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Escuela Politécnica NacionalFACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
DISEÑO, SIMULACIÓN Y CONSTRUCCIÓN DE UN
CONVERSOR AC-DC PWM MONOFÁSICO APLICANDO
UNA NUEVA TÉCNICA DE CORRECCIÓN ACTIVA DEL
FACTOR DE POTENCIA
Tesis Previa a la Obtención del Titulo de
Ingeniero en la especialización de Electrónica y Control
FÉLIX ALIRIO SALAZAR POZO
Quito, Marzo de 1998
AGRADECIMIENTO
Un sincero agradecimiento al director de este trabajo de Tesis, el Ing. Pablo
Rivera Argoti, por su incondicional apoyo , así como a todas las personas que de
una manera u otra han colaborado para la culminación de este trabajo
DEDICATORIA
Al sacrificio de mis Padres y hennanos quienes siempre me apoyaron
CERTIFICACIÓN
Certifico que el presente trabajo de
Tesis ha sido realizado en su totalidad
por el señor Félix Alirio Salazar Pozo
íng. Pablo Rivera Argotí
Director de Tesis
ÍNDICE
CAPITULO I Pag
1.1.- Introducción 1
1.2.- Principio de funcionamiento de la corrección activa del factor de 3
potencia
1.2.1.- Análisis Amónico y Factor de Potencia 5
1.3.- Principio de funcionamiento del Conversor con corrección activa del 8
factor de potencia
1.3. L- Modos de Conducción 12
1.3.1.1.- Modo de Conducción Continua 15
1.3.1.2.- Límite entre conducción continua y discontinua 16
1.3.1.3.-Modo de Conducción Discontinua 17
CAPITULO U
Estudio y diseño del sistema 20
2.1.- Requisitos y especificaciones del equipo 20
2.2.- Descripción general del conversor 20
2.2.1.-Filtro de entrada 21
2.2.2.-Rectificador de entrada 24
2.2.3.- Conversor Reductor- Elevador 24
2.2.4.- Circuito de Control y Protección 25
2.3.- Diseño del conversor 27
2.3.1.- Dimensionamiento de los elementos del conversor 27
2.3.2.- Dimensionamiento de los elementos de potencia 35
2.4.- Diseño del circuito de control 36
2.4. L- Modulador por ancho de pulso (PWM) 36
2.4.2.- Manejadores de compuertas para los interruptores electrónicos 39
2.4.3.- Circuitos auxiliares 41
2.4.3.1.- Protecciones electrónicas 41
2.4.3.2.- Circuito de encendido y apagado 43
4.2.3.3.- Circuitos de polarización 44
CAPÍTULO ffl
Simulación del conversor en ís-spice 46
3.1.- Simulación a diferentes frecuencias 46
3.2.- Simulación en situaciones de valores fuera de las especificaciones 55
3.2.1.- Valor del inductor mayor que el valor máximo permitido 55
3.2.2.- Valor de resistencia de carga menor de la especificada 59
3.2.3.- Valor de la relación de trabajo (D) mayor y menor de la especificada 60
CAPITULO IV
Pruebas y Resultados 63
4.1.- Operación del conversor en estado estacionario 64
4.1.1.- Medición del factor de potencia y distorsión armónica total (THD) 64
4.1.2.- Resultados experimentales 69
4.2.- Discusión y comparación de los resultados experimentales y 73
simulados
CAPITULO V
5.1.- Análisis técnico 76
5.2.- Conclusiones y Recomendaciones 79
BIBLIOGRAFÍA
ANEXOS
CAPITULO I
CAPITULO I
Descripción General
1.1.- Introducción.-
Tradicionalmente la Conversión de voltaje alterno (AC) a voltaje continuo
(DC) ha sido dominado por el uso de un simple puente de diodos y seguido de un
filtro que generalmente es un capacitor, esto se puede ver en la siguiente figura
wt
(a) Conversor tradicional con filtro en la entrada y salida
(b) Corriente y voltaje en la entrada del conversor
La no linealidad de las características de la corriente de entrada crea una serie de
problemas en el sistema eléctrico tales como, corrientes de entrada no
sinusoidales las cuales contienen una cantidad de componentes armónicos los
1
cuales causan un decrecimiento en el factor de potencia y factor de distorsión, por
lo que es necesario utilizar filtros en la entrada de los mismos para mejorar en
algo el factor de potencia, lo cual aumenta considerablemente el tamaño del
conversor y disminuye la eficiencia del mismo. Consecuentemente, este tipo de
conversor tradicional no es tan atractivo para ciertas aplicaciones, por las
desventajas mencionadas, Deben indicarse que todavía son utilizados
El objetivo de este trabajo es presentar un conversor AC-DC el cual sin
perder las características del mismo, se puede obtener una corriente de entrada
senoidal con' una bajo contenido de componentes armónicos y un alto factor de
potencia, para un rango de voltaje de salida que será discutido posteriormente
tanto en la parte experimental como en la simulación del mismo. Además se debe
señalarse que el conversor ha diseñarse es una reductor-elevador es decir que
podemos obtener voltaje mayores, iguales y menores del voltaje de la fuente.
Se realizará primeramente una explicación del principio de
funcionamiento de la corrección activa del factor de potencia aplicado a un
conversor AC-DC, indicándose los diferentes modos de conducción de la
corriente de la bobina, además se realizará una análisis teórico de los armónicos y
factor de potencia.
En el Capitulo II se realiza prácticamente el diseño del conversor el cual
consta de la etapa de potencia, circuito de control y circuitos auxiliares.
En el Capitulo III se presenta los resultados de la simulación realizada en
Is-spice
En el capítulo IV se presenta los resultados obtenidos en la parte
experimental, realizando una discusión y comparación de los mismos con los
resultados obtenidos en la simulación.
Finalmente se realiza un análisis técnico económico del trabajo realizado,
determinándose las bondades y limitaciones que el conversor ofrece, para luego
llegar a establecer conclusiones y recomendaciones que podrán servir para futuros
trabajos.
1.2.- Principio de funcionamiento de la corrección activa del factor de
potencia.
Básicamente la corrección activa del factor de potencia se basa en obtener
una corriente conmutada en la entrada del conversor, que luego de pasar por un
filtro se obtiene una corriente senoidal como se muestra en la siguiente figura.
Ifc
Fig 1.2.1 [11]
(a) Corriente y voltaje en la entrada con el filtro
(b) Corriente sin el filtro
En la figura anterior se muestra uno de los métodos utilizados en el que la
corriente conmutada es proporcional al voltaje de la red, este método es cuando la
comente en la bobina es totalmente discontinua
En la siguiente figura (1.2.2) se muestra otro método en el que la corriente
en la bobina esta en conducción continua es decir, la corriente nunca llega a ser
cero.
is
O
.11"
(b)
u
yvt
(c)•wt
Fig 1.2.2 [ 12 1
(a) Corriente y voltaje en la entrada con el filtro
(b) Corriente de entrada sin el filtro
(c) Corriente en la bobina
1.2.1.- Análisis Armónico y Factor de Potencia.
Supongamos que tenemos una fuente de voltaje v/ instantánea y además
no se tiene nitro en la entrada, como se muestra en la figura (1.3. 1), entonces.
La corriente instantánea ir es periódica pero no senoidal y se puede
representar mediante una serie de Fourier como:
v, = Vm sen(xv) = Vi 7¡ sen(W) (1.1)
donde:
Vm = Valor pico del voltaje
K¿ - Valor RMS del voltaje
Suponiendo que la componente DC de la corriente es cero
n = Componente Armónica
//„„, = Magnitud de la corriente pico de la n componente armónica
<DW = n componente armónica del ángulo de fase.
El signo del ángulo de fase de la armónica puede ser positiva o negativa
para cada valor de n
La potencia instantánea e$ta dada por:
PI^VI- i¡ (13)
Entonces de las ecuaciones (1.1) y (1.2) tenemos
p, =
P , = , l/!=!
//„ = Valor RMS de la corriente de cada armónico
Aplicando relaciones trigonométricas
2Sen(Á)Sen(B) = Cox(A - B) - Cos(A + B)
>]/, {Cos[(/7 - l)wf 4- $fl] - Cos[(/2 + I)HV + <£„]}.j=i
ia media esta dada por el valor medio de la potencia instantánea/?/ en el
(1.5)
La potencia
período T
Donde p¡ = v/.// y el período es 2;
Entonces
- 1 2"
(1.6)
2/T u
Cambiando las ecuaciones (1.5) y (1.6) la corriente de línea puede se expresada
en términos de sus componente fundamental /,-/ mas las otras componentes
armónicas, si se asume que v¡ es una senoidal perfecta entonces, /// es la que
contribuye al flujo de potencia media, entonces la ecuación (1.7) puede ser
expresada en términos de los valores RMS de la corriente y el voltaje como sigue.
(1.7)
(1.8)Donde Otse deñne como el ángulo de desplazamiento entre el voltaje y la
componente fundamental de corriente como se indica en la figura (1.2.3)
IV í
Fig 1.2.3 [ 13 ]
Formas de onda de la corriente y voltaje de entrada.
Los valores RMS del voltaje y la corriente se definen como:
(1.9)
1 T ,/, = — i,~dwt (1 10")' p^{' (AÜ}
Reemplazando la ecuación (1.1) en la ecuación (1.9) y resolviendo la integral se
obtiene:
/2
Con un proceso similar al anterior se obtiene que:
La ecuación anterior puede ser reescrita con
En términos de la potencia aparente s¡ que es definida por el producto de los
valores RMS del voltaje y la corriente.
n=l
El factor de potencia es definido por:
r PlPf^lT (1.15)
ó,
Entonces usando las ecuaciones (1.8) y (1.14) se obtiene:
/...Cos'O,Pf = -J7^==^
¡E fin' ' (U6)
Donde:
= Es el factor de desplazamiento
El factor de potencia también puede ser expresado como
„ /„(1.17)
El valor RMS de la componente de la distorsión en la corriente de la línea se
define como;
También se define la distorsión armónica total (THD) como:
En muchas aplicaciones es importante conocer el valor pico I¡tp¡co de la
corriente /,- de la forma de onda de la figura (1.2.3), como una relación del total de
corriente RMS //, el cual esta definido en el factor de cresta.
Por lo tanto el factor de cresta es:
x-,,-, *• L picoCb =~— (1.20)
t s
Analizando la ecuación (1.16), se ve claramente que el factor de potencia puede
ser mejorado simplemente filtrando las componentes armónicas que se encuentren
presentes.
1.3.- Principios de funcionamiento del Conversor con corrección activa del
factor de potencia.
El conversor que se propone el cual se muestra en la figura (1.3.1)
y consta de una fuente con un filtro a la entrada, luego se tiene un puente
rectificador de onda completa monofásica con corrección activa del factor
de potencia, seguidamente se tiene un inductor el cual permite almacenar
energía que luego será entregada a la carga a través del diodo y el
capacitor que actúa como filtro, finalmente se tiene la carga, en este caso
es una resistencia.
V3 RL > Vo
Fuente * Filtro
SWí Conversor Reductor
Rectificador i Elevador
Fio; 1.3.1
Conversor AC-DC Con correción activa del factor de potencia
El funcionamiento del conversor es el mismo tanto en el semiciclo
positivo como en el semiciclo negativo del voltaje de la fuente, entonces el
interruptor SW como los diodos D3 y D2 actúa en el semiciclo positivo,
mientras los diodos DI y D4 conducen en el semiciclo negativo.
El control del interruptor SW se los realiza a frecuencia constante y
ancho de pulso variable (PWM), además la frecuencia debe ser mayor de
la fuente de voltaje. La corriente i j de la bobina puede estar en dos modos
de conducción que son, modo de conducción continua y modo de
conducción discontinua los cuales se analizará posteriormente.
Carga
Cuando el interruptor SW esta cerrado, el circuito equivalente es el que se
presenta a continuación.
D4
swa
ilC2
13
+ +-
RU
Fig 1.3.2
Circuito Equivalente cuando SW esta cerrado
Como se puede ver, la corriente [\s igual a la corriente de entrada
ir, en este intervalo de tiempo, la bobina L2 almacena energía y el
capacitor en cambio entrega energía a la carga.
Cuando el interruptor SW esta abierto, existe dos circuitos
equivalentes, los cuales van a depender de que si la corriente i] llega a ser
cero en un cierto tiempo o no, es decir va a depender del modo de
conducción de la corriente de la bobina, así pues si la corriente i¡ es mayor
de cero el circuito equivalente es el que se presenta a continuación.
10
101 T
ir = 0
1 LED4 F
OSW2
9i
'
)j-
D5
y .fi12
C2
ii
•
i
— v
-
i3
<
<
i4
-i-
RL
Fig 1.3.3
Circuito Equivalente Cuando SW esta abierto e \\r que cero
ir = 0
D4
SW2
ii = 0
13
Í4
Fig 1.3.4
Circuito Equivalente cuando SW esta abierto y it — O
Como se puede ver en la figura 1.3.3 la energía almacenada en la
bobina es entregada a la carga y al capacitor a través de la corriente ih
pero cuando llega a ser cero, la energía que se almacenó en el capacitor es
entregada a la carga. •
11
1.3.1.- Modos de Conducción
Básicamente se refiere a como la corriente del inductor (L2) se
comporta en el transcurso del tiempo, pues así, si la corriente i t llega a ser
cero y permanece por un corto tiempo, se dice que se tiene una conducción
discontinua, esto se puede ver claramente en la siguiente figura.
34. Q
-6.0Q
26 .8M 30.8M 34.SH 38.
WFM-i IL us. TitlE ¡n Secs
42.3M
Fig 1.3.5.a
Corriente de la bobina (\i) en conducción discontinua
cec
-24.3
26.8P1 3Q.8M 34,3H 38.8M
WFM.l iSEN us. TIME ¡n Secs
Figl.3.5.b
Corriente de entrada al conversor (ir)
12
42.8M
Como se puede ver en las figuras (1.3.5.a) y (1.3.5.b), durante el
período en el cual esta conduciendo SW, la corriente comienza a crecer en
una relación proporcional al voltaje instantáneo de la fuente, además el
valor instantáneo de la comente depende del voltaje de entrada.
Realizando el análisis armónico de la corriente de entrada se puede ver
que la corriente ir consiste de una fundamental de 60 Hz y unas
componentes no deseadas de alta frecuencia que están alrededor de la
frecuencia de conmutación.
De lo contrario cuando la corriente del inductor (¡i) nunca llega a
cero se dice que se tiene conducción continua de la corriente. Como se
puede ver en la siguiente figura.
4.QO
-8.00
68.8M 72.8M 76.8M 8Q.8M
WFM.Í Il_ us. TIME in Secs
84.8M
Fig 1.3.6.a
Corriente de la bobina (ij) en conducción-continua
-3.00
63.8M 72.3M 76.8M 30.8M
WFM.l ISEH us. TIME in Secs
34.3M
Fig 1.3.6.5
Corriente de entrada al conversor (ir)
Como se puede ver en las figuras anteriores, el pico de la corriente de la
bobina ya no es proporcional al voltaje de la fuente, por lo que la técnica de
control de los interruptores deberá ser diferente que en el caso anterior. Para que
la corriente de entrada no presente componentes armónicas de bajos valores sino
la fundamental de 60 Hz y componente cercanas a la frecuencia de conmutación,
las cuales serán fácilmente filtradas, la señal de control debe variar el ancho de
pulso en el transcurso del tiempo de tal forma que se pueda tener las
características anteriormente mencionadas de la corriente.
En el presente trabajo de tesis se utilizará el método de conducción
discontinua por lo que a continuación se realizará el análisis respectivo.
14
D5
-N-
Vd
id
L2
il
CH
14
V3 RL
Fig 1.3.7
Circuito equivalente de la fuente y el conversor
1.3.1.1.- Modo de conducción continua
En la figura (1.3.8) se muestra las formas de onda de la corriente en la
bobina y el voltaje a través del mismo en tiempo ^ cualquiera
Fig 1.3.8
Formas de onda de la corriente y el voltaje a través del inductor
[«- DTs—^| (1-D)Ts
h Ts *
VL2(t)
Vd(tfí)
Por definición el voltaje medio a través del inductor en un período T es
cero, de donde se tiene la siguiente relación.
15
vd(tk )D.TS+(-Vo D
Vd(tk] 1-0
Donde: Yo = Voltaje medio de salida
Vdftk) = Voltaje medio de entrada al conversor en el tiempo /¿.
La ecuación (1.3.1) puede ser escrita en función de los voltajes medios total de
salida y entrada como sigue [5]
D
(1.3.1)
Vo^Vd-!-£>
Donde Vd es el voltaje medio de una onda senoidal rectificada [6]
Wm
(1.3.2)
7d =7t
(13.3)
Vm = Valor pico del voltaje.
Asumiendo que la potencia de entrada es igual a la potencia de salida (Pd = Po)
se obtiene:
lo l-¿>Id D
1.3.1.2.- Limite entre conducción continua y discontinua
En la figura (1.3.9) se muestra las formas de onda de la corriente que llega
a cero, y el voltaje del inductor en tiempo tk determinado.
(1.3.4)
(*- DTs—»| (1-D)Ts
Ts
\/L2(t)
C-Vo)
Fig 1.3.9
Corriente Í! (inductor) en límite de conducción continua y discontinua
De la figura anterior se obtiene:
16
Ai- - r 'iffli-
D (1.3.5)jL-2
De la figura (1.3.7) y además, la corriente media a través del capacitor es cero,
entonces se tiene:
/* = //* " /</.* (1-3.6)
Utilizando la ecuación (1.3.1) en (1.3.6), se puede obtener la corriente del
inductor y la corriente de salida en el límite de conducción en términos del
voltaje de salida.
, Ts.Vo f nx'1*=-^— 0-0) (1.3.7)
¿L2
r TS.VO f y. / 4 J t=— -(1-D) (1.3.8)
¿.LI
Analizando las ecuaciones anteriores se puede ver que los valores máximos de las
corrientes resulta cuando D = O entonces:
_ Ts.VoM/r,máx ~ « * (1.3.9)
--^2
__ Ts.VoMA-.máx ~ ~^~f (1.3.10)
Z/j,
Reemplazando las ecuaciones (1.3.9) y (1.3.10) en (1.3.7) y (1.3.8)
respectivamente se tiene:
A* = Atonte (l-¿0 (1.3.11)
A^VmteO-^)2 (1-3.12)
1.3.1.3.- Modo de conducción discontinua
En la fíg (1.3.10) se muestra la corriente de la bobina en conducción
discontinua, además por definición el voltaje medio a través del inductor es igual
a cero, entonces:
17
7d(tk}.D.Ts + (- VofiuTs = O
Yo D
(1.3.13)
(1.3.14)
DTs—*]
- T
Vd(tfí)
(-Vo)
Fig 1.3.10
Corriente ii (inductor) en conducción discontinua
Asumiendo que la potencia de entrada es igual a la potencia de salida (Pd = Po)
se obtiene:
lo d,,.ld(tk) D
De la figura (1.3.10)
In. =2L,
Reemplazando la ecuación (1.3.15 ) en (1.3.6) y despejando ¡^ se obtiene:
_D + dlk1 \ ~ ; L 4 A -
d\k
Igualando las ecuaciones (1.3.17) y (1.3.18) además despejando /^ se tiene:
(1.3.15)
(1.3.16)
(1.3.17)
(1.3.18)
(1.3.19)
Despejando djk de la ecuación (1.3.14) y reemplazando en la ecuación anterior
T — >_A" < i i / j -I4k~ Va2 UJ
Reemplazando (1.3.10) en (1.3.20) y despejando D se obtiene:
Vo ^77,n — : 4*J_s — / \ K J f 4A',máx
La ecuación anterior se muestra en la siguiente gráfica:
(1.3.20)
(1.3.21)
1.0 Vo = Constante
O !
VdVo
= 0.33
Conducción _
Continua VdVo
= 1.0
VdVo
= 4,0
0.25 0.50 0.75 ' 1.0 1.25
. Fig 1.3.11
Característica del Conversón para Vo constaate
En la figura anterior se muestra la relación de trabajo (D) como función
f-ifc.máx) Para varios valores de Vd Vo El límite entre conducción continua y
discontinua se muestra por la línea cortada.
19
CAPITULO II
CAPITULO II
ESTUDIO Y DISEÑO DEL SISTEMA
En este capitulo se estudiará las condiciones que necesita el equipo para su
funcionamiento; tanto en voltaje como en potencia, además se realizará el
dimensionamiento de los elementos electrónicos, debiéndose indicar que ciertos
circuitos electrónicos a ser utilizados se explicarán el funcionamiento pero sin
entrar en detalles pues son circuitos muy comunes.
2.1.- Requisitos y especificaciones del equipo
El equipo necesita de una fuente de alimentación monofásica de 120
VRMS nominal con una frecuencia de 60 Hz, además el equipo no requiere de
indicadores de voltaje y corriente de salida pues el propósito de este trabajo es
investigar el comportamiento del factor de potencia y factor de distorsión en la
entrada del mismo, pero se han tomados medidas de protección, por lo que el
equipo esta provisto de interruptor de encendido y apagado, indicadores de
sobrevoltaje y sobrecorriente, así como pulsadores de reset y standby, también
esta provisto de un potenciómetro el cual permitirá variar el voltaje de salida.
La potencia máxima especificada del equipo es de 500 Watts de salida, el
voltaje de salida máximo para el que esta diseñado es de 170Vdc; con una
corriente máxima de 3 A de salida pues para valores mayores a estos, las
protecciones actuarán
2.2.- Descripción general de Conversón
El conversor a diseñarse se puede ver en la figura (2.1) el cual consta de
cuatro etapas principales que son:
Filtro de entrada
20
Rectificador
Conversor Reductor - Elevador
Carga
Además de estas etapas están el circuito de Control, protección y circuitos
auxiliare los cuales se detalla a continuación
D5
-Hr=rÍ2
±3
L2
il
CS RL- > Vo
Fuente Filtro RectificadorConversor Reductor
Elevador Carga
Fig 2.1
Etapas del conversón
2.2.1 Filtro de entrada.
Dado que la corriente que se obtiene en la entrada del conversor es el
resultado de abrir y cerrar el interruptor electrónico, es decir esta corriente tiene
componentes armónicas, las cuales son generalmente de alta frecuencia
(alrededor de la frecuencia de conmutación) con una amplitud considerable con
respecto a la fundamental (senoidal de 60 Hz) entonces es necesario filtrarlas para
de esta manera no contaminar la red eléctrica
En muchas de las especificaciones para las fuentes de poder, y de acuerdo
con la norma IEEE 519 de 1992, la distorsión armónica total (THD) de la
corriente de la línea (/s) para esta clase de equipo debe ser menor o igual al 5%.
21
Si la amplitud de la componente armónica de fs/ilt se reduce a 3% de la amplitud
de la fundamental respectiva, es decir que:
/ri/r = 3%/J, n Q}.1 i , /í J 1 \~. V j
entonces THD<5% [4]. Para el método PWM utilizado, el circuito equivalente del
filtro de entrada es como se muestra en la figura (2.2)
Ll
ci
n=2
F¡g2.2
Circuito equivalente para el filtro de entrada
Como se puede ver en la Figura (2.2) la fuente de voltaje en este análisis
es un cortocircuito [4] para las otras frecuencias diferentes de la fuente de voltaje.
Utilizando un divisor de corriente se obtiene:
Xr , * /r _ C.T!,/Í sa,n1 _ i „ —
S\,íl
A,
(2.1)
(2.2)
(2.3)
donde:
^Lsi,n > Xcsi.n Son las reactancias que presentan el inductor y la capacitancia a la
frecuencia de conmutación
I$Ln es las corrientes armónicas
n es el orden de la armónica
n=fs/fl (2.4)
donde;
fi = frecuencia de la red (60Hz)
fs ~ Frecuencia de conmutación
Reemplazando (2.4) en (2.2) y (2.3)se obtiene las reactancias a la frecuencia de la
red
YV — /7 \r C~) ^\ L.J-í,-f \ /
donde:
XLSI¿ , Xcsi,j Son las reactancias que presentan el inductor y la capacitancia a la
frecuencia de la red
Reemplazando las ecuaciones anteriores en (2.1) se obtiene
y * iJ\ i f n ..T -
'" ~ YyL
(2.7)
La ecuación anterior se puede reescribir de la siguiente manera:
X Ls\,\
s\,n- + ] (2.8)
La componente armónica dominante de la corriente Isa está en n-1 [4], esto quiere
decir que las armónicas se encuentran alrededor de la frecuencia de conmutación.
Esto se puede ver claramente en un análisis armónico de la corriente (ver
simulación). Entonces la ecuación anterior puede ser reescrita como
X Ls\,\
X.Csl,l (n-lf
* sa,n-l
1+ 1 (2.9)
Además para este caso se demuestra en la simulación o en la práctica con ayuda
de un espectroscopio que,
'«.„-!= 75%/,, (2.10)
Debe indicarse que el valor anterior es obtenido de la simulación y no en la
practica pues no se dispone del instrumento de medida indicado anteriormente.
23
Analizando la ecuación (2.9) se puede ver que el tamaño de filtro es una
función de la frecuencia de conmutación (fs) y que para altas frecuencia el filtro
es relativamente pequeña. Por consiguiente con este filtro, las componentes de la
corriente /.?/,„_/ llega a ser pequeña que el factor de potencia es cercano a la
unidad.
2.2.2 Rectificador de entrada
En realidad el rectificador es simplemente un puente de diodos
monofásico construido por cuatro diodos, los cuales rectifican la señal de la
fuente AC. Debe indicarse que a diferencia de la forma clásica de las fuentes,
esta configuración no tiene un capacitor de filtro a la salida del rectificador
2.2.3 Conversor Reductor - Elevador
Esta etapa esta constituida básicamente de tres elementos principales que son:
Elemento de Conmutación.- Es un elemento electrónico el cual trabaja en
un régimen de corte y saturación, es decir es un interruptor electrónico de estado
sólido el cual va a permitir almacenar energía en el inductor que luego será
entregado a la carga. Este elemento debe ser de características tales que: pueda
trabajar a altas frecuencias (alrededor de 20khz).
El otro elemento básico de esta etapa es el inductor, el cual juega un papel
importante., que es almacenar energía suministrada por la fuente de voltaje AC
cuando el interruptor electrónico esta cerrado, y después entregar esta a la carga
cuando el interruptor esta abierto, a través de un filtro de salida.
El último elemento de esta etapa es el filtro de salida el cual es
simplemente un capacitor que va a filtrar el voltaje de salida, debe indicarse que
24
el rizado del voltaje de salida es una función del capacitor y de la carga conectada
al mismo.
2.2.4 Circuito de Control y Protección
La forma como se va a controlar el cierre y apertura del interruptor
electrónico es a frecuencia fija y ancho de pulso variable (PWM) es decir es una
modulación por ancho de pulso. El modo de operación del conversor va a ser en
conducción discontinua, además debe indicarse que el método que se utilizará, es
sin medición de la corriente y en lazo abierto, por lo que el modulador de ancho
de pulso es el mejor método, el mismo que se detallará a continuación.
En la figura (2.3) se muestra un diagrama de bloques simplificado de circuito a
implementar.
Compuerta
Alarma Protección
Fig 2.2.4
Diagrama de bloques del circuito de control
25
Analizando la figura (2.3) se tiene un bloque en el que se genera un diente
de sierra el mismo que se compara con un voltaje de referencia que es
proporcionado por un potenciómetro y de esta manera se tiene a la salida una
señal de control el cual mediante el manejador de compuerta (driver) se tiene
señales de control en la compuerta del IGBT. Debe indicarse que dependiendo de
la señal de referencia se va a tener la relación de trabajo deseada.
La alarma es simplemente una señal que es proporcionada por el circuito
de alarma, cuando se produce una falla en el sistema, esta señal es un voltaje
positivo el mismo que saturará a un transistor que se encuentra en el bloque de
protección, produciéndose que a la entrada del manejador de compuerta no exista
ninguna señal de control y por consiguiente no se active el interruptor electrónico
(IGBT)
Como se puede ver en la figura (2.3) los bloques de: diente de sierra,
comparador y protección están ya incluidos en un solo integrado que es LM3524
Esta implementación se lo realizará en lazo abierto, es decir no existirán
lazos de realimentación, por lo que se debe tomar en cuenta las protecciones de
sobrevoltaje y sobrecorriente (alarmas) a la salida. El sistema esta provisto de una
potenciómetro el cual permitirá variar el ancho de pulso y de esta manera poder
variar el voltaje de salida (referencia).
En cuanto a las protecciones se refiere, estas deben actuar
instantáneamente y debe ser memorízadas para de esta manera tener una mayor
confíabilidad del equipo y evitar daños a los elementos del mismo. Se ha provisto
proteger sobrevoltaje en la salida así como sobrecorriente en la carga, además se
protegerá los picos de voltaje que pueda generar la fuente de voltaje con
varistores, también se tiene otros tipos de protecciones como son los fusibles tanto
en la etapa de potencia como en la de control para el caso en el que las
protecciones electrónicas no actúen.
26
2.3 Diseño del conversor.
2.3.1 Dimensionamiento de los elementos del conversor
Básicamente el diseño del conversor se refiere a encontrar los valores
correspondientes del inductor (L2) y del filtro de salida (C2) así como el
dimensionamiento de los elementos de potencia para determinadas condiciones
de operación del conversor, como son: frecuencia, voltajes y corrientes de salida ,
rizado de voltaje de salida
El diseño del conversor se lo realizará para el caso de conducción
discontinua de la corriente de la bobina, con frecuencia constante y ancho de
pulso fijo, en la figura (2.4) se muestra las formas de onda de la corriente de la
bobina \\, el voltaje de entrada, la señal de control, la corriente en el capacitor (i3)
(4- DTs—*|
vg ,
...--•"'1 vg(t1)
I
1 ......--
,.-•""" ] vg(t2) j
1 1
1 1
d11Ts| d12Tsh»--+\3
-lo
K-
I I
\\V ' -i.\
\ 'K ¡ ¡ ,\ '\
Fig 2.4
Formas de onda del voltaje de entrada, corriente en la bobina y capacitor
27
Se deñne primeramente n corno:
n = f s - 2 f i = T i 2 T s (2.11)
Donde:
fs --= 1 Ts Frecuencia de conmutación (2.12)
(2.13)
Ts = Período de Conmutación
En un tiempo k cualquiera del voltaje instantáneo de entrada es:
VgM = Vmsen fwlfj k=l,2,3,..,n (2.14)
donde: .
Vm = Voltaje máximo o voltaje pico
lk = (k-l -rD)Ts = Intervalo de tiempo en el k número de conmutación
D = Ton 'Ts = relación de trabajo.
Entonces, el valor pico de la corriente i¡ en el tiempo k es
)= ¿2-^ (2.15)dt
m .2
Por definición el voltaje medio en la inductancia debe ser igual a cero
Ts = Yo dlk Ts
(2.17)
donde Vo = Voltaje medio de salida
Vo
Se define el voltaje pico-pico de salida como
l/> = 2AÍ/,(/t) O 19)i \ V~" '
AK3(/)=-i-jV/' / E °'~ (2.20)
Del circuito de la figura (2.1)
28
¡3 - Í 2 - i j (2.21)
donde:
/.í --- Corriente del capacitor
i2 ~-: Corriente del diodo D5
/./- Corriente de la carga
La corriente media en cada período k de // se puede deducir de la ecuación (2.16)
'u- ~ - l\mk ~ ~ (2.22)
La corriente media a través del diodo D5 en el período d^Ts esta definida por:
¡2k - d¡k i¡, (2.23)
(2.24)_ ,/ O V A ' /^' •* "
í -i;. — tí ] /.
"A u 2Z2
de la ecuación (2.21) y reemplazando en la ecuación (2.24) se tiene
'3A- = d\k
reemplazando en la ecuación (2.20)
-2 O'l¿
2L,dt
Aplicando la aproximación de Euler
Entonces
Donde:
Po ^ Potencia de salida
Vo - Voltaje medio de salida
(2.25)
(2.26)
(2.27)
AF3(0 = AK3(/??7^)
Ar/^T./)- ] r^^x-^.^2
Reemplazando (2. 1 8) en (2.29) se tiene
A í / r r-i- l [y D~ í/^)2^'2] '«^7" C2[¿Í2I2 Vo \
(2
/4^ - (2
rs(p°^ nr^ ^2 U^^
.28)
.29)
.30)
29
'--£-ygfwtj == Km .ve/7 fwt) (2.32)
Reemplazando (2.32) en (2.30) y aplicando ia aproximación de Euler se tiene
) L. f e l l _ c / v , / ~ , (2.33)/ o r /•' I iv ^' v 7
^2¿2C2M'^¿ K0 C-2
/./ = Corriente media de la carga
El voltaje de salida Vo a través del capacitor C2 tiene una frecuencia al doble de la
frecuencia de la red es decir 120 Hz . Por lo tanto a / = —w
(2.34)
Entonces resolviendo la ecuación (2.33) utilizando (2.34), se puede expresar
en término de I4 que es la corriente de carga, esta resolución de las ecuaciones se
encuentra en el apendix A. Por lo tanto
Donde
(2.36)2. W
Lo que confirma que el rizado de voltaje a través de la carga oscila al doble de la
frecuencia de la red y además es función de la corriente de carga, por lo tanto.
Reemplazando la ecuación (2.37) en la ecuación (2.19) se tiene el rizado de
voltaje en la salida del conversor.
Vr = - Senfawt) • (238)C2vt>
Considerando que el valor máximo de la amplitud de la función seno es igual a 1,
y despejando C2 de la ecuación (2.38) se puede obtener el valor del capacitor [3]
r(2.39)
30
Para el cálculo de la inductancia L2 se considera los siguiente casos.
Durante el tiempo que el interruptor electrónico esta cerrado, la corriente
crece hasta que llega a un valor máximo, por lo que el valor de la inductancia
debe garantizar que no se pase del límite. Como la corriente pico del inductor es
proporcional al voltaje de entrada [2] por lo que la corriente máximo pico se
obtendrá cuando Vg(t¡¿ = Vm donde Vm es el valor máximo del voltaje de
entrada.
Entonces
l\mk
' = ~ DTS
Yin¿2(mín) = - - DTs (2.41)
'imdx
La segunda consideración que se toma para el cálculo de la inductancia es
el requerimiento de conducción discontinua.
Entonces.
Ts - DTs - dlk.Ts > O k=l,2,...n (2.42)
l-D-d}k > 0 (2.43)
Cundo la corriente comienza a ser continua es justo cuando la ecuación (2.43) es
igual a cero, por lo que la otra condición es.
\-D-dlk = 0 (2.44)
En el límite de la conducción discontinua, el peor de los casos es cuando la
corriente máxima es igual al valor pico de la corriente cuando el voltaje de
entrada también es el máximo, es decir
p e n * = (2.45)^
Donde: Dm — Máxima relación de trabajo.
Entonces reemplazando la ecuación (2.44) con D = Dm en la ecuación (2.18) se
obtiene en el límite de conducción discontinua.
VoVm \-Dm
La máxima relación de trabajo en conducción discontinua es cuando Vg(t¡¿ = Vm
y reemplazando en la ecuación (1.3.21), por lo tanto se tiene.
Vo i L
(2.46)
V™ 'Í >4.méx(2.47)
Para determinar la inductancia en la otra condición se toma la ecuación del
apendix A (A. 11), para la condición de Dm , es decir.
(2.48)
Con la ecuación anterior se garantiza que siempre se va a tener conducción
discontinua.
Además se debe garantizar que los picos de corriente no exceda de un
valor máximo determinado, esto se puede obtener de la ecuación (2.41) para la
condición de relación de trabajo máximo.
Vm.DmIs> (2.49)
Imáx
Determinado las ecuaciones con las cuales se puede obtener los valores
del capacitor e inductancia se procederá al calcular los valores, para ciertos datos.
DATOS PARA EL DISEÑO DEL CONVERSOR
Datos
Voltaje de Salida (Vo)
Corriente de Carga (14)
Voltaje máximo de Entrada (Vm)
Unidad
[Voc]
[A]
[V]
Valor
170
•ij
170
Frecuencia de Conmutación (fs) = l/Ts
Frecuencia de la Red (fi)
Corriente Máxima Pico de la Entrada (iimáx)
Rizado de voltaje de salida ( Vr/Vo)
• [KHz]
[Hz]
[A]
[%]
24
60
30
5
Con estos datos primeramente se calculará la inductancia máxima para
obtener conducción discontinua, pues de lo contrario se tendría conducción
continua
Observando la figura (1.3.11) del capitulo anterior se puede ver que para
obtener un voltaje de salida igual al voltaje de entrada, la relación —-— = 0.25
en el límite de conducción discontinua, por lo tanto /4,máX = 12 [A]
Con los datos anteriores se puede calcular el valor máximo de la relación de
trabajo (Dm) para obtener conducción discontinua.
Ahora bien, teniendo todos los datos, sé reemplazar en la ecuación (2.48) por lo
tanto se tiene:
= 0.147569/??// (@fs - 24K.H- )4Ka/4
/,2' < 2.95138w//(@/y = \.2KH=)
La otra condición para el cálculo de la inductancia es de las corrientes picos
máximos, por lo tanto.
Vm D TsL2 > ' !ir - = 0.11 BmH (@fs - 24Kff= )
imáx
¿2' > 2.36U.mH(@fs = \.2KH=)
Por lo tanto la inductancia debe estar entre los siguientes valores, para las
especificaciones dadas.
0. \47569mH >L2 >0 118/w/V (®J*-?AKH=)
33
>¿, >236UmH
Para el cálculo del capacitor se toma como referencia la ecuación (2.39)
L
donde: \v = 2j
Por lo tanto:
y Vr -0.057o =8.5 [V]
C, >936.2055z/F
El capacitor seleccionado es de C2 =1.320^7*' la cual esta formado de 4
capacitores de 330z/F a 350VoItios, conectados en paralelo.
Además se dimensionará los elementos del filtro de entrada que es parte del
conversón
Reemplazando fs = 2-fKHzyfi = 60 H~ en la ecuación (2.4) se tiene que n - 400
Reemplazando las ecuaciones (2.0) y (2.10) en (2.9) además el valor de n, se
tiene:
X, 1X.Csll (400-l)2
0.757,
0.037"= 0.000163315
Se tiene una inductancía de L = 0.2mH entonces:
X^ = 2.7r.y?.¿ = 2 * n * 60 * 0.0002 = 0.07539De las ecuaciones anteriores se deduce que:
^ =461.673598
Entonces
2*jv*= 5.7455wF
XCsU 2 * TI * 60 * 461.673598
Se seleccionó un banco de 3 capacitores con una capacidad de 2.2uF que en total
se obtiene una capacidad de 6.6uF, con lo que se estaría garantizando filtrar mejor
las componentes armónicas que se presenten.
34
2.3.2 Dimensionamiento de los elementos de potencia.
En esta parte se dan las especificaciones que deben cumplir, los elementos
electrónicos de potencia para las condiciones de operación del conversón
Revisando la ecuación (1.3,4) se puede encontrar la corriente media que
circulará a través del interruptor electrónico (SW) para la condición del límite de
conducción discontinua es decir para la máxima relación de trabajo (Dm) y
corriente de salida I4 = 3 [A], obtenida anteriormente, por lo tanto:
/ - Dm f °'5 - - -r .ni .i — / 4 — J — •3|y*-J
d l-Dm 4 1-0.5
El voltaje máximo que se ve en los terminales de interruptor cuando esta abierto
es la suma máximo de entrada (Vm = 170 [V] ) mas el voltaje de salida, pues en
este instante el diodo D5 es un cortocircuito porque esta conduciendo, es decir:
VDrtn-Source = + = 170 + 170 = 340[K]
Dado que los diodos del puente conducen en cada semiciclo, la corriente
media a través de cada diodo es la mitad de la corriente /f/, es decir.
Además estos elementos, deben ser capaces de trabajar a la frecuencia de
conmutación, por lo que los diodos tienen que ser rápidos así como los
interruptores. Por el método que sé esta utilizando, es decir conducción
discontinua, se obtendrá picos de corriente altos repetitivos por consiguiente los
elementos de potencia deben soportar corrientes picos como los mencionados
anteriormente.
Para determinar las características necesaria para el diodo D5 de la figura
(2.1) se toma en cuenta la corriente media que circulará a través del mismo, esta
corriente media es !2 , que es la misma de la carga /./ pues por definición, la
comente media a través del capacitor es cero. Para determinar el voltaje del diodo
que debe soportar, se toma el período en el cual el diodo no conduce, es decir
cuando SW esta- cerrado, en este caso, el voltaje que se ve a los terminaJes del
diodo es la suma del voltaje que en ese momento tiene la inductancia, es decir
Vm mas el voltaje de salida:
V,am,o-ca.oJo = Vm + Vo = 340[K]
Los elementos seleccionados en esta sección se describen a continuación;
Características de los diodos a ser utilizados.
ECG598 ULTRA FAST RECOVERY
Voltaje pico
Reverso
(PRV Volts)
600 V
Corriente
Media
lo
8A
IFM Surge
100 A
Reverse
Recovery
Time (ns)
60 ns
Te @Rated
loMáx (°C)
125°C
IGBT (ÍRGBC30U)
Collector to
emitter
voltage
600V
Continuos
Collector Current
23 A@Tc=25°C
Pulsed
Collector
Current
92 A '
Gate to
Emitter
Voltage
20 V
Máximum
Power
Dissipation
100 W
2.4 Diseño del circuito de control.
2.4.1 Modulador por ancho de pulso (PWM).
Como se indicó anteriormente el circuito integrado a ser utilizado es el
LM35243 el cual incorpora los siguientes bloques funcionales.
• Generador de onda diente de sierra
• Comparador
• Amplificador de error o modulante
• Limitador de corriente
• Fuente regulada de voltaje
36
• Transistor de colector abierto de salida
• Reset para control externo de protecciones
• Otros.
La frecuencia de la onda diente de sierra en este circuito esta determinado
por la siguiente ecuación.
-_L_ri Dv. • y i\-j"
(2.4.1)
Por lo tanto si CT = O.Olz//7 y fose = 24KHz se tiene que de acuerdo con la
ecuación anterior RT = 4.1 KQ , Con el fin de poder calibrar correctamente la
frecuencia se decide poner un potenciómetro de precisión de una valor de 10KQ.
Además, de acuerdo a los datos proporcionado por el fabricante, la resistencia
Rl 8 tiene un valor de 520Q.
La configuración del circuito a implementarse con el LM3524 es como se muestra
en la siguiente figura.
esVQ3S24 >
Fig 2.4.1
Modulador por ancho de pulso
Observando la figura anterior, VDD es el voltaje de polarización del
circuito integrado, este voltaje es no regulado pues internamente el LM3524 tiene
su regulador de voltaje de 5V. Además este integrado provee de una protección
externa la cual depende del diseño del circuito, para no tener pulsos a la salida del
37
mismo solo es necesario aplicar un voltaje mayor de 2V en pin 10 llamado
shutdown, esto no servirá para el diseño de las protecciones posteriormente.
Dentro de las características de PWM se tiene que el voltaje de control
(VMOD) debe variar entre 1 y 3.5 voltios para obtener a la salida, la máxima y
mínima relación de trabajo (D) respectivamente para la configuración dada.
El circuito que proporcionará el voltaje de control se muestra en la figura
(2.4.2) el cual debe garantizar que la relación de trabajo varíe entre O y la máxima
relación de trabajo determinado anteriormente (Dm), lo que implica que debe
variar en 1 voltio y 2.25 voltios de acuerdo a las características del PWM.
R13
R15
Fig 2.4.2
Circuito de señal de control para el PWM
VCC- y VCC son voltajes regulados de -5voltios y +5voltios
respectivamente, el potenciómetro R24 se encuentra externamente y es
multivuelta para obtener una mejor variación del voltaje de salida y tiene un valor
de 10KQ
3S
El voltaje VI de la figura (2.4.2) debe variar entre O voltios y 1.5 voltios
cuando el potenciómetro R24 se encuentre en el valor mínimo y máximo, por lo
tanto se puede calcular el valor de la resistencia R23.
R23 = »~— R24 = ------- 10ATQ = 23.33^Q * 22ATÍ1 (2.4.2)Kl 1.5 V }
El voltaje V2 de la figura (2.4,2) debe ser de -1 voltio para que cuando el
voltaje VI sea cero a la salida (VMOD) se obtenga 1 voltio.
/ .rr\ = ---- (-:>]/) (2.4.3)^ J ^ }
Si R14 = 5KQ y R13 = 5.6KQ entonces V2 = -2.35V por lo tanto con el
potenciómetro se puede calibrar el voltaje hasta llegar a -1 Voltio.
Como se puede ver en la figura (2.4.2) la configuración anterior de los
operacionales es de una amplificador de ganancia unitaria, por lo tanto las
resistencias R12 y R13 tienen el mismo valor y son de 10KQ.
2.4.2. Manejadores de compuestas para los interruptores electrónicos
Básicamente los interruptores a ser utilizados son IGBTs, además para
evitar problemas de ruido se utilizan optoacopladores para aislar las señales de
control, con los elementos de potencia como se muestra en la siguiente figura.
39
Fig 2.4.3
Circuito manejedor de compuerta con optoacoplador
En al figura (2.4.3) es una implementación con optoacopladores, donde se debe
garantizar que el transistor incorporado en el optoacoplador se sature y corte
correctamente, por lo que la corriente del fotodiodo debe estar dentro de las
especificaciones del optoacoplador, esta corriente esta alrededor de 20mA,
tomando en cuenta que la fuente VDD es de 10V, y además las caídas de voltaje
en las junturas del diodo y el transistor es de 0.6V, se tiene que:
_(10-Q.6-Q.6)K_2QmA
'— = 440Q
se toma la resistencia como de 470Q
De la referencia [9] se tiene los valores de las resistencias R25=1KQ y
R30=10KD además la resistencia R40 es una resistencia de protección para la
compuerta del IGBT y tiene un valor de 15Q, también los diodos zener se utilizan
para cortar los picos que puedan existir a la entrada de la compuerta y va a
depender de la fuente de voltaje que se aplique a la misma, en este caso se tiene
una fuente de voltaje de 10V por lo que se implementan diodos zener de
12voltios.
40
2.4.3. Circuitos Auxiliares
2.4.3.1 Protecciones electrónicas
esLas protecciones electrónicas que se ha previsto en el presente trabajo
contra sobrevoltaje y sobrecogiente a la salida del conversón
Básicamente los circuitos de protección de sobrevoltaje y sobrecorrieníe tienen la
misma configuración diferenciándose en la forma como se detecta estas señales y
en los rangos de los valores que se van a comparar, esta configuración se lo puede
apreciar en la siguiente figura.
SHUTl >
R2S D28
<SHL)Ti
Fig 2.4.4
Circuito de protección electrónica contra sobrecorriente
41
En la figura (2.4.4) se observa que cuando el voltaje <ÍSENS> es mayor
que voltaje [Vó] se obtiene una señal de disparo al SCR el cual se enclava y
pennanece en este estado hasta que sea desactivado manualmente por el operador
del equipo.
Además cuando se obtiene una señal de alarma, se ilumina el led D7, el
cual indica el tipo de falla ocurrido y se obtiene una voltaje mayor que cero en
<SD> el cual esta conectado al pin de shutdown del LM3524 lo que provoca que
no se obtenga pulsos a la entrada del IGBT.
Para detectar la corriente en la carga se coloca una resistencia en serie con
la carga como se muestra en la figura (2.4.5).
R6CPRGA
. VSENS
R5
ISENS
Fíg 2.4.5
Circuito para detectar la corriente y el voltaje de salida
Para censar la corriente de salida se utiliza una resistencia de 0.2O de 10 W
de potencia para evitar pérdidas del equipo. La corriente máxima de salida va a
ser de 3 [A] por lo tanto el voltaje [V6] debe ser de 0.6V.
Debe indicarse que la descripción anterior del funcionamiento del circuito
de protección es para el caso de sobrecogiente, un caso similar es para la
protección de sobrevoltaje con la diferencia del voltaje de referencia.
42
El voltaje máximo de salida especificado para este equipo es de
VOUT=170[Voc] y se define que el voltaje de comparación es de
SfVDc] se puede obtener el valor de las resistencias R5 y R6 como sigue.
= ——-voirrR5 + R6
(2.4.5)
Si R6 ^ entonces de la ecuación (2.4.5) se obtiene R5 = I80n
4.2.3.2 Circuito de encendido y apagado
Para obtener una mejor confíabilidad del equipo, se ha provisto de una circuito
que cuanto se energice el mismo, no se tenga pulsos en la gate del [GBT sino
hasta cuando se pulse el botón de reset (S2), al igual que sí se desea tener una
estado de bajo consumo (STANDBY) del equipo se presionará el botón (SI). Los
circuitos a implementarse con estos fines son:
D2Rl
SI
Fig 2.4.6
Circuito de bajo consumo (standby)
43
Fig 2.4.7
Circuito de reset
El circuito de reset se basa en apagar a los SCRs enclavados, y se utiliza el
principio de apagado de SCRs por capacitor en paralelo por lo que no se detallará
su funcionamiento, pero debe indicarse que no se tubo información a cerca de del
tiempo de apagado del SCR por lo que los capacitores (C3 ,€4, C¿ )se obtubieron
a partir de RIO (10KO) y en forma experimental, este valor es 0.1 uF Debe
también indicarse que con el pulsador S2 se resetea todos las fallas ocurridos, o el
estado del conversón
4.2.3.3 Circuitos de polarización
Para polarizar los circuitos de control es necesario tener dos fuentes
independientes, una fuente para alimentar al circuito manejador de compuerta el
cual tiene dos voltaje positivos VDD2 y VCC2 de lOVoc Y 5Vix; respectivamente,
y otra fuente independiente de voltaje no regulado VDD de lOVoc, voltajes
regulados VCC y VCC- de 5Voc Y —5Voc respectivamente. Se utiliza un
transformador con toma central de relación 120VRMS a I^VRMS por devanado para
el caso de la fuente de voltajes positivo y negativo. Para el otro caso se utiliza un
transformado sin toma central con la misma relación de transformación del
anterior, estos circuitos se muestran en las siguientes figuras.
44
LM730S
<NEUTRO MEUT1 >
Fig 2.4.8
Circuito de polarización positiva y negativa
FASES > 1
D4 J,_xvNEUT3 > — C >— '\(
r^VDDH .
Rlli— x/x/ • •
k ÍTCiQ
.VCC2
.NEUT3
Fig 2.4.9
Circuito de polarización para el optoacoplador
45
CAPITULO III
CAPITULO III
Simulación del Conversor en Is-spice
La simulación del conversor se realizará para diferentes condiciones y
valores, los mismos que se obtienen de las ecuaciones anteriormente deducidas.
Así pues se simulará en condiciones de límite de conducción continua y
discontinua para diferentes frecuencias, los valores de la inductancia serán
obtenidas del capítulo anterior para las diferentes frecuencias.
Las especificaciones del conversor son las siguientes;
VOLTAJE DE
SALIDA
170 Vdc
CORRIENTE
DE SALIDA
3 Adc
VOLTAJE
MÁXIMO DE
ENTRADA
170V
CORRIENTE
MÁXIMO DE
SALIDA
12a
RESISTENCIA
DE CARACA
56Q
Con los datos anteriores y utilizando la ecuación (2.40) se obtiene que Dm = 0.5
que es la máxima relación de trabaja en el límite de conducción discontinua
3.1.- Simulación a diferentes frecuencias
En esta parte se realizará la simulación en el límite entre conducción
continua y discontinua, observando las formas de onda de las comentes, voltajes y
análisis armónico de la corriente de entrada, con lo que se confirmará las
ecuaciones obtenidas matemáticamente en estas condiciones. La ecuación a ser
utilizada para obtener la inductancia máxima permitida para conducción
discontinua es la ecuación (2.41)
46
fs = 2000Hz
Por lo tanto: L><1 .77mH
24.2
20QM
17.6N 19.6H 21.6M 23.6M
WFM.l IL us. TIME ¡n Secs
F¡g3.1
Corriente en el inductor ( fs = 2000Hz)
25,6t1
160 32.Q
cei
-89,G -16.Q
-160 -32.8
18.8M 22.SM 26.8M 39.8H 34.8M
UFÍ1.1 ISEN us. TIME ¡n Secs
Fig3.2
Voltaje y Corriente de entrada (fs = 2000 Hz)
47
7.20
Hí 3.20
H- i -20
-8Q0M
2.00K 4.00K 6.00K
WFM.l ISEN ys. TIME ín Secs
AX = 9.42K iy = -6.54
FÍ23.3
8.0QK
Análisis armónico de la corriente de entrada (fs = 2000Hz)
240
í SO
120
18.3M 22.8Í1 26.8M 30.8M
WFM.l SRLIDR vs. TIME ¡n Secs
Fig 3.4
Voltaje de salida (fs = 2000Hz)
34.8M
48
fs=l800Hz
Por lo tanto: L-> < 1.9676 mH
24.0
16.0
ViCLE
CE
c 3.00
17. SM 19.611 21.6M 23.6M
WFM.l IL vs. TIME ¡n Secs
Fig3.5
Corriente en el inductor (fs = ISOOHz)
25. SM
169 32.0
-160
18.8M 22.8t1
WFM -1
26,8n 30.811 34.8M
ISEN vs. TIME ¡n Secs
Fig3.6
Voltaje y Corriente de entrada (fs = ISOOHz)
49
7-33
U- i,, i .
-667M
2.00K 4.00K 6.0QKUFM.i ISEH us. TIME in Secs
8.0GK
F¡g3.7
Análisis armónico de la corriente de entrada (fs = ISOOHz)
210
15G
90.Q
30.0
-30.0
,2M 22.2M 26.2M 38.2M
WFM.l SñLÍDR us. TIME ¡n Secs
Fig 3.8
Voltaje de salida (fs =1800Hz)
34 . 2M
50
fs = l200Hz
Por lo tanto: L-> <2.95mH
24.Q
-8.89
17.8M 19.8M 21.8M 23.8(1
WFM.l IL us. TIME in Secs
Fig 3.9
Corriente del inductor (fs =1200Hz)
25.8H
144 24.0
-72.8 -12.Q
-144 -24.0
18.8M 22.en 26.en 30.en 34.811
WFM.l ISEN us. TIME in Secs
Fig 3.10
Voltaje y corriente de entrada (fs = 1200Hz)
51
-8QOM
l.OOK 2.QGK 3.0GK
UFM.l ISEN us. TIME in Secs
4.0QK
Fig3.11
Análisis armónico de la corriente de entrada (fs = 1200Hz)
o:Qi-i
•r
200
160
Í20
se.o
40.0
18.8M 22.8M 26.8M 30.8M
WFM.l SflLIDfl us. TIME in Secs
Fig 3.12
Voltaje de salida (fs = 1200Hz)
34.8M
52
Los resultados anteriores fueron obtenidos en período de tiempo comprendido
entre 16.66ms a 33.33ms, en los cuales se observa que el voltaje de salida no se
estabiliza completamente por lo que es necesario simular en un período de tiempo
mayor para poder ver la respuesta en el estado estacionario. A continuación se
presentará esta simulación en el período de 83.33ms a lOOms a una frecuencia de
conmutación de 1200Hz (fs = 1200Hz)
-10.08
85.2M 89.2M 93.2h 97.2M
WFM.l IL vs. TIME in Secs
Fig3.13
Corriente en el inductor (fs = 1200Hz)
loiti
160 23.0
35.2M 89.2M 93.211 97.2(1 iOltl
W F M . l ISEN vs. TIME in Secs
Fig3.14
Voltaje y corriente de entrada (fs =1200)
7.40
-S8QM
200 6QQ . l.OQK 1.4GK 1.8GK
UFM.i ISEN us. TIME in Secs
Ax = 1.Q8K Ay = -1.73
Fig3.15
Análisis armónico de la corriente de entrada (fs =1200Hz)
160
80.0
ffi -30.0E
I
ce
-JCECfl
182
178
174
170
166
35.2M 89.2M 93.2M 97.2M Í01M
WFM.l SñLlDñ vs. TIME in Secs
Fig3.16
Voltajes de entrada y salida (fs =1200Hz)
En la figura anterior se observa que el voltaje de salida tiene una frecuencia dos
veces que la frecuencia de la red, con lo que se confirma lo obtenido en la parte
matemática.
54
3.2.- Simulación en situaciones de valores fuera de las especificaciones
En esta parte se realizará simulaciones con valores de inductancias
mayores a las calculadas, con aumento de carga, con relaciones de trabajo
mayores y menores de las especificadas en el límite de conducción discontinua.
Los valores especificados para el límite de conducción discontinua es:
RESISTENCIA DE CARGA (RL) = 56 Q
VOLTAJE DE SALIDA MÁXIMO = 170 Vdc
VOLTAJE PICO MÁXIMO DE ENTRADA - 170 V
RELACIÓN DE TRABAJO MÁXIMO (Dm) = 0.5
FRECUENCIA DE CONMUTACIÓN (fs ) = 1200 Hz
FRECUENCIA DE LA RED = 60 Hz
INDUCTANCIA MÁXIMA PERMITIDA (L2) < 2.95 mH
3.2.1.- Valor del inductor mayor que el valor máximo permitido
-2.30
85.2M 89.2M 93.2M 97.2M
WFM.l IL us. TIME ¡n Secs
Fig3.17
Corriente del inductor ( "L2 — 4mH)
181M
55
160 28.Q
se.o 14.0
-30.8 -14.0
-160 -28.0
85.2H 89.2Í1 93.2M 97.2M 1Q1M
U F M . l ISEN us. TIME ¡n Secs
Fig3.18
Voltaje y corriente de entrada (L/2 = 4mH)
Í- 4.SO
2.80
800M
-1.20
200 600 . Í.00K 1.4QK
UFM.l ISEN us. TIME in Secs
Ax = Í.Í4K Ay = -5.24
Fig3.19
1.8QK
Análisis armónico de la corriente de entrada (Ln = 4mH)
56
13.9
9.37
35.2M 89.2M 93.2M 97.2N
WFM.i IL us. TIME ¡n Secs
Fig 3.20
Corriente del inductor (L2 = 8 mH)
101M
85.2N 89.2H 93.2M 97.2M 101N
WFM.I ISEN us. TIME in Secs
Fig 3.21
Voltaje y corriente de entrada (L2 = 8raH)
57
SQQ l.OÜK 1-4QK
WFM.Í ISEN vs. TIME ¡n Secs
¿x = 125 ¿y = -3.45
FÍ2 3.22
1.8QK
Análisis armoaico de la corriente de entrada (L: = 8mH)
119
99.0
79.0
35.2M 89.2M 93.2M 97.2M
WFM.l SRLIDfi vs. TIME in Secs
Fig 3.23
Voltaje de salida (L2 = 8mfl)
101M
58
3.2.2.- Valor de la resistencia de carga menor de la especificada
34.Q
24.0
14.0
4.08
-6.G0
85.2M 89.2M 93.2Í1 97.2M
W F M . l IL us. TIME in Secs
Fig 3.24
Corriente del inductor (RL = 40Q)
101M
o1-u.
-20QM
600 l.GDK 1.40K
WFM.l ISEN us. TIME in Secs
¿x = 1 .G8K ¿y = -2.85
Fie 3.25
1.80K
Análisis armónico de la corriente de entrada (RL = 40
59
3.2.3.- Valor de la relación de trabajo (D) mayor y menor a la especificada
(Dm)
35.7
25.7
15.7
-4,
85.2M 89.2M 93.2M 97,211WFM.l IL us. TIME in Secs
Fig3.26
Corriente del inductor (D = 0.6)
10111
13.6
9.60
Hí 5.69
200 608 l .OQK 1.40K 1.8QKU F M . l ISEN us. TIME in Secs
Ax = 120 Au = -9.86
Fig 3.27
Análisis armónico de la corriente de entrada (D = 0.6)
60
248
130 ,
Í6Q
89.2M 93.2M 97.2M
WFM.l SñLIDR MS, TIflE in Sec
Fig 3.28
Voltaje de salida ( D = 0.6)
181M
14.1
1Ü.1
85.2M 89.2M 93.2M 97.2M
WFM.l IL vs. TIME ¡n Secs
Fig 3.29
Corriente del inductor (D = 0.22)
ieni
61
200 600 1.00K 1.4QK 1.8QK
UFM.i ISEN us. TIME in Secs
Ax = 1 .Q8K ¿y = -496M
Fig 3.30
Análisis armónico de la corriente de entrada (D = 0.22)
97.3
87.3
"~ 77.3
85.2M 89.2M 93,2M 97.2M
WFM.l SñLIDñ us. TIME in Secs
Fig 3.31
Voltaje de salida (D = 0.22)
10111
62
CAPITULO IV
CAPITULO IV
Pruebas y Resultados
El conversor diseñado es montado en una caja metálica en cuyo panel
frontal se encuentran: un potenciómetro multivuelta, el mismo que permitirá
variar el voltaje de salida, pulsadores de reset y standby, además se dispone de
luces de indicación de estados y alarmas del conversor que son:
• Encendido / apagado (ON/OFF)
• Mínimo consumo (STANDBY)
• Sobrevoltaje
• Sobrecogiente
Fig 4.1
Vista frontal del conversor
63
En la figura (4.1) se puede observar una vista frontal del conversor, un
amperímetro y el medidor de factor de potencia.
Fig 4.2
Vista interior del conversor
En la figura (4.2) se muestra las tarjetas internas las cuales son: una de indicación
(1), una de control (2) y una de potencia (3) (de izquierda a derecha) además la
etapa de potencia dispone de ventiladores (4) los que permitirán evacuar el calor
generado por los elementos de potencia, además se observa el potenciómetro
multivuelta (5) en su parte posterior.
4.1.- Operación del conversor en estado estacionario.
4.1.1.- Medición del factor de potencia y de distorsión.
Las medidas se realizaron con un analizador de armónicos de potencia
marca FLUKE modelo 71B, el cual permite medir varios parámetros eléctricos los
mismos que se resumen en la siguiente tabla (4.1), para diferentes valores de
voltaje de salida con carga fija.
64
VO
LT
AJE
SA
LID
AV
DC
o[V
]
5.11
09.
860
20.5
1029
.930
39.6
0049
.700
60.1
0070
.500
80.4
0090
.700
100.
200
110.
400
119.
700
130.
200
140.
000
150.
000
160.
000
164.
000
VR
MS
[V]
0.30
00.
640
0.76
00.
830
0.50
01.
300
2.30
02.
100
2.10
02.
500
2.20
02.
500
2.60
02.
400
3.00
03.
000
3.00
03.
000
EN
TR
AD
AV
RM
S
M
120.
000
120.
000
120.
000
120.
000
120.
000
120.
000
119.
000
118.
800
118.
500
118.
200
117.
900
117.
700
117.
200
116.
800
116.
500
116.
100
115.
600
115.
600
Vpi
co[V
]
168.
000
168.
000
168.
000
168.
100
167.
000
168.
000
167.
000
166.
800
166.
500
165.
800
165.
500
164.
900
164.
500
163.
800
163.
000
162.
900
162.
000
162.
000
CO
RR
IEN
TE
SA
LID
AID
C
[A]
0.38
00.
500
0.75
00.
900
1.05
01.
200
1.40
01.
550
1.70
01.
850
2.00
02.
150
2.30
02.
450
2.55
02.
700
2.80
02.
900
EN
TR
AD
AIR
MS
[A]
0.32
00.
340
0.40
00.
490
0.61
00;7
80
1.01
01.
230
1.51
01.
810
2.15
02.
530
2.91
03.
420
3.82
04.
340
4.86
05.
120
IPIC
O
[A]
0.41
00.
450
0.57
00.
730
0.90
01.
300
1.46
01.
760
2.14
02.
550
3.03
03.
580
4.12
04.
830
5.41
06.
200
7.00
07.
560
IDC
[A]
0.03
00.
030
0.03
00.
030
0.03
00.
030
0.03
00.
030
0.03
00.
030
0.03
00.
030
0.03
00.
030
0.03
00.
030
0.03
00.
030
TH
D-F
%
21.3
0020
.000
15.0
0011
.000
6.60
03.
700
3.00
02.
900
2.60
02.
400
2.10
01.
900
1.70
01.
600
1.60
01.
900
2.10
03.
300
TH
D-R
%
21.3
0019
.500
15.0
0011
.000
6.60
03.
700
3.00
02.
900
2.60
02.
400
2.10
01.
900
1.70
01.
600
1.60
01.
900
2.10
03.
300
CF %
1.30
01.
300
1.41
015
001.
470
1.44
01.
470
1440
1420
1410
1410
1410
1410
1410
1410
1420
1440
1480
PO
TE
NC
IAV
AT
IOS
KW
AT
TS
0.06
40.
064
0.06
4.0.
044
0.62
00.
085
0.11
50.
140
0.17
40.
209
0.24
90.
300
0.34
00.
400
0.44
00.
500
0.56
00.
590
VA
KV
AR
0.06
70.
070
0.08
20.
058
0.07
30.
092
0.11
90.
146
0.17
80.
213
0.25
30.
300
0.34
00.
400
0.45
00.
500
0.56
00.
590
VA
RK
VA
R
0.02
40.
030
0.05
20.
036
0.03
70.
037
0.03
80.
040
0.03
90.
041
0.04
30.
050
0.04
00.
040
0.05
00.
050
0.05
00.
050
FP %
0.30
00.
400
0.60
00.
770
0.86
00.
910
0.95
00.
960
0.97
00.
980
0.99
00.
990
0.99
00.
990
0.99
01.
000
1000
1.00
0
DF
P%
0.43
00.
520
0.77
00.
780
0.86
00.
910
0.95
00.
960
0.98
00.
980
0.99
00.
990
0.99
00.
990
0.99
01.
000
1000
1.00
0
Tab
la 4
.1D
ato
s o
bte
nid
os
exp
erim
enta
lem
nte
A continuación se presenta en forma gráfica los resultados resumidos en la
tabla anterior. En la figura (4.3) se representa el factor de potencia versus el
voltaje de salida, observando que para voltajes bajos el factor de potencia también
es bajo3 pero a medida que sube el voltaje de salida, el factor de potencia mejora
hasta llegar a uno, es importante indicar que los valores obtenidos de factor de
potencia son en adelanto, es decir que la corriente se adelanta al voltaje, esto se lo
podrá ver claramente cuando se presente las formas de onda de corriente y voltaje
de entrada.
En la figura (4.4) se presenta la distorsión armónica total (THD) en
porcentaje versus el voltaje de salida, observando que al incrementarse el voltaje
de salida el THD disminuye hasta llegar a un valor mínimo de 1.4% con lo que sé
esta cumpliendo con el objetivo del presente trabajo.
67
FACTOR DE POTENCIA
ooo
rooo
OO
O>OO
00oo
ooo
rooo
O
mom
D
coÍOb)oo
00piuoo
to'•vioo
o>pboo
OHO
Dm"DOHmzo
U)
Ol~
momV)
r;D
«
DISTORSIÓN ARMÓNICA TOTALTHD [%]
oooo
4*>boo
poboo
_kroboo
_*p>boo
ropboo
N3•boo
o3! o.
CQ CD
£U
<
HXO
4.1.2.- Resultados Experimentales.
A continuación se presenta las formas de onda que se obtuvo
experimentalmente, así pues primeramente se presenta la forma de onda de la
corriente de entrada, antes de pasar por el filtro.
(8.3[A]/div, 2ms/div) (8.3[A]/div, 0.8ms/div)
(a) (b)
Fig 4.5
Corriente de entrada conmutada (sin filtrar)
En las figuras (4.5.a) se observa un ciclo completo de la corriente de
entrada y en la figura (4.5.b) se muestra la misma corriente pero en un semicliclo,
debe señalarse que estas corrientes presenta picos de aproximadamente 23 [A],
además, la frecuencia de conmutación es de 24KHz razón por la cual la corriente
se observa como una mancha pero con una envolvente senoidal. Las formas de
ondas anteñores se obtuvieron a través de una resistencia de 0.12 Q3 la cual no
presenta inductancia a altas frecuencias.
En las siguientes figuras se presentará la corriente en la entrada ya con el
filtro, para varias condiciones de voltaje de salida
70
(50V/div, 2.5ms/div)
(0.41[A]/div,2.5ms/div)
Fig 4.6
Voltaje (Vs) y corriente (is) de entrada Vo = lOVdc
Se observa en la figura (4.6) la onda de corriente esta adelantada con
respecto al voltaje de entrada, además la corriente esta distorsionada, analizando
los datos de la tabla (4.1) se puede decir que el factor de potencia es 0,4 en
adelanto con una distorsión armónica total (THD) del 20% cuando el voltaje de
salida es bajo, en este caso lOVdc.
(50V/div, 2ms/div)
(0.83[A]/div,2.5ms/div)
Fig 4.7
Voltaje (Vs) y corriente (is) de entrada Vo = 30Vdc
De igual manera se observa las formas de onda del voltaje y la corriente cuando
se tiene un voltaje de salida de 30Vdc, y de acuerdo a las mediciones realizadas, el
factor de potencia es de 0.77 y una distorsión armónica total (THD) del 11%, con
71
lo que se confirma que mientras se aumenta el voltaje de salida el factor de
potencia y de distorsión mejoran.
(50V/div, 2ms/div) (50V/div, Ims/div)
(6.8[A]/div, 2.5ms/div) (6.8[A]/divs 2.5ms/div)
Fig 4.8
Voltaje (Vs) y corriente (is) de entrada Vo = 160Vdc
En las figuras (4.8.a) y (4.8.b) se observa que para un voltaje de salida de
160Vdc el factor de potencia es prácticamente igual a la unidad, es decir que la
corriente esta totalmente en fase con el voltaje, y además el factor de distorsión es
menor que el 3% que es lo que se esperaba obtener.
A continuación se presenta las formas de onda del voltaje de salida en sus
diferentes valores.
(20V/div, 2.5ms/div)
Fig 4.9
Voltaje de salida (Vo = 70Vdc)
72
(50V/div, 1.2ms/div)
Fig4.10
Voltaje de salida (Vo = 130Vdc)
*
(2V/div, 1.5ms/div)
Fig4.11
Rizado del voltaje de salida
En las figuras anteriores se observa que el voltaje de salida tiene un
pequeño rizado el cual depende del capacitor de filtro de salida y además oscila a
una frecuencia al doble del de la red eléctrica.
Dado que el circuito utiliza una bobina para intercambiar energía hacia la
carga, en las compuertas de los elementos de conmutación (IGBTs) se produce
una pequeñas las cuales pueden producir daños irreparables a los IGBTs, por lo
que es importante ilustrar este efecto con la siguiente figura.
73
(5V/div, lOus/div)
Fig4.12
Efecto que produce la inductancia en las compuertas de los IGBTs
Observando la figura anterior se observa que este efecto se produce tanto
en el encendido como en le apagado del los IBGTs. Debe tomarse en cuente este
efecto pues presenta picos de voltaje altos en la entrada de las compuertas, los
mismos que están especificados por el fabricante.
4.2.- Discusión y comparación de los resultados experimentales y
simulados
La simulación se realizó para frecuencia menor a la frecuencia
experimental pues el programa computacional no permite simular mas de sus
límites, pero sin embargo la simulación es de buena ayuda, especialmente para
confirmar las ecuaciones que se obtiene del análisis teórico, así pues en el capitulo
anterior se simularon varias condiciones, tales como en el límite de conducción
discontinua, condiciones fuera del límite.
Por limitaciones del Is-spice no se pudo simular con el filtro de entrada,
por lo que no se puede realizar comparaciones entre resultados experimentales y
simulados, pero en cambio en la simulación se puede realizar un análisis armónico
de la corriente de entrada, lo cual fue utilizado para el diseño del filtro de entrada,
es más en la parte experimental se utilizó algunos resultados de la parte de
74
simulación, como son los valores de las amplitudes de las componentes
armónicas de la corriente de entrada.
Tanto en la parte experimental como en la de simulación, se comprueba
que la corriente sin el filtro de entrada es proporcional al voltaje de la fuente y
además del análisis armónico de la comente se puede decir que no existen
componentes armónicas entre la fundamental y de la frecuencia de conmutación
por lo que el filtro de entrada resulta sumamente sencillo y no voluminoso, pues
tiene que filtrar solo componentes de alta frecuencia.
En las condiciones fuera del límite de conducción discontinua, se observa
en la simulación que aparece una tercera armónica de la corriente, la cual va a
influir en el factor de potencia y de distorsión, y además se tendrá que diseñar otro
filtro para esta componente.
Es importante mencionar que en la simulación se puede jugar con los
valores de los elementos del conversor como son: valores de resistencias,
inductancias, capacitores, etc. Y simular muchas situaciones que en la'parte
práctica . es muy difícil, también debe señalarse que existen situaciones
eminentemente práctica que no se puede simular como por ejemplo el problema
de ruido eléctrico, magnético, los efectos que presentan los elementos de
conmutación (problemas de encendido y apagado).
75
CAPITULO V
CAPITULO V
Conclusiones y Recomendaciones
5,1.- Análisis técnico
En cuanto tiene que ver con el análisis técnico del equipo se puede
mencionar que se ha logrado obtener muy buenos resultado planteados en el
objetivo del presente trabajo, es decir se ha logrado obtener un factor de potencia
cercano a la unidad, con una distorsión armónica total (THD) menor del 5% en un
buen rango del voltaje de salida, debe indicarse que en el proceso de diseño sé
tubo que superar muchos problemas, especialmente de ensamblaje, pues al montar
las tarjetas electrónicas en la caja metálica apareció ruido magnético, eléctrico, lo
que provocaba que se quemen los elementos de potencia especialmente los IGBTs
ya que estos se quedaban conduciendo en todo el tiempo y por consiguiente
provocando un cortocircuito en la entrada del conversor, por lo que fue necesario
reducir el aüdo a niveles en los cuales el equipo pueda trabajar normalmente,
utilizando algunos métodos. Para voltajes de salida pequeños, es decir para
relaciones de trabajo pequeñas, el equipo presenta problemas con el mido, el que
no permite cumplir con las especificaciones del mismo, y además el voltaje de
salida es inestable, pero a medida que se incrementa el voltaje de salida la
estabilidad del mismo aumenta. .
Por el método que se utiliza en la corrección activa del factor de potencia,
este equipo debe ser especificado para potencias bajas, pues las corrientes picos
que se manejan en los elementos electrónicos de potencia son relativamente
grandes, en este caso especifico estamos hablando de corrientes cercanas a 30 A
pico a plena carga del conversón Para potencias medianas y grandes debe
cambiarse el método de la corrección de factor de potencia, como por ejemplo el
método de conducción continua o medición de corriente, claro esta que estos
métodos requieren circuitos mas sofisticados del que se ha utilizado en el presente
trabajo.
76
Este conversor presenta un factor de potencia en adelanto, es decir que la
corriente se adelanta al voltaje, que en muchos casos beneficia a la red eléctrica,
pues la mayor parte de cargas utilizadas son de carácter inductivo y no capacitivo.
El presente trabajo de tesis fue planteado para investigar el
comportamiento del factor de potencia y de distorsión armónica total en la entrada
del conversor en estado estacionario, razón por la cual no se realizaron pruebas
dinámicas al equipo, pero se puede concluir que la respuesta dinámica del voltaje
de salida responde a un sistemas sobreamortiguado es decir que para cambios
bruscos de nivel de referencia, el voltaje presenta un sobrepico y se estabiliza
después de un cierto tiempo, esto se lo puede ver claramente en la simulación.
Al no disponerse de un control de lazo cerrado, las variaciones del voltaje
de la fuente se va a reflejar a la salida también, además si el'voltaje de la fuente
presenta alguna distorsión, es decir si tiene alguna componente armónica, la
corriente de entrada también presentará esta distorsión, pues como se indicó
anteriormente la corriente de entrada (sin filtrar) es proporcional al voltaje de la
fuente.
Cabe anotar que se utilizó lo último en tecnología en cuanto tiene que ver a
los elementos de conmutación (IBGT), pues se trabaja con frecuencias de
conmutación alrededor de los 24KHz y picos de corrientes grandes (alrededor de
30[A]), además los otros elementos, tales como diodos de potencia también deben
trabajar en las condiciones anteriormente mencionadas, todo esto incrementa los
costos del equipo, además es importante señalar que el elemento de conmutación
(IGBT) tiene características especiales, que no necesariamente se tiene que utilizar
redes SNUBERs para proteger al elemento[7], y además tiene una baja resistencia
en ON lo que implica que no disipa demasiado calor cuando esta trabajando
normalmente, pues estos elementos son de última tecnología.
77
En cuanto tiene que ver a la parte práctica-tecnológica del diseño debe
indicarse que sé tubo problemas en obtener los elemento del conversor'
especialmente con las inductancias, pues en nuestro mercado no existe
inductancias de ciertos valores y que puedan trabajar a con altas corrientes y
frecuencias, por lo que sé tubo que fabricar a partir de núcleos conseguidos de
otras Fuentes de poder y después medidos en el laboratorio. Estos implicó perdida
de precisión del valor de la inductancia, porque el medidor solo mide inductancias
a una frecuencia máxima de IKHz, pero en realidad se trabajó a 24KHz. A pesar
de estas limitaciones se logró obtener una inductancia que cumpla los
especificaciones del diseño, pero se tubo el problema que la inductancia tiene
execisavas pérdidas pues se calienta demasiado, razón por la cual se tubo que
adicionar un ventilador para evacuar este calor y por consiguiente se disminuye la
eficiencia del equipo.
Cabe mencionarse que se ha tomado mucho tiempo en el desarrollo de este
trabajo y que se ha adquirido los elementos en diferentes épocas con diferentes
precios, por lo que no se podría tener un valor exacto del costo del equipo
diseñado y además no existe otro equipo de comparación con las mismas
especificaciones y además el objetivo de este trabajo es investigar el factor de
potencia y de distorsión en la entrada del conversor para ciertas condiciones, quizá
este trabajo es el inicio para futuros trabajos de corrección activa del factor de
potencia
La operación de las protecciones implementadas en el equipo fueron
instantáneos como se esperaba, todas las protecciones fueros provocadas
experimentalmente, verificándose cada una de ellas.
Dado que el sistema responde a un sistema sobreamortiguado y no tiene un
sistema de control de lazo cerrado ni tampoco tiene un sistema de encendido
suave, no se recomienda realizar pasos bruscos de. voltaje, pues se corre el riesgo
de tener voltajes peligrosos a la salida, por lo que se debe avanzar en pasos
pequeños, a pesar de tener protecciones.
78
5.3.- Conclusiones y Recomendaciones
Después de analizar los resultados obtenidos se podría concluir que se ha
cumplido con el objetivo planteado, pues se obtuvo un factor de potencia igual a
la unidad con una distorsión menor del 5% dentro de un rango considerable de
voltaje de salida.
Una desventaja que presenta el equipo es que no tiene un sistema de
control que nos permita tener un mejor control del voltaje de salida, por lo que se
recomienda continuar con este trabajo, pero ya con un lazo cerrado de control que
permitirá tener un voltaje de salida estabilizado. Este trabajo debe ser el inicio de
un gran desarrollo en fuentes de poder para voltajes medios.
Cuando se trabaja con frecuencias de conmutación medianas (mayores de
20KHz) y potencias mas o menos considerables, debe tomarse muy en cuenta el
aspecto del ruido, pues en el presente trabajo fue el peor enemigo ya que se
quemaron componentes, no se tenía buena estabilidad y sobre todo la precisión
que se necesitaba en los pulsos de control, claro esta que como se obtienen
desventajas también se tiene ventajas de trabajar con altas frecuencias como por
ejemplo se reduce notablemente el tamaño del equipo especialmente en los filtro
utilizados, pues estos son pequeños.
Una desventaja que presenta el equipo es el rendimiento, pues tiene
elementos que disipan demasiada calor, como por ejemplo la inductancia del
conversor, los elementos de conmutación, los diodos de potencia. Este
rendimiento es bajo, pues a plena carga es decir cuando se tiene a la salida 500
watts, se obtiene 100 watts de pérdidas, las cuales se disipan en forma de calor,
ventilación y otros.
Por el método que se utiliza para corrección del factor de potencia se
puede concluir que las armónicas que presenta la corriente de entrada están
siempre alrededor de la frecuencia de conmutación y no depende de la relación de
79
trabajo ni del voltaje de salida, por lo que el filtro de entrada a diseñarse, debe
eliminar solo las componentes de alta frecuencia, y además no tiene que diseñarse
un filtro para cada voltaje de salida. Claro esta que para voltajes bajos, existe una
distorsión de la corriente, esto se debe a que no tiene carga suficiente el filtro y
por lo tanto no trabaja adecuadamente. Además el método utilizado elimina la
necesidad de utilizar complejos sistemas de sincronización de la corriente y el
voltaje de entrada, pero con la desventaja de que los elementos de conmutación y
de potencia tiene que soportar picos de corrientes grandes.
Quizá una característica de este conversor es que se puede obtener voltajes
continuos menores, iguales o mayores que el voltaje de la fuente pues se trata de
un conversor reductor elevador, no necesita censar la corriente de la bobina y
utilizar un sencillo circuito de control para obtener los resultados anteriormente
mencionados.
Una desventaja de la simulación es que no se puede simular situaciones
eminentemente prácticas como es el efecto del ruido eléctrico o magnético, y por
lo tanto no se pueden explicar ciertas cosas que pasan en la práctica, pero en
realidad la simulación provee de información- importante para entender como
funciona el circuito.
En la simulación y la práctica se obtuvieron los mismos resultados para el
modelo de un solo interruptor electrónico, como el modelo con dos interruptores
electrónicos (uno en cada rama del puente rectificador), con la diferencia de que
en el segundo caso, cada interruptor trabaja en un semiciclo y en el primer caso de
un solo interruptor trabaja todo el tiempo. Debe señalarse que en la práctica esta
implementado para los dos caso pues tienen señales de control totalmente
independientes para cada [BGT, por el momento esta implementado el modelo de
una solo interruptor electrónica, porque en el otro modelo, cuando ocurría una
falla se quemaban los dos interruptores electrónicos, y en el otro caso solo se
quemaba uno.
Finalmente, los resultados teóricos obtenidos son confirmados tanto en la
parte de simulación como en la parte experimental, pues en la parte de simulación
se comprobó los resultados obtenidos en la parte teórica reafirmando de esta
manera la ecuaciones obtenidas en diferentes condiciones del conversor
81
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Pp508
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Pp30
ANEXOS
APENDIX A
Análisis Matemático
De la ecuación (2.33)
D2Ts
Vo(A.1)
El voltaje a través del capacitor C^ tiene una frecuencia al doble de la frecuencia
dé la red eléctrica, es decir 120 Hz, entonces se cumple que a
. o
Entonces
_O = F/7?2sen2(W)- „__- _^ — /Vo
Vodwt
r Km2 sen2(W)/, K/??21 V / /, I-, i, f —
Vo
• ír F/??2 sen2(W) , Vm^ / ,-!-,,,f —
Vo;fwt =
Vo
Reemplazando (A.4) en (A.3) se tiene
De la ecuación anterior
D2Ts
2L2c2w C,HPReemplazando (A. 6) en (A.l) se tiene
n=r.¿/• ~U"
Por lo tanto
(A.2)
(A.3)
(A.4)
(A.5)
(A.6)
(A.7)
(A.S)
Donde
2 rw
Resolviendo (A.9) se tiene
w
Por lo tanto
2 fH7 -,— \n (v
De la ecuación (A.5) se despeja el valor de la inductancia
Vm2D2Ts
(A.9)
(A. 10)
(A. 11)
JP1
JP
3JP
2
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UL
5O
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L5
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J36
A
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bO
IEM
CIV
VC
IIAV
DE
f
Internationalí Rectifier
PD - 9.682A.
IRGBC30UINSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR UltraFasíIGBT
Features• Switching-loss raiing includes aíl "tai!" losses• Optimized for high operaíing frequency (over 5kHz)
See Fig. 1 for Current vs. Frequency curve
n-channel
VCES = 600 V
VCE(sat)<3.0V
DescriptionInsulated Gaíe Bipolar Transisiors (IGBTs) from International Recíifier havehigher usable current densities íhan comparable bipolar transisíors, while atíhe same time having simpler gate-drive requirements of the familiar powerMOSFET. They provide substantial benefits to a hosi of high-volíage, high-currení applicatíons.
Absolute Máximum RatingsTO-220AE
VCESle @ Te = 25°Clc@Tc = lOO°C
ICMILMVGEEARVP0 @ Tc = 25°CpD@Tc = ioo°cTjTSTG
ParameterCollector-to-Emitter VoltageContinuous Collector CurreníContinuous Collecíor CurrentPulsed Collector Current ©Clamped Inductiva Load Current ©
Gate-to-Em¡tter VoltageReverse Voftage Avalanche Energy ©
Máximum Power Dissipation
Máximum Power DissipationOperating Junctíon andStorage Temperaíure RangeSoldering Temperature, for 10 sec.
Mounting torque, 6-32 or M3 screw.
Max.60023129292
±201010042
-55 to +150
300 (0.063 ¡n. (1.6mm) from case)
10lbHn(1.1N-m)
UniísV
A
VmJW
°C
Thermal Resistance
RfljcRUCSRHJAWt
ParameterJunction-to-CaseCase-to-Sink, flat, greased surfaceJunction-to-Amb¡ent, typica! socket mountWeight
Min.————
Typ.—
0.50—
2.0 (0.07)
Max,1.2—80—
Units
°C7W
g(oz)
Revisión 0C-657
IRGBC30U
Eléctrica! Characteristics @ Tj = 25°C (unless otherwise specified)
VARICES
V(BR)ECS
-!A/(BR}C£S/ATj
VcE(on)
VcEíth)
AVGG(th)/ATj
9fe
ICES
ICES
Para meter
Collecíor-ío-Emrtter Breakdown VoitageErnrtter-to-Collector Breakdown Vofíage ©Temperaíure Coeff. of Breakdown Votege
Col!ector-to-Emitter Saíuration Voitage
Gate Threshold VoitageTemperatura Coeff. of Threshold VotíageForward Trans conducían ce ©
Zero Gate Volíage Collector Current
Gate-to-Em¡tter Leakage Current
Min,
600
20————3.0—3.1
—
—
—
Typ.
——
0.63
2.22.72.4—-118.6———
Max._
——3.0——5.5—_
2501000
±100
UnitsVV
V/DC
V
mV/°Cs
uA
nA
Condítíons
VGE = OV,Ic = 250pA
VGE = OV, ic = 1 -OAVGE = OV, lc = 1.0mA
lc = 12A VG£ = 15Vle = 23A See Fig. 2, 5lc=12A,Tj = 150°C
VCE = VGE, lc = 250pA
VCE = VGE, le = 250uAVCE = 100V, IC = 12A
VGE = OV, VCE = 600VVGE = OV, VCE = 600V, Tj = 150°CVGE = ±20V
Switching Characteristics @ Tj = 25°C (unless otherwise specified)
QgQqe
Qgctdfonl
tr
tdfoff)
íf
Eon
Eoff
Eb
tdíon)
tr
td(off)
tf
EtsLECíes
Ooe3
Cres
Parameter
Total Gaíe Charge (tum-on)
Gate - Emitter Charge (turn-on)Gate - Collector Charge (tum-on)
Tum-On Delay Time
Rise TimeTum-Off Delay Time
Fall TimeTurn-On Switching Loss
Turn-Off Swiíching LossTotal Switching Loss
Tum-On Delay Time
Rise TimeTum-Off Delay TimeFall Time
Total Switching LossIntemal Emitter InductanceInput CapacitanceOutput Capaa'tance
Reverse Transfer Capacítanos
Min,
——_
———_
—_
————_
—_
——
.—
Typ.294.81224159293
0.18
0.35
0.53
2415160200
0.97.5660100
11
Max.
366.817__
—200190
—
—
1.0
—
—
—
—
—
—
—
—
_ — ,
Units
nC
ns
mJ
ns
mJnH
PF
Cond'rtions !
lc = 12A
Vcc = 400V See Fig. 8 .VGE = 15V
Tj = 25°Clc=12A,VCc = 480VVGE = 15V, RG = 230
Energy losses include "íail"
See Fig. 9, 10, 11,14
Tj = 150°C,¡c = 12AtVCc = 480V
VGE = 15V,RG = 23nEnergy losses include "tail"
See Fig. 10, 14Measured 5mm from package
VGE = OV
Vcc = 30V See Fig. 7
/ = 1.0MHz :
Notes:
CD Repet'tive rating; VGE=:20V, pulse widthlimited by max. junction íernperature.(Seefig. 13b)
© Vcc=80%(VCEs), VGE=20V, L=10pH,RG=23n, (See fig. 13a)
© Repetitiva rating; pulse width limitedby máximum junction temperature.
© Pulse width < 80us; duty factor < 0.1%.
' CD Pulse widíh S.Ops,single shot.
C-658
IRGBC30U
30
20
LLJ
CCCC
rDoo
o
Fo_r_bo!ti:
Duly cycle: 50%Tj = t 25*CTsink = SO°CGale dnve as specif iedPower Dissipalion = 21W
A I I !Tnan.q.u.'af tvave:
Ciamp vollage:80% oí rated
f, Frequency (kHz)
Fig. 1 -Typícal Load Current vs. Frequency(For square wave, NRMS 0¡r fundamental; for triangular wave, l=| PK)
1000
100
V G E =15V20MS PULSE WIDTH
1000
1 10
VC E , Co I l ec to r - t o -Emi t i e r Vo l t age (V)10 15 20
V G E , G a í e - t o - E m i t í e r Vol tage (V)
Fig. 2 - Typical Ouíput Characíeristics Fig. 3 - Typical Transfer Characíerisíics
C-659
IRGBC30U
25
20
üO
V G E = 1 5 V
25 50 75 100 125
Tc , Case Temperature (CC)
Fig. 4 - Máximum Collector Current vs.Case Temperaíure
150
VGE =15V
80us PULSE WIOTH
-60 -40 -20 O 20 40 60 80 100 120 140 160
Tc . Case Temperature (°C)
Fig. 5-Collector-to-Emitter Volíage vs.Case Temperature
"- Notes:1. Duly lactorD = 1, M-
0.00001 0.0001 0.001 0.01 0.1
\\ R e c t a n g u l a r P u l s e D u r a t i o n (seo)
Fig. 6-Máximum EffectiveTransieníThermal Impedance, Junction-to-Case
C-660
IRGBC30U
¡•500
1200
o. 600(CO
400
200
VG £ E=OV, f=1MHzSHORTED
Cjes .
"NT
I (O 100
VCE , Collecíor-to-Emitier Vol tage (V)
Fig. 7 -Typical Capacitance vs.Collecíor-ío-Emiíter Voltage
Q g , Total Gaíe Charge (nC)
Fig. 8 - Typical Gate Charge vs.Gate-to-EmiííerVolíage
0 6 6
.S O 60
VCG = 480V
VGE = 15V -Tc = 25'C _lc = 1 2 A
10 20 30 40 50 50
R G , Gate Resistance (Cl)
RG =23HV G E =15VVCC=430V
-60 -40 -20 O 20 40 60 30 100 (20 140 160
TC, Case Tempera tu re (°C)
Hg. 9 - Typical Swiíching Losses vs. GaíeResistance
Fig. 10 - Typical Switching Losses vs.Case Temperature
C-661
IRGBC30U
3.0
^T 2-5¿
« 2.0en
O
en 1.5
"o
'Í 1.0CO
0 „ -j— O.o
nG =23íTC =1503CVcc = 4BOV
5 10 15 20 25
le , Col lec1or- to-£m¡t ie r Cimení (A)
Fig. 11 -Typical Swiíching Losses vs.Co!Iecíor-ío-Emitter Current
1000
100
E 10
0.1
Tj = 125flC:
/LUJSAFE OPERATING AREAQ
i 10 loo 1000
V C E , Co l lec to r - ío -Emi t te rVo l íage (V)
Fig. 12-Turn-OffSOA
Refer to Section D for the following:
Appendix C: Section D - page D-5Fig. 13a - Clamped Inductive Load Test CircuitFig. 13b - Pulsed Collector Current Test CircuitFig. 14a - Switching Loss Test CircuitFig. 14b - Switching Loss Waveform
Package Outline 1 - JEDEC Outline TO-220AB Section D - page D-12
C-662
National Semico n ductor
LM2524D/LM3524DRegulating Pulse Width Modulator
January 1995
General DescriptionThe LM3524D family ¡s an improved versión of the industrystandard LM3524. It has improved specificatíons and addi-tional features yet is pin for pin compatible with existing3524 families. New features reduce the need for additionalexterna! circuitry often required in the original versión.The LM3524D has a ± 1 % precisión 5V reference. The cur-rent carrying capability of the output drive transístors hasbeen raised to 200 mA while reducing VcEsal and ¡ncreasingVCE breakdown to 60V. The common mode voltage rangeof the error-amp has baen raised to 5.5V to elimínate theneed for a resistive dlvíder from the 5V reference,
In the LM3524D the circuit bias une has been isolated fromthe shut-down pin. This prevenís the oscillator pulse ampli-tude and frequency from being disturbad by shut-down. Alsoat high frequencies (^300 kHz) the max. duty cycle peroutput has been improved to 44% compared to 35% max.duty cycle ¡n other 3524s.
In addition, the LM3524D can now be synchronized exter-nally, through pin 3, Also a laten has been added to insure
one pulse per perlod even in noisy environments. TheLM3524D includes doubie pulse suppression logic that in-sures when a shut-down condition ¡s removed the state ofthe T-flíp-flop will change only after the first clock pulse hasarrived. Thls feature prevenís the same output from beingpulsed twice ¡n a row, thus reducing the possibility of coresaturatíon in push-pull designs.
Features• Fully interchangeable wíth standard LM3524 family• ±1% precisión 5V reference with thermal shut-down• Output current to 200 mA DC• 60V output capability• Wide common mode input range for error-amp• One pulse per period (noise suppression)• Improved max. duty cycle at high frequencies• Doubie pulse suppression• Synchronlze through pin 3
UlK>•Ua
airo•uaO)tOc_0)<-+
3'
t£>T5C_c/>o
3Oac
Block Diagram
Hl INPUT
COUPENSATIOH O
- CLSEHSE
TL/H/8650-1
RRD-830MtI5/Pri.il$d¡nU.5 A
Absolute Máximum Ratings (Notes)If Military/Aerospace specified devices are requlred, Operating Junclion Temperatura Range (Note 2)please contact the National Semiconductor Sales LM25240 -40°C to f 125°Ccmice/Distributors lor availability and speciílcations. LM3524D . 0"Cto 1- 125"CSupply Voltage 40V Máximum Junctíon Temperatura 1 50°Collector Supply Voltage Storage Temperatura Range -65"Clo f-150'C
(LM2524D) 55V Lead Temperatura (Soidering 4 sec.) M, N Pkg. 260°C(LM3524D) 40V
Output Current DC (each) 200 mAOsclllator Charging Current (Pin 7) 5 mA
Internal Power Dissipation 1W
Electrical Characteristics (Notei)
Symbol Parameter Conditions
LM2524D
TypTested
Limlt
(Note 3)
DesignU mil
(Note 4)
LM3524D
Typ
Tested
LImit
(Note 3)
DesignLimlt
(Note 4)
Unita
REFERENCE SECTION
VREF
VRLine
VRLoad
¿V|N¿VHEF
'os
No
Output Voltage
Une Regulation
Load Regulation
Rípple Rejection
Short CircuitCurrent
Output Noise
Long TermStability
VIN = 8V to 40V
IL = 0 mA to 20 mA
VREF = 0
lOHzs f <; 10kHz
TA * 125°C
5
10
10
66
50
40
20
4.85
5.15
15
15
25
180
4.80
5.20
3O
25
100
5
10
10
66
50
40
20
4.75
5.25
25
25
25
200
50
50
100
vMin
vMax
mV^ax
mVWax
dB
mAMin
mA Max
í1 VITOS Max
mV/kHr
OSCILLATOR SECTION
fose
fose
¿fosc
Afosc
VOSG
tpw
Max. Freq.
InitlalAccuracy
Freq. Changewith VIN
Freq. Changewith Temp.
Output Amplitude(Pin 3) (Note 8)
Output PulseWidth (Pin 3)
RT = UÍ.CT - o.ooi ¿iF(Note 7}
RT = 5.6k, CT = O.oi jiF(Note 7)
RT = 2.7k, CT = 0.01 ,aF(Note 7)
V|N = 8 to 40V
TA - -55°CtO +125"Cat 20 kHz RT =- 5.6k,CT - 0.01 /J.FRT = s.ek, CT = 0.01 aF
RT = 5.6k, CT = 0.01 ¡iF
550
20
38
0.5
5
3
0.5
17.5
22.5
34
•42
1
2.4
1.5
500 350
20
38
0.5
5
3
0.5
17.5
22.5
30
46
1.0
2.4
1.5
kHzM¡n
kHz in
kHzWax
kH in
kHzUax
a//0Max
ai
vMin
MsMax
Eléctrica! Characteristics (continued)
Symbol Para meter Condítíons
LM2524D
Typ
TestedLímlt
(Note 3)
DesignLlmlt
(Note 4)
LM3524D
TypTestedLimit
(Note 3)
Design
Limit
(Note 4)
Units
OSCILLATOR SECTION (Continued)
Sawtooth PeakVoltage
Sawtooth ValleyVoltage
RT = 5.6k, CT - o.oi ¡íF
RT = 5.6k, CT ~ 0.01 jiF
3.4
1.1
3.6
0.8
3.a
0.6
3.8
0.6
vMax
vMin
ERROR-AMP SECTION
Vio
IIB
lio
'cosí
IGOSO
AVOL
VCMR
CMRR
GBW
V0
PSRR
Input OffsetVoltage
Input BiasCurrent
Input OffsetCurrent
CompensationCurrení (Sink)
CompensationCurrent (Source)
Open Loop Gain
Common ModeInput Voltage Range
Common ModeRejectíon Ratio
Unity GainBandwidth
Output VoltageSwíng
Power SupplyRejection Ratio
VCM = 2.5V
VCM = 2.sv
VCM = 2.5V
VIN(|) - V|N(N|) = 150mV
V|N(NI) - VIN{1) = 150mV
RL= M.VCM = 2.5 V
AVOL = o dB, VCM = 2.5V
RL = M
VIM = e to 40V
2
1
0.5
95
-95
80
90
3
80
8
8
1.0
65
125
-125
-65
74
1.5
5.5
80
0.5
5.5
no
10
1
6O
1.4
5.4
70
2
1
0.5
95
-95
80
90
2
80
10
10
1
65
125
-125
-65
70
1.5
5.5
80
0.5
5.5
65
60
mV^gx
^AMa)(
^AMax
H-AMin
P-Auax
H-AMin
^AMax
dBWin
VMÍO
VMax
d^Min
MHz
VUÍH
VMSX
dbMtn
COMPARATOR SECTION
toN
tose
ÍONtose
*ON
tose
VCOMP2
VCOMPM
IIB
Mínimum DutyCycle
Máximum DutyCycle
Máximum DutyCycle
Input Threshold(Pin 9)
Input Threshold(Pin 9)
Input BiasCurrent
Pin 9 = O.BV,
[RT = 5.6k, CT = 0.01 F]
P¡n 9 = 3.9V,
[Rf = s.ek, CT = 0.01 P.F.]Pin 9 = 3.9V,
[RT= ik,cT = 0.001 jiFj
Zero Duty Cycle
Máximum Duty Cycle
0
49
44
1
3.5
-1
0
45
35
0
49
44
1
3.5
-1
0
45
35
% Max
0//0Min
0//0Min
V
V
MA
•
Eléctrica! Characteristícs (Continuedj
Symbol Parameter Conditions
LM2524D
Typ
TestedUmit
(Note 3}
DesignLlmlt
(Note 4)
LM3524D
Typ
TestedLimit
(Note 3)
DesignLimit
(Note 4)
Units
CURRENT LIMIT 3ECTION
VSEN
TC-A/sense
Sense Voltage
Sense Voltage T.C.
Common ModeVoltage Range
v(Pm2) - v(P¡nl) 150mV
V5 - V4 = 300 mV
200
0,2
-0.7
1
180
220200
0.2
-0.7
1
180
220
fnVWjn
mVUax
mV/"C
VfvünVMHX
SHUT DOWN SECT10N
VSD
ISD
High InputVoltage
High InputCurrent
v(P¡n2) - V(Pin1) ^150 mV
'(pin 10)
1
1
0.51.5
1
1
0.51.5
vMinvMax
mA
OUTPUT SECTION (EACH OUTPUT)
VCES
ICES
VCESAT
VEO
tR
IF
Collector EmítterVoltage Breakdown
Collector LeakageCurrent
SaturationVoltage
EmítterOutputVoltage
Ríse Time
Fall Time
lc ^ 100 fiA
VCE = 60V
VCE = 55V
VCE = 40V
IE = 20 mA
IE = 200 mA% = 50 mA
V|N = 2QV,1E = -250^ARc = 2k
Rc = 2k
0.1
0.2
1.5
18
200
100
55
50
0.5
2.2
17
0.1
0.2
1.5
18
200
100
40
50
0,7-
2.5
17
vMin
Í^AMax
Vwax
VM¡D
ns
ns
SUPPLY CHARACTERISTÍCS SECTION
VIN
T
IIN
Input VoltageRange
Thermal ShutdownTemp.
Stand By Current
After Tum-on
(Note 2)
V|N = 40V (Note 6)
160
5
840
10
160
5
840
10
vM¡n
Vfvtax
•c
mA
Note 1: Unleas otherwise stated, Olese apecifcations apply ÍOfT^ ~ Tj - 25"C. Boldtace numbets apply over tne rated temperature range; LM2524D Is -40" toB5*C and UM3524D is (TC to 70'C. V1N - 20V and fosc ~ 20 kHz.
Note 2: FOT operation al elevgted tempera tures, devicas in ttre N package must be derated based on a tnermal resistance o( B6'C/W, ¡unction to ambient. Devicesm the M package must ba ograted at 125'CAV, Junction to amoent
Note 3: Tasted limite are gueranteed and 100% testad In production.
Note 4: Design llmits are guaranteed (but not 100% producton testad) ovef toe indicated temperature and supply voltage range. These limits are not usad tocalcúlala outgoing quality tevel.
Nota S: Absoluta máximum ratings indícate limits beyond whlch damage to tna devce may occur. DC and AC e ectrical sp^cíttations bo not apply wien opera tingthe device boyond its rated operaüng condtlons.
Note 6: Pins 1. 4. 7, B, 1 1. and 14 are grounded; Pin 2 •• ZV. All ottier inputs and outputs open.
Note 7: The va ue of a C( capacitor can vafywitri frequency. Caieful ae ection o( thls capacitor muat be made íorhlgr» Irequency oparaüon. Polystytene waauaodinIhis test. NPO ceramíc or polypropylene can also be usad.
Note 8: OSC ampütuda is measiifed open circuiL Avallable curran! Is limitad lo 1 mA so cara must ba axarcised to llmlt capacitiva loading o( fast pulses.
Typical Performance Characteristics
Swítching TransistorPeak Output Currentvs Tempera ture
• — -
^—
^N
__
xl
—
LT
SO -25 O 25 £0 75 ¡oa 125
Máximum Aver"age PowerDisslpation (H, M Packages
Máximum &. MínimumDuty Cycle ThresholdVoltage
— -
itj
-50 -25 O 25 50 75 100 125
VSUEIEHI TEHPEfiAIURE (°C)
Output TransistorSaturation Voltage
-50 -25 O 25 SO 75 100 125
Output Transistor EmirterVoltage
l: = - mi
-M -25 O 25 50 75 100 12S
Reference TransistorPeak Output Current
-50 -25 O 25 SO 75 100 125
Standby Current Standby Curreívs Voitage vs Temperatur
I1=25°C
•va**'
L-—^^
1
OtnA
M!
5 6.0 I
a s a '
'« ioi.'íur{ f'Hf?'.H\F'H
REf
Z - 21,i.
j
-i-^S^
!
- QmíV.7.6.1.fi.S. 1C
^4
.i*.11a 12 is 20 S* it ¿2 JB
!/,H-lhPtjT VOL'SCE (V)
-50 -25 O 25 50 75 100 125
T^-AUBiENT rEUPERATUHE {°C)
Current LImitSense Voitage
í
-50 -25 O 25 50 >í 100 125
TL/H/B650-3
Test Circuit
Functional DescríptionINTERNAL VOLTAGE REGULATOR
The LM3524D has an on-chip 5V, 50 mA, short circuit pro-tected voltage regulator. Thís voltage regulator provides asupply for ali Interna! circuitry of the device and can be usedas an external reference.
For Input voltages of less than 8V the 5V output should beshorted to pin 15, VIN, which disables the 5V reguiator. Wíththese pins shorted the ¡nput voltage must be limitad to amáximum of 6V. If Input voltages of 6V-8V are to be used, apre-regulator, as shown ín Figure 1. must be added.
IU33QT
""1 '
u
X'°"
|u
G N U
1TL/H/BG50-10
•Mínimum CQ o( 10 ¡iF required for stabiüty.FIGURE 1
OSCILLATOR
The LM3524D provides a stable on-board oscillator. Its fre-quency is set by an external resistor, R-j- and capacitor, CT-A graph of RT, GT vs oscillator frequency Is shown is Figure2. The oscillator's output provides the signáis for triggeríngan internal flíp-flop, which directs the PWM Information tothe outputs, and a blanklng pulse to turn off both outputsduring transitions to ensure that cross conduction does notoccur. The width of the blanking pulse, ordead time, is con-trolled by the valué of CT, as shown in Figure 3. The recom-mended valúes of RT are 1.8 kíl to 100 kíl, and for GT,0.001 ¿tF to 0.1 jiF.
TL/H/B650-4
If two or more LM3524D's must be synchronized together,the easiest method ¡s to interconnect all pin 3 termináis, Heall pin 7's (together) to a single Cy, and leave all pin 6'sopen except one which Is connected to a single R-y. Thismethod works well unless Ihe l_M3524D's are more than 6*apart.
A second synchronization method is appropriate for any cir-cuit layouL One LM3524D, designated as master, musthave Its RjC^ set for the corred period. The other slaveLM3524D(s) should each have an R-fOr set for a 10% long-er period. All pin 3's must then be interconnected to allowthe master to properly reset Ihe slave units.
The oscillator may be synchronized to an extemal clocksource by settíng the interna! free-running oscillator fre-quency 10% slowerthan the external clock and driving pin 3wlth a pulse (rain (approx. 3V) (rom the clock. Pulse widthshould be greater than 50 ns to Insure full synchronlzaüon.
1 2 E 10 20 50 IDO 2M 500 U
OSCILLATOflPERIOOM
FIGURE 2
TUH/B650-S
Functionai Description (continuad)
10
— 4
u
r-< 1o
£ Q-4
o
(U
" Frt
•
fOl
• •¿ v[í£
1
— 4 t;
0,004 O.B1
CTÜiF)
X"
P
DJ
Sr-1-1X..,,L¿Lrí
94 B.
TL/H/B650-6
FIGURE 3
ERROR AMPLIF1ER
The error amplifier ¡s a differentia! input, transconductanceamplifier. lis gain, nominally 86 dB, is set by either feedbackor output loading. This output ioading' can be done with ei-ther purely resistive or a combinaron of resistiva and reac-tive components. A graph of the amplifier's gain vs outputload resistance ¡s shown in Figure 4.
RL —RL-1M^
RL = 3GOIi
R^IOOk
R|_ = 3Qk
.RL= ÍESIS'T O G N
"vN-A
ANCED
V
\M
FRQM
\'IN3_\0 100
1Qk tDOk 1M tOM
FREQUENCYtHz) ^78650-7
FIGURE 4
The output of the amplifier, or input to the pulse width modu-lator, can be overridden easily as its output ¡mpedance isvery high (2o ^ 5 Mil). For Úiís reason a DG voltage canbe applied to pin 9 which will override the error amplifier andforcé a particular duty cycle to the outputs. An example ofthis could be a non-regulating motor speed control where avariable voltage was applied to pin 9 lo control motor speed.A graph of the output duty cycle vs the voltage on pin 9 isshown Ín Figure 5.
The duty cycle is calculaled as the percentage ratío of eachoutput's ON-time to the oscíllator period. Paralleling the out-puts doubles the observed duty cycle.
20
z///,/
1.5 2 2.5 3 3.S 4
V O L T A G E O N P I N 9 I V ) TUH/B65Q-8FIGURES
The amplifier's inputs have a common-mode input range of1.5V-5.5V. The on board regulator is useful for biasing the¡nputs lo within this range.
CURRENTLIMITING
The function of the current lirnit amplifíer is lo override theerror amplifier's output and take control of the pulse wktth.The output duty cycle drops to about 25% when a currentlimit sense vollage of 200 mV ¡s applied between the -f-C[_and —C|_ sense termináis. Increasing the sense voltage ap-proximately 5% results ín a 0% output duty cycle. Careshould be taken to ensure the —0.7V to -f- 1.0V input corn-mon-mode range is not exceeded.
In most applícations, the current limit sense voltage is pro-duced by a current through a sense resistor. The accuracyof this measurement is limlted by the accuracy of the senseresistor, and by a smaii offset current, typically 100 _uA,flowing from -f-CL to —CU
OUTPUTSTAGES
The outputs of the LM3524D are NPN transistors, capableof a máximum current of 200 mA. These transistors are driv-en 180° out of phase and have non-committed open collec-tors and emitters as shown Ín Figure 6.
FIGURES
"ypical Applications
v)No-
5k>5k
GHDO
VA-
P!H 1 RF
ri
INV
NI
ose+CL
*TCTGMD
LU3524-D
DI
+4
Q.Q01 F
SOk
TU
-OV0
^^
Deslgn Equatlons
fose
L1
4—OGNDT1./H/B6SO-11
FIGURE 7. Positiva Regulaíor, Step-Up Basic Coníiguration ('IN(MAX) = 3£3 '^A)
4—OGfiDTL/H/B650-12
FIGURE 8. Posítlve Regulator, Step-Up Boosted Curren! Conílguratlon
Typical Applications (Continued)
ROURNO
*5k '. ;5k °~
TO RCL-<—
R T _= cr
PIN 1
*
NI V|H
^- LM3524D B*"Cj_ Cj
RT EA
CT SD
GND COMP
J
T.
Ll
A<ÜUk
0.001 F^^
• .A
^Dl
Deslgn Equatlona
BF-SMl(M-l)
Curren! UrnitSonse Volt
•olMAX)
'OSC a ^TT-RjCr
'oVifjfQSC
_OV0 ° 8¿V0V1NL1
i , V|N!o(MAX) & llHTT"
•f °
TO -CL PIN TO +CL PIN
FIGURE 3. Positive Regulator, Step-Down Basic Conflguration (I|H(MAX) = 80 mA)
TL/H/S650-13
-VA-
4—OGNOTUH/B650-14
FIGURE TO. Positive Regulator, Step-Down Boosted Current Configuraron
Applications (Continuad)
-VADesign Equatlons
Rp — 5k í 1 - T~ I
fOSC * r-rr-
5 ZV..: \f-
LI - •'OSC (V0 *• VIN) I0
vn c0
FIGURE 11. Boosted Current Polarlty Inverter
BASIC SWITCHING REGULATOR THEORYANO APPLICATIONSThe basic clrcuit of a step-down switchlng regulator circuit isshown in Figure 12, along with a practical circuí! design us-ing the LM3524D ¡n Figure 15.
TL/H/B650-16
FIGURE 12. Basic Step-Down Switchíng Regulator
The circuil works as follows: O1 is used as a switch, wNchhas ON and OFF times conlrolled by the pulse width modu-lator. When O1 is ON, power is drawn from V,N and suppliedto the load through U; VA is at approximately VIN, D1 isreverse biased, and C0 is chargíng. When Q1 turns OFF theinductor L1 will forcé VA negativa to keep the current flow-ing in it, D1 will start conducting and the load current willflow through D1 and L1. The voltage at VA ¡s smoothed bythe L1, C0 filter giving a clean DC output. The current flow-ing through L1 Is equal to the nominal DG load current plussome ¿IL which ¡s due to the changíng voftage across ¡L Agood rule of thumb is to set ¿Jt_p.p * 40% ~\
\
U.OV
\ ^>^\
— ÍOK—
SN^ ^ -\ tOFF-^^
X
TU/H/8650-17
FIGURE 13
10
Typical ApplicationsFrom the relation VL =•- L-f-, AlL » - ~
d¡ L1
Neglecting
L1 ' L L1 -
Q, and settling A!L+ = A!L~;
J o N _ N _ w /"towAi = V¡ft I I;!OFF + tON/^ \ /
where T = Total Period
The above shows the relation between VIM, V0 and dutycycle.
l|N(DC) - 'OUT(DC)
as Q1 only conducís during ION-
PIN = IINIDQ VIN = (lo(DC))
PO " !ovoThe efficiency, TJ, of the círcuít is:
tQN
PlN . ttQNÍv
forVsAT = Vm -
TjMAX will be further decreased due to switching losses in01. For this reason Q1 should be selected to have the máxi-mum possible ÍT, which ímplies very fast rise and fall times.
CALCULATING INDUCTOR L1
Ll . (AlL-í S L1T"1 FP = - v -0) v0
t ' )^Ll (AIL-)x L1— - - ~ -
- VQ) V
0.4I0L1 0.4I0L1
(VIN - V0)Since A^f - = Al¡_- = 0.4IQ
Al,- A!,+
FIGURE 14TL/H/5650-1B
Solving the above for L1
u 2.5 V0 (V
i0vN-V0)
NÍ
where: L1 is in Henrys
f ¡s switching frequency in Hz
Also, sea LM1578 data sheet for graphical methods of in-ductor selectíon.
CALCULATING OUTPUT FILTER CAPACITOR CD:
Figura 14 shows LTs current with respect to Ql's [Q^ andtopp times. This curent musí flow to the load and C0. C0'scurrent \vtll then be the dirference betv/een IL, and !0.
Ico = IL - loFrom Figure 14 it can be seen that current will be flowinginto C0 for the second half of ÍQN through the first half oftQFFf Dr a tíme- toN/2 f tQFF/2- e current Howing for thistime is Alt/4. The resultíng AVC or AV0 is described by:
Since A!L =
4C V
V0(T-
L1
4CL1 8VINC0L1
0
(VjN - v0) V0 T2
8AV0V,NL1
where: C is in farads, T ¡sswitching frequency
AV0 is p-p output ripple
For best regulation, the inductor's current cannot be al-lowed to fall to zero. Some mínimum load current I0, andthus inductor currenl, is required as shown below:
- VQÍ2L1
vi-IO(MIH)
TL/H/8650-19
11
Typical Applications ^Continued)A complete step-down switching regulator schematíc, usingthe LM3524D, is illustrated in Figure 15. Transistors Ql andQ2 have been added to boost the output to 1A. The 5Vregulator of the LM3524D has been divided in half to biasthe error ampüfier's non-ínverting input to within ¡ts com-mon-mode range. .Since each output transistor ¡s on for halfthe period, actuaüy 45%, they have been paralleled to allowlonger possible duty cycle, up to 90%. This makes a lowerpossible input voltage. The output voltage is set by:
where V^\s the voltage at the error ampüfíer's non-invert-ing input
Resistor R3 sets the current llmit to:
2°°mV 200mV
R3 °-15
Figure 16 and 17 show a PC board layout and stuffing dia-gram for the 5V, 1A regulator of Figure 15. The regulator'sperformance is usted in Table I,
>SV
10 /iF
t
C30.1 ,uF
•
R45tí
r— VA-<
R2
R66.5k
RS
>~VvV
R15!c
_!£
2
1
6
Cl0.01 ur
II 7II
9
°'OUlfT^
>R10\9
15
v VIN rVHEF CA
IHV C
LU3524D
cr +cL
COMP -e,GND L
8
/
F5
12 ^
11
13
U
4
5
500 H
W
«.o;
'A
>>
k
A
C50.1 F
- 01
L MRS50
R30.15
f=2C
C6500 F
RETORNO
'Mounted lo Slaver Heatsink No. V5-1.
Ql - BD344
O2 " 2N5023
Ll "• > 40 tiirns No. 22 wira on Fetroxcube No. K3CM502 Totfold core.
FIGURE 15. 5V, 1 Amp Step-Down Switching Regulator
TUH/8650-20
12
Applications (Continuad)
TABLEI
Parameter
Output Voltage
Swjtching Frequency
Short CircuitCurrent LímltLoad Regulation
Une Regulation
EfficiencyOutput Ripple
Condltions
VIN = iov,i0 = IAVIM = iov,i0 = IA
V1N = 10V
VIN - 10VI0 = 0.2 -1A
íW|N = 10 - 20V,
(0= 1AV)N = 10V,10 = 1A
VIN = iov,i0 = 1A
TypicalChara cterístics
5V
20KHZ
1.3A
3mV
6mV
80%1 0 mVp-p
TUH/8550-21FIGURE 16. 5V, 1 Amp Swjtching Regulator, Foil Side
-Leí
~Tt.
'.u. o,
c
FIGURE 17. Stufílng Diagram, Component SIdeTL/H/8650-22
13
Typical ApplicationsTHE STEP-UP SWITCH1NG REGULATOR
Figure 18 shows the basic círcuit for a step-up switchingregulator. In this circuít Q1 is used as a switch to alternatelyapply YIN across inductor L1. During the time, IQN, Ql is ON
and energy is drawn from V!N and stored in L1; DI is re-verse biased and I0 is supplied from the charge stored in C0.When O1 opens, IQFF. voltage V1 wil! ríse positively to thepoint where Di lurns ON. The output current is now sup-plied through Li, D1 to the load and any charge lost from C0
during (QN ¡s replenished. Here a!so, as in the step-downregulaíor, the current through L1 has a DC component plussome MI.. A!L ¡s again selected to be approximately 40% ofIL- Figure 19 shows the ínductor's current in relation to QTsON and OFF times.
TUH/B650-23
FIGURE 18. Basic Step-Up Swítching Regulator
Al,-
FIGURE 19
14
Typicaf Applications (ConBnued)
- viNk)N^ — • -crnrn M - uFrom Al[_ = — — , Al[_
and A!L- uSince AILf -
and neglecting
V0tOFF -
The above equation shows the relationship between VIN, V0
and duty cycle.In calculating input current IIN(DC), which equals the induc-tor's DC current, assume first 100% efficiency:
PIN ^ 'iN(DC) VIN
)- —1tOFF/
fonj = 100%, POUT-" PIN
7- = llN(DC) VIN
POUT = 10V0 = I0
This equation shows that the input, or inductor, current islarger than the output current by the factor {1 + ÍON/IOFF)-Since this factor is the same as the relation between V0 andVIN. I|N(DC) can a'so be expressed as:
So far it is assumed TJ = 100%, where the actual efficiencyor 17MAX w¡" te somewhat less due to the saturation voltageof 01 and forward on voltage of D1. The interna! power lossdus to these voltages is the average IL current flowing, orIIN, through eíther VSAT or VDI- For VSAT = VDI = 1V thispower loss becomes IIN(DC) ("IV). TJMAX 's tnen:
= PQ ^ VQ'Q _ VO!QMAX PIN V0!0 H1N(1V) , i iJ0 I I
ÍOFF^
tQN \/
^írnaxVIN
VIN + 1
From V0 =
This equation assumes only DG losses, however IJMAX isfurther decreased because oí the switching time of Q1 and01.
In calculating the output capacitor C0 ¡t can be sean that C0
supplies I0 during IQN- The voltage change on C0 during thistime will be some AVC = AV0 or the output ripple of theregulator. Calculation of C0 ¡s:
AVn = .
where T = ION + k)FF = 7
V'^T = T(^-l í) therefore:V *o '
'lN^V0
/'V,
C0 =
where: C0 is in farads, f is the switching frequency,AV0 ¡s the p-p output ripple
Calculation of inductor L1 ¡s as follows:
L1 = ——r-, since during tQN,
¡s applled across Uí"V0\ 0.4 IL = 0.41 ÍIN = 0.410 (~- , therefore:
WIN/
-—r- and since IQN = T(V°"V|N)_LQ_ ) o
¿¡Lp-p
L1 =
0.4 ,0(^)WIN/
L1
where: Ll is ín henrys, f ¡s the switching frequency ¡n Hz
15
Typical Applications {Continuad)To apply the above theory, a complete step-up switchingregulator is shown in Rgure 20. Since V^ is 5V, Vp^p ¡s tiedlo V!fvj. The input voltage is dívided by 2 to bias the erroramplifier's inverting ¡nput. The output voltage is:
R2\e network D1, C1 forms a slow start circuit.
This hoíds the output of the error amplifier initially low thusreducíng the duty-cycle to a mínimum. Wlthout the slow start
circuit the inductor may satúrate at turn-on because it has tosupply high peak currents to charge the output capacitorfrom OV. U should also be noted that this circuit has nosupply rejection, By adding a reference voltage at the non-inverting input to the error amplifíer, see Figure 21, the inputvoltage variations are rejected.
The LM3524D can also be used in inductorless switchingregulators. Figure 22 shows a polarity inverter which if con-nected to Figure 20 provides a — 15V unregulated output.
y
5Y
0.1 fíf
<•<
1<<«
ÍR*>2.ik
!?ik R1, Vv\
R2
3k
0.02 ^F
1
\j rVREF CA
NI CB
LM35240INV EA
RT EB
Cr COUPGNO
X•<«*"2k
IN9HB
kl *
>l
1
Ll300 H
-í
1
2N
le
>50k
0.001 FZp
Z210
01
BQ
1
^102
UR850
3¿5
IN9H
~C'
V0=15V
TL/H/B6SO-2S
Ll " > 25 lums No. 2d wire orí Ferroxcube No. K300502 Torroid core.
FIGURE 20. 15V, 0.5A Step-Up Switching Regulator
lOO^F 1N914BFROU JUHCTIQN 4||
' LU336
TO NON-IHVERT1NGIHPUT OF LU352Í
OF Ll, 02
1N9148
GNDO
T^r:f "TT-15V
-OGND
TL/H/8650-27
FIGURE 22TL/H/B650-26
FIGURE 21
16
Connection Diagtam
INVINPUT -
OSCQUTPUT
• CLSENSE
-CtSENSE -
— EMITTEH B
— COLLECTOR3
—COLLECTOR A
— EMI1TER A
10—SHUTOOWN
— COMPENSATION
Order Number LM2524DN or LM3524DNSee NS Package Number N16E
Order Number LM3524DMSee NS Package Number M16A
TUH/3650-aTop Vlew
PhyS¡Cal DimenSÍOns inches {millimeters)
LEACHD.lIDEKT
[9 B04-10.M] .
16 15 U 13 Í2 11 ID 9 '•
P fl ft fl Q fl fl fll
U U G U y t)1 Z U i 5 E 7
(0.25a)
Hli1U.356I
Suríace-Mount Package (M)Order Number LM3524DMNS Package Number MISA
17
<*)
LM25
24D
/LM
3524
D R
egul
atin
g P
ulse
Wid
th M
odul
ator
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I mS ?
*
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3 »
1.1
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2 r
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H
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03
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-
o Ki S H-—
*-
SI i So ^i
^ g
^1" IJ. si
t91
pto
loC
olu
o O 3'
3 O*
D C/J
6N135/6N136
6N135/6N136 General PurposeTypePhotocoupler
• Features
1. Hígh .spccd rcspon.se t na.. tw.nÍ6N135 : MAX. l . 5 n s a t R L = 4 . l k n )
(6N136 : M A X . 0 . 8 . u s a t R L = \.9kO-)2. High common mode rcjcction voltage
ÍCMi. : TYP. I k V / u s )3. Standard dual-ín-Iine packagc4. Recognizcd by UU tile No. H643SO
• Applications
1. Computcr.s. measunng Instruments, controlequípment
2. High spced Une rcccivers. high speed logic3. Tclcphonc sets4. Signa! transmission bctwccn circuits of
diffcrcnt potcntials and ¡mpedances
Outline Dimensíons U n i t : mm)
Absolute Máximum Ratings (Ta=25°C)
Parumeter i Symbol
Input
Output
Fü^vard cutrent
'!Pcak rorvvard currenc.•P«ik iniriiimii"tnfw.inl ciirront
Reverse volraec
Power dissipatiún
Supply voltage
Output voltagehiiiiuur-hasü revciMí witli-*lnnd vnlinue l Pin 5 In 7 1
Avcrage output current
Peak output current
Base curren* '.Pin 7 )
Power dissipation
'-'[solutíon voltage
Üperarini! Icmperacure
S tornee temperaturc
'•".Soldcrina tcmperaturc
IF[p
I F MV K
P
VccVo
VEIIO
lolofId
Pov,xl
T,vr
T>,H
TH.|
Raring
2550
15
45• O j t o f 15
• floto f 15
5816
5¡00
2500
• 55 to f 100
•55 lo f 125260
anitniAmAAV
inWVVV
mAmAmAmWVrniy
'C
°c'C
O.BS*0-3 1.2*".Modal Iniernal
connectrondiagram
7 6 5
1 NC 5 GND
a Anode 6 V o
3" Calhode 7 V 3
•¿•' NC 8 Vcc
* " O P 1 C " (OpticalIC l i sa lnuIemarkortt ieSHAKPCorporal iun.An OP1C con wis »f a lighl-dcteciing elemcnl and siunat-pmcessing circuit imegraied unió a single chip.
'I 50'."í Juiy cycle. Pulse width : I míDt-'civastfs at ihc Rile of 1.6mA/'C7 ¡l'ihc cxternal temper-ilure is 7()"C or mure.
"2 Pulse widih<=lHs. 300 f / s
*.* 40 tu fitw RH. AC fnr I minute*4Hur 10 «ioconiis
- In ís absence of ccdlrmaccn by devce speoficatoi £heas. SHARP laV.es ra responstatoy (orany deteas íiat cccur ai equprrent using any cf SHARPs devxes, shom n catatogs,
¿ata toóte, síc. Ccntac SHARP ii orderto cblají ttie latea vetsicn tí fte Cevice speoficaticn sheas betae usr^ any SHARFs deyicg.''
SHARP 6N135/6N136
Electro-optical Characteristics f Ta= O to + 70°C unless ochcnvisc spccitlcd )
Piíruineicr i Synihol ' Conüitions TYP. i MAX.
"Currem iransfcrratio
GN135 CTRU)6N1366N1356N136
Logic l f ) ) ouiput voltage
Logic f. H ciutpu E curren t
Logic I Ü J supply current
Logic ( I ) supply cuiten t
Input tbnvard vnltageInput forward voltagetempera ru re coefficientInput reverse voltagtíInput capacitance
"''Leuk current( input-uutput )
'''Isolation rcsistance( input-uutput J
""Cupacitance ( input-output )
Transistor curren tamplif icación factor
CTR( ! )
CTRC2)CTR(2J
Ta= 25 'C.I i . -= !6mAV0= 0.4 V. V« = 4.5VIF= ]6mA.V0=0.5V
Vrr= 4.5 VVoi. "lr= !6mA. V C r = 4 . 5 V
l ü H l l J
lün(2)
lnii(3)
Í C C L
imfU)
fc'CHÍ2)
VF
A V F / A T .
BVR
CJN
l i o
Ri.o
Cío
hn-
7^25'C, I P = OVt-c= Vn=5.5VT4=25'C. l r = nVcc-= Vn= I5VI r = O.Ycr= V0= I5V!F= lóinA, V«-= 15VVo= open
T J S =25 'C. V t c = I5VV F = opon. lo= üV a = 15VVo= open. l r = 01^25'C. l r= 16mA
Ir= !6mA
T.= 25'C. !R= 10^ AVF= 0. f = IMHzT,= 25 'C .45 íE-RH, t = 3sV[ 0 =?kVDC
V(n=500VDC
f= IMHz
Vo= 5V. L n = 3mA
7.019
5.0
15-
-
-
-
-
-
-
-
-
5.0_
-
-
-
-
40 - 340 1
43430.1
3.0
O.ÜI
-
200
0.02
-
1.7
-1.9
-^<*
%0.4 V
500
1.0
nA
U A
50 j u A
-
1.0
2.0
1.95
-
- 1 -60
-
IO|:
0.6
70
1.0
-
-
-
MA
HA
HA
V
mV/'C
VPF
LIA
n
PF
*5 Currcnl translcr rafia is iho ratio ot' inpiu curreiu and oulpulairrcnt expressed in *& .
*6 Mciisured as 2-pin elemeni ' Shorl I. 2. 3.4 )*7 6N135 : ln= l . I m A . 6NT35 : In= 2.4mA
N'üie J Typieal voluc : at Ta = 2.T"C
SWARF» 6N135/6N136
Switching Characterístics ÍTa= 25°C, Va= 5V. Í H =
Para meter Syinhol Condiriuns TYP. ! MAX. i Unit"* l'rop.iual on- .htla> i,n e
(hiipul ( 1 -4(11)™* Prnpatwi on'" ilelay luí u
Oiirptu i l l a l l í
6N1356N1366N1356N136
*'"•' ' Instantancous conimoninode rejcction voltage
"output C U "*"liM Instantaneous comiimn
mode rejcction voltage"outout (0)"
'"Bandwidih
t I'HL
t I'HL
RL=4.1knRL= l.9kfl
t r > L H | R L = 4 . l k n
I I'Ul
CMn
CiVti.
B\
Ri.= !.9k-Q
•^i F =n. V I M = iovi.,'
' I :VCM= It íViM-. !F= lómA
R L = 100Q
----
-
-
"
0.30.30.4
0.3
1 ÍHX)
- 1 0(X)
1.5(J.K
1.5O.S
-
*
2.0 ! -
l is
u s
(.is
J.IS
VI M s
V/ ¿i s
MHz
*8 R L = 4.lk H ísoquivaloni loone L.STTLandó. lk£l put!-up resistor. R[_ = l-9kíl is equivalen! tüünííTTLand 5.6kí2 pull-up resistor.* líl Insiantaneous common inode rejceiion voliage " umpui ( I ) " rcpre^cnw a coinmon
mode voltaje variation lliatcan hold ihL-ouiput above 1 1 ) levcf I Vn> 2.0V).InstanianL'iius common mode rejeiUion vultayü " output ' Oj" represents a commonmodü volüiye variation that can huid ihe outpui jhovc (()J k-vct I Vo< O.SVJ.
"12 6N135: RL = 4 . l k H 6N136 : R|.= l.ukíí" 13 Bandwidth reprcsems a point whtrre AC inpui gucs down by 3dB.
*9 Test Circuit for Propagation-Delay Time
Pulse
^Vcc
IF monitor
777 ///IpHL
V11 Test Circuit for Instantaneous Common Mode Rejection Voltage
VV-] ,
H E o VCc= 5V
P= 16mA
SHARP» 6N135/6N136
Fíg. 1 Fprward Current vs.Ambient Temperatura
25
20
15
m
5
0
< <^<
f (
\5 Í J 0 25 5(1 75 |tl() 12
Amblen! lemperaiure T4 l Ti
Fig. 3 Forward Current vs.Forward Voítage
KKt
mifr+=f
1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.11 2.2Forxvard voliage Vp í V )
Fig. 5 Output Current vs. Output Voltage
Vc t.= 5V
T,= 25 'C
'
'
_J—--•
-t"_
Dáttcü Hitó >howipulse chanicicriMics
-r-IF= 2SmA
| 20mA
ISinA
IHniA
1i
1
\A
4 ñ X U) 12 M If t IX 20
Oulpui volliige \'o I V !
Fig. 2 Power Dissípation vs.Ambient Temperatura
120
-40 O 25 30 7075 100 125
Ambicni lemrx'raiijre Td i 'C)
Fíg. 4 Relative Current Transfer Ratio vs.Forward Current
/Y
cIr
•—Jl
II•R = 1
1 If-'urv.;ird curren
V t c - 5V
, V0=0.4V
\ — i 'f'
,IfiínA
1 1 lili
\ 1
10 11
Fig. 6 Relative Current Transfer Ratio vs.Ambient Temperature
l io
100
V0= (UVV r c -=5V
CTR = lOO'í a i T 4 « 2 5 * C
I I I I- AO - 40 - 20 O 20 40 «1 SO KM)
Ambient icmperature Ta i 'Cl
SHARF» 6N135/6N136
Fig. 7 Propagatíon Delay Time vs.Ambient Temperatura
SIH)
- 60 - 40 - 2(1 O 20 40 60 SO 100
Ambk'iii liMiiponuurc T.,' *C1
Fig. 9 Frequency Response
to *
í U) ''
I 111 •
I 10 *
High Level Output Current vs.Ambient Temperature
10
in
V t t =V0 = 5V
/
. <so - 40 - 211 n 20 4[i fin so ionAmbient laitipcniture Ta l'C)
Test Circuit for Frequency Characteristic
15V
• Precautions for Use( 1 ) It is rccommcndcd that a by-pass capacitor of more than 0.01 p. F be addcd bctwccn Vcc and
GND ncar thc dcvicc in order to stabilize power supply linc.
(2) Transistor of detector sitie in bipolar configuración is apt to be aftcctcd by static clcctricity
for its minute dcsign. Whcn handling them, general countcrplan against static clectricity
should be taken to avoid brcakdown of deviccs or degradación of charactcristics.
• As for üther general cautions, picase refcr to the chapter " Precautions for Use " .(Pane 78 to 93 )
![[XLS]governoeletronico.aruja.sp.gov.brgovernoeletronico.aruja.sp.gov.br/Transparencia... · Web viewALBINO CORREA MARCONDES 7663 997.244.998-04 10302 ALMIR MONTEIRO DA SILVA 7664](https://img.pdfslide.tips/doc/110x75/5c0d5e6e09d3f2cb6c8d894c/xls-web-viewalbino-correa-marcondes-7663-997244998-04-10302-almir-monteiro.jpg)
![[ES] Manejadores de persistencia](https://img.pdfslide.tips/doc/110x75/557b81d0d8b42a2d298b5379/es-manejadores-de-persistencia.jpg)
