KOMPONENTE I KOLA SNAGE

Uvod

Svaka elektronska komponenta koja može pouzdano da vodi struju jaču od 1 A može se

smatrati snažnom komponentom ili komponentom snage. Bipolarni tranzistor otkriven je 1947.

godine, a prve komercijalne bipolarne komponente, diode i tiristori, sposobne da rade na visokim

nivoima struje i napona, pojavile su se na tržištu ranih 1950-tih godina. Tehnologija bipolarnih

komponenata snage usavršena je i dominirala tokom narednih tridesetak godina dvadesetog

veka, pri čemu su razvijene i veoma snažne komponente koje su u stanju da vode struju od preko

10 kA i izdrže napone iznad 4 kV. U međuvremenu, razvijane su i nove familije diskretnih

komponenata snage, od kojih je najznačajniji MOS tranzistor snage, razvijen 1970-tih godina. Za

razliku od bipolarnih komponenata, MOS tranzistor je naponski kontrolisana komponenta visoke

ulazne impedanse, koja omogućava da upravljačka kola budu mnogo jednostavnija, što u velikoj

meri smanjuje cenu snažnih elektronskih sistema, čineći ih atraktivnim za brojne nove aplikacije,

kao što su uređaji u domaćinstvu, automobilska elektronika itd. Osim MOS tranzistora, razvijane

su i druge komponente snage, kao što su statički indukcioni tranzistor i tiristor (SIT i SITh),

JFET, bipolarni tranzistor sa izolovanim gejtom (IGBT), MOS kontrolisani tiristor (MCT) itd.

Od ovih komponenata, najznačajniji je IGBT, u kome su sa uspehom objedinjene dobre osobine

tehnologija MOS i bipolarnih tranzistora (visoka impedansa i naponska kontrola na ulazu, kao i

velika brzina MOS tranzistora sa visokom provodnošću bipolarnog tranzistora).

Neophodno je istaći i da je u proteklom periodu, a naročito poslednjih desetak godina,

postignut značajan napredak i u povezivanju ili integraciji individualnih poluprovodničkih

komponenata u složenije funkcionalne jedinice. Ovo povezivanje može biti sprovedeno na

različite načine, u različitoj formi i sa različitim stepenom integracije. Naime, moguće je

međusobno povezati i smestiti u zajedničko kućište nekoliko snažnih komponenata (moduli

snage), kombinovati osnovno kolo snažnih komponenata sa upravljačkim kolom uz pomoć

hibridne tehnologije u nešto složeniji integrisani sistem koji je takođe smešten u jedno

zajedničko kućište (hibridna integrisana kola snage), ili pak izvršiti delimičnu ili potpunu

integraciju snažnih komponenata sa logičkim, upravljačkim, senzorskim i zaštitnim kolima u

monolitna integrisana kola snage, tzv. inteligentna kola snage.

Kao što ilustruje Sl. 1, primena komponenata snage je veoma raznovrsna, u vrlo širokim

opsezima nivoa snage i radne frekvencije, pri čemu se veći nivoi snage najčešće zahtevaju pri

nižim frekvencijama. Naravno, u opštem slučaju poželjan bi bio tzv. “idealni prekidač“, odnosno

komponenta ogromne snage (velika struja i visok probojni napon) i visoke efikasnosti i brzine.

Sl. 1: Oblasti primene komponenata snage.

2

FIZIKA TRANSPORTA NOSILACA U POLUPROVODNIKU

Najčešći materijal koji se koristi za izradu komponenata snage je Si, mada se u novije vreme

čine značajni napori da se koriste i kompozitni poluprovodnici, kao što su GaAs i SiC, za koje je

teoretski pokazano da mogu da ponude superiornije karakteristike od Si. Posebno je zanimljiv

SiC, kako zbog velike pokretljivosti nosilaca, tako i zbog mogućnosti njegove termičke

oksidacije kojom se formira SiO2 kao najbolji poznati izolacioni materijal u tehnologiji

poluprovodničkih komponenata. Međutim, razvoj komponenata snage na kompozitnim

poluprovodničkim materijalima je još uvek u povoju zbog brojnih tehnoloških problema u

procesiranju ovih materijala, pa se komponente snage i dalje izrađuju uglavnom na Si. Stoga će u

u ovom poglavlju biti ukratko razmotrene neke od karakteristika silicijuma koje su od značaja za

funkcionisanje komponenata snage.

Pokretljivost nosilaca

Po definiciji, pokretljivost je mera za prosečnu (srednju) brzinu nosilaca naelektrisanja

(elektrona i/ili šupljina) u prisustvu električnog polja u poluprovodniku. Električno polje ubrzava

elektrone i šupljine u suprotnim smerovima, pri čemu se pokretljivost elektrona i šupljina

razlikuju zbog njihovih različitih efektivnih masa, odnosno zbog razlike u oblicima

odgovarajućih energetskih minimuma provodne i valentne zone u k-prostoru (Sl. 2).

Sl. 2: Struktura energetskih zona u Si.

Pri kretanju nosilaca kroz poluprovodnik pod dejstvom električnog polja dolazi do njihovog

sudaranja sa različitim česticama prisutnim u poluprovodniku. Ovo sudaranje, koje se u literaturi

sreće pod nazivom rasejavanje nosilaca, usporava kretanje nosilaca kroz poluprovodnik, te stoga

predstavlja ograničavajući faktor za njihovu pokretljivost. Najznačajniji procesi rasejavanja

nosilaca javljaju se na vibracijama kristalne rešetke poluprovodnika i na jonizovanim atomima

primesa prisutnih u poluprovodniku. Osim toga, ukoliko se transport nosilaca odvija u uzanom

sloju blizu površine poluprovodnika (npr. kroz kanal MOS tranzistora) javlja se i tzv. površinsko

rasejavanje na neravninama i defektima površine, a pri visokim nivoima injekcije (kod

bipolarnih komponenata snage, kod kojih koncentracija injektovanih manjinskih nosilaca može

biti veoma visoka) od značaja je i tzv. međusobno rasejavanje elektron-šupljina. U analizi

efekata pomenutih procesa rasejavanja na pokretljivost polazi se od pretpostavke da je

primenjeno slabo električno polje, pa se pokretljivost smatra konstantom proporcionalnosti

između srednje brzine nosilaca i jačine polja. Međutim, kod komponenata snage vrlo često

primenjuju se jaka električna polja pri kojima brzina nosilaca prestaje da raste proporcionalno

jačini polja jer je dostignuta vrednost brzine zasićenja, što se mora uzeti u obzir u analizi

transportnih procesa kod ovih komponenata.

3

Zavisnost pokretljivosti od temperature

Pri niskim nivoima dopiranja poluprovodnika, rasejavanje nosilaca odvija se uglavnom na

vibracijama kristalne rešetke i u velikoj meri zavisi od temperature poluprovodnika, te stoga i

pokretljivost nosilaca značajno zavisi od temperature. Ovo rasejavanje posledica je interakcije

nosilaca sa tzv. akustičkim i optičkim fononima (fonon je kvant vibracije kristalne rešetke), pri

čemu rasejavanje na akustičkim fononima dominira na niskim temperaturama (ispod 50 K), dok

je rasejavanje na optičkim fononima dominantno na visokim temperaturama.U opsegu oko sobne

temperature, koji je najznačajniji sa stanovišta primene komponenata, temperaturne zavisnosti

pokretljivosti elektrona i šupljina (μn i μp, cm2/Vs) u Si mogu se izračunati pomoću izraza: -2.42

3001360

Tn ,

-2.20

300495

Tp , (1)

gde je T apsolutna temperatura u [K]. Kao što se može videti na Sl. 3, varijacija (opadanje)

pokretljivosti elektrona i šupljina u Si sa porastom temperature najveća je pri niskim nivoima

dopiranja (ND, NA < 1015 cm-3), što se mora imati u vidu pri projektovanju i analizi unipolarnih

komponenata snage kod kojih su niski nivoi dopiranja potrebni radi postizanja visokih probojnih

napona. Inače, povišene radne temperature su sasvim uobičajene za komponente snage s obzirom

da su one, u cilju postizanja maksimalnih performansi, opterećene veoma visokim nivoima struje

(blizu maksimalno dozvoljene struje) koji dovode do samozagrevanja.

Sl. 3: Pokretljivost elektrona i šupljina u Si u funkciji temperature.

Zavisnost pokretljivosti od koncentracije primesa

Prisustvo jonizovanih primesnih (donorskih i/ili akceptorskih) atoma u kristalnoj rešeci

poluprovodnika dovodi do dodatnog kulonovskog rasejavanja nosilaca. Rasejavanje na

jonizovanim primesama dominantno je na niskim temperaturama pri kojima efekat rasejavanja

na vibracijama rešetke postaje manje izražen. Zavisnosti pokretljivosti elektrona i šupljina od

odgovarajuće koncentracije primesa mogu se predstaviti sledećim empirijskim izrazima:

91.015

91.018

1075.3

921010.5)(

D

DDn

N

NN

, (2)

76.012

76.015

1086.5

7.471090.2)(

A

AAp

N

NN

. (3)

4

Gornje zavisnosti ilustrovane su na Sl. 4. Kao što se može videti, pri niskim nivoima dopiranja

(ND, NA < 1016 cm-3) rasejavanje na jonizovanim primesama nije od velikog značaja i praktično

ne utiče na pokretljivost nosilaca, ali je veoma značajno u opsegu 1016 cm-3 < ND, NA < 1019 cm-3,

u kome pokretljivost opada sa porastom nivoa dopiranja. Pri visokoj koncentraciji primesa od

ND, NA ≈ 1019 cm-3 (jako dopiran poluprovodnik) pokretljivost nosilaca postaje veoma niska (μn ≈

90 cm2/Vs, μp ≈ 48 cm2/Vs) i gotovo se ne menja sa daljim porastom nivoa dopiranja.

Sl. 4: Pokretljivost elektrona i šupljina u Si na sobnoj temperaturi u zavisnosti od koncentracije primesa.

Zavisnost pokretljivosti od jačine električnog polja Kao što je već pomenuto, pokretljivost predstavlja koeficijent proporcionalnosti koji

povezuje jačinu elekričnog polja i srednju brzinu nosilaca u poluprovodniku. Zavisnost

pokretljivosti elektrona i šupljina u Si od jačine električnog polja ilustrovana je na Sl. 5, a može e

predstaviti sledećim izrazima:

77.03.15

6

)1004.1(

1085.9)(

EEn

, (4)

83.02.15

6

)1041.1(

1091.8)(

EEp

. (5)

Sl. 5: Pokretljivost elektrona i šupljina u Si u zavisnosti od jačine električnog polja.

Pri slabim električnim poljima (E < ~103 V/cm), srednja brzina nosilaca raste linearno sa

porastom jačine polja, tako da u tom opsegu polja pokretljivost ima konstantnu vrednost (Sl. 5).

Za polja iznad 103 V/cm, zavisnost brzine nosilaca od polja postaje sublinearna, tako da sa

5

daljim porastom polja pokretljivost počinje da opada, najpre lagano, a zatim sve brže. Za polja

iznad ~105 V/cm, srednja brzina nosilaca ulazi u zasićenje (ne raste sa daljim porastom polja), pa

pokretljivost nadalje konstantno opada. Srednja brzina zasićenja nosilaca je važan parametar

potreban za analizu karakteristika komponenata snage u prisustvu jakih električnih polja. Brzina

zasićenja, poput pokretljivosti, takođe zavisi od temperature kristala, a njene temeperaturne

zavisnosti za elektrone i šupljine mogu se predstaviti sledećim izrazima: 87.09

, 101.434 Tv nsat , 52.08

, 101.624 Tv psat . (6)

Inače, na sobnoj temperaturi i ispod nje, elektroni imaju veću brzinu zasićenja od šupljina, ali se

ova razlika smanjuje sa porastom temperature, pa se na T ≈ 500 K brzine zasićenja elektrona i

šupljina izjednačavaju. Konačno treba imati u vidu i da srednja brzina zasićenja nosilaca opada

kada koncentracija primesa premaši 1018 cm-3, ali ova zavisnost nije od većeg značaja za analizu

komponenata snage kod kojih su aktivne oblasti dopirane uglavnom ispod ovog nivoa.

Zavisnost pokretljivosti od nivoa injekcije U opštem slučaju, transport struje kroz poluprovodnik odvija se procesima drifta (transport

slobodnih nosilaca pod dejstvom električnog polja) i difuzije slobodnih nosilaca (u slučaju kada

određenoj oblasti poluprovodnika postoji gradijent koncentracije nosilaca). U jako dopiranim

oblastima poluprovodnika, dominantan je transport većinskih nosilaca, dok se pri izračunavanju

struje kroz slabo dopirane oblasti moraju uzeti u obzir i većinski i manjinski nosioci. Pri niskim

nivoima injekcije, pri kojima je koncentracija manjinskih nosilaca znatno manja od koncentracije

većinskih nosilaca, transport kontrolišu procesi rasejavanja na vibracijama rešetke i/ili na

jonizovanim primesama. Međutim, pri visokim nivoima injekcije, koji su javljaju npr. u slabo

dopiranim baznim oblastima bipolarnih komponenata u direktnom provodnom režimu rada,

koncentracija manjinskih približno je jednaka koncentraciji većinskih nosilaca. U tom slučaju,

verovatnoća međusobnih kulonovskih interakcija između slobodnih elektrona i šupljina oko

zajedničkih centara mase postaje značajna, što rezultuje rasejavanjem nosioc-nosioc i opadanjem

pokretljivosti. Razmatranjem rasejavanja nosioc-nosioc na sličan način kao i rasejavanje na

jonizovanim primesnim atomima, može se pokazati da je pokretljivost inverzno proporcionalna

natkoncentraciji injektovanih nosilaca (Δn ili Δp) kada je nivo injekcije iznad 1017 cm-3. Pri ovim

nivoima injekcije, pokretljivost injektovanih nosilaca može se izračunati pomoću izraza:

1.428

104.541ln11 -0.66711

0

ΔnΔn

, (7)

gde je μ0 pokretljivost većinskih nosilaca. Opadanje pokretljivosti pri visokim nivoima injekcije

od značaja je za određivanje pada napona u direktu kod snažnih bipolarnih komponenata pri

velikim strujama.

Efekti površinskog rasejavanja

Transport slobodnih nosilaca u blizini površine poluprovodnika (odnosno, u blizini

međupovršine Si-SiO2) od najvećeg je značaja kod MOS tranzistora snage. Na primer, da bi se n-

kanalni MOS tranzistor doveo u provodno stanje, potrebno je dovesti dovoljno visok pozitivan

napon na gejt da bi u tankom sloju poluprovodnika neposredno ispod oksida gejta bila izvršena

inverzija tipa poluprovodnika, čime se u supstratu p-tipa formira provodni kanal n-tipa između

jako dopiranih n+ oblasti sorsa i drejna tranzistora. Provodnost kanala zavisi od ukupnog broja

slobodnih nosilaca u njemu i brzine njihovog transporta duž površine pod dejstvom primenjenog

transverzalnog električnog polja (ovo polje prisutno je usled napona dovedenog na drejn).

Transport nosilaca odvija se u inverznom sloju koji je veoma tanak, tipično oko 10 nm. Stoga su

nosioci u inverznom sloju, osim rasejavanja na jonizovanim primesama, izloženi i dodatnim

mehanizmima rasejavanja, kao što su:

6

(1) rasejavanje na površinskim fononima, koje postaje posebno značajno na povišenoj

temperaturi;

(2) dodatno kulonovsko rasejavanje usled prisustva naelektrisanja na površinskim

stanjima (defekti na međupovršini Si-SiO2) i fiksnog naelektrisanja u oksidu, koje je

značajno pri slaboj inverziji, naročito ukoliko je prisutna velika koncentracija

defekata na međupovršini i u oksidu;

(3) rasejavanje na površinskim neravninama, koje je dominantno pri jakoj inverziji.

Imajući pomenute mehanizme površinskog rasejavanja u vidu, za analizu transporta u inverznom

sloju MOS tranzistora korisno je definisati tzv. efektivnu pokretljivost nosilaca:

dxxn

dxxnx

i

i

x

x

e

0

0

, (8)

gde μ(x) i n(x) predstavljaju lokalne vrednosti pokretljivosti i koncentracije nosilaca u inverznom

sloju. Iz ovoga proizilazi da je izračunavanje efektivne pokretljivosti u inverznom sloju prilično

komplikovano jer zahteva poznavanje složenih funkcija raspodele pokretljivosti i koncentracije

slobodnih nosilaca koje se mogu odrediti merenjima na posebno projektovanim MOS testnim

strukturama.

Efektivna pokretljivost pre svega zavisi jačine vertikalnog električnog polja (tj. polja usled

napona na gejtu), a potom i od koncentracije u inverznom sloju (koja je zavisna od nivoa

dopiranja supstrata) i naelektrisanja u oksidu i na površinskim stanjima. U suštini, vertikalno

električno polje uzrokuje i kontroliše gore navedene mehanizme površinskog rasejavanja

nosilaca i tako utiče na efektivnu pokretljivost. Tipična zavisnost efektivne pokretljivosti od

vertikalnog električnog polja ilustrovana je na Sl. 6. Dok je vertikalno polje slabo, njegov porast

(koji doprinosi porastu koncentracije nosilaca u inverznom sloju) dovodi do porasta efektivne

pokretljivosti jer smanjuje intenzitet rasejavanja na površinskim stanjima. Međutim, pri

vertikalnim poljima iznad 104 V/cm jača intenzitet rasejavanja na neravninama međupovršine, pa

efektivna pokretljivost počinje da opada.

Sl. 6: Efekat vertikalnog električnog polja na efektivnu pokretljivost u inverznom sloju.

Što se tiče efekata nivoa dopiranja u inverznom sloju i fiksnog naelektrisanja u oksidu na

pokretljivost, povećana koncentracija povećava intenzitet rasejavanja na jonizovanim

primesama, a fiksno naelektrisanje doprinosi porastu vertikalnog polja i time pojačava

površinsko rasejavanje. To znači da oba ova faktora doprinose smanjenju efektivne pokretljivosti

nosilaca u inverznom sloju, a njihov uticaj na maskimalnu vrednost efektivne pokretljivosti može

se sračunati pomoću sledećeg empirijskog modela:

f

eQ

1

0max, , (9)

gde Qf predstavlja koncentraciju fiksnog naelektrisanja u oksidu gejta, dok su parametri μ0 i α

funkcije nivoa dopiranja:

ANlog16434900 , ANlog0193.0104.0 . (10)

7

U slučaju da na međupvršini postoji znatna koncentracija površinskih stanja, onda u izrazu (5)

umesto fiksnog naelektrisanja treba uzeti efektivno naelektrisanje koje uključuje naelektrisanje i

u oksidu i na površinskim stanjima.

Inače, transport nosilaca naelektrisanja kod MOS komponenata snage odvija se u nekim

slučajevima ne samo kroz inverzni sloj (kanal) nego i kroz sloj koji se nalazi u stanju

akumulacije (akumulacija se javlja kad je smer vertikalnog polja takav da privlači većinske

nosioce). U slučaju akumulacije, nosioci su raspoređeni dalje od međupovršine nego u slučaju

inverzije, pa bi efektivna pokretljivost nosilaca u sloju akumulacije trebalo a bude znatno veća.

Međutim, merenjima je ustanovljeno da je razlika u vrednostima efektivne pokretljivosti između

slojeva inverzije i akumulacije manja od 5%, tako da je gornji model primenljiv u oba slučaja.

Specifična otpornost

Specifična otpornost početnog materijala (Si supstrat) je veoma značajan parametar zato što

od nje zavisi probojni napon, a kod komponenata snage kod kojih u provođenju učestvuje samo

jedna vrsta nosilaca (unipolarne komponente), kao što je MOS tranzistor, specifična otpornost

direktno kontroliše i maksimalnu struju koju komponenta može da provede.

U sopstvenom poluprovodniku koncentracije slobodnih elektrona i šupljina su jednake

(ni = pi), pa se specifična otpornost računa pomoću izraza:

)(

1

pni

iqn

, (11)

pri čemu je sopstvena koncentracija nosilaca funkcija efektivnih gustina stanja u provodnoj zoni

(NC) i valentnoj zoni (NV), širine zabranjene zone i temperature: kTE

VCigeNNnpn

2/ , (12)

gde je k Boltzmann-ova konstanta. S obzirom da su i efektivne gustine stanja i širina zabranjene

zone funkcije temperature, to se gornja zavisnost svodi na čisto temperaturnu, koja se u slučaju

Si za T < 700 K može predstaviti empirijskim izrazom: T

i eTn /1002.72/316 3

1087.3 . (13)

Specifična otpornost smanjuje se dopiranjem poluprovodnika primesama n-tipa (donorske

primese, obično fosfor ili arsen) ili p-tipa (akceptorske primese, najčešće bor). Imajući u vidu da

su u okolini sobne temperature sve primese jonizovane (n = ND, p = NA), kao i da u

poluprovodniku n-tipa važi n >> p, a u poluprovodniku p-tipa p >> n, koristeći izraze (2) i (3) za

zavisnost pokretljivosti elektrona i šupljina od odgovarajućih koncentracija primesa dobijaju se

sledeći izrazi za zavisnosti specifične otpornosti poluprovodnika n- i p-tipa:

DD

Dn

NN

N191.117

91.015

1015.81047.1

1075.3

, (14)

AA

Ap

NN

N476.118

76.012

1064.41063.7

1086.5

. (15)

Prema tome, specifičnu otpornost kontrolišu nivoi dopiranja poluprovodnika, s tim što treba

imati u vidu da se za komponente snage sa probojnim naponom iznad 100 V koristi slabo

dopiran Si (n-tipa čija je specifična otpornost veća od 1 Ωcm ili p tipa sa specifičnom otpornošću

većom od 3 Ωcm) u kome pokretljivost ne zavisi od nivoa dopiranja, pa se specifična otpornost

može prostije izračunati pomoću izraza: 11510596.4

Dn N ; 11610263.1

Ap N . (16)

Veoma važno je istaći da se komponente snage u principu izrađuju na supstratu n-tipa, a razlog

leži u činjenici da elektroni imaju znatno veću pokretljivost od šupljina, što znači da se ista

specifična otpornost može postići nižim nivoom dopiranja koje obezbeđuje viši probojni napon.

8

Vreme života nosilaca

Koncentracije elektrona i šupljina u poluprovodniku u uslovima termičke ravnoteže se ne

menjaju, što znači da postoji ravnoteža između generacije slobodnih nosilaca i rekombinacije

parova elektron-šupljina. Svaki spoljni stimulans (promena jačine električnog polja ili

temperature, izlaganje svetlosti ili nekom drugom vidu elektromagnetnog zračenja, itd.), koji u

određenoj oblasti poluprovodnika kreira višak slobodnih nosilaca, narušava ovu ravnotežu. Po

prestanku dejstva ovog spoljnog faktora, koncentracija viška kreiranih nosilaca opada i vraća se

na ravnotežnu vrednost. Vreme života slobodnih nosilaca, elektrona i šupljina, predstavlja meru

za trajanje ovog oporavka.

U principu, rekombinacija nosilaca može biti rezultat:

(1) prelaska elektrona direktno iz provodne zone u valentnu zonu,

(2) prelaska elektrona iz provodne zone, ili šupljine iz valentne zone, na energetski nivo

rekombinacionog centra u zabranjenoj zoni (energetske nivoe u zabranjenu zonu unose

defekti i atomi primesa, što znači da svi defekti kristalne rešetke i prisutne primese

predstavljaju potencijalne rekombinacione centre), i

(3) prelaska elektrona iz provodne zone, ili šupljine iz valentne zone, na energetski nivo

površinskog centra zahvata (defekat na površini).

Kada su u pitanju snažne komponente poželjno je, s jedne strane, dugo vreme života nosilaca

(jer to znači bolju provodnost i manju otpornost komponente u provodnom stanju), ali je, s druge

strane, često potrebno da vreme života bude što kraće, kako bi se nosioci brzo izrekombinovali i

komponenta što pre prevela iz provodnog u neprovodno stanje (zakočenje). Shodno tome,

zavisno od prioriteta koje nameće određena aplikacija (sposobnost provođenja velikih struja ili

brzina prekidanja), u proizvodnji komponenata snage teži se postizanju dužeg ili kraćeg vremena

života nosilaca. Pri tome, osnovni zahtevi koje treba da ispune tehnološki procesi su:

(1) izbeći nekontrolisano stvaranje rekombinacionih centara tokom visokotemperaturnih

procesa

(2) omogućiti kontrolisano smanjenje vremena života u željenim oblastima komponente (npr.

u bazi tranzistora) ubacivanjem rekombinacionih centara odgovarajuće koncentracije.

Tehnike za dobijanje dugog vremena života

U čistom silicijumu, vremena života elektrona i šupljina su reda veličine 1 ms, ali se tokom

procesiranja na visokim temperaturama generišu defekti u kristalu i unose metalne nečistoće (Fe,

Cu, Au, itd.), čime se generišu rekombinacioni centri koji značajno skraćuju vreme života.

Prema tome, da bi se održalo dugo vreme života, neophodno je izbeći kontaminaciju i smanjiti

koncentraciju defekata u kristalu.

Da bi se izbegla kontaminacija, u proizvodnji se koriste hemikalije veoma visoke čistoće

(tzv. electronic grade purity), a izvori za difuziju primesa, kvarcne cevi u kojima se vrše

visokotemperaturni procesi i lađice u koje se smeštaju Si pločice takođe moraju da budu veoma

čisti, kao i elokupan prostor u kome se vrši procesiranje komponenata.

Koncentracija defekata značajno se smanjuje ako se pločice nakon poslednjeg

visokotemperaturnog procesa u tehnološkom nizu hlade do sobne temperature veoma sporo, ne

brže od 1 oC/min. Osim toga, ukoliko je poslednji visokotemperaturni proces bila difuzija fosfora

ili bora, sporo hlađenje efikasno je i za uklanjanje nečistoća tzv. postupkom geterovanja. Naime,

tokom procesa difuzije na površini pločice formira se sloj fosforsilikatnog ili borsilikatnog

stakla, koje je nakon hlađenja neophodno ukloniti hemijskim putem (nagrizanje). Sporo hlađenje

nakon difuzije omogućava da metalne nečistoće difunduju do površine, gde formiraju jedinjenje

sa staklom ili se gomilaju neposredno ispod njega, a potonje nagrizanje površinskog sloja ih

definitivno uklanja iz pločice. Razvijen je i poseban postupak geterovanja koji se sastoji u tome

da se na jednoj od površina pločice brušenjem kreira mehaničko oštećenje; metalne nečistoće

tokom visokotemeperaturnog procesa brzo difunduju ka toj površini da popune vakancije

kreirane ispod oštećenog sloja, a površinski sloj se potom uklanja nagrizanjem.

9

Navedene tehnike omogućavaju da se postigne vreme života nosilaca iznad 100 μs, što je od

posebnog značaja kod snažnih visokonaponskih tiristora i dioda.

Tehnike za dobijanje kratkog vremena života Komponente snage koje treba da rade na visokim frekvencijama moraju da imaju brz

oporavak i što kraće vreme isključenja, odnosno kratko vreme života nosilaca. Kao što je već

pomenuto, vreme života nosilaca može biti kontrolisano skraćeno unošenjem rekombinacionih

centara u određene oblasti poluprovodnika. Za to se uglavnom koriste dve tehnike:

(1) Difuzija metalnih primesa (najčešće Au ili Pt) neposredno pred nanošenje završnog sloja

metalizacije. Ova difuzija vrši se na temperaturi 800-1000 oC. Atomi zlata unose

energetske nivoe raspoređene blizu sredine zabranjene zone silicijuma i predstavljaju

veoma efikasne rekombinacione centre.

(2) Zračenje visokoenergetskim česticama (elektroni, protoni, α, γ) koje izmešta atome Si iz

njihovih regularnih pozicija i pri tom kreira defekte u kristalnoj rešeci (vakancije,

intersticije) koji deluju kao rekombinacioni centri.

Kod prve tehnike, osnovni problem predstavlja neuniformna raspodela difundovanih

primesa. Naime, koncentracija primesnih atoma prirodno je najveća neposredno ispod površine

sa koje kreće difuzija i opada sa dubinom, a osim toga, česta je i segregacija primesnih atoma

koja se javlja usled njihove tendencije da se tokom difuzije grupišu u pojedinim oblastima

poluprovodnika, npr. oko nekog defekta u kristalu.

S druge strane, tehnika zračenja omogućava da se raspodela defekata, odnosno njihov

položaj i gustina, kontrolišu relativno lako podešavanjem energije čestica. Zračenje protonima i

α česticama ne isplati se zbog visoke cene opreme, a i γ zračenje, iako prodire veoma duboko,

retko se koristi za ovu namenu zato što može da ošteti površinu p-n spoja i degradira njegovu

inverznu karakteristiku. Stoga je za ovu tehniku najprihvatljivije i najviše se koristi zračenje

snopom elektrona, koje uz prihvatljivu cenu karakteriše i odlična reproduktivnost. Tehnika

zračenja takođe ima nedostatak, a to je nestabilnost kreiranih defekata (mogu da se odžare). Da

bi se dobila relativno stabilna koncentracija defekata, nakon zračenja vrši se niskotemperaturno

žarenje Si pločica na 250-300 oC u trajanju od nekoliko sati.

11

PROBOJNI NAPON

Inverzni napon na p-n spoju ne može se povećavati neograničeno jer pri određenoj vrednosti

napona počinje nagli porast inverzne struje, što je pojava koju nazivamo probojem p-n spoja.

Proboj može nastati usled tunelskog efekta, odnosno usled neposrednog prelaska elektrona iz

valentne u provodnu zonu pod uticajem električnog polja (Zener-ov proboj). Drugi uzrok proboja

p-n spoja može biti umnožavanje (multiplikacija) nosilaca usled jakog električnog polja (lavinski

proboj). Najzad, proboj može da se javi i usled nekontrolisanog povećanja temperature spoja

koja nastaje usled prevelike disipacije na inverzno polarisanom spoju (termički ili sekundarni

proboj) koji u principu dovodi do katastrofalnog otkaza komponente.

Inače, probojni napon je jedna od najvažnijih karakteristika snažnih komponenata, a njegova

vrednost kreće se od oko 25 V kod brzih ispravljačkih dioda u prekidačkim izvorima napajanja

za integrisana kola, pa do preko 6 kV kod snažnih tiristora koji se koriste u visokonaponskim

prenosnim mrežama.

Lavinski proboj

Lavinski proboj nastaje udarnom jonizacijom atoma poluprovodnika koju izazivaju nosioci

naelektrisanja u prelaznoj (osiromašenoj) oblasti p-n spoja krećući se pod dejstvom jakog

električnog polja. Na sl. 1 ilustrovana je oblast osiromašenja inverzno polarisanog p-n spoja.

Pri nižim naponima inverzne polarizacije, električno polje veoma brzo pokupi svaki elektron

ili šupljinu koji se pojave u oblasti osiromašenja, bilo da su ovi nosioci nastali usled procesa

generacije ili pristigli difuzijom iz susednih kvazineutralnih oblasti. Međutim, povećavanjem

inverznog napona na spoju, ovi nosioci dobijaju na brzini (raste im kinetička energija), a pri

poljima većim od približno 105 V/cm, pokretni nosioci dostižu tzv. driftovsku brzinu zasićenja

(oko 107 cm/s). Ukoliko i dalje povećavamo napon (tj. polje), kinetička energija slobodnog

elektrona ili šupljine izjednačava se ili postaje veća od jonizacione energije atoma u rešeci

kristala. Slobodni nosioc koji poseduje ovako visoku kinetičku energiju neminovno se na kraju

svog slobodnog puta kroz rešetku sudara sa atomom kristalne rešetke i vrši njegovu jonizaciju.

Pri tome se u provodnoj zoni poluprovodnika formira dodatni slobodan elektron, a u valentnoj

zoni šupljina. Ovaj proces generacije parova elektron-šupljina naziva se udarnom jonizacijom.

Parovi elektron-šupljina koji su ovako kreirani takođe se uključuju u proces udarne jonizacije

proizvodeći nove parove elektron-šupljina, što može da dovede do tzv. lavinske multiplikacije

kojom se brzo formira veliki broj novih parova, a struja kroz spoj naglo poraste. Veličina koju

nazivamo faktorom multiplikacije nosilaca (M) tada teži beskonačno velikoj vrednosti, nastupa

lavinski proboj, a napon na spoju ne može više da se povećava.

U cilju bližeg razmatranja procesa, korisno je definisati veličine koje nazivamo

koeficijentima udarne jonizacije elektrona i šupljina, n i p, pri čemu je:

)/exp( Eba nnn , )/exp( Eba ppp , (1)

Sl. 1: Oblast osiromašenja inverzno

polarisanog p-n spoja.

12

gde su an,p i bn,p konstante, a E jačina električnog polja. Koeficijenti udarne jonizacije, dakle, u

velikoj meri zavise od jačine električnog polja, a u mnogim slučajevima njihova vrednost se

može aproksimativno uzeti da iznosi:

735108.1 Epn

. (2)

Da bi bilo moguće izračunati vrednost lavinskog probojnog napona neophodno je odrediti

uslov pri kome brzina udarne jonizacije postaje beskonačno velika. Ne ulazeći u dublju analizu,

može se pokazati da je faktor multiplikacije nosilaca na rastojanju x od spoja dat izrazom:

W x

pnp

x

pn

dxdx

dx

xM

0 0

0

)(exp1

)(exp

)(

, (3)

gde je W širina oblasti osiromašenja. Imajući u vidu da lavinski proboj nastupa kada M (tj.

kada je imenilac u izrazu na desnoj strani gornje jednakosti jednak nuli), dolazimo do uslova za

nastanak proboja:

W x

pnp dxdx0 0

)(exp =1. (4)

Izraz na levoj strani jednakosti (4) poznat je pod nazivom jonizacioni integral, a korišćenjem

aproksimativne vrednosti za jonizacione koeficijente n i p (2), izraz (4) uprošćava se na:

W

dx0

.1 (5)

Do vrednosti kritičnog električnog polja pri kome nastupa proboj, a time i do vrednosti

probojnog napona se, u opštem slučaju, dolazi izračunavanjem jonizacionog integrala (4) ili (5) u

zatvorenom obliku (analitički, ako je uopšte moguće) ili numeričkim metodima, pri čemu je

potrebno poznavati raspodelu električnog polja u oblasti osiromašenja bez obzira koji od dva

izraza se koristi. Međutim, kada su u pitanju snažne komponente, od kojih mnoge u svojoj

strukturi iz određenih razloga sadrže i dodatne parazitne tranzistorske strukture, izračunavanje

jonizacionog integrala najčešće nije dovoljno da bi se odredio probojni napon. U tim

slučajevima, u analizu je neophodno uključiti i strujno pojačanje parazitnih struktura, što zahteva

da se računa i faktor multiplikacije M. Veza između faktora multiplikacije i primenjenog

inverznog napona data je izrazima:

4)/(1

1

BR

nVV

M

(za p+-n spoj) i (6)

6)/(1

1

BR

pVV

M

(za n+-p spoj), ili (7)

u opštem slučaju: )/(1

1

BRVVM

(8)

gde je V vrednost primenjenog inverznog napona, VBR vrednost lavinskog probojnog napona, a

3 < κ < 6 zavisno od polaznog materijala i tehnologije.

U daljem tekstu ilustrovani su neki karakteristični slučajevi p-n spojeva, navedena Poisson-

ova jednačina i izrazi za raspodelu električnog polja i potencijala u oblasti osiromašenja za dati

slučaj, a navedeni su i odgovarajući izrazi za probojni napon dobijeni rešavanjem jonizacionog

integrala u slučajevima u kojima je to moguće.

13

Dioda sa strmim (skokovitim) p-n prelazom

Sl. 2: Raspodele prostornog naelektrisanja, el. Sl. 3: Lavinski probojni napon i odgovarajuća

polja i potencijala u slučaju strmog p-n spoja. širina oblasti osiromašenja strmog p-n spoja.

Poisson- ova jednačina: s

A

s

qNxQ

dx

dE

dx

Vd

)(2

2

)()( xWqN

xEs

A

, )2

()(2x

WxqN

xVs

A

, A

as

qN

VW

2 ,

a

s

Am V

qNE

2

Rešavanjem jonizacionog integrala za datu raspodelu polja: 4/3131034.5 ABR NV (9)

Dioda sa linearnim p-n prelazom

Sl. 4: Raspodele prostornog nelektrisanja, električnog polja i potencijala u slučaju linearnog p-n spoja.

qaxxQ )( , a – nagib (konstanta linearnosti)

p-n spoja

ss

qaxxQ

dx

dE

dx

Vd

)(2

2

)(2

)( 22 xWqa

xEs

2Wqa

Es

m

)326

()(323 WxWxqa

xVs

3/13

qa

VW as

5/29102.9 aVBR (10)

14

Punch-through dioda

U slučaju tzv. punch-through strukture, nivo dopiranja p- bazne oblasti niži je nego kod

„normalne” p-n diode, prelazna oblast prostire se kroz celu p-, ali se ne širi dalje kroz p+ oblast.

Zbog niskog nivoa dopiranja p- oblasti, električno polje opada znatno sporije nego kod

„normalnog” p-n spoja, kao što je na slici koja prikazuje raspodelu polja nacrtano isprekidanom

linijom. Pošto je probojni napon određen površinom ispod linije koja opisuje zavisnost polja,

jasno je da se isti probojni napon kod dve strukture (punch-through i „normalne”) može postići

izjednačavanjem šrafiranih površina. Ovim je praktično pokazano da je za postizanje željenog

probojnog napona kod punch-through strukture potrebna uža bazna oblast nego kod normalne

strukture. Na primer, za probojni napon od 1000 V, normalna dioda morala bi da ima širinu baze

od barem 90 m, dok je u slučaju punch-through strukture sa nivoom dopiranja od 1014 cm-3

sasvim dovoljno da baza bude široka oko 50 m. Ovo svojstvo punch-through strukture

predstavlja značajnu prednost za primenu kod bipolarnih komponenata, i to ne samo u pogledu

provođenja struje nego i u tehnološkom smislu.

Sl. 5: Raspodela električnog polja i profil primesa Sl. 6: Lavinski probojni napon kod punch-through

kod normalnog i punch-through p-n spoja. diode.

)()( xWqN

xEs

A

pcPTBR WEEV )(2

11)( ,

s

pAp

pcPTBR

WNWEV

2

)(2

1 (11)

Difundovana dioda

Tehnološki je gotovo nemoguće dobiti idealno strme ili linearne p-n spojeve. Izrada p-n

spojeva kod savremenih poluprovodničkih komponenata vrši se procesom difuzije primesa na

visokoj temperaturi ili se željene primese unose u površinski sloj procesom jonske implantacije,

nakon čega takođe sledi temperaturni tretman radi relaksacije kristala i redistribucije (takođe

difuzija) unetih primesa. Tipičan profil primesa u slučaju ovih realnih, difundovanih p-n spojeva,

ilustrovan je na sl. 7, a ovakav profil mogao bi se, u zavisnosti od nagiba date krive i dubine

spoja, u nekim slučajevima aproksimirati strmim a u nekim linearnim spojem. Realno, kada se

dopiranje vrši pod uslovima konstantne koncentracije primesa na površini poluprovodnika, profil

15

primesa dobija oblik komplementarne funkcije greške (izraz 12), dok u slučaju implantacije

praćene redistribucijom na povišenoj temperaturi, profil primesa ima oblik Gauss-ove funkcije

(izraz 13). Bez obzira koja od ove dve funkcije je u pitanju, ne može se doći do analitičkog

rešenja za jonizacioni integral. Lavinski probojni napon je stoga moguće izračunati samo

numeričkim postupcima, a tipične zavisnosti probojnog napona od dubine spoja i koncentracije

primesa prikazane su na sl. 8.

Sl. 7: Profil primesa kod difundovanog spoja. Sl. 8: Lavinski probojni napon difundovanog spoja.

Ivični efekti i proboj

Svi p-n spojevi u dosadašnjem razmatranju smatrani su polubeskonačnim (spoj sa paralelnim

ravnima), pri čemu nisu uzimani u obzir ivični efekti. Međutim, zbog zakrivljenosti oblasti

osiromašenja na završecima p-n spoja dolazi do smanjenja probojnog napon u odnosu na idealnu

vrednost izračunatu za polubeskonačni spoj, a ukoliko je završetak spoja loše izveden, realna

vrednost probojnog napona može da padne i na svega 10-20% od idealne. Kao što ilustruju sl. 9 i

Sl. 9: Gomilanje linija el. polja duž ivice Sl. 10: Planarni spoj formiran difuzijom kroz

difuzionog cilindričnog spoja. pravougaoni otvor za difuziju.

BNdxerfcNxN )/()( 0 (12)

BNd

xNxN )exp()(

2

2

0 (13)

16

10, planarni spoj dobijen difuzijom kroz pravougaoni otvor duž ivica dobija cilindrični, a u

rogljevima sferni oblik. Kao posledica, duž ivica spoja, a naročito u rogljevima, dolazi do

gomilanja linija električnog polja, tako da je polje u tim delovima mnogo veće nego u najvećoj,

planarnoj oblasti spoja. Samim tim, proboj u ovim perifernim delovima spoja nastupa pri znatno

nižem naponu nego u planarnom delu spoja. U smislu probojnog napona naročito su nepoželjni

sferni spojevi; stoga su ugaoni delovi maski za difuziju zaobljeni da bi sferni spojevi bili

izbegnuti koliko je to moguće. Izraz za maksimalno polje može se napisati u obliku:

j

jd

s

Ajm

r

rrqNrE

22

2)(

za cilindrični, odnosno (14)

2

33

3)(

j

jd

s

Ajm

r

rrqNrE

za sferni spoj, (15)

gde je NA koncentracija primesa u slabije dopiranoj p-oblasti spoja, rj radijus (poluprečnik

krivine) samog p-n spoja, a rd radijus oblasti osiromašenja u slabije dopiranoj oblasti spoja. Kao

što se može videti na sl. 11, realni probojni napon sfernog spoja je skoro dva puta niži od

probojnog napona cilindričnog p-n spoja. Iz prethodnog izlaganja jasno je da je lavinski probojni

Sl. 11: Normalizovani probojni napon cilindričnog i sfernog Sl. 12: Gomilanje linija električnog polja duž ivica

spoja u funkciji normalizovanog poluprečnika krivine. (a) plitkog i (b) dubokog spoja.

napon realnog planarnog difundovanog spoja obavezno niži nego u slučaju idealnog

polubeskonačnog spoja. Sa porastom poluprečnika krivine (odnosno dubine spoja), probojni

napon raste i približava se vrednosti koju bi imao u slučaju polubeskonačnog planparalelnog

spoja. Ovo ilustruje sl. 12 na kojoj se može videti da je efekat gomilanja linija polja manje

izražen kod dubljeg p-n spoja.

Metodi za smanjenje ivičnih efekata i povećanje probojnog napona p-n spoja

Postoji čitav niz tehnoloških metoda kojima je moguće redukovati uticaj ivičnih efekata,

odnosno smanjiti maksimalno električno polje u oblasti osiromašenja na završecima spojeva, a

time i povećati realnu vrednost lavinskog probojnog napona planarnog difundovanog p-n spoja.

Neki od tih metoda ilustrovani su u daljem tekstu.

17

1. Plivajući prstenovi

Ovo je elegantan način za smanjenje jačine električnog polja duž ivica spoja. Ilustracija je

data na sl. 13, a sam izraz „plivajući prsten“ koristi se zbog činjenice da se odnosi na difuzionu

oblast koja je izolovana od glavnog spoja, ali ga potpuno okružuje. Plivajući prsten formira se

difuzijom istovremeno kad i oblast glavnog spoja, tako da je i dubina oba spoja koji se pri tom

formiraju ista. Ako je prsten dovoljno blizu glavnog spoja, dovođenjem negativnog napona na

glavni spoj njegova oblast osiromašenja se širi i, već pri relativno niskom naponu doseže do

oblasti prstena (punch-through), nakon čega potencijal prstena počinje da raste sa porastom

potencijala glavnog spoja. Stoga se oblast osiromašenja širi oko prstena, razvlačeći linije polja i

smanjujući njegovu vrednost oko ivica glavnog spoja, tj. polje se preraspodeljuje i u oblast oko

prstena. Za efikasnost ovakvog dejstva plivajućeg prstena veoma je bitno rastojanje od glavnog

spoja: ako je prsten predaleko, imaće mali uticaj na zakrivljenost oblasti osiromašenja oko

glavnog spoja, a ukoliko je previše blizu, onda će njegov potencijal biti skoro isti kao i potencijal

glavnog spoja, pa će proboj nastupiti na samom prstenu pri gotovo istom naponu pri kome bi

nastupio na glavnom spoju i bez prstena. Stoga je veoma značajno odrediti optimalno rastojanje

prstena od spoja (sl. 14) da bi se postiglo povećanje probojnog napona kao što je ilustrovano na

sl. 15. Osim toga, važna je i širina plivajućeg prstena; kao što pokazuje sl. 16, isuviše uzan prsten

gotovo da ne menja poluprečnik krivine oblasti osiromašenja oko glavnog spoja.

Koncept koji podrazumeva primenu plivajućih prstenova je najčešće korišćen metod kod

komponenata predviđenih za rad pri nižim i srednjim probojnim naponima, kao što je npr. MOS

tranzistor snage. Često se, da bi zakrivljenost oblasti osiromašenja oko glavnog spoja bila što

više smanjena, oko glavnog spoja formira ne jedan, već više koncentričnih plivajućih prstenova

koji postepeno razvlače potencijal na znatno širu oblast poluprovodnika (sl. 17).

Sl. 13: Ilustracija plivajućeg prstena i njegovog uticaja na raspodelu električnog polja u oblasti osiromašenja.

Sl. 14: Zavisnost probojnog napona od udaljenosti Sl. 15: Poređenje probojnog napona kod spoja sa plivajućim

plivajućeg prstena. prstenom (optim. udaljenim) u odnosu na spoj bez prstena.

18

Sl. 16: Efekat širine plivajućeg prstena na Sl. 17: Višestruki plivajući prstenovi.

radijus oblasti osiromašenja p-n spoja.

2. Ugaono brušenje/poliranje p-n spoja

Tehnika plivajućih prstenova nije primenljiva kod komponenata čiji se p-n spojevi prostiru

do same ivice čipa (peleta), kao što su snažni tiristori. S obzirom da se spoj prostire skroz do

površine bočne stranice, ta površina mora da bude pokrivena odgovarajućim pasivizirajućim

slojem kako bi bio izbegnut prevremen površinski proboj spoja. Međutim, ovde je važno istaći

da je ustanovljeno da veličina probojnog napona zavisi i od ugla pod kojim je pelete sečen,

odnosno da probojni napon može biti povećan ako se, nakon sečenja pod pravim uglom (koje je

najjednostavnije), završetak peleta brusi/polira do dobijanja odgovarajućeg kosog ugla. Na sl. 18

dati su primeri tzv. pozitivno i negativno brušenog ivičnog (završnog) dela spoja. Po usvojenoj

(a) (b)

Sl. 18: Ilustracija (a) pozitivno i (b) negativno brušenog/poliranog završetka p-n spoja.

nomenklaturi, pozitivno brušen spoj je onaj kod koga se, polazeći od jače dopirane strane, oblast

spoja sužava ka slabije dopiranoj strani spoja (kod negativno brušenog je obrnuto, tj. oblast spoja

širi se ka slabije dopiranoj strani). U slučaju pozitivno brušenog spoja, s obzirom da je brušenjem

praktično uklonjen značajan deo naelektrisanja iz dela oblasti osiromašenja na slabije dopiranoj

strani spoja, oblast osiromašenja blizu završetka spoja se širi od spoja ka dubini poluprovodnika

kako bi i u tom ivičnom delu pn spoja bila održana elektroneutralnost (ukupna količina

pozitivnog naelektrisanja u oblasti osiromašenja na n-strani spoja mora biti jednaka ukupnoj

količini negativnog naelektrisanja u oblasti osiromašenja na p-strani spoja). Kao što je pokazano

na slici, ovo širenje oblasti osiromašenja na slabije dopiranoj strani dovodi do smanjenja

gomilanja linija električnog polja, a time i do povećanja probojnog napona. Nasuprot tome, kod

negativno brušenog spoja zapaža se suprotan efekat (sužavanje oblasti osiromašenja na slabije

dopiranoj strani), tako da negativno brušenje u opštem slučaju proizvodi negativan efekat na

veličinu probojnog napona. Ipak, kao što je pokazano na sl. 19, gomilanje linija polja može se

19

smanjiti i negativnim brušenjem, ali ovo brušenje mora da bude izvedeno vrlo plitko, odnosno

pod velikim uglom. Plitkim brušenjem se, međutim, drastično povećava površina komponente i

utrošak kristala, što nije poželjno.

3. Konturno nagrizanje

Umesto brušenja i/ili poliranja, završetak spoja pod nekim kosim uglom može se, i to znatno

preciznije i sa mnogo manje površinskih defekata, dobiti i putem nagrizanja. Nagrizanje može

biti mokro hemijsko ili suvo (plazma) nagrizanje. Mokro nagrizanje vrši se u rastvoru koji sadži

mešavinu azotne, fluorovodonične i sirćetne kiseline i čiste dejonizovane vode, a suvo u tzv.

plazma reaktorima u kojima se površina koju želimo da nagrizamo izlaže dejstvu jona reaktivnih

gasova. Nagrizanje se uobičajeno koristi za razdvajanje komponenata na peletu (sl. 20), ali se

nagrizanjem mogu efikasno dobiti i završeci spoja pod željenim uglom, slično kao brušenjem

(sl. 21). Značajna prednost u odnosu na brušenje je što se nagrizanje može koristiti ne samo u

slučaju ravnih (plan-paralelnih) nego i planarnih difundovanih spojeva.

Sl. 20: Razdvajanje komponenata nagrizanjem. Sl. 21: Pozitivno ugaono nagrizanje (a) ravnog i planarnog difundovanog p-n spoja.

Sl. 19: Plitko negativno brušenje/poliranje spoja.

20

4. Produžavanje završetka p-n spoja

Povećanje probojnog napona kod prethodna dva metoda postiže se uklanjanjem materijala (a

time i naelektrisanja) sa slabije ili jače dopirane strane spoja. Sličan efekat može se postići i

suprotnim postupkom, odnosno dodavanjem precizno kontrolisane količine naelektrisanja u

blizini površine spoja. Ovaj postupak, koji se naziva produženje završetka spoja (junction

termination extension), može se precizno izvršiti jonskom implantacijom, a da bi se dobio visok

probojni napon količina unetog naelektrisanja ne sme biti ni preniska (jer onda je efekat

zanemarljiv, a maksimalno polje ostaje u blizini tačke A na sl. 22) ni previsoka (maksimalno

polje se onda samo pomera duž spoja i javlja u blizini tačke B). Da bi se postiglo smanjenje

električnog polja i porast probojnog napona, potrebno je da količina unetog naelektrisanja bude

tolika da pod inverznom polarizacijom cela implantirana oblast bude potpuno osiromašena.

Ustanovljeno je da se to postiže kada količina naelektrisanja unetog implantacijom iznosi 60-

80% od vrednosti dobijene množenjem dielektrične konstante silicijuma i maksimalnog

električnog polja pri proboju idealnog ravnog spoja. Ako se unese ova optimalna količina

naelektrisanja, može se postići probojni napon čija se vrednost približava (do 95%) vrednosti

probojnog napona idealnog ravnog spoja.

5. P-N spoj sa dodatnom MOS strukturom

Zakrivljenost oblasti osiromašenja može se kontrolisati promenom površinskog potencijala

na prost način tako što se preko oksida na ivici planarnog spoja formira metalna elektroda (gejt)

koja se polariše odgovarajućim jednosmernim naponom. Praktično, na ivici spoja dobija se MOS

struktura kao što ilustruje sl. 23. Za slučaj prikazan na slici, koji podrazumeva inverznu

polarizaciju samog spoja (znači negativan napon na elektrodi iznad p+ oblasti), ako se na

elektrodu MOS strukture dovede pozitivan napon, oblast osiromašenja krivi se ka spoju (slučaj

A), što nepovoljno utiče na raspodelu polja i probojni napon spoja. Ako je napon na elektrodi

MOS strukture jednak nuli, oblast osiromašenja ostaje nepromenjena (slučaj B), a ako se na

elektrodu MOS strukture dovede negativan napon, oblast osiromašenja se širi od spoja (slučaj

C), raspodela električnog polja se razvlači (što smanjuje njegovu jačinu u blizini spoja), tako da

se postižu viši probojni naponi. Ustanovljeno je da vrednost probojnog napona p-n spoja zavisi

od napona primenjenog na elektrodu MOS strukture, tj. VB=mVG + c (m 1 za tanak oksid). S

Sl. 22: Metod produženja završetka spoja primenjen na

(a) ravan i (b) planarni difundovani p-n spoj.

Ovim metodom može se dakle postići da probojni

napon realnog spoja bude gotovo jednak

probojnom naponu polubeskonačnog idealnog

spoja. Međutim, postoje i značajni problem u

primeni: teško je odrediti optimalnu količinu

naelektrisanja (često se dešava da se polje ne

preraspodeli na željeni način, pa se ipak jave

maksimumi u okolini jedne od tačaka A ili B),

proces nije uniforman (što opet rezultira pojavom

lokalnih maksimuma polja), a dodatna implantacija

dovodi i do porasta struje curenja.

21

obzirom da se najpovoljniji slučaj javlja kad se polarizacija spoja i MOS strukture poklapaju

(obe su negativne), proizilazi da se isti efekat može postići na još jednostavniji način tako što se

metalizacija spoja jednostavno produži da pokrije i deo oksida, kao što pokazuje sl. 24.

Sl. 23: Planarni p-n spoj sa dodatnom MOS strukturom. Sl. 24: Planarni spoj sa produženom metalizacijom.

Kao i kod ostalih metoda, i ovde postoji problem, a to je pojava jakog lokalnog polja ispod

oštrih ivica elektrode (stepenik). Rešenje bi se moglo naći u eliminisanju stepenika, tako što bi

bio napravljen kosi oksid čija se debljina postepeno povećava od spoja, ali je ovo nepraktično i

tehnološki teško izvodljivo. Jednostavnije i mnogo efektnije rešenje je kombinacija dve tehnike u

kojoj se primenjuju i plivajući prstenovi i dodatna MOS struktura, što je prikazano na sl. 25.

Sl. 25: Završetak planarnog p-n spoja izveden primenom plivajućih prstenova i dodatne MOS strukture.

Proboj bipolarnog tranzistora sa otvorenom bazom

U dosadašnjem razmatranju opisani su metodi za povećanje probojnog napona realnih p-n

spojeva kako bi se dostigla vrednost što bliža probojnom naponu polubeskonačnog spoja.

Međutim, mnoge komponente snage, pre svega snažni tiristori, pa i snažni MOS tranzistor, u

svojoj strukturi sadrže dva p-n spoja postavljena leđa-u-leđa, sa zajedničkom plivajućom oblašću

u sredini. Kod ovih komponenata, maksimalni probojni napon ograničen je probojem parazitne

tranzistorske (PNP ili NPN) strukture. Ilustracija jedne takve PNP strukture prikazana je, kao

umetak, u gornjem desnom delu slike 26. Ovo je tzv. tranzistorska struktura sa otvorenom

bazom, pri čemu ćemo smatrati da je emitorski spoj polarisan direktno, a kolektorski inverzno.

Ako je širina baze (N-oblast) veća od širine oblasti osiromašenja kolektorskog spoja, onda je

probojni napon kolektorskog spoja (a time i cele PNP strukture) ograničen lavinskim probojem

koji će se, kao što je ranije već pomenuto, javiti kad bude ispunjen uslov da faktor multiplikacije

teži beskonačnosti. Međutim, ako je baza vrlo uska, može se desiti da se oblast osiromašenja

proširi kroz celu baznu oblast čak i pri inverznom naponu na kolektoru koji je niži od lavinskog

22

Sl. 26: Probojni napon tranzistorske strukture sa otvorenom bazom.

probojnog napona. To znači da se, pre nego što dođe do lavinskog proboja, javlja zv. punch-

through proboj (proboj prodiranjem). U tom slučaju, oblast osiromašenja inverzno polarisanog

kolektorskog spoja širi se kroz celu bazu, skroz do emitorskog spoja. Pod pretpostavkom da se

radi o strmom spoju, punch-through probojni napon dat je kao:

2

2n

s

DPT W

qNV

. (16)

Prema tome, zavisno od nivoa dopiranja i širine baze, probojni napon tranzistorske strukture

sa otvorenom bazom može biti ograničen lavinskim ili punch-through probojem, a njegova

maksimalna vrednost se, u slučaju optimalno podešenih parametara komponente (nivo dopiranja

i širina baze), teorijski nalazi u preseku krivih koje opisuju lavinski i punch-through efekat (pune

linije na sl. 26). Međutim, u praksi nije moguće dostići ovaj maksimalni probojni napon zbog

toga što difuziona dužina manjinskih nosilaca u bazi ima konačnu vrednost. Do proboja u stvari

dolazi u trenutku kad je ispunjen uslov da proizvod faktora multiplikacije M i transportnog

faktora baze T bude jednak jedinici:

)/cosh(

1,1

p

TTpLl

M , (17)

gde je l širina neosiromašenog dela baze, a ppp DL difuziona dužina za šupljine u bazi.

Izračunavanjem probojnog napona na osnovu prethodnog uslova, za različite širine baze dobijaju

se zavisnosti probojnog napona prikazane isprekidanim linijama na sl. 26. Da bi se postigla viša

vrednost probojnog napona, potrebna je mala vrednost difuzione dužine, odnosno kratko vreme

života manjinskih nosilaca u bazi. Međutim, treba imati u vidu da kratko vreme života degradira

provodne karakteristike tranzistora u direktu, pa je potrebno naći kompromis.

U svakom slučaju, prisustvo dva p-n spoja leđa-u-leđa nameće potrebu da tranzistorska

struktura izdržava visoke napone pri obe vrste polarizacije, što znači da završeci oba spoja treba

da budu izvedeni na adekvatan način. S tim u vezi, moguće je izvesti tzv. negativno-pozitivno

zasecanje (brušenje, nagrizanje) ovakve strukture, kao što je prikazano na sl. 27. Oblast

osiromašenja kad je spoj J1 inverzno polarisan prikazana je isprekidanom linijom sa dužim

crticama, a kad je inverzno polarisan spoj J2 isprekidanom linijom s kraćim crticama. Bez obzira

na povoljan uticaj na probojni napon, pozitivno zasečena strana ne sme biti zasečena pod mnogo

23

malim uglom da se na ivici spoja ne bi javio punch-through, tj. da se oblast osiromašenja na ivici

ne bi proširila sve do drugog spoja. Tipično, uglovi pozitivnog zasecanja kreću se od 45 do 60o.

Negativno zasecanje vrši se plitko, pod veoma malim uglom (tipično 3o), pa je ova kombinacija

zasecanja, zbog velike površine koju zahteva, primenljiva samo na ”krupne” komponente, kao

što mogu da budu visokonaponski tiristori. Sa stanovišta utroška materijala, znatno je

ekonomičnije tzv. dvostruko pozitivno zasecanje, čija su dva primera ilustrovana na sl. 28: a)

kružno, dobijeno poliranjem, i b) kombinovano, po ivici dobijeno brušenjem-poliranjem, a po

sredini u obliku useka koji je dobijen peskarenjem kroz tanku cevčicu (diznu).

Sl. 27: Kombinacija negativnog i pozitivnog Sl. 28: Dvostruko pozitivno zasecanje: a) kružno

zasecanja završetaka PNP strukture. b) kombinovano sa usekom

Visokonaponska pasivizacija površine

Pasivizacija površine je veoma značajan deo tehnološkog procesa u izradi diskretnih

komponenata snage jer omogućava da ove komponente izdrže jaka površinska električna polja.

Osim toga, površinsko naelektrisanje indukovano usled prisustva pasivizirajućeg materijala

može jako da utiče na raspodelu električnog polja unutar komponente. Najčešći vidovi

pasiviziranja površine su:

1) Prevlačenje slojem nekog od organskih polimera; proces se vrši tako što se, nakon

brušenja/poliranja površine pod uglom i hemijskog nagrizanja površinskih defekata, na površinu

nanosi sloj polyimid-a u rastvoru dimethylacetamid-a, koji se zatim “peče” na 250oC u atmosferi

azota. Ova tehnika pasivizacije koristi se za komponente čiji probojni napon premašuje čak i

5000 V.

2) Termička oksidacija površine (SiO2) u trajanju od dva sata na 800oC, sporo hlađenje, a

potom nanošenje sloja silicijumnitrida (Si3N4) CVD postupkom. Uloga Si3N4 je da spreči

prodiranje vlage i migraciju jona. Tehnika se uspešno koristi za površinsku pasivizaciju

komponenata sa probojnim naponom do 3000 V, a može se koristiti i za pasivizaciju planarnih

pn spojeva. Međutim, bolji rezultat kod planarnih spojeva postiže se ako se izvrši njihovo

24

3) Prevlačenje poluizolatorskim slojem polikristalnog Si (SIPOS). Polikristalni Si slojevi

visoke otpornosti mogu se dobiti ako se tokom depozicije silicijuma dodaju kiseonik ili azot.

Poređenja radi, specifična otpornost ovako dobijenog poli-Si iznosi oko 1010 cm, dok je za

monokristalni Si ona 105 cm, a za SiO2 1014 cm. Pošto SIPOS, bilo da je dopiran kiseonikom

ili azotom, ipak ima manju otpornost od SiO2, problem predstavljaju struje curenja. SIPOS

dopiran kiseonikom je u tom pogledu bolji i ima bolja pasivizirajuća svojstva, ali nije otporan na

vlagu i jonsku kontaminaciju, pa se zato preko njega nanosi tanak sloj SIPOS-a dopiranog

azotom. Povrh svega, nanosi se i sloj SiO2 koji povećava dielektričnu čvrstoću celog

dielektričnog sloja. Ova tehnika uspešno se koristi za površinsku pasivizaciju snažnih bipolarnih

tranzistora sa probojnim naponima kolektorskog spoja čak i do 10000 V.

Termički (sekundarni) proboj

Termički proboj nastaje kao rezultat porasta temperature usled proticanja struje velike

gustine kroz inverzno polarisan p-n spoj.

Disipirana snaga na spoju po jedinici površine je:

RRj JVP . (18)

Pošto se inverzna struja sastoji iz difuzione komponente (Jdif ni) i generacione komponente

(Jgen ni2), pri čemu je ni exp(-Eg/2kTj), može se pokazati da je:

)]2

exp()exp([ 23

2

3

1

j

g

j

j

g

jRjkT

ETA

kT

ETAVP

, (19)

gde je Tj temperatura spoja, dok su A1 i A2 parametri koji zavise od geometrije i površine spoja,

nivoa dopiranja i vremena života nosilaca.

Toplota generisana usled disipacije na spoju odvodi se u spoljnu sredinu (ambijent), pri čemu

je iznos odvedene toplote dat izrazom:

thjA

Aj

AR

TTP

, (20)

gde je TA temperatura ambijenta, a RthjA termička otpornost između spoja i spoljne sredine. U

uslovima stabilnog rada komponente, celokupna toplota generisana na spoju odvodi se u spoljnu

sredinu, tj. Pj = PA. Izjednačavanjem desnih strana izraza (19) i (20) može se izračunati

temperatura spoja, a grafičko rešavanje ovog problema ilustrovano je na sl. 29. Kao što se može

videti, u opštem slučaju postoje dva rešenja. U pogledu termičkog balansa, stabilno rešenje je u

tački 1. Rešenje predstavljeno tačkom 2 je nestabilno jer ako temperatura na spoju poraste makar

Sl. 29: Grafičko određivanje temperature

spoja na osnovu izraza (19) i (20).

25

i neznatno iznad Tcrit, toplota koja se generiše na spoju (Pj) raste brže od one koja se sa spoja

odvodi (PA), što dovodi do pojave koja se može nazvati termički zamor (thermal runaway), a

time i do termičkog proboja. Prema tome, za termičku stabilnost spoja neophodno je da bude

ispunjen uslov:

j

A

j

j

T

P

T

P

. (21)

Inače, simultano rešavanje izraza (19) i (20) je komplikovano, a rešenje postoji samo ukoliko je

nagib prave predstavljene izrazom (20) veći od neke kritične vrednosti (da bi ova prava presekla

ili makar dodirnula krivu predstavljenu izrazom 19), odnosno ukoliko je termička otpornost RthjA

manja od odgovarajuće kritične vrednosti.

Treba imati u vidu da se termički proboj gotovo uvek javlja lokalno, a ne u celoj oblasti

spoja. Naime, pretpostavimo da iz nekog razloga (npr. zbog neuniformne raspodele primesa i

nešto veće specifične otpornosti, postojanja defekata kao što su dislokacije ili zbog mehaničkog

naprezanja) temperatura na nekom delu spoja poraste. Ako je taj porast temperature relativno

mali, doći će do stabilizacije procesa jer u tom delu spoja raste i otpornost koja dovodi do

smanjenja struje kroz inverzno polarisan spoj. Ovo će se dešavati sve dok porast temperature

dovodi do opadanja pokretljivosti, a ne i do značajnog porasta koncentracije nosilaca. Međutim,

ukoliko temperatura lokalno poraste iznad Tcrit pri kojoj je specifična otpornost maksimalna,

počinje da dominira porast koncentracije nosilaca, specifična otpornost počinje da pada, a

lokalna gustina struje da raste. Usled toga, temperatura u toj oblasti spoja počinje još brže da

raste (zato što je lokalno Pj>PA), povećavajući još više lokalnu gustinu struje, što izaziva dalje

kumulativno lokalno povećanje temperature na spoju. Sada je praktično sva struja kroz inverzno

polarisan spoj skoncentrisana u uzanu oblast (provodni kanal) visoke provodnosti i temperature.

Pod ovim uslovima, kristal se u toj oblasti ponaša kao sopstveni poluprovodnik i nalazi se u

stanju koje se naziva mezoplazma, a sva struja kroz spoj protiče u vidu uzanog strujnog vlakna

(current filament). Pojava mezoplazme dovodi do trajnog oštećenja spoja na tom mestu i

katastrofalnog otkaza komponente (ranije je ova pojava nazivana sekundarnim probojem), za

razliku od lavinskog proboja gde temperatura spoja sve vreme ostaje niža od kritične i spoj ostaje

neoštećen. Pri termičkom proboju, komponenta može biti oštećena na jedan od sledećih načina:

1) termički šok oštećuje kristal i izaziva naprsline

2) temperatura u oblasti mezoplazme može da nadvisi tačku topljenja eutektičke smeše

silicijuma i metala od koga je formiran kontakt, čime se uništava kontakt

3) temperatura u oblasti mezoplazme može da nadvisi tačku topljenja samog silicijuma,

čime se degradira kristal i praktično uništava spoj formiranjem trajnog provodnog kanala.

Na kraju, treba još jednom istaći da je za bezbedan rad komponente neophodno da uslov

termičke stabilnosti spoja dat izrazom (21) u svakom trenutku bude zadovoljen. Da bi se to

postiglo, u primeni komponenata snage gotovo je neophodno korišćenje odgovarajućih hladnjaka

čija je uloga da obezbede dovoljno odvođenje toplote i pri najoštrijim uslovima korišćenja

komponente.

26

ELEKTRIČNI KONTAKTI

Dobar omski kontakt između metala i poluprovodnika je veoma bitan za pravilan i pouzdan

rad svih poluprovodničkih komponenata. Kada su u pitanju snažne komponente, uloga

električnih kontakata je da

- efikasno sprovedu električnu struju iz spoljnog kola u poluprovodnik

- efikasno odvedu disipiranu toplotu iz poluprovodnika u hladnjak.

Metal za kontakte treba da ispunjava niz uslova:

- da formira dobar omski kontakt sa silicijumom, što znači da kontakt mora da ima nisku

otpornost i visoku toplotnu provodnost

- da odlično prianja (ima dobru adheziju) za materijale kao što su Si, SiO2, poli-Si, fosfor-

silikatno staklo (PSG), bor-silikatno staklo (BSG)

- da je stabilan, otporan na koroziju i da ne pokazuje sklonost ka elektromigraciji

- da je kompatibilan sa fotolitografskim postupcima

- da se lako bondira (povezuje) za spoljašnje provodnike

- da nije skup.

Najčešće korišćene tehnike za nanošenje metalnih kontakata su: vakuumsko naparavanje,

hemijska depozicija, spaterovanje (katodno raspršivanje), legiranje.

Najčešće korišćen materijal za izradu električnih kontakata je legura aluminijuma sa 1-2% Si

(koji treba da spreči rastvaranje Si iz same komponente u metalu) i 3-5% Cu (koji treba da

smanji sklonost Al ka elektromigraciji) naneta vakuumskim naparavanjem ili spaterovanjem. U

slučaju snažnih komponenata, tipična debljina nanetog sloja ove legure je 10 m, a preko ove

legure, sekvencijalno se nanose metalni slojevi Ti-Ni-Au ili Ni-Au-Cu hemijskim putem iz

odgovarajućih rastvora. Nakon depozicije svih ovih slojeva, obavezno je odžarivanje na

600 - 700oC kako bi se u reakciji Al i Si formirao odgovarajući silicid koji obezbeđuje dobar

omski kontakt. Konačno, preko ovako formiranih metal-silicidnih i metalnih slojeva može se

naneti lemna legura (npr. Pb-Sn ili Pb-Zn) radi daljeg povezivanja sa spoljnim provodnicima.

27

SNAŽNE DIODE

Sl. 1: Snažna dioda: a) poprečni presek

b) profil primesa c) I-V karakteristika

Sl. 2: Epitaksijalna p--n dioda.

celoj slabo dopiranoj “i” oblasti. Prve dve komponente napona menjaju se sa logaritmom gustine

struje, a njihov zbir može se napisati kao:

Jq

kTKVV NP ln0

, (2)

gde je K0 konstanta zavisna od temperature i profila primesa, a vrednost parametra zavisi od

gustine struje. Treći član (VI) u izrazu (1) ima komplikovanu zavisnost od gustine struje i širine

slabo dopirane “i” oblasti. Imajući sve ovo u vidu, pad napona na direktno polarisanoj p-i-n diodi

može se u principu predstaviti kao:

m

F JKJKKV 210 ln , (3)

Diode igraju važnu ulogu u gotovo svim snažnim

elektronskim kolima, a njihova glavna primena jeste

ispravljanje naizmeničnog u jednosmerni napon. Izrađuju

se diode za struje od jednog pa do nekoliko hiljada ampera,

sa probojnim naponima od nekoliko desetina do nekoliko

hiljada volti. Osim što treba da kontinuirano provode struju

određene jačine, snažne diode treba da budu u stanju da

izdrže i kratkotrajne impulse veoma jakih struja.

Osnovni zahtevi koje treba da ispuni snažna dioda:

- blokiranje visokih inverznih napona u off-stanju

- mala otpornost, tj. mali pad napona VF u on-stanju

- brz prelazak iz on- u off-stanje i obrnuto (u nekim

aplikacijama).

Direktna polarizacija

S obzirom da su slabo dopirane n- i p- oblasti

ograničene n+ i p+ oblastima sa visokim koncentracijama

primesa (sl.1a), koncentracije elektrona injektovanih u p

oblast i šupljina injektovanih u n oblast pri direktnoj

polarizaciji diode mogu znatno da nadmaše ravnotežnu

koncentraciju većinskih nosilaca. Stoga se p+pnn+ dioda

ponaša kao običan p-n spoj samo pri malim strujama. Pri

većim strujama, analiza se uprošćava svođenjem na p-i-n

diodu, što u većini slučajeva predstavlja zadovoljavajuću

aproksimaciju. Pri tome se oblasti p i pogotovo n-, pošto su

slabo dopirane (znatno manje nego što iznose koncentracije

manjinskih nosilaca injektovanih iz p+ i n+ oblasti), mogu

tretirati kao sopstveni poluprovodnik. Epitaksijalna p--n

dioda (sl. 2) već sama po sebi odgovara ovoj strukturi. Pad

napona na direktno polarisanoj p-i-n diodi dat je kao:

INPF VVVV , (1)

gde je VP pad napona na p+-i spoju (i– od intrinsic), VN pad

napona na n+-i spoju, dok je VI odgovarajući pad napona na

28

pri čemu se vrednost parametra m kreće u granicama 0.6-0.8, dok su konstante K0, K1 i K2

funkcije temperature, vremena života elektrona i šupljina, kao i širine pojedinih oblasti diode i

koncentracije primesa u njima. U opštem slučaju, VF jako zavisi od vremena života injektovanih

manjinskih nosilaca i rastojanja između p+ i n+ oblasti (tj. širine slabo dopirane oblasti diode).

Inače, treba se podsetiti da se strujno-naponska karakteristika diode (sl. 3) predstavlja

eksponencijalnom funkcijom oblika:

Sl. 3: Definicija napona provođenja i

dinamičke otpornosti diode.

temperature istovremeno raste i vreme života nosilaca, što ima suprotan efekat na VF. Ovaj drugi

efekat je dominantan pri manjim vrednostima struje, a kao rezultat oba dejstva imamo da nagib

I-V karakteristike opada sa porastom temperature, odnosno da dinamička otpornost diode raste.

Inverzna polarizacija

Kod visokonaponskih snažnih dioda izrađenih u planarnoj difuzionoj tehnologiji p-n spoj se

obično formira barem 50 m ispod površine pločice. Zbog toga se difundovani spoj obično može

aproksimirati strmim prelazom iz p u n-oblast, a probojni napon određen je koncentracijom

primesa u slabije dopiranoj oblasti (u slučaju diode dobijene difuzijom akceptorskih primesa u

oblast n-tipa, slabije dopiranje je u n-oblasti). Ukoliko je širina cele n-oblasti veća od širine

oblasti osiromašenja pri inverznoj polarizaciji, probojni napon dat je izrazom:

D

BsB

qN

EV

2

2

0 , (5)

gde EB=CND1/8 predstavlja kritično polje pri kome nastaje proboj. Za visok probojni napon je,

dakle, potrebna što niža koncentracija primesa u n-oblasti, ali niska koncentracija primesa

povećava otpornost. Stoga je, da bi bio postignut nizak pad napona u direktu VF, potrebno

sačuvati dugo vreme života nosilaca preduzimanjem odgovarajućih mera tokom procesiranja

(čistoća procesa, materijala, gasova i rastvora, sporo hlađenje posle visokotemperaturnih

procesa). Treba, međutim, imati u vidu da dugo vreme života nosilaca smanjuje brzinu rada, pa

između svih ovih suprotstavljenih zahteva treba naći odgovarajući kompromis.

Što se tiče konflikta između zahteva za visokim probojnim naponom pri inverznoj i niskog

pada napona pri direktnoj polarizaciji, izvestan kompromis postiže se primenom ranije opisane

punch-through strukture. Izvesno poboljšanje u pogledu vrednosti probojnog napona postiže se i

kod strukture sa promenljivim profilom primesa u površinskom sloju date na sl. 2. Naravno, sva

ranije analizirana tehnološka rešenja za smanjenje ivičnih efekata, koja podrazumevaju ugaono

zasecanje, primenu zaštitnih difuzionih prstenova itd., takođe su korisna u postizanju visokog

probojnog napona. Na sl. 4 prikazana je struktura p-i-n diode kod koje je, u cilju poboljšanja pro-

)1(exp T

FSF

V

VII . (4).

U analizi kola, strujno-naponska karakteristika direktno

polarisane p-i-n diode aproksimira se pravom čiji je nagib

jednak recipročnoj vrednosti dinamičke otpornosti diode, a

koja naponsku osu seče u tački koja odgovara naponu

provođenja diode VTh. Inače, dinamička otpornost diode se

po definiciji određuje kao rd = dVF/dIF u radnoj tački.

Na sl. 1c data je I-V karakteristika direktno polarisane

p-i-n diode na sobnoj i povišenoj temperaturi. Porast

temperature ima dvojak uticaj na I-V karakteristiku; s jedne

strane, opada pokretljivost nosilaca, čime raste specifična

otpornost, a time i napon VF. S druge strane, sa porastom

29

Sl. 4: p-i-n dioda sa produženom katodom.

Prelazni režim

Kao što je već pomenuto, jedan od zahteva koje treba da ispune snažne diode vezan je za

brzinu prelaska iz isključenog (OFF) u uključeno (ON) stanje i obrnuto. Rešavanje jednačina

koje opisuju procese u prelaznom režimu zahteva da se precizno odredi raspodela injektovanih

nosilaca u svakom trenutku u svakom sloju, što znači da jednačina kontinuiteta mora biti

rešavana uz adekvatne početne i granične uslove.

1. Prelazak iz OFF u ON stanje

Kada se na diodu u neprovodnom stanju naglo dovede direktna polarizacija, počinje injekcija

nosilaca iz jako dopiranih p+ i n+ oblasti u slabo dopiranu središnju oblast (sl. 5). Koncentracija

injektovanih nosilaca najveća je u blizini spojeva, ali injektovani nosioci vremenom

“popunjavaju” i centralni deo slabo dopirane oblasti diode. Početni porast struje dovodi do

porasta VF jer raste pad napona na slabo dopiranoj oblasti diode. Međutim, kada koncentracija

injektovanih nosilaca u srednjoj oblasti poraste, počinje da opada njena otpornost, a pošto struja

više ne raste, sa opadanjem otpornosti počinje da opada i VF dok se ne ustali na određenoj

vrednosti koja zavisi od otpornosti diode i spoljnog kola (napona baterije i otpornosti u kolu).

Sl. 5: Promene koncentracionog profila injektovanih nosilaca i talasni oblici struje i napona tokom

uključivanja snažne diode.

bojnog napona, izvršeno ugaono zasecanje

završetaka spojeva i pasivizacija bočnih ivica slojem

oksida, a katodni kontakt je produžen da preklapa i

oksid (produžena katoda indukuje naelektrisanje u

oksidu koje utiče na raspodelu električnog polja u

poluprovodniku, tj. smanjuje vrednost polja u blizini

završetaka spojeva).

30

2. Prelazak iz ON u OFF stanje

Kada se na diodu u provodnom stanju naglo dovede inverzni napon, počinje “pražnjenje”

središnje slabo dopirane oblasti od viška injektovanih nosilaca (sl. 6), tj. nagomilani nosioci

počinju da difunduju van iz ove oblasti. Struja pada do nule, a zatim, zbog pomenute difuzije

nosilaca, nastavlja da raste u suprotnom smeru i dostiže neku maksimalnu negativnu vrednost

određenu spoljnim kolom. Napon u početku opada, ali ostaje pozitivan (iako vrlo mali) jer višak

manjinskih nosilaca u blizini spoja sprečava formiranje oblasti osiromašenja. Inverzna struja

zatim počinje da opada jer u središnjoj oblasti ostaje sve manje nosilaca koji mogu da iz nje

difunduju. Istovremeno se vrši i rekombinacija nosilaca, a oblast osiromašenja se uspostavlja

kada koncentracije nosilaca na spoju padnu na vrednosti koje odgovaraju termodinamičkoj

ravnoteži. Inverzna struja za to vreme opadne na vrlo malu vrednost (koja je jednaka inverznoj

struji zasićenja diode, 0), a na spoju se javlja pad napona koji je određen spoljnim kolom.

Sl. 6: Opadanje natkoncentracije nosilaca i talasni oblici struje i napona tokom prelaska snažne diode u

isključeno stanje uz kontrolu struje spoljnim prekidačem.

U praksi je snažna dioda često opterećena induktivnošću (sl. 7). Dok je prekidač S1 uključen

(zatvoren), dioda je inverzno polarisana (OFF stanje), a protok struje u kolu uspostavlja se kroz

induktivno opterećenje L. Kad se S1 otvori kao na slici, fluks u kalemu L teži da opadne

izazivajući brzo opadanje napona na katodi i dioda postaje direktno polarisana. Struja iz kalema

cirkuliše kroz diodu i uspostavlja se stabilno stanje. Ako se sada prekidač S1 ponovo naglo

zatvori, trebalo bi da se ponovo uspostavi inverzna polarizacija diode. Međutim, dioda je zbog

prethodne direktne polarizacije preplavljena nosiocima, pa izvor napajanja biva praktično

kratkospojen, a inverzni napon na diodi može znatno da premaši željenu vrednost. Sprečavanje

velikog premašenja inverznog napona i ograničenje struje kratkog spoja može se postići:

1) kontrolisanim (sporim) uključenjem prekidača S1, kojim se struja postepeno odvodi sa diode

2) vezivanjem dodatne induktivnosti LD na red sa diodom koja sprečava da izvor bude

kratkospojen. Za postizanje ovog efekta često je dovoljna i parazitna induktivnost izvoda diode.

Sl. 7: Snažna dioda sa induktivnim opterećenjem i talasni oblici struje i napona tokom prelaska snažne

diode u isključeno stanje uz kontrolu struje induktivnošću u kolu.

31

Snažne Šotkijeve diode

Šotkijeve diode su pogodne za velike struje jer imaju mali pad napona u direktu (0.2-0.3 V).

Šotkijeva dioda (kontakt metal-poluprovodnik) dobija se naparavanjem pogodnog metala (Al,

Au, Ag, Cr, Co, Cu, Mo, Ni, Pt, Ta, W, …) preko slabo dopiranog epitaksijalnog sloja na jako

dopiranom supstratu (obično n- epi na n+ supstratu, sl. 8). Šotkijeve diode su unipolarne

komponente, što znači da transport naelektrisanja vrše samo (ili uglavnom) većinski nosioci, pa

nema akumulacije neaelektrisanja i veoma su brze. Pošto je vreme relaksacije većinskih nosilaca

manje od 10-13 s, vreme uključenja i isključenja određeno je samo punjenjem i pražnjenjem

kapacitivnosti oblasti osiromašenja kontakta metal-poluprovodnik. Mali pad napona u direktu i

velika brzina rada (visoka granična frekvencija) posebno je karakteristična za Šotkijeve diode na

GaAs zbog velike pokretljivosti elektrona u ovom materijalu. Jedan od nedostataka Šotkijeve

diode je nešto veća inverzna struja zasićenja u odnosu na diodu sa p-n spojem.

Šotkijeva dioda može se modelirati kao redna veza idealnog kontakta metal-poluprovodnik i

otpornika, a njeni najvažniji parametri su probojni napon VB, redna otpornost Rs i kapacitivnost

oblasti osiromašenja C. Sva tri parametra funkcije su nivoa dopiranja, odnosno otpornosti

epitaksijalnog sloja: VB n3/4, Rs n, C n

-1/2. Na osnovu ovoga sledi da niži nivo dopiranja

epi-sloja doprinosi porastu probojnog napona, ali u isto vreme se kvari I-V karakteristika u

direktu (jer raste Rs) i smanjuje brzina prekidanja (jer se povećava vremenska konstanta RsC).

Probojni napon Šotkijeve diode je ograničen na vrednosti ispod 100 V zbog jakog

električnog polja na zakrivljenom delu oblasti osiromašenja ispod oštrih ivica završetaka

kontaktne oblasti (metala). Ovo se može popraviti primenom neke od ranije opisanih tehnika,

npr. na sl. 9 prikazana je Šotkijeva dioda sa zaštitnim difundovanim prstenom.

U praksi se često koristi Šotkijeva dioda integrisana sa “običnom” p-n diodom, tj. tzv.

Junction Barrier Schottky (JBS) struktura, koja se još naziva i Merged Power Structure (MPS), a

ilustrovana je na sl. 10. Kod ove strukture anodni metalni kontakt pokriva i n- epitaksijalni sloj i

p+ zaštitni prsten, tako da se u suštini dobija paralelna veza Šotkijeve i diode sa p-n spojem. Na

taj način ne samo da se postiže viši probojni napon pri inverznoj, nego se poboljšava i I-V

karakteristika pri direktnoj polarizaciji. Naime, u slučaju MPS diode, pri niskim pozitivnim

naponima počinje da vodi najpre Šotkijeva dioda, da bi sa porastom napona počela da vodi i

dioda sa p-n spojem koja ima bolju I-V karakteristiku pri većim strujama (sl. 11).

Sl. 8: Snažna Šotkijeva dioda: a) poprečni presek Sl. 9: Šotkijeva dioda sa zaštitnim difundovanim

b) zonski dijagram i ekvivalentno kolo. prstenom.

32

Sl. 10: Integracija Šotkijeve i p+-n-n+ diode u tzv. Junction Sl. 11: Strujno-naponske karakteristike

Barrier Schottky (JBS) ili Merged Power Structure (MPS). Šotkijeve, p+-n-n+ i MPS diode.

33

BIPOLARNI TRANZISTORI SNAGE (BTS)

Pronalazak, uspešna realizacija i masovna proizvodnja bipolarnog tranzistora doveli su do

revolucionarnog razvoja elektronike u periodu nakon drugog svetskog rata. Bipolarni tranzistor

predstavljao je ključni element te revolucije, a tranzistorska struktura predstavljala je osnovu i za

nekoliko familija monolitnih integrisanih kola. U međuvremenu, MOS tehnologija je zbog niza

prednosti gotovo potpuno isključila bipolarni tranzistor iz primene u integrisanim kolima, pa je

ostao značajan samo kao diskretna prekidačka komponenta snage. U nešto novije vreme (počev

od osamdesetih godina prošlog veka) MOSFET snage i IGBT, koji su jednostavniji za

upravljanje i imaju viši frekventni opseg, sve više ga potiskuju i iz ovih primena. Ipak, niska

cena doprinela je da BTS zadrži izvesnu prednost u nekim primenama u kojima se ne zahtevaju

mnogo visoke prekidačke frekvencije (do stotinak kHz), kao što su npr. neki prekidački izvori

napajanja.

Struktura, princip rada i pojačanje bipolarnog tranzistora

Na Sl. 1 prikazan je poprečni presek kroz strukturu, profil primesa i strujno naponske

karakteristike tipičnog NPN bipolarnog tranzistora snage izrađenog u planarnoj tehnologiji.

Polazni materijal su Si pločice jako dopirane primesama n-tipa (n+) na kojima je formiran debeo

slabo dopiran epitaksijalni sloj (n-) koji služi kao kolektor. Oblast baze (p) formirana je

difuzijom bora u epitaksijalni sloj, a u bazi je plitkom difuzijom fosfora formirana jako dopirana

oblast emitora (n+).

Sl. 1: Bipolarni NPN tranzistor: a) poprečni presek Sl. 2: Osnovna struktura u sprezi sa zajedničkom

b) profil primesa c) I-V karakteristike d) simbol. bazom (a) i dijagram energetskih zona (b).

34

Princip rada bipolarnog tranzistora ukratko će biti objašnjen na primeru osnovne strukture

bipolarnog tranzistora u sprezi sa zajedničkom bazom koja je ilustrovana na Sl. 2. Normalna

polarizacija bipolarnog tranzistora (normalan aktivan režim rada) podrazumeva da je emitor-

bazni pn spoj polarisan direktno, a kolektor-bazni inverzno. Posmatrajmo za početak samo

inverzno polarisan C-B spoj. U provođenju struje kroz inverzno polarisan spoj, zbog visoke

potencijalne barijere na spoju, ne mogu da učestvuju većinski nosioci (elektroni iz kolektora i

šupljine iz baze). S druge strane, barijera ne postoji za manjinske nosioce, pa svaki elektron iz

baze koji se nađe na ivici oblasti osiromašenja ovog spoja biva zahvaćen električnim poljem i

prebačen u kolektor (‘spušta’ se niz barijeru kao niz tobogan), a slično se prebacuju i šupljine iz

kolektora u bazu. Problem je, međutim, što je koncentracija manjinskih nosilaca veoma niska, pa

kroz inverzno polarisan spoj normalno teče veoma mala struja (inverzna struja zasićenja), što

znači da treba naći neki način kojim bi se povećale koncentracije manjinskih nosilaca u ovim

oblastima i time dobila veća struja. Koncentraciju šupljina u kolektoru je teško povećati, ali je

zato moguće ostvariti povećan priliv elektrona u bazu i to tako što se formira još jedan pn spoj,

emitor-bazni, koji je direktno polarisan i stoga injektuje veliki broj elektrona iz emitora u bazu.

Barijera na direktno polarisanom E-B spoju je vrlo niska, brojni elektroni iz emitora je lako

savladavaju i prelaze u bazu, kreću se difuzijom do ivice oblasti osiromašenja kolektorskog

spoja, a potom ih električno polje odmah prebaci u kolektor, pa se na izlazu dobija značajna

kolektorska struja.

Ovde se mora istaći da direktna polarizacija E-B spoja izaziva ne samo injekciju elektrona

iz emitora u bazu nego i injekciju šupljina iz baze u emitor, pa je ukupna emitorska struja

jednaka zbiru ove dve struje:

pEnEE III , (1)

pri čemu je korisna jedino struja InE jer samo ona doprinosi kolektorskoj struji. Odnos između

ove korisne komponente i ukupne emitorske struje naziva se efikasnost injekcije emitora:

E

nE

EI

I , (2)

i poželjno je da ovaj parametar bipolarnog tranzistora bude što veći. Stoga se nastoji da korisna

komponenta emitorske struje bude što veća, a nekorisna komponenta IpE što manja. To se postiže

povećavanjem koncentracije primesa n-tipa u emitoru i smanjivanjem koncentracije primesa p-

tipa u bazi koliko god je to moguće.

Većina elektrona injektovanih u bazu uspeva da stigne do oblasti osiromašenja kolektorskog

spoja koji ih skuplja kao kolektorsku struju InC, ali jedan deo njih rekombinuje se na putu kroz

neutralnu oblast baze sa šupljinama doprinoseći samo baznoj a ne i kolektorskoj struji. Odnos

između struje elektrona koji uspešno savladaju put kroz bazu i struje elektrona injektovanih iz

emitora naziva se transportni faktor baze:

nE

nC

TI

I . (3)

Kolektorsku struju IC čini ne samo struja InC (elektroni injektovani iz emitora koji stignu do

kolektorskog spoja) nego i inverzna struja zasićenja kolektorskog spoja IpC, tj. šupljine koje iz

kolektora prelaze u bazu kroz inverzno polarisan kolektorski spoj. Međutim, šupljine su

manjinski nosioci u kolektoru, pa je ova struja koja se često označava i kao ICB0, zanemarljiva u

poređenju sa strujom InC, pa se može smatrati da je IC ≈ InC.

Emitorska struja IE je eksponencijalna funkcija ulaznog napona VBE, tako da se na osnovu

prethodnih razmatranja može smatrati da su i struje InE, InC i eventualno IC takođe

eksponencijalne funkcije ulaznog napona, odnosno da izlaznu struju bipolarnog tranzistora

kontroliše ulazni napon. Međutim, baš zbog ove eksponencijalne zavisnosti, izlaznu struju je u

praksi veoma teško kontrolisati ulaznim naponom (veoma mala promena ulaznog napona, koju je

teško izmeriti precizno, dovodi do veoma velikih promena izlazne struje), pa je stoga za ulazni

parametar jednostavnije uzeti emitorsku struju IE (ili, kada se radi o tranzistoru u sprezi sa

zajedničkim emitorom, baznu struju IB) koju je, između ostalog, i jednostavnije kontrolisati. S

35

tim u vezi, bipolarni tranzistor je logičnije posmatrati kao strujno kontrolisanu komponentu, čije

se strujno pojačanje αF (za spregu sa zajedničkom bazom), odnosno β (za spregu sa zajedničkim

emitorom) definiše kao:

E

C

FI

I ;

B

C

I

I , (4)

pri čemu je lako pokazati da važe i sledeće relacije:

ET

E

nE

nE

nC

E

nC

E

C

FI

I

I

I

I

I

I

I , (5)

F

F

F

E

C

CE

C

B

C

I

I

II

I

I

I

1

11

1

11

1, (6)

1

F . (7)

Tipično, maksimalne vrednosti strujnog pojačanja su αF > 0.99 (ali uvek < 1), a β > 100. Osim

navedenih izraza, detaljnijom analizom može se pokazati i da se strujno pojačanje αF može

izračunati kao:

)/cosh( n

EETF

Lw

, (8)

gde je w širina neutralne oblasti baze (videti Sl. 3 koja ilustruje raspodelu manjinskih nosilaca

injektovanih u bazu), a Ln difuziona dužina elektrona u bazi (nnn DL , Dn – koeficijent

difuzije elektrona, n – vreme života elektrona). Na Sl. 4 prikazana je tipična zavisnost strujnog

pojačanja αF od odnosa širine baze i difuzione dužine.

Sl. 3: Raspodela injektovanih manjinskih Sl. 4: Strujno pojačanje F bipolarnog tranzistora.

nosilaca u bazi.

Poželjno je, naročito kada su u pitanju tranzistori snage, da strujno pojačanje bude što veće,

što znači (na osnovu izraza 5) da efikasnost injekcije emitora i transportni faktor baze treba da

budu veliki. Efikasnost emitora povećava se, kao što je već pomenuto, sa porastom nivoa

dopiranja u oblasti emitora (zato je emitor uvek jako dopiran) i smanjenjem nivoa dopiranja u

bazi, a povećanje transportnog faktora baze postiže se sužavanjem oblasti baze čime se smanjuje

verovatnoća rekombinacije nosilaca injektovanih iz emitora. Međutim, nivo dopiranja i širina

baze ne smeju biti ni previše mali da bi se izbegao punch-through proboj (širenje oblasti

osiromašenja kroz celu oblast baze). S tim u vezi, da bi baza mogla da bude uska, nastoji se da

nivo dopiranja u oblasti kolektora bude nizak koliko god je to moguće jer se u tom slučaju oblast

osiromašenja inverzno polarisanog kolektor-baznog spoja širi uglavnom na strani kolektora.

Inače, izvesno poboljšanje transportnog faktora baze može se postići i ako se primenom neke od

ranije pomenutih tehnika poveća vreme života nosilaca u bazi (videti izraz 8), ali se ovo

negativno odražava na brzinu rada.

36

Sprega sa zajedničkom bazom ne obezbeđuje efikasno pojačanje struje i snage (αF < 1), pa

se stoga u snažnim kolima po pravilu primenjuje konfiguracija u kojoj je tranzistor vezan u

spregu sa zajedničkim emitorom (β >>1). Na Sl. 5 prikazana je zavisnost strujnog pojačanja β od

kolektorske struje na tri različite temperature. Pri malim gustinama struje, struju kroz pn spoj

čini uglavnom generaciono-rekombinaciona struja pa je efikasnost injekcije niska. Sa porastom

struje raste i komponenta koju čine manjinski nosioci injektovani u bazu, što znači da raste

efikasnost injekcije a time i pojačanje. Međutim, pri još većim gustinama struje, koncentracija

manjinskih nosilaca injektovanih u bazu poraste toliko da počne da utiče na koncentraciju

većinskih nosilaca, što dovodi do smanjenja efikasnosti injekcije i opadanja pojačanja. Ovaj

efekat poznat je pod nazivom modulacija efikasnosti injekcije emitora. Što se tiče temperature,

njen porast dovodi do dva efekta koji imaju međusobno suprotne uticaje na pojačanje: prvi je

sužavanje zabranjene zone koje dovodi do porasta efikasnosti injekcije, a drugi je opadanje

pokretljivosti nosilaca koje dovodi do smanjenja transportnog faktora baze. Efekat suženja

zabranjene zone dominira pri nižim strujama pri kojima je zato pojačanje osetno veće na višim

temperaturama. Efekat smanjene pokretljivosti preuzima dominaciju pri većim strujama pri

kojima pojačanje opada brže na višim temperaturama na kojima je pokretljivost nosilaca manja.

Sl. 5: Strujno pojačanje bipolarnog tranzistora

Režimi rada tranzistora i maksimalni napon između kolektora i emitora

Izlazne karakteristike tranzistora u sprezi sa zajedničkim emitorom IC = f(VCE) za različite

vrednosti struje baze su veoma bitne i šematski su ilustrovane na Sl. 6. Na slici su naznačene i

oblasti (režimi) u kojima tranzitor može da radi zavisno od polarizacije spojeva. Tranzistor je u

zasićenju (oblast I) kada su oba spoja direktno polarisana. Pošto u zasićenju oba spoja injektuju

nosioce, njihove koncentracije su veoma visoke, tako da tranzistor ima veliku provodnost. Kada

su oba spoja inverzno polarisana (oblast II), tranzistor je u zakočenju, i kroz njega teku jedino

veoma male struje curenja. Oblast III je aktivna oblast rada, u kojoj je emitor-bazni spoj

polarisan direktno a kolektor-bazni inverzno. Konačno, tranzistor iz aktivne oblasti prelazi u

Sl. 6: Izlazne karakteristike tranzistora u sprezi sa zajedničkim emitorom sa označenim oblastima rada:

I – zasićenje; II – zakočenje; III – aktivna oblast rada; IV – oblast proboja.

37

oblast proboja IV ako se izlazni napon toliko poveća da nastupi lavinski proboj inverzno

polarisanog kolektor-baznog spoja. Tada i najmanji dalji porast napona dovodi do velikog

porasta izlazne struje, tako da nije poželjno da tranzistor radi u ovom režimu.

U lineranim pojačavačkim kolima tranzistor se polariše da radi u aktivnoj oblasti, koja za

ovu primenu predstavlja normalan režim rada tranzistora. U ovom režimu, ukoliko je napon na

kolektoru dovoljno visok, izlazna struja gotovo da i ne zavisi od izlaznog napona (oblast

osiromašenja kolektorskog spoja je dovoljno široka i električno polje u njoj dovoljno jako da

povuče sav višak nosilaca injektovanih iz emitora koji difuzijom pristižu kroz neutralnu oblast

baze). Međutim, za tranzistor snage kao prekidački element, od najvećeg značaja su zakočenje i

zasićenje. Posmatrajmo radnu pravu na Sl. 6. Kada je bazna struja jednaka nuli, tj. kada su i

jedan i drugi spoj polarisani inverzno, tranzistor je zakočen (otvoren prekidač), pa na potrošaču

gotovo da i nema napona jer se praktično ceo primenjeni napon utroši na inverznu polarizaciju

kolektorskog spoja (tačka C). Ako malo povećamo baznu struju, javlja se izlazna struja, a s njom

poraste i napon na potrošaču, ali na tranzistoru i dalje postoji značajan pad napona (tačka A).

Međutim, ako je bazna struja dovoljno velika, tranzistor prelazi u zasićenje (tačka S), pad napona

na njemu VCE = VCEs < VBE je veoma mali (zatvoren prekidač), tako da sada gotovo sav

primenjeni napon ide na potrošač.

Kao što je pomenuto, rad u oblasti proboja nije poželjan, pa je zato maksimalni dozvoljeni

napon između kolektora i emitora VCE veoma značajan ograničavajući parametar bipolarnog

tranzistora za primenu u snažnim elektronskim kolima. Tranzistor ulazi u probojnu oblast usled

lavinskog proboja inverzno polarisanog kolektor-baznog spoja, te stoga u analizi polazimo od

probojnog napona izdvojenog kolektor-baznog spoja (tj. pod pretpostavkom da je emitor

otvoren) koji ćemo označiti kao V(BR)CBO. Vrednost ovog probojnog napona je, u skladu sa

ranijom analizom lavinskog proboja kod pn spoja, određena nivoom dopiranja slabije dopirane

strane (kolektor), ali je za tranzistor potrebno znati i u kakvoj se relaciji s ovim naponom nalazi

izlazni napon. Naime, izlazni napon u konfiguraciji sa zajedničkim emitorom je napon VCE, pa je

u ovom slučaju od interesa znati njegovu maksimalno dozvoljenu vrednost, odnosno vrednost

probojnog napona između kolektora i emitora kada je baza otvorena koju označavamo kao

V(BR)CEO. Struja kroz inverzno polarisan kolektorski spoj u oblasti proboja množi se faktorom

multiplikacije M, što znači da se u ovom slučaju ne može zanemariti inverzna struja zasićenja, pa

je kolektorska struja data izrazom:

)( CBOEFC IIMI . (9)

U konfiguraciji sa zajedničkim emitorom, kada je baza otvorena (IB = 0) kolektorska struja je

jednaka emitorskoj (IC = IE = ICEO), pa se iz (9) dobija:

M

IMIII

F

CBO

CEOEC

1

. (10)

Probojni napon između kolektora i emitora V(BR)CEO definiše se kao napon pri kome struja ICEO

raste bez ograničenja, što će se desiti kada imenilac u izrazu na desnoj strani gornje jednakosti

bude jednak nuli, odnosno kada bude ispunjen uslov:

F

M

1 . (11)

S druge strane, faktor multiplikacije pri kome nastupa lavinski proboj inverzno polarisanog spoja

definisan je (po analogiji sa izrazima (6) i (7) iz poglavlja o proboju) sledećim izrazom:

)/(1

1

)()( CBOBRCEOBR VVM

. (12)

Konačno, nakon izjednačavanja desnih strana izraza (11) i (12) dobija se da je odnos između dva

probojna napona dat izrazom:

1

)()( )1( FCBOBRCEOBR VV , (13)

gde je za NPN tranzistor tipična vrednost κ = 5. Očigledno, maksimalna vrednost izlaznog

napona V(BR)CEO je uvek manja od probojnog napona izdvojenog kolektorskog spoja V(BR)CBO, a

38

razlika se povećava sa porastom strujnog pojačanja αF (na primer, za αF = 0.9:

V(BR)CEO = 0.63 V(BR)CBO, a za αF = 0.99: V(BR)CEO = 0.40 V(BR)CBO). Osim toga, probojni napon

V(BR)CEO može dodatno da bude smanjen kao rezultat punch-through efekta (ukoliko je baza

uzana), ali ovo nije čest slučaj kod tranzistora snage.

Kao što ilustruje sl. 7, kada je emitorski spoj polarisan direktno (IB > 0) tranzistor ulazi u

proboj pri naponu koji je približno jednak naponu V(BR)CEO. Kada je baza otvorena (IB = 0),

proboj takođe nastupa pri naponu V(BR)CEO, ali probojna karakteristika izgleda nešto drugačije.

Naime, emitorska struja (koja je u ovom slučaju isto što i kolektorska) je veoma mala (jer je čini

samo inverzna struja zasićenja kolektorskog spoja) sve dok se napon VCE ne približi vrednosti

V(BR)CEO. Međutim, kada se napon VCE približi vrednosti probojnog napona, dolazi do povećanja

struje usled multiplikacije nosilaca, čime raste efikasnost injekcije nosilaca. Ovo izaziva dalji brz

porast struje, što za posledicu ima pojavu oblasti negativne diferencijalne otpornosti na

karakteristici.

Na sl. 7 ilustrovan je i efekat redne otpornosti između emitora i baze na probojni napon

tranzistora u sprezi sa zajedničkim emitorom. Naime, vezivanjem otpornika između emitora i

baze smanjuje se efikasnost injekcije emitora, a time i pojačanje αF, pa se probojni napon pomera

ka vrednosti V(BR)CBO. Pri tome, ovo pomeranje se povećava sa smanjivanjem redne otpornosti,

tako da se za dovoljno malu vrednost redne otpornosti ili kratkospajanjem baze i emitora postiže

maksimalna vrednost V(BR)CEO koja je praktično jednaka V(BR)CBO. Maksimalna vrednost V(BR)CEO

postiže se i pri inverznoj polarizaciji emitor-baznog spoja (IB < 0). Efekat redne otpornosti

između emitora i baze na probojni napon između kolektora i emitora dodatno ilustruje i sl. 8.

Sl. 7: Uticaj direktne i inverzne polarizacije E-B spoja Sl. 8: Uticaj otpornosti vezane između

na probojnu karakteristiku tranzistora u sprezi sa baze i emitora na probojni napon VCE.

zajedničkim emitorom.

Efekti velikih struja

Pri visokim nivoima injekcije nosilaca, odnosno pri velikim strujama, javlja se nekoliko

efekata koji se u principu nepovoljno odražavaju na rad bipolarnog tranzistora. Najznačajniji od

njih su: modulacija efikasnosti injekcije emitora, modulacija provodnosti kolektora

(kvazizasićenje), širenje baze u kolektor (Kirkov efekat), gomilanje struje (current

crowding) i termički (sekundarni) proboj.

Efekat modulacije efikasnosti injekcije emitora pri strujama velike gustine na strujno

pojačanje bipolarnog tranzistora opisan je u prethodnom tekstu (vidi poslednji paragraf u odeljku

o strujnom pojačanju) i ovde neće biti ponovo diskutovan.

Efekat modulacije provodnosti kolektora ne uočava se kod niskonaponskih tranzistora sa

probojnim naponom V(BR)CEO nižim od 150 V, kod kojih širina i otpornost oblasti kolektora imaju

39

zanemarljiv uticaj na pad napona u uključenom stanju, a čije tipične izlazne karakteristike

izgledaju kao na sl. 6. Međutim, za bezbedan rad na visokim naponima neophodno je da

koncentracija primesa u oblasti kolektora neposredno uz bazu bude veoma niska, a širina ove

slabo-dopirane oblasti mora da bude dovoljno velika kako bi probojni napon kolektorskog spoja

bio visok. Tipičan profil primesa u oblastima baze i kolektora visokonaponskih tranzistora sličan

je profilu primesa kod p-i-n diode (vidi sl. 1 u poglavlju o diodama). Specifična otpornost slabo-

dopiranog dela kolektora može biti blizu 100 Ωcm, a njegova širina u opsegu od 20 do 100 μm,

pa bi na ovom delu kolektora pri velikim strujama mogao da se javi veliki pad napona. Ipak, to

se ne dešava jer pri ovim uslovima (velika struja) visoka natkoncentracija injektovanih nosilaca

moduliše provodnost kolektora. Na sl. 9(a) prikazane su tipične izlazne karakteristike, a one su u

ovom slučaju različite u odnosu na sl. 6 zbog pojave oblasti kvazizasićenja (kvazisaturacija) koja

je naznačena dvema isprekidanim linijama. Kvazizasićenje može biti objašnjeno razmatranjem

odgovarajućih raspodela koncentracije injektovanih nosilaca datih na sl. 9(b). U tački 1 na I-V

karakteristikama sa sl 9(a), kojoj odgovara kriva 1 na sl. 9(b), velika ulazna struja baze održava

visoku natkoncentraciju slobodnih nosilaca ne samo u bazi nego i slabo dopiranom delu

kolektora, pri čemu se koncentracije slobodnih elektrona i šupljina mogu smatrati svuda

približno jednakim jer se međusobno razlikuju samo za iznos lokalnog dopiranja koje je znatno

manje. Pad napona na omskim kontaktima i na jako dopiranim oblastima emitora i kolektora je

zanemarljiv, a ne javlja se ni na slabo dopiranom delu kolektora jer njegovu otpornost moduliše

visoka natkoncentracija injektovanih nosilaca, pa je stoga provodnost tranzistora veoma visoka i

on radi u oblasti zasićenja. Posmatrajmo sada prelazak tranzistora u aktivnu oblast rada tako što

postepeno smanjujemo struju baze, a kolektorsku struju uz pomoć spoljnog kola održavamo

konstantnom. Natkoncentracija slobodnih nosilaca opada, ali tranzistor ostaje u zasićenju (tačke

1, 2) sve dok je slabo dopirana oblast kolektora još uvek potpuno modulisana, tj. dok raspodela

nosilaca ne padne u položaj predstavljen krivom 2 na sl. 9(b). Dalje smanjivanje struje baze

dovodi do raspodele nosilaca predstavljene krivom 3, gde je samo jedan deo slabo dopiranog

dela kolektora modulisan natkoncentracijom nosilaca, a na nemodulisanom delu se javlja

značajan pad napona. Međutim, deo kolektora uz kolektor-bazni spoj je i dalje modulisan, pa na

spoju ne može da se formira oblast osiromašenja i tranzistor jos uvek nije u aktivnoj oblasti. Ova

oblast rada, u kojoj je nagib I-V karakteristika značajno smanjen zbog konačne otpornosti

nemodulisanog dela kolektora i pada napona na njemu, naziva se oblast kvazizasićenja (tačka 3).

Oblast osiromašenja formiraće se i tranzistor preći u aktivnu oblast rada (tačke 4, 5) tek nakon

što raspodela nosilaca padne u položaj predstavljen krivom 4 ili niže (kriva 5).

Modulacija provodnosti kolektora dešava se kad koncentracija slobodnih nosilaca u

kolektoru premaši koncentraciju primesa kojima je kolektor dopiran. To znači da je pri

prekidanju potrebno u bazu i kolektor dovesti, ili iz njih odvesti, veliki broj nosilaca, a pri tome

tranzistor mora da prođe i kroz oblast kvazizasićenja, što sve smanjuje brzinu rada i povećava

prekidačke gubitke tranzistora.

(a) (b) Sl. 9: (a) Izlazne k-ke snažnog tranzistora na kojima se uočava oblast kvazizasićenja; (b) Promena

raspodele injektovanih manjinskih nosilaca u zavisnosti od režima rada tranzistora.

40

Širenje baze u kolektor ili Kirkov efekat je takođe posledica postojanja široke slabo-

dopirane oblasti kolektora, a javlja se pri veoma velikim strujama u aktivnoj oblasti rada

tranzistora. Efekat dovodi do preraspodele električnog polja u bazno-kolektorskim oblastima

koja za rezultat ima povećanje efektivne širine baze, opadanje pojačanja i slabljenje frekventnog

odziva tranzistora. Ilustracija efekta je data na sl. 10. U aktivnoj oblasti rada, oblast osiromašenja

pri umerenim vrednostima struje i napona zauzima samo deo slabo dopiranog kolektora, a

maksimalno električno polje je na kolektor-baznom spoju (slučaj a). Ako povećavamo napon

VCE (koji je približno jednak naponu na inverzno polarisanom kolektorskom spoju VCB), polje

raste a oblast osiromačenja se širi i, pri dovoljno visokom naponu, raširiće se kroz celu slabo

dopiranu oblast kolektora (slučaj b). Ako sada povećavamo kolektorsku struju (povećavanjem

struje baze), oblast osiromašenja ne može više značajno da se širi, ali dolazi do preraspodele

električnog polja u njoj, i kada struja dostigne vrednost datu izrazom (14), polje u celoj slabo

dopiranoj oblasti kolektora ima konstantnu vrednost datu izrazom (15) (slučaj c). Ako za datu

vrednost napona nastavimo da povećavamo struju, jačina polja opada u blizini samog kolektor -

Sl. 10: Promena raspodele električnog polja sa porastom kolektorske struje: (a) u aktivnoj oblasti rada pri

srednje visokom naponu i struji; (b) pri visokom naponu VCE (≈ VCB) pri kome se oblast osiromašenja

raširi kroz celu slabo dopiranu oblast kolektora; (c) kada struja dostigne vrednost definisanu izrazom (14);

(d) kada struja dostigne vrednost definisanu izrazom (16); (e) pri veoma velikim vrednostima struje.

baznog pn spoja a počinje da raste dublje u kolektoru, tako da je sada maksimalno polje na n-n+

spoju, a kada struja dostigne vrednost datu izrazom (16) polje na kolektor-baznom spoju padne

na nulu (slučaj d). U tom trenutku oblast osiromašenja ne zauzima više ni delić baze, pa je sada

efektivna širina neutralne oblasti baze jednaka wB. Dalji porast struje dovodi do daljeg širenja

ove neutralne oblasti koja se sada pomera u kolektor za širinu ΔwB (slučaj e), što znači da je sada

za toliko veća dužina puta kroz tranzistor koji struja nosilaca injektovanih iz emitora mora da

prevali difuzionim kretanjem pre nego što ih zahvati električno polje. Konačan efekat je sličan

kao da je širina baze povećana za ΔwB, a samim tim i količina nagomilanog pokretnog

naelektrisanja u njoj, pa se kao rezultat javljaju pad strujnog pojačanja i degradacija prekidačkih

karakteristika. Inače, da bi se javio Kirkov efekat potrebne se znatno veće struje nego za

modulaciju provodnosti kolektora.

satDC vqNJ (14)

vsat – brzina zasićenja (maksimalna brzina drifta

elektrona)

BC

CB

Bww

VwEE

)( (15)

2

0

)(

2

BC

CBS

DsatCwwq

VNqvJ

(16)

41

Gomilanje struje (current crowding efekat) posledica je lateralnog protoka struje kroz bazu.

Kao što je ilustrovano na sl. 11(a), struja baze u realnoj strukturi teče lateralno ispod emitora

kroz oblast baze koja ima konačnu otpornost, pa se zbog toga javlja gradijent potencijala između

baze i emitora, a samim tim i neuniformna gustina emitorske struje. Najintenzivnija injekcija

nosilaca odvija se iz perifernog dela emitora, koji je najbliži metalnom kontaktu baze. Za

uniformniju injekciju nosilaca iz emitora potrebno je, dakle, što više povećati površinu ove

periferne oblasti emitor-baznog spoja, što se postiže posebnim dizajnom maske za difuziju

emitora, kao što je recimo inter-digitated base-emitter layout prikazan na sl. 11(b) koji je

praktično obavezan kad su u pitanju tranzistori snage.

(a) (b) Sl. 11: (a) Raspodela struje ispod emitorskog kontakta, uz ilustraciju current crowding efekta; b) dizajn

emitor-bazne oblasti kojim se redukuje efekat gomilanja struje.

Lokalni termički proboj ilustrovan je na sl. 12, a javlja se kao posledica nekontrolisanog

lokalnog porasta temperature zbog pozitivnog temperaturnog koeficijenta strujnog pojačanja.

Naime, emitorska struja za datu vrednost napona VBE raste sa porastom temperature, što znači da

svaka nehomogenost u bazi koja doprinosi porastu (gomilanju) struje može da dovede do

lokalnog porasta temperature, koji pak izaziva dalji lokalni porast gustine struje, tako da proces

postaje kumulativan i, ako je gustina struje previsoka, može da dovede do trajnog oštećenja

kristala i katastrofalnog otkaza tranzistora.

Pozitivan temperaturni koeficijent strujnog pojačanja nepovoljan je i zato što u velikoj meri

komplikuje paralelno vezivanje dva ili više bipolarnih tranzistora snage. Da bi se struja

ravnomerno podelila između paralelno vezanih tranzistora bilo bi neophodno da njihova strujna

pojačanja budu idealno jednaka, što je u praksi gotovo neostvarljivo jer uvek postoje izvesne,

makar minimalne, varijacije u karakteristikama između pojedinih komponenata, čak i ako su one

procesirane istovremeno, na istoj pločici. Prema tome, kada tranzistore vežemo u jednostavnu

paralelnu vezu, postoji opasnost da onaj koji ima nešto veće pojačanje od ostalih povuče malo

Sl. 12: Lokalni termički proboj kod BTS. Sl. 13: Ilustracija načina za ujednačavanje struje pri

paralelnom povezivanju više BTS.

42

veću struju i time se malo više i greje, što na gore opisani način može da preraste u kumulativan

proces koji dovodi do preusmeravanja celokupne struje na tranzistor s najvećim pojačanjem, a

eventualno i do njegovog katastrofalnog otkaza. Da bi se problem prevazišao, potrebna je

izvesna negativna sprega, koju je moguće ostvariti na dva načina (sl. 13): rednim otpornikom

velike otpornosti u baznom kolu ili rednim otpornikom male otpornosti u emitorskom kolu.

Otpornik vezan u baznom kolu predstavlja efikasnije rešenje za držanje bazne struje

konstantnom, ali njegovim prisustvom komplikuje se upravljačko kolo tranzistora.

Dinamički procesi – uključenje i isključenje tranzistora

Bipolarni tranzistor snage se najčešće koristi kao prekidački element u u snažnim

konvertorima, a za ovu primenu su od velikog značaja dinamički procesi (uključenje i

isključenje), koji doprinose gubicima u kolu, a karakterišu ih vreme uključenja (turn-on time) ton

i vreme isključenja (turn-off time) toff.

Na sl. 14 prikazani su najvažniji elementi (talasni oblici struja, pomeranje duž radne prave i

odgovarajuće promene u raspodeli injektovanih nosilaca) za ilustraciju prelaska tranzistora

vezanog u spregu sa zajedničkim emitorom iz isključenog stanja (stanje visoke impedanse, kome

odgovaraju visok napon i mala struja na izlazu) u uključeno stanje (stanje niske impedanse,

kome odgovaraju nizak napon i velika struja na izlazu). Na početku, sve dok je IB = 0, nema

injekcije iz emitora i u oblasti baze ne postoji bilo kakva natkoncentracija nosilaca. U trenutku

t = 0 spoljno kolo podigne napon VBE, što izazove nagli porast bazne struje, tako da započne

injekcija elektrona iz emitora u bazu i njihova difuzija ka kolektorskom spoju. U isto vreme,

bazna struja obezbeđuje dovoljnu količinu šupljina kako bi bila održana elektroneutralnost u

oblasti prostornog naelektrisanja emitorskog spoja. Kolektorska struja počinje primetno da raste

tek nakon vremena td (vreme uspostavljanja) koje je potrebno da značajan broj injektovanih

elektrona stigne do kolektorskog spoja (tačka 1), a potrebno je još neko dodatno vreme tr (vreme

porasta) pre nego što ona dostigne 90% od svoje maksimalne vrednosti u uključenom stanju. Za

to vreme uspostavljena je dovoljna natkoncentracija nosilaca da tranzistor dovede u aktivnu

oblast rada (tačka 2). Natkoncentracija nosilaca nastavlja značajno da raste i nakon toga, pa oni

preplavljuju ne samo bazu nego i slabo dopiranu oblast kolektora, tako da tranzistor prolazi kroz

kvazizasićenje (tačka 3) i ulazi u oblast zasićenja (tačke 4 i 5), ali se pri tome uočava samo

neznatan dalji porast kolektorske struje. Vreme uključenja jednako je zbiru vremena uspostavlja-

Sl. 14: Uključenje BTS: a) talasni oblici bazne i kolektorske struje; Sl. 15: Talasni oblici bazne i

b) odgovarajuče tačke na radnoj pravoj; c) odgovarajući porast kolektorske struje BTS tokom

koncentracije injektovanih manjinskih nosilaca. prelaska u isključeno stanje.

43

nja i vremena porasta (ton = td + tr).

Na sl. 15 prikazani su talasni oblici bazne i kolektorske struje tokom prelaska tranzistora iz

uključenog u isključeno stanje. Za isključenje tranzistora potrebno je da upravljačko kolo

invertuje polarizaciju emitor-baznog spoja, pri čemu bazna struja naglo menja smer tako da se

njena vrednost od IB1 brzo promeni na –IB2 (vrednost negativne struje IB2 određena je

upravljačkim kolom). Kolektorska struja ne počinje odmah da opada već tek nakon vremena ts

(vreme pražnjenja) potrebnog da se iz bazne oblasti odvede višak nagomilanih manjinskih

nosilaca. Preciznije rečeno, neki od ovih nosilaca se rekombinuju s većinskim nosiocima, a

ostatak biva odveden preko inverzno polarisanih spojeva (emitor-baznog i kolektor-baznog) u

oblasti emitora i kolektora. Kolektorska struja počinje da opada kada koncentracija ovih nosilaca

padne dovoljno da se uspostavi oblast prostornog naelektrisanja na kolektor-baznom spoju, a

vreme potrebno da ona opadne na 10% od svoje vrednosti u provodnoim stanju tr naziva se

vreme opadanja. Vreme isključenja jednako je zbiru vremena pražnjenja i vremena opadanja

(toff = ts + tr). Konačno, maksimalna prekidačka frekvencija (brzina) tranzistora određena je

zbirom vremena uključenja i vremena isključenja: fmax = 1/π(ton + toff).

Oblast bezbednog rada (Safe Operating Area - SOA)

Oblast bezbednog rada (SOA), čija je šematska ilustracija data na sl. 16, definiše se kao

opseg struja i napona u kome tranzistor bezbedno radi bez opasnosti od ulaska u sekundarni

(termički) proboj. Kao što se može videti na slici, oblast bezbednog rada šira je ako tranzistor

radi u impulsnom režimu, a njena širina opada sa porastom širine impulsa i najmanja je ako je

tranzistor opterećen konstantnom strujom i naponom u dc režimu. U svakom slučaju, sekundarni

proboj se sa sigurnošću može izbeći samo ako ni u jednom trenutku rada tranzistora ni struja ni

napon ne izađu iz okvira SOA. Ukoliko struja ili napon izađu iz okvira SOA, makar na trenutak,

postoji opasnost da:

1) temperatura pn spoja premaši maksimalnu dozvoljenu vrednost temperature spoja (Tjmax),

što vodi u termički proboj, bilo zbog prevelike gustine struje ili prevelike disipacije; ili da se javi

2) se javi lavinska injekcija nosilaca. Lavinska injekcija može da se javi ako su istovremeno

prisutni visok napon na kolektoru i struja velike gustine. U tom slučaju, ako električno polje u

bilo kom delu tranzistora (naročito u viskootpornom delu kolektorske oblasti) premaši vrednost

od 107 V/cm dolazi do lavinske jonizacije kojom se generišu parovi elektron-šupljina.

Generisane šupljine kreću se pod dejstvom polja ka emitora i deluju kao dodatna bazna struja,

dovodeći do pojačane injekcije elektrona iz emitora a time i do daljeg povećanja gustine struje u

oblasti kolektora. Proces postaje kumulativan jer ovaj porast struje doprinosi daljem porastu

lokalnog polja, lavinska jonizacija se intenzivira i izaziva dalji lokalan porast gustine struje, što

na kraju rezultuje termičkim probojem i uništenjem tranzistora.

Sl. 16: Šematska ilustracija SOA kod Sl. 17: Koncentracija struje u centralnom delu

bipolarnog tranzistora. oblasti emitora tokom isključenja tranzistora.

tp2 > tp1

44

Opasnost od lavinske injekcije posebno je izražena prilikom prelaska tranzistora iz

uključenog u isključeno stanje, i to naročito u kolu sa induktivnim opterećenjem. Naime, pri

isključenju tranzistora dolazi do nagle rekombinacije i brzog odvođenja velike količine

naelektrisanja iz bazne oblasti koja je prethodno bila proširena kroz slabo dopirani deo kolektora

sve do n+ oblasti. Polje na ivici n-n+ spoja kolektora tada može da poraste dovoljno da izazove

lavinsku injekciju. Pri tome je, kao što ilustruje sl. 17, posebno ugrožena centralna oblast ispod

emitora gde je najveća gustina struje jer se višak nosilaca odvodi najpre iz perifernih oblasti.

Snažan Darlingtonov par

Strujno pojačanje bipolarnog tranzistora pri visokim vrednostima struje je prilično malo,

tipično < 10 (videti sl. 5). Stoga je, da bi tranzistor mogao da se koristi kao prekidački element

za visoke nivoe snage, neophodna velika upravljačka (bazna) struja, što ne samo da umanjuje

efikasnost nego i značajno komplikuje i poskupljuje ulazno bazno kolo. Uspešan način za

prevazilaženje ovog problema jeste kaskadno vezivanje dva ili više bipolarnih tranzistora u tzv.

Darlingtonovu spregu (konfiguraciju). Kao što se može videti na sl. 18 (a), u ovakvoj sprezi

emitorska struja tranzistora T1 predstavlja baznu struju za tranzistor T2, tako da je ukupno strujno

pojačanje sprege jednako proizvodu pojačanja pojedinih tranzistora, = 1·2. Otpornosti RBE1 i

RBE2 služe za polarizaciju tranzistora, kao i da se ubrza pražnjenje bazne oblasti tranzistora T2 pri

isključenju. Na sl. 18 (b) ilustrovana je realizacija Darlingtonove sprege kao monolitne

integrisane strukture u koju je ugrađena i antiparalelna dioda čija je uloga da štiti emitorski pn

spoj od inverznog proboja.

Sl. 18: a) Vezivanje bipolarnih tranzistora u Darlington spregu; b) Integrisana Darlingtonova struktura.

Najznačajniji nedostatak Darlingtonove sprege je niska brzina prekidanja; naime,

Darlingtonov par je, zbog sporog opadanja koncentracije manjinskih nosilaca u bazi tranzistora

T2 tokom isključivanja, približno 3 puta sporiji od jediničnog bipolarnog tranzistora.

45

SNAŽNI TIRISTORI

Tiristor je zajednički naziv za čitavu familiju prekidačkih poluprovodničkih komponenata

sačinjenih od četiri sloja poluprovodnika koji su naizmenično dopirani akceptorskum i

donorskim primesama. Drugim rečima, tiristori su četvoroslojne p-n-p-n strukture sa tri p-n spoja

(J1, J2 i J3). Postoje tiristori sa dva, tri i četiri izvoda koji kontaktiraju odgovarajuće slojeve

strukture, a najveći značaj i najširu primenu ima tiristor sa tri izvoda (anoda, katoda, gejt). Stoga

ćemo u daljem tekstu pod pojmom tiristor ili konvencionalni tiristor podrazumevati samo

tiristore sa tri izvoda, koji se u literaturi na engleskom često mogu naći i pod nazivom SCR (od

izraza Semiconductor Controlled Rectifier, tj. poluprovodnički kontrolisani ispravljač). Prvi

tiristori, proizvedeni 1950-tih godina, mogli su da zadrže napone od svega nekoliko volti u

neprovodnom stanju i provode struje od samo nekoliko ampera u provodnom stanju, ali su u

međuvremenu razvijeni i tiristori za nazivne napone čak iznad 10000 V i struje veće od 5000 A,

pa se tiristori danas smatraju najsnažnijim od svih postojećih komponenata snage i imaju veoma

široku primenu kao snažni prekidači.

Na sl. 1 ilustrovani su poprečni presek kroz strukturu tiristora i odgovarajući profil primesa,

kao i strujno-naponska karakteristika i simbol tiristora. Tiristor radi u tri moguća stanja:

- inverzno neprovodno stanje (blokiranje napona u inverzu), koje se javlja pri inverznoj

polarizaciji (anoda negativna u odnosu na katodu) pri kojoj su dva p-n spoja, J1 i J3, polarisana

inverzno i blokiraju struju bez obzira što je spoj J2 polarisan direktno;

- direktno neprovodno stanje (blokiranje napona u direktu), koje se javlja pri direktnoj

polarizaciji (anoda pozitivna u odnosu na katodu) pri kojoj su p-n spojevi J1 i J3 polarisani

Sl. 1: Konvencionalni tiristor: a) poprečni presek Sl. 2: Ilustracija tiristora u stanju a) blokiranje

b) profil primesa c) I-V karakteristika d) simbol. napona u inverzu b) blokiranje napona u direktu.

46

direktno, ali je spoj J2 polarisan inverzno i sprečava protok struje;

- provodno stanje (stanje niske impedanse), koje se takođe javlja pri direktnoj polarizaciji, ali

pri kojoj je napon direktne polarizacije veći od tzv. prelomnog napona tiristora VD(BO)

(breakover voltage).

Tiristor, dakle, može da bude u neprovodnom stanju i pri inverznoj i pri direktnoj

polarizaciji, a oba slučaja ilustrovana su na sl. 2. Tiristor u inverznom neprovodnom stanju

(sl. 2 a) treba da ima što viši probojni napon. Pri tom, povećavanjem napona inverzne

polarizacije, proboj može da nastupi ili usled lavinske multiplikacije nosilaca u oblasti

osiromašenja spoja J1 ili prodiranjem (punch through) ako se oblast osiromašenja spoja J1 proširi

kroz slabo dopiranu oblast N1 sve do spoja J2 pre nego što nastupi lavinski proboj. Prema tome, u

ovom slučaju važi analiza vezana za proboj tranzistora sa zajedničkom bazom (videti

odgovarajući odeljak u poglavlju o probojnom naponu).

Kao što je ilustrovano na sl. 2 b, prisustvo direktne polarizacije samo po sebi nije dovoljno

da prevede tiristor u provodno stanje jer i u ovom slučaju jedan od spojeva (J2) ostaje inverzno

polarisan i predstavlja barijeru za protok struje. Da bi tiristor prešao u provodno stanje nije

dovoljno samo dovesti direktnu polarizaciju nego je neophodno da napon direktne polarizacije

bude viši od prelomnog napona tiristora koji je potreban da nastupi proboj inverzno polarisanog

spoja J2. S obzirom da je za prelazak u provodno stanje neophodno spoj J2 dovesti u proboj (ili,

kao što ćemo videti, forsirati struju gejta), ovaj prelazak odvija se naglo i praćen je značajnim

smanjenjem napona na tiristoru, pa se na strujno-naponskoj karakteristici uočava oblast

negativne otpornosti (sl. 1 c). Pad napona na tiristoru u provodnom stanju je mali, pri čemu čak i

vrlo male promene napona izazivaju veliku promenu struje, a prelazak u neprovodno stanje

moguć je samo ukoliko struja opadne ispod tzv. struje držanja IH (holding current).

Provodno stanje tiristora

Kratku analizu prelaska u provodno stanje sprovešćemo pomoću tzv. dvotranzistorskog

modela koji, kao što ilustruje sl. 3, proizilazi iz same strukture tiristora. Pođimo od pretpostavke

Sl. 3: Dvotranzistorski model tiristora.

da je tiristor polarisan direktno i da gejt visi (IG = 0). Pri malim naponima direktne polarizacije

tiristor je u stanju visoke impedanse (direktno neprovodno stanje), a kada napon povećamo iznad

prelomnog napona tiristor prelazi u provodno stanje. Pri tom, na osnovu sl. 3 c, za anodnu struju

tiristora možemo pisati:

za IG = 0: 2121 CCEEKA IIIIII . (1)

S obzirom da je za prevođenje tiristora u provodno stanje neophodno dovesti spoj J2 u proboj, pri

računanju kolektorskih struja mora se uzeti u obzir multiplikacija nosilaca na spoju, tako da je:

1111 COEC IIMI , (2)

2222 COEC IIMI , (3)

47

gde M predstavlja faktor multiplikacije nosilaca na inverzno polarisanom spoju J2, α1 i α2 su

strujna pojačanja pojedinih bipolarnih tranzistora iz modela, a ICO1 i ICO2 su inverzne struje

zasićenja (struje curenja) njihovih kolektorskih spojeva. Ako (2) i (3) zamenimo u (1) dobijamo:

211

M

MII CO

A , gde je 21 COCOCO III . (4)

Iz (4) se vidi da anodna struja raste sa porastom faktora M(α1+α2) i kada bude ispunjen uslov:

121 M (5)

onda IA → ∞, odnosno tiristor se uključi. Pri tome, zavisno od polarizacije gejta, moguća su dva

slučaja:

i) Kada je gejt polarisan negativno u odnosu na katodu (IG < 0), onda je efikasnost injekcije

spojeva J1 i J2 mala pa su i vrednosti strujnih pojačanja α1 i α2 takođe male. U tom slučaju

uslov definisan izrazom (5) može biti zadovoljen samo ukoliko faktor multiplikacije M ima

veliku vrednost, što praktično znači da tiristor može da pređe u provodno stanje tek kada

nastupi lavinski proboj spoja J2. Zbog toga je za prelazak tiristora u provodno stanje

neophodno dovesti visok anodni napon VD(BO) (prelomni napon), koji je približno jednak

probojnom naponu spoja J2.

ii) Kada je gejt polarisan pozitivno u odnosu na katodu (IG > 0) pozitivna struja gejta teče kroz

spoj J3, a rezultujući porast emitorske struje manifestuje se kroz porast strujnog pojačanja α2.

Zbog toga tiristor sada može da se uključi pri nižem anodnom naponu, pri kome se može

smatrati da nema multiplikacije nosilaca (M = 1). Anodna struja u ovom slučaju data je kao:

21

2

1

COG

A

III . (6)

Prema tome, strujno pojačanje raste sa porastom pozitivne struje gejta i u ovom slučaju tiristor

prelazi u provodno stanje kada struju gejta povećamo dovoljno da bude zadovoljen uslov:

121 . (7)

Struja gejta pri kojoj je gornji uslov zadovoljen, IGT, naziva se pragovska struja gejta. Kada

jednom pređe u provodno stanje, tiristor ostaje u tom stanju i ako isključimo struju gejta, pod

uslovom da je anodna struja veća od tzv. struje paljenja tiristora IL, koja ima nešto veću

vrednost od struje držanja IH (sl. 1 c).

Na osnovu izloženog može se zaključiti da je za prelazak tiristora u stanje niske impedanse

kada gejt visi (IG = 0) neophodno napon direktne polarizacije povećati do vrednosti prelomnog

napona VD(BO). Međutim, tiristor može da se uključi i na neželjen parazitan način pri naponu

nižem od VD(BO) ukoliko je brzina porasta direktnog napona (dVD/dt) prevelika. Naime, spoj J2 pri

direktnoj polarizaciji tiristora biva u stvari, kao što je već pomenuto, polarisan inverzno, a brza

promena vrednosti (porast) napona direktne polarizacije, kojom se brzo uspostavlja i širi oblast

osiromašenja inverzno polarisanog spoja J2, dovodi do proticanja struje dielektričnog pomeraja

koja je potrebna da napuni kapacitivnost oblasti osiromašenja ovog spoja. U suštini, ovu struju

čini struja šupljina koje bivaju prinudno pomerene tokom uspostavljanja i širenja oblasti

osiromašenja spoja J2, a njena gustina data je izrazom:

dt

dV

dV

dCVCVC

dt

dJ D

D

j

DjDjq

. (8)

Kao što se može videti, struja dielektričnog pomeraja direktno je srazmerna brzini porasta

napona direktne polarizacije dVD/dt, a njen efekat na uključenje tiristora sličan je efektu

pozitivne struje gejta, što znači da postoji neka kritična vrednost brzine porasta napona (dVD/dt)cr

pri kojoj će se tiristor uključiti iako još uvek nije dostignut prelomni napon VD(BO). S obzirom da

se ovde radi o neželjenom i nekontrolisanom uključenju, poželjno je da tiristor ima što veću

vrednost parametra (dVD/dt)cr, a ovaj parametar može se povećati primenom tzv. katodnih

kratkih spojeva (otpornik male vrednosti vezan između slojeva P2 i N2, kao što je ilustrovano na

Sl. 4 a). Uloga ovih kratkih spojeva je da struju dielektričnog pomeraja preusmere sa spoja J3

direktno na katodu, a u praksi se oni realizuju direktno u samoj strukturi tiristora, kao na Sl. 4 b.

48

Sa dijagrama na Sl. 4 može se videti i da katodni kratki spojevi ne samo da povećavaju vrednost

napona VD(BO) već poboljšavaju i njegovu temperaturnu zavisnost.

Sl. 4: Ilustracija primene katodnih kratkih spojeva i njihovog uticaja na visinu napona blokiranja.

Isključenje tiristora

Pod isključenjem tiristora podrazumeva se prelazak iz stanja niske impedanse (provodno

stanje) u direktno neprovodno stanje. Svi unutrašnji slojevi tiristora u provodnom stanju, pri

kome je spoj J2 u proboju, preplavljeni su injektovanim nosiocima čija je koncentracija toliko

visoka da se često koristi i termin „plazma“ elektrona i šupljina. Da bi se tiristor prebacio u

neprovodno stanje neophodno je da se ove visoke natkoncentracije nosilaca redukuju na

vrednosti približne onima u termodinamičkoj ravnoteži kako bi se na spoju J2 ponovo uspostavila

oblast prostornog naelektrisanja (oblast osiromašenja). Zavisno od kola u kome tiristor radi, ovo

se može postići na jedan od sledećih načina:

- komutacijom (invertovanjem smera) anodne struje

- smanjivanjem anodne struje ispod vrednosti struje držanja

- primenom negativnog napona na gejt

Isključenje tiristora komutacijom anodne struje Isključenje tiristora kod ove tehnike postiže se forsiranjem struje suprotnog smera u odnosu na njen

smer tokom perioda u kom je tiristor bio u provodnom stanju. Komutacija može biti prirodna (tokom

svake poluperiode u kolu koje se napaja iz izvora naizmeničnog napona) ili prisilna (u kolu vezanom na

izvor jednosmernog napona) kada posebno kolo kratkotrajno menja polaritet anode u odnosu na katodu.

Na sl. 5 prikazano je kolo za prisilnu komutaciju anodne struje u kome za komutaciju služe kondenzator i

dodatno kolo sa pomoćnim tiristorom, kao i odgovarajući talasni oblici napona i struje tokom isključenja

tiristora. Tiristor se smatra isključenim nakon vremena tq potrebnog da ukupna količina naelektrisanja

nagomilanog u tiristorskoj strukturi opadne ispod određene kritične vrednosti Qcr. Komutacija, odnosno

protok struje u inverznom smeru, omogućava da se iz unutrašnjih slojeva odvede višak nagomilanih

nosilaca, a sam proces odvija se na sličan način kao i kod p-i-n diode. Naime, kao što se iz ilustracije

talasnih oblika može videti, anodna struja najpre opadne do nule (trenutak t = 0), a zatim raste u

negativnom smeru i dostiže maksimalnu negativnu vrednost. Ovaj period naziva se inverzni oporavak.

Nakon što struja dostigne maksimalnu negativnu vrednost, u trenutku t = ts, na tiristoru se uspostavlja

negativan napon, na spoju J1 počinje da se formira oblast osiromašenja, a struja počinje brzo da se vraća

(opada) ka nuli. Čak i kad struja opadne skoro do nule potrebno je još neko vreme tokom koga se napon

vraća do nule, a tek tada nagomilano naelektrisanje pada ispod kritične vrednosti (t = tq). Period od t = ts

do t = tq, tokom koga je napon na tiristoru negativan, naziva se inverzno kašnjenje, iza koga sledi period

tokom koga se formira oblast osiromašenja na spoju J2 i uspostavlja blokada napona u direktu. Vreme

isključenja tiristora dato je izrazom:

cr

eff

cr

effsqQ

Q

Q

Qtt 11 lnln , (9)

gde vremenska konstanta τeff predstavlja u stvari efektivno vreme života nosilaca, dok je Q1 slobodno

naelektrisanje prisutno u trenutku t = ts.

49

Sl. 5: Kolo za prisilnu komutaciju i talasni oblici struje i napona tokom isključenja tiristora komutacijom

anodnog kola.

U mnogim aplikacijama poželjno je da tiristor ima što kraće vreme isključenja tq, što se može postići

skraćivanjem vremena života nosilaca nekom od ranije pomenutih tehnika, kao što je difuzija zlata.

Međutim, treba imati u vidu da se skraćivanjem vremena života nosilaca povećava pad napona na tiristoru

u provodnom stanju, a rastu i struje curenja pri inverznoj polarizaciji. Primenom odgovarajućih katodnih

kratkih spojeva može se povećati kritično naelektrisanje Qcr, što takođe skraćuje vreme isključenja, ali se

time kvari karakteristika uključenja jer je potrebno više vremena da se u strukturi formira količina

slobodnog naelektrisanja neophodna da tiristor prevede u provodno stanje.

Isključenje tiristora smanjivanjem anodne struje

Kao što je već pomenuto, isključenje tiristora moguće je izvršiti smanjivanjem anodne struje ispod

vrednosti struje držanja IH. Tiristor se nalazi u provodnom stanju sve dok u oblasti spoja J2 postoji

relativno visoka natkoncentracija slobodnih nosilaca koja sprečava formiranje oblasti osiromašenja na

ovom spoju, pri čemu kroz tiristor teče struja čija je gustina veća od vrednosti minimalne gustine struje

potrebne da održi tiristor u provodnom stanju, JM. Pri velikim vrednostima anodne struje aktivna je cela

površina spoja J2, dok pri malim vrednostima struje aktivan ostaje samo jedan deo površine ovog spoja

koji održava provodno stanje tiristora. Naime, smanjivanjem anodne struje najpre se smanjuje njena

gustina do vrednosti nešto iznad JM, a nakon toga počinje da se smanjuje aktivna površina spoja u kojoj je

gustina struje još uvek iznad vrednosti JM. Daljim smanjivanjem anodne struje ova aktivna oblast spoja

svodi se na usko provodno vlakno oko koga je, u neaktivnom delu, već formirana oblast osiromašenja, a

tek kada struju smanjimo ispod vrednosti struje držanja IH lateralna difuzija nosilaca iz provodnog vlakna

dovodi do smanjenja njihove koncentracije u vlaknu potrebnog da se i na tom delu spoja uspostavi oblast

osiromašenja, čime se tiristor isključi.

Vrednost struje držanja IH zavisi od parametara tiristora (odnos širine bazne oblasti n- i difuzione

dužine, geometrija katodnih kratkih spojeva, itd.), kao i od brzine kojom se vrši smanjivanje anodne

struje, dI/dt. Najniža vrednost struje držanja, IH0, postiže se ukoliko se anodna struja smanjuje vrlo sporo,

a ako je brzina kojom se smanjuje anodna struja velika, struja držanja može da bude znatno veća od IH0 i

da iznosi čak i nekoliko ampera.

Isključenje tiristora primenom negativnog napona na gejt

Ukoliko u strukturi tiristora ne postoje katodni kratki spojevi, tiristor se može veoma

efikasno isključiti primenom negativnog napona na gejt. Ovo isključenje, međutim, moguće je

samo kod posebne (ali i mnogo korišćene) vrste tiristora, tzv. GTO (Gate Turn-Off) tiristora, čija

je struktura ilustrovana na sl. 6 a. Kod ove strukture, trakaste oblasti katode (katodni prsti)

okružene elektrodom gejta formirane se dubokim (meza) nagrizanjem jako dopirane n+ oblasti,

tako da se tiristor u stvari sastoji od većeg broja elementarnih tiristora koji su povezani paralelno.

50

a) b) Sl. 6: Prikaz GTO (gate turn-off) tiristorske strukture (a) i ilustracija “sužavanja” uključene oblasti usled

primene negativnog napona VG (b).

U provodnom stanju tiristora, oba tranzistora iz dvotranzistorskog modela rade u oblasti

zasićenja, pri čemu strujna pojačanja tranzistora zadovoljavaju uslov:

121 . (10)

Ako se na gejt dovede negativan napon, u gejt se sa spoja J3 odvodi struja šupljina, čime se

smanjuje injekcija elektrona iz n+ emitora (katoda tiristora). To ujedno znači da opada pojačanje

α2, a ukoliko je negativan napon na gejtu dovoljno visok da ovo pojačanje toliko padne da uslov

definisan izrazom (10) više nije ispunjen, plazma elektrona i šupljina ispod katode nestaje i

tiristor se gasi. Kao što je ilustrovano na sl. 6 b, odvođenje šupljina počinje najpre ispod ivičnih

delova katode, a uključena oblast ispod centralnog dela katode postepeno se sužava i tiristor se

isključi kad ona potpuno nestane, pri čemu je isključenje brže ukoliko je negativan napon na

gejtu viši. Prema tome, uska trakasta struktura katode doprinosi bržem isključenju i smanjuje

visinu negativnog napona potrebnog za isključenje tiristora.

Iz dvotranzistorskog modela proizilazi relacija:

GAAKAA IIIIII 2121 , (11)

iz koje sledi

GA II121

2

. (12)

Na osnovu izraza (12) može se definisati odnos anodne struje, IA, i minimalne negativne struje

gejta potrebne za isključenje tiristora, IGq, kao:

121

2

Gq

A

I

I. (13)

Naravno, da bi se tiristor brže isključio, potrebno je da negativna struja gejta bude što veća od

IGq, ali pri tome ona ne sme da prekorači maksimalnu dozvoljenu vrednost, IGM, koja je

ograničena probojnim naponom spoja J3, VG(BR), i lateralnom otpornošću oblasti p-tipa između

dva kontakta gejta na suprotnim stranama katodnog prsta, RG:

G

BRG

G

BRG

G

BRG

GMR

V

R

V

R

VI

)()()( 4

22

. (14)

Konačno, povezujući relacije (13) i (14) može se proceniti vrednost maksimalne anodne struje

koja može biti isključena:

G

BRG

G

BRG

GM

Gq

A

Gq

GMAA

R

V

R

VI

I

I

I

III

1

44

1 21

)(2)(

21

2max

. (15)

Prema tome, da bi se postigla veća vrednost struje tiristora koja može biti isključena, potrebno je

povećati VG(BR) i/ili smanjiti RG. Probojni napon može se povećati smanjivanjem nivoa dopiranja

p-oblasti, ali se time ništa ne postiže jer u isto vreme raste i njena otpornost. Stoga dopiranje ove

oblasti ostaje na nekom standardnom nivou pri kome VG(BR) iznosi oko 20 V. Međutim, moguće

51

je smanjiti širinu katodnog prsta (tipično 200-400 μm, ali može se smanjiti i na 100 μm), čime se

smanjuje RG i postiže povećanje maksimalne struje koja može biti isključena.

Vrste tiristora

Kao što je već pomenuto, u proteklom periodu razvijene su brojne varijacije tiristorskih

struktura, a sa ciljem da se dobiju komponente odgovarajućih karakteristika za različite primene.

Generalno, tiristori se mogu razvrstati u grupe niskofrekventnih i visokofrekventnih tiristora. Pri

tome, kao i kod svih ostalih komponenata snage, i kod tiristora se veća brzina, odnosno visoka

prekidačka frekvencija, po pravilu postižu na uštrb snage (pad napona u direktu i maksimalna

struja) i/ili probojnog napona, tako da se u svakom specifičnom slučaju do optimalnog rešenja

dolazi nalaženjem odgovarajućeg kompromisa između međusobno suprotstavljenih zahteva.

Tako na primer, iz ranije analize može se videti da parametri raspoloživi za kontrolu vremena

isključenja tiristora jesu vreme života nosilaca i kritično naelektrisanje, koje pak zavisi od

emitorske efikasnosti, debljine i nivoa dopiranja baznih slojeva, kao i od rasporeda i dimenzija

prisutnih katodnih kratkih spojeva.

U prethodnom odeljku ukratko je već opisan GTO (Gate Turn-Off) tiristor, koji od svih

tiristorskih struktura ima najširu primenu, a ovde ćemo samo još jednom naglasiti da se velika

snaga kod ove vrste tiristora postiže paralelnim povezivanjem velikog broja jediničnih ćelija na

čipu. Sličan GTO-u jeste tzv. GATT (Gate-Assisted Turn-Off Thyristor), koji je optimizovan u

pogledu količine kritičnog naelektrisanja koje može ostati u unutrašnjim slojevima a da tiristor

ne bude u provodnom stanju, i koji u svojoj strukturi može da sadrži i katodne kratke spojeve

kako bi se postigla što veća vrednost Qcr. Za razliku od GATT-a, visoka prekidačka frekvencija

kod asimetričnog tiristora, koji se sreće i pod nazivom ASCR (Asymmetric Semiconductor

Controlled Rectifier), postignuta je smanjivanjem debljine pojedinih slojeva u strukturi i

skraćivanjem vremena života nosilaca. Zbog ovih izmena, inverzni probojni napon asimetričnog

tiristora je vrlo nizak, čak niži i od prelomnog napona VD(BO), a ukoliko je neophodno blokirati

visoke inverzne napone onda se u kolo na red sa ASCR-om vezuje dioda koja ima visok inverzni

probojni napon. Osim toga, u invertorskim kolima se ASCR često koristi i u kombinaciji sa

antiparalelnom diodom, tako da visinu inverznog napona na tiristoru tokom njegovog isključenja

u stvari određuje pad napona na antiparalelnoj diodi koja je direktno polarisana. Međutim, u ovoj

kombinaciji parazitna induktivnost metalnih veza između tiristora i antiparalelne diode može da

ima negativan uticaj na proces isključenja tiristora, pa se stoga antiparalelna dioda ugrađuje u

samu tiristorsku strukturu na čipu, a ovakva integrisana struktura naziva se inverzno provodni

tiristor ili RCT (Reverse Conducting Thyristor).

Veoma značajnu vrstu tiristora predstavlja triak, čiji su poprečni presek, strujno-naponska

karakteristika i simbol prikazani na sl. 7. Triak je petoslojna komponenta koja može da se okida

(uključuje ili isključuje) i direktnom i inverznom polarizacijom. Ponaša se kao bidirekcioni

Sl. 7: Triak: a) poprečni presek; b) I-V karakteristike; c) simbol.

52

prekidač (pri obe vrste polarizacije ima po jedno provodno i neprovodno stanje) i može se

posmatrati kao integracija dva antiparalelna tiristora. Moguće su četiri kombinacije glavnog

napona (napon između elektroda MT1 i MT2) i napona na gejtu (napon između G i MT1):

1) Elektrode MT2 i G polarisane pozitivno u odnosu na MT1 – triak može da se se uključi na

isti način kao običan tiristor

2) Elektroda MT2 polarisana pozitivno, a gejt negativno u odnosu na MT1 – moguće je

uključenje tiristorske strukture P1N1P2N2

3) Elektrode MT2 i G polarisane negativno u odnosu na MT1 – moguće je uključenje

tiristorske strukture N4P1N1P2

4) Elektroda MT2 polarisana negativno, a gejt pozitivno u odnosu na MT1 – kao i u

prethodnom slučaju, moguće je uključenje tiristorske strukture N4P1N1P2.

Od posebnog značaja su tzv. optički okidani tiristori (fototiristori, optotiristori), čija je

ilustracija data na Sl. 8. To su četvoroslojne tiristorske strukture specijalno projektovane da se

okidaju fotogeneracijom slobodnih nosilaca naelektrisanja. Efekat fotogeneracije sličan je efektu

injekcije elektrona iz oblasti gejta primenom pozitivnog napona na gejt. Da bi se javila

fotogeneracija parova elektron-šupljina, neophodno je da poluprovodnik bude osvetljen

svetlošću iz odgovarajućeg opsega talasnih dužina u kome je zadovoljen uslov da energija

fotona, hν, bude veća od širine zabranjene zone poluprovodnika ΔEg. Osim toga, talasna dužina

svetlosti i jačina svetlosnog izvora moraju da budu odgovarajuće i u pogledu dubine apsorpcije,

odnosno svetlost mora da prodre dovoljno duboko u poluprovodnik kako bi se generisala struja

nosilaca dovoljna da uključi tiristor. Tipično, za okidanje tiristora potreban je izvor optičke

jačine veće od približno 10 mW koji emituje svetlost talasnih dužina u opsegu 850-950 nm, pri

čemu dubina apsorpcije u silicijumu iznosi oko 50 μm.

Sl. 8: a) Osnovna struktura optički okidanog tiristora sa raspodelom optičke snage u oblasti gejta;

b) Dubina apsorpcije u silicijumu u zavisnosti od talasne dužine svetlosti.

Optičko okidanje poželjno je u visokonaponskim kolima gde električna izolacija može da

predstavlja problem, naročito u slučaju kada je po nekoliko tiristora vezano redno a izolacija

anodnog kola i gejta treba da izdrže napone veće od 10 kV. Pri tome, optotiristor u mnogim

slučajevima služi kao pomoćni tiristor čija anodna struja služi kao struja gejta kojom se okida

tiristor velike snage.

Konačno, treba pomenuti i tzv. prelomnu diodu (breakover diode, BOD), koja se još naziva i

Šoklijeva dioda. To je četvoroslojna tiristorska struktura sa dva izvoda (bez gejta), koja se koristi

uglavnom kao zaštita od previsokih napona za snažniji tiristor (kod koga okidanje prelomnim

naponom može da bude destruktivno) ili kao pomoćni tiristor za okidanje snažnog tiristora.

a) b)

53

MOS TRANZISTORI SNAGE

Prednosti i nedostaci MOS tranzistora snage u odnosu na BTS

Bipolarni tranzistor snage (BTS) ima nekoliko značajnih nedostataka koji su ga, nakon što

je sedamdesetih godina dvadesetog veka razvijen MOS tranzistor snage, potisnuli u drugi plan

kada je u pitanju primena u snažnim prekidačkim kolima. Pre svega, BT ima malu ulaznu

impedansu i predstavlja strujno kontrolisanu komponentu. To znači da je neophodna relativno

velika bazna (upravljačka) struja, čija vrednost može da iznese i do 1/5 od izlazne (kolektorske)

struje, da održi komponentu u provodnom (ON) stanju. Pri isključivanju je takođe potrebna

velika inverzna bazna struja kako bi BT bio brzo preveden u isključeno (OFF) stanje. Da bi ovi

zahtevi bili ispunjeni, neophodno je projektovati odgovarajuće upravljačko kolo baze koje je

prilično komplikovano, a samim tim i skupo. Sledeći bitan nedostatak je što u provođenju struje

kod BT učestvuju i elektroni i šupljine. Prisustvo šupljina, koje imaju veliko vreme života, i

njihovo gomilanje u baznoj oblasti, dovode do znatno lošijih prekidačkih karakteristika nego kod

MOS tranzistora sličnih dimenzija i probojnog napona, tako da je brzina prekidanja kod BT

manja i za više od jednog reda veličine nego kod MOS tranzistora. Osim toga, BT je podložniji

sekundarnom (termičkom) proboju; naime, njegova otpornost uključenja (a time i pad napona na

tranzistoru u provodnom stanju) opada sa porastom temperature, što u slučaju većeg broja

paralelno vezanih tranzistora dovodi do preusmeravanja struje na jedan jedini tranzistor koji

usled toga može da pretrpi katastrofalan termički proboj.

MOS tranzistor snage (MOS TS) razlikuje se od BTS u principima funkcionisanja,

specifikacijama i karakteristikama. U opštem slučaju, MOS tranzistori snage su superiorni i

imaju nekoliko značajnih prednosti u odnosu na BTS:

1) Visoka ulazna impedansa (reda 109 Ω) – naponski kontrolisana komponenta – jednostavno

upravljanje

Provodnost MOS tranzistora, odnosno prelazak iz OFF u ON stanje i obrnuto, kontroliše se

primenom napona na gejt koji je oksidom gejta električno izolovan od površine

poluprovodnika. U kolu gejta praktično ne teče struja, osim one koja u prelaznom režimu

puni/prazni ulazne kapacitivnosti. Pošto je za ovo dovoljna i struja male vrednosti, ulazno

upravljačko kolo gejta je jednostavno i jeftino. Naponska kontrola ujedno znači i

kompatibilnost sa MOS integrisanim kolima koja mogu da pobuđuju MOS tranzistore snage

direktno.

2) Unipolarna komponenta – velika brzina prekidanja

Kod MOS tranzistora u provođenju struje učestvuju samo većinski nosioci. To znači da nema

kašnjenja u prekidanju usled gomilanja i rekombinacije manjinskih nosilaca kao kod BT, pa

je MOS TS znatno brži, za red veličine i više. Protok struje elektrona između sorsa i drejna

(važi za NMOS tranzistor) može da počne odmah nakon što se, dovođenjem pozitivnog

napona na gejt, između njih formira provodni kanal. Dubina kanala srazmerna je naponu na

gejtu, a kanal nestaje i MOS tranzistor prelazi u OFF stanje čim se ukine polarizacija gejta.

Otuda su MOS TS pogodniji za primenu u brzim prekidačkim kolima koja rade na visokim

frekvencijama pri kojima su dominantni prekidački gubici (prekidački izvori napajanja,

periferijske jedinice računara, kola za upravljanje radom elektromotora).

Inače, kada su u pitanju MOS tranzistori snage, dominantno se koriste NMOS komponente

zbog znatno veće pokretljivosti elektrona u odnosu na šupljine. PMOS tranzistori snage, kod

kojih struju provode šupljine, koriste se samo u specifičnim slučajevima u kojima kolo

zahteva PMOS komponentu.

3) Pozitivni temperaturni koeficijent otpornosti uključenja - temperaturna stabilnost –

jednostavnost paralelnog povezivanja

Pokretljivost nosilaca u kanalu opada sa porastom temperature, što znači da otpornost MOS

tranzistora u ON stanju (otpornost uključenja) Ron raste, a struja opada sa temperaturom. Ova

54

karakteristika je veoma značajna za paralelno vezivanje MOS TS. Pretpostavimo da jedan od

više paralelno vezanih MOS TS ima nešto nižu vrednost Ron od ostalih; on će u početku

povući veću struju i trpeti veće zagrevanje od ostalih tranzistora. Međutim, time će porasti

njegova Ron, a struja koju on vodi početi da opada. Višak struje koji je u početku provodio

ovaj tranzistor preusmerava se usled porasta njegove otpornosti ka ostalim tranzistorima.

Drugim rečima, između pojedinih MOS TS vezanih paralelno relativno brzo se uspostavlja

balans: neki od njih rade na nešto višoj temperaturi, neki na nižoj, ali su njihove otpornosti

uključenja, a time i vrednosti struje kroz svaki od njih, potpuno ujednačene. Ovim je

mogućnost termičkog proboja neke od paralelno vezanih MOS komponenata u velikoj meri

eliminisana. Stoga je paralelno vezivanje MOS TS veoma jednostavno, za razliku od BTS za

čije bezbedno paraleno vezivanje je, zbog negativnog temperaturnog koeficijenta otpornosti,

često neophodno uključiti dodatne elemente (barem jedan otpornik) u kolo.

4) Široka oblast bezbednog rada (Safe Operating Area –SOA)

Smatra se da MOS TS ima širu SOA od BTS jer dozvoljava da u kratkom trajanju bude

opterećen visokim vrednostima napona i struje istovremeno a da pri tome ne dođe do

katastrofalnog otkaza usled sekundarnog proboja.

Bipolarni tranzistori snage su ipak zadržali i neke prednosti. Oni su nešto jednostavniji za

izradu od MOS tranzistora snage, a sadašnje stanje MOS tehnologije još uvek ne omogućava

izradu MOS TS koji bi mogli da izdrže više napone i provode jače struje od najsnažnijih BT.

Posebno je važno pomenuti da visokonaponski BTS (komponente čiji je probojni napon veći od

200 V) imaju nešto bolje I-V karakteristike (tj. nižu vrednost Ron) od odgovarajućih MOS TS

sličnih dimenzija i probojnog napona. Stoga su BTS još uvek atraktivniji za primenu u kolima

kod kojih brzina rada nije od presudnog značaja. Na sl. 1 uporedno su ilustrovana ograničenja u

pogledu maksimalnih vrednosti napona i struje kod današnjih BTS i MOS TS. Međutim, treba

imati u vidu da je MOS tehnologija u proteklom periodu toliko napredovala da se izrada MOS

TS ne smatra više ni skupom ni komplikovanom, a sasvim sigurno se može očekivati da će

razvoj novih materijala, struktura i tehnoloških procesa dovesti i do pomeranja trenutnih

ograničenja u pogledu snage MOS TS i približiti ih BTS.

Sl.1: Uporedni prikaz strujno-naponskih ograničenja bipolarnih i MOS tranzistora snage.

Struktura MOS tranzistora snage

Izlazna struja bilo kog MOS tranzistora može se u opštem slučaju predstaviti izrazom:

),('

GDoxeffD VVfCL

WI , (1)

gde μeff predstavlja efektivnu pokretljivost nosilaca u kanalu, W i L su širina i dužina kanala, C'ox

je kapacitivnost oksida gejta po jedinici površine, a f(VD,VG) je funkcija koja uključuje uticaj

55

napona na drejnu i gejtu. Iz ovog izraza vidi se da jedini geometrijski parametri tranzistora koji

utiču na struju drejna jesu dimenzije kanala (širina i dužina) i debljina oksida gejta (kapacitivnost

oksida gejta inverzno je proporcionalna njegovoj debljini). Debljina oksida gejta kod MOS TS

ne može se značajno smanjivati (oksid mora da izdrži relativno visoke napone koji se javljaju u

primeni pa tipična debljina oksida gejta kod diskretnih MOS TS iznosi oko 100 nm), što znači da

je za postizanje veće izlazne struje potrebno povećati širinu i/ili smanjiti dužinu kanala. U

slučaju klasične strukture MOS tranzistora, kanal međutim mora da zadrži dovoljnu dužinu kako

između sorsa i drejna ne bi nastupio tzv. proboj prodiranjem (punch-through). Čini se, dakle, da

jedino što preostaje jeste povećavanje širine kanala, pa su u početku pravljeni MOS TS sa veoma

širokim kanalom. Međutim, ovo samo delimično rešava problem i zahteva veoma veliku

površinu za izradu jedne jedine komponente.

Problem skraćivanja kanala i istovremene eliminicaije mogućnost punch-through proboja

je veoma efikasno i elegantno rešen tehnikom dvostruke difuzije kroz isti otvor u oksidu. Naime,

kao što se u slučaju lateralnog DMOS (Double Diffused MOS) tranzistora može uočiti na sl. 2,

kroz otvor u zaštitnom oksidu vrši se najpre difuzija p-oblasti (tzv. p-well kod CMOS kola, a

ovde se zove p-body oblast ili p-base), nakon koje kroz isti otvor sledi difuzija n+-oblasti sorsa.

Kanal tranzistora formira se u delu body oblasti koja predstavlja razliku u širenju dve pomenute

difundovane oblasti u lateralnom pravcu tokom dve sukcesivne difuzije, pa se stoga dužina

kanala može relativno lako podesiti da bude mala. Na ovaj način se npr. u 5-mikronskoj

tehnologiji sa lakoćom dobija kanal dužine od svega 1 μm. Oblast drejna n+, koja se formira

difuzijom u isto vreme kad i sors, nalazi se daleko u n--epitaksijalnom sloju, tako da ne postoji

opasnost od punch-through proboja. Transport struje odvija se tako što se nosioci (elektroni)

kreću između sorsa i drejna najpre kroz kanal, a potom driftuju kroz n--epi sloj pod dejstvom

električnog polja usled polarizacije drejna. Jonskom implantacijom može se izvršiti fino

podešavanje profila primesa u kanalu kako bi se dobila željena vrednost napona praga.

Sl. 2: Lateralni MOS tranzistor snage dobijen tehnikom dvostruke difuzije (LDMOS).

Proces izrade LDMOS tranzistora kompatibilan je sa standardnom CMOS tehnologijom,

pa je LDMOS struktura pogodna za primenu u snažnim integrisanim kolima. Međutim, kod ove

strukture prostor nije racionalno iskorišćen, pa se ona retko koristi za izradu snažnih diskretnih

komponenata. Znatno veća gustina pakovanja postiže se kod VDMOS (vertikalni DMOS)

tranzistora, čija su struktura i I-V karakteristike prikazane na sl. 3. Kao što se može videti, kod

VDMOS tranzistora protok elektrona odvija se najpre lateralno (kroz kanal), a potom vertikalno

(driftom kroz n--epi sloj) do n+-supstrata koji služi kao drejn. Tokom izrade, najpre se vrši dublja

difuzija p+-oblasti (body), zatim sledi difuzija pliće i šire p-oblasti u kojoj će biti formiran kanal,

pa tek onda n+-difuzija kojom se formira oblast sorsa i ujedno definiše kanal tranzistora.

Metalizacija sorsa prekriva i celu p+-body oblast, čime se kreira jedna dodatna integrisana

antiparalelna dioda (p+n- spoj na dodiru body oblasti i epi-sloja). Ova tzv. body-drain ili body-

drift dioda ponaša se kao Zener dioda koja štiti n+p spoj sors-body od proboja kad je direktno

56

(a) (b)

Sl. 3: a) Poprečni presek dve polućelije vertikalnog MOS tranzistora snage dobijenog tehnikom dvostruke

difuzije (VDMOS); b) Tipične strujno-naponske karakteristike VDMOS tranzistora.

polarisana, a u slučaju inverzne polarizacije takođe štiti komponentu od previsokih napona jer ne

dozvoljava da napon između drejna i sorsa premaši njen probojni (Zenerov) napon. Osim toga,

pošto je vrednost maksimalnog napona između drejna i sorsa VDMOS tranzistora u

neprovodnom stanju VDSm ograničena parazitnom strukturom NPN bipolarnog tranzistora (sors-

body-epi), prespajanjem n+-oblasti sorsa i p-body oblasti se kratko-spajaju emitor i baza ovog

parazitnog BT, čime se (kao što je ranije ukazano) probojni napon podiže sa VCE0 na VCEs.

LDMOS tranzistor je pogodan za primenu u integrisanim kolima snage, a za izradu

diskretnih komponenata pretežno se koristi VDMOS struktura, koja se sastoji iz velikog broja

paralelno povezanih identičnih jediničnih ćelija. Kao što je ilustrovano na sl. 4, u opticaju su

strukture VDMOS tranzistora različitih oblika elementarnih ćelija (trougaoni, heksagonalni,

kvadratni), a najveća gustina pakovanja postiže se heksagonalnom geometrijom ćelija koja je i

najčešća. Broj jediničnih ćelija po komponenti kreće se od nekoliko stotina kod niskonaponskih

(manje snažnih) do više hiljada ili desetina hiljada kod snažnih visokonaponskih VDMOS

tranzistora, čije su i dimenzije peleta (čipa) znatno veće. Gustina pakovanja pri tom može biti

blizu 2000000 ćelija po cm2. Ovde treba pomenuti i da, u heksagonalnoj geometriji na primer,

svaka ćelija deli zajednički polisilicijumski gejt sa 6 susednih ćelija koje je okružuju (sl. 4).

Parazitne komponente u strukturi VDMOS tranzistora snage

Na sl. 5 prikazani su parazitni elementi koji su neizbežno ugrađeni u VDMOS strukturu,

kao i odgovarajuće ekvivalentno kolo. Najznačajniji parazitni elementi su:

Parazitni JFET između dve susedne p-body oblasti – Oblasti osiromašenja inverzno

polarisanih pn spojeva body-epi šire se, sa porastom napona na drejnu, u n-epi sloj, tako

da ovaj JFET ograničava protok struje kroz VDMOS tranzistor.

Parazitni NPN bipolarni tranzistor sors-body-epi – Ovo je "najopasniji" parazitni element

koji, ako se iz nekog razloga aktivira, može da izazove prevremeni proboj VDMOS

tranzistora, pa čak i katastrofalan otkaz ako se pri tom javi i sekundarni proboj. Na sl. 6

ilustrovano je aktiviranje parazitnog BT: jedan deo struje protiče putanjom uobičajenom

za MOS tranzistor (kroz kanal) i uvire u n+-oblast sorsa, a drugi pronalazi put kroz p-

body ispod oblasti sorsa i odlazi direktno na metalni kontakt sorsa. Pad napona koji na

raspodeljenoj otpornosti p-body oblasti (otpornost RSB na šemi sa sl. 6) stvori ovaj deo

57

Sl. 4: Levo: Različita geometrija elementarnih ćelija

(trougaona, heksagonalna, kvadratna) kod VDMOS

tranzistora snage; Gore: Detaljniji prikaz VDMOS

tranzistora sa heksagonalnom geometrijom elementarnih

ćelija.

Sl. 5: Levo: (a) Parazitni elementi kod VDMOS

tranzistora; (b) Ekvivalentno kolo VDMOS

tranzistora; Gore: Uprošćena šema

ekvivalentnog kola VDMOS tranzistora.

58

Sl. 6: Aktiviranje parazitnog bipolarnog tranzistora kod VDMOS tranzistora.

struje može da dostigne vrednost od oko 0.7 V, što je dovoljno za direktnu polarizaciju bazno-

emitorskog spoja parazitnog NPN tranzistora i njegovo uključenje (prelazak BT u normalnu

aktivnu oblast rada). Za pouzdan rad VDMOS tranzistora veoma je bitno da se eliminiše

mogućnost uključenja parazitnog BT, pa je stoga nepohodno minimizirati otpornost p-body

oblasti (tj. otpornosti baze) pažljivim podešavanjem nivoa dopiranja i dužine oblasti ispod sorsa.

Parazitne kapacitivnosti – Najznačajnije parazitne kapacitivnosti karakteristične za

VDMOS tranzistor su:

CGS – kapacitivnost oksida gejta usled preklapanja polisilicijumskog gejta i n+-oblasti

sorsa koja zavisi od geometrijskih parametara, a ne zavisi od primenjenih napona.

CGD – sastoji se iz dva dela, od kojih jedan predstavlja kapacitivnost oksida gejta usled

preklapanja polisilicijumskog gejta i silicijuma u JFET oblasti (n--epi), a drugi je

kapacitivnost oblasti osiromašenja u n--epi sloju neposredno ispod gejta. Kapacitivnost

CGD je nelinearna funkcija napona.

CDS – kapacitivnost oblasti osiromašenja body-drain diode koja je inverzno

proporcionalna kvadratnom korenu napona između drejna i sorsa.

Parametri VDMOS tranzistora snage

Probojni napon

Probojni napon VDMOS tranzistora BVDSS (ili VDSS) definiše se kao napon pri kome

probija inverzno polarisana body-drain dioda i počinje da teče velika struja između sorsa i drejna

usled lavinske multiplikacije nosilaca, pri čemu su sors i gejt kratko-spojeni. BVDSS se uobičajeno

meri kao napon pri kome struja dostigne vrednost od 250 μA. Kada gejt nije polarisan a napon na

drejnu je manji od probojnog napona BVDSS, tranzistor je u OFF stanju jer nije formiran kanal

ispod gejta, a praktično celokupan napon kojim je polarisan drejn pada na inverzno polarisanu

body-drain diodu. Daljim povećavanjem napona na drejnu, kada on dostigne vrednost BVDSS,

normalno dolazi do lavinskog proboja body-drain diode. Međutim, u slučaju loše projektovanih

i/ili procesiranih komponenata moguća su i pre toga (pri nešto nižim naponima) dva neželjena

fenomena koji dovode do preuranjenog proboja. Jedan od njih je tzv. punch-through efekat

(proboj prodiranjem) koji se javlja usled prevelikog širenja oblasti osiromašenja inverzno

polarisanog pn spoja body-drain diode kroz p-body. Ukoliko se ova oblast osiromašenja raširi

sve do n+-oblasti sorsa pri naponu nižem od BVDSS, otvara se provodni put za struju između sorsa

i drejna pre nego što nastupi lavinski proboj. Ovo se manifestuje pojavom značajne struje curenja

pre nego što nastupi pravi (lavinski) proboj, što se na probojnoj karakteristici vidi kao tzv.

mekano koleno (sl. 7). Drugi fenomen koji može da dovede do preuranjenog proboja kod

komponenata slabijeg kvaliteta je tzv. reach-through efekat (proboj skroz), kada se oblast

osiromašenja inverzno polarisanog pn spoja body-drain diode previše širi na suprotnu stranu,

kroz n-epi sloj, i dostigne n+-oblast supstrata pre nego što nastupi lavinska multiplikacija u epi

sloju. Ukoliko se ovo desi i oblast osiromašenja zađe u jako dopiran supstrat, dovoljan je vrlo

59

mali dalji porast napona na drejnu da električno polje poraste do kritične vrednosti od

2·105 V/cm pri kojoj nastupa lavinski proboj. U ovom slučaju nema mekanog kolena, ali se

proboj javlja pri naponu koji je niži od specificiranog BVDSS. U oba slučaja neophodno je

pažljivo projektovati i podesiti širine body oblasti i epi sloja i nivoa dopiranja u njima kako bi

verovatnoća preuranjenog proboja bila smanjena. Pri tome, neophodno je voditi računa i o

drugim značajnim parametrima VDMOS tranzistora, pa optimalna rešenja najčešće predstavljaju

kompromis između dva ili više suprotstavljenih zahteva (npr. za eliminaciju punch-through

proboja dobro je da kanal bude dugačak, ali se time povećava otpornost uključenja tranzistora;

otpornost uključenja može se smanjiti smanjivanjem debljine epi sloja i njegovim jačim

dopiranjem, ali time opada BVDSS, itd.).

Sl. 7: Probojna karakteristika VDMOS tranzistora. Sl. 8: Komponente RDSon VDMOS tranzistora.

Otpornost uključenja

Otpornost uključenja VDMOS tranzistora (otpornost VDMOS tranzistora u provodnom

stanju) RDSon, kao što ilustruje sl. 8, sastoji se iz više komponenata i može se predstaviti kao zbir

svih rednih otpornosti od sorsa do drejna:

csubDJAchSDSon RRRRRRRR , (2)

gde je: RS – otpornost n+-oblasti sorsa; Rch – otpornost kanala; RA – otpornost oblasti akumulacije

(deo epi sloja neposredno ispod oksida gejta); RJ – otpornost JFET-a (deo epi sloja između dve

body oblasti, u literaturi se javlja i pod imenom neck resistance); RD – otpornost epi sloja ili

otpornost oblasti drifta; Rsub – otpornost n+-supstrata; Rc – zbir kontaktnih otpornosti sorsa i

drejna. Udeo kontaktnih otpornosti i otpornosti n+-oblasti sorsa i supstrata u ukupnoj otpornosti

je srazmerno mali i one se često mogu zanemariti, naročito u analizi visokonaponskih VDMOS

tranzistora. U opštem slučaju, najznačajniji udeo u RDSon imaju otpornost kanala i otpornost epi-

sloja, pri čemu otpornost kanala dominira kod niskonaponskih (BVDSS < 100 V), a otpornost epi

sloja kod visokonaponskih (BVDSS > 100 V) komponenata (za postizanje visokog probojnog

napona neophodno je da epitaksijalni sloj bude debeo i što slabije dopiran). Otpornosti oblasti

akumulacije i JFET-a su relativno male, ali ne i zanemarljive (kod visokonaponskih

komponenata mogu biti veće od otpornosti kanala). U svakom slučaju, poželjno je da otpornost

uključenja bude što manja, ali je zbog probojnog napona neophodan kompromis u projektovanju

tranzistora. Višećelijska struktura predstavlja izuzetnu pogodnost u smislu postizanja male

otpornosti uključenja: ako je otpornost jedne ćelije R, onda je ekvivalentna otpornost n identičnih

paralelno povezanih jediničnih ćelija jednaka R/n. Stoga je poželjno što više smanjiti dimenzije i

na istu površinu peleta smestiti veći broj ćelija, ali za sada nije moguće postići gustinu pakovanja

veću od približno 2000000 ćelija po cm2 zbog ograničene rezolucije fotolitografskih procesa.

Otpornost uključenja VDMOS tranzistora jako zavisi od temperature i raste sa njenim

porastom jer otpornosti svih navedenih slojeva zavise od pokretljivosti nosilaca koja opada sa

porastom temperature. Tipično:

Rch, RA ~ T3/2 RJ, RD ~ T2.6 (3)

60

Transkonduktansa

Transkonduktansa VDMOS tranzistora gm je merilo osetljivosti struje drejna na promene

napona na gejtu, a po definiciji se transkonduktansa računa kao gm=dID/dVGS, VDS=const.

Uobičajeno je da se ovaj parametar navodi za napon VGS koji obezbeđuje struju ID jednaku

polovini maksimalne dozvoljene struje pri naponu VDS koji garantuje rad u oblasti zasićenja. Kao

i struja drejna, transkonduktansa je direktno proporcionalna širini, a obrnuto proporcionalna

dužini kanala i debljini oksida gejta. Poželjna je, dakle, što veća gustina pakovanja jer efektivna

širina kanala raste, a njegova dužina se smanjuje sa povećanjem gustine pakovanja, ali treba

imati u vidu da ovde važe ranije pomenuta ograničenja vezana za fotolitografiju, kao i da se

kanal ne sme previše skraćivati zbog punch-through efekta. Debljina oksida gejta se takođe ne

sme previše smanjivati da bi oksid mogao da izdrži relativno visoke napone koji se javljaju u

kolima u kojima se koriste snažne komponente. Transkonduktansa je funkcija pokretljivosti

nosilaca u kanalu, što znači da i ona, poput otpornosti uključenja, jako zavisi od temperature

(opada sa porastom temperature).

Napon praga

Napon praga VT se definiše kao minimalni napon koji treba dovesti na elektrodu gejta da bi

nastupila jaka inverzija poluprovodnika ispod oksida gejta i formirao se provodni kanal između

oblasti sorsa i drejna. Napon praga VDMOS tranzistora snage se obično meri pri struji drejna od

250 μA. Tipične vrednosti napona praga su 2-4 V za visokonaponske komponente kod kojih je i

okid gejta deblji, odnosno 1-2 V za niskonaponske komponente, kompatibilne sa logičkim

kolima, kod kojih je oksid gejta tanji. Širom primenom snažnih MOS tranzistora u prenosivim

elektronskim napravama i bežičnim komunikacionim uređajima, kod kojih je potrošnja

ograničena kapacitetom baterija za napajanje, javlja se jasno uočljiv trend ka intenzivnijem

razvoju VDMOS komponenata sa nižim vrednostima otpornosti uključenja i napona praga.

Napon direktno polarisane body-drain diode

Napon direktno polarisane body-drain diode VF je zagarantovan maksimalni pad napona

na body-drain diodi za specificiranu vrednost struje sorsa. Uobičajene su maksimalne vrednosti

od 1.6 V za visokonaponske (BVDSS > 100 V) i 1.0 V za niskonaponske (BVDSS < 100 V)

komponente. P-kanalne VDMOS komponente imaju više vrednosti VF zbog veće kontaktne

otpornosti između metala i silicijuma p-tipa u odnosu na n-tip.

Maksimalna snaga disipacije

Maksimalna snaga disipacije je maksimalna snaga kojom se komponenta sme opteretiti a

da temperatura peleta (pn spojeva na peletu) ne premaši maksimalno dozvoljenu vrednost

(normalno 150oC ili 175oC) pri čemu se kućište drži na 25oC. Maksimalna snaga disipacije data

je izrazom:

thJC

j

dR

TP

25max , (4)

gde je Tjmax maksimalna dozvoljena temperatura pn spoja (150oC ili 175oC), a RthJC ekvivalentna

termička impedansa komponente između pn spoja i kućišta.

Dinamičke karakteristike VDMOS tranzistora snage

Parazitne kapacitivnosti

Osnovna uloga VDMOS tranzistora kada se koristi kao prekidač u snažnom kolu je da

kontroliše izlaznu struju (struju drejna) naponom na gejtu. Na sl. 9 prikazani su prenosna

karakteristika i ekvivalentno kolo VDMOS tranzistora pogodno za analizu njegovih prekidačkih

karakteristika. Kao što je ranije već rečeno, kod MOS tranzistora snage nema nagomilavanja

manjinskih nosilaca, pa njegove prekidačke karakteristike zavise pre svega od vremena

potrebnog da se napune/isprazne parazitne kapacitivnosti, odnosno da se na njima uspostave

61

odgovarajući naponi. Otpornik RG predstavlja raspodeljenu otpornost polisilicijumskog gejta čija

je vrednost približno inverzno proporcionalna površini aktivne oblasti, dok su LD i LS

induktivnosti metalnih izvoda drejna i sorsa koje su reda veličine nekoliko desetina nH. U

katalozima proizvođača navode se vrednosti ulazne (Ciss), izlazne (Coss) i inverzne prenosne

(Crss) kapacitivnosti koje projektantima kola predstavljaju polaznu tačku pri definisanju

vrednosti ostalih komponenata u kolu. Vrednosti ovih kataloških kapacitivnosti u odnosu na

kapacitivnosti iz ekvivalentnog kola su:

GDGSiss CCC (za CDS kratko-spojeno), Coss = CDS + CGD i Crss = CGD. (5)

Kapacitivnost između gejta i drejna CGD je nelinearna funkcija napona i predstavlja najvažniji

parametar u analizi prekidačkih karakteristika jer obezbeđuje povratnu spregu između izlaza i

ulaza kola. Ova kapacitivnost se takođe naziva Miller-ovom kapacitivnošću, a usled njenog

postojanja ukupna ulazna dinamička kapacitivnost je veća od zbira svih statičkih kapacitivnosti.

Sl. 9: Prenosna karakteristika (a) i ekvivalentno kolo za analizu prekidačkih karakteristika VDMOS tranzistora (b).

Na sl. 10 prikazani su tipično testno kolo za ispitivanje brzine prekidanja MOS tranzistora

snage i talasni oblici napona VGS i VDS sa naznačenim vremenima porasta i opadanja napona.

Vreme kašnjenja pri uključivanju (turn-on delay) td(on) je vreme potrebno za punjenje ulazne

kapacitivnosti komponente pre nego što može da počne da teče struja drejna, a vreme kašnjenja

pri isključivanju (turn-off delay) td(off) je vreme potrebno za pražnjenje kapacitivnosti pre nego

što počne primetno opadanje struje drejna.

Sl. 10: Testno kolo za ispitivanje brzine prekidanja MOS tranzistora snage (a) i talasni oblici napona na

gejtu i drejnu tokom uključenja i isključenja MOS tranzistora snage (b).

Prekidačke (frekventne) karakteristike VDMOS tranzistora snage mogu se poboljšati

uvođenjem odgovarajućih izmena u tehnološkom nizu na razne načine, od kojih su dva

ilustrovana na sl. 11. Prvom tehnikom se smanjuje preklapanje između oblasti gejta i epi sloja,

čime se smanjuje Millerova kapacitivnost CGD, dok druga tehnika smanjuje otpornost gejta RG, a

time i vremensku konstantu punjenja/pražnjenja ulazne kapacitivnosti (τ = RC).

62

Sl. 11: Poboljšanje prekidačkih karakteristika VDMOS tranzistora smanjivanjem CGD i smanjivanjem RG.

Naelektrisanje gejta (Gate Charge

Vrednosti ulaznih kapacitivnosti su korisne u analizi, ali mogu da dovedu do pogrešnih

zaključaka pri poređenju prekidačkih karakteristika dve VDMOS komponente različitih

proizvođača zato što rezultati zavise od dimenzija komponenata i njihove transkonduktanse. Sa

stanovišta projektovanja kola često je korisnije poznavati ukupnu količinu naelektrisanja

potrebnu da se napune ulazne kapacitivnosti (naelektrisanje gejta, Gate Charge) nego same

kapacitivnosti, te stoga većina proizvođača u svojim katalozima navode vrednosti oba parametra.

Na sl. 12 prikazani su testno kolo za određivanje naelektrisanja gejta i odgovarajući talasni oblici

napona i struje. Kada se gejt priključi na izvor napajanja, u kolu gejta počne da teče struja koja

puni kapacitivnost CGS i napon VGS počinje da raste, a kad on dostigne vrednost napona praga VT

(trenutak t1) počne da teče struja drejna. Napon VGS nastavlja da raste i u periodu između t1 i t2, a

srazmerno njegovom porastu raste i struja drejna. U trenutku t2, kada se napuni kapacitivnost

CGS, struja drejna dostigne odgovarajuću vrednost ID i ostaje konstantna, a napon na drejnu

počinje da opada. Pošto je kapacitivnost CGS napunjena kompletno, napon VGS neko vreme više

ne raste, a upravljačka struja sada puni Millerovu kapacitivnost CGD sve dok se, u trenutku t3, i

ona ne napuni. Vreme potrebno da se napuni Millerova kapacitivnost (od t2 do t3) znatno je duže

od vremena punjenja kapacitivnosti CGS zbog veoma brzog opadanja napona na drejnu u periodu

između t2 i t3 (i = Cdv/dt). Čim se napune obe kapacitivnosti (i CGS i CGD) napon na gejtu ponovo

raste dok ne dostigne vrednost napona napajanja u trenutku t4. Ukupno naelektrisanje potrebno

da napuni obe kapacitivnosti (QGS + QGD), koje odgovara trenutku t3, je minimalno naelektrisanje

neophodno da uključi tranzistor. Na osnovu iskustava u projektovanju kola, za polarizaciju gejta

praktikuje se korišćenje napona koji su barem nešto viši od minimalno potrebnog za uključenje

tranzistora, pa se u proračunima koristi vrednost naelektrisanja QG koje odgovara trenutku t4.

Prednost korišćenja naelektrisanja gejta ogleda se u tome što projektant kola može lako da

izračuna vrednost struje potrebne da uključi komponentu za željeno vreme (Q=CV, i = Cdv/dt,

Q=i·t), npr. komponenta za čije uključenje je potrebno naelektrisanje od 20 nC može se uključiti

za 20 µs ako se na gejt dovodi struja od 1 mA, ili za svega 20 ns ako se struja poveća na 1 A.

Sl. 12: Testno kolo za naelektrisanje gejta MOS tranzistora snage (a) i talasni oblici napona i struje (b).

63

Maksimalna dozvoljena brzina porasta napona na drejnu (dv/dt Capability)

dv/dt Capability (dv/dt moć) VDMOS tranzistora definiše se kao maksimalna dozvoljena

brzina porasta napona VDS. Ukoliko napon na drejnu raste brže nego što to dv/dt moć tranzistora

dozvoljava (odnosno, ako je prednja ivica naponskog impulsa koji se dovodi na drejn previše

strma) može se desiti da se pri tom između gejta i sorsa uspostavi napon koji je veći od napona

praga, čime tranzistor neželjeno prelazi u provodno stanje, a pod izvesnim uslovima moguć je i

katastrofalan otkaz.

U praksi su moguća dva mehanizma neželjenog uključenja MOS tranzistora snage usled

prebrzog porasta napona VDS, a oba su ilustrovana na slikama 13 i 14. Jedan od mehanizama

javlja se usled povratnog delovanja parazitne kapacitivnosti CGD. Kada se između drejna i sorsa i

drejna pojavi strm naponski impuls, kroz kapacitivnost CGD i dalje kroz otpornost RG (ukupna

otpornost gejta u kolu) teče struja I1 proporcionalna brzini porasta napona VDS (I1 = CGD·dv/dt)

koja na otpornosti RG (između gejta i sorsa) stvara pad napona:

dt

dvCRIRV GDGGGS 1 . (6)

Ukoliko ovaj pad napona premaši vrednost napona praga VT, tranzistor prisilno prelazi u

provodno stanje. To znači da je u pogledu ovog neželjenog mehanizma dv/dt moć MOS

tranzistora snage ograničena na vrednost definisanu izrazom:

GDG

T

CR

V

dt

dv . (7)

Jasno je da su komponente sa malim naponom praga podložnije neželjenom uključenju kroz ovaj

mehanizam, pri čemu je, ukoliko primena komponenata podrazumeva povišene temperature,

posebno važno imati u vidu da napon praga ima negativni temperaturni koeficijent. Potrebno je

pažljivo podesiti impedansu u kolu gejta da bi se izbegao ovaj neželjeni efekat.

Sl. 13: Ekvivalentno kolo VDMOS tranzistora sa ilustracijom Sl. 14: Poreklo parazitnih elemenata koji

dv/dt mehanizama neželjenog uključenja. dovode do dv/dt uključenje parazitnog BT.

Drugi neželjeni mehanizam može da se javi kroz uključenje parazitnog bipolarnog

tranzistora. Kapacitivnost oblasti osiromašenja body-drain diode koja se širi kroz epi sloj (sl. 14)

označena je na sl. 13 i 14 kao CDB, a ona se praktično javlja između baze bipolarnog i drejna

MOS tranzistora. Punjenje ove kapacitivnosti prilikom pojave strmog naponskog impulsa na

drejnu dovodi do pojave struje I2 = CDB·dv/dt koja teče kroz raspodeljenu otpornost body oblasti

(baza bipolarnog tranzistora) RB, stvarajući na njoj (odnosno između baze i emitora bipolarnog

tranzistora) pad napona:

dt

dvCRIRV DBBBBE 2 . (8)

Parazitni bipolarni tranzistor se uključuje ukoliko ovaj pad napona dostigne ili premaši vrednost

od približno 0.7 V koji je dovoljan da direktno polariše bazno-emitorski spoj. Po analogiji sa

prethodnim mehanizmom, dv/dt moć MOS tranzistora snage je u ovom slučaju ograničena na

vrednost definisanu izrazom:

64

BDBCRdt

dv 7.0 . (9)

Probojni napon VDMOS tranzistora u slučaju velike vrednosti RB i prebrzog porasta napona na

drejnu bio bi ograničen na vrednost probojnog napona bipolarnog tranzistora u sprezi sa

otvorenom bazom. Ukoliko napon koji se dovede na drejn premaši vrednost probojnog napona

bipolarnog tranzistora sa otvorenom bazom, komponenta ulazi u lavinski proboj i može biti

uništena ukoliko struja nije ograničena spoljnim kolom. Da bi se povećala dv/dt moć VDMOS

tranzistora potrebno je smanjiti baznu otpornost, što je moguće postići povećanjem nivoa

dopiranja body oblasti i/ili smanjivanjem njenih lateralnih dimenzija (kraće rastojanje za lateralni

tok struje I2 do metalnog kontakta sorsa, sl. 14). Kao i kod prethodnog mehanizma, i u ovom

slučaju dv/dt moć VDMOS tranzistora opada sa temperaturom zato što bazna otpornost RB raste,

a pad napona direktno polarisanog bazno-emitorskog spoja VBE opada sa porastom temperature.

Oblast bezbednog rada (SOA) VDMOS tranzistora snage

Kao i u slučaju bipolarnog tranzistora, oblast bezbednog rada definiše granične vrednosti

struje i napona kojim se VDMOS tranzistor može kratkotrajno opteretiti a da pri tom ne nastupi

sekundarni proboj. Kao što je ilustrovano na sl. 15, ove granične vrednosti su pak definisane

maksimalno dozvoljenim vrednostima struje, napona i snage. Ukoliko je VDMOS tranzistor u

isto vreme izložen visokom naponu i jakoj struji,

moguć je sekundarni proboj kao posledica

uključenja parazitnog BT. Sekundarni proboj se

ipak ne javlja kod dobro projektovanih

savremenih komponenata zato što su kod njih

optimizovani parametri od kojih zavisi neželjeno

uključenje BT, pre svega lateralna otpornost

body oblasti, tj. bazna otpornost RB. Kao što je

već istaknuto, ova otpornost mora biti mala da

ne bi nastupilo dv/dt uključenje parazitnog BT.

Ako je bazna otpornost dovoljno mala da dv/dt

efekat bude eliminisan, onda je SOA

maksimalna i definišu je isključivo uslovi

termičke stabilnosti rada, odnosno maksimalna

dozvoljena snaga disipacije VDMOS tranzistora.

Kao što se može videti sa sl. 15, SOA postaje

sve šira ukoliko je kraće trajanje impulsa tokom

koga je tranzistor uključen.

Sl. 15: Oblast bezbednog rada VDMOS tranzistora.

65

BIPOLARNI TRANZISTOR SA IZOLOVANIM GEJTOM - IGBT

Naziv komponente potiče od originalnog izraza Insulated Gate Bipolar Transistor,

skraćeno IGBT. U starijoj literaturi IGBT se nalazi i pod nazivima: IGT (Insulated Gate

Transistor), COMFET (Conductivity Modulated FET) i GEMFET (Gain Enhanced MOSFET).

IGBT u suštini predstavlja kombinaciju snažnog vertikalnog MOSFET-a i bipolarnog

tranzistora. Ideja je bila da se dobije komponenta koja bi bila naponska kontrolisana kao MOS

tranzistor i ujedno mogla da provodi velike struje kao BTS. Prvi pokušaji da se ove komponente

kombinuju išli su u pravcu razvoja tzv. Darlingtonove konfiguracije sa MOS tranzistorom na

ulazu i snažnim bipolarnim tranzistorom na izlazu. Pri tom su najpre korišćene diskretne

komponente, a potom su pravljeni izvesni pokušaji i u tehnologiji integrisanih kola, ali ni u

jednom od ovih pokušaja nisu postignuta značajnija povećanja gustine struje. Prava šansa da se

kombinuju jednostavnost upravljanja (naponska kontrola) svojstvena MOS tranzistoru i

sposobnost provođenja velikih struja BT-a pojavila se tek nakon što je razvijen VDMOSFET.

Struktura i princip rada IGBT-a

Kao što se može videti na slikama 1 i 2, dizajn IGBT-a se od n-kanalnog VDMOS

tranzistora razlikuje samo utoliko što se umesto n+ koristi p+ supstrat, dok je sve ostalo

preslikano sa VDMOSFET-a. Kao i kod VDMOSFET-a, na supstratu se vrši narastanje

epitaksijalnog sloj n-, u koji se potom vrši difuzija p+ body oblasti (baza), a zatim kroz isti otvor

u oksidu sledi dvostruka difuzija (p i n+), formiranje polikristalnog gejta, itd. U ovoj strukturi

lako je prepoznati MOSFET i p-n-p BT (supstrat-epi-baza), ali se kao i u slučaju VDMOSFET-a

može uočiti i parazitni n-p-n BT (n+-baza-epi). Od parazitnih elemenata takođe uočavamo

raspodeljenu otpornost baze (Rsh) i parazitni JFET, koji nije od velikog značaja. Ekvivalentno

kolo IGBT-a je prikazano na slici 3. Osim gejta, IGBT ima još dva izvoda: emitor (sors

MOSFET-a i kolektor BT-a) i kolektor (drejn MOSFET-a i emitor BT-a).

Sl. 1: IGBT: (a) poprečni presek; (b) simbol; (c) tipične izlazne i prenosne I-V karakteristike.

Sl. 2: Presek kroz aktivnu oblast IGBT-a. Sl. 3: Ekvivalentno kolo IGBT-a.

66

Normalna polarizacija IGBT-a podrazumeva pozitivan napon na kolektorskom izvodu, a

time i na drejnu MOSFET-a. Ako se na gejt dovede pozitivan napon veći od napona praga, u bazi

(p-body) se između n+ oblasti (sors) i epitaksijalnog sloja (n oblast) formira provodni kanal

MOSFET-a kroz koji teče struja elektrona. Ova struja dalje protiče kroz n-epi sloj, odnosno bazu

BT-a, čime se direktno polariše bazno-emitorski spoj p-n-p BT-a i dolazi do injekcije šupljine iz

p+ supstrata (emitor BT-a). Ovom injekcijom manjinskih nosilaca praktično se redukuje redna

otpornost cele strukture, čime je omogućeno provođenje znatno veće struje nego u slučaju

VDMOS tranzistora sličnih dimenzija.

Posmatrajmo sada uprošćeno ekvivalentno kolo dato na sl. 4 koje je primenljivo ako su

otpornosti kanala (Rch) i p-oblasti baze (Rsh) zanemarljivo male tako da se parazitni n-p-n BT ne

Sl. 4: Uprošćeno ekvivalentno kolo IGBT-a.

može aktivirati. Ako imamo u vidu da je In struja kroz kanal MOS strukture, tj. struja baze p-n-p

BT-a, Ip struja šupljina, a strujno pojačanje BT-a u sprezi sa zajedničkom bazom, onda je:

np II

1, (1)

1

npnCE

IIIII , (2)

chTGEoxeffn VVVCL

WI )( . (3)

Na osnovu (2) i (3):

chTGE

oxeff

C VVVC

L

WI )(

1

. (4)

Za TGEch VVV , kolektorska struja ulazi u zasićenje i jednaka je:

2)(12

1TGE

oxeff

Csat VVC

L

WI

, (5)

gde je 2

1

0

2

11

BS

ASi

ox

Nq

C

i iznosi približno 4 kod snažnih MOS tranzistora, a BS je razlika

potencijala između unutrašnjeg dela p oblasti kanala i površine poluprovodnika u blizini sorsa.

Transkonduktansa IGBT-a je:

)(1

TGE

oxeff

GE

Cm VV

C

L

W

dV

dIg

. (6)

Pošto je tipična vrednost strujnog pojačanja 0.5, proizilazi da je transkonduktansa IGBT-a

oko dva puta veća nego u slučaju MOSFET-a slične konstrukcije.

Glavni provodni put kroz IGBT može se uprošćeno modelirati kao dioda u rednoj vezi sa

MOS tranzistorom, pa se ukupni pad napona na IGBT-u u provodnom stanju može predstaviti

kao zbir pada napona na kanalu MOS tranzistora i pada napona na direktno polarisanoj diodi:

FchonCE VVV )( . (7)

67

Pad napona na direktno polarisanoj diodi VF može se aproksimirati kao zbir napona provođenja

(praga) diode Vt i pada napona na diferencijalnoj otpornosti rd. S obzirom da rd ima pozitivni

temperaturni koeficijent, jednostavno paralelno povezivanje velikog broja elementarnih ćelija

moguće je kao kod snažnih VDMOS tranzistora. Inače, VCE(on) raste sa porastom odnosa širine

baze i difuzione dužine nosilaca, a strujno-naponske karakteristike u velikoj meri zavise od

vremena života nosilaca kao kod svih bipolarnih komponenata.

Probojni napon, koji se često naziva i maksimalni napon zakočenja (blocking voltage)

IGBT-a, ograničen je vrednošću probojnog napona VCE0 p-n-p tranzistora. Da bi se postigle niske

vrednosti napona u provodnom stanju (on-state) VCE(on) i visoke vrednosti napona u zakočenom

stanju (blocking-state), vrši se modifikacija osnovne strukture formiranjem dodatne n+ oblasti

širine oko 10 m između p+ kolektora i n- epi sloja (sl. 5), čime se redukuje efikasnost injekcije

emitora p-n-p tranzistora, a on-state napon povećava samo neznatno. Ovaj tip IGBT-a se naziva

punch-through IGBT.

U dosadašnjem razmatranju zanemarili smo parazitni n-p-n BT. Međutim, u praksi deo

struje ipak protiče kroz Rsh (sl. 6), usled čega se (čak i kad je ova otpornost mala) bazno-

emitorski spoj parazitnog BT-a direktno polariše. Kao što se može videti na sl. 3, dva BT-a

formiraju tiristorsku strukturu n+-p-n-p+. Pad napona na otpornosti Rsh raste sa porastom

kolektorske struje, tako da pri izvesnoj dovoljno velikoj vrednosti kolektorske struje (kritična

struja) uslovi za aktiviranje n+-p-n-p+ strukture postaju ispunjeni i tiristor se uključuje. Ovaj

neželjeni efekat se naziva latch-up, a kada do njega dođe IGBT se više ne može kontrolisati

naponom na gejtu, tj. nemoguće ga je isključiti ukidanjem napona na gejtu. Vrednost kritične

struje je direktno srazmerna debljini p oblasti, a obrnuto srazmerna njenoj specifičnoj otpornosti i

dužini provodnog puta ispod n+ emitora parazitnog BT-a.

Sl. 5: Poprečni presek punch-through IGBT-a. Sl. 6: Ilustracija latch-up efekta kod IGBT-a.

Dinamičke karakteristike IGBT-a

Tipični talasni oblici struja i napona pri uključivanju (turn-on) i isključivanju (turn-off)

IGBT-a dati su na sl. 7. Početak procesa uključenja IGBT-a odvija se slično kao kod MOS

tranzistora: kada se na gejt dovede napon veći od napona praga, počinje da se puni ulazna

kapacitivnost, tj. počinje da teče struja kroz MOSFET koja ujedno predstavlja struju baze BT-a.

Kolektorska struja BT-a počne da teče posle izvesnog vremena (kašnjenje, delay) koje je

definisano vremenom prelaska nosilaca kroz bazu. S obzirom da je baza veoma uska, ovo

kašnjenje je zanemarljivo malo, tako da je kašnjenje IGBT-a pri uključenju praktično jednako

kašnjenju MOSFET-a. Kolektorska struja nakon ovoga raste veoma brzo usled dodatne injekcije

manjinskih nosilaca, tako da se proces uključenja brzo okončava. Ovde treba istaći da su, u

poređenju sa MOSFET-om sličnih mogućnosti u pogledu provođenja struje, dimenzije čipa

IGBT-a znatno manje, pa su samim tim manje i parazitne kapacitivnosti koje treba napuniti.

Prema tome, uključenje IGBT-a je veoma brzo, a gubici su relativno mali.

68

a) b)

Sl. 7: Talasni oblici u toku (a) uključenja i (b) isključenja IGBT-a.

Znatno veća pažnja mora se posvetiti procesu isključenja IGBT-a. Naime, dok je IGBT u

uključenom stanju, u n bazi BT-a se akumulira velika količina viška nosilaca kao posledica

injekcije šupljina iz p+ emitora, tj. nadkoncentracije nosilaca u bazi su veoma visoke kao i kod

običnog BT-a. Kada se isključi (ili invertuje) polarizacija gejta, napon VGE ne pada trenutno jer je

potrebno vreme da se isprazni kapacitivnost gejta, i kanal se prekida kada VGE padne ispod

vrednosti napona praga. Napon VCE počinje da raste, a u trenutku prekida kanala kolektorska

struja se samnji za iznos IC=In. U poređenju sa BT-om, kod IGBT-a ne postoji mogućnost

proticanja negativne bazne struje koja bi odvukla višak nosilaca akumuliranih u bazi. Prema

tome, znatno veća količina naelektrisanja mora biti eliminisana kroz kolektorski spoj nego u

slučaju BT-a sa sličnom širinom baze i vremenom života nosilaca. Kolektorska struja IGBT-a

opada po eksponencijalnom zakonu:

)/exp()0()( effCC tItI . (8)

Na ovu struju, koja se naziva “tail current”, nadovezuje se i struja pomeraja usled dinamičke

promene napona na kolektoru (dVCE/dt). Inače, jasno je da tail current i struja pomeraja značajno

doprinose povećanju prekidačkih gubitaka. Struja pomeraja zavisi od brzine promene napona

VCE, tj. od dVCE/dt. Ova struja teče lateralno kroz bazu parazitnog n-p-n tranzistora, formirajući

struju gejta parazitnog tiristora koji može da se uključi ako struja prekorači kritičnu vrednost.

Prema tome, poželjno je da dVCE/dt u toku turn-off procesa ne bude preveliko i treba ga na neki

način redukovati. Postoji analiza koja pokazuje da brzina promene kolektorskog napona, kao i

brzina opadanja struje u kanalu MOS strukture, zavise od vremenske konstante RGCGC (sl. 8).

Ukupna otpornost gejta može se menjati promenom vrednosti eksternog otpornika u kolu gejta,

pa prema tome, da bi se smanjila brzina porasta napona VCE i smanjili gubici u toku isključenja

IGBT-a, u kolo gejta treba staviti veliku otpornost. Međutim, time se smanjuje brzina uključenja.

Problem se rešava na način ilustrovan na sl. 9: mala redna otpornost Ron u kolu gejta omogućava

brzo uključenje IGBT-a, a dVCE/dt se smanjuje ubacivanjem otpornika Roff velike otpornosti.

69

Sl. 8: Parazitne kapacitivnosti svojstvene IGBT-u. Sl. 9: Kolo gejta sa malim Ron i velikim Roff.

Dodatni dinamički fenomen koji može da izazove neželjeno uključenje IGBT-a može se

javiti pri ponovljenoj primeni brzo rastućeg blocking napona u kratkom vremenskom intervalu.

U ovom slučaju IGBT se modelira ekvivalentnim kolom sa sl. 10. U toku porasta napona VCE,

kapacitivnost CGE se puni kroz CGC i istovremeno prazni kroz RGE. Ako je otpornost RGE velika,

pražnjenje se odvija sporo, tako da CGE i ne stigne da se isprazni pre nego što naiđe sledeći

impuls. Stoga napon na CGE (tj. napon na gejtu) progresivno raste sa svakim novim impulsom i

može da poraste iznad vrednosti napona praga i uključi IGBT. Ako na ovaj način dođe do

uključenja, javlja se značajna disipacija (odnosno gubici) čak i ako IGBT ostane u uključenom

stanju za vrlo kratko vreme. Ovo se može sprečiti smanjivanjem otpornosti RGE ili dovođenjem

negativnog napona na gejt, tipično -5 V, koji eliminiše svaku mogućnost da napon na gejtu

dostigne vrednost napona praga.

Sl. 10. Ekvivalentno kolo za modeliranje uticaja dVCE/dt na uključenje IGBT-a.

U slučaju punch-through (PT) IGBT-a, oblast osiromašenja se širi kroz ceo n-epi sloj, a

dalje širenje se zaustavlja n+ slojem. Kod ove strukture neophodno je, da bi se skratilo vreme

prekidanja, skratiti vreme života manjinskih nosilaca. Ovo se može postići na jedan od ranije

opisanih načina, npr. pomoću elektronskog zračenja. S druge strane, kod non-punch-through

(NPT) struktura, n-epi sloj mora da bude dovoljno širok da se punch-through efekat ne javi ni

pod kojim uslovima rada komponente. Povećanjem širine epi oblasti se, međutim, povećava

redna otpornost, tako da NPT IGBT ima veći pad napona u provodnom stanju. Proces izrade

NPT IGBT-a je, međutim, jednostavniji/jeftiniji i nije neophodna redukcija vremena života

manjinskih nosilaca. Obe tehnologije, PT i NPT, su gotovo jednako zastupljene u izradi IGBT-a

za napone do oko 1200 V. Za visokonaponske komponente (2-3 kV) pogodnija je NPT

tehnologija. Međutim, za vrlo visoke napone (oko 4.5 kV), epi sloj bi morao da bude veoma

debeo (oko 650 m), čime bi se pad napona u provodnom stanju znatno povećao i doveo do

neprihvatljivog nivoa gubitaka. U ovom slučaju se ponovo pribegava PT tehnologiji, a u cilju

70

poboljšanja prekidačkih karakteristika se p+ oblast kolektora pravi veoma tankom da bi je

manjinski nosioci brzo prelazili i dolazili do metala bez rekombinacije.

Oblast bezbednog rada IGBT-a

Oblast bezbednog rada (SOA) je kod IGBT-a ograničena maksimalnom dozvoljenom

snagom i neophodnošću da se izbegne sekundarni proboj. Ćelijska strukura IGBT-a omogućava

veću otpornost na sekundarni proboj. Frekventna zavisnost parametara je funkcija prekidačkih

gubitaka (tj. gubitaka u toku uključenja i isključenja) IGBT-a, pri čemu kao i kod MOSFET-a,

maksimalna radna struja opada sa porastom frekvencije. Iako može da provodi veće struje od

snažnog VDMOS tranzistora, IGBT ima lošiju frekventnu karakteristiku zbog sporijeg

isključivanja (tail current). Videti sl. 11 radi poređenja.

a) b)

Sl. 11: Poređenje (a) maksimalnih struja i napona (SOA) i (b) maksimalnih gustina struje u funkciji

maksimalne radne frekvencije kod MOSFET-a, IGBT-a i tiristora.

71

STATIČKE INDUKCIONE KOMPONENTE SNAGE

Statički indukcioni tranzistor (SIT)

Statički indukcioni tranzistor (SIT) u osnovi predstavlja snažni kratkokanalni JFET.

Struktura i I-V karakteristike konvencionalnog JFET-a za male signale prikazane su na sl. 1.

JFET je normalno u provodnom stanju, a struja protiče kroz kanal formiran u epitaksijalnoj n-

oblasti ispod p+-oblasti gejta. Primenom negativnog napona na gejt dolazi do širenja oblasti

prostornog naelektrisanja p+-n spoja, čime se sužava provodni kanal i redukuje struja. Pri

dovoljno velikim vrednostima negativnog napona na gejtu kanal se potpuno prekida i prestaje

protok struje. Nivoi snage koje doseže konvencionalni JFET su ograničeni ovim lateralnim

protokom (kanal je dugačak i ima relativno veliku otpornost), pa ovakva struktura nije pogodna

za primene gde se zahtevaju visoki nivoi napona i struje.

Sl. 1: Konvencionalni JFET: a) topologija; b) poprečni Sl. 2: Statički indukcioni tranzistor: a) poprečni presek

presek; c) simbol; d) tipične I-V karakteristike. komponente sa ukopanim gejtom; b) simbol; c) tipične

I-V karakteristike.

Da bi se navedena ograničenja prevazišla, razvijena je struktura sa kratkim kanalom,

znatno pogodnija za veće snage, u kojoj struja teče vertikalno i koja je nazvana statički

indukcioni tranzistor (SIT). Na sl. 2 prikazan je poprečni presek i I-V karakteristike SIT-a sa

ukopanim gejtom, dok sl. 3 prikazuje dve alternativne verzije ove komponente. Kao i kod JFET-

a, modulacija širine kanala vrši se naponom na gejtu: negativni napon sužava i zatvara kanal, a

kanal se širi isključenjem napona na gejtu ili primenom pozitivnog napona (sl. 4). Pošto je kanal

veoma kratak, oblast osiromašenja se može smatrati potencijalnom barijerom za protok

elektrona, pri čemu je visina barijere linearna funkcija napona VGS i VDS : VB = VGS + VDS, gde

su i konstante koje zavise od geometrije i profila primesa. Struju dakle čine elektroni koji

imaju kinetičku energiju dovoljnu da savladaju barijeru: J=J0exp(-qVB/kT), a otuda se I-V

72

karakteristike značajno razlikuju od karakteristika JFET-a. Treba takođe imati u vidu da se SIT

često pravi sa veoma niskom koncentracijom donora u epitaksijalnoj n-oblasti i veoma malim

rastojanjem (1-10 m) između p-n spojeva gejta, tako da se potencijalna barijera formira i bez

negativnog napona na gejtu, prosto kao rezultat difuzionog potencijala p-n spojeva.

Sl. 3: Alternativni dizajn statičkog indukcionog tranzistora: a) planarna struktura; b) U-kanalna (trench)

struktura (USIT).

S obzirom da u provođenju učestvuju samo većinski nosioci, frekventna zavisnost

parametara, kao što je npr. stepen pojačanja, određena je uglavnom kapacitivnošću p-n spojeva i

otpornošću slojeva. Ekvivalentno kolo SIT-a prikazano je na sl. 5. Frekvencija prekidanja najviše

zavisi od kapacitivnosti CGS i otpornosti RS ( )2/(1 SGSm RCf ), a obe veličine su funkcije

napona na gejtu (CGS opada, a RS raste sa porastom napona na gejtu). Brzina prekidanja je u

opštem slučaju znatno veća nego kod bipolarnog tranzistora, pa se SIT koristi u kolima gde se

zahteva veća brzina rada.

Sl. 4: Modulacija širine kanala SIT-a naponom na gejtu. Sl. 5: Ekvivalentno kolo SIT-a.

Otpornost kanala SIT-a u provodnom stanju Ron (otpornost uključenja) raste sa porastom

temperature (RonT5/2), što je povoljno za paralelno povezivanje komponenata. Visokonaponske

komponente zahtevaju široku i slabo dopiranu n-oblast, ali se time povećava Ron i ograničava

mogućnost provođenja velikih struja. Ron se može smanjiti čak za nekoliko redova veličine ako

se spoj gejt-sors polariše direktno; time se postiže dodatna injekcija nosilaca iz p+ i n+ oblasti u

epitaksijalni n-sloj i imamo slične uslove kao kod p-i-n diode. Međutim, ova dodatna injekcija

viška nosilaca ograničava rad na visokim frekvencijama koji u ovim uslovima zavisi od vremena

života nosilaca. SIT specijalno projektovan da radi sa direktno polarisanim spojem gejt-sors

naziva se bipolarni SIT (BSIT). Ova komponenta je jos uvek u razvoju i za sada nema značajnu

primenu.

73

Poljem-kontrolisana dioda (FCD) ili statički indukcioni tiristor (SITh)

SITh je komponenta sa tri elektrode izvedena iz SIT-a; jedina razlika u strukturi je što se za

SITh koristi p+ supstrat umesto n+ supstrata (sl. 6 i 7). Ova prosta izmena dizajna, međutim,

značajno menja princip rada i radikalno smanjuje Ron usled pojave bipolarne injekcije nosilaca.

Primenom negativnog napona između gejta i katode kreira se potencijalna barijera koja

sužava provodni kanal na n+-n spoju. Ako je ovaj negativan napon dovoljno visok, kanal je

blokiran, a šupljine koje uđu u oblast osiromašenja na spoju gejta kreću se dalje kroz oblast gejta

do kontakta gejta. S druge strane, ako je VGK 0, uklanja se barijera i otvara provodni kanal

između n+ i n slojeva i dolazi do bipolarne injekcije iz p+ i n+ oblasti. I-V karakteristike u

provodnom stanju su, prema tome, slične karakteristikama p+nn+ diode (IA = I0exp(-qVB/kT)), i

zavise uglavnom od rastojanja između n+-katode i p+-anode i vremena života injektovanih

nosilaca. Pad napona u provodnom stanju se može smanjiti smanjenjem rastojanja između anode

i katode tako što se uvodi dodatni sloj niske otpornosti (tzv. stop sloj: n+ oblast između p+

supstrata i epitaksijalnog n-sloja na sl. 6.c - asimetrična struktura).

Sl. 6: Osnovna struktura statičkog indukcionog tiristora: a) u planarnoj geometriji; b) u meza-geometriji;

c) asimetrični SITh.

Sl. 7: Struktura SITh-a sa ukopanim gejtom. Sl. 8. Talasni oblici struja i napona u toku isključenja SITh-a.

Kao i kod konvencionalnog tiristora, da bi se SITh iz provodnog (on-state) vratio u

neprovodno stanje (blocking state) potrebno je prekinuti bipolarnu injekciju nosilaca. To ne

može da se postigne prostim isključenjem pozitivnog napona na gejtu, već je neophodno dovesti

negativan napon na gejt ili izvršiti komutaciju anodne struje. Talasni oblici napona i struja pri

isključenju SITh-a su prikazani na sl. 8. Tipično, vreme isključenja SITh-a je reda veličine 1 s.

(c)

74

Sličnost sa konvencionalnim tiristorima ogleda se i u činjenici da prebrz porast napona

(dV/dT) može dovesti do neželjenog uključenja SITh-a zbog struje dielektričnog pomeraja

generisane u kolu gejta tokom punjenja kapacitivnosti oblasti prostornog naelektrisanja. Tipična

vrednost kritične brzine porasta napona (dVAK/dt)kr kod SITh-a je reda veličine 104 V/s, što je

ipak znatno bolje (veće) nego kod GTO tiristora i može se dalje poboljšati inverznom

polarizacijom gejta.

Prednost SITh-a u odnosu na GTO tiristor ogleda se i u tome što je potrebna i nešto manja

struja gejta da uključi komponentu. Tipično vreme uključenja je u opsegu 0.1-1 s, što je opet

znatno manje nego kod GTO tiristora. SITh je, dakle, značajno brži od konvencionalnih tiristora

i pogodniji za primenu u kolima koja zahtevaju visoke frekvencije prekidanja. Međutim, SITh za

sada nije našao široku primenu, pre svega zbog relativno komplikovane tehnologije i zahteva za

negativnim naponom kako bi se komponenta potpuno isključila.

75

MOS-KONTROLISANI TIRISTOR (MCT)

Poznato je da, od svih vrsta diskretnih poluprovodničkih komponenata, tiristori mogu da

provode najveće struje. Ovo je omogućeno nagomilavanjem velike količine viška

(nadkoncentracije) nosilaca na unutrašnjim slojevima tiristorske strukture gde se usled procesa

bipolarne injekcije nosilaca kreira plazma elektrona i šupljina. Nedostatak je što je, za

eliminaciju ovog naelektrisanja nagomilanog tokom uključenog stanja, pri isključivanju tiristora

neophodna ili inverzna anodna struja ili veliki impuls negativne struje gejta.

Varijanta tiristora koji se uključuje MOS strukturom prikazana je na sl. 1. Kod ovog tzv.

MOS-kontrolisanog tiristora (MC tiristor ili MCT) omogućeno je potpuno naponski-kontrolisano

prekidanje, i to kako uključivanje tako i isključivanje tiristora.

Posmatrajmo npr. p-kanalni MCT čija je struktura data na sl. 1 (c), sa anodom normalno

polarisanom pozitivno u odnosu na katodu. Kada se na gejt dovede pozitivni napon veći od

napona praga, p-oblast ispod gejta (Turn-on channel) je u stanju inverzije, a n-oblast (Turn-off

channel) u stanju akumulacije, što znači da n-kanalni MOS tranzistor vodi a p-kanalni ne vodi.

Struja teče kroz kanal NMOS tranzistora i kroz p-n-p BT (p-n-p+anoda), a time se aktivira i n+-p-

n BT i tiristor se uključi. U provodnom stanju tiristora oblasti između n+ i p+ slojeva su

preplavljene plazmom elektrona i šupljina. Kada se na gejt dovede negativni napon, p+ oblast

(katoda) postaje kratko-spojena sa p oblašću kroz inverzioni sloj (kanal) koji je stvoren u n+

oblasti, tako da uslovi za injekciju iz n+ emitorske oblasti nisu više ispunjeni i tiristor se

isključuje. Treba imati u vidu da tiristor može da se isključi i ako struja opadne ispod vrednosti

tzv. struje držanja. Veličina struje držanja kod tiristora zavisi od debljine slojeva, profila primesa

i vremena života nosilaca.

Veoma snažni MC tiristori dobijaju se paralelnim vezivanjem većeg broja ovakvih

struktura (elementarnih ćelija) kao kod IGBT-a i VDMOS tranzistora. Primer: razvijena je izrada

MC tiristora prečnika 80 mm, za napone do 5 kV i struje do 2 kA; sastoji se iz 144 paralelno

vezanih komponenata, a svaka ima po 441 ćeliju, i sve se uključuju jednim jedinim MOS

tranzistorom.

MC tiristori su još uvek u razvoju i tek se očekuje njihova masovna primena.

Sl. 1: a) poprečni presek i b) simbol n-kanalnog MC tiristora;

c) poprečni presek i d) simbol p-kanalnog MC tiristora.

INTELIGENTNE KOMPONENTE SNAGE

UVOD

Snažne poluprovodničke komponente se u principu koriste u sistemima koji kontrolišu

pretvaranje električne energije u neku drugu vrstu energije, obično mehaničku ili toplotnu, ili u

neki drugi oblik električne energije, npr. pretvaranje naizmeničnog u jednosmerni napon,

pretvaranje naizmeničnog napona u naizmenični napon različite frekvencije i/ili amplitude itd.

Takvi sistemi sastoje se iz više blokova, među kojima se, kao što ilustruje sl. 1, izdvajaju:

logički blok za upravljanje radom sistema,

blok za pretvaranje logičkih signala u analogne i njihovo pojačavanje do nivoa koji

omogućava upravljanje radom snažnih komponenata,

blok snažnih komponenata (blok snage),

uređaj(i) kojim(a) se upravlja (motori, displeji, lampe, relei, ventili, klima uređaji, itd.),

senzorsko-zaštitni blok za detekciju i zaštitu snažnih komponenata ili celog sistema od

naponskih i strujnih preopterećenja ili pregrevanja, kao i

senzorski blok za nadgledanje ispravnosti funkcionisanja uređaja na izlazu, a koji

normalno obezbeđuje povratnu spregu sa ulaznim upravljačkim blokom.

Evidentno je da blok snage u ovakvom sistemu ima ulogu interfejsa između

logičko/upravljačkog bloka i uređaja kojim se upravlja. Inače, u sistem je neophodno dodati još i

blok za napajanje koji treba da obezbedi odgovarajuće napone napajanja za svaki od pojedinih

blokova. Pri tome treba imati u vidu da i sam blok za napajanje sadrži komponente snage, a u

zavisnosti od zahteva koje treba da ispuni i složenosti sistema koji napaja, može da sadrži i svoje

sopstvene upravljačke, senzorske i zaštitne blokove.

Sl. 1: Blok dijagram snažnog elektronskog sistema (blok za napajanje nije prikazan, ali je neophodan).

Ukoliko je elektronsko kolo za blok snage realizovano korišćenjem diskretnih

komponenata snage, ono zauzima mnogo prostora čija zapremina zavisi od dimenzija kućišta

komponenata i odgovarajućih hladnjaka koji su neophodni da bi se obezbedilo efikasno

odvođenje toplote generisane disipacijom. Pri tome, neophodno je da komponente budu

međusobno električno izolovane jer mnoge od njih rade na različitim naponima, što komplikuje

odvođenje toplote. Osim toga, komponente su povezane spoljnim provodnicima koji u kolo

unose neželjene parazitne induktivnosti. Zbog svega toga, da bi kolo bilo prostije i kompaktnije,

poželjno je da komponente snage budu grupisane u obliku funkcionalnih jedinica u jedno

77

zajedničko kućište, čime se postižu značajne uštede u materijalu (kućišta, hladnjaci, izolacija,

provodnici) i istovremeno smanjuju gabariti kola. Ovo grupisanje komponenata, ili njihova

integracija, može biti sprovedeno primenom hibridnih tehnika, gde se integrišu individualne

komponente realizovane u različitim tehnologijama, ili tehnikom monolitnih integrisanih kola.

Pri tome, treba imati u vidu da neke od snažnih komponenata, koje u kolu tretiramo kao

diskretne (individualne) komponente, u svojoj strukturi već sadrže određeni stepen integracije.

Tipičan primer predstavlja integrisan Darlingtonov par bipolarnih tranzistora čija je struktura

ilustrovana na sl. 2. Osim tranzistora i otpornika u baznom kolu svakog od tranzistora, ova

struktura sadrži i integrisanu antiparalelnu diodu na izlazu koja štiti emitorski spoj od inverznog

proboja. Pored toga, komponente kao što su VDMOS tranzistor ili IGBT (sl. 3) su takođe

integrisane strukture koje se sastoje iz velikog broja elementarnih ćelija paralelno povezanih na

samom čipu. Oni sadrže i parazitne komponente, kao što su antiparalelna bodi-drejn dioda kod

VDMOS tranzistora ili tiristor (dvo-tranzistorska struktura) kod IGBT-a.

Sl. 2: Integrisana Darlingtonova struktura.

a) b) Sl. 3: Poprečni presek dve polućelije a) VDMOS tranzistora i b) IGBT-a.

Principi integracije komponenata snage

Povezivanje individualnih poluprovodničkih komponenata u funkcionalne jedinice može

biti sprovedeno na različite načine, u različitoj formi i sa različitim stepenom integracije. Pri

tome, moguće je međusobno povezati i smestiti u zajedničko kućište nekoliko snažnih

komponenata (moduli snage), kombinovati osnovno kolo snažnih komponenata sa upravljačkim

kolom uz pomoć hibridne tehnologije u nešto složeniji integrisani sistem koji je takođe smešten

u jedno zajedničko kućište (hibridna integrisana kola snage), ili pak izvršiti delimičnu ili potpunu

integraciju snažnih komponenata sa logičkim, upravljačkim, senzorskim i zaštitnim kolima u

monolitna integrisana kola snage. U zavisnosti od stepena integracije, osnovnih karakteristika i

funkcije koju obavljaju u sistemu, monolitna integrisana kola snage mogu se grubo podeliti u dve

relativno odvojene kategorije:

78

Visokonaponska integrisana kola, kod kojih su na istom čipu integrisane

visokonaponske komponente sa delom logičkih i upravljačkih kola, i

Inteligentna kola snage, kod kojih su na istom čipu integrisane komponente snage sa

logičkim, upravljačkim, senzorskim i zaštitnim kolima, a koja su stoga u principu

sposobna da u potpunosti upravljaju radom uređaja koji je priključen na njihovom

izlazu (motori, displeji, itd.).

I visokonaponska i inteligentna integrisana kola snage mogu biti projektovana i izrađena

kao standardna kola opšte namene, koja vrše određene funkcije i zadovoljavaju određeni skup

zahteva, a korisnik bira i donosi odluku koje će od raspoloživih kola najbolje odgovarati sistemu

u koji želi da ga ugradi. Osim toga, ona mogu biti projektovana i izrađena i kao application-

specific integrated circuits (ASICs), odnosno kola koja služe za jednu određenu, strogo

definisanu primenu (npr. proizvođač automobila može od proizvođača elektronskih

komponentata da naruči specijalno integrisano kolo koje će upravljati sistemom za paljenje samo

u automobilima koje on proizvodi).

Stepen integracije najviši je kod monolitnih inteligentnih integrisanih kola snage, te su

stoga ona najekonomičnija, ali je snaga koju ona mogu da kontrolišu relativno mala i ograničena

je na oko 1 kW. Da bi se upravljalo većim snagama, neophodna je primena hibridnih tehnologija

kojima je moguće integrisati diskretne komponente velike snage sa upravljačkim, senzorskim i

zaštitnim kolima u masivno zajedničko kućište sa odgovarajućim hladnjakom. Ovako izrađeni

hibridni moduli, koji po funkciji koju mogu da vrše odgovaraju monolitnim inteligentnim kolima

i da pri tom kontrolišu znatno veće snage, čak iznad 100 kW, nazivaju se inteligentnim

modulima snage.

Snažni moduli i hibridna integrisana kola snage

Modul snage (snažni modul) sačinjavaju dve ili više diskretnih komponenata snage koje su

međusobno električno povezane u funkcionalni blok i smeštene u zajedničko kućište. Osim

komponenata snage, u modul se po potrebi (u cilju vršenja odgovarajuće funkcije ili pobiljšanja

performansi modula) mogu povezati i druge komponente, npr. diode, otpornici, kondenzatori. S

obzirom da se u modul često povezuju različite komponente koje rade na različitim naponima,

podloga na koju su smeštene mora biti izrađena od elektro-izolacionog materijala koji

istovremeno, kao što ilustruje sl. 4, mora da ima dobru termičku provodnost kako bi toplota

generisana usled disipacije bila efikasno preneta na kućište i dalje na hladnjak. Na ovaj način,

Sl. 4: Protok toplote kroz izolatorsku podlogu.

sve komponente koje sačinjavaju funkcionalni blok mogu biti smeštene na jednu zajedničku

podlogu (supstrat), pri čemu su sve one električno izolovane od hladnjaka, a time i od šasije

uređaja kojim modul upravlja. U modul se ugrađuju komponente optimalnih parametara za datu

aplikaciju, ili se (ako je u pitanju neka jedinstvena aplikacija) razvijaju specijalne komponente

koje zadovoljavaju potrebe date aplikacije. Najznačajniji problem pri projektovanju modula je

kako optimizovati odvođenje toplote kroz izolacioni supstrat. Obično se kao supstrat koriste

pločice od keramičkih materijala kao što je Al2O3 (alumina), koji imaju relativno visoku

termičku provodnost. Keramika bazirana na aluminijumnitridu (AlN) znatno bolje provodi

toplotu od Al2O3, ali je i dosta skuplja.

U daljem tekstu biće navedeno i ukratko opisano nekoliko primera snažnih modula. Jedan

od najjednostavnijih ali često korišćenih modula snage dobija se paralelnim povezivanjem dva ili

više VDMOS tranzistora ili IGBT-a, čime se u stvari dobija veoma snažan prekidački element u

79

formi jedne jedine komponente. Sledeći primer snažnog prekidačkog modula u formi jedne

komponente je Darlingtonova konfiguracija u koju, kao što ilustruje sl. 5, mogu da se povezuju

snažni MOS i bipolarni ili samo bipolarni tranzistori, a koja može da se sastoji iz dva, tri ili više

stepena. Antiparalelna dioda na izlazu bipolarnog tranzistora služi da zaštiti emitorski spoj od

inverznog proboja, a dioda u ulaznom kolu da ubrza odvođenje viška nagomilanih nosilaca iz

baze bipolarnog tranzistora tokom isključivanja komponente, čime se u izvesnoj meri

poboljšavaju prekidačke karakteristike Darlingtona.

Sl. 5: Prekidačke komponente izrađene u formi modula snage: a) Darlingtonova sprega snažnog

MOSFET-a i bipolarnog tranzistora; b) trostepena Darlingtonova sprega bipolarnih tranzistora.

Nešto drugačiju formu modula snage predstavljaju moduli koji se takođe sastoje iz dve ili

više snažnih komponenata, ali su komponente povezane tako da čine funkcionalne blokove koje

je spoljnim provodnicima moguće dalje povezivati u različita snažna elektronska kola. Na sl. 6

Sl. 6: Primeri funkcionalnih blokova izrađenih u formi snažnih modula: a) par dioda; b) dioda i tiristor;

c) par tiristora; d) par inv. provodnih tiristora; e) IGBT invertor; f) invertor sa trostepenim darlingtonima.

80

ilustrovano je nekoliko primera ovakvih modula. Spoljno povezivanje pojedinih modula, kojim

se kompletira kolo i formira složenija funkcionalna jedinica, obično se obavlja nakon što se

moduli učvrste na zajednički hladnjak.

Druga mogućnost je da sve komponente koje čine osnovno elektronsko kolo snage, kao što

su recimo ispravljačka kola ili invertori, budu smeštene i kompletno povezane u kolo unutar

zajedničkog kućišta. Neki primeri takvih modula ilustrovani su na sl. 7.

Sl. 7: Primeri elektronskih kola snage izrađenih u formi snažnih modula: a) monofazni ispravljač;

b) trofazni ispravljač; c) monofazni kontrolisani ispravljač; d) trofazni kontrolisani ispravljač; e) MOS

invertor.

Primeri koji su do sada navedeni uključivali su module koji sadrže samo komponente

snage i njihovo grupisanje u snažna elektronska kola, pri čemu je svakom od ovih kola, da bi ono

funkcionisalo, neophodno pridodati odgovarajuće upravljačko kolo (driving circuit) i izvršiti

njihovo povezivanje spoljnim provodnicima. Sistemi višeg stepena integracije, kojim bi u istom

kućištu bilo povezano elektronsko kolo snage i kolo koje njime upravlja, mogu se realizovati

hibridnom tehnologijom. Ilustracija hibridnog integrisanog kola snage data je na sl. 8, pri čemu

treba uočiti da su upravljačko kolo i kolo sa komponentama snage smeštena na odvojenim

izolatorskim supstratima kako bi komponente upravljačkog kola bile barem delimično zaštićene

od pregrevanja izazvanog disipacijom u kolu snage. Oba supstrata sa kolima leže na zajedničkoj

Sl. 8: Hibridno integrisano kolo snage.

81

osnovi, a pogodnim izborom veličine i načina postavljanja hladnjaka dobar deo suvišne toplote

se sa komponenata snage preusmerava na hladnjak, tako da komponente u upravljačkom kolu i

dalje mogu da funkcionišu na temperaturama koje ne prelaze vrednost njihove maksimalne

dozvoljene temperature.

Hibridna tehnologija iskorišćena je i za realizaciju tzv. poluprovodničkog relea (solid-state

relay – SSR) kod koga su ulazni i izlazni kontakti potpuno izolovani jedni od drugih, a koji je

šematski ilustrovan na sl. 9. Ovi relei su mnogo brži i pouzdaniji od konvencionalnih, dok im je

nedostatak u tome što zahtevaju hlađenje zbog velike disipacije u uključenom stanju.

Poluprovodnički relei proizvode se kao prekidači za jednosmerne i naizmenične (monofazne i

trofazne) napone, i to za struje u opsegu od 1-10 A, dok povezani u module mogu da izdrže i do

100 A. Inače, SSR funkcioniše tako što se ulazna struja propušta kroz LED (light emmitting

diode), a svetlost koju ona emituje detektuje fototranzistor u njenoj blizini. Kad fototranzistor

provede, on okida naponski modul koji generiše odgovarajuću struju ili napon u upravljačkom

kolu komponente snage, tako da ona prelazi u provodno stanje. Kao komponente snage mogu da

se koriste triaci, bipolarni tranzistori, VDMOS tranzistori ili IGBT-i.

Sl. 9: Poluprovodnički rele (SSR).

Kaskadna veza snažnog MOSFET-a i bipolarnog tranzistora snage ili GTO tiristora, koje

su prikazane na sl. 10, su takođe korisna hibridna kola. Snažan prekidač dobijen kaskadnom

vezom sa MOS tranzistorom ima bolje karakteristike nego što ih imaju bipolarni tranzistor ili

GTO pojedinačno. U kombinaciji sa bipolarnim tranzistorom, MOSFET doprinosi povećanju

vrednosti probojnog napona BT-a (VCE(BR)=VCB0>VCE0) i smanjuje mogućnost sekundarnog

proboja BT-a prilikom isključivanja. Osim toga, MOS tranzistor značajno doprinosi skraćenju

vremena isključenja prekidača jer on prelazi iz provodnog u neprovodno stanje veoma brzo (u

odnosu na BT, to je gotovo trenutno), a njegovim isključenjem emitor BT-a postaje praktično

izolovan, što znači da se proces isključenja prekidača skoro da svodi na isključenje MOSFET-a.

Na sličan način MOS tranzistor utiče na skraćenje vremena isključenja i u kaskadnoj vezi sa

GTO tiristorom. U oba slučaja, veoma bitan element kola je Zener dioda, koja štiti MOSFET od

naponskog preopterećenja tokom procesa isključivanja i u periodu kada je prekidač u

isključenom stanju. Maksimalna struja u provodnom stanju ograničena je mogućnostima

MOSFET-a, ali prisustvo zaštitne Zener diode (koja praktično eliminiše mogućnost proboja

MOSFET-a) omogućava da se u kolo stavi MOSFET sa malim probojnim naponom, a to znači i

sa malom vrednošću otpornosti uključenja, odnosno, mogućnošću provođenja velikih struja.

a) b) Sl. 10. Kaskadna veza MOS tranzistora snage u hibridnom kolu sa: a) bipolarnim tranzistorom; b) GTO

tiristorom.

82

Hibridna tehnologija omogućava integraciju bloka snažnih komponenata sa logičko-

upravljačkim i senzorsko-zaštitnim blokovima u snažan inteligentni modul, čija je ilustracija data

na sl. 11. Na osnovu kućišta zalemljena je DBC keramička podloga visoke toplotne provodnosti

na koju su smešteni čipovi sa snažnim komponentama. Provodne veze između pojedinih čipova

u bloku snage ostvarene su pomoću bakarnih linija formiranih tehnikom štampe na DBC podlozi

i/ili bondiranjem žičnih provodnika. Blok snage je bondiranjem povezan sa izvodima koji se

nalaze ugrađeni u bočnim zidovima kućišta, pri čemu neki od ovih izvoda služe kao spoljni

izvodi bloka snage, a preostali za povezivanje sa logičko-upravljačkim i senzorsko-zaštitnim

blokovima koji su smešteni na štampanoj ploči iznad bloka snage. Logički blok ima svoje

spoljne izvode (signalni izvodi). Donji deo unutrašnjosti kućišta ispunjen je silikonskim gelom

radi zaštite komponenata snage i metalnih veza od spoljnih uticaja (vlaga, korozija, dodir, itd.), a

modul je na kraju zatvoren utiskivanjem plastičnog poklopca.

Sl. 11: Inteligentni modul snage realizovan hibridnom tehnologijom.

Monolitna integrisana kola snage

U odnosu na snažna elektronska kola i sisteme sačinjene od diskretnih komponenata,

snažni moduli i hibridna integrisana kola u opštem slučaju predstavljaju prilično ekonomičnije i

pouzdanije, ali ne i najoptimalnije rešenje. Prava optimizacija može se postići jedino

tehnologijom monolitnih integrisanih kola kojom se na istom čipu integrišu komponente snage

sa upravljačkom logikom i senzorskim i zaštitnim blokovima, čime se štedi na skupim i

glomaznim kućištima, smanjuje potreban prostor, eliminišu štampane i žične provodne veze

(koje mogu biti nepouzdane, a uz to unose i nepoželjne parazitne otpornosti i induktivnosti),

povećava efikasnost senzorsko-zaštitnog bloka (jer se nalazi na samom čipu, u neposrednoj

blizini komponenata koje štiti) i značajno podiže pouzdanost rada. Uz sve ovo, monolitna

integrisana kola imaju mnogo manju potrošnju energije od kola realizovanih od diskretnih ili

hibridnih komponenata.

Kao što smo ranije pomenuli, u zavisnosti od stepena integracije, osnovnih karakteristika i

funkcije koju obavljaju u sistemu, možemo razlikovati dve kategorije monolitnih integrisanih

kola snage. Jednu čine visokonaponska integrisana kola (high voltage ICs), koja se uopšteno

mogu definisati kao monolitni čip koji, u najprostijem slučaju, sadrži samo visokonaponske

komponente, a najčešće i visokonaponske komponente (blok snage) i niskonaponske

komponente koje čine barem jedan deo logičko-upravljačkog bloka. Visokonaponska integrisana

kola namenjena su uglavnom za kontrolu elektromotora, displeja, izvora za napajanje,

telekomunikacionih uređaja, itd. Pri tome, veoma je bitno imati u vidu da su ova kola

projektovana tako da funkcionišu pri visokim naponima napajanja, dok na izlazu mogu da daju i

relativno male struje. To u suštini znači da je kod visokonaponskih kola prioritetan napon, a ne

83

snaga na izlazu, koja u opštem slučaju i nije naročito visoka i najčešće ne premašuje 100 W.

Stoga je mogućnost njihove primena za direktno upravljanje ograničena na manje potrošače,

recimo slabije elektromotore. Međutim, s obzirom da u sebi integrišu logičko-upravljački blok,

visokonaponskim izlazom ovih kola može se veoma efikasno kontrolisati snažna diskretna

komponenta (obično VDMOS tranzistor ili IGBT) koja obezbeđuje adekvatno pojačanje izlazne

snage za upravljanje radom većih potrošača. Drugim rečima, visokonaponska kola predstavljaju

jedan kompaktan i efikasan integrisani upravljački interfejs koji, upravljajući radom diskretne

komponente snage, upravlja radom potrošača snage.

Drugu značajnu kategoriju monolitnih integrisanih kola predstavljaju tzv. inteligentna kola

snage (smart power ICs), kod kojih je izvršena praktična realizacija koncepta sistem-na-čipu

(SOC, system-on-a-chip) tako što su na istom čipu integrisane komponente snage sa logičkim,

upravljačkim, senzorskim i zaštitnim kolima. Stoga su ova kola u principu sposobna da u

potpunosti upravljaju radom uređaja koji je priključen na njihovom izlazu. I inteligentna kola

sadrže, dakle, visokonaponske komponente snage, a osnovna razlika u odnosu na prethodnu

kategoriju je u tome što je inteligentno kolo u stanju da detektuje stanje sistema (pomoću

temperaturnih, naponskih i strujnih senzora koje sadrži) i uključuje prisustvo integrisanog bloka

koji ga aktivno štiti od prevelikog porasta temperature i previsokih napona i struja. Uz to,

inteligentno kolo snage sadrži i dodatni senzorski blok za nadzor ispravnosti rada uređaja

priključenog na izlazu, koji je povratnom vezom spojen sa upravljačkom logikom, čime je

omogućena efikasnija kontrola i podešavanje izlaza (struja/napon) bloka snage, a u kritičnim

situacijama i njegovo isključenje. Inteligentna kola snage namenjena su za kontrolu brojnih

uređaja u automobilima, industriji, domaćinstvu (mašine za pranje, klima uređaji, audio/video

uređaji, usisivači, ...) itd. Ilustracije radi, u tabeli 1 navedeni su brojni elektronski uređaji prisutni

u savremenim i budućim automobilima, od kojih mnogi mogu biti realizovani u vidu

inteligentnih komponenata snage, bilo u vidu hibridnih modula ili monolitnih integrisanih kola.

Tabela 1: Elektronika u savremenim automobilima.

Razvoj obe kategorije monolitnih integrisanih kola snage karakteriše tendencija da se u

isto vreme povećaju njihova složenost (usavršavanjem postojećih i dodavanjem novih blokova) i

snaga na izlazu (optimizacijom postojećih i razvojem novih komponenata snage), tako da se

visokonaponska kola po svojoj složenosti, funkcijama koje vrše, pa čak i po snazi koju razvijaju,

postepeno približavaju inteligentnim, ali se određene razlike ipak mogu uočiti. Ilustracije radi, na

slikama 12 i 13 prikazani su funkcionalni blok dijagrami dva integrisana kola za upravljanje

radom elektromotora. Visokonaponsko kolo koje je na sl. 12 uokvireno isprekidanim linijama

predstavlja integrisan visokonaponski interfejs (170 V) za upravljanje radom diskretnih MOS

tranzistora snage koji dalje upravljaju radom motora. Na istom čipu nalaze se digitalna logička

kola integrisana sa analognim kolima i visokonaponskim LDMOS tranzistorima. Na ulaz kola

84

dovode se niski digitalni i analogni signali, dok je izlaz povezan na visokonaponsko napajanje

izvedeno iz mreže, na koje su vezani i NMOS tranzistori snage. Kontrolišući visokonaponsko

napajanje, kolo upravlja radom NMOS tranzistora preko kojih se napaja potrošač (elektromotor).

Kolo sadrži i zaštitni under-voltage lockout blok koji eliminiše probleme povezane sa

pokretanjem i zaustavljanjem rada motora (pad napona, prenapon, itd.) i gubitkom snage

(preopterećenje motora), kao i zaštitu od strujnog preopterećenja i pregrevanja. Na donjem delu

slike prikazano je i niskonaponsko upravljačko kolo koje takođe može da bude integrisano na

istom čipu, ali se lako može realizovati i odvojeno, od postojećih jeftinih komponenata.

Prema tome, iako pri definisanju visokonaponskih integrisanih kola nismo pominjali

prisustvo zaštitnog bloka, primer na sl. 12 pokazuje da on može biti integrisan i u ovu kategoriju

kola. Štaviše, izvesno je da će u daljem razvoju tehnologije visokonaponskih kola i senzorski i

zaštitni blokovi biti uključivani u sve većoj meri, vodeći ka implementaciji sistem-na-čipu (SOC)

koncepta i kod ove kategorije kola.

Kao što se može videti na sl. 13, savremene tehnologije već su omogućile realizaciju SOC

koncepta u slučaju inteligentnih kola snage. Konkretno, radi se o kompletnoj elektronici za

upravljanje radom jednosmernog (48 V dc) brushless elektromotora integrisanoj na jednom čipu.

Kolo zadovoljava tri osnovna zahteva koji ga kvalifikuju kao SOC: 1) magnetni senzor (Hall-ov

tranzistor) na ulazu, 2) logička kontrola i upravljanje (CPU) i 3) snaga koju obezbeđuju visoko-

Sl. 12: Visokonaponsko integrisano kolo za upravljanje radom elektromotora

Sl. 13: Inteligentno kolo (sistem-na-čipu) za upravljanje radom jednosmernog brushless elektromotora.

85

strujni DMOS tranzistori snage na izlazu. Pored toga, na istom čipu nalaze se još i: 1) kolo za

ograničenje struje radi zaštite sistema od previsokih strujnih impulsa koji se javljaju pri

pokretanju motora ili kad je rotor blokiran; 2) programabilni kontroler brzine (broja obrtaja)

rotora; 3) tahometar (merač brzine, tj. broja obrtaja); 4) alarm (kolo za upozorenje) za slučaj

premalog broja obrtaja; 5) blokada izlaza u slučaju preniskog napona; 6) kolo za automatsko

isključenje sistema u slučaju pregrevanja; 7) kolo za vremensko usaglašavanje (circuit timing)

zbog kašnjenja koja se javljaju pri pokretanju ili promeni brzine motora, kao i 8) kolo za internu

regulaciju napona koje sadrži strujne i naponske senzore, pojačavače, logiku, itd. Sve u svemu,

ovakvo jedno inteligentno kolo, kome je jedino neophodno dodati još izvor napajanja i određen

broj pasivnih komponenata (otpornici i kondenzatori), obezbeđuje potrebnu snagu i vrši

kompletno upravljanje i dijagnostiku iz jednog jedinog čipa.

Prikazana kola predstavljaju reprezentativne primere naprednih rešenja u kategorijama

integrisanih kola kojima pripadaju. Oba su namenjena upravljanju radom elektromotora, ali im

se oblasti primene razlikuju: visokonaponsko kolo sa sl. 12 primenljivo je pre svega u

električnim alatima, uređajima široke potrošnje i industrijskim sistemima, dok je SOC sa sl. 13

više orijentisan ka upravljanju motora koji se ugrađuju u uređaje za telekomunikacije,

periferijsku opremu računara (štampači, skeneri), kao i za specifične primene u industriji.

Iz primera koji su prikazani može se nedvosmisleno zaključiti da visokonaponska i

naročito inteligentna integrisana kola snage predstavljaju veoma kompleksne sisteme u kojima su

na istom čipu integrisani blokovi sastavljeni od različitih komponenata koji vrše različite

funkcije u kolu, pri čemu neki od njih mogu da obradjuju samo digitalne a neki analogne signale.

Uz to, ne sme se ispustiti iz vida ni da komponente koje sačinjavaju različite blokove rade na

različitim naponima i temperaturama, što dodatno usložnjava tehnologiju koju je bilo neophodno

razviti da bi jedan ovakav sistem bio uspešno realizovan. U opštem slučaju, za realizaciju

sistema-na-čipu neophodno je iznaći optimalna tehnološka rešenja za rešavanje sledećih ključnih

zadataka:

Stapanje različitih procesnih tehnologija – bipolarna, MOS, DMOS

Stapanje različitih funkcija kola – logičko-upravljačka, senzorska, kola snage

Stapanje različitih tehnika obrade signala – digitalna, analogna

Električna izolacija komponenata na čipu.

Jedan od osnovnih problema koji je trebalo rešiti da bi na istom čipu mogli da se realizuju

i bipolarni i MOS tranzistori bio je razlika u tipu supstrata (odnosno epitaksijalnog sloja) u kome

se formiraju tranzistorske strukture: u prvobitnoj tehnologiji analognih i TTL bipolarnih

integrisanih kola korišćen je supstrat (epi-sloj) dopiran primesama p-tipa, dok se u CMOS

tehnologiji, koja je razvijena nešto kasnije, polazilo od supstrata (epi-sloja) n-tipa. Problem je

rešen tako što su u tehnološki niz za izradu CMOS kola uvedeni dodatni procesni koraci koji su

omogućili da se u ovoj tehnologiji n-kanalni i p-kanalni MOS tranzistori realizuju i na supstratu

p-tipa, a na kome se takođe mogu realizovati i oba tipa (NPN i PNP) bipolarnih tranzistora. Tako

je stvorena tzv. BiMOS1) tehnologija koja je krajem sedamdesetih godina prošlog veka korišćena

za integraciju CMOS logike na ulazu i visokostrujnih bipolarnih komponenata na izlazu.

Uspešno sprovedena BiMOS integracija postavila je temelje za kasniji revolucionarni razvoj

inteligentnih kola snage. U BiMOS je već tokom osamdesetih godina implementiran DMOS

tranzistor snage (što i nije bilo posebno komplikovano s obzirom da se DMOS tehnologija

oslanja na CMOS procese), čime je izvršeno trostruko stapanje procesnih tehnologija (bipolarna,

CMOS, DMOS) u tzv. BCDMOS, stvarajući idealne uslove za kontinuirani razvoj brojnih

varijanti visokonaponskih i inteligentnih kola snage visokih nivoa složenosti. Naime, BCDMOS

omogućava da se na istom čipu realizuju brojne vrste komponenata različitih karakteristika, i to:

1) Iz BiMOS tehnologije izvedena je znatno savremenija BiCMOS tehnologija koja je međutim pretežno orijentisana

ka niskonaponskim kolima za obradu mešovitih (digitalnih i analognih) signala. BiCMOS tehnologije razvijena je za

izradu veoma brzih digitalnih i digitalno-analognih VLSI kola.

86

o PNP i NPN bipolarni tranzistori - snažni visokostrujni i/ili visokonaponski, snažni

Darlingtoni, signalni niskonaponski, signalni visokonaponski, signalni sa velikim

ili malim pojačanjem;

o Diode – visokostrujne, visokonaponske, referentne, signalne

o N-kanalni i P-kanalni MOS tranzistori - signalni (niskonaponski i nisko strujni) za

logiku

o N-kanalni DMOS tranzistori – snažni visokostrujni i nisko- ili srednje-naponski,

visokonaponski i nisko- ili srednje-strujni

o P-kanalni DMOS (komplikovani i povećavaju troškove procesiranja, retko u

upotrebi)

o Pasivne komponente – otpornici (difundovani, implantirani, slojni), kondenzatori

(difundovani, MOS).

Realizacija osnovnih komponenata (bipolarni, CMOS i DMOS tranzistori) u BCDMOS

tehnologiji ilustrovana je na sl. 14. Ovakva raznovrsnost komponenata raspoloživih u

objedinjenoj BCDMOS tehnologiji omogućava visok stepen slobode pri kreiranju integrisanih

kola koja po funkcijama koje su sposobna da obavljaju (obrada digitalnih i analognih signala, tj.

logika i upravljanje, generisanje visokih napona i/ili struja na izlazu, nadzor i (samo)zaštita)

postaju praktično ekvivalentna elektronskim kolima koja bi bila izrađena u bilo kojoj drugoj

tehnologiji (diskretna, modularna, hibridna ili kombinacija integrisanih kola realizovanih

odvojenim individualnim tehnologijama).

Sl. 14: Poprečni presek kroz BCDMOS strukturu sa prikazom osnovnih komponenata.

Stapanjem procesnih tehnologija omogućeno je i stapanje tehnika obrade signala na čipu.

Istorijski posmatrano, sva prvobitna integrisana kola (i analogna i digitalna) izrađivana su u

bipolarnoj tehnologiji, a pojavom CMOS tehnologije dolazi do strogog razdvajanja u kome

linearna analogna kola ostaju bipolarna, dok CMOS preuzima dominaciju na području logičkih i

memorijskih digitalnih kola. Stapanje procesnih tehnologija je, međutim, pružilo mogućnost da

se na istom čipu kombinuju analogna i digitalna tehnika, smanjujući pri tome cenu, dimenzije i

broj komponenata, i donoseći u isto vreme značajna poboljšanja u performansama i pouzdanosti

kola. Ovim je ujedno omogućeno i stapanje različitih funkcija kola na istom čipu. Naime,

BiMOS i BCDMOS omogućili su da se na istom čipu realizuju logičko-upravljačka funkcija

(pretežno CMOS, delom bipolarna) sa funkcijom generisanja snage (DMOS, bipolarna) i

87

senzorsko-zaštitnom funkcijom (bipolarna, CMOS). Razvoj senzorskih komponenata baziranih

na poluprovodničkim (Si) tehnologijama, stimulisan u najvećoj meri potrebama proizvođača

elektronike za automobile, doživljava snažnu ekspanziju tokom poslednjih petnaestak godina, pri

čemu je iz stapanja funkcija kola proistekla i nova kategorija tzv. inteligentnih senzora, a

stapanje različitih senzorskih komponenata (magnetni, optolektronski, temperaturni i senzori

pritiska) i nadzorno-zaštitnih kola (naponska, strujna i temperaturna zaštita) sa logičko-

upravljačkim i kolima snage dovelo je do komercijalizacije inteligentnih snažnih i senzorskih

integrisanih kola.

S obzirom da se stapanjem procesnih tehnologija na čipu formiraju različite komponente

koje u principu rade na različitim potencijalima, neophodno je raspolagati odgovarajućim

tehnikama kojima bi pojedine komponente ili čitavi blokovi bili električno izolovani od drugih.

Pri tom je od posebne važnosti izolovati blok snage s obzirom da visokonaponske i snažne

komponente rade na znatno većim naponima od ostalih komponenata u kolu. U praksi se koriste

tri tehnike izolacije komponenata na čipu, i to:

o Izolacija inverzno polarisanim p-n spojem

o Samoizolacija

o Dielektrična izolacija.

Sve tri tehnike izolacije ilustrovane su na sl. 15. Izolacija p-n spojem je tehnološki jednostavna i

najčešće korišćena tehnika koja podrazumeva da se dubokom difuzijom primesa p-tipa u n-epi

sloj (skroz do p-supstrata) u epi sloju formira željeni broj međusobno izolovanih delova (ostrva).

a)

b)

c)

Sl. 15: Tehnike izolacije: a) izolacija p-n spojem; b) samoizolacija; c) dielektrična izolacija.

p

88

Nakon toga svaki od blokova u kolu može biti formiran u svom izolovanom ostrvu epi sloja.

Naravno, da bi izolacija bila ostvarena, difundovane p-oblasti treba držati na nižem potencijalu

od epi sloja kako bi formirani p-n spojevi bili inverzno polarisani. Izolacija inverzno polarisanim

p-n spojem postiže se i u tehnici samoizolacije, s tim što se u ovom slučaju koristi svojstvo nekih

komponenata snage, kao što je LDMOS na sl. 15 b), da su u provodnom stanju polarisane tako

da su p-n spojevi između njihovih aktivnih oblasti (drejna) i supstrata automatski inverzno

polarisani. Neophodno je, međutim, da komponenta ima zatvorenu (cirkularnu) geometriju tako

da struktura koju čine oblasti sorsa i gejta u potpunosti okružuje oblast drejna, a primena je

ograničena na konfiguraciju sa zajedničkim sorsom. Inače osnovni nedostatak ove dve tehnike

manifestuje se na povišenim temperaturama (koje su inače karakteristične za rad komponenata

snage) kada struje curenja inverzno polarisanih spojeva mogu značajno da porastu. Najefikasnija

električna izolacija, praktično bez curenja, postiže se tehnikom dielektrične izolacije (SiO2)

kojom se, kao što je ilustrovano na sl. 15 c), mogu formirati izolovana ostrva monokristalnog

silicijuma n- ili p-tipa na podlozi od polikristalnog silicijuma. Tehnološki postupak kojim se na

polisilicijumu dobijaju aktivne oblasti monokristala međusobno izolovane oksidom je prilično

komplikovan: polazni materijal je monokristal koji se podvrgava oksidaciji i fotolitografskom

postupku kojim se u oksidu formiraju otvori kroz koje se vrši selektivno anizotropno nagrizanje

tako da se dobiju duboki kanali u monokristalu; potom sledi nova oksidacija tako da celu

kanalisanu površinu (uključujući zidove i dno kanala) pokrije oksid preko koga se deponuje

veoma debeo sloj polisilicijuma; ovaj polisilicijum će u stvari služiti kao supstrat, a pločica se sa

suprotne strane (monokristal) stanjuje mehaničko-hemijskim poliranjem sve do oksida (ili čak i

nešto ispod njega) čime se formiraju ostrva monokristala u polisilicijumu koja su međusobno

izolovana oksidom. Primena dielektrične izolacije predstavlja osnovu na kojoj je bazirana

potpuno nova Silicon-on-Insulator (SOI) tehnologija integrisanih kola, u čiji se razvoj mnogo

ulaže i koja postaje sve zastupljenija. Napred opisan komplikovan postupak formiranja

dielektrične izolacije zamenjuje se savremenijim i tehnološki jednostavnijim procesima, kao što

je na primer dubinska implantacija kiseonika kojom se formira ravan ukopani sloj oksida u

monokristalnom supstratu. Kada su u pitanju integrisana kola snage, osnovni problem sa kojim

se suočava SOI tehnologija jeste odvođenje toplote (oksid veoma slabo provodi toplotu), ali se i

za ovaj problem iznalaze rešenja koja će biti opisana kasnije. Na sl. 16 data je ilustracija SOI

LDMOS tranzistora sa ukopanim oksidom kao izolatorom.

Sl. 16: SOI LDMOS sa naznačenim

dimenzijama i koncentracijama primesa.