Phạm Khánh Tùng GIÁO TRÌNH ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT u khiển...góc kích mở α và hình 3-9b là phổ các thành phần sóng hài và chỉ các thành phần bậc

Phạm Khánh Tùng GIÁO TRÌNH ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT

Chương 3: Bộ chỉnh lưu điều khiển

CHƯƠNG 3: CHỈNH LƯU ĐIỀU KHIỂN

Chỉnh lưu một pha, ba pha không điều khiển, được trình bày ở chương trước,

không cho phép điều khiển điện năng được biến đổi từ xoay chiều (ac) thành một

chiều (dc). Khả năng biến đổi điện năng này có thể thực hiện được nhờ sử dụng các

thyristor công suất trong mạch chỉnh lưu. Chương này đề cấp đến hai loại cơ bản của

chỉnh lưu điều khiển là: chỉnh lưu một pha điều khiển và chỉnh lưu ba pha điều khiển.

Cả hai dạng chỉnh lưu điều khiển đều được áp dụng trong phần lớn các thiết bị điện.

3.1. Chỉnh lưu một pha điều khiển

Chỉnh lưu một pha điều khiển ngày càng được phạm vi ứng dụng rộng lớn. Như

trên hình 3-1, chỉnh lưu một pha điều khiển có thể phân chia thành hai nhóm lớn:

(i) Các cấu trúc hoạt động với tần số chuyển mạch thấp, còn được biết với cái

tên chỉnh lưu điều khiển chuyển mạch tuần tự.

(ii) Những sơ đồ mạch làm việc với tần số cao, còn được gọi điều chỉnh hệ số

công suất (power factor corrector - PFC).

Thời gian gần đây, xuất hiện nhiều quan tâm đến việc kiểm soát sóng hài bậc

cao ở phía dòng điện xoay chiều cấp cho chỉnh lưu. Đây chính là nguyên nhân chủ yếu

cho sự phát triển các hệ thống điều chỉnh hệ số công suất (PFC). Những sơ đồ mạch

này sử dụng transistor công suất, làm việc với tần số cao để cải thiện chất lượng dạng

sóng dòng điện xoay chiều, từ đó nâng cáo hệ số công suất. Chỉnh lưu hệ số công suấ

cao được chia thành loại tái tạo và không tái tạo.

Hình 3-1: Phân loại chỉnh lưu một pha điều khiển



3.1.1. Chỉnh lưu điều khiển chuyển mạch tuần tự

3.1.1.1. Chỉnh lưu một pha nửa sóng

Sơ đồ chỉnh lưu một pha nửa sóng điều khiển sử dụng một thyristor để điều

chỉnh điện áp cấp cho tải được trình bày trên hình 3-2.

Hình 3-2: Chỉnh lưu một pha nửa sóng điều khiển

Thyristor sẽ dẫn khi điện áp vAK dương và có xung dòng điện iG đặt vào cực

điều khiển. Điều chỉnh giá trị điện áp đầu ra cấp cho tải được thực hiện bằng cách

thay đổi góc điều khiển α của xung dòng iG. Góc điều khiển α được tính từ thời điểm

có điện áp vAK > 0 (chuyển mạch tự nhiên). Trong trường hợp trên hình 3-2, góc α

được tính từ vị trí bắt đầu cấp điện đầu vào vs. Cùng trên hình chúng ta thấy dạng sóng

của dòng điện id hoàn toàn trùng khớp với dạng sóng điện áp vL. Trong chế độ tải điện

trở, thyristor chuyển sang điều kiện không dẫn, trạng thái ngắt, khi điện áp của tải và

do đó dòng điện đạt giá trị âm.

Điện áp đầu ra được tính theo biểu thức:

)cos1(2

Vdx.xsinV

2

1v m

md

(3-1)

Trong đó Vm – biên độ điện áp nguồn xoay chiều

Trong hình 3-3a, vẽ sơ đồ mạch chỉnh lưu một pha nửa sóng điều khiển với tải

R-L và dạng sóng điện áp

(a)



(b)

Hình 3-3: Chỉnh lưu một pha nửa sóng điều khiển với tải a) tải thụ động RL b) tải có

nguồn

Khi Thyristor mở (dẫn điện) điện áp rơi trên điện cảm:

dt

diLvvv d

RsL (3-2)

Trong đó vR – điện áp rơi trên điện trở, dR i.Rv

Nếu vs – vR > 0, từ công thức 3-2 có thể thấy dòng điện tải tăng, trường hợp

ngược lại dòng điện tải giảm khi vs – vR < 0.

Dòng điện có thể được xác định theo:

t

Ld dxvL

1)t(i

(3-3)

Từ biểu thức 3-3, giải theo phương pháp đồ thị ta có thể thấy rằng dòng điện id

= 0 khi diện tích phần A1 và A2 bằng nhau (vs = vR) điều này cho thấy thyristor vẫn

dẫn điện mặc dù vs < 0 (do có điện áp trên L).

Khi tải gồm điện cảm và nguồn áp (điện cảm tích cực) được nối với bộ chỉnh

lưu, như trình bày trên hình 3-3b. Thyristor sẽ mở khi có xung dòng iG vào cực điều

khiển khi vs > Ed. Tương tự như trương hợp R-L, Thyristor vẫn giữ nguyên trạng thái

dẫn cho đến khi A1 = A2. Khi Thyristor tắt (khóa) điện áp trên tải vd = Ed.

3.1.1.2. Chỉnh lưu hai pha nửa sóng

Sơ đồ trên hình 2-13, sử dụng điểm giữa cuộn thứ cấp máy biến áp chia điện áp

thứ cấp thành v1 và v2. Các điện áp này lệch pha 180o, và nhận điểm giữa làm điểm

trung tính. Dòng điện qua các thyristor T1 và T2 vào lúc điện áp tương ứng v1 và v2

dương, khép mạch qua tải và trở về điểm trung tính.



Hình 3-4: Chỉnh lưu hai pha nửa sóng có điều khiển tải R

Như trên sơ đồ trong hình 3-4, Thyristor T1 có thể được bật trong toàn bộ thời

gian khi v1 > 0, xung điều khiển trễ một góc α quyết định thời điểm bật T1. Trạng thái

bật của mỗi Thyristor được thể hiện trên đồ thị hình 3-4. Các van tiếp tục dẫn trong

chu kỳ của mình cho đến khi điện áp ngược xuất hiện trên van.

Giá trị điện áp trên tải được tính theo biểu thức

)cos1(V

dx.xsinV1

v mmdi

(3-4)

Dòng điện xoay chiều is bằng iT1(N2/N1) khi T1 dẫn và iT2(N2/N1) khi T2 dẫn,

trong đó N2/N1 là tỉ số vòng dây cuộn thứ cấp và sơ cấp.

Ảnh hưởng của hệ số thời gian tải liên tục TL = L / R với tải bình thường đối với

độ gợn sóng RRd i/)t(i/)t(i

khi góc mở α = 0o được thể hiện trên hình 3-5. Độ gợn

sóng của dòng tải giảm khi hệ số thời gian tải liên tục tăng, và nếu L → ∞, dòng điện

được lọc phẳng hoàn toàn.

Hình 3-5: Ảnh hưởng của hằng số thời gian tải liên tục



3.1.1.3. Chỉnh lưu cầu một pha

Điều khiển chỉnh lưu cầu một pha có hai phương án: điều khiển sử dụng 4

Thyristor (hình 3-6a) và bán điều khiển (điều khiển một phần) sử dụng 2 Thyristor và

2 Diode (hình 3-6b).

(a)

(b)

Hình 3-6: Chỉnh lưu cầu một pha a) điều khiển b) bán điều khiển

Dạng sóng điện áp và dòng điện của chỉnh lưu cầu điều khiển với tải điện trở R

được vẽ trên hình 3-6a. Các van T1 và T2 phải được mở đồng thời trong nửa sóng

dương của điện áp vs, dẫn dòng. Tương tự, các van T3, T4 cũng được mở đồng thời

trong nửa sóng điện áp nguồn âm. Để đảm bảo tính đồng thời bật của các van T1 và T2

người ta dùng chung một dòng kích mở. Điện áp trên tải tương tự như với trương hợp

hai pha nửa sóng đã xét ở trên. Dòng điện xoay chiều:

4T1Ts iii (3-5)

Với dạng sóng được vẽ trên hình 3-7.

Hình 3-8 trình bày dạng sóng dòng và áp của trường hợp chỉnh lưu cầu một pha

điều khiển với tải điện trở và điện cảm (L → ∞). Giá trị điện cảm lớn đảm bảo lọc

phẳng hoàn toàn dòng điện chỉnh lưu tại tải cũng như dòng điện xuay chiều nguồn vào.

Do dòng điện tải liên tục, các Thyristor T1, T2 vẫn giữ nguyên trạng thái mở mặc dù

nửa chu kỳ dương của điện áp nguồn vs đã qua. Do nguyên nhân này, điện áp trên tải

vd có thể có giá trị tức thời âm. Việc bật các Thyristor T3, T4 mang lại 2 kết quả: Tắt

các van T1, T2; sau khi chuyển mạch T3, T4 dẫn dòng điện tải.

Dòng điện xoay chiều nguồn có dạng xung vuông như trên hình 3-8, trong điều

kiện dòng điện liên tục. Trường hợp đó điện áp trung bình trên tải:

cosV2

dx.xsinV1

v mmdi

(3-6)



Hình 3-7: Dạng sóng dòng, áp của chỉnh lưu cầu một pha điều khiển với tải R

Hình 3-8: Dạng sóng dòng, áp chỉnh lưu cầu một pha điều khiển với tải R-L (L→∞)

3.1.1.4. Phân tích dòng điện nguồn xoay chiều

Xét trường hợp mạch lọc điện cảm có trị số rất cao trong chỉnh lưu cầu một pha

điều khiển, dòng điện nguồn xoay chiều bị lọc và trở thành dạng xung vuông. Ngoài ra

dòng điện is còn bị lệch pha so với điện áp vs một góc α, bằng góc kích mở van công



suất. Dòng điện nguồn xoay chiều có thể biểu diễn theo phân tích Fourier, giá trị của

các bậc hài được xác định:

n

I4I d

)nmax(.s

(3-7)

(n = 1, 3, 5, …)

Trị hiệu dùng của các thành phần hài bậc n:

n

I22

2

II d)nmax(.s

)n(s

(3-8)

Như vậy trị hiệu dụng thành phần cơ bản:

dd)1(s I9,0I22

I

(3-9)

Trên hình 3-9a, ta có thể thấy góc lệch pha của thành phần cơ bản φ1 đúng bằng

góc kích mở α và hình 3-9b là phổ các thành phần sóng hài và chỉ các thành phần bậc

lẻ mới suy giảm biên độ khi tần số tăng.

(a)

(b)

Hình 3-9: Dòng điện nguồn xoay chiều chỉnh lưu cầu một pha có điều khiển (a) dạng sóng

và (b) phổ các thành phần sóng hài

Trị hiệu dụng của dòng điện nguồn xoay chiều:

ds II (3-10)

Độ méo dạng tổng (THD):

%4,48100I

IITHD

s

2

1s

2

s

(3-11)

3.1.1.5. Hệ số công suất của chỉnh lưu

Từ đồ thị hình 2-18a, góc lệch pha giữa dòng và áp của thành phần cơ bản và

góc kích mở van công suất bằng nhau (φ1 = α)

coscos 1 (3-12)

Công suất tác dụng của dòng điện không sin, được cấp từ nguồn sin một pha:



11ss

T

o

ss cosI.Vdt)t(i)t(vT

1P (3-13)

Công suất biểu kiến

ss I.VS (3-14)

Hệ số công suất PF

S

PPF (3-15)

Nếu thay các biểu thức 3-12, 3-13, 3-14 và biểu thức 3-15, ta được

cosI

IPF

s

1s (3-16)

Biểu thức này cho thấy, với dòng điện nguồn xoay chiều không sin, hệ số công

suất của chỉnh lưu chịu tác động xấu của cả góc mở α và độ biến dạng méo của dòng

điện nguồn. Kết quả độ biến dạng dòng điện nguồn tăng lên sẽ làm tăng trị hiệu dụng

Is và theo 3-16, giảm hệ số công suất.

3.1.1.6. Quá trình chuyển mạch của Thyristor

Cho tới giờ quá trình chuyển mạch giữa các Thyristor được xem như diễn ra tức

thời. Tuy nhiên điều này lại không xảy ra trong thực tế do tính chất điện cảm của mạch

nguồn như trên hình 3-10a. Trong quá trình chuyển mạch, dòng điện qua các Thyristor

không đổi ngay lập tức, vì thế tồn tại một góc chuyển mạch μ nào đó mà cả 4 thyristor

đồng thời dẫn. Vì thế trong quá trình chuyển mạch hệ quả của hiện tượng đồng dẫn

làm cho điện áp trên tải bằng 0.

0vd khi t (3-17)

Do ảnh hưởng của quá trình chuyển mạch, dạng sóng của dòng, áp nguồn, dòng

tải có dạng như trên hình 3-10b.



Hình 3-10: Quá trình chuyển mạch a) sơ đồ b) dạng sóng

Trong quá trình chuyển mạch, điện áp được biểu diễn theo biểu thức

tsinVvdt

diL ms

s với t (3-18)

Lấy tích phân cả hai vế trong thời gian chuyển mạch, ta có:

/)(

/

m

I

I

s tdtsinL

Vdi

d

d

(3-19)

Giải phương trình tìm được giá trị μ

d

m

IV

L2cos)cos(

(3-20)

Biểu thức 3-20 cho thấy nếu tăng điện cảm nguồn hoặc tăng dòng điện tải đều

dẫn đến tăng góc chuyển mạch μ. Ngoài ra, góc chuyển mạch còn bị ảnh hưởng từ góc

kích mở thyristor, biểu thức 3-18 cho thấy với góc kích mở khác nhau thì điện áp

nguồn có giá trị tức thời khác nhau làm cho dis/dt có các giá trị khác nhau dẫn đến thay

đổi thời gian chuyển mạch.

Biểu thức 3-17 và dạng sóng trong hình 3-10b cho thấy quá trình chuyển mạch

làm giảm điện áp trung bình trên tải Vdα. Nếu kể đến chuyển mạch, biểu thức điện áp

tải được tính theo biểu thức

cos)cos(V

)t(d)tsin(1

V md

(3-21)

Thay 3-20 vào 3-21

dmd IL2

cosV2

V

(3-22)



3.1.1.7. Chế độ nghịch lưu

Khi góc kích mở α > 90o, điện áp trung bình trên tải có thể đạt giá trị âm.

Trường hợp này công suất được truyền ngược từ tải sang nguồn xoay chiều. Chế độ

làm việc này được gọi là chế độ nghịch lưu, bởi vì năng lượng được truyền từ phía một

chiều (dc) sang phía xoay chiều (ac). Trong thực tế, chế độ này có thể gặp ở các mạch

mà tải được bố trí như trên hình 3-11a. Cần lưu ý rằng chỉnh lưu chỉ cho phép dòng

điện đi theo một chiều. Trong hình 3-11b là dạng sóng điện áp tải ở chế độ nghịch lưu

khi bỏ qua điện cảm nguồn L.

Phần trước đã giải thích rõ ràng ảnh hưởng của điện cảm nguồn L làm tăng thời

gian chuyển mạch μ. Như trên hình 3-11c, điện áp trên thyristor vT1 sẽ có giá trị âm

trong khoảng γ, được xác định theo biểu thức:

)(180 (3-23)

Để đảm bảo thyristor đóng và phục hồi hoàn toàn tính ngược sau khi chuyển

mạch, góc γ phải thỏa mãn biểu thức:

qt. (3-24)

Trong đó ω – tần số nguồn điện và tq – thời gian đóng thyristor.

Nếu như qt. , thyristor chưa đóng hoàn toàn đã được đặt điện áp thuận sẽ

dẫn. Từ đó góc kích mở lớn nhất có thể áp dụng:

180max (3-25)

Nếu điều kiện của biểu thức 3-25 không được đáp ứng, quá trình chuyển mạch

không hoàn thành có thể tạo nên dòng điện phá hủy mạch chỉnh lưu.

Hình 3-11: Chỉnh lưu trong chế độ Inverter a) sơ đồ mạch b) dạng sóng khi bỏ qua điện cảm c)

dạng sóng khi có tính tới điện cảm L



3.1.1.8. Các ứng dụng

Ứng dụng quan trọng bậc nhất của chỉnh lưu điều khiển bao gồm thiết bị cấp

nguồn liên tục (uninterruptible power supplies – UPS) dùng cấp nguồn cho các tải

quan trọng. Hình 3-12 mô tả sơ đồ khối đơn giản của UPS, thiết kế với công suất nhỏ

hơn 10kVA. Các bộ chỉnh lưu nguồn (điều khiển hoặc bán điều khiển) tạo nguồn điện

một chiều hoặc phận xạc ắc quy của UPS. Đầu ra của mạch nghịch lưu có bộ phận lọc

trước khi cấp cho tải.

Hình 3-12: Ứng dụng chỉnh lưu có điều khiển trong UPS

Các chế độ làm việc của UPS:

(i) Chế độ bình thường: Trường hợp sử dụng điện áp lưới. Tải được cung cấp từ

nguồn thông qua hệ thống Chỉnh lưu – Nghịch lưu và lọc. Mạch chỉnh lưu xạc ắc qui.

(ii) Chế độ cắt điện: Trường hợp không có điện áp lưới. Tải được cung cấp từ

ắc qui thông qua hệ thống Nghịch lưu và lọc.

(iii) Chế độ Bypass: Trường hợp tải cần công suất lớn hơn công suất cả

Inverter, hệ thống Bypass đóng nguồn trực tiếp đến tải.

Điều khiển động cơ một chiều công suất nhỏ là ứng dụng phổ biến của chỉnh

lưu cóa điều khiển. Trên sơ đồ hình 3-13, thiết bị chỉnh lưu có điều khiển sẽ điều chỉnh

điện áp phần ứng và do đó điều khiển được dòng điện cấp cho động cơ để có được mô

men quay theo yêu cầu.

Cấu trúc này chỉ cho dòng điện đi vào động cơ theo một chiều trong khi điện áp

trên động cơ lại có thể đạt được cả giá trị âm và dương. Chính vì vậy mạch chỉ làm

việc ở hai góc phần tư của hệ trục id và Vdα.



Hình 3-13: Điều khiển động cơ một chiều hai góc phần tư: (a) sơ đồ mạch

(b) góc phần tư làm việc

Mạch có đặc tính tốt hơn sử dụng 2 bộ chỉnh lưu có điều khiển mắc ngược nhau

với nhánh có động cơ như trên hình 3-14. Cấu trúc này thường được gọi là Inverter và

có thể làm việc ở cả 4 góc phần tư. Bộ chỉnh lưu 1 cấp dòng điện dương, bộ chỉnh lưu

2 cấp dòng điện âm (ngược chiều). Động cơ có thể làm việc ở các chế độ quay thuận

(sinh công), quay thuận (hãm), quay ngược (sinh công) và quay ngược (hãm)

Hình 3-14: Four-quadrant dc drive: (a) circuit and (b) quadrants of operation

3.1.2. Điều chỉnh hệ số công suất chỉnh lưu một pha điều khiển

3.1.2.1. Các vấn đề liên quan đến hệ số công suất

Những nhược điểm chính của chỉnh lưu một pha chuyển mạch: (i) gây nên

chậm pha của dòng với điện áp ảnh hưởng đến công suất hữu ích; (ii) tạo ra lượng

sóng hài nguồn xoay chiều. Làm giảm hệ số công suất và công suất tác dụng. Gần đây,

chỉnh lưu một pha được sử dụng rộng rãi làm tăng các vấn đề chất lượng hệ thống

điện. Ví dụ, trong tòa nhà thương mại có thể có 50% thậm chí 90% số thiết bị không

sử dụng trực tiếp dòng điện xoay chiều mà phải qua bộ chỉnh lưu. Nhiều bộ chỉnh lưu

có hệ số méo dạng tổng dòng điện THDi > 40%, là nguồn gốc gây nên sự quá tải trầm

trọng trên đường truyền và máy biến áp.



Sơ đồ chỉnh lưu một pha với tụ lọc (hình 3-15), được sử dụng rộng rãi trong các

thiết bị công suất thấp. Dòng điện xoay chiều nguồn có dạng như trong hình 3-15b,

trong đó có méo dạng cao do tác động của tụ lọc điện áp. Các sóng hài bậc cao trong

hình 3-16 và bảng 3-1 và hệ số méo dạng THDi = 197%.

Bộ chỉnh lưu trên hình 3-15 có hệ số công suất rất thấp PF = 0,45 do có lượng

lớn sóng hài.

Hình 3-15: Chỉnh lưu một pha a) sơ đồ b) dạng sóng dòng điện xoay chiều nguồn

Hình 3-16: Các thành phần sóng hài của chỉnh lưu cầu một pha

Bảng 3-1: Thành phần sóng hài của dòng điện trong hình 3-16

Bậc 3 5 7 9 11 13 15 17 19 21

In /I1 [%] 96.8 90.5 81.7 71.0 59.3 47.3 35.7 25.4 16.8 10.6

3.1.2.2. Tiêu chuẩn sóng hài bậc cao trong chỉnh lưu một pha

Những vấn đề liên quan có nguồn gốc từ sóng hài của bộ chỉnh lưu một pha

điều khiển thúc đẩy các tổ chức đưa ra những tiêu chuẩn về sóng hài cho các bộ biến

đổi điện năng. Tiêu chuẩn quốc tế IEC 61000-3-2: Class D thiết lập giới hạn cho các



bộ biến đổi một pha công suất thấp bao gồm dòng điện xoay chiều đầu vào theo “dạng

sóng đặc biệt” và công suất tác dụng đầu vào P ≤ 600 W. Thiết bị trong Class D có

dạng sóng dòng điện đầu vào nằm trong giới hạn “envelope” thể hiện trong hình 3-

15b. Những thiết bị nhóm này phải đáp ứng giới hạn sóng hài nhất định, được trình

bày trong hình 3-16. Rõ ràng có thể thấy, sơ đồ chỉnh lưu một pha điều khiển, trong

hình 3-15a, với các thông số không đáp ứng tiêu chuẩn IEC 61000-3-2 Class D. Và để

đáp ứng tiêu chuẩn này chỉ có cách bổ xung thêm bộ phận lọc thụ động đủ lớn, làm

tăng kích thước và giá thành bộ chỉnh lưu. Sự ra đời của tiêu chuẩn này thúc đẩy quá

trình phát triển các phương pháp mới cải thiện và nâng cao chất lượng dòng điện xoay

chiều đầu và đồng thời nâng cao hệ số công suất.

3.1.2.3. Chỉnh lưu tăng áp

Một trong những phương pháp chỉnh lưu nâng cao hệ số công suất quan trọng,

theo quan điểm lý thuyết và thực tế, được gọi là chỉnh lưu một pha tăng áp, thể hiện

trong hình 3-17a, nguyên tắc chỉnh lưu mới được kết hợp từ chỉnh lưu cầu không điều

khiển bổ xung thêm transistor T, diode D và điện cảm L.

a. Nguyên lý làm việc – Các khái niệm cơ bản.

Trong chỉnh lưu tăng áp, dòng điện xoay chiều đầu vào is(t) được điều khiển

thông qua trạng thái dẫn của transistor T. Khi transistor T ở trạng thái dẫn, nguồn điện

xoay chiều khép ngắn mạch qua điện cảm L, như trên hình 3-17b; diode D ngăn không

cho dòng điện xả của tụ lọc C đi qua transistor. Dòng điện trên điện cảm iL được xác

định theo biểu thức

L

v

L

v

dt

di sLL (3-26)

Do giá trị điện áp |vs | > 0, khi transistor T được bật (dẫn) luôn kèm theo sự tăng

trưởng dòng điện iL và do đó tăng trị tuyệt đối của dòng điện nguồn is .

Khi transistor T được tắt (không dẫn), dòng điện iL không thể mất ngay và đi

qua diode D, nạp cho tụ C. Dòng điện đang xét thể hiện trong sơ đồ tương đương 3-

17c. Trong trường hợp này dòng điện iL được xác định qua biểu thức:

L

vv

L

v

dt

di 0sLL

(3-27)

Nếu v0 > |vs |, đây là điều kiện quan trong để hoạt động của bộ chỉnh lưu đúng

chức năng, khi đó |vs | − v0 < 0, và điều này cho thấy khi transistor ngắt, dòng điện

cảm giảm giá trị tức thời.



Hình 3-17: Chỉnh lưu một pha tăng áp (a) sơ đồ và dòng điện khi T (b) dẫn (c) không dẫn

b. Chế độ dẫn liên tục (Continuous Conduction Mode - CCM)

Với chuỗi xung kích mở thích hợp cho transistor T, dạng sóng của dòng điện

xoay chiều có thể được điều khiển theo dạng hàm sin tương ứng, như ta thấy trong nửa

sóng dương ở hình 3-18a. Trong hình vẽ này là quan hệ giữa dòng điện trên điện cảm

mong muốn, dòng trên điện cảm thực tế và chuỗi xung x ở cực điều khiển transistor T

(T bật khi x = 1 và tắt khi x = 0).

Hình 3-18: Dòng điện iL a) dạng sóng b) tín hiệu điều khiển transitor x

Theo hình 3-18 có thể thấy rõ ràng trạng thái bật (và tắt) của transitor T kéo

theo sự tăng (giảm) dòng điện iL trên điện cảm.

Chú ý rằng với các giá trị vs nhỏ, điện cảm không đủ năng lượng tích trữ để

tăng giá trị dòng điện, chỉnh vì lý do đó độ méo dạng sóng dòng điện như trên hình 3-

18a.

Hình 3-19 giới thiệu cấu trúc sơ đồ khối của hệ thống điều khiển chỉnh lưu tăng

áp, trong đó bao gồm cả khâu điều khiển vi-tích phân (PI) để điều khiển điện áp đầu ra

v0. Giá trị tham chiếu iLref dùng cho vòng điều khiển trong được lấy từ khâu nhân tín

hiệu giữa điện áp khâu điều khiển với giá trị tuyệt đối |vs(t)|. Bộ điều khiển trễ thực



hiện điều khiển nhanh dòng iL và kết quả thực tế thu đương dạng sóng dòng điện

nguồn xoay chiều gần tương tự như sóng sin.

Hình 3-19: Hệ thống điều khiển của chỉnh lưu tăng áp

Thông thường, điện áp đầu ra v0 phải lớn hơn biên độ điện áp nguồn vs(t) ít nhất

10%, để đảm bảo điều kiện để có thể điều khiển linh hoạt dòng điện. Khi đó quá trình

điều khiển diễn ra theo chiến thuật sau: tăng giá trị điện áp tham chiếu đầu ra v0.ref làm

tăng sai số (mức lệch) điện áp v0.ref – v0 và làm tăng tín hiệu điều khiển đầu ra khâu PI,

tín hiệu này là nguyên nhân làm tăng biên độ của dòng điện tham chiếu iL.ref. Bộ điều

khiển dòng sẽ bám theo giá trị tham chiếu mới cũng tăng biên độ của sóng sin dòng

điện đầu vào, tăng lượng công suất tác dụng được truyền qua bộ chỉnh lưu và cuối

cùng làm tăng điện áp đầu ra v0.

Hình 3-20: Dạng sóng dòng, áp xoay chiều đầu vào chỉnh lưu tăng áp: (a) không lọc điện áp v0;

(b) có lọc điện áp v0; phổ tần số; (c) không lọc; và (d) có lọc

Hình 3-20 là dạng sóng dòng điện và điên áp nguồn vs. Những gợn sóng của

dòng điện có thể được làm nhỏ đi bằng cách rút ngắn độ rộng khoảng trễ δ. Sự cải

thiện này đánh đổi bằng tăng tần số đóng mở, tỉ lệ thuận với tổn hao chuyển mạch của



transistor. Đối với một chiều rộng trễ nhất định, trị số điện cảm giảm kéo theo tăng tần

số đóng ngắt. Như ta thấy trên hình, dòng điện xoay chiều cho thành phần hài bậc 3.

Thành phần này do sóng hài bậc 2 có trong điện áp v0 được cấp ngược thông qua khâu

điều khiển (PI) và kết hợp với sóng sin do thành phần bậc 3 của dòng iL.ref. Những

sóng hài nhiễm vào thành phần cơ bản có thể loại bỏ bằng cách lọc điện áp v0, với bộ

lọc thông thấp hoặc bộ lọc chặn trên ở phạm vi 2ωs. Dòng điện xoay chiều đầu vào có

dạng sóng trên hình 3.20b khi thực hiện lọc. Hình 3.20d cho thấy sự kết quả giảm sóng

hài bậc 3.

Tuy nhiên, trong cả hai trường hợp, sự giảm mạnh ở các thành phần sóng hài

trong dòng điện xoay chiều, có thể thấy trong hình 3-20c và 3-20d. Dòng điện đáp ứng

những giới hạn được thiết lập tại tiêu chuẩn IEC 61000-3-2. Độ méo dạng tổng của

dòng điện trong hình 3-20a chỉ có THD = 7,46% và hình 3-20b là THD = 4,83%.

Trong cả hai trường hợp hệ số công suất đạt giá trị rất cao, vượt quá 0,99.

Trong hình 3.21, cho thấy vòng điều khiển điện áp dc theo bước thay đổi. Với

tải tăng, ở thời điểm t = 0,3 (s), điện áp đầu ra v0 giảm, nhỏ hơn điện áp tham chiếu, sự

giảm điện áp này được bù lại từ sự tăng dòng điện is. Thời điểm t = 0,5 (s), là quá trình

đáp ứng khi tải giảm. Bộ điều khiển điện áp một chiều lại giảm dòng điện xoay chiều

đầu vào để cân bằng công suất tác dụng.

Hình 3-21: Đáp ứng sự thay đổi tải (a) điện áp dầu ra v0; (b) dòng điện xoay chiều is

c) Chế độ dẫn gián đoạn (Discontinuous Conduction Mode - DCM)

Phương pháp điều chỉnh hệ số công suất PFC dựa trên kích hoạt dòng điện theo

dạng sóng định trước. Có hai cách khác nhau để hiện thực phương pháp này: tần số



chuyển mạch cố định và tần số chuyển mạch thay đổi. Cả hai cách thức này được thể

hiện trong hình 3-22.

DCM với tần số chuyển mạch cố định

Dạng sóng dòng điện tập hợp từ ba chế độ trong khoảng thời gian một chu kỳ

chuyển mạch Ts . Giai đoạn đầu mỗi chu kỳ (mode 1) BJT được bật dẫn điện, trong

giai đoạn dẫn (hình 3-23a) nguồn được nối tắt khép mạch qua diode chỉnh lưu, điện

cảm L và chuyển mạch boost T. Khi đó dòng điện iL tăng theo tỉ lệ với điện áp tức thời

của nguồn. Như vậy, trong giai đoạn bật, giá trị trung bình của dòng điện tỉ lệ với điện

áp nguồn vs, chính là điều cần thiết để điều chỉnh hệ số công suất.

Khi chuyển mạch được tắt (mode 2), dòng điện chảy đến tải thông qua diode D,

như trong hình 3-23b. Dòng điện tức thời có trị số giảm (cho đến lúc điện áp v0 lớn

hơn biên độ điện áp nguồn) theo tỉ lệ với hiệu sô điện áp nguồn và điện áp tải. Giai

đoạn cuối (mode 3) như trong hình 3-23c, tương ứng với thời gian dòng điện đạt giá trị

0, kết thúc quá trình chuyển mạch Ts.

Hình 3-22: Chế độ dẫn gián đoạn (a) với tần số chuyển mạch cố định; (b) với tần số chuyển

mạch thay đổi.



Hình 3-23: Sơ đồ tương đương của chế độ tăng áp DCM: (a) Mode 1: BJT bật, iL tăng; (b)

Mode 2: BJT tắt, iL giảm; (c) Mode 3: BJT tắt, iL = 0.

Như vậy, trong chu kỳ điều khiển, có thời giai đoạn dòng điện nguồn không tỉ

lệ với điện áp nguồn, mang đến những méo dạng không mong muốn so với chế độ dẫn

liên tục CCM.

Chu kỳ tác động D = ton /Ts được xác định từ vòng điều khiển theo nhiệm vụ có

được công suất đầu ra mong muốn và hoàn thành chu kì làm việc DCM, có nghĩa dòng

điện đạt giá dạng trị 0 trước khi bắt đầu chu kỳ Ts mới. Nguyên tắc điều khiển có thể

được giải thích trên sơ đồ mạch tương tự (hình 3-24), hoặc mạch số. Thông thường,

chu kỳ tác động được kiểm soát bởi vòng điều khiển chậm, duy trì điện áp đầu ra và

chu kỳ tác động thay đổi trpng phạm vi một nửa chu kỳ nguồn.

Ví dụ về chất lượng điện áp và dòng điện có được khi sử dụng DCM được trình

bày trên hình 3-25.



Hình 3-24: Tăng áp DCM với tần số chuyển mạch cố định

Hình 3-25: Dạng sóng của Tăng áp DCM: điện áp nguồn vs, xung điều khiển BJT, dòng điện

nguồn is

DCM với tần số chuyển mạch thay đổi

Nguyên lý làm việc giống như đối với loại tần số cố định, sự khác biệt chính ở

đây là không có chế độ (mode 3) do BJT được bật ngay sau khi dòng điện đạt giá trị 0.

Phương pháp này giảm độ méo dạng dòng điện nhưng đổi lại phải thực hiện tần số

chuyển mạch thay đổi (Ts thay đổi) và do đó giảm đặc tính cải thiện sóng hài.

Cả hai phương pháp CCM và DCM đều có được sự cải thiện hệ số công suất.

Phương pháp DCM có hiệu quả hơn khi loại bỏ được các tổn hao khi diode phục hồi

tích chất ngược, tuy nhiên phương pháp này có độ gợn sóng cao, độ méo dạng đáng kể

và thông thường hoàn thành được yêu cầu loại bỏ sóng hài bậc 5. Do đó, chỉnh lưu

tăng áp DCM ở giới hạn ở công suất đến 300W đáp ứng tiêu chuẩn và qui định.

Phương pháp DCM với tần số thay đổi giảm hiệu quả về tiêu chuẩn sóng hài, do dòng

điện được phân bổ trong phổ rộng.



d. Cấu trúc cộng hưởng cho chỉnh lưu tăng áp

Một chỉ số quan trong trong điện tử công suất – các tổn hao trong các linh kiện

bán dẫn công suất. Các tổn hao này chia làm hai nhóm chính: tổn hao bán dẫn

(conductin losses) và tổn hao chuyển mạch (switching losses), như trong hình 3-26.

Tổn hao bán dẫn do dòng điện đi qua mặt tiếp giáp, và như vậy tổn hao này

không tránh khỏi. Còn tổn hao chuyển mạch, xuất hiện trong thời điểm thay đổi trạng

thái dẫn điện của các linh kiện, có thể giảm xuống hoặc thậm chí loại bỏ được nếu như

chuyển mạch được thực hiện khi: (a) dòng điện đi qua linh kiện bán dẫn bằng không;

(b) điện áp giữa hai điểm của linh kiện bán dẫn bằng không. Chế độ chuyển mạch trên

được gọi là cộng hưởng.

Hình 3-26: Tổn hao bán dẫn và tổn hao chuyển mạch ở linh kiện chuyển mạch công suất

Chuyển mạch cộng hưởng còn được sử dụng trong chỉnh lưu tăng áp. Để đáp

ứng yêu cầu này, sơ đồ chỉnh lưu tăng áp trong hình 3-17 có một số thay đổi, bằng

cách bổ xung phần tử phản kháng và linh kiện bán dẫn.

Trong hình 3.27 cấu trúc cộng hưởng với dòng điện chuyển mạch bằng không

(zero current switching - ZCS). Như ta thấy, sơ đồ được bổ xung thêm các phần tử:

cuộn cảm (Lr1, Lr2), tụ điện (Cr ), diodes (Dr1, Dr2), và van chuyển mạch (Sr).

Tương tự, trong hình 3-28 cấu trúc công hưởng chuyển mạch với điện áp

chuyển mạch bằng không (zero voltage switching - ZVS). Có bổ xung các phần tử

cuộn cảm (Lr ), tụ điện (Cr ), và van chuyển mạch công suất (Sr ), lưu ý: diode D được

thay bằng hai “diode cộng hưởng” Dr1 và Dr2.

Trong cả hai cấu trúc ZVS hoặc ZCS, điều kiện công hưởng đạt được thông qua

điều khiển van chuyển mạch công suất Sr.



Hình 3-27: Chỉnh lưu Tăng áp với ZCS

Hình 3-28: Chỉnh lưu Tăng áp với ZVS

e. Chỉnh lưu không cầu tăng áp

Chỉnh lưu tăng áp không cầu được trình bày tại hình 3-29, trong đó cầu diode

được thay thế bằng hai chỉnh lưu tăng áp làm việc tuần tự: (a) khi vs dương, T1 và D1

làm việc như chỉnh lưu tăng áp (hình 3-29b); khi vs âm, T2 và D2 làm việc như chỉnh

lưu tăng áp 2 (hình 3-29c). Cấu trúc này giảm tổn thất chuyển mạch, tuy nhiên đòi hỏi

mạch điều khiển phức tạp hơn.

Hình 3-29: (a) Chỉnh lưu tăng áp không cầu; sơ đồ tương đương khi (b) điện áp vs >0 ; và (c)

điện áp vs < 0



3.1.2.4. Chỉnh lưu nhân đôi điện áp PWM

Hình 3-30 so đồ nguyên lý mạch chỉnh lưu nhân đôi điện áp bằng điều chỉnh độ

rộng xung (PWM), sử dụng 2 transistors T1 and T2 và 2 tụ lọc C1 and C2. Các

transistor được điều khiển bật tắt để điều khiển dạng sóng dòng điện nguồn theo điện

áp đầu ra v0. Điện áp rơi trên các tụ điện VC1 and VC2 cần phải cao hơn biên độ điện áp

nguồn vs để thực hiện được các thao tác điều khiển dòng điện nguồn.

Sơ đồ mạch tương đương của bộ chỉnh lưu khi transistor T1 bật, thể hiện trong

hình 3-30b. Khi đó điện áp trên cuộn cảm theo biểu thức:

0v)t(vdt

diLv 1Cs

sL (3-28)

Biểu thức 3-28 có nghĩa trong trạng thái dẫn này, giá trị dòng điện is(t) giảm.

Hình 3-30: Chỉnh lưu nhân đôi điện áp: (a) sơ đồ mạch; (b) sơ đồ tương đương khi T1 bật; (c) sơ

đồ tương đương khi T2 bật

Mặt khác, sơ đồ mạch tương đương khi transistor bật thể hiện trong hình3-30c,

với biểu thức điện áp trên cuộn cảm:

0v)t(vdt

diLv 2Cs

sL (3-29)

Rõ ràng, lúc này giá trị dòng điện is(t) tăng.

Từ đó ta thấy, dạng sóng của dòng điện xoay chiều có thể ddieeeuf khiển được

thông qua bật tắt luân phiên các transistor T1 và T2 giống như quá trình được thể hiện

trong hình 3-18a cho bộ biến đổi chỉnh lưu một pha tăng áp. Hình 3-31 thể hiện sơ đồ

khối của hệ thống chỉnh lưu nhân đôi điện áp, nó rất giống với sơ đồ khối của chiinhr

lưu tăng áp. Dạng mạch này có thể gây nên sự mất cân bằng giữa điện áp trên các tụ

điện VC1 và VC2, ảnh hưởng đến chất lượng điều khiển. Vấn đề này được giải quyết

bằng cách bổ xung thêm một phần tử cấp tìn hiệu điều khiển tỉ lệ với độ lệch điện áp



trên các tụ. Hình 3-32 thể hiện dạng sóng dòng điện nguồn, biên độ gợn sóng của dòng

này có thể giảm được bằng điều chỉnh bằng đọ rộng thời gian trễ.

Hình 3-31: Hệ thống điều khiển chỉnh lưu nhân đôi điện áp

Hình 3-32: Dạng sóng dòng điện trong chỉnh lưu nhân đôi điện áp

3.1.2.5. Chỉnh lưu cầu PWM

Hình 3-33a vẽ sơ đồ mạch lực của chỉnh lưu điều khiển PWM kết nối theo

mạch cầu, trong đó dùng 4 transistor và diode chống dòng ngược mắc song song để

điều khiển điện áp một chiều v0. Với cách chuyển mạch PWM lưỡng cực, bộ biến đổi

có hai chế độ dẫn: (i) Transistor T1 và T4 bật, T2 và T3 tắt; (ii) Transistor T2 và T3 bật,

T1 và T4 tắt. Trong cấu trúc này, điện áp đầu ra v0 phải lớn hơn biên độ điện áp xoay

chiều nguồn vs, đảm bảo điều kiện thích hợp điều khiển dòng điện xoay chiều.

Hình 3-33b, mạch điện tương đương khi T1 và T4 bật, khi đó điện áp trên cuộn

cảm được xác định:

0v)t(vdt

diLv 0s

sL (3-30)

Và dòng điện trên điện cảm is biến đổi giảm.

Hình 3-33c, mạch điện tương đương khi T2 và T3 bật, khi đó điện áp trên điện

ccarm tihnhs theo biểu thức:

0v)t(vdt

diLv 0s

sL (3-31)

Điều này có nghĩa dòng điện is có giá trị tăng.



Hình 3-33: Chỉnh lưu một pha PWM kết nối cầu: (a) sơ đồ mạch; (b) sơ đồ tương đương khi T1

và T4 bật; (c) sơ đồ tương đương khi T2 và T3 bật; (d) sơ đồ tương đương khi T1 và T3 hoặc T2 và T4 bật; và (e) dạng sóng dòng điện xoay chiều nguồn

Trường hợp cuối cùng, ở hình 3-33d, sơ đồ tương dương khi T1 và T3 hoặc T2

và T4 bật. Lúc đó, điện áp nguồn khép mạch qua cuộn cảm L, và điện áp được tính

theo:

0V)t(vdt

diLv 0s

sL (3-32)

Biểu thức này cho thấy giá trị dòng điện phụ thuộc vào dấu của điện áp vs.

Dạng sóng dòng điện nguồn có thể điều chỉnh bằng cách chuyển mạch thích

hợp giữa T1–T4 hoặc T2–T3, tương tự như ở hình 3-18a cho trường hợp chỉnh lưu một

pha tăng áp. Phương pháp điều khiển giống như trường hợp trong hình 3-31, cho dạng

sơ đồ nhân đôi điện áp. Chất lượng dòng điện xoay chiều nguồn như trong hình 3-32.

Dạng sóng dòng điện xoay chiều được cải thiện đáng kể nếu có sử dụng thêm

chế độ hình 3-33d, với ưu điểm thay thế điều khiển độ trễ dòng điện với điều khiển

tuyến tính và điều khiển PWM ba cấp. Phương pháp này giảm tần số chuyển mạch và

có phổ dòng điện rõ ràng hơn.



Cuối cùng, có thể thấy rằng các đặc tính nổi bật của bộ biến đổi PWM điều

khiển kết nối cầu và nhân đôi điện áp là khả năng tái sinh của chúng. Những bộ chỉnh

lưu loại này có thể cấp công suất cho tải từ nguồn xoay chiều một pha, độ méo dạng

rất thấp và hệ số công suất rất cao PF > 0,99. Hình 3-33e cho thấy, trong quá trình làm

việc, dòng điện xoay chiều nguồn lệch pha 180o so với điện áp, có nghĩa PF ≈ -1 (PF

gần đạt tới giá trị 1, do các thành phần hài rất nhỏ trong dòng điện xoay chiều nguồn).

3.1.2.6. Ứng dụng của điều chỉnh hệ số công suất chỉnh lưu

a. Các ứng dụng chỉnh lưu tăng áp.

Chỉnh lưu một pha tăng áp trở nên thông dụng trong số các thiết bị cấp nguồn

có chức năng điều chỉnh hệ số công suất (PFC). Để giảm giá thành, in general purpose

power supplies. To reduce the costs, áp dụng hệ thống điều khiển như trong hình 3-19

và các transistor công suất điều khiển cực đươc kết nối với mạch tích hợp (IC), như

UC3854 hoặc MC33262. Sơ đồ trong hình 3-34.

Hình 3-34: Sơ đồ khối đơn giản (a) bộ điều chỉnh hệ số công suất dùng IC và (b) chấn lưu điện

tử có điều chỉnh hệ số công suất

Ngày nay các bộ chấn lưu đèn huỳnh quang dùng công nghệ tần số cao dần thay

thế các chấn lưu cuộn cảm. Các chấn lưu điện tử cần có bộ biến đổi ac/dc. Để đáp ứng



yêu cầu giảm sóng hài, đạt chất lượng cao về hiệu suất cvà hệác bộ chỉnh lưu hệ số

công suất cáo được sử dụng như trong hình 3-35.

b. Chỉnh lưu PWM nhân đôi điện áp

Phát triển các bộ điều khiển động cơ hiện đang là chủ đề có nhiều quan tâm,

đặc biệt trong phạm vi công suất nhỏ. Hình 3-35 trình bày cấu trúc bộ biến đổi dành

cho các động cơ công suất thấp. Cấu trúc bao gồm: động cơ ba pha công suất nhỏ,

được cấp điện bằng nguồn điện xoay chiều một pha. Các transistors T1, T2 và tụ điện

C1, C2 tạo ra điện áp nhân đôi của chỉnh lưu một pha, được điều khiển thông qua điện

áp hồi tiếp và tạo ra dạng sóng sin cho dòng điện xoay chiều nguồn, có hệ số công suất

gần bằng một. Ben cạnh đó các transistor T3,T4,T5, T6 và các tụ điện C1 and C2 tạo ra

nguồn điện không đối xứng cấp cho động cơ. Một đặc điểm của mạch động lực trong

hình 3-35, tụ điện tái tạo năng lượng cho nguồn xoay chiều một pha.

Hình 3-35: Bộ điều khiển động cơ giá rẻ

3.2. Chỉnh lưu ba pha điều khiển

Chỉnh lưu ba pha có điều khiển được áp dung rộng rãi từ các thiết bị chỉnh lưu

công suất nhỏ cho đến thiết bị truyền tải dòng một chiều điện áp cao (HVDC). Thiết bị

chỉnh lưu ba pha còn được dùng trong các quá trình điện hóa, điều khiển động cơ, điều

khiển nguồn điện và rất nhiều các ứng dụng khác. Dựa trên quá trình chuyển mạch, có

thể phân chia thành 2 loại như sau: chỉnh lưu điều khiển chuyển mạch (chỉnh lưu

thyristor) và chỉnh lưu điều chỉnh độ rộng xung (pulse width modulated - PWM).



3.2.1. Chỉnh lưu điều khiển chuyển mạch tuần tự

3.2.1.1. Chỉnh lưu ba pha nửa sóng

Nguyên lý sơ đồ chỉnh lưu tia ba pha nửa sóng trình bày trên hình 3-36a. Điều

chỉnh điện áp chỉnh lưu, sơ đồ dùng 3 thyristor mắc chung Kathode. Điện áp nguồn

xoay chiều được coi là lý tưởng.

Thyristor sẽ dẫn (trạng thái bật) khi điện áp Anode – Kathode vAK dương và

đồng thời có xung kích mở iG vào cực điều khiển. Góc trễ xung điều khiển α được tính

từ điểm giao của các điện áp pha nguồn là khi điện áp vAK bắt đầu dương.

Hình 3-36: Chỉnh lưu ba pha nửa sóng có điều khiển (a) sơ đồ mạch; (b) giá trị tức thời vd và giá

trị trung bình Vd khi góc kích mở α

Hình 3-37: Phạm vi góc điều khiển kích mở

Hình 3-37 cho thấy, góc điều khiển kích mở có thể tay đổi trong khoảng từ 0o

đến 180o, tuy nhiên do quá trình chuyển mạch mà góc mở tối đa chỉ ở khoảng 160

o.



Hình 3-38: Dạng sóng dòng điện chỉnh lưu

Như thấy trên hình 3-38, khi tải điện trở, dạng sóng dòng điện và điện áp chỉnh

lưu là như nhau. Khi tăng giá trị điện cảm của tải, dòng điện trở lên bằng phẳng hơn và

cuối cùng trở nên phẳng hoàn toàn. Các thyristor trong chế độ không dẫn (tắt) khi

thyristor tiếp theo được chuyển sang trạng thái bật hoặc dòng điện bắt đầu đổi chiều.

Điện áp trung bình trên tải có thể tính theo biểu thức:

3

3

mD )t(d)tcos(

3

2

VV

cosV17,1cos

3/

)3/sin(VV mD (3-33)

Trong đó: Vm – điện áp pha thứ cấp (nguồn xoay chiều), V – trị hiệu dụng của

điện áp pha, ω – tần số góc của nguồn xoay chiều.

Từ biểu thức 3-33 có thể thấy rằng, điện áp trung bình trên tải VD có thể được

điều chỉnh bằng cách thay đổi góc kích mở α. Khi α < 90o, VD có giá trị dương và khi

α > 90o, VD có giá trị âm. Trong trường hợp đó, mạch chỉnh lưu làm việc ở chế độ

nghịch lưu và tải cần phải có phần tử có thể tạo ra năng lượng đảo chiều bằng cách đảo

chiều điện áp một chiều trên tải.

Dạng dòng điện xoay chiều của chỉnh lưu nửa sóng được thể hiện trên hình 2-

27. Hình vẽ dạng sóng này với giả định dòng điện một chiều không đổi (điện cảm LD

vô cùng lớn). Mặc dù có sự chuyển mạch liên tiếp, mỗi van công suất dẫn điện trong

khoảng 120o trong chu kỳ. Dòng điện cuộn thứ cấp (và dòng điện thyristor) là dòng

một chiều, chính là điều không mong muốn, làm cho sơ đồ chỉnh lưu tia ba pha nửa

sóng không được áp dụng trong các thiết bị công suất lớn.



Dòng điện cuộn sơ cấp có dạng sóng tương tự thứ cấp. Sự biến dạng lớn của

dạng sóng dòng điện sơ cấp cần phải được lọc để giảm sự ảnh hưởng của các thành

phần hài. Dạng sóng trình bày trên hình 3-39 là thông tin hữu ích khi thiết kế máy biến

áp.

Hình 3-39: Dạng sóng dòng điện nguồn xoay chiều (sơ cấp iA, iB, iC và thứ cấp ia, ib, ic)

Từ các biểu thức:

DDD

tctctc

scscsc

I.VP

I.V.3S

I.V.3S

(3-34)

Trong đó: Ssc và Stc – công suất toàn phần cuộn sơ cấp và thứ cấp. PD – công

suất được chuyển sang phía một chiều. Công suất chuyển sang một chiều lớn nhất khi

góc kích mở α = 0o (hoặc α = 180

o). Từ đó thiết lập được quan hệ giữa điện áp xoay

chiều và một chiều (α = 0o):

scD

tcD

V.a.17,1V

V17,1V

(3-35)

Trong đó: a – tỉ số vòng dây của cuộn thứ cấp đối với cuộn sơ cấp. where a is

the secondary to primary turn relation of the trans-former. Bên cạnh đó quan hệ giữa

dòng điện xoay chiều và một chiều cũng có thể thiết lập nhờ đồ thị dạng sóng hình 2-

27:



2

3I.aI

3

II

Dsc

Dtc

(3-36)

Từ đó công suất trên các cuộn sơ cấp và thứ cấp

Dsc

Dtc

P.21,1S

P.48,1S

(3-37)

Biểu thức 3-37 cho thấy công suất của máy biến áp phía sơ cấp phải tăng 21%

và phía thứ cấp phải tăng 48% so với công suất tải. Vì lý do này, máy biến áp phải

được thiết kế riêng biệt cho loại chỉnh lưu này. Đối với máy biến áp thông thường,

công suất máy phải vượt công suất tải 35%. Hệ số tăng công suất của cuộn thứ cấp lớn

hơn so với cuộn sơ cấp có nguyên nhân từ dòng điện một chiều trong nó. Bên cạnh đó,

hệ số tăng công suất máy biến áp còn do các thành phần hài bậc cao không tạo ra công

suất tác dụng. Sự bão hòa từ trong lõi thép và thành phần một chiều trong cuộn thứ cấp

làm cho lõi thép phải có kích thước lớn hơn.

3.2.1.2. Chỉnh lưu ba pha kép 6 – xung

Sơ đồ chỉnh lưu này được vẽ trong hình 3-40, cuộn thứ cấp có dạng hệ thống 6

pha và kết quả là chỉnh lưu tia 6 – xung (kết nối điểm giữa). Mặc dù có sự chuyển

mạch liên tiếp nhưng mỗi van công suất chỉ dẫn với thời gian 60o trong một chu kỳ.

Điện áp một chiều cao hơn trường hợp chỉnh lưu nửa sóng.

Hình 3-40: Chỉnh lưu 6 - xung

Điện áp trung bình trên tải có thể tính theo biểu thức:



6

6

mD )t(d)tcos(

3

VV

cosV35,1cos

6/

)6/sin(VV mD (3-38)

Điện áp một chiều cũng gợn sóng ít hơn so với trường hợp chỉnh lưu nửa sóng

do thành phần hài bậc 3 vốn có biên độ lớn. Giá trị điện cảm làm mịn dạng sóng LD

cũng nhỏ hơn trường hợp chỉnh lưu nửa sóng.

Hình 3-41: Chỉnh lưu 6 – xung: Dạng sóng dòng điện nguồn xoay chiều

Dòng điện xoay chiều nguồn của chỉnh lưu 6-pha có dạng sóng trên hình 3-41.

Dòng điện cuộn thứ cấp có dạng một chiều, tuy nhiên sự biến đổi chiều thiên từ thông

trong mạch từ máy biến áp được bù từ cấu trúc sao kép. Như ta đã nhận thấy, luôn chỉ

có một van công suất dẫn trong khi các van khác không thể song song cùng dẫn. Dòng

điện pha cuộn sơ cấp nối tam giác có dạng đối xứng dẫn trong khoảng 60o. Dòng điện

dây kết nối máy biến áp với nguồn, có dạng trong hình 2-30, cũng đối xứng nhưng dẫn

trong 120o.

Định mức tỷ lệ công suất toàn phần máy biến áp so với công suất chỉnh lưu

cũng thực hiện tương tự như với trường hợp chỉnh lưu nửa sóng:

Dsc

Dtc

P.28,1S

P.81,1S

(3-39)



Như vậy máy biến áp có định mức công suất tăng 28% ở cuộn sơ cấp và 81% ở

cuộn thứ cấp. Tính trung bình công suất máy biến áp gấp 1,55 lần công suất chỉnh lưu

PD (55% vượt mức). Chu kỳ dẫn của các van ngắn, do đó máy biến áp đặc biệt không

cần thiết trong trường hợp này.

3.2.1.3. Chỉnh lưu sao kép với biến áp liên kết

Sơ đồ chỉnh lưu kiểu này tương tự hai mạch chỉnh lưu nửa sóng làm việc song

song, và rất hữu dụng khi có yêu cầu dòng điện một chiều chỉnh lưu có trị số lớn.

Phương pháp tối ưu đạt được sự cân bằng giữa các mục tiêu và loại bỏ các sóng hài

được thực hiện bằng pha liên kết như trong hình 3-32. Hai mạch nửa sóng lệch nhau

180o và hai điểm trung tính của các cuộn thứ cấp được kết nối thông qua máy biến áp

tự ngẫu có điểm giữa phân đôi dây quấn, được gọi là “interphase transformer.” Điểm

giữa dây quấn máy biến áp nối với một đầu của tải, và như vậy cả hai nhóm nửa sóng

làm việc song song. Mỗi nửa dòng điện một chiều ½ ID đi qua mỗi nửa dây quấn của

máy biến áp theo các chiều ngược nhau do đó lõi thép của máy biến áp không bị bão

hòa. Điện thế của hai điểm trung tính dao động độc lập với nhau và tạo ra điện áp có

dạng xung tam giác vT trong dây quấn máy biến áp như trong hình 3-43.

Hình 3-42: Chỉnh lưu sao kép với biến áp liên kết



Hình 3-43: Chỉnh lưu sao kép có pha liên kết

Do mạch chỉnh lưu này tương tự như hai mạch nửa sóng làm việc song song,

điện áp trung bình trên tải:

cosV17,1VD (3-40)

Trong đó: V – điện áp pha phía các van (cuộn thứ cấp).

Hình vẽ 2-32 cho thấy điện áp của các mạch nửa sóng so với các điểm trung

tính tương ứng. Điện áp vD1 là hiệu số điện thế giữa điểm cathode chung và điểm trung

tính N1. Điện áp vD2 là hiệu số giữa điện thế điểm cathode chung và điểm trung tính

N2. Ta có thể nhận thấy hai điện áp tức thời này lệch pha nhau và kết quả làm cho điện

áp vD bằng phẳng hơn so với các điện áp vD1 và vD2.

Hình 3-44 cho thấy sự biến đổi điện áp vD, vD1, vD2 và vT khi góc kích mở thay

đổi từ 0o đến 180

o.

Hình 3-44: Góc kích mở thay đổi từ 0o đến 180

o

Hệ số vượt công suất máy biến áp:

Dsc

Dtc

P.05,1S

P.48,1S

(3-41)

Giá trị bình quân hệ số vượt mức công suất là 1,26 giá trị này tốt hơn các sơ đồ

chỉnh lưu trước (1,35 đối với chỉnh lưu nửa sóng và 1,55 đối với chỉnh lưu 6-xung) và

tiết kiệm công suất máy biến áp.

Hình 3-45 thể hiện dạng sóng dòng điện xoay chiều nguồn đối với chỉnh lưu ba

pha kép với biến áp.



Hình 3-45: Dạng sóng dòng điện xoay chiều nguồn

3.2.1.4. Chỉnh lưu ba pha cả sóng hoặc cầu Graetz

Kết nối song song các mạch chỉnh lưu thông qua biến áp tự ngẫu cho phép thực

hiện những chỉnh lưu với dòng điện lớn. Tuy nhiên khi mắc nối tiếp chúng tạo thành

“cầu van công suất” cũng cho phép thực hiện chỉnh lưu tương tự, như trình bày trên

hình 3-46 là bộ chỉnh lưu toàn sóng. Cách bố trí linh kiện trong mạch, tương đương

với 3 van công suất cathode chung tạo ra điện thế dương so với trung tính, còn 3 van

công suất anode chung tạo ra điện thế âm. Và kết quả điện áp một chiều lớn gấp 2 lần

so với trường hợp chỉnh lưu nửa sóng. Mỗi nửa cầu là một bộ biến đổi 3-xung. Kết nối

cầu thực chất là kết nối hai chiều và nó cho dòng điện luân phiên (đổi chiều) ở dây

quấn, phía van công suất, máy biến áp trong cả hai nửa sóng, loại bỏ dòng điện một

chiều trong dây quấn và bão hòa từ trong lõi thép. Những ưu điểm này làm cho cấu

trúc mạch cầu (còn gọi là Cầu Graetz) được ứng dụng nhiều nhất trong phân loại chỉnh

lưu có điều khiển bằng chuyển mạch. Cấu trúc của loại chỉnh lưu này không cần đến

biến áp đặc biệt và làm việc như bộ chỉnh lưu 6-xung.

Với tính chất nối tiếp của chỉnh lưu loại này, điện áp một chiều lớn gấp đôi

chỉnh lưu nửa sóng, và được tính theo công thức:



cos3/

)3/sin(V2)t(d)tcos(

3

V2V m

3

3

mD

cosV35,2cosV63

V NfNfD (3-42)

Hoặc:

cosV35,1cosV23

V ffffD (3-43)

Trong đó: Vm – biên độ điện áp pha thứ cấp, Vf-N – trị hiệu dụng điện áp pha

thứ cấp, Vf-f – trị hiệu dụng điện áp dây thứ cấp.

Hình 3-46: Chỉnh lưu cầu ba pha (cầu Graetz)

Hình 3-47: Dạng sóng áp, dòng cầu Graetz

Trong hình 3-47 dạng song điện áp mỗi nửa cầu của sơ đồ, điện thế dương pos

Dv ,

điện thế âm neg

Dv , điện áp một chiều tức thời vD và điện áp anode – kathode vAK trên



một nhánh cầu. Điện áp lớn nhất của vAK là mV3 đúng bằng giá trị ở chỉnh lưu nửa

sóng và chỉnh lưu dùng biến áp liên kết. Chỉnh lưu sao kép có điện áp anode-kathode

lớn gấp đôi Vm. Hình 3-48 là dạng sóng dòng điện xoay chiều nguồn với giả thiết giá

trị điện cảm LD đủ lớn để dòng điện một chiều bằng phẳng.

Hình 3-48: Dạng sóng dòng điện cầu Graetz

Trường hợp này có cùng loại máy biến áp Δ/Y như trong hình 3-46. Ta có thể

nhận thấy dòng điện thứ cấp không có thành phần một chiều, do đó không cần phải

thiết kế dây quấn với hệ số tăng công suất nhằm tránh bão hòa từ. Dạng sóng trên được

vẽ với góc kích mở α khoảng 30o. Dạng sóng đối xứng ở cả cuộn sơ cấp và thứ cấp và

dòng điện dây chính là nguyên nhân cho sự phổ dụng của loại chỉnh lưu này. Hệ số

tăng công suất trong trường hợp này:

Dsc

Dtc

P.05,1S

P.05,1S

(3-44)

Như đã nhắc đến ở phần trên, máy biến áp chỉ cần thiết kế vượt công suất chỉnh

lưu 5% cho cả cuộn sơ cấp và thứ cấp. So sánh với hệ số 1,35 của chỉnh lưu nửa sóng

và 1,55 của chỉnh lưu 6-xung, 1,26 của chỉnh lưu dùng biến áp có điểm giữa, chỉnh lưu

cầu Graetz là giải pháp tốt cho sử dụng công suất máy biến áp.



3.2.1.5. Chỉnh lưu cầu bán điều khiển

Chỉnh lưu cầu ba pha điều khiển sử dung 6 thyristor. Như đã giải thích ở phần

trên, mạch làm việc ở chế độ chỉnh lưu khi α < 90o và chế độ nghịch lưu khi α > 90

o.

Nếu như thiết bị không cần chế độ nghịch lưu, có thể đơn giản hóa sơ đồ bằng cách

thay thế 3 thyristor bằng diode công suất như trên hình 2-38. Sự đoen giản hóa này

mang ý nghĩa kinh tế, bởi vì diode công suất rẻ tiền hơn thyristor và chúng không cần

mạch điện tử điều khiển góc kích mở. Cỉnh lưu bán điều khiển (hoặc còn gọi là bán

nghịch lưu) được phân tích như sơ đồ nửa sóng điều khiển nối tiếp với sơ đồ nửa sóng

không điều khiển. Điện áp một chiều chỉnh lưu được tính theo biểu thức:

)cos1(V2

23V ffD

(3-45)

Như vậy, điện áp trung bình VD không bao giờ có giá trị âm. Dạng sóng điện

áp chỉnh lưu cầu bán điều khiển giống như dạng sóng của chỉnh lưu cầu điều khiển có

thêm diode tự quay. Ưu điểm của sơ đồ có thêm diode tự quay ở chỗ nó tạo ra đường

dẫn cho dòng điện một chiều, không phụ thuộc vào trạng thái các pha nguồn xoay

chiều và trạng thái nghịch lưu. Điều này rất quan trọng đối với tải R-L có hằng số thời

gian tương đối lớn và có thể gián đoạn một hoặc vài pha. Trong những trường hợp đó

dòng điện tải sẽ chuyển sang khép mạch qua diode tự quay.

Hình 3-49: Cầu bán điều khiển a) nửa cầu có điều khiển b) có thêm diode tự quay

3.2.1.6. Chuyển mạch

Những mô tả về chế độ nghịch lưu trong các phần trước đây được dựa trên giả

định quá trình chuyển mạch không tức thời. Trong thực tế điều này là không thể, do có

dòng điện chạy giữa các van liên tiếp trong khoảng thời gian nhất định. Khoảng thời

gian này được gọi là thời gian đồng dẫn phụ thuộc vào điện áp dây giữa các van, đặc

biệt trong thời gian chuyển mạch và có điện cảm LS giữa nguồn và mạch nghịch lưu.

Trong khoảng thời gian đồng dẫn, hai van đều dẫn và điện áp dây rơi trên điện cảm LS.



Giả thiết dòng điện một chiều ID được làm phẳng với điện cảm như trên hình 3-49, ta

có mối quan hệ sau:

BAffs

S vvtsinV2dt

diL2 (3-46)

Trong đó: isc – dòng điện trên van được mở trong thời gian chuyển mạch

(thyristor T2 trong hình 3-39). Dòng điện này có giá trị:

Ctcos

VL2

2i ff

S

sc

(3-47)

Giá trị hằng số “C” được tính thông qua điều kiện ban đầu tại thời điểm T2

được khởi động. Theo đơn vị góc thì ωt = α.

Khi ωt = α thì isc = 0

cosL..2

VC

S

ff (3-48)

Kết hợp 3-46 và 3-47

)tcos(cosL..2

Vi

S

ffsc

(3-49)

Hình 3-50: Quá trình chuyển mạch

Trước khi chuyển mạch, dòng điện ID được dẫn qua thyristor T1 (hình 3-50).

Trong lúc chuyển mạch, dòng điện tải giữ nguyên không đổi, isc quay ngược lại xuyên

qua T1 và T1 tự động tắt khi dòng isc đạt tới giá trị ID. Điều này xảy ra vì thyristor

không thể dẫn dòng theo chiều ngược. Cùng lúc, thời gian đồng dẫn kết thúc và dòng

ID được dẫn qua T2. Trong khoảng thời gian khi ωt = α + µ, isc = ID, trong đó μ được

định nghĩa là thời gian đồng dẫn. Thay thế biểu thức điều kiện cuối bằng biểu thức:

)cos(cosL..2

VI

S

ffD

(3-50)



Trong thời gian chuyển mạch, hai van công suất cùng dẫn, điều này có nghĩa

tồn tại dòng điện ngắn mạch giữa hai điện áp pha. Bởi vì điện cảm các pha như nhau

nên dòng điện isc tạo ra điện áp rơi trên mỗi điện cảm LS cũng bằng nhau, nhưng trái

dấu nguyên nhân là do dòng điện chảy theo hướng ngược lại với chiều dốc ngược nhau

trên mỗi điện cảm. Pha có điện thế tức thời cao hơn bị giảm điện áp –Δv, pha có điện

thế tức thời nhỏ hơn tăng điện áp +Δv. Tình trạng này gây ảnh hưởng đến điện áp một

chiều VD, làm giảm đi một lượng Vmed. Hình 3-51, cho thấy ý nghĩa của Δv, Vmed, μ và

isc.

Diện tích của Vmed được thể hiện trong phần gạch chéo trong hình 3-51, đặc

trưng cho tổn thất điện áp trung bình một chiều VD, và có thể được tính theo cách lấy

tích phân biểu thức Δv trong khoảng góc đồng dẫn μ. Tổn thất điện áp có thể tính theo:

2

tsinV.2

2

vvv ffBA

(3-51)

Lấy tích phân biểu thức trên trong chu kỳ tương ứng và thời gian đồng dẫn μ,

bắt đầu từ thời điểm bắt đầu chuyển mạch α.

td.tsinV.22

13V ffmed

(3-52)

)cos(cos2

V3V ff

med

(3-53)

Hình 3-51: Ảnh hưởng của góc đồng dẫn đến dạng sóng dòng và áp

Bớt đi lượng Vmed từ biểu thức điện áp trung bình chỉnh lưu, ta có:

medffD VcosV23

V

(3-54)



)cos(cosV2

23V ffD

(3-55)

Hoặc

2cos

2cosV

2

23V ffD

(3-56)

Các biểu thức giá trị trung bình dòng và áp chỉnh lưu có thể viết theo điện áp sơ

cấp nếu có mặt máy biến áp nguồn.

)cos(cosL..2

V.aI

S

cs

ffD

(3-57)

)cos(cosV.a2

23V sc

ffD

(3-58)

Kết hợp các biểu thức dòng , áp chỉnh lưu làm một, ta có:

SD

sc

ffD LI3

cosV.a2

23V

(3-59)

Biểu thức 3-59 cho phép thiết lập sơ đồ tương đương đơn giản của chỉnh lưu

như trong hình 3-52a

(a)

(b)

Hình 3-52: Điện áp chỉnh lưu a) sơ đồ tương đương b) đặc tính điều chỉnh điện áp

Từ só đồ tương đương, xác định các đường biến thiên điện áp chỉnh lưu với các

góc kích mở khác nhau như trên hình 3-52b. Cần phải lưu ý rằng, các đường biến thiên

điện áp được vẽ với điều kiện lý tưởng, nhưng giúp hiểu rõ hơn về ảnh hưởng của Δv

lên điện áp chỉnh lưu. Ảnh hưởng của chuyển mạch và thời gian đồng dẫn đến điện áp

nguồn (va) và điện áp rơi trên thyristor vAK được thể hiện trên hình 3-53.



Hình 3-53: Ảnh hưởng của đồng dẫn đến điện áp nguồn và vAK

3.2.1.7. Hệ số công suất PF

Độ lệch pha của dòng điện thành phần cơ bản có thể xác định từ hình 2-37.

cos = cos 1 (3-60)

Trường hợp dòng điện không sin, công suất tác dụng được cung cấp từ nguồn

điện hình sin:

11aa

T

0

AA cos.I.Vdt).t(i).t(vT

1P (3-61)

Trong đó: Va – trị hiệu dụng của điện áp pha va, Ia1 – trị hiệu dụng thành phần

cơ bản ia. Biểu thức tương tự có thể thiết lập với vb và vc.

Công suất toàn phần mỗi pha:

aa I.VS (3-62)

Hệ số công suất

S

PPF (3-63)

Kết hợp với các biểu thức với nhau ta có:

cosI

IPF

a

1a (3-64)

Từ biểu thức trên có thể thấy rằng PF chịu ảnh hưởng xấu của góc kích mở và

độ méo dạng sóng của dòng điện xoay chiều nguồn. Bởi vì tăng méo dạng dòng điện

dẫn đến tăng trị hiệu dụng của dòng điện xoay chiều Ia và làm giảm hệ số công suất.



3.2.1.8. Độ méo dạng

Dòng điện trong chỉnh lưu chuyển mạch có dạng khác sin khá nhiều. Ví dụ,

dòng điện xoay chiều trong sơ đồ cầu Graetz có những sóng hài bậc cao:

...)t11cos11

1t7cos

7

1t5cos

5

1t(cosI

32i DA

(3-65)

Một số đặc điểm của dòng điện bao gồm:

(i) không có thành phần hài bậc 3; (ii) các thành phần hài có mặt được xác định

từ 6k ± 1 với k số nguyên; (iii) thành phần hài bậc 6k + 1 có dấu dương; (iv) thành

phần hài bậc 6k − 1 có dấu âm; (v) trị hiệu dụng của thành phần cơ bản có giá trị:

/6II d1 và (vi) trị hiệu dụng của thành phần bậc n: n/II 1n

Nếu như dây quấn sơ cấp hoặc thứ cấp của máy biến áp chỉnh lưu nối tam giác,

dạng sóng điện áp xoay chiều (ac) bao gồm sự khác biệt tức thời giữa hai điện áp chữ

nhật thứ cấp lệch nhau 120o như trong hình dạng sóng dòng điện xoay chiều nguồn

chỉnh lưu cầu Graetz, hình 3-48e. Cuối cùng phân tích Fourier cho dòng điện xoay

chiều pha phía sơ cấp như sau:

...)t11cos11

1t7cos

7

1t5cos

5

1t(cosI

32i DA

(3-66)

Phân tích này khác với trường hợp nối dây quấn máy biến áp hình sao chỉ ở dấu

của thành phần bậc cao với các giá trị chẵn của k trong 6k ± 1, các bậc 5, 7, 17, 19…

3.2.1.9. Mạch đặc biệt giảm độ méo dạng

Nguyên tắc cơ bản để giảm sóng hài là kết nối thêm bộ lọc thụ động, có vai trò

như bộ phận hấp thụ sóng hài có tần số nhất định. Dạng tiêu biểu được trình bày trên

hình 2-43.

Ngoài ra, sóng hài cũng có thể được hạn chế bằng cách sử dụng các cấu trúc

chỉnh lưu đặc biệt, chẳng hạn cấu trúc chỉnh lưu 12-xung như trên hình 2.44. Dòng

điện xoay chiều lúc đó là tổng của hai dãy Fourier của dạng kết nối hình sao và tam

giác.

...)t23cos23

1t13cos

13

1t11cos

11

1t(cosI

322i DA

(3-

67)



Hình 3-54: Bộ lọc thụ động cho một pha

Hình 3-55: Chỉnh lưu 12-xung

Biểu thức lúc này chỉ chứa các sóng bậc 12k ± 1. Các thành phần bậc 6k ± 1

(với k chẵn): 5th, 7th, 17th, 19th … chỉ chạy giữa hai phần biến đổi của máy biến áp

mà không đi vào phần xoay chiều. Như vậy dòng điện xoay chiều trong chỉnh lưu 12-

xung có dạng như trong hình 3-56, gần hơn với dạng sin so với các trường hợp trước

đó. Với cách kết nối này, giá trị tức thời dòng điện một chiều cũng bằng phẳng hơn.

Hình 3-56: Dòng điện dây với chỉnh lưu 12-xung

Những bộ chỉnh lưu nhiều xung hơn cũng có nguyên tắc giảm méo tương tự.

Chỉnh lưu 12-xung có góc lệc 30o giữa các dây quấn thứ cấp. Ngoài ra tương tự như

vậy, bổ xung thêm máy biến áp mắc song song sẽ cho việc chỉnh lưu có số lượng xung



trong một chu kỳ lớn hơn. Chẳng hạn, chỉnh lưu 24-xung có cấu trúc 4 biến áp với góc

lệch pha 15o, còn chỉnh lưu 48 xung cần có 8 biến áp với góc lệch 7,5

o (biến áp kết nối

theo qui tắc zic zắc). Mặc dù về lý thuyết có thể nâng số xung, nhưng với số xung lớn

hơn 48 không cải thiện được dạng sóng nhiều so với mức độ phức tạp của sơ đồ.

Một cách kết hợp rất đơn giản nhưng có thể đạt được tần số xung như sơ đồ

trên hình 3-57. Cấu trúc này được gọi là “ripple reinjection”, bao gồm hai bộ chỉnh lưu

mắc song song và nối vởi tải thông qua cảm kháng nhiều bậc bằng nhau, mỗi bậc được

nối với van thyristor có điều khiển. Nếu điều khiển các van thyristor ở cảm kháng

đúng lúc, có thể đạt được tần số xung cao. Số xung nhịp ở mạch cảm kháng chính là

hệ số nhân với số xung nhịp của các mạch chỉnh lưu để đạt được số xung nhịp của cả

hệ thống. Ví dụ, ở hình 3-57, là hệ thống chỉnh lưu 48 xung, đạt được khi dựa trên tần

số xung gốc của bộ chỉnh lưu 12-xung và 4 thyristor ở mạch cảm kháng. Các cấu trúc

nhân xung nhịp này cần phải thực hiện thông qua các chỉnh lưu cầu nồi tiếp.

Hình 3-57: Chỉnh lưu 48-xung

Một giải pháp khác giảm sóng hài bậc cao là sử dụng bộ lọc công suất tích cực.

Bộ lọc này thực chất là một bộ biến đổi đặc biệt theo độ rộng xung (pulse width

modulated - PWM) như trên hình 3-58, có khả năng tạo ra sóng hài theo yêu cầu.



Hình 3-58: điều khiển dòng điện trong bộ lọc công suất tích cực

3.2.1.10. Ứng dụng chỉnh lưu chuyển mạch trong điều khiển động cơ điện.

Ứng dụng quan trong của chỉnh lưu ba pha điều khiển được gặp trong dẫn động

động cơ điện. Hình 3-59 sơ đồ điều khiển động cơ một chiều bằng mạch chỉnh lưu 6-

xung. Momen và tốc độ quay được điều chỉnh thông qua dòng điện phần ứng ID và

dòng kích từ Iexc. Dòng điện ID được điều chỉnh bằng điện áp chỉnh lưu VD, thực hiện

thông qua thay đổi góc kích mở α thông qua biểu thức 3-42. Động cơ dc này có thể

làm việc tại hai góc phần tư: điện áp dương và âm. Hai góc phần tư này cho phép chế

độ hãm tái sinh khi α > 90o và Iexc < 0.

Bộ biến đổi trong hình 3-59 còn có khả năng điều khiển động cơ xoay chiều.

Trong trường hợp này bộ biến đổi thứ hai làm việc ở chế độ nghịch lưu cấp điện cho

động cơ làm việc ở chế độ đồng bộ tự kiểm soát (hình 3-60). Với bộ biến đổi thứ hai,

động cơ đồng bộ làm việc như động cơ một chiều nhưng không có nhược điểm chuyển

mạch cơ giữa chổi điện và cổ góp.

Hình 3-59: Điều khiển động cơ một chiều với chỉnh lưu 6-xung

Hạn mức tốc độ của động cơ đồng bộ dựa trên tần số 50 hoặc 60 Hz của nguồn

xoay chiều đến đây không còn ý nghĩa, và giới hạn tốc độ bây giờ chỉ còn phụ thuộc

vào giới hạn của cấu trúc cơ học của rotor. Một số hạn chế trong cách điều khiển này

là từ trường quay của động cơ do sự chuyển mạch của tải, tuy nhiên với trạng thái

đứng yên hoặc tốc độ thấp thì không thể thực hiện được. Trong trường hợp này cần

phải có sự hỗ trợ chuyển mạch cưỡng bức.

Chỉnh lưu chuyển mạch tuần tự điều khiển momen quay của động cơ thông qua

góc kích mở α. Với cách thức này cho phép điều khiển trực tiếp momen quay của các

loại động cơ không có chổi điện và cổ góp và giống như cách sử dụng điều khiển dòng

điện phần ứng.



Hình 3-60: Điều khiển động cơ đồng bộ ba pha

3.2.1.11. Ứng dụng chỉnh lưu chuyển mạch trong truyền tải năng lượng bằng dòng

điện một chiều cao áp (HVDC)

Truyền tải năng lượng bằng dòng điện một chiều cao áp (High voltage direct

current - HVDC) hiện là những ứng dụng chỉnh lưu có công suất cao nhất có thể vượt

quá 1000 MW. Nhánh nối tiếp hàng trăm van công suất có thể thấy ở các hệ thống

HVDC. Với công suất và khoảng cách truyền tải lớn, các hệ thống loại này có tính

kinh tế hơn so với hệ thống truyền tải xoay chiều (ac) thông thường. Ngoài ra chúng

còn có một số ưu điểm dưới đây:

1. Có thể liên kết hai hệ thống xoay chiều không đồng bộ hoặc khác biệt tần số

danh định (50 Hz ↔ 60 Hz);

2. Có thể hỗ trợ ổn định vấn đề liên quan đến tiểu động bộ trên những đường

dây dài;

3. Có tính linh hoạt cao và khả năng thực hiện ngắt dòng ngắn mạch rất nhanh;

4. Nếu như dùng cáp truyền tải dưới nước hoặc dưới lòng đất với khoảng cách

lớn hơn 50 km, HVDC không có giá trị khi so sánh với hệ thống đường dây xoay

chiều, nhưng cáp điện một chiều có thể phục vụ với khoảng cách hàng trăm và thậm

chí đến 600 km hoặc lớn hơn;

5. Đảo chiều truyền tải công suất có thể thực hiện bằng thiết bị điện tử, ở đây là

góc kích mở α;

6. Một số đường dây trên không truyền tải điện xoay chiều không thể tăng công

suất. Nhưng nếu thiết lập lại với việc nâng cấp cho truyền tải một chiều thì có thể tăng

khả năng truyền tải.



Gần như toàn bộ các hệ thống HVDC, đều sử dụng bộ biến đổi van thyristor có

cấu trúc dạng cầu 12-xung. Do đó đối với phía xoay chiều dùng các bộ 6-xung tạo nên

nhóm 12-xung với góc pha 30o, giúp loại bỏ các sóng hài dòng điện bậc 5 và 7 phía

xoay chiều (ac) và sóng hài điện áp bậc 6 phía một chiều (dc) như vậy tiết kiệm đáng

kể dung lượng lọc sóng hài.

Hình 3-61: Hệ thống HVDC a) sơ đồ chi tiết b) sơ đồ khối

Một số biểu thức hữu dụng trong hệ thống HVDC:

a. Phía chỉnh lưu:

cosIV.3IVP rms

line

sc

ffDDD (3-68)

sin.II

cos.II

Q

P

(3-69)

P

sc

ffDDD IV.3IVP →sc

ff

DDP

V.3

IVI

(3-70)



)(2cos2cosL.4

V3aI

S

sc

ff

2

P

(3-71)

22sin)(2sinL.4

V3aI

S

sc

ff

2

Q (3-72)

2

coscos6aII DP

(3-73)

Thành phần cơ bản của dòng thứ cấp

6aII D (3-74)

Do đó:

2

coscos.IIP

(3-75)

Vì cos.IIP nên:

2

coscoscos

(3-76)

b. Phía nghịch lưu

Tất cả các công thức chỉnh lưu được áp dụng sang phía nghịch lưu, nhưng thay

thế góc mở α bằng góc γ, trong đó γ được tính

)(180o (3-77)

Hình 3-62: Định nghĩa góc γ cho nghịch lưu: (a) chỉnh lưu và (b) nghịch lưu

Công suất phản kháng luôn theo hướng nghịch lưu



II

II

sc

I.ff

2

IQI 22sin)(2sin

L.4

V3aI

(3-78)

3.2.1.12. Bộ biến đổi kép

Bộ biến đổi kéo được dùng trong một số trường hợp cần điều khiển động cơ ở

nhiều chế độ làm việc trong cả bốn góc phần tư và những bộ biến đổi ba pha công suất

lên tới 2MW. Hình 3-63 là cấu trúc bộ biến đổi kép.

Hình 3-63: Bộ biến đổi kép

Trong bộ biến đổi kép, một chỉnh lưu đưa ra dòng điện dương cho tải và bộ còn

lại đưa dòng điện âm. Do sự khác biệt giữa điện áp của 2 chỉnh lưu mà tạo nên dòng

điện chạy qua cầu điện cảm, dòng điện này bị hạn chế bởi điện cảm LD, như trong hình

3-63. Hai bộ chỉnh lưu được điều khiển sao cho góc mở α+ của bộ chỉnh lưu cấp dòng

dương, thì góc mở của bộ chỉnh lưu cấp dòng âm α− = 180

o − α

+.

Trong hình 3-64 là dạng sóng điện áp tức thời của mỗi bộ chỉnh lưu

Dv và

Dv .

Mặc dù điện áp trung bình VD giống nhau ở mỗi bộ biến đổi, nhưng khác biệt của giá

trị tức thời được ký hiệu như điện áp vr, tạo nên dòng điện trên cầu điện cảm ir chồng

lên dòng điện tải

Di và

Di



Hình 3-64: Dạng sóng dòng điện trên cầu điện cảm: (a) điện áp bộ biến đổi dương; (b) điện áp

bộ biến đổi âm và (c) chênh lệch điện áp vr giữa

Dv và

Dv , dòng điện ir

Để tránh dòng điện ir, có thể áp dụng cách thức ngưng dòng cầu điện cảm nếu

có thể ngừng cấp điện cho các bộ biến đổi trong vài mili giây. Các bộ biến đổi cơ cấu

không được cấp điện sẽ giữ trạng thái khóa cho tới khi dòng điện chiều ngược lại xuất

hiện.

3.2.2. Chỉnh lưu điều khiển chuyển mạch cưỡng bức

3.2.2.1. Sơ đồ khối và tính chất cơ bản

Chỉnh lưu chuyển mạch cưỡng bức được cấu trúc từ các linh kiện bán dẫn công

suất dạng đóng/mở bằng cực điều khiển (gate – turn – off - GTO). GTO cho phép thực

hiện điều khiển hoàn toàn các bộ biến đổi, bởi vì các van công suất được bật/tắt khi

cần thiết. Đối với các thyristor, bật/tắt chỉ thực hiện được 1 lần trong chu kỳ nguồn,

trong khi GTO có thể thực hiện bật/tắt hàng trăm lần trong chỉ một chu kỳ nguồn.

Cách thực hiện chuyển mạch này có một số ưu điểm: (a) dòng điện và điện áp có dạng

sóng theo PWM định trước, giảm đi lượng sóng hài bậc cao; (b) có khả năng nâng cao

hệ số công suất thậm chí có thể đạt giá trị rất cao; và (c) có thể làm thành bộ chỉnh lưu

điều khiển ổn định điện áp hoặc điều khiển ổn định dòng điện; (d) công suất ngược

(nghịch lưu) trong chỉnh lưu thyristor bằng cách đổi chiều điện áp dc liên kết ngược.

Đối với chỉnh lưu chuyển mạch cưỡng bức, có thể thực hiện được cả dòng điện và điện

áp dc ngược.

Thực tế có 2 cách để áp dụng chuyển mạch cưỡng bức trong chỉnh lưu ba pha:

(a) chỉnh lưu ổn định dòng (nguồn dòng), công suất ngược thực hiện nhờ đảo chiều



điện áp; và (b) chỉnh lưu ổn định áp (nguồn áp), công suất ngược thực hiện nhờ dảo

chiều dòng điện. Hình 3-65 trình bày sơ đồ khối nguyên lý của cả hai loại.

Hình 3-65: Chuyển mạch cưỡng bức: a) chỉnh lưu ổn định dòng (nguồn dòng) và b) chỉnh lưu

ổn định áp (nguồn áp)

3.2.2.2. Nguyên lý chỉnh lưu ổn định điện áp

Chỉnh lưu ổn định điện áp được sử dụng rất phổ biến, và có thể áp dụng cả hai

sơ đồ trên hình 3-65.

Chỉnh lưu ổn định điện áp hoạt động dựa trên liên kết điện áp một chiều với giá

trị mong muốn (ổn định) sử dụng vòng điều khiển hồi tiếp như trên hình 3-66. Để thực

hiện được nhiệm vụ đó, liên kết điện áp được đo và so sánh với giá trị cần ổn định

VREF. Sai số được thiết bị so sánh phát hiện được dùng điều khiển 6 van công suất bật

và tắt. Như vậy, công suất có thể truyền sang phía nguồn xoay chiều (ac) theo yêu cầu

của điện áp một chiều (dc) được đo trên tụ CD.

Khi dòng điện ID có giá trị dương (chế độ chỉnh lưu), tụ điện CD được xả, tín

hiệu sai lệch điện áp tác động tới khối điều khiển tăng truyền công suất từ phía nguồn

xoay chiều, khối điều khiển tạo ra các tín hiệu PWM tương ứng cấp cho 6 van công

suất. Với dòng điện càng lớn từ phía ac sang phía dc giúp phục hồi điện áp trên tụ

điện.

Ở chiều ngược lại, nếu dòng điện ID trở nên âm (chế độ nghịch lưu), tụ điện CD

nạp quá điện tích và tín hiệu sai lệch cấp cho khối điều khiển xả tụ và truyền công suất

sang phía xoay chiều.



Hình 3-66: Nguyên lý của chỉnh lưu ổn định điện áp

Bộ điều khiển PWM không chỉ điều khiển luồng công suất tác dụng mà còn có

tác dụng lên công suất phản kháng, như vậy chỉnh lưu loại này còn có khả năng điều

chỉnh hệ số công suất. Hơn nữa dạng sóng dòng điện xoay chiều còn có dạng gần sin,

giảm các sóng hài cho nguồn xoay chiều.

PWM bao gồm chuyển mạch của các van công suất ON và OFF, theo chế độ đã

định trước có dạng sóng sin của dòng hoặc áp. Ví dụ, điều chế của một pha có thể như

trong hình 3-67. Điều chế độ rộng xung thực chất là sóng chu kỳ có giá trị thành phần

điện áp cơ bản cùng tần số với mẫu. Biên độ của thành phần cơ bản được gọi là VMOD,

trên hình 3-67 ta cũng có thể thấy tỉ lệ của biên độ VMOD với mẫu.

Hình 3-67: Mẫu PWM và giá trị cơ bản VMOD

Để bộ chỉnh lưu làm việc tốt, PWM phải tạo được sóng VMOD với cùng tần số

của nguồn. Thay đổi biên độ cũng như góc lệch pha so với nguồn xoay chiều, thiết bị

chỉnh lưu có thể được điều khiển để hoạt động trong cả 4 góc phần tư: chỉnh lưu tăng

hệ số công suất, chỉnh lưu giảm hệ số công suất, nghịch lưu tăng hệ số công suất,

nghịch lưu giảm hệ số công suất. Bằng cách thay đổi mẫu của PWM, như trong hình 3-

68, dẫn đến thay đổi độ lớn của VMOD, dịch chuyển mẫu PWM tạo ra độ lệch pha.

Tương tác giữa VMOD và V (điện áp nguồn) có thể thấy được qua biểu đồ pha,

và được hiểu biết đến như chỉnh lưu có khả năng làm việc tại 4 góc phần tư. Trong

hình 3-68, các chế đó được liệt kê: (a) chỉnh lưu điều chỉnh hệ số công suất; (b) nghịch

lưu điều chỉnh hệ số công suất; (c) điện dung (hệ số công suất bằng không); và (d) điện

cảm (hệ số công suất bằng không).



Hình 3-68: Chỉnh lưu chuyển mạch cưỡng bức và chế độ làm việc 4 góc phần tư: (a) Sơ đồ

mạch; (b) chỉnh lưu điều chỉnh hệ số công suất; (c) nghịch lưu điều chỉnh hệ số công suất; (d) điện dung (hệ số công suất bằng không); và (e) điện cảm (hệ số công suất bằng không)



Hình 3-69: Sơ đồ, dạng sóng dòng điện nguồn, các van công suất, một chiều hồi tiếp

Trên hình 3-69, giá trị hiệu dụng của dòng điện xoay chiều nguồn is là IS. Dòng

điện này đi qua các van bán dẫn như trong hình 3-69, trong nửa chu kỳ dương,

transistor TN, nối phía âm của điện áp hồi tiếp, được bật và dòng điện chảy qua TN

(iTN). Dòng điện quay trở lại nguồn và đi qua van công suất khép vòng với pha khác,

đi qua diode nối với cực âm của điện áp hồi tiếp. Dòng điện này còn có thể đi qua tải

một chiều (nghịch lưu) và quay trở về thông qua transistor ở phía cực dương của điện

áp hồi tiếp. Khi transistor TN bị tắt, đường đi dòng điện bị ngắt và dòng điện đi qua

diode DP, nối với cực dương của điện áp hồi tiếp. Dòng điện này được gọi là iDp trong

hình 3-69, đến trực tiếp điện áp hồi tiếp giúp tạo nên dòng điện idc, nạp cho tụ CD và

cho phép chỉnh lưu truyền công suất sang phía dc. Điện cảm LS rất quan trọng trong

quá trình này bởi tạo ra điện áp cảm ứng cho phép mở dẫn diode DP. Hoạt động tương

tự cũng diễn ra với nửa chu kỳ âm nhưng với TP và DN (hình 3-64).

Dưới chế độ nghịch lưu, dòng điện có lối đi khác qua transistor, chủ yếu từ tụ

điện CD. Còn chế độ chỉnh lưu, sơ đồ làm việc như bộ tăng áp còn chế độ nghịch lưu –

chế độ buck.

Để kiểm soát hoàn toàn hoạt động của bộ chỉnh lưu, 6 diode của nó phải được

phân cực ngược với tất cả các giá trị tức thời của điện áp nguồn. Nếu ngược lại, các

diode sẽ dẫn, và bộ chỉnh lưu PWM giống như bộ chỉnh lưu cầu diode. Cách khóa

diode là đảm bảo điện áp dc hồi tiếp lớn hơn biên độ điện áp do riêng các diode tạo ra.

Diode luôn được phân cực ngược, và chúng chỉ dẫn khi một trong hai transistor được

bật. Điện áp VD, được duy trì tại tụ điện, phải cao hơn điện áp chỉnh lưu cầu diode

thông thường. Để có được điều kiện này, bộ chỉnh lưu phải có vòng điều khiển như

trong hình 3-66.

3.2.2.3. Điều khiển điện áp DC hồi tiếp

Điều khiển điện áp một chiều hồi tiếp cần phải có vòng điều khiển hồi tiếp. Như

đã giải thích ở mục trước, điện áp VD được so sánh với điện áp tham chiếu Vref (mong

muốn) và tín hiệu “e” có được từ bộ so sánh này được dùng để tạo mẫu dạng sóng.



Mẫu dạng sóng này phải là sóng sin và có cùng tần số với nguồn xoay chiều. Mẫu

dạng sóng xoay chiều được dùng để điều chế độ rộng xung và cho phép điều khiển bộ

chỉnh lưu theo hai chế độ khác nhau: (1) chỉnh lưu PWM điều khiển dòng và (2) chỉnh

lưu PWM điều khiển áp. Phương pháp thứ nhất điều khiển dòng điện nguồn, còn

phương pháp thứ hai điều khiển độ lớn điện áp pha VMOD. Điều khiển dòng là phương

pháp đơn giản hơn so với điều khiển áp, và nguyên nhân được giải thích ngay dưới

đây.

a. Chỉnh lưu PWM điều khiển dòng

Phương pháp điều khiển được trình bày trên hình 3-70, cấu trúc bộ điều khiển

dựa trên đo giá trị tức thời dòng điện pha và điều khiển nó theo dạng sóng sin theo

mẫu tham chiếu I_ref, biên độ của dòng tham chiếu Imax có thể xác định từ phương

trình

)vV(Ge.GI DREÈCCmax (3-79)

Trong đó GC được thể hiện trong hình 3-70 và là bộ điều khiển có dạng PI, P,

Fuzzy hoặc khác. Dạng sóng sin mẫu được lấy bằng cách nhân giá trị Imax với hàm

sin có cùng tần số với nguồn và góc lệch pha mong muốn φ. Sau đó sóng mẫu phải

được đồng bộ hóa với nguồn xoay chiều. Sau đó bộ điều chế xung PWM sẽ phát xung

tương ứng với sóng mẫu.

Hình 3-70: Sơ đồ chỉnh lưu PWM điện áp nguồn điều khiển dòng

Nhưng có một vấn đề phát sinh với bộ chỉnh lưu ở chỗ vòng điều khiển hồi tiếp

điện áp VC có thể không ổn định. Do đó khi thiết kế bộ chỉnh lưu cần phải chú ý đến

tính không ổn định này. Biểu diễn điện áp hồi tiếp và bộ điều khiển GC, sơ đồ điều

khiển bộ chỉnh lưu có thể trình bày dưới dạng sơ đồi khối và hàm truyền như trên hình



3-70. Đây là sơ đồ điều khiển hệ tuyến tính liên tục tại điểm làm việc ổn định, được

thiết lập thông qua giá trị hiệu dụng của dòng điện nguồn IS.

Hình 3-71: Vòng điều khiển bộ chỉnh lưu biểu diễn bằng hàm truyền

Các khối G1(s) và G2(s) là các hàm truyền của bộ điều khiển chỉnh lưu và của tụ

điện hồi tiếp CD.

)sILI.R2cosV(3)s(I

)s(P)s(G SSS

S

11

(3-80)

s.C.V

1

)s(P)s(P

)s(V)s(G

DD21

D2

(3-81)

Trong đó ΔP1(s) và ΔP2(s) – công suất đầu vào và đầu ra của bộ chỉnh lưu đã

được biến đổi Laplace, V – điện áp hiệu dụng của nguồn xoay chiều (điện áp pha), IS –

dòng điện nguồn được điều khiển theo sóng mẫu, LS – điện cảm lọc nguồn và R – điện

trở giữa nguồn và bộ chỉnh lưu. Theo tiêu chuẩn ổn định hệ thống và giả thiết bộ điều

khiển PI, ta có quan hệ sau:

SP

DDS

LK.3

VCI (3-82)

ISP

PS

KLK.R2

cos.V.KI

(3-83)

Hai biểu thức trên rất hữu dụng khi thiết kế bộ chỉnh lưu điều khiển dòng. Quan

hệ giữa giá trị của tụ điện CD, điện áp dc VD, điện áp hiệu dụng nguồn, điện trở và điện

cảm lọc nguồn và hệ số công suất với trị hiệu dụng dòng điện IS. Với các quan hệ giữa

các đại ượng trên, hệ số tỉ lệ và hệ số độ nhạy KP, KI (các khâu P, I) có thể được tính

toán để đảm bảo sự làm việc ổn định của bộ chỉnh lưu. Các biểu thức trên thiết lập giới

hạn cho hoạt động của bộ chỉnh lưu do dòng điện IS không có giá trị âm trong các biểu

thức trên.

Nếu các giới hạn ổn định trên được thỏa mãn, bộ chỉnh lưu sẽ giữ cho điện áp

một chiều trên tụ bằng giá trị Vref (bộ điều khiển PI) trong mọi điều kiện của tải và

truyền công suất từ phía ac sang phía dc. Với chế độ nghịch lưu, công suất sẽ truyền

theo hướng ngược lại.



Khi các vấn đề ổn định được giải quyết, mẫu sóng sin được tạo, phương pháp

điều chế độ rộng xung sẽ phải tạo ra chuỗi xung cấp cho các van công suất. Chuỗi

xung đóng mở các van công suất để có được dạng dòng điện xoay chiều I_line theo

dạng mẫu mong muốn I_ref. Có nhiều phương pháp điều chế độ rộng xung cho chỉnh

lưu điều khiển dòng, nhưng được sử dụng phổ biến hơn cả là các phương pháp: lấy

mẫu chu kỳ (periodical sampling - PS), khâu trễ pha (hysteresis band - HB), và sóng

xung tam giác (triangular carrier - TC).

Phương pháp PS bật tắt van công suất của bộ chỉnh lưu bằng chuyển đổi xung

vuông có tần số cố định là tần số lấy mẫu chu kỳ. Mỗi chuyển đổi xung vuông có sự so

sánh giữa I_ref và I_line và từ đó có điều chỉnh. Như trên hình 3-72a, cách thức điều

khiển này rất đơn giản: chỉ dùng một bộ so sánh và D-type flip-flop cho mỗi pha. Ưu

điểm chính của phương pháp này là thời gian nhỏ nhất giữa các lần chuyển mạch van

công suất giới hạn bằng thời gian chu kỳ lấy mẫu. Đặc điểm này xác lập tần số chuyển

mạch cực đại của bộ biến đổi, còn tần số trung bình không xác định được rõ ràng.

Phương pháp HB bật tắt van công suất của bộ chỉnh lưu khi có sai số giữa I_ref

và I_line vượt quá độ lớn nhất định: trễ pha. Sơ đồ trên hình 3-72b, cách điều khiển

này cần bộ trễ pha cho mỗi pha. Trường hợp này, tần số chuyển mạch không thể xác

định, nhưng giá trị lớn nhất có thể tính qua biểu thức sau:

S

Dmax

SL.h4

Vf (3-84)

Trong đó: h – độ lớn của khâu trễ.

Hình 3-72: Phương pháp điều chế độ rộng xung (a): lấy mẫu chu kỳ; (b): khâu trễ pha và (c) dựa

trên sóng xung tam giác.



Phương pháp TC, trên hình 3-72c, so sánh giữa sai số của I_ref và I_line với

sóng tam giác có tần số cố định. Sai số được khuyêc đại qua khâu tích phân tỉ lệ (PI)

trước khi được so sánh với xung tam giác.Như đã thấy, sơ đồ điều khiển này đầy đủ

hơn so với PS và HB. Các giá trị KP và KI xác định đáp ứng và sai số ổn định của hệ

thống, như trong các biểu thức dưới là các giá trị đáp ứng đặc tính động với các diều

kiện khác nhau.

D

CSP

V2

.LK

(3-85)

PCI K.K (3-86)

Trong đó: LS – tổng trở kháng bộ chỉnh lưu, ωc – tần số xung tam giác và VD –

điện áp hồi tiếp của bộ chỉnh lưu.

Đánh giá độ méo (do sóng hài) ở các phương pháp điều khiển trên, có biểu

thức:

T

2

rms

dtref_Iline_IT

1

I

100Distorsion% (3-87)

Hình 3-73a dạng sóng dòng điện được điều khiển bằng ba phương pháp. Ví dụ

được thực hiện với tần số chuyển mạch khoảng 1,5kHz. Phương pháp PS có chất

lượng xấu nhất nhưng bù lại có cách thực hiện đơn giản. Phương pháp HB và TC với

khâu điều khiển PI có chất lượng giống nhau và phương pháp TC với khâu tỉ lệ có độ

dịch pha dòng điện nhỏ. Và hình 3-73b cho thấy với tần số chuyển mạch cao chất

lượng các phương pháp gần như nhau, với tần số lớn hơn 6kHz, độ méo nhỏ như nhau

cho cả 3 phương pháp.

Hình 3-73: Dạng sóng các phương pháp điều khiển với tần số 1,5kHz và Ls = 15mH: (a) PS; (b)

HB; (c) TC với PI và (d) TC chỉ có P. Độ méo theo tần số chuyển mạch.

b. Chỉnh lưu PWM điều khiển áp

Hình 3-74, trình bày một pha hệ thống điều khiển điện áp nguồn bằng chỉnh lưu

điều khiển áp. Sơ đồ này đại diện cho mạch tương đương với yếu tố cơ bản phía nguồn

thuần túy sin và hồi tiếp thuần một chiều. Nguyên tắc điều khiển ở đây là tạo ra điện



áp mẫu VMOD, dựa theo biên độ và góc pha so với điện áp nguồn V. Bằng cách này,

dòng điện nguồn được điều khiển không thông qua việc đo đếm chúng. Điện áp mẫu

VMOD được tạo nên dựa trên phương trình vi phân của chỉnh lưu.

Phương trình vi phân dưới đây có nguồn gốc từ sơ đồ 3-74

)t(vi.Rdt

diL)t(v MODS

sS (3-88)

Giả thiết rằng tsin2V)t(v , khi đó lời giải của phương trình vi phân iS(t)

dùng tạo điện áp mẫu VMOD đảm bào bộ chỉnh lưu làm việc với hệ số công suất nhất

định có dạng:

)tsin(I)t(i maxS (3-89)

Kết hợp các công thức 3-88, 3-89 và điện áp nguồn là hàm theo thời gian, ta có

thể xác định được VMOD với biên độ và góc pha

tcossin)dt

dILRI(cosIX

tsincos)dt

dILRI(sinIX2V)t(v

maxSmaxmaxS

maxSmaxmaxSMOD

(3-90)

Biểu thức 3-90 cho thấy mẫu điện áp VMOD được kiểm soát bởi giá trị thay đổi

của dòng điện nguồn Imax. Sử dụng các đạo hàm của Imax trong 3-90 có ý nghĩa bởi vì

dòng điện Imax thay đổi mỗi khi thay đổi tải. Đại lượng XS trong 3-90 chính là ωLS.

Biểu thức trên có thể viết với hệ số công suất bằng 1 có nghĩa cosφ = 1 và sinφ = 0.

tcosIX

tsindt

dILRI2V)t(v

maxS

maxSmaxMOD

(3-91)

Hình 3-74: Sơ đồ một pha của chỉnh lưu điện áp nguồn điều khiển áp

Với biểu thức cuối cùng, chỉnh lưu nguồn áp điều khiển PWM điện áp với hệ số

công suất bằng 1 có thể thực hiện trên sơ đồ hình 3-75. Từ các biểu thức 3-90 và 3-91



có thể xây dựng được mẫu điện áp VMOD thay đổi theo độ lớn và góc pha để điều khiển

hoàn toàn chỉnh lưu đạt hệ số công suất bằng một.

So sánh với sơ đồ khối điều khiển trong hình 3-65, chỉnh lưu ổn định điện áp

điều khiển áp không cần phải lấy tín hiệu dòng điện nguồn. Tuy nhiên để có được tính

ổn định tốt như phương pháp điều khiển dòng, các khối “–R–sLS” và “–XS” trong

hình 3-75 cần được mô phỏng và tái tạo chính xác các giá trị của R, XS và LS của

nguồn xoay chiều. Nhưng các thông số đó không còn là hằng số, và điều này ảnh

hưởng đến tính ổn định của hệ thống như trong hinh 12.43.

Ở trạng thái ổn định, Imax là hằng số, biểu thức 3-91 có thể viết dưới dạng véc

tơ, được biểu thức 3-92.

SSSMOD IjXI.RVV (3-92)

Hình 3-75: Sơ đồ chỉnh lưu điều khiển áp cho hệ số công suất bằng một

Với điện áp mẫu VMOD đã được tạo, cần phải sử dụng phương pháp điều chế

PWM để điều khiển chuyển mạch các van công suất. Như trong phần trình bày phương

pháp chỉnh lưu điều khiển dòng, có nhiều phương pháp điều chế mẫu được gọi: điều

chế mẫu theo sóng sin PWM (SPWM), sử dụng sóng xung tam giác như trong hình 3-

77. Phương pháp này có hai thông số quan trọng: biên độ tỉ lệ hoặc chỉ số tỉ lệ m, và tỉ

lệ điều chế tần số p.

max

TRIANG

max

MOD

V

Vm (3-94)

S

r

f

fp (3-95)



Trong đó: max

MODV , max

TRIANGV - là biên độ điện áp mẫu VMOD và điện áp xung tam

giác VTRIANG tương ứng. Bên cạnh đó, fS – tần số nguồn xoay chiều và fr – tần số xung

tam giác. Trong hình 3-77, m = 0,8 và p = 21. Khi m > 1 hiện tượng quá điều chế.

Phương pháp điều chế trong hình 3-77, có thành phần hài thay đổi theo p và m. Khi p

< 21, chuyển sang chế độ điều chế PWM đồng bộ có ý nghĩa xung tam giác lúc đó cần

đồng bộ. Bên cạnh đó, để hạn chế các sóng hài, giá trị p cần phải là số nguyên, nếu p

là số lẻ thành phần hài bị loại bỏ, nếu p là bội số của 3, điều chế PWM trên ba pha

giống nhau. Nếu giá trị m tăng, biên độ của thành phần điện áp cơ bản tăng tỉ lệ thuận,

nhưng một số thành phần hài giảm. Chế độ quá điều chế (m > 1), thành phần điện áp

cơ bản tăng không tỉ lệ và có xuất hiện một số thành phần hài.

Hình 3-76: Chỉnh lưu điều khiển áp cho hệ số công suất bằng một với các tải khác nhau



Hình 3-77: Điều chế sóng sin PWM dùng xung tam giác

c. Chỉnh lưu PWM điều khiển tải

Phương pháp đơn giản điều khiển chỉnh lưu PWM công suất nhỏ (10 – 20 kW)

được dự trên nguyên tắc điều khiển trực tiếp dòng điện một chiều. Hình 3-78 là sơ đồ

khối của hệ thống điều khiển. Điện áp mẫu VMOD được tạo ra dựa trên mẫu PWM,

được lựa chọn sao cho giảm thiểu các sóng hài. Như vậy mẫu PWM không thay đổi,

do đó có thể được lưu trữ trong bộ nhớ ROM.

Nguyên tắc điều khiển dự trên thay đổi góc công suất δ giữa điện áp nguồn V

và điện áp mẫu VMOD. Khi góc δ thay đổi, lượng công suất truyền từ phía xoay chiều

dang một chiều cũng thay đổi. Khi góc công suất âm (VMOD chậm pha so với V), công

suất truyền từ ac sang dc, còn khi góc công suất dương, công suất truyền theo hướng

ngược lại. Như vậy, góc công suất có thể điều khiển được thông qua dòng điện dc ID.

Không cần theo dõi tín hiệu điện áp VD, bởi vì cách điều khiển này thiết lập sự ổn định

điện áp một chiều theo các giá trị khác nhau của dòng điện và góc công suất. Với các

tính chất đó, có thể tìm được mối quan hệ giữa dòng điện ID và góc δ để có được điện

áp dc không đổi đối với tất cả các tải. Quan hệ được biểu diễn theo biểu thức



2

S

S

D

R

L1R

1sinR

LcosV

)(fI

(3-96)

Hình 3-78: Chỉnh lưu ổn định điện áp điều khiển tải

Từ biểu thức 3-96, ta có được hàm δ = f(ID ) dùng để thực hiện điều khiển chỉnh

lưu. Quan hệ giữa ID và δ cho phép hoạt động ở chế độ ưu tiên hệ số công suất.

Chỉnh lưu ổn định điện áp điều khiển tải đặc trưng bởi những tính chất sau: (i)

không cần dung bất cứ cảm biến điện áp và dòng điện nào; (ii) làm việc với mẫu PWM

cố định và được chuẩn bị trước; (iii) có được đặc tính ổn định tốt; (iv) Tính ổn định

không phụ thuộc vào kích thước của tụ dc; (v) có thể làm việc trong chế độ ưu tiên hệ

số công suất;và (vi) có thể điều chỉnh theo biểu thức 3-96 để làm việc ở chế độ không

điều chỉnh.



Documents

Phạm Khánh Tùng GIÁO TRÌNH ĐIỆN TỬ CÔNG SUẤT u khiển...góc kích mở α và hình 3-9b là phổ các thành phần sóng hài và chỉ các thành phần bậc