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N° d‟ordre : 16/RS/TCO Année Universitaire : 2012 / 2013
UNIVERSITE D'ANTANANARIVO
------------------------------
ECOLE SUPERIEURE POLYTECHNIQUE
-------------------------------
DEPARTEMENT TELECOMMUNICATIONS
MEMOIRE DE FIN D'ETUDES
en vue de l'obtention
du DIPLOME d‟INGENIEUR
Spécialité : Télécommunication
Option : Réseaux et système
par : RAKOTOSON Amboara Tahinjanahary Lalaina
ANALYSE DE PERFORMANCE DE LA COMBINAISON
DU CODAGE OSTBC AVEC MISO APPLIQUEE AU
STANDARD DVB-T2
Soutenu le 11 Juin 2014 devant la Commission d‟Examen composée de :
Président :
M. RATSIMBAZAFY Andriamanga
Examinateurs :
M. RADONAMANDIMBY Edmond Jean Pierre
M. RAVONIMANANTSOA Ndaohialy Manda-Vy
M. RAKOTONDRAINA Tahina Ezéchiel
Directeur de mémoire :
M. RAKOTOMALALA Mamy Alain
ii
iii
REMERCIEMENTS
Tout d‟abord, j‟aimerais remercier le Seigneur de m‟avoir donné sa bénédiction durant mes
études à l‟ESPA et pour la réalisation de ce travail de mémoire de fin d‟études.
Je remercie, Le Directeur de l‟Ecole Supérieure Polytechnique d‟Antananarivo, Monsieur
ANDRIANARY Philippe, Professeur, pour mes cinq années d‟études dans cet établissement.
Je tiens à exprimer également ma profonde reconnaissance à Monsieur RAKOTOMALALA
Mamy Alain, Maître de Conférences, Chef du Département Télécommunication et Directeur de ce
présent mémoire qui malgré ses multiples occupations m‟a accordé son temps et n‟a cessé de me
prodiguer des conseils tout au long de l‟élaboration de ce travail.
Je tiens à remercier Monsieur RATSIMBAZAFY Andriamanga, Maître de Conférences, qui nous
a fait l‟honneur de présider les membres du Jury de ce mémoire.
Je témoigne toute ma reconnaissance aux autres membres du jury qui ont bien voulu examiner la
valeur de ce travail :
M. RADONAMANDIMBY Edmond Jean Pierre, Assistant d‟Enseignement et de
Recherche
M. RAVONIMANANTSOA Ndaohialy Manda-Vy, Maître de Conférences
M. RAKOTONDRAINA Tahina Ezéchiel, Docteur en Télécommunication
Je tiens aussi à exprimer toute ma reconnaissance aux membres de ma famille, pour leur soutient
tout au long de mes études. Je reconnais les sacrifices que ces longues années ont représentés. Je
les remercie également de m‟avoir toujours encouragé.
Enfin, je ne saurais oublier toutes les personnes qui m‟ont aidée de près ou de loin dans
l‟élaboration du présent mémoire.
iv
TABLE DES MATIERES
REMERCIEMENTS .................................................................................................................................... iii
TABLE DES MATIERES ........................................................................................................................... iv
NOTATIONS .............................................................................................................................................. viii
1.1 Minuscules latines ............................................................................................................................ viii
1.2 Majuscules latines ............................................................................................................................ viii
1.3 Minuscules grecques .......................................................................................................................... ix
1.4 Majuscules grecques .......................................................................................................................... ix
ABREVIATIONS .......................................................................................................................................... x
INTRODUCTION GENERALE .................................................................................................................. 1
CHAPITRE 1 : GENERALITES SUR LA TELEVISION NUMERIQUE TERRESTRE .................... 2
1.1 Introduction ......................................................................................................................................... 2
1.2 Historique [1][2] .................................................................................................................................. 2
1.3 Définition [1] ........................................................................................................................................ 4
1.4 Les technologies utilisées en TNT ...................................................................................................... 5
1.4.1 La compression [1] ....................................................................................................................... 5
1.4.2 Multiplexage en TNT .................................................................................................................. 10
1.4.3 La transmission en TNT ............................................................................................................. 10
1.4.4 La réception en TNT [6] [7] ....................................................................................................... 11
1.4.5 Les décodeurs TNT [1] ............................................................................................................... 11
1.5 La gestion de fréquence en TNT [6] ................................................................................................ 12
1.6 Les standards internationaux de télévision numérique [1] [6][2] ................................................. 14
1.6.1 Advanced Television Systems Committee (ATSC) ..................................................................... 14
1.6.2 Digital Terrestrial Mutimedia Broadcast (DTMB) .................................................................... 14
1.6.3 Integrated Services Digital Broadcasting (ISDB) ..................................................................... 15
1.6.4 Digital Video Broadcasting (DVB) ............................................................................................. 15
1.7 Le groupe DVB [8] ............................................................................................................................ 16
1.7.1 Historique du DVB ..................................................................................................................... 16
1.7.2 Les objectifs du groupe DVB ...................................................................................................... 17
v
1.7.3 Les familles de standard ............................................................................................................. 17
1.8 Les normes de diffusions terrestres DVB [9] .................................................................................. 18
1.8.1 Présentation norme DVB-T ........................................................................................................ 18
1.8.2 Les limites de la norme DVB-T .................................................................................................. 20
1.8.3 Présentation de la norme DVB-T2 ............................................................................................. 20
1.9 Conclusion ......................................................................................................................................... 22
CHAPITRE 2 : ELEMENTS ET TECHNIQUE DE BASE UTILISES
DANS LE STANDARD DVB-T2 ............................................................................................................... 23
2.1 Introduction ....................................................................................................................................... 23
2.2 Les techniques de correction d’erreur [10] ..................................................................................... 23
2.2.2 Codage BCH [11] ........................................................................................................................ 24
2.2.3 Codage LDPC [10][11] ............................................................................................................... 28
2.3 Les entrelaceurs [10] ......................................................................................................................... 32
2.4 Les modulations multiporteuses [12][10] ........................................................................................ 32
2.4.1 Principe ....................................................................................................................................... 32
2.4.2 Concept d’orthogonalité ............................................................................................................. 33
2.4.3 La modulation OFDM ................................................................................................................ 34
2.4.4 La démodulation OFDM ............................................................................................................ 36
2.5 Les réseaux MFN et SFN [12] [13]................................................................................................... 38
2.6 Les codes OSTBC [12] [14] [15] ....................................................................................................... 38
2.6.1 Code d’Alamouti ......................................................................................................................... 39
2.6.2 Les autres codes OSTBC ............................................................................................................ 40
2.6.3 Décodage des codes OSTBC ....................................................................................................... 40
2.7 Conclusion ......................................................................................................................................... 41
CHAPITRE 3 : LE STANDARD DVB-T2 AVEC LE CODAGE OSTBC ............................................ 42
3.1 Introduction ....................................................................................................................................... 42
3.2 Le concept PLP [15] [16] .................................................................................................................. 42
3.3 Entrelaceur bit et codage [17] [18] .................................................................................................. 43
3.3.2 Encodeur externe BCH .............................................................................................................. 46
vi
3.3.3 Encodeur interne LDPC ............................................................................................................. 47
3.3.4 Entrelaceur bit (pour 16-QAM, 64-QAM et 256QAM) ............................................................. 47
3.4 Entrelacement temporel ................................................................................................................... 48
3.5 Entrelacement cellules [17] .............................................................................................................. 50
3.6 Mapping et constellation [18] [19] ................................................................................................... 51
3.6.2 Mappage des bits de données en constellation........................................................................... 52
3.6.3 Rotation de la constellation et retard cyclique Q ....................................................................... 53
3.6.4 Demapping bidimensionnel de la rotation de constellation ...................................................... 55
3.7 Modulation OFDM et paramètres associés [17][19] .................................................................... 57
3.7.1 Les nouvelles tailles FFT ........................................................................................................... 57
3.7.2 Les aspects du choix de la taille FFT ......................................................................................... 57
3.7.3 Mode étendue .............................................................................................................................. 57
3.7.4 Intervalle de garde ...................................................................................................................... 58
3.7.5 DVB-T2 MISO avec le codage OSTBC...................................................................................... 59
3.8 Conclusion ......................................................................................................................................... 61
CHAPITRE 4 : SIMULATION ET RESULTAT..................................................................................... 62
4.1 Introduction ....................................................................................................................................... 62
4.2 Modélisation de la technique Alamouti MISO dans le standard DVB-T2 [20] ........................... 62
4.2.1 Modèle de transmission .............................................................................................................. 62
4.2.2 Equation du modèle .................................................................................................................... 64
4.2.3 Modèle du canal [19][q] ............................................................................................................. 67
4.3 Description Matlab et Simulink ....................................................................................................... 69
4.4 Simulations de la chaîne de transmission DVB-T2 MISO sous Simulink .................................... 70
4.5 Résultat obtenus ................................................................................................................................ 73
4.6 Conclusion ......................................................................................................................................... 79
CONCLUSION GENERALE .................................................................................................................... 80
ANNEXES .................................................................................................................................................... 81
ANNEXE 1 : SNR requis en fonction de la configuration [21] ............................................................... 81
ANNEXE 2 : Stratégie de migration vers la TNT .................................................................................... 82
vii
BIBLIOGRAPHIE ...................................................................................................................................... 83
FICHE DE RENSEIGNEMENT ............................................................................................................... 85
RESUME ...................................................................................................................................................... 86
ABSTRACT ................................................................................................................................................. 86
viii
NOTATIONS
1.1 Minuscules latines
a(m,l,p) Fréquence entrelacée de la cellule d‟indexe p, du symbole l de la trame m
c Mot de code
dmin Distance minimum
e Vecteur erreur
fk Fréquence du signal
g Gap
gq Symbole QAM virtuel
k Dimension du code
mi BCH message bits
mvc Message issus des nœuds de données v
n Longueur de code
Echantillon de l'additif blanc bruit gaussien
r Index du bloc FEC avec l'entrelaceur temporel
Signal transmis par l'antenne d'émission i
t Nombre d'erreur dans le codage BCH
tn Temps d'échantillonnage
ui Bits d‟entrée de l‟entrelaceur bit
v0 Log-rapport de vraisemblance issue de l‟observation en sortie su canal
yv Sortie du canal LDPC
1.2 Majuscules latines
A Alphabet de la constellation
Estimation du signal émis
B Bande passante signal OFDM
Cc Ensemble des nœuds de données connectés au nœud de contrôle c.
Ck Signal individuel OFDM
Fq Corps d'ordre q
ix
KBCH Nombre de bit de donnée pour le bloc BCH
L0 (q) Fonction de permutation basique
Lr (q) Fonction de permutation appliquée à chaque bloc FEC
M Message de la trame de base DVB-T2
N Nombre de porteuse
Ncells Nombre de cellule de donnée en sortie par bloc FEC
NLDPC Longueur de la trame codée
Q Retard cyclique
RRQD Rotation de phase
Reff Rendement de code effectif
S Syndrome
Tg Durée intervalle de garde
Td Temps e symbole
Tofdm Durée symbole OFDM avec intervalle de garde
Tu Durée symbole OFDM
Zn La transformée de Fourrier discrète inverse de Ck
1.3 Minuscules grecques
Gain de l'antenne d'émission de chemin i à l'antenne de réception j
λi, ρi Proportion nombre de branches connectées aux nœuds de données LDPC
σ Variance
σ(z) Polynôme localisateur
ω Racine n-ième primitive de l'unité
1.4 Majuscules grecques
∆f L‟espacement minimal entre deux sous-porteuses adjacentes
Λ Mot de code de taille NLDPC
x
ABREVIATIONS
ADSL Asymmetric Digital Subscriber Line
ADTB-T Advanced Digital Television Broadcasting - Terrestrial
ARIB Association of Radio Industries And Businesses
ATM Asynchronous Transfer Mode
ATSC Advanced Television System Committee
AVO Audio Video Object
AWGN Additive White Gaussian Noise
BBC British Broadcasting Corporation
BBFRAMES Baseband Frame
BCH Bose-Chaudhuri-Hocquenghem
B-VOP Bidirectionnal Video Object Plan
CD Compact Disc
CNP-TNT Comité National Préparatoire à la mise en place de la Télévision Numérique Terrestre
COFDM Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing
CP Cyclic Prefix
CRT Cathode Ray Tube
CSCA Commission Spéciale à la Communication Audiovisuelle
DAB Digital Audio Broadcasting
DCT Discrete Cosinus Transform
DMB-T Digital Multimedia Broadcasting - Terrestrial
DTMB Digital Terrestrial Multimedia Broadcast
DVB Digital Video Broadcasting
DVB-C Digital Video Broadcasting - Cable
DVB-CA Digital Video Broadcasting - Conditional Access
DVB-CI Digital Video Broadcasting- Common Interface
DVB-H Digital Video Broadcasting - Handheld
DVB-MC Digital Video Broadcasting-Microwave Multipoint Distribution Systems
DVB-MS Digital Video Broadcasting-Multipoint Video Distribution Systems
DVB-S Digital Video Broadcasting - Satellite
DVB-S2 Digital Video Broadcasting - Satellite 2nd Generation
xi
DVB-SI Digital Video Broadcasting-Service Information
DVB-SMATV DVB- Satellite Master Antenna Television
DVB-T Digital Video Broadcasting-Terrestrial
DVB-T2 Digital Video Broadcasting-Terrestrial 2nd generation
DVB-TXT Digital Video Broadcasting - Teletext
DVD Digital Versatile Disc
DVI Digital Visual interface
ELG European Lancement Group
ETSI European Telecommunications Standards Institute
FEC Forward Error Connection
FFT Fast Fourier Transform
FM Frequency Modulation
HD-Mac High Definiton-Multiplex Of Analog Components
HDMI High Definition Multimedia Interface
ICI Intercarrier Interference
I-VOP Intra Video Object Plan
JPEG Joint Photographic Experts Group
IES Interférence Entre Symbole
IFFT Inverse Fast Fourier Transform
ISDB Integrated Services Digital Broadcasting
ISDB-C Integrated Services Digital Broadcasting - Cable
ISDB-S Integrated Services Digital Broadcasting - Satellite
ISDB-T Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial
ISI Inter Symbol Interference
LCD Liquid Crystal Display
LLR Log-Likelihood-Ratio
LPDC Low-Density Parity-Check Codes
MATLAB Matrix Laboratory
MFN Multi Frequency Network
MIMO Multiple Input Multiple Output
MISO Multiple Input Single Output
MoU Mémorandum Of Understanding
xii
MP3 Mpeg Audio Layer-3
MPEG Moving Pictures Experts Group
MPEG-4 AVC Moving Pictures Experts Group-4 Advanced Video Coding
NTSC National Television System Committee
OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
OMDA Office Malgache des Droits d'Auteur
OMERT Office Malagasy d'Etudes et de Régulation des Télécommunications
OSTBC Orthogonal Space Time Block Code
PAL Phase Alternation Line
PDH Plesiochronous Digital Hierarchy
PLP Physical Layer Pipes
PRP Pseudo Random Prefixe
P-VOP Predicted Video Object Plan
QAM Quadrature Amplitude Modulation
QAM Quadrature Amplitude Modulation
QPSK Quadrature Phase Shift Keying
RLC Run Length Coding
RNIS Réseau Numérique à Intégration de Services
RTC Réseau Téléphonique Commuté
RVB Rouge Vert Bleue
SDH Synchronous Digital Hierarchy
SDTV Standard-Definition Television
SECAM SEquence de Couleur Avec Mémoire
SED Surface-conduction Electron-emitter Display
SFN Single Frequency Network
SIMO Single-Input Multiple-Output
SISO Single-Input Simple-Output
SNR Signal-To Noise Ratio
ST Spatio-Temporels
S-VHS Super Video Home System.
T-DMB Terrestrial Digital Multimedia Broadcasting
TEB Taux d‟erreur Binaire
xiii
TI Time Interleaving
TIMI Terrestre Interactif Multiservice Infrastructure
TNT Télévision Numérique Terrestre
TVHD TéléVision Haute Définition
TVM Télévision Malagasy
UER Union Européenne de Radiodiffusion
UHF Ultra High Frequency
VHF Very High Frequency
VOP Video Object Plan
ZP Zero-Padding
1
INTRODUCTION GENERALE
Depuis sa création dans les années 1930, les systèmes de diffusion de télévision ont constamment
évolué en fonction des besoins de plus en plus nombreux et diversifiés. De nos jours, la qualité de
l‟image et du son tend vers la perfection. Les vidéos reçues avec le premier système de diffusions
de télévision analogique terrestre étaient en noir et blanc, puis vers les années 80 en couleur.
Actuellement, la télévision connaît sa révolution la plus profonde, avec le passage de la télévision
analogique vers la télévision numérique. L'appareil de télévision traditionnel se transformera en un
portail d'entrée vers la société d'information. Le passage du mode analogique au mode numérique,
pour la diffusion de la télévision, est une étape de grande importance, dans le processus
d‟application des technologies numériques à l‟ensemble de la chaîne audiovisuelle. Avec la
convergence des secteurs de l'audiovisuel, des télécommunications et de l'informatique, de
nouveaux modèles régulateurs devront donner une réponse à l'univers des multiplateformes et des
multichaînes. Par conséquent, le besoin en terme de quantité d‟information à transmettre a
fortement cru jusqu‟à saturer la bande passante disponible. Ces nouveaux besoins se sont
accompagnés de nouvelles contraintes de réception. En effet, il est aujourd‟hui de plus en plus à la
mode de recevoir la télé n‟importe où, sur des terminaux de plus en plus petits (ordinateur
portable, téléphone), en toute condition de mobilité (dans une voiture) aussi bien en zone urbaine
qu‟en zone rurale. De nouvelles techniques sont désormais utilisées dans le système de diffusions
de télévision afin d‟offrir une qualité de service optimale. La technologie MISO (Multiple Input
Single Output) est une des techniques nouvellement intégrées au système de diffusion. Il est donc
intéressant de connaître davantage les performances de cette technique. C‟est donc l‟objet de ce
présent mémoire qui s‟intitule : « Analyse de performance de la combinaison du codage OSTBC
(Orthogonal Space Time Block Code) avec MISO appliquée au standard DVB-T2 ». De ce fait,
nous procéderons par chapitre, c'est-à-dire de la manière suivante :
Le premier chapitre portera sur les généralités sur la télévision numérique terrestre.
Nous consacrerons le second chapitre aux éléments et techniques de base utilisés dans le
standard DVB-T2.
Dans le troisième chapitre, nous aborderons le principe de fonctionnement du standard
DVB-T2 avec le codage OSTBC.
Et le dernier chapitre abordera principalement la simulation réalisée sous Matlab et
Simulink et l‟interprétation des résultats obtenus.
2
CHAPITRE 1 : GENERALITES SUR LA TELEVISION NUMERIQUE TERRESTRE
1.1 Introduction
Avant d‟entamer une étude sur les normes de la télévision numérique terrestre (TNT), il est
nécessaire d‟aborder en premier lieu les généralités sur la télévision numérique terrestre. Au cours
de ce premier chapitre, nous aurons un aperçu sur la définition et l‟historique de la TNT ainsi que
sur les techniques utilisées et les différents standards internationaux de télévision.
1.2 Historique [1][2]
Avant tout, la télévision se définit comme étant l‟ensemble des technologies, techniques et
métiers permettant de produire, de diffuser et de recevoir des émissions ou des films. Les progrès
techniques qui ont permis l‟avènement de ce nouveau média datent de la fin du XIX ème
siècle et
du début du XX ème
.
En 1923, Vladimir Zworykin, un Russe émigré aux Etats-Unis, est le premier à déposer un brevet
de télévision "tout électronique". Il devra attendre 15 ans avant d‟en obtenir l‟agrément, faute
d‟avoir démontré l‟utilisation pratique de son invention. Il a également contribué à de grands
progrès de la télévision cathodique en mettant au point un tube de prise de vue appelé iconoscope,
en 1933.
Un autre pionnier de cette technologie est l‟ingénieur écossais John Logie Baird. Dès 1924 il
réussit à reproduire des formes géométriques simples sur un écran. Il a également été le premier à
produire une image télévisée d'objets en mouvement. Le 27 janvier 1926, devant la Royal
Institution de Londres, il fait la démonstration de son invention, qu‟il baptise « téléviseurs ». En
1930, il commercialise le premier récepteur de télévision grand public. Six ans après, c‟est-à-dire
en 1936, la BBC (British Broadcasting Corporation) a créé sa première chaîne. C‟est à John Baird,
l‟inventeur du téléviseur mécanique, que l‟on doit aussi l‟invention de la télévision couleur. Il en
fit une démonstration expérimentale le 17 février 1938 au Dominion Théâtre de Londres.
En France, le premier direct télévisé a eu lieu en 1950 lors de la retranscription d‟une pièce de
Marivaux de la Comédie-Française, sur l'unique chaîne de l‟époque. En ce qui concerne le
récepteur de télévision, l‟afficheur a longtemps été un tube cathodique ou technologie CRT
(Cathode Ray Tube en anglais). Ce dispositif a été inventé par Karl Ferdinand Braun.
3
Il est commercialisé à partir de 1922. Cette technologie est aujourd‟hui progressivement
remplacée par des téléviseurs équipés d'un écran LCD (Liquid Crystal Display), d‟un écran
plasma, ou encore d‟une nouvelle technologie appelée SED (Surface-conduction Electron-emitter
Display). Ces évolutions technologiques permettent de réduire le volume d'encombrement de
l‟appareil et de développer des téléviseurs miniaturisés sur des montres, des téléphones ou en
voiture. L‟essor de la numérisation de la communication a également touché le domaine de la
télévision donnant naissance à la télévision numérique.
La télévision numérique est une technologie d‟introduction récente si l‟on considère ses
implantations opérationnelles dans le monde. Les Etats-Unis semblent relativement en avance,
ayant plusieurs millions de téléspectateurs desservis par des chaînes en télévision numérique,
diffusées par câble d‟abord, satellite ensuite et hertzien enfin.
Depuis le début des années 1990, la numérisation de la diffusion audiovisuelle s‟est développée en
Europe, tout d‟abord par l‟intermédiaire du satellite, puis par celui du câble. La question se pose
aujourd‟hui d‟introduire la diffusion numérique sur le réseau hertzien terrestre. L‟introduction de
l‟hertzien numérique terrestre représente un enjeu majeur en raison des possibilités de
compression offertes par le format numérique. D‟une part, apparaît la perspective d‟introduction
de nouveaux programmes susceptibles d‟être reçus par les foyers à partir de leur installation
actuelle d‟antenne, qu‟elle soit individuelle ou collective, voire depuis l‟antenne
omnidirectionnelle d‟un poste portable.
D‟autre part, l‟arrêt de la diffusion analogique à terme ou « switch-off », après la généralisation de
la réception numérique, permettra la libération de ressources hertziennes.
Pour sa part, Madagascar possède une chaîne de télévision nationale couvrant la totalité de la
grande île avec un système analogique et plusieurs chaîne privée régionale diffusant eux aussi en
analogique. La télévision malagasy (TVM) émet pour la première fois le 24 décembre 1967.
C‟est le mardi 18 juin 2013, à l‟hôtel Carlton Anosy, qu‟a été organisée la journée de lancement
du projet TNT. Ce, à travers le Comité National Préparatoire à la mise en place de la Télévision
Numérique Terrestre (CNP-TNT) à Madagascar. Comité sous l'égide de la Commission
Spéciale à la Communication Audiovisuelle (CSCA) et rassemblant le Ministère de la
Communication, le Ministère des Postes, Télécommunications et Nouvelles Technologies,
4
l'OMERT (Office Malagasy d'Etudes et de Régulation des Télécommunications) et l'OMDA
(Office malgache des droits d'auteur). Il s‟agissait de définir les étapes à franchir et anticiper
l‟avenir de la TNT pour Madagascar. Deux phases ont été discutées lors de cette journée de
lancement du projet TNT :
Phase de préparation, de juillet à décembre 2013 :
- études préalables, études de faisabilité
- approche d'une stratégie technique, économique et politique
- préparation du corpus législatif (Lois, Décrets, Arrêtés, Décisions, etc.)
Phase de déploiement, de janvier 2014 à juin 2015 :
- création d'une société nationale de diffusion ou en tout cas de la structure d'accueil
- déploiement de la TV numérique
- aménagement numérique du territoire
- extinction de l'analogique
Le passage à la norme TNT (Télévision numérique terrestre) à Madagascar est donc en phase de
démarrage. Une réforme qui est loin d‟être bien accueillie par certains médias, lesquels n‟ont
pas manqué d‟exagérer les informations d‟une certaine manière. Un fait compréhensible quand
on sait que plusieurs médias télévisés vont devoir faire de lourds investissements pour faire cette
migration.
L‟adaptateur TNT qu‟on appelle aussi le décodeur TNT ou le récepteur TNT est d‟ailleurs
le seul matériel qu‟il faudra se procurer avec ses accessoires pour environ 60 000 Ariary.
Éventuellement, il sera nécessaire de s‟équiper d‟une antenne TNT. Il suffira ensuite de scanner
et d‟enregistrer les canaux comme on le fait habituellement pour capter les canaux UHF. Il
convient cependant de préciser que le CNP-TNT prévoit dans son programme d‟étude une mesure
d‟accompagnement pour faciliter l‟acquisition du décodeur. Plusieurs chaines seront accessibles
gratuitement, tandis que d‟autres pourraient être payantes. La gestion sera mise sous tutelle d‟une
société de diffusion de contenus.
1.3 Définition [1]
La télévision numérique terrestre (TNT) est une évolution technique en matière de télédiffusion,
fondée sur la diffusion de signaux de télévision numérique par un réseau de réémetteurs hertziens
terrestres. Par rapport à la télévision analogique terrestre à laquelle elle se substitue, la télévision
numérique terrestre permet de réduire l'occupation du spectre électromagnétique grâce à
5
l'utilisation de modulations plus efficaces afin d'obtenir une meilleure qualité d'image, ainsi que de
réduire les coûts d'exploitation pour la diffusion et la transmission une fois les coûts de mise à
niveau amortis.
La TNT est le mode de diffusion audiovisuelle terrestre en numérique, dans lequel les signaux
vidéo, audio et les données ont été numérisées pour être ordonnés dans un flux unique (le
multiplex) avant d'être modulés puis diffusés, c'est-à-dire transportés jusqu'aux antennes râteaux
des téléspectateurs. La figure 1.01 illustre le principe de fonctionnement de la TNT.
Figure 1.01 : Principe de Fonctionnement de la TNT
1.4 Les technologies utilisées en TNT
1.4.1 La compression [1]
Le stockage des données informatiques nécessite plus ou moins d'espace mémoire, mesuré
en octets, pour ranger l'information. Par exemple, sur un octet, il est possible de représenter
un nombre inférieur à 256. Sur 20 octets, il est possible de représenter un mot de 20 caractères.
En revanche, lorsqu'il s'agit d'images, de son ou de vidéo, l'espace mémoire requis est
beaucoup plus important. Par exemple, pour représenter une image en qualité 256 couleurs
avec 1024 × 768 pixels, il faut 2,3 Mo (mégaoctets). Pour une vidéo qui, selon les formats,
contient 25 images (format PAL/SECAM) ou 30 images (format NTSC) par seconde, le
problème est encore plus évident. Pour représenter une heure de vidéo au format
PAL/SECAM, il faudrait 212 Go (giga-octets).
La compression de données a donc pour but de minimiser le nombre d'octets nécessaires pour
représenter une donnée, soit minimiser l'espace de stockage, mais aussi de minimiser
6
l'utilisation de la bande passante pour le transfert des données sur les réseaux, notamment
sur Internet. Cette opération nécessite de grandes capacités de calcul, mais l'augmentation de la
puissance des processeurs (et microprocesseurs) permet de banaliser l'exécution des
opérations de compression et de décompression des données.
1.4.1.1 Compression de la vidéo [3] [4] [5]
Pour la compression des vidéos ou des images en mouvement, le format le plus utilisé est le
format MPEG (Moving Pictures Experts Group). Le format MPEG atteint un taux de
compression compris entre 15 et 30 et permet la synchronisation des images et des sons
compressés. Les formats les plus utilisés sont les formats MPEG-2 et MPEG-4 que nous
détaillerons dans ce qui suit.
a) Compression MPEG-2
Le flux de sortie de MPEG-2 comporte trois types d'images : les images I (intracodées), les images
P (prédictives) et les images B (bidirectionnelle). Etudions tout d'abord les images I.
Les images I sont des images codées en JPEG (Joint Photographic Experts Group). Cet algorithme
de compression fixe s'effectue en quatre étapes :
transformation en cosinus discrète (DCT, pour Discrete Cosinus Transform),
quantification,
codage en longueur de plage (RLC, pour Run Length Coding)
codage de Huffman
Les images P (images prédictives) sont codées par rapport à l'image précédente. Elles ne codent en
fait que la différence bloc par bloc avec l'image précédente. On recherche donc dans l'image
précédente un macrobloc identique ou semblable pour optimiser le codage. La différence entre les
deux images est ensuite codée spatialement, comme les images I. Cette technique est appelée
compensation de mouvement.
7
-
+
Codage prédictif
Figure 1.02 : Codage prédictif
La technique de compensation de mouvement avec les images P est très puissante, mais elle ne
résout pas tous les problèmes de la compression vidéo. En effet, dans les films, il y a beaucoup
de situations où cette technique est inefficace. Par exemple, une scène où un personnage ouvre une
porte à ce moment il n'y aucun moyen de prédire les détails de la pièce qui se trouve derrière la
porte avec l'image précédente où la porte était fermée. Dans ce cas, il peut être plus efficace de
chercher les données dans l'image suivante que dans l'image précédente. D'où l'utilité des images
B (images bidirectionnelles) : elles ressemblent aux images P, mis à part le fait qu'elles permettent
au bloc de référence de se trouver soit dans l'image précédente soit dans l'image suivante. Les
images B peuvent se référer soit à une image I soit à une image P, mais jamais à une autre image
B. Elles ne propagent donc pas, a priori, leurs propres erreurs. La figure 1.03 montre le
fonctionnement du codage bidirectionnel.
Figure 1.03 : Codage bidirectionnel
Différence entre les
images
Compression
spatiale
I B B P
Codage bidirectionnel
8
A cause des images B, MPEG est obligé de changer l'ordre des images dans le flux vidéo. En
effet, le décodeur serait dans l'incapacité de décoder une image B sans avoir encore reçu
l'image de référence si celle-ci se situe plus loin dans la séquence vidéo. La figure 1.04 illustre
ce principe. Ainsi, chaque image de référence est déjà dans le décodeur pour permettre
que le décodage bidirectionnel commence. On peut aussi noter que l'image I du prochain
groupe d'images est envoyée avant les dernières images B du groupe d'images courant.
Figure 1.04 : Composition flux vidéo
b) Compression MPEG-4
Le principe de fonctionnement de MPEG-4 est bien plus complexe que celui du MPEG-2. Le
MPEG-4 appréhende désormais la vidéo selon une méthode orientée objets : une scène devient
alors une composition d'objets médias hiérarchisés, chaque objet étant décomposé en différents
paramètres. La force de la compression MPEG-4 est sa flexibilité et son évolutivité.
La norme MPEG-4 propose donc une approche radicalement différente pour le codage des vidéos,
en décomposant chaque scène en plusieurs objets médias hiérarchisés. Ainsi, dans l'arborescence
de cette hiérarchie, on trouve des images fixes (arrière-plan), des objets vidéo (objets en
mouvement sans arrière-plan) et des objets audio (la voix associée à l'objet en mouvement). La
figure 1.05 illustre le schéma de structure d'une scène MPEG-4. Cette approche objet permet alors
de très nombreuses opérations sur une séquence MPEG-4: ajout, suppression ou déplacement d'un
objet, transformation géométrique, changement de point de vue, etc.
Groupe d‟images
Temps réel
B P B B I B B P I B B P B
I P B B P B B I B B P B B
Transmis
9
Figure 1.05 : Structure d'une scène MPEG-4
Cette approche objet nécessite la définition d'objets audiovisuels (AVO, pour Audio-Video
Object), qui peuvent être soit des composants vidéo, soit des composants audio, soit les deux.
Ainsi, une scène audiovisuelle doit être comprise comme la composition d'objets audiovisuels
selon un script décrivant leurs relations spatiale et temporelle. Intéressons-nous plus
particulièrement aux composants vidéo (VOP, pour Video Object Plan). On retrouve alors les
mécanismes de compression communs aux normes MPEG, qui sont toutefois généralisés ici aux
VOP. Le codage des VOP se fait donc également grâce à une DCT (Discrete Cosinus Transform)
qui peut être adaptée à la forme de l'objet vidéo, suivie toujours de quantification, codage RLE et
codage de Huffman. On trouve également des I-VOP (Intra-VOP), P-VOP (Predicted-
VOP) et B-VOP (Bidirectionnal-VOP) qui fonctionnent selon un procédé similaire aux images I, P
et B de MPEG-2. MPEG-4 offre aussi un taux de compression élevé. Lorsqu‟on utilise
compression MPEG-4, un multiplex peut supporter jusqu'à neuf chaînes en Standard Définition
(SD) au lieu des six chaînes en MPEG-2.
1.4.1.2 Compression du son [1]
De la même manière que l'on comprime la vidéo, on s'attaque au son. Pour la musique,
l'Internet a permis le développement rapide de la technologie MP3 "MPEG Audio Layer-3",
qui constitue le niveau 3 du format MPEG. Ce format connaît un grand succès car il s'agit d'un
format ouvert, dont les spécifications sont disponibles pour tous. Ainsi, de plus en plus de
documents sonores sont diffusés sur le réseau Internet. Les lecteurs MP3 ont été développés pour
écouter des CD de musique MP3 de la même façon que l'on écoute des CD audio du commerce.
Scène
Personnage Arrière-plan Objets statiques
Voix Meubles Livre
10
1.4.2 Multiplexage en TNT
Le principe du multiplexage consiste à regrouper tous les codeurs MPEG et le multiplexeur en un
même ensemble, et à faire bénéficier les programmes les plus gourmands des mégabits dont les
autres programmes n'ont pas besoin à ce moment-là. Le multiplexeur ajuste en temps réel les
paramètres de débit de chaque programme pour que le débit total du transport stream reste
constant.
Dans les faits, et de par son rapport d'image/compression de qualité, le %PEG-4 est pour le
moment la seule norme vidéo capable de véhiculer une diffusion en Haute Définition, plus
gourmande en bande passante que le MPEG-2 mais aussi de meilleure qualité. Le
multiplexage MPEG-4, lorsqu'il est adopté pour les chaînes payantes en mode TVHD
(résolution en pixels plus élevée), est naturellement composé de beaucoup moins de chaînes
que le MPEG-2. Dans ce cas précis, il y a une régulation au détriment de la compression et en
faveur de la qualité d'image et du son. [1]
1.4.3 La transmission en TNT
En application de la norme DVB-T, la vidéo en définition standard peut exploiter un
encodage MPEG-2 pour les chaines gratuites et H.264 (également appelé MPEG-4 AVC) pour
les chaînes à péage. Les chaînes gratuites ou à péage diffusées en HD exploitent la norme
MPEG-4. La télédiffusion numérique utilise la modulation COFDM à 1 705 porteuses en
2K (Royaume-Uni) ou 6 817 porteuses en 8K.
Plus évoluée, la DVB-T2 dans son mode de diffusion est plus performante face à la norme
DVB-T de base. Cette norme évoluée est en vigueur au nord des Pays-Bas et au Royaume-Uni
selon une observation en avril 2009 ainsi qu'en Autriche depuis mars 2010.
Les performances obtenues sont plus particulièrement favorables pour les transmissions HD
car cette norme évoluée accroît la bande passante numérique vidéo pour chaque multiplex
ou canal (32 Mbits sont évoqués, contre 24 Mbits pour une porteuse principale de 8 MHz)
dans les mêmes conditions d'émission.
La norme officielle de la DVB-T2 est approuvée en juin 2008. Un démodulateur
(récepteur - décodeur) DVB-T2 est compatible avec les signaux de la DVB-T de première
génération ; en revanche, les démodulateurs DVB-T ne permettent pas de traiter et restituer les
signaux à la norme T2. [1]
11
1.4.4 La réception en TNT [6] [7]
Pour le téléspectateur, l'intérêt majeur est la réception, via une simple antenne râteau
adaptée aux UHF, voire d'une antenne d'intérieur, des chaînes de télévision diffusées en
numérique. En effet, pour recevoir la TNT, il n'est pas nécessaire de changer l'antenne UHF
existante, sauf dans des cas limités. En revanche, la TNT nécessite sur un téléviseur ancien
l'utilisation d'un décodeur TNT (démodulateur de réception numérique pour télévision
analogique). Ce décodeur injecte un signal analogique en Composite NTSC ou PAL ou SECAM
ou en S-VHS, voire idéalement en RVB sur les téléviseurs équipés d'entrées RVB. Il est
capable en outre d'effectuer le Letterbox ou le Pan and scan d'émission 16/9 pour une télé 4/3,
de sélectionner une langue, des sous-titres. On est donc très proche des fonctionnalités d'un lecteur
DVD.
Il n'est donc pas nécessaire de remplacer un téléviseur analogique par un téléviseur avec
TNT intégré ( terminal DVB-T). Mais le recours à un décodeur TNT externe achemine le signal
par un raccordement vidéo analogique : dans ce cas le système ne fonctionne qu'en numérique
partiel puisque seule la réception (haute fréquence) est en numérique, mais pas le signal
démodulé destiné à l‟affichage vidéo, qui est transmis par le câble de raccordement au téléviseur
(via une prise Péritel) est en analogique.
Cependant, certains décodeurs comportent une sortie en numérique grâce à une prise DVI ou
HDMI. Si la TV est numérique (LCD ou Plasma) et possède une prise HDMI et/ou DVI, cette
solution doit être privilégiée.
1.4.5 Les décodeurs TNT [1]
Ce sont des adaptateurs DVB (Digital Video Broadcasting) parés pour la « diffusion vidéo
numérique » dont les modalités et normes ont été prescrites par le consortium européen DVB.
C'est pourquoi le matériel disponible aux quatre coins du monde est, sauf exception,
compatible (Royaume-Uni, Amérique du Nord) avec celui que l'on peut trouver en France.
Il existe trois types de décodeurs : DVB-T, DVB-C, DVB-S. Plus un quatrième pour le
matériel portable : DVB-H (Handheld). Puis, enfin, un autre spécifique à l'ADSL (Freebox,
Livebox, Cbox, etc.). On doit choisir le sien en fonction de son type de réception (antenne
collective « râteau », réseau câblé, parabole, ADSL, etc.)
12
1.4.5.1 Le terminal DVB-T
Le terminal DVB-T (terrestre) couvre les trois sous-bandes de fréquences VHF de 47 à 68 MHz
pour la télévision, de 87,5 à 108,5 MHz pour les radios en modulation de fréquence (FM) et
de 174 à 230 MHz à la fois pour la télévision et la radio numérique (DAB). Mais aussi, les deux
sous-bandes UHF de 470 à 614 MHz, et de 614 à 862 MHz pour la télévision.
1.4.5.2 Les terminaux DVB-C et DVB-S
Les terminaux DVB-C (Câble) et DVB-S (Satellite) exploitent les plages de fréquences
inexploitées restantes. Ce sont les interbandes de 108 à 310 MHz en VHF et les hyperbandes entre
310 et 470 MHz en UHF. Tandis que les récepteurs intégrés dans les matériels mobiles (téléphone,
assistant personnel, etc.) tirent profit du DVB-H ou de son concurrent le T-DMB (VHF entre 174
et 230 MHz, UHF entre 470 et 830 MHz) et bande L (de 1,452 à 1,492 GHz).
1.5 La gestion de fréquence en TNT [6]
L'utilisation du spectre des fréquences par les états a conduit rapidement à la création d'un
organisme international, dénommé union internationale de télécommunications depuis 1932,
ayant vocation à optimiser l'usage du spectre par la communauté internationale et à
éliminer les risques de brouillage entre stations d'émission. Ces règles sont précisées dans
la convention internationale des télécommunications, ainsi que dans le règlement des
radiocommunications qui y est annexé.
Le fait que les fréquences hertziennes ne respectent pas les frontières des Etats va rendre
nécessaire l'élaboration de règles pour éviter le brouillage d'émission sur un territoire
frontalier et limiter, autant que possible, la zone de diffusion du service au territoire du pays
d'émission. Par ailleurs, le contenu des messages transportés étant susceptible de porter
atteinte aux bonnes relations entre Etats, un code de bonne conduite s'impose. En outre, les
fréquences constituant un bien rare et qui, par nature, ne saurait être la propriété des états, des
dispositions devront être édictées dans le but d'assurer un égal accès de tous au spectre. Ce
principe devra prévaloir aussi bien au niveau international que national.
Décrite par l'article 8 du règlement de la convention internationale des télécommunications,
la répartition du spectre s'effectue en trois étapes :
13
division du spectre en bandes de fréquence et attribution à une ou plusieurs catégories de
services (radiodiffusion, radionavigation, radioamateur,...)
allocation des bandes en trois zones géostratégiques, Europe et Afrique, Amérique, le reste
du monde
assignation des fréquences pour la diffusion des services à l'intérieur de ces bandes.
Ces assignations, qui relèvent de la compétence des Etats, doivent toutefois être portées à la
connaissance du comité internationale d'enregistrement des fréquences, organe de l'UIT chargé
de la gestion du fichier des utilisations du spectre.
Ces utilisations devront notamment respecter deux principes essentiels. D'une part, les Etats
doivent s'efforcer de limiter cet usage « au minimum indispensable pour assurer de
manière satisfaisante le fonctionnement des services nécessaires » (article 33 de la
convention internationale des télécommunications) ; d'autre part, la puissance de la plupart des
stations de radiodiffusions diffusées par voie hertzienne terrestre ne doit pas dépasser la valeur
nécessaire pour assurer économiquement un service national de qualité à l'intérieur des
frontières du pays considéré.
Le spectre radioélectrique constitue la ressource fondamentale sur laquelle se constituent les
radiocommunications. Or cette ressource est très limitée. Et même si ce spectre s'étend
jusqu'à quelques centaines de gigahertz, les fréquences inférieures à quelques dizaines de
gigahertz sont pratiquement les seules à être utilisées.
C'est pour cette raison que le passage de la diffusion de télévision terrestre du mode analogique au
mode numérique suscite un intérêt extraordinaire dans la mesure où il devrait s'accompagner
d'un gain spectaculaire en efficacité d'utilisation dudit spectre et donc permettre de libérer
une quantité très importante de spectre dans deux gammes de fréquences particulièrement
prisées dans la communication et la télécommunication, à savoir : les bandes 174-223 MHz et
470-862 MHz.
En effet, les lois de la physique font que la portée de la télécommunication radioélectrique
décroît très vite avec la fréquence, ce qui décourage l'utilisation des fréquences élevées et
suscite un engouement jamais vu vers les fréquences basses, les seules qui, naturellement,
offrent les meilleures conditions technico-économiques de déploiement de grands réseaux
tendant vers des couvertures nationales. Il se fait que, de toutes les fréquences basses,
celles qui présentent des caractéristiques physiques de propagation radioélectrique
particulièrement attractives et devraient, en principe, offrir des services de qualité avec un
14
nombre d'émetteurs réduits, sont celles situées dans la sous-bande 790-862 Mhz. Ce sont ces 72
MHz qu'on qualifie de fréquences en or parce qu'elles sont les plus convoitées des
opérateurs de télévision et de télécommunication.
Ces fréquences en or, par leur spécificité physique naturelle, une fois utilisées peuvent
contribuer :
à l'enrichissement de l'offre de chaînes de télévision diffuses en numérique terrestre,
à l'élargissement des offres des chaînes numériques terrestres en haute définition,
au lancement des services complémentaires de radio en numérique élargissement de l'offre
de télévision mobile (en complément également des services qui seront lancés sur
les fréquences actuellement disponibles),
au lancement de nouveaux réseaux de communications électroniques tant il n‟est attesté
que ces fréquences.
1.6 Les standards internationaux de télévision numérique [1] [6][2]
1.6.1 Advanced Television Systems Committee (ATSC)
L‟ATSC est le groupe qui a contribué au développement du nouveau standard de télévision
numérique aux États-Unis, qui porte le même nom. Ce standard a été aussi adopté par le Canada,
le Mexique et la Corée du Sud. Il a pour rôle de remplacer e système analogique NTSC. Il peut
produire des images de type 16:9 de résolution maximum 1 920×1 080 pixels, soit six fois mieux
que l'ancien système NTSC. Différentes tailles d'image sont supportées. Jusqu'à six canaux
virtuels SDTV peuvent être inclus dans une émission simple. ATSC coexiste avec les
normes DVB et ISDB. Les diffuseurs ATSC doivent maintenir un signal analogique sur deux
canaux séparés, parce que le système ATSC exige l'utilisation d'un canal entier de 6 MHz.
1.6.2 Digital Terrestrial Mutimedia Broadcast (DTMB)
Le DTMB est un standard de télévision pour les terminaux fixe et mobile utilisé en Chine, Hong
Kong et Macau. Cette norme est une fusion de la norme BDIAT-T (développé par
l'Université Jiao Tong de Shanghai, Shanghai), DMB-T (développé par l'Université de Tsinghua,
Pékin) et TIMI (Terrestre Interactif Multiservice Infrastructure); cette dernière est la norme
proposée par l'Académie des sciences de radiodiffusion en 2002. DTMB a été créée en 2004 et est
finalement devenue un standard officiel de la TNT en 2006.
15
1.6.3 Integrated Services Digital Broadcasting (ISDB)
L'ISDB est une norme japonaise de diffusion de télévision et radio numérique. Elle comporte
plusieurs sous-normes, qui sont l'ISDB-T (pour la diffusion dite terrestre), l'ISDB-S (pour la
diffusion par satellite) et l'ISDB-C (pour la diffusion par câble). Cette norme est principalement
utilisée au Japon et en Amérique du Sud. Elle fut définie par l'ARIB, une organisation de
standardisation japonaise. La vidéo diffusée est encodée au format MPEG-2. L'accès conditionnel,
qui permet de n'autoriser que certains terminaux à afficher certaines chaînes (pour la télévision
payante par exemple), est défini dans la norme ARIB STD-B25. Cet accès conditionnel fait appel
à l'algorithme de chiffrement par bloc MULTI2.
1.6.4 Digital Video Broadcasting (DVB)
Le projet DVB (Digital Video Broadcasting) a été lancé en 1993 par un consortium européen de
radiodiffuseurs, de fabricants de matériel électronique grand public, et d‟instance de régulation.
Actuellement, il regroupe plus de 240 organisations et sociétés de l‟industrie de l‟audiovisuelle.
Afin d‟éviter la prolifération des normes comme dans le système analogique PAL, SECAM,
NTSC…), les industriels se sont unis pour offrir à la télévision numérique des bases saines et
solides. Le projet a donc pour objectif de définir des standards pour développer l‟utilisation de la
télévision numérique, non seulement en Europe mais aussi dans le monde entier.
La figure 1.06 montre la répartition de l‟utilisation des principaux formats de diffusion numérique
dans le monde.
Figure 1.06 : Utilisation des formats de diffusion dans le monde
Dans tout ce qui suit, on se focalisera uniquement sur le standard DVB.
16
Fournisseur
du contenu
Fournisseur
du service de
programmes
Opérateur du
système de
distribution
Fabricants de
matériel
grand public
Téléspectateurs
1.7 Le groupe DVB [8]
1.7.1 Historique du DVB
Plusieurs tentatives avaient été faites dans les années 80 pour proposer un système efficace de
transmission de la télévision par satellite. Ainsi, l‟UER (Union Européenne de Radiodiffusion) a-t-
elle mis au point le système Mac/Paquet, censé devenir nombre unique pour la radiodiffusion par
satellite et utilisant les meilleures techniques analogiques et numériques de l‟époque. Mais les
fabricants n‟avaient pas participé à l‟élaboration de ce standard, si bien qu‟ils étaient réticents à
l‟idée de l‟utiliser. Malgré les directives de la commission européenne, le système Mac n‟eut pas
un grand succès.
Plus tard, les fabricants, afin de ne pas être en retard par rapport aux américains, développèrent le
HD-Mac, extension du système Mac à la télévision haute définition. Mais là encore, le projet
n‟ayant pas regroupé tous les intervenants de l‟industrie de la télévision, ce fut aussi un échec. De
plus, le développement de ce système était plus lent que celui des nouvelles techniques de
transmission.
Figure 1.07 : Intervenants de l’industrie audiovisuelle
Ainsi, le succès d‟un seul standard semblait passer par un consensus entre toutes les couches de la
chaîne de commercialisation de la télévision. C‟est pourquoi, au cours de l‟année 1991, un certain
nombre d‟industriels de la télévision ont créé le Groupe de Lancement Européen, afin de contrôler
le développement de la radiodiffusion numérique en Europe. Petit à petit, L‟ELG s‟est agrandi en
accueillant les grands groupes médiatiques publics ou privés, et un nombre croissant de fabricants
et d‟instances de régulation. Finalement, après la signature du Mémorandum of Understanding
(MoU), sorte de règlement visant à organiser cette action collective, l‟ELG devint le DVB en
septembre 1993.
17
Depuis, le groupe DVB s‟est attaché à développer des solutions complètes pour la télévision
numérique, allant de la diffusion par câble et satellite, jusqu‟à la diffusion terrestre. De plus, son
rayon d‟action s‟est étendu à d‟autres parties du monde, concurrençant directement le système
américain ATSC (Advanced Television System Committee).
1.7.2 Les objectifs du groupe DVB
Les objectifs principaux du DVB sont :
de créer un cadre européen pour un développement de la télévision numérique (satellite,
câble, hertzien) équilibré et guidé par le marché ;
d‟établir les spécifications techniques pour l‟élaboration des normes ;
de faciliter l‟introduction de nouveaux services utilisant ces normes ;
et de faciliter la coordination entre normalisation, recherche et développement.
DVB établit des spécifications techniques, qui sont ensuite soumises aux organismes de
normalisation pour devenir des normes européennes (ETSI ou European Telecommunications
Standards Institute pour les signaux de télévision numérique).
Le projet DVB a donc pour but de définir les normes de la télévision numérique, en adoptant une
approche unifiée. Les systèmes de radiodiffusion doivent donc être ouverts, interopérables (c‟est-
à-dire compatibles avec les équipements des autres constructeurs), flexibles (capables de
transporter n‟importe quel type de données audiovisuelles) et orientés marché, c‟est-à-dire qu‟ils
doivent satisfaire aux exigences du marché et s‟inscrire dans une démarche purement
commerciale.
1.7.3 Les familles de standard
Le DVB a défini un certain nombre de normes que l‟on peut regrouper en familles notamment le
multiplexage, la transmission, l‟accès conditionnel et les services interactifs.
1.7.3.1 Le multiplexage
Outre les spécifications de l‟adaptation de MPEG-2 aux applications DVB, des signaux autres que
radio et vidéo peuvent être ajoutés au flux. En particulier, la norme DVB-TXT adapte le principe
du télétexte, et la norme DVB-SI traite des informations à transmettre pour que le récepteur
numérique puisse offrir une navigation agréable parmi la multitude de programmes transmis
18
(programme suivant par exemple). Ces informations seront intégrées dans le flux vidéo avant
transmission.
1.7.3.2 La transmission
Pour chaque canal de transmission, une norme spécifie les algorithmes de codage de canal,
entrelacement et modulation des signaux : DVB-S pour le satellite, DVB-C pour le câble, et DVB-
T pour la transmission hertzienne. D‟autres normes viennent préciser certaines applications,
comme DVB-SMATV pour la réception à partir d‟antennes communautaires, DVB-MS et DVB-
MC pour la distribution vidéo multipoints dans les bandes au-dessus et au-dessous des 10 GHz.
1.7.3.3 L‟accès conditionnel
La norme DVB-CA spécifie une méthode d‟embrouillage des flux MPEG-2, et la norme DVB-CI
propose une interface commune intégrée au récepteur, afin de permettre à l‟utilisateur de décoder
des flux régis par des contrôles d‟accès différents.
1.7.3.4 Les services interactifs
Afin d‟offrir une voie de retour pour les services interactifs, plusieurs spécifications ont été
produites, notamment celles de protocoles dépendants ou non du réseau de retour (RTC, RNIS…).
D‟autres normes ont été mises en place pour proposer, par exemple, des interfaces pour les
réseaux PDH (Plesiochronous Digital Hierarchy), SDH (Synchronous Digital Hierarchy) et ATM
(Asynchronous Transfer Mode), ainsi que des jeux de tests que les constructeurs doivent vérifier
pour que leur matériel soit compatible DVB.
1.8 Les normes de diffusions terrestres DVB [9]
1.8.1 Présentation norme DVB-T
La norme DVB-T ou terrestrial digital video broadcasting remplace les systèmes de diffusion de
télévision analogique dans de nombreux pays à travers le monde. En effet, la transmission
numérique permet d‟avoir une reconstitution presque parfaite des signaux en réduisant les effets
de la communication sans fil et des différents bruits. Au cours de la transmission ; le signal
numérique contenant le signal vidéo MPEG, audio et les informations de flux sont transmis en
utilisant la modulation COFDM (coded orthogonal frequency division multiplexing). Les bits
d‟informations sont codés, entrelacés, et convertis en un symbole complexe selon une
19
constellation QAM et regroupés en bloc. Tous les symboles contenus dans chaque bloc sont
transmis simultanément par des sous-porteuses différentes utilisant l‟IFFT (Inverse fast Fourier
transform). Le nombre de points IFFT qui peut être 2048 (2K) ou 8192 (8K) détermine le mode
de transmission et le nombre de sous-porteuses dans la bande de transmission. Certaines sous-
porteuses ne peuvent être utilisées à cause des intervalles de garde qui sont réservées et utilisées
afin de réduire les effets de l‟interférence entre symbole (IES). La figure 1.08 montre la chaîne de
transmission DVB-T.
Figure 1.08 : Chaîne de transmission DVB-T
Le flux d‟information binaire obtenu après codage de source MPEG-2 est tout d‟abord encodé et
entrelacé à l‟aide de deux codages de canal et des entrelaceurs qui leurs sont associés. Le codage
de canal externe utilise un code de Reed-Solomon raccourci conjointement avec un entrelaceur
convolutif. Le codage de canal interne qui le suit est un codeur convolutif. Un entrelacement
binaire et un entrelacement symbole sont procédés après le codeur convolutif.
Le premier codage a pour but de supprimer les erreurs face à un haut niveau de la valeur du SNR
(signal-to noise ratio) alors que le second réduit le taux d‟erreur binaire (TEB) à la réception en
ajoutant plus de bits de redondance en fonction du rendement du code choisi qui peut prendre les
valeurs 1/2, 2/3, 3/4, 5/6.
Après entrelacement, l‟information codée est arrangée par bloc, convertie en un symbole
complexe selon une constellation QAM et modulée par OFDM. On effectue ensuite une
transformée de Fourrier rapide inverse et on ajoute un préfixe cyclique pour l‟insertion de
l‟intervalle de garde. L‟utilisation de ces techniques de codage et d‟entrelacement avec la
modulation OFDM permettant la diversité temporelle et fréquentielle rend la transmission efficace
et robuste dans les scénarios de multitrajet.
MPEG
transport
stream
Scrambler
Outer coder
Reed
Solomon
Outer
interleaver
Inner
interleaver Inner coder
convolutional
QAM
constellation
mapping
Pilot
insertion IFFT
Guard
interval
Insertion Modulation
RF
transmission
20
1.8.2 Les limites de la norme DVB-T
En dépit des nombreux avantages offerts par le déploiement des réseaux DVB-T, ces limites
étaient devenues rapidement claires depuis le début. Premièrement, le débit est restreint par
rapport à celui des nouvelles techniques de transmission sans fil. De nouveaux standards sont donc
requis pour pouvoir diffuser plus de chaînes et pour avoir des TV haute définition utilisant le
même spectre de fréquence. Deuxièmement, de nouvelles informations sont requises pour
permettre plus d‟interactivité avec l‟utilisateur. Troisièmement, la norme DVB-T, qui a été conçu
pour une transmission fixe possède une très mauvaise performance dans les environnements
mobiles, elle ne peut donc être implémentée dans des véhicules en déplacement par exemple.
Enfin, son implémentation dans le réseau mono-fréquence (SFN : Single Frequency Network) est
un véritable cauchemar, quand l‟interférence entre répéteurs qui émet la même information dans la
même bande de fréquence détruit le signal reçu.
En considérant les nouvelles techniques de traitement du signal, de modulation et de codage le
DVB consortium a publié un nouveau standard DVB-T2 visant à étendre la capacité du standard
DVB-T.
1.8.3 Présentation de la norme DVB-T2
La norme DVB-T2 a été conçue à la base pour répondre au besoin commercial et pour offrir une
meilleure performance pour la transmission de la télévision HD. Elle a été créée essentiellement
pour les récepteurs fixes, quoiqu‟elle permette une certaine mobilité avec les mêmes
caractéristiques de spectre qu‟en DVB-T. La figure 1.09 illustre les principaux étages d‟une
chaîne de transmission DVB-T2, la rotation de constellation et l‟implémentation MISO sont des
étages optionnels.
Figure 1.09 : Chaîne de transmission DVB-T2
MPEG
transport
stream
BCH
/LDPC
Bit
interleaver
Bit to cell
symbol
mapping
Cell
interleaver Constellation
rotation
Frequency
interleaver STBC
MISO Pilot
insertion IFFT
Guard interval
Insertion
Modulation and RF
transmission
Time
interleaver
OFDM Frame
adaptation
21
L‟innovation majeure réside dans la stratégie de correction d‟erreur, en effet la norme DVB-T2
utilise le même principe de codage de la norme DVB-S2 (Digital Video Broadcasting - Satellite
2nd generation ou standard européen de télévision numérique de 2ème
génération pour la réception
par satellite). L‟algorithme de codage est basé sur la combinaison de LPDC (Low-Density Parity-
check Codes) et de Bose-Chaudhuri-Hocquenghem (BCH) codes qui offre un excellent résultat en
termes de robustesse du signal de réception. Le LPDC est basé sur la technique FEC (Forward
Error Connection) qui offre une amélioration majeure comparée au code correcteur convolutif de
la norme DVB-T.
Concernant la modulation utilisée, tout comme la norme DVB-T le standard de deuxième
génération DVB-T2 la modulation multiporteuse OFDM. Tout en conservant la longueur de
symbole IFFT 2K et 8K, le nouveau standard introduit aussi les symboles de longueur 16K et 32K
pour augmenter la longueur de l‟intervalle de garde sans diminuer l‟efficacité spectrale du
système. Les nouvelles spécifications offrent plusieurs possibilités pour les paramètres de
modulation en combinant les différents nombres de porteuses avec la longueur des intervalles de
garde ; de ce fait le standard est très flexible. De plus, la taille de la constellation a été augmentée
jusqu‟à 256 symboles (256QAM).
Les paramètres configurables du nouveau standard permettent d‟offrir une meilleure efficacité
spectrale ; en effet, la modulation peut être adaptée aux caractéristiques actuelles de la
transmission. Comme on le voit sur la figure 1.09 une importante innovation proposée par le
DVB-T2 est l‟utilisation de trois formes de cascade d‟entrelacement, qui sont : l‟entrelacement de
bits, l‟entrelacement de temps et l‟entrelacement fréquentiel. Le but de ces entrelacements est
d‟éviter les erreurs par rafales ou burst error. Le tableau qui suit nous donne les principaux
paramètres du standard DVB-T et DVB-T2.
22
DVB-T DVB-T2
FEC Convolutional + Reed-Solomon
1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8
LDPC + BCH
1/2, 3/5, 2/3, 3/4, 4/5, 5/6
Modes QPSK,16QAM,64QAM QPSK,16QAM,64QAM,
256QAM
Guard intervals 1/4, 1/8,1/16, 1/32 1/4, 19/256, 1/8, 19/128, 1/16,
1/32, 1/128
FFT size 2K,8K 1K, 2K, 4K, 8K, 16K, 32K
Scattered pilots 8% 1%, 2%, 4%, 8%
Continual pilots 2.6% 0.35%
Tableau 1.01: Paramètre standard DVB-T et DVB-T2
La transmission sans fil MIMO (Multiple-input multiple-output) est basée sur l‟utilisation de
plusieurs antennes d‟émission et de réception. Les études théoriques démontrent que l‟utilisation
de plusieurs antennes peut augmenter la capacité du canal de transmission. Les systèmes de
communication sans fil tels que le WLAN 802.11 ou WMAN 802.6 ont intégré les techniques
MIMO dans leurs nouvelles spécifications.
Toutefois, la norme DVB-T2 propose seulement l‟utilisation de plusieurs antennes que d‟un côté
de la transmission. Les sous-ensembles du système MIMO (Multiple Input Multiple Output) sont
appelés respectivement multiple-input single-output (MISO) et single-input multiple-output
(SIMO). La première correspond à plusieurs antennes d‟émission et une seule antenne de
réception offre une diversité de transmission alors que l‟utilisation de plusieurs antennes à la
réception offre une diversité de réception.
1.9 Conclusion
Nous pouvons donc dire que la technologie DVB-T2 est une technologie assez récente offrant
plus de performance et de robustesse que son prédécesseur. Il offre aussi beaucoup de possibilités
notamment l‟utilisation des techniques MISO. Pour mieux comprendre le standard DVB-T2 nous
allons voir dans ce qui suit les préceptes des techniques de base mise en œuvre dans ce standard.
23
Code externe Code interne Canal de
transmission
Décodeur
interne
Décodeur
externe
CHAPITRE 2 : ELEMENTS ET TECHNIQUE DE BASE UTILISES DANS LE
STANDARD DVB-T2
2.1 Introduction
Pour pouvoir cerner le standard DVB-T2, il est important de connaître les principales techniques
utilisées par le standard. Ce chapitre nous présente en conséquence les éléments et techniques de
bases utilisés dans le standard DVB-T2 notamment les techniques de codage et de modulation.
2.2 Les techniques de correction d’erreur [10]
Les stratégies FEC se basent sur l‟utilisation de codes permettant la détection, la localisation et la
correction des erreurs sans retransmission. C‟est une technique largement utilisée dans les canaux
unidirectionnels notamment dans les standards DVB. Le standard DVB-T2 utilise le codage BCH
et LDPC concaténé.
La concaténation des codes consiste à construire un nouveau code avec deux étages en série
comme le montre la figure 2.01, l‟un lutte contre les paquets d‟erreurs (Burst) et l‟autre lutte
contre les erreurs isolées afin de reconstituer plus fidèlement l‟information.
Figure 2.01 : Concept de la concaténation
La concaténation a été proposée pour la première fois par FORNEY dans le but de concevoir des
codes à longueur convenable qui peuvent être décodés sans l‟utilisation d‟équipement complexe,
lorsqu‟on veut un système de codage puissant, on peut envisager deux ou plusieurs niveaux de
codage. On code d‟abord l‟information avec un code C1 (code externe), ainsi on passe d‟une suite
de longueur k à une suite codée de longueur n, cette nouvelle séquence (de longueur n) est alors
considérée comme de l‟information pour un second code C2 (code interne).
Information à coder Bruit Information décodée
Super codeur Super canal Super décodeur
24
Généralement le code externe est plus spécialement construit pour lutter contre les erreurs
engendrées par le code interne lorsqu‟il se trompe, on obtient ainsi des systèmes de codage très
puissants.
2.2.2 Codage BCH [11]
Les codes BCH (Bose, Chaudhuri, Hocquenghem) sont un sous-ensemble des codes cycliques. Ils
en possèdent donc toutes les propriétés. On peut les considérer comme une généralisation des
codes de Hamming pour une détection et une correction d'erreurs multiples. Ils sont considérés
comme des codes très puissants pour la correction d'une série d'erreurs aléatoires.
2.2.2.1 Caractéristiques générales des codes BCH
Soit m ≥ 3. Les codes BCH binaires sont des codes possédant les caractéristiques suivantes :
Longueur du code : n = 2m
– 1.
Dimension du code : k
Nombre de bits de vérification : n – k ≤ mt avec t < 2m – 1
Distance minimum : dmin ≥ 2t + 1
On pourra donc détecter un maximum de 2t erreurs et corriger un maximum de t erreurs.
2.2.2.2 Définition
Un code cyclique de longueur n, défini sur un corps d‟ordre q est appelé code BCH de distance
prescrite si son polynôme générateur g(x) est le plus petit multiple commun (PPCM) des
polynômes minimaux des racines ω , ω , , ω pour tout entier j, et où ω est une racine
nième primitive de l‟unité. Généralement j=1.
2.2.2.3 Construction
Afin de mieux cerner la construction d‟un code BCH, on va construire un code binaire de
longueur n impaire. On commence par factoriser le polynôme sur en produit de
facteurs irréductibles. On obtient donc:
( ) ( ) ( ) (2.01)
Soit est une racine nième de l'unité, c'est-à-dire que est une racine de .
Chaque polynôme facteur de , ( ), , admet une racine .
25
On obtient donc un ensemble de racines { , , , }.
En choisissant une combinaison de plusieurs facteurs ( ), , on obtient un ensemble de
racines. On cherche à choisir facteurs ( ) ( ) ( ), de sorte d'obtenir une suite de
racines consécutives de la forme { , , , }.
Etant donné qu‟en général j=1, on obtiendra l‟ensemble de racines * , , , +. On obtient
donc un code qui a une distance minimum au moins égale à , et où le polynôme générateur sera
défini comme étant le produit des ( ), :
( ) ( ) ( ) ( ) (2.02)
2.2.2.4 Exemple
On cherche à construire un code de longueur n = 15. Pour cela, on factorise :
( ) ( ) ( ) ( )( ) (2.03)
Dans F2, on a les racines suivantes :
Polynôme Racines
1
, 2
, 2,
4,
8
, 2,
4,
8
, 3,
6,
9,
12
Tableau 2.01: Racines dans le corps F2
En combinant ces polynômes, on obtient des codes de distance et de dimension différente.
Soit:
( ) ( ) ( ) (2.04)
On pose une racine de .
( ) admet donc les racines , 2,
3,
4,
6,
8,
9,
12, et on a donc :
( ) ( ) ( ) ( ) (2.05)
On a donc construit un code de dimension k = n – deg(g) = 15 – 8 = 7, et de distance minimum au
moins égale à d = 5.
26
2.2.2.5 Décodage des codes BCH binaires
Dans ce paragraphe, on verra à présent de quelle façon se fait la détection des erreurs et le
décodage de ces codes. La détection d'erreurs de ces codes donne lieu à de nombreux algorithmes.
Dans notre cas, on va utiliser un algorithme basé sur les relations de Newton.
Tout au long de ce paragraphe on utilisera les notations suivantes :
On étudie le code binaire C de longueur n, de dimension k, de distance minimum
dmin ≥ t
On envoie un mot de code c = (c0c1 cn-1) C.
On reçoit un vecteur r = (r0r1 rn-1).
r peut contient une erreur e = (e0e1…en-1), tel que r = c + e
Pour l'étude des algorithmes, nous utiliserons les représentations polynomiales définies par :
c( ) ∑
, ( ) ∑
( ) ∑
(2.06)
Avec
c(x) = r(x) – e(x) (2.07)
Voyons tout d'abord de quelle façon s'effectuent la détection et la correction de deux erreurs. Pour
cela, on considère le code [15, 7, 5]2 tel que défini dans l'exemple ci-dessus. La distance minimum
étant égale à 5, on pourra donc détecter et corriger deux erreurs. On rappelle que ce code possédait
les racines , , , .
Le vecteur erreur est donc défini par:
( ) avec et où j ≠ , (2.08)
En représentation polynomiale, on a donc:
( ) (2.09)
Soit une racine quelconque de c(x). On a donc c( ) = 0 et on peut donc écrire :
r( ) c( ) ( ) ( ) (2.10)
Ainsi, si on évalue le mot reçu en chaque racine du code, on retrouve l'erreur évaluée en cette
valeur. Le décodage s'effectue en trois étapes:
27
1ère
étape : Calcul du syndrome
Celui-ci est défini par S = r · HT où H est une matrice de vérification.
On calcule donc:
144244
143233
142222
142
1410
1
1
1
1
rrrS
(2.11)
On obtient donc S = (S1, S2, S3, S4) avec:
{
21)()(1
iierS
21 2222
2 )()(ii
erS
21 3333
3 )()(ii
erS
21 4444
4 )()(ii
erS
(2.12)
Posons A = 1i et B = 2i . On obtient donc le système :
{
( )
( )
(2.13)
Ici on a A2 + B
2 = (A + B)
2 et A
4 + B
4 = (A + B)
4 car il s‟agit d‟un code binaire.
Pour trouver les positions i1 et i2 des erreurs, il nous faut donc déterminer A et B. On cherche donc
à trouver les racines du polynôme défini par:
2ème
étape : On cherche le polynôme localisateur ( )
Pour cela, on commence par chercher à déterminer le produit A x B.
Or on remarque que l'on a:
13
33
3223
22
233
1
SABS
BAABBA
BBAABA
BABA
BABABAS
( ) ( ) ( – z) z – ( ) z ( ) (2.0.5)
28
D'où :
1
3
2
1
32
1
1
3
3
1
S
SS
S
SS
S
SSAB
(2.14)
Il nous faut donc trouver les racines du polynôme :
1
3
21
2
S
SSzSzz
(2.15)
3ème étape : correction des erreurs
Lorsque le polynôme ( ) est déterminé, on cherche ses racines en testant les valeurs de
possibles. On trouve alors deux racines et , et on saura dès lors que les erreurs sont
localisées aux positions et .
Pour corriger r et retrouver le mot de code envoyé, il suffit d'inverser les bits se trouvant aux
positions et .
2.2.3 Codage LDPC [10] [11]
Dans la théorie de l'information, un contrôle de parité de faible densité LDPC est un code linéaire
correcteur d'erreur, permettant la transmission d'information sur un canal de transmission bruyant.
LDPC est construit en utilisant un graphe biparti clairsemé. Les codes LDPC ont une capacité
approchant la limite théorique. À l'aide de techniques itératives de propagation d'information sur
la donnée transmise et à décoder, les codes LDPC peuvent être décodés en un temps proportionnel
à leur longueur de bloc. Ces informations supplémentaires (qu'on appelle aussi contraintes) sont en
fait un groupe de bits de parité, chaque bit protégeant un sous-ensemble du bloc, chaque sous-
ensemble étant recouvert par d'autres sous-ensembles. Les codes LDPC ont trouvé une utilisation
dans les applications exigeant le transfert d'informations fiables et hautement efficaces avec peu
d'information en retour.
2.2.3.1 Définition
Un code LDPC est un code dont la matrice de contrôle de parité H est de faible densité. La faible
densité signifie qu‟il y a plus de « 0 » que de « 1 » dans la matrice H. Un code LDPC peut être
représenté sous forme matricielle ou bien sous la forme d‟un graphe bipartite (représentation de
Tanner). On a par exemple, la matrice H suivante :
29
Figure 2.02 : Graphe bipartite d’un code LDPC
La matrice peut être représentée par le graphe de la figure 2.02. Les lignes de la matrice sont
représentées par des carrés et sont appelées nœuds de contrôle, les colonnes de la matrice sont
représentées par des cercles et sont appelées nœuds de données et les « 1 » représentent les arrêtes
du graphe. Il y a deux familles de codes LDPC : les codes réguliers et les codes irréguliers. Les
codes LDPC réguliers sont les codes dont le nombre de « 1 » par ligne et le nombre de « 1 » par
colonne sont constants. Par extension, les codes LDPC irréguliers sont les codes définis par des
matrices de contrôle de parité où le nombre de « 1 » par ligne ou par colonne n‟est pas constant.
L‟irrégularité de ces codes se spécifie à travers deux polynômes ( ) et ( ) .
Où (respectivement ) caractérise la proportion du nombre de branches connectées aux nœuds
de données (aux nœuds de contrôle) de degré i par rapport au nombre total de branches. Le degré
est défini comme le nombre de branches connectées à un nœud.
2.2.3.2 Encodage
La matrice de contrôle doit subir un prétraitement avant l‟opération d‟encodage. L‟objectif de ce
prétraitement est de mettre la matrice H de taille m×n sous une forme presque triangulaire
inférieure, comme illustré sur la figure 2.03, en utilisant uniquement des permutations de lignes ou
de colonnes. Cette matrice est composée de 6 sous-matrices creuses, notées A, B, C, D, E et d‟une
(
,
(2.16)
( ) ∑
(2.17)
( ) ∑
(2.18)
30
sous-matrice triangulaire inférieure T de taille m-g × m-g. Une fois que le prétraitement de H est
achevé, le principe d‟encodage est basé sur la résolution du système représenté par l‟équation
matricielle suivante :
Figure 2.03 : Représentation sous forme pseudo-triangulaire inférieure de la matrice H
L‟algorithme de prétraitement consiste à effectuer une triangulation et un contrôle de rang.
a) Triangulation
Permutations des lignes ou des colonnes pour avoir une approximation de la matrice H sous forme
triangulaire inférieure :
Avec un gap g petit si possible. Dans la section suivante, on verra comment ceci peut être
accompli efficacement.
b) Contrôle de rang
Élimination gaussienne pour effectuer la prémultiplication par .
/. Cette
prémultiplication permet d‟obtenir :
.
/ .
/ .
/
Il est nécessaire de vérifier que est inversible pour que le processus de
prétraitement soit utilisable pour la résolution de l‟équation 2.19.
Lors de la résolution de l‟équation 2.19, le mot de code recherché est décomposé en trois parties :
c ( , r , r ) où d est la partie systématique (c'est-à-dire un élément de la base canonique du
(2.19)
.
/
(2.20)
31
sous espace vectoriel de dimension n-m comme indiqué sur la figure 2.03, où les bits de
redondances recherchés sont séparés en deux vecteurs r et r de tailles respectives g et m-g.
Après multiplication à droite par la matrice .
/, l‟équation 2.19 devient :
(2.21)
( ) ( ) (2.22)
L‟équation 2.22 permet de trouver en inversant . L‟équation 2.21 permet
ensuite de trouver .
2.2.3.3 Décodage
Le décodage des codes LDPC s‟effectue à partir d‟algorithmes itératifs dont le plus utilisé est
l‟algorithme de propagation de croyance nommé BP3. Cet algorithme est itératif et repose sur un
mécanisme classique de propagation de croyance. À chaque itération, il y a échange de messages
entre les nœuds de données et les nœuds de contrôle sur un même arc du graphe bipartite.
L‟algorithme consiste à mettre à jour, d‟abord les nœuds de données, puis les nœuds de contrôle et
enfin prendre une décision de décodage du mot de code le plus probable. La mise à jour des
messages mvc issus du nœud de données v à l‟itération i est calculée de la façon suivante :
∑
(2.23)
Où représente le log-rapport de vraisemblance issue de l‟observation en sortie du canal et
est défini par :
r ( )
r ( )
(2.24)
Cv représente l‟ensemble des nœuds de contrôle connectés au nœud de données v. À la première
itération, les messages provenant des nœuds de contrôle sont nuls. La mise à jour les messages
mcv issus du nœud de contrôle c à l‟itération i est calculée de la façon suivante :
32
( ∏ t 4
5
)
(2.25)
Où représente l‟ensemble des nœuds de données connectés au nœud de contrôle c.
2.3 Les entrelaceurs [10]
L‟entrelacement est un élément clé dans les systèmes de communications numériques. Le but d‟un
entrelaceur est de disperser temporellement les données corrélées par le codeur de canal afin de
lutter contre les effets des paquets d‟erreurs. Ainsi, le désentrelaceur permet de casser les paquets
d‟erreurs pour présenter au décodeur des erreurs isolées afin de faciliter la tâche de décodage. Une
des choses la plus difficile à corriger est une longue suite de bit ou d'octet consécutif erroné. On va
donc répartir, à l'émission, les octets d'un paquet dans d'autres paquets.
Dans la pratique on utilise un jeu de registre à décalage de commutateur pour placer chacun des
octets d'un paquet dans des 12 paquets différents.
2.4 Les modulations multiporteuses [12] [10]
2.4.1 Principe
Les techniques qu‟on appelle multiporteuses consistent à transmettre des données numériques en
les modulant sur un grand nombre de porteuses en même temps. Ainsi, si on considère une
transmission mono-porteuse où les données sont envoyées successivement dans le temps (une
donnée par temps de symbole Td), une modulation à N porteuse dont le temps de symbole
Tu=NxTd possède un même débit 1/Td. La forme d‟onde d‟un signal à porteuse multiple présente
donc des sous-canaux fréquentiels appelés sous-porteuses, modulés à bas débit, équivalent dans le
domaine temporel à la superposition de sinusoïdes de fréquences différente.
Figure 2.04 : Effet d’un canal à trajets multiples dur des symboles reçus dans le cas d’un signal
mono-porteuse (a) et multiporteuses (b)
33
2.4.2 Concept d’orthogonalité
Les modulations multiporteuses sont de bonnes solutions pour réduire l‟IES. Cependant, un
nouveau terme d‟interférence, l‟interférence entre sous-porteuses (ICI : intercarrier interference),
peut apparaître. L‟orthogonalité des fonctions de base est directement liée à la fonction de mise en
forme utilisée comme support temporel des symboles de modulation. La fonction porte est la plus
utilisée pour sa simplicité de mise en œuvre. Elle correspond dans le domaine temporel à un
fenêtrage rectangulaire des symboles OFDM de durée Tu. Dans le domaine fréquentiel, elle
correspond à un sinus cardinal dont la largeur du lobe principal est égale à l‟inverse de la durée de
la fenêtre temporelle, c‟est-à-dire 1/Tu. On montre alors que l‟espacement minimal entre deux
sous-porteuse adjacentes qui permet de conserver l‟orthogonalité entre celles-ci est ∆f = 1/Tu.
Nous remarquons sur la figure 2.05 qu‟un signal OFDM occupe une bande fréquentielle infinie à
cause des lobes secondaires de ses sinus cardinaux. Il est donc souvent nécessaire de limiter la
contribution hors bande de ces lobes secondaires par filtrage. Selon la sévérité du filtre, une telle
opération introduit une distorsion plus ou moins importante des sous-porteuses localisées en
bordure de spectre, distorsion visible dans le domaine temporel par l‟apparition d‟ISI. Même si ces
perturbations restent mineures comparées à celles engendrées par le canal de propagation, une
solution permettant de limiter leur influence consiste à ne rien émettre sur quelques sous-porteuses
de chaque côté du spectre. L‟extinction de ces sous-porteuses, appelées sous-porteuses de garde,
permet d‟obtenir exactement le spectre désiré au prix d‟une légère perte d‟efficacité spectrale.
Figure 2.05 : Signal OFDM dans le domaine temporel et fréquentiel
34
2.4.3 La modulation OFDM
2.4.3.1 Génération conceptuelle d‟un signal OFDM
Le principe est de grouper des données numériques par paquets de N, qu‟on appellera symbole
OFDM et de moduler par chaque donnée une porteuse différente en même temps.
Figure 2.06 : Schéma de principe d’un modulateur OFDM
Considérons :
Une séquence de N données e0 , e1, …, eN-1
la durée d‟un symbole
la fréquence du signal
Le signal individuel est donc sous la forme complexe :
Par suite le signal total émis :
( ) ∑
(2.26)
Les données numériques sont des nombres complexes définis à partir d‟éléments binaires par une
constellation de modulation d‟amplitude en quadrature à plusieurs états (4, 16,64).Ces données
sont des symboles q-aires formés par groupement de q bits.
35
2.4.3.2 Génération pratique d‟un signal OFDM
Un signal OFDM est généré en utilisant l‟IFFT (transformé de Fourrier Inverse)
Le signal modulé en bande de base s(t) est discrétisé :
( ) ∑
(2.27)
La figure 2.07 représente le schéma synoptique de la génération d‟un signal OFDM.
Figure 2.07 : Génération pratique d’un signal OFDM
Si l‟espace entre les fréquences est donc le multiplexage est orthogonal. Dans ce cas pour :
(2.28)
On a:
( ) ∑
(2.29)
2.4.3.3 Insertion de l‟intervalle de garde
Pour un signal OFDM, une technique pour réduire l‟IES est l‟augmentation du nombre de sous-
porteuses N, équivalent dans le domaine temporel à augmenter la durée du temps symbole
OFDM . Cette méthode est cependant limitée par le temps de cohérence du canal. En
effet, pour que le canal ne carie varie pas durant un symbole OFDM il faut que la durée d‟un
symbole soit inférieur au temps de cohérence. De plus, même si la durée d‟un temps de symbole
OFDM est bien plus grande que l‟étalement maximal des retards de la réponse impulsionnelle du
canal, une ISI résiduelle provenant du symbole OFDM précédent reste présente. Une solution
pour irradier cette ISI résiduelle est de sacrifier une partie de l‟énergie émise en insérant entre
chaque symbole un intervalle de garde comme le montre la figure 2.08.
36
Figure 2.08 : Illustration de l’effet de l’intervalle de garde précédent chaque symbole OFDM
Pour absorber toute l‟IES, la durée de l‟intervalle de garde Tg doit être supérieur à l‟étalement
maximal des retards du canal. De cette manière, la partie utile du symbole OFDM ne sera pas
affectée par l‟IES. Notons que puisqu‟aucune information utile n‟est transmise durant l‟intervalle
de garde, l‟efficacité spectrale du système diminue d‟un facteur égale à :
( )
(2.30)
Il existe plusieurs méthodes de construction de l‟intervalle de garde. La plus classique et la plus
répandue est celle du préfixe cyclique (CP pour Cyclic Prefix), consistant à recopier les derniers
échantillons de la partie utile du symbole OFDM dans l‟intervalle de garde. D‟autres techniques
plus récentes telles que le zero-padding (ZP) ou le pseudo random prefixe (PRP) offrent certains
avantages supplémentaires mais au prix d‟une plus grande complexité algorithmique en réception.
Après insertion de l‟intervalle de garde, la fonction porte est appliquée sur chaque symbole
OFDM de durée Tofdm= Tu+ Tg et non plus Tu. Dans le cas d‟un intervalle de garde en préfixe
cyclique (CP), ceci a pour conséquence d‟augmenter (dans le domaine fréquentiel) la largeur du
lobe principal des sinus cardinaux, engendrant une perte d‟orthogonalité entre les sous-porteuses.
Cette orthogonalité peut être restaurée en réception sous réserve que durant la fenêtre rectangulaire
de durée Tu sur laquelle est appliquée la FFT, le nombre de périodes de chacun des signaux
sinusoïdaux composant le signal OFDM soit entier.
2.4.4 La démodulation OFDM
Au niveau du récepteur le signal reçu a pour expression :
( ) ∑ ( ) .
/
(2.31)
37
( ) : Fonction de transfert du canal autour de et au temps t
La condition d‟orthogonalité nous montre que :
∫ ( )
∑ ∫ ( ) ( )
(2.32)
Car
∑ ∫ ( )
( )
{ , ,
(2.33)
La bande passante du signal étant
, la fréquence d‟échantillonnage doit être supérieure ou
égale à
soit
. L‟échantillonnage se fera au temps
.
Figure 2.09 : Démodulation OFDM
Le signal reçu en bande de base après le décalage de
s‟écrit alors :
( ) ( ) .
/
∑ ( )
(2.34)
( ) (
* ( ) ∑
(2.35)
Zn est la transformée de Fourrier discrète inverse de la démodulation consiste donc à
effectuer une transformée de Fourrier directe discrète (FFT).
38
2.5 Les réseaux MFN et SFN [12] [13]
Un réseau SFN (Single Frequency Network) est composé de plusieurs sites d‟émission
transmettant la même information (puisque nous sommes dans un contexte de diffusion) sur la
même fréquence porteuse. Son grand avantage par rapport à un réseau MFN (Multi Frequency
Network), où l‟émetteur de chaque site diffuse l‟information à transmettre sur une fréquence
porteuse différente, est qu‟il est beaucoup plus économique en termes de consommation du spectre
fréquentiel. En effet, un réseau SFN consomme une seule bande de fréquences quel que soit le
nombre d‟émetteurs, tandis qu‟un réseau MFN requiert autant de bandes de fréquences distinctes
qu‟il possède de sites d‟émission. La figure 2.10 illustre la topologie d‟un réseau MFN et SFN.
Figure 2.10 : Comparaison entre un réseau MFN et un réseau SFN
2.6 Les codes OSTBC [12] [14] [15]
Les codes OSTBC ou codages spatio-temporels orthogonaux sont des codes spatio-temporels en
blocs tels que les mots de code sont des matrices orthogonales ou unitaires. Cette propriété permet
un décodage linéaire de ces codes, c‟est pourquoi elle est considérée comme leur point fort. Leur
faiblesse est un rendement qui s‟écroule lorsque le nombre d‟antennes est grand.
Le principe du codage spatio-temporel repose sur l‟émission de symboles différents sur chacune
des antennes d‟émission. Il peut ainsi utiliser les sous-canaux soit pour augmenter le débit soit
pour améliorer la robustesse du lien.
Ce type de codage regroupe par Q symboles l‟information avant encodage. L‟information est
ensuite transmise simultanément sur les deux antennes d‟émission puis retransmise différemment
des symboles aux T instants suivants.
39
Au cours de notre étude nous verrons les Code OSTBC suivantes :
Le code Alamouti ou codes OSTBC 2x1 où on utilise 2 antennes d‟émission et 1 antenne
de réception (OSTBC 2x1)
Le code OSTBC 3x1 avec 3 antennes d‟émission 1 antenne de réception
Le code OSTBC 4x1 avec 4 antennes d‟émission 1 antenne de réception
2.6.1 Code d’Alamouti
Pour le cas d‟une transmission à deux émetteurs et un récepteur, Alamouti a proposé un code
spatio- temporels. A l‟instant 1, les symboles et sont transmis respectivement sur les
antennes 1 et 2 puis à l‟instant 2, les symboles et
sont transmis sur les antennes 1 et 2.
Ainsi sous forme matricielle, un mot de code s‟écrit :
, [
]
(2.36)
avec les symboles et deux symboles d‟information. Le vecteur reçu s‟écrit :
, - , - [
] , -
(2.37)
Le code présente la propriété d‟être orthogonal car nous avons :
, , (‖ ‖
‖ ‖ )
(2.38)
Ce système peut se mettre sous la forme équivalente
0
1 [
] [
] 0
1
(2.39)
Pour ce code, le gain de diversité est égal à ‖ ‖ ‖ ‖
.
Le signal rapport sur bruit étant donné par :
(‖ ‖
‖ ‖ )
(2.40)
40
2.6.2 Les autres codes OSTBC
Le code d‟Alamouti est le seul code orthogonal complexe permettant d‟atteindre la diversité
maximale avec un rendement égal à 1. Il existe quelques autres comme par exemple celui avec 3
antennes mais avec un rendement égal à ¾. On a la matrice de code suivant :
, [
] (2.41)
Il y a aussi les codes OSTBC avec 4 antennes ayant également un rendement ¾ possédant la
matrice de code suivant.
, [
]
(2.42)
Le principe de décodage reste le même que celui utilisé pour le décodage d‟une transmission à
deux antennes.
2.6.3 Décodage des codes OSTBC
Une caractéristique particulièrement intéressante des OSTBC, le décodage au sens maximum de
vraisemblance de ce type de code du fait de leur orthogonalité peut être atteint au niveau du
récepteur avec un traitement linéaire.
A l'instant t, le signal reçu à l'antenne j est:
∑
(2.43)
où est le gain de l'antenne d'émission de chemin i à l'antenne de réception j,
est le signal transmis par l'antenne d'émission i et
est un échantillon de l'additif blanc bruit gaussien (AWGN ).
41
La règle de détection du maximum de vraisemblance est de former les variables de décision.
∑ ∑ ( ) ( )
(2.44)
où ( )est le signe de la ième
ligne de la matrice de codage, indique que c'est (jusqu'à une
différence de signe), l‟élément de la matrice de codage, pour et décider ensuite sur le symbole de
la constellation qui satisfait.
( ( ∑
,
+ +
(2.45)
Où A étant l‟alphabet de la constellation . Malgré son apparence, il s'agit d'un schéma de
décodage simple et linéaire qui fournit diversité maximale.
2.7 Conclusion
Pour conclure, on peut dire que DVB-T2 utilise des techniques performantes pour les techniques
de correction d‟erreur. Elle utilise aussi la modulation OFDM et offre la possibilité d‟effectuer une
rotation de constellation et introduit le système de codage MISO. Dans ce qui suit, nous verrons
principalement l‟utilisation de ces techniques à travers le standard.
42
CHAPITRE 3 : LE STANDARD DVB-T2 AVEC LE CODAGE OSTBC
3.1 Introduction
Le standard DVB-T2 offre une large gamme de spécification concernant les paramètres utilisés. Il
permet aussi de choisir la configuration la plus adaptée au résultat souhaité. Dans ce chapitre, nous
verrons le fonctionnement du standard ainsi qu‟une partie des spécifications de la norme DVB-T2.
3.2 Le concept PLP [15] [16]
Le concept PLP ou (Physical Layer Pipes) est un concept issu du standard DVB-S2. Il s‟agit de
diviser le canal de transmission en plusieurs sous tunnel physique. Un PLP est une voie logique
qui peut porter un ou plusieurs services. Chaque tunnel physique (PLP) peut alors avoir sa propre
modulation et technique de correction d‟erreur. Tous les PLPs diffusent sur une même fréquence ;
par conséquent, ils sont considérés comme un unique canal DVB-T2 comme la figure 3.01 le
montre.
Figure 3.01 : Le concept PLP
Le multiplex DVB-T2 peut porter un seul PLP (mode A) ou plusieurs PLP (mode B). Il peut
diffuser au maximum 255 PLP par multiplex.
Il existe trois types de PLP :
Un PLP commun de type 0 qui porte des informations issues des autres données PLP telle
que le guide du programme ou autre type d‟information commune.
PLP de type 1 qui contient une tranche par trame dvb-T2 et qui est transmis avant tout
PLP de type 2 comme le montre la figure 3.02.
43
Figure 3.02 : PLP de type 1 avec une tranche par trame DVB-T2
PLP de type 2 qui contient deux ou plusieurs sous-tranches par trame DVB-T2. Dans ce
cas, les données du PLP sont véhiculées à travers plusieurs arrangements par trame
augmentant ainsi la diversité temporelle et produisant une meilleure robustesse pour les
services mobiles.
Figure 3.03 : PLP de type 2 avec plusieurs sous-tranche par trame DVB-T2
3.3 Entrelaceur bit et codage [17] [18]
Ce sous-système effectue la technique de correction d‟erreur (FEC) en utilisant LDPC et BCH et
l‟entrelacement par bit. Le flux de donnée entrant doit être composé de trame baseband
(BBFRAMES) et la sortie de trame FEC (FECFRAMEs). On effectue sur chaque BBFRAME
(Kbch bits) un codage correcteur d‟erreur pour générer une trame FEC (Nldpc bits). Le bit de
contrôle de parité (BCHFEC) est ajouté dans le code externe BCH après la trame baseband ;
quant au bit de contrôle (LDPCFEC) du code interne LDPC ; il sera ajouté après le champ
44
BCHFEC .Les données sont disposées dans une trame FEC de longueur 64800bits pour une trame
FEC normale et 16400bits pour une trame FEC courte. Une signalisation L1 est envoyée dans la
trame FEC courte. Les données peuvent être envoyées dans une trame normale ou courte. La
trame FEC normale a un entête plus court et offre par conséquent une meilleure performance. La
trame FEC courte possède un retard inférieur puisque la taille de l‟entrelaceur est réduite. La
figure 3.04 illustre le format de trame FEC.
Figure 3.04 : Format de trame FEC
Avec :
: nombre de bit de donnée pour le bloc BCH (code externe)
NBCH - KBCH : nombre de bits de code dans le bloc de code BCH
KLDPC : nombre de bit de donnée avant encodage LDPC
NLDPC : longueur de la trame codée
BBFRAME est la trame de base qui fixe les bits à partir des données jusqu‟à une
procédure d‟encodage FEC.
La norme DVB-T2 définit six rendements de code pour la trame FEC qui sont donnés par le
tableau ci-après.
45
LDPC code rate KBCH NBCH=KLDPC terrorBCH BCH code bits NLDPC
1/2 32208 32400 12 192 64800
3/5 38688 38880 12 192 64800
2/3 43040 43200 10 160 64800
3/4 48408 48600 12 192 64800
4/5 51648 51840 12 192 64800
5/6 53840 54000 10 160 64800
Tableau 3.01: Rendement de code pour la trame FEC normal
Pour la trame FEC courte un rendement de code 1/4 est défini qui est seulement utilisé pour la
protection de la pré-signalisation L1. La pré-signalisation L1 de la trame LDPC est prélevée aux
bits 11488. Pour la trame FEC courte, le rendement de code nominal du LDPC est différent du
rendement de code effectif Reff. Le rendement de code pour le code BCH est 128/135. Le
rendement de code pour la trame FEC courte est donné par le tableau suivant :
LDPC code rate KBCH NBCH=KLDPC terrorBCH Reff BCH code rate NLDPC
1/4 3072 3240 12 1/5 168 16200
1/2 7032 7200 12 4/9 168 16200
3/5 9552 9200 12 3/5 168 16200
2/3 10632 10800 12 2/3 168 16200
3/4 11712 11880 12 11/15 168 16200
4/5 12432 12600 12 7/9 168 16200
5/6 13152 13320 12 37/45 168 16200
Tableau 3.02: Rendement code pour la trame FEC courte
Le rendement de code est déclaré pour les récepteurs dans la post signalisation. Pour le code BCH
il dépend du rendement de code LDPC et il n‟est pas spécifié par la signalisation. Le vrai
rendement du code diffère légèrement de celui du LDPC, quand on considère le rendement du
code BCH durant le calcul.
Le rendement de code BCH calculé est donné par le tableau suivant. CRdiff indique la différence
entre le rendement de code nominal et le rendement de code réel.
46
Tableau 3.03: Rendement de code pour LDPC et BCH
3.3.2 Encodeur externe BCH
Une correction de t-erreur par un code BCH (Nbch ,Kbch) doit être appliquée à chaque BBFRAME
pour générer une protection contre les erreurs par paquet .
Le générateur polynomial de correction de t-erreur BCH est obtenu en multipliant les t premiers
polynômes de la table 3.04 suivante pour Nldpc=64800 et de la table 3.05 pour Nldpc=16200.
g1(x) 1+x2+x3+x5+x16
g2(x) 1+x+x4+x5+x6+x8+x16
g3(x) 1+x2+x3+x4+x5+x7+x8+x9+x10+x11+x16
g4(x) 1+x2+x4+x6+x9+x11+x12+x14+x16
g5(x) 1+x+x2+x3+x5+x8+x9+x10+x11+x12+x16
g6(x) 1+x2+x4+x5+x7+x8+x9+x10+x12+x13+x14+x15+x16
g7(x) 1+x2+x5+x6+x8+x9+x10+x11+x13+x15+x16
g8(x) 1+x+x2+x5+x6+x8+x9+x12+x13+x14+x16
g9(x) 1+x5+x7+x9+x10+x11+x16
g10(x) 1+x+x2+x5+x7+x8+x10+x12+x13+x14+x16
g11(x) 1+x2+x3+x5+x9+x11+x12+x13+x16
g12(x) 1+x+x5+x6+x7+x9+x11+x12+x16
Tableau 3.04: Polynômes BCH pour la trame FEC normal
LDPC CodeRate 1 /2 3/5 2/3 3/4 4/5 5/6
BCH CodeRate 497/500 199/200 249/250 249/250 249/250 997/1000
CRdif 0.6% 0.5% 04% 0.4% 0.37% 0/3%
47
g1(x) 1+x+x3+x5+x14
g2(x) 1+x6+x8+x11+x14
g3(x) 1+x+x2+x6+x9+x10+x14
g4(x) 1+x4+x7+x8+x10+x12+x14
g5(x) 1+x2+x4+x6+x8+x9+x11+x13+x14
g6(x) 1+x3+x7+x8+x9+x13+x14
g7(x) 1+x2+x5+x6+x7+x10+x11+x13+x14
g8(x) 1+x5+x8+x9+x10+x11+x14
g9(x) 1+x+x2+x3+x9+x10+x14
g10(x) 1+x3+x6+x9+x11+x12+x14
g11(x) 1+x4+x11+x12+x14
g12(x) 1+x+x2+x3+x5+x6+x7+x8+x10+x13+x14
Tableau 3.05: Polynômes BCH pour la trame FEC courte
Les bits de la trame de base provenant du message ( , , , , ) pour
l‟encodage BCH, avec est le premier bit de l‟entête de la trame de base et m le dernier
bit de la trame de base.
3.3.3 Encodeur interne LDPC
L‟encodeur LDPC traite la sortie du codeur externe ; . , , , / ; comme un bloc
d‟information de taille KLDPC =NBCH , et le code de manière systématique en un mot de code de
taille ; où :
( , , , , ) = ( , , , , , , , , )
Les paramètres (NLDPC ; KLDPC) sont données par les tables 3.01 et 3.02.
3.3.4 Entrelaceur bit (pour 16-QAM, 64-QAM et 256QAM)
Le bit d‟entrée avec index i, pour , est écrit dans la colonne , ligne de
l‟entrelaceur où :
(3.01)
( ) (3.02)
48
Le bit de sortie avec index j, pour , est lu à partir de la ligne r et de la
colonne c de l‟entrelaceur où :
(3.03)
(3.04)
Pour mieux comprendre le mécanisme, la figure 3.05 illustre l‟entrelacement subit par une trame
normal de correction d‟erreur pour la modulation 16-QAM.
Figure 3.05 : Entrelacement par bit pour la trame normal FEC pour 16-QAM
3.4 Entrelacement temporel
L‟entrelaceur temporel opère au niveau du PLP. Les paramètres de l‟entrelacement temporel
peuvent être différents pour différents PLP du système DVB-T2. Cette technique peut ne pas être
utilisée.
Il existe 3 options pour l‟entrelacement temporel pour chaque PLP
Chaque trame entrelacée contient un bloc TI (time interleaving) et est introduite en une
seule trame DVB-T2 comme la figure 3.06.
49
Figure 3.06 : Bloc de TI par trame entrelacé dans une trame DVB-T2
Chaque trame entrelacée contient un bloc TI (time interleaving) et est introduite dans plus
d‟une trame DVB-T2. Cette technique offre une plus grande diversité temporelle. La
figure 3.07 illustre le cas de l‟intégration d‟un bloc TI dans deux trames DVB-T2.
Figure 3.07 : Bloc de TI par trame entrelacé dans plusieurs trame DVB-T2
50
Chaque trame entrelacée est intégrée directement dans une trame DVB-T2 et la trame
entrelacée est divisée en plusieurs blocs TI comme le montre la figure 3.08. Chaque bloc
TI peut utiliser pleinement la mémoire temporelle d‟entrelacement ; ce qui a pour effet
d‟augmenter le débit maximal pour un PLP.
Figure 3.08 : Trame entrelacé divisé en plusieurs bloc TI
3.5 Entrelacement cellules [17]
L‟entrelaceur de cellule ou CI (cell interleaver) répartit uniformément les cellules dans le mot de
code de correction d‟erreur pour garantir une distribution non corrélés des distorsions du canal de
transmissions à la réception.
L‟entrée du CI notée ( ) ( , , , , , , , , ) est la cellule de données
( , , , , ) du bloc FEC d‟index „r‟ après mise en constellation. „r‟ représente l‟index
du bloc FEC avec l‟entrelaceur temporel. Quand l‟entrelacement temporel n‟est pas utilisé, la
valeur de „r‟ est 0 pour chaque bloc FEC. La sortie du CI est un vecteur
( ) ( , , , , , , , , ) est défini par :
, ( ) , avec q= 0,1,...,
(3.05)
51
Avec est le nombre de cellule de donnée en sortie par bloc FEC et ( ) est une fonction
de permutation appliquée à chaque bloc r. ( ) est donné par :
( ) , ( ) ( )-
(3.06)
Où ( ) est la fonction de permutation basique (utilisée pour le premier bloc FEC) et ( ) est la
valeur décalée utilisée dans le bloc FEC r.
Figure 3.09 : Entrelacement de cellule
3.6 Mapping et constellation [18] [19]
Le haut débit dans le standard DVB-T2 repose sur le QAM 256. DVB-T propose une
constellation QPSK, 16QAM and 64QAM et 256QAM pour le nouveau standard. La modulation
256QAM porte log2(256) = 8 bit information, plus de 33% que pour le 64QAM. Le principal
désavantage est sa haute sensibilité au bruit. La distance euclidienne pour la modulation 256QAM
est
√ , et de
√ pour le 64QAM.
Pour un taux d‟erreur de , il y a une perte de 5dB entre le 64QAM et le 256QAM, c‟est-à-dire
que devrait être aux environs de 5dB de plus pour le 256QAM pour obtenir le même taux
d‟erreur par symbole.
52
Figure 3.10 : Taux d’erreur théorique par symbole QAM
La règlementation ne permet pas d‟augmenter le rapport Es/N0, de ce fait DVB-2 doit compenser
cette perte en utilisant d‟autres techniques. C‟est le cas avec l‟utilisation des techniques de codage
robuste combinant LDPC et BCH que nous avons vu précédemment. D‟un autre côté, DVB-T2
présente une plus grande taille FFT pour la modulation OFDM et offre la possibilité d‟effectuer
une rotation de la constellation.
3.6.2 Mappage des bits de données en constellation
Les bits d‟entrées de la trame FEC sont divisés à l‟aide d‟un démultiplexeur en des mots de cellule
en parallèle puis chaque mot est mis en constellation. Le nombre de cellules de donnée en sortie et
le nombre effectif de bits par cellule est donné par la table suivante.
53
Tableau 3.06: Paramètres pour le mappage des bits en constellation
3.6.3 Rotation de la constellation et retard cyclique Q
DVB-T2 donne l‟option d‟effectuer une rotation de constellation. Si cette fonctionnalité est
utilisée, chaque point de la constellation QAM subit une rotation dans un plan complexe I-Q.
L‟angle de rotation est défini par le standard et dépend du nombre d‟états de la modulation QAM.
Le tableau suivant montre les valeurs selon la spécification de la norme DVB-T2.
Modulation QPSK 16QAM 64QAM 256QAM
Angle de rotation φ (en degré) 29,0 16,8 8,6 atan(1/16)
Tableau 3.07: Valeur de l’angle de rotation de la constellation
La rotation projette un point de la constellation sur les deux axes de telle manière que chaque axe
porte suffisamment d‟information pour décoder les points modulés même quand les autres
dimensions sont effacées. La distance entre les points de la constellation est uniforme est le
résultat de la rotation suivant les angles définis par le standard. Cet angle de rotation a été choisi
par le DVB pour produire une robustesse maximale à travers les différents types de canal. Les
points de la constellation sont modifiés par la rotation de phase qui s‟exprime par :
(3.07)
Longueur bloc
LDPC (Nldpc)
Modulation
Nombre de
cellule en
sortie
64 800
256-QAM 8 8 100
64-QAM 6 10 800
16-QAM 4 16 200
QPSK 2 32 400
16 200
256-QAM 8 2 025
64-QAM 6 2 700
16-QAM 4 4 050
QPSK 2 8 100
54
Pour exploiter davantage la rotation de la constellation, la partie imaginaire et la partie réelle des
points de la constellation sont séparés et la partie réelle d‟un symbole QAM de chaque trame de
correction d‟erreur est décalé de manière cyclique. Cette redondance est introduite sans affecter le
rendement du code ou l‟efficacité spectrale de telle sorte qu‟une perte virtuelle d‟un symbole
QAM peut être retrouvée.
Le retard cyclique produit une constellation virtuelle avec M2 points. Les figures 3.11 et 3.12
montrent le résultat du signal respectivement après une rotation et une rotation avec un retard
cyclique Q. Les points de la constellation dérivée de la constellation virtuelle sont marqués en
rouge dans la figure 3.12.
Figure 3.11 : Rotation de la constellation 16-QAM
Figure 3.12 : Constellation virtuel après rotation avec retard cyclique Q
55
La distance entre les chaque point de la constellation est non uniforme. Cette distribution est plus
performante par rapport à une distribution uniforme. Tous les points de la constellation proche sur
un axe sont éloignés sur l‟autre ; ce compromis offre une grande combinaison de distance.
La rotation et le retard cyclique Q s‟expriment par :
( ) ( )
(3.08)
( ) ( ), , , ,
(3.09)
Avec :
: Symbole QAM dans la trame FEC
: nombre de symbole QAM par trame FEC
: symbole QAM virtuel
Après rotation de la constellation, les symboles QAM subissent un entrelacement fréquentiel.
L‟entrelaceur permute tous les cellules QAM en un seul symbole OFDM de manière pseudo-
aléatoire. La partie réelle et la partie imaginaire du QAM sont émises sur des fréquences
différentes. De ce fait, si un canal sélectif en fréquence détruit une sous-porteuse et le symbole
QAM virtuel ; l‟information est encore reçue sur une autre fréquence.
Le récepteur inverse la fréquence d‟entrelacement et le retard cyclique Q pour pouvoir combiner
l‟information de la partie I et Q. si une part du symbole QAM est perdu, le décodage sera plus
susceptible au bruit comme la distance sur chaque axe est plus petite que la distance euclidienne
du QAM. Le processus de décodage est décrit dans ce qui suit.
3.6.4 Demapping bidimensionnel de la rotation de constellation
A la réception l‟information issue de la partie imaginaire et de la partie réelle est combinée pour
être démodulée. Après le désentrelaceur de fréquence, le retard Q est supprimé, la partie
imaginaire et réelle correspondante sont assemblées.
La probabilité pour le symbole reçu soit égale à zéro si le bit transmis =0 est :
( , )
∑ ( )
( )
(3.10)
56
Avec ∑ est l‟ensemble de tous les points de la constellation vérifiant que =0. Il
est supposé que les états sont transmis de manière équiprobable. I et Q est la constellation
reçue. et sont les facteurs d‟amplitude du fading subit par le signal à travers le canal. Le
calcul pour =1 est fait de manière analogue.
Le LLR ou log-likelihood-ratio est calculé à partir de ces probabilités :
( ) ( ( , )
( , )*
(3.11)
Si alors il est plus probable que le bit transmis soit égal à 1 dans le cas contraire c‟est-à-
dire le bit transmis est probablement 0.
Le demapping devrait conduire à une amélioration du taux d‟erreur binaire. Au lieu de supposer
que tous les états sont équiprobables, le demapper travaille avec les informations provenant
du décodeur LDPC. Le demapping est fait avec itération jusqu‟à une certaine limite. Chaque
itération est suivie par un décodage LDPC et à partir du taux d‟erreur du LDPC une probabilité
peut être calculée.
Figure 3.13 : LLR-Demapper itératif
Le LLR avec le demapping itératif est donnée par l‟expression :
( ) 4 ( , )∏ ( )
( , ) ( )5
(3.12)
57
3.7 Modulation OFDM et paramètres associés [17] [19]
3.7.1 Les nouvelles tailles FFT
Le standard DVB-T offre deux choix de porteurs OFDM: 2048 (2K) et 8192 (8K). Aujourd'hui le
progrès dans les appareils du silicium permet d‟utiliser de plus grandes dimensions FFT. Ainsi,
DVB-T2 propose l'OFDM à 1k, 2k, 4k, 8k, 16k et 32k porteuse.
Le rôle du système OFDM est de prendre les cellules de la trame comme des coefficients dans le
domaine fréquentiel, d‟insérer les informations appropriées comme les pilotes qui permettent au
récepteur de compenser les distorsions introduites par le canal de transmissions et de produire le
signal de base dans le domaine temporel pour la transmission. Il peut aussi insérer l‟intervalle de
garde.
3.7.2 Les aspects du choix de la taille FFT
Le choix de la dimension OFDM dépend de son application et des caractéristiques du canal de
transmission. Pour cela, DVB-T2 offre une grande gamme de paramètres possibles dans le but
d‟obtenir un comportement particulier suivant le canal de transmission.
Donnons deux exemples. Le mode 32k sera très efficace pour des antennes fixes, qui subissent les
effets des fadings lents et les échos multitrajet car il offre la plus longue durée de symbole OFDM
et est par conséquent moins susceptible à la variation du temps dans le canal de transmission. Le
mode 1k contrairement à 32k est moins sensible à l‟effet doppler et offre une meilleure
performance pour les applications mobiles.
3.7.3 Mode étendue
L‟utilisation de la taille 8k, 16k et 32 devancent les exigences des spectres ; profitant de cet
avantage DVB-T2 introduit la mode étendue. La mode étendue ajoute aux deux côtés du spectre
des sous-porteuses des données supplémentaires, ainsi les exigences spectrales sont satisfaites et
l'efficacité de la bande passante augmente. La figure 3.14 montre le spectre de l‟OFDM en mode
normale et en mode étendue.
58
Figure 3.14 : Spectre du signal OFDM en mode normal et en mode étendue
Les valeurs dans la mode étendue sont résumées dans table qui suit. La bande passante
supplémentaire est la bande passante utilisée pour les porteuses actives supplémentaires et est
calculée à partir de la différence de l‟espacement entre la première porteuse et la dernière
porteuse dans le mode normale et étendue.
8k 16k 32k
Sous-porteuse en mode normale 6817 13633 27265
Sous-porteuse en mode étendue 6913 13921 27841
Sous porteuse supplémentaire de chaque
côté du spectre
48 144 288
Bande passante supplémentaire 0.1MHz 0.16MHz 0.16MHz
Gain de performance 1.4% 2.1% 2.1%
Tableau 3.08: OFDM en mode normale et en mode étendue
3.7.4 Intervalle de garde
Si la taille FFT est choisie, la durée de symbole OFDM augmente et l'espacement entre les sous-
porteuses diminue. Si la même fraction intervalle de garde est maintenue tandis que la FFT taille
du symbole OFDM est augmentée, il en résulte un intervalle de garde plus longue, et donc une
plus longue portée de l‟écho.
59
Sept différentes fractions d‟intervalle de garde ( ) ont été définies par le standard DVB-T2.
Le tableau suivant donne la durée de l'intervalle de garde exprimé dans multiples de la période
élémentaire T pour chaque combinaison de taille FFT et de fraction d‟intervalle de garde.
Certaines combinaisons ne doivent pas être utilisées ; elles sont marquées NA dans le tableau.
FFT size
Guard interval fraction (Δ/Tu)
1/128 1/32 1/16 19/256 1/8 19/128 1/4
32
K
256T 1 024T 2 048T 2 432T 4 096T 4 864T NA
16
K
128T 512T 1 024T 1 216T 2 048T 2 432T 4 096T
8K 64T 256T 512T 608T 1 024T 1 216T 2 048T
4K NA 128T 256T NA 512T NA 1 024T
2K NA 64T 128T NA 256T NA 512T
1K NA NA 64T NA 128T NA 256T
Tableau 3.09: Durée de l’intervalle de garde à la période élémentaire T
3.7.5 DVB-T2 MISO avec le codage OSTBC
Le DVB-T2 MISO consiste à utiliser plusieurs antennes d‟émissions lors de la transmission.
Tous les symboles du signal DVB-T2 peuvent posséder un processus MISO appliqué au niveau
des cellules. Cela suppose donc que tous les récepteurs DVB-T2 doivent être capables de recevoir
un signal MISO.
Le traitement MISO en utilisant un code Alamouti consiste à prendre les cellules de données en
entrée et à produire deux cellules similaires en sortie qui seront transmises vers les deux groupes
d‟émetteur. Un code Alamouti modifié est utilisé pour produire les paramètres des deux signaux
de sortie.
Le processus de codage est effectué sur une paire de cellules OFDM préétablies ( , , , , , )
à la sortie de l‟entrelaceur de fréquence. L‟encodage des cellules , , (Tx1) pour l‟émetteur 1 et
, , (Tx2) pour l‟émetteur 2 est généré à partir des cellules d‟entrée comme suit :
, , ( ) , , , , ( ) , , * , , , , +
(3.13)
, , ( ) , , , , ( )
, , * , , , , +
(3.14)
60
Avec est le conjugué de a et est le nombre de cellules à la sortie de l‟entrelaceur de
fréquence pour le symbole courant l.
Figure 3.15 : Processus MISO pour la modulation OFDM
Le processus de codage est répété pour chaque pair de cellules mais il n‟est pas appliqué au
symbole de préambule P1. En effet, le contenu de la P1 doit être identique pour les deux
émetteurs. Si le processus MISO n‟est pas utilisé les cellules de données en entrée doivent être
copiées directement à la sortie, c‟est-à-dire que , , , , pour , , , .
On utilise aussi le même principe pour un codage OSTBC 3x1 et 4x1.
Le schéma synoptique d‟une chaîne de transmission DVB-T2 MISO avec OSTBC est illustré sur
la figure 3.16.
Figure 3.16 : Chaîne de transmission DVB-T2 MISO avec codage OSTBC
MPEG transport stream
BCH/LDPC Bit
interleaver
Bit to cell symbol
mapping
Cell interleaver
Constellation rotation
Frequency interleaver OSTBC
MISO
Time interleaver
OFDM Frame
adaptation
Pilot insertion
IFFT Guard interval
Insertion
Modulation and RF
transmission
Pilot insertion
IFFT Guard interval
Insertion
Modulation and RF
transmission
. . .
61
3.8 Conclusion
Ce chapitre nous aura permis de connaître davantage le standard DVB-T2. En effet, il nous a
montré les spécifications du standard notamment les paramètres utilisés dans les processus de
codage et de modulation. Dans ce qui suit nous approfondirons le traitement MISO à travers le
standard DVB-T2 non seulement avec un codage Alamouti MISO classique mais aussi en étudiant
le système pour trois et quatre antennes d‟émission.
62
CHAPITRE 4 : SIMULATION ET RESULTAT
4.1 Introduction
Bien que DVB-T2 supporte les réseaux monofréquence pour une meilleure qualité de réception, la
présence de signaux de puissance similaire de deux antennes de transmissions dans un réseau
provoque une perte significative du faite que le canal résultant peut avoir encoche profonde. DVB-
T et DVB-T2 définit un réseau monofréquence avec un écho à 0dB. DVB-T2 rajoute un espace
fréquence Alamouti orthogonal avec une paire d‟émetteurs pour éliminer les encoches et avoir
une meilleure performance.
Alamouti est une technique de codage MISO dans lequel chaque point de la constellation est
transmis par les émetteurs. Le premier émetteur transmet la constellation sans aucune
modification, le second transmet une version légèrement modifiée de chaque pair de constellations
dans l‟ordre de fréquence inverse. Nous étudions la performance d‟un réseau SFN MISO pour
deux, trois et quatre antennes.
4.2 Modélisation de la technique Alamouti MISO dans le standard DVB-T2 [20]
4.2.1 Modèle de transmission
On a un nouveau modèle de transmission basé sur deux, trois ou quatre antennes de transmission
qui est combiné avec un réseau monofréquence avec la diversité MISO. Le modèle est basé sur
deux trois ou quatre antennes d‟émission où chaque émetteur a deux modes de transmission. Le
mode « A » ou les symboles transmis , , et , , sur deux porteuses canal OFDM adjacent
k et k+1. Le mode « B » où les symboles conjugués , , et
, , sont sur la même
porteuse k et k+1 respectivement. Ces symboles sont transmis selon la définition du système
Alamouti pour 2 émetteurs et 1 récepteur. Comme il est spécifié dans le standard T2, les indices
m, l et p représente respectivement le nombre de trames T2, le symbole dans la trame et les
cellules de données dans le symbole précédent l‟entrelacement fréquentiel et l‟insertion des
pilotes. Le modèle permet l‟analyse d‟une transmission Alamouti MISO où un émetteur transmet
en mode A et le second en mode B, d‟une transmission un réseau mono fréquence 2x1 Alamouti
MISO avec trois ou quatre antennes de transmission qui peut chacun émettre en mode A ou B. Ce
cas résulte de la combinaison de 2 type de transmission quand un groupe d‟antenne transmet en
mode A et un autre groupe transmet en mode B. Chaque groupe forme un réseau mono fréquence
63
et la combinaison de ces deux groupes produit une diversité de transmission.
La zone de réception sur la figure 4.01 est décrite comme suit :
Les zones libellées (1) où le signal reçu provient d‟une antenne d‟émission transmettant
en mode A ou en mode B
La zone ou le signal reçu provient de deux antennes est divisée en deux permet une
diversité de transmission :
o Les zones libellées (2) sont les zones de réceptions basées sur l‟Alamouti MISO
2x1. Les signaux reçus sont issus des antennes (A1+B1 ou A2+B2).
o Les zones (3) correspondent à des zones de réceptions mono-fréquence provenant
de deux pairs d‟antenne (A1+A2 ou B1+B2) dont le mode de transmission est
respectivement en mode A et B.
Les zones (4) ou le signal reçu provient de trois antennes d‟émission (A1+A2+B1ou
A1+B1+B2) représentent l‟Alamouti MISO dans un réseau SFN. Ces zones sont
considérées comme une combinaison de réseau mono-fréquence 2X1 Alamouti MISO
permettant la diversité de transmission dans un réseau SFN selon les configurations
suivantes ;
o L‟antenne A1 et A2 sont considérées comme une antenne A12 qui correspond à un
réseau SFN en mode A tandis que l‟antenne B1 est en mode B.
o Réciproquement, l‟antenne A1 est en mode A tandis que les antennes B1 et B2 sont
considérées comme une antenne B12 ce qui correspond à un réseau SFN.
La zone (5) est la zone de réception provenant de quatre antennes (A1+A2+B1+B2) qui
représente la combinaison de deux réseaux SFN MISO Alamouti 2X1 permettant la
diversité de transmission considérant le système comme une paire d‟antenne A12+B12.
Trois cas sont étudiés dans ce travail. Dans le premier cas, nous analysons le signal reçu de deux
antennes A1+B1. Dans le second cas, le signal de réception provenant de trois antennes
A1+A2+B1 ou A1+B1+B2 sont analysé. Finalement, le signal de réception pour 4 antennes
A1+A2+B1+B2.
64
Figure 4.01 : Modélisation des différents cas de transmission proposés.
4.2.2 Equation du modèle
Pour reconstruire le signal à chaque point de réception dans le cas d‟une transmission Alamouti
MISO, nous formulons la réception pour deux antennes de transmissions par une seule antenne à
deux porteuses différentes k et k+1. La reconstruction du signal émis est obtenue à partir de deux
signaux reçus y1 et y2 exprimé par le vecteur y et spécifié par les équations (1) et (2), sur les
porteuses k et k+1, respectivement :
( , , ) ( , , ) ( , , ) ( , , ) (4.01)
( , , ) ( , , ) ( , , ) ( , , ) (4.02)
Où et sont les signaux reçu au sous-porteuse k et k+1. et sont les coefficients du canal
défini par la matrice H entre deux antennes A1 et B1 et un récepteur. est une variable aléatoire
complexe et représente le bruit au récepteur et l‟interférence défini par le vecteur . Nous
pouvons représenter ces équations par une matrice de la forme :
(4.03)
65
Où (
* , 4
( , , ) ( , , )
( , , )
( , , )
5, (
* et (
( , , )
( , , )
* est le
vecteur de données.
Pour un modèle de transmission dans un réseau SFN, plus précisément un canal avec 0dB écho, le
signal reçu y(t) est calculé comme suit :
( ) ( ) ( ) (4.04)
Où et sont les coefficients du canal entre deux signaux ( ), ( ), et le récepteur. Dans
le domaine de fréquence, le signal reçu est donné par l‟expression suivante :
( ) | ( , , )| ( ) | ( , , )| ( ) (4.05)
On déduit les signaux reçu au sous-porteuse k et k+1 comme suit :
( ( , , ) ( , , )) ( , , ) (| ( , , )| | ( , , )| ) ( , , ) (4.06)
( ( , , ) ( , , )) ( , , )
(| ( , , )| | ( , , )| )
( , , ) (4.07)
Le nouveau modèle est basé sur la superposition d‟un réseau SFN Alamouti MISO dans le cas de
4 antennes comme l‟illustre la figure 4.02. Comme il est montré sur la figure, les signaux reçus
par les émetteurs A1/A2 et B1/B2 sont traité comme une paire de réseau mono fréquence combiné
à la diversité de transmission.
Figure 4.02 : Modélisation des différents cas de transmission proposés
66
Ainsi, appliquant les équations (4.01), (4.02), (4.06) et (4.07) dans le cas de la zone de réception
basé sur quatre antennes A1+A2+A3+B1+B2, on peut formuler le modèle du réseau Alamouti
MISO par les équations (4.08) et (4.09) qui sont obtenus au sous porteuses k et k+1,
respectivement :
( ( , , ) ( , , )) ( , , ) ( ( , , ) ( , , )) ( , , ) (4.08)
( ( , , ) ( , , )) ( , , ) ( ( , , ) ( , , )) ( , , ) (4.09)
Où et sont les coefficents du canal entre deux éméteurs A2 et B2 et le récepteur. Pour
simplifier, on définit et
comme suit :
(4.10)
(4.11)
On peut noter que dans le cas d‟une transmission avec 3 antennes est égal a
. Ainsi, la
matrice H et l‟équation (4.08) et (4.09) aux porteuses k et k+1 peut être exprimé comme suit :
( ( , , )
( , , )
( , , )
( , , )
+ (4.12)
Le récepteur DVB-T2 mesure le canal utilisant les pilotes et interpole entre ces mesures
l‟estimation de la réponse du canal pour chaque cellule OFDM est effectué. Après l‟estimation du
canal, un égaliseur ZF pour le modèle du signal (4.03) produit des estimations impartiales , ,
et , , donné par :
( , , , ,
* ( ) (4.13)
Notons que le premier terme( ) de l‟équation (4.13) correspond à la partie égalisée tandis
que le terme est l‟actuel filtre égal pour le signal modélisé par l‟équation (4.03) et représente
l‟estimation du signal transmis. En utilisant la structure du canal matriciel dans H la matrice du
filtre égalisé peut être écrit comme suit :
67
( )
( ( , , )
( , , )
( , , )
( , , )
)
( , , )
( , , )
( , , )
( , , )
(4.14)
Par conséquent, l‟estimation pour le signal transmis peut être calculée de la manière suivante :
, ,
( , , ) ( , , )
( , , )
( , , )
( , , )
( , , )
(4.15)
, ,
( , , )
( , , )
( , , )
( , , )
( , , )
( , , )
(4.16)
Notons que dans le cas d‟un fading uniforme
( , , )
( , , ) , la matrice canal H
résultante est orthogonale. Plus précisément, le modèle de transmission assure que le canal ne
varie pas durant deux symboles OFDM consécutifs. Par conséquent, la matrice canal H est
orthogonale comme l‟explique l‟équation qui suit :
( , , )
( , , ) ( , , )
( , , ) .
/ (| ( , , )| |
( , , )| ) (4.17)
Où le déterminant de la matrice est nul. I étant la matrice identité.
Dans le cas d‟une fréquence sélective, quand
( , , )
( , , ), le determinant de la matrice
est non nul. En conséquence, la matrice canal H n‟est plus orthogonale et nous déduisons
que le filtre égalisé du récepteur ne produit plus une solution optimale. Donc, le filtre égalisé
précédent converge vers les deux expressions suivantes :
, ,
( , , ) ( , , )
( , , )
( , , )
(4.18)
, ,
( , , )
( , , )
( , , )
( , , )
(4.19)
4.2.3 Modèle du canal [19]
4.2.3.1 Modèle du canal AWGN
Le modèle de canal AWGN est le plus simple et le plus basic de type de canal pour la
modélisation du canal de propagation dans les systèmes de communications.
Le canal AWGN additionne un bruit blanc n(t) au signal s(t) :
68
( ) ( ) ( )
(4.20)
Le bruit a une densité spectrale constante et les amplitudes sont distribué avec une variance
défini par :
(4.21)
étant le bruit de base de la densité spectrale.
Le Bruit blanc est existant dans tous les systèmes de la communication indépendant de leur
propagation et est induit par beaucoup de sources aimez le bruit thermique dans circuits
électroniques, bruit terrestre, et bruit cosmique.
4.2.3.2 Modèle de Rayleigh
Afin d‟évaluer la complexité et les performances des systèmes de communications numériques par
le biais de la simulation logicielle, il est indispensable d‟utiliser des modèles de canal de
propagation qui reproduisent le plus fidèlement possible la réalité. Le modèle de canal le plus
couramment utilisé quels que soient le contexte et le domaine d‟application du système étudié est
le canal à évanouissements de Rayleigh. Ce modèle est basé sur l‟hypothèse d‟un grand nombre
de réflecteurs autour du récepteur provoquant des trajets multiples. Chacun de ces trajets est
supposé être constitué d‟une somme de sous-trajets indépendants affectés par des variations
statistiquement identiques. En appliquant le théorème de la limite centrale, l‟effet des
évanouissements peut être modélisé par un processus Gaussien complexe. Etant donné que la
réponse impulsionnelle d‟un canal multitrajets, défini par :
( , ) ∑ ( ) ( ) ( )
(4.22)
P est le nombre de trajets, ( ) et ( ) l‟amplitude et le déphasage du signal reçu via le p-ième
trajet potentiellement variable dans le temps. Dans le canal Rayleigh de l‟amplitude ( ) suit
une loi de Rayleigh dont la densité de probabilité est définie par :
( )
(4.23)
69
Avec :
2 3 √
Et :
2 3
(4.24)
(4.25)
4.3 Description Matlab et Simulink
MATLAB (« matrix laboratory ») est un langage de programmation de quatrième génération et un
environnement de développement ; il est utilisé à des fins de calcul numérique. Développé par la
société The MathWorks, MATLAB permet de manipuler des matrices, d'afficher des courbes et
des données, de mettre en œuvre des algorithmes, de créer des interfaces utilisateurs, et peut
s‟interfacer avec d‟autres langages comme le C, C++, Java, et Fortran.
Simulink est une plate-forme de simulation multi-domaine et de modélisation de systèmes
dynamiques. Il fournit un environnement graphique et un ensemble de bibliothèques contenant des
blocs de modélisation qui permettent le design précis, la simulation, l‟implémentation et le
contrôle de systèmes de communications et de traitement du signal. Simulink est intégré à
MATLAB, fournissant ainsi un accès immédiat aux nombreux outils de développement
algorithmique, de visualisation et d‟analyse de données de MATLAB.
L‟environnement Simulink peut modéliser un système, simuler son comportement, décomposer le
design avant son implémentation. Avec Simulink, il est possible de créer des diagrammes
hiérarchiques de blocs pour la modélisation haut niveau d‟un système, comme des Blocs
Diagrammes de Fiabilité, de construire des simulations complètes, d‟intégrer des composants
comme un signal analogique, des communications numériques ou des logiques de contrôle.
La simulation permet de s'assurer que le système correspond aux spécifications. Elle est
paramétrée de manière à optimiser les performances.
Simulink peut modéliser des données simples ou multicanaux, des composants linéaires ou non.
Simulink peut simuler des composants numériques, analogiques ou mixtes. Il peut modéliser des
sources de signaux et les visualiser.
70
4.4 Simulations de la chaîne de transmission DVB-T2 MISO sous Simulink
Pour la simulation de la chaîne de transmission DVB-T2 MISO sous MATLAB nous réalisons
sous Simulink le bloc suivant :
Figure 4.03 : Schéma synoptique de la chaîne de transmission DVB-T2 sous Simulink
Les paramètres des simulations sont résumés dans le tableau suivant :
Paramètres
FEC normal
LDPC 64800 bits
BCH 32400 bits
OFDM 32k
Gain Canal 0 dB
Nombre paquet par BBFrame 21
Tableau 4.01: Paramètre de la simulation
71
Pour mieux visualiser et manipuler les résultats issus de la simulation de la chaîne de transmission
sous Simulink, on récupère les fichiers .mat générer par chaque paramètre et on traite ensuite ces
résultats et on le visualise à l‟aide d‟une interface graphique. On lance le script matlab
interfacegui.m on obtient la fenêtre suivante :
Figure 4.04 : Fenêtre d’accueil de la simulation
Cette interface permet de tracer les courbes de la probabilité en fonction du SNR pour les
différents ordres de modulations QAM pour deux, trois et quatre antennes.
On choisit l‟état QAM désiré et en appuyant sur OK on obtient deux courbes : la première montre
l‟évolution de la probabilité d‟erreur en fonction du SNR et la deuxième montre l‟évolution du
BER en fonction du nombre d‟antenne pour un SNR donné comme l‟illustre la figure 4.05.
72
Figure 4.05 : Résultat obtenus pour 16-QAM
Pour rendre actif le bouton Analyse de débit, il faut décocher le check box de performance MISO
suivant le nombre d‟état QAM.
Si on appuie sur le bouton « Analyse de débit », on obtient la variation de débit en fonction du
nombre d‟état QAM et la variation en fonction du nombre d‟antenne comme le montre la figure
4.06.
73
Figure 4.06 : Evolution des débits
4.5 Résultat obtenus
En faisons varier le nombre d‟antenne pour différents type de modulation 16-QAM, 64-QAM,
256-QAM.
Pour le 16-QAM, on obtient le résultat suivant :
74
Figure 4.07 : Probabilité d’erreur obtenus pour 16-QAM
Sauf pour le passage du nombre d‟antenne de 1 à 2, on peut constater que plus le nombre
d‟antenne augmente, plus le SNR augmente. Pour SNR=9,2dB on voit nettement la différence
entre les taux d‟erreur pour le nombre d‟antennes pour deux,trois et quatre . La différence içi est
relativement grande comme le montre la figure 4.08.
Figure 4.08 : BER suivant nombre d’antenne pour SNR=9.2dB avec 16-QAM
75
Pour 64-QAM, on a le résultat qui suit :
Figure 4.09 : Probabilité d’erreur obtenus pour 64-QAM
De même pour 16-QAM on voit que plus le nombre d‟antenne augmente plus il est exigeant en
terme de SNR excepté pour entre une et deux antennes d‟émission. Si on prend un SNR=13,7 dB
comme pour le 16-QAM il y a une très grande différence entre les taux d‟erreurs pour différents
nombre d‟antenne comme le montre la figure 4.10.
Figure 4.10 : BER suivant nombre d’antenne pour SNR=13.7dB avec 64-QAM
76
Pour 256 QAM on a aussi la même tendance comme la figure 4.11.
Figure 4.11 : Probabilité d’erreur obtenus pour 256-QAM
Si on compare les taux d‟erreurs pour SNR=18dB on obtient la figure 4.12.
Figure 4.12 : BER suivant nombre d’antenne pour SNR=18dB avec 256-QAM
On peut remarquer que plus le nombre d‟antenne augmente plus le rapport SNR doit être élevé.
77
On peut aussi constater que plus le nombre d‟état de modulation QAM augmente plus le rapport
SNR doit être élevé comme le résume le tableau ci-après.
QAM Plage SNR requis
16 8-10
64 13-16
256 18-21
Tableau 4.02: Valeur SNR suivant modulation QAM
En ce qui concerne le débit, on obtient le graphe suivant en tenant compte de la variation de
l‟ordre de modulation QAM.
Figure 4.13 : Variation débit selon la modulation QAM utilisé
On peut donc constater que le nombre d‟états de la modulation QAM influe largement sur le débit
du système. On a le tableau suivant :
78
M-QAM Débit (Mbit/s) Gain de débit par rapport au précédent
16 15 -
64 22.7 +5.13%
256 30 +32.15%
Tableau 4.03: Evolution débit suivant la modulation QAM
Selon le nombre d‟antenne on obtient la figure 4.14.
Figure 4.14 : Variation débit selon le nombre d’antenne
On remarque qu‟il y a une faible variation du débit obtenu à partir de trois antennes d‟émission.
Le tableau suivant résume les valeurs obtenues.
79
Nombre d‟ antenne Débit (Mbit/s) Gain de débit par rapport au
précédent
1 29.12 -
2 33.98 16.68%
3 34.164 +0.54%
4 34.57 +1.20%
Tableau 4.04: Evolution débit selon nombre antenne
4.6 Conclusion
En résumé, on a une augmentation du débit mais très faible comme le résume le tableau 4.04.
L‟Alamouti MISO 2x1 est le plus adapté tant au niveau performance qu‟au niveau coût
d‟implémentation étant vu que l‟augmentation du débit pour trois et quatre antenne est presque
négligeable. De plus, seule le 2x1 Alamouti a été choisi pour le DVB- T2 standard en raison de
son taux est égal à la diversité 1 (gain de performance sans perdre le débit de données de
transmission). En effet, le choix d'un autre type de MISO 3x1 ou 4x1 comme Tarokh peut
conduire à perdre du débit de transmission de données, même si elle a une meilleure performance
de gain de diversité.
80
CONCLUSION GENERALE
L‟évolution de l‟analogique au numérique est un mouvement mondial qui impacte l‟ensemble des
technologies de la société de l‟information. Il est en cours dans celui de la télévision et en retard
dans celui de radio. La numérisation de l‟audiovisuel est inéluctable pour répondre à la demande
des consommateurs. La technologie numérique permet aussi de diversifier les services que les
industries audiovisuelles offrent. Les organes de standards internationaux conçoivent des normes
de plus en plus innovantes pour permettre l‟implémentation de nouvelle technologie en matière de
diffusion numérique. Le standard DVB-T2 offre la possibilité d‟avoir un réseau de diffusion
numérique à haut débit avec la modulation 256-QAM. Comme débit et taux d‟erreurs ne vont pas
de pair, pour lutter contre l‟augmentation du taux d‟erreur, le standard DVB-T2 utilise une
technique de correction d‟erreur puissante et propose aussi la rotation de la constellation et
l‟intégration du codage MISO 2x1 en option. L‟adoption de la technologie MISO 2x1 permet
d‟augmenter le débit sans augmenter le taux d‟erreur parce qu‟il offre une diversité de
transmission. D‟après nos études l‟implémentation d‟autre schéma de codage MISO pour plus de
deux antennes conduit à une augmentation du SNR requis et à une très faible augmentation de
débit. La technique MISO pour le standard DVB-T2 n‟est donc rentable que pour le schéma avec
deux antennes d‟émission. On peut donc supposer que c‟est pour cette raison qu‟il a été choisi
pour le standard DVB-T2. Actuellement, beaucoup de recherche se tourne vers l‟application de la
technologie MIMO dans les standards DVB. La technologie MIMO est une méthode de
communication sans-fil utilisant des antennes multiples à l‟émission et à la réception. Mais
jusqu‟à maintenant, le consortium DVB refuse d‟augmenter le nombre d‟antenne à la réception.
81
ANNEXES
ANNEXE 1 : SNR requis en fonction de la configuration [21]
Le tableau qui suit nous montre l‟évolution du débit en fonction de la configuration. Le tableau
donne des informations sur les valeurs mesurées avec les résultats de simulations fournies par les
normes DVB-T et pour le DVB-T2 et les exigences de la NorDig pour récepteurs de télévision.
Notons que NorDig est une organisation qui spécifie une plate-forme commune pour la télévision
numérique qui doit être utilisé dans les pays Nordique. On peut déduire que le SNR requis avec
DVB-T avec 64QAM varie de 16 à 19.2 dB. Pour le DVB-T2 elle est de 11.3dB à 19.9dB et pour
DVB-T2 256-QAM elle varie entre 15dB et 25.2dB. On peut remarquer que le SNR requis pour le
DVB-T2 64-QAM et DVB-T 64-QAM sont similaires.
Code
rate
Number
of Meas.
Measurements
C/Nmin (dB)
DVB Simulation
Ricean Channel
C/Nmin(dB)
NorDig
Gaussian
Channel
C/Nmin(dB) Median Min. Max.
DVB-T 64 QAM
2/3 18 16.2 15.4 17.0 17.1 18.7
3/4 18 17.5 16.9 19.2 18.6 20.2
DVB-T2 64 QAM
1/2 26 11.9 11.3 13.6 10.6 12.6
3/5 26 13.4 12.9 14.6 12.7 14.4
2/3 18 14.9 14.2 15.7 14.2 15.8
3/4 27 16.2 15.5 17.7 15.8 17.3
4/5 18 17.5 17.1 18.7 17.0 18.3
5/6 18 18.1 17.7 19.9 17.6 19.0
DVB-T2 256 QAM
1/2 20 16.1 15.4 17.0 14.0 16.6
3/5 27 18.3 17.7 19.0 16.7 19.0
2/3 20 19.7 19.2 21.0 18.5 20.4
3/4 20 22.0 21.3 23.3 20.7 22.5
4/5 20 23.2 22.6 24.3 22.1 23.9
5/6 20 24.2 23.2 25.2 22.8 24.7
Tableau A.01 : Valeur SNR en fonction configuration
82
ANNEXE 2 : Stratégie de migration vers la TNT
Mise en place grandes options stratégiques :
choix relatifs à la télévision
choix relatifs aux télécommunications
choix relatifs à l‟aménagement du territoire
choix relatifs aux finances publiques
choix relatifs à la cohésion sociale et à la réduction de la fracture numérique
choix en matière de culture
choix en matière de services publics
Concertation et argumentaires politiques :
Concertation entre acteurs
Argumentaires
Communication et accompagnement
Remise à plat du paysage audiovisuel
Organisation
Contrôle de la diffusion et intégration des chaînes et des opérateurs privés
Élargissement de l‟offre audiovisuelle
Diagnostic préalable de la situation de chaque pays
Architecture des réseaux terrestres (UHF/VHF) public et privés
Audit de l‟existant (description du site, moyens d‟accès, énergie, état des pylônes…)
Couverture actuelle du territoire et de la population
Nombre de foyers TV raccordés
Taux de pénétration des autres modes de réception
Diffusion TNT actuelle
Réaménagement de fréquence
Détermination de la bande de fréquences utilisée pour le service de télévision numérique
Réaménagements des fréquences au plan national
83
BIBLIOGRAPHIE
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[2] J. Ramambazafy, “Madagascar. Grand dossier des enjeux de la Télévision
Numérique Terrestre”, MADAGATE.com, 2013
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2006
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Université de Kinshasa, 2010
[7] T. Levrard, “ TNT : Télévisons Numérique Terrestre”, INSA Rennes, 2011
[8] L. Fanny, J. Jeremie Nelly, “LE DVB-S”, ESIGELEC Rouen, 2001
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for a Challenging Digital VideoBroadcasting Standard”, Ecole Polytechnique
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[12] O.P. Pasquero, “ Optimisation de systèmes de télévision numérique terrestre:
Estimation de canal, Synchronisation et Schémas multi-antennes distribués”, INSA
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84
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system (DVB-T2) ”, ETSI Sophia Antipolis, 2012
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2012
[19] J. Metzger, “Variance of DVB-T2 Performance Gains over different channels ”,
Université des Saarlandes, 2009
[20] A. Dandache, C.Tanougast, D. Masse, M. Tormos et P. Kasser,“Modelling and
performance evaluation of Alamouti technique in a single frequency network for
DVB-T2”, Eurasip Journal on Wireless Communication and Networking, 2013
[21] V. Manuel, “CNR Requirements for DVB-T2 Fixed Reception Based on Field Trial
Results”, University of the Basque Country, 2010
85
FICHE DE RENSEIGNEMENT
Nom : RAKOTOSON Photo (4×4)
Prénom : Amboara Tahinjanahary Lalaina
Adresse de l’auteur : Lot A88 Faravohitra
Antananarivo 101 – Madagascar
Tel : +261 34 12 483 76
E-Mail: [email protected]
Titre du mémoire :
« ANALYSE DE PERFORMANCE DE LA COMBINAISON DU CODAGE OSTBC AVEC
MISO APPLIQUEE AU STANDARD DVB-T2 »
Nombre de pages : 80
Nombre de tableaux : 15
Nombre de figures : 48
Mots clés :
DVB, TNT, MISO, OSTBC, MPEG, Matlab, Simulink
Directeur de mémoire :
Nom : RAKOTOMALALA
Prénoms : Mamy Alain
Grade : Maître de conférences
Tel : +261 33 12 036 09
E-mail : [email protected]
86
RESUME
Le switch-off analogique est imminent dans le domaine de la télécommunication. L‟évolution du
numérique permet d‟offrir plus de confort aux usagers et permettent aux opérateurs télé de
diversifier leur produit. Le standard DVB-T2 est plus performant par rapport à son prédécesseur. Il
offre plus d‟option de codage et de modulation. Ce qui offre une adaptation très fine aux
conditions de transmission. Parmi, ces options, il propose l‟implémentation MISO. Dans ce mode,
on utilise plusieurs antennes à l‟émission. Mais au-delà de deux antennes, ce système n‟est plus
rentable car il exige un rapport signal sur bruit élevée et le gain de débit est presque négligeable.
Pour une transmission MISIO avec 2 antennes on a un gain d‟environ 17%, dans ce cas, le signal
DVB-T2 est diffusé sur deux antennes différentes. Par conséquent, le signal DVB-T2 est divisé en
principaux et complémentaires composants alimentant les antennes. Le principal avantage est que
le récepteur bénéficie d'une augmentation de SNR si le récepteur est capable de voir les deux
signaux. Si le récepteur n'est pas en mesure de voir l'un des deux signaux, ses performances
restent égales à SISO (antenne unique d'entrée unique de sortie).
ABSTRACT
The analogue switch -off is imminent in the field of telecommunications. The evolution of digital
allows us to offer more comfort to users and enable TV operators to diversify their product. The
DVB -T2 is more efficient compared to its predecessor. It offers more options for encoding and
modulation. This provides a very fine adjustment to the transmission conditions. Among these
options, it offers implementation MISO. In this mode, several antennas are used at transmission.
But beyond two antennas, the system is no longer viable because it requires a high signal-to- noise
ratio and bitrate evolution is almost negligible. For MISO transmission with two antennas, the
bitrates is increased by 17 %, in this case, the DVB -T2 is broadcasted on two different antennas.
Hence, the DVB -T2 signal is divided into main and complementary parts feeding antennas. The
main advantage is that the receiver benefit from increased SNR if the receiver is able to see the
two signals. If the receiver is not able to see one of the two signals, its performance remains equal
to SISO (single input single antenna output).
