Embed Size (px)
Citation preview
INFORME FINAL DE PASANTÍA
PLAN DE MEJORAMIENTO DE DISTORSIONES ARMÓNICAS PRESENTES EN
EQUIPOS DE EXTRACCIÓN PETROLERA POR MEDIO DE ESTUDIO DE CALIDAD
DE POTENCIA
Trabajo de pasantía presentado como requisito para optar al título de
INGENIERA ELÉCTRICA
Presentado por
LAURA DANIELA GONZÁLEZ ROJAS
CÓDIGO 20121007040
Director Interno:
I.E., M.SC, OSCAR DAVID FLOREZ CEDIEL
Director Externo:
ING GERSON OSWALDO TÉLLEZ CHACÓN
UNIVERSIDAD DISTRITAL FRANCISCO JOSÉ DE CALDAS
FACULTAD DE INGENIERÍA PROYECTO CURRICULAR INGENIERÍA ELÉCTRICA
BOGOTÁ D.C. 2020
II
Tabla de Contenido
introducción .............................................................................................................. VII
Resumen .................................................................................................................. VIII
Objetivos .................................................................................................................... IX
Objetivo Principal ........................................................................................... IX
Objetivos Específicos .................................................................................... IX
Metodología ................................................................................................................ X
Justificación ............................................................................................................... XI
1. Capítulo 1.Marco referencial ............................................................................. XII
1.1. ANTECEDENTES Y MARCO REFERENCIAL ...................................... XII
1.2. Producción o extracción de petróleo: ..................................................... XII
1.3. Skid petróleo:...................................................................................... XVII
1.4. Control de velocidad de los motores polifásicos de A.C. ..................... XVII
1.4.1. Cambio de la frecuencia y de la tensión aplicadas a un estátor
polifásico .......................................................................................................... XVII
1.4.2. El cicloconvertidor ............................................................................. XIX
1.4.3. Rectificador inversor. ........................................................................ XIX
1.4.3.1. El inversor ......................................................................................... XX
1.5. Unidades moduladas por ancho de pulso (pwm) ............................... XXIII
2. Capítulo 2. Análisis de distorsión armónica en plantas de extracción
petrolera ............................................................................................................... XXVII
2.1. Medición de variables eléctricas ....................................................... XXVII
2.1.1. Aparato de medición ...................................................................... XXVII
2.1.2. Método de medición ...................................................................... XXVIII
2.2. Análisis de mediciones ....................................................................XXXIV
2.3. Análisis de reportes de campo .........................................................XXXIV
2.3.1. Reporte número 1. ......................................................................... XXXIV
2.3.2. Conexión 2: ..................................................................................... XXXIX
2.3.3. Conexión 3 ............................................................................................ XLII
2.4. Análisis de datos recolectados .......................................................... XLVI
2.4.1. Conclusiones del reporte No. 1 ....................................................... XLVII
3.Capítulo 3. Simulación y Medición de la problemática de la distorsión armónica
XLVIII
3.1. Revisión de componentes del filtro de salida ................................... XLVIII
3.2. Monitoreo de variables eléctricas en el filtro de salida ..................... XLVIII
III
3.3. Trabajos realizados en el variador de frecuencia .......................... XLIX
3.3.1. ......................................... Revisión de condiciones iniciales del variador
XLIX
3.3.1.1. Revisión de las condiciones del vfd.................................................L
3.4. Evaluación de desempeño filtro y variador de frecuencia ........................ L
3.4.1.1. Prueba de estado estable con carga completa ............................LI
3.4.2. Identificación de las condiciones donde se presenta el fallo 2340
(corto circuito)....................................................................................................LIII
3.5. Pruebas de diagnóstico correctivo ........................................................ LIV
3.6. Simulación de filtros activos ................................................................ LVIII
4. Capítulo 4. Solución para la distorsión armónica en plantas de extracción
petrolera ................................................................................................................ LXVI
4.1. Dimensionamiento del filtro activo paso bajo ..................................... LXVI
4.1.1. Relación de la distorsión armónica con el factor de potencia .. LXVI
4.1.2. Corrección de factor de potencia basándose en Norma ANSI
NEMA MG 1-2009 ....................................................................................... LXVIII
4.2. Acciones a tomar basándose en las simulaciones de requerimiento de
filtro activo pasa bajo .............................................................................. LXXIII
5. Capítulo 5. Análisis de resultados .............................................................. LXXIV
6. Capítulo 6. Alcances e impactos de la pasantía ....................................... LXXVII
7. Evaluación y cumplimiento de los objetivos de la pasantía ................... LXXVIII
8. Capítulo 8. Conclusiones finales ................................................................ LXXIX
Bibliografía ........................................................................................................... LXXX
IV
Índice de figuras
Figura 1 Trépano petrolero. Obtenido de (Dreamstime, 2019) ................................... XIII
Figura 2 Método de perforación rotativo (Pazcona, s.f.) ............................................ XIV
Figura 3 Esquema de levantamiento artificial de inyección por gas (PDVSA, 2015) .. XV
Figura 4 Esquema de levantamiento artificial de bombeo por sistema mecánico
(PDVSA, 2015) ......................................................................................................... XVI
Figura 5 Esquema de levantamiento artificial por bombeo electro sumergible (Vargas,
s.f.) .......................................................................................................................... XVII
Figura 6Variador de velocidad con un motor asíncrono y un convertidor de frecuencia
Obtenido de (Jens Weidauer, 2014) ......................................................................... XIX
Figura 7Forma de salida de onda para un rectificador Obtenido de (Jens Weidauer,
2014) ......................................................................................................................... XX
Figura 8 Conexión Dahlander Obtenido de (Pozueta, 2017) .................................... XXII
lustración 910 Ejemplo de cómo una fase puede generar tanto 8 polos (a) como 4
polos (b) Obtenido de (Pozueta, 2017) .................................................................... XXII
Figura 11 Formas de conexión Dahlander Obtenido de (Pozueta, 2017) ................ XXIII
Figura 12 Modulación SPWM monofásica. Obtenida de (Duberney Murillo-Yarce1,
2017) ...................................................................................................................... XXIV
Figura 13 Modulación SVPWM (sextantes). Obtenido de (Duberney Murillo-Yarce1,
2017) ....................................................................................................................... XXV
Figura 14 Secuencia de conmutación técnica SVPWM: a) Continuo, b) Discontinuo.
Obtenido De (Duberney Murillo-Yarce1, 2017) ....................................................... XXVI
IFigura 15. Dranetz HDPQ Visa and HDPQ Visa SP – Measured Parameters Obtenida
de (Dranetz HQ, 2015) ........................................................................................... XXVII
Figura 16 Método de medición delta – Obtenida de (Dranetz HQ, 2015) .............. XXVIII
Ilustración 17 Distorsión armónica con Reactor de línea (Transcoil, 2019) ............. XXIX
Figura 18 Distorsión armónica sin Reactor de línea (Transcoil, 2019) .................... XXIX
Figura 19 Circuito de potencia variador ACS8801 (ABB, 2019) .............................. XXIX
Figura 20 Diagrama unifilar del sistema. Obtenida de fuente propia ....................... XXXI
Figura 21 Diagrama de filtro de entrada. Obtenida de fuente propia ...................... XXXII
Figura 22 Diagrama de filtro de salida. Obtenida de fuente propia ........................ XXXIII
Ilustración 23. Dranetz HDPQ Visa and HDPQ Visa SP – Measured Parameters . XXXIII
Figura 24 Forma de conexión No. 1. Obtenida de fuente propia ........................... XXXV
Figura 25 Diagrama de corriente RMS- Conexión No. 1. Obtenida de fuente propia
.............................................................................................................................XXXVI
Figura 26 THD Conexión No. 1. Obtenida de fuente propia ..................................XXXVI
Figura 27 THD magnitud- Conexión No. 1. Obtenida de fuente propia ................XXXVII
Figura 28 Espectro de armónicos de corriente Conexión No. 1 Obtenida de fuente
propia ................................................................................................................. XXXVIII
Figura 29 Onda distorsionada Conexión No. 1 Obtenida de fuente propia .......... XXXVIII
Figura 30 Modo de conexión No. 2 Obtenida de fuente propia .............................XXXIX
Figura 31 Corriente RMS – conexión No.2 Obtenida de fuente propia ........................ XL
Figura 32 THD Porcentual-– conexión No.2 Obtenida de fuente propia ...................... XL
Figura 33 THD Magnitud– conexión No.2 Obtenida de fuente propia ........................ XLI
Figura 34 Forma de onda distorsionada – conexión No.2 ......................................... XLII
Figura 35 Forma de conexión No.3 Obtenida de fuente propia ................................ XLIII
Figura 36 Corriente RMS- Conexión No.3 Obtenida de fuente propia ..................... XLIV
Figura 37 THD Porcentual - Conexión No.3 Obtenida de fuente propia ................... XLV
V
Figura 38 THD Magnitud - Conexión No.3 Obtenida de fuente propia ..................... XLV
Figura 39 Onda distorsionada - Conexión No.3 Obtenida de fuente propia ............. XLVI
Figura 40 Corriente RMS análisis 1 Obtenida de fuente propia ............................... XLVI
Figura 41 Corriente RMS análisis 2 Obtenida de fuente propia .............................. XLVII
Figura 42 Fotografía del filtro MSD y configuración de la prueba del drive ABB
Obtenida de fuente propia ........................................................................................... LI
Figura 43 Fotografía del filtro MSD y configuración de la prueba del drive ABB ......... LII
Figura 44 Formas de onda de dominio de tiempo del filtro donde: Voltaje del motor
(amarillo), Coriente de salida del accionamiento (azul), corriente de motor (rojo),
corriente del condesador del filtro (verde) Obtenida de fuente propia ......................... LII
Figura 45 Tensión del motor THD y tensión máxima Obtenida de fuente propia ......... LII
Figura 46 Tensión presente en el motor durante la rampa de aumento de la carga.
Obtenida de fuente propia ......................................................................................... LIII
Figura 47 ................................................................................................................... LIII
Figura 48- Información proporcionada por datalogger durante Shortcircuit. Obtenida de
fuente propia .............................................................................................................. LIV
Figura 49Fallas presentadas con pérdida de alimentación. Obtenida de fuente propia
.................................................................................................................................. LIV
Figura 50 Datalogger por falla de DC LINK UNDERVOLTAGE. Obtenida de fuente
propia ........................................................................................................................ LVI
Figura 51 Eventos presentados en un corte de alimentación con los cambios
realizados. ................................................................................................................. LVI
Figura 52 Monitoreo de rutina de rearranque automático. Obtenida de fuente propia
................................................................................................................................. LVII
Figura 53 Monitoreo de rutina de re-arranque automático. ....................................... LVII
Figura 54 Monitoreo de función de arranque al vuelo con backspin Obtenida de fuente
propia. ..................................................................................................................... LVIII
Figura 55 - Esquema de conexión caso 1 Obtenida de fuente propia ......................... LX
Figura 56 Resultado de simulación para el caso 1 Obtenida de fuente propia ............ LX
Figura 57 Esquema de conexión caso 2. Obtenido de Obtenido de propia ................ LXI
Figura 58 Resultado de simulación para conexión caso 2. Obtenido de Obtenido de
propia ....................................................................................................................... LXII
Figura 59 Esquema de conexión de la simulación del caso 3. Obtenido de Obtenido de
propia ...................................................................................................................... LXIII
Figura 60 Resultado de la simulación del caso 3. Obtenido de Obtenido de propia . LXIII
Figura 61 Esquema de conexión caso 4. Obtenido de Obtenido de propia ............. LXIV
Figura 62 conexión caso 4. Obtenido de Obtenido de propia ................................... LXV
Figura 63 Formas de onda de voltaje y corriente a la salida del VFD antes de ajustes
de los parámetros del VFD (Tipo Cuadrada) ........................................................... LXVI
Figura 64 Corriente de línea con y sin circuito reductor de distorsión armónica.
Obtenida de (Das P. S., 2017) ............................................................................... LXVII
Figura 65 Diagrama a simular para variación de FP ............................................... LXXI
Figura 66 Variación de Tensión en función de la variación del factor de potencia.
Transformador con una cargabilidad del 75% Obtenido de Obtenido de propia ..... LXXII
Figura 67 Variación de Cargabilidad en función de la variación del factor de potencia.
Transformador con una cargabilidad del 75%. Obtenido de Obtenido de propia ... LXXIII
Figura 68 Comparación de tensión de control lineal máxima de MASP y SVPWM.,
obtenida de . (Vasudevamurthy, 2013) ................................................................. LXXIV
Ilustración 69 Formas de onda de voltaje y corriente a la salida del VFD antes de
ajustes de los parámetros del VFD (Tipo Cuadrada) ............................................. LXXV
VI
Figura 70 Formas de onda de voltaje y corriente a la salida del VFD después de
ajustes de los parámetros del VFD (Tipo PWM) ................................................... LXXVI
Índice de tablas
Tabla 1 Vectores de conmutación en coordenadas 𝛼𝛽. ........................................... XXV
Tabla 2 Medición de capacitancia en los capacitores del filtro de salida ............... XLVIII
Tabla 3 Medición de aislamiento de la inductancia del filtro de salida ................... XLVIII
Tabla 4 Corriente en cada fase a 50Hz ................................................................... XLIX
Tabla 5 Corriente en cada fase a 52.7 Hz ............................................................... XLIX
Tabla 6 Condiciones iniciales del variador .............................................................. XLIX
Tabla 7 Parámetros modificados para prueba de re arranque .................................... LV
Tabla 8 Características del motor TR5 STD HTI 120 HP/33 A/2165 V. Obtenido de
(FIGUEROA, 2019) ................................................................................................. LXIX
Tabla 9 Dimensionamiento de compensación de motores. Obtenida de (National
Electrical Manufactures Association, 2009) .............................................................. LXX
Tabla 10 Hoja de datos condensador trifásico. Obtenido de (Schneider Electric Group,
2019) ...................................................................................................................... LXXI
VII
INTRODUCCIÓN
Para la extracción de crudo en los pozos petroleros, una vez detenido el afloramiento
natural del líquido a la superficie debido a las altas presiones en el yacimiento, se
requiere de métodos artificiales para el levantamiento del crudo desde las
profundidades de la tierra. Un método ampliamente utilizado para estos fines, es el
de bombeo mediante bomba electro sumegible o también llamado BES. Esta técnica
de extracción requiere de poderosos motores controlados y alimentados con equipos
altamente especializados y que, en caso de falla, causan la detención total de la
extracción.
De ahí que la interrupción parcial del suministro de servicio eléctrico en una central
de extracción petrolera pueda llegar a causar pérdidas millonarias en la industria,
pues la detención de la maquinaria, interrumpirá el levantamiento del crudo a la
superficie y con ello la disminución en la producción de barriles de petróleo.
Es por esto que la salida total o parcial de operación de las máquinas extractoras
sean un inconveniente que requiera de soluciones inmediatas y de medidas
preventivas que mitiguen dichas contingencias, de tal manera que se garantice la
continua producción del combustible.
El sistema de extracción de crudo cuenta con estructuras auto soportadas
denominadas SKID, capaces de integrar en un mismo lugar equipos eléctricos y
electrónicos de un alto poder energético, y es la encargada de alimentar todos los
equipos de fondo (ubicados en las profundidades del pozo) requeridos para el
correcto funcionamiento de la bomba. El contenedor a estudiar, dentro de sus
funciones, controla la velocidad del motor, para dicha labor está constituido por un
transformador elevador SUT, un filtro seno, un filtro LC y un variador de frecuencia
VFD.
Variar la frecuencia en una planta mejora el proceso en las operaciones, pues se
requiere que la bomba extraiga de manera constante una determinada cantidad de
crudo por minuto. Pero el hidrocarburo al no tener una densidad uniforme genera
unas fluctuaciones en la presión de las tuberías durante la extracción. Estas
variaciones de presión son reguladas con la velocidad de giro del motor. Por tanto,
la presencia de fallas en el sistema de variación de velocidad, genera impactos
relevantes en la confiabilidad y productividad.
El objeto de este estudio es encontrar y analizar el origen de las fallas presentes en
los equipos que componen el sistema, dando una óptima y perdurable solución
VIII
RESUMEN
Las plantas de extracción de crudo cuentan con estructuras auto soportadas
denominadas SKIDS, capaces de integrar en un mismo lugar equipos eléctricos y
electrónicos de un alto poder energético destinados a un uso final. El contenedor a
estudiar, tiene como función, controlar la velocidad del motor. Para dicha labor, el SKID
se compone por un transformador elevador SUT, un filtro seno, un filtro LC, un variador
de frecuencia VFD, y un variador de velocidad.
Variar la frecuencia en una planta de extracción de petróleo genera ahorro de energía y
mejora el proceso en las operaciones. Por tanto, la presencia de fallas en el sistema de
variación de velocidad, genera impactos relevantes en la confiabilidad y productividad.
El objeto de este estudio es encontrar y analizar el origen de las fallas presentes en los
equipos que componen el sistema, dando una óptima y perdurable solución.
IX
OBJETIVOS
OBJETIVO PRINCIPAL Mejorar el proceso de atenuación de distorsiones armónicas en señales eléctricas,
provenientes de cargas no lineales dentro de los SKIDs que controlan el proceso de
extracción de crudo.
OBJETIVOS ESPECÍFICOS 1. Analizar reportes de eventos ocurridos debido al alto grado de distorsiones
armónicas en planta de extracción petrolera
2. Determinar las causas raíz de los inconvenientes, mediante el uso de
simulaciones y analizadores de red
3. Plantear una estrategia solución para la problemática previamente identificada.
X
METODOLOGÍA
El desarrollo del proyecto estará compuesto por tres fases; La primera etapa está
relacionada con el reconocimiento del problema a través de la recopilación de
información de eventos ocurridos antes, durante y después de presentada la falla en la
planta. Para esto, se contará con registros históricos entregados por la empresa
petrolera, y visitas a campo con el fin de realizar pruebas de tipo técnico que permitan
determinar la causa origen de la falla. En el desarrollo de este ítem se instalará en el
lugar del evento, un equipo especializado en calidad de energía que monitoreará en
prolongados lapsos de tiempo el estado del sistema, proporcionando información acerca
de la hora del acontecimiento, los parámetros bajo los cuales han ocurrido y las
consecuencias que se han generado.
El segundo aspecto a ahondar, es el análisis de la información obtenida y la elaboración
de la solución. En el estudio de la falla, se evaluarán de manera individual y conjunta los
equipos relacionados con el origen de la contingencia, los picos de corriente, la forma
de onda y los armónicos presentados, el sobrecalentamiento producido en los
conductores, y el disparo de las protecciones. Una vez establecido y determinado la
razón de la falla, se procederá al desarrollo de la solución mediante la ejecución de
cambios en el sistema, para esto se dispondrá de cambios en el filtro LC, en el calibre
de los conductores y ajustes en la programación del variador de frecuencia.
Finalmente, el tercer aspecto lo compone la implementación y supervisión de cambios
realizados al sistema, verificando el cumplimiento de calidad de energía de todos los
elementos eléctricos y electrónicos que conforman el contenedor, determinando que la
solución propuesta e implementada sea idónea, eficaz y perdurable.
XI
JUSTIFICACIÓN
En una central de producción de petróleos, se han presentado múltiples interrupciones
en el sistema de levantamiento artificial por bombeo, deteniendo completamente la
extracción de crudo, causando pérdidas millonarias para la compañía. Por esto se hace
necesario un análisis para el caso de estudio, donde se identifique las potenciales fallas
y se den soluciones perdurables.
La maquinaria usada para dicha extracción requiere de controladores robustos y
sistemas de control complejos, los cuales en uso normal generan perturbaciones en la
señal de alimentación. Estas distorsiones han sido las responsables de la aparición de
alarmas de disparo por cortocircuito innecesarias en los variadores de frecuencia, que
traen como consecuencia la interrupción de operación de la maquinaria. Adicional a lo
anterior, se han presentado deterioros en los conductores por sobrecalentamiento y
daños en su aislamiento, situación que entorpece la labor de extracción, a razón del
mantenimiento y reemplazo de los cables de alimentación.
Por todo lo anterior, es necesario dar manejo a las distorsiones armónicas de gran
magnitud que puedan generar los inconvenientes previamente mencionados. Así
mismo, la prevención de interrupciones en la producción generará mayor beneficio
económico para la industria petrolera.
XII
XIII
1. Capítulo 1. Marco referencial
1.1. ANTECEDENTES Y MARCO REFERENCIAL
Con la llegada de la electrónica moderna y la gran afluencia de nuevos equipos (tales
como, motores de inducción, variadores de frecuencia y de velocidad, y la mayoría de
los electrodomésticos) se genera en la década de 1960 la inyección de cargas no
lineales al sistema, trayendo consigo la creación de distorsiones armónicas. (Rashid,
2004)
De acuerdo con la Comisión Electrotécnica Internacional (IEC), los armónicos son la
distorsión de la forma de onda eléctrica sinusoidal pura que conlleva a afectaciones a la
red, los niveles de armónicos se describen como la distorsión de armónicos total (THD)
y es expresada como un porcentaje del voltaje o corriente total, dicha distorsión puede
llegar a crear problemas a la red o al sistema si la suma de los armónicos sobrepasa
cierto límite. Para nuestro caso, la conexión de convertidores electrónicos de potencia
(Variadores de frecuencia y velocidad) (ABB, 2017) al SKID producirá el incremento de
perturbaciones a la red de tipo armónico; La interacción entre los armónicos de
secuencia positiva y negativa en un sistema eléctrico produce oscilaciones torsionales
en el eje del motor. Estas oscilaciones pueden ser potencialmente catastróficas si la
frecuencia resuena con la frecuencia mecánica natural del eje del motor. La presencia
de armónicos también eleva la temperatura de funcionamiento del motor. En un artículo
publicado en la Conferencia técnica de sistemas de potencia industriales y comerciales
(1998 IEEE) (IEEE, 1992), la presencia del tercer armónico en una instalación VFD que
funciona con una eficiencia del 10% puede hacer que la temperatura del motor aumente
en 6 °C , adicional a esto se crea Sobre temperatura en capacitores y en los casos más
severos, riesgo de explosión debido al rompimiento del dieléctrico. Las pantallas
electrónicas y la iluminación sufren intermitencias, interruptores automáticos pueden
dispararse, fallo en computadores y falsas lecturas de medidores. (ABB, 2016)
Lo anterior patentiza cómo la calidad de energía de un sistema puede verse
comprometida por la presencia de armónicos y lo oportuno que es llegar a ser un estudio
para definir causas y soluciones de dicha contingencia
1.2. Producción o extracción de petróleo:
El petróleo está Compuesto por una mezcla de materiales orgánicos, principalmente de
hidrocarburos insolubles en agua. Producto de la transformación de la materia orgánica
procedente de sedimentos y acumulada en trampas geológicas de forma natural durante
miles de años, de ahí que sea considerado un recurso limitado y no renovable. (Química,
2019)
A pesar de las nuevas tecnologías emergentes en materia de energía, el petróleo sigue
siendo el principal recurso para satisfacer las necesidades energéticas de la humanidad.
Razón por la cual su extracción y refinamiento sigue siendo un ejercicio comúnmente
practicado e indispensable para el movimiento de la economía mundial.
Se considera extracción o producción de petróleo al proceso en el cual se extrae el
hidrocarburo desde un yacimiento hasta el pozo y de allí a la superficie, para su posterior
XIV
conducción a la planta de refinería, donde se convertirá el crudo en todos sus derivados.
(PDVSA, 2015)
El proceso para la extracción de petróleo depende de varios factores; como los son la
ubicación del yacimiento y las características del terreno en excavación presenta (Tipo
de rocas a perforar, profundidad de yacimiento, características del crudo, etc.).
1.2.1. Sistemas de perforación:
Previo a la extracción de crudo, existe un proceso necesario para acceder al yacimiento,
que consiste en la perforación del subsuelo desde la superficie. Los métodos de
perforación más comunes son:
1. Método a percusión:
Consiste en la perforación del suelo mediante el movimiento alternado en subida y
bajada de un dispositivo capaz de romper, cortar y moler las formaciones rocosas
llamada Trépano. Para este proceso es necesario retirar con frecuencia el trépano y
sacar el material concebido por el martilleo constante, lo que genera grandes demoras
en la perforación, de ahí que esta alternativa se encuentre en desuso (Química, 2019).
Figura 1 Trépano petrolero. Obtenido de (Dreamstime, 2019)
Método a rotación:
Consiste en el movimiento rotativo del trépano, el cual es atornillado a una seria de
caños de acero modulares llamados barras de sondeo. Estas barras giran impulsadas
por una mesa rotativa que se encuentra en la superficie y que está unida por una
transmisión mediante una cadena accionada mediante motores (Química, 2019).
Cabe la pena aclarar que para ambos métodos es necesario el revestimiento de las
paredes del pozo mediante una cañería y cemento, la razón radica en las posibles
filtraciones de aguas o derrumbamientos causados por la misma perforación (Química,
2019).
XV
Figura 2 Método de perforación rotativo (Pazcona, s.f.)
Al finalizar la excavación es posible que ocurran dos situaciones: una, es que los fluidos
emerjan naturalmente o dos, Que no emerjan
1.2.2. Técnicas de levantamiento del crudo:
Una vez realizada la perforación y se haya alcanzado la profundidad del yacimiento, el
pozo comienza a producir por flujo natural, causado por la presión existente en el
subsuelo. Sin embargo, ese empuje natural se va debilitando a medida que se extraen
los fluidos del yacimiento hasta detener por completo la extracción de crudo.
Esto hace necesario aplicar técnicas de levantamiento artificial, con el objeto de
mantener los pozos en producción. Existen diferentes métodos y la escogencia de uno
de ellos dependerá de criterios técnicos y económicos pertinentes.
1.2.3. Levantamiento artificial por gas:
Consiste en inyectar, mediante compresores, gas de alta presión de una Obtenido de
externa a la tubería productora, ya sea directamente por su extremo superior o mediante
válvulas ubicadas a diferentes profundidades en la excavación, las cuales se accionan
respondiendo al nivel de la columna de petróleo y la presión del gas. El gas introducido
mezcla con la columna de petróleo o y lo impulsa hacia la superficie, por la acción
de expansión del gas. (PDVSA, 2015)
XVI
Figura 3 Esquema de levantamiento artificial de inyección por gas (PDVSA, 2015)
1.2.4. Levantamiento artificial por bombeo mecánico:
Utiliza una bomba reciprocante ubicada en el extremo inferior de la tubería productora,
capas de succionar el crudo mediante el movimiento del balancín ubicado en la
superficie. Esta bomba tiene la capacidad de permitir el ingreso del crudo y bloqueo de
la salida del líquido en dirección opuesta a la succión. (PDVSA, 2015)
XVII
Figura 4 Esquema de levantamiento artificial de bombeo por sistema mecánico (PDVSA, 2015)
1.2.5. Levantamiento artificial por bombeo electro sumergible:
Este sistema funciona mediante la acción de una bomba centrifuga ubicada en el
subsuelo. Tiene como principio fundamental levantar el fluido del yacimiento hasta la
superficie, mediante la rotación centrífuga de la bomba electrosumergible.
La potencia requerida por dicha bomba es suministrada desde el Skid, que no es más
que una estructura que dispone de equipos eléctricos y de control de alto poder.
(Vargas, s.f.)
XVIII
Figura 5 Esquema de levantamiento artificial por bombeo electro sumergible (Vargas, s.f.)
1.3. Skid petróleo:
Es un cerramiento creado para el alojamiento y protección de algunos de los equipos de
superficie requeridos para el funcionamiento del bombeo electrosumergible, en el están
ubicados los principales equipos eléctricos y de control encargados de suministrar la
energía y controlar el motor, como lo son el transformador desfasador, el variador de
frecuencia, el filtro seno y filtro LC. (Construshell, s.f.).
1.4. Control de velocidad de los motores polifásicos de A.C.
La velocidad del motor de inducción polifásica con una velocidad asíncrona puede
variarse de las siguientes maneras: (1) Cambiando la frecuencia aplicada al estátor, (2)
cambiando el número de polos tanto del estátor como del rotor, (3) mediante la
introducción de tensiones aplicadas al rotor de frecuencia deseada, (4) mediante control
de deslizamiento rotórico por medio del control reostático del rotor, o (5) mediante el
montaje del estátor sobre cojinetes y conduciéndolo con un motor auxiliar. (Kosow,
1998)
A continuación, se mostrarán las diversas maneras de controlar la velocidad de
polifásicos de motores en C.A.
1.4.1. Cambio de la frecuencia y de la tensión aplicadas a un estátor polifásico
Para un motor de inducción polifásico síncrono o asíncrono, con un número determinado
de polos, su velocidad síncrona puede variar dependiendo de la frecuencia de la tensión
aplicada a su estátor, por tanto, al variar la frecuencia, es necesario variar la tensión
aplicada de la misma forma y en la misma magnitud para mantener el mismo grado de
saturación e igual densidad de flujo en el entrehierro.
XIX
Para lograr un cambio de velocidad, se requiere disponer de una fuerza motriz externa
que permita accionar un alternador independiente a una velocidad variable para
modificar la frecuencia y la tensión aplicadas al estátor polifásico o monofásico y
presenta la ventaja de controlar la velocidad sin etapas sobre una amplia gama de
velocidades.
1.4.1.1. Variadores de frecuencia
Los variadores de frecuencia o variadores de velocidad convierten la corriente alterna
en corriente continua y nuevamente en corriente alterna a frecuencias de 0 a 120 Hz.
Son construidos en estado sólido y sus accionamientos proporcionan un medio
altamente confiable para variar la velocidad de la bomba. Tienen eficiencias de hasta
95% a toda velocidad y eficiencias de 70 a 75% a una velocidad de 40%, cuando
conducen motores de alta eficiencia. Las principales objeciones a estos variadores son
sus altos diseños, alta inversión y complejidad. Las unidades de frecuencia variable
están disponibles hasta 5000 caballos de fuerza con amplios rangos de reducción de
velocidad. Para el variador de frecuencia en AC, la electrónica de potencia es más
compleja que para el variador de DC, pero las ventajas del motor AC sobre el DC son
tan pronunciadas que los variadores de AC ahora son más económicos en muchas
aplicaciones y finalmente suplantará las unidades DC, aunque eso probablemente
tomará décadas. Los enfoques más sofisticados, como el uso del control orientado al
campo, han permitido que los variadores de AC coincidan con el rendimiento de los
variadores de DC. Hay dos enfoques básicos para los variadores de CA que se
distinguen en función de cómo se maneja la alimentación de DC de la etapa de entrada.
Si el filtro de enlace de DC es un condensador y la salida del inversor consta de pulsos
de voltaje del enlace, entonces es un variador alimentado por voltaje. Esta categoría
incluye todas las unidades con entradas de puente de diodos, como las unidades
moduladas por ancho de pulso (PWM). Por otro lado, si el filtro de enlace es un inductor
y la salida del inversor consta de pulsos de corriente, entonces es un variador
alimentado por corriente. En este grupo encontramos el ASCI convencional (inversor
alimentado por corriente conmutada automáticamente), el inversor conmutado por carga
(LC) y casi todos los demás accionamientos de motores de inducción que funcionan a
voltajes iguales o superiores a los 2.3kV. Vale la pena señalar que los diferentes tipos
de variadores generalmente usan diferentes dispositivos de conmutación, ya que las
diferentes propiedades se prestan a ciertos tipos de circuitos. Los transistores e IGBTS
se usan en unidades PWM: los tiristores se usan en unidades de CC, ASCIS y LCIS.
Los GTOS se puede utilizar en cualquiera de los circuitos del controlador. Estos cuatro
tipos de unidades (DC PWM, ASCIS y LCI) dominan el mercado de unidades de
velocidad variable de estado sólido. No hay una mejor unidad, todas tienen diferentes
combinaciones de características necesarias para definir los requisitos de la aplicación.
(Liptak, 1995)
El beneficio de usar un variador de frecuencia en arranque suave de motor, es que solo
puede ajustar el voltaje de salida, pero la frecuencia aplicada al motor se fija a la
frecuencia de línea. Por lo tanto, la corriente durante el arranque debe elevarse por
encima de la corriente a plena carga. Dependiendo de la aplicación, el límite de corriente
para un arranque suave puede establecerse a valores del 30400% de la corriente a
plena carga. Dado que el variador de frecuencia emite tanto una frecuencia variable
como un voltaje variable, el variador puede acelerar el motor con un par de carga
máxima, mediante el variador de frecuencia sin exceder la corriente de alimentación
completa del motor. El variador de frecuencia logra esto aumentando lentamente tanto
el voltaje aplicado como la frecuencia aplicada al motor. La cantidad de corriente
XX
consumida por un motor de inducción es una función del deslizamiento del motor. El
deslizamiento del motor establece la diferencia entre la velocidad síncrona del motor
(para la frecuencia del sistema aplicada) y la velocidad real. Al reducir el valor de la
frecuencia aplicada al motor, reducimos la velocidad síncrona para esa frecuencia y, por
lo tanto, Reducimos el valor del deslizamiento. Así es como un VFD puede acelerar un
motor desde velocidad cero a velocidad nominal, sin que la corriente se eleve por
encima de la corriente del motor a plena carga. (Blair, 2017)
En su forma más simple, los convertidores de frecuencia, además de su controlador,
comprenden tres componentes.
1. rectificador
2. enlace DC, y
3. inversor
Figura 0-6Variador de velocidad con un motor asíncrono y un convertidor de frecuencia Obtenido de (Jens Weidauer, 2014)
1.4.2. El cicloconvertidor
Son equipos que transforman directamente una onda de tensión alterna (trifásica o
monofásica) a otra de menor frecuencia. Se emplean para control de velocidad de
motores de inducción de elevada potencia con frecuencias bajas, desde 0 a 16 Hz.-No
son adecuados para producir frecuencias superiores a 1/3 de la de entrada. El
dispositivo consiste en tres bloques iguales de dos rectificadores trifásicos controlados
cada uno. El valor medio de la tensión de salida varía con el coseno el ángulo de disparo,
modificándose para obtener una variación senoidal. Las otras dos fases son iguales
pero desfasadas 120°
1.4.3. Rectificador inversor.
El control de tensión para obtener una relación U/f = cte. y además M= cte. se puede
lograr de dos formas:
1) variando la tensión continua de entrada al inversor, modulación por amplitud de
pulsos (PAM)
XXI
2) variando la relación entre tensión de continua a la entrada del inversor y la tensión de
alterna a la salida del mismo, modulación por ancho de pulso (PWM)
Todos los convertidores usan el mismo principio básico, la red está conectada con un
rectificador que transforma la corriente alterna en continua, la cual sin embargo no es
completamente lineal. Por lo tanto, se requiere un circuito intermedio para filtrarla. Y por
ultima, en el inversor se transforma en une nueva corriente alterna a frecuencia variable.
El circuito de control y regulación controla los componentes de tal manera que la relación
U / f de salida estén adaptadas entre sí. (Universidad nacional de Cuyo, 2012)
1.4.3.1. El inversor
El inversor contiene los dispositivos y las conexiones para transformar D.C. en A.C.
Existen dos configuraciones para un inversor trifásico alimentados desde una Obtenido
de D.C. El inversor de semionda utiliza únicamente tres SCRs pero produce una
componente de D.C. en la forma de onda de la carga de salida, o en el devanado
estatórico de un motor de A.C. polifásico. El inversor de onda completa en puente
trifásico, utiliza 6 SCRs y presenta la ventaja de no contener ninguna componente de
D.C. para las cargas trifásicas balanceadas, contiene tres métodos fundamentales de
sintetizar la forma de onda de salida mediante el control de la anchura de impulso y de
la forma de onda aplicada a las puertas de los SCRs
Figura 0-7Forma de salida de onda para un rectificador Obtenido de (Jens Weidauer, 2014)
1.4.4. Variación del número de polos del devanado estatórico de un motor polifásico
La variación de velocidad cambiando el número de polos únicamente permite alcanzar
unos pocos valores (hasta cuatro) de velocidad de sincronismo diferentes, ya que el
número de pares de polos sólo puede adoptar valores enteros y, en consecuencia, no
se puede variar de forma continua. Los devanados del estator y del rotor de un motor
asíncrono deben tener el mismo número de polos. Por lo tanto, estos métodos exigen
modificar el número de polos en ambos devanados
En una jaula de ardilla las corrientes en las barras se originan por inducción
electromagnética y dan lugar a un campo magnético del mismo número de polos que el
que actúa sobre ella. Es decir, un rotor de jaula de ardilla adapta automáticamente su
número de polos al del estator y, de esta manera, ambos devanados siempre tienen el
mismo número de polos. Por lo tanto, los motores con modificación del número de polos
XXII
son siempre de jaula de ardilla y en ellos basta con cambiar el número de polos del
devanado del estator. El cambio del número de polos no se utiliza en los motores de
rotor devanado porque esto exigiría que el devanado del rotor también tuviera que
conmutar su número de polos y complicaría enormemente el diseño y el manejo de estos
motores. Así pues, los motores asíncronos en los que se puede modificar el número de
polos son máquinas de jaula de ardilla cuyo estator dispone, bien de dos devanados
trifásicos independientes, cada uno de ellos con un número de polos distinto; o bien de
un sólo devanado trifásico con un diseño especial que admite diferentes formas de
conexión para modificar su número de polos. En el arranque de estos motores se
aprovecha el que se puede variar su velocidad y se hace siempre de forma gradual,
iniciando el arranque a la velocidad más baja para luego conmutar progresivamente a
las velocidades más altas. De esta manera, el arranque es más suave y da lugar a un
menor calentamiento del motor
1.4.4.1. Devanados independientes con distintos números de polos
Este método consiste en emplear devanados independientes en el estator, con
diferentes números de polos y energizar solamente uno cada vez. Por necesidades
constructivas, el uso de devanados independientes con distintos números de polos sólo
admite un máximo de dos devanados independientes. Constructivamente los
devanados van alojados en las mismas ranuras, ocupando cada uno la mitad de las
mismas. Mediante un conmutador se conecta un devanado a la red, al mismo tiempo
que se desconecta el otro, con lo cual en el devanado desconectado no se circula
ninguna corriente por tener su circuito abierto. Con dos bobinados independientes se
desaprovecha tanto el hierro como el cobre debido a que al mismo tiempo solamente se
utiliza media ranura. De esto resulta que estos motores son de bajo rendimiento, mayor
tamaño y alto coste. Por esta razón, siempre que sea posible se prefiere utilizar un único
devanado que sea capaz de proporcionar dos velocidades diferentes antes que dos
devanados separados. Si en cada uno de estos devanados se usa la conexión
Dahlander o la PAM, se pueden llegar a conseguir hasta cuatro velocidades de
sincronismo diferentes (ya que cada uno de los dos devanados independientes podría
proporcionar a su vez dos velocidades de sincronismo). (Pozueta, 2017)
• Conexión Dahlander
Mediante la conexión Dahlander se consigue que un mismo devanado funcione con dos
números de polos diferentes que siempre están en la proporción 2:1. En consecuencia,
mediante esta conexión se pueden obtener dos velocidades de sincronismo distintas
que guardan la proporción 1:2; es decir, una es la mitad de la otra.
En los devanados de corriente alterna una fase está constituida por varios grupos
polares distribuidos a lo largo de la circunferencia del entrehierro. Un grupo polar es un
conjunto de bobinas de la misma fase conectadas en serie que están alojadas en
ranuras contiguas y que actúan conjuntamente para generar los mismos polos. Los
grupos polares se conectan entre sí para constituir una fase del devanado. Si el diseño
del bobinado hace que cada grupo polar genere un par de polos cuando circula corriente
por él, el devanado es por polos consecuentes y si cada grupo polar solamente origina
un polo magnético, el devanado es por polos.
En un motor Dahlander cada fase del estator está divida en dos mitades. Una mitad
incluye todos los grupos polares pares de la fase y la otra incluye a todos los grupos
polares impares. Inicialmente el devanado es por polos consecuentes y para reducir el
número de polos a la mitad (y así duplicar la velocidad de sincronismo) lo que se hace
XXIII
en cada una de las fases del estator es cambiar el sentido de la corriente en una de sus
mitades manteniendo el mismo sentido de la corriente en la otra mitad. De esta manera
el devanado pasa a ser por polos. (Pozueta, 2017)
La Figura que ejemplifica lo anterior es mostrada en la imagen No. 11
Figura 0-8 Conexión Dahlander Obtenido de (Pozueta, 2017)
lustración 0-90-10 Ejemplo de cómo una fase puede generar tanto 8 polos (a) como 4 polos (b) Obtenido de (Pozueta, 2017)
Las dos mitades de una fase de un devanado Dahlander se pueden conectar entre sí
de dos maneras:
(a): La conexión serie corresponde al mayor número de polos (velocidad baja) y la
conexión paralela al menor número de polos (velocidad alta).
(b): La conexión paralela corresponde al mayor número de polos (velocidad baja) y la
conexión serie al menor número de polos (velocidad alta).
XXIV
Figura 0-11 Formas de conexión Dahlander Obtenido de (Pozueta, 2017)
1.4.5. Control de la resistencia secundaria de los motores de inducción de rotor
bobinado
La inserción de una resistencia rotórica suplementaria en un WRIM produce un
incremento del deslizamiento del rotor. El motor de inducción de rotor bobinado se
emplea con control de la resistencia secundaria para cargas de naturaleza intermitente,
requiriendo par de arranque elevado y aceleración y desaceleración rápida. Debido a
que la velocidad y el deslizamiento de un motor de inducción de rotor bobinado son
proporcionales a la resistencia, se denomina control de deslizamiento
1.5. UNIDADES MODULADAS POR ANCHO DE PULSO (PWM)
Es un circuito simple, con un puente de diodos de entrada, un enlace de voltaje DC fijo y seis interruptores de salida. El control de la tensión y frecuencia de salida se realiza mediante la modulación de los transistores. El voltaje del enlace DC se aplica al motor en pulsos de corta duración al encender y apagar los transistores. La duración de los pulsos y su espaciado controla el espectro armónico de la salida. El objetivo es tener una gran cantidad fundamental y tan insignificante de armónicos como sea posible. El inversor determina la amplitud y frecuencia de la tensión del motor, pero la corriente del motor está determinada por los parámetros y la carga del motor (Rashid, 2004). Los variadores PWM modernos cambian rápidamente (mayor que I kHz para transistores; mayor que 10 kHz para IGBTS) para que se obtengan los armónicos de bajo orden como
XXV
corriente de motor sinusoidal. Las mejores estrategias de modulación requieren una lógica combinatoria muy compleja o un procesamiento informático rápido en tiempo real, características que ahora están fácilmente disponibles en unidades PWM. (Liptak, 1995) Las técnicas PWM se pueden clasificar en dos grupos principales: modulación basada en portadora y modulación vectorial. La modulación basada en portadora es simple, presenta bajo tiempo computacional y fácil implementación. La modulación vectorial presenta mejor desempeño: menor contenido armónico, secuencias de conmutación óptimas y mayores voltajes. En esta técnica se obtiene un mayor aprovechamiento del voltaje del bus DC, En la modulación basada en portadora las señales de conmutación por fase son independientes, mientras en la modulación vectorial las señales de las tres fases están integradas en el mismo algoritmo (Duberney Murillo-Yarce1, 2017) La técnica más utilizada en la modulación basada en portadora es la modulación sinusoidal PWM (SPWM). En esta técnica la señal de referencia de naturaleza sinusoidal es comparada con una señal triangular de alta frecuencia. Así, las señales PWM obtenidas para cada rama guardan en forma implícita la frecuencia y la forma de la señal de referencia. En la modulación vectorial PWM (SVPWM), se obtiene una secuencia de conmutación asociada a vectores adyacentes según la posición del fasor del voltaje de referencia. Dependiendo de la simetría de las señales y del cambio de estado de los dispositivos, esta modulación puede ser continua o discontinua. En la modulación SPWM la señal sinusoidal de frecuencia constante (moduladora) se compara con una señal triangular de mayor frecuencia (portadora), para definir las señales de conmutación de dispositivos de la misma rama que generan la señal de referencia de una fase. Para obtener las referencias de las otras dos fases, se repite el proceso considerando señales de la misma amplitud y desfasadas 120 grados. Una relación importante es el índice de modulación que relaciona la amplitud de la moduladora y la portadora
Figura 12 Modulación SPWM monofásica. Obtenida de (Duberney Murillo-Yarce1, 2017)
La modulación SVPWM, se basa en los vectores de conmutación que son los posibles estados de los dispositivos del puente inversor. El vector está formado por tres dígitos binarios, uno asociado a cada rama. Por ejemplo, el vector (110) implica que el dispositivo superior de la primera rama está activado (S1 ON), lo mismo que el dispositivo superior de la segunda rama (S2 ON), mientras que el dispositivo superior
XXVI
de la tercera rama está desactivado (S3 OFF). El estado de los dispositivos inferiores es contrario al del dispositivo superior, para evitar cortocircuitar el elemento almacenador de energía. Con los posibles estados de conmutación se obtiene el espacio vectorial definido en el plano complejo 𝛼𝛽, donde se ubica el vector volta-je de referencia. En Fig. 8 se observa el espacio vectorial y en la siguiente Tabla, la correspondencia de los vectores de conmutación en coordenadas 𝛼𝛽.
Tabla 1 Vectores de conmutación en coordenadas 𝛼𝛽.
Figura 13 Modulación SVPWM (sextantes). Obtenido de (Duberney Murillo-Yarce1, 2017)
La modulación SPWM sigue tres pasos fundamentales: selección de vectores, tiempos
de aplicación y diseño de la secuencia en el período de conmutación. La posición del
vector de referencia se evalúa en cada período de muestreo, precisando los vectores
de conmutación activos, que con los vectores nulos y los tiempos de conducción
correspondientes, finalmente definen la secuencia de conmutación para el próximo
período. Existen varias secuencias de conmutación posibles que se justifican por la
libertad de distribuir el tiempo de aplicación del vector nulo entre los vectores nulos 𝑣0
y 𝑣7, y por los diferentes órdenes posibles para la aplicación de los vectores en un
mismo período de conmutación.
En Fig. 8, se observa cómo el vector de referencia 𝑣𝑠 se descompone en los vectores
adyacentes 𝑣1 y 𝑣2. El vector 𝑣1 actúa durante un tiempo 𝑡𝑎 y el vector 𝑣2 durante el
XXVII
tiempo 𝑡𝑏 para sintetizar el vector 𝑣𝑠. El vector nulo (𝑣0 ó 𝑣7) actúa durante el tiempo 𝑡0
que corresponde al intervalo faltante del período de conmutación 𝑇 , (𝑡0=𝑇𝑠−𝑡𝑎−𝑡𝑏).
Según el método de cálculo de la secuencia de conmutación, la técnica SVPWM se
puede clasificar como continua o discontinua. La diferencia consiste en que en la
modulación discontinua una de las ramas del inversor no se controla durante el período
de conmutación, mientras que en la modulación continua sí hay control sobre cada rama
en cada intervalo.
La modulación discontinua tiene la ventaja de disminuir las pérdidas de conmutación,
pero incrementa el contenido armónico de las señales de salida. Después de seleccionar
entre conmutación continua o discontinua, aún queda pendiente definir el orden de
aplicación de los vectores. Se utilizan secuencias centradas en el intervalo de
conmutación para minimizar pérdidas. En Fig. 9, se describe una secuencia de
conmutación continua y una secuencia discontinua, válidas para el vector de referencia
𝑣𝑠 mostrado en Fig. 8. En la secuencia discontinua se usó el vector nulo 𝑣7. Una señal
de conmutación diferente se hubiera obtenido con el vector nulo 𝑣0. Ambas secuencias
son factibles. (Jayaprakash Sabarad, 2015)
Figura 14 Secuencia de conmutación técnica SVPWM: a) Continuo, b) Discontinuo. Obtenido De
(Duberney Murillo-Yarce1, 2017)
XXVIII
2. Capítulo 2. Análisis de distorsión armónica en plantas de extracción petrolera
Durante el desarrollo del proyecto, se realizaron tres visitas a campo con el fin de
determinar las condiciones en las que se encontraba el sistema y así poder determinar
el origen de las fallas. De estas visitas, se logró determinar mediante el uso de un
analizador de red la situación actual del proyecto, encontrando la óptima solución al
inconveniente.
A continuación, se mostrará el método de medición que se utilizó para determinar las
variables eléctricas del sistema, la disposición de equipos y las diferentes formas de
conexión que se ejecutaron en cada uno de los reportes.
2.1. Medición de variables eléctricas
De acuerdo con el desarrollo de los objetivos expuestos en el inicio de este documento,
el siguiente punto a examinar es la medición en sitio de las variables eléctricas presentes
en el sistema, a continuación, se mostrará la disposición de la ubicación de los equipos,
el diagrama unifilar del sistema, el equipo de medida utilizado, y las diferentes formas
de conexión que permitirán la realización del presente proyecto.
2.1.1. Aparato de medición
A lo largo del estudio de distorsión armónica realizado en la planta de extracción
petrolera, se hizo uso del aparato de medición y analizador de calidad de energía
llamado Dranetz y que posee las siguientes características:
1. Nombre del dispositivo: Dranetz HDPQ Visa and HDPQ Visa SP – Measured Parameters
2. Rango de medida de voltaje RMS: 1000Vrms, AC/DC, +/- 0.1%
3. Trasientes – Range probe dependent
4. Frequencia: 10 segundos por ventana
5. 16-25Hz, 42.5-69Hz, +/- 0.01Hz
IFigura 0-15. Dranetz HDPQ Visa and HDPQ Visa SP – Measured Parameters Obtenida de (Dranetz HQ, 2015)
XXIX
2.1.2. Método de medición
Para cada uno de los puntos se tomaron mediciones entre 6 a 15 horas, durante los 6
días en los que estuvo el personal en campo.
La adquisición de datos se programó con toma de mediciones cada minuto en los cuales
se obtenía el valor máximo, mínimo y promedio del lapso de tiempo programado.
Adicionalmente el equipo está programado en guardar datos cuando se presenta una
distorsión, falla o problema en la red, los cuales quedan grabados tanto en magnitud
como en oscilo grafía.
El tipo de conexionado que se realizó corresponde a una red trifásica en delta a 3
hilos, con medición de corrientes en secundario de CT´s.
Figura 0-16 Método de medición delta – Obtenida de (Dranetz HQ, 2015)
2.1.3. Disposición de equipos y diagrama unifilar
El SKID a relacionar en este trabajo , es el encargado de regular y ajustar la velocidad
de los motores que extraen el crudo del subsuelo, para desarrollar tal función, el sistema
deberá contener los siguientes elementos.
2.1.3.1. Listado de componentes
1. Reactor de línea KTR90A65HG
XXX
El reactor utilizado en este proyecto fue el KTR90A65HG, de la marca TCI, Es un
componente eléctrico, que consiste en una o más bobinas inductoras o transformadoras,
cada elemento es cableado en serie con una fase del circuito, generalmente entre la
Obtenido de de poder y la carga eléctrica. De acuerdo con las propiedades de un
inductor, el reactor en línea se opondrá a cambios rápidos en la corriente y/o
frecuencias. Este dispositivo sirve también para atenuar picos de corrientes.
Figura 18 Distorsión armónica sin Reactor de línea (Transcoil, 2019)
2. Variador ACS880 Marca ABB
El ACS8801 es un convertidor para controlar motores asíncronos de inducción de CA,
motores síncronos de imanes permanentes, servomotores de inducción de CA y
motores síncronos de reluctancia de ABB (motores SynRM). El ventilador de
refrigeración principal está controlado por velocidad y el ventilador de refrigeración
auxiliar está controlado por activación/desactivación.
Circuito de potencia
Figura 19 Circuito de potencia variador ACS8801 (ABB, 2019)
Donde:
1 Rectificador. Convierte la corriente y la tensión alterna en corriente y tensión continua.
2 Bus de CC. Circuito de CC entre el rectificador y el inversor.
3 Inversor. Convierte la corriente y la tensión continua en corriente y tensión alterna.
4 Chopper de frenado. Conduce el exceso de energía del circuito intermedio de CC del
convertidor hacia la resistencia de frenado cuando es necesario. El chopper funciona
Ilustración 17 Distorsión armónica con Reactor de línea (Transcoil, 2019)
XXXI
cuando la tensión del bus de CC sobrepasa un límite máximo determinado. El
incremento de tensión se debe principalmente a la deceleración (el frenado) de un motor
de alta inercia. El usuario obtiene e instala la resistencia de frenado en los casos
necesarios. (ABB, 2019)
3. Filtro de onda sinusoidal MotorGuard marca LCI
Las Obtenido des de alimentación moduladas por ancho de pulso (PWM) y las unidades
de frecuencia variable (VFD) se utilizan generalmente para mejorar la eficiencia
energética. Sin embargo, un inconveniente importante de usar Obtenido des de energía
PWM y VFD es que la salida es una forma de onda cuadrada, lo que puede causar
daños importantes en el motor. Las aplicaciones críticas, como los sistemas HVAC y el
trabajo en campos petroleros, requieren una forma de onda de salida más sinusoidal.
El filtro de onda sinusoidal KMG MotorGuard de TCI convierte la forma de onda PWM
en una forma de onda casi sinusoidal al eliminar la frecuencia portadora, lo que permite
que las aplicaciones sensibles aprovechen las eficiencias y ahorros que pueden ofrecer
las Obtenido des de alimentación de salida PWM y los VFD.
4. Transformador trifásico de frecuencia variable (SUT) de 260 KVA
Los transformadores de frecuencia variable (SUT) son utilizados para alimentar las
bombas electro sumergibles en los pozos petroleros; tiene la particularidad de abarcar
un gran rango de tensiones y por ende un gran rango de corrientes. Soporta las
variaciones en frecuencia entre 10 y 90 Hz al ser multi-frecuencial. Estos son utilizados
cuando se requiere alimentar motores cuya velocidad es controlada por variadores de
frecuencia. Usualmente se dispone de un transformador tipo polifásico
(hexafásico o dodecafásico) que alimenta al variador con tensión alterna, la cual es
rectificada controladamente, para disminuir el rizado en la tensión rectificada
5. Bomba electro sumergible
El sistema de bombeo electrosumergible (B.E.S) es un sistema de levantamiento
artificial que emplea la energía eléctrica convertida en energía mecánica para levantar
una columna de fluido desde un nivel determinado hasta la superficie, descargándolo a
una determinada presión. (La comunidad petrolera, 2019)
Una unidad típica de bombeo electrosumergible está constituida en el fondo del pozo por los siguientes componentes: motor eléctrico, protector, sección de entrada, bomba electrosumergible y cable conductor. Las partes superficiales son: cabezal, cable superficial. Tablero de control, transformador.
XXXII
2.1.3.2. Diagrama unifilar
Figura 20 Diagrama unifilar del sistema. Obtenida de fuente propia
XXXIII
• Filtro de entrada
Figura 21 Diagrama de filtro de entrada. Obtenida de fuente propia
XXXIV
• Filtro de salida
Figura 22 Diagrama de filtro de salida. Obtenida de fuente propia
XXXV
2.2. ANÁLISIS DE MEDICIONES
Las medidas eléctricas se enfocaron básicamente en la verificación de los niveles de armónicos que se están presentando en cada uno de los puntos de medición, no obstante, se obtuvieron datos de todos los parámetros eléctricos y de las distorsiones y fallas que se presentaron en el sistema durante el tiempo de adquisición de datos.
Los principales datos que se determinaron en este análisis corresponden a los siguientes:
Corriente RMS
Factor de Potencia (FP)
Distorsión Armónica Total corriente % (I THD %)
Distorsión Armónica Total corriente magnitud (I THD Rss)
Espectro de armónicos (25 armónicos)
Distorsión de Onda de corriente
2.3. Análisis de reportes de campo
A continuación, se mostrarán los diferentes reportes del estudio, donde se mostrarán
los datos recopilados de acuerdo al punto de conexión del analizador de red y su
respectivo análisis
2.3.1. Reporte número 1.
En este reporte se evidencia el comportamiento de las señales de corriente, la distorsión
armónica total de corriente, el espectro de armónicos de corriente y la forma de onda en
diferentes puntos de conexión del Dranetz
El diagrama de conexión es el que se evidencia en la siguiente Figura y la conexión
evidencia la salida de las Líneas 1, 2 y 3 para el primer grupo de condensadores. El
objetivo de esta medición es evidenciar el THD de este banco de condensadores, con
el fin de determinar el estado de estos. El nombre dado a la señal fue el siguiente-SKID
RB-1445H, CLUSTER 371, PUNTO -XOUT:L1, -XOUT:L2, -XOUT:L3
XXXVI
2.3.1.1. Conexión número 1
Figura 24 Forma de conexión No. 1. Obtenida de fuente propia
Corriente RMS
La señal obtenida de corriente RMS en el banco de condensadores 1, es la mostrada, en la siguiente imagen, el rango de corriente de la gráfica es de 0 a 200 A. Esta detalla que el comportamiento de la corriente es el mismo para las tres fases, donde aproximadamente a las 21:30 se presenta un pico de corriente causado a razón de una corriente de arranque que alcanza los 200 A. A las 22:30 ocurre un declive en la señal,
XXXVII
para luego ser atenuada a partir de las 11 pm, donde se estabiliza el motor. La corriente promedio de la gráfica es de 22 A
Figura 25 Diagrama de corriente RMS- Conexión No. 1. Obtenida de fuente propia
Distorsión Armónica Total corriente % (I THD %)
Los porcentajes de distorsión total de corriente son bastante elevados, incluso cuando se presentan los mínimos valores de THD. Indicando que el espectro de corriente dentro del rango de horarios escogido, no se encuentra dentro del estándar y presenta la inserción de armónicos a la red que provocan distorsión en las señales. El máximo valor se presenta en el arranque de los motores, donde la forma de la señal se ve drásticamente modificada debido a la alta corriente que se produce.
Figura 26 THD Conexión No. 1. Obtenida de fuente propia
XXXVIII
Distorsión Armónica Total corriente magnitud (I THD Rss)
La distorsión armónica total de corriente cuando se atenúa la señal, y que evidencia en este periodo de tiempo (10:00 a 18:00), muestra una señal con un promedio máximo de 12.55 y que no cumple los estándares requeridos por la IEEE 519.
Figura 27 THD magnitud- Conexión No. 1. Obtenida de fuente propia
XXXIX
Espectro de armónicos de corriente
La gráfica de Espectro de armónicos de corriente detalla que, durante el arranque del motor, se presentaron porcentajes de armónicos bastante elevados, comparados con su frecuencia fundamental. Los espectros de armónicos más altos ocurren en las frecuencias del orden de los 900 Hz hasta los 1200 Hz
Figura 28 Espectro de armónicos de corriente Conexión No. 1 Obtenida de fuente propia
Onda distorsionada
La Figura muestra una onda de voltaje sinusoidal definida distorsionada y una onda de corriente con forma de onda no definida, se observa que el THD es lo bastante alto para modificar la señal sinusoidal durante un intervalo de 2 minutos.
Figura 29 Onda distorsionada Conexión No. 1 obtenida de fuente propia
XL
2.3.2. Conexión 2:
El diagrama de conexión del analizador de red dentro del sistema, fue el siguiente y se
realizó con el fin de determinar el estado de la red antes del filtro, para así determinar la
importancia de la incursión de uno en la red que permita solucionar los problemas
presentados en el sistema.
• Conexión realizada en: SKID RB-1445H, CLUSTER 371,
• Puntos de conexión de aparato de medida: LR3:L1_COUT, -LR3:L2_COUT,
-LR3:L3_COUT
Figura 30 Modo de conexión No. 2 Obtenida de fuente propia
Corriente RMS
Las gráficas seleccionadas a ser analizadas fueron en las que se presentaba una condición atípica en el sistema, con el fin de determinar soluciones efectivas a condiciones críticas. En esta Figura se observa un arranque programado a las 10 am que genera un pico de corriente de hasta los 120 A. seguido de una onda de corriente
XLI
que se mantiene constante a lo largo del intervalo de tiempo de 16 horas. Se observa una forma de onda de corriente sin forma sinusoidal, con gran distorsión armónica en ella.
Figura 31 Corriente RMS – conexión No.2 Obtenida de fuente propia
Distorsión Armónica Total corriente % (I THD %)
La distorsión armónica
El arranque programado a las 10:00 de la mañana genera una distorsión armónica de corriente en un intervalo de media hora, donde se genera un pico máximo de 360% comparado con una onda sinusoidal para la fase C. Esta distorsión en la forma de onda genera altos niveles de armónicos que deben ser mejorados a través de este estudio de calidad de potencia.
Figura 32 THD Porcentual-– conexión No.2 Obtenida de fuente propia
XLII
Distorsión Armónica Total corriente magnitud (I THD Rss)
La corriente de arranque en el sistema se eleva a valores de 84 para la fase A, 87 para la fase B, y 90 para la fase C. En términos de corriente arranque se establece que es una elevación normal y que se encuentra dentro de los estándares establecidos de tres veces la corriente nominal
Figura 33 THD Magnitud– conexión No.2 Obtenida de fuente propia
Onda distorsionada
La forma de onda en este punto para la corriente evidencia un THD bastante alto que modifica drásticamente la forma de la onda. Se establece que los conductores que conectan el sistema al filtro de salida capacitivo deben ser cambiados ya que presentan avería, además de re establecer la dimensión del mismo.
XLIII
Figura 34 Forma de onda distorsionada – conexión No.2
2.3.3. Conexión 3
La conexión número tres se va a presentar en la salida del filtro sinusoidal. Esta medición se toma con el fin de evaluar la calidad de la señal en la salida y determinar si el filtro está operando de manera correcta o si necesita volver a ser diseñado.
Señal tomada del Skid RB-1445H, Cluster 371
Puntos de conexión de analizador de red L1, L2 y L3
Nombre de la señal: SKID RB-1445H, CLUSTER 371, PUNTO -LR3:L1_COUT, -
LR3:L2_COUT, -LR3:L3_COUT
Diagrama de conexión de la señal:
XLIV
Figura 35 Forma de conexión No.3 Obtenida de fuente propia
XLV
Corriente RMS
La ilsutración de corriente RMS, evidencia una señal de corriente trifásica con forma de onda establecida y con tendencia a parecerse a una forma de onda modelada por ancho de pulso. Comparado con las señales anteriores, se ve la importancia del filtro del sistema, a razón de que la forma de onda de esta señal es definida.
Figura 36 Corriente RMS- Conexión No.3 Obtenida de fuente propia
Distorsión Armónica Total corriente % (I THD %)
La gráfica de distorsión armónica de corriente evidencia una fluctuación en su forma de onda con un pico de señal mostrado para el rango comprendido entre las 16:30 y las 18:00. Donde hay una elevación de distorsión de forma de onda que alcanza el 8.65% para la fase A del sistema. Para el correcto diagnóstico de esta imagen, se evaluaron las condiciones de la planta en ese espacio de tiempo, donde se determinó que para este mismo memento se presentó una caída de tensión en la red que alimenta el SKID, ocasionando problemas en la señal de corriente que se está evaluando.
XLVI
Figura 37 THD Porcentual - Conexión No.3 Obtenida de fuente propia
Distorsión Armónica Total corriente magnitud (I THD Rss)
Esta gráfica se obtiene de la suma RSS de los armónicos del 2º al enésimo dividido por el nivel eficaz de la señal total (fundamental más armónicos más ruido), diferente a la anterior, donde la suma RSS de los armónicos se divide por el nivel rms de la señal fundamental en lugar del nivel rms de la señal total. Dicho esto, al evaluar esta gráfica se evidencia que para el mismo intervalo de tiempo de la señal anterior hay un sag de corriente que distorsiona la forma de señal reflejada en la gráfica anterior
Figura 38 THD Magnitud - Conexión No.3 Obtenida de fuente propia
XLVII
Onda distorsionada
Los resultados mostrados en esta gráfica evidencian una forma de onda con un THD bajo, si bien debe ser corregido ya que supera los parámetros establecidos por la IEEE, no presenta distorsiones armónicas relevantes como las mostradas en anteriores disposiciones de conexión del analizador. De esta gráfica se puede concluir que el filtro armónico está cumpliendo su función pero debe ser ampliado con el fin de reducir las distorsiones a menos del 5%.
Figura 39 Onda distorsionada - Conexión No.3 Obtenida de fuente propia
2.4. Análisis de datos recolectados
El THD en las dos primeras mediciones (puntos 5.1 Y 5.2) es un valor que no aplica, ya que se está midiendo en un punto de carga capacitiva el cual inyecta este tipo de corriente hacia el punto de medición por lo que dan esos valores tan altos en el THD.
A la salida del variador hacia el SUT se puede evidenciar una medición y dentro de los valores que se esperan de disposición armónica para este tipo de aplicación. Para esta medición únicamente se tomó en cuenta el área marcada en azul de la gráfica, la cual corresponde al momento después en que se repone de una falla de energía. Los resultados obtenidos en THD de corriente están entre 5% a 7%.
Dentro de las mediciones que se tomaron en los puntos a la salida del filtro hacia los condensadores se evidencio un pico de corriente mayor en comparación con las otras dos fases, tal como se evidencia a continuación en el momento del arranque del equipo.
Figura 40 Corriente RMS análisis 1 Obtenida de fuente propia
Como se evidencia en la gráfica durante el momento de arranque, la corriente llega hasta aproximadamente 500 A en comparación con la de las fases A y B tomando valores por el orden de 80 a 90 A.
En las mediciones tomadas a la salida del filtro hacia el SUT se evidencia un comportamiento similar en una de las fases.
XLVIII
Esta actividad evidencia un pico de corriente no usual en el momento del arranque y posteriormente se observa una corriente de 200 a 300 amperios durante un periodo de tiempo importante. Esta primera identificación nos arroja un síntoma importante y nos conduce a desarrollar pruebas adicionales que nos permitan llegar a la causa raíz del evento de calentamiento en los cables.
Figura 41 Corriente RMS análisis 2 Obtenida de fuente propia
2.4.1. Conclusiones del reporte No. 1
Después de analizar la información recolectada con el analizador de redes Dranetz es necesario realizar un análisis mucho más enfocado al banco de condensadores y al VFD, para lo cual se sugiere realizar las siguientes pruebas:
1. Debido a que únicamente se realizó mediciones en el condensador C10, (en el cual se creía que estaba una posible raíz del problema), la tendencia de corriente en este punto no evidencia ningún desbalance en las mismas, por lo que es necesario realizar nuevamente mediciones a la salida del filtro hacia los condensadores y en cada uno de los condensadores
2. Posterior a esto, intercambiar todos lo condensadores y nuevamente tomar mediciones en los puntos arriba mencionados.
3. De igual forma también se recomienda tomar mediciones de impedancia en cada una de las fases del filtro
4. Reemplazo de conductor que comunica al variador al filtro, por uno que tenga mayor capacidad.
5. Realización de las siguientes pruebas del VFD
a. Invertir el conexionado de dos fases en el variador (vía física o virtual) y determinar si al hacerlo, se presenta este pico de corriente en alguna de las fases para así poder descartar el VFD o el filtro.
b. Revisar los siguientes parámetros en el VFD: límite de corriente en el variador, tipo de control, los datos del filtro en el VFD,
c. Realizar una prueba en vacío del VFD desconectando todo aguas abajo del mismo y tomar la respectiva tendencia de corriente.
XLIX
3. Capítulo 3. Simulación y Medición de la problemática de la distorsión
armónica
Para la realización de este capítulo se tuvieron en cuenta las conclusiones a las que se llegó en el reporte anterior, donde se tomaron medidas en los puntos indicados y se realizaron los cambios sugeridos. El resultado de las mediciones es el siguiente:
3.1. Revisión de componentes del filtro de salida
• Medición de capacitancia en los capacitores del filtro de salida: Se realiza medición de los valores de capacitancia en cada uno de los condenadores.
Tabla 2 Medición de capacitancia en los capacitores del filtro de salida
L1-L2 L2-L3 L3-L1
C10 (µf)
38.4 38.5 38.4
C20 (µf)
11.3 11.4 11.4
C30 (µf)
19.1 19.3 19.2
• Medición de aislamiento de la inductancia del filtro de salida:
Tensión de prueba: 500V Equipo utilizado: Fluke 1550C Tiempo de muestra: 1 minuto
Tabla 3 Medición de aislamiento de la inductancia del filtro de salida
L1-L2 L2-L3 L3-L1
R (GOhm) 86 50.26 78.5
L1- T L2-T L3-T
R (GOhm) 10.16 9.88 9.72
3.2. Monitoreo de variables eléctricas en el filtro de salida
• Se conexiona y configura el analizador de redes para monitorear las variables eléctricas de tensión y corriente en el filtro de salida a partir de 50 Hz, al llegar a los 52,7 Hz se evidencia un incremento en las corrientes que van hacia los condensadores.
L
Tabla 4 Corriente en cada fase a 50Hz
50 Hz Amarilla Naranja Café
IC10 (A) 10.6 12 11.8
IC20 (A) 3.4 3.8 3.1
IC30 (A) 5 6 5.6
Tabla 5 Corriente en cada fase a 52.7 Hz
52.7 Hz Amarilla Naranja Café
IC10 (A) 50 48 48
IC20 (A) 16 15.5 14.3
IC30 (A) 26 28 27,3
Como se evidencia la corriente en C10 es mucho mayor que las que soporta el cable instalado (12 AWG), por lo que se procede a realizar el cambio de cable por un conductor de mayor capacidad de corriente (8 AWG) 3.3. Trabajos realizados en el variador de frecuencia 3.3.1. Revisión de condiciones iniciales del variador
Se toman datos del variador, del motor de fondo y del SUT .
Tabla 6 Condiciones iniciales del variador
Datos del variador de frecuencia Serial
Aplicación: ESP ACS880 Código: ACS8801-361A-5
1180304866
Tensión: 380 a 500V
Corriente: 361ª
Potencia: 200KW
Bastidor: R9
Panel de Control: Wireless
Modelo: ACS-AP-W Estado: OK D7494706
Módulo de Comm: Ethernet
Modelo: FENA-21 Estado: OK
Datos de placa del motor ingresados
Potencia: 196 KW
Tensión:
480 (2712 V)
Corriente:
345 (61 A)
Velocidad
3600 RPM
3601
LI
3.3.1.1. Revisión de las condiciones del vfd Se realizan mediciones estáticas a los semiconductores de potencia, ajuste de torque en las señales de control y verificación de los parámetros del VFD. Durante la verificación de los parámetros se revisan los datos de motor y los parámetros de la bomba. 3.4. Evaluación de desempeño filtro y variador de frecuencia
La evaluación se realizó determinando el rendimiento del filtro sinusoidal (MSD) TCI MotorShield 40HP /55 Amp y el variador de frecuencia ABB ACS880 60Hp 480 V, utilizando los parámetros ABB ACS ajustados a la recomendación del uso de una frecuencia fija de salida. El ACS880 generalmente usa un control de frecuencia de conmutación no constante en la etapa del inversor de salida. Este parámetro difiere de los variadores de motor PWM de conmutación constante típicos, por tanto, se realizaron pruebas para evaluar la compatibilidad con un filtro de salida sin resistencia TCI (MSD). Los resultados de la prueba mostraron que, cuando los parámetros ABB ACS880 Motor Drive están configurados para el modo ‹ escalary › la frecuencia de conmutación constante utilizada para mantener un mínimo de 2 kHz, el filtro MSD yACS880 VFD son compatibles. Para la realización de la prueba, se usaron los siguientes equipos, componentes y condiciones
Ítem Valor Unidad
Tensión del sistema 480 60
Vrms Hz
Motor Drive ABB ACS 800
ACS8801-077A-5
Clasificación de accionamiento del motor
3Ph, 44480V, 60Hp
Filtro armónico de salida TCI – pruebas de conexión corta
MSD 40HP/55Amps 480V/
60Hz Parte No:
MSD0055A Carga R-L
Filtro armónico de salida TCI – pruebas de conexión larga
MSD 15HP/23Amps
480V/ 60Hz Parte No:
MSD0023A
Cable de 3000 pies con carga inductiva.
LII
3.4.1.1. Prueba de estado estable con carga completa La unidad del motor y el filtro de salida fueron operados con una entrada de 480V/60Hz. El filtro se cargó con una carga RL. La salida del VFD se estableció en 460V/ 60Hz.
Bajo estas condiciones de prueba, el rendimiento térmico y eléctrico del filtro estaba dentro de los valores nominales. Las condiciones de funcionamiento detalladas durante la prueba fueron: • Corriente de salida de la unidad a 54amp, • Corriente de salida del filtro 52.8A, • Filtrar rmS Corriente del condensador de 13.6Amp, • Voltaje de salida del filtro / Tensión del motor a 458 / 60Hz
Ilustración 42 Fotografía del filtro MSD y configuración de la prueba del drive ABB Obtenida de fuente propia
LIII
Figura 44 Formas de onda de dominio de tiempo del filtro donde: Voltaje del motor (amarillo), Coriente de
salida del accionamiento (azul), corriente de motor (rojo), corriente del condesador del filtro (verde) Obtenida de fuente propia
a. Pruebas de conexión larga
El variador de frecuencia ACS880VFD y el filtro MSD023A fueron probados con cables
de 3000 pies a un dyno de motor de inducción, para cargar mecánicamente el eje. El
filtro tuvo una variación en la carga de 1100%. La tensión del motor THD y el pico se
midieron en función del parámetro de frecuencia de conmutación
En las figuras 44, 45 y 46 muestran los resultados obtenidos durante la variación de
varga presente en los dos componentes. Cuando se establece un parámetro de
frecuencia igual o mayor a los 3Khz
IFigura 45 Tensión del motor THD y tensión máxima Obtenida de fuente propia
LIV
b. Prueba de aumento de carga
La prueba se realizó mediante el aumento de carga en una rampa en subida del 0 al 100% y una disminución de carga, comenzando en el 100% de la carga, hasta llegar al 0%. La siguiente imagen muestra el filtro de voltaje del motor y la corriente durante la rampa hacia arriba.
De las anteriores pruebas realizadas en el variador de frecuencia ABB ACS 880 y el filtro sinosoidal TCI 40 HP MSD sin resistencia, se demostró que los elementos están operando en perfectas condiciones, con un rendimiento técnico y térmico estable dentro de las condiciones nominales. Se determinó además que son compatibles dentro de la configuración de parámetros ABB para el modo escalar y la frecuencia de conmutación constante para una frecuencia de conmutación de 2 kHz (o superior) 3.4.2. Identificación de las condiciones donde se presenta el fallo 2340 (corto circuito) De los datos obtenidos anteriormente, se evidencia que la falla de corto circuito se presenta cuando hay fluctuaciones o pérdidas en la tensión de alimentación. Para verificar este comportamiento se monitorea el variador de frecuencia bajo operación normal de producción y se simulan cortes de la tensión de alimentación accionando interruptor principal del SKID con la bomba en operación. La prueba realizada se lleva a cabo con la frecuencia mínima de producción de 28Hz y se simula un corte de la tensión de alimentación accionando el interruptor principal a la posición de OFF. Evidentemente el equipo se dispara por SHORT CIRCUIT y al volver a alimentar el equipo, la falla se mantiene. Al revisar la información del datalogger almacenada durante la falla de SHORT CIRCUIT, se observa lo siguiente:
IFigura 46 Tensión presente en el motor durante la rampa de aumento de la carga. Obtenida de fuente propia
LV
El equipo se encuentra operando normalmente, con un bus DC de 621 VDC. Se presenta el corte de alimentación y el control de baja tensión implementa la función de Ride Trough, mediante la cual intenta mantener un nivel de bus DC de 500 VDC, pero, 77 ms después del corte de alimentación el equipo se dispara por SHORT CIRCUIT. En el momento de la falla el variador de frecuencia se dispara por SHORT CIRCUIT y OVERCURRENT (Figura 50). Este comportamiento se evidencia sin excepciones cada vez que hay fluctuaciones o pérdidas en la red. Cabe aclarar, que la interrupción por SHORT CIRCUIT por defecto no es una falla que permita autoreset y por esta razón el variador de frecuencia no estaría listo para que el PLC envíe una señal de arranque después de los cortes de alimentación.
3.5. Pruebas de diagnóstico correctivo
a. Inhabilitación de la función de UNDERVOLTAGE CONTROL: Este cambio hace que el variador de frecuencia no active la función de Ride Through, la cual consiste en la capacidad mantener control de la carga ante eventos de pérdida o fluctuaciones de la alimentación. El Ride Through sostiene durante un tiempo el nivel de bus DC mediante la regeneración de energía del motor, esperando el retorno de la alimentación. Este tiempo depende en gran medida de la inercia de la carga, razón por la cual es útil en aplicaciones que cuentan con un alto nivel de inercia. La aplicación de ESP no es una de estas aplicaciones ya que, en el momento de detener el movimiento controlado de la bomba, la misma inicia inmediatamente un movimiento de backspin debido al peso de la columna. Con este cambio se evidencia que ante una pérdida de
Figura 48- Información proporcionada por datalogger durante Shortcircuit. Obtenida de fuente propia
Figura 0-49Fallas presentadas con pérdida de alimentación. Obtenida de fuente propia
LVI
alimentación el variador de frecuencia no realice ninguna acción y simplemente se dispare por fallo de bajo voltaje en el bus DC cuando el voltaje del bus DC descienda por debajo del nivel de fallo.
b. Parametrización de la función de FLYING START: La función de
arranque al vuelo o FLY START realiza una identificación de la velocidad actual del motor antes de tomar una decisión sobre el procedimiento de arranque. Si la velocidad se encuentra fuera una región segura para re arrancar, entonces tomará control del motor para llevarlo hasta una velocidad en donde sea seguro re arrancar con su rutina normal de operación.
Este cambio se implementará de ahora en adelante ya que es garantía para poder realizar re arranques controlados sin fallos de sobre corriente por intentos de arranque con la bomba girando en backspin. Para el desarrollo de las pruebas de corrección se modifican los siguientes parámetros
Tabla 7 Parámetros modificados para prueba de re arranque
Parámetros modificados
Parámetro Valor anterior Valor modificado
30.31 Undervoltage control
Enable Disable
74.79 Fly-Start Speed Check
Not selected Selected
Con este cambio, se opera la bomba en velocidad de producción y se simula nuevamente un corte en la tensión alimentación accionando el interruptor principal a la posición de OFF. En el momento del corte, el equipo se dispara por el fallo 3220 DC LINK UNDERVOLTAGE. El fallo de SHOR CIRCUIT no se presenta. El fallo de DC LINK UNDERVOLTAGE es autoreseteable. En el parámetro 31.12 AUTORESET SELECTION se encuentra seleccionado en el bit 2.
LVII
Al revisar la información del datalogger almacenada durante el fallo de DC LINK UNDERVOLTAGE se observa lo siguiente: El equipo se encuentra operando normalmente, con un bus DC de 624 VDC. Se presenta el corte de alimentación y al no contar con control de baja tensión implementa el nivel del bus DC comienza a descender drásticamente mientras el motor sigue operando a la velocidad de referencia. Cuando el nivel del bus DC cae por debajo de 368 VDC han transcurrido 72 ms desde el corte de alimentación y el equipo se dispara por DC LINK UNDERVOLTAGE. El fallo de DC LINK UNDERVOLTAGE es un fallo que permite autoreset y comparando los tiempos que tarda en dispararse por fallo de SHORT CIRCUIT (77 ms) y DC LINK UNDERVOLTAGE (72 ms) podemos concluir que, debido a la poca inercia de la aplicación, la función de Ride Through no realiza un aporte considerable al momento de presentarse fallos en la tensión de alimentación. Se decide mantener el control externo de alimentación que permite la operación del control por unos minutos después del corte de alimentación, teniendo en cuenta que el fallo se autoresetea por control, el variador de frecuencia quedaría sin fallos aunque no listo hasta que la tensión de alimentación regrese.
3.5.1. Verificación de condiciones de rearranque
Con el fallo de SHORT CIRCUIT eliminado, el nuevo fallo de DC LINK UNDERVOLTAGE autoreseteable por parámetros y la función de arranque al vuelo, es posible garantizar una rutina de rearranque automático con ayuda del PLC.
Figura 50 Datalogger por falla de DC LINK UNDERVOLTAGE. Obtenida de fuente propia
Figura 0-51 Eventos presentados en un corte de alimentación con los cambios realizados.
Obtenida de fuente propia
LVIII
La rutina de rearranque automático es la siguiente:
i. Variador de frecuencia opera a frecuencia de producción. ii. Evento de pérdida de tensión de alimentación. iii. Variador de frecuencia entra en fallo por DC LINK UNDERVOLTAGE. iv. Se realiza el autoreset del fallo. v. El variador de frecuencia se encuentra sin fallos y esperando el retorno de la
alimentación para pasar a estado “Listo”. vi. Retorno de la tensión de alimentación. vii. El PLC detecta que hubo fallos con la alimentación, confirma el estado “Listo” del
variador de frecuencia y envía comando de arranque. viii. El variador de frecuencia inicia la función de arranque al vuelo, toma 5 segundos
para verificar la velocidad y llevar el motor a condiciones operativas, después de los 5 segundos envía la señal de arranque con rutina normal de operación.
ix. El variador de frecuencia inicia su rampa normal de operación. Con la rutina de autoarranque definida se realizan pruebas operando la bomba en velocidad de producción y se simula nuevamente un corte en la tensión alimentación accionando el interruptor principal a la posición de OFF. En el momento del corte de energía se verifica que se cumpla la rutina establecida y el resultado de la prueba es satisfactorio.
Figura 52 Monitoreo de rutina de rearranque automático. Obtenida de fuente propia
También se verifica la función de arranque al vuelo en un arranque con la bomba en backspin. Se observa como toma control de la bomba girando en backspin y tras 5 segundos de supervisión entrega control a la rutina normal de arranque en operaciones normales.
LIX
A partir de las anteriores mediciones establecidas en los monitoreos se corrige fallo de cortocircuito posterior a una pérdida de alimentación. El fallo de cortocircuito se presenta bajo eventos de pérdidas o fluctuaciones en la tensión de alimentación. Este fallo se puede presentar debido al hardware necesario para la implementación de la aplicación de ESP, el uso de un filtro seno y un SUT a la salida del variador de frecuencia podrían presentar variables que el variador interpretaría como cortocircuitos en ciertos eventos puntuales como durante el desarrollo de la función de Ride Through. Es necesario cambiar estos dos parámetros en todos los VFD que se encuentran en operación con el fin de que no se vuelva a presentar esta falla. Además de esto, se crea la necesidad de una ampliación de capacidad en el filtro seno de salida que permita mitigar el efecto de las constantes fluctuaciones que existen en el sistema 3.6. Simulación de filtros activos
Los filtros, a diferencia del variador y del transformador elevador, son dispositivos que
se especifican a la medida del equipo asociado, tal como sucede con los dispositivos de
protección, los cuales no deben ser sobredimensionados.
Si el variador o el transformador se sobredimensionan, no hay consecuencias en el
sistema de potencia, mientras que, si se sobredimensionan los filtros, se producen
condiciones de sobrecompensación, sobretensiones en la red y posibles efectos sobre
los equipos de manejo y maniobra.
El filtro escogido desde el inicio del proyecto fue el HGP0200AW1S0000 de la marca
TCI filtros, y está diseñado para soportar potencias de hasta 190 HP. La selección tuvo
en cuenta la mayor condición de carga, tal como lo sugiere la norma IEEE 519. Por esta
razón se seleccionó la carga de mayor potencia, la cual es la que produce la mayor
cantidad de armónicos. Los fabricantes de filtros LCL y seno alcanzan un factor de
Figura 54 Monitoreo de función de arranque al vuelo con backspin Obtenida de fuente propia.
LX
potencia objetivo es de 0,98, sobrepasando los valores esperados y sugeridos por la
norma de 0.95.
A continuación, se determinará por medio de simulaciones la necesidad o no de la
inserción de un nuevo filtro que permita mejorar la calidad de potencia del sistema
1. Simulación de requerimiento del filtro activo pasa bajo
El propósito de este numeral es mostrar que los resultados de la simulación realizada a
continuación, coinciden estrechamente con las formas de onda que se presentan en el
reporte final del proyecto y que se ajustan al comportamiento de un sistema que contiene
un variador de frecuencia ACS880 funcionando con un filtro de salida senoidal
MCF0250AR, un transformador elevador y la inducción de carga de un motor de seis
pasos.
Los parámetros que se establecieron para la simulación, constaron de los siguientes
casos:
a. Inversor trifásico PWM con tensión de nodo de 650 VDC, operando en modo
PWM, con frecuencia de 4 kHz, y modulación trifásica continua o funcionando el
variador en seis pasos
b. Circuito con potencia base de motor 100 HP, actuando con filtro de onda senoidal
a la salida y variando la inclusión de condensadores
c. Circuito con carga de motor de 100 HP, conectado a una tensión de 460 V, con
un motor de inducción de cuatro polos operando a una frecuencia de 60 Hz y al
75% de carga conectada
Los resultados de la simulación incluyen tensión de salida del filtro y las formas de onda
de corriente, así como la corriente del condensador, tanto bajo operación PWM, como
bajo operación de seis pasos, también se evaluará el comportamiento cuando se tienen
o no conectados los condensadores de filtro dentro del circuito.
1. Simulación de casos
a) Caso 1
En el caso uno, el variador actuará en operación normal PWM, junto con filtro sinusoidal,
los parámetros de los componentes son los siguientes:
• Variador de frecuencia:
Voltaje en la salida: 440 V
Frecuencia: 60 Hz
Modo de operación: Voltaje DC, trifásico actuando en PWM y con una
frecuencia portadora de 4 kHz
• Filtro de onda sinusoidal:
Condensadores conectados al circuito
Una vez establecidos los parámetros, se procede a diseñar el esquema de la simulación
LXI
Figura 55 - Esquema de conexión caso 1 Obtenida de fuente propia
Los resultados obtenidos, son los mostrados en la siguiente Figura, donde se evalúa el
voltaje existente en los siguientes puntos
i. Voltaje A la salida del módulo rectificador trifásico de IGBT, para las fases A
y B (primera gráfica)
ii. Voltaje En la salida del filtro, para las fases A y B (segunda gráfica)
iii. Corriente en la entrada del motor (tercera gráfica)
iv. Corriente En la entrada del banco de compensación del filtro, para las fases
A y B (cuarta gráfica)
Figura 56 Resultado de simulación para el caso 1 Obtenida de fuente propia
De la anterior Figura, se evidencia que al inyectar una señal de entrada tipo PWM, se
obtiene en la salida de voltaje del variador y del filtro, una onda seno pura, al igual que
en la señal de corriente del motor. No se presentan distorsiones de forma de onda y se
obtiene un THD muy bajo
LXII
b) Caso dos
En el caso número dos, el variador actuará en operación de onda portadora sinusoidal
PWM, junto con filtro sinusoidal, los parámetros de los componentes son los siguientes:
• Variador de frecuencia:
Voltaje en la salida: 440 V
Frecuencia: 60 Hz
Modo de operación: Voltaje DC, trifásico actuando el inversor con seis pasos
• Filtro de onda sinusoidal:
Condensadores conectados al circuito
Una vez establecidos los parámetros, se procede a diseñar el esquema de la simulación
Figura 57 Esquema de conexión caso 2. Obtenido de Obtenido de propia
Los resultados obtenidos, son los mostrados en la siguiente Figura, donde se evalúa el
voltaje existente en los siguientes puntos
i. Voltaje A la salida del módulo rectificador trifásico de IGBT, para las fases
A y B (primera gráfica)
ii. Voltaje En la salida del filtro, para las fases A y B (segunda gráfica)
iii. Corriente en la entrada del motor (tercera gráfica)
iv. Corriente En la entrada del banco de compensación del filtro, para las
fases A y B (cuarta gráfica)
LXIII
Figura 58 Resultado de simulación para conexión caso 2. Obtenido de Obtenido de propia
El resultado de la simulación anterior, descrito en la anterior imagen, muestra como
resultado que la operación de seis pasos del variador, operando con el filtro senoidal
completa crea altas corrientes en el condensador y ruido en la señal de salida del circuito
que hacen que se genere una alarma de salida de operación, esto obedece a que el
control del variador las relaciona como falla por cortocircuito y genera el disparo. En
conclusión, el variador de frecuencia ACS 800 no opera bajo esta condición de PWM
con onda portadora sinusoidal.
c) Caso 3
La simulación provista para el caso número Tres, tendrá el siguiente comportamiento,
variador actuando en operación PWM, junto con filtro sinusoidal, los parámetros de los
componentes son los siguientes:
Voltaje en la salida: 440 V
Frecuencia: 60 Hz
Modo de operación: Voltaje DC, trifásico actuando en PWM y con una
frecuencia portadora de 4 kHz
Filtro de onda sinusoidal:
Condensadores desconectados del circuito
Una vez establecidos los parámetros, se procede a diseñar el esquema de la simulación
LXIV
Figura 59 Esquema de conexión de la simulación del caso 3. Obtenido de Obtenido de propia
Los resultados obtenidos, son los mostrados en la siguiente Figura, donde se evalúa el
voltaje existente en los siguientes puntos
i. Voltaje A la salida del módulo rectificador trifásico de IGBT, para las fases A
y B (primera gráfica)
ii. Voltaje En la salida del filtro, para las fases A y B (segunda gráfica)
iii. Corriente en la entrada del motor (tercera gráfica)
iv. Corriente En la entrada del banco de compensación del filtro, para las fases
A y B (cuarta gráfica)
Figura 60 Resultado de la simulación del caso 3. Obtenido de Obtenido de propia
El resultado de esta simulación da como resultado una tensión a la salida del filtro de
alta frecuencia de conmutación proveniente del inversor IGBT, debido a que no se
encuentran conectados los condensadores. Así mismo, se observa que la corriente del
motor tiene forma de onda sinusoidal
LXV
d) Caso 4
La simulación provista para el caso número cuatro, tendrá el siguiente comportamiento,
el variador de frecuencia ACS 8000 actuando en operación de onda portadora sinusoidal
PWM, junto con filtro sinusoidal sin condensadores, los parámetros de los componentes
son los siguientes:
Variador de frecuencia:
Voltaje en la salida: 440 V
Frecuencia: 60 Hz
Modo de operación: Voltaje DC, trifásico actuando el inversor con seis pasos
Filtro de onda sinusoidal:
Condensadores desconectados del circuito
Una vez establecidos los parámetros, se procede a diseñar el esquema de la simulación
Figura 61 Esquema de conexión caso 4. Obtenido de Obtenido de propia
Los resultados obtenidos, son los mostrados en la siguiente Figura, donde se evalúa el
voltaje existente en los siguientes puntos
Voltaje A la salida del módulo rectificador trifásico de IGBT, para las fases A y B
(primera gráfica)
Voltaje En la salida del filtro, para las fases A y B (segunda gráfica)
Corriente en la entrada del motor (tercera gráfica)
Corriente En la entrada del banco de compensación del filtro, para las fases A y
B (cuarta gráfica)
LXVI
Figura 62 conexión caso 4. Obtenido de Obtenido de propia
La simulación del último caso, muestra que El voltaje de salida del filtro presenta una
conmutación de seis pasos desde los IGBT del inversor, que produce un THD alto y se
aleja de ser y generar una forma de onda sinusoidal. La corriente del motor ya no es
sinusoidal y coincide con las lecturas tomadas en el variador para el reporte tres del
presente proyecto.
LXVII
4. Capítulo 4. Solución para la distorsión armónica en plantas de extracción petrolera
De acuerdo al análisis descrito con anterioridad se presume sobre modulación en el variador para frecuencias de operación superiores a 52.7 Hz y bajo esta premisa, se lleva a cabo un estudio de calidad de energía en el lado de salida del VFD cuyo componente principal es la implementación de los ajustes en la parametrización de los valores mencionados. Debido a que las cargas en el sistema se modificaron, se realizará un nuevo dimensionamiento del filtro activo pasa bajas y se determinará mediante cálculos y simulaciones la viabilidad de implementar un ajuste en la parametrización.
4.1. Dimensionamiento del filtro activo paso bajo
Durante el desarrollo del proyecto el cliente realizó cambios en las potencias de los
motores de las bombas electro sumergidas, lo cual implica una evaluación de las nuevas
condiciones operativas de todo el sistema eléctrico suministrado.
Los equipos suministrados incluyen variador de velocidad, transformador elevador, filtro
LCL de entrada y filtro seno de salida.
El variador y el transformador elevador soportan las nuevas condiciones operativas,
mientras que los dos filtros fueron suministrados con las capacidades de los motores
especificados en los pliegos del proyecto inicial y deben ser repotenciados.
4.1.1. Relación de la distorsión armónica con el factor de potencia
Debido a las nuevas condiciones operativas de la planta, se recomienda ajustar la
compensación reactiva, con base en la demanda de potencia reactiva de la carga, es
decir, se debe ajustar el factor de potencia de los equipos.
La relación entre la distorsión armónica y el factor de potencia, consta de La potencia
real (vatios) produce trabajo real; Este es el componente de transferencia de energía.
La potencia reactiva es la potencia requerida para producir los campos magnéticos
(potencia perdida) en un sistema de FP en atraso; para permitir el trabajo real a realizar;
donde la potencia aparente se considera la potencia total que suministra la distribución
de alimentación AC. Esta potencia total es la energía suministrada a través de la red
eléctrica para producir la cantidad requerida de energía real. El triángulo del factor de
potencia en atraso se representa en la siguiente Figura. (Das S. , 2016)
LXVIII
Figura 64 Corriente de línea con y sin circuito reductor de distorsión armónica. Obtenida de (Das P. S., 2017)
Esta definición establecida del factor de potencia relacionada con el ángulo de fase es
válida cuando se consideran formas de onda "ideal-sinusoidales" tanto para corriente
como para voltaje; sin embargo, la mayoría de las Obtenido des de alimentación
consumen una corriente no sinusoidal. Cuando la corriente no es sinusoidal y el voltaje
es sinusoidal, el factor de potencia consta de dos factores:
1) el factor de desplazamiento relacionado con el ángulo de fase
2) el factor de distorsión relacionado con la forma de onda de la corriente.
Cuando el factor de potencia no es igual a uno, la forma de onda actual no sigue la
forma de onda de voltaje. Esto da como resultado no solo pérdidas de potencia, sino
que puede causar armónicos que viajan por la línea de neutro e interrumpen otros
dispositivos conectados a la línea. Cuanto más cercano esté el factor de potencia a uno,
más cerca estarán los armónicos actuales a cero ya que toda la potencia está contenida
en la frecuencia fundamental. Por lo tanto, el propósito del circuito de corrección del
factor de potencia es minimizar la distorsión de la corriente de entrada y hacer que la
corriente esté en fase con el voltaje. Para el factor de potencia tomamos la relación del
activo (Das S. , 2016)
Para el Factor de Potencia tomamos relación entre la potencia activa en vatios (W) y la
potencia aparente en voltamperios (VA); para la corriente fundamental. En este caso
este FP es denominado también factor de potencia de desplazamiento 𝐹𝑃𝑑𝑖𝑠𝑝
𝐹𝑃𝑑𝑖𝑠𝑝 =𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑎𝑐𝑡𝑖𝑣𝑎 (𝑊)
𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑎𝑝𝑎𝑟𝑒𝑛𝑡𝑒 (𝑉𝐴)
LXIX
Mientras que el Factor de potencia real, es la relación de onda compuesta (corriente) -
incluyendo todos los armónicos.
𝐹𝑃𝑡𝑟𝑢𝑒 =𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 𝑎𝑐𝑡𝑖𝑣𝑎 (𝑊)
𝑃𝑜𝑡𝑒𝑛𝑐𝑖𝑎 𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 𝑎𝑝𝑎𝑟𝑒𝑛𝑡𝑒 (𝑉𝐴)
Por tanto, se establece que 𝐹𝑃𝑡𝑟𝑢𝑒 ≤ 𝐹𝑃𝑑𝑖𝑠𝑝
La distorsión armónica total (THD) se define como (por onda de corriente);
𝑇𝐻𝐷𝐼 = (√∑ (𝐼𝑛
𝐼1)
240
𝑛=2) (100)%
dónde norte I es, RMS valor de los componentes armónicos más altos, y I1 es el RMS
valor fundamental de la corriente. La norma IEC 61003-2-da valores que toman THD 40
componentes armónicos. Este parámetro es importante para cargas no lineales y se
desarrollará cómo esto causa una mala 'factor de potencia real', a pesar de tener un
factor de potencia de desplazamiento clásico, como lo es el cercano a la unidad.
El Factor de cresta se define como proporción de la corriente de pico a la corriente RMS.
Esta desviación define la forma de onda sinusoidal ideal.
𝐶𝐹 =𝐼𝑝𝑒𝑎𝑘
𝐼𝑅𝑀𝑆
Para una forma de onda sinusoidal perfecta, este factor de cresta es:
𝐶𝐹 = √2 = 1.414
es decir, para tener una onda sinusoide pura, se debe tener:
𝐼𝑅𝑀𝑆 =1
√2∗ 𝐼𝑝𝑒𝑎𝑘
4.1.2. Corrección de factor de potencia basándose en Norma ANSI NEMA MG 1-2009
El cálculo de corrección del factor de potencia, como se vio en el apartado 4.1.1 está
vinculado directamente al factor de distorsión total armónica THD, por tanto, la
elevación del mismo, conllevará a una mejora en la disminución de la distorsión
armónica y una mejor calidad de potencia en el sistema. Para la evaluación de dicho
componente, se hará uso de la norma ANSI NEMA MG 1 del 2009 en motores de
inducción. El apartado que menciona este tema dentro de la norma, es el 14.44.2
a. Determinación del factor de potencia de acuerdo a placa característica
El factor de potencia aproximadamente a plena carga se puede calcular a partir de
los datos publicados o de la placa de identificación de la siguiente manera
𝑃𝐹 =431 ∗ 𝐻𝑃
𝐸 ∗ 𝑙 ∗ 𝐸𝑓𝑓
LXX
Donde:
PF: Factor de potencia en por unidad a plena carga
HP: Potencia nominal
E: Voltaje nominal
I: Corriente nominal
Eff: Eficiencia a plena carga por unidad de placa característica
De acuerdo a lo anterior, se procederá a calcular el factor de potencia, tomando como
base los datos de la placa característica del motor TR5 STD HTI 120 HP / 33 A / 2165,
registrados en la Tabla 7
Tabla 8 Características del motor TR5 STD HTI 120 HP/33 A/2165 V. Obtenido de (FIGUEROA, 2019)
El resultado para lo anterior, es lo siguiente
𝑃𝐹 =431 ∗ 120 ℎ𝑝
2165 𝑉 ∗ 33 𝐴 ∗ 0.8121= 0.8914
A continuación, se procede al cálculo de determinación del rango del capacitor para la
corrección del factor de potencia de acuerdo a lo establecido en la misma norma, en el
apartado 14.44.2 (National Electrical Manufactures Association, 2009)
b. Determinación de compensación reactiva
La compensación de los reactivos se dará a través de la realización de la siguiente
fórmula, con el fin de garantizar que en el sistema haya un factor de potencia de
0.95 y se de cumplimiento a la norma NEMA vigente.
𝑘𝑉𝐴𝑅 =0.746 ∗ 𝐻𝑃
𝐸𝑓𝑓∗ (
√1 − (𝑃𝐹)2
𝑃𝐹−
√1 − (𝑃𝐹𝑖)2
𝑃𝐹𝑖)
Donde:
KVAR: Capacidad del capacitor trifásico de compensación
PF: Factor de potencia en por unidad a plena carga
LXXI
HP: Potencia nominal
Eff: Eficiencia a plena carga por unidad de placa característica
PFi: Factor de potenciad deseado=0.95
Reemplazando en los valores del proyecto, se obtiene:
𝑘𝑉𝐴𝑅 =0.746 ∗ 120 ℎ𝐻𝑃
0.8121∗ (
√1 − (0.8914)2
0.8914−
√1 − (0.95)2
0.95) = 19.814 𝑘𝑉𝐴𝑅
A manera de ilustración, se presenta la tabla No. 8 de NEMA para la selección de la
compensación reactiva en motores de inducción, con el fin de alcanzar un FP igual
a 0.95. Dicha tabla sugiere que, para el motor existente de 120 HP con una velocidad
de operación de 3338 RPM, la capacidad del condensador debe ser de 25 KVAR.
Tabla 9 Dimensionamiento de compensación de motores. Obtenida de (National Electrical Manufactures Association, 2009)
Una vez determinado el banco de condensadores a utilizar mediante el procedimiento
sugerido por la norma, se procede a la implementación de dicho banco de
compensación.
El banco de condensadores que se dispondrán en el proyecto es el condensador
trifásico Condensador trifásico VarplusCan HDuty 20.8/25kvar 480V 50/60 Hz de la
marca Schneider. La hoja de datos se anexa a continuación
LXXII
Tabla 10 Hoja de datos condensador trifásico. Obtenido de (Schneider Electric Group, 2019)
4.1.3. Simulación de variaciones del valor de la capacitancia
Se realizaron simulaciones para diferentes capacidades de los bancos de
condensadores. Para la simulación se seleccionó un transformador de potencia de uso
final y sistemas de variación de velocidad con diferentes capacidades de filtros de
compensación, desde un sistema no compensado (FP 0,85 inductivo), hasta un sistema
sobre compensado (FP 0,85 capacitivo).
4.1.3.1. Datos de Entrada
Los datos de entrada para la simulación fueron los siguientes:
a. Red de media tensión: 34,5 kV
b. Red de baja tensión: 480 V
c. Línea de alimentación: 3 km y 6 km
d. Transformador de Potencia: 4.000 KVA
e. Carga: 3.000 kW y 1.500 kW
f. Factor de potencia: desde 0,85 Inductivo hasta 0,85 Capacitivo
El diagrama a simular es el que se muestra en la siguiente figura
Figura 65 Diagrama a simular para variación de FP
LXXIII
4.1.3.2. Variaciones de Tensión
Se observa una variación de tensión del 8,08% entre las dos condiciones de
compensación indicadas en los datos de entrada. Esta simulación ratifica la
recomendación de ANSI-NEMA, en el sentido de que es conveniente evitar
sobrecompensaciones de potencia reactiva.
En la siguiente figura se presenta la variación de la tensión en función del factor de
potencia.
Figura 66 Variación de Tensión en función de la variación del factor de potencia. Transformador con una cargabilidad del 75% Obtenido de Obtenido de propia
4.1.3.3. Cargabilidad
La cargabilidad del transformador se aumenta por el bajo factor de potencia del sistema
sobrecompensado.
98,00%
99,00%
100,00%
101,00%
102,00%
103,00%
104,00%
105,00%
106,00%
0,800 0,850 0,900 0,950 1,000
FP VS Tensión
LXXIV
Figura 67 Variación de Cargabilidad en función de la variación del factor de potencia. Transformador con una cargabilidad del 75%. Obtenido de Obtenido de propia
4.2. Acciones a tomar basándose en las simulaciones de requerimiento de filtro activo
pasa bajo
Las acciones a tomar provistas por este estudio de calidad de potencia en cuanto a las
interferencias generadas en la escogencia de modulación del Variador de frecuencia y
de la implementación del banco de compensación en el sistema, se propone lo siguiente
1. El cambio de modulación del Variador de frecuencia, pasando del modo PWM
Sinusoidal (SVPWM), al modo PWM con espacio vectorial de seis pasos, genera
disminuciones en la corriente armónica, y la obtención del voltaje máximo requerido
por la carga
La escogencia del cambio de modulación además de lo mencionado anteriormente, en
SPWM solo el 78% de la operación de onda cuadrada es obtenido, pero en el caso de
SVPWM, la amplitud del voltaje máximo posible es del 90%
𝑉𝑚á𝑥 =𝑉𝐷𝐶
2 ∶ 𝑆𝑃𝑊𝑀
𝑉𝑚á𝑥 =𝑉𝐷𝐶
√3 ∶ 𝑆𝑉𝑃𝑊𝑀
Donde Vdc es el voltaje del enlace de CC.
Esto significa que el vector espacial PWM puede producir aproximadamente un 15%
más de voltaje de salida que el PWM sinusoidal.
SVPWM es una proyección ortogonal en dos dimensiones (plano dq), como resultado
son posibles seis vectores activos distintos de cero y dos vectores cero. Los seis
vectores distintos de cero (V1-V6) dan forma a los ejes del hexágono como en la
siguiente figura y alimentan la carga. La forma plana en SVPWM es el voltaje de fase a
neutro que contiene armónicos de tercer orden generados por SVPWM y circular es el
voltaje de referencia sinusoidal. Los armónicos de tercer orden no aparecen en el voltaje
de fase a fase, lo que conduce a una modulación más alta que la que se encuentra en
SPWM. (Vasudevamurthy, 2013)
70%
75%
80%
85%
90%
95%
100%
105%
0,800 0,850 0,900 0,950 1,000
FP VS Cargabilidad
LXXV
Figura 68 Comparación de tensión de control lineal máxima de MASP y SVPWM., obtenida de . (Vasudevamurthy,
2013)
5. Capítulo 5. Análisis de resultados
De las simulaciones realizadas en el numeral 3.4.5.2, se dedujeron dos cosas fundamentales a la hora de re dimensionar el filtro existente y de la eficiencia del sistema al colocar el banco de condensadores descrito en el numeral 3.5.
La primera conclusión que aportan las simulaciones es que al operar el variador de
manera Sinusoidal PWM (SPWM), afecta en gran medida la atenuación de la
componente fundamental de la forma de onda requerida, aumentan las frecuencias de
conmutación que conducen a mayores tensiones en los dispositivos de conmutación
asociados y, por lo tanto, a la degradación de la calidad de potencia, generando así, el
uso de esta, genera componentes armónicos de alta frecuencia. La elección del
esquema de modulación basado en este control sinusoidal, es muy importante ya que
decide el contenido armónico en la forma de onda de la tensión de salida. Es por esto,
que al no elegir bien el esquema de modulación del VFD, se presentan este tipo de
contingencias que afectan el sistema (K.Parventhan, 2013)
La segunda conclusión está direccionada a la implementación del banco de
condensadores encargados de la corrección de la potencia reactiva del sistema, como
se observa en las simulaciones correspondientes a los casos 3 y 4 del numeral 3.4.5.2,
LXXVI
la tensión a la salida del filtro posee una alta frecuencia de conmutación proveniente del
inversor IGBT, asociada al uso de modulación SPWM, que no se encuentra en los casos
donde el banco de compensación está activo.
5.1. Implementación de soluciones finales
Los resultados obtenidos con el ajuste propuesto, implementación de un nuevo filtro armónico pasa baja y de cambio de modulación de SVPWM a PWM con espacio vectorial de seis pasos propuestos en este documento dieron resultados satisfactorios. Las formas de onda a la salida del variador obedecen al tipo PWM y la frecuencia de operación se ha aumentado por arriba de los 52,7 Hz sin ninguna afectación sobre el nodo en cuestión:
Ilustración 69 Formas de onda de voltaje y corriente a la salida del VFD antes
de ajustes de los parámetros del VFD (Tipo Cuadrada)
LXXVII
Figura 70 Formas de onda de voltaje y corriente a la salida del VFD después de ajustes de los parámetros del VFD (Tipo PWM)
LXXVIII
6. Capítulo 6. Alcances e impactos de la pasantía
La solución a los problemas de interrupción en el proceso de extracción, son de vital
importancia para la compañía, pues sin el correcto funcionamiento del sistema, es
imposible garantizar la continuidad en la producción de crudo, situación, que repercute
en pérdidas millonarias para la organización, no solo por la propia detención en su
extracción, sino por las posibles averías en los equipos, tiempos muertos en el
mantenimiento y restablecimiento del servicio, etc. De ahí la importancia del diagnóstico
y solución a estos contratiempos, que por medio de esta pasantía se obtuvieron.
Con la metodología de diagnóstico propuesto, se logró mediante la recopilación de
históricos y pruebas en los equipos, identificar la causa de dichas interrupciones, para
con ello, plantear alternativas de solución que solucionen contundentemente, las
recurrentes fallas en el sistema, alargando así la vida útil en los dispositivos y reduciendo
los tiempos de parada en el proceso de extracción.
El desarrollo de cálculos de ampliación del filtro activo fue acertado y logró la
disminución de disparos por corto circuitos presentados en el variador a razón de un
aumento de carga y de la constante fluctuación de la alimentación del sistema
LXXIX
7. Evaluación y cumplimiento de los objetivos de la pasantía
El desarrollo de la presente pasantía tuvo dificultades en su realización a razón de la
lejanía del proyecto en cuestión, la importancia del equipo dentro de la planta y su
relevancia dentro de la economía del petróleo.
Por lo anterior, la toma de cualquier decisión debía ser evaluada de manera rigurosa y
minuciosa, con el fin de no presentar averías adicionales al sistema.
Cada decisión fue acertada, gracias a la información recopilada en todos los estudios
de calidad de energía realizados, se logra identificar la causa raíz de las interrupciones,
donde se establece que los parámetros de modulación en el variador son el motivo de
mayor significancia y no las distorsiones armónicas existentes en la red.
Mediante diferentes simulaciones y pruebas en campo se logra determinar que la
modificación en la modulación del variador era la mejor alternativa, siendo esta la que
finiquitaba todos los malestares en el proceso
Por todo lo anterior se asegura el éxito en la operación y solución permanente de estas
interrupciones frecuentes, dando por terminado el propósito de los objetivos en su
totalidad
Finalmente, se establece que la pasantía tuvo una evaluación satisfactoria donde se
pudo lograr una solución efectiva y permanente a la falla, dando respuesta a la
contingencia dentro de los tiempos y plazos estipulados de manera contractual
LXXX
8. Capítulo 8. Conclusiones finales
Los reportes realizados en campo pudieron determinar de manera tácita el problema
real que estaba afectando el sistema. El analizador de red, ayudó en la realización del
diagnóstico, ya que permitió establecer los tiempos exactos en los que la falla se
presentaba y los valores a los que se llegaba en la distorsión.
Del presente estudio se concluye que la causa raíz de problema no eran inconvenientes
de distorsión armónica, sino sobre modulación en los parámetros establecidos en el
variador de frecuencia, que conllevaban a la pérdida de calidad de potencia del sistema.
Para dar solución a este inconveniente, se determinó que la modulación debería ser
cambiada a PWM con espacio vectorial de seis pasos, provocando así la atenuación de
distorsiones armónicas y el aumento de la tensión requerida por la carga en un 90 %
La implementación del nuevo filtro de compensación reactiva a través de un banco de
condensadores logró que la alta frecuencia de conmutación del inversor IGBT, fuera
reducida y no presentara inconvenientes en el sistema. Además, logró una satisfactoria
compensación de armónicos creados por la incursión de un aumento de carga en el
sistema
El desarrollo de esta pasantía permitió el diagnóstico y la solución a este problema,
permitiendo conseguir una operación estable y continua del sistema, mejorando la
calidad de potencia y mostrando ahorros económicos significativos a la planta.
LXXXI
Bibliografía
ABB. (2016). NEW ABB. Recuperado el 04 de Enero de 2019, de
https://new.abb.com/docs/librariesprovider78/newsletters/actualidad-
colombia/actualidad-413.pdf?sfvrsn=2
ABB. (2017). La solución ABB para el filtrado activo de armónicos. 2-8.
ABB. (18 de 10 de 2019). ABB Manual de Hardware ACS880. Obtenido de
https://library.e.abb.com/public/737046cde2f64bc6951649f8c9b5abca/ES_ACS880_0
1_HW_M_A5_screen.pdf
Blair, T. H. (2017). Energy Production Systems Engineering. NEW JERSEY: IEEE PRESS - WILEY.
Construshell. (s.f.). construshell.com. Obtenido de https://www.construshell.com.co/skid-
petrolero/
Das, P. S. (2017). Power Factor Correction & Harmonic Distortion Control for AC-DC Fault
Tolerant Power Distribution. BARC Newsletter, 6-8.
Das, S. (2016). Note on Harmonic Distortion Control & Power Factor Correction Circuitry for
Switched Mode Power Supply (M+N). Research Gate, 5-8.
Dranetz HQ. (2015). DRANETZ HDPQ User Guide. New Jersey: Dranetz.
Dreamstime. (4 de 11 de 2019). Obtenido de https://es.dreamstime.com/foto-de-archivo-
libre-de-regal%C3%ADas-tr%C3%A9pano-de-sondeo-tric%C3%B3nico-de-roca-al-pozo-
de-petr%C3%B3leo-cavado-image14329445
Duberney Murillo-Yarce1, A. A.-G. (2017). Comparative analysis of predictive current control of
VSI converters in the connection of renewable energy sources to the power grid.
Universdidad de la Rioja, 49-52.
FIGUEROA, R. N. (10 de Noviembre de 2019). ESCUELA SUPERIOR POLITÉCNICA DEL LITORAL.
Obtenido de https://www.dspace.espol.edu.ec/retrieve/96524/D-CD70182.pdf
IEEE. (1992). IEEE Recommended Practices and Requirements for Harmonic Control in
Electrical Power Systems. 7-19.
Jayaprakash Sabarad, D. G. (2015). Comparative Analysis of SVPWM and SPWM Techniques for
Multilevel Inveter. IEEE, 233-236.
Jens Weidauer, R. M. (2014). Electrical Drives. Berlín: Siemens.
K.Parventhan, V. R. (2013). Harmonics reduction using Multilevel inverter. International
Conference, (pág. 12).
Kosow, I. (1998). Control de máquinas eléctricas. Nueva Jersey: Editorial Reverté.
La comunidad petrolera. (18 de 10 de 2019). La comunidad petrolera. Obtenido de
https://www.lacomunidadpetrolera.com/2017/11/bombeo-electrosumergible-
petroleo.html
Liptak, B. G. (1995). Instrument Engineers' Handbook,(Volume 2) Third Edition: Process Control.
Londres: Editor in chief.
LXXXII
National Electrical Manufactures Association. (2009). NEMA standards publication Motors and
Generators. Rosslyn: National Electrical Manufactures Association.
Pazcona. (s.f.). Monografías. Obtenido de
https://www.monografias.com/trabajos11/pope/pope.shtml
PDVSA. (2015). Cuadernos de soberanía petrolera-producción. Obtenido de
http://www.pdvsa.com/images/pdf/cuadernos/Produccion.pdf
Pozueta, M. Á. (2017). Variación de velocidad en motores asíncronos. Cantabria: Universidad
de Cantabria (España).
Química, P. m.-I. (08 de 11 de 2019). Dreamstime. Obtenido de
https://www.ingenieriaquimica.net/articulos/395-principales-metodos-de-extraccion-
del-petroleo
Rashid, M. H. (2004). Electrónica de potencia: circuitos, dispositivos y aplicaciones. México:
Pearson.
Schneider Electric Group. (Octubre de 2019). Schneider Electric Group products. Obtenido de
https://www.se.com/es/es/product/BLRCH208A250B48/condensador-
trif%C3%A1sico-varpluscan-hduty-20.8-25-kvar-480v-560hz/
Transcoil. (14 de 08 de 2019). TCI Reactores de línea. Obtenido de https://transcoil.com/wp-
content/uploads/2017/12/KDR-Brochure-S.pdf
Universidad nacional de Cuyo. (2012). Universidad nacional de Cuyo . Obtenido de
http://fing.uncu.edu.ar/catedras/electrotecnia/archivos/Apuntes/motor_asincrono/Va
rVelocidadMotAsincr.pdf
Vargas, E. (s.f.). Monografias. Obtenido de
https://www.monografias.com/trabajos63/levantamiento-artificial-
bombeo/levantamiento-artificial-bombeo2.shtml
Vasudevamurthy, S. (2013). Simulation And Comparison Of Space Vector Pulse Width
Modulation For Three Phase Voltage Source Inverter. International Journal of
Engineering Research & Technology, 1697.
