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Trabalho final de graduação em Engenharia Elétrica - UCPEL- 2009. Autor: Daniel Flores Cortez
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UNIVERSIDADE CATÓLICA DE PELOTAS
DANIEL FLORES CORTEZ
ESTUDO E IMPLEMENTAÇÃO DE UM INVERSOR DE
FREQÜÊNCIA BASEADO EM PROCESSADOR DE SINAIS
PELOTAS
2009
ii
DANIEL FLORES CORTEZ
ESTUDO E IMPLEMENTAÇÃO DE UM INVERSOR DE
FREQÜÊNCIA BASEADO EM PROCESSADOR DE SINAIS
Trabalho Final de Graduação
apresentado como requisito parcial
para a obtenção do grau de Engenheiro
Eletricista, pelo Centro Politécnico da
Universidade Católica de Pelotas.
Orientador: Prof. Sérgio José Melo de Almeida
Co-Orientador: Prof. Cláudio Manoel da Cunha Duarte
PELOTAS 2009
iii
ESTUDO E IMPLEMENTAÇÃO DE UM INVERSOR DE FREQÜÊNCIA
BASEADO EM PROCESSADOR DE SINAIS
BANCA EXAMINADORA
Presidente e Orientador Dr. Sérgio José Melo de Almeida.
1º Examinador Profª. Carla Diniz Lopes
2º Examinador Prof. Vinicius Alves
Pelotas, 4 de dezembro de 2009
iv
Dedicatória:
À minha mãe Maria Clarisse e a
minha avó Daura, pelo constante
incentivo e apoio
v
Agradecimentos
Aos professores Sérgio José Melo de Almeida e Cláudio Manoel da Cunha
Duarte pela orientação durante o desenvolvimento deste trabalho, e pelo incentivo à
continuação deste.
Ao Sociólogo André Luis Pereira pela amizade e o constante incentivo
durante o período acadêmico.
Aos colegas Delvanei Bandeira Jr. e Edevaldo Braga pela amizade, apoio e
colaboração.
Ao colega Gustavo Ott pelos esclarecimentos acerca uso do
microprocessador utilizado.
Ao colega Tiago Schiavon pela imensurável ajuda no desenvolvimento da
parte física do projeto, layout, pelo companheirismo e amizade.
Ao laboratorista Yuri Gayer pelo esforço na aquisição de componentes
eletrônicos para o desenvolvimento do projeto e companheirismo.
Aos professores das disciplinas cursadas, que de forma direta ou indireta
contribuíram para o desenvolvimento deste trabalho.
Por fim, agradeço ao Programa Universidade Para Todos (PROUNI) pela
bolsa integral e à Universidade Católica de Pelotas por ter aderido a este programa.
vi
Resumo
O presente trabalho visa o estudo, projeto e implementação de um inversor de
freqüência, através do uso de um controlador digital de sinais (DSC) 56F8013. Este trabalho
também tem por efeito, contribuir para implementação das técnicas de modulação senoidal
e vetorial, concebidas de forma digital e controladas a partir de uma interface gráfica para o
computador (PC). A interface gráfica aqui desenvolvida, tem por finalidade realizar o
controle escalar de velocidade do motor de indução, através do ajuste de tensão e
freqüência de maneira manual e automática, além de monitorar as temperaturas e sobre-
correntes presentes no estágio de potência. A comunicação entre o computador e o estágio
de potência dá-se através de um kit didático, no qual está contido o DSC e é concebida de
maneira serial. A função do DSC, além de monitorar eventos, é de também interpretar os
comandos vindos do PC, e traduzi-los em forma de tensão e freqüência, a partir do emprego
das técnicas de modulação, para após serem aplicadas à carga. Por meio dos resultados
obtidos, este trabalho também propõe uma avaliação do aproveitamento de tensão,
propiciado pelo uso das técnicas de modulação antes citadas, mostrando que a modulação
vetorial disponibiliza um melhor emprego da tensão contínua a ser convertida, frente à
modulação senoidal.
Palavras-chave: Inversor de freqüência, modulação senoidal, modulação vetorial, DSC.
vii
Abstract
This work aims to study, design and implementation of an inverter frequency, using
a digital signal controller (DSC) 56F8013. This work also aims to contribute to
implementation the sinusoidal modulation techniques and space vector, designed digitally
and controlled from a graphical interface to the computer (PC). The graphical interface
developed, is to make the scale speed control of induction motor, by adjusting voltage and
frequency to manually or automatically, monitor temperatures and over-current present in
the power stage. The communication between the computer and the power stage is given
by a didactical kit, which contain the DSC and is made in a serial mode. The function of the
DSC, and monitoring events, is also to interpret the commands from the PC, and translate
them into a voltage and frequency from the use of modulation techniques to be applied
after the load. Through the results, this work also proposes an evaluation of the use of
tension brought about by the use of modulation techniques, mentioned before, showing
that the space vector modulation offers a better use of voltage to be converted, compared
to sinusoidal modulation.
Key words: Inverter frequency, Sinusoidal modulation, Space vector, DSC.
viii
LISTA DE FIGURAS
Figura 2.1 Representação do circuito equivalente do rotor do motor de indução 4
Figura 2.2 Representação do modelo equivalente por fase do motor de indução 5
Figura 2.3 Modelo equivalente com o referimento do rotor para o estator 5
Figura 2.4 Curva do torque do motor de indução para varias faixas de velocidade 7
Figura 2.5 Curva V/F para o controle em malha aberta 8
Figura 3.1 Diagrama esquemático de um inversor de tensão 9
Figura 3.2 Ponte inversora trifásica de três braços como uso de IGBT’s e diodos em antiparalelo
10
Figura 3.3 (a) Braço de um inversor referenciado a ponto “o”. (b) Sinais de referência e portadora variando no tempo. (c) Sinal resultante da intersecção da portadora com o sinal de referência, tomando como referência o ponto “o”
11
Figura 3.4 Esquema de funcionamento dos sinais de comando de um inversor trifásico
12
Figura 3.5 (a) Intersecção dos sinais de referência e portadora para analise matemática (b) Tensão de fase da saída do inversor referenciada ao ponto “o”.
12
Figura 3.6 (a) região de sobremodulação (b) região de onda quadrada
14
Figura 3.7 Variação da amplitude da fundamental em relação à 15
Figura 3.8 Representa o espectro harmônico da tensão de linha do inversor trifásico para o exemplo
17
Figura 3.9 Configuração básica de inclusão do temo morto 18
Figura 3.10 (a) Instantes ideais dos sinais de comandos dos interruptores do inversor (b) Sinais de comando com a inclusão do tempo (c) Ganho e perdas nos sinais de comando com a inclusão do tempo morto, de acordo com o sentido da corrente (d) Flutuações na componente fundamental de linha, devido ao sentido da corrente, referente à inclusão do tempo morto
29
Figura 3.11 Representação do principio de modulação regular simétrico 21
Figura 3.12 Representa o k-ésimo e o k-ésimo+1 pulso da modulação regular simétrico
22
Figura 3.13 Ilustra em detalhes as larguras dos pulsos para as três fases em função das palavras digitais
23
Figura 3.14 Fluxograma representando o algoritmo básico para o método dos quatro-timer
24
Figura 3.15 Inversor de freqüência trifásico alimentando uma carga trifásica 27
Figura 3.16 Inversor de freqüência representando o estado 27
Figura 3.17 Todas as oito possíveis combinações dos interruptores de um inversor de freqüência
28
Figura 3.18 Vetores espaciais de tensão do inversor trifásico, formando um hexágono no plano complexo
29
Figura 3.19 Detalhe do deslocamento do vetor de referência sobre o primeiro setor 29
ix
Figura 3.20 Seqüência de comutação para os seis setores do plano complexo 31
Figura 3.21 Algoritmo básico para implementação da modulação vetorial 32
Figura 4.1 Imagem o kit de desenvolvimento utilizado no projeto 34
Figura 4.2 Tela do ambiente de desenvolvimento do 56F8013, CodeWarrior® 35
Figura 4.3 Utilização dos optoacopladores no projeto 37
Figura 4.4 Circuito de driver utilizado no projeto contendo o IR2110 37
Figura 4.5 Circuito de proteção contra sobre-corrente empregado 38
Figura 4.6 Estágio de potência, com todos os componentes empregados 40
Figura 5.1 Fluxograma representando o funcionamento do software desenvolvido e o encadeamento das funções
42
Figura 5.2 Tela principal do programa desenvolvido (DFC inverter frequency) 43
Figura 5.3 Imagem da mensagem de aviso que surge antes da partida 45
Figura 5.4 Imagem do gráfico de aceleração de partida para uma curva logarítmica 45
Figura 5.5 Mensagem de aviso quando a tensão atual ultrapassa o valor nominal do motor
45
Figura 5.6 Tela de temperaturas nos dissipadores da ponte inversora 46
Figura 5.7 Tela de gráficos relacionado a tensão, freqüência e temperatura 47
Figura 5.8 Imagem da tela de relatórios 48
Figura 6.1 Ilustração da metodologia empregada para obtenção dos resultados 49
Figura 6.2 (a) Sinal PWM obtido no pino de saída do 56F8013 para: f = 50 Hz e m = 0.8 (b) Espectro de freqüência do sinal da figura 6.2 (a)
51
51
Figura 6.3 (a) Sinal PWM obtido no pino de saída do 56F8013 para: f = 50 Hz e m = 0.8 (b) Espectro de freqüência do sinal da figura 6.3 (a).
51
51
Figura 6.4 (a) Tensão entre fases para: m = 0.5, f = 2 Vertical: 100 V/div, Horizontal: 5ms/div
51
(b) Espectro de freqüência do sinal da figura 6.4 (a) 52
Figura 6.5 (a) Tensão entre fases para: m = 0.5, f = 20 Hz Vertical: 100V/div,Horizontal: 5ms/div
51
(b) Espectro de freqüência do sinal da figura 6.5 (a) 52
Figura 6.6 (a) Tensão de linha aplicada ao motor para: m = 0.9, f = 50 Hz. Vert: 200V/div, Horiz:5ms/div
(b) Corrente de linha no motor para a tensão da figura 6.6 (a). Vert: 1A/div, Horiz: 5ms/div
(c) Espectro de freqüência da tensão da figura 6.6(a). 52
(d) Espectro de freqüência da corrente da figura 6.6 (b). 53
Figura 6.7 (a) Tensão de linha aplicada ao motor para: m = 0.9, f = 50 Hz. Vert: 200 V/div, Horiz: 5 ms/div
(b) Corrente de linha no motor para a tensão da figura 6.7 (a). Vert: 1 A/div, Horiz: 5 ms/div
(c) Espectro de freqüência da tensão da figura 6.7(a). 52
(d) Espectro de freqüência da corrente da figura 6.7(b). 53
Figura 6.8 (a) Tensão entre fase e neutro de uma carga ligada em estrela para: m = 0.9, f = 50 Hz. Vert: 100 V/div, Horiz: 5ms/div
x
(b) Espectro de freqüência do sinal da figura 6.8(a). 53
Figura 6.9 (a) Tensão entre fase e neutro de uma carga ligada em estrela para:m = 0.9, f = 50 Hz. Vert: 100 V/div, Horiz: 5ms/div
(b) Espectro de freqüência do sinal da figura 6.9(a). 53
Figura 6.10 Variação da tensão de linha em relação ao índice de modulação para as técnicas de modulação senoidal e vetorial
54
xi
LISTA DE SÍMBOLOS E ABREVEATURAS
Símbolo Descrição Unidade
Número de pólos -
Freqüência angular Rad/s Freqüência síncrona Rad/s Velocidade síncrona do estator Rpm
Freqüência do estator Hz
Escorregamento -
Velocidade angular mecânica do eixo do motor Rad/s
Freqüência do rotor Hz
Tensão induzida no rotor V
Reatância do rotor Ohms
Resistência do rotor Ohms
Corrente nos condutores do rotor A
Tensão induzida pelo fluxo no entreferro. V
Reatância do estator Ohms
Resistência do estator Ohms
Tensão aplicada ao estator/ Sinal da portadora V
Número de espiras do estator -
Número de espiras do rotor -
Resistência do ramo de magnetização Ohms
Impedância de Thevenin vista do ponto a-b Ohms
Resistência de Thevenin vista do ponto a-b Ohms
Reatância de Thevenin vista do ponto a-b Ohms
Tensão de Thevenin vista do ponto a-b V
Corrente do rotor A
Potência presente no entreferro da máquina W
Torque desenvolvido pelo motor de indução Nm
CC Corrente Contínua -
CA Corrente Alternada -
IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor -
MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors -
PWM Pulse Whidth Modulation -
SPWM Sinusoidal pulse width modulation -
Sinal de referência V
Tensão entre o ponto A e o ponto 0 V
Tensão do barramento CC V
QA Designação para o interruptor superior da fase A do inversor
-
xii
Símbolo Descrição Unidade
QB Designação para o interruptor inferior da fase A do inversor -
, , Tensão de referência para a fase A, B e C V
Tensão de referência para a fase C V
Período de comutação s
Instante em que o interruptor QA está ligado s
Instante em que o interruptor QB está ligado s
Razão cíclica do interruptor A -
Valor médio da tensão de fase V
Freqüência fundamental do sinal de referência Hz
Índice de modulação em amplitude -
Componente fundamental da tensão de fase -
Tensão de linha da componente fundamental V
, , Tensão entre a fase A, B e C e o ponto neutro da carga em estrela
V
Índice de modulação em freqüência -
Freqüência do sinal da portadora Hz
Freqüência do sinal de referência Hz
Número do harmônico -
Tempo morto s
Variação de tensão entre os pontos A e N V
, Tempo de subida e descida respectivamente s
ROM Memória de programa -
Largura do pulso dentro do período de amostragem
s
Número de pulsos dentro do período de amostragem -
Período do contador do Timer (clock) s
Período de contagem do Timer s
Instante da k-ésima amostra do sinal de referência s
, , Palavra digital que armazena a largura do pulso para fase A, B e C
-
, Amostra do seno para a fase A, B e C -
N Módulo do contador -
, , Palavra digital que armazena o tempo em que o interruptor deve permanecer desligado para fase A,B e C
-
MCU Microcontrolador (Microcontroller unit) -
SVPWM Space Vector Pulse Width Modulation -
, , Tensões trifásicas V
Tensão de pico V
Freqüência angular Rad/s
Tensão de referência para modulação vetorial V
xiii
Símbolo Descrição Unidade
Componente da abscissa do plano complexo V
Componente da ordenada do plano complexo V
Coeficiente da transformada de Clarke -
Ângulo entre e Graus
, Vetores ativos -
, Vetores nulos -
Tempo de aplicação dos interruptores do inversor s
CPU Unidade Central de Processamento -
DSC Controlado Digital de Sinais -
DSP Processador Digital de Sinais -
JTAG Protocolo de comunicação para programação do DSC -
PESL Processor Expert System Library -
TLP621 Optoacoplador de dois canais -
CI Circuito integrado -
IR2110 Drivers para IGBT -
Resistência em série com o barramento CC Ohms
Potenciômetro de ajuste da corrente de curtocircuito Ohms
Tensão de sensibilização do 6N137 V
Corrente do barramento CC A
HGTG12N60C3D IGBT empregado na ponte inversora -
LM7815 Regulador de tensão de 15 V -
Tensão de entrada do regulador de tensão -
LM35 Sensor de temperatura -
PC Computador pessoal -
C++ Linguagem de programação orientada a objetos -
C Linguagem de programação utilizada no 56F8013 -
56F8013 Controlador digital de sinais de 16 bits - Tensão do sinal PWM V
Tensão de 3,3 V do 56F8013 V
Tensão de linha V
Corrente de linha no motor A
Corrente nominal do motor A
Tensão entre fase e neutro de uma carga ligada em estrela V
xiv
Sumário
Capítulo 1 : Introdução .......................................................................................................... 1
1.1 Introdução.................................................................................................................... 1
1.2 Objetivos ...................................................................................................................... 2
1.3 Justificativa e importância ............................................................................................ 2
Capítulo 2 : Modelo e Controle do Motor de Indução ........................................................... 3
2.1 Introdução.................................................................................................................... 3
2.2 Modelo matemático ..................................................................................................... 3
Capítulo 3 : O inversor de freqüência e as técnicas de modulação........................................ 9
3.1 Inversor de freqüência ................................................................................................. 9
3.2 Modulação em largura de pulso senoidal (SPWM) ...................................................... 10
3.3 Efeito do tempo morto ............................................................................................... 17
3.4 Implementação digital da SPWM ................................................................................ 20
3.4 Modulação Vetorial (SVPWM) .................................................................................... 24
3.5.1 Relação entre teoria dos vetores espaciais e o inversor de freqüência ................. 26
Capítulo 4 : Descrição do hardware ..................................................................................... 33
4.1 Introdução.................................................................................................................. 33
4.2 Controlador Digital de Sinais (DSC) ............................................................................. 33
4.3 Kit de desenvolvimento .............................................................................................. 34
4.4 Ambiente de desenvolvimento ................................................................................... 34
4.5 Interfaceamento entre o 56F8013 e o estágio de potência ......................................... 36
4.5.1 Isolamento .......................................................................................................... 36
4.5.2 Circuitos de Drivers .............................................................................................. 37
4.6 Circuito de proteção ................................................................................................... 38
4.7 Estágio de potência: ponte inversora e alimentação geral .......................................... 39
Capítulo 5 : Descrição da interface gráfica .......................................................................... 41
5.1 Estrutura e descrição básica do software proposto .................................................... 41
5.2 Interface gráfica ......................................................................................................... 42
5.2.1 Modos de partida (setor 1) .................................................................................. 43
5.2.2 Ajustes manuais (Setor 2) .................................................................................... 44
5.2.3 Dados principais do motor e sentido de rotação (setor 3) .................................... 44
xv
5.2.4 Botão de início (setor 4) ....................................................................................... 44
5.2.5 Gráfico de aceleração de partida (setor 5) ........................................................... 45
5.2.6 Barra de mensagens (setor 6) .............................................................................. 45
5.3 Tela de temperaturas ................................................................................................. 46
5.4 Tela de gráficos .......................................................................................................... 46
5.5 Tela de relatórios ....................................................................................................... 47
5.6 Protocolo de comunicação ......................................................................................... 48
Capítulo 6 : Resultados Experimentais ................................................................................ 49
6.1 Introdução.................................................................................................................. 49
6.2 Conceitos de avaliação ............................................................................................... 49
6.3 Metodologia empregada ............................................................................................ 49
6.4 Limitações do protótipo ............................................................................................. 50
6.5 Resultados Obtidos .................................................................................................... 50
Capítulo 7 : Conclusões e Sugestões para Trabalhos Futuros .............................................. 55
Capítulo 8 : Referências Bibliográficas ................................................................................ 57
Capítulo 9 : Anexos .............................................................................................................. 60
1
Capítulo 1 : Introdução
1.1 Introdução
Na atualidade, os microcontroladores e DSP’s têm uma grande aceitação por parte
da eletrônica de potência, motivada pelo ganho de eficiência e também, em virtude da
integração dos componentes eletrônicos oferecidos por estes dispositivos. Uma das áreas do
conhecimento que se beneficiou com os avanços dos microprocessadores, é a que estuda o
acionamento de maquinas elétricas, mais precisamente o inversor de freqüência. Este
dispositivo vem desempenhando um papel cada vez mais significante, fundamental nos
processos de conversão de energia, tal como ocorre no ajuste de freqüência de fontes de
energia renováveis. Nessas, na maioria dos casos, não há possibilidade de manter a
freqüência num valor fixo, tornando-se necessário o uso de baterias para o armazenamento.
Para estas situações o inversor de freqüência é extremamente útil, visto que ele é capaz de
converter um sinal contínuo em um sinal alternado, possibilitando o consumo adequado da
energia.
Devido às suas características, os inversores de freqüência são também
amplamente utilizados no controle de velocidade de motores de indução. Estes motores,
devido a sua simplicidade e robustez têm cada vez mais aplicações em atividades que exijam
um controle fino de velocidade, atividades antes somente realizadas por motores de
corrente contínua.
O controle de velocidade de um motor de indução pode ser obtido com o uso de
técnicas de modulação apropriadas, aplicadas a inversores de freqüência, através da
variação da tensão e freqüência. Dentre estas técnicas, a modulação senoidal e vetorial
tiveram grande aceitação, conseqüente ao relativo aproveitamento do barramento de
tensão contínua e o baixo conteúdo harmônico. Estas consistem basicamente, na
sintetização de um sinal de referência, através da abertura e fechamento de dispositivos de
estado sólido, de forma a obter o ajuste integral da tensão e freqüência. A grande vantagem
destas técnicas está na possibilidade da implementação digital haja vista que são
fundamentadas em expressões matemáticas, sendo possível à aplicação em software e em
tempo real, por meio de microprocessadores.
2
A implementação digital do inversor de freqüência será alvo de estudo no decorrer
deste trabalho, onde, por meio do capítulo 2 será apresentado o funcionamento do motor
de indução. Durante o terceiro capítulo será visto os princípios de funcionamento do
inversor de freqüência e às técnicas de modulação utilizadas por este. Já no capítulo 4, serão
apresentados os blocos constituintes da implementação do protótipo experimental. Da
mesma forma, no capítulo 5 serão expostos os recursos do software para o computador (PC)
desenvolvido, cuja finalidade é o controle e monitoramento do protótipo apresentado
durante do quarto capítulo. No capítulo 6 serão explanados os resultados obtidos através
dos ensaios em bancada, por meio das formas de onda obtidas pelo osciloscópio e também,
a partir da visualização dos espectros de freqüência. Por fim, no capítulo 7 serão tiradas às
conclusões do trabalho.
1.2 Objetivos
Este trabalho tem como objetivo dar uma contribuição a implementação digital das
técnicas de modulação para inversores de freqüência mais discutidas na literatura através (i)
implementação de um protótipo experimental (ii) desenvolvimento de um software para o
PC, com a função de monitorar e controlar o protótipo de forma remota a partir de uma
conexão serial (iii) avaliação do desempenho das técnicas de modulação senoidal e vetorial
por meio dos ensaios obtido em bancada.
1.3 Justificativa e importância
A necessidade deste trabalho justifica-se, pois é preciso um melhor esclarecimento
das técnicas de modulação apresentadas em nível acadêmico, visto que as implementações
digitais destas não são abordadas. Este trabalho promove o entendimento do
funcionamento das técnicas de modulação digitais mais utilizadas, por meio de deduções
matemáticas, implementação prática e também, uma vasta pesquisa bibliográfica.
3
Capítulo 2 : Modelo e Controle do Motor de Indução
2.1 Introdução
O objetivo deste capítulo é apresentar uma abordagem detalhada das
características principais do motor de indução trifásico, através da apresentação de
parâmetros que interferem diretamente no funcionamento do torque, e que estão
relacionados com o controle de velocidade do motor.
Através do modelo equivalente por fase, será possível entender a relação entre as
grandezas de tensão e freqüência no desempenho dinâmico do motor, tornando o estudo
destas variáveis de fundamental importância para compreensão dos demais capítulos.
2.2 Modelo matemático
Uma máquina de indução funciona pelo principio da transformação, nas quais a
partir de uma tensão alternada aplicadas nos enrolamentos do estator gera-se um fluxo que
induz correntes no rotor, de modo que a interação de ambos os campos magnéticos produza
um torque que levará a rotação do rotor [1].
Para que exista indução de correntes no rotor, é necessário que ocorra o
cruzamento das linhas de força do campo produzido pelo estator, com os condutores do
rotor, ou seja, a velocidade do campo girante do estator deverá sempre ser diferente do
rotor para que haja produção de torque.
A velocidade angular do campo girante depende da freqüência de alimentação e do
número de pólos da máquina. Sendo o número de pólos e a freqüência angular (em
rad/s) das tensões de alimentação da máquina, a velocidade de rotação do campo girante
, chamada de velocidade síncrona, é dada por [1]:
A velocidade síncrona do motor também pode ser expressa em termos de
rotações por minuto. Assim,
onde é a velocidade síncrona do estator em rpm, e é a freqüência do estator.
Considerando que a velocidade do estator é diferente do rotor, pode-se definir o
escorregamento do motor, pela expressão:
4
onde é a velocidade angular mecânica do eixo do motor.
Embora o motor de indução se comporte como um transformador, no qual o
primário (estator) induz tensões no secundário (rotor), a freqüência do rotor não é
necessariamente a mesmo do estator. A freqüência das tensões induzidas no rotor varia
inversamente com a velocidade do rotor, desde um máximo (rotor em repouso) até a
freqüência zero na velocidade síncrona [2]. Logo,
onde é a freqüência do rotor.
A partir das considerações definidas pela equação (2.4), pode-se chegar a um
circuito equivalente que represente o rotor do motor de indução, conforme ilustra a figura
2.1.
Onde:
: Tensão induzida no rotor.
: Reatância do rotor.
: Resistência do rotor.
A partir da figura 2.1 é possível obter a corrente que circula pelos condutores do
rotor, conforme expressão abaixo:
Se estendermos a idéia de que o motor de indução funciona como um
transformador, pode-se chegar a seu circuito equivalente por fase, figura 2.2, que permite
simular seu comportamento em regime permanente.
Figura 2.1 – Representação do circuito equivalente do rotor do motor de indução
5
Os parâmetros apresentados na figura 2.2 são definidos como se segue:
: Tensão induzida pelo fluxo no entreferro;
: Reatância do estator;
: Resistência do rotor;
: Tensão aplicada ao estator;
: Número de espiras do estator;
: Número de espiras do rotor.
Na figura 2.3 é observado o circuito que equivale a todo o lado do rotor para o
estator. Pode-se analisar a semelhança com o circuito equivalente de um transformador,
onde e representam, respectivamente, a resistência e reatância de dispersão.
Se for desprezada a resistência do ramo de magnetização , e aplicarmos o
teorema de Thévenin, visto dos pontos a-b, figura 2.3, se obtém as seguintes expressões
relacionadas:
A corrente é encontrada por:
b
a
Figura 2.3 – Modelo equivalente com o referimento do rotor para o estator
Figura 2.2 – Representação do modelo equivalente por fase do motor de indução
6
A potência presente no entreferro da máquina, no qual transfere energia para o
rotor, é dada por:
O torque desenvolvido pela máquina de indução é dado por:
Substituindo (2.8) em (2.9), e esta substituída (2.10), resulta em:
Na literatura, alguns autores [1][5] expressam a equação (2.12) de uma forma
modificada, ignorando a queda de tensão na impedância do estator para freqüências abaixo
de 30 Hz, argumentando que esta é muito pequena quando comparada à queda de tensão
no ramo de magnetização. Essa consideração leva a uma expressão mais simples, já que
neste caso, a tensão de magnetização é considerada a mesma que aquela aplica ao
estator , resultando na seguinte expressão:
Analisando a equação (2.13), pode-se concluir que o torque do motor de indução
depende das suas impedâncias internas, do quadrado da tensão, e do inverso da freqüência,
além do escorregamento. De acordo com [3], a redução da freqüência de alimentação
mantendo a tensão constante, causará um aumento do fluxo magnético presente no
entreferro. Segundo [3], como os motores de indução são projetados para operarem no
joelho da curva de magnetização, o aumento do fluxo irá saturar o núcleo, resultando em
um aumento da corrente de magnetização, distorção da corrente e tensões de linha, ruídos
de alta intensidade, além das perdas no material magnético.
A partir de (2.13) é possível observar que, se for mantido a relação entre tensão e
freqüência constante, é possível que o torque também se mantenha. Esta regra será válida
até a freqüência nominal da máquina, pois nesta freqüência deve ser aplicada a tensão
nominal. Para o aumento da freqüência além do nominal, à tensão se manterá constante no
7
seu valor máximo, e com isso se obtém um decréscimo gradual do torque conforme o
aumento da freqüência. Esta região é chamada de enfraquecimento de campo, ou região de
potência constante (Ver figura 2.4).
2.3 Controle de velocidade escalar
A técnica que utiliza a variação da tensão e freqüência dentro de uma relação fixa
com o intuito de manter o fluxo magnético no entreferro constante, é conhecida como
controle escalar, ou V/F. Este pode ser realizado em malha aberta ou em malha fechada.
Quando realizado em malha fechada, é utilizado um encoder posicionado no eixo do motor,
de forma a fazer a leitura do posicionamento e velocidade do eixo, e a partir destas leituras
fazer compensações na tensão ou na freqüência.
Os sistemas de controle quando utilizam encoders, apresentam ótima regulação de
velocidade e desempenho dinâmico. Entretanto, apresentam a desvantagem de serem mais
caros que os controles em malha aberta. Dessa forma, são mais utilizados em aplicações
onde se requer um maior desempenho, ou valor agregado, justificando assim o seu uso.
Um dos métodos de controle de velocidade com maior aceitação na indústria é o
controle escalar em malha aberta. Isto se deve ao fato de ser extremamente barato, e de
possuírem relativa simplicidade em sua implementação. Neste tipo de acionamento o
escorregamento é desprezado e a velocidade mecânica do eixo só é igual à referência para
operações a vazio [4]. Nesta técnica não é mais utilizado o encoder sobre o eixo do motor.
O controle é feito através de uma velocidade de referência, e a partir desta são feitas a
aplicação de tensão e freqüência. A figura 2.5 representa a variação da tensão em função da
Região de
potência constante
Torque constante
Figura 2.4 – Curva do torque do motor de indução para varias faixas de velocidade
8
freqüência para o controle escalar em malha aberta. Deve-se observar que há um acréscimo
da tensão para freqüências consideradas baixas, a fim de compensar a queda de tensão na
impedância da estator.
O controle escalar em malha aberta, devido a sua simplicidade e robustez, acabou
sendo adotada por este trabalho. Conforme poderá ser observado no capítulo seguinte, as
técnicas de modulação apresentadas são introdutórias para as implementações que serão
empregadas durante a seqüência deste trabalho, onde através do desenvolvimento de um
software para o PC, será possível realizar o controle escalar através da variação da tensão e
freqüência aplicadas ao motor, de maneira remota.
curva ideal
ajustada curva
Figura 2.5 – Curva V/F para o controle em malha aberta
9
Capítulo 3 : O inversor de freqüência e as técnicas de modulação
3.1 Inversor de freqüência
Como mencionado anteriormente, o controle de velocidade do motor de indução
pode ser facilmente realizado através da variação da freqüência, e se esta for aplicada com
uma tensão de alimentação adequada ao estator, pode se obter como resultado um torque
constante sobre uma larga faixa de velocidade. Tal variação pode ser realizada com o auxilio
de um inversor de freqüência, também chamado de inversor de tensão. Este dispositivo é
capaz de converter um sinal contínuo (CC) em um sinal alternado (CA) com freqüência e
amplitude variáveis. A figura 3.1 ilustra o processo de conversão de sinal de um inversor do
tipo fonte de tensão. Primeiramente utiliza-se um conversor CA-CC (normalmente realizado
com uma ponte de diodo), a seguir filtra-se o sinal de forma a obter um sinal contínuo. Após
este estágio, o sinal passa por um bloco de potência com finalidade única de fornecer um
sinal alternado na saída através da abertura e fechamento dos interruptores estáticos
(geralmente IGBT’s ou MOSFET) com freqüência definida pela técnica de modulação
adotada.
Idealmente um inversor de freqüência deveria fornecer um sinal senoidal na saída.
Porém na prática isto não ocorre, isto em virtude de que às técnicas mais avançadas em
aplicação de controle de velocidade de motores CA, utilizam o principio da modulação, que é
proveniente do princípio de comunicação. Portanto, apresentam uma componente
fundamental e uma série de harmônicos, que dependendo da técnica de modulação
adotada, podem diminuir ou acentuar o número de harmônicas na saída, resultando em
problemas de sobreaquecimento [5], pulsações no torque e fadiga no isolamento das espiras
[6].
O nome dado a técnica que utiliza a modulação como principio de funcionamento
Rede elétrica
Retificador Filtro
Inversor
Saída modulada
Figura 3.1– Diagrama esquemático de um inversor de tensão
10
de um inversor, é o chamado PWM (do inglês Pulse Whidth Modulation). Esta se baseia no
comando ordenado dos interruptores estáticos do modulo de potência, através da variação
da largura do pulso de tensão aplicado à carga, de modo a obter na saída um controle sobre
a tensão e freqüência da componente fundamental. Geralmente os interruptores são
abertos e fechados com freqüência da ordem de kHertz, freqüência que pode ser fixa ou não
durante o período de funcionamento, dependendo da técnica aplicada. A figura 3.2
representa uma ponte trifásica real de três braços com o uso de IGBT’s no lugar da chave
ilustrada na figura 3.1; os diodos em antiparalelo são usados para desviar a energia
regenerativa do motor no momento da frenagem, quando este passa a atuar como gerador,
momento na qual o inversor passa a funcionar como um retificador [7]. Para o controle dos
interruptores IGBT’s, a bibliografia disponibiliza uma diversidade de técnicas, cada uma com
uma particularidade e vantagem. Dentre as técnicas mais utilizadas podem-se citar a
modulação escalar ou senoidal e a modulação vetorial [8].
3.2 Modulação em largura de pulso senoidal (SPWM)
A técnica SPWM (do inglês sinusoidal pulse width modulation) é a mais popular,
difundida e discutida na literatura [5], e comumente utilizada em aplicações industriais [9]. A
implementação desta técnica em circuitos trifásicos analógicos consiste em comparar um
sinal triangular de alta freqüência (chamada de portadora , com três senoides defasadas
em 120° elétricos (chamadas de tensões de controle ou de referência . A partir destas
comparações são gerados os comandos que irão determinar os instantes de bloqueio e
condução dos interruptores do inversor (Ver figuras 3.3 (a) e 3.3(b)). Analisando a figura 3.3
(a) e tomando o ponto “o” como referência, é possível chegar as seguintes relações sobre a
Vcc +
Vcc -
o A
o
B C
AH
AL
BH CH
BL CL
Retificador Inversor
Figura 3.2 – Ponte inversora trifásica de três braços como uso de IGBT’s e diodos em antiparalelo
11
técnica:
O interruptor QA está ligado, logo
O interruptor QB está ligado, logo
A designação “ligado” para os interruptores QA e QB significa que estes estão
conduzindo. Portanto, as tensões de fase referenciadas ao ponto “o” assumem tanto valores
positivos quando negativos e com metade do valor do barramento CC, tal como ilustrado na
figura 3.3 (c). Dessa forma, na saída do inversor tem-se um sinal alternado, porém não
senoidal. Deve-se observar que os interruptores de um mesmo braço nunca devem conduzir
simultaneamente, sob o risco de por o barramento CC em curto-circuito. Assim, quando é
referenciado que o interruptor QA está aberto, subtende-se que QB está fechado e vice-
versa.
Na figura 3.4 é ilustrada a representação das comparações e geração dos sinais de
comando para um sistema trifásico. Neste caso as tensões de referência devem refletir o
que se espera que se obtenha na saída do inversor, ou seja, tensões balanceadas e
defasadas de 120°. Ainda nesta mesma figura é ilustrado o componente inversor digital (not)
no qual é responsável por realizar o complemento dos sinais de comando dos braços do
inversor.
(a)
QA
QB
Vcc +
o
AH
AL
A
+
-
+
-
(C)
(b)
Referência Portadora
Figura 3.3 (a) Braço de um inversor referenciado a ponto “o”. (b) Sinais de referência e portadora variando no tempo. (c) Sinal resultante da intersecção da portadora com o sinal de referência, tomando como referência o ponto “o”.
12
Se considerarmos que o sinal de referência varia senoidalmente, porém com
freqüência muito inferior à , a ponto de poder ser considerada constante dentro de um
período de comutação, conforme figura 3.5 (a). Então se pode chegar às seguintes relações:
Onde:
: período de comutação.
: instante em que o interruptor QA está ligado
(a)
(b)
vvvvvvvvvvv
vvvvvvvvvvv
vvvvvvvvvv
]k~~kkkkkkk
k vvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvv
vvvvvvv ]k~~kkkkkkkk
vvvvvvvvvvv
vvvvvvvvvvv
vvvvvvvvvv
]k~~kkkkkkk
k
-
-
-
vvvvvvvvvvv
vvvvvvvvvvv
vvvvvvvvvv
]k~~kkkkkkk
k
vvvvvvvvvvvvvvvvvv
vvvvvvvvvvvvvv
]k~~kkkkkkkk
vvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvvv
]k~~kkkkkkkk
vvvvvvvvvvv
vvvvvvvvvvv
vvvvvvvvvv
]k~~kkkkkkk
k
Figura 3.4 – Esquema de funcionamento dos sinais de comando de um inversor trifásico
Figura 3.5 – (a) Intersecção dos sinais de referência e portadora para analise matemática (b) Tensão de fase da saída do inversor referenciada ao ponto “o”.
13
: instante em que o interruptor QB esta ligado
Substituindo (3.5) em (3.4):
Definindo a razão cíclica (também chamado de ciclo de trabalho) do interruptor QA
como:
Substituindo (3.6) em (3.7), se obtém:
O cálculo do valor médio da tensão de fase ( ) dentro do período de comutação
pode ser escrito da seguinte forma:
Solucionando (3.9), tem-se:
Substituindo (3.7) em (3.10), obtém-se:
Considerando que a tensão de referência varia senoidalmente no tempo, logo:
Sendo , onde é a freqüência fundamental do sinal de referência.
A razão entre a amplitude do sinal da portadora com o sinal de referência
estabelece o índice de modulação em amplitude ( ). Esta relação é apresentada na
equação (3.13). Este índice relaciona a taxa de variação da amplitude de em relação à ,
com a amplitude da componente fundamental. Para , a amplitude da componente
de freqüência fundamental da tensão de fase varia linearmente com e em fase
com o sinal de referência, como pode ser observado em (3.14).
14
Onde:
Quando passa a ser maior que significa que há eliminação de pulsos
dentro do período de comutação, com isso a freqüência fundamental é aumentada e o
conteúdo harmônico é acentuado, aparecendo componente de baixa ordem, o que não
ocorre na região linear. A região onde é caracterizada pela não linearidade entre
e a componente fundamental de saída do inversor, chamada de sobremodulação. Em
acionamento de máquinas CA a sobremodulação é comumente utilizada devido às restrições
da amplitude na faixa linear [7]. Quando for tão maior que a ponto de haver somente
intersecção na passagem pelo zero, diz-se que o inversor opera na região de onda quadrada.
Esta região é onde a componente fundamental atinge seu maior valor em torno de 78% da
tensão do barramento CC [7]. Contudo, é nesta região onde aparecem componentes
harmônicas características de uma onda quadrada. Nesta região o inversor é incapaz de
controlar a tensão de saída, devido à saturação da amplitude da componente fundamental,
controlando somente a freqüência fundamental. A figura 3.6 (a) representa o estado de
sobremodulação e 3.6 (b) a região de onda quadrada. A figura 3.7 ilustra a variação da
tensão de linha da componente fundamental , em relação à nas três regiões de
operação de um inversor trifásico.
Figura 3.6 – (a) região de sobremodulação
(b) região de onda quadrada
15
Analisando a figura 3.7, observa-se que a máxima amplitude atingível na região
linear fica entorno de 61,2% da tensão do barramento CC. Isto significa que nesta região a
tensão de entrada está obtendo um baixo aproveitamento. Esta é uma grande desvantagem
da modulação SPWM em comparação com técnicas mais avançadas, como no caso da
modulação vetorial. Contudo, este fato pode ser amenizado com injeção de terceiro
harmônico no sinal de referência.
De acordo com [10], a injeção de 16,7% de terceiro harmônico pode incrementar a
amplitude da tensão de fase em 15,5%. Já em [11], se sugere que além de ampliar a
componente fundamental de fase, o conteúdo harmônico seja reduzido com a injeção de
25% da terceira harmônica no sinal de referência. Deve ficar claro que a injeção de terceira
harmônica no sinal de referência não inclui componente de mesma ordem na tensão de
linha, já que estas nas tensões , e ( ponto de neutro de uma carga ligada em
estrela) estão em fase, resultando em uma componente nula nas tensões de linha.
Existe na modulação SPWM outro índice importante, o fator que relaciona a
freqüência da componente fundamental com a freqüência de comutação, chamado de
índice de modulação em freqüência ( ), definido em (3.16). Este índice guarda a
informação do numero de pulso dentro do período de comutação. Logo, ele está
diretamente relacionado com o conteúdo harmônico na saída do inversor.
Uma das vantagens da SPWM é a possibilidade de “controlar” as componentes
harmônicas, já que, elas ficam em torno da freqüência de comutação e seus múltiplos, ,
2 , 3 , e assim por diante [9]. Portanto é desejável ter uma freqüência de comutação
Sobre-
Linear
Onda quadrada
modulação
Figura 3.7 – Variação da amplitude da fundamental em relação à .
16
mais alta possível, já que altas freqüências são mais fáceis de filtrar, sendo que a própria
indutância do enrolamento do estator se encarregará de filtrar as componentes harmônicas
de ordem elevada, deixando a corrente do estator mais próxima de uma senoide. Um fator
limitante em trabalhar com altas freqüências é o aumento das perdas nos interruptores
estáticos. Portanto deve se buscar um compromisso entre perdas e qualidade na corrente
do motor [3]. De acordo com [7], é desejável que na maior parte das aplicações esteja
fora da faixa audível, isto é, abaixo de 6 kHz ou acima de 20 kHz.
Segundo [7], para o sinal da triangular e o de controle devem estar em
fase, ou seja, em sincronismo. Para isso, deve ser um numero inteiro. Portanto, para que
o inversor opere de modo sincronizado é necessário que a freqüência de comutação não
seja fixa, caso a freqüência de referência varie. Para os efeitos causados por sub-
harmônicos gerados quando o inversor opera de modo assíncrono ( não inteiro) são
desprezíveis, contanto que a freqüência de comutação seja muito maior que a fundamental,
entorno de 30 a 40 vezes [12]. Caso isto não ocorra, aparecerão sub-harmônicos próximos a
freqüência zero. Estes mesmo com amplitude baixa, causam correntes altas, resultando em
uma operação indesejável [7]. Deve-se salientar que embora a modulação assíncrona tenha
diversas desvantagens frente à modulação síncrona, ela é mais simples de se implementar,
pois não é necessário variar a freqüência de comutação com a variação da fundamental.
Com isso, dispensa-se atenção em tentar manter em um número inteiro.
Portanto a escolha da relação influi diretamente no desempenho harmônico.
Sempre que possível deve ser sincronizado e de preferência um número impar. Assim, a
tensão apresentará simetria de meia e quarto de onda, o que eliminará os harmônicos
pares. Se além de impar for múltiplo de três, as componentes harmônicas dessa ordem
serão eliminadas da tensão de linha pelo fato da impossibilidade das correntes dessa ordem
fluir pela carga ligada em estrela [13]. Assim, algumas harmônicas dominantes podem ser
eliminadas das tensões de linha.
Os componentes harmônicos da tensão de linha podem ser calculados a partir da
expressão (3.17).
Onde:
Numero do harmônico
Quando “i”for impar “j” deve ser par
17
Quando “i” for par ”j” será impar
Por exemplo, para uma tensão de referência de 50 Hz e um sinal de 1050 Hz
(considerando ) obtêm-se os seguintes harmônicos da tensão de linha:
A figura 3.8 representa o espectro harmônico do exemplo acima. Deve-se observar
que as harmônicas múltiplas de são nulas, já que é inteiro e múltiplo de três.
3.3 Efeito do tempo morto
De acordo com [14] um dos principais problemas encontrados em inversores de
freqüência operados em malha aberta é a não linearidade do ganho de tensão. Isto acontece
em virtude das características não ideais do estágio de potência. Segundo a referência [14],
uma das mais importantes não-linearidades acontece devido à introdução de um tempo de
1
59 17
19 23
25 37
41 43
67 47 65 61
Figura 3.8 – Representação do espectro harmônico da tensão de linha do inversor trifásico para o exemplo
(harmônico)
18
atraso que deve ser inserido intencionalmente entre a abertura e o fechamento dos
interruptores de um mesmo braço. Este procedimento garante que estas nunca conduzam
simultaneamente. Este tempo ao qual deve ser incluído nos sinais de controle é chamado de
“tempo morto” (também chamado “dead-time”) *15+.
A introdução do tempo morto causa redução amplitude da componente
fundamental da saída do inversor e introduzem componentes de baixa ordem, o que não
ocorre na modulação ideal [15]. Além da redução da amplitude fundamental, a inclusão do
tempo morto também produz instabilidade na máquina através de pulsações no torque [15].
Embora individualmente o tempo morto seja pequeno (geralmente de 1 a 5us), este somado
num ciclo completo da tensão pode ocasionar nos problemas citados anteriormente. Para
amenizar estes problemas [14] e [15] propõem técnicas com a finalidade de reduzir os
efeitos oriundos do tempo morto. Entretanto, este trabalho não visa à implementação
prática destas. A figura 3.9 representa a configuração da inclusão do tempo morto nos sinais
de comando.
Tomando como base o braço do inversor da figura 3.9 e assumindo o ponto N como
referencia pode-se chegar às seguintes relações:
- Como ambos interruptores estão no estado “off” (interruptores bloqueados) no
momento da inserção do tempo morto o valor de dependerá do sentido da
corrente que fluirá pelos diodos em antiparalelo.
- Tomando o valor médio de dentro de pode se obter a diferença de tensão
devido a :
Analisando a equação (3.18) observa-se que não depende da magnitude da
corrente, mas sim, da polaridade e direção desta. Assim, é proporcional a e a .
Vcc +
N
AH
AL
A
+
-
+
-
Lógica Tempo morto Sinal PWM
Carga
Figura 3.9 – Configuração básica de inclusão do temo morto
19
Portanto devem ser utilizados dispositivos semicondutores rápidos e operando com
freqüência de comutação elevadas, com a finalidade de reduzir os efeitos de [7].
Na figura 3.10(a) são representados os instantes ideais de operação dos
interruptores estáticos. Já a figura 3.10(b), é ilustrada os sinais dos interruptores com a
inclusão do tempo morto. A figura 3.10 (c) representa os ganhos e perdas da tensão do
braço “A” (tomando como referência o ponto “N”) para as polaridades da corrente na carga.
A figura 3.10 (d) ilustra as flutuações da tensão de saída em função do tempo e da
polaridade da corrente. De acordo com [7] a distorção da tensão de saída nos cruzamentos
da corrente pelo zero resulta em harmônicos de baixa ordem, segundo a relação (m
= 1,2,3...) ao redor da fundamental.
Para escolha do tempo morto adequado é necessário conhecer as características
dos interruptores semicondutores, tais como: o tempo de subida ( ) e de descida ( ). A
partir disto, tem-se o tempo mínimo para , devendo apenas incluir uma margem de
segurança. Portanto a equação para pode ser expressa por:
Figura 3.10 –
(a) Instantes ideais dos sinais de comandos das chaves do inversor (b) Sinais de comando com a inclusão do tempo (c) Ganho e perdas nos sinais de comando com a inclusão do tempo morto, de acordo com o sentido da corrente (d) Flutuações na componente fundamental de linha, devido ao sentido da corrente, referente à inclusão do tempo morto.
20
Atualmente, os interruptores IGBT’s podem operar com freqüência de até 20 kHz.
Com isso, têm-se tempos e da ordem de nano-segundos. Dessa forma, um de 1us já é
suficiente para maioria das aplicações.
3.4 Implementação digital da SPWM
O método de SPWM é relativamente simples quando implementado em hardware
analógico. Para isto, é apenas necessário um gerador de funções senoidais, triangulares e
circuitos comparadores, realizado com amplificadores operacionais. Neste tipo de
implementação, freqüências da ordem de dezenas de hertz são facilmente conseguidas [16].
Contudo, implementações analógicas oferecem uma série de desvantagens se comparadas
às digitais, tais como tolerância dos componentes, efeito térmico e interferência
eletromagnética externa [17]. Devido a estes problemas, desde a década de 70 as
implementações analógicas vêm sendo maciçamente substituídas por técnicas focadas na
implementação em microprocessadores [18], estas consistem basicamente na geração das
larguras de pulsos em tempo real, visando à redução do esforço computacional e a
minimização do conteúdo harmônico [11].
Umas das técnicas que obteve grande aceitação na implementação em
microprocessadores é a chamada modulação regular simétrica; esta se baseia na
amostragem da tensão de referência em intervalos regulares, através da busca direta de
uma tabela pré-armazenada na memória ROM do microprocessador. Esta técnica vem sendo
utilizada desde 1975. Somente em 1981 ela foi empregada em microprocessadores de 8 bits
e em 1983 para microprocessadores de 16 bits, e ainda hoje é utilizada tanto em aplicações
acadêmicas quando industriais [19]. Neste tipo de procedimento a portadora triangular é
substituída pelo período de amostragem ( ). As equações que regem este tipo de
modulação podem ser encontradas por inspeção da figura 3.11. Nesta figura observa-se que
o pulso fica centralizado dentro do período de amostragem e não em locais aleatórios como
ocorre com a SPWM analógica.
21
O valor médio da tensão de fase pode ser calculado como
Igualando a equação (3.23) com (3.14), se chega:
(3.25)
Multiplicando-se ambos os lados da equação (3.25) por , se obtém:
Da figura 3.11 pode-se observar que:
(referência) Amostra de tensão
Figura 3.11– Representação do principio de modulação regular simétrico
22
Onde corresponde à largura do pulso dentro do período de
amostragem.
Substituindo (3.27) em (3.26), e colocando em função do numero de amostra ,
tem-se:
onde corresponde ao número de pulsos dentro do período de amostragem, ou seja,
.
A modulação regular simétrica mostra que no processo de amostragem, as posições
dos pulsos são regularmente espaçadas e a largura destes são precisamente definidas, tal
que é possível escrever expressões trigonométricas simples que definem tais larguras [3].
Isto torna este tipo de modulação ideal para implementações em software e em tempo real
de execução, devido sua simplicidade algébrica.
A figura 3.12 ilustra a largura de dois pulsos a título de demonstração do método;
nesta quando ocorrer a k-ésima interrupção do timer é iniciado o contador ( ), na qual deve
ser múltiplo de . Quando o contador alcança o instante é feita amostra do sinal de
referência . Depois de realizada a amostra, é feito o cálculo da largura do
pulso . Deve-se observar que o cálculo de deve ser feito num período em
avanço, pois caso contrário poderia não haver tempo suficiente para realizar todas as tarefas
envolvidas dentro do período de amostragem. Portanto no instante deve ser calculada a
largura do pulso do período . A seguir, este valor deve ser armazenado na memória
RAM e utilizada no momento da ( ) interrupção do microprocessador.
Interrupções do
Amostras do sinal de referência
microprocessador
Figura 3.12 – Representa o k-ésimo e o k-ésimo+1 pulso da modulação regular simétrico
23
A equação (3.28) precisa ser reescrita para forma digital para ser utilizada em um
microprocessador. De acordo com [20], tal equação pode ser escrita como
Onde , , correspondem a palavra digital que armazena a largura do pulso.
Os tempos dos interruptores desligados , e podem ser calculados por:
onde é a constante que armazena o modulo do contador. Portando, supondo que o
microprocessador seja de 8 bits e que dentro de um período de amostragem existam 256
contagens, logo . , , são as amostras do seno para as fases A, B e C
respectivamente, previamente calculadas e armazenadas na memória do MCU [3]. A figura
3.13 ilustra em detalhes as larguras dos pulsos para as três fases.
De acordo com [11], a técnica de modulação regular simétrica pode ser
implementada digitalmente com o auxilio do método chamado de “método dos quatro
timers” (Four-Timer Carrier Cycle PWM). Segundo o autor, a técnica consiste em utilizar
quatro temporizados, sendo que três deste são utilizados para temporizar as larguras dos
Instante da k-ésima
Carga do contador
Instante da k-ésima
amostra de tensão
Figura 3.13 – Ilustra em detalhes as larguras dos pulsos para as três fases em função das palavras digitais
24
pulsos das três fases respectivamente, e o quarto timer para o período de amostragem,
determinando assim o período de comutação. A técnica também pode ser implementada
somente com um único timer, esta tem a vantagem de necessitar de menos hardware do
microcontrolador (Timer), porém existem mais interrupções dentro do período de
amostragem, o que acaba sendo uma grande desvantagem em aplicações em tempo real. A
figura 3.14 representa um fluxograma, onde neste contem o algoritmo básico para
implementação do método dos quatro timers.
3.5 Modulação Vetorial (SVPWM)
A busca incessante pela diminuição do conteúdo harmônico e do melhor
aproveitamento do barramento CC, junto com os avanços dos microprocessadores digitais,
fizeram com que em 1986, Van der Broek propusesse uma técnica avançada de modulação,
baseada na teoria dos vetores espaciais para máquinas CA, chamada de Modulação Vetorial
ou SVPWM (do inglês Space Vector Pulse Width Modulation) [21]. Com esta técnica foi
possível obter um acréscimo de 15% de aproveitamento do barramento CC da componente
fundamental da tensão de saída, através do cálculo dos tempos de aplicação dos
interruptores estáticos do inversor, e não mais através da comparação de um sinal de
referência com uma onda triangular, como acontece com a modulação senoidal.
Inicializações
Programa principal
Atualiza e
Cálculo da fase A, B e C
Aguarda
interrupção
T0
Interrupção
T0
Atualiza próximo ciclo Wa, Wb e Wc Fim
Chegou à
contagem
corresponde
a Wa
Zera contagem
Terminou
contagem T1
Timer T1
Chegou à
contagem
corresponde a
Wb
Zera contagem
Terminou
contagem T2
Timer T2
Chegou à
contagem
corresponde
a Wc
Zera contagem
Terminou
contagem T3
Timer T3
Figura 3.14 – Fluxograma representando o algoritmo básico para o método dos quatro-timer
25
A partir desta técnica, além do alto aproveitamento do barramento de tensão CC,
foi possível um baixo conteúdo harmônico, minimização das comutações dos interruptores,
além de ser adequada para implementações digitais [22].
De acordo com [23], o conceito de vetores espaciais é derivado do campo girante da
máquina CA a qual é acionada por um inversor de saída modulada. Neste tipo de modulação
as grandezas trifásicas podem ser transformadas para equivalentes bifásicas em
componentes síncronas com referencial girante ou estacionário [23].
Considere um sistema de tensões balanceadas trifásicas representadas por:
Para análise do controle vetorial, é preferível expressar um sistema trifásico de
tensões em função do cosseno, a fim de obter equações mais simples [24], portanto:
Quando as tensões descritas em (3.36) são aplicadas em uma máquina CA, é
produzido fluxo girante no entreferro desta máquina CA. Este componente de fluxo girante
pode ser representado como sendo um vetor que gira a velocidade síncrona. A amplitude e
o ângulo deste vetor podem ser encontrados através da transformada de Clarke em um
referencial estacionário [23], conforme descrito em (3.37).
Onde:
26
Separando em partes reais e imaginárias:
Colocando na forma matricial:
A equação (3.46) representa a matriz de transformação de Clarke, à qual transforma
um sistema de tensões trifásicas em um equivalente bifásico.
Agora escrevendo as funções trigonométricas na forma exponencial, baseadas na
identidade trigonométrica de Euller, como:
E substituindo (3.47) em (3.37), se obtém:
Pela equação (3.52) chega-se que, o vetor de referência gira em um plano
complexo com módulo e velocidade síncrona constante, ou seja, a transformação de Clarke
não alterou as características fundamentais do sistema trifásico, como a amplitude e
freqüência angular.
3.5.1 Relação entre teoria dos vetores espaciais e o inversor de freqüência
Considere o inversor trifásico alimentando uma carga genérica, conforme ilustrado
na figura 3.15. Nesta figura pode-se observar que para um inversor trifásico com três braços,
27
existem somente oito possibilidades de combinações de comutação, considerando que os
interruptores de um mesmo braço devem funcionar como pares complementados.
Agora considerando o estado dos interruptores, conforme figura 3.16. Para se
identificar um estado especifico de condução, é necessário observar os estados dos
interruptores superiores da ponte trifásica, onde 1 (um) indica que o interruptor está em
condução e 0 (zero) que o interruptor está bloqueado. Para o estado particular da figura
3.16, será chamado de .
Escrevendo as equações das tensões aplicadas à carga, tomando como referência o
ponto “o” para o estado , se obtém:
Substituindo (3.51) em (3.37) obtém-se o vetor espacial no plano complexo para o
estado . Conforme (3.52).
Para obter as equações dos demais estados do inversor, é preciso analisar os
estados dos interruptores de cada uma das oito possibilidades da figura 3.17. A seguir,
+
-
1 0 0
+
-
Figura 3.15 – Inversor de freqüência trifásico alimentando uma carga trifásica
Figura 3.16 – Inversor de frequencia representando o estado
28
reescrever o processo descrito para obtenção da equação (3.52), conforme exposto nas
equações de (3.53) à (3.60).
Analisando as equações de (3.55) à (3.62) conclui-se que existem seis combinações
que resultam em transferência de energia da fonte para a carga. Para estas combinações é
dado o nome de vetores ativos. As duas demais combinações, das quais não existe nenhum
fluxo de energia entre a fonte e a carga, são chamados de vetores nulos ( e
).
+
-
0 0 0
+ 1 0 0
+ 1 1 0
+
+
-
0 1 1 +
-
0 0 1 +
-
1 0 1 +
-
1 1 1
- - -
0 1 0
Figura 3.17 – Todas as oito possíveis combinações das chaves de um inversor de freqüência
29
A aplicação das combinações dos interruptores da figura 3.17 na equação (3.37)
resulta em oito vetores, chamados de vetores básicos. Estes são os únicos vetores que se
pode gerar em um inversor trifásico e, portanto são vetores fixos em um plano complexo,
localizando-se conforme figura 3.18. Os seis vetores ativos têm o mesmo módulo e estão
defasados 60° em si. Os dois vetores nulos estão representados no centro do plano
complexo, pois não apresentam magnitude [24]. A representação dos seis vetores ativos no
plano complexo resulta em um hexágono eqüilátero encerrado por um circulo. Cada parte
do hexágono é chamada de setores, resultando num total de seis setores. O ponto de
tangência do circulo com os lados do hexágono, determina o valor de máximo que o vetor
de referência pode obter, a fim de manter uma relação linear com a componente
fundamental da tensão de saída do inversor; tomando o primeiro setor como referência este
ponto corresponde ao ângulo de 30°
1
2 3
4
5 6
Figura 3.19 – Detalhe do deslocamento do vetor de referência sobre o primeiro setor
Figura 3.18 – Vetores espaciais de tensão do inversor trifásico, formando um hexágono no plano complexo
30
Para que seja utilizada adequadamente a modulação vetorial em um inversor de
freqüência, é preciso que passe pelos seis setores do plano complexo - . Para isso, o
inversor deverá proceder da de tal forma que, dentro de um período de amostragem seja
aplica à carga os vetores ativos e e os vetores nulos e , figura 3.19. A aplicação
dos vetores ativos e nulos deve ser tal que, o valor médio da tensão aplica à carga
corresponda exatamente à amostra do vetor de referência, dentro de um período de
amostragem. Então:
A soma desses tempos deverá ser:
Levando-se em conta que , Logo:
Decompondo o vetor de referência em parte real e imaginária nos eixos do plano
complexo, figura 3.18, se obtém:
Solucionando as equações para , chegam-se as expressões:
Após a determinação do setor onde o vetor de referência se encontra e, do cálculo
do tempo de aplicação dos interruptores, é preciso determinar a seqüência de aplicação dos
interruptores do inversor. De acordo com [22], embora a seqüência de aplicação dos vetores
de tensão à carga não altere o valor médio dentro do período de comutação, ela tem um
grande impacto nas perdas de potência por comutação e no conteúdo harmônico. Uma
maneira possível de se realizar tal seqüência de comutação é apresentada na figura 3.20,
31
nesta é ilustrado a uma das maneiras de como pode ser feita a comutação para cada setor.
Conforme [25], este padrão de seqüenciamento dos interruptores propicia uma melhor
distribuição das componentes harmônicas, devido à simetria que apresenta a forma de
onda. Este padrão também tem por conseqüência a redução o número de comutações dos
interruptores, aumentando assim, o ciclo de vida útil dos interruptores estáticos.
Enquanto o vetor de referência estiver situado dentro de um determinado setor, o
inversor deverá repetir o padrão de comutação referente a este setor, até que este avance
para o setor seguinte.
Seguindo o processo de comutação durante o tempo, o inversor desenvolverá uma
tensão de fase muito semelhante com a tensão de fase obtida com a técnica de modulação
senoidal, entretanto quando analisado seu espectro (tensão de fase), nota-se a presença de
uma componente de terceira harmônica, o que não ocorre com a modulação senoidal em
sua concepção original. Assim como na técnica de injeção de terceiro harmônico, discutida
Fase A
Fase B
Fase C
Setor 1
Fase A
Fase B
Fase C
Setor 2
Fase A
Fase B
Fase C
Setor 3
Fase A
Fase B
Fase C
Setor 4
Fase A
Fase B
Fase C
Setor 5
Fase A
Fase B
Fase C
Setor 6
Figura 3.20 – Seqüência de chaveamento para os seis setores do plano complexo
32
na seção 3.2, esta componente eleva a componente fundamental e reduz o conteúdo
harmônico.
Em resumo, a SVPWM consiste em construir um vetor espacial , aplicando
alternativamente os vetores espaciais adjacentes que definem o setor onde se situa
[25]. Em malha aberta, a SVPWM pode ser realizada a cada período de amostragem,
seguindo estes passos:
1) Identificação do setor: pode ser realizado a partir do cálculo do ângulo entre o
vetor de referência e o eixo estacionário .
2) Cálculo dos tempos: realizado utilizando as expressões (3.66) à (3.78).
3) Seqüência de comutação: deve corresponder ao setor onde o vetor de referência
de encontra.
A figura 3.21 representa o algoritmo básico para implementação da SVPWM de
acordo com os passos descritos anteriormente e o exposto nesta seção.
Tirando as vantagens citadas no início desta seção, a SVPWM tem alguns
inconvenientes. Observando as equações (3.66) à (3.68), percebe-se que a SVPWM quando
implementada digitalmente requer um maior esforço computacional, se comparada à
modulação SPWM, pois exige que seja determinada a localização do vetor de referência,
cálculo dos tempos de aplicação dos interruptores e finalmente, a seqüência de comutação
correta [17]. Tudo isso dentro do período de comutação. Devido a isto, existem diversos
estudos a fim de desenvolver algoritmos cada vez mais rápidos, tais como apresentados em
[22] e [17], possibilitando assim a execução de outras instruções dentro do período de
amostragem, e também o aumento da freqüência de comutação. Ainda relacionado com a
eficiência da técnica, foi possível reduzir significativamente o tempo de execução dos
algoritmos, com a aparição dos processadores digitais específicos para aplicações em
eletrônica de potência, nas quais podem executar algoritmos de controle SVPWM em
paralelo com a CPU, reduzindo também o custo econômico do projeto [25].
Obtenção Determinação
Setor Cálculo Seqüência de
chaveamento
Figura 3.21 – Algoritmo básico para implementação da modulação vetorial
Aguarda sincronismo para o próximo ciclo
33
Capítulo 4 : Descrição do hardware
4.1 Introdução
Neste capítulo será apresentado todo o desenvolvimento do hardware, e a
metodologia empregada necessária para implementação do inversor de freqüência proposto
no início deste trabalho.
4.2 Controlador Digital de Sinais (DSC)
Uma das necessidades quando se trabalha com projetos de eletrônica de potência,
é o ganho de eficiência e otimização de recursos de hardware, além da redução de custos e
confiabilidade do projeto. Tomando isto como base, desde a década de 80 os projetos
envolvendo implementações de inversores de freqüência vêm se inclinando para topologias
que utilizem o controle e monitoramento de forma digital, ou seja, utilizando processadores
digital de sinais (DSP’s) ou microcontroladores, para o gerenciamento das tarefas realizadas
em tempo de execução.
Conforme visto no capítulo anterior, as duas técnicas à qual este trabalho pretende
implementar são exclusivas de implementações em softwares e em tempo real, das quais
devem ser executadas por um dispositivo microprocessado. A escolha de tal dispositivo ficou
pendente aos existentes no laboratório, logo se optou por utilizar o dispositivo fabricado
pela empresa Freescale™, o MC56F8013.
O MC56F8013 é um dispositivo de 16 bits chamado de Hibrid Core, na qual é tanto
composto de unidades funcionais específicas para o processamento de códigos focados em
aplicações de processamento de sinais, como também para unidades focadas em aplicações
de controle de periféricos, típico dos microcontroladores [26]. Por estas características é
dado nome de Digital Signal Controllers – DSC ao 56F8013.
Dentre as diversas características do MC56F8013, pode-se destacar:
Clock máximo de operação de 32 MHz
Memória flash de programa com 16 kbytes
Memória unificada para dados/ instruções com capacidade de 4 kbytes (RAM)
Seis canais para conversão analógico/digital de 12 bits.
Comunicação serial.
34
Programação via JTAG
Quatro Timers de 16 bits.
Módulo PWM com seis canais e quatro entradas programáveis de erro.
Alimentação em 3.3V
4.3 Kit de desenvolvimento
O uso do 56F8013 foi concebido através do kit de desenvolvimento, desenvolvido
pelo Laboratório de Engenharia Biomédica da Universidade Católica de Pelotas. Este tem por
finalidade propiciar a utilização de seus periféricos de maneira simples, tais como o acesso
aos pinos de entrada/saída, entradas analógicas e saídas PWM, além de já ter incorporado
conector para programação do DSC, e comunicação serial. A figura 4.1 representa a imagem
do kit utilizado no projeto, com a descrição básica de seus componentes.
4.4 Ambiente de desenvolvimento
Para que se possa empregar o uso do kit apresentado na seção anterior, é
necessário que exista um programa dentro na memória flash do 56F8013, e para que esse
programa chegue até esta, é necessária uma ferramenta que seja capaz de compilar e de
fazer o download de tal programa. Para isso, a Freescale™ disponibiliza um avançado e
integrado ambiente de desenvolvimento, capaz de realizar a programação, simulação,
depuração e gravação de projetos, chamado de CodeWarrior ®, desenvolvido pela
Metrowerks®, empresa associada da Freescale™ [26]. Através do CodeWarrior ® é possível
desenvolver códigos em Assembly, C ou ambos. Dentre estas três possibilidades, foi adotada
Saídas PWM
Programação JTAG
Entradas analógicas
MC56F8013
Conexão serial
Alimentação
Portas de Entrada/Saída
Figura 4.1 – Imagem o kit de desenvolvimento utilizado no projeto
35
a linguagem C, como linguagem de programação para a escrita dos códigos do DSC. Após
gravar o código do programa no DSC é possível realizar depurações em tempo real através
da conexão JTAG do kit, recurso este que facilita em muito no desenvolvimento de projetos,
já que ajuda na procura de falhas no código, caso estas ocorram. A figura 4.2 representa a
imagem da tela principal do CodeWarrior ®.
O CodeWarrior ®, disponibiliza uma série de bibliotecas para aplicações especificas,
nas quais é possível ter acesso aos registradores de forma direta, através de macros; a esta
biblioteca é dado o nome de PESL (Processor Expert System Library). Ainda existem os
chamados Embedded Beans, onde através de janelas de configurações, é possível configurar
métodos, eventos e propriedades de qualquer periférico, tudo isso sem precisar ter
conhecimento sobre os registradores internos do DSC. Tarefas relativamente complicadas
como configurar um Timer, podem ser realizadas rapidamente, bastando apenas ajustar
alguns parâmetros do Bean, ficando para o CodeWarrior ® a tarefa de configuração dos
registradores do DSC, tornando esta ferramenta ideal para aqueles não tem possuem
experiência com uso de microprocessadores ou DSP’s.
Embora a PESL e os Beans facilitem e acelere o desenvolvimento, eles trazem um
grande inconveniente para aplicações de que exijam muito processamento em tempo real,
Figura 4.2– Tela do ambiente de desenvolvimento do 56F8013, CodeWarrior®
36
que é a não otimização do código gerado, devido ao alto nível da programação, devendo
ficar para experiência do programador saber otimizar os códigos, e assim ter um maior
aproveitamento do dispositivo microprocessado que esteja sendo utilizado.
4.5 Interfaceamento entre o 56F8013 e o estágio de potência
Devido ao 56F8013 operar com tensões de 3,3 Volts, fica inviável utilizar esses
níveis de tensão de PWM para colocar os IGBT’s em condução. Primeiro pelo fato dos IGBT’s
utilizarem tensões em torno de 15 V entre gate e emissor para disparo. Segundo, que não é
seguro interligar o sistema de comando (pinos do 56F8013) com a parte de potência (ponte
inversora), devido a possíveis diferenças de potenciais e o risco inerente de curto-circuito no
estágio de potencia, acarretando na destruição do DSC. Terceiro, que os pinos do 56F8013
não têm capacidade de drenar corrente para os IGBTs, apesar destes, serem disparados por
tensão. Por isso foi necessário desenvolver uma topologia que garantisse a isolação dos
comandos do DSC, adequasse o sinal para disparo, e por fim, que suprisse capacidade de
corrente necessária para colocar o IGBT em condução.
4.5.1 Isolamento
Para prover o isolamento entre o DSC e o estágio de potência, optou-se pelo uso de
optoacopladores, pois estes não possuem ligação elétrica entre a entrada e saída, além de
serem extremamente rápidos e, principalmente pelo fato de conseguirem responder a toda
faixa de razão cíclica. A função dos optoacopladores também é adequar o sinal de 3.3 V
vindos das saídas PWM do DSC para 15 V, para após irem para o estágio de Driver. O
optoacoplador utilizado é o circuito integrado TLP621, este foi escolhido devido a relativa
fidelidade da largura de pulso da saída em relação à entrada, e também por ter em um único
encapsulamento dois canais individuais, sendo então necessário apenas três CI’s para suprir
os seis canais do DSC. A figura 4.3 ilustra a utilização dos optoacopladores no projeto.
37
4.5.2 Circuitos de Drivers
Uma vez que isoladas a etapa digital e de potência, torna-se necessário o uso de um
dispositivo que seja capaz de drenar a corrente requerida pelo gate do IGBT, e que também
seja capaz de disparar os IGBT’s superiores da ponte inversora, já que estes têm seus
emissores conectados a potenciais diferentes. Para suprir esses fatores, foi utilizado o
circuito integrado IR2110 fabricado pela International Rectifier. Este CI é capaz de comandar
um braço do inversor utilizando a técnica de boot-strap, desenvolvida pelo próprio
fabricante, na qual utiliza a carga armazenada no capacitor (C1) (ver figura 4.4) para atuar
como fonte auxiliar e assim garantir o disparo dos IGBT’S superiores. A figura 4.4 representa
a utilização do IR2110 no comando de um braço da ponte inversora, sendo necessário mais
dois circuitos para a ponte completa.
1.5kΩ
HIN 1
LIN 1
HIN 2
LIN 2
HIN 3
LIN 3
PWM0
PWM1
PWM2
PWM3
PWM4
PWM5
Saídas PWM do 56F8013
Optoacopladores TLP621
Terra dos sinais de controle
Terra do estágio de potência
1.5kΩ
1.5kΩ 1.5kΩ
1.5kΩ 1.5kΩ
15V Entrada Drivers
VDD
Vss
HIN
SD
LIN
HO
LO COM
Vcc
Vc
VB C 1
C 15V
15V
HIN
LIN
SD
D1 Resistores
39Ω
Rg(on)
Rg(off)
Rg(on)
Rg(off)
Diodos 1N4148
IR2110
Vcc (barramento)
Figura 4.3 – Utilização dos optoacopladores no projeto
Figura 4.4 – Circuito de driver utilizado no projeto contendo o IR2110
38
Na figura 4.4, o diodo D1 tem a função de permitir o carregamento do capacitor
(C1) através da fonte de 15 V quando o IGBT inferior estiver conduzindo; este diodo deve ser
dimensionado para suportar a tensão do barramento CC, pois quando o IGBT superior
estiver conduzindo, a tensão do barramento CC irá polarizá-lo reversamente, havendo a
necessidade do seu correto dimensionamento. O diodo D1 também deve possuir um tempo
de recuperação reversa o menor possível, pois o processo de carga e descarga do capacitor
C1 se dá a cada período de comutação.
Ainda na figura 4.4, pode-se verificar os pinos de entradas (HIN) e (LIN)
representando as entradas PWM do interruptor superior e inferior respectivamente. O pino
(SD) quando colocado em nível alto ignora os sinais de entrada, bloqueando a saída do CI,
podendo ser utilizado como dispositivo de proteção, inibindo a saída. As resistências Rg(on)
são utilizadas para reduzir a injeção de corrente dentro do circuito de comando através das
capacitâncias entre coletor-gate, devidos das altas taxas de variações da tensão entre
coletor-emissor [27]. As resistências Rg(off) servem para propiciar um caminho de descarga da
capacitância gate-emissor, permitindo o bloqueio do IGBT [27]. De acordo com [27], tanto as
resistência Rg(on) como Rg(off) devem ficar sempre num valor abaixo de 50 ohms.
4.6 Circuito de proteção
Um dos circuitos periféricos mais importantes de um inversor de freqüência é o que
provê a proteção dos IGBT’s, pois não é possível a utilização de fusíveis como proteção
deste, devido ao IGBT ser extremamente sensível e rápido à sua destruição, em comparação
a um fusível. Por este motivo é importante prever um circuito dentro do estágio de potência
que promova a proteção dos IGBT’s durante um curto-circuito, e que seja extremamente
rápido na ocorrência deste. Diante disto, optou-se pela solução ilustrada na figura 4.5, na
qual é bastante simples. Porém, eficiente, segura e rápida.
3.3 V
Pino de entrada do 56F8013
+
-
6N137
Figura 4.5 – Circuito de proteção contra sobre-corrente empregado
39
O circuito da figura 4.5 tem a função de monitorar a corrente que circula pelo
barramento de tensão contínua ( ), através da diferença de potencial sobre um resistor de
1 (um) ohm ( ) em serie com o barramento. A tensão sobre o resistor é utilizada como
sensor, já que esta é proporcional a corrente que circula pelo mesmo. Acima de um
determinado nível de tensão ( ) o diodo emitirá um sinal de luz para o transistor do
optoacoplador, e este por conseqüência colocará a saída em nível baixo. A saída coletor do
optoacoplador é conectada diretamente a um pino de entrada do 56F8013, no qual fica
constantemente monitorado. Na ocorrência de uma transição de nível alto para baixo, o
56F8013 interpretará que houve uma sobrecarga ou curto-circuito, interrompendo
imediatamente a geração dos pulsos PWM, protegendo toda etapa de potencia,
principalmente os IGBT’s. Junto com a interrupção dos sinais PWM, o 56F8013 emitirá um
comando pela porta serial para o PC, avisando ao usuário a ocorrência do fato, através de
uma mensagem.
O optoacoplador empregado no circuito da figura 4.5 é o 6N137, este foi utilizado
devido ser bastante rápido, tornado-se ideal para esta aplicação. Através de ensaios
concluiu-se que uma tensão de aproximadamente 1,5 V é suficiente para colocar a
saída do opto em nível baixo. Portanto se considerar que a corrente máxima de sobrecarga é
de 5 A, quando esta estiver circulando pelo resistor em série, causará 5 V de queda de
tensão. Para que ocorra a sensibilização do optoacoplador, o potenciômetro ( ) deverá
ser ajustado de forma que a queda de tensão neste seja de 3,5 V, resultado em 1,5 V na
entrada do 6N137, colocando a saída deste em nível baixo, na ocorrência da sobre corrente
mínima.
4.7 Estágio de potência: ponte inversora e alimentação geral
Para implementação da ponte inversora foi utilizado o componente IGBT fabricado
pela Intersil o HGTG12N60C3D na quantidade de seis, este foi empregado devido ser
extremamente barato em comparação a outros de mesma classe, e por ser de fácil aquisição
no mercado. O HGTG12N60C3D já tem incorporado diodos em antiparalelo, opera com
tensões até 600 V, suporta corrente no coletor até 24 A, temperatura máxima de junção de
150 °C, e tem tempo de subida e descida de 270 ns e 210 ns respectivamente. A colocação
dos IGBT’s na ponte inversora pode ser visualizada através da figura 4.6, onde nesta,
40
também é possível analisar todo o estágio de potência implementado, desde a ponte de
diodos retificadores, até os capacitores de filtragem.
Para retirar a alimentação dos optoacopladores e Drivers dos sinais PWM
apresentados anteriormente, foi utilizado um divisor resistivo entre o barramento CC, com a
finalidade de retirar 20 V para alimentação do regulador de tensão LM7815, tendo assim os
15 V necessários para alimentação de tais CI’s.
Ainda na figura 4.6, é observado o uso de dois dissipadores colocados nos IGBT’s
superiores e inferiores da ponte inversora. Nestes, foram instalados os sensores de
temperatura LM35, no qual fornecem 10 mV para cada grau centigrado registrado. Estes
sinais são conectados a duas portas analógicas do 56F8013, para após serem convertidas
para dados digitais, e enviadas para o computador (PC). Para alimentação dos sensores de
temperatura, foram aproveitados os 3,3 V disponíveis no kit de desenvolvimento, assim
pode ser mantida a isolação entre o estágio de potência e a parte digital.
A
o
B C
Dissipadores
2 Sensores de temperatura
LM35
Circuito proteção
corrente
15.8k Ω
1.1k Ω
~20V
Regulador LM7815
1 uF
0,33 uF
15 V
440uF
440uF
Entradas analógicas 56F8013
440uF
3,3 V
0,33 uF Filtro
Barramento CC
Rede Elétrica 220 V
Figura 4.6 – Estágio de potência, com todos os componentes empregados
41
Capítulo 5 : Descrição da interface gráfica
5.1 Estrutura e descrição básica do software proposto
Conforme mencionado no primeiro capítulo, um dos objetivos deste trabalho é a
criação de uma interface gráfica que permita o controle e monitoramento do inversor de
freqüência, através de uma comunicação serial entre o microcomputador (PC) e o kit de
desenvolvimento. A interface gráfica, desenvolvida em linguagem C++ orientada a objetos,
foi concebida com o auxilio da ferramenta de desenvolvimento de softwares, o Borland C++
Builder™ versão 6, da empresa CodeGear™ RAD Studio.
A interface que será apresentada a seguir é capaz de controlar a tensão e
freqüência de saída do inversor de modo independente, ou através de curvas de aceleração,
por meio de simples controles pelo teclado ou pelo mouse.
O programa também está apto para realizar aquisições de temperaturas nos
dissipadores da ponte inversora, mostrando para o usuário em tempo real a variação desta
em função das tensões e freqüências aplicadas pelo inversor. Todas as variações podem ser
visualizadas através de gráficos. Estes, além de registrarem todos os eventos, também
podem armazenar o horário em que ocorrem. Além disso, a interface poderá elaborar
relatórios a partir de dados fornecidos pelo usuário e de dados coletados durante o período
de funcionamento do programa, podendo ser salvos, abertos ou impressos.
Esta seção tem por objetivo apresentar a estruturação do software, no que diz
respeito às partes principais e ilustrar o encadeamento entre as funções básica do programa
desenvolvido através de fluxogramas, conforme pode ser observado na figura 5.1.
42
5.2 Interface gráfica
Esta seção tem por finalidade apresentar a interface gráfica desenvolvida neste
trabalho, a qual foi nomeada de DFC inverter frequency.
Quando o usuário executa o programa, é apresentada a ele, a tela ilustrada na
figura 5.2. Esta tela foi nomeada de tela principal, pois contem todas as funcionalidades de
controle do inversor e acesso a parâmetros de inicialização do mesmo. A figura 5.2 está
dividida em setores numerados nas quais circundam funções especificas do programa, cuja
finalidade é o melhor esclarecimento das mesmas.
Tela principal
Ajuste de partida (Tensão/Freqüência/Tempo)
Acionar/ Desligar
(inversor)
Curvas de partida
Não
Temperaturas Gráficos Relatório
Sim
Cabo serial Kit de desenvolvimento
°C
Ponte inversora Sensores de temperatura
Ajuste manual (Tensão/ freqüência)
Fluxo de dados
Abrir Salvar Imprimir
Visualizar Visualizar
Modulação SPWM/ SVPWM
Início
Figura 5.1 – Fluxograma representando o funcionamento do software desenvolvido e o encadeamento das funções
43
5.2.1 Modos de partida (setor 1)
Quando ativado o checkbox do canto superior esquerdo (ver figura 5.2), o usuário
terá a opção de escolher um modo de partida especifico, ou seja, a curva de aceleração.
Estão disponíveis quatro tipos de curvas, linear, exponencial, logarítmica e relação fixa, onde
cada curva representa a variação da tensão em função da freqüência, resultando em uma
relação diferente entre tensão e freqüência para cada curva, interferindo assim, no torque
desenvolvido pelo motor, conforme visto no capítulo 2.
Após o usuário escolher a curva de aceleração ele deverá preencher os campos de
edição, tais como o tempo de duração da partida, tensão na qual o inversor irá começar
aplicar na carga, tensão final, freqüência inicial e a freqüência final que terá o inversor após
o período de partida. A partir dos dados preenchidos, o programa irá fazer uma interpolação
para obter uma função que corresponda à curva escolhida e que passe pelos dados
fornecidos. Por exemplo, caso o usuário escolha uma curva de aceleração exponencial, o
programa irá obter dois pares ordenados referente à (freqüência inicial, tensão inicial) e
(freqüência final, tensão final). A partir desses dois pontos o programa irá fazer um ajuste de
curva de modo que a curva intercepte estes pontos, no caso do exemplo, uma curva
1
2 3
4 5
Abas
6
Figura 5.2 – Tela principal do programa desenvolvido (DFC inverter frequency)
44
exponencial. Conforme ocorre o incremento da freqüência o software calculará para cada,
uma tensão que corresponda a esta, gerando no decorrer da partida, a curva escolhida.
5.2.2 Ajustes manuais (Setor 2)
Antes de dar início ao funcionamento do inversor o usuário deverá selecionar tipo
de modulação que deseja utilizar. Estão disponíveis os dois tipos de modulação, de acordo
com os estudados no capítulo 2, a modulação regular simétrica (senoidal) e a vetorial. Após
isto, deverá preencher o campo correspondente a tensão do barramento de tensão
contínua. Este campo é necessário, pois na modulação vetorial ele é usado para o cálculo
dos tempos, conforme visto na seção 3.5.1.
Após o preenchimento dos campos, tipo de modulação, tensão do barramento e
dos modos de partida, o usuário estará apto a dar início à partida do inversor, que terá
duração correspondente ao tempo de aceleração preenchido no (setor 1). Durante este
período, o programa irá fazer automaticamente o ajuste da tensão e freqüência, de acordo
com os dados fornecidos e da curva escolhida. Logo encerrado o instante da partida, é
habilitado ao usuário o controle manual da tensão e freqüência. Nestes controles o usuário
poderá tanto aumentar, quanto diminuir as duas grandezas de modo independente, e assim
poder observar as variações no torque de acordo com a combinação destas, podendo fazer
compensações tanto em freqüência, quanto na tensão aplicada à carga.
5.2.3 Dados principais do motor e sentido de rotação (setor 3)
Este setor é utilizado para o preenchimento dos valores nominais do motor, onde
são usados para elaboração de relatórios. Os dados fornecidos também são usados como
referência para mensagens alertas em tempo de execução, caso ocorra o aumento da tensão
e freqüência durante o funcionamento do inversor (ver setor 6). Também o usuário poderá
escolher o sentido de rotação do eixo do motor antes da partida. Este recurso torna-se
interessante, pois não é necessário a trocas das fases para inverter o sentido de rotação,
bastando apenas clicar num botão para obter o mesmo resultado.
5.2.4 Botão de início (setor 4)
Depois de preenchidos os dados essenciais para a partida, o usuário deverá clicar no
botão de início, presente no canto superior direito da tela principal. Após clicar neste,
45
surgirá à mensagem de aviso, certificando-se que tenha certeza da partida do inversor, e
alertando ao risco que isto irá impor. A figura 5.3 representa a imagem da mensagem de
aviso que surgirá após clicar no botão de início.
5.2.5 Gráfico de aceleração de partida (setor 5)
Este gráfico tem a finalidade única de mostrar ao usuário a variação da tensão em
função da freqüência durante o período em que ocorre a partida. A figura 5.4 representa o
gráfico de aceleração de partida para um tipo de curva logarítmica.
5.2.6 Barra de mensagens (setor 6)
Esta barra auxilia o usuário no alerta de possíveis problemas que venham a ocorrer
durante o funcionamento, avisando-o, por exemplo, da tensão atual aplicada ao inversor ser
maior que o valor nominal deste, caso isto ocorra. A figura 5.5 ilustra uma mensagem caso a
tensão ultrapasse o valor nominal do motor.
Figura 5.3 – Imagem da mensagem de aviso que surge antes da partida
Figura 5.4 – Imagem do grafico de aceleração de partida para uma curva logaritmica
Figura 5.5 – Mensagem de aviso quando a tensão atual ultrapassa o valor nominal do motor
46
5.3 Tela de temperaturas
Após o inversor entrar em operação o usuário poderá monitora os eventos, como as
temperaturas presente nos dissipadores dos IGBT’s, e visualizar estas através de uma
ilustração da ponte inversora. Este recurso pode ser acessado através da aba de
temperaturas, na parte superior do programa (ver Figura 5.6).
5.4 Tela de gráficos
Passando para a aba seguinte, o usuário encontrará uma tela contendo quatro
gráficos, onde a função destes é relacionar todas as grandezas de uma forma gráfica. As
relações são as seguintes: tensão em função da freqüência, temperatura em função da
freqüência, temperatura em função da tensão e todas as grandezas em função do horário.
Com isso o usuário poderá saber exatamente o tempo de início e duração de qualquer
variação entre as grandezas envolvidas (Figura 5.7).
Figura 5.6 – Tela de temperaturas nos dissipadores da ponte inversora
47
Figura 5.7 – Tela de gráficos relacionado a tensão, freqüência e temperatura
5.5 Tela de relatórios
A última aba que o programa disponibiliza é referente à geração de relatórios.
Nesta, o usuário poderá editar campos com dados pessoais e informações do motor que
estiver utilizando. O relatório tem a finalidade de armazenar os dados coletados durante o
período de funcionamento do inversor, de modo que possa ser acessado posteriormente à
sua elaboração. Dentro do relatório contém informações como temperatura, tensão e
freqüência média, máxima e mínima. Na parte final do relatório gerado é apresentado um
gráfico que relaciona todas as grandezas em função do horário em que elas variam, tal como
mostrado no gráfico da figura 5.7. Após a geração do relatório o usuário terá a opção de
salvar e impressão em tamanho A4. A figura 5.8 apresenta a imagem da tela de relatórios.
48
Figura 5.8 – Imagem da tela de relatórios
5.6 Protocolo de comunicação
Após a apresentação de toda interface gráfica desenvolvida, faz-se necessário
descrever o funcionamento do protocolo de comunicação desenvolvido entre o DFC inverter
frequency e o kit de desenvolvimento. O protocolo empregado é bastante simples e
intuitivo, pois consiste no envio e recebimento de grupos de três bytes por vez, a uma taxa
de 57600 bits/s. Onde o primeiro byte consiste no caractere de identificação do comando,
por exemplo, para o envio do comando de mudança de freqüência é usado o caractere “F”,
como identificação. Já o segundo e terceiro byte são correspondentes ao byte menos e mais
significativo do valor a grandeza que esteja sendo alterada. Para o caso a freqüência,
corresponderá ao valor numérico desta. Exceto para os comandos de ligar/desligar, tipo de
modulação, tipo de curva, sentido de rotação, é somente utilizado um caractere para
identificação, já que estas não têm valor numérico associado. Para implementação do
protocolo não foram utilizados recursos de verificação de validação (checksum) dos dados
enviados ou recebidos.
49
Capítulo 6 : Resultados Experimentais
6.1 Introdução
Durante este capítulo serão apresentados os resultados obtidos através dos
experimentos em bancada do protótipo implementado (ver anexo A). E também, a avaliação
do desempenho técnicas apresentadas no capítulo 3, por meio das formas de onda, dos
dados fornecidos pelo osciloscópio de dois canais HP 54600B, e da análise espectral dos
sinais, através da ferramenta MATLAB®.
6.2 Conceitos de avaliação
Para proceder à análise e comparada da SPWM e SVPWM, serão sempre utilizados
os mesmos índices de modulação em amplitude ( ), conforme visto no capítulo 3, e
reescritos de forma conveniente em (6.2) e (6.3), possibilitando assim, a comparação da
contribuição da componente fundamental de cada técnica em relação a este índice.
SPWM:
SVPWM:
6.3 Metodologia empregada
A metodologia consiste (i) no ajuste de tensão e freqüência por meio do DFC
inverter frequency (ii) na aquisição das formas de onda em diversos pontos do protótipo
construído, (iii) aquisição dos dados digitais oriundos do osciloscópio através do PC, (iv)
análise espectral dos dados através da ferramenta MATLAB®, tal como ilustra a figura 6.1.
Protótipo Implementado
Matlab®
Osciloscópio Análise de dados
Matlab
Ajuste V/F DFC inverter frequency
Kit de desenvolvimento Figura 6.1 – Ilustração da metodologia empregada para obtenção dos resultados
50
6.4 Limitações do protótipo
Como este trabalho tem fins acadêmicos optou-se por utilizar uma freqüência de
comutação relativamente baixa se comparada a inversores comerciais, operando a 1 kHz.
Com isso, é possível observar claramente a contribuição da largura de cada pulso, já que
existem poucos pulsos dentro de um período da componente fundamental, se comparada a
freqüências de comutação mais elevadas.
Através dos experimentos conclui-se que a freqüência mínima de operação
conseguida foi de 5 Hz e a máxima, por motivos de segurança ficou fixada em 120 Hz.
Também por motivos de segurança, as proteções contra sobre-correntes ficaram ajustadas
para 5 A.
A tensão obtida no barramento CC durante os ensaios com o motor se manteve em
torno de 305 V. O tempo entre as comutações dos interruptores (tempo morto) ficou
estabelecido em 1,5 us, o que se mostrou suficiente para que não ocorressem os
cruzamentos dos interruptores de um mesmo braço.
6.5 Resultados Obtidos
Os ensaios foram realizados com aplicação de tensão e freqüência, oriundas do
protótipo, num motor de 1 cv de 6 pólos operando a vazio e numa carga resistência de 7,5
kΩ ligada em estrela.
Para que se pudesse ser comparada as duas técnicas de modulação, optou-se por
dividir as figuras abaixo em duas colunas, onde na primeira, estão representadas todas as
formas de onda referentes à modulação senoidal, e a segunda referente à modulação
vetorial respectivamente.
As figuras 6.2(a) e 6.3(a) representam os sinais adquiridos dos pinos das saídas
PWM do 56F8013 ( ), para os tipos de modulação senoidal e vetorial. Já as figuras 6.2(b)
e 6.3(b) representam os espectros de freqüências dos sinais das figuras 6.2(a) e 6.3(b) em
pu, tomando como base o sinal de 3,3 V ( ). Na Figura 6.3(b) é observada a presença da
componente de terceira harmônica, conforme discutido na seção 3.5.1 para modulação
vetorial; componente que não está presente nas tensões de linha.
51
Modulação Senoidal (SPWM) a
Modulação Vetorial (SVPWM)
A figura 6.4(a) e 6.4(b) representam o sinal e espectro de freqüência da tensão entre
fases ( ) da saida do inveror para o uso da modulação senoidal, com frequencia de 20 Hz
e m = 0.9. Já em 6.5(a) e 6.5(b) é observado a tensão entre fases ( ) e o espectro de
frequencia para operação com 20 Hz e m = 0.9 com uso da modulação vetorial.
Modulação Senoidal (SPWM) Modulação Vetorial (SVPWM)
Figura 6.2(a) – Sinal PWM obtido no pino de saída do 56F8013
para: f = 50 Hz e m = 0.8
Figura 6.3(a) – Sinal PWM obtido no pino de saída do 56F8013
para: f = 50 Hz e m = 0.8
Figura 6.2 (b) – Espectro de freqüência do sinal da figura 6.2(a)
Figura 6.3(b) – Espectro de freqüência do sinal da figura 6.3(a).
Figura 6.4(a) – Tensão entre fases para: m = 0.5, f = 20 Hz
Vertical: 100 V/div, Horizontal: 5ms/div
Figura 6.5 (a) – Tensão entre fases para: m = 0.5, f = 20 Hz
Vertical: 100 V/div, Horizontal: 5ms/div
52
As figuras 6.6 (a) e 6.6(b) representam a imagem adquirida pelo osciloscópio da
tensão ( ) e corrente de linha ( ) do estator do motor de 1 cv, para operação com 50 Hz
e m = 0.9 com o uso da SPWM. A figura 6.6(c) Ilustra o espectro de freqüência do sinal da
figura 6.6 (a) com base na tensão do barramento CC ( ). Já a figura 6.6(d) representa o
espectro de freqüência da figura 6.6 (b), tomando como base a corrente nominal do motor
( ). As figuras de 6.7(a) a 6.7(d) representam as mesmas condições das figuras 6.6(a) a
6.6(d) exceto pelo uso da SVPWM.
Modulação Senoidal (SPWM) Modulação Vetorial (SVPWM)
Figura 6.4 (b) – Espectro de freqüência do sinal da figura 6.4 (a)
Figura 6.5(b) – Espectro de freqüência do sinal da figura 6.5 (a)
Figura 6.6 (a) – Tensão de linha aplicada ao motor para: m =
0.9, f = 50 Hz. Vert: 200 V/div, Horiz: 5 ms/div
(b) – Corrente de linha no motor para a tensão da
figura 6.6 (a). Vert: 1 A/div, Horiz: 5 ms/div
Vertical: 100V/div,Horizontal: 5ms/div
(a)
(b)
(a)
(b)
Figura 6.7 (a) – Tensão de linha aplicada ao motor para: m =
0.9, f = 50 Hz. Vert: 200 V/div, Horiz:5ms/div
(b) – Corrente de linha no motor para a tensão da
figura 6.7 (a). Vert:1A/div, Horiz: 5ms/div
Vertical: 100V/div,Horizontal: 5ms/div
Figura 6.7 (c) – Espectro de freqüência da tensão da figura
6.7(a) Figura 6.6(c) – Espectro de freqüência da tensão da figura 6.6(a)
53
A figura 6.8(a) é obervada a tensão entre a fase e o neutro ( ) de uma carga
resistiva ligada em estrela para o uso da modulação senoidal. Na figura 6.8(b) representa o
espectro de freqüência da figura 6.8(a), tomando como base a tensão do barramento CC,
para m = 0.9 e f = 50 Hz. Já 6.9(a) e (b) repesentam as mesmas situações das figuras 6.8(a) e
6.8(b), exceto pelo uso da modulação vetorial.
Modulação Senoidal (SPWM) Modulação Vetorial (SVPWM)
Figura 6.6 (d) – Espectro de freqüência da corrente da figura
6.6(b).
Figura 6.7 (d) – Espectro de freqüência da corrente da figura
6.7(b).
Figura 6.9(a) – Tensão entre fase e neutro de uma carga ligada
em estrela para:m = 0.9, f = 50 Hz.
Vert: 100 V/div, Horiz: 5 ms/div
Figura 6.8 (a) – Tensão entre fase e neutro de uma carga ligada
em estrela para: m = 0.9, f = 50 Hz.
Vert: 100 V/div, Horiz: 5 ms/div
Figura 6.8 (b) – Espectro de freqüência do sinal da figura 6.8(a).
Figura 6.9 (b) – Espectro de freqüência do sinal da figura 6.9(a).
54
Os ensaios que dão origem ao gráfico da figura 6.10 foram realizados variando o
índice de modulação de 0 a 1 (região linear) de ambas as técnicas, SPWM e SVPWM. Ao
mesmo tempo, foi realizada a análise do espectro de freqüência, cuja finalidade foi obter o
valor eficaz da tensão de linha. Neste gráfico pode ser observado claramente o ganho de
tensão de linha propiciada pelo uso da SVPWM para qualquer ponto da região
linear, comprovando o comentado durante o capítulo 3. Pode também ser notado, o
aproveitamento máximo da modulação senoidal para região linear (m=1) em relação ao
barramento cc, em torno de 60%, concordando com o ilustrado na figura 3.7, apesar das não
linearidades inerentes da aplicação real, tais como a inclusão de tempo morto.
Figura 6.10 – Variação da amplitude da tensão de linha em relação ao índice de modulação para as técnicas de modulação senoidal e vetorial
55
Capítulo 7 : Conclusões e Sugestões para Trabalhos Futuros
A topologia de um inversor de freqüência mostra que é possível transformar um
sinal contínuo em um sinal alternado, mesmo que não senoidal. Esta conversão baseada no
controle, adequação de freqüência e nível da tensão de saída, leva a excelentes resultados,
desde que sejam utilizadas técnicas especificas de modulação, levando o inversor de
freqüência a um status importante dentro da família dos conversores de energia.
Este trabalho propôs a implementação prática e didática de um inversor de
freqüência operando a 1 kHz, a partir das técnicas de modulação mais difundidas da
atualidade, e também a criação de uma interface gráfica para o PC com a finalidade de
realizar o controle escalar de velocidade do motor de indução, por meio do ajuste manual e
automático da tensão e freqüência aplicadas a este. Tudo isso por meio de uma interface
digital com o uso DSC 56F8013.
Através do estudo detalhado das técnicas de modulação senoidal e vetorial,
apresentadas durante o capítulo 3, este trabalho deu sua contribuição para implementação
digital destas, mostrando que elas podem ser executadas em tempo real e com relativa
simplicidade, desde que sejam executadas por um dispositivo microprocessado dedicado ao
acionamento de maquinas elétricas, tal como o 56F8013.
Durante o capítulo 4 foram apresentados os recursos de hardware necessários para
implementação física do inversor de freqüência proposto, como o uso do kit didático para
geração dos pulsos PWM, circuitos optoacopladores, circuitos de drivers, circuito de
proteção, e por fim, o estágio de potência.
Por meio dos espectros de freqüência apresentados no decorrer do capítulo 6,
oriundos dos testes em bancada, pôde ser visualizado que além de menor conteúdo
harmônico, a modulação vetorial propicia um melhor aproveitamento do barramento de
tensão contínua, se comparada à modulação senoidal, através do ganho da amplitude da
componente fundamental da tensão de linha. Devido a estas vantagens, a modulação
vetorial é alvo de inúmeros estudos na atualidade, cuja finalidade é a busca de um algoritmo
cada vez mais rápido, que possibilite a diminuição do período de amostragem e
conseqüentemente, a elevação da freqüência de comutação.
56
Embora a modulação senoidal tenha um menor aproveitamento, frente à
modulação vetorial, ela ainda tem grande aceitação e aplicação, devido sua simplicidade de
implementação, e por isso foi também objeto de estudo no decorrer deste trabalho.
Como sugestões para trabalhos futuros, pode-se citar o desenvolvimento de um
sistema em malha fechada para ambas as técnicas de modulação apresentadas. Para o caso
da modulação vetorial, será exigido um estudo mais aprofundado, haja vista que o controle
em malha fechada desse tipo não é abordado em nível de graduação. Pode-se também,
propor o aumento da freqüência de comutação, assim como aprimorar o circuito elétrico
desenvolvido, melhorando assim, a sua eficiência e o custo final do projeto.
Por fim, cabe citar algo acerca do imenso conhecimento absorvido no decorrer do
curso de graduação em Engenharia Elétrica, conhecimento esse que provou ter inestimável
importância durante a execução desse trabalho, e que sem dúvida alguma terá grande
relevância, tanto no segmento da vida acadêmica, quanto na vida profissional.
57
Capítulo 8 : Referências Bibliográficas
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Campinas - Faculdade de Engenharia Elétrica e de Computação. Campinas. 2002.
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(Mestrado em Engenharia Elétrica) – Faculdade de Engenharia Elétrica e de
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Engenharia Electrotécnica e de Computadores, Faculdade de Engenharia da
Universidade do Porto, Portugual 2005.
60
Capítulo 9 : Anexos
Anexo A – Imagem do protótipo implementado
Protótipo em bancada
1
2
3
4
5
6
7
8
1: Kit de desenvolvimento 2: Optoacopladores 3: Circuito de drivers 4: Saída trifásica 5: Dissipadores da ponte IGBT 6: Sensor de temperatura 7: Ajuste sobre-corrente 8: Alimentação rede elétrica
61
Anexo B
Codigo fonte (56F8013 codewarrior)
O código abaixo é parte do software desenvolvido para o
56F8013, estando presente apenas suas rotinas principais.
//******************** Declaração das variáveis *********************// unsigned int p = 20,p_novo = 20,dado_final,tempo_aceleracao,tensao_inicial, tensao_final,freq_inicial,freq_final,habilit_linear = 0,habilit_exponencial = 0, habilit_logaritmo = 0,habilit_relacao_fixa = 0,freq_atual ,ADC_buffer[1],byte_mais_sig, byte_LSB,byte_MSB,Vcc = 311,envia_curto_circuito = 0,vetorial = 0,senoidal = 1,fs = 3200, habilit_freq = 0 , habilit_tensao =0,habilit_byte1 = 0, habilit_byte2 = 0,habilit_dado_num = 0,habilit_tempo_aceleracao = 0,habilit_modo_partida = 0,habilit_tensao_inic = 0,habilit_tensao_final =0,habilit_freq_inic = 0,habilit_freq_final = 0,envia_caracter =1,cont_timer = 0,cont_ADC = 0,habilit_ADC = 0,timer_status = 0,envia_freq = 0,setor; int x1,x2,y1,y2,f_amostra = 0,i = 1,graus,k = 0,fim_transmissao = 0, rotacao_A = 1,rotacao_B = 0,flag_rotacao = 1; float freq,calc_seno,larg_pulso,razao_ciclica,ma = 0.5,mod_timer,beta,C, alfa,B,amplitude; void main(void) PE_low_level_init(); // Inicializações TI1_Disable();// desativa o timer responsável // pelo calculo das larguras de pulsos PESL(GPIO_A, GPIO_SETAS_PERIPHERAL, BIT_0 | BIT_1 | BIT_2 | BIT_3 | BIT_4 | BIT_5); /*Utiliza a freqüência do barramento (32Mz) PESL(PWM, PWM_SET_PRESCALER,PWM_PRESCALER_DIV_1); /*Modulo de contagem do PWM (determina a freqüência de chaveamento) Modulo -> 32MHz * 0.001s / 2 = 16000 */ PESL(PWM, PWM_SET_MODULO, 16000); /* Inclusão do tempo morto. Este valor corresponde a 1.5us (tempo morto medido nas saídas dos optoacopladores*/ PESL(PWM, PWM_SET_DEADTIME0, 600); PESL(PWM, PWM_SET_DEADTIME1, 600); /* Disable all faults */ PESL(PWM, PWM_WRITE_DISABLE_MAPPING_REG1, 0); PESL(PWM, PWM_WRITE_DISABLE_MAPPING_REG2, 0); /* Start PWM count */ PESL(PWM, PWM_DEVICE, PWM_ENABLE); PESL(PWM, PWM_HARDWARE_ACCELERATION, PWM_ENABLE); /* Carrega os registradores a cada período */ PESL(PWM, PWM_SET_RELOAD_FREQUENCY, PWM_RELOAD_OPPORTUNITY_1); // habilita alinhamento ao centro PESL(PWM, PWM_SET_ALIGNMENT,PWM_ALIGN_CENTER); PESL( PWM, PWM_HALF_CYCLE_RELOAD, PWM_DISABLE ); //PESL( PWM, PWM_OUTPUT_SOFTWARE_CONTROL, 0 ); /* Configura para os braço do inversor para operarem em modo complementar PESL( PWM, PWM_SET_COMPLEMENTARY_MODE, PWM_CHANNEL_01 ); PESL( PWM, PWM_SET_COMPLEMENTARY_MODE, PWM_CHANNEL_23 ); PESL( PWM, PWM_SET_COMPLEMENTARY_MODE, PWM_CHANNEL_45 ); PESL( PWM, PWM_SET_NEG_BOTTOM_SIDE_POLARITY, PWM_CHANNEL_01); PESL( PWM, PWM_SET_NEG_BOTTOM_SIDE_POLARITY, PWM_CHANNEL_23); PESL( PWM, PWM_SET_NEG_BOTTOM_SIDE_POLARITY, PWM_CHANNEL_45); setReg16(PWM_PMCFG, 0x00); PESL(PWM, PWM_LOAD_OK, NULL); /* Desabilita as saidas pwm */ PESL(PWM, PWM_OUTPUT_PAD, PWM_DISABLE); TI1_Enable(); Timer_modo_partida_Disable(); AD1_Disable();// desativado temporiarmente for(sempre) //fim main void TI1_OnInterrupt(void) /* Este Timer é interrupido a cada 1 ms, ele guarda a informação da freqüência de chaveamento (1 KHz). A cada interrupção é realizada à amostra do seno, e calculada a largura dos pulsos para as três fases. Por questões de tamanho de arquivo, a tabela contendo os valores dos graus do seno foi suprimida. Esta basicamente consiste no valor do seno para todos os graus e multiplicada por 10000, assim é possível trabalhar com números inteiros*/ graus = 360*k/p // ( a variavel graus é incrementada de acordo com o número de amostras// if(vetorial) //******* Determinação do setor *********// if(graus <= 60) setor = 1; if((graus>60)&&(graus <=120)) setor = 2; graus = graus-60; if((graus > 120)&&(graus <= 180) setor = 3;
graus = graus-120; if((graus > 180)&&(graus <= 240)) setor = 4; graus = graus – 180; if((graus > 240)&&(graus <= 300)) setor = 5; graus = graus - 240; if((graus > 300)&&(graus <= 360)) setor = 6; graus = graus - 300; //******** Cálculo dos tempos **********// ta = (amplitude*tab_seno[60-graus]/10000)*16000; tb = (amplitude*tab_seno[graus]/10000)*16000; to = (16000-ta-tb)/2 //********* Escolha do padrão de chaveamento conforme o setor *********// if(rotacao_A)// sentido de rotação normal switch (setor) case 1: setReg16(PWM_PWMVAL0,(to));// registrador referente a chave superior da fase A setReg16(PWM_PWMVAL2,(ta+to));//registrador referente a chave superior da fase B setReg16(PWM_PWMVAL4,(ta+tb+to));//registrador referente a chave C
case 2:
setReg16(PWM_PWMVAL0,(tb+to)); setReg16(PWM_PWMVAL2,(to)); setReg16(PWM_PWMVAL4,(ta+tb+to)); case 3: setReg16(PWM_PWMVAL0,(ta+tb+to)); setReg16(PWM_PWMVAL2,(to)); setReg16(PWM_PWMVAL4,(ta+to)); case 4: setReg16(PWM_PWMVAL0,(ta+tb+to));
setReg16(PWM_PWMVAL2,(tb+to)); setReg16(PWM_PWMVAL4,(to));
case 5: setReg16(PWM_PWMVAL0,(ta+to));
setReg16(PWM_PWMVAL0,(ta+to)); setReg16(PWM_PWMVAL4,(to));
case 6: setReg16(PWM_PWMVAL0,(to)); setReg16(PWM_PWMVAL2,(ta+tb+to)); setReg16(PWM_PWMVAL4,(tb+to // fim switch(setor)
// fim if(rotacao_A) if(rotacao_B)// inverte o sentido de rotação trocando a fase A pela B switch (setor) case 1: setReg16(PWM_PWMVAL2,(to)); setReg16(PWM_PWMVAL0,(ta+to)); setReg16(PWM_PWMVAL4,(ta+tb+to)); case 2: setReg16(PWM_PWMVAL2,(tb+to)); setReg16(PWM_PWMVAL0,(to)); setReg16(PWM_PWMVAL4,(ta+tb+to)); case 3: setReg16(PWM_PWMVAL2,(ta+tb+to)); setReg16(PWM_PWMVAL0,(to)); setReg16(PWM_PWMVAL4,(ta+to)); case 4: setReg16(PWM_PWMVAL2,(ta+tb+to)); setReg16(PWM_PWMVAL0,(tb+to)); setReg16(PWM_PWMVAL4,(to)); case 5: setReg16(PWM_PWMVAL2,(ta+to)); setReg16(PWM_PWMVAL0,(ta+tb+to)); setReg16(PWM_PWMVAL4,(to)); case 6: setReg16(PWM_PWMVAL2,(to)); setReg16(PWM_PWMVAL0,(ta+tb+to)); setReg16(PWM_PWMVAL4,(tb+to)); // fim switch(setor) // fim if(rotacao_B)
// fim if(vetorial) if(senoidal)
calc_seno = (tab_seno[graus]); calc_seno = calc_seno/10000; /* Calculo da largura de pulso ** larg_pulso = 0.5*N*(ma*calc_seno + 1), onde "ma" é o fator de modulação em amplitude e "N" é modulo do contador que no caso de 1kHz é 1600
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modulo = 32MHz * 0.001s / 2 = 16000 larg_pulso = 0.5*1600*(ma*calc_seno + 1)
larg_pulso = 8000*(ma*calc_seno + 1) */ //************** Fase A **********************/ larg_pulso = 8000*(ma*calc_seno +1); setReg16(PWM_PWMVAL0,larg_pulso);
if(rotacao_A) setReg16(PWM_PWMVAL0,larg_pulso);// não ha troca de fase, condição normal de rotação
if(rotacao_B) setReg16(PWM_PWMVAL2,larg_pulso);// troca a fase A pela B
//************** Fase B ***********************/ graus = graus - 120; if(graus < 0)
graus = 360+graus;
calc_seno = (tab_seno[graus]);
calc_seno = calc_seno/10000; larg_pulso = 8000*(ma*calc_seno +1); if(rotacao_A)
setReg16(PWM_PWMVAL2,larg_pulso);// não ha troca de fase if(rotacao_B)
setReg16(PWM_PWMVAL0,larg_pulso);// troca a fase B pela A //************** Fase C **********************/ graus = graus - 120; if(graus < 0) graus = 360 + graus;
calc_seno = (tab_seno[graus]); calc_seno = calc_seno/10000; larg_pulso = 8000*(ma*calc_seno +1); setReg16(PWM_PWMVAL4,larg_pulso); //*********************************************/ /* Atualiza os registradores PWM para o próximo ciclo setRegBit(PWM_PMCTL,LDOK); if(k >= p)// caso tenha chegado na ultima amostra…. k=0;// retorna a 1° amostra p = p_novo;
k = k+1; // contador das amostras
void AS1_OnRxChar(void)// função recepção serial /* Esta função foi configurada no Codewarrior com uma taxa de transferência de 57600 bits/seg. AS1_RecvChar(&caracter[0]);// recebe o dado findo do PC if(habilit_dado_num == 1)// caso seja dado numérico... if(habilit_byte1 == 1) byte_LSB = caracter[0]&0xFFFF; habilit_byte1 = 0; habilit_byte2 = 1; else if(habilit_byte2 == 1) byte_MSB = caracter[0]&0xFF; dado_final = ((byte_MSB<<8)|(byte_LSB))&0xFFFF; if(habilit_freq == 1) p_novo = fs/dado_final; //k = 0; habilit_freq = 0;// desabilita a entrada de frequencia, já que esta já foi computada habilit_dado_num = 0; if(habilit_tensao == 1) if(vetorial) amplitude = (float)dado_final/10000;// atualiza o fator de modulção em amplitude else// caso seja modulação senoidal ma = (float)dado_final/Vcc; habilit_tensao =0; habilit_dado_num = 0; if(habilit_modo_partida == 1) if(habilit_tempo_aceleracao == 1)// caso esteja habilitado a entrada do tempo de aceleracao... tempo_aceleracao = dado_final;// pega o valor para o tempo de aceleracao
habilit_tempo_aceleracao = 0;//desabilita a entrada de tempo de aceleração,já que este já foi computado habilit_byte1 = 1;// habilita a entrada e um novo byte que será para tensão inicial habilit_tensao_inic = 1;//habilita a entrada da tensão inicial else if(habilit_tensao_inic == 1)// caso esteja habilitado a entrada da tensão inicial... tensao_inicial = dado_final;// pega o valor para a tensão final habilit_tensao_inic = 0;// desabilita a entrada da tensão inicia, já que está computada habilit_byte1 = 1;// habilita a entrada e um novo byte que será para tensão final habilit_tensao_final = 1;// o proximo byte que chegar será para tensão final else if(habilit_tensao_final == 1)// caso esteja habilitado para tensão final... tensao_final = dado_final;// pega o valor da tensão final habilit_tensao_final = 0;// desabilita a entrada da tensão final,pois o mesmo já foi armazenado habilit_byte1 = 1;// habilita para o proximo byte que será frequencia inicial habilit_freq_inic = 1;// habilita a entrada da frequencia inicial else if(habilit_freq_inic == 1)// caso esteja habilitado para frequencia inicial... freq_inicial = dado_final;// pega o valor da frequencia inicial habilit_freq_inic = 0; //desabilita a entrada da freq. inicial, pois a mesma já foi computada habilit_byte1 = 1;// habilita o proximo byte que será a frequencia final habilit_freq_final = 1; else if(habilit_freq_final == 1) freq_final = dado_final;// pega o valor da frequencia final habilit_freq_final = 0; //desabilita a entrada da frequenci final, pois a mesma já foi computada ///habilit_byte1 = 1; NÃO É NECESSÁRIO, POIS ESTE É O ULTIMO DADO.!!!! habilit_dado_num = 0; //*************************************************** //* depois de pegos os valos necessários para o modo * //* de partida, começa o cálculo do modulo de tempo * //* e das equações tipo linear, exponencial, logarítima/ //**************************************************** //* calculo do modulo de tempo */ mod_timer = (float)tempo_aceleracao/((float)freq_final - (float)freq_inicial); mod_timer = (mod_timer/10)*1000; Timer_modo_partida_SetPeriodMS((word)mod_timer);// seta o modulo do timer freq_atual =freq_inicial; //**** Modo Linear *****// if(habilit_linear == 1)// caso o modo de partida seja o linear... Timer_modo_partida_Enable(); //**** Modo exponencial if(habilit_exponencial == 1) //*** Calculo das constante para o modo exponecial y1 = tensao_inicial; y2 = tensao_final; x1 = (float)freq_inicial; x2 = (float)freq_final; beta = (log(y2) - log(y1))/(x2 -x1); B = log(y1)-x1*(log(y2)- log(y1))/(x2 - x1) ; alfa = exp(B); Timer_modo_partida_Enable();// habilita o timer para iniciar a partida //***** Modo logaritmo *****// if(habilit_logaritmo == 1) y1 = tensao_inicial; y2 = tensao_final; x1 = (float)freq_inicial; x2 = (float)freq_final; alfa = (y2 - y1)/(log(x2) - log(x1)); C = -log(x1)*(y2 - y1)/(log(x2) - log(x1)) + y1 ; Timer_modo_partida_Enable();// habilita o timer para iniciar a partida //******* Modo relação fixa *******// if(habilit_relacao_fixa == 1) Timer_modo_partida_Enable(); // fim else if(habilit_freq_final == 1) PESL(PWM, PWM_OUTPUT_PAD, PWM_ENABLE);// liga o pwm if(caracter[0] == 'F') if(habilit_dado_num == 0) habilit_freq = 1; habilit_byte1 = 1; habilit_dado_num = 1;//habilita a entrada do dado numérico
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if(caracter[0] == 'V') if(habilit_dado_num == 0) habilit_tensao = 1;// habilita a entrada de tensão habilit_byte1 = 1; habilit_dado_num = 1;//habilita a entrada do dado numérico if(caracter[0] == 'v')// 'v' é referente ao protocolo para modulação vetorial if(habilit_dado_num == 0)// garantia que não entrará dado numérico senoidal = 0; vetorial = 1; // habilita a modulação vetorial if(caracter[0] == 's')// 's' é referente ao protocolo para modulação senoidal if(habilit_dado_num == 0)// garantia que não entrará dado numérico vetorial = 0; senoidal = 1; // habilita a modulação senoidal if(caracter[0] == 'A') if(habilit_dado_num == 0)// garantia que não entrará dado numérico rotacao_A = 1;//sentido de rotação A rotacao_B = 0; if(caracter[0] == 'B') if(habilit_dado_num == 0)// garantia que não entrará dado numérico rotacao_B = 1;//sentido de rotação B rotacao_A = 0; if(caracter[0] == 'D')// desliga o pwm PESL(PWM, PWM_OUTPUT_PAD, PWM_DISABLE); //************** Modos de partida *************************** if(caracter[0] == 'L')// referente ao modo de partida linear if(habilit_dado_num == 0) habilit_linear = 1; habilit_byte1 = 1;// habilita a entrada do LSB habilit_tempo_aceleracao = 1;// habilita a entrada do tempo de aceleração habilit_modo_partida = 1; habilit_dado_num = 1 if(caracter[0] == 'E')// referente ao modo de partida expoencial if(habilit_dado_num == 0) habilit_exponencial = 1; habilit_byte1 =1; habilit_tempo_aceleracao =1; habilit_modo_partida =1; habilit_dado_num = 1; if(caracter[0] == 'G')//referente ao modo de partida logaritma if(habilit_dado_num == 0) habilit_logaritmo =1; habilit_byte1 =1; habilit_tempo_aceleracao =1; habilit_modo_partida =1; habilit_dado_num = 1; if(caracter[0] == 'R')// referente ao modo de partida com relação fixa if(habilit_dado_num == 0) habilit_relacao_fixa = 1; habilit_byte1 = 1; habilit_tempo_aceleracao = 1; habilit_modo_partida = 1; habilit_dado_num = 1; void Timer_modo_partida_OnInterrupt(void)// função para os modos de partida static int i; float tensao_atual; word freq_envia; if(cont_timer == 10) cont_timer = 0; //********* Calculo do fator de modulação em frequencia "p" **********// p_novo = fs/freq_atual; // onde 1000 é a frequencia de chaveamento envia_freq = 1; if( habilit_linear == 1) tensao_atual = ((tensao_final - tensao_inicial)*(float)(freq_atual - freq_inicial))/(float)(freq_final - freq_inicial) + tensao_inicial;
TI2_Enable();// habilita o timer para envio da frequencia if(freq_atual >= freq_final) Timer_modo_partida_Disable(); habilit_linear = 0;//encerra a partida pelo método linear habilit_modo_partida = 0;//desabilita o modo de partida envia_ADC = 1; envia_freq = 0; habilit_dado_num = 0;// (caso não tenha essa linha, apos terminar o modo de partida não é possivel ajustar a frequencia pela serial) freq_atual++; if( habilit_exponencial == 1)// caso tenha sido uma escolha pelo método exponencial... tensao_atual = (float)alfa*exp(beta*freq_atual);// equação exponencial //ma = tensao_atual/220; //** Envio da frequencia **// TI2_Enable();// habilita o timer para envio da frequencia if(freq_atual >= freq_final) Timer_modo_partida_Disable(); habilit_exponencial = 0;//encerra a partida pelo método exponencial habilit_modo_partida = 0;//desabilita o modo de partida envia_ADC = 1; envia_freq = 0; habilit_dado_num = 0;// (caso não tenha essa linha, apos terminar o modo de partida não é possivel ajustar a frequencia pela serial) freq_atual++; if(habilit_logaritmo == 1) tensao_atual = alfa*log((float)freq_atual) + C;// equação logaritma if(freq_atual >= freq_final) Timer_modo_partida_Disable(); habilit_logaritmo = 0;//encerra a partida pelo método exponencial habilit_modo_partida = 0;//desabilita o modo de partida envia_ADC = 1; envia_freq = 0; habilit_dado_num = 0;// (caso não tenha essa linha, apos terminar o modo de partida não é possivel ajustar a frequencia pela serial) freq_atual++; if(habilit_relacao_fixa == 1) tensao_atual = tensao_inicial; TI2_Enable();// habilita o timer para envio da freqüência if(freq_atual >= freq_final) Timer_modo_partida_Disable(); habilit_relacao_fixa = 0;//encerra a partida pelo método exponencial habilit_modo_partida = 0;//desabilita o modo de partida envia_ADC = 1; envia_freq = 0; habilit_dado_num = 0;// (caso não tenha essa linha, apos terminar o modo de partida não é possivel ajustar a frequencia pela serial) freq_atual++; if(senoidal) ma = (tensao_atual*1.414214)/Vcc; else // caso seja vetorial... //amplitude=sqrt(3)*tensao_atual*sqrt(2)/(2*Vcc)= 1.2247*tensao_atual/vcc amplitude = 1.2247*tensao_atual/(Vcc); // fim if(cont_timer == 10) cont_timer++;// incrementa a contagem do timer até chega 10, pois o modulo do timer está dividido por 10
