Lời cảm ơn

Em xin gửi lời cảm ơn đến tất cả thầy cô trong trường đả cung cấp cho em nhửng kiến thức vô giá để giúp em chuẩn bị hành trang trên con đường lập nghiệp sau này.

Em củng xin cảm ơn đến cha mẹ, nhửng người đả nuôi dạy em nên người và nhửng người than đả giúp đở em rất nhiều trong thời gian học và thực hiện đề tài.

Em củng xin chân thành cảm ơn thầy Nguyễn Tấn Nhân đả trực tiếp hướng dẩn em thực hiện đề tài, giúp đở em từ tài liệu cho đến phương pháp nghiên cứu. từ cách viết luận văn cho đến cách thi công mạch, giúp em nhửng kinh nghiệm quý báu củng như tình cảm của thầy dành cho em.

Em củng xin cảm ơn đến bạn bè, các anh chị khóa trước đã giúp đỡ và tạo điều kiện cho em trong suốt thời gian học.

Với trình độ và khả năng còn hạn chế vì vậy luận văn hoàn thành không tránh khỏi nhửng thiếu sót về cả nội dung và hình thức. Em rất mong nhận được sự chỉ bảo và đánh giá quý báu của các quý thầy cô, đây là những kinh nghiệm quý báu cho công việc của em sau này.

Xin chân thánh cảm ơn!

Sinh viên: Hồ Đình Đông

Lời nói đầu

Hiện nay, mạng viễn thông Việt Nam đả đưa vào sử dụng các thiết bị vi ba số hiện đại, dung lượng cao. Việc khảo sát nghiên cứu nguyên lý hoạt động của thiết bị vi ba là cơ sở ban đầu để kiểm chứng kiến thức đả được học, thấy được sự ứng dụng từ lý thuyết tới thực tế củng như là nên tảng để tìm hiểu không chỉ các hệ thống vô tuyến khác đang phổ biến như thông tin di động và thông tin vệ tinh….

Được sự phân công của nhà trương, trong thời gian qua em đả thiết kế và thi công phần cứng cho đề tài “thiết kế và thi công bộ khuếch đại công suất cao tần” với sự hướng dẫn của thầy Nguyễn Tấn Nhân.

Nội dung đề tài gồm sáu chương có thể chia như sau. năm chương đầu nói về cơ sở lý thuyết vi ba số, lý thuyết về các khối trong một hệ thống vi ba số, lý thuyết về mạng phối hợp trở kháng, lý thuyết về mạch khuếch đại và các cơ sở lý thuyết mạch bổ sung để làm nền tảng cho việc xây dựng.

Chương cuối là phần thiết kế mạch khếch đại công suất.

Chương 1: TÔNG QUAN VÊ THU PHAT VÔ TUYÊN

1.1 Tổng quan

Hình 1.1 thể hiện các phần tử cơ bản của hệ thống thu phát vô tuyến. mổi phần có một vai trò quan trọng nhất định.

Hình 1.1 : Các phần tử cơ bản trong thu phát vô tuyến

1.1.1 Phía phát

• Khối KĐ và giao diện đường số có các chức năng sau:

√ Phối kháng với đường số

√ Khuyếch đại và cân bằng cáp đường truyền số

√ Biến đổi mã đường vào mã máy

√ Tái sinh tín hiệu số

√ Khôi phục xung đồng hồ

• Khối xử lý số băng gốc phát:

√ Ghép thêm các thông tin điều khiển và quản lý đường truyền

√ Mật mâ hoá các thông tin quan trọng

√ Mã hoá kênh chống lỗi

√ Ngẫu nhiên hoá tín hiệu số trước khi đưa lên điều chế

• Khối điều chế và biến đổi nâng tần:

√ Điều chế sóng mang bằng tín hiệu số để chuyển đổi tín hiệu số này vào vùng tần số

cao thuận tiện cho việc truyền dẫn

√ Đối với các máy phát đổi tần với điều chế thực hiện ở trung tần khối biến đổi nâng tần

cho phép chuyển tín hiệu trung tần phát vào tần số vô tuyền trước khi phát.

• Khối khuyếch đại công suất:

√ Khuyếch đại công suất phát đến mức cần thiết trước khi đưa phát vào không trung.

1.1.2. Phía thu:

• Khuyếch đại tạp âm nhỏ:

√ Khuyếch đại tín hiệu thu yếu trong khi khuyếch đại rất ít tạp âm

• Biến đổi hạ tần, khuyếch đại trung tần và giải điều chế :

√ Đối với máy thu đổi tần trước khi giải điều chế tín hiệu thu được biến đổi vào trung tần thu nhờ khối biến đổi hạ tần. Trong quá trình biến đổi hạ tần do suất hiện tần số ảnh gương nên khối biến đổi hạ tần thường làm thêm nhiệm vụ triệt tần số ảnh gương.

√ Đối với các máy thu đổi tần sau biến đổi hạ tần là khuyếch đại trung tần. Nhiệm vụ của khối chức năng này là khuyếch đại, lọc nhiễu kênh lân cận

và cân bằng thích ứng ở vùng tần số cũng như cân bằng trễ nhóm ở các phần tử của kênh truyền dẫn .

√ Giải điều chế tín hiệu thu để phục hồi tín hiệu số

• Xử lý số băng tần gốc thu: Thực hiện các chức năng ngược với khối xử lý số băng gốc phát như:

√ Giải ghép xen

√ Giải mã kênh

√ Giải ngẫu nhiên

√ Phân luồng cho luồng số chính và luổng số điều khiển quản lý đường truyền

√ Cân bằng thích ứng ở vùng thời gian để giảm thiểu ảnh hưởng của fallding

• Khuyếch đại và giao điện đường số:

√ Khuyếch tín hiệu số đến mức cần thiết trước khi đưa ra ngoài máy

√ Biến đổi mã máy vào mã đường

√ Phối kháng với đường số

1.2 Phổ tần sóng điện từ:

Tần số Bước sóng Dãi tần3Hz – 30KHz 108 - 104 Very low frequency (VLF)30 – 300 KHz 104 – 103 Low frequency (LF)

300KHz – 3MHz 103 – 102 Medium frequency (MF)3 – 30 MHz 102 - 10 High frequency (HF)

30 – 300 MHz 10 - 1 Very high frequency (VHF)300MHz – 3GHz 1 - 10-1 Utrahigh frequency (UHF)

3 – 30 GHz 10-1 – 10-2 Superhigh frequency (SHF)30 – 300 GHz 10-2 – 10-3 Extremely high frequency (EHF)103 – 106 GHz 3.10-4 – 3.10-7 Infrared, visible light, ultra violet

Bộ khuếch đại đang thi công có tần số 900 MHz nên nằm trong dãi tần UHF.

1.3 Các tham số hệ thống:1.3.1 Máy phát

Một máy phát nói chung gồm một bộ dao động, một bộ điều chế, một bộ nâng tần, các bộ lọc và bộ khuếch đại công suất. máy phát đơn giản chỉ có một bộ giao động và nếu phức tạp, máy phát có thể bao gồm một bộ giao động khóa pha hay bộ tổng hợp tần số và các thành phần như trên. Hình 1.2 chỉ sơ đồ khối máy phát điển hình. Thông tin sẻ điều chế dao dộng thông qua phương thức điều chế AM, FM, PM hay điều chế số. khuếch đại công suất tăng công suất phát trước khi phát đi bởi anten. Để có nhiểu pha thấp, bộ dao động có thể được khóa pha với dao dộng thạch anh tần số thấp. bộ giao động củng có thể được thay thế bởi bộ tổng hợp tần số từ nguồn dao động thạch anh ổn định cao.

Một số đặc tính máy phát cần quan tâm là:

- Công suất ngỏ ra và tần số hoạt động: mức công suất RF ngỏ ra bởi máy phát tại một tần só xác định hay một dải tần.- Hiệu suất: hiệu suất chuyển đổi DC-to-RF của máy phát. Hiệu suất này

được xác định bằng đối với mạch khếch đại công suất lớn, hiệu suất công suất được thêm vào (PAE) được xác định bằng

Với và lần lượt là công suất RF ra vào tương ứng.- Sự biến đổi công suất ngỏ ra: sự biến đổi công suất ngỏ ra đối với dải tấn

hoạt động- Dải tần hoạt động: dải tần này phụ thuộc vào linh kiện và mạch.- Độ ổn định tần số: khả năng của bộ dao động ( máy phát) trở về hoạt động

tại điểm làm việc ban đầu sau khi chịu tác dụng của nhiểu từ hay nhiều điện.- Nhiểu : nhiểu AM, FM, hay nhiểu pha. Nhiểu AM là sự biến đổi biên độ

không mong muốn của tín hiệu ngỏ ra. Nhiểu FM là sự biến đổi tần số không mong muốn, còn nhiểu pha là sự biến đổi về pha không mong muốn.- Tỉ số công suất kênh lân cận: đánh giá theo méo IMD của bộ khếch đại

công suất được thiết kế cho hệ thống thông tin vô tuyến số.

1.3.1a Công suất máy phát

Công suất máy phát là một trong nhửng chỉ tiêu để thiết kế hệ thống, với yêu cầu công suất ra và hiệu suất máy phát cực đại do đó mạch khuếch đại công suất được thiết kế và hoạt động tại vùn nén hoặc vùng bảo hòa nhằm tăng dải động mạch và tỉ số tín hiệu trên nhiểu của máy thu. Tuy nhiên các vùng này là các vùng phi tuyến nên sinh ra sái dạng như sái dạng AM sang AM và AM sang PM.Việc thiết kế các mạch khuếch đại công suất tuyến tính thường được chọn tại điểm nén 1dB, đây là giải pháp thỏa hiệp giửa yêu cầu công suất, hiệu suất tối đa và sái dạng tối thiểu. và với các linh kiện công suất siêu cao tần dải tần 2GHz hiện nay, công suất tại điểm nsn 1dB tối ưu đạt các chỉ tiêu kỹ thuật củng như kinh tế trong thiết kế hệ thong nằm trong khoảng +30 dBm đến +40dBm.

1.3.1b Nhiễu máy phát: Khi bộ dao động là một thiết bị không tuyến tính, điện áp và dòng điện nhiểu được tạo ra. Nhiễu được chia làm 3 loại: nhiểu AM, FM và nhiểu pha.Nhiểu AM gây ra sự biến đổi biên độ của tín hiệu ngõ ra. Nhiểu FM được chỉ định bằng độ trải rộng của phổ tần số.Thông thường người ta đánh giá nhiểu bằng tỉ số:

=Công suâ t nhi ê u ơ băng t â n1 Hz tai đô lêchtân sô fm

Công suât tin hiêu song mang

Thông số trên chính là sự phác biệt về công suất giửa sóng mang tại tần số f0

Và nhiểu tại fm . nó có đơn vị là dBc/Hz . dBc nghĩa là dB dưới công suất sóng mang.

Phần lớn nhiểu của giao động là nhiểu FM hay nhiểu pha. Nhiễu này đại diện cho độ dịch pha hay độ ổn định của bộ giao động. công suất bộ dao động không tập trung ở tại một tần số đơn mà phân bố xung quanh tần số đó.

1.3.1c tỉ số công suất kênh lân cận:Sự phát triển nhanh chóng của thông tin vô tuyến số yêu cầu máy phát rẻ hơn

và vẩn tối ưu về công suất ngỏ ra, PAE, và độ tuyến tính. ACPR được dùng như một hình có giá trị để đánh giá bộ khuếch đại công suất về tính tuyến tính của chúng:

ACPR = mât đô phô côngsuât kênhchinhmât đô phô côngsuât kênh phu

Và củng được đo bằng dBc

1.3.2 máy thu:

Máy thu được dùng để xử lý tín hiệu vào thành thông tin có ích với độ méo nhỏ nhất. sự thực thi này của máy thu phụ thuộc vào việc thiết kế hệ thống, thiết kế mạch và môi trường làm việc. mức méo hay nhiểu có thể chấp nhận được phụ thuộc vào từng ứng dụng.

Các tham số của máy thu bao gồm:

- Độ nhạy: độ nhạy máy thu xác định khả năng đáp ứng tới một tín hiệu yếu. cụ thể là yêu cầu về SNR đối với hệ thống tương tự hay BER đối với hệ thống số.- Độ chọn lọc: độ chọn lọc máy thu là khả năng loại bỏ các tín hiệu không

mong muốn trên các kênh lân cận hoạt động đồng thời trên cùng hệ thống cáo hay trên cùng nhiều miền địa lý.- Nhiểu spur: khả năng triệt các đáp ứng kênh không mong muốn thì quan

trọng trong việc giảm sự giao thoa. Điều này có thể thực hiện được bằng cách chọn Ì và dùng các bộ lọc.- Méo điều chế tương hổ IMD: máy thu có khuynh hướng tự tạo ra sự giao

thoa trong kênh từ tín hiệu RF. Các tín hiệu giao thoa này gọi là méo điều chế tương hổ IMD.- Sự ổn định tần số: sự ổn định của nguồn LO thì ảnh ưởng đến quá trình

điều chế, nhất là trong điều chế FM và điều chế pha. Các biện pháp ổn định thường dùng là kỹ thuật vòng khóa pha hay tổng hợp tần số.- Sự bức xạ: tín hiệu LO có thể rò rỉ qua bộ trộn đến anten và bức xạ ngoài.

Sự bức xạ này hay ra sự giao thoa và cần phải tuân theo quy định FCC.

1.3.2a hệ số nhiễu máy thu:

Hệ số nhiểu là một tham số để đánh giá mức độ nhiễu mà một linh kiện hay một hệ thống có. Hệ số nhiễu của một hệ thống phụ thuộc vào nhiều yếu tố như suy hao trong mạch. Loại thiết bị, loại thiết bị, loại phân cực và việc khuếch đại.

Hệ số nhiểu được định nghĩa như sau:

Với mô hình của một mạng 2 cửa có độ lợi là G và mức nhiểu đầu vào là Ni = kTB thì

Với k là hằng số Boltzmann

T là nhiệt độ phòng (0K)

B là băng thông của mạch

Với hệ thống nhiều tầng ta có công thức sau:

Như vậy nếu hệ thống gồm nhiều tầng khếch đại thì hệ số nhiễu của hệ thống sẽ do tầng đầu tiên quyết định.

Nhiệt độ nhiễu tương đương:

Nhiệt độ nhiễu tương đương của hệ thống được xác định:

Te = (F – 1).T0

Với T0 = 290 0K

1.3.2b dãi rộng, điểm nén 1dB và tín hiệu có thể tách được nhỏ nhất

Trong một bộ trộn, một bộ khếch đại hay một máy thu, việc hoạt động thường được thực hiện trong vùng mà công suất ngỏ ta tuyến tính với công suất ngỏ vào. Miền này gọi là dải rộng Dr như hình bên dưới. nếu tín hiệu vào vượt quá dải rộng này thì nhiều trội hơn. Dãi rộng được xác định là khoảng giửa điểm nén 1dB và mức tín hiệu có thể tách được nhỏ nhất MDS. Trong một hệ thống chúng ta cần một dãi rộng cao để có thể hoạt động ở một dải lớn hơn các mức công suất tín hiệu vào.

MDS được xác định như là mức nhiểu nền cộng thêm 3dB.

Hay

MDS = Ni + 3dB

Còn điểm nén 1dB được xác định:

PD = Pout – G +1 dB

Hay

PD = Pout – Lc +1 dB

Với G là độ lợi của máy thu

Lc suy hao chuyển đổi của bộ trộn thụ động.

Như vậy dãi rộng :

Dr = PD – MDS

1.3.2c điểm chặn bậc 3 và méo điều chế tương hổ IMD

Khi hai hay nhiều tín hiệu tại tần số f1 và f2 vào một thiết bị không tuyến tính như bộ trộn thì chúng tạo ra các méo giao thoa IMD mf1 nf2 . bậc của tín

hiệu méo này là (m+n). trong thực tế người ta thường quan tâm đến méo bậc 3 vì chúng nằm trong dãi tần IF thứ nhất.

Vì tín hiệu ngỏ ra có quan hệ bậc nhất tuyến tính với tín hiệu ngõ vào trong khi đó méo bậc 3 có quan hệ bậc 3. Tức là khi tín hiệu vào tăng 1dB thì tín hiệu ngõ ra củng tăng theo 1dB nhưng méo IMD bậc 3 tăng 3dB. Như vậy đến một lúc nào đó mức méo ngõ ra sẻ lớn hơn mức tín hiệu ngõ ra. Khi đó thì không thể phân biệt được giửa tín hiệu và méo nên không thể thu được.

Điểm chặn bậc 3 đo được bằng dBm là điểm mà tại đó mức tín hiệu ngõ ra và mức méo IMD bậc 3 bằng nhau.

Giá trị điểm này cho biết khả năng triệt méo IMD bậc tương ứng. giá trị càng lớn thì việc chặn càng tốt.

Chương 2: ĐÔ THI SMITH

2.1 Giới thiệu:

Được phát triển năm 1939 bởi Phillip Smith tại phòng Lab Bell, để đơn giản việc tính toán, giải các hệ phương trình dài dòng và phức tạp trong kỹ thuật siêu cao tần. mặc dù kết quả chưa được chính xác cao nhưng phép giải bằng đồ thị Smith có thể nói là công cụ khá quan trọng với người thiết kế mạch siêu cao tần.

Đồ thị Smith được xây dựng trên mối quan hệ giửa hệ số phản xạ và trở kháng đường dây Z(x) tại một điểm x bất kỳ trên đường dây truyền sóng.

Ta có:

Trở kháng đường dây:

(2.1)

Trở kháng đường dây chuẩn hóa:

(2.2)

Hệ số phản xạ:

(2.3)

Hay

(2.4)

Với

Ta có mối quan hệ trên là 1-1, nghĩa là ứng với một giá trị z(x) ta chỉ tìm

được một giá trị mà thôi.

2.2 Các đường tròn trong đồ thị

2.2.1 Đường tròn hệ số phản xạ ngoài cùng

Đây là đường tròn tương ứng với hệ số phản xạ có biên độ bằng 1. Vì hệ số phản xạ được định nghĩa là tỉ số của sóng điện áo phản xạ trên sóng điện áp tới, nên biên độ của hệ số phản xạ luôn nhỏ hơn hoặc bằng 1. Miền bên ngoài đường tròn bằng 1 này xem như không có ý nghĩa khi xem xét trong đồ thị Smith. Đây là đường tròn có tâm (0,0) bán kính là 1.

Hình 2.1 sau minh họa một mặt phẳng phức :

Hình 2.1 mặt phẳng phức

Trước khi xét các đường tròn khác ta xem xét một số tham số khác trên đường dây truyền sóng. Hình 2.3 sau minh họa một trở kháng tải khi xem xét hệ số phản xạ.

Hình 2.2: Trở kháng tải khi xem xét hệ số phản xạ

Ta có biểu thức của hệ số phản xạ như sau:

(2.5)

Hay

(2.6)

Trong đó:

(2.7)

Trở kháng đường dây:

Z(x) = R(x) + jX(x) (2.8)

Hay viết ngắn gọn:

Z = R + jX (2.9)

Trong đó:

R là điện trở đường dây.

X là điện kháng của đường dây.

Trở kháng đường dây chuẩn hóa:

z(x) = r(x) + jx(x) (2.10)

hay

(2.11)

Trong đó:

là điện trở của đường dây chuẩn hóa.

là điện kháng của đường dây chuẩn hóa.

2.2.2 Họ đường tròn đẳng r:

Theo các công thức trên ta có quan hệ sau:

(2.12)

Thay các công thức ở (2.6) và (2.11) vào (2.12) ta được:

(2.13)

Cân bằng phần thực và phần ảo trên ta được:

(2.14)

(2.15)

Bây giờ ta xét các phương trình (2.14) và (2.15). trong phương trình (2.14) thì

r được biểu diển theo và , do đó nó được đặc trưng bởi một họ các đường biểu diển trong mặt phẳng . Phương trình này chỉ phụ thuộc r mà không phụ thuộc x ( nghĩa là x bất kỳ). lần lượt cho r các giá trị khác nhau ta được một họ các đường biểu diển, được gọi là họ các đường đẳng r.

Thật vậy, thực hiện một số phép biển đổi phương trình (2.14) ta được:

(2.16)

Phương trình (2.16) là phương trình đường tròn có tâm là bán kính

bằng .

Cho các giá trị r > 0 khác nhau ta sẻ được một họ các đường tròn như trong hình 2.4:

Hình 2.4 Họ đường tròn đẳng r

- Khi r = 0, suy ra vòng tròn đẳng r = 0Tâm (0;0) bán kính bằng 1

Đây là vòng tròn có tâm ở gốc tọa độ của mặt phẳng phức

Và bán kính bằng 1 đơn vị. tất cả các điểm hệ số phản xạ nằm trên

vòng tròn này đều tương ứng với trở kháng đường dây là thuần kháng,

thành phần điện trở triệt tiêu.- Khi r = 1, suy ra vòng tròn đẳng r = 1.

Tâm , bán kính .

Đây là vòng tròn có tâm nằm trên trục hoành , hoành độ , bán kính .

Đường tròn này đi qua gốc tọa độ của mặt phẳng phức . Mọi điểm nằm

trên vòng tròn này đều tương ứng với trở kháng đường dây, có thành phần

thực R đúng bằng điện trở chuẩn hóa .- Khi trở thành một điểm trong mặt phẳng phức . Đây là điểm

tương ứng với một hở mạch.

2.2.3 họ đường tròng đẳng x

Tương tự đường tròn đẳng r. ta thực hiện một số phép biến đổi phương trình

(2.15), ta được:

(2.17)

Phương trình (2.17) là phương trình của một đường tròn có tâm là và

bán kính bằng .

Các điểm tâm của các đường tròn đẳng x luôn luôn nằm trên đường .

Vì , nên trong mặt phẳng phức ta chỉ xét các điểm nằm trong phạm vi

của đường tròn đơn vị.

Hình 2.5 Họ đường đẳng x

- Khi x = 0 thì vòng tròn đẳng x = 0 có:

Tâm bán kính

Đường đẳng x = 0 biến thành đường thẳng và trùng với trục hoành của

mặt phẳng phức . Nếu trở kháng đường dây là điện trở thuần thì hệ số

phản xạ trở thành số thực.- Khi vòng tròn đẳng có :

Tâm (1,0) bán kính 0

Đẳng x biến thành một điểm trùng với . Điểm này tương ứng với trở

kháng là một hở mạch.- Với các giá trị điện kháng x trái dấu, các đường tròn đẳng |x| tương ứng sẽ

đối xứng nhau qua trục hoành.

2.3 Mô tả đồ thị smith

Đồ thị Smith là công cụ được sử dụng rất nhiều trong phân tích và thiết kế các

mạch siêu cao tần. Ta có thể thực hiện nhiều phép tính toán trực tiếp trên đồ thị

Smith, đơn giản chỉ bằng cách vẽ hình và đọc trị số mà không cần dùng các công

cụ toán học khác. Hiểu sâu sắc và vận dụng nhuần nhuyễn đồ thị Smith giúp

người thiết kế nắm được bản chất của mạch siêu cao tần, đồng thời đoán trước

được kết quả thiết kế và các khó khăn trong chế tạo mạch.

Đồ thị Smith ban đầu được tạo ra như một công cụ hỗ trợ cho việc xác định

trở kháng đầu vào của đường truyền, được xây dựng dựa trên phép biểu diễn trở

kháng z trong mặt phẳng hệ số phản xạ Γ trong đó bao gồm các đường tròn đẳng

r và đẳng x như đã thảo luận ở phần trên. Điều cần nhấn mạnh ở đây là về bản

chất của đồ thị Smith - là một mặt phẳng phức Γ trên đó mỗi giá trị trở kháng

chuẩn hóa z = r + jx tại mỗi điểm chỉ là các giá trị gán ghép cho điểm (Γ) tương

ứng đó mà thôi. Do đó, các phép toán về hệ số phản xạ Γ được thực hiện trực

tiếp bằng các phép cộng (trừ) véctơ, trong khi đó các phép toán về trở kháng

chuẩn hóa z trở thành các phép đọc và cộng trị số trên đồ thị Smith.

Hình 2.6 Đồ thị smith

Đồ thị Smith chuẩn được cho trên Hình 2.6 . Để có thể vận dụng tốt đồ thị

này trong phân tích thiết kế mạch siêu cao tần chúng ta cần phải hiểu cặn kẽ về

cấu trúc và ý nghĩa của các ký hiệu, các thang đo trị số và các phép tính, các

phép biến đổi trên đồ thị Smith. Cụ thể như sau:

• Trước hết cần lưu ý rằng tất cả các giá trị trở kháng trên đồ thị Smith đều là

trở kháng chuẩn hóa theo một giá trị trở kháng chuẩn hóa (Z0) cho trước. Khi

đọc được giá trị của z ta phải suy ra giá trị thực của trở kháng theo biểu thức

Z = z ×Z0.

• Đồ thị Smith nằm trong phạm vi vòng tròn đơn vị vì hệ số phản xạ Γ là một

số phức có module nhỏ hơn hoặc bằng 1. Ta sẽ không xét các điểm Γ nằm ngoài

phạm vi của đồ thị Smith.

• Các đường đẳng r là họ các vòng tròn có phương trình tham số r xác định

bởi (2.16), mỗi vòng tròn tương ứng với một giá trị r duy nhất. Trên đồ thị

Smith, giá trị r của mỗi vòng tròn đẳng r được đặt tên là "Thành phần điện trở

(R/ Z0) hoặc thành phần điện dẫn (G/ Y0 ) - RESISTANCE COMPONENT

(R/Z0 ) OR CONDUCTANCE COMPONENT (G/ Y0 )" và trị số của nó được

ghi dọc theo trục hoành của đồ thị. Giá trị của r tăng từ 0 (ngắn mạch) đến ∞ (hở

mạch).

• Các đường đẳng x là họ các vòng tròn có phương trình tham số x xác định

bởi (2.17), mỗi vòng tròn tương ứng với một giá trị x duy nhất và chỉ phần nằm

trong vòng tròn |Γ|=1 được vẽ trên đồ thị Smith. Có hai nhóm vòng tròn đẳng x

– Với các giá trị x dương (cảm kháng), các đường tròn đẳng x nằm ở

phía trên trục hoành của đồ thị. Giá trị của x tăng từ 0 đến ∞, được ghi dọc

theo chu vi của vòng đơn vị ở nửa trên của trục hoành và được đặt tên là

"Thành phần điện kháng cảm kháng (+jX/ Z0 ) hoặc Điện nạp dung kháng

(+jB/Y0 ) - INDUCTIVE REACTANCE COMPONENT (+jX/ Z0 ) OR

CAPACITIVE SUSCEPTANCE (+jB/ Y0 )".

– Với các giá trị x âm (dung kháng), các đường đẳng x nằm ở phía dưới

trục hoành của đồ thị. Giá trị của x giảm dần từ 0 đến ∞, được ghi dọc theo

chu vi của vòng tròn đơn vị (chỉ ghi giá trị tuyệt đối |x|) ở nửa đồ thị phía

dưới trục hoành và được đặt tên là "Thành phần điện kháng dung kháng (-

jX/ Z0) hoặc Điện nạp cảm kháng (-jB/ Y0 ) - CAPACITIVE

REACTANCE COMPONENT (-jX/ Z0) OR INDUCTIVE

SUSCEPTANCE (-jB/ Y0)".

• Các đường đẳng r và các đường đẳng x hình thành họ các đường tròn trực

giao với nhau. Giao điểm của một đường đẳng r với một đường đẳng x bất kỳ

đều tương ứng với một trở kháng z = r + jx đã chuẩn hóa theo Z0.

• Tâm của đồ thị Smith là giao điểm của đường đẳng r = 1 và đường đẳng

x = 0 (trục hoành của đồ thị). Do đó nó tương ứng với trở kháng chuẩn hóa z = 1

(tức Z = Z0 ). Điểm này đặc biệt quan trọng vì nó đại diện cho trường hợp tải

hoàn toàn phối hợp trở kháng với đường dây hoặc mạch thiết kế được phối hợp

trở kháng (sẽ đề cập đến ở các phần sau). Đây cũng là điểm có hệ số phản xạ

Γ = 0 (có phối hợp trở kháng).

• Điểm mút trái của trục hoành của đồ thị Smith là giao điểm của đường

đẳng r = 0 và đẳng x = 0, do đó nó tương ứng với trở kháng chuẩn hóa z = 0

(hay Z = 0) và điểm này đại diện cho một ngắn mạch. Đây cũng là điểm có hệ số

phản xạ Γ = −1.

• Điểm mút bên phải của trục hoành của đồ thị Smith là điểm đặc biệt mà

tất cả các đường đẳng r và đẳng x đều đi qua (mọi giá trị của r và x ). Ta coi

điểm này tương ứng với trở kháng chuẩn hóa z → ∞ là một hở mạch. Đây

cũng là điểm có hệ số phản xạ Γ= +1.

• Chúng ta đã biết hệ số phản xạ Γ(x ) tại điểm z bất kỳ trên đường

truyềnsóng có thể được suy ra từ hệ số phản xạ Γ(0) tại tải và khoảng cách

từ z tới tải

Γ(z ) = Γ(0).e-2 l (2.18)

Mặt khác, mỗi điểm trên đồ thị Smith đều tương ứng với một hệ số phản xạ trên

đường dây. Do đó ta dễ dàng suy ra điểm Γ(z ) trên đồ thị Smith nếu đã biết vị trí của

điểm Γ(0) bằng cách xoay vòng trên một quỹ tích hình xoắn ốc quanh gốc tọa độ

(đối với đường truyền không tổn hao thì quĩ tích là một đường tròn có tâm là tâm của

đồ thị Smith). Biểu thức tổng quát cho hệ số phản xạ tại điểm z được viết lại như

sau:

(2.19)

Trong biểu thức trên, là khoảng cách từ điểm z đang khảo sát tới điểm tải

z = 0.

Khi tăng một khoảng λ/2 thì điểm hệ số phản xạ Γ sẽ quay đúng một vòng

quanh gốc tọa độ của đồ thị Smith. Trên đồ thị Smith, quanh vòng tròn chu vi có ghi

thang chia độ từ −1800 đến +1800 tương ứng với góc quay của Γ khi di chuyển dọc

theo đường truyền sóng. Như vậy khi di chuyển khoảng cách bất kỳ thì Γ sẽ quay

một góc tương ứng là

(2.20)

Công thức (3.18) thường được sử dụng ứng với k hoảng cách khi di chuyển từ

tải về nguồn. Tuy nhiên nó có thể được mở rộng cho trường hợp tổng quát: điểm

khởi đầu ở vị trí bất kỳ trên đường truyền sóng và di chuyển về phía nguồn ( tăng)

hoặc về tải ( giảm).

Vành đai bao quanh chu vi của đồ thị Smith ta còn thấy có hai vòng thang chia

độ từ 0, 0.01, 0.02, ... 0.49 trên đó:

– Một vòng đánh số theo chiều kim đồng hồ từ 0 đến 0.49, tương ứng với "số

lần bước sóng khi di chuyển về hướng nguồn" hay "WAVELENGTHS TOWARDS

GENERATOR".

– Một vòng đánh số theo chiều ngược chiều kim đồng hồ từ 0 đến 0.49 tương

ứng với "số lần bước sóng di chuyển về hướng tải" hay "WAVELENGTH

TOWARDS LOAD"

Như vậy góc quay của hệ số phản xạ Γ khi di chuyển trên đường truyền sóng có

thể được xác định theo đơn vị đo góc (độ) biến thiên từ −1800 đến +1800 hoặc theo

số lần bước són g biến thiên từ 0 đến 0.5 lần λ cho mỗi vòng quay, đồng thời chú ý

về chiều quay:

∗ Về hướng nguồn: Thuận chiều kim đồng hồ

∗ Về hướng tải: Ngược chiều kim đồng hồ

Điều này có thể cho phép người thiết kế có thể vẽ, đo đạc và tính toán trực tiếp trên

đồ thị Smith.

• Đối với đường truyền tải có tổn hao ( ), khi di chuyển dọc theo đường

truyền sóng theo (2.19) thì module của hệ số phản xạ Γ cũng biến thiên tỉ lệ với .

Điều này có nghĩa khi di chuyển về hướng nguồn ( tăng) thì |Γ| giảm dần và khi di

chuyển về phía tải ( giảm) thì |Γ| tăng dần.

• Module của hệ số phản xạ |Γ| tại bất kỳ điểm nào cũng có thể được xác định theo

giá trị "Hệ số phản xạ - Reflection coefficient" ở phần dưới bên trái của đồ thị Smith.

Giá trị này có thể được tính theo

– Hệ số phản xạ điện áp |Γv | (RFL. COEFF, E or I), với thang chia là tuyến tính

biến thiên từ 0 đến 1.0.

– Hệ số phản xạ công suất (RFL, COEFF, P) tỷ lệ với logarit của |Γv|2 , với

thang chia logarit từ 0 đến 1.0.

• Hệ số sóng đứng S trên đường truyền không tổn hao cũng có thể được xác định

theo đồ thị Smith. Trong phần trước, chúng ta đã biết rằng với đường truyền không tổn

hao, giá trị của |Γ| và S đều là hằng số trên suốt chiều dài của đường truyền.

Như vậy, các vòng tròn tâm là gốc tọa độ trên đồ thị Smith có thể được coi là các

đường đẳng |Γ| hoặc các đường đẳng S, mối vòng tròn tương ứng một giá trị của |Γ| và

một giá trị duy nhất của S.

Họ các đường đẳng S này không được vẽ cụ thể trên đồ thị Smith nhưng chúng ta

có thể xác định chúng một cách dễ dàng nhờ thang giá trị "Hệ số sóng đứng - Standing

Wave Ratio (SWR)" ở phần dưới bên trái của đồ thị. Giá trị này có thể được tính theo

– Hệ số sóng đứng ( ), với thang giá trị từ 1 đến ∞ (Tỷ số điện áp)

– Hệ số sóng đứng tính theo dB (dBS), với thang giá trị từ 0 dB đến ∞.

2.4 Dẩn nạp trên đồ thị smith

Chúng ta biết rằng quan hệ cơ bản để xây dựng đồ thị Smith là quan hệ giữa hệ số

phản xạ Γ với trở kháng chuẩn hóa z được xác định theo (2.2). Từ đó ta cũng có thể xây

dựng mối quan hệ giữa Γ và dẫn nạp chuẩn hóa y như sau:

• Định nghĩa dẫn nạp chuẩn là nghịch đảo của trở kháng chuẩn Z0

(2.21)

• Định nghĩa dẫn nạp chuẩn hóa theo dẫn nạp chuẩn

(2.22)

• Hệ số phản xạ Γ được tính theo (2.2) thành

(2.23)

Hay

(2.24)

Quan hệ giữa Γ và y theo (2.23) và (2.24) là quan hệ tương đương, hay nói cách

khác, mỗi điểm của hệ số phản xạ Γ trong mặt phẳng phức Γ tương ứng với một và chỉ

một giá trị của dẫn nạp chuẩn hóa y. Do đó, ta cũng có thể gán cho mỗi điểm phức Γ

một giá trị dẫn nạp chuẩn hóa y tương ứng (hoàn toàn tương tự như phép gán cho mỗi

điểm Γ một giá trị chuẩn hóa z như đã trình bày ở phần trước), và ta có thể xây dựng đồ

thị Smith theo dẫn nạp.

Mặt khác nếu so sánh (2.2) với (2.23) và (2.24) ta cũng nhận thấy rằng quan hệ

giữa Γ và z hoàn toàn giống hệt như mối quan hệ giữa (- Γ) với y. Điều này có nghĩa đồ

thị Smith xây dựng theo trở kháng chuẩn hóa z và độ thị Smith xây dựng theo dẫn nạp

chuẩn hóa y là đối xứng nhau qua gốc tọa độ của mặt phẳng phức Γ.

Nói cách khác, đồ thị Smith theo dẫn nạp chuẩn hóa y được suy ra từ đồ thị Smith

theo trở kháng chuẩn hóa z bằng một trong hai cách sau

• Lấy đối xứng toàn bộ đồ thị Smith qua gốc tọa độ (Hình 2.7)

Hình 2.7. Đồ thị Smith hỗn hợp

• Giữ nguyên đồ thị Smith nhưng lấy đối xứng của điểm hệ số phản xạ đang xét Γ

qua gốc tọa độ thành điểm hệ số phản xạ - Γ (Hình 2.8)

Hình 2.8 : lấy đối xứng Γ qua gốc tọa độ

Trên Hình 2.7, đồ thị Smith theo trở kháng chuẩn hóa (đường màu đỏ) được lấy đối

xứng qua gốc tọa độ để có đồ thị Smith theo dẫn nạp chuẩn hóa (đường màu xanh lá

cây). Một điểm Γ trên đồ thị này cũng chính là điểm Γ trên đồ thị kia và ngược lại. Trên

Hình 2.8, điểm Γ được lấy đối xứng qua gốc 0 thành điểm (- Γ), còn các thang đo trên

đồ thị Smith không thay đổi. Có nghĩa là giá trị đọc được trên đồ thị Smith trở kháng tại

điểm −Γ sẽ chính là giá trị của dẫn nạp chuẩn hóa y(g,b ) với y = g + j b , và y = 1/z .

Chú ý nếu trở kháng chuẩn hóa z có thể được viết

z = r + jx

thì dẫn nạp chuẩn hóa y cũng được viết tương tự

y = g + jb

Trong đó :

• g = G/Y0 - gọi là điện dẫn chuẩn hóa

• b = B /Y0 - gọi là điện nạp chuẩn hóa

Như vậy, trên đồ thị Smith theo trở khán g chuẩn hóa ta có các đường đẳng r và đẳng

x thì trên đồ thị Smith theo dẫn nạp chuẩn hóa, các đồ thị vòng tròn giống hệt như trên

sẽ trở thành các đường đẳng g và đẳng b . Các thang trị số trên đồ thị không thay đổi

(giá trị r giá trị g ; giá trị x giá trị b ).

2.5 cách đọc đồ thị Smith

- Biểu diễn trên đồ thị Smith:

- Các đặc điểm sử dung để đọc:

- Hệ số phản xạ:

- Hê sô song đứng:

- Dẫn nap đường dây:

- Bung song và nút song trên đồ thị Smith:

2.6 Ứng dụng cơ bản của đồ thị Smith

Đồ thị Smith là một công cụ hỗ trợ đắc lực cho việc thiết kế, tính toán và phân tích

mạch điện siêu cao tần. Trong phần này chúng ta sẽ xét một vài ứng dụng cơ bản của đồ

thị Smith, qua đó sẽ cho thấy mọi việc tính toán dựa trên các công thức đều được thay

thế bằng động tác vẽ và đo trực tiếp trên đồ thị Smith đem lại kết quả trực tiếp và nhanh

chóng bằng việc đọc các trị số trên đồ thị. Các ứng dụng trong trường hợp cụ thể sẽ tùy

thuộc vào sự vận dụng linh hoạt của người sử dụng.

2.6.1 Tính hệ số sóng đứng, hệ số phản xạ và trở kháng đường dây

Trên đường truyền sóng (có tổn hao hoặc không tổn hao), nếu biết giá trị trở kháng

tải chuẩn hóa zL ở đầu cuối dây (hoặc trở kháng đường dây chuẩn hóa z(z0) tại điểm z0

xác định trước), ta luôn có thể suy ra giá trị của hệ số sóng đứng S, hệ số phản xạ Γ(z)

và trở kháng đường dây chuẩn hóa z(z) tại điểm z bất kỳ trên đường dây, với vị trí của z

được xác định tương đối so với điểm tải (hoặc điểm z0).

Tất cả các tính toán trên đều được thực hiện trực tiếp trên đồ thị Smith mà không

cần sử dụng các công thức phức tạp. chúng ta sử dụng cách đọc đồ thị Smith đả nói ở

trên để xác định.

2.6.2 Tính trở kháng mạch phức hợp

Mạch phức hợp này được hiểu là mạch điện bao gồm nhiều phần tử thụ động tuyến

tính gồm điện trở R, điện dung C và điện cảm L được ghép hỗn hợp với nhau. Tại một

tần số cho trước, trở kháng hoặc dẫn nạp của một mạch phức hợp có thể được xác định

bằng các công thức toán học của định luật Ôm.

Phép toán trên có thể được thực hiện trực tiếp trên đồ thị Smith chỉ bằng cách vẽ và

đo mà không cần dùng công thức toán học nào. Tuy nhiên, điều này đòi hỏi người thực

hiện phải sử dụng thành thạo đồ thị Smith.

Chúng ta có thể hiểu rõ hơn qua các ví dụ minh họa sau.

Ví dụ: Cho mạch điện phức hợp trên Hình 2.9. Các trị số linh kiện cho như sau:

R=50Ω ; C1 = 10pF ; C2 = 12pF ; L = 22.5nH . Tần số làm việc ω = 109 rad/s . Tính

trở kháng Z giữa hai đầu của mạch điện.

Hình 2.9 Mạch điện minh họa ví dụ trên

Giải: Trước tiên ta chọn trở kháng chuẩn hóa của đồ thị Smith. Thông thường để

thuận tiện ta chọn trở kháng chuẩn hóa Z0 = 50Ω.

Trở kháng gồm R và C1 mắc nối tiếp có trị số chuẩn hóa là:

Trở kháng này được biểu diễn bằng điểm A trên đồ thị Smith (Hình 2.10). Do trở

kháng zRC1 này lại mắc song song với tụ điện C2 nên trên đồ thị Smith ta chuyển

toàn bộ giá trị trở kháng của RC2 và C2 thành giá trị dẫn nạp.

Để làm điều này, ta lấy đối xứng của điểm A qua gốc tọa độ thành điểm B . Ngay

chính trên đồ thị này, điểm B chính là dẫn nạp của zRC1 . Đọc giá trị của B ta được

yRC1 = 0.2 + j0.4. Dẫn nạp của C2 được chuẩn hóa là :

Khi điện dung C2 được mắc song song với RC1 thì dẫn nạp của C2 sẽ được cộng

với dẫn nạp của RC1 . Vì yC2 = j0.6 (thuần nạp ) nên điện dẫn tổng không thay đổi và

bằng điện dẫn của yRC1 nhưng điện nạp tổng là tổng của điện nạp 2 nhánh. Kết quả là

trên đồ thị Smith, từ B ta di chuyển trên đường tròn đẳng điện dẫn g = 0. 2 theo hướng

tăng của điện nạp một lượng là b = +0.6 đến điểm C có dẫn nạp yRC1C2 = 0.2 + j1.0

Vì L được mắc nối tiếp với (RC1C2) nên ta chuyển sang làm việc với đồ thị Smith

theo trở kháng tức chuyển ( RC1C2 ) thành trở kháng. Để làm điều đó ta lấy đối xứng

điểm C qua gốc tọa độ được điểm D . Đọc trị số tại điểm D ta được zRC1C2 = 0.2 −

j0.95.

Trở kháng chuẩn hóa của L là:

2.6.3 Phối hợp trở kháng

- Dùng các phần tử thụ động (R, L, C).

- Dùng đường dây chêm ( dây /4, chêm nối tiếp, song song, một sợi hay nhiều

sợi)

Phần này sẻ nói rỏ hơn ở chương kế tiếp

Hình 2.10 Đồ thị Smith minh họa ví dụ trên.

Vì zL = j0.45 (thuần cảm kháng) nên điện trở tổng không thay đổi nhưng điện

kháng tổng là tổng của điện kháng của zRC1C2 với điện kháng của zL . Kết quả, trên

đồ thị Smith, từ điểm D , ta di chuyển dọc theo vòng tròn đẳng r = 2 theo hướng tăng

của điện kháng (tức là giảm về giá trị tuyệt đối) một lượng là x = +j0.45 ta được điểm E

. Đọc giá trị trở kháng tại E ta được:

z = 0.2 − j0.5

Lưu ý thang giá trị của điện kháng ở nửa dưới trục hoành được ghi theo giá trị tuyệt

đối, dấu mang dấu âm (-).

Như vậy trở kháng thực của mạch là:

Z = z . Z0 = (0.2 − j 0.5) × 50 = 10 − j25 (Ω).

Chương 3 PHÔI HƠP TRƠ KHANG

Muc đich khi phôi hợp trở kháng:- Công suất tối đa được phát đi khi tải được phối hợp với đường truyền (giả thiết là

nguồn được phối hợp), và tổn hao công suất trên đường cấp (feed line) được

giảm tối đa.- Phối hợp trở kháng các phần tử nhạy cảm của máy thu (như anten, bộ khuếch đại

nhiễu thấp vv ...) cải thiện tỷ số tín hiệu trên nhiễu của hệ thống.- Phối hợp trở kháng trong một mạng phân phối công suất (như mạng cấp cho

mảng anten) sẽ giảm các lỗi về biên độ và pha.

Các yếu tô quan trọng trong viêc lựa chọn môt mang phôi hợp đặc biêt bao gồm:- Độ phức tạp - Cũng như phần lớn các giải pháp kỹ thuật, thiết kế đơn giản nhất

thỏa mãn các yêu cầu về đặc tính kỹ thuật luôn là giải pháp ưa chuộng nhất. Một

mạng phối hợp đơn giản hơn thường rẻ hơn, độ tin cậy cao hơn và ít tổn hao hơn

một thiết kế phức tạp.- Độ rộng băng tần - Bất cứ một loại mạng phối hợp nào về lý tưởng cũng có thể

tạo ra một sự phối hợp hoàn hảo (không có phản xạ) chỉ ở một tần số duy nhất.

Tuy nhiên, trong nhiều ứng dụng người ta muốn phối hợp tải trong một dải tần

số. Có một số cách khác nhau để thực hiện điều này nhưng tất nhiên sẽ làm tăng

độ phức tạp thiết kế.- Thực thi - Tùy theo loại đường truyền hay ống dẫn sóng được sử dụng, một loại

mạng phối hợp có thể được chuộng hơn so với loại mạng khác. Ví dụ, các dây

chêm điều chỉnh thường dễ thực hiện hơn là các bộ chuyển đổi một phần tư

bước sóng đa đoạn (multi-section) bằng ống dẫn sóng.- Khả năng điều chỉnh - Trong một số ứng dụng, mạng phối hợp phải có khả năng

điều chỉnh được nhằm phối hợp với một tải có trở kháng thay đổi. Trên quan

điểm này, một số loại mạng phối hợp dễ thực hiện điều này hơn một số mạng

khác.

Có rất nhiều cách phối hợp trở kháng. Dưới đây trình bày một số cách như sau:

3.1 Phối hợp trở kháng bằng các phần tử tập trung (các mạng hình L)

Có lẽ loại mạch phối hợp trở kháng đơn giản nhất là đoạn mạch hình chữ L sử

dụng hai phần tử thuần kháng để phối hợp một tải bất kỳ với đường truyền. Có hai

cấu hình cho mạng này như trình bày trên Hình 3.1.

Hình 3.1: Mạng phối hợp hình L(a) Mạng được dùng khi zL nằm trong vòng tròn

1+ jx (b) Mạng được dùng khi zL nằm ngoài vòng tròn 1 + jx

Nếu trở kháng tải chuẩn hóa zL = ZL /Z0 nằm bên trong vòng tròn 1 + j x trên đồ

thị Smith thì mạch điện trên Hình 3.1(a) được sử dụng. Còn nếu trở kháng tải chuẩn hóa

nằm ngoài vòng tròn 1 + jx trên đồ thị Smith thì mạch điện trên Hình 3.1(b ) cần được

sử dụng. Vòng tròn 1 + jx là vòng tròn điện trở trên đồ thị Smith có r = 1.

Trong cả hai cấu hình trên Hình 3.1, các phần tử thuần kháng có thể là các cuộn

cảm hay tụ điện tùy thuộc vào trở kháng tải. Vì thế, có tám khả năng khác nhau cho

mạch phối hợp đối với nhiều loại trở kháng tải khác nhau. Nếu tần số là đủ thấp và/hoặc

kích thước mạch là đủ nhỏ thì các phần tử tập trung như cuộn cảm hay tụ điện có thể

được sử dụng. Cấu hình này khả thi đối với các tần số lên tới 1 GHz mặc dù các mạch

tích hợp cao tần hiện đại có thể đủ nhỏ để cho các phần tử tập trung có thể được sử

dụng ở các tần số cao hơn. Tuy nhiên có một phạm vi rộng các tần số và kích thước

mạch ở đó các phần tử tập trung không thể thực hiện được. Đây là hạn chế của kỹ thuật

phối hợp trở kháng sử dụng đoạn mạch L.

Bây giờ chúng ta sẽ đi tìm biểu thức giải tích cho các phần tử của mạng phối hợp

trong hai trường hợp trên Hình 3.1, sau đó minh họa một quy trình thiết kế thay thế sử

dụng đồ thị Smith.

3.1.1 Phương pháp giải tích

Trước hết xét mạch điện Hình 3.1(a) và cho ZL = RL + jXL . Chúng ta đã phát biểu

rằng mạch điện này sẽ được sử dụng khi zL = ZL /Z0 nằm trong vòng tròn 1 + jx trên

đồ thị Smith, điều này ngụ ý rằng RL > Z0 cho trường hợp này.

Trở kháng nhìn vào mạng phối hợp đứng trước tải phải bằng Z0 , để phối hợp thì

(3.1)

Sắp xếp lại và phân tách thành các phần thực và ảo ta được hai phương trình cho các ẩn

số X và B:

B(XRL – XLZ0 ) = RL – ZL (3.2)

(3.3)

Giải (3.2) cho X và thế vào (3.3) cho ta một phương trình bậc hai cho B. Nghiệm của

phương trình này là:

(3.4)

Để ý rằng do RL > Z0 nên đối số trong hàm căn thứ hai luôn dương. Khi đó điện

kháng nối tiếp có thể tìm được như sau:

(3.5)

Phương trình (3.4) chỉ ra rằng hai lời giải cho B và X là có thể. Cả hai lời giải này về

mặt vật lý là có thể thực hiện được do cả giả trị âm và dương của B và X đều có thể

chấp nhận được (X dương ngụ ý là một điện cảm, X âm ngụ ý là một tụ điện, trong khi

B dương ngụ ý là một tụ điện còn B âm ngụ ý là một cuộn cảm.) Tuy nhiên, một lời giải

có thể dẫn tới các trị số nhỏ hơn đáng kể đối với các phần tử điện kháng và có thể là

giải pháp được quan tâm nếu độ rộng băng tần của việc phối hợp là cao hơn hoặc tỷ số

sóng đứng SWR trên đường dây giữa mạng phối hợp với tải là nhỏ hơn.

Bây giờ xét mạch điện trên Hình 3.1(b). Mạch điện này sẽ được sử dụng khi zL nằm

ngoài vòng tròn 1 + jx trên đồ thị Smith tương ứng với RL < Z0 . Dẫn nạp nhìn vào

mạng phối hợp trước tải ZL = RL + jXL phải bằng 1/Z0 , để có phối hợp

(3.6)

Sắp xếp lại và phân tách thành các phần thực và ảo chúng ta nhận được hai phương

trình hai ẩn số là X và B:

(3.7)

(3.8)

Giải cho X và B ta được:

(3.9)

(3.10)

Do RL < Z0 nên các đối số trong các căn bậc hai đều luôn dương. Một lần nữa, cần

lưu ý rằng hai lời giải là khả thi.

Để phối hợp một tải phức bất kỳ với một đường dây trở kháng đặc tính Z0 thì phần

thực của trở kháng vào đối với mạng phối hợp phải là Z0 trong khi phần ảo phải là 0.

Điều này muốn nói rằng mạng phối hợp phải có ít nhất hai mức tự do; trong mạch phối

hợp L hai mức tự do này được cho bởi các giá trị của hai phần tử điện kháng.

3.1.2 giải pháp dùng đồ thị Smith

Thay vì các công thức trên, đồ thị Smith có thể được sử dụng để thiết kết một cách

nhanh chóng và chính xác các mạng phối hợp L. Sau đây chúng ta sẽ xét một ví dụ

minh họa quy trình thực hiện.

Ví dụ: Thiết kế một mạng phối hợp L để phối hợp một tải RC nối tiếp có trở kháng

ZL = 200 − j100 Ω với một đường dây 100 Ω tại tần số hoạt động 500 MHz.

Giải: Trở kháng tải chuẩn hóa là zL = 2 − j1 được vẽ trên đồ thị Smith Hình 3.2.

Điểm này nằm bên tro ng vòng tròn 1 + jx vì vậy chúng ta sẽ sử d ụng mạch phối hợp

trên Hình 3.1(a). Bây giờ, sau khi bổ sung điện nạp song song ta có yt = yL + jb và

chuyển về trở kháng chúng ta muốn trở kháng n ày nằm trên vòng tròn 1 + jx để chúng

ta có thể bổ sung một điện kháng nối tiếp để khử đi thành phần jx và phối hợp tải.

Hình 3.2: Lời giải cho ví dụ trên. Đồ thị Smith cho các mạch phối hợp L

Quy trình thực hiện được mô tả như sau:

Bước 1: Xác định điểm tải chuẩn hóa zL = 2 − j1 trên đồ thị trở kháng Smith.

Bước 2: Do phần tử đầu tiên từ tải là một điện nạp song song (jb ) nên gợi cho ta

nên chuyển đổi sang đồ thị dẫn nạp Smith bằng cách vẽ vòng tròn SWR qua tải và một

đường thẳng từ tải qua tâm đồ thị như trên Hình 3.2. Khi này dẫn nạp tải đọc được trên

đồ thị là yL = 0.4 + j0.2. Do jb là thuần nạp nên yt chính là điểm di chuyển của yL trên

đường đẳng g = 0.4. Điểm yt là giao của đường đẳng g = 0.4 (hay r = 0. 4 trên đồ thị trở kháng) với ảnh của vòng tròn đẳng r = 1 qua gốc tọa độ. Như trên Hình 3.21 ta thấy có hai điểm yt1 và yt2 tương ứng với hai lời giải cho bài toán này. Trên đồ thị Smith ta xác định được

Hình 3.3 Hai khả năng cho mạch phối hợp L

• Phương án 1: yt1 = 0.4 + j0.5. Như vậy để di chuyển yL tới yt1 ta cần có

jb1 = j0.5 − j0.2 = j0.3 ⇒ b1 = 0.3

• Phương án 2: yt2 = 0.4 - j0.5. Như vậy để di chuyển yL tới yt2 ta cần có

jb2 = -j0.5 − j0.2 = -j0.7 ⇒ b1 = 0.7

Bước 3: Do phần tử đứng trước yt là một điện kháng mắc nối tiếp nên để đơn giản ta chuyển ngược trở lại sang trở kháng. Khi đó ta có

• Phương án 1: Từ điểm yt1 trên đồ thị kẻ một đường thẳng đi qua tâm đồ thị cắt vòng tròn 1 + jx tại zt1 (xem Hình 3.2). Trên đồ thị xác định được điểm này có trở kháng zt1 = 1 − j1.2. Để đưa điểm này về tâm đồ thị ta cần một điện kháng jx1 =

j1.2 ⇒ x1 = 1.2

• Phương án 2: Từ điểm yt2 trên đồ thị kẻ một đường thẳng đi qua tâm đồ thị cắt vòng tròn 1 + jx tại zt2 . Trên đồ thị ta đọc được điểm này có trở kháng zt2 = 1 +

j1.2. Để đưa điểm này về tâm đồ thị ta cần một điện kháng jx2 = −j1.2 ⇒ x2 = −1. 2

Bước 4: Từ Bước 2 và Bước 3 ta rút ra

• Phương án 1: b1 = 0.3 và x1 = 1.2. Bây giờ, từ các kết quả này ta cần xác định các giá trị điện cảm hay điện dung cho mạch điện phối hợp. Do b1 và x1 đều có giá trị dương nên chúng đại diện lần lượt cho các tụ điện và cuộn cảm có các trị số được xác định như sau:

Và

Mạch phối hợp cho phương án 1 được minh họa trên Hình 3.3

• Phương án 2: b2 = −0.7 và x2 = −1.2. Lưu ý rằng b2 có trị số âm nên nó đại diện cho một cuộn cảm và x2 cũng mang giá trị âm nên nó sẽ đại diện cho một tụ điện. Trị số của các phần tử này được xác định như sau:

Và

Mạch phối hợp cho phương án 2 được minh họa trên Hình 3.2.

Ngoài cách thông dụng này ra, chúng ta còn có nhiều cách khác để phối hợp trở kháng như dùng đường dây chêm ( dây l/4, chêm nối tiếp, song song, một sợi hay nhiều sợi),đường truyền vi dải, đường truyền đồng phẳng coplanar-CPW …

Chương 4. GIƠI THIÊU ĐƯƠNG TRUYÊN VI DAI VA CACH PHÔI HƠP TRƠ KHANG TRÊN NO

4.1 Giới thiệu đường truyền vi dải - Microstrip line

Đường truyền vi dải là một trong những loại đường truyền phẳng phổ biến nhất, lý do chính là vì nó có thể được chế tạo nhờ các quá trình photolithography (quang khắc) và dễ dàng được tích hợp với các linh kiện cao tần tích cực và thụ động khác. Dạng hình học của đường truyền vi dải được minh họa trên Hình 4.1. Một dải dẫn độ rộng W được in trên một tấm điện môi được nối đất có bề dầy h và hằng số điện môi tương đối

.Đường sức từ trường và điện trường được vẽ trên Hình 4.2 .

Hình 4.1: Dạng hình học và mặt cắt ngang đường truyền vi dải

Hình 4.2: Các đường sức từ trường và điện trường

Nếu lớp điện môi không có mặt ( = 1), chúng ta có thể coi đường truyền gồm hai dải dẫn phẳng độ rộng W , cách nhau một khoảng 2h (mặt phẳng đất có thể được bỏ đi theo lý thuyết ảnh). Trong trường hợp này ta có một đường truyền TEM đơn giản với

υp = c và β = k0 =

Sự có mặt của chất điện môi và đặc biệt là chất điện môi không phủ kín vùng không khí phía trên dải dẫn (y>h), làm phức tạp việc phân tích đường truyền vi dải. Không giống đường truyền dải, ở đó toàn bộ trường đều bị giam trong vùng điện môi đồng nhất, đường truyền vi dải có phần lớn đường sức trường nằm trong vùng điện môi, tập trung giữa dải dẫn và mặt phẳng đất, còn một phần nằm trong vùng không khí phía trên lớp nền (substrate). Vì lý do này đường truyền vi dải khô ng thể hỗ trợ một sóng TEM

thuần túy, do vận tốc pha của các trường TEM trong vùng chất điện môi là c/ , còn vận tốc pha của các trường TEM trong vùng không khí là c. Vì vậy, sự bất phối hợp về pha tại miền tiếp giáp điện môi-không khí sẽ không thể đạt được một sóng TEM.

Trong thực tế, các trường chính xác của đường truyền vi dải hình thành một sóng TM-TE hỗn hợp, và đòi hỏi các kỹ thuật phân tích cao hơn mà chúng ta không trình bày ở đây. Tuy nhiên, trong hầu hết các ứng dụng thực tế, lớp điện môi rất mảnh về mặt điện (tức h λ ), và vì vậy trường là cận TEM (quasi-TEM). Nói cách khác, các thành phần trường về cơ bản giống như trường trong trường hợp tĩnh điện. Vì vậy, các giá trị gần đúng cho tốc độ pha, hằng số truyền lan và trở kháng đặc tính có thể đạt được từ các nghiệm tĩnh hoặc cận tĩnh điện. Khi đó vận tốc pha và hằng số truyền lan có thể được biểu diễn bởi

trong đó là hằng số điện môi hiệu dụng của đường truyền vi dải. Do một số đường sức trường nằm trong vùng điện môi và một số trong không khí nên hằng số điện môi thỏa mãn quan hệ,

và phụ thuộc vào bề dày của lớp điện môi h , bề rộng của dải dẫn W.

4.2 Phối hợp trở kháng trên đường truyền vi dải

Ơ tần số cao khi sử dụng tụ điện và cuộn dây để phối hợp trở kháng sẻ dể xuất hiện điện cảm và điện dung ký sinh, nên trong khuếch đại cao tần thường dùng phương pháp mạch dải hoặc mạch vi dải để phối hợp trở kháng.

4.2.1 phối hợp sử dụng đồ thị Smith

Ví dụ cho và

Hình dưới đây sẻ chỉ rỏ cách phối hợp

Hình 4.4 Ví dụ về phối hợp trở kháng cho ngỏ vào khi sử dụng đường truyền vi dải

Hình 4.5 Ví dụ về phối hợp trở kháng cho ngỏ ra khi sử dụng đường truyền vi dải

Ta xác định và jb sau xác định dẩn nạp tính khoảng cách như 2 hình 4.4 và 4.5

Ta sẻ được:

Hình 4.6 Mạch khuếch đại thực hiện phối hợp trở kháng ví dụ ở trên.

4.2 Thiết kế đoạn truyền sóng dùng Microstrip Line

Thiết kế đoạn truyền sóng Z0 = 50 Ω dùng Microstrip Line, Substrate FR4 ԑr = 4,6. Giả sử độ dày của đoạn truyền sóng là h1, và độ rộng là W1. Ta thực hiện tìm tỉ số W1/h1, dự đoán W1/h1< 2

Trong đó A = 1.5577

Vậy = 1.849 < 2

Ta chọn h1 = 1 mm và W1 = 1.849 mm.

Kiểm tra lại tính toán với phần mềm APPCAD ta được kết quả như sau:

Từ kết quả tính toán trên APPCAD ta có các thông số của đường truyền sóng như sau

H = 1mm, W = 1.835mm, T = 0.01mm, Z0 = 50.01Ω, Ʌ = 179.386mm.

Từ kết quả trên ta có được mạch phối hợp trở kháng như sau:

Hình 4.6 Mạch khuếch đại đả phối hợp trở kháng

Chương 5 LY THUYÊT VÊ KHUÊCH ĐAI CÔNG SUÂT

Mạch khuếch đại công suất có nhiệm vụ tạo ra một công suất đủ lớn để kích

thích tải. Công suất ra có thể từ vài trăm mw đến vài trăm watt. Như vậy mạch

công suất làm việc với biên độ tín hiệu lớn ở ngõ vào: do đó ta không thể dùng

mạch tương đương tín hiệu nhỏ để khảo sát như trong các chương trước mà

thường dùng phương pháp đồ thị.

Tùy theo chế độ làm việc của transistor, người ta thường phân mạch khuếch

đại công suất ra thành các loại chính như sau:

- Khuếch đại công suất loại A: Tín hiệu được khuếch đại gần như tuyến

tính, nghĩa là tín hiệu ngõ ra thay đổi tuyến tính trong toàn bộ chu kỳ 360o

của tín hiệu ngõ vào (Transistor hoạt động cả hai bán kỳ của tín hiệu ngõ vào).

- Khuếch đại công suất loại AB: Transistor được phân cực ở gần vùng ngưng. Tín hiệu ngõ ra thay đổi hơn một nữa chu kỳ của tín hiệu vào (Transistor hoạt động hơn một nữa chu kỳ - dương hoặc âm - của tín hiệu ngõ vào).

- Khuếch đại công suất loại B: Transistor được phân cực tại VBE =0 (vùng ngưng). Chỉ một nữa chu kỳ âm hoặc dương - của tín hiệu ngõ vào được khuếch đại.

- Khuếch đại công suất loại C: Transistor được phân cực trong vùng ngưng để chỉ một phần nhỏ hơn nữa chu kỳ của tín hiệu ngõ vào được khuếch đại. Mạch này thường được dùng khuếch đại công suất ở tần số cao với tải cộng hưởng và trong các ứng dụng đặc biệt.

Hình 5.1 mô tả việc phân loại các mạch khuếch đại công suất.

Hình 5.1 (a) mô tả việc phân loại các mạch khuếch đại công suất.

Hình 5.1 (b) mô tả việc phân loại các mạch khuếch đại công suất.

5.1 Mạch khuếch đại công suất loại A:

Mạch phân cực cố định như hình 5.2 là mô hình của một mạch khuếch đại công suất loại A đơn giản.

Hình 5.2

Khảo sát phân cực

Ta có

Và

Và

Dòng IC có giới hạn tối đa là do đó khi có tín hiệu vào, để dòng IC có biến đổi lớn nhất và tốt nhất, điểm tỉnh Q phải được phân cực sao

cho tức đây là điểm phân cực để mạch cho hiệu suất lớn nhất.

Khảo sát xoay chiều: Khi đưa tín hiệu vi vào ngõ vào (hình 5.2), dòng IC và điện thế VCE (tín hiệu ra) sẽ thay đổi quanh điểm điều hành Q. Với tín hiệu ngõ vào nhỏ (hình 5.4), vì dòng điện cực nền thay đổi rất ít nên dòng điện IC và điện thế VCE ở ngõ ra cũng thay đổi ít quanh điểm điều hành. Khi tín hiệu ngõ vào lớn, ngõ ra sẽ thay đổi rất lớn quanh điểm tĩnh điều hành. Dòng IC sẽ thay đổi quanh giới hạn 0mA và VC /RC . Ðiện thế VCE thay đổi giữa hai giới hạn 0V và nguồn VCC (hình 5.5).

Hình 5.5(a) Tín hiệu nhỏ

Hình 5.5(b) Tín hiệu lớn Khảo sát công suất

- Công suất cung cấp được định nghĩa: Pi(dc) = VCC . ICQ (5.1)

- Công suất ngõ ra lấy trên tải, trong trường hợp này là RC, được định nghĩa:

(5.2)

(5.3)

(5.4) Nếu tính theo điện thế đỉnh và dòng điện đỉnh:

(5.5)

Hoặc (5.6)

Hoặc (5.7) Nếu tính theo điện thế và dòng điện đỉnh đối đỉnh:

(5.8)

Hoặc (5.9)

Hoặc (5.10) Hiệu suất:

Hiệu suất mạch khuếch đại được tính theo công thức:

(5.11) . Hiệu suất tối đa:

Ta thấy trong mạch công suất loại A, VCE có thể thay đổi tối đa:VCE(p-p) max = VCC

Dòng IC thay đổi tối đa: IC(p-p) max = VCC/RC

Công suất ra tối đa:

Công suất cung cấp tối đa:

Hiếu suất tối đa của mạch:

5.2 Mạch khuếch đại công suất loại khác:

- mach khuếch đai công suât loai B

Trong mạch khuếch đại công suất loại B, người ta phân cực với VB =0V nên bình thường transistor không dẫn điện và chỉ dẫn điện khi có tín hiệu đủ lớn đưa vào. Do phân cực như thế nên transistor chỉ dẫn điện được ở một bán kỳ của tín hiệu (bán kỳ dương hay âm tùy thuộc vào transistor NPN hay PNP). Do đó muốn nhận được cả chu kỳ của tín hiệu ở ngỏ ra người ta phải dùng 2 transistor, mỗi transistor dẫn điện ở một nữa chu kỳ của tín hiệu. Mạch này gọi là mạch công suất đẩy kéo (push-pull).

Hình 5.6 Mô tả mạch khuếch đại công suất loại B

Tính toán tương tự phần ở trên ta được thông số sau:

Hiệu suất tối đa:

Hiệu suất của mạch khuếch đại loại B cao hơn nhiều so với loại A. thêm vào đó loại B sẻ không tiêu hao công suất khi không có công suất tín hiệu ngỏ vào. Đây là ưu điểm lớn nhất trong nhiều ứng dụng.

- Mach khuếch đai công suât loai CĐặc điểm: + phi tuyến + hiệu suất cao, thường được dùng trong mạch tần số cao + Mạch khếch đại loại C có thể đạt được hiệu suất 100% khi

giảm góc tới 0. Và trong khoảng 0-900 hiệu suất là 78.5%.+ dù đạt được hiệu suất cao hơn các loại A,B nhưng đồng thời

nó củng tạo ra méo nhiều hơn 2 loại đó.+ mạch khuếch đại lớp C thường sử dụng thêm mạch cộng

hưởng để lọc hài tín hiệu ngỏ ra.

Chương 6 THIÊT KÊ VA THI CÔNG BÔ KHUÊCH ĐAI CAO TÂN

Trong đề tài này sẻ thực hiện thiết kế và thi công mạch khuếch đại công suất dùng 2 IC khuếch đại mắc nối tiếp là BG13D và ALM-31122

6.1 Chỉ tiêu thiết kế+ công suất ngõ ra 1W+ nguồn cung cấp 5V+ trở kháng ngõ ra phối hợp với anten 50Ω+ độ lợi mạch khuếch đại 30dB+ tần số 900MHz

6.2 Tìm hiểu 2 IC khuếch đại6.2.1 Tìm hiểu IC BG13D

BG13D là một IC khuếch đại công suất hiệu suất cao của hãng BeRex. Được thiết kế cho nhửng yêu cầu về độ lợi cao.

Thông số từ datasheet của IC BG13D:

Hình 6.1(a) Các thông số cơ bản của IC BG13D

Hình 6.1(b) Các thông số cơ bản của IC BG13D

Hình 6.2 Mạch nguyên lý của IC BG13D

6.2.2 Tìm hiểu IC ALM-31122Thông số từ datasheet của IC ALM-31122:

900 MHz; 5V, 394mA (typical) 15.6 dB Gain 47.6 dBm Output IP3 31.6 dBm Output Power at 1dB gain compression 52.5% PAE at P1dB 2 dB Noise Figure

Hình 6.3 Thông số ALM-31122 ở 25 0C

Tại TA = 25 °C, Vdd =5V, Vctrl=5V, tần số: 900MHz ta có thông số:

Hình 6.4 Thông số của ALM-31122

- Mạch nguyên lý của ALM-31122

Hình 6.4 Mạch nguyên lý của IC ALM-31122

6.3 Thưc hiện thiết kế- Ta thực hiện lấy thông số ma trận S từ datasheet của 2 IC ở Vdd = 5V, T = 250C, f = 900MHz

IC S11 S22 S12 S21

BG13DALM-31122

6.3.1 Xét tính ổn định của 2 IC BG13D

Vậy IC BG13D hoạt động ổn định không điều kiện

ALM-31122

Vậy IC ALM-31122 hoạt động ổn định không điều kiện

6.3.2 Tính toán , và độ lợi có thể đạt được BG13D

Độ lợi có thể đạt được:

Góc pha của là góc ngược pha của C2

Tức là

ALM-31122

Độ lợi có thể đạt được:

Góc pha của là góc ngược pha của C2

Tức là

Vậy ta có

IC

BG13DALM-31122

6.3.3 thưc hiện phối hợp trở kháng

Để tránh xuất hiện điện cảm và điện dung ký sinh, nên ta dùng phương pháp mạch vi dải đả nói ở chương 4 để phối hợp trở kháng.

BG13D- Phôi hợp ngo vào

Hình 6.5(a) Phối hợp ngõ vào BG13D

Hình 6.5(b) Phối hợp ngõ vào BG13D

- Phôi hợp ngo ra

Hình 6.6(a) phối hợp ngõ ra BG13D

Hình 6.6(b) phối hợp ngõ ra BG13D

Kết quả mạch khuếch đại thực hiện phối hợp trở kháng:

Hình 6.7 Kết quả mạch khuếch đại thực hiện phối hợp trở kháng BG13D

ALM-31122- Phôi hợp ngo vào

Hình 6.8 (a) Phối hợp ngõ vào cho ALM-31122

Hình 6.8 (b) Phối hợp ngõ vào cho ALM-31122

- Phôi hợp ngo ra

Hình 6.9 (a) Phối hợp ngõ ra cho ALM-31122

Hình 6.9 (b) Phối hợp ngõ ra cho ALM-31122

Kết quả mạch khuếch đại thực hiện phối hợp trở kháng:

Hình 6.10 Kết quả mạch khuếch đại thực hiện phối hợp trở kháng ALM-21122

6.3.4 Tính toán đường dây vi dải

Thiết kế đoạn truyền sóng Z0 = 50 Ω dùng Microstrip Line, Substrate FR4 ԑr = 4,6. Giả sử độ dày của đoạn truyền sóng là h1, và độ rộng là W1. Ta thực hiện tìm tỉ số W1/h1, dự đoán W1/h1< 2

Trong đó A = 1.5577

Vậy = 1.849 < 2

Ta chọn h1 = 1 mm và W1 = 1.849 mm.

Kiểm tra lại tính toán với phần mềm APPCAD ta được kết quả như sau:

Từ kết quả tính toán trên APPCAD ta có các thông số của đường truyền sóng như sau

H = 1mm, W = 1.835mm, T = 0.01mm, Z0 = 50.01Ω, Ʌ = 179.386mm.

Từ kết quả trên ta có được mạch phối hợp trở kháng cho cả 2 IC như sau:

Hình 6.11 Kết quả phối hợp trở kháng cho cả 2 IC

6.3.5 Ve layout cho mạch khuếch đại- Thông sô chân cua 2 IC

BG13D

Hình 6.11 thông tin chân và board mạch BG13D trong datasheet

ALM-31122

Hình 6.21 thông tin chân và board mạch ALM-31122 trong datasheet

- Thực hiện vẻ layout