0,43 0,20 0,06 ,02 - - - - - - - - - 2,5 -0,05 0,50 0,45 0,22 0,07 ,02 ,11 - - - - - - - - 3,0 -0,26 0,34 0,49 0,31 0,13 ,04 ,11 - - - - - - - - 4,0 -0,40 -0.07 0,36 0,43 0,28 ,13 ,05 0,02 - - - - - - - 5,0 -0,18 -0,33 0,05 0,36 0,39 ,26 ,13 0,05 ,02 - - - - - - 6,0 0,15 -0,28 -0,24 0,11 0,36 ,36 ,25 0,13 ,06 ,02 - - - - - 7,0 0,30 0,00 -0,30 -0,17 0,16 ,35 ,34 0,23 ,13 ,06 ,02 - - - - 8,0 0,17 0,23 -0,11 -0,29 -0,10 ,19 ,34 0,32 ,22 ,13 ,06 ,03 - - - 9,0 -0,09 0,25 0,14 -0,18 -0,27 -,06 ,20 0,33 ,31 ,21 ,12 ,06 ,03 ,01 - 10 -0,25 0,05 0,25 0,06 -0,22 -,23 -,01 0,22 ,32 ,29 ,21 ,12 ,06 ,03 ,01

Analizando estos valores, podemos sacar las siguientes conclusiones: a) con m= 0 (sin modulación), no se producen bandas laterales, solamente tendremos la señal portadora. b) Cuanto mayor sea el índice de modulación, mayor es la cantidad de conjuntos de frecuencias laterales que se producen (se requiere mayor ancho de banda). c) Los valores de Jn (amplitudes de los conjuntos de bandas laterales), están relacionados a la amplitud de la señal portadora sin modular. Por ejemplo si m= 2, corresponde un J2 = 0,35, significando esto que las amplitudes de 2º conjunto de frecuencias laterales tendrán una amplitud de un 35% de la amplitud de la portadora sin modular. d) Para un índice de modulación menor a la unidad las frecuencias de orden superior, rápidamente se vuelven insignificantes (se requiere menor ancho de banda). e) Para los valores superiores de m, el valor de Jn (m) comienza a disminuir rápidamente en cuanto n= m.



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f) A medida que el índice de modulación se incrementa a partir de cero, la magnitud de la portadora J0 (m) disminuye. g) Cuando m ≈ 2,4 resulta J0 (m) = 0 y la componente de la portadora tiende a cero (primer cero de la portadora). Esta propiedad se la suele utilizar para determinar el índice de modulación o establecer la sensibilidad de la desviación de un modulador de FM. La portadora reaparece cuando m se incrementa por encima de 2,4. Cuando m ≈ 5,4 la componente de la portadora nuevamente se hace cero (segundo cero de la portadora). Los demás incrementos de m, producirán ceros de la portadora adicionales a intervalos periódicos. h) Para valores crecientes de m se incrementan las amplitudes de los conjuntos laterales de frecuencia, aumentando el ancho de banda de transmisión. i) Se pueden considerar poco importante los conjuntos laterales de frecuencia cuyas amplitudes sean menores al 1% de la amplitud de la portadora sin modular. Consecuentemente, el ancho de banda de una onda con modulación angular, resulta una función del índice de modulación “m”. El ancho de banda para las señales con modulación angular Del análisis matemático, a través de las funciones de Bessel de primera especie, puede observarse que el ancho de banda de señal eléctrica con modulación angular resulta una función de la frecuencia de la señal modulante y del índice de modulación. Con la modulación angular se producen conjuntos de bandas laterales que generan un ancho de banda que puede ser significativamente mayor al de una modulación de amplitud con igual señal modulante. Las señales eléctricas con modulación angular usualmente se las clasifica como de índice bajo, medio o alto. Se especifica como índice bajo cuando m≤1 rad. e índice alto cuando m> 10 rad. Para los valores de m comprendidos entre 1 y 10, se consideran como de índice mediano. Las señales eléctricas moduladas con índice bajo, generan un ancho mínimo igual al doble de la frecuencia de la señal modulante mas alta. A estos sistemas de transmisión, se les denomina “de banda angosta de FM”.

Los espectros de frecuencia de AM y de FM de banda angosta, aunque pudieran parecer iguales, por medio del análisis de Fourier y Bessel, se demuestra que las relaciones de magnitud y fase en AM y FM son totalmente diferentes. Para las modulaciones con índice altos, el mínimo ancho de banda se aproxima de la siguiente forma: B = 2. ∆f [Hz.] Siendo ∆f la máxima desviación de frecuencia de la señal portadora. El ancho de banda real requerido, para pasar todas las bandas laterales importantes, para una señal eléctrica con modulación angular, es igual al doble del producto de la frecuencia de la señal modulante mas alta y el numero de bandas laterales importantes, determinado por medio de las funciones de Bessel. Se consideran importantes los conjuntos laterales de frecuencia cuyas amplitudes sean mayores al 1% de la amplitud de la portadora sin modular.

El ancho de banda se aproxima a: B = 2.fm [Hz.]



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Matemáticamente, se puede utilizar como regla para determinar el mínimo ancho de banda para una señal con modulación angular, la siguiente expresión: B = 2 . (n . fmmax) n = número de bandas laterales importantes, o sea para Jn(m)>1% J0(m) fmmax = frecuencia de la señal modulante mas alta [Hz.] El matemático Carson, en 1939, estableció una regla para determinar el ancho mínimo de transmisión con modulación angular, sin importar el índice de modulación. Esta, se denomina “regla de Carson”. Tiene la siguiente expresión: B = 2 . ( ∆f + fmmax) [Hz.] ∆f = máxima desviación de frecuencia de la señal portadora [Hz.] Fmmax = frecuencia de la señal modulante mas alta [Hz.] La regla de Carson es una aproximación y proporciona anchos de banda de transmisión un poco más angostos que los determinados por la tabla de Bessel y la formula B = 2 . (n . fmmax) para Jn(m)>1% J0(m) La regla de Carson define un ancho de banda que incluye el 98% de la potencia total en la señal eléctrica modulada. El ancho de banda real necesario es una función de la forma de la señal modulante y de la calidad de la transmisión deseada A continuación, daremos una serie de ejemplos para interpretar el espectro en frecuencias y ancho de banda de transmisión, en función del índice de modulación angular y frecuencia máxima de la señal modulante. Ejemplo 1 Un modulador de FM, con una señal modulante vm(t) = Vm. sen (2π.1000.t), modula con un índice de modulación m= 0,5 a una señal portadora vc(t) = 10. sen (2π.5x105.t). Determinar: el número de frecuencias laterales significativas, sus amplitudes y el esquema grafico del espectro de frecuencias que muestre sus amplitudes relativas. Solución: De la tabla de Bessel, vemos que para m = 0,5 le corresponde una componente reducida de portadora y dos conjuntos de frecuencias laterales significativas, con el siguiente valor: J0 = 0,94.Vc = 0,94.10 = 9,4 Volt J1 = 0,24.Vc = 0,24.10 = 2,4 Volt J2 = 0,03.Vc = 0,03.10 = 0,3 Volt El espectro en frecuencias resulta:

Como podemos observar, con un índice de modulación bajo prácticamente el ancho de banda de transmisión resulta prácticamente B = 2 fm = 2.1 Khz = 2 Khz, o sea igual al de una modulación de amplitud con la misma señal modulante (si despreciamos el conjunto de bandas laterales de amplitud 0,3 Volt).

9,4 V

2,4 V 2,4 V 0,3 V 0,3 V

498 499 500 501 502



49

Ejemplo 2 Determinar: el número de frecuencias laterales significativas, sus amplitudes y el esquema grafico del espectro de frecuencias que muestre sus amplitudes relativas, del ejemplo 1, pero ahora con un índice de modulación m= 1 Solución: De la tabla de Bessel, vemos que para m = 1 le corresponde una componente reducida de portadora y tres conjuntos de frecuencias laterales significativas, con el siguiente valor: J0 = 0,77.Vc = 0,77.10 = 7,7 Volt J1 = 0,44.Vc = 0,44.10 = 4,4 Volt J2 = 0,11.Vc = 0,11.10 = 1,1 Volt J3 = 0,02.Vc = 0,02.10 = 0,2 Volt El espectro en frecuencias resulta:

Vemos que al aumentar el índice de modulación, aumentaron los conjuntos de bandas laterales significativas y con ello el ancho de banda de transmisión Para este caso, la regla matemática para determinar el ancho de banda, según las funciones de Bessel resulta: B = 2 . (n. fm) = 2. 3 .1 Khz = 6 Khz n = numero de bandas laterales significativas fm = frecuencia de la señal modulante Ejemplo 3 Una señal modulante con fm = 10Khz, modula una señal portadora de amplitud Vc= 10 V y frecuencia fc = 500 Khz, utilizando un modulador de FM que produce una desviación de frecuencia pico ∆f = 10 Khz. Determinar: a) el mínimo ancho de banda real empleando la tabla de Bessel. b) El mínimo ancho de banda aproximado utilizando la regla de Carson. c) la grafica del espectro de frecuencias de salida para la aproximación de Bessel. a) Comenzamos determinando el índice de modulación m = ∆f/ fm m = 10 Khz/10 Khz = 1 De la tabla de Bessel vemos que corresponden tres conjuntos significativos de bandas laterales; por lo tanto aplicando la formula del ancho de banda según Bessel tendremos: B = 2 . (n. fm) = 2. 3 .10 Khz = 60 Khz b) Utilizando ahora la regla de Carson, tendremos: B = 2 . ( ∆f + fmmax) [Hz.] = 2 . (10 +10) = 40 Khz

7,7 V

4,4 V 4,4 V

1,1 V 1,1 V

487 498 499 500 501 502 503

0,2 V 0,2 V



50

c) el espectro de frecuencias de salida para la aproximación de Bessel, resulta:

En este ejemplo vemos que existe una diferencia apreciable en los anchos de banda calculados. El ancho de banda de Carson resulta menor que el mínimo ancho de banda determinado por la tabla de Bessel. Para este ejemplo, si diseñáramos el transmisor de FM con una limitación del ancho de banda según Carson, tendríamos una señal modulada de transmisión más distorsionada que si lo hubiéramos hecho siguiendo la regla de Bessel. Relación de desviación Para un determinado sistema de comunicaciones de FM, el mínimo ancho de banda necesario, (que por otra parte, es el mayor) se produce cuando el modulador desvía la frecuencia de la portadora a su máximo valor (con la máxima amplitud de la modulante), con la máxima frecuencia de la señal modulante. Se define “la relación de desvió DR”, como el índice de modulación para el peor caso, o sea el que produce un ancho de banda mayor. DR = ∆fmax/fm(max) DR : relación de desviación (sin unidades) ∆fmax: maxima desviación de frecuencia de la señal portadora producida por el modulador de FM [Hz] fm(max): Maxima frecuencia contenida en la señal modulante [Hz] Ejemplo 4 La porción de sonido de una estación de televisión analógica de radiodifusión comercial, esta limitada a una desviación máxima de frecuencia de la portadora de 50 Khz. determinar el ancho de banda máximo de transmisión teniendo en cuenta que la señal modulante contiene frecuencias de hasta un valor máximo de 15 Khz Solución: Debemos determinar la relación de desvió o sea el índice de modulación que va a producir el máximo ancho de banda; como dijimos este se va a producir cuando se produzca el máximo desvió de la portadora con la máxima frecuencia de la señal modulante DR = m = ∆fmax/fm(max) = 50 Khz/15 Khz = 3,33 Utilizando la tabla de Bessel vemos que le corresponden seis (6) conjuntos significativos de bandas laterales, por lo tanto el ancho de banda resulta: B = 2 . (n. fm) = 2. 6 .15 Khz = 180 Khz

7,7 V

4,4 V 4,4 V

1,1 V 1,1 V

470 480 490 500 510 520 530

0,2 V 0,2 V

B=40 Khz (Carson)

B=60 Khz (Tabla de Bessel)



51

Ejemplo 5 Considerando el ejemplo 4, determinar el ancho de banda de transmisión cuando se produce el mismo desvió de frecuencia de portadora pero con un frecuencia de la señal modulante de 10 Khz Solución: En este caso determinamos el índice de modulación m para luego determinar la cantidad de conjuntos de bandas laterales significativas M = ∆fmax/fm = 50 Khz/10 Khz = 5 con un índice de modulación 5 le corresponden ocho (8) conjuntos de bandas laterales, por lo tanto el ancho de banda resulta: B = 2 . (n. fm) = 2. 8 .10 Khz = 160 Khz Como podemos observar el índice de modulación es mayor pero el ancho de banda es menor, dad la menor frecuencia de modulación. Ejemplo 6 Los equipos de transmisión de FM de radiodifusión comercial, en la banda de 88 a 108 Mhz, están restringidos a un ancho de banda máxima de 200 Khz para la señal de transmisión. Determinar la máxima desviación de frecuencia de la portadora para la máxima frecuencia de la señal modulante de 10 Khz. Solución: En este caso, debemos primero determinar el numero de conjuntos de bandas laterales significativas, partiendo de la formula dl ancho de banda según la tabla de Bessel B = 2 . (n. fm) n = B/(2. fm) = 200 Khz/2.10 = 10 Para n = 10 corresponde un índice de modulación de 7 según la tabla de Bessel luego: DR = m = ∆fmax/fm(max) despejando ∆fmax ∆fmax= m . fm(max) = 7 . 10 = 70 Khz. Potencia promedio de la señal con modulación angular Una de las discrepancias más importantes entre la modulación angular y la modulación en amplitud, esta en la distribución de la potencia de la señal modulada. La diferencia con AM, esta en que la potencia promedio de una señal con modulación angular es igual a la potencia de la señal portadora sin modular. Esto significa que las bandas laterales no agregan potencia a la señal modulada. Con modulación angular, la potencia que estaba en la portadora sin modular, se redistribuye entre todo el espectro de frecuencias de la señal modulada. La potencia promedio de una señal con modulación angular es independiente de la señal modulante, el índice de modulación y la desviación de frecuencia. Al analizar el espectro de frecuencias de una señal modulada en frecuencia, observamos que se tienen infinitas frecuencias laterales, espaciadas en fm, alrededor de la frecuencia de la señal portadora fp; sin embargo la mayor parte de las frecuencias laterales tienen poca amplitud, lo que indica que no contienen cantidades significativas de potencia. El análisis de Fourier indica que el número de frecuencias laterales que contienen cantidades significativas de potencia, depende del índice de modulación de la señal modulada, y por lo tanto el ancho de banda efectivo también dependerá de dicho índice. Criterio de Schwartz Schwartz desarrollo la siguiente gráfica para determinar el ancho de banda necesario para transmitir una señal de frecuencia modulada cuando se conoce el índice de modulación.



52

En la construcción de la gráfica se ha empleado el criterio práctico que establece que una señal de cualquier frecuencia componente, con una magnitud (tensión) menor de 1% del valor de la magnitud de la portadora sin modular, se considera demasiado pequeña como para ser significativa.

FM de banda angosta y FM de banda ancha Al examinar la curva obtenida por Schwartz, se aprecia que para altos valores de mf, la curva tiende a la asíntota horizontal, mientras que para valores bajos de mf tiende a la asíntota vertical. Un estudio matemático detallado, indica que el ancho de banda

necesario para transmitir una señal FM para la cual , depende principalmente de la frecuencia de la señal moduladora y es totalmente independiente de la desviación de frecuencia. Un análisis más completo demostraría que el ancho de banda necesario para

transmitir una señal de FM, en la cual , es igual a dos veces la frecuencia de la señal moduladora.

BW = 2 fm para

De igual manera que en AM y a diferencia de lo que ocurre para FM con , por cada frecuencia moduladora aparecen dos frecuencias laterales, una inferior y otra superior, a cada lado de la frecuencia de la señal portadora y separadas en fm de la

frecuencia de la portadora. Dado lo limitado del ancho de banda cuando , se la

denomina FM de banda angosta, mientras que las señales de FM donde , se las denomina FM de banda ancha.

En FM de banda ancha se tiene la ventaja de tener menor ruido. En FM el contenido de potencia de las señal portadora disminuye conforme aumenta mf, con lo que se logra poner la máxima potencia en donde está la información, es decir en las bandas laterales.



53

Moduladores de FM Moduladores de FM directos En estos moduladores, la frecuencia de la señal portadora varía directamente por la señal modulante. Con FM directa, la desviación de frecuencia instantánea es directamente proporcional a la amplitud de la señal modulante. La siguiente figura muestra el diagrama esquemático mas simple de lo que podría ser un modulador de FM directo:

El circuito tanque LC, que fija la frecuencia de resonancia del oscilador, esta formado por la bobina L y el capacitor C, correspondiente al micrófono (transductor) capacitivo. Las variaciones de presión acústica modifican la capacidad de C y por lo tanto modifican la frecuencia de resonancia del oscilador generando una FM directa. El circuito anterior en la práctica no se utiliza. Para ello se utilizan osciladores controlados por voltaje, denominados VCO, donde el elemento que modifica la frecuencia, es un diodo varactor. Este diodo actúa como capacitor variable (con el voltaje aplicado en sus extremos), y se lo conecta formando parte del circuito de resonancia de un oscilador de cristal. Debido a este último elemento, la desviación de frecuencia pico, se limita a valores relativamente pequeños. Por lo tanto este tipo de moduladores se utilizan en equipos transmisores de FM de índice de modulación bajo.

Oscilador LC

Señal de salida modulada en FM

Fuente modulante

Micrófono (transductor)capacitivo

UTN REG. SANTA FE – ELECTRONICA II – ING. ELECTRICA Problemas para los capítulos 2, 3, 4, 5, 6, 7 y 8 --------------------------------------------------------------------------------------------------------

----------------------------------------------------------------------------------------------------- Apunte de cátedra Autor: Ing. Domingo C. Guarnaschelli

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Problemas a resolver para el capitulo 2 Problema nº 1 La caída de tensión directa de un diodo de potencia es VD = 1,2 V para una corriente directa ID =300 A. Determinar la corriente de saturación inversa “IS”, suponiendo que el coeficiente de emisión n= 2 y el voltaje térmico VT= 25, 7 mV. Problema nº 2 Los valores medidos de un diodo a 25º C de temperatura son: VD = 1,0 V para una ID = 50 A ; VD = 1,5 V para una ID = 600 A Determinar: a) El coeficiente de emisión “n” b) La corriente de fuga “Is”. c) La resistencia dinámica entre los valores de tensión y corriente medidos. d) La tensión de codo Vc. e) El circuito equivalente lineal por tramos del diodo, para los valores medidos. Problema nº 3 El tiempo de recuperación en sentido inverso de un diodo es trr= 5 µs, y la rapidez de bajada de la corriente en el diodo es di/dt = 80 A/µs. Si el factor de suavidad es SF= 0,5 determinar: a) La corriente pico en sentido inverso IRR

b) La carga almacenada QRR

Problema nº 4 Determinar los mismos parámetros del diodo del problema anterior pero considerando una caracteristica de recuperación inversa “abrupta”. Problema nº 5 Se conectan dos diodos en serie como se muestra en la figura, para compartir un voltaje inverso Vdc= 5 kV. Las corrientes de fugas son Is1= 30 mA y Is2= 35 mA. Determinar: a) Los voltajes inversos de cada diodo si las resistencias R1 = R2 = 100 KΩ b) Los valores de las resistencias R1 y R2 para que los voltajes inversos de los diodos sean iguales Vd1 = Vd2.

Vd1 Vd2



2

Problema nº 6 Se conectan dos diodos en paralelo como muestra la siguiente figura. Determinar los valores de las resistencias R1 y R2 para que circulen corrientes iguales por los diodos, siendo IT = 15 A, Vd1= 0,90 V, Vd2= 0,98 V y la caída de tensión máxima en directa del conjunto no debe superar VT ≤ 1,5 V

Problema nº 7 Calcular la corriente máxima tolerable por 10 diodos conectados en paralelo y funcionando a máxima temperatura de juntura. Los diodos están protegidos por fusibles en serie y tienen una corriente máxima promedio de IFAVmax =30 amperes. El calculo se debe realizar teniendo en cuenta el apareamiento en las características directas de los diodos. Problema nº 8 Calcular la cantidad de diodos en serie a colocar y valor de las resistencias, para soportar una tensión inversa máxima Vi = 2000 volt, con diodos de potencia que presentan la siguiente característica: VRWM = 600 volt IR = 0,05 ma

Problema nº 9 Para el circuito rectificador bifásico de onda completa con carga resistiva, determinar los siguientes parámetros de rendimiento:

VT

a) La eficiencia. b) El factor de forma. c) El factor de rizado. d) El factor de utilización del trafo. e) El voltaje pico inverso en los diodos. f) El factor de cresta. g) El factor de potencia.



3

Problema nº 10 Debemos cargar una batería con una tensión E = 12 volt y una capacidad de energía acumulada de 100 W-H (vatios-horas). La corriente promedio en la carga será de un máximo de Io = 5 A. ; la tensión primaria vp= 220 volt; la relación de vueltas del transformador : 4:1. Determinar: a) El ángulo de conducción del diodo. b) La resistencia limitador R. c) La potencia disipada por la resistencia. d) El tiempo de carga en horas. E) La eficiencia del rectificador. f) El voltaje de pico inverso (PIV) que soporta el diodo.

Problema nº 11 Determinar todos los parámetros de rendimiento del rectificador monofásico en puente con carga muy inductiva para una tensión Vo = 48 Volt Io = 25 A

Problema nº 12 Para el circuito rectificador monofásico en Puente, con carga R, L y E, determinar: 1) La corriente instantánea en régimen permanente, en cuatro periodos de tiempo, de tal forma que me permitan calcular por métodos de aproximación numérica, integrales definidas. 2) La corriente promedio que circula por los diodos. 3) La corriente eficaz que circula por los diodos 4) La corriente eficaz de entrada al rectificador. 5) La tensión inversa que soportan los diodos 6) La potencia aparente de entrada al rectificador. 7) La grafica de la tensión instantánea en los extremos de la carga. 8) La grafica de la corriente instantánea sobre la carga. Datos: L = 6,5 mH; R = 2,5 Ω; E = 10 volt. F = 60 Hz ; Vs = 120 volt. Caída de tensión en diodos: Vd. = 0



4

Problema nº 13 Para el circuito rectificador del problema anterior, determinar: a) conducción continua o discontinua para E = 95 volt. b) Angulo de inicio y final de conducción en los diodos si es discontinua. c) Corriente promedio en los diodos. d) Corriente eficaz en los diodos. e) Corriente eficaz de entrada al rectificador. f) Potencia aparente en la entrada al rectificador. g) Tensión inversa en los diodos. Problema nº 14 Un rectificador en estrella simple debe alimentar una carga resistiva pura con valores de Vo= 140 Volt y Io = 50 Amperes. Determinar: a) Potencia aparente del secundario trafo. b) Factor de forma de la corriente en las ramas del secundario y en los diodos c) Factor de utilización. d) Factor de rizado de la tensión de salida d) Los parámetros eléctricos necesarios para seleccionar los diodos Problema nº 15 Ídem al problema anterior pero considerando la carga puramente inductiva Problema nº 16 Determinar los mismos valores que el problema nº 14 pero utilizando un rectificador trifásico en puente (considerar solamente carga inductiva) Problema nº 17 Comparar los resultados de los problemas nº 14, 15 y 16, destacando las ventajas y desventajas para cada caso. Problema nº 18 Un rectificador trifásico en puente se alimenta de una fuente trifásica 380 Voltios, 50 Hz, conectada en estrella. La corriente promedio de carga es de Io = 60 A, y tiene un rizado despreciable. Calcular: a) Voltaje cc ideal en la carga (Vo) b) Valor efectivo del voltaje de salida de cc, debido a la resistencia bobinados, reactancia de dispersión de los bobinados y caídas de tensión en los diodos. c) Reducción porcentual del voltaje de cc en la carga Datos: PcT = 600 Watios (perdidas en el cobre totales) Vd = 1,3 V para 60 A Ld = 0,5 mH (reactancia de dispersión de cada bobinado)



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Problemas a resolver para el capitulo 3 Problema nº 1 Un tiristor conduce corriente según lo muestra la siguiente figura. Este pulso de corriente se repite con una frecuencia f = 50 HZ. Determinar la corriente promedio en estado de encendido

Problema nº 2 Un tiristor conduce corriente a la carga según la siguiente figura (PWM). Estos pulsos de corriente se repiten con una frecuencia de 50 Hz. Determinar: a) La corriente promedio que circula por el tiristor, despreciando los tiempos de subida y bajada de esta corriente b) La corriente eficaz que circula por el tiristor, despreciando los tiempos de subida y bajada de esta corriente

Problema nº 3 La capacitancia de la juntura J2 con polarización inversa en un tiristor es Cj2 = 20 pF, y se puede suponer independiente del voltaje en estado de apagado. El valor límite de la corriente de carga para encender el tiristor es de 16 mA. Calcular el valor critico de la variación en el tiempo de la tensión en los extremos principales del tiristor (dv/dt) Problema nº 4 Si suponemos que la capacitancia de la juntura de un tiristor es independiente del voltaje en estado de apagado, determinar el valor de esta capacitancia si tenemos en cuenta que el valor limite de la corriente de carga para activar el tiristor es de 12mA y el valor critico de dv/dt es de 800V/µs

t T/2 = 1/2f

T/14

T/2

iT(A)

1000

t

T = 1/f

5µs 5µs

iT(A)

1000



6

Problema nº 5 Para el siguiente circuito con tiristor, determinar el valor de Cs, tal que no pueda activarse debido a la dv/dt, teniendo en cuenta que la capacitancia de la juntura interna del mismo Cj2 es independiente del voltaje de apagado, siendo su valor Cj2 = 15 pF. Por otra parte el valor limite de corriente de carga para activar el tiristor es 5 mA, y el voltaje critico de variación de/dt es de 200 V/µs

Problema nº 6 Diseñar el circuito rectificador media onda con SCR con circuito de disparo con UJT, con control exponencial:

Problema nº 7 Diseñar un circuito de disparo de tiristores para un rectificador controlado monofásico con UJT con control pedestal rampa cosenoidal Problema nº 8 El siguiente circuito, cumple la función de oscilador de relajación con PUT para generar pulsos de disparo de tiristores. Determinar: a) Tensión de disparo del PUT b) Tiempo de carga del condensador desde VC = VAC = 1,4 v hasta la tensión de disparo c) Duración del pulso de disparo. d) Frecuencia de los pulsos de disparo e) Graficas, en función del tiempo, del voltaje del capacitor y del voltaje en los extremos de la resistencia R2. Datos: PUT: BRY56 R1 = 1KΩ ½ W R2 = R3 =1KΩ ½ W C = 56 nF, 32 V



7

P = 5 KΩ, ajustado al 50% Vcc = 10 V Vac = Vv = 1,4 volt (mínima tensión de descarga del condensador)

Problema nº 9 Para un circuito rectificador controlado monofásico semicontrolado en onda completa, con carga resistiva, determinar los siguientes parámetros eléctricos para, 30º, 90º, y 180º de conducción de los tiristores: a) Tensión promedio sobre la carga. b) Tensión eficaz total sobre la carga c) Factor de forma de la tensión. d) Factor de componente ondulatoria. e) Corriente eficaz total sobre la carga. f) Potencia total sobre la carga. g) Potencia en continua sobre la carga. h) Eficiencia: η %. i) Potencia aparente trafo. j) Factor de utilización trafo TUF. k) Tensión de pico inversa de los tiristores. Datos: Vm = 156 V Io = 50 A Problema nº 10 Para un circuito rectificador bifásico controlado con carga altamente inductiva. Determinar: a) La tensión promedio sobre la carga para α = 30º b) La tensión promedio sobre la carga para α = 110º c) La tensión promedio para α = 30º y para α = 110º cuando se coloca un diodo volante d) El cuadrante de funcionamiento para los anteriores casos y analizar transferencia de energía. Datos: Vm = 310 Voltios Problema nº 11 Para un circuito rectificador controlado monofásico semicontrolado en onda completa, con carga altamente inductiva, determinar: a) La corriente máxima de entrada.



8

b) La corriente eficaz de entrada. c) La componente de 1º armónica de la corriente de entrada d) El ángulo de atraso de la corriente de 1º armónica. e) El HF, el DF, y el FP Datos: Io = 70 A; α = 45º (ángulo de inicio conducción tiristores). Problema nº 12 Un convertidor monofásico dual opera con un suministro de voltaje de 120 V, 60 Hz, y la resistencia de la carga es R = 10 Ω. La inductancia circulante es Lr = 40 mH. Los ángulos de retardo son α1= 60º y α2= 120º. Calcular la corriente circulante pico y la corriente pico del convertidor. Problema nº 13 Para un rectificador trifásico controlado de media onda, con carga resistiva, determinar: a) El ángulo, a partir del cruce por cero de la tensión de fase, se pueden activar los tiristores b) Los valores limites del ángulo de disparo “α” para que la conducción de corriente sobre la carga sea continua. c) El voltaje promedio de salida para α = 17º y Vm = 220 V c) El voltaje promedio de salida para α = 76º y Vm = 220 V Problema nº 14 Para un rectificador trifásico controlado de media onda, con carga muy inductiva, determinar: a) Voltaje promedio de salida para α = 35º y Vm = 220 V b) Voltaje eficaz de salida para α = 35º y Vm = 220 V c) Factor de forma del voltaje de salida Problema nº 15 Un convertidor trifásico de media onda opera con una fuente trifásica de 208 V, 60 Hz conectada en estrella, siendo la resistencia de carga R = 10 Ω. Se requiere obtener un voltaje promedio de salida del 50% del voltaje máximo posible de salida. Determinar:/ a) El ángulo de retardo para obtener el 50% del voltaje de salida. b) Las corrientes eficaces y promedio de la salida. c) Las corrientes eficaces y promedio de los tiristores. d) La eficiencia de rectificación e) El factor de utilización TUF f) El factor de potencia de entrada FP Problema nº 16 Para un rectificador en puente totalmente controlado, determinar los mismos valores solicitados en el problema nº 14 Problema nº 17 Para un rectificador en puente totalmente controlado, determinar los mismos valores solicitados en el problema nº 15



9

Problemas a resolver para el capitulo 4 Problema nº 1 Un transistor bipolar, como muestra la figura, tiene un valor nominal de βF comprendido entre 8 y 40. La resistencia de carga es de RC = 11 Ω. El voltaje de alimentación es de Vcc = 200 V, y el voltaje de excitación de entrada es de VB = 10 V. Si las tensiones VE = 1.0 V, y VBsat.= 1,5 V, determinar: a) El valor de RB que produzca una saturación con un ODF= 5. b) El valor de βF c) La disipación de potencia PT en el transistor.

Problema nº 2 (L) Un transistor bipolar de potencia actúa como un interruptor eléctrico con formas de onda, según muestran los siguientes gráficos:

Los parámetros eléctricos de trabajo son: Vcc= 200 V, VBEsat=3 V, IB= 8 A, VCEsat = 2 V, ICs = 100 A, td = 0,5 µs, tr = 1 µs, ts = 5 µs, tf = 3 µs y f=10Khz. El ciclo de trabajo es k = 50%. La corriente de fuga de colector a emisor vale

kT (1-k)T T= 1/f

td tr tn ts tf to

VCE Vcc 0 iC ICs 0 iB IBs 0 VBE VBEsat 0

t

t

t

t



10

ICEO= 3 mA. Calcular la disipación de potencia debido a la corriente de colector: a) Durante el encendido tenc. = ts + tr. b) Durante el periodo de conducción tn c) Durante el apagado tapag. = ts + tf d) Durante el tiempo de apagado e) Las disipaciones totales promedio de potencia PT. Problema nº 3 (L) Para las mismas condiciones y transistor, del problema nº 2, determinar la potencia promedio disipada debido a la corriente de base. Problema nº 4 Un MOSFET se utiliza como interruptor electrico. Sus parámetros son VDD = 40 V, ID = 35 A, RDS = 28 mΩ, VGS = 10 V, td(enc)= 25 ns, td(apag.)= 70 ns, tr= 60 ns, tf = 25 ns, y fs = 20 KHz. La corriente de fuga de drenaje a fuente es IDSS = 250 µA. El ciclo de trabajo es k = 60%. Determinar la potencia disipada debido a la corriente de drenaje: a) Durante el encendido t enc. = td(enc.) + tr b) Durante el periodo de conducción tn c) Durante el periodo de apagado t apag. = td(apag.) + tf e) Las disipaciones totales promedio de potencia Problema nº 5 Un convertidor como la figura siguiente tiene una carga resistiva R = 10 Ω con un voltaje continuo de entrada Vs = 220 V. El semiconductor que produce la conmutación tiene una caída de tensión ∆Vse.= 2 V con una frecuencia de conmutación de f= 1 KHZ. Determinar: a) La tensión promedio de salida para un ciclo de trabajo del 50% b) El voltaje eficaz de salida c) La eficiencia del convertidor. d) La resistencia efectiva de entrada Ri del convertidor. e) El valor rms del componente fundamental del voltaje de salida.

io

R

+ Vo -

+ VH -

+ Vs -

Vo

Vs T

t1 t2

i Vs/R t

t=0

Interruptor Con semiconductor



11

Problema nº 6 Un convertidor de CC tipo reductor esta alimentado con una tensión primaria de 12 volt y tiene una frecuencia de conmutación f= 25 kHZ Si el tiempo de conducción, durante la conmutación de interruptor es de tc= 30 µseg., determinar el voltaje de CC de salida. Problema nº 7 Un convertidor de CC regulado tipo reductor trabaja a una frecuencia de conmutación f= 20 KHZ. Determinar el ciclo de trabajo y tiempo de conducción para obtener en la salida una tensión Vo = 8 volt. Problema nº 8 En un circuito regulador conmutado reductor realizado con amplificadores operacionales, la tensión de referencia del AO4 (amplificador de error de tensión) esta ajustado a Vref= 1,25 V. Si el divisor resistivo de realimentación tiene valores R1= 3 KΩ y R2= 1 KΩ , determinar la tensión de salida . Problema nº 9 Si el circuito del regulador conmutado del problema anterior trabaja a una frecuencia de f= 20 KHz y esta alimentado con una tensión de entrada de +25 volt, determinar el ciclo de trabajo y el tiempo de conducción del transistor para obtener la tensión de salida calculada en dicho problema. Problema nº 10 (L) El inversor monofásico de medio puente de la figura tiene una carga resistiva R = 2,5 Ω, y un voltaje de entrada Vs = 48 V. Determinar: a) El voltaje RMS de salida a la frecuencia fundamental Vo1

b) La potencia de salida Po c) Las corrientes promedio y pico en cada transistor IoT, IpT d) El voltaje pico de bloqueo en cada transistor VBR

e) La distorsión armónica total THD f) El factor de distorsion DF g) El factor armónico HF y el factor de distorsion DF de la armónica de orden más bajo LOH



12

Problema nº 11 El inversor monofásico en puente de la figura tiene una carga resistiva R = 2,5 Ω, y un voltaje de entrada Vs = 48 V. Determinar: a) El voltaje RMS de salida a la frecuencia fundamental Vo1

b) La potencia de salida Po c) Las corrientes promedio y pico en cada transistor IoT, IpT d) El voltaje pico de bloqueo en cada transistor VBR

e) La distorsión armónica total THD f) El factor de distorsion DF g) El factor armónico HF y el factor de distorsion DF de la armónica de orden más bajo LOH

Problema nº 12 El voltaje de salida de un inversor monofásico en puente se controla con modulación por ancho del pulso, con un solo pulso por medio ciclo. Determinar el ancho del pulso requerido para que la componente rms fundamental sea el 70% del voltaje de entrada de CC.



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Problemas a resolver para el capitulo 5 Problema nº 1 (L) Un controlador de voltaje de ca como muestra la figura, presenta una carga resistiva de valor R = 20 Ω, y es alimentado con un voltaje Vs = 220 Vrms, 50 Hz. El interruptor de tiristores esta cerrado durante n= 25 ciclos, y abierto durante m = 75 ciclos. Determinar: a) El voltaje rms (eficaz) Vo de salida. b) El factor de potencia (FP) en la entrada. c) La corriente promedio y eficaz en los tiristores. d) Tipo de aplicación y conclusiones para este método de control

Problema nº 2(L) Un controlador de voltaje de ca, similar al del problema nº 1 tiene una carga resistiva de valor R = 20 Ω, y es alimentado con un voltaje Vs = 220 Vrms, 50 Hz. El control de la potencia eléctrica se realiza mediante la técnica del control por fase, y los ángulos de retardo de los tiristores T1 y T2 son iguales, siendo α1 = α2 = α = Π/2. Determinar: a) El voltaje eficaz (rms) de salida Vo. b) El factor de potencia de entrada FP. c) La corriente promedio (ITm) y eficaz (ITrms) de los tiristores Problema nº 3(L) Un controlador de voltaje monofásico de onda completa como el de los problemas anteriores, controla el flujo de potencia de una fuente de alimentación de alterna 220 V, 50 Hz, a una carga resistiva. La potencia máxima que se desea en la salida es de 10 KW. Determinar: a) La especificación máxima de corriente en los tiristores (ITM). b) La especificación máxima de corriente promedio en los tiristores (ITmM) c) La corriente pico en los tiristores ( ITp). d) El voltaje pico inverso en los tiristores (VTp)

Problema nº 4(L) Un controlador trifásico de onda completa como muestra la figura, tiene una carga resistiva de valor R = 20 Ω, conectada en estrella y es alimentado con un voltaje de línea VL = 380 V(rms), 50 Hz. El ángulo de retardo de disparo de los tiristores es α = Π/3. Determinar:

+ Vs -

+ Vo -



14

a) El voltaje de fase eficaz de salida. b) El factor de potencia de entrada.

Problema nº 5(L) El voltaje de entrada de un cicloconvertidor, como muestra la figura, es de 120 V, 60 Hz. La resistencia de carga es R = 5 Ω y la inductancia de carga L = 40 mH. La frecuencia del voltaje de salida es 20 Hz. Si los convertidores funcionan como semiconvertidores de tal modo que 0≤ α ≥ Π y el ángulo de retardo es αp = 2Π/3, determinar: a) El valor eficaz (rms) del voltaje de salida. b) La corriente eficaz (rms) en la carga. c) La corriente eficaz (rms) que circula por los tiristores. d) El factor de potencia (FP) de entrada.

~

~ ~

iA + VAN

-

- VBN +

N

-

VCN

+


+ - Vo1 Vo2 - +

is iN

iP

Convertidor P convertidor N



15

Problema nº 6(L) Se utiliza un interruptor estático monofásico de ca formado por dos SCR conectados en antiparalelo, según muestra la figura, para conectar una carga inductiva a una fuente de alimentación de 220 V, 50 Hz. La potencia de la carga es de 10 KW con un factor de potencia (FP) de 0,88 en atraso. Determinar: a) Las especificaciones de voltaje y corriente de los tiristores. b) Los ángulos de disparo de los tiristores. Problema nº 7(L) Se utiliza un interruptor estático trifásico entre una fuente trifásica 440 V, 60 Hz y una carga trifásica conectada en estrella, según muestra el dibujo. La potencia de la carga es de 20 KW a un factor de potencia de 0,707 en atraso. Determinar las especificaciones de voltaje y corriente de los tiristores.

~

~ ~

iA + VAN

-

- VBN +

N

-

VCN

+


+ + Vs Vo - - ZL



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Problemas a resolver para el capitulo 6 Problema nº 1 Determinar la potencia perdida y disipada por el diodo BYX14 funcionando con sus valores máximos, y con un ángulo de conducción de 180º. Utilizar modelo lineal por tramos del diodo Datos: Vc = 0,9 Volt ID = IFAV = 150 Amperes rd = 1,2 mΩ (mili Ohm) Problema nº 2 Se desea calcular la resistencia térmica del dispositivo disipador, a colocar en cada diodo de la serie BYX96, que van a ser utilizados en un rectificador trifásico en puente, alimentado a frecuencia industrial 50Hz. La carga resistiva, conectada al rectificador le exige a cada diodo una corriente media de ID = 20 A, con una temperatura ambiente de trabajo TA = 40º C. Diodo BYX96 RJC= 1 ºC/w Problema nº 3 Para un área del disipador plano (una sola cara) de 100 cm2, color negro y una potencia disipada de 3 vatios, Determinar: a) La resistencia térmica del disipador, según el grafico. b) La resistencia térmica del disipador si se hubiera refrigerado con aire a una velocidad de 2m/seg.

0 20 40 60 80 100 120 140 160 area (cm2)

RD

ºC/W 10 8 6 4 2 0

Disipador plano Diámetro de asiento: 11 mm Roscado 10-32 UNF Diámetro agujero disipador: 5,2 mm Color: Negro

Aire forzado

Convección libre

1W 3W 10 W 30W 1m/s 2m/s 5m/s



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Problema nº 4 Determinar la longitud para un disipador con aletas, utilizando los gráficos adjuntos, para obtener una resistencia térmica RD = 3 ºC/W y disipe una potencia de 10 vatios. Nota: Obtener todos los resultados posibles.

Problema nº 5 Determinar la resistencia termica transitoria para el diodo BYX96, utilizando el grafico adjunto, para los siguientes tiempos conducción de potencia: t1= 0,5 ms (aplic. De potencia) t2= 1ms (no se aplica potencia) t3= 1seg. (aplic de potencia)

0 2 4 6 8 10 12 14 16 longitud (cm.)

RD

ºC/W 5 4 3 2 1 0

Color: Brillante Material: aluminio

Aire forzado

Convección libre

3W 10W 30 W 1m/s 2m/s 5m/s

0 2 4 6 8 10 12 14 16 longitud (cm.)

RD

ºC/W 5 4 3 2 1 0

Aire forzado

Convección libre

3W 10W 30 W 1m/s 2m/s 5m/s

Color: Negro Material: aluminio



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Problema nº 6 La pérdida de potencia de un dispositivo semiconductor, se observa en el siguiente grafico:

Graficar el aumento instantáneo de la temperatura, respecto a la carcaza o encapsulado, para las potencias instantáneas P1=800 W, P3=1200 W, P5=600 w, P2=P4=P6=0 Para este dispositivo en particular, la hoja de datos tecnicos indica lo siguiente: Para t1 = t3 = t5 = 1ms → Z(t) = Z1 = Z3 = Z5 = 0,035 ºC/W Para t2 = t4 = t6 = 0,5 ms → Z(t) = Z2 = Z4 = Z6 = 0,025 ºC/W Problema nº 7 Seleccionar los tiristores y sus protecciones frente a cortocircuitos, para un rectificador monofásico en puente completo. El rectificador alimenta una carga altamente inductiva, siendo el valor mas alto de la corriente en la carga es Io = 600 A (disparo en α = 0º). El voltaje de alimentación del rectificador controlado es Vs= 240 Volt, 50 Hz

10-5. 10-4 10-3 10-2 10-1 1 10 seg.

Impedancia térmica Diodo BYX96 RJC= 1 ºC/w

P(w) 1200 800 600 t (ms) 1 0,5 1 0,5 1 0,5

Z(t) (ºC/w) 1 10-1 10-2 10-3



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Problema nº 8 Un circuito trifásico en puente de onda completa, previsto para dar una corriente media por diodo de 15 A, es alimentado por una red trifásica de 380 V (secundario conectado en estrella). La relación primario –secundario es de 1:1. La corriente de magnetización del primario es Imag = 5 A. Las fluctuaciones del voltaje de alimentación son de ± 10%. Calcular los elementos del circuito RC supresor de transitorios que debe conectarse en paralelo con el secundario del transformador.



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Problemas a resolver para el capitulo 7 Problema nº 1 Confeccionar un programa, mediante lenguaje ensamblador, para el microcontrolador PIC16F84, donde 5 variables de entrada (puerto A) sean copiadas, en el mismo orden, en 5 salidas del puerto B. Problema nº 2 Para el problema nº1, determinar: a) Los ciclos de instrucción que se necesitan para copiar en las salidas, los valores de las variables de entrada. b) El tiempo de demora, en ciclos reloj, para copiar en las salidas, los valores de las variables de entrada. c) El tiempo, en µs, para copiar en las salidas, los valores de las variables de entrada. Si la frecuencia reloj del microcontrolador es de 1MHZ Problema nº 3 Modificar el programa del problema nº1, de tal manera que las salidas del microcontrolador, reflejen el complemento de los valores de las variables de entrada. Problema nº 4 Modificar el programa del problema nº 3, para que las variables de entrada, que ingresan por el puerto A, se reflejen “complementadas”, en las siguientes salidas del puerto B: RA0 → RB3 RA1 → RB4 RA2 → RB5 RA3 → RB6 RA4 → RB7 Problema nº 5 Realizar un programa fuente, para el microcontrolador PIC 16F84, que resuelva la siguiente función lógica : RB0 = RA0. RA1. RA2 + RA1. RA3 + RA2. RA3 Problema nº 6 Aplicando el método de “direccionamiento indirecto”, para el microcontrolador PIC16F84, resolver el automatismo lógico combinacional, expresado mediante la siguiente tabla de la verdad: RA2 RA1 RA0 RB1 RB0

0 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0 0 1 1 1 0 1 0 0 0 0 1 0 1 0 1 1 1 0 1 0 1 1 1 1 1



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Problema nº 7 Modificar el automatismo del problema nº6, utilizando “instrucciones de salto condicionada”, para introducir una nueva variable de entrada, en este caso RA3, que actúe como entrada de habilitación. Si RA3= 0 no habilita el automatismo (puerta B esta en cero); si RA3= 1, habilita el automatismo, cumpliéndose con la tabla de la verdad. Problema nº 8 Modificar el automatismo del problema nº 7, con instrucciones de salto condicionado, para que las salidas, ante nuevos valores de las entradas, cumplan con la tabla de la verdad, solamente cuando se autorice mediante una pulsación en RA3. Para inhabilitar el automatismo, se deberá pulsar RA4. Problema nº 9 Resolver el automatismo del problema nº 6, cargando la tabla de la verdad en la memoria de programa, mediante las instrucciones “call” y “retlw k”. Problema nº 10 Modificar el automatismo del problema nº 9 para agregar dos salidas intermitentes en RB3 y RB4, alternadas, para activar indicadores luminosos o acústicos, que indiquen el valor “uno” en las salida RB0 o en RB1. La temporización de la alternancia deberá ser tal que se pueda visualizar fácilmente con un programa simulador de PIC.



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Problemas a resolver para el capitulo 8 Problema nº 1 Determinar la constante de conversión de un DAC de corriente cuyo valor de salida es de 12 mA para una entrada binaria de cinco bits igual a 11000. Problema nº 2 Determinar los factores de ponderación de cada bit para el convertidor DAC de 5 bits del problema nº1 Problema nº 3 Determinar los factores de ponderación de cada bit para un DAC de 5 bits que tiene una tensión de referencia Vref.= 12 Volt. Problema nº 4 Un DAC tiene una resolución de 0,2 mA y presenta una entrada digital binaria de 6 bits. Determinar la corriente de plena escala y la corriente para una entrada binaria igual a 110011. Problema nº 5 La velocidad de un motor eléctrico debe ser controlada mediante una computadora. El circuito actuador, que hace variar la velocidad del motor eléctrico de 0 a 1000 rpm. necesita una corriente de excitación que varié de 0 a 2 mA respectivamente. Determinar la cantidad de bits que utilizara la computadora, en la salida hacia el DAC, para que la velocidad controlada del motor, este dentro de los 2 rpm. Problema nº 6 Un DAC con entrada BCD el factor de ponderación de las unidades A0 le corresponde el valor de 0,1 volt. Determinar: a) Tamaño del escalón b) salida a plena escala y porcentaje de resolución c) tensión de salida para la entrada 1001 0011 Problema nº 7 Un convertidor DAC tiene 12 bits con entradas BCD, con una salida a plena escala de 9,99 volt. Determinar el porcentaje de resolución y el tamaño del escalón. Problema nº 8 Diseñar un circuito básico DAC con resistencias ponderadas, para convertir señales binarias de 5 bit con valores lógicos de +0,00 V (0 lógico) y +5,00 V (1 lógico). El circuito deberá suministrar a plena escala un voltaje de +12 Volt. y deberá utilizar tensión de referencia en la entrada. Problema nº 9 Un DAC, del tipo resistencia en escalera, tiene una Vref.= 5 V, con 5 bits de entrada. Su tensión de salida vale Vs = - Vref/2N.( AN-1. 2

N-1 + AN-2. 2N-2 + AN-3. 2

N-3 …+ A0. 20)

Determinar su resolución y la tensión de salida a plena escala.



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Problema nº 10 Un DAC de 8 bits tiene una salida a plena escala de 2 mA y un error a plena escala de ±0,5% F.S. Determinar cual es el posible intervalo en la salida para una entrada binaria de valor 10000000. Problema nº 11 Se debe digitalizar una señal de audio telefónica con un ancho de banda comprendido entre 300 Hz y 3000 Hz. Determinar la mínima frecuencia de muestreo. Problema nº 12 Una señal analógica, con un valor de tensión Vpp= 2 Volt (pico a pico), debe digitalizarse con un código de 8 bits. Determinar: a) La cantidad máxima de niveles de cuantificación. b) El tamaño del escalón ∆V de cuantificación. Problema nº 13 Un ADC en escalera tiene una tensión de fondo de escala de 10,23 volt y su contador binario tiene una salida de 10 bits, con una frecuencia reloj de 1MHZ.La tensión de cambio del comparador vale VT = 0,1mV.Determinar: a) El código binario equivalente de salida para una tensión de entrada Vo = 3,728 V b) El tiempo de conversión c) La resolución del convertidor A/D Problema nº 14 Para el ADC del problema anterior, determinar el intervalo aproximado de la tensión eléctrica analógica, que producirá el mismo resultado digital para: 01011101012≡37310 Problema nº 15 Un convertidor analógico-digital de 8 dígitos binarios de salida, tiene una tensión de entrada a plena escala de 2,55 V, produciendo con este valor una salida digital 11111111. El error porcentual que presenta respecto a su valor de plena escala es de 0,1% F.S. Determinar la cantidad máxima que puede diferir la salida VA/D, respecto a la señal de entrada Vo Problema nº 16 El registro de aproximación sucesiva de un convertidor tiene 8 bits con una resolución de 20 mV. Determinar la salida digital para una tensión analógica de entrada de 2,17 Voltios Problema nº 17 Determinar los tiempos de conversión de dos ADC de 10 bits, uno de rampa en escalera ascendente y otro de aproximaciones sucesivas, que están alimentados con una frecuencia reloj de 500 KHZ

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Electronica II