Henri Schreiber - 40 Montajes Con Amplificadores Operacionales

40 Montajes con amplificadores operacionales

BIFET

BIMOS

CMOS H. Schreiber

PARANINFO S.A.

40 montajes con ampli f icadores

operacionales

B I F E T - B I M O S - C M O S

H. SCHREIBER

40 montajes con amplificadores

operacionales BIFET - BIMOS - C M O S

1982

PARANINFO S.A.

MADRID

Traducido por: JOSÉ PATRICIO MONTOJO

© Editions Techniques et Scientiíiques Francaises

© de la edición española, PARANINFO, S.A., Madrid (España)

© de la traducción española, PARANINFO, S.A., Madrid (España)

Título original francés: BIFET-BIMOS-CMOS. Les nouveaux amplis opérationnels 40 montages

Reservados los derechos de edición, reproducción o adaptación para todos los países de lengua española.

IMPRESO EN ESPAÑA PRINTED IN SPAIN

ISBN: 84-283-1206-0

Depósito Legal: M-23003 - 1982

PARANINFO S.A Magallanes, 25 - Madrid-15 (3-3088)

ALCO, artes gráficas. Jaspe, 34 - Madrid-26

Í N D I C E D E M A T E R I A S

Al fin se ha conseguido el objetivo tanto tiempo buscado 7

1. Tres tecnologías que persiguen un mismo objetivo 9 1.1. El amplificador operacional clásico y sus defectos 9 1.2. Los tres caminos que conducen a la perfección 11 1.3. BiFET: comportamiento y economía 12 1.4. Tipos corrientes de amplificadores operacionales BiFET 13 1.5. Curvas características de los amplificadores BiFET 16 1.6. BiMOS: características particulares 20 1.7. Ejemplos de amplificadores BiMOS 21 1.8. CMOS: consumo mínimo 25 1.9. Características de la serie ICL 7611 29

2. Diez circuitos fundamentales de utilización 35 2.1. Montaje no inversor con fuerte impedancia de entrada 35 2.2. Montaje inversor 38 2.3. Compensación del decalaje 40 2.4. Fuente única de alimentación 43 2.5. Amplificador sumador 44 2.6. Amplificador diferencial 45 2.7. Integrador 46 2.8. Diferenciador 48 2.9. Fuente de tensión 49 2.10. Fuente de corriente 50

3. Diez aplicaciones impulsionales 53

3.1. El multivibrador 53 3.2. Multivibrador de frecuencia ajustable 55 3.3. Multivibrador de alineación única 56 3.4. Generador de impulsos y multivibrador con relación cíclica ajustable 58 3.5. Multivibrador con mando eléctrico de frecuencia (VCO) 61 3.6. Limitador de amplitud 62

5

3.7. Comparador basculante 63 3.8. Monoestable 66 3.9. Disparador seguidor 68 3.10. Disparador inversor 69

4. Diez aplicaciones analógicas 73 4 .1 . Amplificador de banda ancha 73 4.2. Oscilador LC 75 4.3. Amplificador logarítmico 76 4.4. Rectificador de una alternancia 81 4.5. Rectificador de doble alternancia 83 4.6. Filtro-amplificador de paso bajo 86 4.7. Banda de paso simple de gran ganancia 88 4.8. Filtro de banda de corte 90 4.9. Filtro de banda de paso de gran sensibilidad 93 4.10. Regulador óptico-electrónico para tensiones alternas 94

5. Diez aplicaciones de audio y de alta fidelidad 98

5.1. Preamplificador de fono 98 5.2. Corrector de tonalidad 100 5.3. Corrector de tonalidad de alta impedancia 103 5.4. Tabla de mezclado con mando a distancia 104 5.5. Mando automático de volumen 108 5.6. Interruptor automático de ruido de reposo 110 5.7. Mando automático de prioridad palabra-música 112 5.8. Distribuidor de audio 114 5.9. Amplificador de alto rendimiento^ 117 5.10. Amplificadores de potencia media 118

6. Diez aplicaciones de medida y laboratorio 123

6.1. Voltímetro continuo simple 123 6.2. Voltímetro con conmutación e indicación automática de la polaridad 125 6.3. Medidor para intensidades continuas débiles (de 10 nA a 100 mA) . 130 6.4. Ohmetro de escala lineal 133 6.5. Milivoltímetro de BF 136 6.6. Transistorímetro "de baja potencia" 142 6.7. Transistorímetro "de potencia" ( I c < 10 A) 146 6.8. Generador de funciones 151 6.9. Generador sinusoidal con débil distorsión 157 6.10. Alimentación simple y doble, 30 V, 1,5 A 160

6

A L F I N S E H A C O N S E G U I D O E L O B J E T I V O

T A N T O T I E M P O B U S C A D O

Cuando se comercializaron los primeros transistores, allá por los años 50, muchos técnicos se manifestaban seriamente en su contra, a causa de su impedancia de entrada, aproximadamente 1.000 veces más débil que la de un tubo, de cuyo hecho deducían que el consumo de la potencia de mando era, por el contrario, 1.000 veces más elevado. Es preciso afirmar que, al menos en el aspecto teórico, llevaban toda la razón.

Esto no impidió que el semiconductor relegase al tubo a ocupar un lugar en un museo, dejándosele de utilizar en la mayoría de las aplicaciones. Es inútil que insistamos ahora en las diferencias existentes entre un amplificador de tubos y otro operacional integrado.

No obstante, persistía el hecho indudable de que esa famosa impedancia de entrada sólo resultaba cómoda cuando era muy elevada. No hay que olvidar que los transistores con efecto de campo son productos, ya en cierto modo antiguos, que poseen, sin embargo, una alta impedancia de entrada. Pero es preciso saber integrarlos y también saber realizar esta operación a un precio reducido. Esto ha quedado resuelto recientemente, y por tres veces, gracias a los amplificadores BiFET, BiMOS y CMOS. De manera que, de ahora en adelante, ya no hay sitio para esos espíritus mezquinos que lloran la desaparición de "su buen amigo el viejo tubo electrónico", pudiendo afirmarse que se ha alcanzado un progreso real al aproximarnos al amplificador operacional ideal, que amplía los dominios de aplicación de este circuito integrado, abriendo para él nuevos horizontes.

Este librito muestra claramente esa "pequeña diferencia" existente entre los amplificadores antiguos y los nuevos amplificadores operacionales, sin profundizar en el principio ni en la teoría de estos circuitos, para lo cual el lector interesado podrá consultar la obra de R. Dugehault "El amplificador operacional". En cambio, se insistirá en las características de utilización de los tipos corrientemente utilizados, cuya docu-

7

AL FIN SE HA CONSEGUIDO EL OBJETIVO TANTO TIEMPO BUSCADO

m e n t a c i ó n p u e d e ob tene r se fác i lmente , pe ro , sobre t o d o , p ro fund iza re m o s en las apl icaciones de los ampl i f icadores operac iona les , para lo cual basta examina r el índ ice de las mate r ias en él con t en idas .

P re t ende r que estas apl icaciones sean, en pr inc ip io , las mismas que las co r re spond ien tes a los ampl i f icadores operac ionales clásicos es olvidar esa " p e q u e ñ a d i fe renc ia" , de la que t ra ta , p rec i samen te , este l ibro . Pero sólo comparándo l a s en t re s í se p o d r á precisar esta diferencia. Y esta comparac ión en t re el viejo ampl i f icador y el nuevo " o p - a m p " se llevará a cabo m u c h a s veces en estas páginas , i nd i cándonos has ta qué p u n t o p u e d e n uti l izarse t odav ía los " a n t i g u o s " de una mane ra racional . De este m o d o , esta obra le pe rmi t i r á al l ec tor desechar a lgunos " o p - a m p s " , en c ier to m o d o caducos , de los que d i spone todav ía .

No es preciso decir q u e esta c o m p a r a c i ó n no inci tará al l ec tor a adquir i r u n c ier to t ipo de ampl i f icadores , ya q u e , c o m o ve remos p o r su lec tura , y c o m p r o b a r e m o s po r exper ienc ia , nos sen t i r emos m u c h o más t r anqu i los u t i l i zando los nuevos ampl i f icadores operac ionales con ent rada F E T .

La gama de amplificadores operacional BiFET (Texas Instruments) dispone de tipos de débil consumo y de tipos con bajo nivel de ruido.

8

1 TRES TECNOLOGÍAS QUE PERSIGUEN

U N MISMO OBJETIVO

1.1 . El amplificador operacional clásico y sus defectos

Estos circuitos integrados, llamados corrientemente "op-amps", se hallan en la actualidad tan extendidos que no será necesario insistir en su símbolo, que puede verse en la Fig. 1.1, ni en el hecho de que su alimentación se efectúa, en principio, de una manera simétrica, utilizando dos fuentes del mismo valor, V c c y V F E (o 4- V c c y - V c c ) .

El amplificador operacional no es otra cosa que una aproximación al ideal, que sería un amplificador con resistencia de entrada infinita, resistencia de salida nula y ganancia infinita, sobre una banda de frecuencias infinitamente ancha, que no presentase efecto alguno de temperatura, ni ruido propio, ni desfase que precise una compensación en frecuencia.

Fig. 1-1.— Un amplificador operacional ordinario sólo puede funcionar con resistencias de polarización (Rp) relativamente débiles, pues, de no ser asi, la intensidad de polarización (IB) provocaría una caída de ten

sión prohibitiva.

9

TRES TECNOLOGÍAS QUE PERSIGUEN UN MISMO OBJETIVO ín

dice

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ón (

%)

Frecuencia (kHz)

Fig. 1-11.— Indice de distorsión armónica en función de la frecuencia (serie TL 080,

Texas Instruments).

1.6. BiMOS: Características particulares

Un amplificador operacional del tipo BiMOS puede no estar constituido por transistores con efecto de campo más que en su etapa de entrada. Tal es el caso del CA 3140, del que trataremos más adelante. Asimismo, también es posible utilizar transistores con efecto de campo MOS en las etapas de entrada y de salida. Sólo la etapa intermedia, que produce la ganancia esencial, estará equipada con transistores bipolares. El CA 3130 ha sido concebido de esta manera. Su etapa complementaria de salida está provista de transistores MOS con una tensión de saturación muy débil, con lo cual, si se trabaja con una resistencia de carga superior a 10 kilohmios, los valores de cresta de la tensión de salida pueden alcanzar casi los valores de la tensión de alimentación.

Otra característica particular de los BiMOS reside en su comportamiento de entrada. Como ocurre en general con los amplificadores operacionales, sólo es posible en obtener un funcionamiento correcto, si ambas entradas poseen tensiones en principio idénticas. Pero, en el caso BiMOS, esta tensión media de las dos entradas puede ser, en el límite, inferior en 0,5 V a la tensión negativa de alimentación del circuito, estando situado el otro límite en +12 V. Esta particularidad resulta ventajosa cuando se desea trabajar con una tensión única de alimentación y una conexión capacitativa de entrada. La Fig. 1-12 demuestra que en ese caso la resistencia de fuga de entrada Rf, se puede restablecer directamente en el negativo de la alimentación, con tal de que se hayan determinado los valores de R1 y R2 para una ganancia tal que la corriente de decalaje (Po) permita ajustar la tensión de salida de reposo al valor deseado. 20

TRES TECNOLOGÍAS QUE PERSIGUEN UN MISMO OBJETIVO

Se observan problemas análogos cuando se utiliza un amplificador operacional a continuación de un comprobador-bloqueador, como se muestra en la Fig. 1-3. Un sistema de este tipo puede servir para vigilar una tensión que se mide en un momento dado en un sistema. Para ello, se cierra periódicamente el interruptor S, durante un tiempo muy corto, con lo cual se almacena el valor instantáneo de la tensión que se quiere medir en el condensador C, el cual deberá conservarla hasta la operación de muestreo siguiente. Si la tensión así vigilada rebasa un valor determinado, que ha sido fijado por el divisor R1-R2 de la Fig. 1-3, el amplificador operacional realiza el encendido de un diodo luminiscente.

En un sistema semejante, se tiene la ventaja de utilizar un débil valor para C, con objeto de limitar la intensidad de la carga en el momento del cierre de S. Pero entonces el condensador C corre el riesgo de descargarse bastante rápidamente entre dos cargas consecutivas, a causa del valor de RP, que deberá permanecer relativamente débil por las mismas razones que hemos expuesto anteriormente.

Fig. 1-3.— La precisión de un circuito de memoria analógica depende principalmente de la intensidad de polarización que exige el amplificador opera

cional.

1.2 . Los tres caminos que conducen a la perfección

Los inconvenientes antes citados de la corriente de entrada de los amplificadores operacionales clásicos, pueden dividirse "grosso modo" por 1.000, si se utilizan transistores con efecto de campo, por lo menos en las etapas de entrada de estos amplificadores. Ahora bien, existen dos tipos de transistores con efecto de campo: los JFET ("junction field

11


effect transistor" (1)), en los que el electrodo de entrada está constituido por un diodo, y los MOSFET ("metal-oxide-silicon field effect transistor" (2)), llamados también "con electrodo de mando (puerta, rejilla) aislado".

Teóricamente, este hecho permite cuatro posibilidades: 1. Transistores JFET integrados con transistores bipolares. 2. Transistores MOSFET integrados con transistores bipolares. 3. Transistores constituidos por JFET. 4 . Amplificadores constituidos únicamente por MOSFET.

En la práctica, sólo las posibilidades 1, 2 y 4 parecen ventajosas. En efecto, el transistor JFET necesita dos tensiones de polaridad opuesta, es decir, en el caso de un "canal N", una tensión positiva de alimentación del drenaje y una tensión negativa de polarización de puerta. Si nos contentásemos con una alimentación única, sólo podríamos utilizar una parte de ella para la alimentación del drenaje, lo cual limitaría considerablemente la amplitud de salida del amplificador. Naturalmente, esta limitación sólo es perjudicial en caso de señales de gran amplitud, es decir, en una etapa de salida, la cual es inexistente en el caso de los MOSFET, pues se saben fabricar, en esta tecnología, tipos "enriquecidos" que funcionan con tensiones de alimentación (de drenaje) y de polarización (de puerta) de la misma polaridad.

Las tres categorías de amplificadores operacionales con entrada FET tienen en común una resistencia de entrada que es netamente más elevada que las de los tipos de transistores bipolares. Además, algunas tecnologías son capaces de realizar comportamientos particulares, lo cual no impide que todo amplificador operacional FET pueda ser utilizado, indiferentemente, en los montajes de aplicación que expondremos a continuación en este libro.

1.3. BiFET: Comportamiento y e c o n o m í a

Entre las tecnologías mencionadas, la que combina los transistores JFET con transistores bipolares es, con mucho, la más extendida de todas. En efecto, es relativamente fácil integrar un JFET, "canal P", con transistores bipolares, tanto más si se tiene en cuenta que un JFET ocupa, sobre un sustrato de silicio, menos sitio que un transistor bipolar. Por consiguiente, este sustrato podrá tener unas dimensiones

(1) Transistor de unión con efecto de campo. (N. del T.)

(2) Transistor de metal-óxido-silicio con efecto de campo. (N. del T.)

12


más reducidas, mejorando así el comportamiento y reduciendo el precio de coste.

Sin embargo, los JFET, "canal P", que se utilizan en los amplificadores operacionales de bajo precio, no poseen excelentes características, resultando notablemente afectados por una corriente de fuga de puerta relativamente elevada. La tecnología correspondiente al "canal N" permite reducir este defecto, pero resulta también más cara. Además, es posible, evidentemente, fabricar amplificadores con características de frecuencia, de temperatura o de deriva más o menos aceptables. Pero el precio sube rápidamente cuando se exigen comportamientos extraordinarios, por lo que un amplificador de alta calidad resulta 100 veces más caro que otro del tipo corriente.

Para un mismo tipo, existen frecuentemente múltiples versiones: con o sin compensación interna en frecuencia, modelos simples, dobles, cuádruples, diversas formas de estuche, diversas disposiciones de las conexiones, diversas bandas de temperatura.

En el Cuadro I se encontrarán esencialmente tipos de la gama industrial (de 0 a 70°C), mientras que, para la mayor parte de los tipos mencionados, existe igualmente una versión "militar" (de -55 a +125°C).

1.4 . Tipos corrientes de amplificadores operacionales BiFET

Las características indicadas en el citado Cuadro I son válidas para una temperatura de 25°C, citándose en la primera línea, a título de comparación, las características del μA 741C

La tensión de alimentación es la que se utilizará en un funcionamiento simétrico. Si, por ejemplo, los límites de esta tensión han sido establecidos entre 5 y 18 V, el amplificador podrá funcionar, en un montaje con alimentación única, con una tensión comprendida entre 10 y 36 V.

Las magnitudes de decalaje y de deriva describen la diferencia aparente, en tensión o en intensidad, entre las dos entradas del amplificador. Algunos tipos están provistos de dos conexiones "decalaje nulo", sobre las cuales puede conectarse un potenciómetro, con el cual se puede compensar la tensión de decalaje. A continuación, daremos algunos ejemplos de utilización.

La intensidad de polarización (Ipolar) no es otra cosa que la intensidad de fuga de puerta de los transistores de entrada, la cual aumenta considerablemente con la temperatura.

La ganancia se especifica, en ausencia de contra-reacción, en V/mV, es decir, en millares de unidades.

13

T R E S T E C N O L O G Í A S Q U E P E R S I G U E N U N M I S M O O B J E T I V O C

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14

T R E S T E C N O L O G Í A S Q U E P E R S I G U E N U N M I S M O O B J E T I V O

La anchura de banda con ganancia unitaria (contra-reacción total) , generalmente sólo es utilizable cuando n o se requiera una amplitud de salida mayor a 1 V.

Fig. 1-4.— Disposición de las conexiones para los circuitos mencionados en los Cuadros I y H. Las cápsulas pueden verse en la parte inferior.

La tensión de ruido puede calcularse multipl icando el valor indicado (expresado en nV) por la raíz cuadrada de la anchura de banda útil.

15


Se designa con el nombre de "slew-rate" (3), la velocidad de excursión máxima en tensión que es capaz de desarrollar el amplificador. Si esta magnitud es de 1 V/μs, la duración de ambos flancos (subida, bajada) de una onda rectangular no podrá ser inferior a 1 μs, si se trabaja con una amplitud de salida de 1 V de cresta a cresta, o de 10 μs, en el caso de una amplitud de 10 V de cresta a cresta.

Fabricantes: Fair: Fairchild; Harris: Harris-Semicond; Mo: Motorola; NS: National Semiconductor; Sig: Signetics (RTC); TI: Texas Instruments; TPh: Teledyne-Philbrick.

Cajas: Véase Fig. 1-4. Para algunos tipos de "Texas Instrumens" existen categorías suple

mentarias (A y B), que se distinguen por tolerancias más reducidas en lo que respecta a las magnitudes de decalaje, de polarización y de ganancia.

La resistencia de entrada se especifica con 10 1 2 ohmios = 10 6 megohmios para todos los tipos citados. Algunos fabricantes indican igualmente una capacidad de entrada próxima a 3 pF.

Correspondencias Thomson-CSF (Sescosem): Los tipos TDB 0155, TDB 0156 y TDB 0157 son respectivamente equivalentes a LM 355, LM 356 y LM 357. Además, TDB 0084 = TL 084 y TDB 0353 = TL 082.

1.5. Curvas características de los amplificadores BiFET

La temperatura posee una influencia particularmente importante sobre la intensidad de polarización de entrada. A título de ejemplo, la Fig. 1-5 muestra la relación correspondiente para un amplificador pre-

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Fig. 1-5.— Intensidad de polarización de entrada en función de la temperatura de la cápsula, para varias tensiones de alimen

tación (Signetics).

(3) Podría traducirse por "rapidez de amplificación". (N. del T.)

16


visto para un área de temperatura muy variable. Se trata del LF 156, versión "militar" del LF 356, citado en el Cuadro I. Todos los BiFET acusan un efecto de temperatura semejante, es decir, su intensidad de polarización se duplica cada_vez que la temperatura aumenta de 10 a 20°C.

La Fig. 1-6 demuestra que la intensidad de alimentación se encuentra igualmente afectada por la temperatura del semiconductor; este gráfico es valedero para el LF 155 (= LF 355), mientras que el de la Fig. 1-7 lo es para el LF 156, demostrando que la anchura de banda con una ganancia unitaria sufre igualmente fuertes variaciones en función de la temperatura. En cambio, la "slew-rate" (4) permanece inalterable, insensible a las variaciones de la temperatura.

Inte

ns

ida

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en

tac

ión

Tensión de alimentación (±V)

Fig. 1-6.— Intensidad de alimentación en función de la tensión de alimentación para varias temperaturas

de la cápsula (Signetics).

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an

cia

un

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ria

Temperatura de la cápsula (°C)

Fig. 1-7.— Anchura de banda con ganancia unitaria en función de la temperatura de la cápsula, para tensiones de alimentación comprendidas entre 2 x 10 Vy 2 x 20 V (Sig

netics).

Las curvas de la Fig. 1-8 ilustran la incidencia de la ''slew-rate" en la amplificación de una señal sinusoidal. Se ve que la amplitud máxima de salida se encuentra limitada, a partir de una cierta frecuencia, por la velocidad de excursión de salida de que es capaz el amplificador. Al igual que los siguientes, este gráfico se refiere a la serie TL 070/80 (Texas Instruments).

(4) Respetemos el criterio del autor de conservar el término original en lugar de la traducción. (N.delT.)

17


Ten

sión

de

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Frecuencia (Hz)

Fig. 1-8.— Amplitud máxima de salida en función de la frecuencia (serie TL 080, Texas Ins

truments).

Gan

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ten

sión

Frecuencia (Hz)

Fig. 1-9.— Influencia de la capacidad de compensación sobre la ganancia a circuito abierto (Texas

Instruments).

18


En esta serie existen algunos tipos (Fig. 1-5), que permiten efectuar la compensación de frecuencia por medio de una capacidad que se conecta entre las tomas 1 y 8, mientras que en las otras, la compensación de frecuencia está asegurada por medio de una capacidad integrada, de 12 pF, que determina el máximo de estabilidad. La Fig. 1-9 demuestra que, en el caso de tipos con compensación externa, se puede aumentar ligeramente el producto ganancia x banda pasante, si se utiliza una capacidad de compensación de 3 pF. En la mayor parte de las aplicaciones, la estabilidad es suficiente.

La tensión de ruido propia de un amplificador operacional, viene indicada generalmente por una frecuencia de 1.000 Hz, pudiendo observarse en la Fig. 1-10 que esta magnitud aumenta rápidamente cuando se consideran las frecuencias más bajas del espectro. Esto es, por otra parte, una propiedad general de los amplificadores de semiconductores.

Rui

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nV

√H

z

Frecuencia (Hz)

Fig. 1-10.— Tensión de ruido en función de la frecuencia (serie TL 080, Texas Instruments).

Finalmente, la Fig. 1-11 demuestra que los amplificadores operacionales BiFET poseen una gran fidelidad. Sin embargo, es preciso tener en cuenta el hecho de que esta curva es válida para una ganancia unitaria y para una tensión de salida de 6 voltios eficaces, observándose una distorsión más importante si se aumenta cualquiera de estas dos magnitudes.

19

TRES TECNOLOGÍAS QUE PERSIGUEN UN MISMO OBJETIVO ín

dice

de

dist

orsi

ón (%

)

Frecuencia (kHz)

Fig. 1-11.— índice de distorsión armónica en función de la frecuencia (serie TL 080,

Texas Instruments).

1.6. BiMOS: Características particulares

Un amplificador operacional del tipo BiMOS puede no estar constituido por transistores con efecto de campo más que en su etapa de entrada. Tal es el caso del CA 3140, del que trataremos más adelante. Asimismo, también es posible utilizar transistores con efecto de campo MOS en las etapas de entrada y de salida. Sólo la etapa intermedia, que produce la ganancia esencial, estará equipada con transistores bipolares. El CA 3130 ha sido concebido de esta manera. Su etapa complementaria de salida está provista de transistores MOS con una tensión de saturación muy débil, con lo cual, si se trabaja con una resistencia de carga superior a 10 kilohmios, los valores de cresta de la tensión de salida pueden alcanzar casi los valores de la tensión de alimentación.

Otra característica particular de los BiMOS reside en su comportamiento de entrada. Como ocurre en general con los amplificadores operacionales, sólo es posible en obtener un funcionamiento correcto, si ambas entradas poseen tensiones en principio idénticas. Pero, en el caso BiMOS, esta tensión media de las dos entradas puede ser, en el límite, inferior en 0,5 V a la tensión negativa de alimentación del circuito, estando situado el otro límite en +12 V. Esta particularidad resulta ventajosa cuando se desea trabajar con una tensión única de alimentación y una conexión capacitativa de entrada. La Fig. 1-12 demuestra que en ese caso la resistencia de fuga de entrada R f , se puede restablecer directamente en el negativo de la alimentación, con tal de que se hayan determinado los valores de R1 y R2 para una ganancia tal que la corriente de decalaje (P G ) permita ajustar la tensión de salida de reposo al valor deseado. 20


Fig. 1-12.— Montaje de compensación del decalaje para CA 3130 (RCA).

1.7. Ejemplos de amplificadores BiMOS

El cuadro II muestra, a título de ejemplo, una familia de amplificadores BiMOS con salida MOS (CA 3130) y una de ellas con salida bipolar (CA 3140). La segunda es de compensación interna, mientras que debe preverse un condensador externo de compensación de frecuencia en los casos de los tipos CA 3130. La Fig. 1-13 presenta un esquema de utilización de este circuito, del tipo de seguidor de tensión, y en el caso de una alimentación doble (2 x 7,5 V). El funcionamiento con fuente única de alimentación se ilustra en la Fig. 1-14, siempre con referencia a un seguidor de tensión.

En cuanto a los significados de las características indicadas en el Cuadro II, puede aplicárseles el comentario correspondiente al Cuadro I. Conviene señalar que la intensidad de alimentación varía con la tensión de salida, aunque no se haya conectado carga alguna. En el caso de que se produzca un corto circuito en la salida, la intensidad estará limitada a un valor comprendido entre 12 y 45 mA.

Para todos los tipos citados, la resistencia de entrada es de 1,5 x 10 1 2

ohmios, mientras que la capacidad de entrada es de 4,3 pF.

El gráfico de la Fig. 1-5 permite determinar la ganancia en circuito abierto que se puede obtener con diversos valores de la capacidad de

21


Fig. 1-13.— Seguidor de tensión con compensación del decalaje y de la frecuencia, alimentado

por dos fuentes de 7,5 V.

Fig. 1-14.— Versión con alimentación única del montaje de la Fig. 1-13.

22


compensación, C c , de la resistencia de carga, R L , y de la capacidad de carga, C L . El ángulo de desfase se especifica para frecuencias superiores a 1 MHz(CA3130) .

La intensidad de alimentación de reposo viene dada, para el gráfico de la Fig. 1-16, en función de la tensión de alimentación, con la temperatura ambiente como parámetro. Finalmente, la Fig. 1-17 precisa el efecto que tiene la temperatura sobre la intensidad de polarización de entrada. Esta intensidad de fuga no es debida al aislamiento de la puerta de los transistores de entrada, sino a los diodos de protección que se en-

Gan

anci

a a

circ

uito

abi

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(dB

)

Áng

ulo

de f

ase

Frecuencia (Hz)

Fig. 1-15.— Comportamiento en frecuencia y en fase del amplificador operacional C A 3130 (RCA).

cuentran integrados entre cada puerta y el sustrato del circuito, los cuales protegen los transistores MOS, al efectuarse la manipulación y la inserción del circuito, contra toda destrucción, debida, por ejemplo, a una descarga electrostática (frotamiento sobre la ropa, aislamiento imperfecto de un soldador).

23


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dro

II.—

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5 •)

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II.—

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CA

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0

CA

313

0 A

CA

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CA

3140

A

CA

314

0 B

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24


1.8 . CMOS: Consumo m í n i m o

Los dispositivos CMOS constituyen los amplificadores operacionales FET más recientes. La serie de tipos presentada por Intersil se distingue en primer lugar por su bajo consumo. Para algunos modelos es suficiente una intensidad nominal de alimentación de 10 μA y funcionan con una tensión de alimentación de ± 0,5 V.

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nsid

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A) _

_ _

J

Tensión total de alimentación (V)

Fig. 1-16.— Relación entre tensión e intensidad de alimentación (CA

3130 RCA).

Inte

nsid

ad d

e en

trad

a (p

A)

Temperatura ambiente (°C)

Fig. 1-17.— Intensidad de polarización de entrada en función de la

temperatura (CA 3130, RCA).

El fabricante ha tenido en cuenta el principio de la intensidad de alimentación "programable", llevando una de las tomas del circuito (la n° 8 en el caso de los modelos simples) la designación " I Q set" (5), la cual se conecta al polo positivo de la alimentación nominal de 10 μA, o al negativo de la alimentación (toma 4), si se desea obtener una intensidad de 1 mA. Para funcionar a 100 μA, basta conectar " I Q set" auna tensión distante por lo menos -0,8 V de la alimentación positiva y por lo menos + 0,8 V de la alimentación negativa. Si se alimenta, por ejemplo, a ±5 V, se obtendrá una intensidad de alimentación de 100 μA conectando " IQ sef a una tensión comprendida entre ± 4,2 V. En este caso, la tensión de alimentación será doble y la solución más cómoda consistirá casi siempre en conectar "IQ set" a la masa.

En algunos modelos de la serie citada, la programación de I Q es interna, existiendo circuitos que son programados previamente para I Q = 10, 100 ó 1000 μA. Como estas posibilidades de programación interna

(5) Nos parece oportuno conservar el término anglosajón, como lo hace el autor, aunque podría traducirse por "ajuste IQ". (N. del T.)

25


o externa pueden combinarse con las de compensación interna o externa, con las de ajuste del decalaje, etc., se puede alcanzar un gran número de combinaciones teóricamente posibles. La Fig. 1-18 muestra las combinaciones que han sido obtenidas para los primeros tipos de la serie ICL 7611. Naturalmente, estos tipos se fabrican para gamas de temperatura "industrial" y "militar", y se dispone asimismo de diversas cajas para alojarlos (Fig. 1-19). Además, existe igualmente una jerarquía de comportamientos en lo que se refiere al decalaje, especificados por los sufijos A, B, C, D, E. Estas diversas categorías se especificarán a continuación.

Entradas protegidas a í 2 0 0 V

I Q fijo a 1 0 0 μA

Simples

Dobles

Triples

Cuádruples

Decalaje ajustante

I Q programable

Modo común extendido

Compensación externa

Alimentación ± 0 , 5 V posible

No permite compensación en frecuencia

IQ fijo a 1 mA

I Q fijo a 1 0 μA

Fig. 1-18.— Clasificación de los tipos de la serie ICL 76 (Intersil).

26


Véase la página siguiente para las cápsulas de 1 4 y 1 6 tomas

Fig. 1-19.— Serie ICL 76, disposición de las conexiones. Las cápsulas están vistas desde arriba.

Existe una posibilidad de ajuste del decalaje para seis modelos, representados en la Fig. 1-18, el cual se efectúa por medio de un potenciómetro de 22 kilohmios, cuyas extremidades deben conectarse con las dos tomas designadas "decalaje" del circuito, llevando el cursor al polo positivo de la alimentación.

27


Véase la página precedente para las cajas de 8 contactos.

Fig. 1-19.— Serie ICL 76, disposición de las conexiones. Las cápsulas están vistas desde arriba.

En aquel punto donde sea posible, la compensación externa exige una capacidad máxima de 33 pF, que debe conectarse entre la salida y la toma "compensación". El ICL 7632 no posee ninguna posibilidad de compensación en frecuencia, por lo que sólo se le puede utilizar con una ganancia > 20 con I Q = 1 mA, > 10 con I Q = 100 μA, ó > 5 con I Q = 10 μA.

28


Utilizando resistencias delgadas, dispuestas en serie con las conexiones de entrada, dos de los tipos citados admiten una tensión de sobrecarga de entrada que puede llegar hasta ± 200 V. Los otros tipos están provistos de dos diodos de protección simples, capaces solamente de derivar una carga electrostática.

Cuadro III.— Amplificadores operacionales CMOS. Serie ICL 7611 ( T A = 25 °C, V a I i m = ± 5 V)

MIN. NOM. MAX. Unidad

Tensión de decalaje de entrada, tipos A tipos B tipos C tipos D tipos E

2 5

1 0 1 5 20

mV mV mV mV mV

Deriva de entrada (Rs= 100 kilohmios), tipos A tipos B tipos C tipos D tipos E

1 0 1 5 20 25 30

μV/°C μV/°C μV/°C μV/°C μV/°C

Intensidad de decalaje de entrada 0,5 30 pA

Intensidad de polarización de entrada 1 50 pA

Ganancia en IQ = 1 0 μA, RL = 1 MΩ tensión IQ - 10O μA, RL = 100 kΩ

IQ = 1 mA, RL = 1 0 kΩ

80 80 80

104 102

98

dB dB dB

Anchura de banda con ganan- IQ = 1 0 μA cia unitaria IQ = 100 μA

IQ = 1 mA

44 4 8 0 1,4

kHz kHz MHz

Resistencia de entrada 1 TΩ

Tensión de ruido a la entrada, por √Hz 100 nV

Intensidad de ruido a la entrada, por √Hz 0,01 pA

Intensidad de alimentación IQ = 1 0 μA (en reposo, en vacío) IQ = 100 μA

IQ = 1 mA

1 0 100

1

20 250 2,5

μA μA mA

"Slew-rate" IQ = 1 0 μA IQ = 100 μA IQ = 1 mA

1 6 160 1,6

mV/μs mV/μs V / μ S

29


1.9. Características de la serie ICL 7 6 1 1

El Cuadro III resume las características de los amplificadores operacionales de la serie ICL 7611, las cuales son comunes a todos los tipos de la serie, si no se tiene en cuenta, en el caso de los tipos de IQ fija, más que el valor correspondiente del cuadro.

La tensión máxima de alimentación es de ± 9 V para todos los tipos. En caso de cortocircuito a la salida, la protección sólo puede garantizarse si se alimenta a ± 5 V por lo menos. Para este último valor de la tensión de alimentación, la tensión de entrada puede estar comprendida entre ± 3,5 V para IQ = 1 mA, entre ± 4,2 V para IQ = 100 μA, y entre ± 4,4 V para IQ = 10 μA, debiendo establecerse una excepción para el ICL 7612, de "modo común ampliado", para el cual los datos precedentes se establecen respectivamente en + 5 ,3 / - 4,5 V, 4- 5 ,3 / - 5,1 V y ± 5,3 V. Este circuito puede funcionar, por consiguiente, con una tensión media de las dos entradas, que es, por lo menos en sentido positivo, 0,3 V superior a la tensión de alimentación.

Sólo es posible el funcionamiento con una tensión de alimentación de ±0,5 V si se trabaja con una IQ = 10 μA, en cuyo caso la ganancia en tensión es de 10 dB inferior al valor indicado en el Cuadro III, estando comprendida entre γ0,1 V, salvo para el ICL 7612, el cual admite entre

Am

plit

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áxim

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sal

ida

(V)

Frecuencia (Hz)

Fig. 1-20.— Amplitud máxima de salida en función de la frecuencia,

serie ICL 76 (Intersil).

Am

plit

ud m

áxim

a de

sal

ida

(V)


Fig. 1-21.— Influencia de la resistencia de carga y de la temperatura ambiente en la amplitud máxima de la tensión de salida (serie ICL 76,

Intersil).

30


+ 0,1 y -0,6 V a la entrada en estas condiciones, mientras que la amplitud de salida puede alcanzar hasta ±0,49 V cuando se alimenta a 0,5 V y cuando la carga es por lo menos de 100 kilohmios. Con una alimentación de 5 V, se puede obtener una amplitud de salida de ±4,9 V cuando la carga es de 100 kilohmios, y de ±4,5 V cuando es de 10 kilohmios.

De una manera más general, esta amplitud depende de la frecuencia (Fig. 1-20), de la temperatura (Fig. 1-21) y de la resistencia de carga (Fig. 1-21). Las duraciones de la conmutación son, en cambio, amplia-

Am

pli

tud

máx

ima

de s

alid

a (V

)

Resistencia de carga (kilohmios)

Fig. 1-22.— Relación entre la resistencia de carga y la tensión máxima de salida, para IQ - 1 mA (serie ICL

76, Intersil).

Ten

sión

de

entr

ada

y de

sal

ida

(V)

Duración (μs)

Fig. 1-23.— Respuesta impulsional de un amplificador CMOS para

IQ = 1 mA (Intersil).

Ten

sión

de

entr

ada

y de

sal

ida

(V)

Duración (μs)

Fig. 1-24.— Relación entre la resistencia de carga y la tensión máxima

de salida, para IQ = 0,1 mA.

31


mente proporcionales a I Q , como lo demuestran las Figs. 1-22 ( I Q = 1 mA), 1-23 ( I Q = 100 μA) y 1-24 ( I Q = 10 μA).

La intensidad de alimentación sólo varía débilmente con la tensión de alimentación (Fig. 1-25) y con la temperatura (Fig. 1-26). Por el contrario, como en todo amplificador con entrada FET, la intensidad de polarización (Fig. 1-27) resulta fuertemente afectada por la temperatura.

Ten

sión

de

entr

ada

y de

sal

ida

(V)

Durée ( J J S )

Fig. 1-25.— Relación entre la resistencia de carga y la tensión máxima

de salida para IQ = 10 μA.

Ten

sión

de

alim

enta

ción

(pA

)

Tensión de alimentación (V)

Fig. 1-26.— Intensidad de alimentación en función de la tensión de alimentación, para los tres valores posibles de IQ (serie ICL 76, Intersil).

Inte

nsid

ad d

e al

imen

taci

ón (

μA)


Fig. 1-27,- Intensidad de alimentación en función de la temperatura.

Inte

nsid

ad d

e po

lari

zaci

ón d

e en

trad

a (p

A)


Fig. 1-28.— Intensidad de entrada en función de la temperatura, en el caso de una alimentación simétrica

(serie ICL 76, Intersil).

32


La relación entre la ganancia y la frecuencia viene dada, en la Fig. 1-28, para las tres intensidades nominales de alimentación. El gráfico indica igualmente el ángulo de fase, para IQ = 1 mA. Finalmente, la Fig. 1-29 permite apreciar el espectro de ruido para las frecuencias bajas. Todas las curvas citadas, salvo la de la Fig. 1-28, se refieren al funcionamiento con alimentación única.

Gan

anci

a de

ten

sión

Frecuencia (Hz)

Fig. 1-29.— Comportamiento en frecuencia y en fase de los amplificadores opera

cionales CMOS (Intersil).

Ten

sión

de

ruid

o a

la e

ntra

da (

nV

/\/H

z)

Frecuencia (Hz)

Fig. 1-30.— Comportamiento en ruido de los amplificadores de la serie ICL 76 (In

tersil).

33


Fig. 1-31.— Este doble amplificador operacional BiFET se distingue por una tensión de decalaje particularmente débil

(Texas Instruments).

34

2 DIEZ CIRCUITOS F U N D A M E N T A L E S

D E UTILIZACIÓN

Entre los antiguos amplificadores operacionales, los bipolares y los nuevos, con entrada FET, no existe diferencia alguna esencial en cuanto a los dominios de utilización. Pero pueden diferir las modalidades de utilización, y la nueva técnica permite una exploración más amplia de algunos dominios de aplicación.

Sin embargo, estas "pequeñas diferencias" no serán tratadas en la breve exposición sobre los circuitos fundamentales de utilización que llevaremos a cabo más adelante, aunque en este capítulo resumiremos los montajes básicos en los que frecuentemente se emplean los amplificadores operacionales, facilitando así el estudio de los esquemas de aplicación que aparecerán en los capítulos siguientes, los cuales pueden relacionarse, más o menos directamente, con uno de estos circuitos básicos o con una combinación de varios de ellos.

Esta exposición previa sobre los circuitos fundamentales permitirá evitar, en los capítulos dedicados a las aplicaciones, repeticiones fastidiosas, y proporcionará informaciones de orden práctico.

2 . 1 . Montaje no inversor, con fuerte impedancia de entrada

La utilización más inmediata de un amplificador operacional es evidentemente la que se refiere al dominio de la amplificación. La Fig. 2-1 muestra un esquema muy utilizado, en el que la magnitud del amplificador puede provenir, por ejemplo, de un micrófono, de un fotodiodo, de un termopar, de un captador de vibraciones, de un bobinado que capta un campo magnético, etc. La amplificación se efectúa sin inversión de fase, lo que quiere decir que un aumento de la magnitud de entrada determina un aumento (más fuerte) de la magnitud de salida.

35

DIEZ CIRCUITOS FUNDAMENTALES DE UTILIZACIÓN

La ganancia teórica, G T , de este montaje es la que se obtendría con un amplificador ideal (resistencia de entrada y ganancia infinitas, resistencia interna de salida nula). Esta ganancia depende únicamente de los elementos Rl y R F :

Ejemplo: Rl = 1 kilohmio, R F = 100 kilohmios. G T = 101. Pero como la perfección no es de este mundo, ocurre que la ganancia

propia de un amplificador no es infinita, sino, por ejemplo, A Q = 10.000, pudiéndose entonces calcular una nueva ganancia global (no del amplificador, sino del montaje):

Fig. 2-1. - El amplificador no inversor se distingue por una resistencia de entrada particularmente ele

vada.

Tomando, por ejemplo, los valores anteriores para Rl y R- , con los que sabemos que se obtiene una ganancia G = 101, y A Q = 10.000, se halla G = 99,99. Se observa, por consiguiente, que la ganancia disminuye en un 1 % con relación a su valor teórico, lo que quiere decir que la ganancia que se quiere obtener, G = 100, es igual al 1 % de la ganancia máxima de que se puede disponer ( A Q = 10.000).

36


El hecho de que la resistencia interna de entrada, T[, no sea infinita, puede igualmente ejercer su influencia sobre la ganancia del montaje. Para calcular esta incidencia, se utiliza una expresión similar a la precedente:

Obteniéndose un nuevo término:

Haciendo r¡ = 200 kilohmios, se obtiene para G R el valor de 101,5, mientras que el nuevo valor de la ganancia global sería: G= 99,985.

Teniendo en cuenta asimismo a A Q y r i ? se encuentra prácticamente el valor que se había obtenido basándose solamente en A Q . Esto demuestra que la incidencia de r Í 5 ya muy débil para un amplificador operacional bipolar, puede ser despreciada absolutamente en el caso de un tipo con entrada FET. Se puede demostrar igualmente, que la incidencia de la resistencia interna de salida del amplificador es generalmente despreciable.

Lo más interesante es la resistencia de entrada real del montaje que aparece en paralelo con u1 . En efecto, si u1 proviene de un bobinado que capta un campo débil, sería conveniente que la menor cantidad posible de esta energía de mando se disipase en la resistencia de entrada del amplificador. Esta magnitud viene dada por la fórmula.

Con los valores de los ejemplos precedentes, se halla r G , que es aproximadamente igual a 20 megohmios. Este valor es bastante teórico, pues dicha resistencia se encuentra en paralelo con otra, llamada de "modo común", la cual es frecuentemente de sólo 10 megohmios, en el caso de un amplificador del tipo bipolar. Además, sólo tiene un sentido cuando la fuente u1 no ofrece más que una resistencia débil a la corriente continua de polarización (corriente de base del primer transistor del amplificador). Esto no ocurre cuando, por ejemplo, la fuente u1 está constituida por un dispositivo piezo-eléctrico (micrófono), y tampoco en el

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caso de la Fig. 2-2, en la que la conexión de entrada se efectúa por medio de un condensador.

Fig. 2-2.— Cuando se efectúa un enlace por capacidad, la resistencia de entrada está constituida por Rp, cuyo valor sólo puede ser elevado si se utiliza un am

plificador con entrada FET.

En ambos casos, es preciso prever una resistencia de polarización RP. Si se trata de un amplificador bipolar, se recomienda, por razones de simetría, adoptar un valor para RP aproximadamente igual al resultante de poner en paralelo R1 con RF. Con los valores de los ejemplos precedentes, habríamos obtenido el valor de RP = 1 kilohmio, lo que significa que no es posible adoptar una fuerte resistencia de entrada. Esta restricción no existe en el caso del amplificador con entrada FET, en cuyo caso puede utilizarse perfectamente, para RP, una resistencia de 10 megohmios.

2 . 2 . Montaje inversor

La Fig. 2-3 nos muestra el esquema de un amplificador que funciona con inversión de fase, lo que quiere decir que una disminución de la tensión de entrada, de 1 mV, por ejemplo, determina un aumento de la tensión de salida, que sería de 100 mV en el caso de una ganancia igual a 100.

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Fig. 2-3.— La impedancia de entrada del amplificador inversor es prácticamente igual a R1.

Como hicimos anteriormente, se calculará primeramente la ganancia teórica:

en cuya fórmula, si la ganancia teórica ha de ser igual a 100, tendrá que ser R1 = 1 kilohmio y R F = 100 kilohmios. Y si tenemos en cuenta que la ganancia propia no es infinita, se obtiene una ganancia real:

donde, si suponemos que G x 99, los demás parámetros tendrán los valores anteriormente utilizados, con A Q = 10.000. En la literatura, se encuentran a veces, para estas ganancias, expresiones provistas de un signo negativo, lo que, en lenguaje técnico, no quiere decir que la ganancia sea negativa, es decir, que se trate de una pérdida, sino que el signo "menos" expresa simplemente que la amplificación se efectúa con inversión de fase.

Si consideramos globalmente la incidencia de la ganancia propia y de la resistencia de entrada, se puede calcular el error que este hecho tiene con relación a la ganancia teórica:

(en % )

lo que quiere decir un error del 1,015 % con los valores del ejemplo. 39


En el caso de un amplificador ideal, la resistencia de entrada del montaje sería igual a R1, es decir, de 1000 ohmios en el caso que nos ocupa. Si se considera la incidencia de la ganancia propia y la de la resistencia de entrada del amplificador, ri, la resistencia de entrada del montaje sería:

Fig. 2-4.— El ideal que se desearía poder alcanzar es un amplificador cuya tensión de salida fuese nula, cuando ambas entradas se encuentran reunidas, y que permanece nula cuando se

maniobra P.

con rO = 1007 ohmios, r- = 200 kilohmios y los valores de los ejemplos precedentes.

En el caso de un amplificador bipolar, el valor de RP debe ser, como antes, aproximadamente igual al valor resultante de poner en paralelo R1 con RF. Si se utiliza un amplificador con entrada FET, se puede reemplazar simplemente por un cortocircuito.

2.3. Compensación del decalaje

Si existiese un amplificador operacional ideal, se podría utilizar en el montaje de la Fig. 2-4, obteniéndose entonces una tensión de salida u 0 nula, por el simple hecho de que la tensión entre sus dos entradas es asimismo nula, y esta tensión de salida sería también igual a cero cuando se varía simultáneamente, en "modo común", la tensión de sus dos entradas, accionando sobre el potenciómetro P.

De hecho, todo amplificador real resulta afectado por un fenómeno de decalaje, cuyo efecto es idéntico al de una fuente de alimentación continua (de 1 mV, aproximadamente) que se encontrara intercalada, en la Fig. 2-4, en una de las dos entradas del amplificador. Esta estará

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Fig. 2-5.— Algunos amplificadores operacionales poseen entradas que permiten efectuar la conexión de un potenciómetro, con el cual se puede compensar la

tensión de decalaje.

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por consiguiente, "amplificando" constantemente una tensión que sólo es consecuencia, de hecho, de su propia asimetría. Hay que tener en cuenta, no obstante, que esta tensión puede variar si se modifica la del modo común.

Sin embargo, puede realizarse una compensación de esta tensión de decalaje —por lo menos, aproximadamente— en función de la tensión del modo común y de la temperatura.

Algunos amplificadores operacionales están provistos de dos tomas en las que se puede conectar un potenciómetro que permita compensar, no solamente una tensión de decalaje, sino también un decalaje debido a una asimetría en los valores de las resistencias externas del circuito, o también a un funcionamiento con tensiones diferentes para las dos fuentes de alimentación. La Fig. 2-5 proporciona algunos ejemplos de estas conexiones de decalaje, especialmente para los amplificadores con entrada FET.

La mayoría de los modelos de amplificadores múltiples no poseen conexiones para potenciómetro de decalaje. Este hecho no plantea ningún problema en el caso de los amplificadores para tensiones alternas o de débil ganancia, pues no tienen necesidad de compensación de decalaje.

En los otros casos, se puede proceder de acuerdo con la Fig. 2-6, tomando R1 de 100 a 1.000 veces mayor que R2. El ajuste se efectúa, para u1 = 0, de manera que se obtenga una tensión nula entre salida y masa. Es preciso dejar, sin embargo, en el circuito una resistencia equi-

Fig. 2-6.— Ajuste del decalaje en el caso de un amplificador que carece de conexión para un potenciómetro de compensación.

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valente a Ri, resistencia interna (en continua) de la fuente de alimentación u1. El ajuste del decalaje permite compensar así la caída de tensión que la corriente de polarización del amplificador provoca en Ri.

Tanto la corriente de polarización como la tensión del decalaje son afectadas por un efecto de temperatura que determina una cierta inestabilidad en la tensión de salida, al menos cuando la ganancia del montaje rebasa la cifra 100.

2 . 4 . Fuente única de al imentación

Los montajes analizados anteriormente habían sido previstos todos ellos para una fuente simétrica de alimentación, con masa en el punto medio. Salvo aplicaciones particulares, no es indispensable que ambas fuentes de alimentación proporcionen la misma tensión. Basta con que la más débil suministre una tensión igual al valor mínimo para el cual ha sido concebido el amplificador, 2,5 V en la inmensa mayoría de los casos.

Normalmente, cuando se trata de la aplicación de señales alternas, puede ser suficiente una sola fuente de alimentación.

La Fig. 2-7 presenta un esquema que corresponde a un amplificador no inversor.

Fig. 2-7.— Montaje no inversor con alimentación única. La frecuencia inferior de corte depende del valor

de los dos condensadores.

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Para la frecuencia de transmisión más baja, la reactancia de C1 debe ser débil ante la correspondiente a la resultante de la puesta en paralelo de R1 y R2, mientras que la de C2 debe ser débil ante R3. Los valores indicados en el esquema sólo son válidos para un amplificador con entrada FET. En el caso del clásico μA 741, es preciso utilizar resistencias unas diez veces más débiles, lo que conduce a valores diez veces más fuertes para los condensadores, si se quiere conservar la misma frecuencia inferior de corte, que es de 10 Hz, aproximadamente, para los valores indicados, los cuales corresponden, por otra parte, a una ganancia igual a 101.

Estas mismas notas pueden aplicarse también al montaje de la Fig. 2-8, cuya ganancia es igual a 10, con los valores utilizados. Sin embargo, C2 sólo tiene una misión de desacoplo, siendo su valor independiente de la frecuencia de la señal.

Fig. 2-8.— Amplificador inversor con alimentación única. El valor de C1 debe elegirse en función del lí

mite inferior de la frecuencia.

Los montajes provistos de una fuente única de alimentación sólo dan buenos resultados si esta fuente suministra una tensión bien filtrada. En cambio, los amplificadores de alimentación simétrica son menos exigentes en este punto.

2.5 . Amplificador sumador

Hacer la suma de varias tensiones alternas, consiste, por ejemplo, en mezclar las señales procedentes de diferentes micrófonos, de un lector

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Fig. 2-9.— Amplificador sumador. Las diferentes entradas pueden corresponder a ganancias diferentes.

de disco, de un registrador magnético, etc. La Fig. 2-9 muestra el esquema de un sumador de este tipo, que puede ir precedido de un potenciómetro de "volumen" en cada una de las entradas.

Las resistencias R1 a R n terminan en la entrada "menos" del amplificador, la cual posee una impedancia virtualmente nula, a causa de la contrarreacción creada por RF. Por consiguiente, no hay peligro alguno de que una señal aplicada, por ejemplo, en u 3 , pueda "reaparecer" vía R2, para perturbar la fuente u2.

Combinando adecuadamente los valores de las resistencias de entrada, se puede dotar a las vías de amplificación de ganancias diferentes. En el caso del ejemplo, esta ganancia es igual a 10 para u1 y u 2 , mientras que es igual a 100 para u 3 .

La impedancia de entrada de cada vía es evidentemente igual al valor de la resistencia (R1 a Rn) que está conectada. Para evitar que las fuentes de alimentación conectadas a la entrada resulten cargadas de una manera excesiva por el sumador, es interesante hacerle trabajar con resistencias de la Fig. 2-9 deberían ser divididos por lo menos por 10, si se desea utilizar un μA 741, que corre el riesgo, por otra parte, de producir un ruido más importante.

2 . 6 . Amplificador diferencial

Cuando se toca con el dedo el borne de entrada de un amplificador de audio, se produce esa especie de "zumbido" bien conocido, el cual

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es debido a una inducción procedente de la red de alimentación de 50 Hz. En electrónica médica, cuando se implantan los electrodos en el cuerpo del paciente, se corre el riesgo de recoger mucho más de 50 Hz que de señal útil.

Para evitar este tipo de perturbación —que puede presentarse también en el caso de una señal procedente de una línea no blindada de gran longitud—, se utiliza el principio del amplificador diferencial ilustrado en la Fig. 2-10. Si se toma R1 = R3 y R2 = R4, no se observará variación alguna de la tensión de salida cuando u1 y u2 varían simultáneamente de una manera idéntica (a causa de una inducción de 50 Hz, por ejemplo). Por el contrario, habrá transferencia de toda señal diferencial, que nacerá entre los puntos A y B. Para poder rechazar perfectamente la señal de "modo común", es decir, la perturbación, es interesante hacer ajustable una de las resistencias, la R4, por ejemplo. En la aplicación médica antes aludida, es necesario utilizar valores elevados para R1 y R3, con objeto de evitar cualquier peligro para el paciente en caso de falsa maniobra. Para obtener un buen funcionamiento estable, con resistencias tan fuertes, conviene utilizar un amplificador con entrada FET.

Fig. 2-10.— El amplificador diferencial no responde a variaciones que afecten simultáneamente a las entra

das A y B.

2 .7 . Integrador

El resultado de una integración electrónica es una tensión de salida que varía a la vez en función de una magnitud de entrada y en función

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de la duración, durante la cual se encuentra aplicada esta magnitud.

Fig. 2-11.— El principio del integrador es utilizable especialmente en montajes de temporización.

En el caso del integrador de la Fig. 2-11, la tensión de salida es:

siendo t la duración durante la cual se encuentra aplicada la tensión u1. Si suponemos, a título de ejemplo, que R = 10 megohmios, C = 1 μF y u1 = 10 mV, se observa que sólo hasta haber pasado 83 minutos, la tensión de salida alcanza los 5 V, siendo así posible la existencia de duraciones de temporización de hasta varias horas con amplificadores con entrada FET, pues éstos admiten, para R, valores superiores a los 10 megohmios, mientras que este valor debe ser inferior a 1 megaohmio en el caso de un μA 741.

Naturalmente, la temporización descrita sólo es posible si C está enteramente descargado al iniciarse la operación. Ahora bien, este condensador se carga lentamente, incluso en el caso en que u1 sea nula, a causa de la tensión de decalaje del amplificador, que no podrá compensarse jamas por completo. Al comenzar el período de temporización, es preciso también iniciar el funcionamiento del montaje procediendo a descargar C. Para ello, basta generalmente cortar la alimentación durante algunos minutos.

Con valores de R y C más débiles que los del ejemplo precedente, el integrador puede utilizarse para convertir una tensión rectangular en una tensión triangular. La amplitud disminuye entonces con la frecuencia.

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2 . 8 . Diferenciador

Para pasar del integrador al diferenciador, basta invertir los elementos R y C, como se ve en la Fig. 2-12. Con este montaje, se obtiene una tensión de salida tanto más elevada cuanto más rápida es la variación de la tensión de entrada, pudiendo convertir una tensión triangular en otra rectangular.

Fig. 2-12.— En el caso del diferenciador, el amplificador de salida es función de la rapidez con

que varía la tensión de entrada.

Fig. 2-13.— En este montaje, el principio de la diferenciación se utiliza para doblar la frecuencia de una señal rectangular.

La Fig. 2-13 muestra una aplicación particular en la que el condensador de diferenciación va seguido de dos diodos que aplican las variacio-

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nes positivas y negativas de la señal de mando a las entradas correspondientes del amplificador. A la salida, se obtiene así un impulso por cada flanco de la onda rectangular.

Habremos realizado de esta forma un doblador de frecuencia. Sin embargo, los impulsos de salida sólo serán equidistantes si la señal de entrada tiene una forma exactamente "cuadrada", es decir, si las duraciones de las dos alternancias son perfectamente iguales.

2 . 9 . Fuente de tensión

Una pila de mercurio constituye una fuente de tensión muy estable y poco afectada por las variaciones de temperatura. Sin embargo, su tensión varía en función de la intensidad que proporciona.

Para evitar este efecto,, debido a la resistencia interna de la pila, basta con acoplar, a continuación de dicha pila, un amplificador operacional, como lo demuestra el esquema de la Fig. 2-14. La intensidad suministrada por la pila es entonces despreciable, especialmente cuando se trata de un amplificador con entrada FET, aunque puede durar varios años. Por medio de R2, se puede ajustar la tensión de salida entre 1,35 y 14 V, aproximadamente, pudiendo obtenerse una intensidad de 5 mA por lo menos.

Fig. 2-14.- Fuente de tensión de referencia que funciona con una pila de mercurio.

El esquema de la Fig. 2-15 muestra un montaje semejante, utilizando un diodo de Zéner, que es alimentado a partir de la salida del regulador, es decir, con una tensión ya regulada. De hecho, este último sólo puede

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funcionar si hay una tensión D z en los bornes. Como esto no ocurre, cuando se da tensión al sistema, es preciso disponer de un circuito de arranque, compuesto por R l , R2 y DI . Por medio de R6, se puede ajus-tar la tensión de salida entre 8 y 14 V, aproximadamente. Pueden obte-

Fig. 2-15.- El diodo de Zéner de esta fuente de referencia es alimentado por la tensión de salida.

nerse tensiones de salida más débiles, en principio, disminuyendo R5. Sin embargo, la intensidad en R3 corre entonces el riesgo de llegar a ser demasiado débil para que D z quede correctamente polarizada. Para la Fig. 2-15, se puede utilizar el circuito de alimentación anteriormente mencionado, debiendo preverse un amplificador operacional para obtener una tensión de alimentación de 2 x 18 V, por lo menos.

2 . 1 0 . Fuente de corriente

Una fuente "de corriente constante" se caracteriza por una resistencia interna infinita y una corriente de salida que permanece constante cuando la resistencia de carga varía dentro de amplios límites. Una fuente de este tipo puede ser útil cuando se quiere obtener, en los bornes de una resistencia, una tensión que es estrictamente proporcional al valor óhmico de esta última, o también cuando se quieren ensayar transistores diferentes con una intensidad idéntica de base.

Si suponemos, en el montaje de la Fig. 2-6, que R1/R2 = R3/R4, se obtiene, mientras no se conecta carga alguna, una reacción igual a la 50


contrarreacción. La tensión de salida es, por consiguiente, indeterminada, y solamente cuando se conecta una carga, el efecto de la contrarreacción resulta preponderante.

La intensidad de salida es igual a IQ = u1 /R3, pudiendo ser suministrada la tensión u1 por una fuente similar a las descritas anteriormente, siendo también posible trabajar con una fuente variable. La tensión máxima que puede aparecer en los bornes de la carga será tanto mayor cuanto más elevada sea u1 y cuanto más débil sea la relación R4/R3 = = R2/R1. Por razones de estabilidad, esta relación no deberá ser inferior a 0,1, ni superior a 10.

Fig. 2-16.— Si se la equipa con un amplificador con entrada FET, esta fuente de corriente puede suministrar intensidades compren

didas entre 10 nA y varios miliamperios.

Si se utiliza un amplificador operacional con entrada FET, se puede tomar para R3 un valor superior a 10 megohmios, pudiendo obtenerse valores de IQ, del orden de 10 nA, en buenas condiciones de estabilidad. Por el contrario, en el caso de un μA 741, es prudente limitarse a un valor de R3 = 100 kilohmios. El valor máximo de IQ se encuentra limitado a unos cuantos miliamperios, a causa de la autoprotección que limita la intensidad de salida de los amplificadores operacionales inte-

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grados. Sin embargo, es fácil aumentar esta intensidad disponiendo, a continuación, del amplificador propiamente dicho, un transistor de colector común, lo cual no es solamente válido para el montaje que acabamos de describir, sino también para cualquier otro circuito de amplificador operacional.

Fig. 2-17.— Montaje que contiene, en la parte superior, un amplificador operacional doble BiFET, y en la parte inferior, un amplificador simple que está asociado con un po

tenciómetro de decalaje.

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3 DIEZ APLICACIONES IMPULSIONALES

El amplificador operacional es un componente que presenta unas características de comportamiento excepcionales, sobre todo en lo que se refiere a la linealidad de su amplificación. Pero su precio es tan bajo que resulta perfectamente racional utilizarlo en aquellos montajes en los que las citadas características carezcan de importancia, es decir, en los montajes que funcionan en cualquier condición técnica, sin precisar un régimen especial. El más conocido de estos montajes es el multivibrador, en el que el amplificador con entrada FET permite obtener fácilmente constantes de tiempo muy grandes con capacidades relativamente débiles. En las páginas siguientes, daremos varias versiones de este multivibrador, y en ellas se tratará asimismo del monoestable, del disparador, etcétera.

Los esquemas de estos circuitos no precisan indicaciones en cuanto a la tensión de alimentación, pues ésta puede estar comprendida entre límites muy amplios, por ejemplo, de 2 x 2,5 V a 2 x 15 V (ó de 5 a 30 V, en alimentación única) para los tipos corrientes, como los BiFET de la serie TL 080. Para los otros tipos, se encontrarán las indicaciones correspondientes en el Capítulo 1.

Tampoco hay indicación de tipo en las páginas que siguen. En efecto, todo es utilizable, incluso los tipos bipolares, salvo en un caso particular. Frecuentemente será ventajoso utilizar tipos de compensación externa, pues permiten una conmutación más rápida, si se utilizan sin condensador de compensación. Es natural que un amplificador particularmente rápido pueda resultar también ventajoso en el mismo sentido.

3.1. El multivibrador

Cuando se realiza con un amplificador operacional, el multivibrador es, como indica la Fig. 3-1, un circuito muy simple, provisto solamente de una capacidad.

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DIEZ APLICACIONES IMPULSIONALES

La duración del período de la onda rectangular obtenida es la que indica la fórmula siguiente:

Calculando sucesivamente el logaritmo natural para las relaciones R1/ R2 - 1, 0,1 y 10, se obtiene, para las expresiones correspondientes de la frecuencia:

Con los valores del ejemplo de la Fig. 3-1, se obtiene:

f = 4 ,55 kHz.

En la práctica, se observará que el valor obtenido es ligeramente más bajo, a causa del retardo de la conmutación que introduce el amplificador. Este retardo puede ser evaluado cuando se conoce la "slew-rate" del amplificador utilizado. Por ejemplo, para el amplificador BiFET TL 081 (Texas Instruments), la "slew-rate" tiene un valor de 13 V/μs. Si se alimenta un amplificador de este tipo con 2 x 15 V, cada conmutación dura, por consiguiente, un poco más de 2 μs. Ahora bien, cada

Fig. 3-1.— En este montaje multivibrador, la tensión de alimentación (de 2 x 2,5 V a 2 x 15 V para la mayoría de los amplificadores operacionales) apenas sí ejerce influencia sobre la fre

cuencia de funcionamiento.

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período de una onda rectangular se compone de dos de estas conmutaciones. Si se calcula un multivibrador para una frecuencia de 100 kHz (duración del período: 10 μs), el retardo de la conmutación determina así una frecuencia real en un 40 % más baja.

La relación cíclica de la onda rectangular suministrada por el montaje de la Fig. 3-1 es teóricamente igual a 0,5 (duraciones iguales para las alternancias positivas y negativas). En la práctica, se corre el riesgo de observar una separación tanto mayor cuanto más difiera de la unidad la relación R1/R2. Sin embargo, la compensación del decalaje permite efectuar una corrección.

3 .2 . Multivibrador de frecuencia ajustable

Para hacer ajustable la frecuencia de un multivibrador se puede intercalar un potenciómetro, P, en el divisor R1-R2, como lo demuestra la Fig. 3-2. Con los valores indicados en el esquema, se cubre así una relación de frecuencias próxima a 15. Sin embargo, esta relación será más reducida para las frecuencias elevadas (más allá de 10 kHz), pues entonces, interviene la duración de la conmutación del amplificador, como hemos dicho anteriormente.

Fig. 3-2.— La frecuencia de este multivibrador puede ajustarse progresivamente por medio de P, siendo posible una conmutación de escalas

actuando sobre C o sobre R3.

Para obtener varias gamas de frecuencias, se puede conmutar R3. En el caso de un amplificador con entrada FET, los valores posibles para

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R3 estarán comprendidos entre unos cuantos kilohmios y varias decenas de megohmios, resultando imposible cubrir una zona de 1 Hz a 100 kHz utilizando siempre un mismo valor de C, del orden de 10 nF.

Si se quiere modificar la frecuencia de un multivibrador conservando una relación cíclica constante e igual a 0,5, es preferible trabajar con una relación R1/R2 = 1 y utilizar una resistencia ajustable para R3. Para obtener varias gamas de frecuencias, es preciso conmutar C. En cuanto a la influencia de la "slew-rate" sobre la frecuencia obtenida, lo anteriormente dicho no varía.

Una compensación del decalaje permite, como hemos indicado anteriormente, aproximarse considerablemente a una relación cíclica igual a 0,5. Pero, como en el caso de un amplificador, no se puede efectuar esta compensación por medio de un circuito externo sobre un tipo cualquiera de amplificador operacional. Es preciso por ello utilizar un tipo especial, cuya caja o envoltura está provista de las salidas necesarias para conectar un potenciómetro de decalaje.

3.3. Multivibrador de al imentación única

Para hacer funcionar un multivibrador conectado a una fuente de alimentación única basta, como lo demuestra la Fig. 3-3, reemplazar la resistencia R1 de la Fig. 3-1 por un divisor de polarización, R1 1-R12. Las

Fig. 3-3.— Gracias a un divisor de polarización de entrada, este multivibrador puede funcionar con una fuente de alimentación única (de 5 a 30 V para los tipos corrientes de amplificadores

operacionales).

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expresiones indicadas anteriormente para el cálculo de la frecuencia, permanecen invariables, reemplzando solamente R1 por el resultado obtenido al poner en paralelo R11 con R12, es decir, R1 = R11 x R12/ (R11 + + R12).

La Fig. 3-4 muestra una versión de este multivibrador con frecuencia ajustable, siendo valederas para este montaje las observaciones realizadas para la Fig. 3-2. Para obtener una modificación de la frecuencia, se puede actuar igualmente sobre R3, manteniendo fijos los valores de R11, R12, R2. La Fig. 3-5 propone una modalidad de implantación para este montaje.

Fig. 3-4.— El funcionamiento con alimentación única no impide la posibilidad de un ajuste progresivo de frecuencia, ni la de una conmutación

de escalas.

Mientras se trabaje con una alimentación bien filtrada, el funcionamiento de los multivibradores descritos no plantea ningún problema.

Pero si, por el contrario, se utiliza una fuente de alimentación que está afectada por una cierta ondulación (filtrado insuficiente después de un rectificador), se volverá a encontrar esa ondulación en los lados positivos de la onda rectangular suministrada por el montaje de la Fig. 3-5. En cambio, esta ondulación afecta a los dos lados en el caso de los montajes de alimentación simétrica.

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DIEZ A P L I C A C I O N E S I M P U L S I O N A L E S

Fig. 3-5.— Implantación para el multivibrador de la Fig. 3-4.— Dimensiones de la plaquita: 30 x 35 mm.

Puede ocurrir que la citada ondulación (de 50 ó de 100 Hz) conduzca a una sincronización del multivibrador. En lugar de trabajar en la frecuencia prevista, de 210 Hz por ejemplo, puede verse forzado a trabajar en un múltiplo de la frecuencia de la red de alimentación, que podemos suponer de 200 Hz. También es posible obtener una sincronización por medio de los campos alternos que rodean el multivibrador, por lo menos cuando se trate de un montaje insuficientemente blindado cuyas resistencias tengan valores elevados.

3.4 . Generador de impulsos y multivibrador con relación cícl ica ajustable

En algunas aplicaciones —por ejemplo, para el mando de las lámparas de "fogonazo" (6)— es necesario obtener impulsos cortos, separados por intervalos relativamente largos, pudiendo en este caso utilizar el montaje de la Fig. 3-6, en el que el diodo D hace que la carga de C se

(6) E l autor respeta el término anglosajón "flash", tan universalmente adoptado en la actualidad sobre todo en lo que se refiere a la fotografía y sus derivados. Sin embargo, creemos que no debemos dejarnos arrastrar por esa tendencia extranjerizante y utilizar el término "fogonaz o " , que se empleaba y a en la fotografía al magnesio. ( N . del T.)

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DIEZ A P L I C A C I O N E S I M P U L S I O N A L E S

Fig. 3-6.— Haciendo diferentes las duraciones de la carga y la descarga de C, se puede obtener una onda rectangular cuyos lados horizontales

tienen duraciones muy diferentes.

Fig. 3-7.— Este montaje dispone de un ajuste de relación cíclica, que apenas sí ejerce influencia

sobre la frecuencia de funcionamiento.

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realice al ponerse en paralelo dos resistencias, R3 y R4, interviniendo R3 solamente para la descarga.

Con los valores dados en el esquema, la relación entre las duraciones de ambas alternancias es aproximadamente igual a 11, si se desprecia la tensión de umbral del diodo D . Se obtiene entonces una señal rectangular, cuyos lados negativos son aproximadamente 11 veces más largos que los positivos. En cambio, si se desea que los lados negativos sean más cortos que los positivos, basta invertir el sentido de la conexión del diodo. Siguiendo las indicaciones dadas anteriormente, es posible hacer que la frecuencia sea ajustable, o incluso obtener un funcionamiento con una fuente de alimentación única.

El principio estudiado permite, como lo indica la Fig. 3-7 (plano de implantación en la Fig. 3-8), obtener un multivibrador con relación cíclica ajustable. Según la posición del cursor del potenciómetro P, se puede obtener, o una onda perfectamente "cuadrada" (relación cíclica igual a 0,5), o unos impulsos muy cortos tanto para los lados positivos como para los negativos. En cuanto a la frecuencia de funcionamiento,

Fig. 3-8.— Circuito impreso para el generador de impulsos de la Fig. 3-7. Dimensiones: 33 x 30 mm.

apenas se ve afectada por la posición de P, permaneciendo prácticamente igual a:

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tomando R1/R2 = 1. La fórmula citada para el valor de f sólo es válida para las frecuencias bajas, pues los retardos de conmutación intervienen, como hemos indicado anteriormente, a partir de los 10 kHz, aproximadamente.

3.5 Multivibrador con mando eléctrico de frecuencia (VCO)

Un multivibrador cuya frecuencia varía en función de una tensión de mando, puede servir para producir un sonido en una sirena, partiendo de una tensión triangular de frecuencia muy baja, o también utilizando un sistema de sincronización del tipo de circuito de fase.

La Fig. 3-9 muestra un esquema de este tipo, estando aplicada la tensión de mando en u1. Mientras esta tensión es nula, se obtiene una frecuencia aproximadamente igual a 0,7/RC. Si se hace ahora variar u1 entre cero y un valor (positivo o negativo) igual a la tensión de alimen-

Fig. 3-9.— Equipado con un amplificador operacional doble, este circuito produce una onda rectangular cuya frecuencia es función de la tensión de mando u\.

tación, de unos 3 V aproximadamente, se observa que la frecuencia aumenta en una proporción por lo menos igual a 10. Al ser el montaje simétrico, se debería obtener, con un valor de u1 = 3 V por ejemplo, la misma frecuencia que con u1 = - 3 V. En la práctica, se observa siempre una cierta diferencia. Además, la onda rectangular producida corre el

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riesgo de verse afectada por pequeñas imperfecciones, en las subidas o en las bajadas, dependiendo de la polaridad de u1.

Las salidas de los dos amplificadores operacionales suministran una onda rectangular en oposición de fase. La relación cíclica es igual a 0,5 cuando ambos elementos R del montaje tienen el mismo valor y cuando ocurre lo mismo con los dos condensadores. Se puede, pues, corregir o modificar la relación cíclica modificando uno cualquiera de los cuatro elementos.

Al aplicar tensión al montaje, éste no oscila más que en el caso de que u1 sea inferior a 1 V, en valor absoluto. Si no ocurre así, sólo se iniciarán las oscilaciones en el momento en que u1, supuestamente variable, pasa por primera vez por cero. Lo mismo ocurre cuando los osciladores han sido bloqueados por un valor exagerado de u1. En la Fig. 3-10 podemos contemplar un dibujo de implantación de este VCO.

Fig. 3-10.— Implantación del VCO de la Fig. 3-9 en una plaquita de 28 x 30 mm.

3 .6 . Limitador de amplitud

Un limitador permite transformar una onda sinusoidal en otra rectangular, y la Fig. 3-11 presenta un esquema de alimentación única, en el cual se utiliza el amplificador operacional sin contra-reacción, lo que hace imposible realizar el ajuste de P en un valor predeterminado de la

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tensión de salida en reposo. Esta será, o casi nula, o casi igual a la tensión de alimentación, mientras u1 sea nula, observándose, no obstante una tensión rectangular de salida ya con algunos milivoltios en u 1 , pu-diendo entonces utilizarse P para ajustar la relación cíclica de esta onda rectangular. Sin embargo, esta relación corre el riesgo de variar con la amplitud de u1, si no se elige ésta igual a 0,5.

Fig. 3-11.— Limitador de amplitud que funciona como un comparador de tensiones, transformando una sinusoide en una onda rectangular.

Si se quiere obtener, en un montaje limitador con alimentación simétrica, una tensión de reposo nula en la salida, puede utilizarse el montaje de un amplificador no inversor, similar al que está representado en la Fig. 3-12. En este caso, será necesario efectuar un ajuste del decalaje, si se quiere efectivamente obtener una tensión de reposo muy próxima a cero. Siendo la ganancia del amplificador igual a 1.000, con los valores del esquema se obtendrá, en baja frecuencia, una limitación neta para una tensión de entrada de algunas decenas de milivoltios.

Cuando se trabaja con una tensión de ataque del orden de 1 V, se obtiene, con los dos montajes descritos, una onda rectangular cuyos tiempos de subida y bajada apenas dependen de la frecuencia de la señal, sino solamente de la rapidez ("slew-rate") del amplificador utilizado.

3.7. Comparador basculante

La vigilancia de las magnitudes eléctricas exige a veces un montaje que compara una tensión externa con un valor predeterminado y que

63


Fig. 3-12.— Limitador de amplitud que funciona sobre el principio del amplificador no inversor, con una ganancia suficientemente elevada para que tenga una limitación a partir de una

decena de milivoltios de entrada.

Fig. 3-13.— Este detector de rebasamiento responde a un aumento, por breve que sea, de la magnitud de entrada, a causa de un cambio de estado que sólo puede ser modifica

do por la maniobra del contacto T.

64


modifica el estado de un sistema basculante desde el momento en que la tensión externa rebasa un valor dado. La Fig. 3-13 demuestra que ambas tareas pueden realizarse utilizando un solo amplificador operacional, mientras que la Fig. 3-14 representa un dibujo de implantación.

El circuito dispone de un dispositivo que permite poner al sistema basculante en su estado inicial. La tensión de salida es entonces próxima a la tensión negativa de alimentación, encontrándose la entrada de del amplificador polarizada por el divisor R3-R6 en una tensión negativa de unos cuantos voltios. La tensión que debe vigilarse, u1, se aplica a otro divisor, R1-R2, cuyos valores pueden elegirse según el umbral de desenganche previsto. Cuando u1 aumenta hasta que haya compensación de la tensión negativa de polarización, en el punto K, se produce un basculamiento y la tensión de salida del amplificador llega a ser ampliamente positiva. Como el circuito dispone de un diodo, la desconexión puede efectuarse por medio de una tensión continua positiva o de una tensión negativa alterna. La reconexión, por medio del contacto T, sólo es posible cuando la tensión u1 es inferior a una tensión de umbral determinada.

Fig. 3-14.— Una superficie de 28 x 30 mm basta para implantar el montaje de la Fig. 3-13.

La Fig. 3-15 nos muestra una variante que responde a un exceso de tensión continua negativa. Invirtiendo los circuitos de desconexión y reconexión, es posible obtener unas cuantas variantes más, que proporcio-

65


Fig. 3-15.— Detector de rebasamiento que responde a una disminución excesiva de la magnitud de entrada.

nan una tensión positiva de salida en reposo y una tensión negativa después de la desconexión.

3.8 . Monoestable

Nos servimos de un dispositivo monoestable para desconectar un impulso de duración precisa, utilizando uno de los frentes; el montaje de la Fig. 3-16 responde al flanco negativo del citado impulso de desconexión. Su circuito impreso está reproducido en la Fig. 3-17.

En reposo, la polarización realizada por R1-R2 determina una tensión de salida próxima a la de la alimentación negativa. Cuando se aplica en la entrada un frente de impulsos, cuya amplitud es superior a la polarización aplicada, se produce un basculamiento y la tensión de salida adquiere un valor próximo al de la alimentación positiva. Este estado se mantiene hasta que el condensador C ha adquirido una carga suficiente para que la tensión de la entrada vuelva a ser inferior a la de la entrada en cuyo momento, C se descarga muy rápidamente en D2, quedando siempre el circuito dispuesto a adquirir inmediatamente una nueva carga como consecuencia de un nuevo impulso de entrada.

La duración del impulso de salida viene dada por la relación siguiente:

con T = 76 μs en el caso de los valores del ejemplo del esquema. 66


Fig. 3-16.— Desconectado por una transición negativa de la magnitud de entrada; este dispositivo monoestable responde a un impulso de salida de duración bien

determinada.

Fig. 3-17.— Circuito impreso para el dispositivo monoestable de la Fig. 3-16. Dimensiones de la plaquita: 30 x 25 mm.

61


La elección de R1 y de R2 depende esencialmente de la amplitud que proporciona la fuente de mando, así como de su impedancia interna. El diodo D1 sólo es necesario en el caso en que se tema que puede producirse una amplitud excesiva de entrada, que rebase el valor de la tensión de alimentación. En el caso de un amplificador con entrada FET, se pueden utilizar valores del orden de los 10 megohmios para R3 y R4, obteniéndose así duraciones de impulsos muy largas con valores de C relativamente débiles.

3.9. Disparador seguidor

Un dispositivo disparador es un montaje de doble umbral que se puede utilizar, por ejemplo, para el mando automático de un alumbrado público. El encendido debe efectuarse, en ese caso, cuando se produce una. oscuridad menos profunda que la que proporciona el apagado total. En efecto, trabajando con un umbral único, se observarían frecuentes reencendidos y extinciones en la proximidad inmediata de ese umbral.

Fig. 3-18.— Disparador seguidor. Su tensión de salida puede ser conmutada a un valor fuertemente positivo cuando la de entrada rebasa un umbral

que depende de los elementos del montaje.

El montaje de la Fig. 3-18 es un dispositivo disparador del tipo "seguidor", en el cual la tensión de salida "sigue" a la tensión de entrada tan de cerca como lo determina una variación lenta de la magnitud de entrada, cuando ha sido alcanzado uno u otro umbral. Estos vienen definidos por la relación U0 R1 = U1 R2. En lo que se refiere a U 0 , puede admitirse que es del orden de 2 V inferior, aproximadamente, a la 6 8


tensión de alimentación, es decir, U0 = ± 7 V, cuando se alimenta el montaje con una tensión de 2 x 9 V. Si se toma U0 = -7V, como condición de partida, se encuentra, de acuerdo con los valores del esquema, que el basculamiento tendrá lugar para U1 = UpR1/R2 = 0,7 V. Para obtener a continuación el basculamiento en el otro sentido, es preciso que U1 sea inferior a -0,7 V. La intensidad que debe suministrar la fuente de mando U1 es función de los valores de R1 y R2. Cuando se utiliza un amplificador con entrada FET, estos valores pueden ser cien veces más elevados que los del esquema y esta intensidad puede entonces permanecer muy débil.

Un disparador seguidor con alimentación única está representado en la Fig. 3-19, y el plano de implantación en la Fig. 3-20. El nivel de los

Fig. 3-19.— Funcionando con una alimentación única, este disparador seguidor dispone de un ajuste que permite el desplazamiento simultáneo de

sus dos umbrales.

umbrales puede ajustarse por medio de P, mientras que la separación entre los mismos, es decir, la histéresis del disparador, depende de la relación R1/R4, como ocurría anteriormente.

3.10. Disparador inversor

Un aumento lento de U1 determina, en el montaje de la Fig. 3-21, una disminución brusca de U0 , estando determinado el nivel de los dos

69


Fig. 3-20.— Una plaquita de 23 c 30 mm soporta el disparador de la Fig. 3-19.

umbrales (proporción de histéresis) por la fórmula U0R1/(R1 + R2). Con los valores del ejemplo, y con U0 = 7 V, se llega a un nivel de ± 0,64 V.

Fig. 3-21.— Disparador inversor. La conmutación tiene lugar cuando las tensiones de ambas entradas

son iguales.

7 0


Fig. 3-22.— Versión de alimentación única del disparador inversor. El ajuste de P actúa a la vez sobre

el nivel de los umbrales y sobre su separación.

En la Fig. 3-22 se representa un disparador inversor, en el cual maniobrando P, se obtiene un desplazamiento de los umbrales que viene acompañado automáticamente de una modificación de su separación, siempre que se modifique también el valor de R3. La Fig. 3-23 muestra un circuito impreso para este montaje.

Fig. 3-23.— El disparador inversor de la Fig. 3-22 sólo ocupa una superficie de implantación de 20 x 30 mm.

7 1


Con un amplificador operacional de tipo corriente, el montaje de la Fig. 3-22 sólo funciona con una tensión Ux igual por lo menos a 2 V, pues con otra tensión los transistores de entrada no resultan correctamente polarizados. Otra cosa ocurre en el caso de algunos amplificadores del tipo BiMOS (CA 3130, RCA), los cuales aceptan, incluso en las entradas, una tensión ligeramente negativa con relación al polo de su alimentación. Por este hecho, estos amplificadores resultan muy ventajosos, en los montajes con alimentación única.

72

4 DIEZ APLICACIONES ANALÓGICAS

El circuito analógico es, ciertamente, la aplicación más corriente del amplificador operacional, en los dos capítulos posteriores dedicados a montajes de audio y de medida, encontraremos numerosos ejemplos que ponen de manifiesto funciones analógicas.

Sin embargo, analógico no quiere decir forzosamente lineal. Así, la mayoría de los montajes descritos a continuación proceden de una transformación de la señal (rectificación, amplificador logarítmico) o también de una selección de la señal (filtros).

Naturalmente, se trata de montajes igualmente utilizables con los amplificadores operacionales que carecen de entrada FET. Sin embargo, la ventaja de los dispositivos BiFET y CMOS es evidente cada vez que se trata de una adaptación a una fuente de impedancia interna elevada. Además, cuando se trata del filtrado de frecuencias muy bajas, una fuerte impedancia de entrada permite utilizar, en el montaje, resistencias de un valor muy elevado, de donde se deduce la posibilidad de emplear condensadores de escaso valor y, por consiguiente, poco costosos, pero que son en cambio muy precisos y ocupan poco lugar.

4.1. Amplificador de banda ancha

Para cada tipo de amplificador operacional, el fabricante indica una "banda pasante de ganancia unitaria", que es, por ejemplo, de 3 MHz para los circuitos de la serie TL 080. Sabiendo que el producto "ganancia por anchura de banda" es constante, se puede deducir de esta indicación que la anchura de banda estará limitada a 300 kHz cuando se prevea una ganancia igual a 10, a 30 kHz cuando la ganancia prevista vaya a ser igual a 100, a 3 kHz para una ganancia igual a 1.000, etc. Inversamente, se puede calcular que una ganancia igual a 80 sólo puede obtenerse, conjuntamente con una banda de 300 kHz, con un amplificador cuya banda de ganancia unitaria sea de 80 x 0,3 = 24 MHz.

73

DIEZ APLICACIONES ANALÓGICAS

Como el precio de un amplificador de este tipo es elevado, puede resultar ventajoso reemplazarlo, como se indica en la Fig. 4-1, por un amplificador doble de características más modestas. Los valores del ejemplo han sido elegidos de tal manera que cada uno de los dos amplificadores presenta una ganancia igual a 9, es decir, igual a 81 en conjunto. Con una ganda de "ganancia unitaria" de 3 MHz, la banda de cada amplificador será de 330 kHz para -3 dB, es decir, de 330 kHz para -6 dB para los dos. Así, no estamos muy alejados de una banda de 300 kHz para -3 dB en lo que se refiere al conjunto.

Fig. 4-1.— Puede parecer más elegante obtener un producto "ganancia por banda pasante" dado con un solo amplificador de muy buen comportamiento. Pero frecuentemente resulta más económico utilizar dos amplificadores conectados en

cascada.

Puede conseguirse un cierto ensanchamiento de esta banda por medio de los elementos de corrección C2, R7, por lo menos para quitarle importancia a la respuesta en las ondas rectangulares. Los valores de estos elementos pueden modificarse de una manera experimental, en función de la respuesta en frecuencia que se desea.

El ajuste del decalaje, por medio de P, resultará útil especialmente si se quiere que el amplificador pase también la corriente continua, lo que implica evidentemente la supresión de C1. La amplitud máxima de salida corre el riesgo de quedar limitada, cuando se trata de frecuencias muy elevadas, por la "slew-rate" del amplificador. La Fig. 4-2 presenta un ejemplo de implantación.

74


Fig. 4-2.— Cuando se efectúa la implantación de un amplificador de banda ancha y amplia ganancia, es conveniente separar perfectamente las conexiones de entra

da y de salida. Dimensiones de la plaquita: 40 x 33 mm.

4.2. Oscilador LC

Con un amplificador operacional resulta fácil hacer oscilar un circuito LC, aunque su bobinado esté constituido por un solo arrollamiento, sin toma alguna. Se obtiene entonces una estabilidad en frecuencia netamente superior a la que proporciona un oscilador RC, especialmente cuando se utiliza un amplificador con entrada FET, que no suele amortiguar el circuito. En este caso, puede obtenerse una frecuencia máxima de 1 MHz, con un amplificador de comportamiento normal, como el TL 081.

El esquema de la Fig. 4-3 demuestra que la reacción entre la salida y la entrada "+", se obtiene por medio del condensador C2. A priori, la capacidad óptima de C2 es aproximadamente igual a 1/100 de la capacidad del condensador de acoplo C1, obteniéndose mejor estabilidad en frecuencia cuando se ajuste C2 a una forma de onda de salida aproximadamente trapezoidal, al mismo tiempo que se obtiene una tensión sinusoidal en los bornes del bobinado o en una toma.

75


Fig. 4-3.— Un amplificador con entrada FET permite realizar un oscilador LC particularmente estable, pues su fuerte impedancia de entrada apenas si amortigua

el bobinado.

Cuando se trabaja con C1 < 100 pF, a una frecuencia de varios centenares de kHz, puede ocurrir que C2 puede ser totalmente omitido, siendo suficientes las capacidades internas del circuito para asegurar la oscilación. Asimismo, pueden obtenerse oscilaciones omitiendo C1, y también utilizando capacidades de acoplo de varias decenas de nanofa-radios. Con un bobinado dado, se puede así, por medio de una conmutación adecuada de C1 y C2, obtener oscilaciones a frecuencias repartidas sobre una amplia gama. La Fig. 4-4 muestra una versión del oscilador estudiado con alimentación única, mientras que la Fig. 4-5 es un ejemplo de implantación para esta versión.

4 . 3 . Amplificador logarítmico

Si a la entrada de un amplificador logarítmico se aplican sucesivamente tensiones continuas de 10 mV, 100 mV, 1 V y 10 V, se obtienen a la salida una serie de tensiones de 1 V, 2 V, 3 V, 4 V (ó 2 V, 4 V, 6 V, 8 V, etc.), lo cual puede servir para obtener una indicación en decibelios a partir de una tensión alterna, previamente rectificada, o incluso de toda clase de comprensiones de señales.

76


Fig. 4-4.— Versión del oscilador LC de la Fig. 4-3 con

alimentación única.

Fig. 4-5.— Plano de implantación (35 x 33 mm) del oscilador LC de la Fig. 4-3.

11


En la práctica, se encuentran frecuentemente esquemas de amplificadores logarítmicos de una sencillez muy seductora, los cuales pueden servir más fácilmente para una indicación lineal de la temperatura ambiente que para una indicación logarítmica de una tensión de entrada. En el esquema de la Fig. 4-6 la conversión logarítmica se efectúa por medio del transistor T1, mientras que el T2 sirve para compensar la variación de temperatura. Un transistor doblé (2N2642 u otro similar) puede también utilizarse, si se es muy exigente en este sentido.

De hecho, lo que se ha convertido en función logarítmica en este amplificador, no es la tensión, sino la intensidad de entrada. Esta sólo funciona correctamente si la corriente de polarización de entrada del amplificador es muy débil, de donde se deduce la necesidad de utilizar un amplificador con entrada FET, pudiéndose admitir, a causa de la contrarreacción creada por T1, que la entrada de A1 presenta una resistencia que es débil en comparación con R1. De esta manera, la intensidad de la corriente que recorre esta última será proporcional a U1, salvo quizá para valores del orden del milivoltio. Para que el funcionamiento sea correcto, es preciso asimismo que la fuente de alimentación que suministra u1 posea una resistencia interna muy débil en comparación con R1. De este modo, el valor de la tensión de salida no es de ningún modo significativo si se deja la entrada abierta.

Aplicando las leyes que rigen la física de los semiconductores, se puede demostrar que, en las condiciones de utilización previstas (R1 = R7), la tensión de entrada de A2 varía 59 mV cada vez que la tensión U1 se multiplica por 10. Si se ajusta R3 de tal manera que la ganancia A2 se hace igual a 16,9, la tensión de salida variará 59 mV x 16,9 = 1 V en las condiciones indicadas. Esta variación será negativa, pues se trabaja con inversión de fase. En cuanto a la tensión de entrada de A2, será nula cuando las intensidades de las corrientes que circulan por R1 y R7 sean iguales. Para ello bastará con conectar la entrada del montaje al polo positivo de la alimentación, pudiendo entonces ajustar el decalaje de A2 (P2) para una tensión de salida igualmente nula.

Como la tensión positiva de alimentación sirve de referencia, debe ser exactamente igual a 10 V, mientras que el decalaje de A1 (P1) puede ajustarse aplicando a la entrada una tensión mil veces más débil que la de referencia, es decir, 10 mV. Y como ésta corresponde a tres décadas, se,debe entonces observar que 3 x 59 = 177 mV en la base de T2. Se ajusta P1 en consecuencia y luego R9, de manera que se obtenga una tensión de salida de -3V, con -2 V para 100 mV a la entrada y -1 V con 1 V.

78


Fig.

4-6

.— E

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or.

79


Si se desea convertir magnitudes negativas de entrada, basta reemplazar T1 y T2 por dispositivos PNP. En cuanto a la compensación de la

Fig. 4-7.— Circuito impreso del amplificador logarítmico de la Fig. 4-6. La pla-quita mide 45 x 43 mm.

8 0


deriva, será evidentemente tanto mejor cuanto más próximas sean las características de ambos transistores. Esto no impide que subsista siempre un efecto de temperatura que afecta a la ganancia, es decir, a la pendiente de 59 mV por década, que hemos mencionado anteriormente. Como esta variación sólo es del 0,3 % por °C, generalmente se puede despreciar. En los convertidores profesionales, se prevé sin embargo una compensación, utilizando para R8 una resistencia cuyo coeficiente de temperatura ha sido elegido en consecuencia.

En lugar de efectuar la compensación del decalaje por medio de los circuitos externos, se pueden emplear amplificadores provistos de conexiones para potenciómetros de decalaje, lo que permite, como lo indica el plano de implantación de la Fig. 4-7, suprimir R2, R3 y R5.

4 . 4 . Rectificador de una alternancia

La característica de todo diodo resulta afectada por un codo que hace que no se puedan rectificar, de una manera lineal, tensiones alternas inferiores a 1 V. Sin embargo, es posible efectuar una rectificación prácticamente lineal, cuando se disponen las cosas de tal manera que los diodos del circuito rectificador formen parte del circuito de contra-reacción de un amplificador. Este trabaja entonces con una ganancia tanto mayor cuanto más fuerte sea la resistencia de conducción que presenta el diodo, siendo la intensidad rectificada ampliamente proporcional a la tensión aplicada.

Fig. 4-8.— Los diodos de rectificación van montados en el circuito de contrarreacción del amplificador, el cual puede así corregir su falta de linealidad.

81


La Fig. 4-8 muestra el esquema de un rectificador que funciona de acuerdo con este principio, seguido de una célula de filtrado, C2-R3. Para que el montaje proporcione una tensión continua igual al valor medio de la alternancia rectificada, es preciso que R3 sea muy superior a R2. En caso contrario, el régimen obtenido es más o menos semejante al del rectificador de cresta, obteniéndose con los valores indicados una tensión continua aproximadamente igual a 0,5 veces el valor eficaz de la magnitud aplicada. Para obtener una tensión de salida negativa, basta invertir el sentido de conexión a los diodos y el de C2. El error de linealidad es inferior al 0,5 % cuando nos basamos en una tensión máxima de entrada de 5 V e f . Sin embargo, este error aumenta con la frecuencia, siendo el límite práctico de utilización igual a 1/100 de la banda pasante que el amplificador utilizado presenta con una ganancia unitaria.

Fig. 4-9.— Implantación, en una plaquita de 30 x 30 mm, del montaje de rectificación de la Fig. 4-8.

La Fig. 4-9 muestra un ejemplo de implantación. La Fig. 4-10 es una versión con elevada impedancia de entrada, utili

zable con un amplificador provisto de entrada FET. La tensión de salida se compone ahora de una mezcla de continua y alterna, corriéndose el riesgo de una sobremodulación con fuertes amplitudes y una linealidad menos buena, aunque la relación entre la tensión de salida y la de entrada sea superior a la precedente.

82


Fig. 4-10.— Versión del montaje de rectificación de la %

Fig. 4-8 con alta impedancia de entrada.

Fig. 4-1L- Rectificador de doble alternancia de concepción simétrica.

4 .5 . Rectificadores de doble alternancia

La rectificación de las dos alternancias de una tensión alterna es posible cuando se utilizan a la vez como en la Fig. 4-11, los dos montajes

8 3


descritos anteriormente. Como A1 trabaja sin inversión de fase, mientras A2 trabaja con ella, se obtiene un tratamiento separado de las dos alternancias de la magnitud de entrada. Para obtener una rectificación bien simétrica, es conveniente utilizar, para las tres resistencias de 10 kilohmios, componentes cuyo valor difiera en menos de 1 % .

La Fig. 4-12 muestra otro principio. En este caso, sólo se rectifica una alternancia, por medio de A2. Luego se adiciona, a la entrada de A2, la tensión obtenida por esta rectificación con la tensión de entrada, eligiéndose los-valores del montaje de manera que se sustituya una de las dos alternancias por una .magnitud de signo contrario, pero de la misma amplitud. De este modo, la tensión rectificada se obtiene ya en la entrada de A2. Este último sirve solamente como adaptador de impedancias y, accesoriamente, también como filtro integrador para C2. La sustitución mencionada sólo se realizará exactamente si se toma R1 = = R2 = R4 = 2 x R5, con una aproximación del 1 % . Si, además, se toma R3 del mismo valor que R1, R2 y R4, se obtiene una rectificación de valor medio, es decir, que, en régimen sinusoidal, la tensión de salida será exactamente igual a 2 √2/π veces el valor eficaz de la tensión de entrada.

Fig. 4-12.— Este rectificador de doble alternancia funciona por oposición de fase y efectúa un filtrado por

integración.

84


Fig. 4-13.— La plaquita de este rectificador de doble alternancia dispone de ajustes de decalaje, además de los elementos indicados en la Fig. 4-12. Dimensiones: 45 x 45 mm.

Si se exige una alta precisión, es conveniente utilizar - c o m o lo indica el plano de la Fig. 4-13— amplificadores con ajuste del decalaje. La alimentación debe ser simétrica (con relación a la masa), de 2 x 10 V ó 2 x 15 V, por ejemplo.

85


4.6 . Filtro-amplificador de paso bajo

Cuando se trata de filtros activos, los amplificadores con entrada FET presentan esencialmente una ventaja de precisión, pues su resistencia de entrada es siempre suficientemente elevada para no modificar las características teóricas del montaje, pudiéndose, por consiguiente, utilizar ventajosamente todos los esquemas de filtros publicados corrientemente en la literatura técnica.

A título de ejemplo, la Fig. 4-14 muestra el esquema de un filtro de paso bajo que presenta, accesoriamente, una ganancia próxima a 10, como tal amplificador, teniendo en cuenta el hecho de que, frecuentemente, es preciso amplificar después de haber efectuado el filtrado.

Fig. 4-14.— Este filtro de paso bajo es también, accesoriamente, un amplificador.

La característica de transferencia viene dada, en la Fig. 4-15, para diversos valores a la resistencia R7, obteniéndose la respuesta más regular con R7 = 1 kilohmio, mientras que la frecuencia de corte (para -3 dB) corresponde entonces, aproximadamente, a 750 Hz. Con valores diferentes, para R7, se puede obtener o una atenuación más fuerte con frecuencias elevadas (R7 = 680 ohmios), o, por el contrario, una amplificación más importante de estas frecuencias (R7 = 1,5 ó 1,8 kilohmios). Para R7 > 2 kilohmios, se obtienen oscilaciones espontáneas.

8 6


La frecuencia de corte es inversamente proporcional al producto RC, si R = R1 = R2, y C = C3 = 2C2. Si se toma, por ejemplo, R1 = R2 = = 1 megohmio (o también C2 = 1,5 nF y C3 = 3 nF), sin modificar los demás valores, se obtiene la nueva característica de transferencia dividiendo simplemente por 3 los valores de la escala de frecuencias de la Fig. 4-15. Recíprocamente, convendría multiplicar por 2 los valores de esta escala si se dividen por 2 los valores de R1 y R2. Teóricamente, el hecho de dividir por 2 la capacidad de C conduciría al mismo resultado,

Fig. 4-15.— Curvas de respuesta del filtro de paso bajo de la Fig. 4-14 para diferentes valores de la resistencia

R7.

pero en este caso, se obtienen valores que ya no son despreciables ante la capacidad de entrada del amplificador.

Si se desea que el filtro deje pasar igualmente magnitudes continuas, basta suprimir C1 y R3. La Fig. 4-16 ilustra una posibilidad de implantación para este filtro.

8 7


Fig. 4-16.— Plaquita de 35 x 35 mm que soporta el filtro de paso bajo amplificador de la Fig. 4-14.

4.7 . Banda de paso simple de gran ganancia

A causa de sus capacidades internas, todo amplificador operacional presenta una frecuencia de corte cuyo valor será tanto más bajo cuanto mayor sea la ganancia del amplificador. De aquí se deduce que, para obtener un filtro de banda de paso muy simple, basta, como lo demuestra la Fig. 4-17, limitar dicha ganancia a las frecuencia bajas eligiendo convenientemente el valor de C.

88


La Fig. 4-18 nos muestra tres familias de curvas de respuesta, obtenidas con un TL 081, para diversos valores de R y C. Como el efecto de filtrado depende notablemente de la compensación (interna o externa) del amplificador utilizado, es evidente que la frecuencia de las crestas podrá ser muy diferente si se utiliza un amplificador de otro tipo. Como primera aproximación, la frecuencia de estas crestas es proporcional a la frecuencia de ganancia unitaria del amplificador.

Cuando se utiliza el filtro de la Fig, 4-17 con una ganancia del orden de 70 dB, la reacción interna corre el riesgo de no ser ya despreciable. Sólo adquiere alguna importancia si la impedancia interna de la fuente de alimentación de entrada es superior a 1 kilohmio, manifestándose entonces por una modificación de las curvas de respuesta.

Fig. 4-17.— En principio, se trata de un simple amplificador seguidor, pero, para valores particulares de R y C, se obtiene una función de filtro de banda de paso.

El filtro de la Fig. 4-17 puede también utilizarse como amplificador inversor, para lo cual conviene conectar la entrada a la masa y disponer en la entrada una resistencia por lo menos 10 veces mayor que R.

Trabajando con una ganancia elevada y una banda pasante relativamente ancha, el filtro descrito puede utilizarse principalmente en las barreras ópticas de luz modulada, como filtro-amplificador de recepción.

89

DIEZ APLICACIONES ANALÓGICAS G

anan

cia

(dB

)

f ( k H z )

Fig. 4-18.— Estas familias de curvas han sido obtenidas, con el montaje de la Fig. 4-17, para diversos valores de los elementos R y C.

4 .8 . Filtro de banda de corte

La ondulación residua de los circuitos de alimentación se manifiesta por un "zumbido" que corresponde generalmente a la frecuencia de 100 Hz, siendo a veces su intensidad tal, en un grabación o en una vía de transmisión, que es preciso eliminarlo por medio de un filtro.

La Fig. 4-19 muestra un esquema de un filtro semejante, cuya frecuencia de rechazo viene dada pro la fórmula: fr = 1/(2 C1 R2), si se toma R3 = 2 R2 y C2 = 2 C1, siendo sensiblemente igual, con los valores del esquema, a 100 Hz. Por medio de P, se puede hacer mínima la transferencia sobre la frecuencia de rechace. La cual sólo podrá ser alcanzada con precisión si se utilizan componentes cuya tolerancia sea inferior al

90


Fig. 4-19.— Este filtro de banda de corte está basado en el principio del puente de Wien.

Frecuencia (Hz)

Fig. 4-20.— Curvas de respuesta que se pueden obtener con el montaje de la Fig. 4-19.

91


5 % . Eventualmente, se puede prever un ajuste fino, reemplazando R2 por una resistencia de 15 kilohmios fija y otra de 2,2 kilohmios ajustables.

La curva A de la Fig. 4-20 corresponde al máximo de anchura para la zona atenuada, habiendo sido obtenida con R1 = 0 y omitiendo R6. La ganancia en tensión del montaje es entonces próxima a 9, pudiendo obtenerse un rechazo más puntual —como lo demuestra la curva B— si se hace intervenir una contrarreacción por medio de los elementos R1 y R6 de la Fig. 4-19, en cuyo caso, la ganancia será solamente de 1,7. Sin embargo, esta ganancia puede modificarse para llevarla exactamente al valor 1, disminuyendo R6 ó R7. En el primer caso, se obtiene un rechazo todavía más selectivo, que en caso de la curva B. Por el contrario, una modificación de R7 no afecta a la respuesta.

Fig. 4-21.— Implantación, sobre una plaquita de 33 x 35 mm, del filtro de banda de corte de la Fig. 4-19.

La Fig. 4-21 muestra un dibujo de implantación para el filtro de banda de corte. Este puede utilizarse igualmente para medir la distorsión, pues, por medio de un ajuste muy preciso, permite eliminar el armónico fundamental de una señal alterna, aunque sólo suministra, a la salida, los armónicos que están contenidos eventualmente en la señal.

92


4 .9 . Filtro de banda de paso de gran sensibilidad

El filtro de la Fig. 4-22 selecciona una banda muy estrecha de frecuencias, pudiéndose utilizar igualmente en una recepción fuertemente perturbada de señales telegráficas. Su esquema apenas sí difiere en algunos detalles del de la Fig. 4-19. En efecto, el circuito selectivo está cons-

Fig. 4-22.— El puente de Wien se utiliza aquí como elemento de filtro activo en un amplificador selectivo.

tituido, en ambos casos, por un puente de Wein, calculándose la frecuencia de resonancia por la expresión dada anteriormente. Con los valores indicados en la Fig. 4-22, su valor es aproximadamente igual a 1 kHz. La Fig. 4-23 muestra un plano de implantación.

En la Fig. 4-24, la curva de selectividad del filtro ha sido trazada para diversas posiciones del potenciómetro P, indicándose asimismo en dicho gráfico el factor de calidad Q (relación entre la frecuencia de resonancia y la anchura de banda de -3 dB). Con las frecuencias consideradas, difícilmente se obtiene un factor de calidad Q - 100 con un filtro pasivo de bobinados, siendo todavía más netas las ventajas del filtro de la Fig. 4-22 a las frecuencias más bajas. Por el contrario, el filtro LC es preferible para las frecuencias elevadas, especialmente si se exige una buena estabilidad y una banda pasante estrecha.

93


Fig. 4-23.— Filtro de banda de paso de la Fig. 4-22 implantado sobre una plaquita de 33 x 33 mm.

En el caso del filtro de la Fig. 4-22, el efecto de las variaciones de temperatura y de tensión de alimentación sólo es despreciable en valores inferiores a Q = 150. Si se ajusta P de manera que Q > 1500, se observa que el montaje deja de ser estable, convirtiéndose en un oscilador. Si se dota a éste de una regulación de amplitud, se puede obtener —como se verá en el último capítulo de este libro— un generador de BF con un índice de distorsión muy débil.

4 .10 . Regulador óptico-electrónico para tensiones alternas

El montaje propuesto permite reducir, en fuertes proporciones, las variaciones de que puede verse afectada una tensión alterna. Si se dispone, por ejemplo, de un generador de BF cuya amplitud de salida es sus-

94


Ganancia (dB)

f ( H z )

Fig. 4-24.— El montaje de la Fig. 4-22 se presta a la selección de una banda de frecuencias muy estrecha, pudiendo obtenerse un factor de calidad Q = 150 en

excelentes condiciones de estabilidad.

ceptible de variar (con el tiempo o con la frecuencia) ± 5 % , el montaje de la Fig. 4-25 permite reducir esta variación a ± 0,5 % .

En su principio, este montaje no es otra cosa que un amplificador seguidor, uno de cuyos elementos del circuito de contrarreacción está

95


constituido por una foto-resistencia (tipo LDR, fabricado por RTC, u otro equivalente). La salida del amplificador es seguida por un circuito de rectificación y de filtrado, que alimenta a un transistor BC 211 (u otro similar), el cual alimenta a su vez a una ampolla (de 12 V y 60 mA).

Fig. 4-25.— En este regulador, el índice de contrarreacción disminuye cuando una señal de entrada creciente determina una iluminación más fuerte de la foto-

resistencia.

De este modo, el encendido de la foto-resistencia es tanto más luminoso cuanto mayor es la señal aplicada, aumentando como consecuencia el valor de la contrarreacción, con lo que se compensan ampliamente las variaciones de amplitud. La curva de la Fig. 4-26 muestra claramente que el índice de variación de la tensión de salida es inferior a 1,5 cuando la tensión de entrada varía en una proporción igual a 10.

Naturalmente, la regulación sólo funcionará correctamente en el caso de que se proteja convenientemente el circuito óptico-electrónico (ampolla y foto-resistencia) de la luz ambiente. Por otra parte, esta regulación se realiza ya con tensiones de entrada de unos cuantos milivoltios. Pero la luz emitida por la ampolla es entonces tan débil que el valor de la foto-resistencia llega a elevarse a varios megohmios. Esto no plantea, empero, problema alguno de estabilidad cuando se utiliza un amplificador con entrada FET, puesto que la resistencia de entrada de este último es todavía netamente más elevada. Sin embargo, la foto-resistencia acusa, en estas condiciones, una constante de tiempo muy elevada, no realizándose la regulación hasta pasadas varias decenas de segundos,

96


cuyo lapso puede reducirse a 1 segundo, aproximadamente, cuando se trabaja con una tensión de entrada del orden de 100 mV.

Fig. 4-26.— Cuando se aumenta la tensión de entrada del montaje de la Fig. 4-25 en una proporción igual a 10, la tensión de salida sólo aumenta en una proporción

de 1,5.

97

5 DIEZ APLICACIONES DE AUDIO Y DE ALTA F I D E L I D A D

Los amplificadores operacionales del tipo corriente no resultan ventajosos en las aplicaciones de audio, a causa de su ruido elevado. Lo mismo ocurre, salvo en algunos casos particulares, con los tipos con entrada MOS. En cambio, entre los BiFET existen algunos tipos de escaso ruido, pero, incluso los que poseen esta cualidad, presentan, no obstante, unas cualidades netamente superiores, en este aspecto, a las de un 741.

Por otra parte, la impedancia de entrada de los amplificadores FET es suficientemente elevada para permitir la utilización de condensadores de enlace no polarizados, es decir, que no se hacen conductores cuando, por descuido, no se respeta la polaridad de una magnitud aplicada a una entrada. De este modo, se obtiene una buena protección contra los efectos de una falsa maniobra. Además, la fuerte impedancia de entrada facilita evidentemente todos los problemas de adaptación, aunque puede también dar lugar a que un circuito capte más fácilmente un campo ambiente (de 50 Hz, por ejemplo) que otro, pudiendo ser necesario el empleo de un blindaje rudimentario cuando se efectúe una simple experimentación de un montaje, pues, de no hacerlo así, se corre el riesgo de llegar a conclusiones erróneas en lo que se refiere al comportamiento del mismo.

5 . 1 . Preamplificador de fono

Cuando se efectúa la lectura de un disco, por medio de una cabeza magnética, la tensión obtenida es proporcional, no solamente a la excursión de la aguja por el surco, sino también a la frecuencia del sonido registrado. Para obtener una reproducción fiel, se debe proceder a una corrección, de acuerdo con las normas que han sido aplicadas al realizar la grabación del disco.

Prácticamente, todos los discos que se encuentran actualmente en el comercio han sido grabados siguiendo las normas RIAA. La Fig. 5-1

98

DIEZ APLICACIONES DE AUDIO Y DE ALTA FIDELIDAD

Fig. 5-1.— Preamplificador corrector RIAA para la reproducción de discos por medio de una cabeza lectora magné

tica.

muestra el esquema de un corrector correspondiente, cuya curva de respuesta se reproduce en la Fig. 5-2. En ella se indica el índice de corrección reíativo con relación a una frecuencia central de unos 800 Hz,

Gan

anci

a (dB

)

Frecuencia (Hz)

Fig. 5-2.— Curva de respuesta del corrector de la Fig. 5-1.

aproximadamente. Para esta frecuencia, la ganancia del amplificador de la Fig. 5-1 es de 50 dB, aproximadamente.

99


Puede realizarse un funcionamiento con alimentación doble, si se suprime la conexión A, así como R1. El punto medio de la fuente de alimentación debe conectarse, en este caso, con masa. Este tipo de funcionamiento resulta ventajoso en el caso presente, pues la ganancia elevada del montaje exige una alimentación única regulada, utilizando fuentes no reguladas y relativamente poco filtradas ea el caso de una alimentación doble.

Casi siempre que se utilice un preamplificador fono, se empleará conjuntamente con un corrector de tonalidad; en el apartado siguiente daremos un circuito impreso que reúne estos dos montajes.

5 . 2 . Corrector de tonalidad

La Fig. 5-3 muestra el esquema de un corrector de tonalidad de tipo clásico, provisto de un potenciómetro de "Volumen", P l , así como de los mandos correspondientes para "Graves", P2, y "Agudos", P3, mien-

Fig. 5-3.— Corrector de tonalidad con ajustes separados para los sonidos agudos y los graves.

100


tras que la Fig. 5-4 muestra las curvas de respuesta de este corrector para las posiciones extremas de los mandos. Si éstos se encuentran en su posición central, se obtiene una respuesta plana (uniforme).

Es posible realizar una alimentación con dos fuentes ruprimiendo R1 1 y conectando a R12 con masa, la cual debe, en cambio, desconectarse del " - V c c " del circuito integrado, conectándola al punto medio de la alimentación; entonces nos podemos contentar con unas fuentes de alimentación menos severamente filtradas, como hemos ya indicado anteriormente.

Gan

anci

a (d

B)

Frecuencia (Hz)

Fig. 5-4.— Curvas de respuesta para las posiciones extremas de los mandos del corrector de to

nalidad de la Fig. 5-3.

La Fig. 5-5 muestra el esquema de una plaquita impresa que reúne el preamplificador de la Fig. 5-1 con el corrector de tonalidad de la Fig. 5-3. Para esta aplicación, resulta ventajoso utilizar un doble amplificador opracional de escaso ruido, como el TL 071, resultando fácil modificar el trazado de este circuito, si se desea adaptarlo a un funcionamiento con dos fuentes de alimentación, según las modalidades expuestas más arriba. A causa de la importante ganancia de la primera etapa, es necesario blindar cuidadosamente el montaje, utilizando asimismo un cable blindado para la conexión de entrada.

101


Fig. 5-5.— Utilizando un doble amplificador operacional con débil ruido, este circuito impreso reúne los montajes de las Figs. 5-1 y 5-3. Dimensiones: 43 x 60 mm.

102


5.3 . Corrector de tonalidad de alta impedancia

La Fig. 5-6 muestra un circuito que RCA recomienda para su amplificador operacional "BiMOS" CA 3140, que se encuentra particularmente bien adaptado a una cabeza lectora piezoeléctrica de disco o también a un micrófono de esta misma tecnología.

Fig. 5-6.— Corrector de tonalidad de alta impedancia para lector de disco piezo-eléctrico. Disponiendo el mando de volumen a la salida, se obtendrán las mejores

condiciones de ruido.

103


El principio en que se basa es similar al del montaje descrito anteriormente, pero se utilizan resistencias de un valor netamente más elevado y condensadores de valor mucho más débil. Ahora bien, el ruido térmico de una resistencia es proporcional a su valor y puede ocurrir que resulte molesto en estas condiciones. Sin embargo, en la práctica no ocurre así, ya que las fuentes piezoeléctricas, para las que ha sido previsto el montaje, suministran siempre tensiones bastante elevadas, del orden de 1 V, y el ruido será cubierto por la señal útil. Para obtener una característica de ruido todavía más interesante, es conveniente montar el potenciómetro de volumen a la salida del amplificador, como se indica en la Fig. 5-6. Como este último está alimentado a 30 V, no hay riesgo alguno de que vaya a resultar sobremodulado por la señal de entrada, pu-diendo no atenuarse más que a la salida, en cuyo caso, la atenuación actúa sobre la señal lo mismo que sobre el ruido introducido por el montaje.

También en este caso puede realizarse una alimentación con dos fuentes, si se suprime R6, de la misma manera que anteriormente, conectando R7 a un punto de la masa que está constituido por el punto medio de las dos fuentes de alimentación, cada una de ellas de 15 V.

La Fig. 5-7 muestra un dibujo de implantación que ha sido trazado para el esquema de la Fig. 5-6. A causa de las impedancias elevadas, el montaje debe blindarse, utilizando un cable igualmente blindado para la conexión de entrada.

Por el contrario, la utilización de un cable blindado no es aconsejable para las conexiones de P2 y P3, pues las capacidades de estos hilos corren el riesgo de alterar la curva de respuesta, siendo preferible disponer los elementos de montaje de manera que P2 y P3 puedan ser conectados por medio de hilos muy cortos.

5.4. Tabla de mezclado con mando a distancia

El principio del sumador, analizado en el Capítulo 2, puede utilizarse directamente para efectuar una mezcla de varias señales sonoras (palabra, música, ruido, etc.). Si se quieren dosificar los distintos componentes de esta mezcla, basta con disponer un potenciómetro delante de cada entrada.

A veces puede resultar agradable poder efectuar tales mandos de volumen a distancia mediante una magnitud continua, es decir, sin hacer intervenir un transporte de la señal de audio por medio de un cable que, aunque sea blindado, corre siempre el riesgo de verse expuesto a perturbaciones eléctricas.

104


Fig. 5-7.— Plano de implantación (33 x 50 mm) del corrector de tonalidad de la Fig. 5-6y previsto para un CA 3140 encerrado en una cápsula metálica.

La Fig. 5-8 muestra un circuito en el cual el mando del volumen se efectúa, partiendo de una tensión continua ajustable por Pl y por P2, por medio de un transistor con efecto de campo que se utiliza como resistencia eléctrica variable. Debe observarse que, con este principio, no es posible obtener una atenuación completa, pero sí una disminución por lo menos de 1/50 (-34 dB), que es suficiente en el caso en que se pueda proceder, paralelamente, a un corte completo de las fuentes de alimentación sonoras que se encuentran conectadas a las entradas del mezclador. Además, siempre es posible conectar dos células de atenua-

105


ción en serie, lo que nos permite obtener una atenuación de cerca de 70 dB.

La Fig. 5-8, como puede verse, muestra un esquema con dos entradas (1 y 2) de atenuación eléctrica, a las que pueden añadirse otras, o incluso conectarse con una sola, para disponer de un simple mando de volu-

Fig. 5-8.— Pupitre mezclado, utilizable con mando directo (P3) o con mando a distancia (Pl, P2) por tensión continua.

men. La entrada 3 es un ejemplo de mando directo ("in situ") de la señal de BF. Asimismo, se pueden instalar varios mandos de este tipo, siempre de la misma manera, dejando, o no, las células de atenuación eléctrica. Para estas últimas, la Fig. 5-9 muestra un dibujo de implantación que se puede "alargar" a voluntad, añadiendo otras etapas, en prin-

106


Fig. 5-9.— Correspondiente al pupitre de mezclado de la Fig. 5-8, este plano de cableado puede ser ampliado en función del número de entradas necesarias. La

anchura de la plaquita es de 35 mm.

107


cipio todas idénticas. Sin embargo, también se pueden utilizar valores algo diferentes para R1 (de 100 kiloohmios a 2,7 megohmios) para diferenciar la ganancia nominal de cada etapa. Con los valores de la Fig. 5-8, esta ganancia es igual a la unidad, pero ésta se puede modificar individualmente para cada entrada, pues es inversamente proporcional al valor de R1. Con R1 = 100 kilohmios, se obtiene una ganancia próxima a 5, cuando Pl (o P2) está ajustado al máximo, reduciéndose la transferencia a menos de 0,2 cuando R1 = 2 , 7 megohmios. Si se exige un funcionamiento con una distorsión muy débil, es preciso no aplicar más de 1 V ef a las entradas con atenuación eléctrica.

5.5. Mando automático de volumen

La tensión que proporciona un micrófono depende a la vez de la intensidad con que se habla y de la distancia a la que se encuentra el locutor del dispositivo, pudiendo sobremodular el amplificador que sigue al micrófono o no utilizar más que una pequeña fracción de su potencia.

Fig. 5-10.— Este compresor dinámico realiza una regulación automática de la tensión a la entrada de un amplifi

cador.

El remedio está claramente expuesto en la Fig. 5-10, en cuyo esquema se utiliza el atenuador provisto de un transistor con efecto de cam-

108


po, ya mencionado anteriormente, en un montaje en el que la tensión continua de mando proviene de la rectificación (D1) de la tensión de salida del amplificador. De este modo, la ganancia de este último disminuye (por reducción de la resistencia de conducción de T1) cuando la señal de entrada aumenta.

La Fig. 5-11 muestra a su vez la relación existente entre las magnitudes de entrada y de salida. Mientras la tensión de entrada permanece inferior a 20 mV, aproximadamente, la regulación no actúa, obteniéndose una ganancia casi igual a 3,5. Pero, con 200 mV a la entrada, la ganancia ya es casi igual a la unidad, descendiendo hasta 0,3, aproximadamente, para una entrada de 2 V, y a 0,2 para 5 V. Quiere esto decir que la ganancia máxima que puede obtenerse, en el mejor de los casos, es igual a 20, para una relación de entrada de más de 300 (entre 15 mV y 5 V), habiéndose reducido fuertemente, por lo tanto, la "dinámica" de

Ten

sión

de

sali

da

(V)

Tensión de entrada

Fig. 5-11.— Curva relativa al regulador de la Fig. 5-10 que refleja la relación existente entre las tensiones de entrada y de salida.

109


los niveles sonoros, sin llegar, no obstante, a igualarse completamente, lo cual perjudicaría la inteligibilidad.

En reposo, la sensibilidad del amplificador es máxima. Cuando se aplica una señal a la entrada, la ganancia se reduce inmediatamente hasta llegar al nivel que corresponde a la intensidad de la señal de entrada. Pero cuando se deja de aplicar una señal, no vuelve a encontrarse la condición de la ganancia máxima hasta haber transcurrido una fracción de segundo. Este retardo resulta especialmente útil en el caso de un reportaje, en el que se quisiese evitar que un ruido ambiente se intensificase entre casa una de las palabras que componen una frase, pudiendo aumentarse el recubrimiento utilizando un valor mayor para C2 y recíprocamente.

La Fig. 5-12 pone de manifiesto que la plaquita impresa de este regulador de volumen apenas ocupa lugar, pudiendo alojarla fácilmente en uno de los amplificadores existentes.

Fig. 5-12.— Implantación del regulador de la Fig. 5-10 sobre una plaquita de 28 x 28 mm.

5.6. Interruptor automático de ruido de reposo

El ruido que puede afectar a una grabación o a una transmisión, solo se manifiesta generalmente en reposo, es decir, en las zonas de silencio, pues, en los otros instantes, resulta cubierto por la señal transmitida.

110


Por este motivo, se puede disimular considerablemente la perturbación por él causada, si se corta la reproducción sonora cuando la amplitud "señal + ruido" cae por debajo de un nivel en el cual se puede estimar que sólo ejerce su influencia el ruido.

La Fig. 5-13 presenta un circuito que efectúa esta función. El atenuador es, como anteriormente, un transistor con efecto de campo, que queda bloqueado cuando la señal de entrada es superior a 30 mV, con los valores indicados. La amplitud a la salida de A1 es entonces suficientemente elevada para que se obtenga, después de una rectificación efectuada por D1, una tensión que hace a la puerta de T1 fuertemente negativa con relación a masa. La tensión de salida de A2 es entonces aproximadamente cuatro veces más elevada que la tensión aplicada a la entrada del circuito, pudiéndose reducir esta ganancia a 1 haciendo R7 = 130 kilohmios.

Fig. 5-13.— Para suprimir el ruido en reposo, este circuito atenúa fuertemente su tensión de entrada cuan

do ésta es inferior a un cierto nivel predeterminado.

Por debajo de los 30 mV mencionados anteriormente, la tensión proporcionada por D1 no es suficiente para bloquear T1, cayendo entonces la ganancia del montaje a menos de 1/40 del valor inicial. Si se quiere trabajar con un límite de acción superior a 30 mV, basta aumentar R2

111


proporcionalmente, siendo igualmente posible la operación inversa, por lo menos cuando se llega a una ganancia tal (de A1) que se hace necesario introducir una corrección del decalaje.

La Fig. 5-14 propone un plano de implantación para este montaje. La tensión de alimentación puede estar comprendida, en principio, entre 2 x 5 V y 2 x 1 5 V , debiendo ser, sin embargo, por lo menos cuatro veces mayor que la tensión máxima (en Vef) necesaria para atacar la etapa siguiente.

Fig. 5-14.—Implantación del montaje de laFig. 5-13 en una plaquita de 30x30 mm.

5.7. Mando automático de prioridad palabra-música

Cuando se emiten anuncios hablados con fondo sonoro, se desea que el nivel de la música disminuya en cuanto empieza el anuncio, es decir, la palabra que lo difunde, para volver a su nivel normal inmediatamente después de que el anuncio haya terminado. Esta función puede efec-

112


tuarse automáticamente utilizando un circuito [l lamado "fader" ( 6 ) ] , cuyo esquema se representa en la Fig. 5-15.

Ambas entradas, "música" y "palabra", son concebidas para fuentes de alimentación que suministran 1 V e f con la máxima potencia ( "fortí-ssimi). Si es necesario, la entrada "palabra" puede ir precedida del cir-

Entrada de la música

Entrada de la palabra

Salida

Fig. 5-15.— Este dispositivo "amortiguador" procede a una reducción automática del nivel "música" cuando se presenta una señal en la entrada "palabra".

(6) E n inglés en el original. E l verbo To fade significa en inglés desvanecer. E l término "fader" podr ía , pues, traducirse por desvanecedor o amortiguador del sonido. (N . del T.)

113

DIEZ APLICACIONES DE AUDIO Y ALTA FIDELIDAD

cuito de mando automático de volumen descrito anteriormente. Mientras la tensión en la entrada "palabra" sea inferior a 100 mV, aproximadamente, T1 permanecerá bloqueado a causa de la polarización que su puerta recibe de R4. En cuanto al amplificador A1, transmite entonces la señal "música" con una ganancia muy próxima a la unidad.

Cuando la señal "palabra" rebasa el límite mencionado anteriormente, la tensión de salida de A2 llega a ser lo suficientemente fuerte para determinar, después de la rectificación de D1 y del filtrado de C5, la conducción de T1, cayendo entonces la transferencia de A1 a un valor que se puede ajustar por medio de R6. Con R6 = 1 kilohmio, se obtiene una reducción de 20 dB, aproximadamente, de la señal "música", al ser rebasado el umbral de sensibilidad "palabra", mencionado anteriormente. Al llegar a la entrada de A1 por C2 y R9, la señal "palabra" se agrega al residuo de "música" sin ser afectada por la acción de T1. Al terminarse de emitir el anuncio, C2 introduce un retardo de unas cuantas décimas de segundo, durante el cual el nivel "música" permanece todavía bajo. Este retardo es necesario para que la amplitud del fondo sonoro no suba después de cada palabra o de cada frase, si se quiere, modificarlo, pues es proporcional al valor de C2.

Asimismo, se puede también modificar el umbral de sensibilidad "palabra", que es proporcional a R5. Si, por ejemplo, el micrófono de la vía "palabra" se encuentra expuesto a un fuerte ruido ambiental, podrá ser necesario elevar R5 a 47 o a 100 kilohmios, para evitar que el umbral de ruido ambiental desconecte la reducción del nivel "música".

El montaje ha sido estudiado para una tensión de alimentación de ± 10 V, pero se puede trabajar igualmente con 2 x 15 V, si se eleva R4 a 1,5 megohmios. En la Fig. 5-16 se muestra un plano de implantación para este caso.

5 .8 . Distribuidor de audio

Cuando se trata de hacer funcionar simultáneamente varios altavoces, a algunas decenas de metros de distancia, la solución de la alimentación directa no es siempre la más cómoda. En efecto, cuando se ponen varios altavoces en serie o en paralelo, se plantea un problema de adaptación y los cables de conexión pueden introducir pérdidas cuando las distancias son grandes. Por ese motivo, puede resultar más ventajoso repartir la tarea de la sonorización entre varios amplificadores, alimentados separadamente por la toma de corriente y mandados por una distribución de la señal de audio. Pero si esta distribución se efectúa por medio de un preamplificador único, a través de varias conexiones blindadas, dispues-

114


Entrada de la música

Entrada de la palabra

Salida

Fig. 5-16.— El mezclador-atenuador de la Fig. 5-15 puede implantarse sobre una plaquita de 30 x 63 mm.

tas en paralelo, la carga capacitativa corre el riesgo de ser peligrosamente elevada. Además, si se produce accidentalmente un corto circuito en una de las vías de distribución, éste repercutirá infaliblemente en todo el sistema.

Es preferible, por consiguiente, efectuar la distribución por medio de amplificadores operacionales, los cuales se utilizan simplemente, como

115


Fig. 5-17.— Distribuidor de audio que reparte una señal sobre cuatro amplifi

cadores independientes.

Fig. 5-18.— Para implantar el distribuidor de audio de la Fig. 5-17, es suficiente con una plaquita de 23 x 35 mm.

lo indica la Fig. 5-17, como seguidores con ganancia unitaria. Este montaje es utilizable indiferentemente con alimentación simple (de 6 a 30 V) o doble (de 2 x 3 a 2 x 15 V). La Fig. 5-18 muestra un dibujo de implantación valedero para el amplificador operacional cuádruple BiFET TL075 CP.

116


5.9 . Amplificador de alto rendimiento

En los amplificadores clase B, el problema de la distorsión está relacionado habitualmente con un problema de consumo. En efecto, los dos transistores de salida deben trabajar alternativamente, uno de ellos con las alternancias positivas y el otro con las negativas. Para que un sistema de amplificación de este tipo pueda ser fiel, es preciso determinar exactamente las condiciones del tránsito de un transistor al otro. Para ello, se polarizan habitualmente ambos transistores, de tal manera que funcionen brevemente juntos, en el momento en que la magnitud que se quiere amplificar pasa por cero. Pero esta polarización implica un consumo en reposo, y también un efecto de temperatura, que sólo se puede compensar (por medio de las resistencias del emisor) derivando una parte de la potencia normalmente destinada al altavoz.

La otra vía, la que propone la Fig. 5-19, consiste en evitar la distorsión sin utilizar una polarización, por medio de una contrarreacción,

Fig. 5-19.— Amplificador de alto rendimiento que trabaja con una ganancia en tensión próxima a 12. A causa de la inversión de fase, realizada por T1, T2, la resistencia de contra-reacción R3 debe conectarse a la entrada del amplifica

dor operacional.

1 1 7


aprovechando para ello la enorme ganancia que ofrece el amplificador operacional. La salida de este último ataca las bases de los dos transistores mediante dos diodos de Zéner, cuya tensión nominal es ligeral-mente más elevada (un 5 % , aproximadamente) que la mitad de la tensión de alimentación total, ya que la de los diodos es de 4,7 V y la de alimentación de 2 x 4,5 V. De este modo, resulta que los dos transistores se encuentran bloqueados en reposo. Cuando se aplica una tensión a la entrada "—" del amplificador, éste actuará de tal manera que establecerá inmediatamente esta misma tensión en su entrada "+". Ahora bien, para que esto sea posible, es preciso que uno de-los transistores sea conductor, de manera que la tensión de salida del circuito integrado tendrá que variar hasta que esto ocurra. Incluso con solamente unos cuantos milivoltios en la entrada esta variación de la tensión de salida del circuito integrado será por lo menos de 0,8 V, 0,6 V para el umbral de base del transistor (TI o T2) más 0,2 V para la diferencia entre la tensión del diodo de Zéner (4,7 V) y la de una pila de alimentación (4,5 V). En régimen sinusoidal, se obtiene así una tensión casi rectangular a la salida del amplificador integrado, el cual suministra una tensión que "salta" a cada alternancia de un valor positivo a otro negativo, venciendo cada vez la diferencia de potencial que imponen los diodos de Zéner. Este salto se efectúa tan rápidamente que la distorsión que produce es despreciable, especialmente porque su efecto corresponde a una frecuencia que es demasiado elevada para ser audible.

Con este montaje, el valor de cresta a cresta de la tensión en los bornes es casi igual al de la tensión de alimentación, pues los transistores T1 y T2 sólo intervienen con su tensión de saturación de colector (0,2 V, aproximadamente). Se obtiene así una potencia de salida muy próxima al límite teórico, de 650 mW para una tensión de alimentación de 9 V y una resistencia de carga (altavoz) de 15 ohmios. Alimentando con 2 x 6 V (diodos de Zéner de 6,2 V), se obtienen 1,2 W en estas condiciones; siendo posible obtener, con una carga de 25 ohmios, una potencia de 2,9 W, si se efectúa la alimentación con 2 x 12 V y se utilizan diodos de Zéner de 13 V.

El dibujo de implantación de la Fig. 5-20 demuestra que las conexiones de los transistores utilizados están dispuestas E-C-B, pudiéndose reemplazar por otro tipo cuya ganancia en corriente sea superior a 60 para I c = 300 mA.

5.10 . Amplificadores de potencia media

El método descrito anteriormente está limitado para potencias relativamente débiles, pues el amplificador operacional sólo puede suminis-1 1 8


Fig. 5-20.— Circuito impreso de 35 x 42 mm que soporta el amplificador de la Fig. 5-19.

trar una decena de miliamperios para el ataque de los transistores de salida. Si la ganancia en corriente de estos últimos es igual a 100, la intensidad de la carga no podrá rebasar la cifra de 1 A. Naturalmente, las cosas variarán si se utilizasen transistores del tipo Darlington, y resultará fácil efectuar experiencias con estos componentes partiendo de las indicaciones anteriormente facilitadas.

Pero existe también una solución un poco más económica, puesto que utiliza transistores del tipo corriente, evitando los diodos de Zéner. La Fig. 5-21 muestra que esta solución utiliza una etapa de salida con

119


Fig. 5-21.— Amplificador utilizable para potencias de salida máximas de 1 a 7 W, funcionando con una fuerte contrarreacción.

Cuadro IV

V C C

( V ) R L (Ω)

R 5 ( Ω / W )

R 6 (kΩ)

Psalida ( W ) T I

2 × 4 , 5 8 1 5 0 / 0 , 2 1 2 0 0 , 8 BC 6 3 5 2 × 4 , 5 6 1 0 0 / 0 , 3 1 2 0 1 BC 6 3 5 2 × 6 8 1 5 0 / 0 , 3 1 8 0 1 , 5 BC 6 3 5 2 × 8 1 6 3 3 0 / 0 , 2 2 2 0 1,6 BC 6 3 5 2 × 8 8 1 5 0 / 0 , 5 2 2 0 3 BC 6 3 5 2 × 1 0 1 6 3 3 0 / 0 , 3 2 7 0 2 , 5 BC 6 3 5 2 x 1 0 8 1 5 0 / 1 2 7 0 4 , 5 BD 1 3 5 2 × 1 2 1 6 3 3 0 / 0 , 5 3 3 0 3 , 7 BC 6 3 5 2 × 1 2 8 1 5 0 / 1 , 5 3 3 0 7 BD 1 3 5 2 × 1 5 1 6 3 3 0 / 1 3 9 0 5 , 3 BD 1 3 5

1 2 0

Fig

. 5-

22.—

Se

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ig.

5-21

.

121


colector común, obteniéndose así un rendimiento ligeramente inferior al precedente, pues se utiliza menos correctamente la tensión de alimentación. En régimen de cresta, la tensión de saturación del colector T1 interviene conjuntamente con el umbral de base de T3, aunque el valor de cresta de la tensión en los bornes del altavoz es inferior, en 1 V, aproximadamente, a la tensión de alimentación. Cuando se trabaja con una tensión de alimentación de 2 x 4,5 V, esto implica una pérdida de potencia de más del 40 % con relación al máximo teórico. Pero, con 2 x 20 V, esta pérdida no sería superior al 10 %, lo que explica que se utilicen siempre tensiones relativamente elevadas para la alimentación de los amplificadores de potencia.

Los valores del montaje de la Fig. 5-21 pueden adaptarse a varias tensiones de alimentación y resistencias de carga, y el Cuadro IV proporciona las indicaciones correspondientes.

Para los transistores del montaje, cuando la potencia máxima de salida es superior a 4 W, es necesario utilizar un radiador, el cual podrá estar constituido por una chapa de aluminio de 4 x 4 cm, aproximadamente, plegada en forma de U. El plano de implantación de la Fig. 5-21 ha sido concebido de tal manera que la cara metalizada de los transistores está orientada hacia el exterior. Con ello el sitio que pueden ocupar los radiadores no se planteará problema alguno.

Los valores de R6, en el cuadro anterior han sido elegidos de tal manera que el amplificador suministre, en todos los casos, su potencia máxima para una tensión de entrada ligeramente inferior a 1 V ef. No obstante, pueden conseguirse potencias de salida más importantes si se utilizan transistores que admitan intensidades más fuertes, como los BD 435 y 436 o los T1P 35 y 36, los cuales, sin embargo, a causa de su comportamiento en frecuencia, corren el riesgo de ocasionar oscilaciones espontáneas, que se podrán suprimir modificando experimentalmente los valores de las capacidades de corrección C2, C3, C4 y C6.

122

6 DIEZ APLICACIONES D E MEDIDA Y LABORATORIO

Saber medir es saber explorar un estado de cosas sin modificarlo. Por ejemplo, determinar el número de voltios que suministra una fuente de alimentación sin modificar la intensidad de la corriente que suministra.

El amplificador operacional con entrada FET se aproxima a este ideal, gracias a su fuerte impedancia de entrada, permitiendo medir una tensión con un gasto de energía mínimo. Y como, al mismo tiempo, sólo necesita una intensidad de mando ínfima, permite también efectuar la medida de corrientes muy débiles y de resistencias muy elevadas.

Incluso en el caso de un generador sinusoidal, un elemento amplificador puede aportar ventajas muy considerables. En efecto, las versiones "modernas" de estos generadores están provistas de un gran potenciómetro bobinado para el mando de frecuencia, lo cual implica que no pueda mandarse jamás esta frecuencia de una manera precisa, pues se pasa de una espira a otra del potenciómetro sin posibilidad de ajuste intermedio. Ahora bien, utilizando un amplificador operacional con entrada FET, se puede volver al condensador variable y obtener una progresión perfectamente suave y continua.

Esto demuestra que no son solamente las consecuencias eléctricas de una fuerte impedancia de entrada las que son importantes, sino que lo son también las consecuencias tecnológicas.

6 . 1 . Vol t ímetro cont inuo simple

A causa de su elevada impedancia de entrada, el amplificador operacional con entrada FET es un componente ideal para la realización de un voltímetro electrónico, el cual puede presentar una resistencia de entrada de 20 megohmios, pudiendo ser concebido como adaptador de un controlador universal existente.

En el montaje de la Fig. 6-1, un amplificador BiFET ataca un controlador universal que se utiliza exclusivamente sobre dos gamas consecuti-

123

DIEZ APLICACIONES DE MEDIDA Y LABORATORIO

Fig. 6-1.— Este voltímetro electrónico puede servir como adaptador para un controlador universal, al utilizarlo so

bre las escalas de 1 y 3 V.

vas, de 1 y de 3 V (o de 1,5 y 5 V, y hasta de 3 y 10 V, si la alimentación suminitra por lo menos 2 x 12 V). La resistencia característica del controlador puede ser cualquiera.

En serie con la conexión de entrada, se encuentra una resistencia, R1, que sirve de protección y permite sobrecargar, sin peligro para el aparato, la entrada de este último con más de 300 V. En efecto, esta tensión, aplicada a 10 megohmios, sólo da lugar a una intensidad de corriente de 3 μA, absolutamente inofensiva para el circuito integrado. Accesoriamente, R1 forma un divisor de tensión con R2 + R3 + R4 + R5. Si el conmutador SI se encuentra en la posición "0,1/0,3 V", la entrada 3 del amplificador operacional recibe la mitad de la tensión aplicada a la entrada del aparato. Se desea entonces que el controlador universal acuse una desviación total para una tensión aplicada de 0,1 V, si está conmutado sobre la posición "1 V", o también que se desvíe hasta el final de la escala con una tensión aplicada de 0,3 V, estando en la posición "3 V".

Para ello, es preciso que la ganancia en tensión del amplificador operacional sea igual a 20. Esta ganancia viene dada por la fórmula:

124


pero es evidente que ésta se puede obtener también con valores ligeramente diferentes de los indicados en la Fig. 6-1, con tal de que la relación R7/R6 sea igual a 19 (ejemplos: R6 = 3 kilohmios y R7 = 57 kilohmios, o R6 = 10 kilohmios y R7 = 190 kilohmios). No está prohibido, de ningún modo, realizar estos valores disponiendo en serie varias resistencias, pero es indispensable utilizar componentes de alta estabilidad (resistencias con revestimiento de carbono, o, mejor aún, metálico o de óxido).

Lo mismo ocurre con R1, R2, R3, R4 y R5, en cuyo caso es también posible la utilización de valores algo diferentes, si se respetan las relaciones deseadas. Ejemplo: R1 = 11 megohmios, R2 = 10 megohmios, R3 = = 1 megohmio, R4 = 100 kilohmios y R5 = 11,1 kilohmios. Se obtendrá una precisión suficiente si se respetan los valores indicados con una aproximación de un 1 % .

El ajuste de la posición "cero" del voltímetro se efectúa por PO. Y como no es preciso retocar prácticamente jamás el potenciómetro, éste puede ser del tipo "ajustable", si se prevé, en una de las paredes de la caja que lo contiene, un orificio para introducir el destornillador con objeto de hacer girar el tornillo de ajuste.

Para evitar cualquier falsa indicación debida a una tensión alterna eventualmente superpuesta a la magnitud continua que se desea medir, se ha previsto un condensador de 10 nF a la entrada del amplificador operacional.

Fig. 6-2.— Alimentación para los medidores de tensiones continuas.

En este caso, puede utilizarse una alimentación con pilas, ya que el montaje sólo consume unos cuantos miliamperios. Sin embargo, la Fig. 6-2 demuestra que puede obtenerse un funcionamiento del sistema utilizando la red alterna con medios muy simples, pues el amplificador empleado no precisa alimentación estabilizada.

6 . 2 . Vol t ímetro de conmutac ión e indicación automática de polaridad

El voltímetro de la Fig. 6-1 sólo es fácil de utilizar cuando las tensiones que se quieren medir tienen todas la misma polaridad. Es el caso

125


cuando se trabaja, por ejemplo, con un receptor de radio o con un circuito lógico.

Por el contrario, para utilizarlo con un montaje de amplificadores operacionales necesitaría frecuentes inversiones de polaridad del controlador universal que se conecta a la salida, no siendo posible efectuar una inversión a la entrada, si se debe respetar la noción de la masa común entre el medidor y el montaje analizado.

Para obtener una conmutación automática de la polaridad, basta añadir un doble amplificador operacional, obteniéndose una indicación también automática de la misma por medio de diodos luminiscentes. El doble amplificador operacional utilizado suele ser el TL 082 CP, representándose en la Fig. 6-3 el primer elemento de este circuito integrado, A2, utilizado para linealizar el funcionamiento de un puente de rectificación —D3, D4, D5, D6— que precede al controlador universal. De hecho, en la aplicación considerada, este puente no sirve de "rectificación", sino que hace simplemente que la corriente circule siempre en el mismo sentido en el aparato indicador, cualquiera que se la polaridad de la tensión de salida de A2 con relación a masa. Para evitar que se produzca una rectificación parásita, se elimina toda componente alterna eventualmente contenida en la magnitud medida por medio de dos filtrados: R8 con C4 y C5 con la impedancia del puente rectificador. Sin embargo, los hilos de conexión que conducen hacia el controlador universal pueden presentar un efecto de antena y captar algunas pertur-

Fig. 6-3.— Voltímetro con conmutación automática de polaridad, indicada de una manera también automática por medio de dos diodos luminiscentes.

126


baciones, las cuales, rectificadas por el puente de diodos, darán lugar a una débil desviación del indicador. Se deberá trabajar, por consiguiente, con conexiones bastante cortas.

Como A2 funciona con alimentación de corriente, no sepueden obtener las tomas intermedias por simple conmutación del controlador universal sobre 1 V o 3 V. Este último funciona siempre, pues, sobre su toma de 3 V, efectuándose la conmutación por medio de S2. Para ello, conviene utilizar para R12 una resistencia (de precisión) igual a la que el controlador posee en la toma de 3 V, es decir, una resistencia de 60 kilohmios en el caso de un controlador posee en la toma de 3 V, es decir, una resistencia de 60 kilohmios para uno de 10 kilohmios/V). A R13 se le dará un valor tal que, al ponerlo en paralelo con R12, sea equivalente a la resistencia que el controlador presentaría en su toma correspondiente a 1 V. Se debe tomar, por consiguiente:

siendo n la relación entre las dos tensiones consecutivas, es decir, n = 3 en el caso considerado. La sensibilidad del aparato se multiplica por 3 cuando se cierra S2.

La Fig. 6-4 demuestra claramente que es posible utilizar, para SI y S2, un conmutador con dos circuitos de 8 posiciones, obteniéndose así, sucesivamente, las 8 gamas, entre 0,1 y 300 V, con un número de resistencias de precisión más reducido que en el caso de una conmutación efectuada exclusivamente en el divisor de entrada.

Para establecer la polaridad, se emplea el amplificador A3, cuya ganancia, determinada por R9 y R1 1, podrá estar comprendida entre 15 y 25. Este amplificador manda, por intermedio de R10, dos diodos lu-

Fig. 6-4.— Selección de las escalas de medida por medio de un conmutador rotativo de dos secciones.

127


miniscentes, eventualmente de color diferente. En posición de reposo, los dos indicadores están apagados, con la condición de que el cero (PO) esté correctamente ajustado. Aplicándole una tensión a la entrada, se observa que uno de los indicadores, en función de la polaridad, se enciende cuando el aparato de medida sólo se desvía 1/100 de su escala.

Cuando la entrada se sobrecarga por una tensión alterna, el controlador vuelve a cero después de una breve desviación, y los dos indicadores luminosos se encienden débilmente. En caso de sobrecarga brusca, como consecuencia de una tensión alterna (10 V en la escala de 0,3 V, por ejemplo), se observa una intermitencia alternativa de los dos diodos luminiscentes.

Fig. 6-5.— Circuito impreso del voltímetro electrónico de la Fig. 6-6.

La Fig. 6-6 muestra la plaquita impresa del aparato (que no es otra cosa que el esquema de la Fig. 6-3 al que se la ha añadido el circuito de alimentación), ya preparada para ser colocada en una cápsula Teko P/2 . Los dos terminales van soldados al circuito, dejando hilos de conexión bastante largos, de tal manera que pueden ser doblados en ángulo recto, rebasando ligeramente las cabezas de los diodos el borde de la plaquita, las cuales aparecerán por dos orificios que se practicarán en la cara anterior de la capsulita.

El resto del material, contactor, transformador, interruptor, fusible y terminales de entrada y de salida, sólo podrán emplearse en este tipo de receptáculo si se utilizan componentes bastante pequeños. En su defecto, deberá utilizarse una capsulita Teko P/3 , en la que el circuito de la Fig. 6-6 podrá alojarse igualmente, en el sentido de la dimensión más pequeña, si se cortan las zonas laterales no utilizadas para el cableado. Se podrá entonces agrandar el circuito un poco en altura, lo cual resultará ventajoso si nos vemos forzados a utilizar, para algunas resistencias

128


de precisión, o componentes de un tamaño bastante grande o una combinación en serie de varios elementos.

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Fig. 6-6.— Implantación del voltímetro de la Fig. 6-3 sobre una plaquita de 38 x x 116 mm.

Naturalmente, se puede también incorporar un galvanómetro en el aparato, siendo conveniente cualquier tipo de 50 μA a 1 mA, con desviación total, teniendo en cuenta que la resistencia interna carece de importancia, bastando con calcular R12 de tal manera que esta resistencia produzca una caída de tensión de 3 V a la intensidad nominal del galvanómetro (es decir, 30 kilohmios para 100 μA, 15 kilohmios para 200 μA, etc.). En cuanto a R13, se determina su valor por medio de la relación indicada anteriormente.

129


El ajuste del cero solo habría que retocarlo si uno de los indicadores de polaridad permaneciese encendido en reposo. Esto podría ocurrir después de una sobrecarga muy fuerte, pero bastaría entonces esperar algunos segundos para que el aparato recobrase su equilibrio.

6 .3 . Medidor para intensidades continuas débiles (de 10 nA a 100 m A )

Medir una intensidad sólo tiene sentido si el medidor no introduce una caída de tensión tal que perturbe el funcionamiento del circuito sobre el que se efectúa la medida. Así, el circuito de la Fig. 6-7 ha sido estudiado de tal manera que sólo ocasiona una caída de tensión de 11 ó de 33 mV de desviación total.

Fig. 6-7.— Este medidor de intensidad sólo presenta una caída de tensión de 11 mV en su desviación total.

El esquema de esta figura demuestra que la medida de las intensidades se efectúa midiendo una caída de tensión en los bornes de una serie de resistencias, dispuestas en "derivación universal". La corriente de 130


polarización de un amplificador BiFET es suficientemente débil para que se pueda obtener una sensibilidad máxima de 10 nA de desviación total. El aparato puede utilizarse, por consiguiente, para la medida de las corrientes de fuga que los componentes secundarios presentan con polarización inversa.

Se trabaja con una alimentación con pilas, con objeto de no plantearnos problemas de "masa" al efectuar la inserción del aparato en una línea de alimentación positiva o negativa. La indicación se realiza por medio de un galvanómetro que tiene 1 V de desviación total, cuya resistencia interna debe ser igual o superior a 1 kilohmio. Puede utilizarse perfectamente un controlador universal, lo cual permite concebir el aparato como adaptador, no prestando servicio más que ocasionalmente. En principio, habría una sensibilidad 10 veces superior utilizando un indicador que produjese 0,1 V de desviación total. Pero se corre el riesgo de que aparezcan problemas de inestabilidad, especialmente entre el cero con entrada abierta, que se ajusta por PO, y la posición de la aguja que se observa cortocircuitando los bornes de entrada.

En la entrada del aparato, R9 —única resistencia del montaje que no tiene necesidad de ser de precisión (1 % )— sirve de protección en caso de sobrecarga. Accesoriamente, R1 constituye, con C1, un filtro que limita los errores de medida en el caso de que nos hallemos en presencia de una fuerte componente alterna. Para cortar la alimentación, es necesario efectuarlo con un interruptor doble.

Para que se puedan utilizar todo lo posible las resistencias de precisión que se encuentran en el comercio corrientemente, es preciso que el divisor de entrada tenga un valor de 1,111 megohmios. En estas condiciones, se obtiene, para una intensidad de 10 nA, una caída de tensión de 11,11 mV, bastando, para que esto corresponda a la desviación total del aparato indicador, que la ganancia del amplificador de medida sea igual a 90. Esta ganancia viene determinada por las resistencias de R10 y R1 1.

El aparato resultará particularmente fácil de realizar si se prevén 8 tomas de entrada para las 8 gamas de medida. En lo que se refiere a su utilización, será, sin embargo, más cómoda si la elección de las gamas de medida se efectúa por medio de un conmutador.

Dándoles a estas últimas una progresión de 10 en 10, se corre el riesgo de obtener una precisión de lectura poco satisfactoria, entre 11 y 30 μA, por ejemplo. Si se dispone de un aparato indicador provisto de dos escalas en una relación de 3 (de 0 a 10 y de 0 a 30), se puede utilizar la escala de 0 a 30 para obtener gamas suplementarias de 30 nA, 300 nA y 3 μA, etc. La caída de tensión en la derivación será entonces de 33,33 mV, lo que implica una ganancia de 33,33, si se quiere obtener la des-

131


viación total para 1 V. La Fig. 6-8 indica cómo se puede conmutar la ganancia del amplificador entre 90 y 33,33.

Y si se impone el valor de R1 1 (que puede estar comprendido entre 10 kilohmios y 1 megohmio), es posible, de una manera más general, calcular R12 por medio de la fórmula siguiente:

si es la ganancia Gl la que se quiere obtener cuando SI está abierto, calculándose R13 por la fórmula:

si G2 (G2 > G1) corresponde al cierre de S1.

Se puede igualmente considerar una conmutación efectuada directamente sobre el aparato indicador, entre 1 V y 3V, por ejemplo. Sin embargo, teniendo en cuenta las características del amplificador operacional y un cierto envejecimiento de las pilas, debería preverse en semejante caso una alimentación de 2 x 6 V.

Fig. 6-8.— Conmutación que permite obtener escalas intermedias con

una caída de tensión de 33 m V.

El plano de implantación de la Fig. 6-9 es utilizable para las dos versiones del montaje. Sólo consta de los-componentes R1, R2, R3, R4, R5, R6, R7 y R8, pues resultará más racional instalarlos sobre las tomas de acceso o sobre el conmutador.

132


Fig. 6-9.— Circuito impreso (28 x 30 mm) para el medidor de intensidad de las Figs. 6-6 y 6-7.

6 .4 . Ohmetro de escala lineal

Con un controlador digital, se puede medir algunas resistencias de una manera muy precisa, pero solamente son utilizables ciertos modelos en buenas condiciones hasta 30 megohmios. Sin embargo, es relativamente fácil efectuar una medida de hasta 10 megohmios si se utiliza un amplificador operacional con entrada FET. La lectura puede realizarse entonces sobre la escala "voltios" de un simple controlador universal, siendo el procedimiento igualmente aplicable a resistencias más débiles y pudiéndose obtener hasta 3 ohmios de desviación total, siempre en escala lineal.

La Fig. 6-10 presenta un montaje particularmente fácil de realizar, pero que exige, para obtener resultados precisos, la utilización de fuentes de alimentación estables, cuyo valor es conocido con una aproximación de un 1 % . El circuito está basado en el principio de la fuente de alimentación de corriente constante, mencionado en el Capítulo 2, según el cual en los bornes del voltímetro se obtiene una tensión proporcional al valor óhmico de R x . Con los valores del montaje, esta tensión será de 10 V cuando R x = 100 megohmios, y si la caída de tensión a

133


Fig. 6-10.— Circuito que permite efectuar la medida de resistencias elevadas (de 1 a 100 megohmios).

través de R1 ("a priori" independiente de R x ) es exactamente igual a 0,9 V. Naturalmente, se puede conmutar este voltímetro en la toma de 3 V, para obtener la desviación total con 30 megohmios, o con 3 megohmios si se conecta a la toma de 0,3 V. En este último caso, el ajuste del decalaje (PO) corre el riesgo de resultar algo delicado. Este ajuste se efectúa cortocircuitando los bornes de entrada, de manera que el voltímetro indique cero.

La tensión de referencia de 0,9 V, en los bornes de R1, se obtiene por medio de un divisor de tensión, partiendo de una de las tensiones de alimentación. Si se quieren medir resistencias débiles con el montaje de la Fig. 6-10, se corre el riesgo de cargar este divisor hasta un punto tal que la tensión de referencia falle, a no ser que se calcule el divisor mencionado de tal manera que pase por él más de 1 A. Como esto implicaría problemas de consumo y de calentamiento, resultará más conveniente adoptar la solución de la Fig. 6-11, en la cual la tensión de referencia se encuentra estabilizada por otro amplificador operacional, A2, que se utiliza como seguidor de ganancia unitaria. Como fuente de referencia se emplea un diodo de regulación, BZX 84 6V2, seguido del potenciómetro P l , que permite efectuar un ajuste a 0,9 V exactamente, en el punto indicado. En estas condiciones, resulta muy conveniente una alimentación no regulada, similar a la que se representa en el margen derecho de la Fig. 6-11.

134

D I E Z A P L I C A C I O N E S D E M E D I D A Y L A B O R A T O R I O

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135


Para la conmutación de las distintas escalas, se puede actuar sobre la sensibilidad del voltímetro y sobre las resistencias R3, R4, R5 y R6, por medio de un conmutador rotativo o disponiendo diversas tomas a las cuales se conectan las resistencias. El Cuadro V indica las posibles combinaciones.

Cuadro V

R3 R4 R5 R6 Indicación con desviación total por escala del voltímetro de:

10 V 3 V I V 0,3 V

10 kΩ 1 MΩ 10 MΩ 100 kΩ 100 MΩ 30 MΩ (10 MΩ) (3 MΩ) 10 kΩ 100 kΩ 1 MΩ 100 kΩ 10 MΩ 3 MΩ (1 MΩ) (300 kΩ) 10 kΩ 10 kΩ 100 kΩ 100 kΩ 1 MΩ 300 kΩ (100 kΩ) (30 kΩ) 10 kΩ 1 kΩ 10 kΩ 100 kΩ 100 kΩ 30 kΩ (10 kΩ) (3 kΩ) 10 kΩ 100 Ω 1 kΩ 100 kΩ 10 kΩ 3 kΩ (1 kΩ) (300 Ω)

100 kΩ 1 kΩ 1 kΩ 10 kΩ 1 kΩ 300 Ω (100 Ω) (30 Ω) 100 kΩ 100 Ω 1 kΩ 10 kΩ 100 Ω 30 Ω 10 Ω 3 Ω

Los valores mencionados entre paréntesis pueden obtenerse igualmente sobre las escalas de 3 y de 10 V, con una estabilidad mayor.

Las modalidades de esta conmutación de escalas están en función de las resitencias de precisión (1 % o más todavía) y de los conmutadores de que se dispone y, eventualmente también, de las escalas ya aseguradas por otro aparato. Para tener en cuenta esta diversidad, el plano de la Fig. 6-12 solo contiene el circuito de medida propiamente dicho, ya que las resistencias de precisión irán instaladas en el exterior.

Al poner en servicio el sistema, se efectuará primeramente el ajuste de Pl sobre la tensión de referencia de 0,9 V, que se verificará con toda precisión. Para ajustar P2, se trabaja sobre la escala más baja, corto-circuitando la entrada, y se lleva el voltímetro a desviación nula.

6 .5 . Milivoltímetro de BF

Las medidas de puesta a punto que se deben efectuar corrientemente en los amplificadores de BF no exigen generalmente un aparato de mucha precisión. Es suficiente que se pueda leer 1 mV con toda comodidad y que la banda pasante sea algo superior a la gama de sonidos audibles.

El medidor descrito puede ser concebido como adaptador para un controlador universal trabajando sobre una gama de 100 μA. La conmu-136


Fig.

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137


tación de las distintas escalas puede obtenerse mediante una combinación de tres inversores o también por medio de un comnutador rotativo.

La Fig. 6-13 demuestra que los dos amplificadores integrados están conectados en paralelo. El primero de ellos trabaja con una ganancia máxima igual a 12, lo que permite obtener una banda pasante suficientemente ancha, mientras que el segundo elemento se utiliza en un circuito de rectificación linealizada, permitiendo el empleo de un aparato indicador de graduación regular, como un controlador universal, conectado a la gama de 100 μA continuos, cuya resistencia interna puede ser cualquiera, siempre que sea inferior a 10 kilohmios, pues se puede compensar mediante el ajuste de la ganancia, R9. La lectura será fácil si el controlador utilizado dispone de escalas graduadas de 0 a 30 y de 0 a 100.

El circuito de alimentación puede ser muy simple, pues no es necesario efectuar estabilización alguna en el caso del TL 082 CP. Sin embargo, cuando se trata de un montaje compacto, se deberá prever un blindaje entre el transformador de alimentación y el resto del sistema.

Para obtener ocho escalas de medida, basta utilizar tres inversores que se maniobran de una manera combinada. La práctica demuestra que es fácil habituarse a este sistema particular de conmutación.

La sensibilidad máxima (10 mV) se obtiene cuando los tres inversores de la Fig. 6-13, SI, S2 y S3, se encuentran en la posición "x 1". Entonces se agrega R9, trabajando aproximadamente a 1 kHz, con objeto de obtener una desviación total para 10 mV de entrada.

La escala de 30 mV se consigue colocando S3 en la posición "x 3", con la condición de haber ajustado previamente R13 en consecuencia. Para que este ajuste sea posible, en buenas condiciones, se le dará a R13 un valor aproximadamente igual al de la resistencia de entrada del medidor.

Cuando se maniobra a continuación S2, la ganancia del primer elemento amplificador pasa de 12 a 1,2, con tal que se hayan utilizado bien las resistencias de precisión para R4, R5 y R6, y, según la posición de S3, se obtienen entonces las escalas de 100 y de 300 mV.

Finalmente, SI permite efectuar una división por 100 de la tensión de entrada, pero, para que esta división sea exacta a todas las frecuencias, es conveniente ajustar C2 con objeto de obtener una misma desviación para 1 kHz y para 50 kHz. Cuando SI se encuentra en la posición "x 100", se obtiene, según la posición de los otros inversores, las escalas de 1,3, 10 y 30 V.

De una manera más clásica, se pueden conseguir las ocho escalas de medida utilizando un conmutador de ocho posiciones y tres circuitos, 138

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como se indica en la Fig. 6-14, debiendo preverse un blindaje entre las secciones SI y S2.

El circuito impreso de la Fig. 6-15 dispone de los componentes que se encuentran, en la Fig. 6-13, a la derecha de SI. En cuanto a los otros elementos, los de entrada, resultará ventajoso cablearlos directamente sobre los bornes de S1.

6 .6 . Transistorímetro "de baja potencia"

Si se desea que un transistorímetro sea una herramienta de trabajo eficaz, se le debe concebir de tal manera que sea capaz de medir la intensidad de corriente que circula por un transistor. Así, el aparato que describimos a continuación permite efectuar una medida de la ganancia en corriente (entre 10 y 1000) para intensidades del colector comprendidas entre 10 μA y 100 mA. Sin embargo, es poco complicado, preciso y económico, ya que está basado en el principio del puente de medida. Para lo cual, se asocia un potenciómetro, graduado en balores de 0, a dos diodos luminiscentes, cuyo encendido simultáneo indica el equilibrio, y que precisan asimismo, cuando se efectúa el encendido único, el sentido de desplazamiento que el potenciómetro exige para la obtención de este equilibrio.

Fuente de alimentación de corriente constante

Fig. 6-16.— El transistorímetro se compone de una fuente de alimentación de corriente constante ajustable y un comparador que responde a un valor preciso de la corriente de colector Ig.

El principio de funcionamiento del aparato se ilustra en la Fig. 6-15, en la cual el transistor sometido a prueba, T x , recibe una corriente de base, I B , capaz de obtener el valor nominal de la intensidad de colector, I C , unos 10 mA en el caso del ejemplo que nos ocupa.

Si se alcanza esta intensidad, la caída de tensión a través de R L será igual a 10 V, y, con V c c = 12 V, resulta una tensión entre emisor y co-142


lector, VCE = 2 V, todo ello con respecto al transistor sometido a prueba, Tx. El ajuste se efectúa sobre la respuesta de un comparador, que indica "igualdad" si percibe tensiones iguales en sus dos entradas.

De este modo, se mide siempre con valores idénticos de Ic y de VCE cualquiera que sea la ganancia de Tx. Por consiguiente, para conocer 0, basta determinar IB, y, como esta mangitud se obtiene por mando manual, es suficiente graduar el cuadrante de este mando en valores de 0. Si se utiliza un valor diez veces mayor para RL, dicha graduación sigue siendo válida si se dividen sus valores por 10.

Naturalmente, se puede también adoptar un valor diferente de 2 V para el valor nominal de VCE modificando el divisor RA - RB, que sirve de referencia al comparador, y modificando también RL como consecuencia.

Si se desea medir con este método una ganancia igual a 10Ó0, con una intensidad de colector igual a 10 μA, se debe crear, de una manera estable, una intensidad de base de 10 nA.

El generador de corriente constante, mencionado en el Capítulo 2, que se encuentra eft la parte superior de la Fig. 6-17, puede utilizarse en este caso, con la condición de que se le equipe con un amplificador con entrada FET. Además, podrá suministrar una intensidad (independiente de la carga) ajustable entre 10 nA y 10 mA, si se prevé una conmutación pra R5, R7, y un ajuste continuo para P l . Este potenciómetro ha sido rodeado por las resistencias R1, R2 y R4, de manera que se obtenga una curva (Fig. 6-18), que permita la máxima precisión en la lectura, similar a la de una escala logarítmica.

El transistor T1 no es necesario, de hecho, más que para valores de IB próximos a 10 mA, pues al amplificador operacional no podría suministrar, por sí mismo, esta intensidad además de la que consumen las resistencias R5 y R&, que deben conmutarse sobre un valor de 100 ohmios.

La tensión de alimentación del aparato es de 2 x 12 V, con un consumo total próximo a 150 mA, cuando se efectúa una medida de Tx con Ic = 100 mA. Más adelante encontraremos la descripción de un montaje impulsional, que permite efectuar muy cómodamente —y con muy escaso consumo de energía— medidas de hasta Ic = 10 A.

La intensidad IB que suministra la fuente de corriente de la Fig. 6-17 es positiva cuando se conecta la extremidad libre de Pl a -12 V y negativa si se la conecta con +12 V. La conmutación NPN/PNP será, por consiguiente, tan fácil de realizar que ni siquiera es necesario precisarla en el esquema.

143


Fig. 6-17.— El generador de corriente constante y el comparador de indicación están constituidos por las dos

células de un amplificador operacional doble BiFET.

En la parte inferior de la Fig. 6-17 se vuelve a encontrar el circuito de la Fig. 6-16, utilizando como comparador, OA2, la otra mitad del "doble amplificador operacional" que equipa el montaje. Este amplificador manda el encendido de LD1 siempre que VCE de T x sea inferior a la tensión de referencia de 2 V , es decir, mientras sea preciso hacer girar Pl sobre un valor más débil de I B . Cuando se rebasa la posición de equilibrio, LD2 se enciende.

Como OA2 trabaja sin contra-reacción, su ganancia es enorme, aunque el ruido del sistema es ya suficiente para provocar un encendido casi simultáneo (es decir, un poco vacilante) de los dos LED, cuando el equilibrio se ha alcanzado por completo. Este ajuste de equilibrio se puede hacer un poco más tranquilo y estético superponiendo, por R9, C2, una tensión alterna muy débil, procedente del transformador de alimentación, a la tensión continua de referencia de 2 V .

144


Fig. 6-18.— Una red de resistencias, asociada al potenciómetro de equilibrio, permite obtener una escala que ofrece el má

ximo de precisión en la lectura.

Para la conmutación NPN/PNP, basta invertir la polaridad de la tensión de alimentación aplicada a R10, R11. Si se desea una buena utilización, se procederá a efectuar simultáneamente una conmutación de la polaridad de los dos LED, pudiendo entonces montarlas a una y a otra parte del cuadrante de P l , y, en caso de desequilibrio, se tendrá siempre en NPN, lo mismo que en PNP, una indicación sobre el sentido en el cual es preciso desplazar P l .

Para darse cuenta de la precisión del equilibrio, basta coger la capsulita que encierra T x entre los dedos, después de haber obtenido el equilibrio, y se observará que, a causa de la variación de la temperatura provocada por el contacto de los dedos y de la modificación consecutiva de |3, la posición de equilibrio se pierde transcurridos unos cuantos segundos. Esto no quiere decir que sea preciso explotar a todo precio la notable precisión de que el montaje es capaz. Para las necesidades corrientes, se tendrá ya una precisión de medida suficiente si se equipa este montaje con resistencias de 5 % . Asimismo, basta estabilizar las dos tensiones de alimentación con una aproximación de un 5 % .

Contrariamente a lo que parece indicar el esqquema de la Fig. 6-17, no es necesario realizar la conmutación total de las resistencias R5-R7, pudiendo dejarlas constantemente entre el emisor T1 y masa, y contentándose, como lo demuestra la Fig. 6-19, con conmutar su punto de unión. En esta figura se obtiene una misma intensidad nominal I c para dos posiciones consecutivas del conmutador de dos secciones, S i l y SI2. Sin embargo, la escala de medida se modifica cuando se pasa de una a otra de estas dos posiciones (de 10 a 100 y de 100 a 1000, con recubrimiento, como indica la Fig. 6-18).

Naturalmente, se pueden concebir otras escalas o gamas de medida, e incluso adoptar valores nominales de I c diferentes a los mencionados en la Fig. 6-19, que ha establecido para I c = 10 μA, 100 μA, 1 mA, 10 mA y 100 mA. Para ello, se debe calcular R L = 10 V / I c n o m , y el valor nominal de I B (el que se obtiene cuando el potenciómetro de la Fig. 6-18

145

D I E Z A P L I C A C I O N E S DE MEDIDA Y LABORATORIO

Fig. 6-19.— Las resistencias de carga del transistor de ensayo pueden ser conmutadas simultáneamente con las tomas del divisor de intensidad del generador de

corriente.

se encuentra en la graduación "10") se consigue dividiendo 1 V por el valor de R5, es decir, R5 = R7 = 1 V/ I B nom •

El ajuste de Pl se efectúa midiendo la tensión entre el punto A y la masa. Llamando a esta tensión V A , se tiene: I B = V A / R 5 (si R7 = R5), y 0 = d c n o m X R 5 ) / V A .

La Fig. 6-20 propone un circuito impreso que no contiene más que los elementos "fijos", es decir, que los elementos conmutables deben instalarse directamente sobre los contactores correspondientes, como se indica en la Fig. 6-19, debiendo instalarse los diodos luminiscentes a una y a otra parte de P l , eventualmente precedidos de una conmutación de polaridad, como hemos indicado anteriormente.

6.7 . Transistorímetro "de potenc ia" ( I c < 10 A )

Si quisiéramos extender el principio descrito anteriormente hasta I c = 10 A, sólo la disipación de energía en R L se elevaría ya a 100 W. Y, naturalmente, no podría medirse un transistor de potencia más que

146


Fig. 6-20.— Una plaquita impresa de 30 x 45 mm es suficiente para el transistorímetro "de baja potencia", pues los elementos conmutables irán instalados en los

conmutadores correspondientes.

147


en el caso de que se monte sobre un radiador. Pero si no se hace más que una medida cada 30 ms, solamente durante 1 ms, la dispación de energía en R L no es más que de 3,3 W, mientras que en el transistor sólo podrá alcanzar 1,2 W en el caso de desequilibrio más desfavorable, lo que no representa peligro alguno para un transistor de potencia, cuando se utilice sin radiador, incluso con I c = 10 A.

Naturalmente, medir un 0 = 10 con I c = 10 A exige una fuente im-pulsional capaz de suministrar una corriente de base de 1 A, independiente de la carga, por lo que es preciso, como lo indica la Fig. 6-21, añadir al amplificador operacional que manda la fuente de corriente constante un doble colector común complementario (de T2 a T5).

Fig. 6-21.— El generador de corriente impulsional sólo suministra una intensidad IR durante 1 ms de cada 30.

Para el mando de corte, se emplea un transistor con efecto de campo para cortocircuitar R6 durante toda la duración de 30 ms, tiempo du-

148


rante el cual se desea mantener I B a cero. Como este transistor es bilateral, el corte funciona para las tensiones positivas en el punto A (ensayo de un PNP) lo mismo que para las negativas (para un NPN), sin necesidad de conmutación.

Fig. 6-22.— En el transistorímetro "de potencia" la indicación im-pulsional se efectúa por medio de una rectificación de la cresta.

La señal de corte se produce por la acción de otro amplificador operacional, que trabaja como multivibrador. Su relación cíclica es aproximadamente igual a la relación entre ambas resistencias (470 y 15 kilohmios) de su circuito de contra-reacción. Cuando se producen las alternancias negativas (cortas), T1 se bloquea e I B pasa de 0 al valor que imponen P l , R5 y R7, según las mismas modalidades que anteriormente. A causa del funcionamiento impulsional, T4 y T5 no tienen necesidad de radiador.

A cada impulso de base, se producirá una caída de tensión sobre la reisstencia de carga de T x , R15 (Fig. 6-22). Para la indicación de equilibrio, basta, pues, memorizar las amplitudes correspondientes por una rectificación de cresta, seguida de un filtrado. El condensador utilizado para este filtrado, C4, ha sido elegido de tal manera que la ondulación residual sea suficiente para que se pueda evitar la necesidad de un aporte de tensión alterna, como en la Fig. 6-17 (R9, C2).

Se necesita una conmutación NPN/PNP para los diodos de la rectificación de cresta, así como para la alimentación del circuito de medida. Esta alimentación consume una intensidad que permanece, por término

149


medio, inferior a 0,5 A cuando se mide con l c = 10 A. Si se trabaja efectivamente con una alimentación que no puede suministrar más, se puede disponer de "depósitos" suficientemente importantes para que la tensión de alimentación no baje demasiado durante ese milisegundo en el que la intensidad de 10 A es efectivamente solicitada. De ahí los valores inhabitualmente fuertes de C5 y C6. Naturalmente, es preciso cablear el circuito con conexiones suficientemente fuertes para evitar toda caída de tensión parásita.

Para la conmutación de las escalas de medidas, siguend siendo válidas las indicaciones dadas anteriormente, y será fácil adaptar los datos del montaje a cualquier caso particular. A título de ejemplo, el Cuadro VI indica algunas combinaciones posibles, que sirven también para las medidas de los transistores Darlington, susceptibles de ganancias superiores a 1000.

Cuadro VI.— Ejemplo de conmutación de escalas para el transistorímetro "de potencia".

ICnom (A)

Escala 0 R15 (Ω)

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10 10... 100 1 1 10 100... 1000 1 10 10 1000... 10000 1 100

Resulta seductor reunir en un solo montaje los dos circuitos de medida, continua (baja potencia) e impulsional (potencia), pero es preciso ver si es racional.

Si nos propusiésemos extender el principio de la medida impulsional hasta una intensidad de colector de 10 μA, el hecho plantearía muchos problemas de blindaje y de desacoplo, a causa de la elevada impedancia de entrada de la fuente de alimentación de corriente acoplada al amplificador operacional por intermedio de resistencias de 10 ohmios.

150


Además, la rectificación de cresta sobre una resistencia de carga de 1 megohmio sólo podrá resolverse por medio de un amplificador seguidor. El número de escalas de medida implicará un conmutador con muchas posiciones, capaz, sin embargo, de soportar una intensidad ipipulsional de 10 A, aunque no sea más que en una de las posiciones.

Ahora bien, un buen conmutador cuesta mucho más caro que los dos amplificadores operacionales, necesarios para realizar, en una misma cápsula, separadamente, los circuitos de medida continua e impulsional. En efecto, Pl puede ser común a los dos circuitos; basta conectar, sin conmutación, la resistencia R3 de la Fig. 6-21 en el punto A de la Fig. 6-17, y se tendrá entonces un transistorímetro verdaderamente universal, que permitirá verificar toda clase de NPN y PNP en las condiciones más diversas.

Para la parte de "potencia" de este transistorímetro, la Fig. 6-23 propone un circuito impreso que no contiene más que elementos no conmutables. Como no es prudente aplicar una intensidad impulsional de 10 A a las finas bandas de cobre de una plaquita impresa, sólo se hace en el caso de las conexiones "masa" y "emisor T x " , aumentando al máximo la superficie conductora de la misma. Todas las demás conexiones susceptibles de conducir la intensidad impulsional del colector se encuentran en el exterior de la plaquita y deberán realizarse con hilo de 1,5 mm de diámetro, por lo menos. Para la R15, así como para el inversor de polaridad que la precede, se deberán emplear conmutadores de potencia de débil resistencia de contacto.

6.8 . Generador de funciones

Como mínimo, un generador de funciones suministra dos formas de onda, una rectangular y una triangular. Por limitación progresiva, esta última puede transformarse en una sinusoide.

Si se efectúa esta limitación por medio de diodos, se obtiene una onda cuya forma angulosa traiciona el origen triangular. En el montaje propuesto, la forma sinusoidal se realiza por medio de transistores con efecto de campo, lo que permite obtener una sinusoide de un aspecto muy "natural", así como, por medio de pacientes ajustes, un índice de distorsión inferior al 0,5 % .

En el montaje de la Fig. 6-24, el amplificador A1 sirve de fuente de alimentación de corriente constante que carga el condensador C. El signo de esta carga depende de la polaridad de la salida del disparador A2. Como éste invierte esta polaridad cada vez que la tensión de salida de A1 alcanza una cierta amplitud, se observa finalmente una sucesión

151

DIEZ APLICACIONES DE MEDIDA Y LABORATORIO F

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152


regular de cargas y descargas en los bornes de C. A la salida de A1 se obtiene una tensión de la misma forma, es decir, triangular, pero esta vez con una débil impedancia. Con los datos del montaje, la amplitud de la onda triangular será de 12 V de cresta a cresta, mientras que la suministrada por A2 tendrá una amplitud de 1 ó 2 V, aproximadamente, igual a la tensión de alimentación, debiendo ser esta última regulada con un error inferior al 1 % .

Para modificar la frecuencia, se dispone de un mando continuo, P2 (graduación lineal de frecuencia), así como de la posibilidad de modificar C por conmutación. Se obtiene así, para:

C = 1 μF una gama de 3 a 30 Hz; C = 100 nF una gama de 30 a 300 Hz; C = 10 nF una gama de 300 Hz a 3 kHz; C = 900 nF una gama de 3 a 30 kHz.

Cuando se trata de obtener frecuencias más elevadas, se observa que la amplitud de la onda triangular varía con la frecuencia.

La linealidad de dicha onda depende de la precisión de las resistencias R2, R3, R4 y R5, siendo los valores de R4 y R5 los que determinan la frecuencia en unión de C. En cuanto a R2 y R3, su valor absoluto no es crítico: basta utilizar dos resistencias de valor igual con una aproximación del 1 % . Los elementos Pl y R1 sólo son necesarios si se desea poder ajustar la simetría de la onda triangular con una precisión del 1 % .

En la Fig. 6-25 se ha dispuesto, detrás del oscilador de la Fig. 6-24, un transistor con efecto de campo, ajustando la amplitud de la puerta (R12) y la polarización (R17) de tal manera que se obtenga una onda no lineal , con objeto de que la tensión de drenaje se aproxime lo más

153

DIEZ A P L I C A C I O N E S D E M E D I D A Y L A B O R A T O R I O

Fig. 6-24.— En este generador de funciones, A1 constituye una fuente de alimentación reversible de corriente constante, mandada por el dispositivo disparador A2.

posible a una onda sinusoidal. Este ajuste debe efectuarse con el distor-siómetro, teniendo en cuenta que, aunque se ensayen varias muestras para T1, será difícil conseguir un índice de distorsión inferior al 2 % .

La señal así "redondeada" se aplica a un amplificador operacional que trabaja con una ganancia próxima a 2, el cual suministra una tensión de más de 20 V de cresta a cresta, teniendo cuidado de ajustar en consecuencia R18 con una componente continua nula.

Fig. 6-25.— Transformación en onda sinusoidal por medio de un transistor con efecto de campo seguido de un amplificador de salida.

154


Puede obtenerse una mejor imitación de la forma sinusoidal con el montaje de la Fig. 6-26, en la cual la utilización de dos transistores con efecto de campo permite un funcionamiento simétrico (eliminación de las armónicas de orden par). El ajuste es mucho más largo y más delicado. Se empieza por poner R16 y R22 en posición media, ajustando luego pacientemente las otras regulaciones, así como Pl (Fig 6-24), al mínimo de distorsión. Luego, se modifica ligeramente R16, se rectifican todas las demás regulaciones para ver si el índice de distorsión aumenta o disminuye, y se trata de determinar la posición óptima de R16 repitiendo varias veces esta operación. Finalmente, se procede a hacer lo mismo con R22, obteniéndose así un índice de distorsión inferior al 0,5 % para 1000 Hz. Naturalmente, este ajuste sólo se conservará si se trabaja con una alimentación regulada con toda precisión y si se utilizan componentes estables, especialmente para los potenciómetros ajustables.

La etapa de salida de la Fig. 6-26 está constituida por un transistor con colector común que suministra unos 12 V de cresta a cresta, con una componente continua que depende de la posición de R25 y que se

Fig. 6-26.— Puede obtenerse un índice de distorsión del orden del 0,5% por medio de una onda de forma simétrica, utilizando dos transistores con efecto de

campo.

debe eliminar por medio de un condensador de enlace. Naturalmente, se puede utilizar de la misma forma, como en la Fig. 6-24, un amplificador operacional como etapa de salida, lo que permite obtener a la vez una amplitud más fuerte y la eliminación de la componente continua.

La Fig. 6-27 propone un dibujo de implantación que reúne los montajes de las Figs. 6-24 y 6-26. Los potenciómetros (de frecuencia y de salida) se han previsto exteriormente a la plaquita, y lo mismo ocurre

155


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156


con el conmutador de escalas de medida así como con los condensadores que conmuta.

6.9 . Generador sinusoidal con débil distorsión

En el caso de un oscilador RC sinusoidal, la utilización de un amplificador operacional con entrada FET permite obtener un índice de distorsión inferior al 0,05 % . Además, la impedancia de entrada será suficientemente elevada para que se pueda efectuar la sintonía por medio de un condensador variable. Esto es más económico que la utilización de un potenciómetro bobinado de precisión, y además permite, sobre todo, una sintonía perfectamente progresiva.

En el esquema de la Fig. 6-28, el amplificador operacional se encuentra rodeado por un puente de Wien, cuya frecuencia puede modificarse por medido del condensador variable doble C3-Cr, así como por conmutación de las resistencias R1, R2. Y como C3 = C4, se debe tomar igualmente R1 = R2, que pueden tener un valor de 30 megohmios, 3 megohmios, 300 kilohmios y 30 kilohmios, si se quiere cubrir una zona comprendida entre 10 Hz y 100 kHz en cuatro gamas, o también de 10 megohmios, 1 megohmio y 100 kilohmios, si nos contentamos con cubrir una zona entre 30 Hz y 30 kHz. Con resistencias del 1 % o del 2 % , se obtendrá un resultado conveniente, pero si somos muy exigentes en lo

Fig. 6-28.— Oscilador de BF simple, utilizable con una alimentación no regulada.

157


que se refiere a la zona que queremos cubrir, debemos ajustar pequeñas resistencias suplementarias, que se determinarán experimentalmente, pudiendo también ser necesario conmutar los condensadores variables C1 y C2.

El condensador variable debe montarse sobre un soporte aislante de buena calidad, disponiéndolo al lado del conmutador de tal manera que se obtengan conexiones lo más cortas posible. Todo el circuito debe blindarse cuidadosamente, especialmente en lo que se refiere a la alimentación.

En cuanto al ajuste de la tensión de salida (de 3 a 5 V), se realiza por medio de R4, ajustando C1 y C2 de tal manera que se cubra bien la gama prevista, observando un mínimo de variaciones de la tensión de salida en el interior de esta escala.

Después de haber efectuado una conmutación de la gama o de haber realizado una brusca modificación de la frecuencia, se observarán variaciones periódicas y decrecientes de la tensión de salida, que sólo se estabiliza al cabo de varios segundos. Estas oscilaciones se pueden amortiguar considerablemente por medio del circuito constituido por R7, R8 y D1, ajustando R7 en consecuencia. Cuando se efectúa un ajuste óptimo, se observa incluso una disminución de la distorsión residual. Sin embargo, esta optimización sólo es posible si se dispone de un distorsió-metro. En caso contrario, es preferible omitir el circuito de corrección, pues un ajuste inadecuado puede determinar un importante aumento de la distorsión.

Para todas las escalas, el índice de distorsión sería mínimo para la frecuencia más baja, siendo inferior al 0,05 % para 100 Hz, con una tensión de salida de 5 V, y próximo al 0,025 % para 3 V. Las medidas de distorsión sólo tienen un sentido si el aparato se encuentra enteramente blindado.

Si no se prevén los valores de R7, R8 y D1, la alimentación no tiene necesidad de ser estabilizada, ni tampoco de ser bien filtrada. Si se observa una ondulación residual en la señal de salida, sólo puede ser debida a una falta de blindaje.

La Fig. 6-29 demuestra que es posible obtener una onda de forma rectangular si se hace seguir el oscilador de puente de Wein por un dispositivo disparador, siendo aconsejable, en este caso, una alimentación estabilizada, pues de otro modo la amplitud de la onda rectangular seguiría las variaciones de la tensión de alimentación y la ondulación residual se recuperaría en los "techos" de dicha onda.

La ampolla veladora de 220 V, utilizada como elemento regulador en el montaje de la Fig. 6-28, posee una resistencia interna suficientemen-

158


Fig. 6-29.— Por medio de un amplificador operacional doble, se puede añadir un dispositivo disparador al oscilador sinusoidal de la Fig. 6-28.

te elevada para que la potencia necesaria para su funcionamiento pueda obtenerse directamente del amplificador operacional. Sin embargo, se trata en este caso de un regulador muy voluminoso, aunque podrá ser interesante mencionar una solución más elegante, tanto más cuanto que ésta es capaz de una distorsión residual todavía más débil.

Como muestra la Fig. 6-30, se puede disponer, después del amplificador operacional, un transistor de potencia media, utilizado como colector común. Sobre su emisor se dispone entonces de una intensidad suficiente para alimentar una ampolla de regulación de 28 V, 0,04 A, o de características similares. Dotada de una constante de tiempo térmica más débil que la veladora del montaje precedente, esta ampolla permite una estabilización de amplitud más rápida, pero que se puede, no obstante, acelerar más por medio del circuito R7, R8, D1.

Si este circuito se ajusta correctamente, se llega a obtener una distorsión residual del 0,01 % , solamente entre 1 y 1,5 kHz, siendo asimismo posible obtener la señal de salida de la toma 6 del amplificador operacional. Se observa entonces que el índice de distorsión es más importante que en el emisor del transistor cuando se trabaja a una frecuencia que corresponde a un fuerte valor de C3, C4. Por el contrario, esta distor-

159


Fig. 6-30.— Una distorsión del orden del 0,01 % es la que corresponde a este oscilador sinusoidal, que consta, por otra parte, de un regulador constituido por

una ampolla en miniatura.

sión es frecuentemente más reducida cuando C3, C4 están ajustados a un valor más débil.

Como las variaciones de la tensión de alimentación no repercuten apenas en la tensión de salida, sólo se requiere una alimentación estabilizada si se prevé el circuito de corrección R7, R8, D1. Sin embargo, sí se necesita un cuidadoso filtrado.

El diseño de implantación de la Fig. 6-31, comprende el esquema de la Fig. 6-30, así como la parte correspondiente al "disparador" de la Fig. 6-29, cuyos valores están indicados en claro. Por las razones expuestas anteriormente, es prudente utilizar una alimentación estabilizada para este montaje.

6 . 1 0 . Al imentación simple y doble , 3 0 V, 1,5 A

De hecho, no se requiere un amplificador operacional con entrada FET en el caso de un regulador de alimentación. Sin embargo, puede simplificar el problema del aprovisionamiento, si no disponemos todavía de unos cuantos dispositivos 741, porque, en este caso, no debemos vacilar en utilizarlos. No obstante, cuando se trata de una alimentación de laboratorio, cuya tensión de salida debe poder pasar por cero, la solución "amplificador operacional más diodo de referencia" es preferible

160


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162


a la de un regulador "completamente integrado", pues con este último es difícil obtener tensiones de salida inferiores a 2 V.

Por consiguiente, en el esquema de la Fig. 6-32, se utiliza como fuente de referencia un diodo de regulación, D4, en serie con un transistor, T3, cuya función es simplemente la de un diodo que compensa el efecto de temperatura de aquél. El conjunto D4, T3 es alimentado poruña fuente de corriente constante, constituida por el transistor con efecto de campo T4, del que se toma la resistencia R16 para obtener una intensidad próxima a 5 mA. El conjunto D4, T3 puede reemplazarse por un diodo de referencia, BZX 33, BZX 51, BZY 22, u otro similar.

En cuanto al amplificador de regulación, comprende el transistor T1 y el de potencia T5, mientras que para la alimentación del amplificador operacional se debe prever una fuente auxiliar, pues de otro modo la regulación se interrumpiría para tensiones inferiores a 2 V, aproximadamente. Esta fuente se compone del circuito de rectificación D3, C3, y de un enrollamiento suplementario del transformador de alimentación, una veintena de espiras de hilo fino, que se pueden añadir fácilmente a un transformador existente, sin necesidad de desmontarlo.

La protección contra las sobrecargas está asegurada por medio de T2, conjuntamente con un juego de resistencias, R1, R2, R3 y R4, cuyos valores corresponden a umbrales de limitación que son un 30 % superiores, aproximadamente, a los valores nominales. En efecto, estos últimos han sido elegidos de acuerdo con las escalas del amperímetro A, las cuales se conmutan al mismo tiempo que dicho juego de resistencias.

Si se desea obtener una limitación adecuada, basta prever las componentes D2 y R10, dibujadas en líneas de puntos. Una vez rebasado el umbral de la limitación, la intensidad de salida cae bruscamente, alcanzando un valor que es del 30 al 50 % inferior al del umbral de limitación; la regulación cesa hasta que la demanda externa de intensidad es inferior a este nuevo valor.

Para T5, es conveniente prever un radiador que tenga un consumo, por lo menos, de 60 W, el cual puede ser una resistencia térmica de radiador inferior a 1°C/W capaz de mantener la temperatura en el fondo de la cápsula a 110°C en funcionamiento prolongado.

Naturalmente, no resultará demasiado cómodo colocar este transistor de potencia en la plaquita impresa, pero en la Fig. 6-33 peude verse, no obstante, que se puede trazar el plano de implantación de manera que las conexiones que conducen a T5 caigan todas del mismo lado. En este plano, se han ensanchado las conexiones suceptibles de conducir la intensidad máxima de salida de 1,5 A.

163

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164


La alimentación será doble y universal si se realiza el circuito de la Fig. 6-32 dos veces, de manera totalmente independiente, pudiendo preverse, como lo demuestra la Fig. 6-34, una conmutación de tres posiciones: "Serie" (S), "Independiente" (I) y "Paralelo" (P).

Fig. 6-34.— Conmutación que permite una puesta en paralelo o en serie de dos alimentaciones, además de la posibilidad de una utilización independiente o

"fluctuante".

En la posición "S", se puede obtener hasta 60 V, 1,5 A, con una toma media. La posición "I" permite una utilización en la que una de las alimentaciones es fluctuante con relación a la otra. Finalmente, en la posición "P", T1, de la alimentación 1, ataca simultáneamente a los transistores de potencia T5 de las dos alimentaciones. Naturalmente, semejante funcionamiento sólo podrá ser equilibrado si se eligen, para los dos T5, muestras que presenten ganancias en corriente más o menos

165


Fig

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idénticas. En estas condiciones, la limitación se efectuará, sobre los dos circuitos, cuando la intensidad suministrada por la alimentación 1 rebase el umbral de 1,5 A, lo que corresponde a 3 A para los dos circuitos. Para el amperímetro, será preciso, por consiguiente, prever una escala suplementaria de 3 A.

Si sólo se necesita la alimentación para montajes del tipo de amplificador operacional o simétrico, se puede realizar el montaje en forma de dos circuitos que están constantemente conectados en serie. Como demuestra la Fig. 6-35, se puede entonces evitar el enrrollamiento suplementario del transformador, si se realizan los dos circuitos de una manera complementaria, obteniendo siempre la alimentación auxiliar de uno de ellos de la alimentación principal del otro.

La Fig. 6-35 demuestra que esta solución implica el empleo de algunos divisores de tensión sumplementarios para las alimentaciones auxiliares. Además, es necesario utilizar un PNP de potencia (T5) en el circuito representado en la parte superior de la figura.

Para simplificar el dibujo, sólo se ha representado una resistencia limitadora (R1, R2, R3, R4) en cada uno de los circuitos. Naturalmente, se puede proceder a una conmutación de la intensidad límite y añadir el circuito D2, R10 de la Fig. 6-32 para obtener una limitación conveniente.

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