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INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL
ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERÍAMECANICA Y ELÉCTRICA
FUENTE DE PODER CONMUTADARETROALIMENTADA POR VOLTAJE
T E S I S
QUE PARA OBTENER EL TÍTULO DEINGENIERO EN COMUNICACIONES Y ELECTRÓNICA
P R E S E N T A N
MIGUEL FRANCISCO LÓPEZ MENDOZASERGIO IRINEO HÉRNANDEZ
ASESORES: ING. ROBERTO BACA ARROYOING. MAURICIO DARIO SANCHEZ RAMOS
MÉXICO, D. F. 2007
Gracias…….
Hoy quiero dar las gracias por existir, por sonreíry celebrar que todavía queda mucho por vivir,
hoy quiero decir gracias por vivir, gracias por un díasoleado donde poderme divertir, gracias por tener
conciencia, tener el don de hacer ciencia queaboga por la no violencia, gracias a mis padres
bondadosos que me arroparon con besos, voy a hacerlossentir orgullosos y a mis hermanos por suconfianza, por enseñarme que la base es el
trabajo y la constancia, gracias porno caer en la maldad y en la ignorancia, por nacer
en tierra de luz y abundancia, gracias por mismomentos de paz sin malas sorpresas, por una camay un plato lleno en mi mesa, gracias por quejarme
sólo de problemas mínimos y a Montsepor su amor, sus apoyos y ánimos, gracias,
gracias.Amigos
Por que en esas noches de proyectos me dejaron descansarA los que no lo eran
Por hacerme reaccionar, les digo gracias.A mis maestros, incansables y sin doma, grandesIngenieros y lo que es más importante, grandespersonas. ESIME, fue mi cobijo en esta selva,
habrá respeto y afecto siempre queallí vuelva.
Gracias……
Ing. Sergio Irineo Hernández.
Índice:
Objetivo general. 1Alcances. 1Resumen. 1Generalidades. 2Capitulo 1Tecnología del transistor de efecto de campo oxido metal.
1.1 Principio de funcionamiento.1.2 Respuesta en frecuencia.1.3 Fenómenos de ruptura.1.4 Operación en altas temperaturas.
446710
Capitulo 2Fuente de poder conmutada con aislamiento de línea 60 Hz.
2.1 Rectificador de entrada y filtro.2.2 Elemento de conmutación.2.3 Circuito de control.2.4 Rectificador de salida y filtro.2.5 Desventajas de la fuente de poder conmutada comercial.2.6 Fuente de poder conmutada con transistor de efecto de
campo metal oxido.
111112131516
17Capitulo 3Fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje.
3.1 Rectificador de entrada monofásico y filtro.3.2 Red de arranque.3.3 Convertidores flyback.3.3.1 Diseño de los inductores auxiliares.3.4 Circuito de control TL494 con modulación por ancho de
pulso.3.5 Circuito de salida.
202021222426
29Capitulo 4Resultados y perspectivas.
4.1 Elaboración del prototipo.4.2 Mediciones.4.3 Características eléctricas.4.4 Perspectivas.
3131333435
Justificación económica 36Conclusiones 39Referencias 40Apéndices 41
1
OBJETIVO GENERAL
En este trabajo, se implementara una topología de fuente de poder conmutada, que opera bajo elprincipio de “retroalimentación por voltaje”, para proporcionar mejoras a las limitaciones de lasfuentes de poder conmutadas comerciales.
ALCANCES
1. Proponer un método alternativo, para conseguir aislamiento de la línea de 60Hz porretroalimentación de voltaje, sin la necesidad de utilizar elementos de conmutación (transistoresbipolares de potencia), que operen en altas frecuencias y en la región de corte-saturación.
2. Operar la fuente de poder conmutada con retroalimentación por voltaje, a una frecuencia deoperación de alrededor de 20KHz, para evitar el envejecimiento prematuro de los elementos deconmutación.
3. Evitar el fenómeno de ruptura secundaria, debido a la operación de los transistores con altastemperaturas de unión TJ > 150
OC, debido a la existencia de la inyección de portadores
minoritarios.
4. Reducir las limitaciones del elemento de conmutación (transistor de potencia), en el manejo dealtas densidades de corriente, para asegurar una temperatura promedio de operación en el áreade operación segura SOA, dentro de su curva característica I-V, sin necesidad de utilizar undisipador metálico de calor.
RESUMEN
En este trabajo, se presenta una alternativa para solucionar el problema que existe en las fuentesde poder conmutadas de computadora personal, a partir del principio de funcionamiento deltransistor de efecto de campo óxido de metal MOSFET. El principal interés por desarrollar estetrabajo, es buscar soluciones para mejorar el rendimiento en las fuentes de poder conmutadas queexisten comercialmente.
Para conocer las limitaciones que existen en la actualidad en una fuente de poder conmutada dePC, se estudia el funcionamiento de una fuente de poder conmutada tradicional de PC, y así seconoce su principio de funcionamiento, detectando de está manera los puntos débiles de estátecnología, que ha sido utilizada ampliamente desde 1970. A pesar de que una fuente de poderconmutada presenta una alta eficiencia de operación, por su alta densidad de corriente que seobtiene a su salida, carece de estabilidad cuando opera en altas frecuencias (>50KHz), debido aque los dispositivos semiconductores, como los transistores bipolares de potencia, presentan unbajo rendimiento, por el alto contenido armónico en la señales de voltaje y corriente.
El trabajo está organizado de la siguiente forma:
CAPITULO I. Este capitulo, está dedicado a explicar las ventajas tecnológicas que permitenreemplazar un transistor MOSFET por un transistor BJT. Aquí se discuten algunos parámetrosdesde el punto de vista de la física electrónica, como la respuesta en frecuencia, fenómenos deruptura y operación en altas temperaturas de los dispositivos semiconductores de tres terminales.
2
CAPITULO II. Este capitulo, explica en forma detallada, el principio de funcionamiento de unafuente de poder conmutada comercial, para conocer sus limitaciones de funcionamiento, conrespecto a la tecnología utilizada en los dispositivos semiconductores de tres terminales. Tambiénse comienza explicando, la propuesta de este trabajo, con el principio de funcionamiento de unatopología flyback, que se utilizará como fuente de poder conmutada a base de un transistorMOSFET.
CAPITULO III. En este capitulo, se desarrolla el diseño de la fuente de poder conmutadaretroalimentada por voltaje. Se desarrolla el diseño por etapas, que corresponden a: (a)rectificador monofásico de entrada y filtro, (b) red de arranque, (c) convertidor flyback, (d)inductores auxiliares, (e) circuito de control TL494 con modulación por ancho de pulso, (f) circuitode salida. Se explica el funcionamiento del circuito integrado TL494, así como también se utiliza lainformación contenida en las hojas del fabricante del TL494, para su adaptación en la fuente depoder conmutada retroalimentada por voltaje.
CAPITULO IV. En este capitulo, se da a conocer el aspecto del prototipo del diseño de la fuente depoder conmutada. Se indican los resultados alcanzados, con las mediciones registradas sobre elcircuito de control TL494, con las respectivas lecturas de la señal de control PWM, entre otras. Asícomo también, se proponen las perspectivas, que permiten el mejorar el rendimiento de la fuentede poder conmutada retroalimentada por voltaje.
GENERALIDADES
La opción de utilizar fuentes de poder conmutadas ó lineales, en un diseño particular, se basaprincipalmente en las necesidades de cada aplicación. Ambas fuentes de poder, conmutadas ólineales tienen distintas cualidades. Así que, con la idea de utilizar el tipo de fuente de poder masapropiada en un diseño particular, es necesario considerar el costo y los requerimientos eléctricosal seleccionar el tipo de fuente de poder, que mejor satisfaga estos requerimientos. Una fuente depoder lineal, ofrece al diseñador tres principales ventajas:
1. Fácil adquisición. Se puede comprar un regulador lineal completo en un encapsulado, ysimplemente agregar 2 filtros capacitvos para estabilizar la señal.
2. Estabilidad y capacidad de operación con carga. El regulador lineal genera algo ó nada deruido eléctrico a su salida, y su tiempo de respuesta de carga dinámica (tiempo que toma pararesponder a cambios en la corriente de carga), es realmente mínimo.
3. Costos de fabricación. Para una salida de potencia aproximadamente menor a 10W, los costosde sus componentes y los costos de manufactura son menores, comparables con el reguladorconmutado.
La desventaja del regulador tipo lineal, es que solo puede ser utilizado como regulador reductor, loque implica que el diseñador deba de algún modo desarrollar una salida de voltaje entre 2 ó 3veces mayor, para satisfacer la salida requerida de voltaje. Esto significa que en situaciones fuerade línea, un transformador de 60Hz con rectificador y filtro, deberá colocarse antes de la fuentelineal de potencia. Ésta condición de prealimentación, incrementa el costo. Por otra parte, cadaregulador lineal, puede tener solo una salida. Así que para cada salida de voltaje adicionalrequerida, un regulador lineal completo, deberá agregarse. Otra desventaja importante, es laeficiencia promedio del regulador lineal. En aplicaciones normales, los reguladores linealesexhiben eficiencias del 30 a 60%. Esto significa que por cada watt entregado a la carga, más de unwatt se desperdicia dentro de la fuente de energía.
3
Cuando se utiliza un transistor como regulador lineal, existe un desperdicio de energía, que ocurreen el transistor de paso y es desafortunadamente necesario para desarrollar las operacionesbásicas requeridas, dentro de la fuente de poder, cuando el voltaje de entrada se modifica, entrelínea baja y línea alta, de acuerdo a sus especificaciones. Esto hace necesario agregar undisipador de calor al transistor de paso, demasiado grande durante la mayor parte de su tiempo deoperación. El punto donde el costo del disipador de calor comienza a ser excesivo, es cerca de los10W de la potencia de salida. Hasta este punto, cualquier pieza metálica conveniente puededisipar adecuadamente el calor desarrollado. Estos defectos se hacen más notorios,principalmente a niveles más altos de potencia de salida, esto hace que el regulador conmutado,sea una mejor opción.
El regulador conmutado evita todos los defectos del regulador lineal. Primero, la fuente de poderconmutada exhibe eficiencias del 68 al 90%, sin importar el voltaje de entrada, esto reducedrásticamente el tamaño requerido del disipador de calor y por lo tanto su costo. Los transistoresde potencia dentro de la fuente de poder conmutada, trabajan en sus puntos más eficientes deoperación: saturación y corte. Esto significa que los transistores de potencia, pueden entregarmuchas veces su valor de potencia a la carga, al menor costo.
A partir de que la frecuencia de operación de una fuente de poder conmutada, sea mucho mayorque la frecuencia de línea de 60Hz, los componentes magnéticos y capacitivos, utilizados para elalmacenamiento de energía, son mucho más pequeños y el costo para construir una fuente depoder conmutada, llega a ser menor que el de una fuente lineal a niveles mas altos de potencia.Todas estas ventajas hacen de la fuente conmutada de energía una opción mucho más versátil,con una mayor gama de aplicaciones, que la fuente lineal.
El diseño de una fuente de poder conmutada, no es simple. Muchas consideraciones, se debentomar en cuenta, incluso si hay un diseño publicado que resuelva las necesidades del sistema. Eldiseñador experimentado, necesitará al menos de 3 meses de trabajo, dependiendo de sucomplejidad, diseño, prototipo y pruebas antes de llevar a cabo la etapa de producción. Para elperfeccionamiento del diseño, antes de la etapa de producción, debe planearse entre 4 a 6 mesesde trabajo de esfuerzo. Obviamente este perfeccionamiento del diseño lleva un costo.
Generalmente, la industria tiene áreas acondicionadas con fuentes de poder, lineales yconmutadas. Las fuentes de poder lineales, son elegidas para potencia y regulación a nivel detarjeta, en donde el sistema de distribución de potencia dentro del equipo, es altamente variable yel voltaje de alimentación de carga requiere ser restringido. Son usualmente utilizadas en circuitos,en donde un voltaje de alimentación en reposo es necesario, así como en circuitos analógicos deaudio ó de interfase. También son utilizados donde se requiere una baja sobre carga y en donde lageneración de calor, no es un problema. Las fuentes de poder conmutadas, se utilizan ensituaciones, donde se necesita de una mayor eficiencia y la disipación de calor presenta unproblema, tal como un acumulador y aplicaciones donde la vida del acumulador y la temperaturainterna y externa sean importantes.
En resumen, debido a su versatilidad, eficiencia, tamaño y costo, una fuente de poder conmutada,se preferida en la mayoría de las aplicaciones. Los avances en las nuevas topologías, así como enla tecnología de semiconductores, y componentes magnéticos, lleva al desarrollo de nuevasaplicaciones, como es el caso, del presente trabajo de tesis.
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CAPITULO 1
TECNOLOGÍA DEL TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO ÓXIDODE METAL
Los dispositivos de potencia, tienen en general, características de control, como la activación ydesactivación. En especial los Transistores de Juntura Bipolares BJT, y los TransistoresSemiconductores Óxido de Metal por Efecto de Campo MOSFET, se utilizan hoy en día, comoelementos de conmutación, para aplicaciones de baja y mediana potencia, en especial en Fuentesde Poder Conmutadas con Aislamiento de Línea. Los transistores de potencia reales, difieren delos ideales. Estos dispositivos, presentan ciertas limitaciones, como son la respuesta enfrecuencia, fenómenos de ruptura, operación en altas temperaturas, etc.
El transistor BJT, es un dispositivo activado por corriente, que requiere corriente de base IB paracontrolar el flujo de corriente del colector IC. Dado que la corriente de colector, depende de lacorriente inyectada en la base, la ganancia de corriente β es altamente dependiente de latemperatura de unión. El transistor BJT opera en la región de saturación, en donde la corriente dela base es lo suficientemente alta para que el voltaje colector-emisor VCE, sea bajo, y el transistorpueda actuar como interruptor [1].
El transistor MOSFET, es un dispositivo activado por voltaje, que requiere solamente una pequeñacorriente de compuerta, para controlar el flujo de corriente del drenaje ID. La ganancia en corriente,que es la relación entre la corriente de drenaje ID y la corriente de compuerta IG, es típicamente delorden de 109. Sin embargo, la ganancia de corriente en un transistor MOSFET, no es un parámetroimportante, como lo es la transconductancia, que define las características de transferencia,como función de la relación de la corriente de drenaje ID y del voltaje compuerta-fuente VGS. Debidoa la alta corriente de drenaje ID y al bajo voltaje de drenaje VD, los MOSFET de potencia, se operanen la región lineal, como interruptores [1].
1.1 PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO
Una estructura MOS, es fabricada usando tecnología de difusión planar con un material decompuerta refractario, como el poli silicio. En este dispositivo, la región de base P y la región defuente N
+, son difundidas a través de una ventana común definida en los extremos de la compuerta
de poli silicio. La diferencia en la difusión lateral entre la región de base P y la región de fuente N+
define la región del canal superficial [2].
La conducción de corriente en un transistor MOSFET, ocurre a través del transporte de portadoresmayoritarios en la región de arrastre sin la presencia de la inyección de portadores minoritarios,como es requerido para la operación de un transistor BJT [3]. Además, no existe retardo de tiempopor el almacenamiento de la recombinación de portadores minoritarios en el MOSFET, durante ladesactivación.
El MOSFET tipo de enriquecimiento de canal p, no tiene un canal físico, tal como se observa en laFig. 1.1. Cuando VGS es positivo, un voltaje inducido atraerá los huecos del substrato n, y losacumulará en la superficie por debajo de la capa de óxido. Si VGS es mayor que o igual a un valorconocido como voltaje umbral, VT, se acumulará un número suficiente de huecos para formar uncanal virtual p y por consiguiente, la corriente de electrones fluirá de la fuente al drenador [1]
5
Una importante conexión del electrodo de compuerta a la fuente, establece el potencial en un puntodurante el estado de bloqueo directo. Si la compuerta se deja flotada, este potencial puedealcanzar un acoplamiento a través de la capacitancia compuerta-fuente, a un potencial deldrenador. Esto induce una modulación en la región del canal, el cual puede producir unindeseable flujo de corriente a voltajes de drenaje por debajo de los límites de ruptura poravalancha.
Fig. 1.1. Esquema de un transistor MOSFET y su diagrama de bandas de energía
La corriente de transporte desde drenador a la fuente en un transistor MOSFET de potencia, esesencial para formar la trayectoria de conducción extensible entre la región de fuente N
+, y la
región de arrastre N. Esto puede ser acompañado por la aplicación de una polarización positiva decompuerta. La polarización de compuerta modula la conductividad de la región del canal por lacreación del campo eléctrico intenso perpendicular a la superficie del semiconductor a través de lacapa del óxido. Por la consiguiente aplicación de un voltaje de drenador positivo, resulta un flujo decorriente entre el drenador y fuente a través de la región de arrastre N al canal. El flujo de corriente,es controlado por la resistencia de estas regiones [2].
Una mayor transconductancia es deseable para obtener una capacidad de manejo de altacorriente, con un voltaje de compuerta mínimo y para alcanzar una alta respuesta en frecuencia. Latransconductancia, es entonces determinada por el diseño del canal y la estructura de compuerta.Este importante parámetro del dispositivo MOSFET de potencia, está definido por:
GS
DSm
V
Ig
6
Cuando la polarización positiva de compuerta es aplicada, el canal comienza a ser conductivo. Abajos voltajes de drenaje, el flujo de corriente, es esencialmente resistivo, con una resistencia deencendido RDS determinada por la suma de la resistencia del canal y la resistencia de arrastre. Laresistencia del canal, disminuye con el incremento de la polarización de compuerta, mientras laresistencia de la región de arrastre permanece constante. Para un mayor voltaje de polarización dela compuerta, la resistencia del canal, comienza a disminuir, con respecto a la resistencia de laregión de arrastre, y la resistencia de encendido RDS comienza a ser independiente de lapolarización de compuerta [2]. En la Fig. 1.2, se ilustra una curva característica corriente-voltaje desalida, para un MOSFET de potencia [3].
Fig. 1.2. Curvas Características de salida corriente-voltaje de un transistor MOSFET de potencia
Polarizando directamente la unión N+-P, se activa el transistor bipolar parásito y permite la
inyección de portadores minoritarios. Esto no permite, que se disminuya la conmutación delMOSFET de potencia, pero si, que se puede permitir la ruptura secundaria. En la Fig. 1.1, seobserva la formación de los transistores bipolares parásitos con regiones N
+-N-P [2].
1.2 RESPUESTA EN FRECUENCIA
El transistor de potencia MOSFET es inherentemente capaz de operar en altas frecuencias, por laausencia de portadores minoritarios de transporte. Existe una limitación principal de operaciónen altas frecuencias, para el MOSFET, que es el tiempo de tránsito, que cruza a través de laregión de arrastre [2]. El tiempo de tránsito, limita la respuesta en frecuencia en el MOSFET,entonces por consiguiente, este tiempo, estará en función del voltaje de ruptura BVpp.
6/7
11
1
1011.6
pp
T
BVd
Lf
En está fórmula, L es la longitud del canal y d es el espesor de la región de arrastre. Para alcanzaruna respuesta en altas frecuencias, es importante conseguir una longitud del canal menor [2].
Otra limitación para lograr la operación en alta frecuencia de un MOSFET, es la necesidad decargar y descargar la capacitancia de entrada de compuerta. Un simple circuito equivalente para elMOSFET de potencia, se ilustra en la Fig. 1.3.
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Fig. 1.3. Circuito equivalente simple de un transistor MOSFET
Para una estructura MOS, con un electrodo de compuerta extendido entre celdas adyacentes,como el de la Fig. 1.1: (1) La capacitancia de entrada compuerta-fuente CN, surge por la cubiertadel electrodo de compuerta sobre la región del emisor N+. (2) la capacitancia CP, surge de laestructura MOS creada por el eléctrodo de compuerta, sobre la región de base P, y (3) lacapacitancia CM, surge por funcionamiento de la fuente de metal sobre el electrodo de compuerta.La capacitancia total compuerta-fuente es dada por
MPNGS CCCC
La capacitancia entre la fuente y el electrodo de compuerta CM, es determinado por la constantedieléctrica ε y espesor de la capa aislante t, así como también del área A traslapada, entre lafuente y el electrodo de compuerta
t
ACM
El tiempo de desactivación en un MOSFET, es controlado por la razón de carga removida sobreel electrodo de compuerta, ya que está carga determina la conductividad del canal [2]. Sinembargo, los tiempos de activación y desactivación de un transistor MOSFET de potencia, son muypequeños, comparados con los tiempos de encendido y apagado para un transistor BJT [4]. En laTabla I, se indican los valores de los diferentes tiempos de conmutación para un transistorMOSFET de potencia.
TABLA I.1. Tiempos de conmutación para un MOSFET de potencia
1.3 FENÓMENOS DE RUPTURA
El área de operación segura SOA, para un MOSFET de potencia, está determinada por el límite deoperación del dispositivo. En la Fig. 1.4, se muestra una curva característica corriente-voltaje, paraun MOSFET de potencia, en la que se indica la región SOA [3]. Se conoce bien, que a la corrientemáxima, a voltajes bajos del drenador, es limitada por la disipación de potencia, que permiteconsiderar suficientemente, la prevención de la destrucción del MOSFET [2].
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Fig. 1.4. Área segura de operación de un transistor MOSFET
Bajo la aplicación simultanea de alta corriente y alto voltaje, el dispositivo, puede ser susceptible ala falla, incluso, si la duración de los transitorios es también menor para prevenir la excesivadisipación de potencia. Este modo de falla ha sido referido a la ruptura secundaria. Este término,se refiere a una repentina reducción en la capacidad de voltaje de bloqueo, cuando se incrementala corriente del drenador [2].
Este fenómeno, ha sido observado en los MOSFET de potencia. Es originado por la presencia deltransistor bipolar parásito en la estructura del dispositivo [2]. Cuando el voltaje del drenador, esincrementado cercano al voltaje de ruptura de avalancha, la corriente fluye en el interior de laregión base P en adición al flujo de corriente perpendicular dentro del canal. La corriente deavalancha colectada dentro de la región base P, fluye lateralmente a lo largo de la base P.
Cuando la polarización directa sobre el emisor excede de 0.6 a 0.7V, este comenzará a inyectarportadores. El transistor bipolar parásito no es capaz de soportar por más tiempo una ruptura devoltaje BVCBO. La ruptura en los MOSFET de potencia, considera, que el flujo del dispositivo tomados trayectorias, una a través del canal MOS y la otra a través del transistor parásito bipolar activo[2].
Durante la ruptura secundaria, la corriente del emisor es causada por polarización directa, a partirde un voltaje de polarización VB, que causa el flujo lateral de corriente de base, y que puedeobtenerse a partir de una expansión de primer orden del término exponencial de la ecuación de lacorriente del emisor [2], para poder evaluar los efectos de la ruptura secundaria, se muestra por
OB
OE
IMKT
qR
II
11
El factor de multiplicación M, está relacionado por el voltaje del drenador, y el voltaje de ruptura apartir de
4
1
1
BV
VM
D
9
El voltaje del drenador, al cual está ruptura puede ocurrir, se puede obtener de las ecuacionesanteriormente descritas
25.0,
1
KT
IqR
BVV
OB
SBD
En está ecuación, BV, corresponde al voltaje de ruptura, RB, es la resistencia de base, IO, es lacorriente de saturación para un diodo de unión, y T, es la temperatura de la unión base-emisor.
Otro fenómeno, que puede causar la ruptura secundaria ocurre, por efecto del voltaje lateral, quedecae en la base P sobre la corriente del canal. Para altos voltajes de drenador, el alto campoeléctrico, causa una multiplicación por avalancha de la corriente del canal, entonces la corrientebase y de la fuente, deben estar en función del factor de multiplicación por
11
1
MR
IMI
B
ME
11
MR
II
B
MS
Como el voltaje de drenador incrementa, el factor de multiplicación también incrementará y causaráun incremento peligroso en la corriente de la fuente. El voltaje del drenador, al cual la rupturasecundaría ocurre, es
25.0,1 B
SBDR
BVV
En estas ecuaciones, BV corresponde al voltaje de ruptura, RB es la resistencia de base, es el
coeficiente de polarización que relaciona a la corriente del drenador con respecto a la corriente debase, y M es el factor de multiplicación, causado por la ionización por impacto, en la región delcanal.
Cuando la temperatura incrementa, el voltaje de ruptura BV, es susceptible a incrementarse. Esteintentará alcanzar un voltaje de ruptura, sin embargo, la resistencia RB en la base P, tambiénincrementa con la temperatura, como resultado se tiene una reducción de la movilidad, esto esasociado como un efecto de compensación, en la operación del MOSFET.
La capacidad de corriente de operación para el MOSFET, determina la disipación de potenciadurante la conducción de corriente. Para altos voltajes de drenador, la resistencia en el transistorincrementa. La corriente de saturación en un transistor de potencia MOSFET, puede ser usadapara proveer una limitación de corriente.
Un MOSFET de potencia, en comparación con un transistor BJT, fue desarrollado para resolver laslimitaciones de funcionamiento, bajo aplicaciones simultáneas, en donde la alta corriente y voltaje,son comúnmente requeridos para circuitos inductivos de baja y mediana potencia.
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1.4 OPERACIÓN EN ALTAS TEMPERATURAS
Un MOSFET de potencia, exhibe muy buenas características de operación para altastemperaturas. Estos dispositivos, están comercialmente disponibles con una temperatura pico en elrango alto de los 200
OC. La habilidad del MOSFET de potencia para operar con elevadas
temperaturas, esta relacionado por la ausencia de la inyección de portadores minoritarios.
Un parámetro importante en la determinación de la operación en altas temperaturas de unMOSFET, es el incremento de la resistencia de encendido RDS, que incrementa con la temperatura.Aunque esto puede parecer una primera señal de que es una característica indeseable, por queincrementaría de disipación de potencia, esto da un importante beneficio en términos de laestabilidad del dispositivo. Afortunadamente, en este caso, en el MOSFET de potencia, lamovilidad para huecos y electrones disminuye con la temperatura, causando un incremento en laresistividad local. Esto intenta homogenizar la distribución de corriente y prevenir uncalentamiento incontrolado en el MOSFET [2].
11
CAPITULO 2
FUENTE DE PODER CONMUTADA CON AISLAMIENTO DE LALINEA DE 60Hz
Hoy en día las fuentes de poder conmutada, son del tipo moduladas por ancho de pulso PWM.Está técnica varía el tiempo de conducción de un transistor conmutado durante un periodo para elcontrol y regulación del voltaje de salida, para un valor predeterminado. El método PWM, ofreceuna excelente regulación de carga y estabilidad durante variaciones de temperatura [5].
En la Fig. 2.1, se presenta el diagrama de bloques de una fuente de poder conmutada. En estediagrama de bloques, se observan dos tipos de símbolos de referencia de tierra. Este diagrama debloques es universal y puede ser utilizado para varios tipos básicos de diseños, semejantes comoel diagrama eléctrico de la Fig. 2.2, con una configuración Flyback, utilizada como fuente de poderconmutada con aislamiento de línea.
Fig. 2.1. Diagrama general de bloques de una fuente de poder conmutada
El diagrama de bloques de la Fig. 2.1, está integrado por un amplificador de error, circuito decontrol por PWM, los cuales tienen una tierra común con el rectificador y filtro de entrada. Elasilamiento de entrada/salida, se alcanza con un transformador de potencia T1, y un transformadorauxiliar T2. El transformador de potencia T1, suministra energía al rectificador y filtro de salida, paraabastecer de voltaje y corriente a la carga.
A continuación se describirán las características de funcionamiento de los circuitos que integran ala fuente de poder conmutada con aislamiento de línea, utilizada en equipos comerciales, comosistemas de video, instrumentación electrónica y de control, así como también en sistemas decomunicación, etc.
2.1 RECTIFICADOR DE ENTRADA Y FILTRO
Para desarrollar una fuente de poder conmutada para bajos voltajes de salida, con aislamientopara línea, se debe disponer de un rectificador de onda completa, con capacidad para altacorriente, que se ve en la Fig. 2.3, así como también de un condensador electrolítico, utilizadocomo filtro, dimensionado para el voltaje pico de línea desde 170V hasta 200V.
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Fig. 2.2. Diagrama Eléctrico de una Fuente de Poder Conmutada con Aislamiento de Línea
Fig. 2.3. Rectificador de Entrada y Filtro
2.2 ELEMENTO DE CONMUTACIÓN
El voltaje de CD con aproximadamente ~108V, obtenido por el rectificador y el filtro, debeabastecer al convertidor FLYBACK, que se muestra en la Fig. 2.4. Como elemento de carga, parael elemento de conmutación (transistor bipolar), se conecta un transformador con núcleo deferrita, el cual contiene 4 devanados, correspondientes al devanado principal N1, devanado deretroalimentación N2, y un par de devanados secundarios N3 y N4. La activación del transistor BJT,se realiza por medio de la aplicación de un pulso EA, EB en la base, y enseguida se obliga a cerrarla unión colector-emisor, consiguiendo con esto que fluya abruptamente una corriente de colectorIC, por el devanado principal N1. Entonces, al mismo tiempo, el campo magnético desarrollado en eldevanado principal N1, se induce sobre el devanado de retroalimentación N2, el cual suministra unvoltaje VIN, al circuito de control de la Fig. 2.6, así como también al par de devanados secundariosN3 y N4. [5]
Por otra parte, el voltaje de encendido inicial, se provee por el capacitor C2, el cual se carga através del resistor R1. Después de un instante de tiempo, vía el diodo UT236, se inyecta alcapacitor C2, el voltaje de compensación VIN, para abastecer del voltaje adecuado al circuito decontrol PWM.
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El voltaje de encendido inicial, se provee a través de un circuito de arranque, que está formadopor el resistor R1 y por el capacitor C2, el cual está sostenido, desde la fuente de alimentación delínea, vía el rectificador y filtro.
Esta red RC, puede disminuir el voltaje de CD, a un valor menor de voltaje VIN, para el suministrode energía del circuito de control, cuya región de operación, se ilustra en la Fig. 2.5.
La cantidad de corriente que puede proporcionar el circuito de arranque, depende del valormínimo necesario de la corriente que se requiere para hacer funcionar al circuito de control. Estevalor de corriente, se obtiene de las hojas del fabricante, del circuito integrado UC1524A.
2.3 CIRCUITO DE CONTROL
El UC1524A, fue la primera versión de circuito integrado comercialmente utilizado, para el controlPWM. En la Fig. 2.6, se muestra el diagrama de bloques correspondiente de los elementosnecesarios, que debe disponer un circuito de control PWM, para poder realizar el proceso decontrol en una fuente de poder conmutada. El UC1524A, es adecuado para realizar la etapa decontrol, que debe satisfacer el funcionamiento de una fuente de poder conmutada, como laconfiguración de la Fig. 2.1.
Fig. 2.4. Elemento de conmutación (transistor BJT)
Fig. 2.5. Respuesta temporal del circuito de arranque RC
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En la Fig. 2.7, se muestran las terminales de conexión del circuito integrado UC1524A, paraobtener las señales que serán inyectadas al elemento de conmutación de la Fig. 2.4. El UC1524A,esta integrado por un oscilador lineal diente de sierra de frecuencia programable por un resistorRT y un condensador CT externos.
Con la señal del oscilador lineal diente de sierra, entonces se puede cambiar la salida delcomparador entre 0 y 1, por la comparación de una señal, provenientes de un amplificador deerror con entradas INV y NI, cuyo voltaje de referencia VREF de 5V, es inyectado vía el diodo D2 yel resistor de 4.7K a la terminal NI, mientras que en la terminal INV, se inyecta vía el diodo D1, y sufiltro correspondiente, la señal del voltaje de regulación, proveniente del devanado secundario N2.En este circuito integrado, también se dispone de otro amplificador de error, el cual estáconfigurado como un amplificador limitador de corriente con entradas CL(+), CL(-), en donde seinyecta una señal de voltaje de pequeña amplitud, vía un resistor de 0.1Ω. Si esta señal sobre pasacierto valor limite, entonces, la fuente de poder conmutada, deja de funcionar, debido a que esindicativo de un exceso de corriente que atraviesa por el elemento de conmutación, que se observaen la Fig. 2.4. [5]
Fig. 2.6. Diagrama de bloques de un control con retroalimentación
La salida de modulación por ancho de pulso PWM, corresponde a las terminales CA, CB y EA, EB
del circuito UC1524A, que permite la conducción del pulso resultante con el ciclo de trabajocorrespondiente para activar al elemento de conmutación de la Fig. 2.4, vía el amplificador decorriente construido con Q2, como se ve en la Fig. 2.7. En el Capitulo 3, se describirá en detalle, elfuncionamiento interno del circuito de control PWM, basado en el circuito integrado TL494, que esun circuito de bajo costo y de fácil adquisición en el comercio, además de que es muy semejante alcircuito integrado UC1524A.
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Fig. 2.7. Circuito de control PWM
2.4 RECTIFICADOR DE SALIDA Y FILTRO
Después de que el campo magnético desarrollado en el devanado principal N1, se induce sobre eldevanado de retroalimentación N2, así como también al par de devanados secundarios N3 y N4.Entonces, en cada devanado secundario N3 y N4, respectivamente, se dispone de un rectificadorde media onda, a base de un diodo 645C y UES2402, también de un filtro LC, integrado por uninductor L1, y un condensador electrolítico, respectivamente. Otro elemento importante, es elconjunto transistor Q3, devanados independientes N1, N3, así como devanado secundario N2, queprovee la señal del voltaje de regulación, vía el diodo D1, que se observa en la Fig. 2.8. Finalmenteel rectificador de salida y filtro, de la Fig. 2.8, provee un voltaje de CD con +5V y +12V, concapacidad de corriente de 7A y 1.5A, respectivamente con un voltaje de rizo ΔV, mínimo posible,ya que la frecuencia de operación de la fuente de poder conmutada es de > 40KHzaproximadamente, lo que permite que los elementos pasivos como inductores y condensadores,sean de menor tamaño. [5]
Fig. 2.8. Rectificador de salida y filtro
16
2.5 DESVENTAJAS EN LA FUENTE DE PODER CONMUTADA COMERCIAL
Entre las desventajas, que se presentan en el diseño de la fuente de poder conmutada de la Fig.2.2, es principalmente, la utilización de un transistor bipolar de unión BJT. Este tipo de transistor,presenta limitaciones por fenómenos de ruptura y limitaciones térmicas, principalmente, lo queimplica que se tenga que utilizar un disipador de calor metálico [4].
Estas limitaciones, se indican sobre la curva característica corriente-voltaje IC-VCE del transistorBJT, que corresponde a la habilidad en el manejo de potencia con la temperatura de uniónpromedio y ruptura secundaria, sobre el área de operación segura SOA [4].
Los fenómenos de ruptura, son ocasionados por el aumento de la concentración de portadoresmayoritarios en la región de la base del transistor BJT. Para niveles altos de corriente, se puedeobservar un tipo de ruptura en el transistor npn, que corresponde a la ruptura por avalancha o deionización por impacto, en la unión base-colector BC [2].
El funcionamiento de un transistor BJT, se basa en la modulación de corriente, que se iniciacuando se polariza directamente la unión base-emisor BE, e inversamente la unión base-colectorBC, entonces los portadores mayoritarios, serán inyectados hacia el interior de la región de labase, hasta que alcancen a la unión base-colector BC, donde serán acelerados por el potencialpositivo, que corresponde al voltaje de polarización, y así se colectarán los electrones en la regiónn del colector, como se ilustra en la Fig. 2.9. [6]
Cuando la región de carga espacial WBE, alcanza una extensión, sobre el lado de la región de labase a la unión base-colector BC, y alcanza a la unión base-emisor, sin que ocurra un proceso deruptura, entonces la región base-colector BC, alcanzará a la región base-emisor BE. Acontinuación las regiones n, correspondientes al emisor y al colector, serán conectadas por unaregión de deserción. En este instante, una alta corriente fluye, dando origen al fenómeno deruptura secundaría, asociada a la ionización por impacto. [6]
Fig. 2.9. Representación de un transistor npn y su diagrama de bandas de energía
El voltaje de ruptura, requerido para un transistor npn, se puede estimar conociendo ladistribución del área del campo eléctrico, en la región de deserción continua, por las dos regionesn, que estará dada por:
17
D
BB
or
B
N
QW
qQBV
2
En donde QB, es el número total de impurezas por unidad de área, en la región de la base,mientras que ND, es la concentración de donores en el colector.
Por otra parte, la limitación térmica, que se presenta en los transistores BJT, está asociada por laaceleración de portadores en la región de deserción base-colector, para altos campos eléctricos,en donde sufren muchas colisiones con la red del semiconductor, por consiguiente está energíacinética se convierte en calor. La disipación de potencia de esta forma, ICVCB, puede sertransportada hacia afuera desde la unión base-colector, si la temperatura de la unión permaneceen un valor de estado estable [6]. Para el caso de altas temperaturas, la limitación térmica reducirála potencia, que puede ser manejada para valores menores, que los impuestos por limitación porruptura secundaria.
La variación de la ganancia de corriente β a niveles altos de corriente, se reduce por que laeficiencia de emisor, disminuye, debido a que la razón de la corriente de difusión deelectrones, hacia el interior de la región de la base WB con respecto a la corriente total del emisorIE, disminuye por el subsiguiente aumento de la temperatura de la unión. La expresión analítica dela eficiencia de emisor, se puede dar por
KT
qV
n
W
WN
D
D
WN BE
io
BE
EDE
pE
nB
BAB exp2
1
1
De la ecuación, se tiene que DnB, es la difusividad de electrones hacia el interior de la base, DpE, esla difusividad de huecos hacia el interior del emisor, NAB, es la concentración de aceptores en alregión de base, NDE, es la concentración de donores en la región del emisor, WE, es la extensión dela región del emisor, WBE, es la región de carga espacial, τo, es el tiempo promedio en el queocurre la recombinación de huecos inyectados hacia el emisor con los electrones en la región decarga espacial [6].
En el circuito de la Fig. 2.8, el transistor Q3, realiza la función de proveer la señal pulsante delvoltaje de referencia a través de la conmutación del transistor, por medio de un acoplamientomagnético, desarrollado por los devanados N1, N3, así como del devanado secundario N2. Eltransistor Q3, debe operar en alta frecuencia, lo cual es una limitante, por el tiempo requerido parael reordenamiento de los portadores minoritarios, en la región de base del transistor BJT. Estetiempo, corresponde al tiempo de transito, que a su vez depende de la difusividad de electronesDnB, hacia el interior de la base, y de la región de la base WB. Ya que ambos parámetros, sondependientes de la temperatura de unión, por consiguiente el transistor Q3, dependerá defenómenos de ruptura y limitaciones térmicas.
2.6 FUENTE DE PODER CONMUTADA CON TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO OXIDO DEMETAL
En la Fig. 2.10, se propone el diagrama eléctrico de una fuente de poder conmutadaretroalimentada por voltaje, a base de un transistor de efecto de campo óxido de metal MOSFETIR740. A continuación se describe el funcionamiento de está fuente de poder conmutada.
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Fig. 2.10. Diagrama eléctrico de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje
Cuando se requiere suministrar energía alterna de la línea de 60Hz, para desarrollar una fuente depoder conmutada, en primer lugar se requiere disponer de un rectificador de onda completa yposteriormente de un filtro capacitivo de alto valor, para conseguir un voltaje de CD, proveniente dela línea.
En seguida, se coloca una red de arranque, formada por un circuito RC, el cual sirve parasuministrar el voltaje correcto del circuito integrado TL494, que proporciona la señal del controlPWM al transistor de efecto de campo óxido de metal MOSFET IR740. En la red de arranque, el
capacitor es cargado, vía el resistor, con una constante de tiempo , determinada por RC [5].
Cuando se suministra el voltaje de operación al circuito integrado TL494, desde la red de arranque,entonces un número de pulsos son inyectados a la terminal de la compuerta del transistor de efectode campo óxido de metal MOSFET, el cual se activa, cuando la unión drenaje-fuente se cierra,permitiendo la circulación de corriente por los devanados primarios de los transformadores T1 y T2
con núcleo de ferrita marca ferroxcube [7], el cual induce un campo magnético al devanado decompensación NC incluido en el transformador T1, que tiene como función compensar la cantidadde corriente faltante, para hacer operar al circuito integrado TL494, y activar la red deacoplamiento, vía el diodo de alta velocidad 1N4937.
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En este momento, el circuito integrado TL494, ya puede inyectar un mayor número de pulsos a laterminal de la compuerta del transistor de efecto de campo óxido de metal IR740, debido, a que elvoltaje de retroalimentación, proporcionado por el devanado de retroalimentación NR incluido en eltransformador T2, incrementa por la cantidad de corriente eléctrica, que se exige por los devanadossecundarios de ambos transformadores T1 y T2.
El devanado primario del transformador con núcleo de ferrita, induce también un campo magnéticoa los devanados secundarios del transformador con núcleo de ferrita. Los devanados secundarios,tienen como función convertir la señal pulsante, en un voltaje de CD, vía el arreglo en paralelo dedos rectificadores 1N4937 (diodo de alta velocidad) y el filtro capacitivo.
En este tipo de diseño, la fuente de poder conmutada, solamente opera cuando la carga esconectada a los devanados secundarios de los transformadores de ferrita T1 y T2, en este caso elfuncionamiento de esta fuente de poder conmutada, será dependiente de la cantidad de carga.
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CAPITULO 3
FUENTE DE PODER CONMUTADA RETROALIMENTADA PORVOLTAJE
Para el diseño de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, se debe conocer elprincipio de funcionamiento de los elementos que la integran. Entre los elementos que integran lafuente de poder conmutada, se puede mencionar al rectificador monofásico de entrada, red dearranque, convertidor flyback, transformador con núcleo de ferrita, circuito de control TL494 conmodulación por ancho de pulso y circuito de salida.
En este capitulo, se desarrolla el diseño de la fuente de poder conmutada retroalimentada porvoltaje. El procedimiento de diseño en está aplicación, consiste en la explicación y cálculo de cadauno de los componentes de las diversas etapas del circuito.
3.1 RECTIFICADOR MONOFÁSICO DE ENTRADA Y FILTRO
Para poder desarrollar una fuente de poder conmutada con suministro de energía alterna de líneade 60Hz, se requiere disponer de un rectificador monofásico de onda completa, y posteriormentepara obtener un voltaje de CD, se debe conectar un filtro capacitivo. En la Fig. 3.1, se ve eldiagrama del rectificador monofásico de onda completa.
Fig. 3.1. Rectificador monofásico de onda completa y red de arranque
El rectificador de onda completa, debe ser capaz de suministrar corriente a una carga inductivapulsante, a través de un transistor MOSFET, como se observa en la Fig. 2.10, del capitulo 2. Elrectificador de onda completa, que se debe seleccionar en el circuito de la Fig. 3.1, debe tener unacapacidad de corriente de operación entre 2A y 4A, así como un voltaje pico inverso de 400V. Paraobtener el valor del filtro capacitivo, que es un condensador electrolítico se deben conocer, elvalor del voltaje rizo, la corriente eléctrica requerida para abastecer la carga, así como lafrecuencia de operación.
Para obtener el valor mínimo del condensador utilizado como filtro, se requiere conocer el voltajedel rizo V, determinado por (1), mientras que para obtener el valor máximo del condensadorutilizado como filtro, se requiere conocer el voltaje del rizo V, determinado por (2):
mVV15
4min (1)
mmáx VV3
4 (2)
21
El valor óptimo del condensador electrolítico, se obtiene a partir del valor del voltaje rizocorrespondiente, corriente de carga y frecuencia de operación, por:
VfIC L
1(3)
SOLUCIÓN.
Para determinar el valor del condensador electrolítico, se utiliza la ecuación (3), conociendopreviamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuaciones (1), (2), obtenidas pordesarrollo de SERIE DE FOURIER, así como el valor de: Vm = 170V, IL = 0.5A , f = 60Hz. Deacuerdo con la ecuación (3):
VVmán 15.72
FC 5.11515.7260
5.0min
VV 43.14min
FCmáx 5.57743.1460
5.0
Un valor práctico para el condensador electrolítico, se puede seleccionar entre el valor mínimo y elvalor máximo de capacitancia, obtenidos anteriormente. Entonces, el valor de C = 470μF, cumplela condición anterior.
3.2 RED DE ARRANQUE
Para suministrar el voltaje de operación al circuito integrado TL494, desde un suministro deenergía alterna de línea de 60Hz, se debe disponer de una red de arranque, integrada por uncircuito RC, como se observa en la Fig. 3.1. El voltaje de CD, obtenido del condensadorelectrolítico C1, debe ser capaz de hacer funcionar al circuito de control, con una corriente limitadapor el resistor R1.
Para obtener el valor óptimo de la red de arranque RC, se requiere conocer el valor de la corrientemínima necesaria para operar al circuito de control TL494, voltaje de CD, obtenido del filtrocapacitivo VCD, voltaje en el condensador a plena carga VL y la frecuencia de operación. Laecuación (4), se utiliza para determinar el resistor limitador de corriente, mientras que la ecuación(5), se utiliza para determinar el valor del condensador:
C
LCD
I
VVR
(4)
CD
L
V
VRf
C
1ln
5.1 (5)
22
El valor de corriente IC, depende del valor mínimo necesario de corriente que se requiere paraoperar al circuito de control TL494. Este valor de corriente, se obtiene de las hojas del fabricante.[8]
SOLUCIÓN.
Para determinar el valor del resistor R1, y el valor del condensador electrolítico C1, se debe conocerpreviamente el valor de: VCD = 108V, VL = 12V, IC =14mA, f = 60Hz. De acuerdo con la ecuación(4) y (5):
KR 85.6
1014
1210831
FC 78.72
108
121ln1085.660
5.3
31
Un valor práctico para el resistor R1 y condensador electrolítico C1, se deben seleccionar en funciónde la corriente mínima IC y por el valor del voltaje de operación VL del circuito integrado TL494.Entonces, el valor de R1 = 8.2KΩ y C1 = 100μF, cumplen la condición de operación.
3.3 CONVERTIDOR FLYBACK
Para llevar cabo la conversión del voltaje y corriente CD-CD de forma aislada, se puede utilizar unconvertidor flyback, como se observa en el diagrama eléctrico de la Fig. 2.10. El principio defuncionamiento de un convertidor flyback, consiste en la activación del transistor MOSFET, que serealiza por medio de la aplicación de un pulso en la compuerta, seguido del cierre de la unióndrenador-fuente, consiguiendo con esto que fluya abruptamente una corriente ID = IP, por elinductor y por el transistor MOSFET. En la Fig. 3.2a, se ilustra el diagrama eléctrico simplificado dela topología del convertidor flyback, y en la Fig. 3.2b, las correspondientes formas de ondaasociadas.
Fig. 3.2a. Convertidor flyback
23
Por otra parte, el campo magnético desarrollado en el inductor primario LP, del transformador connúcleo de ferrita, se induce sobre el inductor secundario LS, creando de esta manera un voltaje VL
y por consiguiente la corriente IS, sobre el devanado secundario, que son requeridos por la carga.Cuando del pulso inyectado en la compuerta del transistor MOSFET, satisface que el ciclo detrabajo k 0.5, ayudará a que el inductor no se sature, y así se pueda evitar la destrucción deldispositivo transistor MOSFET, debido a la corriente de saturación máxima.
El transistor MOSFET, que se debe seleccionar para el diseño del convertidor flyback, que seilustra en la Fig. 2.10, debe tener una capacidad de corriente de operación mínima de 1A y unvoltaje de unión drenador-fuente de 400V. El transistor MOSFET IR740, cumple con estos criteriosde diseño, para el desarrollo de está aplicación. [9]
Para el calculo de los devanados primario NP y secundario NS, de los transformadores con núcleode ferrita, se requiere conocer el valor de voltaje que será inyectado al devanado primario, y elvalor de voltaje que será utilizado para suministrar a la carga, así como también la cantidad decorriente, que se consume por ambos devanados. La obtención del número de espiras por cadadevanado, se consigue a partir de:
me
PP
BAf
VN
4
108
(6)
me
SS
BAf
VN
4
108
(7)
Por otra parte, el valor del resistor de compuerta RG se obtiene, a partir de la información que seproporciona en las hojas del fabricante, para el transistor MOSFET IR740. En el apéndice, seproporciona la información del fabricante del transistor IRF740.
Fig. 3.2b. Formas de onda del convertidor flyback asociadas al diagrama de la Fig. 3.2a
24
SOLUCIÓN.
Para determinar el valor del número de espiras para el devanado primario y secundario, deltransformador T1, se utilizan las ecuaciones (6) y (7), conociendo previamente el valor de: VP =54V, VS = 12V, IP = 0.326A, IS = 1.5A, f = 20KHz, Ae = 0.81cm
2y Bm = 2500G. De acuerdo con la
ecuación (6) y (7):
33.333250081.0200004
1054 8
PN espiras
07.74250081.0200004
1012 8
SN espiras
Para determinar el valor del número de espiras para el devanado primario y secundario, deltransformador T2, se utilizan las ecuaciones (6) y (7), conociendo previamente el valor de: VP =54V, VS = 5V, IP = 0.13A, IS = 2.5A, f = 20KHz, Ae = 0.81cm
2y Bm = 2500G. De acuerdo con la
ecuación (6) y (7):
33.333250081.0200004
1054 8
PN espiras
86.30250081.0200004
105 8
SN espiras
La selección del calibre del alambre magneto, se elige, en función de la capacidad de corriente delos devanados primario y secundario, de ambos transformadores T1 y T2. En el apéndice, seproporciona una tabla, que indica la relación calibre del alambre magneto AWG con lacorrespondiente capacidad de corriente.
3.3.1 DISEÑO DE LOS INDUCTORES AUXILIARES
En el transformador T1 y en el transformador T2 con núcleo de ferrita, también se dispone de dosdevanados, que corresponden a inductores auxiliares, cuya función, es generar un voltaje deretroalimentación y compensación de la corriente faltante para el suministro del circuito decontrol, respectivamente. En la Fig. 3.3, se ilustra el aspecto de los transformadores T1 y T2.
Fig. 3.3. Aspecto del transformador con núcleo de ferrita para una frecuencia de 20Khz
25
Para el cálculo del devanado de compensación NC y de retroalimentación NR, se requiere conocerel valor de voltaje de CD correspondiente, para poder operar al circuito de control TL494, así comotambién el voltaje de retroalimentación requerido, para que el amplificador de error del circuitoTL494, opere correctamente. La obtención del número de espiras por cada uno de estosdevanados, se consigue a partir de ecuaciones similares para el cálculo de los devanados NP y NS.
SOLUCIÓN.
Para determinar el valor del número de espiras para el devanado de compensación NC y deretroalimentación NR, del transformador T1 y T2, se debe conocer previamente el valor de: VC =12V, VR = 5V, IC = IR = 0.11A, f = 20KHz, Ae = 0.81cm
2y Bm = 2500G. De acuerdo con la ecuación
(6):
07.74250081.0200004
1012 8
CN espiras
86.30250081.0200004
105 8
RN espiras
La selección del calibre del alambre magneto, se elige, en función de la capacidad de corriente delos devanados de compensación y retroalimentación. En el apéndice, se proporciona una tabla,que indica la relación calibre del alambre magneto AWG con la correspondiente capacidad decorriente.
Como en el circuito de control TL494, se requiere inyectar voltajes de CD, tanto para el suministrode corriente, como para el voltaje de retroalimentación, las señales pulsantes obtenidas a la salidade los devanados de compensación y retroalimentación, respectivamente, deben ser convertidasen voltajes de CD. En la Fig. 3.3, se puede ver, la conexión en ambos devanados (compensación yretroalimentación) de un diodo rectificador de alta velocidad, con su correspondiente filtrocapacitivo.
El diodo rectificador de alta velocidad, que se ilustra en la Fig. 2.10, debe tener una capacidad decorriente de operación de 0.11A y un voltaje pico inverso mayor a 10V. El diodo rectificador de altavelocidad 1N4937, opera con los criterios de diseño, para está aplicación. [10]
Para determinar el valor del condensador de retroalimentación, se puede utilizar la ecuación (3),conociendo previamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuación (1), así como elvalor de: Vm = 10V, IR = 0.11A, f = 20KHz. De acuerdo con la ecuación (3):
VV 848.0min
FCmáx 48.6848.020000
11.0
Un valor práctico para el condensador de retroalimentación, se puede seleccionar por un valor decapacitancia CR = 10μF.
26
3.4 CIRCUITO DE CONTROL TL494 CON MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO
En la Fig. 2.6, se observa que se requiere de un oscilador de señal diente de sierra, el cual secompara con un voltaje de error de CD, obtenido a partir de la diferencia de dos voltajes quecorresponden al voltaje de referencia y al voltaje de retroalimentación, para proporcionar a lasalida de un comparador, una señal de control PWM. La variación del voltaje de error de CD, seobtiene de un amplificador diferencial, que hace la función de amplificador de error, el cual restael voltaje de referencia, con el valor de voltaje de retroalimentación, que corresponde a lavariación correcta del sistema, es decir cuando se presenta estabilidad. Pero cuando, la señal dereferencia se iguala a la señal de retroalimentación, se alcanza una inestabilidad, y esa condiciónse mantiene, hasta que exista nuevamente un cambio en el sistema, que obligue al cambio en laseñal de retroalimentación. En la Fig. 3.4, se presenta los casos extremos, que se observan en elfuncionamiento del circuito de control para la fuente de poder conmutada. [8]
Fig. 3.4. Funcionamiento del control retroalimentado para dos voltajes de error. (a) Señal PWM paraun caso inestable, (b) Señal PWM para un caso estable
El circuito integrado TL494, se utiliza como circuito de control con modulación por ancho de pulsoPWM. Este circuito integrado, tiene mucha aceptación en el diseño de fuentes de poderconmutadas operadas en alta frecuencia (>20Khz). Este circuito contiene un oscilador diente desierra, dos amplificadores de error, referencia de +5V con histéresis, control para el tiempo muertode la señal PWM, protección contra sobre voltaje, y dos transistores bipolares con capacidad de
manejo de corriente de hasta 0.5A [8].
Para la selección del circuito integrado TL494, como control PWM, utilizado en la fuente de poderconmutada retroalimentada por voltaje, se hizo una analogía de funcionamiento con el esquemabásico del control retroalimentado de la Fig. 2.6, con el cual se tiene como propósito, relacionarlocon el diagrama interno del TL494, para comprobar la función correspondiente de cada bloque yasegurar su función en esta aplicación. En la Fig. 3.5, se ilustra el diagrama de bloques del circuitointegrado TL494.
27
En el diagrama de bloques, se observan algunas terminales, que pueden presentar confusión, porejemplo, el control de tiempo muerto (deadtime), que corresponde a la terminal No 4, mientras quela terminal No 13, se refiere al control de la señal de salida (output control), en la cual solo sepuede inyectar una señal con nivel de voltaje de +5V, por ser una compuerta con lógica TTL.
Las características eléctricas más importantes del circuito integrado TL494, son de utilidad para eldesarrollo de un diseño específico, como la información, que recomienda el fabricante, para que seutilicen ciertas condiciones de operación para el TL494, las cuales son de importancia, ya quesirven de guía, para el diseño de una fuente de poder conmutada. En la tabla 3.1, se enlistanestás características que proporciona el fabricante [8].
Fig. 3.5. Diagrama interno de bloques del circuito integrado TL494
TABLA 3.I. Características eléctricas del circuito integrado TL494
28
Entre las curvas características más importantes, que se tienen que considerar cuando se realiza eldiseño de una fuente de poder conmutada, son por ejemplo, la gráfica de la frecuencia deloscilador, la gráfica de la ganancia en voltaje del amplificador de error en lazo abierto, y la gráficadel porcentaje del ciclo de utilidad, para el control del tiempo muerto (deadtime), de la señal decontrol, como función de la frecuencia del oscilador. En la Fig. 3.6, se ilustra el diagrama eléctricodel circuito integrado TL494, utilizado para generar la señal de control para la activación deltransistor MOSFET IR740.
Fig. 3.6. Diagrama eléctrico del circuito integrado TL494
En la Fig. 3.7, se observa la curva correspondiente a la variación de la frecuencia del oscilador f,en función del valor del resistor RT. A partir de está grafica se obtiene el valor del resistor RT ycondensador CT, para generar la señal diente de sierra como oscilador para una frecuencia de20KHz, en donde resistor RT = 8.2KΩ y CT = 0.01μF.
Fig. 3.7. Variación de la frecuencia del oscilador en función del valor de RT
29
En la Fig. 3.8, se observa la respuesta del amplificador de error diferencial, el cual debefuncionar para una frecuencia de 20KHz. Sobre la curva de respuesta de este amplificador, seobserva, que para una frecuencia de 20KHz, su operación es inestable [5], por lo que es necesariorealizar una compensación en frecuencia, agregando una red R3C conectada en serie entre si, yen paralelo con el resistor R2, el cual determina la ganancia en el amplificador de error diferencial.El fabricante proporciona una solución para resolver este inconveniente y conseguir que elamplificador de error sea estable para 20KHz [X]. Con el valor propuesto de resistores ycondensador por el fabricante: R1 = 4.7KΩ, R2 = 1MΩ, R3 = 33KΩ y C = 0.1μF, se obtiene unaganancia en voltaje en lazo cerrado de aproximadamente 30dB.
Fig. 3.8. Variación de la ganancia en voltaje en lazo abierto en función de la frecuencia
Para activar al transistor MOSFET IR740, se requiere de una red de acoplamiento adicional,debido a que el circuito integrado TL494, no puede proporcionar el nivel de voltaje VG hacia laterminal de compuerta, para activar al IR740, como lo sugiere el fabricante [5]. En la Fig. 3.6, seobserva la conexión de la red de acoplamiento a la terminal No 8. La obtención del valor de losresistores RC, R4 y R5, para que los transistores Q1 (BC547) y Q2 (BC557) satisfagan su operaciónen la región de corte-saturación, la ganancia en corriente β = 10, permitirá conseguir que: RC =940Ω, R4 = 9.4KΩ y R5 = 1KΩ. [5]
3.5 CIRCUITO DE SALIDA
Para obtener un voltaje de CD de los devanados secundarios de los transformadores T1 y T2, serequiere disponer de rectificadores de alta velocidad, por la frecuencia de operación de la fuente depoder conmutada a 20KHz. Posteriormente, se debe conectar un filtro capacitivo. En la Fig. 3.4, seve el diagrama de la etapa de salida con rectificadores de alta velocidad.
El diodo rectificador de alta velocidad, que se ilustra en la Fig. 2.10, debe tener una capacidad decorriente de operación de 2A y un voltaje pico inverso de 400V. El diodo rectificador de altavelocidad 1N4937, opera con una corriente máxima de 1A, por está razón, se conectan en paralelodos diodos alta velocidad 1N4937, para cumplir con los criterios de diseño.
SOLUCIÓN.
Para determinar el valor del condensador C1, se puede utilizar la ecuación (3), conociendopreviamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuación (1), así como el valor de: Vm =24V, I1 = 1.5A, f = 20KHz. De acuerdo con la ecuación (3):
30
VV 03.2min
FCmáx 94.3603.220000
5.1
Un valor práctico para el condensador C1, se puede seleccionar por un valor de capacitancia C1 =47μF.
Para determinar el valor del condensador C2, se puede utilizar la ecuación (3), conociendopreviamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuación (1), así como el valor de: Vm =10V, I1 = 2.5A, f = 20KHz. De acuerdo con la ecuación (3):
VV 848.0min
FCmáx 7.147848.020000
5.2
Un valor práctico para el condensador C2, se puede seleccionar por un valor de capacitancia C2 =220μF.
Fig. 3.7. Rectificador de alta velocidad D1, D2 y filtro capacitivo para una frecuencia de 20Khz
En una conexión en paralelo, se conecta un resistor R con valor de 10KΩ, como protección para ladescarga del propio condensador, y así evitar que se quede cargado, cuando se desconecte lafuente de poder conmutada.
31
CAPITULO 4
RESULTADOS Y PERSPECTIVAS
En este capitulo, se presentan los resultados obtenidos con el prototipo de la fuente de poderconmutada retroalimentada por voltaje, a través de oscilogramas correspondientes a las señales decontrol del circuito integrado TL494. Estas mediciones son realizadas en el laboratorio, cuando lafuente de poder retroalimentada con voltaje tiene carga.
4.1 ELABORACIÓN DEL PROTOTIPO
A continuación, se presenta una sencilla descripción de la forma como se realiza la placa delcircuito impreso para la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje. También se indicacomo se deben distribuir los dispositivos electrónicos, magnéticos (transformador con núcleo deferrita), etc.
En la Fig. 4.1.1, se muestra el aspecto de la fuente de poder conmutada retroalimentada porvoltaje, que está integrada por: (a) Rectificador monofásico de entrada y filtro, (b) Red de arranque,(c) Convertidor flyback, (d) Inductores auxiliares, (e) Circuito de control TL494 con modulación porancho de pulso, (f) Circuito de salida.
Fig. 4.1.1. Aspecto Físico de la Fuente de Poder Conmutada Retroalimentada por Voltaje
El circuito impreso del prototipo de fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, serealiza sobre una placa fenólica, de cara individual, siendo los dispositivos electrónicos distribuidos,según, se muestran en la placa de circuito impreso de la Fig. 4.1.2. a y el esquema del circuitoimpreso en la Fig. 4.1.2.b.
El montaje de fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje junto, con la carga queconsiste de dos lámparas de 21W, que se conectan a su salida, para mostrar el funcionamiento dela fuente de poder conmutada. En la Fig. 4.1.3, se ilustra el aspecto del montaje de la fuente depoder conmutada con carga.
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Fig. 4.1.2.a Distribución de Componentes sobre la Placa del Circuito Impreso
Fig. 4.1.2. b Placa de Circuito Impreso
Fig. 4.1.3. Fuente de Poder Conmutada Retroalimentada por Voltaje conCarga Resistiva (lámparas de 21W)
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4.2 MEDICIONES
En esta sección, se hace una descripción de las mediciones realizadas para obtener las señalescorrespondientes del circuito del control, para justificar el funcionamiento de la fuente de poderconmutada [5]. Estás mediciones, se realizaron con ayuda de un osciloscopio digital de la serieTDS3000B de TEKTRONIX. El osciloscopio digital, permite que se pueda guardar la información,es decir los oscilogramas en un disco floppy, esto hace más versátil, la realización de la medición.
En primer lugar, se realizaron las mediciones correspondientes a la señal del reloj con frecuenciade 20KHz, y ciclo de trabajo del 30%, en seguida la señal que corresponde al diente de sierra, quese utiliza para formar las señal de control, con la comparación del voltaje de error, obtenido de ladiferencia del voltaje de referencia con valor de 4.9V y del voltaje de retroalimentación de 3.6V, quees igual a 1.3V aproximadamente.
En las Fig. 4.2.1 y 4.2.2, se observan estos oscilogramas respectivamente. En la figura de cadaoscilograma, se indica la información correspondiente de la amplitud, frecuencia, ciclo detrabajo, etc.
Fig. 4.2.1. Oscilograma de la señal de reloj para el TL494
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Fig. 4.2.2. Oscilograma de la señal diente de sierra para generar la señal PWM
4.3 CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS
En esta sección, se procede evaluar el rendimiento de la fuente de poder conmutadaretroalimentada por voltaje. Se inyecta una señal alterna de 120V RMS, 60Hz, para obtener susrespectivas características eléctricas, con dos lámparas de 21W como carga. La informaciónobtenida, se enlista en la Tabla 4.1.
TABLA 4.1CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS
PARÁMETRO VARIABLE VALOR
Voltaje de entrada VE 54V
Voltaje de salida menor V1 + 9V
Voltaje de salida mayor V2 + 12V
Corriente de entrada IE 0.16A
Corriente con carga(lámpara de 21W)
IS 1.0A
Temperatura deltransistor MOSFET
Tj < 1000C
Eficiencia η ~ 80%
De acuerdo con las mediciones de disipación de calor en el transistor MOSFET IR740, con ayudade un multimetro de la marca STEREN, se observa que el valor de temperatura registrada, noalcanza el valor de TJ = 150
OC, en donde el cambio de la temperatura en el transistor, es una
variable dependiente del nivel de potencia; esto indica, que el transistor está operandocorrectamente en el limite del pulso, que es valido para ciclos de trabajo de 10% a 40%, y queprovee un valor TJ < 150
OC. Por está razón, el transistor MOSFET IRF740, no requiere disipador
metálico auxiliar, bajo las condiciones de operación reportadas en la Tabla 4.1, y que seobservan en la Fig. 4.1.3.
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Por otra parte, también se puede observar de la Tabla 4.1, que la eficiencia de la fuente de poderconmutada retroalimentada por voltaje, realizada en este trabajo, es tan solo del 80%. Esto esdebido en parte al diseño del transformador con núcleo de ferrita, el cual presenta algunasdeficiencias, con respecto al tipo de alambre magneto, que se utiliza, para sus respectivosdevanados [11], así como también a su baja permeabilidad magnética del núcleo de ferrita.
Sin embargo, a pesar de los inconvenientes mencionados, la fuente de poder conmutadaretroalimentada por voltaje, es funcional, para aplicaciones con baja potencia alrededor de 15W.
4.4 PERSPECTIVAS
Debido a las deficiencias explicadas en la sección 4.3, sobre la fuente de poder conmutadaretroalimentada por voltaje, se debe evitar que el núcleo de ferrita del transformador de altafrecuencia, se sature, como se observa en la curva del ciclo de histéresis (B-H), de la Fig. 4.4.1[7].
Fig. 4.4.1. Curva de magnetización normal, correspondiente al ciclo de histéresis, en donde se observala región de saturación.
Como mejora en el rendimiento de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, sepropone utilizar transformadores de alta frecuencia, con núcleo de ferrita de alta permeabilidad (μ >2000), de la marca Ferroxcube (material 3C85). Esta solución permite, que la fuente de poderconmutada, mejore su rendimiento, es decir que alcance eficiencias del oren del 90%. [7]
Por otra parte a la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, le hace falta un circuitode protección, contra sobre carga. Este circuito puede ser desarrollado, aprovechando la variaciónde calor en el transistor MOSFET IRF740. En la Fig. 4.4.2, se propone un circuito de protección aldiseño original de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje.
El circuito de protección implementado en la fuente de poder conmutada de la Fig. 4.4.2, estáprovisto por un relevador magnético, el cual es activado por el transistor 2N2222, cuando se cierrela unión base-emisor con un voltaje aproximadamente de 4.5V, que corresponde a unatemperatura en el transistor MOSFET IRF740 de TJ = 150
OC, en donde la fuente de poder
conmutada retroalimentada por voltaje, se desconecta de la línea de 60Hz, hasta que se restaurela carga.
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Fig. 4.4.2. Diagrama del circuito eléctrico propuesto para la mejora del rendimiento de la fuente depoder conmutada retroalimentada por voltaje.
JUSTIFICACIÓN ECONÓMICA
Enseguida, se expone un importante asunto, acerca del presupuesto, pues es indispensabledesarrollar un buen proyecto. Es necesario, que en el presupuesto no falte ningún material, por lotanto, la forma de proceder es la siguiente:
Se toma al diagrama eléctrico de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje (Fig.2.10), como guía para realizar el presupuesto. A continuación se procede a realizar una lista demateriales, en la que se debe especificar la cantidad, unidad, descripción, costo por unidad y costototal.
LISTA DE MATERIAL
CANTIDAD DESCRIPCIÓNPRECIO
UNITARIOPRECIOTOTAL
2Transformador con
núcleo de ferrita$100.00 $200.00
1 Rectificador de 4A $10.00 $10.00
1Circuito Integrado
TL494$8.00 $8.00
1 TRIMPOT de 10KΩ $15.00 $15.00
1 Porta fusible $2.50 $2.50
3 Bloque de 2 terminales $4.00 $12.00
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1Base de integrado
(16 PINES)$5.00 $5.00
1Fusible tipo europeo
1ª / 250 V$2.50 $2.50
1 Header en escuadra $7.00 $7.00
1 Clavija $5.00 $5.00
1 1m de cable $10.00 $10.00
8 Diodo 1N4937 $1.50 $12.00
1 MOSFET IRF740 $9.00 $9.00
2 Transistor BC547 $2.50 $5.00
1 Transistor BC557 $2.50 $2.50
1Capacitor electrolítico
100µF a 50V$4.00 $4.00
2Capacitor electrolítico
220µF a 50V$5.00 $10.00
1Capacitor electrolítico
470µF a 250V$20.00 $20.00
1Capacitor electrolítico
22µF a 50V$4.00 $4.00
1Capacitor cerámico
1nF$1.50 $1.50
1Capacitor cerámico
100nF$1.50 $1.50
1 Resistor 8K2 / 2W $4.00 $4.00
4 Resistor 10K / ½W $0.50 $2.00
1 Resistor 560 Ω / ⅛W $2.00 $2.00
1 Resistor 4.7K / ⅛W $2.00 $2.00
1 Resistor 33K / ⅛W $2.00 $2.00
1 Resistor 470K / ⅛W $2.00 $2.00
1 Resistor 56K / ⅛W $2.00 $2.00
1 Resistor 10K / ⅛W $2.00 $2.00
1 Resistor 1K / ⅛W $2.00 $2.00
2 Resistor 100 Ω / ⅛W $2.00 $4.00
2 Resistor 1.2K / ⅛W $2.00 $4.00
1 Resistor 8.2K / ⅛W $2.00 $2.00
1 Resistor 820 Ω / ⅛W $2.00 $2.00
1 Resistor 2.7K / ½W $0.50 $0.50
1Placa para impreso
10x15cm$20.00 $20.00
TOTAL $370.00
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El costo total es de $370.00, lo que corresponde solamente al circuito total, que integra la fuente depoder conmutada retroalimentada por voltaje. Sin embargo, este costo total, puede ser mayor, queel correspondiente para una fuente de poder conmutada comercial, pero el reducido tamaño,mínimo peso, mayor eficiencia, y baja disipación, hace que se compense el costo total.
Con respecto al desarrollo original de ingeniería que se llevo a cabo en este trabajo de TESIS, esindispensable que se de el valor correspondiente al diseño; como base, se puede estimar un valorde $100.000.00, pero considerando la experiencia profesional adquirida durante el trabajo, ademásde tomar en cuenta el costo de la hora ingeniería de $240.00, podemos calcular en base al tiempoinvertido un costo aproximado, ya que trabajando 5 horas diarias en días laborales durante seismeses 2 ingenieros, el diseño adquiere un mayor valor alrededor de $300.000.00. Además, sedeben considerar otros aspectos menos importantes, pero que son de utilidad, y se enlistan acontinuación junto con el anterior presupuesto:
LISTA DE MATERIAL $364.00
VALOR DEL DISEÑO $300.000.00
ACCESORIOS $500.00
GABINETES PROFESIONALES $1.500.00
TOTAL $302.364.00
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CONCLUSIONES
En este trabajo se desarrolló una fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, con elpropósito de mejorar las limitaciones que se presentan en las fuentes de poder conmutadascomerciales de computadora personal PC, debido a su funcionamiento en alta frecuencia paraproporcionar altas densidades de corriente. El propósito de este trabajo, es diseñar una fuente depoder conmutada, bajo el principio de retroalimentación por voltaje por medio de componentesmagnéticos.
Para la realización de la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, se requirió, que secomprendiera profundamente el funcionamiento de un sistema retroalimentado, a base decomponentes magnéticos (que es su base de diseño). La fuente de poder conmutadaretroalimentada por voltaje, desarrollada en este trabajo, se logro gracias a que se alcanzaron lossiguientes puntos:
A. Se tiene un alto aislamiento de la línea de 60Hz, proporcionado por el transformador del núcleode ferrita, operado a 20KHz, sin la necesidad de utilizar un transistor de conmutación conoperación en alta frecuencia, como en la fuente de poder conmutada comercial de PC.
B. Al operar a la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltaje, a una frecuencia de20KHz, se consigue que la fuente de poder conmutada alcance un mayor tiempo de vida. Lograndode está manera que los elementos de conmutación como el transistor MOSFET, no tenga unenvejecimiento prematuro.
C. Como la disipación de calor en el transistor MOSFET IRF740, alcanza solamente unatemperatura alrededor de TJ < 100
OC, entonces se evita alcanzar el fenómeno de ruptura
secundaria, como sucede en los transistores BJT.
D. El transistor MOSFET IRF740 en la fuente de poder conmutada retroalimentada por voltajetrabaja, funciona correctamente en la región de segura de operación SOA, de la curvacaracterística de salida I-V, sin la necesidad de utilizar un disipador metálico.
Desarrollando las mejoras al diseño actual obtenido de la fuente de poder conmutadaretroalimentada por voltaje, este tipo de tecnología, puede ser utilizada para reemplazar en unfuturo a la utilizada en los sistemas comerciales. Este trabajo de TESIS, es un ejemplo deinnovación tecnológica como desarrollo nacional.
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REFERENCIAS
[1] Muhammad H. Rashid, “ELECTRONICA DE POTENCIA Circuitos, Dispositivos y Aplicaciones”,Tercera Edición, Prentice Hall, pp. 280 - 286, 2004
[2] B. Jayant Baliga, “Modern Power Devices”, John Weley & Sons, pp. 263 - 269, pp. 300 - 302, pp. 314 -318, 1992
[3] Intersil, “14A, 50V, 0.01Ohm, N, Channel Power MOSFET”, datasheet: BUZ71, June, 1999
[4] MOSPEC, “Complementary Silicon Plastic Power Transistor”, 3A, 40-100V, datasheet: TIP31A.
[5] Crisis George, “High-Frequency Switching Power Supplies: Theory and Design”, Second Edition,McGraw-Hill, pp. 96 - 100, pp. 197 - 206, 1989.
[6] A. S. Grove, “Physics and Technology of Semiconductor Device”, John Weley & Sons, pp. 263 - 269,pp. 208 - 236, 1967.
[7] Marty Brown, “Practical Switching Power Supply Design”, Motorola Series in Solid State Electronics,pp. 67 - 79, 1990.
[8] ON semiconductor, “Switchmode Pulse Width Modulation Control Circuit”, datasheet: TL494, July,2000
[9] Intersil, “5.5A, 400V, 1.0 Ohm, N-Channel Power MOSFET”, datasheet: IRF740, June, 1999
[10] MCC semiconductor, “1A, 420V, Fast Recovery Rectifier DIODE”, datasheet: IN4937.
[11] Grupo CONDUMEX, “Catalogo 2003: Alambre Magneto”: http://www.condumex.com
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APÉNDICES
ALAMBRE MAGNETO: CAPACIDAD DE CORRIENTE
A continuación se da a conocer una TABLA, con información correspondiente, para la selección delcalibre AWG del alambre magneto SOLDANEL, clase B, 130
0C, con respecto a la capacidad de
corriente. Este tipo de alambre magneto, es utilizado en la fabricación de transformadores de altafrecuencia 20KHz, con núcleo de ferrita [11].
TABLADIMENSIONES ALAMBRE MAGENTO
CalibreNúmero
AWG
Diámetromm
SecciónTransversal
mm2
Corriente(AMPERS)
1819202122232425262728293031323334353637383940
1.02400.91160.81180.72300.64380.57330.51060.46470.40490.36060.32110.28590.25460.22680.20190.17980.16010.14260.12700.11310.10070.08970.0799
0.820.650.520.410.330.260.200.160.130.100.080.0640.0510.0400.0320.02540.02010.01590.01270.01000.00790.00630.0050
3.22.52.01.81.51.2
0.920.730.580.460.330.220.150.110.09
0.0720.0570.0450.0360.0300.0250.0160.010
Para el diseño del transformador con núcleo de ferrita para 20KHz, calculado en la sección 3.3, delcapitulo 3, se tiene:
NP = 340 espiras AWG # 30NS1 = 74 espiras AWG # 22NS2 = 30 espiras AWG # 19NC = 74 espiras AWG # 34NR = 30 espiras AWG # 34
Cuando, se fabrican transformadores de alta potencia y frecuencias > 50KHz, en aplicacionescomo son los balastros electrónicos, en donde se exige, que estos sistemas operen con bajaspérdidas, con un alto asilamiento, se recomienda utilizar un alambre magneto LITZ, del tipoPOLISOLDATERMANEL, clase H, 180
0C. [11]
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MATERIALES DE FERRITA
El diseño de componentes magnéticos es una ciencia exacta, ya que esto sigue precisamente a lasleyes fundamentales del electromagnetismo desarrolladas por los pioneros científicos del campo,como son: Maxwell, Ampere, Oersted y Gauss.
El propósito de este resumen, es dar la información correspondiente para la construcción yfabricación de transformadores con operación en alta frecuencia. El aspecto de un núcleo de ferritase observa en la Fig. 1.
Fig. 1. Aspecto de un núcleo de ferrita
Para el diseño de inductores y transformadores, se requiere conocer el tipo de núcleo que se va autilizar, el máximo valor de la densidad de flujo magnético Bm, y la frecuencia de operación f parael tipo de núcleo. En la Tabla I, se indican algunas propiedades físico-químicas, de interés, queson útiles para la selección de materiales de ferrita.
TABLA IPROPIEDADES FISICO-QUIMICAS
MATERIALCOMPOSICIÓN
QUIMICAPERMEABILIDAD
MÁXIMARESISTIVIDAD
PUNTO DECURIE
FERROXCUBE3C8
MnFe2O4 +ZnFe2O4
μr = 1500 102Ω-cm ~ 200
0C
FERROXCUBE3C85
MnFe2O4 +ZnFe2O4
μr = 5000 102Ω-cm ~ 200
0C
La frecuencia de operación para materiales de ferrita ferroxcube 3C8 es <50KHz y ferroxcube3C85 es <1MHz.
El área efectiva en un núcleo de material de ferrita, se toma como la región en donde se enrollanlas espiras para formar los inductores.
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A partir de resultados experimentales realizados en el laboratorio de Industrias Sola Basic ISB, seobtuvo la siguiente información, que sirve como guía, para seleccionar el tamaño del núcleo deferrita, como función del área efectiva Ae y la potencia eléctrica disponible PE. De está informacióncontenida en la Tabla II, no se tiene información técnica.
TABLA IIAREA EFECTIVA COMO FUNCIÓN DE LA POTENCIA ELÉCTRICA
Ferroxcube 3C8Bm = 4000Gf = 20KHz
Potencia(VA)
ÁreaEfectiva
(cm2)
10
20
40
60
80
100
0.52
0.74
1.04
1.28
1.48
1.65
