FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH …tyristorový usměrňovač připojený přímo na rozvodnou síť 230 V. V případě proražení tohoto prvku se na budící cívce objevilo

VYSOKÉ UČENÍ TECHNICKÉ V BRNĚ FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A KOMUNIKAČNÍCH TECHNOLOGIÍ

Ústav radioelektroniky

Řídící jednotka vířivého dynamometru

diplomová práce Obor: Elektronika a sdělovací technika Jméno diplomanta: Tomáš SUTORÝ Vedoucí diplomové práce: Dr. Ing. Zdeněk Kolka

Řídící jednotka vířivého dynamometru 3

Brno University of Technology

Faculty of Electrical Engineering and Communication Department of Radio Electronics

Control unit for eddy-current dynamometer

Diploma Thesis

Specialization of study: Electronics & Communication Author: Tomáš Sutorý Supervisor: Dr. Ing. Zdeněk Kolka

ABSTRACT

This diploma thesis describes a control unit for an eddy-current dynamometer brake which supersedes the original analog system. The equipment serves for measuring of parameters of combustion engines such as the torque and load distribution in dependence on the engine speed. The control unit includes a 16-bit microcontroller which realizes the regulating loop with the other peripheral devices. The operator communicates with the system by means of a PC through an optically-isolated USB interface. On a PC there is running a special operating program. Alternatively, it is possible to operate the dynamometer manually by means of the operating panel on the case of the control unit. The firmware provides measuring in the constant speed and torque mode. The constants of the PID regulators and other parameters and settings are saved in EEPROM memory and it is possible to change them. The switching power supply drives the magnetizing coil and realizes the actuator of the speed regulator. It is the two-transistor bridge forward converter working in the current mode. The size of the current is set up by the microcontroller. For the regulation of the constant torque, the control unit is equipped with output to the servomotor throttle-valve of the measured engine. This document contains a description of the equipment, its design and realization, technical documentation and photo-documentation. On the enclosed CD-ROM there are source files for the microcontroller and the operating program for a PC.


OBSAH 1 ÚVOD............................................................................................................................................................ 5

2 CELKOVÁ KONCEPCE NÁVRHU ............................................................................................................ 6 2.1 Analýza zadání ..................................................................................................................................... 6 2.2 Zvolené řešení ...................................................................................................................................... 7

2.2.1 Princip regulace dynamometru ........................................................................................................ 8 2.2.2 Blokové schéma regulačního obvodu.............................................................................................. 9 2.2.3 Návrh regulátoru............................................................................................................................ 11

3 HARDWARE ŘÍDÍCÍ JEDNOTKY ........................................................................................................... 14 3.1 Spínaný zdroj...................................................................................................................................... 14

3.1.1 Rozbor bloku spínaného zdroje ..................................................................................................... 14 3.1.1.1 Volba druhu buzení cívky dynamometru(typ měniče) ......................................................... 14 3.1.1.2 Princip činnosti měniče ........................................................................................................ 14 3.1.1.3 Popis funkce zapojení .......................................................................................................... 16

3.1.2 Návrh bloku spínaného zdroje ....................................................................................................... 17 3.1.2.1 Vstupní odrušovací obvod.................................................................................................... 17 3.1.2.2 Návrh síťového usměrňovače a filtračního kondenzátoru.................................................... 17 3.1.2.3 Návrh výstupního LC-filtru.................................................................................................. 20 3.1.2.4 Návrh výkonového impulzního transformátoru ................................................................... 24 3.1.2.5 Návrh budícího transformátoru ............................................................................................ 26 3.1.2.6 Návrh snímače proudu ......................................................................................................... 27 3.1.2.7 Dimenzování polovodičů ..................................................................................................... 27 3.1.2.8 Dimenzování chladičů.......................................................................................................... 28 3.1.2.9 Návrh časovacího obvodu.................................................................................................... 28 3.1.2.10 Návrh tlumících členů .......................................................................................................... 28 3.1.2.11 Návrh regulační smyčky zdroje ........................................................................................... 30

3.1.3 Oživení zdroje ............................................................................................................................... 32 3.2 Mikroprocesorová část ....................................................................................................................... 33

3.2.1 Obecný popis zapojení................................................................................................................... 33 3.2.2 Výpočet stabilizátoru pro PWM .................................................................................................... 36 3.2.3 Měření provozních veličin............................................................................................................. 37

3.2.3.1 Měření točivého momentu ................................................................................................... 37 3.2.3.2 Měření napětí a proudu budící cívky.................................................................................... 38 3.2.3.3 Měření otáček....................................................................................................................... 39

3.2.4 Komunikační modul ...................................................................................................................... 44 3.2.4.1 Popis schématu..................................................................................................................... 44 3.2.4.2 Instalace softwarových ovladačů obvodu FT8U232AM...................................................... 46 3.2.4.3 Komunikační protokol ......................................................................................................... 46

3.2.5 Komunikace s modulem škrtící klapky ......................................................................................... 48 4 SOFTWAROVÉ VYBAVENÍ ŘÍDÍCÍ JEDNOTKY.................................................................................. 49

4.1 Vývojové prostředí ............................................................................................................................. 49 4.2 Program řídící jednotky...................................................................................................................... 51 4.3 Ovládací program pro PC................................................................................................................... 52

4.3.1 Kalibrace........................................................................................................................................ 52 4.3.1.1 Kalibrace PWM kanálů ........................................................................................................ 52 4.3.1.2 Kalibrace A/D převodníků ................................................................................................... 53 4.3.1.3 Kalibrace servomechanizmu škrtící klapky ......................................................................... 54 4.3.1.4 Kalibrace měření otáček....................................................................................................... 54

5 ZÁVĚR........................................................................................................................................................ 55

SEZNAM LITERATURY..................................................................................................................................... 56 PŘÍLOHY


1 ÚVOD

Pro měření momentové a výkonové charakteristiky spalovacích motorů se používají dynamometry. Základní dělení je na dynamometry motorové a válcové. Motorové se připojují přímo k měřenému motoru a je nutná jeho demontáž a instalace pro měření. Válcové pak umožňují měření pouhým najetím hnací nápravou vozidla na soustavu válců. Podle zařízení generujícím brzdný moment jsou dynamometry vodní, vířivé, se stejnosměrnými nebo asynchronními elektromotory. První dva výše zmíněné mohou pracovat pouze v ve dvou brzdných kvadrantech roviny n-M, zbylé pak v celé této rovině.

Aby tyto zařízení mohla správně fungovat potřebují ke své činnosti regulátor. Ten pak pomocí ovládání velikosti akční veličiny zajišťuje regulaci na konstantní otáčky nebo konstantní točivý moment.

Rekonstruovaný dynamometr byl vyroben v padesátých letech ve Výzkumném a vývojovém ústavu elektrických strojů točivých Brno. Jeho parametry uvedené v [ 1 ] jsou následující: jmenovitý výkon 111kW (150k), maximální otáčky 6000 min-1, jmenovitý proud budící cívky 2A a jmenovitý průtok chladící vody 0,5 l/s.

Dynamometr se skládá z několika částí. Siloměru, měřiče otáček, vířivé brzdy a příslušenství. Brzdící účinek zajišťuje brzda dynamometru, která je pomocí mechanické spojky spojena s hřídelí testovaného spalovacího motoru. Sama je však v ose hřídele otočně uložena. Kroutící moment vznikající při brždění motoru je snímán siloměrem. Výše zmíněná brzda je tvořena statorovým vynutím protékaným stejnosměrným budícím proudem a rotorem z litiny, v kterém se v důsledku otáčení v magnetickém poli indukují vířivé proudy. Interakce těchto proudů a magnetického pole cívky vytváří brzdící moment, který zatěžuje testovaný motor a zároveň je měřen pomocí siloměru, zde představovaným mechanickou váhou. Nezbytnou součástí je měřič otáček realizovaný šestipólovým střídavým tachogenerátorem jehož výstupní napětí je pro další použití usměrněno a vyfiltrováno pomocí vyhlazovacího kondenzátoru. K dalším zařízením patří systém chlazení a mazání vířivé brzdy. Analogový regulátor zajišťuje regulaci na konstantní otáčky a konstantní moment. Akčním členem pro řízení velikosti budicího proudu je fázově řízený tyristor v zapojení jednocestného usměrňovače napájeného síťovým napětím.

Obsahem mojí práce byl návrh řídící jednoty pro výše zmíněný dynamometr. Řídící jednotka zajišťuje veškeré ovládání a regulaci připojeného soustrojí prostřednictvím pokynů z nadřazeného počítače obsluhy typu PC. Tento dokument popisuje náhradu původního analogového systému systémem digitálním, který obohacuje původní zařízení o zcela jiný rozměr možností ovládání.


2 CELKOVÁ KONCEPCE NÁVRHU

2.1 ANALÝZA ZADÁNÍ

Navržená jednotka má plnit několik úkolů. Prvořadým úkolem je zajistit regulaci a

stabilitu celého dynamometru nezávisle na vnějších poruchových stavech, např. problémy při komunikace s nadřazeným počítačem. Znamená to, že jednotka musí pracovat samostatně na základě parametrů nastavených z počítače obsluhy nebo přímím ručním ovládáním. Druhým úkolem je zajistit měření různých veličin a zprostředkovat jejich hodnoty pro počítač obsluhy. Tam proběhne jejich grafické zpracování a vyhodnocení. Třetím úkolem je detekovat a vyhodnotit poruchové stavy, které se mohou vyskytnout od samotného dynamometru, měřeného motoru, počítače obsluhy, ale i samotné řídící jednotky. Vzhledem k množství činností, které má jednotka vykonávat je použití některého z jednočipových počítačů nutností. Změnou řídícího programu nebo jen údajů v paměti lze jednotku velice univerzálně přizpůsobit konkrétním požadavkům.

Požadavek oddělení budící cívky od rozvodné sítě předurčuje použití typu spínaného zdroje s impulsním transformátorem. V případě poruchy též nesmí dojít k přivedení plného proudu do budící cívky. V původním regulátoru je použit jako budič cívky jednocestný tyristorový usměrňovač připojený přímo na rozvodnou síť 230 V. V případě proražení tohoto prvku se na budící cívce objevilo plné napájecí napětí sítě a došlo k vytvoření nadměrného brzdícího momentu, v jeho důsledku pak k mechanickému zničení spojky mezi brzdou a motorem. Tomuto stavu zabrání použití impulsního transformátoru. Při případném proražení budícího tranzistoru impulsního transformátoru se tento přesytí a energie se na sekundární stranu nepřenese.

Řídící jednotka pomocí relé ovládá zařízení dynamometru a měřeného motoru. Jde především o elektromagneticky ovládané ventily chlazení a mazání brzdy a spínání zapalovací soustavy spalovacího motoru. Snímání analogových veličin je realizováno pomocí A/D převodníku. Analogové signály ze siloměru a z prvků přímého ručního nastavení jsou vytvořeny z mechanických veličin pomocí potenciometrů. Další analogové signály jsou odvozeny od proudu a napětí na budící cívce pomocí proudového a napěťového snímače. Otáčky soustrojí jsou snímány pomocí měření periody signálu z tachometrického generátoru. Zmíněný generátor je sice navržen na měření otáček pomocí velikosti výstupního napětí na nich závislého, je však vzhledem k přesnosti a jednoduchosti zapojení výhodnější použít měření periody napětí za okrajovačem signálu, který upravuje signál na do podoby zpracovatelné pomocí mikropočítače. Další výhoda je v ušetření analogového vstupu A/D převodníku.

Aby bylo možné automatizovat a rozšířit ovládání dynamometru je řídící jednotka propojena s počítačem obsluhy typu PC. Spojení je provedeno pomocí rozhraní USB, které umožňuje komunikovat vyšší přenosovou rychlostí než rozhraní RS-232C v PC. Vzhledem k možnosti rušení a uzavírání se zemních smyček je počítač obsluhy a řídící jednotka galvanicky oddělena pomocí optočlenů. Toto oddělení a převod rozhraní USB na sériový kanál, zpracovatelný pomocí mikropočítače, je provedeno v univerzálně navrženém komunikačním modulu se speciálním integrovaným obvodem.


Část regulační smyčky je zpracována pomocí jednočipového počítače číslicově. Jednotka vypočítá jak velkým proudem se musí budit cívka dynamometru, aby otáčky měly požadovanou velikost. Tuto hodnou se pak snaží nastavit do budící cívky. V dalším časovém okamžiku výpočet opakuje s novými hodnotami a výsledek se opět snaží nastavit do budící cívky. Výhodou číslicového zpracování je snadná změna typu regulace a frekvenční charakteristiky regulační smyčky. Změna se realizuje jednoduchou změnou konstant pro výpočet nebo změnou použitých vztahů pro výpočet. Při ladění systému lze této vlastnosti velice dobře využít.

2.2 ZVOLENÉ ŘEŠENÍ

Řídící jednotka je navržena do dvou na sebe navazujících bloků. Blok regulovatelného spínaného zdroje a řídící a regulační blok. Její blokové přehledové schéma je uvedeno na Obr. 1. Řídící jednotka je napájena ze síťového rozvodu přes hlavní vypínač a pojistku. Dále do bloku regulovaného spínaného zdroje je energie přivedena po sepnutí relé přes LC filtr. Jeho úkolem je zabránit pronikání vysokofrekvenčního rušení vznikajícímu ve spínaném zdroji do sítě. Pracuje na principu dolní propusti a utlumuje vyšší harmonické složky signálů se strmými hranami potřebných k přenesení energie přes impulsní transformátor. Za ním stojící síťový dvoucestný usměrňovač měnící střídavé napětí sítě 230V na dvoucestně usměrněné napětí o špičkové hodnotě 325V. Pomocí filtru tvořeným elektrolytickým kondenzátorem je toto pulzující stejnosměrné napětí o frekvenci 100Hz vyhlazeno. Toto napětí je tzv. mezilehlé napětí. Jeho hodnota vlivem kolísání napětí sítě a odběru měniče mění svou velikost. Při návrhu měniče je s tímto faktem nutno počítat. Mezilehlé napětí je následně spínáno pomocí výkonového spínače tvořeného transistorem MOS-FET na primární stranu impulsního transformátoru. Tyto impulsy jsou po přenesení na sekundární stranu usměrněny usměrňovačem a vyhlazeny výstupním filtrem na stejnosměrné napětí. Tím je potom napájena budící cívka dynamometru. Příslušná hodnota proudu tímto vinutím je poslána spolu s velikostí napětí na A/D převodník do řídícího a regulačního bloku. Napětí na výstupu zdroje je také po příslušné úpravě napěťovým děličem porovnáváno v zesilovači odchylky s požadovaným napětím nastaveným procesorem. Takto vzniklé chybové napětí je pak přivedeno na řídící obvod spínaného zdroje. Jedná se o obvod UC3845, který pracuje v proudovém režimu. Jeho činnost lze ve stručnosti popsat takto: oscilátor otevře klopný obvod typu R-S a tím vybudí přes budící transformátor a budič výkonový spínač na primární straně impulsního transformátoru. Tím je na primární straně připojeno během sepnutí konstantní napětí a proud tedy začne lineárně narůstat. Snímačem proudu je jeho hodnota přiváděna na komparátor, který jeho velikost porovnává s chybovým napětím zesilovače odchylky. Jakmile napětí, představující spínaný proud, je větší než napětí chybové komparátor překlopí a vynuluje klopný obvod R-S a v konečném důsledku také vypne výkonový spínač s tranzistorem MOS-FET. Velikost chybového napětí tedy určuje jak dlouho bude primární vinutí impulsního transformátoru připojeno na mezilehlé napětí a tím i napětí na sekundární straně. Chybové napětí odpovídá velikosti odchylky skutečného a požadovaného napětí.

Jádrem řídícího a regulačního bloku je 16-bitový jednočipový počítač XA-S3 firmy Philips. Na jeho čipu je integrován mimo jiné i 8-kanálový 8-bitový analogově-digitální převodník, který lze alternativně provozovat i 10-bitovém rozlišení. Zde bude snímat hodnoty napětí a proudu na budící cívce, velikost momentu a nastavení regulačních prvků. Další zdroje analogových signálů byly zmíněny výše. Jako analogový výstup je použito pulzně-šířkové modulace, kterou mikropočítač také disponuje. Spínání relé je provedeno pomocí logických


signálů zesílenými spínacími tranzistory. Na výstupní kontakty těchto relé je pak možné zapojit nejrůznější zařízení zmiňovaná výše. Pro připojení paměti nastavení je využita implementovaná podpora sběrnice I2C. Napájení slaboproudé části je realizováno klasickým způsobem. Transformací síťového napětí na malé napětí, usměrněním, filtrací a stabilizací monolitickými třívývodovými stabilizátory. Hodnota +5 V pro napájení procesoru a logických obvodů a +12 V pro analogovou část a relé.

Obr. 1: Blokové schéma řídící jednotky vířivého dynamometru.

2.2.1 Princip regulace dynamometru

Rychlostní regulátor pomocí akční veličiny budícího proudu přibrzďuje měřený motor tak, aby byly dosaženy požadované otáčky. Průnikem charakteristiky motoru a regulátoru tak vzniká jeden stabilní průsečík jak je zobrazeno na Obr. 2 a). Tohoto způsobu regulace se používá k měření vnější momentové křivky spalovacího motoru, kdy je škrtící klapka plně otevřena. Pro momentovou regulaci by použití proudu jako akční veličiny bylo možné, ale vznikly by tak dva průsečíky charakteristik, z nichž jeden nestabilní a druhý stabilní. Pro proměření celé charakteristik by bylo nutné regulátor přepínat, a měřit vždy jen jednu polovinu. Situace je znázorněna na Obr. 2 b). Z tohoto důvodu je pro momentovou regulaci


použit jako akční veličina úhel natočení škrtící klapky motoru. Dynamometr tak dále pracuje s rychlostním regulátorem, ale pomocí momentového regulátoru je navíc ovládána škrtící klapka. Lze tak motor zatěžovat v širokém pásmu provozních hodnot jak je vidět z Obr. 2 c).

Obr. 2: Typy regulace při měření spalovacího motoru

Vlastní momentový regulátor je stejně jako rychlostní realizován v řídící jednotce. Samotné ovládání škrtící klapky je řešena samostatným servomechanizmem s vlastním řízením, do kterého se pouze po sériovém rozhraní posílá požadovaná hodnota úhlu natočení. Servomechanizmus se tak stará jen o to, aby vždy byl nastaven požadovaný úhel.

2.2.2 Blokové schéma regulačního obvodu

Celkový přehled o topologii signálových toků v řídící jednotce si lze udělat z Obr. 3. Regulace může probíhat na konstantní otáčky nebo na konstantní otáčky a konstantní moment zároveň. Momentový regulátor má nastavenou podstatně delší dobu regulace než rychlostní. Dále lze přímo nastavovat budící proud a úhel otevření škrtící klapky. Nastavované vstupní veličiny vstupují do regulátorů po časové lineární rampě, aby se zabránilo skokovým změnám žádané veličiny a z toho plynoucí velké regulační zásahy.

Obr. 3: Přehledové schéma celého regulačního obvodu


Nastavování požadovaných hodnot jednotlivých veličin lze pomocí ovládacího programu v PC nebo prostřednictvím ovládacích prvků na skříni řídící jednotky. Rozmístnění a použité prvky jsou zobrazeny na Obr. 4.

Obr. 4: Čelní panel na skříni řídící jednotky

Výstupní číslicový signál rychlostního regulátoru je převeden na analogový pomocí PWM modulátoru a zesílen pomocí spínaného zdroje. Měření otáček je realizováno měřením periody otáčení. Točivý moment je převáděn na napětí z mechanické váhy potenciometrem. Protože je regulátor řešen jako číslicový diskrétní systém je třeba vstupní spojité analogové signály vzorkovat a kvantovat což vyžaduje antialiasingovou filtraci. Realizace těchto filtrů, vzhledem k jejich řádu, je pro použitý vzorkovací kmitočet regulátoru obtížná. Použití 7mi násobného převzorkování a následná číslicová filtrace umožňuje na místě antialiasingového filtru použít analogový filtr 2. řádu. Přínosem tohoto řešení je i odfiltrování všudypřítomného síťového rušení 50Hz a jeho vyšších harmonických filtrem s nulovými body na těchto frekvencích. Následná decimace na vzorkovací kmitočet má za následek potlačení šumu v signálu. Frekvenční charakteristiky použitého číslicového filtru jsou na Obr. 5.

Obr. 5: Frekvenční charakteristiky číslicového filtru


2.2.3 Návrh regulátoru

Pro řešení návrhu regulátoru z hlediska stability regulační smyčky je nutné vyjádřit přenos zpětné vazby. Ten se skládá z jednotlivých přenosů dílčích bloků jak je patrné z Obr. 6.

Obr. 6: Blokové schéma regulační smyčky, regulace na konstantní otáčky

Nejvýznamnější je blok soustrojí představující vlastní měřený motor a s ním spojenou

vířivou brzdu. Pro určení jeho přenosu lze použít formální analogie s elektrickým obvodem, náhradní schéma je na Obr. 7. Motor se v určitém pracovním bodě chová jako zdroj momentu M a dá se tedy modelovat jako zdroj proudu. Budícím proudem cívky je ovlivňována vodivost, na které moment vytváří úbytek v podobě úhlové rychlosti Ω. V důsledku změny této úhlové rychlosti je část momentu pohlcena v kondenzátoru J, který modeluje moment setrvačnosti motoru a brzdy. Je možné psát diferenciální rovnici:

( ) ( ) )(d

d tΩtIKttΩJM ⋅⋅+= ( 1 )

kde M moment motoru J moment setrvačnosti motoru a brdy Ω (t) úhlová rychlost soustrojí K konstanta brzdy I(t) budící proud brzdy

Obr. 7: Analogické náhradní schéma soustrojí


Z řešení této rovnice lze vyjádřit přenos soustrojí pro malé signály jako:

MJj

MK

IKJj

IKM

IB

0

20

0

20

1

1

11 Ω⋅+

Ω⋅−

=

⋅+

⋅−

=Ω

=ωω

( 2 )

kde B přenos soustrojí Ω1 první harmonická úhlové rychlosti I1 první harmonická budícího proudu Ω0 stejnosměrná složka úhlové rychlosti I0 stejnosměrná složka budícího proudu

Dosazením konstanty dynamometru K = 1,29 N.m.s.A-1 a momentu setrvačnosti brzdy s motorem Škoda J = 0,39 kg.m2 lze pro různé otáčky a zatížení vypočítat frekvenční průběhy modulu přenosu B. Mezní případy těchto jsou zobrazeny na Obr. 8.

Obr. 8: Frekvenční závislost přenosu B

Ostatní zpětnovazební bloky mají charakter dolních propusti s mezním kmitočtem nad

20 Hz. Pokud zvolím parametry regulátoru tak, aby tranzitní kmitočet otevřené smyčky byl nižší než 20 Hz, výsledný přenos zpětné vazby pod touto hranicí ovlivní pouze velikostí zesílením jednotlivých bloků na nízkých kmitočtech. Jednotlivé přenosy jsou PWM: -66 dB, spínaný zdroj: 20 dB, budící cívka -26 dB. Výsledný přenos je tedy -72 dB. Ten se sečte s přenosem B soustrojí a je možné pomocí Bodeho kriteria stability určit přenos regulátoru PID. Výsledek je na Obr. 9.


Obr. 9: Frekvenční přenos regulátoru a zpětnovazební větve

PID regulátor je popsán diferenční rovnicí:

( ) ( ) ( ) ( )( )1)( D

0IP −−⋅+⋅⋅+⋅= ∑

=

neneT

KkeTKneKnyn

k ( 3 )

kde y(n) výstupní hodnota regulátoru (akční veličina) KP konstanta proporcionálního zesílení KI konstanta integrační složky KD konstanta derivační složky e(n) regulační odchylka e(n) = s(n) - x(n) e(n-1) regulační odchylka v předešlém vzorkovacím intervalu T vzorkovací interval S(n) žádaná hodnota X(n) aktuální měřená hodnota

PID regulátor zajišťuje krátkou dobu regulace a díky integrační složce též vysokou přesnost regulace. Paralelní spojení jednotlivých složek regulátoru regulačního algoritmu umožňuje jejich nezávislé nastavování bez ovlivňování ostatních parametrů. Pro účely nastavení je též možné jednotlivé složky regulátoru vypnout. Pro realizaci rychlostního i momentového regulátoru se použije stejný algoritmus s jinými hodnotami nastavení a s jiným zdrojem měřené veličiny. Hodnoty těchto nastavení jsou uloženy v paměti typu EEPROM v řídící jednotce a lze je tedy měnit podle potřeby.


3 HARDWARE ŘÍDÍCÍ JEDNOTKY

3.1 SPÍNANÝ ZDROJ

3.1.1 Rozbor bloku spínaného zdroje 3.1.1.1 Volba druhu buzení cívky dynamometru(typ měniče)

Spínaný zdroj bude představovat akční člen regulační smyčky. Budící cívka má stejnosměrný odpor 20 Ω a z materiálů [ 1 ] byl zjištěn maximální požadovaný proud 2,5 A pro zajištění správné funkce dynamometru. Tyto údaje určují maximální dodávaný výkon měničem na 125 W. Zdroj musí zvládnout regulaci na požadovanou hodnotu výstupního proudu a napěťové omezení výstupního napětí.

Ze zadání vyplývá použití měniče s transformátorem, aby bylo zajištěno galvanické oddělení budící cívky od sítě. Jako první jsem vyloučil použití blokujícího měniče vzhledem k jeho výkonovým schopnostem, možnostem regulace a také pro dodatečný požadavek, aby měnič nebyl ohrožen případným odpojením zátěže. Dvojčinný propustný měnič je zbytečně předimenzovaný a navíc je u něj problematické udržení nulové střední hodnoty magnetického toku. Poslední možností je použití jednočinného propustného měniče. Na výběr jsou tři varianty: s demagnetizací pomocí Zenerovy diody, s demagnetizačním vinutím a můstkový propustný měnič. Mezi dvěma posledně jmenovanými jsem rozhodoval.

Měnič s demagnetizačním vinutím má proti můstkovému tyto výhody: je použit pouze jeden spínací prvek a jedna dioda pro rekuperaci, lépe jde realizovat buzení a snímání proudu tranzistorem přímo řídícím obvodem. Nevýhody jsou v použití transformátoru s dalším vinutím, které musí mít dosti těsnou vazbu s primárním vinutím, a použití tranzistoru s větším dovoleným pracovním napětím. Můstkový má dva spínací tranzistory a ještě k tomu nemají stejný potenciál, výhoda je naopak v použití tranzistorů na menší napětí a jednoduší transformátor. Vzhledem k tomu, že zdroj je regulovaný, nemůže být řídící integrovaný obvod měniče napájen přímo z tohoto měniče a je napájen z mikroprocesorové části, která obsahuje nezávislý napájecí zdroj. Toto částečně maže nevýhodu můstkového zapojení s odděleným buzením tranzistorů. Pro můstkovou variantu jsem se nakonec rozhodl pro jednoduší silový transformátor a pro použití tranzistorů na menší napětí. 3.1.1.2 Princip činnosti měniče

Jedná se o jednočinný můstkový propustný měnič s oddělovacím transformátorem. Jeho základní funkční zapojení je zobrazeno na Obr. 10.


Obr. 10: Principielní schéma zapojení měniče

Je tvořen horním a dolním spínačem, mezi jejich vstupy je zapojeno primární vinutí impulsního transformátoru. Napětí ze sekundárního vinutí je usměrněno jednocestným usměrňovačem s nulovou diodou a vyhlazeno LC filtrem. Časové průběhy v obvodu jsou zobrazeny na Obr. 11. Oba tranzistory pracují současně a připojují na primární vinutí napájecí napětí U, které bylo získáno usměrněním a filtrací síťového napětí. V důsledku toho začne přes otevřené tranzistory T1 a T2 a procházet proud i1. Ten se skládá ze dvou složek: magnetizační proud i1mag a pracovní užitečný proud jehož velikost je dána velikostí sekundárního proudu i2 a transformačním poměrem transformátoru. Po rozepnutí tranzistorů se magnetizační proud uzavírá přes diody DD. Tím primární vinutí připojí samo sebe na napětí -U opačné polarity než bylo v době t1 při sepnutých tranzistorech. Pracovní proud neteče transformátorem, neboť sekundární napětí transformátoru má také opačnou polaritu a dioda D je v nevodivém stavu. Proud tlumivkou L převezme nulová dioda D0. Napětí v bodě X má tvar obdélníkového napětí. Regulací střídy tohoto napětí se mění stejnosměrná složka UZ , která se z obdélníkového napětí získá dolní propustí LC 2.řádu. Tento typ měniče může pracovat s maximální střídou smax = 0,5 , aby magnetizační proud stačil klesnout na nulu. V praxi se však střída používá ještě poněkud menší z důvodu bezpečnosti provozu. Kdyby proud neklesl na nulu(s > 0,5), během několika period spínání by se střední hodnota zvýšila natolik, že by došlo k přesycení jádra, prudce by klesla indukčnost primárního vinutí a nárůst magnetizačního proudu by měl tendenci se dále zvětšovat. Důsledkem by bylo překročení povoleného hodnoty kolektorového proudu tranzistorů a jejich destrukce.

Obr. 11: Časové průběhy veličin v měniči


3.1.1.3 Popis funkce zapojení

Celkové schéma zapojení spínaného zdroje pro buzení cívky dynamometru je na Obr. 13. Přívod energie na desku zdroje je přes konektor K1, kam je přivedeno střídavé síťové napětí 230V/50Hz. Odrušovací filtr složený ze součástek C1 až C4 a tlumivky TL1 potlačuje rušení šířící se ze spínaného zdroje do rozvodné sítě. Vybití kondenzátorů filtru po vypnutí napájení zajišťuje rezistor R1. Varistor VAR1 zamezí průniku napěťových špiček větších přibližně jak 400 V do zdroje. Za usměrňovacím můstkem D3, zabezpečujícím dvoucestné usměrnění síťového napětí, jsou filtrační kondenzátory C5 a C6, které usměrněné napětí vyhladí. Odporový dělič R2, R3 vyrovnává rozdílné svodové proudu elektrolytických kondenzátorů C5, C6. Toto mezilehlé napětí je přivedeno na horní spínač tvořený T1 a D1, a na dolní spínač tvořený T2 a D2. Protože tyto tranzistory i bod TP7 mají vůči zemi proměnný potenciál a řídící část je uzemněna, musí být k buzení tranzistorů použito impulsního transformátoru TR2. Ten má jedno primární vinutí a dvě sekundární, pro každý tranzistor jedno, s dvojnásobným počtem závitů. Pokud je primární napětí se započítáním úbytků napětí rovno 10 Všš pak napětí mezi mřížkou a substrátem bude 20 Všš. Protože dovolené napětí na řídící elektrodě tranzistoru je ±20 V a napětí z budícího transformátoru může měnit svou špičkovou hodnotu v závislosti na střídě, je použit okrajovač R14, D8, D9 a R15, D10, D11 k zajištění povoleného napětí.

Mezi horní a dolní spínač je zapojeno primární vinutí výkonového transformátoru TR1. V sérii s ním je proudovým transformátorem TR3, který odděluje a transformuje do řídící části primární proud, kde na R25 vzniká odpovídající úbytek napětí. Po filtraci RC článkem R24, C20 je tento signál přiváděn do IO1. Na sekundárním vinutí TR1 je připojen jednocestný usměrňovač s nulovou diodou. RC členy R4, R5, C9 a R6, R7, C10 chrání diody D4 a D5 před překmity napětí způsobenými rozptylovou indukčností transformátoru TR1 a zotavovací dobou diod. Tlumivka TL2 a kondenzátory C14 a C15 filtrují výstupní napětí. C14 je elektrolytický kondenzátor a C15 polypropylénový. Rezistory R8, R9 tvoří předzátěž pro měnič. Dioda D6 je použita pro případ výskytu vnuceného napětí na výstupních svorkách. Pomocí R10 je snímán výstupní proud v rozsahu 0 až 2,5 A. Vzniklý úbytek je zesílen invertujícím zesilovačem IO2D obvodu LM2902A na hodnotu 0 až 5 V. Toto napětí je spolu s dalšími signály vedeno přes konektor K3 do mikroprocesorové části řídící jednotky. Kondenzátor C23 vytváří dolní propust s lomové frekvenci přibližně 5 kHz, která slouží k filtraci rušení. Velikost výstupního napětí je převedena odporovým děličem R33, R34 s dělícím poměrem 1:10 z napětí 0 až 50 V na hodnotu 0 až 5 V. To je pak pro použití v mikroprocesorové části proudově posíleno operačním zesilovačem IO2C. Zároveň je použito pro napěťový regulátor s operačním zesilovačem IO2B jako měřená veličina. C21, R40 a R39 zajišťují požadovanou frekvenční charakteristiku. Je použit proporcionálně integrační regulátor. Přes R39 se přivádí napětí 0 až 5V odpovídající výstupnímu požadovanému napětí. Podobně IO2A je regulátor pro regulaci výstupního proudu. Výstupní signály z regulátorů jsou přes D14 a D15 vedeny na R23 a odtud přes R22, R21 na zesilovač uvnitř IO1, který má nastaveno zesílení na -1. Díky D14 a D15 se v regulaci neuplatní ta složka, která má skutečnou veličinu menší něž nastavenou. Například pokud je nastaveno určité napětí na zátěži a požadovaný proud je větší než skutečný pracuje napěťová regulace, při zmenšení odporu zátěže naroste proud a začne fungovat proudová regulace v důsledku toho poklesne výstupní napětí a přestane regulovat napěťový regulátor. Důsledkem toho je pravoúhlá zatěžovací charakteristika. Kondenzátor C18 blokuje výstup napěťové reference +5 V, z které je napojen časovací člen R18, C19 zajišťující kmitání vnitřního oscilátoru UC3845A na frekvenci 100 kHz. Pro přepnutí měniče do neaktivního stavu je použit tranzistor T3 spínaný přes odporový


dělič R19, R20 vnějším signálem logické úrovně L. Po jeho sepnutí je vnitřní komparátor IO1 zablokován, vnitřní oscilátor sice kmitá, ale výstupní impulsy na vývodu 6 ustanou. Při normálním provozu je tímto vývodem buzen budící transformátor TR2. C16 zajišťuje nulovou stejnosměrnou složku na primárním vinutí a D7 umožňuje uzavření proudu při neaktivní části periody. O blokování napájecího napětí 12 V, přivedeného z mikroprocesorové desky přes konektor K3 pro regulační část, se starají C17, C24, C25 a C26.

3.1.2 Návrh bloku spínaného zdroje 3.1.2.1 Vstupní odrušovací obvod

Plní funkci zamezení šíření rušivých signálů ze spínaného zdroje a je převzat z profesionálního výrobku. Tvoří jej dvojitá kompenzovaná tlumivka o hodnotě indukčnosti 2 x 10 mH a sada kondenzátorů C1 až C4 třídy X a třídy Y. Rezistor R1 zajišťuje vybití těchto kondenzátorů při odpojení od sítě. Varistor VAR1 zamezuje pronikání napěťových špiček větších než 400 V do zdroje. Termistor s negativní závislostí odporu na teplotě RN1 zajišťuje při připojení síťového napětí omezení nabíjecího proudu. Po zahřátí jmenovitým proudem se jeho odpor zmenší a nedochází tak ke ztrátám energie. 3.1.2.2 Návrh síťového usměrňovače a filtračního kondenzátoru

Ze síťového napětí 230 V ~ 50 Hz je k získání mezilehlého stejnosměrného napětí pro pulzní měnič je použito dvojcestného můstkového usměrňovače s nabíjecím kondenzátorem. Průběhy napětí na filtračním kondenzátoru v obvodu usměrňovače jsou uvedeny na Obr. 12.

Obr. 12: Časové průběhy napětí na síťovém filtračním kondenzátoru

Pro výpočet je použit postup uvedený v literatuře [ 3 ] . Ten předpokládá určité zjednodušující podmínky užitečné pro návrh : • Kondenzátor je vybíjen konstantním proudem Id. • Vf. Složky proudu id(t) je schopen do měniče dodat pouze kondenzátor, ss. složku je

schopna dodat síť. • Pokles napětí DU budeme předpokládat malý, takže klesající přímka se začíná odvalovat

vždy z vrcholu sinusoidy, nikoliv jako tečna z jejího úbočí.


Obr. 13: Zapojení spínaného napájecího zdroje


Vstupní údaje jsou odebíraný výkon, nejmenší vstupní síťové napětí a povolené zvlnění

usměrněného napětí. Odevzdávaný výkon do zátěže je maximálně 125 W, díky ztrátám v měniči je činný výkon odebíraný z usměrňovače přibližně 150 W. Nejmenší síťové napětí při kterém bude zaručena správná činnost měniče je 80 % jmenovitého napětí 230 V. Zvlnění jsem zvolil DU = 25 V. Amplituda síťového napětí při poklesu efektivní hodnoty o 20 %

VUU 2602,26028,023028,0m ==⋅⋅=⋅⋅= & . ( 4 ) Při relativně malém poklesu napětí DU bude střední hodnota napětí na kondenzátoru přibližně

VUUU 2485,247225260

2md ==−=∆

−= && . ( 5 )

Střední proud odebíraný měničem je pak

AUPI 6,0

248150

d

dd === . ( 6 )

Z následující rovnice lze odvodit dobu tn

⋅⋅=∆− nmmπ2cos t

TUUU , ( 7 )

msU

UTt 4,1260251arccos

2π02,01arccos

π2 mn =

−=

∆−= . ( 8 )

Doba vybíjení

mstTt 6,84,1102 nv =−=−= . ( 9 )

Při vybíjení je makroskopická strmost klesající přímky úměrná střednímu proudu Id :

CI

tU

Cti

ttu d)(

d)(d

=∆∆

⇒= . ( 10 )

Odtud vychází vztah pro určení kapacity filtračního kondenzátoru

FU

tIC µ206250086,06,0v

d =⋅=∆⋅= . ( 11 )


Vhodná hodnota elektrolytického kondenzátoru je 220 µF na 400 V. Vzhledem k jeho vysoké pořizovací ceně jsem se rozhodl, za cenu jistých komplikací, použít kondenzátory z vyřazeného PC zdroje. Dva kondenzátory 470µF na 200 V zapojené v sérii dají dohromady kapacitu 235 µF. Je však nutné použít kondenzátory stejného typu a zapojit paralelně k nim vyrovnávací odporovou síť R2, R3. Další nevýhodou je také o něco větší požadovaný prostor na desce plošného spoje. Hodnota těchto rezistorů je volena tak, aby příčný proud této dvojice byl srovnatelný se svodovým proudem elektrolytických kondenzátorů. Svodový proud činí přibližně 2 mA při napětí 150 V. Abych mohl použít běžné rezistory, a aby nedocházelo k zbytečným tepelným ztrátám volím proud sítí 1 mA. Hodnota rezistoru je potom

Ω=== kI

UR 150001,0

150 . ( 12 )

Pro dimenzování síťového usměrňovače je nutno znát špičkovou, efektivní a střední

hodnou proudu diodami. Tyto hodnoty jsem zjistil v literatuře [ 3 ] na str.74 , kde jsou uvedeny závislosti těchto veličin na relativním poklesu napětí d.

096,026025

m

==∆

=U

Uδ ⇒ z grafu AI 5,7max = , AI 8,1fef = . ( 13 )

Pro jednotlivé páry současně otevřených diod se vždy uplatní každý druhý nabíjecí impuls.

AII 3,026,0

2D

Dss === , AII 3,128,1

2fef

Def === , AII x 5,7maxDma == . ( 14 )

3.1.2.3 Návrh výstupního LC-filtru

Vzhledem k použitému typu měniče, u něhož může být použita střída v rozsahu 0 < s ≤ 0,5 , volím s jistou bezpečnostní rezervou maximální střídu měniče na hodnotu

45,0max =s . ( 15 )

Velikost zvlnění proudu ve výstupní tlumivce jsem si zvolil jako 20 % maximálního trvalého výstupního proudu

AII 5,05,22,02,0 OUTL =⋅=⋅=∆ . ( 16 )

Maximální špičkový proud v tlumivce je potom dán součtem maximálního středního proudu v tlumivce a poloviny zvlnění. Na tuto hodnotu se pak musí tlumivka navrhnout z hlediska přesycení jádra

AIII 75,25,05,05,25,0 LLLmax =⋅+=∆⋅+= . ( 17 )

Inspiraci pro další postup návrhu výstupního LC-filtru jsem našel v literatuře [ 7 ] str. 8 . Pro další výpočet je potřebné zjistit minimální střídu. Při změně síťového napětí se


mění také velikost pulsů na vstupu LC-filtru. Při konstantní střídě se tedy mění velikost užitečné stejnosměrné složky napětí, která je před tlumivkou a za ní stejná. To by znamenalo změnu výstupního napětí a proto měnič upraví střídu, aby střední hodnota napětí a tedy výstupní napětí bylo konstantní. Tyto změny se dají popsat rovnicí

⋅=

⋅

nUs

nUs mind

maxmaxd

min . ( 18 )

kde n … je převod transformátoru měniče

Podle [ 5 ] je jmenovité napětí distribuční sítě nízkého napětí 230 V ± 10 % , já jsem počítal s určitou rezervou a použil jsem větší toleranci. Při uvažování kolísání síťového napětí ± 20 % je dolní mez určena vztahem ( 5 ) na hodnotu Udmin = 248 V. Horní mez je dána stejným vztahem ale s jinými vstupními hodnotami

VUUU 3788,37722522,1230

2maxmmaxd ==−⋅⋅=∆

−= && . ( 19 )

Po úpravě rovnice ( 18 ) a vykrácení převodu transformátoru n dostávám minimální střídu

3,0295,045,0378248

maxmaxd

mindmin ==⋅=⋅= &s

UUs . ( 20 )

Během neaktivní části periody, ta bude největší při minimální střídě, nesmí proud v tlumivce klesnout o více jak ∆IL . Aby toto bylo dodrženo musí mít tlumivka tak velkou indukčnost aby platilo

OFF

Ld0OUTL t

ILUUU ∆⋅=+= . ( 21 )

Celá situace je zobrazena na Obr. 14.

Obr. 14: Výstupní tlumivka a časové průběhy veličin


Vyjádřením indukčnosti předchozí rovnice lze pak spočítat indukčnost tlumivky

( )( )

( )( )

mHmHI

sfUU

It

ULL

5,143,15,0

3,0150000

1

15011

min

d0OUTL

OFFmaxL ==

−⋅⋅+=

∆

−⋅⋅+=

∆⋅= &

( 22 )

Protože dostupnost jader větších rozměrů je problematická, snažil jsem se použít jádra která jsem měl k dispozici. Šlo o jádro E42/15 z hmoty H21 výrobce FENOX. Jádro obsahuje vzduchovou mezeru o délce 1 mm. Nejdůležitější parametry jsou uvedeny v Tab. I.

Tab. I: Parametry jádra FENOX E42/15 se vzduchovou mezerou 1 mm

Veličina Označení Hodnota Jednotka Součinitel indukčnosti AL 283 nH Efektivní permeabilita jádra µe 124 - Efektivní průřez jádra Se 172 mm2

Minimální průřez jádra Smin 169 mm2

Stř. délka mag. Siločáry le 96,6 mm Průřez vinutí SN 177 mm2

Střední délka závitu lN 87 mm Max. indukce (z grafu) Bmax 280 mT Max. proudová hustota (DJCu=15K) Jmax 2,6 Amm-2

Tepelný odpor součástky Rth 19 K/W

Následující výpočet zkoumá možnosti použití tohoto jádra pro výrobu tlumivky daných

parametrů. S pomocí konstanty AL a vztahu převzatého z [ 15 ] lze vypočítat potřebný počet závitů

zALN

L

78245

5,110001000 =⋅=⋅= , ( 23 )

kde L … indukčnost tlumivky [mH], AL … součinitel indukčnosti [nH], Pozn.: použil jsem změřenou hodnotu AL místo katalogového údaje.

V prvé řadě je nutné, aby ani při špičkovém proudu nebylo jádro přesyceno. Pro zjednodušení výpočtu zanedbám magnetický odpor jádra. Tím bude celé magnetomotorické napětí, vytvořené proudem procházejícím daným počtem závitů, celé na vzduchové mezeře (nejhorší případ, ve skutečnosti bude toto napětí o něco menší). Intenzita magnetického pole v mezeře tedy bude

mAl

NIH /105,214001,0

7875,2 3

g

maxg ⋅=

⋅=

⋅= . ( 24 )


Pomocí permeability vzduchu lze pak zjistit magnetickou indukci ve vzduchu

THB 27,0105,21410π4µ 370g =⋅⋅⋅=⋅= − . ( 25 )

Protože magnetický tok ve vzduchové mezeře a v jádře je stejný a průřez vzduchové

mezery a jádra je přibližně stejný lze říci, že magnetická indukce ve vzduchu a v jádře je přibližně stejný. Potom hodnota magnetické indukce 0,27 T je přijatelná pro použití jádra. Proudová hustota je omezena oteplením vinutí ∆ϑCu , způsobeným ztrátami v mědi

2NCu

2

CuCu

2Cu

th

CuCu ρρ I

JIlNI

SlIR

RP ⋅

⋅⋅=⋅⋅=⋅=

∆=

ϑ . ( 26 )

Vyjádřením z ( 26 ) dostanu vztah pro proudovou hustotu při dovoleném oteplení 20K

2

NCuth

Cu /5,35,2087,0780178,019

20ρ

mmAIlNR

J =⋅⋅⋅⋅

=⋅⋅⋅⋅

∆=

ϑ . ( 27 )

Minimální průřez vodiče je pak

2Cu 714,0

5,35,2 mm

JIS === . ( 28 )

Z tabulek odpovídá danému průřezu vodič o jmenovitém ∅ 1mm, výhodnější je však použít dva paralelní vodiče o jmenovitém ∅ 0,67mm. Pro zlepšení chlazení je poslední vrstva tlumivky pouze přelakována a není opatřena další izolací.

Kapacita kondenzátoru filtru lze spočítat z přírůstku náboje způsobeného zvlněním proudu tlumivkou a povoleného přírůstku napětí na kondenzátoru a tedy velikostí zvlnění výstupního napětí.

TITIQ ⋅∆⋅=

⋅∆

⋅=∆81

2221 ( 29 )

UfI

UTI

UQ

dUdQC

∆⋅⋅∆

=∆⋅⋅∆

=∆∆

==88

( 30 )

Pro zvolené zvlnění ∆U = 50 mV je pak kapacita ze vztahu ( 30 ) rovna

FUf

IC µ2505,0500008

5,08

=⋅⋅

=∆⋅⋅

∆= . ( 31 )

Podle Thomsonova vztahu ještě musíme překontrolovat zda vlastní rezonanční kmitočet

filtru leží dostatečně níže než je pracovní kmitočet měniče. Musí platit


FnFLf

C µ258,60015.050000π4

1π4

12222 <<=⋅⋅

=>> . ( 32 )

3.1.2.4 Návrh výkonového impulzního transformátoru

Pro tento transformátor jsem zvolil stejné jádro FENOX E42/15 jako pro výstupní tlumivku tentokrát však bez vzduchové mezery. Podle literatury [ 15 ] , z které jsem při návrhu zjišťoval potřebné údaje, lze s tímto jádrem při kmitočtu 50 kHz a pomocí jednočinného propustného měniče přenést výkon až 220 W. Tato hodnota se jeví jako dostatečná. Jádro je vyrobeno z materiálu H21 a pro daný typ provozu má maximální zdvih indukce ∆B = 196 mT. Všechny důležité informace jsou shrnuty do Tab. II.

Tab. II: Parametry jádra FENOX E42/15 Veličina Označení Hodnota Jednotka Součinitel indukčnosti AL 2450 nH Efektivní průřez jádra Se 172 mm2

Minimální průřez jádra Smin 169 mm2

Průřez vinutí SN 177 mm2

Střední délka závitu lN 87 mm Max. zdvih indukce DBmax 196 mT Max. proudová hustota Jmax 2,6 Amm-2

Max. přenášený výkon Pmax 220 W

Podle indukčního zákona platí pro primární a sekundární napětí

( )t

tNu

dd

11µφ= , ( 33 )

( )

tt

Nud

d22

µφ= , ( 34 )

kde φµ (t) … je magnetický tok v jádře

Z ( 33 ) plyne, že magnetický tok je jednoznačně určen časovým integrálem z přiloženého primárního napětí

( )1

1 d

N

ttu∫=µφ . ( 35 )

Pro pole v magnetickém obvodu lze pomocí ( 35 ) určit magnetickou indukci

( ) ( ) ( )SN

ttu

St

tB1

1 d∫== µφ . ( 36 )


Z předchozího vztahu se již dá vyjádřit požadovaný počet závitů primárního vinutí

( )z

SBf

U

SBtU

SB

ttuN 76

10169196,0500002

124821

dmax6

minmax

dmin

maxm

11 =

⋅⋅⋅

⋅=

⋅∆

⋅=

⋅∆∆⋅

== −∫ . ( 37 )

Pro výpočet sekundárního počtu závitů potřebuji znát převod transformátoru, který

zjistím z požadovaného výstupního napětí a napětí vstupního

Vs

UUUU 11545,0

15,050

max

diodeLssOUTS =

++=

++= , ( 38 )

VUUU 244222482 DSdminP =⋅−=⋅−= , ( 39 )

122,2115244

===s

p

UU

n ⇒ ( 40 )

znNN 36

122,2761

2 === . ( 41 )

Velikost indukčnosti primárního vinutí vypočítaná pomocí konstanty AL

mHANL 2,1424501000

761000 2

2

L2

21

P =⋅=⋅= . ( 42 )

Nyní lze určit velikost magnetizačního proudu

mAfLsUI 160

500000142,045,0248

P

maxdminmag =

⋅⋅

=⋅⋅

= . ( 43 )

Maximální primární proud je pak součet pracovního proudu a proudu magnetizačního

AIn

II 5,116,0122,275,2

magLmax

Pmax =+=+= . ( 44 )

Pro dimenzování průřezů vodičů primárního a sekundárního vinutí se uplatní efektivní

hodnoty proudů. Pokud zanedbám nárůst proudu během aktivní doby lze efektivní hodnoty vypočítat takto

AsII 145,05,1maxPmaxPef =⋅=⋅= , ( 45 )

AsII x 9,145,075,2maxSmaSef =⋅=⋅= . ( 46 )


Z maximální proudové hustoty lze spočítat průřezy vodičů vinutí

2PefP 385,0

6,21 mm

JIS === , ( 47 )

2Sef

S 731,06,29,1 mm

JIS === . ( 48 )

Výběrem z tabulek jmenovitých rozměrů lakovaných vodičů jsem vybral pro primární

vinutí drát o jmenovitém ∅ 0,71 mm. Pro sekundární vinutí by šel použít vodič o jmenovitém ∅ 1,0 mm , výhodnější však je použít paralelně dva vodiče o jmenovitém ∅ 0,71 mm , které dohromady dají stejný průřez, nemusí se objednávat dva druhy drátu, lépe se navíjí a potlačují skinefekt. Hloubka vniku vychází podle následujícího vztahu na velikost 0,3 mm , jako neúčelné se uvádí použití vodičů o průměru větším než třínásobek hloubky vniku, vodič ∅ 0,71 mm proto vyhoví

mm3,0105610π450000π2

2σµ

267

Cu0

=⋅⋅⋅⋅⋅

=⋅⋅

= −ωδ . ( 49 )

Jako kontrolu zda se uvedené vinutí vejde do okna jádra jsem použil výpočet činitele

plnění, který porovnám s obecně udávanou hodnotou. Činitel plnění se vypočítá z následujícího vzorce

( ) ( ) 33,0177

362763962,02

N

21Cu

Okna

CuPL =

⋅+⋅=

⋅+⋅=

⋅=

SNNS

SNSk . ( 50 )

Pro transformátory má být hodnota činitele plnění maximálně kolem hodnoty 0,3.

Vypočtená hodnota 0,33 je již na hranici zhotovitelnosti. Praktická realizace však ukázala, že při pečlivém navinutí se cívka vejde do jádra i včetně minimální rezervy. 3.1.2.5 Návrh budícího transformátoru

Tento transformátor slouží ke galvanicky oddělenému buzení výkonových spínačů v silové části měniče. Díky použití tranzistorů typu MOSFET je přenášený výkon tímto transformátorem minimální. Vyhoví tedy téměř jakékoliv jádro. Já jsem zvolil jádro E20. Pro počet primárních závitů platí

zSBtUN 25

102,212,010912

6

6

minmax

=⋅⋅

⋅⋅=

⋅∆∆⋅

= −

−

. ( 51 )

Pro oboje sekundární vinutí k jednotlivým tranzistorům jsem zvolil dvojnásobný počet

závitů než u primárního. Výstupní napětí tak má rozkmit, s uvažováním úbytku napětí v budícím integrovaném obvodu, asi 20 V.


3.1.2.6 Návrh snímače proudu

Maximální proud primárním vinutím proudového transformátoru je roven maximálnímu proudu primárního vinutí výkonového impulzního transformátoru a je vypočten ve vztahu ( 44 ). Jeho velikost je IPmax = 1,5 A. Sekundární vinutí transformátoru proudu se chová jako zdroj proudu o hodnotě

mAnII 305015,1Tr3PmaxTr3smax =⋅=⋅= . ( 52 )

Díky tomuto zdroji proudu se neuplatní úbytek napětí na diodě Dd. Maximální napětí,

které je schopný proudový komparátor zpracovat je 1 V. Vzhledem k této hodnotě musí být navržen snímací rezistor R25 tak, aby maximální proud převedl na maximální napětí komparátoru. Jeho hodnota se spočítá použitím výsledků z ( 52 )

Ω=== 3303,01

Tr3smax25 I

UR . ( 53 )

Dolní propust R24 a C20 slouží k potlačení překmitu při sepnutí výkonových tranzistorů

T1 a T2. Velikost rezistoru jsem zvolil podle údajů výrobce integrovaného obvodu IO1 z [ 8 ] na hodnotu R24 = 1 kΩ. Velikost kondenzátoru pak experimentálním nastavením na hodnou C20 = 1 nF. 3.1.2.7 Dimenzování polovodičů

Vzhledem k povolené toleranci jmenovitého napětí sítě může napětí na filtračních kondenzátorech dosáhnout hodnoty až 390 V. Při rozpínání výkonových tranzistorů na nich může v důsledku parazitních indukčností obvodu vzniknout překmit napětí i několik desítek voltů. Tyto okolnosti určují minimální použitelné závěrné napětí tranzistorů T1 a T2 na hodnotu 500 V. Maximální proud primárním vinutím je podle ( 44 ) 1,5 A. Navrhl jsem k použití tranzistor MOS-FET IRF830. Jeho povolený proud je 4,5 A. Bylo by možné použít i tranzistor IRF820 na 2,5 A. Má však dvakrát větší odpor v sepnutém stavu a tak by také měl dvakrát větší ztráty vedením.

Rekuperační proud má maximální hodnotu 160 mA, proto použití jednoampérové diody bude bezproblémové. Důležitější je rychlost diody. Dioda BYV26 má zotavovací dobu 30 ns. Závěrné napětí stačí 600 V, z důvodů nemožnosti sehnat tuto diodu na uvedené napětí jsem nakonec použil diodu BYV26-1000, která bohužel má zotavovací dobu 75 ns.

Výstupní usměrňovací diody jsem zvolil BYV29-400 s ohledem na problémy s překmity na sekundární straně transformátoru. Zotavovací doba je 60 ns. Závěrné napětí je 400 V a povolený maximální proud 9 A. Potřebný proud je podle ( 46 ) 2,75 A, přesto to budou tyto diody, které se budou nejvíce zahřívat.


3.1.2.8 Dimenzování chladičů

Výkonové ztráty na výstupním usměrňovači se spočítají pomocí parametrů diod zjištěných v katalogovém listu výrobce

WIRIUP 2,19,1019,025,189,0 22efdstřP4D =⋅+⋅=⋅+⋅= , ( 54 )

WIRIUP 7,11,2019,08,189,0 22

efdstřPD5 =⋅+⋅=⋅+⋅= . ( 55 )

Celková ztráta, kterou musí chladič diod odvést je tedy přibližně 3 W. Pro mnou použité chladiče jsem v [ 16 ] našel pro dané rozměry jejich tepelný odpor Rt = 10 K/W. Aby se tedy vyzářil ztrátový výkon 3 W je zapotřebí tepelný spád 30 K. Tuto hodnotu lze akceptovat a není potřebné dále zvětšovat chladící plochu.

Ztráty na tranzistorech jsou následující:

Ztráty vedením závisí na efektivním proudu a vnitřním odporu tranzistoru

WIRP 35,1135,1 22efDSonT =⋅=⋅= . ( 56 )

Pokud zanedbám přepínací ztráty ztrátový výkon obou tranzistorů nepřekročí 2,7 W.

Dostanu tak oteplení ještě menší než pro chlazení diod.

Z uvedeného vyplývá, že pokud by zdroj byl umístěn ve volném prostoru není potřebné nucené ventilace. Jelikož se však předpokládá jeho umístění v další skříni byl ventilátor do konstrukce přidán a zajišťuje tak proudění vzduchu uvnitř rozvaděče. Tím se chladí i ostatní zařízení a to mikroprocesorová část a její napáječ. 3.1.2.9 Návrh časovacího obvodu

Spínací frekvenci jsem zvolil 50 kHz. Protože integrovaný obvod UC3845 začíná novou periodu vždy s každým druhým impulzem z oscilátoru, musí být hodnoty součástek R18 a C19 navrženy tak aby kmital na frekvenci 100 kHz. Návrh jsem provedl s použitím grafů uvedených v [ 8 ] , kde se nejprve najde v sítí grafů pro danou frekvenci a maximální střídu ( 26 ) hodnota kondenzátoru. V dalším grafu se pak, pro již daný kondenzátor a frekvenci, dohledá hodnota příslušného rezistoru. Hodnoty, které jsem takto zjistil jsou následující : C19 = 470 pF, R18 = 33 kΩ. 3.1.2.10 Návrh tlumících členů

Výstupní usměrňovací diody jsou napěťově namáhány překmity napětí způsobenými rozptylovou indukčností transformátoru a nenulovou zotavovací dobou usměrňovacích diod během změny polarity sekundárního napětí. K zmenšení těchto překmitů slouží tlumící RC členy. Jejich zapojení je znázorněno na Obr. 15.


Obr. 15: Zapojení tlumících členů ve výstupním usměrňovači

Během neaktivní doby periody je na sekundární straně výkonového transformátoru

záporné napětí, dioda D je zavřena, diodou D0 prochází výstupní proud IL , který je stabilizován výstupní tlumivkou a podobu přechodných dějů se dá považovat za konstantní. Při změně sekundárního napětí na kladné začne růst proud IS v rozptylové indukčnosti transformátoru Lvýst . Strmost tohoto nárůstu je dána velikostí rozptylové indukčnosti a sekundárního napětí

( ) sAH

V

Ln

U

LU

dttdi

výst

d

výst

S µµ

/9,820

122,213781

max=

⋅

=⋅

== . ( 57 )

V důsledku toho současně se stejnou strmostí klesá proud diodou D0 . Jakmile dosáhne

nulové hodnoty zůstane dioda D0 ještě po časový interval zotavovací doby otevřená a nárůst proudu IS v indukčnosti Lvýst pokračuje až na hodnotu

( ) AttitII 39,39,81,05,2

dd

rrLS =⋅+=⋅+= . ( 58 )

Jakmile se dioda D0 zavře snaží se indukčnost Lvýst pomocí zvýšeného napětí protlačit

proud IS obvodem. Proud nad hodnotu proudu IL mají za úkol svést tlumící členy. Maximální hodnota odpor rezistorů je

Ω=−

⋅=

−

⋅== 200

5,24,3122,213781

LS

dmaxS

max IIn

U

IUR . ( 59 )

Pomocí simulace jsem pak našel vhodnou kombinaci RC článku s ohledem na

minimální překmit napětí a nejmenší výkonovou ztrátu na rezistorech. Nakonec jsem zvolil C = 2,2 nF a R = 110 Ω (paralelně 2 rezistory 220 Ω / 2 W). Při opačné změně napětí se děj opakuje pro diodu D a uplatní se RC článek k ní paralelně připojený. Má tedy stejné hodnoty prvků.


3.1.2.11 Návrh regulační smyčky zdroje

Zdroj je v prvé fázi navržen pro odporovou zátěž jako standardní napájecí zdroj. Pro připojení k budící cívce je nutné znát závislost její impedance frekvenci. Po jejím zjištění, měřením na stanovišti, bude regulátor upraven pro tuto zátěž.

Integrovaný obvod UC3845 pracuje v proudovém režimu. Díky tomu je střední hodnota proudu primárním vinutím a tím i sekundárním vinutím a tlumivkou TL2, úměrná vstupnímu řídícímu napětí na vstupu 1 obvodu UC3845. Zátěž tohoto zdroje proudu je pak tvořena paralelní kombinací odporu zátěže a filtračního kondenzátoru. Přenosová funkce ze vstupu IO1 na výstup se skládá z několika lomů. Poloha 1. pólu přenosové funkce je závislá na velikosti zátěže. Pro jmenovitou zátěž 20 Ω je kmitočet pólu

HzCR

f 346102320π2

1π2

16

ZP1 =

⋅⋅⋅=

⋅⋅= − . ( 60 )

Nulu způsobuje vnitřní odpor filtračního kondenzátoru. Pro daný kondenzátor je v

katalogu udávána hodnota 1 Ω. Pak je frekvence nuly

kHzCR

f 2,710221π2

1π2

16

ESRN1 =

⋅⋅⋅=

⋅⋅= − . ( 61 )

Další pól se nachází na polovině spínací frekvence tedy na 25 kHz. Napěťový přenos, ze

vstupu do IO1 na výstupní svorky, na nízkých frekvencích je definován takto

43,2133350/1

20122,233 25Tr3

Z

25Tr3C

ZC

C

ZZ

C

Z =⋅⋅⋅

=⋅⋅

⋅=

⋅⋅⋅⋅⋅

=⋅

=Rn

RnRnU

RUnU

RIUU , ( 62 )

PZ InI ⋅= , ( 63 )

25Tr3P

31

1R

U

nI

C⋅= , ( 64 )

UC ….. napětí vstupující do IO1, UZ ….. napětí na zátěži, IZ …… proud zátěží, IP …… primární proud výkonového transformátoru, n ……. převod výkonového transformátoru, nTr3 …. převod transformátoru proudu, R25 …...hodnota snímacího rezistoru.

V decibelech tomu odpovídá zisk 26,6 dB. Výsledná hodnota přenosu zpětné vazby je ještě zeslabena napěťovým děličem R33, R34 s útlumem 20 dB a je tedy 6,6 dB.


Pro proudovou regulaci je proud měřen pomocí rezistoru R10 a operačního zesilovače IO2D. Ten vnáší do frekvenční charakteristiky, kromě zlomů stejných jako pro napěťovou regulaci, další lom na f = 5,3 kHz. Zesílení pro nízké kmitočty celé zpětné vazby pro proudovou regulaci se vypočte takto

14,233350/12122,2

33 253Tr

35

3910

25Tr3C

35

3910C

C

35

3910Z

C

MI =

⋅⋅⋅

=⋅⋅

−⋅⋅=

⋅⋅⋅

−⋅⋅⋅=

−⋅⋅==

RnRR

Rn

RnURR

RUn

URR

RI

UU

β

( 65 )

To je v decibelech 6,6 dB. Tímto jsem zjistil průběhy modulových kmitočtových charakteristik zpětných vazeb. Jsou zobrazeny na Obr. 16 a Obr. 17. K nim jsem navrhnul regulační charakteristiky podle Bodeho kriteria stability. Použil jsem proporcionálně integrační typ regulátoru. Lomovou frekvenci jsem stanovil na 100 Hz a proporcionální složku na -10 dB. R39 jsem zvolil 22 kΩ. Odpovídající hodnoty ostatních součástek jsou

Ω=Ω=⋅=⋅= kkARR 8,696,6316,0220003940 & , ( 66 )

nFnFRf

C 2202346800100π2

1π2

1

4021 ==

⋅⋅=

⋅⋅= & . ( 67 )

Obr. 16: Průběhy modulových frekvenčních charakteristik pro napěťovou regulaci


Obr. 17: Průběhy modulových frekvenčních charakteristik pro proudovou regulaci

Z Obr. 17 vyplývá, že tento regulátor vyhoví i pro smyčku proudové regulace a proto

hodnoty R41, R42 a C22 odpovídají výše vypočteným.

3.1.3 Oživení zdroje

Složitost zapojení si vyžádala osazení a zprovoznění zdroje po částech. První byla ovládací část s IO1 a IO2. Kontrola funkce oscilátoru UC3845A, velikost odběru z pomocného zdroje, funkce operačních zesilovačů v LM2902N. Následovalo připojení laboratorního zdroje na konektor K1 a postupné zvyšování napětí. Zároveň jsem pomocí osciloskopu sledoval průběhy napětí v silovém obvodu s důrazem na zjištění velikosti překmitů napětí. Po několika pokusech s volbou hodnot součástek jsem se odhodlal k prověření funkce obvodu při napájení síťovým napětím. Vzhledem k pohyblivému potenciálu v primárním obvodu bylo k napájení silové části použito oddělovacího transformátoru a autotransformátoru. Tak mohly být snímány i průběhy napětí za síťovým usměrňovačem. Zdroj jsem dále testoval na funkčnost regulace velikosti výstupního napětí a proudu, stabilizace při změně síťového napětí a velikosti zátěže.

S odporovou zátěží jsem tedy ověřil funkčnost celého zdroje. Pro buzení budící cívky jsem opětně rozpojil smyčky zpětných vazeb a provedl měření přenosu měniče při zatížení budící cívkou dynamometru. Příloha 15 a Příloha 16 ukazují naměřené průběhy. Přenos byl měřen z výstupu regulátoru po výstup z napěťového děliče a po výstup z převodníku proudu na napětí. Získal jsem tak hodnoty přenosu a fázové posuny pro zpětnou vazbu regulační smyčky. Z průběhu vyplývá, že s původními hodnotami součástek by byla regulační smyčka stabilní. Pro zvýšení fázové bezpečnosti jsem, ale posunul zlomovou frekvenci frekvenční charakteristiky PI regulátoru ze 100 Hz na 50 Hz. Hodnota kondenzátorů C21 a C22 je nově

nFnFRf

C 470468680050π2

1π2

1

4022,21 ==

⋅⋅=

⋅⋅= & ( 68 )


3.2 MIKROPROCESOROVÁ ČÁST

3.2.1 Obecný popis zapojení

Jako řídící mikroprocesor jsem navrhl do zapojení výrobek firmy Philips XA-S3. Jedná se o 16bitový procesor vycházející z architektury procesoru 8051. Obsahuje 1kB vnitřní RAM, 8kanálový 8bitový A/D převodník, umožňující alternativně pracovat s 10bitovým rozlišením. Dále pak 2 UART obvody pro sériovou komunikaci, implementované rozhraní I2C, watchdog časovač a 5 programovatelných čítačových polí. Ty používám ke generování výstupního PWM signálu a k zachytávání časových okamžiků změn vstupních signálů.

Ústřední část zapojení s procesorem, pamětí a několika dalšími obvody je na Obr. 18. Zapojení je navrženo pro použití externí paměti programu IO6 o velikosti 32 kB. Expanzi adresové sběrnice zajišťuje záchytný registr IO5. Rezistor R3 připojuje vstup procesoru BUSW na zem a určuje tak použití 8mi bitové datové sběrnice. Velikost taktovací frekvence procesoru určuje krystal 14,7456MHz. Bezproblémový start a vypnutí zajišťuje při zapnutí a vypnutí napájení napěťový dohlížeč IO2. Aktivuje signál /RST procesoru po určitou časovou dobu po zapnutí a tím umožní korektní resetování procesoru. Při poklesu napětí zajistí reset dříve než by mohlo dojít k nekorektní činnosti vlivem nízkého napájecího napětí. Prostřednictví dvouvodičové sběrnice I2C je připojena vnější paměť dat IO4. Jedná se o sériovou paměť 24C16 typu EEPROM o velikosti 2 kB. Napájení analogové části procesoru, určené pro A/D převodníky, je realizováno z IO3 reprezentovaného stabilizátorem TL431. Referenční napětí 2,5 V je získáno odporovým děličem z referenčního napětí 5 V. Prostřednictvím konektoru K1 je připojen výše popisovaný regulovatelný spínaný zdroj řízený a ovládaný pomocí napětí na jednotlivých vodičích tohoto spojení. Z tohoto zdroje jsou také přiváděny měřené veličiny.

Obr. 18: Ústřední část zapojení mikroprocesorové řídící části


Napájecí zdroj mikroprocesorové části zobrazuje Příloha 13 . Je umístěn na samostatné desce. Malé střídavé napětí 15 V je ze síťového získáno transformací síťovým transformátorem je usměrněno a částečně vyfiltrováno. Na vlastní desce mikroprocesorové řídící části je pak napětí znovu filtrováno a dále stabilizováno. Toto je zobrazeno na Obr. 19. Před filtrací je pulzující napětí přivedeno na člen C11, R14, R15, z kterého se pomocí Schmittova klopného obvodu IO18A odvodí signál pro procesor o přítomnosti síťového napětí. Pokud dojde k výpadku sítě delší než 3 periody usměrněného napětí dostane mikroprocesor žádost o přerušení. Na něm poté je, aby zvážil jedná-li se jen o krátkodobý výpadek sítě, který neovlivní funkci zařízení nebo jde-li o trvalé odpojení napětí. Vyfiltrované napětí je pomocí tlumivky L1 rozděleno pro digitální část (před tlumivkou) a analogovou.

Obr. 19: Napájení mikroprocesorové řídící části

V digitální části jsou dva jednoampérové stabilizátory +5 V a +12 V. Nižší napětí napájí veškeré číslicové obvody, z napětí +12 V jsou napájena relé, komparátory pro snímače otáček a řídící část regulovatelného spínaného zdroje. V analogové části je +12 V určeno pro OZ antialiasingových filtrů A/D převodníků, a ostatní analogové obvody. Tento stabilizátor je v nízko-výkonovém provedení s maximálním výstupním proudem 0,1 A. Referenční napětí +5 V je realizováno stabilizátorem IO11. Je použito nastavitelného stabilizátoru LM317T. Z něj je dále odvozeno referenční napětí pro A/D převodníky. Výkonově je dimenzován i pro napájení drátových potenciometrů ke snímání mechanických veličin.

Blok logických vstupů ze spínačů je na Obr. 20. Spínače spínají na zem a rezistorová síť RN1 udržuje při rozepnutí úroveň H. RC články filtrují případné rušení. O aktuální logické úrovni rozhodují Schmittovy klopné obvody IO18DE a IO19.


Obr. 20: Blok logických vstupů mikroprocesorové řídící části

Blok výstupů je znázorněn na Obr. 21. Protože po resetu mikroprocesoru jsou na jeho výstupech logické jedničky, jsou logické signály invertovány invertory v IO7D. Výstupy OUT0 až OUT2 spínají pomocí Darlingtonových tranzistorů cívky příslušných relé. Antiparalelně zapojené diody D12, D14 D16 omezují překmity napětí při rozepínání proudu těmito cívkami. Výstupní kontakty dimenzované na 230V/10A jsou přivedeny na šroubovací svorkovnice. Spínaná zařízení jsou elektromagnetický ventil přívodu chladící vody, zapalování testovaného motoru a napájení regulovatelného napájecího zdroje. Výstupy PWM0 až PWM2 pracují s obdélníkovým signálem stálého kmitočtu 900 Hz a proměnnou střídou. Výstup PWM0 přímo budí ručkový měřící přístroj. Zbylé dva výstupní signály jsou filtrovány dolní propustí a takto získaná střední hodnota signálu PWM je pro další použití oddělena operačními zesilovači se zesílením 1.


Obr. 21: Blok výstupů mikroprocesorové řídící části

3.2.2 Výpočet stabilizátoru pro PWM

Aby bylo možné dosáhnout na výstupu PWM napětí +5 V, jsou spínací hradla napájena ze zdroje s napětím větším než +5 V, který kryje úbytky napětí na spínačích. V katalogovém listu výrobce použitých hradel [ 9 ] jsem zjistil úbytek napětí, o který musí mít zdroj větší napětí. Výsledné napětí je pak 5,1 V. Toto je minimální hodnota stabilizovaného napětí, při kterém bude ještě možné na výstupu nastavit požadovaný rozsah napětí. Větší napětí stabilizátoru není na závadu neboť ho lze kompenzovat softwarovou korekcí. Hodnoty rezistorů proto budou vybírány z řady E24 tak, aby výstupní napětí bylo větší než určené. Tento postup je z hlediska realizace výhodnější, než trimování rezistorů děliče R41, R42 pomocí paralelních kombinací rezistorů.

Výpočet stabilizátoru je inspirován katalogovým listem výrobce [ 10 ]. Výstupní proudové zatížení stabilizátoru je ID = 1 mA proud odporovým děličem, IM = 1 mA panelovým měřidlem, 1 µA hradla IO12, celkem tedy přibližně 2 mA. K tomu volím příčný proud stabilizátoru IK = 10 mA. Hodnota odporu předřadného rezistoru R40 má potom hodnotu

( ) Ω=Ω=⋅++

−=

++−

= − 560575101110

1,5123

DMK40 &

IIIUUR OUTCC . ( 69 )

Aby byl dodržen navržený příčný proud ID = 1 mA děliče R41, R42 musí být součet jeho odporů roven


Ω===+= 5100001,01,5

D

OUT4241 I

URRRD . ( 70 )

Výstupní napětí stabilizátoru je dáno následujícím vztahem

REF42

41OUT 1 U

RRU ⋅

+= , ( 71 )

jeho úpravou a dosazením ( 70 ) jsem dostal vztah pro výpočet odporu rezistoru R41

Ω=Ω=−

⋅=−

⋅= kU

UURR 7,226051,5495,21,55100

OUT

REFOUTD41 & . ( 72 )

Dosazením hodnoty odporu tohoto rezistoru do ( 70 ) je hodnota odporu rezistoru R42 rovna

Ω=−=−= 24002700510041D42 RRR . ( 73 )

Blok snímání otáček Obr. 23 je navržen jako zdvojený. Otáčky se jednak měří pomocí tachometrického generátoru umístěného v dynamometru a také pro jistotu v zapalovací soustavě testovaného motoru. Je to z důvodu případného přerušení mechanické vazby mezi motorem a dynamometrem. Rozdíl ve velikosti otáček musí procesor zaznamenat a vypnout zapalování motoru, aby zabránil nekontrolovatelnému zvýšení otáček. Tachometrický generátor má v závislosti na otáčkách napětí zhruba od 2 do 200 V. Ořezání na velikost +5 V provádí 2 W rezistory R43, R44 a Zenerova dioda D19. Za nimi následuje Schmittuv klopný obvod s rozhodovacími úrovněmi kolem 1,3 a 0V. Výstup je oddělen invertorem IO18F. Snímání ze zapalování je zapojeno podobně, Schmittuv klopný obvod má rozhodovací úrovně kolem 1 a 5 V. Pro odstranění zákmitů vzniklých v zapalování je za ním použit monostabilní klopný obvod s časovačem NE555, který má délku kyvu přibližně 3,5ms. Kondenzátor C31 filtruje případné rušení ve vstupním signálu.

3.2.3 Měření provozních veličin

3.2.3.1 Měření točivého momentu

Točivý moment je měřen pomocí potenciometru, který snímá úhel natočení ukazatele mechanické váhy. Potenciometr realizuje napěťový dělič napájený z referenčního zdroje napětí +5 V. Toto napětí je přivedeno na analogový filtr 2. řádu s mezní frekvencí 10 Hz. Na jeho výstupu je odporovým děličem s útlumem 6 dB analogový signál zeslaben na velikost vhodnou pro A/D převodník. Zapojení je zobrazeno na Obr. 22. Vzorkovací kmitočet je 175 Hz. Po A/D převodu je digitální signál filtrován číslicovým filtrem a je u něj provedena decimace na frekvenci 25 Hz. Aby se vyloučila chyba způsobená offsetem a chybou zesílení celého měřícího řetězce je provedena matematická korekce. Správná hodnota momentu se získá výpočtem ze vztahu:

( )R

OFFSETMAX

OFFSE Mmm

mmM T ⋅−

−= , ( 74 )


kde M hodnota kroutícího momentu po korekci, m údaj A/D převodníku, mOFFSET údaj A/D převodníku při nulovém kroutícím momentu, mMAX údaj A/D převodníku při maximálním kroutícím momentu, MR maximální kroutící moment. 3.2.3.2 Měření napětí a proudu budící cívky

Analogová vstupní část upravující signál pro A/D převodníky je na Obr. 22. Měření napětí a proudu budící cívky je realizováno podobně jako měření momentu zmíněné výše. Pro odstranění rušení na zemním vodiči ke spínanému zdroji, je ale použito na vstupu do mikroprocesorové části rozdílových zesilovačů IO20B a IO21B se zesílením 1. Signálová zem GNDM je vedena do spínaného zdroje k jeho výstupním zesilovačům pro napětí a proud. Dále jsou použity Butterworthovy dolní propusti 2.řádu vytvořené pomocí IO20A a IO21A. Napájení těchto operačních zesilovačů je blokováno tantalovým kondenzátorem 1 µF a keramickým 100 nF. Dvojité diody D23, D24 a D25 omezují vstupní rozsah na 0 až 5 V. Protože A/D převodník má rozsah 0 až 2,5 V je na výstupu zařazen odporový dělič, který zajistí dodržení tohoto rozsahu. Dva další vstupy ADC1 a ADC2 jsou určeny pro připojení nastavovacích potenciometrů. U nich není tak důkladná filtrace požadována a je zajištěna kondenzátorem na výstupu děliče.

Obr. 22: Analogová vstupní část mikroprocesorové řídící části


Návrh zmiňovaných dolních propusti 2.řádu vychází z literatury [ 17 ]. Použité rezistory volím 68 kΩ. Mezní frekvenci jsem stanovil na f0 = 10 Hz. Potom kondenzátory C49, C53 a C57 jsou

nFRf

C 3306800010π22

π22

057,53,49 =

⋅⋅=

⋅⋅= . ( 75 )

Kondenzátory dolní větve jsou

nFRf

C 1656800010π22

1π221

0

=⋅⋅⋅

=⋅⋅⋅

= . ( 76 )

Tato hodnota se dá téměř přesně sestavit z dvou paralelních kondenzátorů 82nF. Zapojení jsem ověřil měřením jehož výsledky ukazuje příloha Příloha 14.

Odporové děliče napětí R87, R88 a R89, R90 upravující napětí z drátových potenciometrů na polovinu, jsou navrženy tak, aby je nezatěžovaly příčným proudem. Mezní frekvence dolních propustí zajištěných kondenzátory C61 a C62 je

Hz

kkkk

CRRRRf 1

103,3100100100100π2

1

π2

1π21

662,61

90,8889,87

90,8889,870 =

⋅⋅+⋅

⋅=

⋅+⋅

⋅=

⋅=

−&

τ

( 77 )

3.2.3.3 Měření otáček

Měření otáček je realizováno dvěmi nezávislými systémy. První hlavní systém měří otáčky pomocí tachometrického generátoru přímo v dynamometru. Druhý přídavný je realizován snímáním napětí na zapalování na měřeném motoru. Tato koncepce je zvolena vzhledem k bezpečnosti provozu. Pokud by totiž z nějakého důvodu došlo k přerušení mechanického spojení mezi motorem a dynamometrem, motor by nekontrolovatelně zvyšoval otáčky. Řídící jednotka měří otáčky obou hřídelí a v případě odchylky větší než je nastavená hodnota, zastaví motor odpojením zapalování.

Zpracování signálů pro měření otáček zajišťují obvody na Obr. 23. Tachometrický generátor má hodnotu výstupního efektivního napětí v závislosti na otáčkách v rozsahu přibližně 2 až 200 V. Toto střídavé napětí sinusového průběhu je přivedeno na kontakty 3 a 4 konektoru K7. Pro zpracování dalšími obvody je maximální velikost napětí kladné půlperiody omezena na velikost přibližně +5 V ořezávačem tvořeným 2 W rezistory R43, R44 a Zenerovou diodou D19. Záporná půlperioda je omezena na velikost -0,6 V. Kondenzátor C31 omezuje působení rušivých napětí. Takto upravené napětí zpracovává následující Schmittuv klopný obvod s rozhodovacími úrovněmi napětí 1,3 V a 0,3 V. Protože IO16 má výstupy s otevřeným kolektorem je použit R48 jako zátěž, na které se vytváří úbytek napětí vyhodnocovaný invertorem IO18F, z jehož výstupu jsou impulsy vedeny na záchytný vstup čítačového pole mikroprocesoru. Ten pak zpracovává obdélníkový signál, u kterého je měřena perioda. Pro měření jsou rozhodující okamžiky v okolí kdy vstupní signál prochází nulou do záporné půlperiody.


Obr. 23: Blok snímání otáček v mikroprocesorové řídící části

Měření periody se odvozuje od okamžiků průchodu vstupního signálu nulou, signál zde

má nejvyšší strmost a je tedy přesněji časově definován. Rozhodovací úroveň Schmittova klopného obvodu blízká této hodnotě je zajištěna zapojením Schottkyho diody D20 do zpětné vazby IO16A. Druhá rozhodovací úroveň je určena odporovým děličem R46, R47 a vzhledem k použitému nejmenšímu efektivnímu napětí 2 V jsem ji navrhl na velikost 1,3 V. Odpor rezistoru jsem zvolil R46 = 47 kΩ a odpor rezistoru R47 je pak

Ω=Ω=−

⋅=−

⋅= kkUU

URR 165,163,15

3,1k47CC

4647 & . ( 78 )

Maximální proud Zenerovou diodou D19 jsem zvolil 25 mA. Potom musí mít předřadný

rezistor odpor

Ω=⋅

== kI

UR 3,11025,0

2200

m

m . ( 79 )

Vzhledem k napěťovému namáhání jsem použil sériovou kombinaci 2 rezistorů s

polovičním odporem R43 = R44 = 5,6 kΩ. Výkonové zatížení těchto prvků je

WR

UP 6,31120020022

ef === . ( 80 )

Najeden rezistor tedy připadá 1,8 W a volím tedy dvouwattové provedení rezistorů.

Snímání otáček motoru z jeho zapalování je provedeno poněkud odlišně. Napětí na přerušovači po jeho otevření silně zakmitává s amplitudou několika set voltů a během 1 až 2 ms se ustálí napětí na přerušovači na hodnotě napájecího napětí zapalování. Po určité době,


dané aktuálními provozními otáčkami, je přerušovač opětovně sepnut a napětí na jeho kontaktech se blíží nulové hodnotě. Při dalším rozpojení se celý děj opakuje. Zapojení pro měření otáček motoru reaguje na rozpojení přerušovače, kdy nárůst napětí způsobí překlopení Schmittova klopného obvodu IO16B a tím odstartuje generování impulzu s konstantní délkou pomocí monostabilního obvodu IO17. Doba tohoto impulzu je delší než trvání kmitavého přechodného děje na přerušovači, vstup je tehdy neaktivní a během této doby odezní výše zmíněný přechodný děj. Neboť IO17 vyžaduje spouštění impulzem je použit derivační článek C34, R52, který zajišťuje skončení spouštěcího impulzu pro IO17 i v případě, že doba rozepnutí přerušovače je delší než doba kyvu monostabilního klopného obvodu. Vstupní napětí je omezeno Zenerovou diodou D21 a rezistory R50 a R51 na maximální hodnotu bezpečně zpracovatelnou následujícími obvody. Dvojice diod D22 pak chrání vstup IO16B před poškozením při případném selhání Zenerovy diody. Přes dolní diodu se také vybíjí C34 při sepnutém přerušovači. R57 podobně jako v předchozím obvodu pro měření otáček vytváří zátěž pro výstup IO16.

Dolní rozhodovací úroveň Schmittova klopného obvodu je stanovena na 1 V, horní je na své maximální úrovni 5V. Pokud by byla vyšší vývod 2 IO17 by měl kladnější napětí než je jeho napájecí a to není přípustné. Hodnotu rezistoru R56, který zajišťuje měnění vstupní rozhodovací úrovně, volím R56 = 2,2 kΩ. Při úrovni 5 V je dělič R54, R55 nezatížen a poměr jeho odporů je

75

5125

hornDD

horn

54

55 =−

=−

=i

i

UUU

RR . ( 81 )

Při zatížení pomocí R56 jeho výstupní napětí klesne na hodnotu 1 V. Takto zatížený

dělič lze popsat rovnicí

56

dolní

55

dolní

54

dolníDD

RU

RU

RUU

+=− . ( 82 )

Řešením soustavy rovnic ( 81 ) a ( 82 ) lze vypočítat hodnoty odporů děliče následovně

( )( )

( )( ) Ω=⋅

−

−⋅−⋅

=⋅

−

−⋅−⋅

= kRUUUUUUR 1522001

512111251 56

horniDDdolní

dolniDDhorni55 ,

( 83 )

Ω=Ω=

+

−=

+

−= kk

RU

RU

UUR 2221

22001

150001

112

56

dolni

55

dolni

dolniDD54 & .

( 84 )

Aby se Schmittuv klopný obvod IO16B při vstupním napětí 12 V spolehlivě překlopil musí na vývodu 6 být napětí větší než je horní rozhodovací úroveň a ta je 5 V. Volím jmenovitou hodnotu napětí 7 V, kterou musí odporový dělič tvořený R50, R51 a R52 mít na svém výstupu při začátku nabíjení kondenzátoru C34, které nastane při změně vstupního napětí z 0 V na 12 V. Přenos děliče je pak

127

525150

52

1

2 =++

==RRR

RUUK . ( 85 )


Zvolil jsem celkový odpor děliče 10kΩ, který výrazně nezatěžuje obvody zapalování. Po dosazení a úpravě ( 85 ) je R52 roven

( ) Ω=Ω=⋅=++⋅= kRRRUUR 6,5583310000

127

5251501

252 & . ( 86 )

Zbytek do 10 kΩ je pak rozdělen rovnoměrně na R50 = R51 = 2,2 kΩ. Důvod použití

dvou rezistorů v sérii je stejný jako v předešlém případě a to napěťové namáhání. Velikost Zenerova napětí diody D21 je zvoleno tak, aby Zenerova dioda nezatěžovala odporový dělič R50, R51, R52 při změně vstupního napětí z 0 V na 12 V. Větší nárůst vstupního napětí nebo pokud je C34 nabit, omezí na hodnotu Zenerova napětí. Toto napětí jsem zvolil 9,1 V. Kapacita C34 je určena požadavkem vybití tohoto kondenzátoru za dobu 0,5 ms na úroveň odpovídající alespoň 3τ. Je to potřebné v okamžiku, kdy přerušovač sepne a derivační článek musí být připraven přenést v plné velikosti následné zvýšení napětí na 12 V. Kondenzátor se vybíjí přes rezistory R50, R51 a dolní diodu D22. Vypočítaná kapacita je pak

( ) ( ) nFnFRR

tC 3338220022003

105,03

3

5150

V34 ==

+⋅⋅

=+⋅

=−

& . ( 87 )

Monostabilní klopný obvod má za úkol odstranit kmity při rozpojení přerušovače, jeho návrh popisuje následující pasáž inspirována postupem uvedeným v literatuře [ 18 ]. Pro návrh jsem uvažoval rozsah provozních otáček motoru 600 až 8000 min-1. Pro čtyřtaktní spalovací motor se čtyřmi válci těmto otáčkám odpovídají frekvence impulzů 20 až 266,6 Hz. Z těchto hodnot vychází maximální perioda 50 ms a minimální 3,75 ms. Pro další výpočty je důležitá hodnota minimální doby periody, protože doba kyvu MKO musí být vždy kratší. Dobu kyvu, která odpovídá času nabíjení časovacího kondenzátoru C37, jsem zvolil tn = 3 ms a vybíjecí dobu tv = 0,5 ms. Kapacitu tohoto kondenzátoru volím C37 = 22 nF. Zbytkové napětí, pod které se musí kondenzátor vybít za dobu 3τ jsem zvolil 5 % UCC. Vybíjecí doba je pak rovna

⋅

⋅⋅−=

⋅

⋅−=2

05,03ln2

05,03ln 3759 CRt VV τ . ( 88 )

Ze vztahu ( 88 ) lze pak odpor rezistoru R59 vypočítat následovně

Ω=

⋅

⋅⋅

−=

⋅

⋅

−=

−

8774

205,03ln1022

0005,0

205,03ln 9

37

V59

C

tR , ( 89 )

volím nejbližší hodnotu R59 = 8,2 kΩ.

Nabíjecí doba se dá vyjádřit vztahem

( ) ( ) ( )

−

⋅+⋅−=

−

⋅−=05,013

1ln05,013

1ln 595837NN RRCt τ . ( 90 )


Velikost součtu odporů rezistorů R58 a R59 je pak dána vztahem

( ) ( )

Ω=

−

⋅⋅

−=

−

⋅

−=

−+ 130203

05,0131ln1022

003,0

05,0131ln 9

37

N5958

C

tR RR , ( 91 )

a velikost odporu rezistoru R58 je

Ω=Ω=−=−= + kRRR 120122003820013020359595858 & . ( 92 )

Ze získaných periodických logických signálů se údaj o otáčkách získá výpočtem ze změřené doby periody podle následujících vztahů:

DD

60Tp

n⋅

= [ ]sot ,min;/ − , ( 93 )

kde nD otáčky dynamometru, p počet pólových dvojic generátoru, TD perioda napětí generátoru,

MM

130Tj

kn ⋅⋅= [ ]sot ,,min;/ −− , ( 94 )

kde nM otáčky motoru k k = 4 pro čtyřtaktní motor, k = 2 pro dvoutaktní motor j počet válců TM perioda napětí na přerušovači.

Konstanta pro výpočet z otáček tachogenerátoru je v řídící jednotce uložena napevno v paměti programu, konstanta pro výpočet ze zapalování měřeného motoru je nastavitelná a je uložena v sériové paměti typu EEPROM v řídící jednotce.

Měřením byla ověřena schopnost měřit otáčky pro sinusové napětí od 1,3 V v rozsahu od 320 min-1 do více jak 10000 min-1 pro vstup určený pro tachogenerátor. Vstup ze zapalování pak fungoval při velikosti amplitudy obdélníkového signálu 10 V od 480 min-1 do 10200 min-1.

Měření výkonu je realizováno nepřímo na základě již změřených hodnot momentu a otáček. Výpočetní vztah je následující:

MnP ⋅⋅=60π2 [ ]NmotW min,/; . ( 95 )


3.2.4 Komunikační modul

Použitý mikroprocesor má implementováno sériové rozhraní. Pro komunikaci pomocí

USB se musí použít převodník USB-RS232. V mém případě jsem aplikoval integrovaný obvod FT8U232AM firmy FTDI. Tento obvod spolu s dodávaným driverem umožňuje realizaci virtuálního sériového portu prostřednictvím USB s přenosovou rychlostí až 920kBd. Obvod komunikuje s PC rychlostí full-speed specifikace USB 1.1, to představuje přenosovou rychlost 12Mb/s. Propustnost je však omezena rychlostí sériového rozhraní viz výše. Samotný konvertor je realizován jako rozšiřující destička, která se zasunuje do patice na plošném spoji mikroprocesorové části řídící jednotky. Příloha 18 ukazuje řídící jednotku osazenou tímto modulem. Je navržen univerzálně s možností použití v několika módech. Optické oddělení je realizováno pomocí rychlých optočlenů 6N137. Část na straně PC je napájena z USB, část galvanicky spojená s mikropočítačem je napájena z jeho +5 V.

3.2.4.1 Popis schématu

Schéma popisovaného komunikačního modulu je na Obr. 24. Jádrem celého zapojení je integrovaný obvod IO1, již zmiňovaný FT8U232AM. Popis jeho parametrů je uveden ve [ 19 ]. Zapojení je inspirováno doporučeným zapojením uvedeným ve [ 20 ].

Obr. 24: Schéma zapojení komunikačního modulu

Na vývody 7 a 8 obvodu IO1 jsou přivedeny signálové vodiče rozhraní USB přes vývody modulu. Konektor USB typu B je tak umístněn mimo modul přímo na desce mikroprocesorové části. To umožňuje větší variabilitu, lepší využití prostoru a modul je také menší. Na vývodech 18 až 25 je pak kompletní sériové rozhraní s úrovněmi v TTL logice. Napájení USB části modulu je realizováno z napájecích vodičů USB přes tlumivku L1.


Taktování obvodu zajišťuje krystal 6 MHz. Korektní start obvodu IO1 po připojení na USB port je realizováno součástkami C10, R6 až R8 a T1. Nastavení konfiguračních hodnot je uloženo v IO2. Jedná se o sériovou paměť EEPROM 93C46 o velikosti 128 Byte. Popis obsazení jednotlivých paměťových pozic a příklad jejich naplnění je rovněž v [ 19 ], Příloha 12 pak ukazuje zdrojový text konkrétního použitého obsahu.

LED diody D1 a D2 slouží k indikaci vysílání a příjmu. Galvanické oddělení mezi řídící jednotkou a USB zajišťují 4 optočleny IO5 až IO8 typu 6N137. Jedná se o rychlé oddělovače, přenosová rychlost až 10 MBd, s TTL výstupem. Jsou osazeny v precizních paticích a je tak možné volit počet osazených optočlenů pro konkrétní použití. Tato univerzálnost je popsaná v dalším textu. Ze strany USB jsou buzeny obvodem IO1 a napájeny z USB, ze strany řídící jednotky pak mikroprocesorem přes příslušné vývody z komunikačního modulu. Napájení optočlenů s výstupy z modulu je realizováno z řídící jednotky.

Protože komunikační modul je navržen univerzálně, jsou na jeho desce umístněny dále pozice pro dva obvody ICL232SMD a to IO3 a IO4, dále pak diskrétní součástky R30 až R32, C13 až C18, D3 a D4. Zapojení je inspirováno zapojením uvedeném v katalogovém listu výrobce integrovaného obvodu [ 21 ]. Osazení těchto součástek umožňuje realizaci plnohodnotného sériového portu bez galvanického oddělení prostřednictvím USB. Tak lze realizovat např. další sériový port na počítači typu PC kde již jsou všechny sériové porty obsazeny, případně nejsou vůbec realizovány. Dále je na desce sada nulových rezistorů R14 až R21, které umožňují při svém osazení vyvedení kompletního sériového rozhraní v TTL logice na vývody modulu 19 až 28. Předpokládá se že nejsou osazeny výše zmiňované součástky IO3, IO4 a další diskrétní prvky. To je užitečné pro aplikace, kde jsou signály přímo zpracovány např. mikropočítačem a pokud není potřeba galvanické oddělení. Podrobný přehled možností využití komunikačního modulu a seznamy neosazených součástek pro jednotlivé varianty je uveden v Tab. III. Pro řídící jednotku je využita varianta č.2. Kompletní seznam součástek je pak uveden v Příloha 11.

Tab. III: Možnosti zapojení a využití komunikačního modulu Galvanic- Max. Počet

Varianta Popis ké přenosová signálù Signály Neosazuje se oddělení rychlost

Hardwarově řízená galva- R14 až R21, C11 až C18, IO3, IO4, nicky oddělená komuni- R30 až R32, D3, D4

1

kace s úrovněmi TTL

ANO 920 kBd 4 + zem + 5V TXD_MP, RXD_MP, RTS_MP,CTS_MP

Pouze datové linky gal- R14 až R21, C11 až C18, IO3, IO4, vanicky oddělené s úrov- R26 až R29, C22, C23, IO7, IO8,

2

němi TTL

ANO 920 kBd 2 + zem + 5V TXD_MP, RXD_MP

R30 až R32, D3, D4 Simulace kompletního sé- R14 až R21, riového kanálu s úrovně- mi RS232 bez galvanic-

R22 až R25, C19 až C21, IO5, IO6, 3

kého oddělení

NE 115 kBd 8 + zem TXDATA, RXDATA, RTS, CTS,DTR, DSR, DCD, RI

R26 až R29, C22, C23, IO7, IO8 Hardwarově řízená komu-nikace s úrovněmi RS232

R14 až R21, C15, C16, IO4,

bez galvan. oddělení R22 až R25, C19 až C21, IO5, IO6, R26 až R29, C22, C23, IO7, IO8,

4

NE 115 kBd 4 + zem TXDATA, RXDATA, RTS, CTS

R30 až R32, D3, D4 Kompletní sériový port C11 až C18, IO3, IO4, s úrovněmi TTL bez gal- R22 až R25, C19 až C21, IO5, IO6, vanického oddělení R26 až R29, C22, C23, IO7, IO8,

5

NE 920 kBd 8 + zem TXDATA, RXDATA, RTS, CTS,DTR, DSR, DCD, RI

R30 až R32, D3, D4 Pozn. : pro všechny varianty jsou nepovinné součástky R9, R10, D1, D2, JP1


3.2.4.2 Instalace softwarových ovladačů obvodu FT8U232AM

Aby bylo možné komunikovat prostřednictvím USB s komunikačním modulem a jeho prostřednictvím s koncovým zařízením tedy v našem případě s řídící jednotkou, je nutné nainstalovat potřebné ovladače na straně počítače typu PC. Existují dva druhy ovladačů:

• Přímé ovladače - Aplikace na straně PC využívající přímé ovladače používá knihovní

funkce knihovny FTD2XX.DLL, pomocí kterých přistupuje přímo k obvodu FT8U232AM

• Ovladače VCP - Při instalaci ovladačů VCP (Virtual COM Port) se přidá do systému nový COM port, na který se potom přistupuje stejně jako ke všem ostatním COM portům přes Windows API. Existují verze s podporou Plug & Play (PNP) a bez ní.

Jsou podporovány následující operační systémy: Windows 98SE, Windows 2000, Windows ME, Windows XP, Apple OS8/OS9, Linux.

Jelikož jsem se rozhodl používat ovladač VPC s podporou Plug & Play zaměřím se v dalším popisu na postup instalace tohoto ovladače na systému Windows 98SE. Nejprve jsem stáhnul soubor s ovladačem z adresy http://www.asix.cz/download/ftdi/drivers/ftvcp98p.zip uložil na disk a dekomprimoval jej. Poté jsem připojil prostřednictvím USB kabelu PC s modulem. Zobrazilo se klasické dialogové okno pro instalaci ovladačů zařízení. Po zadání cesty k souborům ovladačů a potvrzení se nainstalovaly ovladače a ve Správci zařízení systému Windows se objevil nový sériový port: USB Seriál Port (COM4) a také nový řadič sběrnice USB: USB High Speed Seriál Converter. Tímto je instalace ovladače ukončena a je možné pracovat s tímto novým virtuálním sériovým portem stejně jako s klasickým. V aplikaci je pak použit stejný postup práce aplikovaný pouze na jiné číslo sériového portu.

Při odpojení se z seznamu nainstalovaných zařízení automaticky výše zmíněné položky odstraní a příslušný port potom nelze v aplikaci otevřít. Při opětovném připojení pomocí USB kabelu se seznam automaticky aktualizuje a port je přístupný jako po instalaci. Definitivní odinstalace ovladače je možná po spuštění programu Ftdiunin.exe dodávaným v zmiňovaném komprimovaném souboru.

3.2.4.3 Komunikační protokol

Struktura komunikačního protokolu je zobrazen na Obr. 25. Jedná se o transparentní protokol, kde jednotlivé pakety začínají znakem STX a končí znakem ETX. Mezi nimi se nachází vlastní datové pole, v kterém se zmíněné znaky nemohou vyskytovat. Při tvorbě paketu jsou totiž překódovány podle Tab. IV. Je tak jednoznačně určen začátek a konec paketu. Hodnoty zmíněných znaků jsou v Tab. V.


Obr. 25: Struktura komunikačního protokolu

Datové pole se dále skládá ze dvou částí a to hlavičky a vlastní datové části. Hlavička má fixní velikost 3 byte a obsahuje kód povelu, kontrolní součet a velikost hlavičky a datové části. Datová část má variabilní délku od. Obsahuje vlastní datovou informaci potřebnou ke komunikaci s PC. Protože jednotlivé zprávy mají různou velikost je použití hlavičky se stejným formátem pro všechny zprávy výhodné z hlediska vyhodnocování příjmu. Jednotlivé položky pro řízení činnosti jsou totiž stále na stejném místě.

Tab. IV: Tabulka pro překódování Původní znak Překódováno na 2 znaky

STX ENQ, DC2 ETX ENQ, DC3 ENQ ENQ, NAK

Tab. V: Definice používaných znaků Znak Dekadicky Hexadecimálně STX 2 02h ETX 3 03h ENQ 5 05h DC2 18 12h DC3 19 13h NAK 21 15h

Kontrolní součet se získá tak, že se sečtou modulo 256 všechny byte zprávy, kromě byte kontrolního součtu, a z takto získaného součtu se vytvoří doplněk do 255. Ten se uloží do


hlavičky na místo pro kontrolní součet. Při příjmu se sečte modulo 256 celá zpráva a přičte se modulo 256 jednička. Pokud je výsledek 0, proběhl přenos bez chyby, pokud je výsledek rozdílný od nuly nastala při přenosu chyba.

Při příjmu se dále kontroluje jestli délka udávaná v hlavičce souhlasí s se skutečnou délkou zprávy, zda kód povelu je registrován. Na nižší úrovni se pak kontroluje výskyt znaku STX v datovém poli, který se vyhodnotí jako chyba paketu. Mino paket se znaky jiné než STX ignorují, korektní přenos vždy začíná znakem STX. Pro komunikaci je použita přenosová rychlost 19200 Bd.

3.2.5 Komunikace s modulem škrtící klapky

Je použita obousměrná sériová komunikace po sériové lince RS-232 s galvanickým oddělením pomocí optočlenů IO23 a IO24. Zapojení je inspirováno literaturou [ 20 ] a je na Obr. 26. Na straně řídící jednotky jsou tyto optočleny napájeny ze zdroje +5 V určeného pro mikroprocesorovou část. Na straně vedení od modulu škrtící klapky je napájení řešeno nastavením vývodu 4 konektoru (DTR) na +12 V a vývodu 7 (RTS) na -12 V. Z tohoto důvodu je nutné k propojení řídící jednotky a modulu škrtící klapky použít kabel s příslušným počtem vodičů. Toto uspořádání umožňuje galvanicky oddělit obě zařízení bez nutnosti použití galvanicky odděleného zdroje ať už v podobě odděleného vinutí transformátoru nebo oddělovacího měniče.

Obr. 26: Blok sériové komunikace mikroprocesorové řídící části se škrtící klapkou

Komunikační protokol používá pokyny z tabulky Tab. VI. Posílají se jednotlivé byte bez dalšího sestavování do větších datových celků. Řídící jednotka je nadřízené a servomechanizmus podřízené zařízení. Pro detekci chyby přenosu i chyby servomechanizmu je použito zpětné hlášení, které v případě bezproblémového provedení obsahuje stejný kód, jaký byl poslán do servomechanizmu. Pokud odpověď nepřijde do stanovené doby nebo se neshoduje s obsahem odeslané zprávy řídící jednotka vyhodnocuje chybu. Komunikační rychlost je nastavena na 9600 Bd a zprávy jsou posílány v závislosti na vzorkovacím kmitočtu s periodou 40 ms.


Tab. VI: Povely komunikačního protokolu se servomechanizmem škrtící klapky Název pokynu

Hexa kód Binární kód Význam pokynu

ANGLE 00h - 7Fh 0aaaaaaa Na klapku se posílá požadavek nastavit škrtící klapku na úhel ve stupních vyjádřený sedmi nejnižšími bity v binárním kódu

RESET FFh 11111111 Slouží k inicializaci při zapnutí, škrtící klapka se uvede do výchozí polohy a načte si kalibrační hodnoty z paměti

UP A0h 1010uuuu Slouží k manuálnímu nastavování při ruční kalibraci, klapka se otevře o čtyřmi nejnižšími bity zadaný počet mikrokroků (1-16)

DOWN B0h 1011dddd Slouží k manuálnímu nastavování při ruční kalibraci, klapka se přivře o čtyřmi nejnižšími bity zadaný počet mikrokroků (1-16)

ZERO 80h 10000000 Kalibrace, informace do klapky o tom, že se nachází v poloze nula stupňů, klapka si uloží aktuální údaj polohy v mikrokrocích

MAX 90h 10010000 Informace do klapky o nastavení max. úhlu, klapka si uloží aktuální údaj polohy v mikrokrocích

4 SOFTWAROVÉ VYBAVENÍ ŘÍDÍCÍ JEDNOTKY

4.1 VÝVOJOVÉ PROSTŘEDÍ

Vývoj software mikroprocesor řídící jednotky jsem realizoval v integrovaném vývojovém prostředí RIDE, které obsahuje textový editor, kompilátor, linker i debugger. Umí pracovat s programem napsaném v jazyku symbolických adres i se zdrojovým textem programu napsaném v jazyce C. Simulace v tomto prostředí umožňuje základní odladění psaného programu. Pro dokonalejší práci a hlavně pro vyzkoušení jak nový program spolupracuje s hardwarem řídící jednotky je potřeba spouštět program přímo v vyvíjeném zařízení. Protože nebyl k dispozici vhodný emulátor procesoru a programování EPROM a zkoušení zda program funguje se mi jevilo jako nepřijatelné, jsem se rozhodl použít hardwarový simulátor EPROM. Toto řešení sice neposkytuje takový komfort jako použití emulátoru, ale pro můj účel je dostačující a cenově výhodné. Protože tovární výrobky se mi zdály poněkud předražené rozhodl jsem se pro stavbu podle některého ze veřejně publikovaných zapojení. Nakonec jsem se rozhodl pro stavbu simulátoru EPROM podle článku [ 22 ] v Amatérském rádiu. Sestavený a oživený simulátor je zobrazen na Obr. 27. Do vyvíjeného zařízení se připojuje pomocí nástavce tvořeného z do sebe zasunutých precizních patic, jenž se zasunou do patice DIL28 určenou pro EPROM aplikace. Hlavní přednosti tohoto zařízení jsou: • propojení s hostitelským počítačem je sériovým rozhraním pomocí jen dvou vodičů • vyvíjené zařízení a hostitelský počítač je galvanicky oddělen • není třeba žádného obslužného programu pro přenos programu do simulátoru • nízký odběr z vyvíjeného zařízení, 150 mA • možnost vyvíjet programy až do velikosti 32 kB


Obr. 27: Simulátor EPROM 32kB sestavený podle článku v Amatérském rádiu

Nahrání programu se uskutečňuje pouze zadáním příkazu COPY s příslušnými parametry v příkazovém řádku. Jsou použity soubory formátu IntelHEX s příponou *.hex, které generuje většina překladačů a výše zmíněné prostředí není vyjímkou. Pro ulehčení práce jsem si vytvořil speciální dávkový soubor s názvem control.bat, který stačí ve vývojovém prostředí zavolat pomocí uživatelsky definovatelných nástrojů. Její obsah je následující:

@echo off echo Simulátor EPROM 32kB echo Voláno ze souboru: %1 mode com2:96,n,8,1 copy Control.hex com2: echo

Zajímavé jsou 3 poslední řádky, první z nich nastavuje komunikační rychlost a parametry použitého sériového portu, následující řádek provádí vlastní komunikaci a poslední řádek zajišťuje upozornění obsluhy na konec přenosu pípnutím pomocí vypsání znaku 07h.

Aby během nahrávání programu do simulátoru EPROM nedocházelo ke kolizím na adresní a datové sběrnici je nutné aplikaci přepnout do neaktivního režimu signálem /RESET. Toto jsem zajistil na dobu vývoje vyřazením napěťového dohlížeče IO2 a jeho nahrazením spouštěcím RC článkem podle doporučení v [ 13 ] se spínačem spojující signál /RESET se zemí. Postup vývoje software pro řídící jednotku je pak následující: • program se odladí ve vývojovém prostředí a přeloží se na soubor s příponou *.hex • připojí se napájení vyvíjeného zařízení a aktivuje se signál /RESET pomocí přepínače • ve vývojovém prostředí se spustí výše zmíněný nástroj pro nahrání programu • po skončení se deaktivací signálu /RESET spustí program ve vyvíjeném zařízení • pro další iteraci vývojové práce se celý cyklus opakuje s tím, že není třeba vypínat

napájení, ale stačí simulátor EPROM před nahráním nové verze programu pouze resetovat příslušným tlačítkem


Pro ladění a pro základní použití řídící jednotky byl rovněž vyvinut ovládací program

pro PC napsaný v prostředí Delphi 5. Přiladění byla úloha tohoto programu nezastupitelná. Vlastní vývoj programového vybavení pro řídící jednotku začal programováním souboru startup.axa. Je to soubor psaný v assembleru, který obsahuje základní nastavení potřebná k spuštění programu na procesoru XA-S3. Je zde nastavení vnějších sběrnic a jejich časování, uživatelského a systémového zásobníku, datového a kódového segmentu, pracovní stránky paměti, nastavení watchdogu, předděliče z oscilátoru a inicializace pro překladač. Zdrojový text hlavního programu je v souboru Control.c a byl dalším vytvořeným souborem. Ten obsahuje jádro celého systému a periférie a ostatní programové části jsou vytvářeny jako samostatné moduly, na které je odkázáno v hlavním programu. Po prvotním odzkoušení funkčnosti procesoru, jsem začal programovat modul komunikace s nadřazeným systémem. Souběžně jsem vytvářel zmíněný program v Delphi pomocí něhož jsem komunikoval s vyvíjenou řídící jednotkou. Po odladění komunikace přišly na řadu další moduly jako např. komunikace se sériovou EEPROM, ovládání A/D převodníků, PCA modulů a dalších zařízení. Příloha 20 zobrazuje přípravek použitý při ladění programu. Sestavil jsem jej abych získal potřebnou vazbu na okolí a mohl simulovat nejrůznější pracovní režimy a stavy, ve kterých se může jednotka nacházet.

4.2 PROGRAM ŘÍDÍCÍ JEDNOTKY

Program pro procesor XA-S3 řídící jednoty je napsán v jazyku C. Skládá se z hlavního programu control.c, souboru základního nastavení startup.axa a modulů ovládajících jednotlivé periferní zařízení. Každý modul má své zdrojové soubory umístěny ve vlastním adresáři se shodným názvem jako modul. Modul tvoří vlastní zdrojový kód v souboru *.c a hlavičkový soubor *.h , který zajišťuje propojení s hlavním programem. Veškeré zdrojové texty jsou umístěny na přiloženém CD-ROM. Funkce jednotlivých modulů je následující:

uart.c zajišťuje sériovou komunikaci s ovládacím programem na PC a se servomechanizmem škrtící klapky

io.c zjišťuje stavy vstupů a výstupů, obsahuje funkce k dekódování polohy přepínačů

i2c.c je použit originální driver dodávaný jako podpora pro procesory Philips XA-S3 usnadňující vývoj zařízení se součástkami s I2C rozhraním. Slouží ke komunikaci se sériovou pamětí EEPROM 24C16.

pca.c nastavuje hodnoty na PWM kanály, přepočítává tyto hodnoty podle kalibračních konstant, měří otáčky dynamometru a motoru

adc.c obsluhuje A/D převodníky a zjištěné hodnoty přepočítává pomocí kalibračních konstant

pid.c realizuje PID regulátory, rampu zadané hodnoty a číslicovou filtraci, má také funkce k nastavení konstant regulátorů

Většina modulů má také svou funkci *_Init(), která se volá z hlavního programu při inicializaci po spuštění a nastavuje si hardware, s kterým daný modul bude pracovat. Dále provádí inicializaci proměnných.

Hlavní program nejprve inicializuje zmiňované moduly a poté spustí globální programovou inicializaci, kde nastavuje počáteční stavy proměnných, načítá nastavení a


pokouší se navázat spojení s PC a servomechanizmem škrtící klapky. Pokud nedojde k chybě, například nejdou po několika pokusech načíst data z EEPROM, běh programu se dostane do hlavní programové smyčky. Tato se pak opakuje až do vypnutí řídící jednotky nebo restartu. V jejím těle se vykonávají tyto činnosti:

• komunikace s ovládacím programem na PC

• příjem a vyhodnocení přišlých dat z servomechanizmu škrtící klapky (je-li připojena)

• v okamžicích vzorkování je spuštěno vzorkování, filtrace, kontroly otáček a spojení motoru s brzdou, kontrola přítomnosti chladící vody a tlak vzduchu pro mazání, výpočet výkonu a podle aktuálního módu se pak vypočítávají hodnoty, které jsou v zápětí nastavovány na příslušné výstupy

• podle polohy přepínače se zobrazuje zvolená veličina na ručkovém měřidle

• testuje stav časovače pro blikání LED diodami

• občerstvuje se watchdog

Následující události jsou obsluhovány pomocí přerušení: hlavní časovač, příchod a odchod znaku po sériových kanálech, stisknutí tlačítka STOP, výpadek napájení, měření otáček.

4.3 OVLÁDACÍ PROGRAM PRO PC

Jeho podoba se po dobu vývoje radikálně měnila, protože sloužil také jako ladící a testovací nástroj a během vývoje, jak byly odlaďovány jednotlivé moduly programu pro procesor, některé funkce pozbyly potřebnosti. Příloha 17 zobrazuje jeho výslednou podobu. Umožňuje ovládat řídící jednotku prostřednictvím PC. Lze nastavovat požadované hodnoty veličin, přepínat režimy regulace, nastavovat provozní parametry a parametry regulátorů, kalibrační hodnoty. Dále zobrazuje měřené hodnoty veličin a stavy vstupů a výstupů. Komunikaci mezi programem a řídící jednotkou lze sledovat v přijímacím a vysílacím poli.

4.3.1 Kalibrace

Z důvodů rozptylu parametrů součástek a mechanických nepřesností, jako je třeba mechanické vychýlení nulové polohy potenciometru pro snímání kroutícího momentu, obsahuje řídící program nástroje pro korekci těchto nepřesností. Princip spočívá v uložení kalibračních hodnot do osazené sériové paměti typu EEPROM a následné přepočítávání naměřených a nastavovaných hodnot tak, aby byly chyby eliminovány. Tímto způsobem jsem se vyhnul zdlouhavému a náročnému trimování hodnot klíčových součástek nebo problematickému dostavování parametrů pomocí odporových trimrů. V následujících odstavcích jsou popsány okna a postupy sloužící k nastavování jednotlivých periferních zařízení. 4.3.1.1 Kalibrace PWM kanálů

Kalibrační okno pro kalibraci PWM kanálů, které se otevře při zmáčknutí tlačítka Kalibrace PWM na hlavním panelu ovládacího programu je zobrazeno na Obr. 28. Jednotka, jako i v dalších případech kalibrace, přejde do nastavovacího módu.

V rámečku Kanál PWM si lze vybrat, který konkrétní kanál chci nastavit a v rámečku Kalibrační hodnoty se pak objevují konstanty uložené v řídící jednotce. Tyto hodnoty mohu rovněž měnit a pomocí tlačítka Nastav na PWM je nastavovat na výstupy PWM. Rozlišení je


8bitové a jsou nastavovány, kromě Testovací hodnoty, přímo bez korekce o čemž se lze přesvědčit v rámečku Aktuální hodnota jenž udává hodnotu na daném výstupu PWM.

Obr. 28: Okno pro kalibraci kanálů PWM

Nastavování probíhá takto:

• vyberu kanál, který chci kalibrovat

• vyberu parametr Offset a v jeho editačním poli nastavuji hodnoty tak, aby např. připojené měřidlo pro zobrazování provozních veličin ukazovalo nulovou výchylku, aby se změna projevila musím buď zmáčknout ENTER nebo tlačítko Nastav na PWM

• vyberu parametr Zesílení a snažím se nastavit plnou výchylku stejným způsobem

• zapsání do řídící jednotky provedu stiskem tlačítka Ulož do DCU

• zkontrolovat nastavení mohu pomocí parametru Testovací hodnota, kterým mohu otestovat provedenou kalibraci, např. 50 % nastaví měřidlo do poloviny stupnice

4.3.1.2 Kalibrace A/D převodníků

Kalibrační okno pro kalibraci A/D převodníků, které se otevře při zmáčknutí tlačítka Kalibrace ADC na hlavním panelu ovládacího programu je zobrazeno na Obr. 29. Kalibrovaný kanál se volí v rámečku Kanál A/D, naměřená hodnota je rámečku Aktuální hodnota a přepínač Odměř ji přepisuje do rámečku Kalibrační hodnoty.

Obr. 29: Okno pro kalibraci AD převodníků

Postup kalibrace je následující:

• nastavím např. potenciometr tak aby se jeho ryska kryla s nulovou hodnotou

• změřenou hodnotu odměřím do editačního panelu Offset pomocí přepínače Odměř

• nastavím např. potenciometr tak aby se jeho ryska kryla s maximální hodnotou

• změřenou hodnotu odměřím do editačního panelu Zesílení pomocí přepínače Odměř

• uložím kalibrační hodnoty do řídící jednotky pomocí tlačítka Ulož do DCU


• mohu zkontrolovat provedení kalibrace v editačním panelu Změřená hodnota zda natočení potenciometru odpovídá udávanému údaji v %

4.3.1.3 Kalibrace servomechanizmu škrtící klapky

Kalibrační okno pro kalibraci servomechanizmu škrtící klapky, které se otevře při zmáčknutí tlačítka Kalibrace THR na hlavním panelu ovládacího programu je zobrazeno na Obr. 30. Po každé montáži ovládacího mechanizmu je třeba provést nastavení servomechanizmu aby poloha škrtící klapky odpovídala zadaným hodnotám úhlů natočení. Nejprve se stiskem tlačítka RESET uvede servomechanizmus do výchozího stavu. Tlačítky + a - se pohybuje se škrtící klapkou o zadaný počet mikrokroků, tak až se nastaví do polohy nulového úhlu odpovídající volnoběhu. Stiskem tlačítka Nulový úhel je oznámena servomechanizmu informace o tom, že škrtící klapka je v nulové poloze a ten si uloží do své paměti údaj polohy v mikrokrocích, který odpovídá nulovému úhlu. Nyní se opět tlačítky + a - pohybuje se škrtící klapkou, nyní se však nastaví maximální úhel otevření a potvrdí se tlačítkem Maximální úhel. Tím je nastavení hotové a nastavováním úhlu z hlavního panelu se lze přesvědčit o úspěchu kalibrace.

Obr. 30: Okno kalibrace škrtící klapky

4.3.1.4 Kalibrace měření otáček

Jedná se spíše než o kalibraci o nastavení přepočetní konstanty, která je použita pro výpočet otáček z průběhu napětí na přerušovači. Příslušné nastavovací okno se otevře při zmáčknutí tlačítka Kalibrace n na hlavním panelu a je zobrazeno na Obr. 31. Možnost nastavení umožňuje na dynamometru testovat různé typy spalovacích motorů s různými počty válců a to jak čtyřtaktní tak i dvoutaktní.

Obr. 31: Okno pro nastavení konstanty pro výpočet měřených otáček motoru

Po otevření je v editovacím poli zobrazena hodnota konstanty uložené v EEPROM řídící jednotky. Podle v okně uvedených vzorců se vypočítá nová hodnota konstanty, která se zapíše do editovacího pole a tlačítkem Ulož do DCU se daná konstanta zapíše do paměti EEPROM řídící jednotky.


5 ZÁVĚR

Mým úkolem, v rámci Diplomové práce, bylo navrhnout, sestavit a oživit řídící jednotku pro vířivý dynamometr VD110/6 k testování spalovacích motorů. Její silové části, regulovanému spínanému zdroji, jsem věnoval převážnou část svého úsilí při řešení Ročníkového projektu 2. Po výběru typu měniče a pochopení jeho funkce, se mi podařilo ho navrhnout, zkonstruovat a zprovoznit. Zdroj byl navržen univerzálně a dokáže pracovat v režimu konstantního proudu nebo konstantního napětí. Obě tyto veličiny je možné nastavovat od nuly po maximální hodnotu. Jeho využití je pro buzení indukční cívky dynamometru, kde realizuje akční člen. Zdroj splňuje požadavky na galvanické oddělení a na omezení budícího proudu v případě poruchy výkonových spínacích prvků. Mechanická konstrukce byla vyřešena zabudováním desky plošného spoje do ocelové krabice používané pro spínané zdroje v počítačích PC.

Mikroprocesorová řídící část je 16-bitový mikropočítač zajišťující řízení celé jednotky. Ovládá výše zmiňovaný spínaný zdroj, pomocí relé spíná zátěže, měří analogové veličiny a realizuje regulační smyčku. Nastavení regulační smyčky a ostatní nastavení jsou uloženy v paměti typu EEPROM v řídící jednotce a lze je kdykoliv změnit. Ovládat lze jednotku v základním režimu pomocí prvků na ovládacím panelu, poněkud bohatší spektrum možností však poskytuje ovládací program spouštěný na PC. S počítačem obsluhy komunikuje jednotka prostřednictvím moderní sběrnice USB s galvanickým oddělením. Tuto komunikaci zajišťuje univerzální mnou navržený komunikační modul pracující se speciálním integrovaným obvodem realizujícím prostřednictvím sběrnice USB virtuální sériový port. Aplikace na straně PC i straně řídící jednotky přistupuje k této komunikaci jako k standardnímu sériovému rozhraní s možností vyšší rychlosti komunikace. K zprovoznění tohoto virtuálního sériového rozhraní, po stránce software, je použito příslušného driveru výrobce integrovaného obvodu, který je zdarma k dispozici na síti Internet. Není tedy potřeba zabývat se složitým programováním na úrovni USB sběrnice.

Pro plnohodnotnou regulaci dynamometru na konstantní moment je ještě zapotřebí vyrobit servomechanizmus škrtící klapky, který by komunikoval s nadřazeným systémem po galvanicky odděleném sériovém rozhraní. V řídící jednotce je na to připraven komunikační protokol i ostatní systémové vybavení.

Uvedená řídící jednotka spolu s dynamometrem je určena k testování spalovacích motorů v statickém režimu. Vyplývá to už z typu použité brzdy, která může pracovat jen v brzdných kvadrantech roviny n-M. Poněkud pomalejší rychlost regulace zde není problémem, neboť pro měření v ustáleném stavu je potřebné, aby se poměry v motoru po přechodném ději ustálily.

Celkem jsem navrhl, osadil a oživil čtyři různé desky plošného spoje. Naprogramoval dva programy jeden v jazyce C a druhý v Borland Delphi. Zprovoznění komunikačního modulu si také vyžádalo naprogramování sériové paměti EEPROM uchovávající údaje pro integrovaný obvod pro USB komunikaci. Pro ladění programu mikroprocesoru jsem si postavil podle návodu v Amatérském rádiu simulátor paměti EPROM. Pro usnadnění oživování jsem také vytvořil dva přípravky pro nastavování a měření, které mi velmi pomohly.


SEZNAM LITERATURY

[ 1 ] kolektiv, Dynamometr na vířivé proudy VD110/6 (tech.dokumentace). Výzkumný a vývojový ústav elektrických strojů točivých Brno.

[ 2 ] NOVOTNÝ, V., VOREL, P., PATOČKA, M. Napájení elektronických zařízení. Skripta VUT FEI v Brně, 2000, 129 s.

[ 3 ] PATOČKA, M. Vybrané stati z výkonové elektroniky, Svazek II . Skripta VUT FEI v Brně, 1998, 175 s.

[ 4 ] KREJČIŘÍK, A. Napájecí zdroje I.-III.. Praha, BEN, 2000, 351 s.

[ 5 ] ČSN 33 0121: Jmenovitá napětí veřejných distribučních sítí nízkého napětí.

[ 6 ] GAUEN, K. Design Considerations for a Two Transistor, Current Mode Forward Converter (Aplikační poznámka). Motorola INC.,1991. 11 s.

[ 7 ] kolektiv, Single CS3842A Provides Control for 500W/200kHz Current-Mode Power Supply (Aplikační poznámka). ON Semiconductor, 2000, 11 s.

[ 8 ] kolektiv, UC3845, High Performance Current Mode Controllers (Katalogový list). ON Semiconductor, 2001, 19 s.

[ 9 ] kolektiv, M74HC04 HEX INVERTER (Katalogový list). SGS-THOMSON Microelectronics, 1994, strana 3.

[ 10 ] kolektiv, Programmable Precision References TL431 (Katalogový list). ON Semiconductor Components Industries. 2001, 16 s.

[ 11 ] SKALICKÝ, P. Mikroprocesory řady 8051. Praha, BEN, 1998, 159 s.

[ 12 ] kolektiv, XA-S3 16-bit microcontroller (Katalogový list). Philips, 2000, 52 s.

[ 13 ] kolektiv, XA User Guide. Philips Electronics Corporation, 1998, strana 4-11.

[ 14 ] KAČMÁŘ, D. Jazyk C. Praha, Computer Press, 2000, 185 s.

[ 15 ] PETREK, J.Feritová jádra. Článek v Amatérském Rádiu 4/94 pro konstruktéry, 21 s.

[ 16 ] kolektiv. Teplo a chlazení v elektronice. Praha, BEN, 1997, 30 s.

[ 17 ] PUNČOCHÁŘ, J. Operační zesilovače v elektronice. Praha, BEN, 1996, strany 355-356.

[ 18 ] KAVÁLEK, J. 555C Příručka pro konstruktéry. Praha, Epsilon, 1994, strany 29-32.

[ 19 ] FUTURE TECHNOLOGY DEVICES INTL. U-UART - USB UltraBaud Data Transfer IC with RS232 / RS422 and CPU I/F Options. 12 stran. Dokument dostupný na URL http://www.ftdichip.com/Documents/ft232r08.pdf (duben 2003).

[ 20 ] FUTURE TECHNOLOGY DEVICES INTL. FT8U232AM Rev 2 APPLICATION SCHEMATIC Microcontroller Interface to FT8U232AM, 22nd March 2001, 1 strana. Dokument dostupný na URL http://www.asix.cz/download/ftdi/232-mcu.zip (duben 2003).

[ 21 ] INTERSIL. +5V Powered, Dual RS-232 Transmitter/Receiver, June 2001, 6 stran. Dokument dostupný na URL http://www.intersil.com/data/fn/fn3020.pdf (duben 2003).

[ 22 ] STRÁNSKÝ, M. Simulátor EPROM 32kB. Amatérské rádio, A/12, 1994, str. 31-33.


PROHLÁŠENÍ Prohlašuji, že diplomovou práci na téma Řídící jednotka vířivého dynamometru jsem vypracoval samostatně pod vedením svého vedoucího diplomové práce s použitím odborné literatury, kterou jsem všechnu citoval v seznamu literatury. V Brně dne …………… ……………………….. (podpis autora)


PODĚKOVÁNÍ Děkuji vedoucímu diplomové práce Dr. Ing. Zdeňku KOLKOVI, za velmi užitečnou metodickou pomoc a cenné rady při zpracování diplomové práce na toto zajímavé téma. V Brně dne …………… ……………………….. (podpis autora)

Příloha 1: Deska plošného spoje spínaného zdroje

Příloha 2: Soupiska součástek pro spínaný zdroj Označení Hodnota Popis PočetR1 470kΩ 1 R2, R3 150kΩ 2 R4 - R7 220Ω 2W 4 R8, R9 330Ω 2W 2 R10 0,22Ω 2W 1 R14, R15 68Ω 2 R16, R17, R24, R35, R36 1kΩ 5 R18 33kΩ 1 R19 1,6kΩ 1 R20 5,6kΩ 1 R21, R22 10kΩ 2 R23 2,2kΩ 1 R25 33Ω 1 R33 8,2kΩ 1 R34 910Ω 1 R37 9,1kΩ 1 R38, R39, R42 22kΩ 3 R40, R41 6,8kΩ 2 RN1 Termistor s negativní závislostí R(J) 1 VAR1 varistor 275 Vef 1 C1 330nF/250VAC Odrušovací, třída X 1 C2, C3 4,7nF/250VAC Odrušovací, třída Y 2 C4 100nF/250VAC Odrušovací, třída X 1 C5, C6 470µF/200V Elektrolyt 2 C7, C8 4,7nF/500V Keramický 2 C9, C10 2,2nF/1,6kV Polypropylénový 2 C14 22µF/400V Elektrolyt 1 C15 1µF/200V Polypropylénový 1 C16 47µF/25V Elektrolyt 1 C17, C18, C25, C26 100nF Keramický 4 C19 470pF Keramický 1 C20 1nF 1 C21, C22 220nF Keramický 2 C23 3n3 Keramický 1 C24 100µF/16V Elektrolyt 1 D1, D2 BYV26-E 1A/1000V/75ns 2 D3 RS605 Můstek 6A/600V 1 D4, D5 BYV29-400 9A/400V/60ns 2 D6 BY399 3A/800V 1 D7 BAT48 Schottky 1 D8, D10 BZX85V013 ZD 13V 2 D9, D11 BZX85V010 ZD 10V 2 D12, D14, D15 1N4148 0,2A/100V 3 T1, T2 IRF830 4,5A/500V 2 T3 BC557B 1 IO1 UC3845A 1 IO2 LM2902N 1 PO1 F 3A 1 K1 násuvný konektor 230V 1 K2 násuvný konektor pro ventilátor 1 K3 počítačový konektor 10 pinů 1 TL1 2x10mH viz. příloha 3 1 TL2 1,5mH viz. příloha 3 1 TR1 viz. příloha 3 1 TR2 viz. příloha 3 1 TR3 viz. příloha 3 1 X1 Šroubovací svorkovnice 1 TPx Pájecí špička 17 CH1, CH2 60x60x2,5mm Černěná hliníková deska 2

Příloha 3: Indukčnosti použité ve spínaném zdroji

TL1 - Kompenzovaná odrušovací tlumivka Jádro: EL25(atypické) L=2x10mH 2x40 závitů ∅0,85mm TL2 - Výstupní filtrační tlumivka Jádro: FENOX E42/15 , hmota H21, se vzduchovou mezerou 1mm L=1,5mH 2x78 závitů ∅0,67mm

Příloha 4: Transformátory použité ve spínaném zdroji TR1 - Výkonový impulsní transformátor Jádro: FENOX E42/15 , hmota H21, bez vzduchové mezery LP=26mH LS=5,3mH NP1 : 38 závitů ∅0,71mm NP2 : 38 závitů ∅0,71mm NS : 2x36 závitů ∅0,71mm

TR2 - Budící impulsní transformátor Jádro: E20 , bez vzduchové mezery LP=0,4mH LS=1,8mH NP : 25 závitů ∅0,2mm NSL : 50 závitů ∅0,2mm NSH : 50 závitů ∅0,2mm TR3 - Proudový transformátor Jádro: T20 L1=5µH L2=11,8mH N1 : 1 závit ∅1mm N2 : 50 závitů ∅0,4mm

Příloha 5: Naměřené průběhy na spínaném zdroji

Průběh napětí na emitoru horního spínače (TP1)

Průběh napětí za výstupním usměrňovačem (TP5)

Budící signál z IO1 (TP10)

Průběh napětí na sekundárním vinutí výkonového transformátoru (TP4)

Příloha 6: Deska plošného spoje mikroprocesorové části (strana součástek)

Příloha 7: Deska plošného spoje mikroprocesorové části (strana spojů)

Příloha 8: Osazovací schéma mikroprocesorové části (str. součástek/spojů)

Příloha 9: Seznam součástek pro mikroprocesorovou část ( 2 listy )

Označení Hodnota Popis Počet R1, R21 až R26, R45, R53, R93, R95 10k SMD 1206 11 R2, R11 až R13, R16, R17, R49 330 SMD 1206 7 R3, R42, R50, R51, R56 2k2 SMD 1206 5 R4 270 SMD 1206 1 R5 1k2 SMD 1206 1 R6 6k8 SMD 1206 1 R7, R8, R92 1k SMD 1206 3 R9, R10 4k7 SMD 1206 2 R14, R15, R46 47k SMD 1206 3 R18 910 SMD 1206 1 R30 82k SMD 1206 1 R31 5k1 SMD 1206 1 R32 až R39, R60 až R74, R87 až R90 100k SMD 1206 27 R40, R91, R94 560 SMD 1206 3 R41 2k4 SMD 1206 1 R48, R52, R57 5k6 SMD 1206 3 R47 16k SMD 1206 1 R54 24k SMD 1206 1 R55, R59 8k2 SMD 1206 2 R58 120k SMD 1206 1 R75 až R86 68k SMD 1206 12 R43, R44 5k6 2W klasický 2 R27 až R29 330 klasický 3 RN1 7 x 2k2 rezistorová síť varianta A 1 C1 až C7, C15 až C20, C27, C28, C30,C33, C36, C40, C41, C64 až C66

100n keramika SMD 1206 23

C10, C11 33p keramika SMD 1206 2 C14, C24, C25, C42 až C48 220n keramika SMD 1206 10 C31, C34 1n keramika SMD 1206 2 C35 15n keramika SMD 1206 1 C37 22n keramika SMD 1206 1 C49 až C51, C53 až C55, C57 až C59 82n keramika SMD 1206 9 C52, C56, C60 470n keramika SMD 1206 3 C8, C23, C29 10M/6,3V tantal SMD B (3528) 3 C9, C21, C26, C32, C38, C39, C63 1M/16V tantal SMD A (3216) 7 C22 10M/35V tantal SMD D (7343) 1 C61, C62 3M3/6,3V tantal SMD A (3216) 2 C12, C13 470M/35V elektrolyt klasický radiální 2 L1 100uH tlumivka Fastron axiální 1 D1 LED ŽLUTÁ SMD 1206 1 D2, D8, D11, D13, D15 LED ZELENÁ SMD 1206 5 D3 LED ČERVENÁ SMD 1206 1 D4, D5 P6KE27A transil 2 D6, D7, D9, D10, D26, D27 1N4148 SMD 6 D12, D14, D16, D18 BAS21 SMD 4 D17 BAS40 SMD 1 D19 BZX84C4.7 SMD 1 D20 BAT46 SMD 1 D21 BZV55C4.7 SMD 1 D22 až D25 BAV99 SMD 4 T1 až T3 BCV27 SMD 3 T4 BC850C SMD 1

Q1 14,7456MHz krystal - miniaturní 1 F1 T400mA trubičková pojistka 1 IO1 PXAS30KFA mikroprocesor XA S3 1 IO2 MCP120-485GI/TO TO92 1 IO3, IO15 TL431 TO92 2 IO4 24C16 SMD 1 IO5 74HC573 SMD 1 IO6 27C256 1 IO7 74HC02 SMD 1 IO8 7812 1 IO9 7805 1 IO10 78L12 1 IO11 LM317T 1 IO12 74HC04 SMD 1 IO13, IO14, IO20, IO21, IO22 LM358N SMD 5 IO16 LM393N SMD 1 IO17 NE555 SMD 1 IO18, IO19 74HC14 SMD 2 IO23, IO24 PC817 2 HIO1 USBmodul vlastní výroba 1 RE1 až RE3 relé FINDER4341 3 JP1 Jumper 2piny 1 JP2 Jumper 3piny 1 K1 PSH02-10W konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky 1 K2 PSH02-05W konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky 1 K3 až K5 ARK130-2 3 K6 PSH02-03W konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky 1 K7 PSH02-04W konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky 1 K8 PSH02-08W konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky 1 K9 PSH02-09W konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky 1 K10 CANNON 9 do desky, female 1 K11 USB1X90B PCB konektor USB B do desky (pro periferie) 1

PFH02-05P zásuvka se zámkem (na kabel) 2 PFF02-01F piny k zásuvce PFH02-05P 10 SIL20PZ patice precizní jednořadá 20 pinů 2 ARK130/24STL kontaktní kolíky k ARK130-2 1

Příloha 10: Deska plošného spoje komunikačního modulu (USBmodul)

Strana součástek Strana spojů

Osazovací schéma - strana součástek

Osazovací schéma - strana spojů

Příloha 11: Soupiska součástek pro komunikační modul

Označení Hodnota Popis Počet R1 470Ω SMD 0805 1 R2 1,5kΩ SMD 0805 1 R3, R4 10Ω SMD 0805 2 R5, R6, R8, R11 100kΩ SMD 0805 4 R7 470kΩ SMD 0806 1 R9, R10 220Ω SMD 0805 2 R12 10kΩ SMD 0805 1 R13 2,2kΩ SMD 0805 1 R14 až R21 0Ω SMD 0805 8 R22 až R29 390Ω SMD 0805 8 R30, R32 4,7kΩ SMD 0805 2 R31 47kΩ SMD 0805 1 C1, C2, C6, C9, C12, C19, C20, C22, C23 100nF keramika SMD 0805 9 C3 10uF/6,3V Tantalový kondenzátor SMD 1 C4, C10 10nF keramika SMD 0805 2 C5, C7, C8 33pF keramika SMD 0805 3 C11, C21 2,2uF/6,3V Tantalový kondenzátor SMD 2 C17, C18 2,2uF/20V Tantalový kondenzátor SMD 2 C13 až C16 1uF/20V Tantalový kondenzátor SMD 4 L1 1uH/0,8A SMD tlumivka 1 Q1 6,000MHz krystal miniaturní 1 D1 LED 0805 ZELENA HSMXC670 (LED dioda HP vel. 0805) 1 D2 LED 0805 CERVENA HSMXC670 (LED dioda HP vel. 0805) 1 D3, D4 BZV55C4.7SMD Zenerova dioda 4,7V 2 T1 BC857A SMD SOT23 1 IO1 FT8U232AM SMD 1 IO2 93C46 1 IO3, IO4 ICL232SMD SMD 2 IO5 až IO8 6N137 Optočlen 10MB/s 4 JP1 Jumper 2 vývody 1

PRSL20 Lámací vidlice oboustranná 2 DIL 8 Precizní patice 1 Oboustranná deska plošného spoje 1

Příloha 12: Zdrojový text obsahu paměti EEPROM komunikačního modulu 0000 org 00h 0000 0000 DW 0000h ;Configuration value 0002 0304 DW 0304h ;Vendor ID FTDI 0004 0160 DW 0160h ;product number 6001 0006 0002 DW 0002h ;device release number 0008 A0 DB 10100000b ;config descriptor value bus powered and remote wakeup 0009 2D DB 45 ;max power = value * 2 mA 000A 0000 DW 0000h ;reserved 000C 0000 DW 0000h ;reserved 000E 94 DB 94h ; PTR_ManStringDes 000F 0C DB Prod-Man ;ManStringDes_Len length of string descriptor 0010 A0 DB 0A0h ; PTR_ProdStringDes 0011 34 DB Ser-Prod ;ProdStringDes_Len length of string descriptor 0012 D4 DB 0D4h ; PTR_SerStringDes 0013 12 DB Konec-Ser ;SerStringDes_Len 0014 0014 0014 ;LABEL : ManStringDes; 0014 0C Man: DB Prod-Man ;ManStringDes_Len length of string descriptor 0015 03 DB 03h ; type string 0016 4100 DB 'A',00h 0018 6E00 DB 'n',00h 001A 6400 DB 'd',00h 001C 7900 DB 'y',00h 001E 7300 DB 's',00h 0020 ;LABEL : ManStringDes_End; 0020 0020 ;LABEL : ProdStringDes; 0020 34 Prod: DB Ser-Prod ;ProdStringDes_Len; length of string descriptor 0021 03 DB 03h ; type string 0022 5700 DB 'W',00h 0024 6F00 DB 'o',00h 0026 6E00 DB 'n',00h 0028 6400 DB 'd',00h 002A 6500 DB 'e',00h 002C 7200 DB 'r',00h 002E 6600 DB 'f',00h 0030 7500 DB 'u',00h 0032 6C00 DB 'l',00h 0034 6C00 DB 'l',00h 0036 2000 DB ' ',00h 0038 5500 DB 'U',00h 003A 5300 DB 'S',00h 003C 4200 DB 'B',00h 003E 2000 DB ' ',00h 0040 3C00 DB '<',00h 0042 2D00 DB '-',00h 0044 3E00 DB '>',00h 0046 2000 DB ' ',00h 0048 5300 DB 'S',00h 004A 6500 DB 'e',00h 004C 7200 DB 'r',00h 004E 6900 DB 'i',00h 0050 6100 DB 'a',00h 0052 6C00 DB 'l',00h 0054 ;LABEL : ProdStringDes_End; 0054 0054 ;LABEL : SerStringDes; 0054 12 Ser: DB Konec-Ser ;SerStringDes_Len; 0055 03 DB 03h ; type string 0056 3200 DB '2',00h 0058 3200 DB '2',00h 005A 3300 DB '3',00h 005C 3400 DB '4',00h 005E 3500 DB '5',00h 0060 3600 DB '6',00h 0062 3700 DB '7',00h 0064 3800 DB '8',00h 0066 ;LABEL : SerStringDes_End; 0066 0066 0000 Konec: DW 0000h ; reserved for Checksum 0068 END

Příloha 13: Napáječ mikroprocesorové části řídící jednotky

Schéma:

Obrazec plošného spoje:

Osazovací schéma:

Soupiska součástek:

Označení Hodnota Popis Počet C1, C2 470M/35V elektrolyt radiální 2 D1 B250C1500F 1 D2 1N4007 1 D3 LED zelená 3mm 1 F1 T63mA 1 K1, K2 ARK130-2 2 K3 PSH02-05W konektor se zámkem, vidlice zahnutá do desky 1 R1 1k2 1 TR1 230V/15V/10VA EI48-1B 1

Příloha 14: Naměřené charakteristiky vstupního filtru A/D převodníku

Příloha 15: Naměřené charakteristiky na měniči - napěťová větev

Příloha 16: Naměřené charakteristiky na měniči - proudová větev

Příloha 17: Hlavní okno ovládacího programu

Příloha 18: Sestavená řídící jednotka a její napájecí zdroj

Příloha 19: Sestavený spínaný zdroj určený k napájení budící cívky brzdy

Příloha 20: Přípravky pro oživování spínaného zdroje a řídící jednotky

Panel použitý pro oživování spínaného zdroje

Panel použitý pro oživování řídící jednotky