9 4 0 0 8 6 D.ü.1.T. 8.E.P. S.E.I.T.

CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACION Y DESARROLLO TECNOLOGICO

- -

cenidet "SISTEMA TRANSCEPTOR ELECTRO OPTIC0 PARA

TRANSMISION DIGITAL POR FIBRA OPTICA MEDIANTE MULTIPLEXAJE POR LONGITUD

D € ONDA 0 *'.Y*

T € S I S P A R A O B T E N E R E L G R A D O D E

M A E S T R O E N C I E N C I A S E N I N G E N I E R I A E L E C T R O N I C A P R E S E N T A

JULIO CESAR MONTERO CERVANTES

CENTRO DE INFORMACION C E ü i D E T *

CUERNAVACA. MORELOS 1994

' > I SLI SISTEMA NACIONAL DE INSTITUTOS TECNOLOGICOS

Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico

ACADEMIA DE LA MAESTRIA DE ELECTRONICA

FORMA R9

ACEPTACION DEL TRABAJO DE TESIS

Cuernavaca, Mor., 20 DE JUNIO DE 1994. .

C. Vlctor Manuel Alvarado Martinez Jefe de la Maestría de Electrónica C E N l D E T

A t e n t a m e n t e ,

. M. en c. JOSE T: RAMIREZ NIÑO

C . M . en C . JAVIER MENESES R U I Z \

C.C.P.: Presidente de la Academia Director de Tesis Alumno Tesista

Interior Internado Palmira S/N CI? 62490 Apartado Posal 5-164. CP. 62050 Cuernavaca, Mor. México

Tels.: (73) 18 77 41 y (73) 12 76 13 cenidet /

a WP SISTEMA NACIONAL DE iNSTITUTOS TECNOLOGICOS

Después de haber sometido a revisión su trabajo Final de te ti tu 1 ado :

Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Te

"SISTEMA TRANSCEPTOR ELECTRO OPTIC0 PARA TRANSMISION DIGITA FIBRA OPTICA MEDIANTE MULIPLEXAJE POR LONGITUD DE ONDA"

Cuernavaca, Mor., junio 20 de 1994.

y habiendo cumplido con todas l a s indicaciones que el Jurad visor de Tesis le hizo, se le comunica que se le concede au

Ing. Julio César Montero Cervantes Candidato al Grado de Maestro en Ciencias en Ingeniería Electrónica P r e s e n t e

:nológico

cenidef /Apamdo postal 5-161, Interior c.p. Internado 62050 Cuernavac Palmira Si

Tels.: (73) 18 77 41 y

M.C. Víct6

.r. ,I I . . , . . , ..

..:) . . . . . , . . . . . . . . , ,

Jefe del Oepto. de Ingeniería Electrónica .....

.) ..... ! . . . . . .

2 .', . . . . . . - - .

. . . . . . , , . . . . . . . : .. .: ............. . . .

C.C.P.: Departamento de Servicios Escolares

'OR

!e-

si 'i- -

. . . .

I C.P. 62490 mor. México 73) 12 76 13

" SISTEMA TRANSCEROR ELECTRO 6 ~ 1 ~ 0 PARA TRANSMISIÓN DIGITAL POR

FIBRA 6 m C A MEDIANTE M U L T I P L E W E POR JBNGITUD DE ONDA"

INDICE

INTRODUCCION . Página

1.1 Antecedentes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2 Capacidad de transmisión por fibra óptica . . . . . . . . . . . 3 1.3 Ventajas de la MDLO . . . . . . . . . . . . . . . . 5 1.4 Objetivo y descripción del trabajo . . . . . . . . . . . . . 6 1.5 Contenido . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

CAPITULO 1 . SISTEMAS DE hIDLO .

1.1 Bosquejo de sistemas de MDLO . . . . . . . . . . . . . . 7

1.2 Tipos fundamentales de MDLO . . . . . . . . . . . . . . 8 I . 2.1 Diplexaje . . . . . . . . . . . . . . . . 9 1.2.2 Dupiexaje . . . . . . . . . . . . . . . . 10

1.3 Conceptualización del sistema . . . . . . . . . . . . . . 12

1.3.1 Diagrama a bloques del enlace punto a punto . . . . . . 13 1.4 Especificación tecnica del sistema . . . . . . . . . . . . . 14

CAPITULO 2 . TRANSMISORES CON DIODO LASER .

2.1 Sistemas de transmisión por fibra óptica . . . . . . . . . . . . 16

2.1.1 Selección del dispositivo emisor . . . . . . . . . . . 17 2.2 Caracterización de dispositivos emisores . . . . . . . . . . . . 18

Iadice i

Pagina

2.2.1 Diodo láser Thompson CSF (850 nm) 19 2.2.2 Diodo láser Fujitsu (1300 nm) . . . . . . . . . . 20

2.3 Diseño conceptual del sistema transmisor . . . . . . . . . . . 22

2.3.1 Especificación del transmisor . . . . . . . . . . . 22

2.3.2 Diagrama a bloques del sistema transmisor . . . . . . . 23

2.3.3 Descripción funcional del sistematransmisor . . . . . . 23

2.4 Descripción a nivel circuito de las etapas del transmisor . . . . . . . 24

2.4.1 Etapa de entrada . Convertidor de nivel TTLECL . . . . . 24

2.4.2 Circuito de modulación . Par diferencial . . . . . . . . 25

2.4.3 Fuente de corriente de modulación (u . . . . . . . . 26

2.4.4 Fuente de corriente de polarización ($.) . . . . . . . 26

. . . . . . . . .

2.4.5 Dispositivo emisor . Diodo láser . . . . . . . . . . 27

2.4.6 Diagramaeléctrico del transmisor condiodo láser . . . . . 28

2.4.7 Fotografías de los circuitos transmisores con diodo láser . . . 29

2.5 Pruebasdedesempeño . . . . . . . . . . . . . . . . 30 2.5.1 Transmisor a 850 nm . . . . . . . . . . . . . 30

2.5.1.1 Calidad de la señal a (850 nm) . . . . . . . . 31

2.5.2 Transmisor a 1300 nm . . . . . . . . . . . . 32

2.5.1.2 Calidad de la señal a (1300 nm) . . . . . . . . . 33 2.6 Resultados obtenidos . . . . . . . . . . . . . . . . 33

2.6.1 Tx a (850 nm) . . . . . . . . . . . . . . . 34 35 2.6.2 Tx a (1300 nm) . . . . . . . . . . . . . . .

CAPITULO 3 . RECEPTORES CON APD . 3.1 Sistemas de recepción para comunicaciones ópticas . . . . . . . . . 36

3.1.1 Especificación del detector . . . . . . . . . . . 37

3.1.2 Fotodiodo de avalancha (APD) . . . . . . . . . . 39

ii

Página

Indice

3.1.3 Selección'del diseño del preamplificador . . . . . . . . 38 3.2 Diseño conceptual del Sistema Receptor . . . . . . . . . . . . . 42

3.2.1 Diagrama a bloques del receptor cy APD . . . . . . . 42 3.2.2 Descripción funcional . . . . . . . . . . . . . 43

3.3 Descripcidn por etapas a nivel circuito : 43

3.3.1 Dispositivos detectores . . . . . . . . . . . . . 43 3.3.1.1 Caracterización de elementos fotodetectores . . . . . 44

3.3 .2 Fuente programable de alto voltaje . . . . . . . . . . 45 3.3.2.1 Especificaciones . . . . . . . . . . . . . . 46 3.3.2.2 Caracterización Práctica . . . . . . . . . . 46

3.3.3 Reamplificador de transimpedancia . . . . . . . . . 47 3.3 .4 Amplificador de banda ancha . . . . . . . . . . . 47 3.3.5 Amplificador con control automático de ganancia'(CAG) . . . 48

. . . . . . . . . . . .

3.3.6 Detector de nivel . . . . . . . . . . . . . . 48 3.3.7 Lazo de CAG . . . . . . . . . . . . . . . 49

3.3.7.1 Detector de picos . . . . . . . . . . . . 49 3.3.7.2 Amplificador diferencial . . . . . . . . . . 50

3.3.7.3 lntegrador . . . . . . . . . . . . . . . 50 3.3.8 Diagrama eléctrico del receptor con diodo laser . . . . . . . 51 3.3.9 Fotografías de los circuitos receptores con APD . . . . . . 52

3.4.1 Detector de picos . . . . . . . . . . . . . . 53 3.4.1.1 Respuesta en baja frecuencia . . . . . . . . . 54 3.4.1.2 Respuesta a la señal de datos . . . . . . . . . . 55

3.4.3 Lazo de CAG integrado . . . . . . . . . . . . 58 3.5 Pruebas de desempeño de los receptores . . . . . . . . . . . . 60 3.6 Resultados obtenidos . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

3.4 Simulación en computadora (PC) del lam de CAG . . . . . . . . . . . 53

3.4.2 Amplificador con CAG . . . . . : . . . . . . 56

lndice iii

Página

CAPITUU) 4 . ENLACE PUNTO A PUNTO CON MDLO . 4.1 Configuración detallada del enlace . . . . . . . . . . . . . 63

4.2 Caracterización de acopladores bidireccionales . . . . . . . . . . 64 4.3 Enlaces individuales . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

4.3.1 Presupuesto de disponibilidad de potencia óptica . . . . . . 66 4.3.2 Presupuesto de ancho de banda . . . . . . . . . . 67

4.3.3 Enlace a 850 nm . . . . . . . . . . . . . . 67

4.3.3.1 Presupuesto de disponibilidad de potencia óptica . . . . 67

4.3.3.2 Presupuesto de ancho de banda . . . . . . . . . 68 4.3.4 Enlace a 1300 nm . . . . . . . . . . . . . . 68

4.3.4.1 Presupuesto de disponibilidad de potencia óptica . . . . 68

4.3.4.2 Presupuesto de ancho de banda . . . . . . . . . 69

4.4 Ruebas del enlace bidirectional integrado . . . . . . . . . . . 69

4.6 Fotografías del enlace experimental completo . . . . . . . . . . 72

4.5 h e b a s de desempeño del sistema completo . . . . . . . . . . . 69

RESULTADOS. CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES . . . . . . . 75

REFERENCIAS Y BIBLIOGRAFIA . . . . . . . . . . . . . . . 79

APENDICE A . FUENTES PROGRAMABLES Y POLINOMIALES

APENDICE B . DISPOSITIVOS OPTICOS Y OPTOELECTRONICOS

APENDICE C . CIRCUITOS INTEGRADOS BASICOS

LISTA DE SIMBOLOS Y ABREVIATURAS

MDLO x nm FDM Tx

Rx dB LED APD

c d 6 C D BER MHz Km VDC 6 vcd

1, Id

Vrn" mW

MbPS ILD SRD n-L

ECL V

vmf mA

Multiplexación por división de longitud de onda Longitud de onda

Nanómetros Modulaci6n por divisi611 de frecuencia Transmisor Receptor Decibel Diodo emisor de luz Fotodiodo de avalancha Corriente directa Taza de error de hit Mega hertz Kilometro Voltaje de corriente directa Corriente de polarización Corriente de modulaci6n Voltaje inverso de polarización Miliwan Megahit por segundo Diodo láser de inyecci6n Diodo super radiante Mgica transistor-transistor Mgica acoplada por emisor Volts Voltaje de referencia Miliamperes

Lista de símbolos y abreviaturas

Factor de multiplicaci6n del APD Potencia incidente o de entrada Factor de multiplicación relativo Acoplador bidireccional Pérdida por emplame Pérdida en acoplador Pérdida en conector Pérdida en la fihra

Lista de símbolos y abreviaturas

p. I

Ref

1, IIE

PW SNR R 6 r FET

si Ge GaAs

InGaAs InGaAsP PIN cm CAG 6 AGC P-I %

"C IC v c

v a A,

f,

ht. Po n Av

Peg

Potencia 6ptica de salida Corriente Referencia Corriente de umbral

Instituto de investigaciones Eléctricas Microwatt Relación señal a ruido Responsitividad (APD 6 PIN respectivamente) Transistor de efecto de campo Silicio Germanio Arseniuro de Galio Arseniuro de Galio Indio Arseniuro de Galio Indio F6sforo Diodo de tres capas: positivo-intrínseco-negativo Centímetro Control automático de ganancia Proporcional integral Porcentaje Grado centígrado Corriente de colector Voltaje de colector Voltaje colector emisor Ganacia de transimpedancia Frecuencia de corte Ganacia en corriente alterna de un transistor bipolar Potencia de disipación Ohms Ganancia de voltaje Microsegundos

LISTA DE FIGURAS

1.

1.1 1.2

1.3

1.4 1.5

2.1

2.2 2.3 2.4

2.5 2.6 2.1 2.8 2.9 2.10 2.11 2.12 2.13

2.14 2.15

Tipos de multiplexaje para transmisión óptica unidireccional.

Configuraciones fundamentales de transmisión con MDLO. diplexaje con tecnología de MDLO. Duplexaje con tecnología de MDLO. Diagrama a bloques del enlace punto a punto. Diagrama a bloques del sistema transceptor.

Características de transferencia típicas para los LEDs, ILDs y SRD's. Diagrama a bloques del transmisor. Circuito de modulaci6n (par diferencial). Fuente de I,. 1, vs. V& 1, vs. vmp

Configuraciones de paquetes láser. Diagrama eléctrico del circuito trans P. vs. I para 850 nm.

isor in diodo láser.

Configuración del equipo para la caracterización del diodo laser 'Ihompson CSF. P. vs. I para 1300 nm. Configuración del equipo para la caracterizaci6n del diodo láser Fujitsu. Esquema para probar el transmisor a 850 nm. Esquema para la evaluaci6n de la calidad de la señal digital del transmisor a 850 nm. Esquema para probar el transmisor a 1300 nm.

Lista de figuras

2.16 2.17 2.18

3.1 3.2

3.3 3.4 3.5 3.6 3.1 3.8 3.9 3.10 3.11 3.12 3.13 3.14 3.15 3.16 3.17 3.18 3.19 3.20

Esquema para la evaluación de la calidad de la SeAal digital del trnsmisor a 1300 nm. Diagrama de ojo de la seilai en el enlace a 850 nm, a una velocidad de 8 Mbps. Diagrama de ojo de la señal en el enlace a 1 3 h nm, a una velocidad de 8 Mbps.

Características de responsitividad de los fotodetectores. a) Fotodiodo de avalancha mostrando su región de alta ganancia; b) Multiplicación de pares

portadores en la regi6n de alta ganancia. Gráfica de ganancia contra voltaje de un APD típico. Diagrama a bloques del receptor con APD. Diagramas de conexión de los APD’s. Diagrama funcional de la fuente programable de alto voltaje. Voltaje de control (V.) vs. voltaje de salida (VJ para la fuente programable de alto voltaje. Circuito del preamplificador. A, vs V, del MC1590G. Circuito del lam de CAG. Diagrama eléctrico del circuito receptor con APD. Modelo utilizado para el detector de picos.

Respuestas para diferentes valores del modelo del detector de picos en baja frecuencia. Respuestas para diferentes valores del modelo del detector de picos en señal portadora. Modelo utilizado para el amplificador con CAG. Respuesta del modelo del amplificador con CAG. Modelo del lam de CAG. Respuestas del modelo del lazo de CAG. Esquema para la caracterización del APD. Factor de multiplicación vs. V, para el APD: a) 850 nm y b) 1300 nm.

3.21a Esquema de prueba para el receptor: 850 nm. 3.21b Esquema de prueba para el receptor: 1300 nm.

Lista de figuras

4.1 4.2 Esquemático del acoplador bidireccional. 4.3

Diagrama detailado del enlace biduzccional.

Montaje de prueba para evaluar el desempeño del enlace bidireccional completo.

A.l

A.2 A.3

Representación esquemática de una fuente polinomial en el Micro-Cap 11 Modelo de una forma de onda programable. Representación gráfica de las fuentes programables.

LISTA DE TABLAS

I Evaluación comparativa de los diferentes tipos de multiplexación para comunicaciones 6pticas.

2.1 2.2 2.3

Desempeño típico de las fuentes ópticas. Resultados del transmisor a 850 nm. Resultados del transmisor a 1300 nm.

3.1 3.2 3.3

Desempeño típico de los dispositivos detectores. Sensitividad del receptor a 850 nm. Sensitividad del receptor a 1300 nm.

4.1 4.2

Resultados de las pruebas de caracterizaci6n de los ABD’s. Resultados de las pruebas al enlace bidireccional.

A.l A.2

Valores de los coeficientes y exponentes de las fuentes polinomiales. Parámetros de las fuentes programables.

Introducción

1.1 ANTECEDENTES.

Aunque la tecnología de las fibras ópticas es relativamente nueva (aproximadamente 20 años) 1 1 ] muchas empresas a nivel mundial y nacional cuentan ya con un sistema de cableado con fibras ópticas para la intercomunicación de sus instalaciones, ya sea mediante redes o con enlaces punto a punto. Otras muchas compañías están en la etapa de planeación del cableado, para lo cual se buscan soluciones que impliquen un ahorro significativo en la cantidad de materiales y en el costo de los mismos. Una de las alternativas que tiene una adaptabilidad y eficiencia superior a las demás es la multiplexación por división de longitud de onda (MDLO), la cual consiste en enviar diferentes longitudes de onda provenientes de diferentes fuentes a través de una sola fibra óptica. En el extremo receptor se separan las diferentes señales y de este modo se aprovecha el gran ancho de banda del medio de transmisión.

Existen aplicaciones donde se requiere un ancho de banda tan grande que la fibra óptica es el medio de transmisión ideal, y para aprovechar al máximo su capacidad pueden inyectarse varias portadoras ópticas simultáneamente en la fibra empleando la técnica de MDLO. Un ejemplo es la distribución de televisión por cable, la cual está llegando al límite en el ancho de banda o número de canales que pueden hacerse. llegar al usuario final utilizando cable coaxial. Independientemente el mismo cable de una sola fibra óptica que llegue hasta la casa del usuario puede utilizarse para transportar, mediante otras portadoras, señales de telefonía, datos digitales, operaciones bancarias, etcétera.

2 Litrodueeián

Una evaluación a futuro de las necesidades del sector eléctrico nacional, arroja que el número de canales para voz y para protección no se incrementar6 significativamente. Sin embargo, se prevé un aumento importante en cuanto al número de canales de datos, debido principalmente al gran auge de los sistemas controlados por computadoras e incluso a las redes de computadoras [ 2 1. Las fibras 6pticas son importantes como medio de comunicación en puntos sujetos a campos eléctricos y magnéticos muy fuertes. La MDLO tiene aplicación potencial prácticamente en todos los sistemas de comunicaci6n por fibra óptica dentro y entre las plantas de generación y las subestaciones.

El diseño de un sistema de fibra óptica es bastante parecido al diseño de un radio-enlace o un enlace de microondas en los cuales el nivel de potencia recibida es bajo, el desempeño ante el mido se enfoca en el diseño del receptor y los formatos de modulación de la señal son similares. La gran diferencia es que la ponadora óprica es M cohereme (aunque ya se experimenta con sistemas ópticos coherentes), de modo que no es posible el heterodinaje de la portadora. La portadora óptica es modulada en intensidad ya sea por la señal o bien por una portadora de frecuencia intermedia que transporta a la señal. Otra diferencia clave es que en el receptor óptico, se trabaja con niveles de corriente de la señal y del ruido en lugar de trabajar con voltajes. Esto es, el fotodetector genera una corriente proporcional a la potencia óptica incidente y a la vez se producen varios componentes de ruido en forma de flujo de electrones.

3 Introducción

1.2 CAPACIDAD DE TRANSMISIdN POR FIBRA ~PTICA.

Para la transmisión de varias señaies eléctricas a través de un tramo de fibra óptica existen básicamente tres posibilidades. Tomando como ejemplo n señales a trasmitir, enseguida se. describen estas tres opciones.

En el primer caso se presenta la mlriplexacidn defibras. consiste en tener asignada una fibra para cada señal dentro de un sistema y se muestra en la figura 1 (a).

(o) YULTIPLEXACON DE FIERAS.

(E) MULTIPLEXALE POR DMSION DE LONGITUD DE ONDA (YOLO).

c 2

C " < "

(C) UULTIPLEXAE ELECTWCO.

O- @ N=

Fig. I Tipon de multiplcxaje p m transmisión óptica u n i d i r s o i d .

4 intmducciái

. . . El (MDm) consiste en utilizar fuentes 6pticas con n longitudes de onda diferentes y se centraliza su potencia 6ptica emitida mediante acopladores selectivos, es suficiente una sola fibra óptica para la transmisión. Esta configuraci6n se muestra en la figura I@).

En el d i p h m j e elécrrico las n sekdes de entrada primero son unidas elhicamente y con la señal resultante se activa al dispositivo emisor. Esta disposici6n se muestra en la figura I (c).

La elecci6n del proceso de multiplexaci6n a aplicar depende de muchos factores y finalmente de la rentabilidad. En la tabla I se hace una evaluación comparativa.

TIPOS DE MULTIPLEXACIÓN

Tabla 1. Evaluación wmpsrntiva de lm diferenten

tipos de rnultiplexación psrn oomunioacioncs 6pticaa

5 Introducciái

Un procedimiento conveniente es en una primera etapa aprovechar la multiplexaci6n eléctrica de las señales, en la medida en que ailn lo permita la tecnologfa de los equipos de transmisi6n y el ancho de banda disponible para una cierta longitud de onda. Alcanzado el límite, puede continuor incrementúndose lo capacidad transmisora porJibra, empleando la MDLO.

La MDLO tiene un papel muy importante en enlaces cortos o medianos sin amplificador intermedio.

1.3 VENTAJM DE LA MDLO.

La MDLO tiene muchas venaas: mayor capacidad de transmisión, transmisión bidireccional, transmisidn simultánea de varios tipos de señales tales como digitales y analógicas, y una fácil expansión del sistema. Es decir !a MDLO mejora dos aspectos fundamentales. Primero, permite trasmitir tanta informaci6n como es posible por una sola fibra óptica; segundo, es una tecnología que eleva la flexibilidad en el diseño de sistemas.

Por ejemplo, en sistemas de larga distancia y/o gran capacidad, el costo del cable de fibra es uno de los factores dominantes en el costo total del sistema. Por lo tanto, el costo del sistema puede reducirse notablemente aplicando tecnología de MDLO.

Por otra parte, el segundo aspecto parece ser mas atractivo para sistemas de suscriptores (abonados) y en aplicaciones locales, esto es, se prevé que en el futuro cercano deberá estar disponible una gran variedad de servicios de información en cualquier lugar y a cualquier tiempo debido a la diversificación de las actividades sociales. Estos servicios de informaci6n serán proporcionados por redes de fibra 6ptica de banda ancha en conjunto con sistemas de transmisión ópticos de alta capacidad. La tecnología de MDLO puede ser aplicada efectivamente en estas áreas porque hace posible trasmitir varios tipos de señales, tales como video analógico y datos digitales sin modificaci6n de las instalaciones existentes.

6 Introduceida

1.4 OBJETIVO Y DESCRIPcidN DEL TRABAJO.

El presente trabajo involucra el diseño, construcción y pruebas de un enlace digital de comunicaciones vía fibra óptica, punto a punto y bidueccional, utilizando la multipleroci6n por divhidn de longitud de onda MDLO para lograr comunicación bidireccional simultánea (full-duplex) a través de una sola fibra óptica. El proyecto implica el diseño y construcción de dos transmisores y dos receptores, así como el subsistema de fibra óptica como medio de comunicación. Las longitudes de onda de operación de los enlaces individuales son: 850 nm y 1300 nm.

La finalidad de este enlace es ayudar a resolver las necesidades de comunicación actuales y las previstas para el sector eléctrico nacional, en cuanto a canales de datos, voz digitaiizada y teleprotecciones.

1.5 CONTENIDO.

El capítulo 1 reseña de manera detallada la MDM, as1 como la conceptualización del enlace punto a punto y del sistema transceptor que se empleará en cada extremo.

En el capítulo 2 se describe la construcción, pruebas y resultados obtenidos para los circuitos transmisores. Asímismo, se justifica la elección del tipo de diseño con base a comparaciones de las fuentes ópticas (LED, SRD y LASER).

El capítulo 3 detalla la construcción, pruebas y resultados de los circuitos receptores. Igualmente se justifica la selección del tipo de receptor basándose en los tipos de fotodetectores (PIN, APD) y el preamplificador asociado.

En el capítulo 4 se describe a detalle el enlace punto a punto así como los dos sistemas transceptores. Se realizan los cálculos de *presupuesto de disponibilidad de potencia dpticu" y "presupuesto del tiempo de elevucidn " para las dos longitudes de onda seleccionadas. Además se presentan los resultados finales obtenidos en la evaluación del sistema completo.

trabajo. Finalmente se presentan las conclusiones y perspectivas del presente

1 En ingl6~ ee power budget, hablando del nivel 6ptico del enlace.

Capítulo 1

Sistemas de MDLO

1.1 BOSQUEJO DE SISTEMAS DE MDLO.

Conceptualmente el esquema de multiplexación por división de longitud de onda es el mismo que el de la multiplexación por división de frecuencia (FDM) utilizada en los sistemas de microondas, radio, satélite o transmisión por cable coaxial.

Existen dos configuraciones básicas para sistemas de transmisión que emplean MDLO: transrnisi6n unidireccional y transmisión bidireccional, como se muestra en la figura 1.1. Cualquiera de las dos requiere una sola fibra 6ptica, varias fuentes de luz, varios fotodetectores y dispositivos de multiplexaje y demultiplexaje óptico (acoplador multipuerto). La transmisión unidireccional requiere un multiplexor y un demultiplexor, mientras que los sistemas bidireccionales requieren un acoplador bidireccional en cada extremo del enlace.

Los multiplexores por división de longitud de onda más ampliamente utilizados se clasifican en dos amplias categorias: dispositivos angularmente dispersivos, como prismas y rejillas de difracción; y los dispositivos basados en filtros, tales como los filtros de interferencia multinivel de película delgada o los dispositivos ópticos integrados unimodo [ 3 I[ 4 I[ 5 I.

8 cepltulo 1 silitcm de MDLO

o * e l

o 1 t l

e " C "

TRANSMISION UNlDlRECClONAL

o n S r n

<i "+l C l

c "*? e 1

O "

TRANSMISION BlDlRECClONAL

0 TluNYMR @ EYIYWl

D @ DETECTOR

kig.í.1. Configuraciones fundamcntaleg de transmisión con MDM

1.2 TIPOS FUNDAMENTALES DE MDLO.

Las dos formas de MDLO consideradas como básicas para sistemas más complejos son: diplexaje y duplexaje. El primero se refiere a la MDLO unidireccional y el segundo a la MDLO bidireccional, ambos casos empleando únicamente dos longitudes de onda. A continuaci6n se describen con mayor detalle.

9 cIipll<llo 1 sistemps de MDLO

1.2.1 DIPLEXAJE.

La figura 1.2 ilustra el esquema de multiplexaci6n llamado diplexaje, donde dos longitudes de onda son transmitidas en la misma dirección sobre una fibra común. Un multiplexor por longitud de onda combina la luz de dos transmisores y acopla la señal de luz compuesta dentro de una sola fibra de salida. En teorfa, si las dos longitudes de onda no tienen componentes espectrales que se traslapen, esto puede ser realizado sin pérdidas. Esto es, la eficiencia de acoplamiento obtenida por cada uno de los transmisores hacia la fibra, cuando se acoplan simultáneamente, puede ser tan buena como cuando los transmisores son acoplados a fibras separadas.

TRANSMISORES RECEPTORES

Fig.l.2. Diplcxaje c m tecnología de MDLO

En la práctica existen siempre pérdidas extras asociadas con el uso de un multiplexor por longitud de onda, pero esta pérdida en el acoplamiento puede ser mantenida abajo de 1 6 2 dB con un diseño apropiado del acoplador (aún para fibras monomodo). También es posible utilizar un acoplador no sensitivo, el acoplador de onda, pero en tal caso, existirá una pérdida por acoplamiento adicional de 3dB a cada longitud de onda.

Las dos longitudes de onda propagándose en la fibra, posiblemente experimenten pérdidas significativamente diferentes, debido a las características de propagaci6n. En el extremo opuesto de la fibra, las longitudes de onda son parcialmente separadas por un demultiplexor selectivo de longitud de onda. Para obtener un recham apropiado, en las entradas de los receptores, de las longitudes de onda no deseadas, posiblemente se requieran filtros adicionales. El demultiplexor por longitud de onda introduce pérdidas, tal como en el caso del multiplexor; pero ésta puede ser mantenida abajo de 1 6 2 dB si la selectividad de longitud de onda no es demasiado grande. Los filtros introducen pérdidas, dependiendo de la selectividad requerida. El rechaza de la longitud de

onda no deseada requerido de la combinación del demultiplexor y de los filtros selectivos de longitud de onda depende de varios factores: las dos señales ópticas llegando al extremo de la fibra pueden no ser de igual nivel, por tres razones. Los dos transmisores pueden emitir niveles desiguales de potencia óptica. La eficiencia de acoplamiento de las señales de salida de los transmisores hacia la fibra puede no ser la misma para ambas longitudes de onda. La perdida en la fibra puede ser diferente para las dos longitudes de onda. Entonces una de las longitudes de onda puede llegar al demultiplexor con un nivel óptico significativamente más bajo que la otra. Esto incrementad el rechazo requerido de la longitud de onda de más alto nivel en la trayectoria hacia el receptor con respecto hacia la longitud de onda de nivel óptico más bajo. Si se utilizan técnicas de modulación digitales entonces una raz6n de 10: 1 entre los niveles de potencia de las señales ópticas deseada e interferente en la entrada del receptor puede ser suficiente para enlaces de baja velocidad (Kbps). Si se están utilizando iécnicas de modulaci6n analógica, entonces razones mucho más altas de señal deseada-interferente puede ser requerida para alwizar la raz6n señal a ruido deseada a la salida del receptor.

Puede obtenerse un rechazo adicional de la longitud de onda no deseada mediante el detector óptico. Si las longitudes de onda están suficientemente separadas y se tienen diferentes responsitividades en cada detector.

1.2.2 DWLEXAJE.

L a figura 1.3 ilustra el esquema de MDLO llamado duplexaje, donde dos longitudes de onda son transmitidas en direcciones opuestas sobre una fibra común. Las consideraciones aquí son similares al caso del diplexaje, con las adiciones siguientes. La interferencia de la longitud de onda no deseada nace de las reflexiones en los componentes de multiplexaje por longitud de onda, en los empalmes y la dispersión Raileigh de la luz las cuales pueden ser recapturadas en la dirección inversa. Estas señales reflejadas pueden ser relativamente grandes, comparadas con la señal óptica deseada, cuando la señal deseada ha experimentado una atenuación sustancial durante su propagación a través de la fibra, y cuando las reflexiones son cercanas al terminal transmisor para la señal

11 CepRUlo I siatomsa de m m

no deseada. Por estas razones el contraste requerido en la transmisión de las señaies ópticas deseadas y las no deseadas por los multiplexores y los filtros ópticos pueden ser mayores en los sistemas de duplexaje que en los sistemas de diplexaje.

w Tx/Rx

I ACOPLAOORES BlDlRECClONALES

Tx/Rx

Fig.l.3. Duplezaje can tecnología de MDLO.

La motivación usual para emplear el multiplexaje por divisi6n de longitud de onda es la de compartir el costo de la fibra entre más señales portadoras de información. No obstante, hay algunas aplicaciones donde se desea comunicación en ambos sentidos; pero donde el uso de más de una fibra es inconveniente. Por ejemplo, existen cienos diseños de cable compacto diffciles de implementar con más de una fibra. Como otro ejemplo, la mayoría de los conectores son más fáciles de implementar con una sola fibra; y algunas veces conectores múltiples resultan inconvenientes. Una junta rotatoria es un ejemplo de interconexión la cual resulta mucho más compleja con dos fibras que con una.

La clave para una implementación exitosa de un sistema de multiplexaje por división de longitud de onda es obtener y mantener un aislamiento adecuado de las señales independientes que están siendo transmitidas y recibidas.

Varios mecanismos pueden dar origen a interferencia entre las señales a longitudes de onda nominalmente diferentes. Los componentes ópticos de multiplexaje por longitud de onda y los filtros selectivos de longitud de onda no son perfectos. Tienen una habilidad limitada para discriminar aún entre longitudes de onda ampliamente espaciadas (debido a mecanismos de dispersión y otras imperfecciones); y la habilidad para discriminar entre longitudes de onda cercanamente espaciadas es impedida por las sensitividades de los filtros y rejillas de difracción debido a tolerancias de fabricación y efectos de temperatura.

Adem& del problema de fugas de señal no deseada a través de las bandas de rechazo nominales de los multiplexores por longitud de onda y los filtros, se deben tomar en cuenta las emisiones de las fuentes ópticas las cuales pueden caer dentro de las bandas de longitud de onda asignadas a las otras fuentes. Para ayudar a reducir emisiones fuera de banda de las fuentes quizá tengan que incluirse filtros ópticos pasabanda en la fuente así como en el receptor.

En resumen los tres criterios básicos de desempeño son la pérdida por inserción, el anrho del canal y la ddonln.

La pérdida por inserci6n define la pérdida de potencia provocada en la linea de fibra óptica por la adición de un dispositivo de acoplamiento para multiplexación por división de longitud de onda. Esto incluye las pérdidas que ocurren en los puntos de conexión del elemento acoplador a la fibra y las pérdidas intrínsecas del elemento en sí.

El ancho de canal es el rango de longitud de onda que se- asigna a una determinada fuente óptica. Si se emplea diodo láser se requieren anchos de canal del orden de decenas de nanómetros, para asegurar que no exista interferencia inter-canal. En cambio, para fuentes tipo LED el ancho de canal requerido es de 10 a 20 veces más grande debido a que el ancho espectral de salida es mayor.

La diafonía se refiere a la cantidad de señal que se acopla de un canal a otro. Los niveles tolerables fluctuan dependiendo de la aplicacidn pero generalmente se requiere menor o igual a -30 dB para velocidades de transmisión medianas y altas en el orden de los Mega bits por segundo (Mbps).

1.3 CONCEPTUALIZACIÓN DEL SISTEMA.

Para el sistema de MDLO lo que se tenía disponible en un principio -acopladores bidireccionales - determind la selecci6n del resto de los componentes. Riesto que los acopladores son multimcdo, el enlace tiene que realizarse con fibra de este tipo. Por otro lado, las fibras adaptadas a los dispositivos emisores y detectores ("pigtails") se requieren del mismo tipo para una buena eficiencia en el acoplamiento.

13 Capítulo 1 Siotemaa de MDLO

El sistema que se diseñó opera en dos ventanas distintas del espectro de b a a atenuación de la fibra - 850 y 1300 nm - para Lo cual se seleccionaron los componentes adecuados de emisión y detección. Se cuenta también con el equipo apropiado para verificar el correcto funcionamiento de los componentes, en forma individual, y del sistema completo.

cp a0 o 8 4- o,

1.3.1 DIAGRAMA A BLOQUES DEL ENLACE PUNTO A PUNTO.

En la figura 1.4 se muestra el diagrama a bloques del enlace punto a punto. Para alcanzar la máxima longitud del enlace entre los dos equipos transceptores, se seleccionaron transmisores con diodo lher y receptores con fotodiodo de avalancha (APD). Posteriormente se profundizará en los motivos de haber seleccionado estas configuraciones de transmisión y recepción. La limitante por dispersión de la fibra y los tiempos de elevacidn de los dispositivos emisores y detectores no se consideran críticos pues sobrepasan los requerimientos de la taza de transmisión empleada, esto se demuestra en el capítulo 4 al realizar el cálculo de los presupuestos del sistema.

TRANSCEPTOR I TRANSCEPTOR II

FIBRA opric* Tx o 1300 nrn R x o 850 nrn Rx a 1300 nm

V Figura 1.4. Diagram a bloquea del snlscc punto a punto. ,

La figura 1.5 presenta el diagrama a bloques que contiene todos los componentes del sistema transceptor electrodptico. Está compuesto de tres elementos principales: transmisor. receptor y el acoplador bidireccional. Además se requieren elementos complementarios, que son indispensables: fuentes de alimentacidn de voltaje de cd, medidores de corriente y de voltaje y empalmes o conectores que sirven como interface de los dispositivos emisores y detectores con el acoplador bidireccional.

14 Capítulo 1 Siuiem de MDLO

-bd.Iinod f I

CIRCUITO TRANSMISOR CON D K ) o VSER

OAF

CIRCUITO RECEPTOR * CON FOTODIODO DE AVAUNCM ( U D )

I

ETg.l.5. Diagrama a bloquea del aistcma tmsccptor.

1.4 ESPECIFICACION TECNICA DEL SISTEMA.

AI hablar de alcances del sistema se trata de evaluar la distancia maxima a transmitir sin repetidores y cuanta información se puede enviar para una taza de error de bit específica (BCR-por sus siglas en inglés). Esto es la máxima longitud del enlace sin repetidores y velocidad de transmisión para una BER determinada.

La combinación de transmisores basados en diodo láser y receptores basados en fotodiodo de avalancha es la que permite alcanzar la mayor distancia de transmisidn posible sin repetidores. En cuanto a la máxima taza de transmisión para una taza de error de bit de 1 X lo9, se deben considerar los tiempos de elevación del transmisor, el receptor y la fibra óptica. Lo ideal sería utilizar fibra óptica unimodo por sus características de baja p&dida y por el tipo de fuente emisora empleada; sin embargo, ya que los acopladores bidireccionales son del tipo multimodo se tiene que utilizar fibra del mismo tipo para el enlace, aceptando pérdidas de potencia óptica mayores por unidad de longitud. El ancho de banda de la fibra óptica generalmente se expresa wmo un producto de ancho de banda por unidad de longitud en MHz-Km, por lo cual para saber la máxima distancia en un enlace se divide este producto entre el ancho de banda que se requiere utilizar.

.. .

15 capítulo I sistunu da mu)

Para encontrar el límite te6rico en la M L X i longitud del enlace deke tomarse en cuenta que la atenuación de la fibra a 850 nm de longitud de onda (2.5 dBKm) es mucho mayor que a 1300 tun (0.5 dBKm). De aquí que sea el presupuesto de disponibilidad de potencia óptica en el enlace a 850 tun el que dicte la máxima longitud de transmisión del sistema.

Considerando que el transmisor a 850 nm inyecta una potencia óptica promedio de O dBm ( I mW) en operacidn normal, y tomando en cuenta la sensitividad del receptor a 850 nm de -45 dBm, con atenuación de 2.5 dB por Km se tendría UM longitud del enlace de 17 Km. Este cálculo incluye una pérdida fija total de 3 dB para los conectores y los empalmes en el enlace. En la práctica sin embargo se presentan otros factores como el margen de seguridad que afectan el presupuesto de disponibilidad de potencia óptica.

Para la máxima velocidad de transmisión la limitante es el ancho de banda de la fibra. Su producto ancho de banda por unidad de longitud para - 3dB es de 452 MHz por Km ( apéndice B ), con lo cual para un ancho de banda de 30 MHz (20 Mbps), se alcanzan a cubrir del orden de 15 Km.

Los resultados que se esperan alcanzar son una taza de transmisi6n de 34 Mbps para una longitud de 5 Km y u b taza de error de 1 X 106. O bién, una taza de transmisión de 8 Mbps para una longitud de 17 Km y una taza de error de 1 X la9.

Capítulo 2

Transmisor con diodo láser

2.1. SISTEMAS DE TRANSMISIÓN POR FIBRA ~ P T I C A

La función del transmisor óptico es convertir la señal eléctrica que se desea enviar en una señal óptica apropiada para viajar a través de la fibra.

La selección de diseño para el transmisor se basa en el ancho de banda y en el formato' de la señal. Para transmisión digital las fuentes se eligen para cubrir una velocidad de transmisión alta (Mbps) y una baja razón de extinción2 y los circuitos manejadores son adaptados a la fuente para opt¡m¡¡ su respuesta [4].

Desde el punto de vista del presupuesto de disponibilidad de potencia óptica del enlace, el parámetro clave es la potencia óptica acoplada en la fibra. Otros parámetros de la fuente que afectan el presupuesto de potencia óptica del enlace son la distorsión armónica total, la razón de extinción, el índice de modulación y el Nido de la fuente, ya que cada uno de ellos impone limitaciones en la calidad de la señal de extremo a extremo del enlace, o limitan la cantidad de potencia óptica susceptible de utilizarse por la señal [ 6 1 .

Considerando el presupuesto de ancho de banda del enlace, el parhnetro clave es el tiempo de elevación de la fuente, cuando se trata de transmisión digital. Si es analógica el parámetro importante es la linealidad.

' Tipo de codificación y forma de la trama escogida para la transmisión. Relación de la potencia óptica en estado lógico "1" a la del estado

16gico "O".

2.1.1. SELECCIÓN DEL DISPOSITIVO EMISOR.

lomw

Para transmisión por fibra 6ptica, existen tres tipos de fuentes ópticas a base de semiconductores: los diodos emisores de luz (LEDs), los diodos láser de inyección (iLD's) y los diodos super-radiantes (SRD's). Todos ellos son dispositivos de unión P-N. La carpEteíJstjca típica de potencia óptica de salida contra la corriente manejadora se muestra en la figura 2.1 y algunos parámetros típicos de estas fuentes se presentan en la tabla 2.1.

.. I I I - I

I I I I

- I L

I , , I I

- - - - -

LED

El dispositivo emisor seleccionado es el diodo láser debido principalmente a su8 características de alia potencia óptica de salida, ángulo de emisión angosto, rápida respuesta y ancho espectral muy angosto.

Led's Loser's

.4-4.0 50-150

.1-1.5 ,3-,45 .04-,075 .01-.O5 ,015-.O35 .05-.I3 .OJ-.O6

.003-.03

50-150 100-150 .08-.15 .1-.S

1-10 5o-lOOo

un nuLnnMx) üiü RwUENlAClON DmRlüUOI UY UUlUOMl EC C A W W M E R N A FP FABRI =mi EC W R W EXTERNO

Mou 800-850 1300 I s 0 0 caru. W P c a W r p

YY 1-2 2-5 2-10 UY-FP 150 I50

WE 10-30 10-30 EC 1-10 1-10 E t .002-1 ,002-1

PI-CSP-RH Ell en csp 20-50 BH 2-8 1.5-8 1.5-8

YY .5-7.0

UN .5-.25 , 4 4 0 .5 UY 1 . 5 4 YY 25-1 .ZS-.S

25: 1 251 251 CSP 40-80 en 2-3 2-3 2-3

1-10 , 5 5 0 .5-50

Tabla 2.1. Dsesmpciw Upico de lai hentea ó~Acn.9.

2.2. CARACTERIZACIdN DE DISPOSITIVOS EMISORES.

Fué necesario caracterizar en el laboratorio los dispositivos emisores infrarojos (didos láser), debido al papel tan importante que juegan en el correcto funcionamiento del sistema y a que los fabricantes no garantizan la exactitud en su comportamiento bajo condiciones diferentes a las de sus PNebaS.

- - ~. -- - ..... __

19 Capítulo 2 TransmUor urn diodo l k r

2.2.1. DIODO L k E R THOMPSON CSF (850 NM).

En la figura 2.2. se presenta la caracterfstica de Po vs. I. Como se ve la Ith es de 80 mA y se tiene UM excursión maxima de la I, de 30 mA. En la figura 2.3. se presenta la configuración del equipo utilizada al realizar la prueba de caracterización. El método empleado consistió en variar gradualmente la corriente mieniras se registraba el valor de la potencia óptica emitida con el medidor de potencia óptica.

POTENCU mu (UW)

Flg. 2.2. Po YS. I para 850 nm. I ) Datos dcl f a b r i h ;

2 ) Medida cn el laboratorio de Cornunicacionw del IIE.

.

Alimentocion de voltaje c.d. MEDIDOR DE

Fuente de

Dispositivo

diodo laser

Hp 62568 estable

3M PHOTODYNE 1 BXTA

Medidor de corriente FLUKE 77

4 F u e n t e del-, corriente

Hp 62568

diodo laser

Medidor de corriente FLUKE 77

PUrtNClA

3M PHOTODYNE 1 BXTA

Fig. 2.3. conliguración del equipo p” k oarsElsiVaci6n del diodo Iáacr

Thompmn CSF.

2.2.2. DIODO L h E R FUJrTSU (1300 NM).

En la figura 2.4 se presenta la característica de Po vs. 1. Como se puede ver la Ith es de 17 mA y se tiene una excursión máxima de la de 10 mA (medidos). En la figura 2.5 se presenta la configuración del equipo utilizada al realizar la prueba de caracterización. El mhdo empleado fié variar gradualmente la corriente mientras se registraba el valor de la potencia óptica emitida indirectamente con el analizador de forma de onda para posteriormente cuantificarla en el osciloscopio. Debe notarse que este m h d o no es muy confiable por ser indirecto, sin embargo fié la única opción al no contar con un medidor de potencia óptica que opere en la región espectral de longitud de onda de 1300 nm. Una desventaja notoria es que el analizador de forma de onda óptica solo acepta como máximo nivel de entrada 1 mW. de potencia óptica.

POTENCU OPTICA (uW)

ref

CORRIENTE DE OPERACION (mA)

Dispositivo emisor diodo Idser Fujitsu

Fig. 2.4. Po VI. I para 1300 nm. I ) Ditoa del fibdcmle.

2) Medida m el Labonilono de ComunieaCionUi del UE.

osclLoscoPlo W O C I C O DE 150 MHZ

Fig. 2.5. cod,gunciái dcl quip0 para k camdwh5i6n del diodo ldacr

Pujitai.

2.3. DISENO CONCEPTUAL DEL SISTEMA TRANSMiSOR.

El diodo laSer de semiconductor presenta variaciones en su caraaerística de transferencia de potencia óptica contra corriente manejadora, estas variaciones son provocadas principalmente por cambios de temperatura y en m e m grado por el envejecimiento del dispositivo. Esto sugiere la necesidad de al menos una etapa de regulación de la corriente manejadora para mantener una potencia de salida relativamente constante.

Los alcances de este trabajo en la construcción del transmisor son para obtener un prototipo de laboratorio que funcione bajo condiciones controladas externamente. Esto es, de modo que no sea necesario ningún tipo de compensación a nivel del circuito.

Con las consideraciones anteriores, existen dos posibilidades para la contrucción del circuito transmisor. La primera es el método tradicional, empleando componentes disponibles en el mercado nacional. La segunda implica la utilizacióa de un circuito integrado manejador para diodo láser de mediana escala de integración, el cual realizaría las funciones de polarización y modulación del diodo láser en el circuito transmisor.

2.3.1. ESPECIFICACION DEL TRANSMISOR.

Debido a que los circuitos integrados manejadores (driver’s) de diodo láser no se tuvieron disponibles a tiempo se opt6 por diseñar y contruir los circuitos transmisores con componentes disponibles en el país. Todas las etapas se implementaron con elementos discretos y el sistema es básicamente de excitaci6n y modulaci6n con referencias externas, sin lazos de realimentaci6n para el control automiitico de las corrientes de polarización y modulación.

Las características requeridas para los circuitos transmisores son una velocidad de transmisión de 20 Mbps para una BER de 1 X 109. Para el diodo láser a 850 nm se requiere una b de 80 mA y una 1, de 30 mA; para el láser a 1300 nm la es de 17 mA y la de 10 mA. Los valores anteriores son para un desempeño óptimo en modulación digital respetando los límites máximos de disipación de potencia de los dispositivos emisores electro ópticos (diodos láser).

En la circuitería de los transmisores se consideró el control externo en la magnitud de las corrientes de polarización y modulación. Para lograrlo las fuentes de corriente fueron controladas por un voltaje de referencia variable, el cual se obtuvo con potenciómetros de precisión garantizando así un rango amplio y un control fino para la evaluación del desempeño de los circuitos transmisores. La tabla 2.1 presenta las características deseadas de los transmisores con diodo láser.

2.3.2. DIAGRAMA A BLOQUES DEL SISTEMA TRANSMISOR.

La figura 2.6 presenta la configuración a nivel bloques del sistema transmisor con diodo láser de semiconductor. Se define enseguida el funcionamiento del conjunto integrado.

Sena1 eléctrica Seiio1

entrada

2.3.3. DEsCRIPCIdN FUNCIONAL DEL SISTEMA TRANSMISOR.

El circuito transmisor consta de una etapa de entrada, una de modulación y una de polarización. La etapa de modulación se subdivide en fuente de corriente de modulación L) y circuito de modulación.

24 Cdpaib 2 Tnnunúor am diodo h e r

El objetivo de la circuitería del transmisor es proporcionar la excitación necesaria para operar el elemento emisor en su región lineal, emitido la mayor cantidad de potencia óptica posible y aítadiéndole el menor niido a la señal de información. La se encarga de situar el dispositivo emisor (diodo láser) en el principio de su región lineal de emisión estimulada. Luego se requiere variar la emisión de potencia óptica dependiendo del bit a traasmitir, uno o ten> lógico; para ello se conmuta la corriente proporcioaada por la W de J .,, considerando un "1" lógico como m a X ¡ emisión de potencia óptica (mixima corriente) y un "O" lógico como mínima emisión de potencia óptica (mínima corriente). El encargado de efectuar la conmutación es el ' constituido por un par diferencial de transistores bipolares en UM de cuyas ramas de colector se coloca el diodo láser como carga. Para obtener los niveles de entrada adecuados hacia el circuito de modulación se utiliza una de entrada que consta de un convertidor de niveles TIZ/ECL el cual permite la no-saturación de los transistores mejorando la velocidad de respuesta del par diferencial.

2.4. DESCRIPCION A NIVEL CIRCUITO DE LAS ETAPAS DEL TRANSMISOR.

A continuación se presenta la descripción detallada de los bloques constructivos del circuito transmisor.

2.4.1. ETAPA DE ENTRADA. CONVERTIDOR DE NIVEL TTL/ECL.

Consta del circuito integrado MC10124 que pertenece a la familia MClOOOO de Motorola, internamente esta constituido por compuertas convertidoras de nivel TIZ a nivel ECL. Sus salidas son conectadas a un circuito fijador (clamping) de nivel basado en diodos de conmutación, el cual establece los niveles adeeuados para la etapa siguiente que es el par diferencial del circuito de modulación. Sus principales características son [ 7 1:

Tiempo de elevación = 2.5 11s. Tiempo de retardo = 3.5 ns. Pot. max. disipada = 380 mW.

Los niveles de salida de la compuerta son 4.85 V para cero lógico y -1.7 V para uno lógico, con el circuito fijador de nivel las salidas se ajustan a -2.45 V para cero lógico y -3.3 V para uno lógico.

2.4.2. CIRCUITO DE MODULACIÓN (PAR DiFEFtENCIAL).

Consiste de un amplificador diferencial de transistores bipolares (NF") cuyo circuito se muestra en la figura 2.7. Con la elección apropiada de los voltajes de entrada en ambas basa de los transistores, ninguno de ellos será conducido a saturación. Esto resulta en un switcheo rápido pues no es necesario remover ninguna carga almacenada en algiln transistor saturado. Otra ventaja de esta configuración es su naturaleza de corriente constante; con esto se adiciona un mínimo de ruido proveniente de transitorios en la conmutación [ 7 1.

carga

ED135 ED135

Los niveles de entrada que se tienen son los provenientes de la etapa de entrada al transmisor: - 2.45 V para "O" lógico y -3.3 V para "1" lógico. Con los valores de componentes calculados se tiene

un voltaje de saturación de -3.45 V por lo cual se asegura la no-saturación de los transistores.

2.4.3. FUENTE DE IMOn.

Se muestra en la figura 2.8. Consiste de un transistor bipolar (NPN) manejado por un amplificador operacional. La entrada w inversora sirve como referencia y se compara con el voltaje entre la entrada inversora y tierra. La corriente se incrementa hasta que el transistor alcanza su voltaje de saturación. La carga para esta fuente es el circuito de moduIaci6n. Los límites en el voltaje de referencia son -5.2 V para mínima corriente y -4.5 V para máxima corriente. La grafica de corriente de salida contra el voltaje de control se presenta en la figura 2.9.

a ".e

FQ. 2.8. Fucnts de I d .

volts

Kg. 2.9. I d vs. Vmf.

2.4.4. FUENTE DE 1,.

Es igual a la fuente de h o d , exceptuando la resistencia entre el colector del transistor y la carga (Rc= 10). Esta modificacidn es debido a que la carga que ve esta fuente es distinta, en este caso es el diodo láser. Los límites en el voltaje de referencia son -5.2 V para el límite mínimo y 4.75 V para el límite máximo.La figura 2.10 presenta la gráfica del voltaje de control contra la corriente de salida de la fuente.

*-i. 2.10. lpal VE. Vmf.

5 7

2.4.5. DISPOSITIVO EMISOR (DIODO LASER).

Para el transmisor a 850 nm se utiliz6 un dispositivo desarrollado por la compañía Thompson CSF, y para el transmisor a 1300 nm un dispositivo desarrollado por la compañía Fujitsu, Inc. La figura 2.11. presenta las configuraciones internas de los dos paquetes laser [ 8 1 [ 9 I.

PAOUETE FUJITSU. INC. PAOUETE THOMPSON CSF 7 1

diodo diodo sensor de p,” 1o*er corriente

VISTA LATERAL VISTA SUPERIOR

28 c4pmiio 2 7- con diodo u.or

2.4.6. DIAGRAMA ELECTRiCO DEL CIRCUITO TRANSMlSORCON DIODO LASER.

En la figura 2.12 se presenta el circuito completo del transmisor con diodo láser. Cabe hacer notar que los dos transmisora son iguala en toda la circuitexla con excepción del dispositivo Unisor. d n por la cual solo se presenta un diagrama eléurico general.

vw 1

VSO VSO

Fk. 2.12. Diagrama elcanco dcl cimiito

vwmuor con diodo lAacr.

La funci6n de los diodos D2 a D5 a la de trasladar los voltajes de excitaci6n del par diferencial hacia niveles apropiados para la no saturación de los transistores (regi6n activa). La bobina L, se encarga de desacoplar la fuente de corriente de polarizacibn del dispositivo emisor y Dá es un diodo de protección para prevenir la polarización equivocada del diodo láser. Las fotografías de los dos transmisores se muestran en la siguiente página.

29

2.4.7. FOTOGRAFIAS DE LOS CIRCUITOS TRANSMISORES CON DIODO LASER.

Capmilo 2 Transmisor cai diodo ldscr

2.5. PRUEBAS DE DFSE-O.

Se realizaron pniebas funcionales para deteminar la raz6n de extinción de ambos transmisores.

2.5.1. l"SMiS0R A 850 NM.

La figura 2.13 presenta el dwama a bloques del eaquema empleado para verificar el desempeóo del circuito transmisor. Los parámms a controlar más importantes son 1, e b, em el extremo transmisor. Para proporcionar la excursión de la seeal en el receptor se utiliza un generador de ñmciones.

" ExTRELlO RECEPTOR

Fig. 2.13. ñ q u a ~ pn pmbsr el ~ ~ n n u o r ' amm.

Los parámeiros a medir más importantes son la potencia óptica mínima, potencia óptica máxima y potencia óptica promedio, en el extremo receptor. El método empleado para medir la potencia óptica promedio consiste en colocar en el extremo receptor el medidor de potencia óptica. La interface entre el "pigtail" del diodo láser y el medidor de potencia óptica es un conector temporal tipo SMA. Mediante las teclas de selección el medidor de potencia se configura para trabajar en 850 rm de longiiud de onda, sus escalas de medición son auto-rango, de modo que proporciona directamente la lectura de la potencia óptica promedio.

Para medir la potencia bptica minllna y máxiima se utiliza la confguracibn opcional mostrada con linea discontinua en el extremo receptor. En este caso .se emplea UII sirplizador de bnna de onda óptica el cual se conecta mediante cable coaxial a un osciloscopio aoalogico. Nuevamente la iaterface entre el extremo transmisor y el extremo receptor ea el conect~t temporal.

2.5.1.1. CALIDAD DE SEÑAL A 850 NM.

La figura 2.14 presentp el esquema utilizado para o m el diagrama de ojo de la Mal a 8 Mbps. El metodo empleado consiste en inyectar una secuencia seudoaleatoriade datos ai transmisor; estos datos se recuperan en el extremo receptor con el analizador de forma de onda óptica. El osciloscopio recibe la señal de reloj desde el extremo transmisor y en el otro canal el flujo de datos, el diagrama de ojo se genera sincronizando el disparo del osciloscopio con la &al del reloj remoto.

GENE- DE 0suL0scopw) PATRONES / bN&oaca DE DETECTOR DE

2.5.2. TRANSMISORA 1300 NM.

La fipra 2.15 presenta el d i m a bloques del q u e m a empleado para verificar el dOsempea0 del circuito transmisor. Los parámetros a controlar más importanies son I, e b, en el extremo transmisor. Para la excursión de la señal se utiliza el generador de funciones.

w€wanDL

z%zEz I* 110

AJirnont da V C

FLW 17 I ./

EXTREMO TRlWSMlSOR EXTREMO RECEPTOR

Fig. 2.15. Eiquuni pnm pmbsr el msrnimr a 1300 m.

Los p a r á m w a medir más importantes son la potencia óptica mínima. potencia óptica máxima y potencia 6ptica promedio. En este caso solo se dispone del equipo necesario para medir la potencia óptica mínima y maxima. por lo cual la potencia promedio será calculada a partir de estos valores. La interface entre el extremo transmisor y el extremo receptor es. como en el caso del transmisor a 850 nm. el conector temporal. El analizador de forma de onda óptica se conecta mediante cable coaxial a un osciloscopio.

Capüuio 2. Tnmmiwr on diodo LQ. 33

2.5.2.1. CALIDAD DE LA SEÑAL A 1300 NM.

La figura 2.16 presenta el esquema utilizado para obtener el dwrama de ojo de Ir SeAal a 8 Mhz. El método empleado consiste ea inyectar una secuencia seuddeatoria de datos al transmisor; estos datos se recuperan ea el extremo receptor con el analizador de forma de onda óptica. El osciloscopio recibe la señal de reloj desde el extremo transmisor y en el otro canal el flujo de datos. el diagrama de ojo se. genera sincronizando el disparo del osciloscopio con la seiíal del reloj remoto.

CON DIODO LASER

I 1 = 1300nn I I

Aiinentocidn de V.D.C. *p 6 2 X B

U mmDnE

Q. 2.16 Esquema para h wilwicián de h calidd de h amid digital dd tlMsmisOr a 1300 mn.

2.6. RESULTADOS OBTENIDOS.

Se presenta para ambos transmisores la taza de extinci6n obtenida con diferentes valores en la corriente de modulaci6n. Tambi6n se anexan las fotografías de las hagffles del osciloscopio del diagrama de ojo de la señal transmitida.

Capmilo 2. Trenamisor wn diodo Iáscr. 34

2.6.1 TRANSMISOR A 850 NM.

Los resultados se muestran en la tabla 2.2 para diferentes valores de L. La b se mantiene fija en 80 mA pues en este valor se obtiene el mejor rendimiento del diodo láser, para transmisión digital. La frecuencia de operación es de 8.4 MHz de señal cuadrada lo cual equivale a 16.8 Mbps de señal digital. Considerando un perfodo de la señal cuadrada del generador de funciones equivalente a dos bits de datos.

lpWp-1 2,430 1,290 16.2

Tabin 2.3. Runiltados dcl tnuismisor a 850 MI.

La figura 2.17 presenta la fotografía del diagrama de ojo de la señal a 8.4 MHz.

Q. 2.17; Okpma de ojo de la sñial sn el enlace a 850 nm,

a urn velocidad de 8.4 MHz (16.8 Mbpa).

Caphilo 2. Tisnsmimr con diodo Idscr. 35

2.6.2. TRANSMISORA 1300 NM.

Los resultados se muestran en la tabla 2.3 para diferentes valores de L. La se mantiene fija en 17 mA. pues en este valor se obtiene el mejor rendimiento del diodo láser. La frecuencia de operación es de 8.4 MHz de señal cuadrada lo cual equivale a 16.8 h4bps de señal digital. Considerando un período de la señal cuadrada del generador de funciones equivalente a dos bits de datos.

lpJGf++k~ 810 425 20.25

Tabla 2.4. Resultados del immimr a 1300 nm.

La figura 2.18 presenta la fotografía del diagrama de ojo de la señal a 8.4 MHz.

Flg. 2.18. D i a g m de ojo de la =¡id en el cnlacc a 1300 nm,

a una velocidad de 8.4 M k .

Capítulo 3 Receptor con APD

El receptor es el encargado de convertir la señal óptica transmitida a través de la fibra óptica en una señal eléctrica proporcional a la misma, susceptible de ser procesada por los circuitos electdn¡cos.

Uno de los principales problemas asociados con la recepción, es el hecho de que la SeAal entregada varía en magnitud de acuerdo con las variaciones de la señal de entrada (envolvente). La respuesta en frecuencia y la relación señal a ruido son afectados por este comportamiento. Los principales causantes de las variaciones de la envolvente son:

Temperatura Envejecimiento

. Vibraciones de la fibra y conectores. Una solución consiste de un típico control automático de ganancia (CAG), cuya función es mantener una magnitud de señal de salida constante. Amortigua las variaciones provocadas por las vibraciones y, puesto que las provocadas por la temperatura son más lentas, su control esiá garantizado por el mismo CAG.

3.1 SISTEMAS DE RECEPCI~N PARA COMUNICACIONES POR FIBRA ~PTICA.

La elección del tipo de receptor así como del elemento detector, es función de la sensitividad requerida o de la mínima potencia óptica que se necesite, para un desempeño específico de la señal de salida del receptor electrodptico. La selección de componentes generalmente inicia con el tipo de receptor, ya que existe un número limitado de opciones y el rendimiento del receptor define los límites básicos en cuanto al ruido en el nivel óptico.

Generalmente la selección se realiza como una parte integral del anáJisis de desempeño del sistema. Primero se escoge la longitud de onda de operación, el formato de transmisión de la señal y se determina el rango de operaci6n del receptor en un análisis preliminar. Posteriormente se escoge el tipo de receptor y preamplificador asociado, el tipo de acoplamiento entre el detector y la fibra. Finalmente se calcula la mínima potencia óptica requerida por el receptor para el desempek esperado. perfeccionando el diseño en el nivel óptico.

3.1.1. ESPECIFICACI~N DEL DETECTOR.

El fotodeteaor se selecciona y especificageneralmente junto con el preamplificador. buscandoobtener la mayor relación seaal a niido (SNR) y el tiempo de respuesta más corto. Una elevada SNR implica un detector con alta mpowitividad, bajo ruido de corriente de fuga y baja capacitancia. Respuesta *ida implica tamaño pequeño [ 4 ] [ 6 1.

La elección es entre los detedores tipo PIN que exhiben responsitividades en el rango de 0.5 a 0.85 amperes de fotocorriente por watt de potencia óptica incidente, y los fotodetectores de avalancha (UD) que tienen un mecanismo interno de ganancia de corriente el cuai multiplica la responsitividad por un factor de 10 a 250, dependiendo de la esiructura y los materiales empleados al construir el dispositivo. La tabla 3.1 resume algunas de las características trpicas de los dispositivos comerciales. Las características de responsitividad de los fotodeteaores en función del material y de la longitud de onda se muestran en la figura 3.1.

Tabla 3 I Dcscmpm típico de la d e - dccs(oroi.

900- 1700

lJ00 lJ00

0.63-0.8

0.5-0.7

60-7a 60-70 1 10-50 5 <50

i -m 1-5

0.5-2 0.5 0.06-0.5 0.1-0.5

SILICIO GERMAN10 InCoAS PARAMETRO U N I W P H *pD RN *Po Fm *pD

mi

Nn

R R

x G -V

n4

pr M

4W-100 800-1800

1% lSW

0.6 77-150 0.55-0.55 50-120

es-90 77 1 150-250

u-100 220

1-10 0.1-1.0

1 . 2 4 1.3-2 0.5-1 0.1-2

0.65-0.7 3-28 0.5-0.65 2.5-25

50-55 55-75 1 5-40

6-10 20-35

50-533 1o-soo

2-5 2-5 0.1-0.5 0.5-0.8

38 CapQuio 3. R8cqk-r am APD

i

i d O d

"

Lonpitud de ada (nm)

Fotoddeclor d. Avoloncho (/\Po) . . 100

R 7o

P Y)

50 U)

e * O n 20 s i ! R-rC 10

.I 7 5 I 4 d

n

Pig. 3. I Caractcditieas de rrsponsitividsd de ica fotoddcctorui.

39 capauio 3. Rsep(or m APD

3.1.2. FOTODIODO DE AVALANCHA (APD).

El APD es un fotodetector cuya ganancia es mayor a la unidad (10 - 250). En seguida se describe el proceso mediante el cual se logra obtener tal ganancia interna en este tipo de dispositivos [ 4 1.

El APD posee una estructura más sofisticada que el diodo PIN con d objem de crear una región de campo eléurico extremadamente alto (aprox. 3 x 10' V cm') como puede observarse en la figura 3.2 a).

~

P

URU

Y----- 1 E:-- (b)

Figura 3.2 a) Fotodiodo de avalancha moatrsndo BU rsgián de dia ganancia, b) Multiplieaei6n de psm pitadoma en la región de gemnch.

Por lo tanto, así como en la región de absorción se reciben la mayoría de los fotones, y los parea portadores primarios se generan, existe una región de alto campo en la cual los huecos y los electrones pueden adquirir suficiente energía para excitar nuevos pares electrón-hueco. Este p r o m es conocido como ionizsu6n por impacto y es el fenómeno que origina el efecto de avalancha en los diodos ordinarios polarizados inversamente. Se requieren voltajes de polarización elevados (40-200 volts) para que los nuevos portadores creados en la ionización por impacto puedan por si mismos producir portadores adicionales mediante el mismo mecanismo como se ve en la figura 3.2 b).

40 El proceso de m u l t i p l i d n de avalancha es estadistico. Un fotoelectrón primario produce un ni(men,

aleatorio de secundarios, gobernado el proceso por una descripción estadística compleja. El niimero promedio de electrones secundarias producidos por un electrón primario depende del material, el nivel del campo eléctrico en la región de alto campo y del ancho de dicha región. Entonces la ganancia promedio del dispositivo es dependiente de su geometría y de la polarización inversa aplicada. Las estadísticas del proceso de multiplicación son también dependientes de la geometría, así como del tipo de material, la uniformidad del material y el voltaje aplicado.

Cqftub 3. RaqIm am APD

LAS COLISIONES DE IONIUCION ELlPlEzAN

WLTAJE

Figurn 3.3 oráficaa dc OsMDCis cvntrs voltaje de un APD UpKO: T,>T,.

La ganancia de avalancha promedio depende de la temperatura del dispositivo, ya que conforme aumenta la temperatura la probabilidad de que un portador adquiera suficiente energía entre colisiones para una colisión ionizante decrece. La figura 3.3 muestra algunas curvas típicas de ganancia contra voltaje inverso aplicado para un fotodiodo de avalancha genérico, T, es mayor que TI por lo cual se concluye que a mayor temperatura mayor voltaje se necesita para obtener la misma ganancia; el grado de variación depende principalmente del tipo de constitución del APD.

3.1.3. SELECCIdN DEL DISENO DEL PREAMPLIFICADOR.

La Selección del disefk~ del PreamPlificadOr depende del detector elegido, el ancho de banda requerido, el r a g 0 dinámico necesario y consideraciones prácticas tales como el costo [ 6 1.

El elemento clave en el diseño del preamplificador es el dispositivo amplificador. La decisión esta generalmente entre un transistor bipolar o un transistor de efecto de campo (FE"). El transistor bipolar es adecuado para diseños de ancho de banda bajo o moderado (hasta 50 Mhz) o diseRos que empieen APD's donde el ruido del receptor es dominado por la ganancia del detector. Un FET de GaAs es generalmente el dispositivo de mejor desempeño para aplicaciones de bajo ruido y alta velocidad, pero es más costoso y presenta un incremento en la densidad del ruido con la frecuencia.

La elecci6n de un diseño también depende del detector. Si se escoge un APD, el ruido del receptor puede ser dominado por el ruido cuántico del detector debido a la ganancia de avalancha. El preamplificador por lo tanto no tiene que ser de ultra-bajo ruido. El diseño puede enfatizar ancho de banda y bajo costo a expensas de un poco de ruido. Por otro lado, si se escoge un detector PIN o un APD de ganancia baja, el ruido dominante es la corriente de Nido del preamplificador. El diseña debera enfatizar bajo mido en este caso, requiriendo generalmente dispositivos más caros y posiblemente una compleja compensaci6n para las limitaciones de ancho de banda del circuito.

3.1.4. FOTODETECTOR Y PREAMPLIFICADOR SELECCIONADOS.

Como elemento de fotodetección se escogió al fotodiodo de avalancha (APD), por sus características de alta responsitividad que permite alcanzar los niveles de sensitividad más elevados en el reeptor. Para el preamplificador la configuracidn seleccionada fue la de trans-impedancia empleando transistores bipolares como amplificador de corriente a voltaje, considerando que es la más adecuada para el APD operando a velocidades moderadas.

3.2 DISENO CONCEPTUAL DEL SISTEMA RECEPTOR.

850 m

1300 m

El APD presenta variaciones en su responsitividad, y por tanto ea su ganancia. ea tUaci6n de la temperatura. Para un voltaje de polarización fijo, la ganancia decrece significativamente eonforme eleva la temperatura. Si DO 8e prevé UM etapa de control automatic0 de ganancia (CAG) para mantener la magnitud de la comente de salida en un rango conveniente, el sistema presentará péxdidas de información. Esta medida también ayuda a resolver problemas originados por la variaci6n de potencia óptica incidente causados por fallas en el extremo transmisor o perturbaciones en la trayectoria de fibra óptica y sus interfaces asociadas: conectores, empalmes, atravesadores, etc. La aportación practica del CAG es ampliar el rango dinamico de operaci6n del receptor. Las características deseadas de los receptores se presentan en la tabla 3.2.

w Mbpa 1x104 135 VCD

1x10* 2a VCD W Mbp

3.2.1 DIAGRAMA A B L O Q W DEL RECEPTOR CON APD.

El esquema adoptado para la construcción del receptor se muestra en la figura 3.4 a nivel de bloques. Los niveles de referencia (REFER.) son setiales de voltaje de cd los cuales establecen el punto de operación del circuito. A continuación se describe el funcionamiento del conjunto integrado y posteriormente por etapas.

ROER. Rcro).

Pig. 3.4 Diagmme a b b q m dcl m r con APD

3.2.2 DESCRIPCI~N FUNCIONAL DEL SISTEMA RECEPTOR.

El Objetivo de la circuitexfa del receptor es proporcionar la polarllación inver= al APD y amplificar la dhica de corriente Benerada por ei. k amplificación es indispensable debido a la mgniad tan pequeila de la corriente de d i d a del APD (del orden de nA). Adem& de amplificarla se requiere mantener la magnitud de la sedal relativamente constante, para ello se agrega un lam de realimentación que realiza el control automático de ganancia.

La polarización inversa para el APD es suministrada por la fuente programable de alto voltaje, la cual se controla por un nivel de referencia externo, haciendo posible controlar la respuesta del APD. El preamplificador es el circuito que sigue al APD. Su función es proporcionar la amplificación primaria agregando el menor ruido posible a la señal de información. En este caso es necesario amplificar adicionalmente, para lo cual se emplea un amplificador de banda ancha que suministra los niveles de entrada adecuados a la siguiente etapa: amplificador con CAG.

El lau, de realimentación que proporciona la señal de control al amplificador con CAG es del tipo proporcional integral (P-I). Esta formado por un detector de picos el cual genera la envolvente de la sefial, un amplificador diferencial y un integrador, parte proporcional e integral respectivamente.

3.3 DE~CRIPCI~N A NIVEL CIRCUITO DE LAS ETAPAS DEL RECEPTOR.

A continuación se presentan los detalles más importantes de los componentes individuales de la circuiterla, posteriormente se muestra el diagrama completo del circuito receptor construido.

3.3.1 DISPOSITIVOS DETECTORES.

Los dos dispositivos detectores empleados para los receptores son componentes fabricados por la compaiila Fujitsu, hc . El APD operando a 850 nm no se dispone de su d i g o de identificación pero se caracterizd prdcticamente para obtener su función de transferencia. El APD operando a 1300 nm es el FPDl3RlZ-JT el cual opera con un voltaje inverso de polarización de 30 VDC (maXimo). Los diagramas de conexión de ambos dispositivos se presentan en la figura 3.5.

APD A 850 nm APD A 1300 nm

3.3.1.1 CARACTERIZACI6N DE ELEMENTOS FOTODETECTORES.

Generalmente los fabricantes no proporcionan la característica de transferencia de los APDs: factor de multiplicaci6n (M) o ganancia intrínseca versus voltaje inverso de polarización, debido a esto es indispensable determinarla experimentalmente. Este parámetro es importante ya que su comportamiento es lineal en un rango limitado [ 4 1; para obtenerlo se us6 un método indirecto, por la dificultad para medir corrientes de magnitud tan pequeña generadas por el APD. En la figura 3.19 se presenta la disposición del equipo empleada en la caracterizaci6n, así como las fórmulas empleadas para obtener el M relativo. Las curvas obtenidas para cada APD se presentan en la figura 3.20.

Pig. 3.7 Fedor de muilipüuciái VI. V,. pem el APD e: e) 85ü nm y b) 13üü nm.

3.3.2. FUENTE PROGRAMABLE DE ALTO VOLTAJE.

Es el modelo 521 de Analog Modules, Inc. El voltaje de salida puede ser programado por resistencias externas fijas o variables o controlado por una fuente extema de O a 5 volts. Su diagrama funcional se muestra en la figura 3.8. El voltaje de polarización del APD debe ser controlado proporcionalmente a la temperatura para proporcionar una responsitividad constante, equivalente a conservar el factor de multiplicación constante.

Fig. 3.8 Dwrsms h u r d de la h n l e

pm-ble do eüo vohje AM42 I .

3. RcGopbm con APD 46

33.2.1 ESPECIFICACIONES RELEVANTES DE LA FUENTE DE ALTO VOLTAIE:

O-3üüVCD

3.3.2.1 CARACTERIZACI6N PR.&XICA. Se e f m ó sin carga considerando que la exigencia de corriente del APD es mínima. Las condiciones de operación son: voltaje de alimentación de 12 VCD, temperatura de 27 “c y voltaje de control de O a 5 VCD. La grafca de respuesta se muestra en la figura 3.9.

VOLTAJE DE SALIDA

160

Fig. 3.9 Voltaje do mn~ml (Vc) va. voltaje da MI¡& (Vo)

pa k fiunle p m g d k de alto voltaje d i d o en cl kbamtorb de GnnuNcacioOori dcl IIE.

3. Rcoopta ccm APD 47

3.3.3. PRE-AMPLIFICADOR DE TRANS-IMPEDANCLA.

En la figura 3.10 se presenta la w n f i ~ a c i 6 n de trans-impedaocia utilllada pan d preamplificador. Las condiciones de opereci6n en CD son: 4 = 10.2 mA, Ve = V, = 3.4 volts. La ganancia de trans- impedancia es A, = -6.4 KO. Las características del transistor utilizado (ECG &) son: f, = 4.5 GHz. h, = 60 y PD = 350 m W [ 10 1.

APD RIL Pig. 3.10 Cvcuito del prcantplifwdor.

Esta configuración tiene una buena respuesta con respecto a la temperatura (entre 15 y 35 “c) gracias a la realimentación a través de RZ y R3, lo cual previene variaciones en la h. de QI.

3.3.4. AMPLIFICADOR DE BANDA ANCHA.

Se utilizó el LM733 de National Semiconductor Corp. el cual tiene 120 MHz de ancho de banda a 3 dB y es de ganancia configurable en tres rangos: 10, 100 y 400. La ganancia de operaci6n es 4. = 25, para lo cual se coloca UM resistencia de 100 fi entre los pin’s 12 y 3, partiendo de las hojas de datos del fabricante [ 11 1.

En el diagrama eléctrico del receptor se aprecia la contiguración de terminales y los componentes externos requeridos para esta aplicaci6n específica.

ciphib3.Rooop<oroaiAPD 48

A 28.0-

24.5-

21.0-

17.5-

14.0 - 10.5-

7.0 - 3.5 - 0.0

3.3.5. AMPLIFICADOR CON CONTROL AüTOMATiCO DE GANANCIA.

(a

(VN

1 I I I

Es el MC1590G de Motorola, Inc. que desarrolla un CAG de rango pmpiio (a0 dB) desde CD hssta 60 M H z . Su ganancia en potencia es de 45 dB a 60 MHz. su alimentación es unipolar variable desde 5 hasta I5 vcd y su seilal de control es un voltaje de cd variabledeOa5 vcd [ 121.

Dada la importancia de este elemento se caracteriz6 individualmeate para comprobar su función de transferencia del voltaje de control (VJ vs ganancia de voltaje (4). La gráfica correspondiente se presenta en la figura 3.1 1.

Canoncia (dB. V/V)

0.0 0.4 0.8 1.2 1.6 2.0 2.4 2.8 J.2 vc (volts)

Pig. 3.11 4 vs V, dol MC15900 obisnida on d Labodoh do cntniniucinrr del IIE.

3.3.6 DETECTORDE NIVEL.

Es el comparador de voltaje LM710 de National Semiconductor, Corp. Esta configurado para ajustar el umbral de comparación y sus voltajes digitales de salida son -0.4 vdc para nivel bajo y +3.8 vdc para nivel alto [ 11 1. Su conexión se aprecia en el diagrama eléctrico del receptor.

- - -- - -

3.3.7. LAZO DE CONTROL AUTOMATIC0 DE GANANCIA.

Es un sistema de control pmporciod-integral (Pi) el cual est4 formado por 3 bloques consmuivos: detector de picos, amplificador diferencial (park proporcional) e iategrpdor (parte -4). P- el diseho de este circuito se aprovechó la simulación por computadora como herramienta. posteriormente se describe el método empleado.

En la figura 3.12 se presentp el diagrama eléuriw identificado cada bloque y enseguida se describe cada uno con más detalle.

Fig. 3.12 C i i t o d d LzodoCAG.

3.3.7.1 DETECTOR DE PICOS.

Se usa como rectificador la unión base-emisor de un iransistor bipolar, con la finalidad de obtener el promedio de la señal de salida del amplificador con CAG. La constante de tiempo del circuiio es de 240 peg de modo que responde perfeaamente a variaciones en la envolvente de la seilal de hasta 100 Hz y frecuencias de la señal de hasta 8 MHz. Prácticamente responde hasta 34 Mbps.

3.3.7.2 AMPLIFICADOR DIFERENCIAL.

Su ñnaiidad ea e-stableeep la magnitud pico a pico de la W de salida del amplificador con CAG. En la entrada no inversora se establece el nivel de referencia, mientrps en la inversora se toma la salida del deteaor de picos. he& que la ganancia es unitaria, la salida ea directamente la diferencia de ambas seííales y se le denomina setial de error.

3.3.7.3 INTEGñADOR.

Se encarga de integrar la seóal de error y llevarla a cero cuando no existan perlurbacioaes en el sistema de recepci6n. Su constante de tiempo es de 10 rnseg la cual se escogió considexando los cambios en la envolvente de la seiial de datos; su ganancia de cd es 10.

3.3.8 DIAGRAMA ELECTRIC0 DEL RECEPTOR CON APD.

El circuito completo del receptor con APD se presenta en la figura 3.13. Solo se presenta un diagrama para los dos receptores puesto que lo único que cambia en ambos es el dispositivo detector y, por coosiguiente, el voltaje inverso de polarización Vmv.

V+C I Q

Vinv = VARWBLE

-vcc = -5 VOC

C l Z 1 ,047uT b: -

v++ vcc = - 5 12 VQC VDC Q1 = ECG64 0 2 = 2N5109 U1 = LM733 - U2 = MC1590C U3 = LM324 U4 = LM710

- -

Fig. 3.13 D U g m cl6ctrico del c h i t o roccptor cm AF'D.

Las fotografías de los dos circuitos receptores se presentan en la página siguiente.

52 Capítulo 3. Receptor con APD

3.3.9 FOTOGRAFIAS DE LOS CIRCUITOS RECEPTORES CON APD.

3.4 SIMULACI6N EN PC DEL LAZO DE CAG DEL RECEPTOR.

En la simulación de un sistema electrónico de control con realhentacióa, existen dos posibilidades para la estruduración de los elementos. UM de ellas involucra la utilización de las fuociones de transferencia de cada bloque individual para llegar al establecimiento del desempeilo del sistema completo; este proceso es muy abstracto e impráctico ya que si se omite un detalle en el desarrollo matemático es difícil localizar el error. La otra implica el empleo de un esquema de circuito real, simulando su funcionamiento por un programa de computadora. En este último caso solo se necesita alimentar los valores de los componentes ya que las funciones de transferencia generalmente están predefmidas, y cuando no lo están se pueden hacer adaptaciones para generarlas.

El paquete de "software" que más se adapta para la simulación es el Micro- Cap 11 (Ver. 4.51), es de la cornpanla Specmun Software, Inc. Se especializa en simular circuitos electrónicos mediante el c;llculo numérico. Cuenta con un editor muy interactivo, el cual permite ajustar los parhetros en forma rápida para encontrar los valores óptimos de los componentes en forma iterativa. Se sugiere consultar [ 13 ] para un mejor entendimiento tanto del paquete como de la simulación.

Enseguida se describen las simulaciones realizadas.

3.4.1 DETECTOR DE PICOS.

El modelo del detector de picos se muestra en la figura 3.12. Originalmente se utilizaron los parámetros de un diodo de conmutación rápida (1N4148) pero en la práctica fue necesario sustituirlo con un transistor bipolar para poder ser acoplado a la entrada de la siguiente etapa. Para obtener los valores adecuados de los componentes se deben considerar dos criterios: uno es la respuesta en baja frecuencia (envolvente) y el otro la respuesta a la señal de datos. Los requerimientos son 100 Hz (mdximo) para baja frecuencia, correspondientes a las perturbaciones y 8 MHz (mínimo) para alta frecuencia, correspondiente a la seilal. Para cada caso se presentan 3 pruebas, las cuales dan una idea del método empleado.

Fig. 3.12 Modsb u<iliudo pn d deiectm de pioa.

3.4.1.1 RESPUESTA EN BAJA FRECUENCIA.

Se preiende que la salida del detector de picos siga a las variaciones de la envolvente de entrada lo más fielmente posible pero que también con los mismos valores responda a la seaal de datos que es de mayor velocidad. En este caso la señal de entrada es una forma de onda trapezoidal puesto que así se consideran las perturbaciones de mayor velocidad que pudieran afectarla. El elemento identificado como TREN u una fuente programable y se describe en el apéndice A. Utilizando valores comerciales de los componentes del circuito, la primera aproximación (figura 3.13a) se realizó con una constante de tiempo de 4.76 mseg y como se ve en la respuesta obtenida está lejos de lo deseado. La segunda, con una constante de 1.57 mseg se acercd al comportamiento deseado lo que indica que el cambio en el capacitor fué correcto pero no suficiente (figura 3.13b). En la tercera se ajustú el valor del capacitor para acercar la respuesta del circuito a lo deseado, se tiene una constante de 223.7 F e g , estos valores son tomados como definitivos para ensamblar el circuito final (figura 3.13~).

55 CrpmiiO 3. Reaplor am APD

n w o EN ma

R - 4.76 KOHMS , c = .33 UF (b). 6.0

-1.0 . TIEMPO EN ms

( C ) 6.0

4.6 V O 3.2 L T 1.8 S

0.4

-1.0

nEwo EN ms

3.4.1.2 RESPUESTA A LA SENAL.

Se busca que el circuito responda a los pulsos digitales con la suficiente velocidad para seguir a tiempo las variaciones del contenido en los datos. En las simulaciones se usan los mismos valores que en baja frecuencia, puesto que fuialmente el circuito es el mismo. TREN2 se describe en el apendice A. La primera produce UM pobre respuesta, mientras la tercera cumple con lo buscado (figura 3.14).

s u N3 OdW311

O ' l -

*'O S

8'1 1 1

Z-i o A

9 ' í

o9 (3)

9s adv u>J * 'E siieai;,

--- -- -- -- -

Fig. 3.15 Modclo utiluado pa el ampüirsdor con CAQ.

TlEMPO EN ms

25

20 _ _ _ _ _ _ - _ _ . V o L T 10 -- S

5

0.0

_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _.

4 6 E lo 2 TIEMPO EN ms

58 Cspilulo 3. Receptor eon APD

3.4.3 LAZO DE CAG INTEGRADO.

En la figura 3.17 se muatra el diagrama completo del circuito simulado en el Micro Cap' del lam de control del AGC, en el circuito se destrcan el sumador, el integrador-limitador y el detector de picos. Los elementos de estos circuitos se incluyen en la Iihrería del paqueie. La figura 3.18 presenta las curvas de respuesta del lam de CAG para dos condiciona distintas de la señal de entrada. En este caso la entrada se simuló con una fuente polinomial cuyos coeficientes se pueden ver en el apéndice A. Nótese que cuando la entrada esta fuera de los límites permisibles, el CAG no funciona como tal, sino que tiende a seguir lai variaciones de la envolvente calculada por el detector de picos.

-

Fi8. 3.17 Modclo del laui de CAG.

si

' Paquea de simulici6n de cimuilos clccMnicos por compuiadun.

59 c.pihib3.Roap(oram~PD

nmm EN M

o o 4 8 12 16 20

TIEMPO EN ms

Q

7 V

L 0 5

I

- 1

o o 4 8 12 16 20

TIEMPO EN ms

V O L 1 s

nwpo EN ms

TlEMW EN ms

Fi. 3.18 Rcipicrtar d d modcb del law de CAO.

Los dmwa mrlupuondrn ala nodadel moddo.

- - - -- ~- - -- : -. .-

3.5 PRUEBAS DE DESEMPEÑO DE LOS RECEPTORES.

Las pniebas realizadas son funcionales y están enfocadas a conocer la sensitividad maxima para varias tazas de error aplicando un voltaje inverso fijo. Fué necesario impiementar dos montajes de equipo distintos para caracterizar ambos receptores, debido a que no se dispone de un medidor de potencia óptica que opere a 1300 nm. La disposici6n del equipo para las dos pnieba~ se muestra en las figuras 3.19 y 3.20. Es importante monitorear el voltaje inverso de polarización del APD para no exceder los límites del dispositivo. La señal de entrada al circuito transmisor proviene de un generador de patrones, mientras a la salida del receptor la señal va a un osciloscopio transfiriéndose luego al equipo configurado como detector de errores. Despues de adquirir un gran número de tramas digitales, variable sepiin la velocidad de transmisi6n y la taza de error de bit especffca, durante perídos predeterminados el detector de errores muestra la taza de error lograda por el sistema.

/bras cpiicai \

ri’ = -... i.

...U...

r -

El procedimiento consiste en disminuir la potencia óptica incidente en el detector, mediante el atenuador manual hasta el mínimo aceptable para una BER

60 * a 3 . R o a p < o i m n A P D

3.5 PRUEBAS DE DESEMPEÑO DE LOS RECEPTORES.

Las pniebas realizadas son funcionales y están enfocadas a conocer la sensitividad maxima para varias tazas de m r aplicando un voltaje inverso fijo. Fue necesario hnpiementar dos montajes de equipo distintos para caracterizar ambos receptores, debido a que no se dispone de un medidor de potencia ópticp que opere a 1300 nm. La disposición del equipo para las dos pnieba~ se mustra en las figuras 3.19 y 3.20. Es importante monitorear el voltaje inverso de polarización del APD para no exceder los límites del dispositivo. La señal de entrada al circuito transmisor proviene de un generador de patrones, mientras a la salida del receptor la señal va a un oscüoscopio transfiriéndose luego al equipo configurado como detector de errores. Despu6 de adquirir un gran número de tramas digitales, variable según la velocidad de transmisión y la taza de error de bit específica, durante perídos predeterminados el detector de errores muestra la taza de error lograda por el sistema.

i

I

i

Fig. 3.19 E q u a m de pnicba para el reecp<or. 8% ntn

El procedimiento consiste en disminuir la potencia 6ptica incidente en el detector, mediante el atenuador manual hasta el mínimo aceptable para una BER

-- - . ~

3.6 RESULTADOS OBTENIDOS.

Se presentan los valores de sensitividacf obteoidos para dos velocidades de transmisión y dos tazas de error de bit distintas. La tabla 3.2 muestra los resultados para el receptor a 850 nm y la tabla 3.3 para el receptor a 1300 nm. La técnica de medición utilizada es la descrita en el apartado 3.6.

II 4 II 8 I 5 x 1 0 4 II

-3 I 34 I x Io. I 1 Tabla 3.3 Semitividad del rcfcptor a 850 nm.

I

8 I 1 x lop

Capítulo 4 Pruebas de desempeño del enlace

Punto a Punto eon MDLO

4.1 CONFIGURACI6N DETALLADA DEL ENLACE.

En la figura 4.1 se muestra el diagrama a bloques detallado del enlace punto a punto bidireccional que emplea una sola fibra óptica como medio de comunicaci6n. Cada sistema transcqtor está constituido por un transmisor, un receptor y un acoplador bidireccionai (ABD) como elementos fundamentales.

TRINcEPloR 2 r--------

Fig. 4.1 Dmg- detallado del Uusoc bidinccional

Para interconectar el transmisor y el receptor al ABD se realizaron empalmes en las fibras de cada uno de ellos logrindose pérdidas inferiores a 0.3 dB en todos los empalmes. El metodo usado para empalmar fue el de fusi6n por arco eléctrico con un microempalmador marca Fiberlign de la compañía estadounidense Preformed Line Products.

En el receptor a 850 nm se utiliz6 un APD con receptaculo de metal para conector tipo SMA y se instal6 un conector temporal en el extremo correspondiente del ABD, con pérdida de 0.8 dB. Para realizar las pnieba~ lo más apegadas a condiciones reales se utiliz6 un carrete de fibra multimodo de índice gradual con relación núcleolrevestimiento de 50/125 pm y una longitud de 1 Km. Las pérdidas se denotan por I,, 1,. I, y I, correspondiendo a empalmes, acopladores, conectores y fibra respectivamente, en la misma figura 4.1.

4.2 CARACTERIZACI6N DE ACOPLADORES BIDIRECCXONALES.

Los dispositivos de multidemultiplexaje óptico utiikJos son los acopladores bidireccionales del fabricante estadounidense W O N , INC. Estos elementos utilizan espejos dicróicos para realizar su función en forma eñciente. Sus especificaciones técnicas se muestran en el apéndice B. Las principales son:

Para asegurar el comportamiento de los ABD’s en condiciones reales de operaci6n, y ya que su desempeno es bbico para el sistema completo, ambos elementos se sometieron a las pnieba~ presentadas en la tabla 4.1, con los resultados que se reportan en la misma tabla, ABDl corresponde ai número de serie 1289188 mienwas ABD2 es el 1289189. Para la interpretaci6n de las pruebas se anexa como referencia la figura 4.2

1300 nm w p, = potencio óptico de entroda

p = potencia óptico de salido O

- -- - -

ATENUACION INVERSA A 1300 NM

DIAFONIA INVERSA DE 1300 A 850 NM

DIAFONlA DE I300 A 850 NM

P , e n 3 . P . c n Z 1.7 1.67

P, en 3, P. UI I -35 5 -33.5 L1

Tabla 4.1, Roaihados de laa p& do canr(crizsC¡

de los AüD’s rcaihda UI en kbOratori0 de ComunifaCioKa del UE

4.3 ENLACES INDIVIDUALES.

Cuando se diseña un sistema de MDLO el procedimiento a seguir es un análisis individual para cada longitud de onda en particular. Posteriormente se toman en cuenta los factores propios de esta tknica como son la diafonía y las pérdidas por inserci6n de los acopladores bidirecionales. Enseguida se presenta la forma en que se lleva a cabo la estimación del desempeño del enlace individual. El proceso se divide en dos partes: dlculo del presupuesto de disponibilidad de potencia 6ptica y cálculo del tiempo de elevación del sistema (ancho de banda del sistema).

4.3.1 PRESUPUESTO DE DISPONIBILIDAD DE POTENCIA OPTICA.

Este factor detemina la máxima distancia (SD) que podrá recorrerse por un enlace sin repetidores, o bi& ayuda a conocer el número de repetidores necesarios para recorrer una distancia determinada.

donde:

SD = Distancia de transmisión P, = Potencia óptica acoplada MRF’ = Potencia óptica mínima requerida para una BER específica del receptor M = MArgenes de potencia asignados para deriva de componentes y envejecimiento (I a 3 dB),

Pp

NJ, N,N, N,I, 1,

empalmes extras por reparación (I a 2 dB) y margen de operación para imprevistos (3 dB)

banda = Número de cOneCtOres multiplicado por la pérdida promedio de un conecto; = Número de empalmes multiplicado por la pérdida promedio de un empalme = Número de acopladores multiplicado por la pérdida de un acoplador = Atenuación promedio de la fibra sobre el rango de temperatura

= Cualquier pérdida de potencia conocida o aquella derivada del presupuesto de ancho de

Cuando la longitud del enlace es menor a la distancia total de transmisión @), hasta el punto donde se deduzca que cambios prácticos en los componentes no harán gran diferencia, entonces se asume que se necesitan repetidores intermedios (NS):

D NS = ENT(l+-) SD

4.3.2 TIEMPO DE ELEVACION (PRESUPUESTO DE ANCHO DE BANDA).

El ancho de banda del d a c e óptico, (BW),, para el trayecto más largo debe ser evaluado para asegurar que es mayor al requerido por el espectm de la seííal transmitida, (BW),, por UII valor tal que no se incurrP en una penalización mayor a 1 dB en la señal recibida. Típicamente, las siguiente8 reglas son válidas para cumplir Is condición anterior I 6 1:

(BWX, > 0.65 a 0.70 (BW), para transmisión digital, según el tipo de receptor donde:

(BW),, = Espectro del sistema completo incluyendo la parte

(BY, = Espectro de la seaal transmitida electr6nica

4.3.3 ENLACEA 850 nm.

Se presenta el cálculo numérico de la máxima distancia que puede abarcarse sin emplear repetidores. Posteriormente se verá que este enlace es el que finalmente determina la distancia total del enlace cuando se utiliza la MDLO, esto se debe a que la fibra óptica presenta mucha mayor atenuación relativa que la sufrida a 1300 nm.

4.3.3.1 PRESUPUESTO DE DISPONIBILIDAD DE POTENCIA OPTICA.

Ins valnres de los aarámetros involucrados en este enlace son los siguientes:

Para 850 nm la pérdida de potencia en la fibra es I, = 2.5 dB/Km.

SD = 10.68h.

4.3.3.2 PRESUPUESTO DE ANCHO DE BANDA.

La respuesta en frecuencia del sistema está limitada fuodamentalmente por la respuesta de la fibra dptica empleada. Su producto ancho de banda por unidad de longitud para - 3dB ea de 452 MHz por Km (apéndice B), con lo cual para un ancho de banda analógico de 30 MHz (= 10 Mbps de señal digital), se alcanzan a cubrir del orden de 15 Km. No obstante ser poca distancia es mayor que la arrojada por el presupuesto de disponibilidad de potencia 6ptica para este enlace, por lo cual se confirma que la limiiante principal para la disiancia de transmisión es la potencia 6ptica.

4.3.4 ENLACE A 1300 nm.

Se demuestra que a esta longitud de onda el alcance es mayor, mediante el cálculo de la máxima longitud del enlace sin repetidores.

4.3.4.1 PRESUPUESTO DE DISPONIBILIDAD DE POTENCIA OPTICA.

Los valores de los aram metro^ involucrados en este enlace son los siguientes:

Para 1300 nm la pérdida de potencia en la fibra es 1, = 0.5 dB/Km.

SD = 48Km.

4.3.4.2 PRESUPUESTO DE ANCHO DE BANDA.

Ya que el enlace a 1300 MI se realiza por la misma fibra óptica que el de 850 nm. se tiene exactamente la misma limitante sktematica de un máximo de 15 Km de enlace sin repetidorea para la respuesta en frecuencia. En este caso es importante mencionar que el presupuesto de potencia óptica proporciona UD margen mucho mayor que el de respuesta en frecuencia. Es decir, la limitante para la longitud del enlace es el ancho de banda de la fibra óptica

4.4 PRUEBAS DEL ENLACE BiDIRECCiONAL LNTEGRADO.

Es el experimento que representa la culminación de la parte práctica del objdvo del trabajo. Se realizaron varias pniebas funcionales las cuales se presentan enseguida. Los resultados penniten evaluar el desempeño a nivel sistema del proyecto completo y tener una base de comparación con equipos comerciales que desarrollan funciones similares

4.5 PRUEBAS DE DESEMPEÑO DEL SISTEMA COMPLETO.

Los parámetros más importantes que caracterizan al sistema son la sensitividad de ambos receptores para cierta tasa de error de bit y la diafonía intercanal. La diafonía da información acerca de la penalización' de potencia óptica que implica el enlace bidireccional por una fibra, a naveá de los acopladores bidireccionales. Esta disminución en la potencia óptica se incluyó al realizar los presupuestos de potencia óptica considerando ambos enlaces como independientes. La figura 4.3 muestra la distribución del equipo para medir la diafonía, por simplicidad no se agregan las fuentes de alimentación ni los medidores de id e I+ los resultados se presentan en la tabla 4.2. La taza de error de bit se midió para varias velocidades de transmisión con el sistema completo funcionando y los resultados se muestran en la tabla 4.2. El esquema de prueba para medir la tasa de error de bit ea el mismo de la figura 4.3.

La tknica para medir la diafonía consiste en deteciar la potencia óptica de la longitud de onda distinta a la que debe existir en cada rama de recepción. Entonces, para el transceptor 1 se coloca el medidor de potencia óptica en el lugar del receptor a 1300 nm, a la altura del empalme con el acoplador bidireccional (ABD), y se detecta la potencia óptica en el rango de los 850 nm de longitud de onda. Para el caso del transceptor 2 el medidor de potencia óptica se conecta en el lugar del receptor a 850 nm y se detecta la potencia óptica en el rango de los 1300 nm de longitud de onda. Numéricamente la diafonía se expresa por el cociente de la potencia óptica de la señal esperada entre la potencia óptica de la señal no deseada.

La medición de la tasa de error de bit se realizó con das equipos espiales para ello del tipo generador de patr6ddetector de mores. Para el enlace a 850 nm uno de los equipos se confipra como generador de patrones y se conecta al transmisor a 850 nm en el transceptor 1. En el otro extremo el equipo se configura cow) detector de Mores y toma la señal de salida del receptor a 850 nm, automáticamente calada la tasa de error de bit y la muesha en la pantalla de salida. El enlace a 1300 nm se evalúa configurando el equipo en el transaptor 2 como generador de patrones y conectandolo al transmisor a 1300 nm, en el otro extremo se toma la seaal del receptor a 1300 nm y se inyecta al equipo ahora coafigurado como detector de errores.

1300 Nn -36.5 1 I x IO' 41

Las fotografías del aspecto del enlace experimental incluido el arreglo del atenuador manual con la fibra óptica se presentan en la p6gina siguiente. También se presenta un fotografía con la configuración del sistema.

12 Caphilo 4. E b punto a punto oon M D M .

4.6 FOTOGRAFIAS DEL ENLACE EXPERIMENTAL COMPLETO.

TRANSCEPTOR I

I

TRANSCEPTOR I1

73 Capmilo 4. Macc punto a punto con MDLO.

ARREGLO DE ATENLJADOR MANUAL CON LA FIBRA OPTICA

14 Capílulo 4. Enlace punlo a punto con MDLO.

CONFIGURACION DEL SISTEMA

r 1

L I

Resultados, Conclusiones y Recomendaciones

En el presente trabajo de tesis se diseño construyó y caracterizó un prototipo para establecer un enlace de comunicaciones por fibra óptica, punto a punto, bidireccional y que emplea la multiplexación por división de longitud de onda (MDL.0) para optimizar el uso de la fibra, obteniendo transmisión shultánea en los dos sentidos. El desarrollo incluyó la construcción de 4 circuitos (dos transmisores y dos receptores), además del enlace por fibra óptica pasando por los acopladores bidireccionales que constituyen el medio de transmisión.

Lafilosofla de diseño se bas6 en los componentes ópticos y optoelectrónicos disponibles en el depanamento de comunicaciones del IIE. Principalmente los acopladores bidireccionales y los emisores y detectores infrarojos. Los circuitos transmisores eon diodo láser y los receptores con APD se construyeron con electrónica de baja y mediana escala de integración y los componentes son comerciales, aunque algunos de importación.

0 El producto pnOr disponible es un enlace digital, bidireccional y punto a punto a nivel prototipo de laboratorio, las tarjetas del tipo perforada con pistas de cobre reciben alimentación de voltaje externa de fuentes de potencia comerciales. La distancia de transmisión puede variar hasta el máximo permitido por el enlace a 850 nm que es de 10.68 Km, considerando las pérdidas en la trayectoria y un margen de seguridad.

0 Ya que el sistema es orientado a transmisi6n digital cumple con la recornendoción G. 703 del CClTl', la cual establece los requisitos mínimos para la forma de la señal digital con sus límites y tolerancias. Todas las mediciones realizadas consideran estos parametros.

Como base de eomparaci6n se revisaron las característica de un equipo comercial que emplea un sistema de MDU) en su nivel de enlace de datos digitales. Es el equipo FOX del fabricante europea Asea Brown üoveri. Tiene variantes en cuanto a los componentes 6pticos y el tipo de fibra, sin embargo su capacidad cuando se. configura en forma similar al prototipo desarrollado en este trabajo es prácticamente la misma, bajo condiciones de operación semejantes.

Entre algunos otros problemas se tuvieron d@cultades porn conseguir IOs wmpnenkx electm dpficos: diodos láser y fotodiodos de avalancha. El motivo principal es que son componentes caros y de importaci6n al igual que los acopladores bidueccionales; el tiempo de adquisición es muy grande.

El diseño y conírucción del recepfor fue el que w n s d mayor conhldad de üempo (aprox. 4 meses), se tuvieron algunas dificultades para encontrar un amplificador con control automático de ganancia (CAG) adecuado al ancho de banda requerido por el sistema en consecuencia no se. podía diseñar el lam de CAG si no se tenla disponible con anticipación la función de transferencia del amplificador. Otro factor de retram fué conseguir la fuente programable de alto voltaje para el APD a 850 nm.

Las hojas de datas del APD a 850 nm fueron exíraviadas eon anterioridad a este trabdo por lo cual se realid la caracterización detallada de este dispositivo implicando un retrazo adicional en el plan de trabajo original.

En diseio del hzo de conno1 awomdtco de ganancia fue de inportanciafwdmnenral ia simuladdn por computadom. El poder analizar las diferentes respuestas para cambios iterativos en los valores de los componentes en un tiempo muy corto (minutos), permite escoger el cicuito fuial y saber de antemano las limitaciones que tendrá en su desempeño.

Para analizar h rchddn Eosto/bencpdo de este sistema es necesario considerar varios factores. En enlaces de corta distancia y mediana velocidad (Mbps), si ya existe el cableado de la fibra y hace falta mayor capacidad de transmisi6n es representa una alternativa cara en principio pero viable para evitar el oneroso proceso de realizar un nuevo tendido de fibras, resultando el balance positivo para el sistema de MDU). Esto es aplicable también para enlaces de larga distancia donde el costo del cableado con fibra óptica es uno de los factores dominantes en el costo total del sistema.

0 Las pruebas re- a t o de los enlaces individuales como del sistema completo demuestran la comperüividad del mismo en cuanto al desenpeio técnico, pero en el aspecto económico presenta desventajas causadas por los costos de algunos componentes de unporiaci6n tales como los diodos láser (aprox. 3,000 dlls.esíadounidenses cada uno), los fotodiodos de avalancha (aprox. 600 dlls. cada uno) y los acopladores bidireccionales (aprox. 350 dlls. cada uno).

Para conlinuar es& tmbqio se deben diseñar y construir las tarjetas en circuito impreso, así como las envolventes mecanicas para configurar los dos equipos transceptores, los cuales estarán uno en cada extremo del enlace. Los envolventes deberán tener espacio para la fuente de alimentaci6n y para alojar los acopladores bidireccionales.

Se recomienda opabnizor ios &dos para mejorar la respuesta enfrecuencia o ancho de banda del sistema. Para e l b se. deben probar otras opciones en los elementos ó p t i a ~ y La electrónica de amplificación en la trayectoria de la señal de datos. Otro camino para mejorar el produdo es buscar componentes mas baratos analizando las alternativas de diversos fabricantes.

Referencias y Bibliografía

Basch, E. E.: "Optical Fiber Transmission", Howard W. S a m & Co., 1987.

Hernández J. Tide , 'Estudio de las aplicaciones de la tecnología de fibra óptica unimcdo en el sistema eléctrico nacional", Tesis de maestría, CENIDET, México, 1991.

Ishio, Minowa and Nosu. 'Review and Status of Wavelenght Division Multiplexing Technology and its Application", IEEE Transactions on Communications.

Senior Jhon M. "Optical Fiber Communications", Rentice Hall, April 1985.

Keiser G. "Optical fiber Communications", Me Graw Hill International student edition, 1983.

Hoss Robert J. "Fiber Optic Communications - Design Handbook", Rentice Hall, 1990

Martlnez R. Miguel E. "Diseño y construcción de un enlace vía fibras ópticas para comunicaciones digitaies FCM", Tesis de Licenciatura, 1990.

'Ihomson - CSF I Composants "Composants Actifs pour communications opíipues", 1988.

IlrbamicjpS y Biblioorptt 80

Fujitsu Miaoekctronics inc. "Fujitsu Lightwave Semiconductors', '90/'91

ECG Semiconductors, Master Replacement Guide, 1991.

National Semiconductor Corp., Linear 3 Databook, 1987.

Motorola, Linear and Interface integrated Circuits, 1990.

Spectrum Software, Inc. "Micro Cap II", Ver. 4.51. 1986.

Fritsche E., Gonzalez C., Montero J. "Diseño y construcción de un r a p t o r óptico con APD", Materia: Aplicaciones de optoeleUrónica (Cenidet). 1992.

Tetsuya Miki, Hideki Ishio, "Variabilities of the wavelenght division", IEEE Transactions on Communications, Vol. 26 No. 7, July 1979.

Siemens Aktiengesellschaft, "Teleu~municación Digital: equipo de linea para sistemas de transmisión por fibras ópticas", Marcombo, 1988.

Arizmendi R. Jod L., "Equipo de comunicación digital por fibra óptica para la transmisión de voz, datos y teleprotección en lineas de alta tensión", tesis de maestría, Cenidet, México, 1990.

CClTT, Características de Multiplexores primarios a 2.048 Mbits, tomo 111, FascícuIo n1.3, REC G.734.

Owen, "PCM and digital transmision systems", Texas intruments series, New York, 1982.

"Error rate Monitoring for digital communications", Proceedings of the IEEE, Vol. No. 8, Agosto de 1982.

CCIlT Yelow Book, Vol. 111.3, Digital Networks Transmission Systems and Multiplexing Eguiprnent, Geneva: iTU, 1981.

Schwartz Misdia, 'Transmision de información, modulacidn y mido", Mc Graw Hill, 1983.

K. Ogada, T.P. Lee, C. A. Bums, J. C. Campell, A. G. Dentai, "Wavelenght División Multiplexing Experiment employing dual-wavelenght led's and photodetedors", Electronics Letters, Vol. 17, No. 22, October 1981.

APENDICE A. FUENTES PROGRAMABLES Y POLINOMIALES

MODELOS DE FüENTES PROGRAMABLES Y POLINOMIALES UTILIZADOS PARA LA SIMULACION DEL CIRCUITO DEL LAZO DE CO"íX)L AUTOMATICO DE GANANCIA EN EL DESARROLLO DEL CIRCUITO RECEPTOR (CAPITULO 3).

PARA LA SIMULACION EN COMPUTADORA SE UTILIZO EL PROGRAMA MICRO CAP 11 EN SU VERSION 4.51. ES UN DESARROLLO DE LA COMPAÑIA ESTADOUNIDENSE SPECTRUM SOFTWARE INC.

PARTE 1. FUENTES POLINOM IALES

PARTE2. FU ENTES PROGRAMABLES

PARTE 1. FUENTES POLINOMIALES

Las fuentes polinomiales en el Micro-Cap I1 tienen muchas aplicaciones, para este caso se emplean como elementos no lineales de dos puertos los cuales obedecen a una función de transferencia con forma de ecuación polinomial del tipo:

f(v) = A+BVC+DVB+FVo

Donde, según los nodos de entrada V (variable independiente) puede ser:

v = VI + v,

v = v, - v,

v = V , / V ,

v = VI * v2 F i g . A . l . R e p r c s c n t a c i d n c s q u c m d t i c a d e u n a f u e n t e

golinomial en el MicmCap 11.

y A,B,C ,..., G puede ser cualquier número real.

En la tabla A.l se presentan los valores de los coeficientes y exponentes que intervienen para cada una de las tres fuentes oolinomial~ que se usaron en la simulación.

En resumen las tres fuentes se expresan como sigue:

ECt es FV) = -2.75+1.03V, donde V = V, + V,

KIV es F(V) = 10.5-25V donde V = VI + V,

VG es F(V) = V, donde V = VI * VZ

A@im A. Pvotta pmgramabb y polinanuik. do k h k c i b n a Compi(d0n

PARTE 2. FUENTES PROGRAMABLES

Una forma de onda de voltaje programable en el MicroCap ii puede usarse para generar un pulso, una onda cuadrada, UM rampa y ondas triangulares. Solo puede utilizarse como fuente de voltaje y es importante decir que los tiempos de elevaci6n y de caída no deben ser cero. Existen siete parámeuos que debe establecer. el usuario para generar la forma de onda programada. En la siguiente figura se aprecian estos parámetros, aclarando que todos están referidos a un tiempo cero.

Fig. A.Z. Modela de UM f o m de ada pmgramablc.

Durante todas las simulaciones se utilizaron cuatro fuentes programables, sus parámetros se muestran en la tabla A.2.

-- - --

~

4 RMrdo d bode de bajada .M>o 1E-7 .o15 ,008 I

5 RÍrsiQ hrici el Nvel bajo ,005 1.2SE-7 .m .a 1

Periodo de la f o m dc ondi .o1 2SE-7 .Q4 .o1 I 6 1 ,

~

V o b p dd nivd alto 5 5 IO ‘ 3 I

RMrdodiniorn O O O ,005 1

Re4uda hacia cl N v c l ato ,001 2.5Ed .o1 ,006 I

Finalmente en la figura A.3 se muestran las formas de onda programables en su representaci6n gráfica para una mayor claridad en la interpretación.

I I I I I I I I I

I I I I I

I I 15 20 24 i(ms)

o 10

0.0 O

TREN 2 I-4r106Hz. -4MYHi

rúu) 0 ,025 0.1 ,125

Fig. A.3. Rcprc8cntaciún g&ca de k. himten pmgramablai.

APENDICE B

DISPOSITIVOS OPTICOS Y OPTOELECTRONICOS

HOJAS DE DATOS TECNICOS DE LOS COMPONENTES MAS IMPORTANTES DEL SUBSISTEMA OPTICO, INCLUYENDO LOS ACOPLADORES BIDIRECCIONALES, LA FIBRA OPTICA UTILIZADA COMO MEDIO DETRANSMISION Y LAS FUENTES Y DETECTORES DE LUZ INFRAROJA.

Mulllplexers . Demultlplexers Kaptron's wavelength division multiplexer combines light signals at two wavelengths from two input ports and delivers them to a single fiber output channel. The demultiplexer receives two signals at different wavelenglhs from a single fiber and separales them efti- ciently to IWO output ports with minimal crosstalk. Both devices employ mirrors with low.loss dichroic coalings that can be Supplied Over the spectral range of 400 to 1600nm. Multiplexing and demultiplexing Of wavelenglhs separated by as little as 7 % is achievable.

üldlreítlonal Couplers Bidlreclional duplexing enables users, by appropriate selection o1 wavelenglhs. to transmit two wideband signals in opposite directions. along a single fiber.optics line. Kaptron's bidirectional couplers employ low-loss dichroic coatings, enabling them lo perform extra- ordinarily well over a broad speclral range.

Hlgh Podomance - Low Loss Kaptron's family of multiplexers. demultiplexers and bidirectional couplers are Characterized by low insertion

I

I I

loss. The use of high.qualily reflective optics assures better.imaging (less aberration) and greater immunity to radialion.induced loss.

Because Kaptron encapsulates these devices In hous- ings which are just 7116 inches in diameter. they lend themselves lo low-profile. printed circuit board mounting. The rugged housings and the monolilhic lens structures stand up well under vibration and shock.

The devices are supplied with 3mm O.D. iiber cable pigtails and can be lerminated with standard connectors 01 the customer's choice.

Appllcatlons bong haul letecmmunications transmission Multichannel video links Broad-band. Buttichannel cmmunications systems Terminal and telephone communicationS

m High-speed link for computer lo peripherals (printers) Twoway CAN links on single fiber Subscriber Loop (I.C.D.N.)

10

Insertion Loss Less than 1 5dB. 1 WB typical Crosstalk - 30dB typical

ONE-WAY TRANSMISSION

(other fiber types ~vaitablc)

Tighl 8 loose bulle, available

o 2 (501J125p) o 29 (iW,,,1140,,)

Jackets

Numerlsal Aperture

BlDlRECTlONAL TRANSMISSION

Operating Temperature -40% IO +65-c Range

Storage Tompeaturn Range

Standard Dlmenslons

- 50'C lo + 75°C

44' x 2 50' (ill mm x 635mm)

Weight 15 o2 (42 gm) Standard Wavelength 820nrm13Wnm 13Wnm11550nm

Ranee (3 and 4 Wavelength available upon request)

O 5 meter (3mm OD cable) unless olhewse Specifled

Wavelcneth Tolerance 820nnV13Wn~1550nm t 50nm

Plgiall Lensth

' Olhei wawlenpihr are availatde Please c ~ l a c l Kaprrm larprice Irsi

MOUNTING SPECIFICATIONS I

11

ESPECIFICACIONES DEL FABRICANTE

CorguideOptical Fiber Product Information

50/125 pm LDP" CPC3 Multimode Optical Fiber

1.0 General

Corquide' L D P Long Distance Fiber is a graded index multimode fiber intn a 501125 pm core/ c!adding diameter. LDF liber is specified lor operation at ihe 850 nrn and 1300 nm wavelengths.

CPC3 is a mechanically slrippable acrylate coating with a 250 p nominal ouiside diame!er. II is primarily used in l w s e tube and sioned core cable designs. or overcoated for use in light buHer cable designs.

Typ~cal aoplications are telephony. dinribuiion and local networks. carrying data. voice andlor video Services. Tnis product oHers boih the highest bandwidth and the lowen arienuation o1 any multimode fiber type availEble.

2.0 0piic;il Specificatlonc

Axmation:

Srandard Attenuation Cells:

Aitenuauon Cells [dB/kml

1300 run

Special anenuaiion cells available upon request.

Axenualion Unifomiiy: Nc point discontinuity greater than 0.2 dB at enher 850 nrn or 1300 nm.

Anenualion Difference: The anenualion al 1380 nm does not exceed Vie anenuaiion al 1300 nm by more than 3.0 dB/km.

Anenualicn Wilh Bending: The induced anenuation due io 100 turns of liber wrapped around a 75 rnm mandrel shall not exceed 0.5 dB at 850 nm and 1300 nm.

Bandwidth:

- Bandwidth Cells (MHz.km)

850 nrn 1300 nrn

2400 - 21000) 2400 - 21500

850nrn

Temperature Dependence 1 $0.2 -6OOC to +8S0C

. . Temperaiure!iumidity Cycling

Relative Humidity - 1 O O C io +65'C 598% 50.2

Scec;al bandwidth-cells.avai¡able upon request.

Core Diameter: 50.0 c 3.0 pm

Numerical Aperture: 0.200 * 0.0.15

'1300nm

50.2

s 0.2

3.0 Environmental Speciflcatlons

4.0

I 2% Min. Cladding Diamerer

Cladding Non-Circufanry:

' - Max. Cladoing Diameter

s 6% Mln. Core Diameter M a x . Core Diameter

Core NonCirculariV:

,

FUJITSU LRSER OIOOE T E S T D R T R OR! e : 8 7 . 0 4 . 2 9

T Y P O :.FLD 13004BJ-R . . S a m p l e No.:

[ UR04

P a r ame t e r s

I

O . 6 5

1 .10

9 . 9 1 K o h m % at TL=2S°C

Po,=2. OmW V m r = S V

T e s t e d b y a-&&

TOP VIEW

1

n I I

n

7

SE 300 - SE 301

Disposllifs éiiiettcurs pour trans- niissiolis analogiques o11 numéri- ques sur fibres optiqucs. 9 Longtiiur d'onde : 0.84 pni

Mode fondamental transverse Multimode longitudinai

*Grande linearit6 Large bande passante Peut fonctlonner scms dissipateur

Fiabilité elevee h i t i e r s ékinches

thermique supplenientaii-e

description applications es tetes optiqiics SE 300 et SE 301 son1 constiluces : - dune diode laser a double hetéro-

structure GaALAs. - d'une fibre intermediaire de cou- plage a gradient dindice et A faible diametre de cmur. solidalre dune microopttque de couplage. - d'une photodiode rapide de contrd- le de la puissance optiquc de sortie (detection de la puissance éniise par la face amere du laserl. - d'un senseur de temperature. . . '

- d'uii boitier étaiichede protection. Le modele SE 300 comprend une li- bre amorce (pigtaiil. Le modele S E 301 comprend un connectcur optlque de la s$e 724 lcocAPExl.

Transmitting components for ana- log or dlgitalpber optic transniis- sion

U'awlength : 0.84 grn Fundamental transuerse mode Imngitiidinal multlmode Excellent linearity Wide bandwidth Possible operation wiihout addi- tional heat-sink

..High reliability Hermetically sealed packagcs

description applications SE 300 and SE 301 opíical heads consist of: - A GaAlAs double heterostruclure

laser diode. - An indexgmdlent lowcorediame- ier intermediate coupling Jiber. connected to a micro-optlcs cou- piing device.

- A highspeedphotodiode tocontrol the optical power output ldetec- Lion of power hnnsmined by rear side of laserl.

- A tempemture sensor ~ A pmtectlue hermetically sealed

packa e Model & 300 includes a pig-tail Jiber. Model SE 301 includes a'SOCAPEX 724 Series opHcal connector.

. .

BH 120 - 0H 121

caractéristiques en continu (T -, = 25 oc) , ' . continuo- operation characteris&

Symboles ,.,. , conditions de mesures min. typ. max. unites symbols ' IRSI Condilmns

Ith 80 90 100 mA

PS 2 rnW

PU (21 1 1 .l 2 mW

'Ih 0.3 0.5 mW PUiSSanCe OptiQue BU Ieuil Ihierhold OpliCal power Outpul

0.1 .mA lcedbach Signal

A 625 E40 660 nrn longueur Conde (1) wavelenglh ( I J

largeur speclrale AX 1 5 2.5 nrn ~ p ~ c l r a l widlh temps de mantee rise lime lempr de descenle lall time

. .. I parambtres ' .. ma... ""its mi". typ. . , paremcieis

Couranl de seuil Ihreshold Currenl puissance optique en sortie O ~ I ~ C ~ I power auipui puissance optique couplee d a m la libre liber.couPled oplical power ovlpul

-

- signal de conlre reaction 1.b.s. P" = 1 mw

1, 0.5 1 n=

11 -

0.5 1 nr

__- iinearite. rejection du . . i i "Wi1y

- 26me harmonioue ho P.>= 1 mW 40 dB - 2nd harmomcs iefeclion

- 3rd harmonrcr ieieclion

Y

AP = O 1 mW ciéle 50 dB AP = 0 7 m W peak -%me harmonique h3

relldlance serse ri 3 6 n

P" = I I'FI

puiwancc optlquc couplCc dans La 5bre fct du courant fiber coupled optlc<rlpourer output us. current

pulasanee optlque fe+ du s i g n a i - m con*-réaction optical p o w r us. feedback signal

bande passante bnnduidth

disiorsion harmonfque harmonic distortion

. .

puissance optique et s @ d de conh’C-r¿aetlon fCt. du courant opticrrlpowcroutputand feedbacksfgnnlvr. current

tctc opuquc lescr h e r opt ical h e a d BH 120

6 Photodiode de conlre-reaction @ 5 1 2 V h 4 Masse 3 Laser

CI

A

2 0 senscur de teniperature o 2

o 4 Grobnd

o 2 o o 3 Laser

, 1 Temperalure serisor

~ gaine claddino

BH 121

dangtr caut ion Les 'lasers a I'arsenlure de gaiiium érnettent des Ca l l i umanen ide lnserstransrnli IRradiat lonsui l i ic l i radiations infrarouge qu l soni 1nrls lblespourI '~ l l . En cannot be seen by human eycs. In operation. i t is utlllsatlon. I iest neccssairedeprcndredesprccaultoiis necessary Lo tnke fhe appropriafe steps to ai!oid pour evlter d'endommagcr la retine. damage to Llie e e Ne pas regarder un laser A courte distance. Si une Do riot look at a i&rat close range. Ifnecessary. Ihe obsenntion est necessalre. le laIsceau doit elre beam must beobsemedon a mal rcflecLlngsu>fafriceor vlsu;fllsé par reflevion sur une surface mate ou par by uslng an Image converier or ari aduptedJuorcs- uliiisation d'un conwrtlsscur d'lrnsge ou encore d u n cenf screen &ran fluorescent adaptd

íOnlvlOr iPD13íi lZJTI , ,

APENDICE C

CIRCUITOS INTEGRADOS BASICOS

HOJAS DE DATOS TECNICOS DE LOS CIRCUITOS CONVERTIDORES DE NIVEL TTL/ECL UTILIZADOS EN LOS CIRCUITOS TRANSMISORES, LOS AMPLIFICADORES CON CONTROL AUTOMATIC0 DE GANANCIA UTILIZADOS EN LOS CIRCUITOS RECEPTORES Y LAS FUENTES PROGRAMABLES DE ALTO VOLTAJE UTILIZADAS PARA POLARIZAR LOS FOTODIODOS DE AVALANCHA EN LOS CIRCUITOS RECEPTORES.

DUAD TTL TO MECL TRANSLATOR

The MC10124 is a quad lranslator for interfacing data and con. l rol signals bebvcen a saturated logic seaion and ihe MECL sec. tion o1 disiial systems. .The MC10124 has TTL cornpalible inputs, and MECL complomentafy open-eminer outputs that allow use as an invertinglnon-inverting lranslator or as a differential line drive:. When lhe common strobe input is al the low logic level. i t forces all true outputs Io a MECL low logic state and a11 inverting outputs to a hiECL high logic state.

Power supply requirements are ground. +5.0 Volts. a n d -5.2 Volts. Propagation delay of rhe MC10124 i s lypicaiiy 3.5 ns. The dc levels.are standard or SchonAy TTL in. MECL 10.000 out.

lhat TTL level information w n be transmined differentially. via balanced twisted pair lines. to the MECL equipment, where Ihe signal can be received by the hlC10115 or hlC10116 differential line receivers. The MC10124 is usoiul i n computers, innrumentation, peripheral controllers. lest equipment. a n d a t a l communicatiam systems.

An advantage of this device

PD

'pd t r : l f

= 380 mW lyp/pkg.lNo Load) = 3.5 ns typ (+ 1.5'Vdc.in i o 50% O U I I = 2.5 ns lyp i20?&80%)

h9 C I O 124

QUAD l T L TO MECL TRANSLATOR

LOGIC DIAGñAM

4 2 3 1 12

13 15

14 11

Gnd - Pin 16 V ~ C 1+5.0 Vdcl - Pin 9 VEE 1 -52 V d d - Pin 8

I CASE620

PIN ASSIGNMENT

- 3 4 4

MC159QG MOTOROLA

TECHNICAL DATA W SEMICONDUCTOR

RFIIFIAUDIO AMPLIFIER 1 WIDEBAND AMPLIFIER I I WITH AGC . . .an integrated circuit featurinq wide-ranqe AGC for use in RFI I

IF amplifiers and audio amplifi& over the temperature range. SILICON MONOLITHIC -5510 +125"C INTEGRATED CIRCUIT I I 0 High Power Gain - 50 dB Typal 10 MHz

45 dB Typ at 60 MHz 35 dB Typ at 100 MHz

0 WideRange AGC - 60 dB mi". dc to 60 MHz 8 Low Reverse Transfer Admittance - < l o pmhos Typ at

0 6.0 :o 15-Volt Operation. Single.Polarity Power Supply 60 MHz

REPRESENTATIVE CIRCUIT SCHEMATIC 7qVr r

I d

ADMITTANCE PARAMETERS

MOTOROLA LINEAR/INTERFACE DEVICES

2-150

ANALOG MODULES, INC,

b VERY LOW NOISE O SMALL SIZE íI H l W RELIABILITY

O LOW COST. O MILITARY TEMPERATURE VERSlON

'7hr Hode l 5 2 1 p r o v i d e r a f í x e d o r v a r i a b l e h i g h - v o l t a g o source f o r photo- . $ i dac to r b l a s s i n g o r s i m i l a r a p p l í c a t i o n s . The power c o n v e r t e r U S B S s p e c i a l t x h n i q u e s t o m i n l m i r e sharp s w i t c h i n g t r a n s i e n t s wh ich can i n t e r f e r e w i t h s e n s i t i v e c i r c u i t s . Ou tpu t v o l t s may be p r o g r a m e d by e x t e r n a l f l x e d o r v a r i a b l e r e s i s t o r s o r c o n t r o l l e d by an e x t e r n a l 0 - 5 v o l t s o u r c e . F O ~ example, t h e b i a s v o l t a g e on an Avalanche Photo D e t e c t o r may be smooth ly v a r i e d w l t h tempera tu re t o p r o v i d e cons tan t r e s p o n s i v i t y o r t h e o u t p u t o f a p u l s e d l a s e r d i ode may b e a c c u r a t e l y c o n t r o l l e d . To ensure low E f l l lovals, t h e o u t p u t 1s two- stage f i l t s r e d , t h e t r a n s f o r m e r I s m a g n e t i c a l l y anclosed, and t h e module i s e l e c t r o s t a t i c a l l y s h i e l d e d in a deep drawn case.

SPECIFICATIOW:

I n p u t C u r r e n t ( l i g h t load) :

Ou tpu t S t a b i l i € y :

Outpu t R i p p l e Q V max.:

Ou tpu t V o l t a g o c u n t r o l :

Tanpara tu re :

Connec t ions :

Weight: s i r e :

HOIT TO ORDER:

30 t o 40mA

0.3% t y p i c a l

0.003% peak t y p i c a l

The o u t p u t v o l t a g e i s l i n e a r l y p r o p o r t i o n a l t o t h e O t o t 5 v o l t c o n t r o l i n p u t . F o r p o s i t í v e o u t p u t u n i t s , t 5 v o l t s g i v e s maximum o u t p u t and O v o l t g i v e s 210 v o l t s o u t p u t . For n e g a t i v e o u t p u t u n i t s , t 5 v o l t s g i ves ze ro o u t p u t and O v o l t p r o v i d e s maximum n e g a t i v e o u t p u t .

Standard: Oq t o t7O'C O p t i o n a l : -55% t o t 8 5 ' C (Add -M t o p a r t n u m b e r ) .

Feed- th ru p i n s and ground l u g

1.3 or. ( 3 7 grams) See o u t l i n e d raw ing on r o v o r s e s l d e

MOEL NUflEER ~~

OUTPUT VOLTAOE RANGE ('8%)

0 t o +3OOVOC~O t o -3OCVDClO t o +60CVDC!O to-SOOVCC 1 ~ H P U T VOLT,,& >C 521-1 5 2 1- 3 521-5

OO%/SO% V OUT. 1 I I UZK 12K 50K 50K . . '..

* l j p . . miaqimum o u t p u t curror!t (measured a t l ower i n p u t v o l t a g e w i t h a load c :&u i m g 10% o u t p u t v o l tage l o s s ) .

Typi lcal i P a r t Number: 5 2 1 - 4 - H z Inpu t : 2 4 t o ZBVDC ou tpu t : O t o -3OOVOC Temperature: -55% t o t85'C