PROGETTAZIONE DI RFID UHF PASSIVI IN TECNOLOGIA CMOS 0 ... · PROGETTAZIONE DI RFID UHF PASSIVI IN TECNOLOGIA CMOS 0.25µm: STADI RETTIFICATORE E DETECTOR ASK DESIGN OF PASSIVE UHF

PROGETTAZIONE DI RFID UHF PASSIVI IN

TECNOLOGIA CMOS 0.25µm: STADI

RETTIFICATORE E DETECTOR ASK

DESIGN OF PASSIVE UHF RFID IN 0.25µm

CMOS TECHNOLOGY: RECTIFIER AND ASK

DETECTOR STAGES

Universita Degli Studi Di PerugiaDipartimento di Ingegneria Elettronica e dell’Informazione

Docente Relatore: Ing. Federico Alimenti

..............................................................................

Candidato: Giovanni Maria Paolucci

..............................................................................

settembre 2009

Ai miei genitori,a mia sorella Francesca

... e a Martina.

Indice

1 Introduzione 1

1.1 Tipologie di transponder . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11.1.1 Alimentazione: attivi vs passivi . . . . . . . . . . . . . 11.1.2 Accoppiamento: magnetico vs elettromagnetico . . . . 11.1.3 Frequenze: banda HF vs UHF . . . . . . . . . . . . . 2

1.2 Standard adottati . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21.2.1 Comunicazione reader → tag . . . . . . . . . . . . . . 31.2.2 Comunicazione tag → reader . . . . . . . . . . . . . . 4

1.3 Caratterizzazione del transponder . . . . . . . . . . . . . . . . 51.3.1 Progetto dell’antenna . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51.3.2 Il chip: struttura di principio . . . . . . . . . . . . . . 61.3.3 Tecnologia utilizzata . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2 Detector ASK 10

2.1 Rettificatore a ponte di diodi . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112.2 Rettificatore CMOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

2.2.1 Caratterizzazione . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112.2.2 Confronto con il ponte di Graetz . . . . . . . . . . . . 13

2.3 Dimensionamento dei dispositivi . . . . . . . . . . . . . . . . 142.4 Protezione da scariche elettrostatiche (ESD) e sovratensioni . 162.5 Il morsetto grnd . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 182.6 Simulazioni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

3 Charge pump 24

3.1 Principi di funzionamento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 243.2 Il voltage multiplier di Cockcroft e Walton . . . . . . . . . . . 253.3 Il charge pump di Dickson . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

3.3.1 Caratterizzazione in tensione . . . . . . . . . . . . . . 263.3.2 Caratterizzazione in potenza . . . . . . . . . . . . . . 28

3.4 Modello equivalente dello stadio di rettifica . . . . . . . . . . 313.4.1 Calcolo di RR e CR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

3.5 Ottimizzazione del circuito . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 353.5.1 Numero di stadi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

ii

INDICE iii

3.5.2 Area dei diodi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 363.6 Charge pump a MOSFET . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

3.6.1 Caratterizzazione in tensione . . . . . . . . . . . . . . 373.6.2 Caratterizzazione in potenza . . . . . . . . . . . . . . 37

3.7 Charge pump CTS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 393.7.1 CTS statici . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 413.7.2 CTS dinamici . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

3.8 Simulazioni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

A Probabilita d’errore in ricezione 50

B Dimostrazione della formula 3.15 53

Elenco delle figure

1.1 transponder ad accoppiamento magnetico . . . . . . . . . . . 11.2 transponder ad accoppiamento elettromagnetico . . . . . . . . 21.3 Codifica di linea Manchester . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31.4 Possibili stati del tag: a) alta riflettivita o “mark”. b) bassa

riflettivita o “space” . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41.5 Codifica di linea FM0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51.6 Schematico equivalente del tag . . . . . . . . . . . . . . . . . 61.7 Blocchi del chip . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71.8 Cross-section del processo IHP - SGB25V . . . . . . . . . . . 8

2.1 Rettificatore a ponte di diodi . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112.2 Tensione in uscita dal ponte di Graetz . . . . . . . . . . . . . 112.3 Rettificatore CMOS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122.4 Tensione in uscita dal rettificatore CMOS . . . . . . . . . . . 132.5 Un periodo di VU . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132.6 Confronto fra i due rettificatori . . . . . . . . . . . . . . . . . 142.7 Circuito equivalente al ponte, quando VI > VT . . . . . . . . 142.8 Circuito di protezione ESD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 172.9 Test del transistor nMOS di dimensioni minime: IDS(VDS)@VGS 172.10 Definizione di due nuovi simboli e delle variabili globali . . . 182.11 Modellazione dei contatti di bulk tramite ptap e ntap . . . . 182.12 Dispositivo nMOS isolato . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 192.13 Implementazione ADS dell’ASK detector . . . . . . . . . . . . 192.14 Andamento di rect . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 202.15 Rettifica del segnale UHF e soppressione del ripple . . . . . . 202.16 Generazione di un segnale differenziale ASK . . . . . . . . . . 212.17 Segnale binario ASK con profondita di modulazione del 18%

e output dell’ASK-detector . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 222.18 Segnale binario ASK con profondita di modulazione del 100%

e output dell’ASK-detector . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.1 Voltage doubler . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 243.2 Voltage doubler con carico R− C . . . . . . . . . . . . . . . . 25

iv

ELENCO DELLE FIGURE v

3.3 Voltage multiplier di Cockcroft e Walton . . . . . . . . . . . . 253.4 Charge pump di Dickson . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 263.5 Visione alternativa del charge pump di Dickson . . . . . . . . 273.6 V0 richiesta in ingresso per una potenza in uscita di 5µW, in

funzione del numero di stadi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 303.7 PIN richiesta in ingresso per una potenza in uscita di 5µW,

in funzione del numero di stadi . . . . . . . . . . . . . . . . . 313.8 Impedenza equivalente del tag . . . . . . . . . . . . . . . . . . 323.9 Capacita associata al diodo al variare di Vd . . . . . . . . . . 333.10 Circuito equivalente dello stadio di rettifica . . . . . . . . . . 343.11 Circuito equivalente semplificato dello stadio di rettifica . . . 353.12 Perdite di substrato del diodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . 353.13 PIN richiesta in ingresso per una potenza in uscita di 5µW e

una tensione in uscita di 2V, per tre valori di RSUB(ωCSUB)2 363.14 PIN richiesta in ingresso per una potenza in uscita di 5µW,

in funzione dell’area dei diodi . . . . . . . . . . . . . . . . . . 373.15 Charge pump realizzato con diodi MOSFET . . . . . . . . . . 383.16 V0 richiesta in ingresso per una potenza in uscita di 5µW, in

funzione del numero di stadi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 393.17 PIN richiesta in ingresso per una potenza in uscita di 5µW,

in funzione del numero di stadi . . . . . . . . . . . . . . . . . 403.18 Fluttuazione delle tensioni - Dickson charge pump . . . . . . 403.19 Charge Pump a 2 stadi con CTS statici . . . . . . . . . . . . 413.20 Fluttuazione delle tensioni - CTS statici . . . . . . . . . . . . 423.21 Charge Pump a 2 stadi con CTS dinamici . . . . . . . . . . . 423.22 Implementazione ADS del charge pump a diodi . . . . . . . . 443.23 Crescita “a gradini” di vdd unreg . . . . . . . . . . . . . . . . 443.24 Il tempo di assestamento del charge pump a diodi e di circa

2µs per V0 = 2V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 453.25 Fluttuazione delle tensioni ai nodi 1,2,6,7 del charge pump a

regime . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 453.26 Implementazione ADS del charge pump a MOSFET . . . . . 463.27 vdd unreg non entra a regime nemmeno dopo 10µs . . . . . . 463.28 Charge pump con CTS dinamici . . . . . . . . . . . . . . . . 473.29 Tensione in uscita dal charge pump con CTS dinamici. . . . . 473.30 Fluttuazione delle tensioni ai nodi 1 e 2 del charge pump con

CTS dinamici . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 483.31 Simulazione degli stadi ASK-detector e charge pump a diodi

in cascata. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

A.1 Giustificazione grafica della A.3: la funzione in giallo tendeasintoticamente a quella in blu . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

A.2 Calcolo della probabilita d’errore . . . . . . . . . . . . . . . . 51A.3 Andamento di Pe in funzione di M . . . . . . . . . . . . . . . 52

ELENCO DELLE FIGURE vi

B.1 Grafico di f(θ) = ecos θ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53B.2 Funzioni di Bessel modificate di prima specie . . . . . . . . . 54

Capitolo 1

Introduzione

1.1 Tipologie di transponder

1.1.1 Alimentazione: attivi vs passivi

I transponder (“tags”) per identificazione a radio-frequenza (“RFID” - RadioFrequency IDentification) si distinguono in attivi e passivi. I primi dispon-gono di una batteria “a bordo”, i secondi traggono l’energia necessaria alloro funzionamento tramite accoppiamento con il reader.

1.1.2 Accoppiamento: magnetico vs elettromagnetico

L’accoppiamento puo essere di tipo magnetico - in questo caso il tag e dotatodi un’apposita “antenna” a spirale, di solito in tecnologia planare, che conla bobina del reader costituisce un sistema di mutue induttanze - oppuredi tipo elettromagnetico: il tag e munito di una vera e propria antenna checapta i segnali EM del reader e li trasferisce al chip, il quale ha il compitodi trarne energia e informazioni. In questo modo si forma un “ponte radio”reader-tag, in cui i due (o piu) partecipanti possono comunicare e scambiaredati.

Figura 1.1: transponder ad accoppiamento magnetico

1

CAPITOLO 1. INTRODUZIONE 2

Figura 1.2: transponder ad accoppiamento elettromagnetico

1.1.3 Frequenze: banda HF vs UHF

La frequenza di funzionamento e collegata al range di distanze entro cui puoavvenire la comunicazione reader-tag.

I sistemi detti proximity coupling lavorano a 135kHz e a 13.56MHz,ovvero in banda HF, particolarmente adatta per applicazioni biomedica-li. In alcuni casi (es. Eurobalise) la frequenza operativa e 27.125MHz.L’accoppiamento e di tipo magnetico.

Sistemi RFID con un range maggiore di 1m sono noti come long-rangesystems; in questo caso l’accoppiamento e di tipo elettromagnetico. Lefrequenze riservate in banda UHF sono 868MHz (Europa) e 915MHz (USA).Esistono anche sistemi a microonde, con frequenze pari a 2.5GHz e 5.8GHz.

1.2 Standard adottati

In questa tesi ci si riferisce a tag RFID di tipo passivo, ad accoppiamentoelettromagnetico e operanti in banda UHF europea. La scelta e motivatadai seguenti fatti:

• I sistemi proximity coupling sono molto diffusi in ambito industriale,agricolo e commerciale, e il loro uso e limitato all’identificazione diprodotti, animali e beni di consumo. Trattandosi di utilizzi ormai“assodati” si e preferito muoversi in direzione dei tag UHF, che sonoattualmente al centro della ricerca scientifica.

• Esistono gia dei lavori di tesi concernenti tag RFID in banda HF, inparticolare [2].

• In vista di applicazioni RFID avanzate, come ad esempio il rilevamen-to di un parametro ambientale (temperatura, pressione, umidita etc.)tramite un sensore a bordo del tag, sono d’interesse sistemi passivilong-range, dal momento che non necessitano di un cambiamento pe-


riodico delle batterie e che possono funzionare anche a svariati metridi distanza dal reader.

La normativa ISO/IEC 18000-6, sezione B, rilasciata nell’agosto 2004,detta i parametri per le comunicazioni wireless nella banda da 860 a 960MHz,in particolare le regole per la comunicazione reader-tag in modalita half-duplex (ovvero: mentre il reader trasmette il tag ascolta e viceversa). Lespecifiche della normativa diventano anche piu stringenti in Europa, do-ve vigono le norme ETSI; queste sono riportate di seguito considerandorispettivamente le due fasi di comunicazione: reader → tag e tag → reader.

1.2.1 Comunicazione reader → tag

Nessun tag e autorizzato a trasmettere senza aver ricevuto e correttamen-te interpretato una richiesta del reader. Il campo EM trasmesso e forma-to da un’onda portante la cui frequenza deve trovarsi nell’intervallo 865-870MHz, modulata in ampiezza (ASK) da un pattern binario con data-rate40kb/s. La spaziatura in frequenza tra i canali e fissata a 100kHz.[1] Inquesta tesi la frequenza operativa e f=869.5MHz, corrispondente a una lun-ghezza d’onda λ=34.5cm nel vuoto. La potenza in trasmissione e limitataa PT ,ERP =500mW, corrispondenti a PT ,EIRP =820mW, sebbene i rego-lamenti italiani si stiano adeguando ai meno restrittivi regolamenti UE chepermettono una potenza in trasmissione pari a 4W EIRP nella stessa banda.

La potenza disponibile PAV ai morsetti dell’antenna del tag in condizionidi adattamento d’impedenza e data dalla formula di Friis:

PAV = PTGT (θt, φt)GR(θr, φr)

(

λ

4πr

)2

, (1.1)

dove GT (θt, φt) e GR(θr, φr) sono i guadagni delle antenne del reader e deltag nelle rispettive direzioni di trasmissione - ricezione ed r e la distanza.

0

0000 111111

A

B

tTb

Figura 1.3: Codifica di linea Manchester

La codifica di linea dei bit trasmessi e di tipo Manchester come inFig.1.3: associare una transizione a ciascun simbolo e utile per facilitare


il tag nel sincronizzarsi. Un altro parametro importante e la profondita dimodulazione:

M =A−B

A+B, (1.2)

dove A e B sono il massimo e il minimo dell’ampiezza della portante.Gli standard ISO/IEC ammettono M=18% o M=100%, ma solo la primaprofondita di modulazione e permessa dalle specifiche ETSI.

La comunicazione reader → tag consta di 7 fasi:

1. Preamble Detect: una portante RF non modulata, trasmessa per al-meno 400µs, durante i quali il tag si accende e accumula l’energia dalcampo EM.

2. Preamble: 9 zeri Manchester NRZ.

3. Delimiter: 10 bit standard che segnalano l’inizio della trasmissione.

4. Command: il comando vero e proprio.

5. Parameter: a seconda del comando, possono essere trasmessi dei pa-rametri aggiuntivi.

6. Data: dati.

7. CRC-16: sequenza di controllo; se la verifica del CRC (Cyclic Redun-dancy Check) non e soddisfatta, si chiede la ritrasmissione.

Nel prosieguo si terranno in considerazione solo le prime due fasi, leuniche a influenzare il comportamento del front-end analogico.

1.2.2 Comunicazione tag → reader

Il tag invia informazioni al reader sfruttando il cosiddetto backscattering.Durante la risposta il reader continua a fornire energia tramite una portanteRF non modulata. Il tag ha a bordo un interruttore di backscatter, che aseconda del valore logico inviato, cortocircuita o apre i morsetti dell’antenna.

a) b)

Figura 1.4: Possibili stati del tag: a) alta riflettivita o “mark”. b) bassa riflettivitao “space”


Nel primo caso, lungo di essa si forma un’onda stazionaria; la potenzanon viene trasferita al carico ma viene in larga parte riflessa (ad eccezione diquella consumata dalla stessa antenna per le perdite ohmiche al suo interno).Questa condizione e detta “ad alta riflettivita”. Nel secondo caso, ovveronella condizione di “bassa riflettivita”, c’e adattamento di impedenza tral’antenna e il carico, e la potenza trasferita al chip e massima.

Particolare attenzione va rivolta alla condizione di alta riflettivita, infattiin questo stato al chip non viene erogata potenza dall’antenna; e necessariadunque una forma di immagazzinamento dell’energia.

Il data-rate e fissato a 40kb/s, cui corrisponde un periodo di simbolo Tb

pari a 25µs, con una tolleranza ±15%. La codifica di linea e la FM0 comein Fig.1.5: le transizioni occorrono all’inizio di ogni bit e a meta del periododi bit di ogni 0 logico.

00000 11111

Figura 1.5: Codifica di linea FM0

Le fasi della comunicazione tag → reader sono 4:

1. Quiet: un intervallo di tempo in cui non avviene backscattering.

2. Preamble: un pacchetto noto di bit che segnala l’inizio della trasmis-sione.

3. Data: dati.

4. CRC-16: sequenza di controllo.

1.3 Caratterizzazione del transponder

1.3.1 Progetto dell’antenna

In questo lavoro non viene trattato il design dell’antenna, tuttavia sonoimportanti alcune considerazioni di carattere generale. Affinche vi sia mas-simo trasferimento di potenza tra l’antenna e il chip, si deve perseguirel’adattamento di impedenza. Quest’ultima e in genere del tipo

ZIN = RIN +1

jωCIN(1.3)

per il chip eZANT = RRAD + jωLANT (1.4)


per l’antenna (RRAD e la resistenza di radiazione). Vi e allora adattamentose RRAD = RIN e ωLANT = (ωCIN)−1. In genere la lunghezza elettrica delleantenne e progettata in modo da eliminare eventuali componenti reattive diZANT, ma in questo caso, come appena visto, un’antenna leggermente fuoririsonanza permette di evitare la presenza sul chip di induttori integrati,che si traducono in costi aggiuntivi. Alla luce di queste considerazioni, e

PAV

RRAD/2

RRAD/2

LANT/2

LANT/2

VINCIN

RIN/2

RIN/2

modello equivalente del chip

in1

in2

Figura 1.6: Schematico equivalente del tag

possibile schematizzare il transponder come in Fig.1.6 e usare l’equazionedi Friis 1.1 senza introdurre fattori di degradamento dovuti a mismatch. Ilvalore di picco della tensione in ingresso al chip risulta

VIN ≃√

2PAV

RIN

1

ωCIN, (1.5)

da cui sembrerebbe d’obbligo progettare lo stadio d’ingresso in modo da mi-nimizzare RIN e CIN. Tuttavia, riducendo RIN si ridurrebbe di conseguenzaRRAD, e con essa il guadagno dell’antenna, la quale raccoglierebbe energiain modo meno efficiente. Inoltre, non e possibile ridurre simultaneamenteRIN e CIN, dato che le due grandezze sono correlate.

1.3.2 Il chip: struttura di principio

Il chip e composto da un front-end analogico e da un core digitale. Lo scopodi questo lavoro e il progetto degli stadi di protezione ESD-OV, rivelazioneASK e rettifica, evidenziati in rosso in Fig.1.7. A valle, un regolatore sioccupa di stabilizzare il livello di tensione per fornire al core un’alimenta-zione il piu possibile costante. L’interfaccia tra il blocco analogico e quellodigitale e composta da un comparatore, un blocco Power-On-Reset (POR),il cui compito e fornire ai registri del core un segnale di reset all’inizio delleoperazioni onde evitare metastabilita dei flip-flop, un circuito di recuperodel clock e un transistor di backscatter.


protezione

OV-ESD

detector

ASK

charge

pumpregolatore

recupero

clockcomparatorebackscatter

vdd_unreg

vdd

rect

grnd

BIT

Ck

bckscatter

grnd

in1

in2

core digitale

in1 in2

POR

POR PORN

rect

grnd

Figura 1.7: Blocchi del chip

1.3.3 Tecnologia utilizzata

Le simulazioni sono state effettuate in ambiente ADSTM. Il processo diriferimento - per il quale e fornito un apposito design-kit - e il SGB25Vdella IHPTM; si tratta di un processo BiCMOS 0.25µm a 19 maschere,schematizzato in Fig.1.8.

Oggigiorno i processi CMOS si spingono fino a 32nm, pertanto la tecno-logia in questione, lanciata nel 1998, appare obsoleta. Tuttavia, rappresentaun buon compromesso tra processi vecchi e nuovi, poiche le tensioni di sogliadei transistor non sono troppo alte, come nei primi, e le correnti di leakagenon sono eccessive come nei secondi. Entrambe queste caratteristiche (ten-sioni di soglia e correnti di leakage), infatti, fanno da collo di bottiglia perla velocita e la funzionalita dei tag RFID. Inoltre, in vista di un’immissionenel mercato, i costi di produzione vanno ridotti il piu possibile.

Il processo SGB25V consente l’uso dei dispositivi descritti in tabella 1.1,


εR

εR

εR

εR

εR

εR

Figura 1.8: Cross-section del processo IHP - SGB25V


Tabella 1.1: Componenti disponibili nel design-kit

Nome Commento

nmos transistore nMOS. VTtyp=0.61V (short channel),

0.6V (long channel), 0.59V (narrow channel)

pmos transistore pMOS. VTtyp=-0.51V (short chan-

nel), -0.63V (long channel), -0.66V (narrowchannel)

RFnmos estensione del modello nMOS, si consideranoelementi L− C −R parassiti

RFpmos estensione del modello pMOS, si consideranoelementi L− C −R parassiti

inmos transistore nMOS isolato. VTtyp=0.6V (short

channel), 0.59V (long channel), 0.58V (narrowchannel)

MVcap diodo varicap

npnVH, npnVP,

npnVS, npnVHP transistori BJT npn

dpsd, pn nw,

dnw, dpant,

dant diodi

rsil, rpnd,

rppd, rhigh resistori

cmim capacitore MIM (Metal - Insulator - Metal)

ntap, ptap modellazione del contatto di bulk per substratin e p

oltre a induttori integrati e diodi di protezione contro sovratensioni e scaricheelettriche.

Capitolo 2

Detector ASK

Il circuito che verra progettato in questo capitolo svolge un triplice ruolo:

1. Convertitore AC/DC: un raddrizzatore a doppia semionda e un fil-tro RC passa-basso consentono di commutare il segnale sinusoidale aicapi dell’antenna in una tensione costante. In condizioni “estreme”,ovvero a svariati metri di distanza dal reader, il charge pump non eancora in grado di attivarsi, ma propaga questa tensione (agisce dafeed-through), permettendo al tag di funzionare comunque.

2. Balun: il segnale bilanciato dell’antenna viene convertito in un segna-le sbilanciato, confrontato cioe con un potenziale di riferimento o di“massa”.

3. Detector ASK: il segnale inviato dal reader al transponder viene filtratoper rimuovere la componente RF e rivelare l’inviluppo binario in bandabase. Il comparatore a valle si occupa poi di tradurre l’inviluppo inun segnale digitale a due livelli: 0 e vdd.

L’impedenza del detector, insieme a quella del charge pump, costituiscel’impedenza d’ingresso dell’intero chip, dal momento che i due circuiti so-no direttamente connessi ai morsetti dell’antenna e che a valle del chargepump un condensatore di bypass di capacita elevata “nasconde” il resto delcircuito. D’ora innanzi, per comodita, si adottera la seguente simbologia:

Segnale Simbolo

Maxin1 − in2 V0

rect - grnd VU

in1 V0

2 cos(ω0t) = V0

2 cos(2πf0t)

in2 −V0

2 cos(ω0t) = −V0

2 cos(2πf0t)

in1-in2 VI = V0 cos(ω0t) = V0 cos(2πf0t)

10

CAPITOLO 2. DETECTOR ASK 11

2.1 Rettificatore a ponte di diodi

Quella in Fig.2.1 e la classica struttura di rettifica full-wave a ponte di diodi

CB

D1 D2

D3 D4

in2 in1

rect

grnd

Figura 2.1: Rettificatore a ponte di diodi

(detta anche “a ponte di Graetz”). Ignorando per semplicita carica e scaricadi CB, quando VI = V0 cos(ω0t) e abbastanza per attivare alternativamentele coppie di diodi (D2,D3) e (D1,D4), VU si assesta a V0 − 2Vγ , dove Vγ ela tensione di soglia. E facile intuire che l’uso del ponte di Graetz limita

t

VU V0 cos(ω0t)

2Vγ

Figura 2.2: Tensione in uscita dal ponte di Graetz

severamente il range d’azione del transponder, infatti finche V0 < 2Vγ i diodinon conducono e VU = 0. Possibili soluzioni sono l’uso di diodi Schottky(Vγ si riduce di circa la meta) o di transistori LVT (Low Voltage Treshold,la soglia VTn e considerabilmente piu bassa che in un normale transistore)connessi a diodo. Tuttavia nessuno dei due dispositivi e disponibile nelprocesso IHP-SGB25V.

2.2 Rettificatore CMOS

2.2.1 Caratterizzazione

Il rettificatore e composto da due transistor pMOS (M1 ed M2) e duetransistor nMOS (M3 ed M4). Sia


CB

M1 M2

M3 M4

in2 in1

rect

grnd

Figura 2.3: Rettificatore CMOS

VT = MaxVTn, |VTp|. (2.1)

SeVI = V0 cos(ω0t) > VT (2.2)

la coppia di transistor (M2, M3) e attiva, infatti VGS3 > VTn e VSG2 > |VTp|.Se invece

VI = V0 cos(ω0t) < −VT (2.3)

ad attivarsi e la coppia (M1, M4). Fintantoche

−VT < VI < VT (2.4)

tutti i transistor sono off. Trascurando per semplicita la scarica di CB , VU

viene mantenuta all’ultimo valore immagazzinato nel condensatore, ovveroVT . L’espressione dell’uscita e allora

VU =

|V0 cos(ω0t)| se |VI | > VT

VT se |VI | < VT(2.5)

= Max V0 cos(ω0t), VT (2.6)

La forma d’onda in Fig.2.4 deve essere filtrata per eliminare l’eccessivoripple. Tuttavia il filtraggio non deve sopprimere l’inviluppo ASK di VI , cheha componenti intorno a 40kHz. La posizione ottimale del polo e allora tra50kHz e 50MHz, in modo da eliminare esclusivamente la componente UHF edi permettere un’agevole comparazione. Il valore di tensione effettivamenteconsegnato al charge pump risulta allora pari al valor medio di VU , di cuisegue il calcolo. In riferimento alla Fig.2.5, in cui e riportato un periodo diVU , dev’essere

TA =1

ω0arcsin

(

VT

V0

)

, (2.7)

TB =π

ω0− 1

ω0arcsin

(

VT

V0

)

, (2.8)


t

VU

V0 cos(ω0t)

VT

Figura 2.4: Tensione in uscita dal rettificatore CMOS

tTA TB

VU

V0

VT

Figura 2.5: Un periodo di VU

da cui

V U =ω0

π

∫ πω0

0Max V0 sin(ω0t), VT dt

=2ω0

π

[

∫ TA

0VT dt+ V0

∫ π2ω0

TA

sin(ω0t)dt

]

=2

π

[

VT arcsin

(

VT

V0

)

+ V0 cos arcsin

(

VT

V0

)]

(2.9)

=2

π

[

VT arcsin

(

VT

V0

)

+√

V 20 − V 2

T

]

. (2.10)

2.2.2 Confronto con il ponte di Graetz

In Fig.2.6 si mettono a confronto i valori di V U in funzione di V0 per ciascunodei due rettificatori. Si nota come la struttura CMOS sia piu adatta per bassivoltaggi in ingresso. Questa sua peculiarita la rende preferibile rispetto alponte di Graetz, che ha prestazioni migliori solo dopo che V0 > 4V, ovveroquando e ormai il charge pump a valle a fornire potenza al tag. La strutturafull-wave non e paragonabile a quella CMOS in termini di tempo di salita:


1 2 3 4 5 6 7

1

2

3

4

5

6

VU [V]

V0[V]

Graetz

CMOS

Figura 2.6: Confronto fra i due rettificatori

alla prima sono necessari svariati ms, alla seconda bastano qualche decinadi ns per entrare a regime.

2.3 Dimensionamento dei dispositivi

In precedenza si e affermato che il segnale VU necessita di un filtraggio chenon sopprima la modulazione ASK. In particolare e necessario che il polodel filtro si trovi tra 50kHz e 50MHz. Un semplice filtro RC e sufficiente alloscopo, e puo essere realizzato in maniera “smart” sfruttando le resistenzedegli switch attivi. E facile dimostrare che i transistor in conduzione nel

in2in1

Ron-n

Ron-p

CB

rect

grnd

Figura 2.7: Circuito equivalente al ponte, quando VI > VT

ponte di Fig.2.3 conducono in regione lineare (come si conviene a degli in-terruttori), infatti (nel caso di transistor nMOS) la loro VGS > VDS + VTn.Con cautela, si puo ricorrere all’approssimazione

ID = kn

[

(VGS − VTn)VDS − 1

2V 2

DS

]

≃ kn (VGS − VTn)VDS , (2.11)


per cui

Ron-n =VDS

ID=

1

kn(VGS − VTn)=

1(

WL

)

nµnCox(VGS − VTn)

(2.12)

nel caso di transistor nMOS, e

Ron-p =VSD

ID=

1

kp(VSG − |VTp|)=

1(

WL

)

pµpCox(VSG − |VTp|)

(2.13)

per transistor pMOS. La situazione, nel caso in cui VI > VT , e rappre-sentata in Fig.2.7 (per semplicita non si considerano le capacita associateai transistor). Non risulta percio riduttivo considerare un’unica resistenzaequivalente

R = Ron-n +Ron-p (2.14)

in serie con la capacita CB . La funzione di trasferimento del filtro e

H(jω) =

1jωCB

R+ 1jωCB

=1 − j2πfRCB

1 + (2πfRCB)2

che ha modulo

|H(jω)| =1

√

1 + (2πfRCB)2. (2.15)

Il polo si trova dunque a fT = (2πRCB)−1. Invertendo, RCB = (2πfT )−1,nonche[

1(

WL

)

nµnCox(VGS − VTn)

+1

(

WL

)

pµpCox(VSG − |VTp|)

]

CB =1

2πfT.

(2.16)Per ragioni di simmetria, e preferibile che la transconduttanza dei transistorinMOS e pMOS sia la stessa (si avrebbe altrimenti uno sbilanciamento dellecorrenti nei due rami). Per il processo Si-Ge IHP-SGB25V, µn = βµp (β ≃3.35), da cui discende che

(

WL

)

p= β

(

WL

)

n. La 3.51 diventa

[

1

(VGS − VTn)+

1

(VSG − |VTp|)

]

CB(

WL

)

nµnCox

=1

2πfT. (2.17)

Poiche infine e ragionevole supporre

(VGS − VTn) ≃ (VSG − |VTp|) = ∆φ, (2.18)

si ha(

W

L

)

n

=4πfTCB

µnCox∆φ,

(

W

L

)

p

=4πβfTCB

µnCox∆φ. (2.19)

Il parametro ∆φ dipende dalla tensione ai capi dell’antenna, e la resistenza


Tabella 2.1: Parametri tecnologici del processo IHP-SGB25V

Nome Valore

µn 331.483cm2

V · s

µp 98.95cm2

V · sCox 0.006

F

m2

degli switch e a esso inversamente proporzionale. Nel worst-case, ovvero nelcaso in cui VGS e VSG siano poco piu grandi delle rispettive soglie, Ron-n

ed Ron-p sono tutt’altro che trascurabili. Poiche un eccessivo aumento diR rischia di tagliare fuori la componente ASK, nella scelta dei parametri sie considerato un valore basso (0.2V) per ∆φ. Va anche considerato che lacapacita CB deve essere grande abbastanza da esibire una bassa impedenzaalla frequenza operativa f0. Scegliendo dunque CB = 3pF ed fT pari alvalore intermedio tra 50kHz e 50MHz, risulta

(

WL

)

n= 5.69/0.24µm,

(

WL

)

p=

β(

WL

)

n= 19.06/0.24µm.

2.4 Protezione da scariche elettrostatiche (ESD) e

sovratensioni

La carica elettrostatica, che si accumula sulla superficie del chip e su altriisolanti in prossimita del die in fase di produzione e di bonding, puo darluogo a forti scariche, in grado di indurre il breakdown delle giunzioni equindi di danneggiare i dispositivi. Dev’essere allora previsto un camminoa bassa resistenza, che permetta alla corrente di ridurre la differenza dipotenziale.

Il circuito di protezione va posizionato tra i terminali d’ingresso in1e in2, una posizione critica visto l’impatto sull’efficienza e sull’impedenzad’ingresso.

Gli usuali diodi di clamping non possono essere usati per due motivi:

1. Un aumento di capacita tra gli ingressi e da evitare, poiche, comespiegato nel capitolo successivo, questa causa una riduzione della com-ponente resistiva dell’impedenza vista tra in1 e in2, e dunque unamaggiore difficolta nella realizzazione dell’antenna.

2. Se la tensione d’ingresso e abbastanza alta da attivare i diodi, qual-siasi modulazione d’ampiezza al di sopra della soglia verrebbe quasiinteramente cancellata.


D1

D2

A

CF RF

M3 M4

M1 M2

CC

RC

M5in1 in2

grnd

rect

Figura 2.8: Circuito di protezione ESD

Si considerera allora il circuito tratto da [5] e rappresentato in Fig.2.8. Inoccasione di un evento ESD, |in1− in2| tende a crescere improvvisamente. Ilfiltro RC del detector in genere non e abbastanza veloce da tener traccia delpicco; i transistor M1-M4 permettono a rect e grnd (i segnali in uscita daldetector) di inseguire la variazione, trasferita da CC al gate di M5. Quest’ul-timo si accende, completando un percorso a bassa resistenza per le cariche,formato da M1-M5-M4 o M2-M5-M3, a seconda della polarita del picco.Una volta terminata la scarica, M5 viene spento tramite RC . La resistenza,insieme a CC , forma un filtro CR passa-alto. Pertanto, la modulazione AMdi rect non influenza il gate di M5, impedendo al circuito di protezione diaccendersi ed evitando perdite di informazione. Come dimostrato in Fig.2.9,

1 2 3 4 50

0

100

200

300

-100

400

VGS=0.500

VGS=1.000

VGS=1.500

VGS=2.000

VGS=2.500

VDS

IDS

.i,

uA

Figura 2.9: Test del transistor nMOS di dimensioni minime: IDS(VDS)@VGS

il processo IHP - SGB25V consente una differenza di potenziale massima dicirca 4V tra due morsetti qualsiasi dei transistori MOS; avvicinando ecces-sivamente il tag al reader, potrebbe verificarsi il breakdown dei dispositivi.Il circuito e in grado di sopperire a tale limitazione nel seguente modo: lastima della tensione di picco in ingresso avviene tramite rect: se il segnalenon supera la somma delle soglie dei diodi la protezione non si attiva; incaso contrario, il potenziale del nodo A insegue rect, accendendo M1 e M2.


Il cammino a bassa impedenza formato da M1 e M2 causa disadattamentodi impedenza, forzando la tensione d’ingresso a decrescere secondo un mec-canismo di feedback. Anche in questo caso e necessario un filtro passa-altoRF -CF per prevenire la soppressione della modulazione ASK.

2.5 Il morsetto grnd

In un circuito integrato non e disponibile un morsetto di terra, ma e co-munque necessario un potenziale di riferimento, o le tensioni nei vari blocchirisultano floating. Lo scopo del morsetto grnd e fornire questa tensione diriferimento. Come in un circuito digitale il substrato di tipo p e a massae le n-well sono a VDD, il contatto di bulk per gli nMOS e a grnd, mentrequello dei pMOS e collegato al potenziale piu alto all’interno del circuito(rect, nel caso del detector). Far assumere ai substrati n e p un certo valore

sub!

grnd!

nwell!

Port

D1

Num=1

Port

G1

Num=1

ihp_ptap1_v

I1

R=262.85 Ohm

Port

D

Num=3

ihp_nmos_v

M1

_M=1

ng=1

l=l

w=w

G

S

D

ihp_pmos_v

M2

_M=1

ng=1

l=l

w=w

D

S

Gihp_ntap1_v

I2

R=262.85 Ohm

Port

S1

Num=1

Port

W

Num=4

Port

S

Num=2

Port

G

Num=1

Figura 2.10: Definizione di due nuovi simboli e delle variabili globali

di potenziale non e “gratis”, infatti il contatto di bulk vi e collegato tramiteuna resistenza che modella il percorso tra il morsetto e le regioni stesse.Come indicato in tabella 1.1, questi resistori sono direttamente inclusi neldesign-kit per il processo IHP-SGB25V, e prendono il nome di ptap e ntap:il loro valore, 262.85Ω, non puo essere modificato. In circuiti contenenti mol-

GG

SS DD BB

n-wellp-sub ptap

ntap

Figura 2.11: Modellazione dei contatti di bulk tramite ptap e ntap

ti transistor e piuttosto scomodo dover tener conto di questi componenti (sidevono inserire ogni qual volta si contatta il bulk di un transistor!), pertantosi e preferito definire dei nuovi simboli e delle variabili globali; queste ultime


si ottengono in ADS tramite un punto esclamativo “!”, come in Fig.2.11.sub! e il substrato p, grnd! corrisponde al grnd dello schematico 2.3 e nwell!

G

SD B

p-welln-well

p-sub

Figura 2.12: Dispositivo nMOS isolato

e la tasca n in cui si trovano i pMOS. Il processo permette anche l’utilizzo didispositivi nMOS isolati o floating well, realizzati “incapsulando” una p-wellin una n-well, come illustrato in Fig.2.12.

2.6 Simulazioni

Il circuito progettato e stato implementato e simulato in ambiente ADS(Fig.2.13). Il trasformatore TF, di cui e possibile scegliere l’impedenza d’in-gresso, emula l’antenna del transponder; nei sistemi operanti in banda HFle antenne del reader e del tag sono effettivamente delle bobine. La n-welldei dispositivi pMOS e connessa a rect, il segnale a potenziale piu altolimitatamente al rivelatore d’inviluppo.

grnd!

rect

in1 in2

in1

in2VtSine

SRC1

Phase=0

Damping=0

Delay=0 nsec

Freq=869.5 MHz

Amplitude=5 V

Vdc=1 V

ihp_cmim_v

C1

l=54.66 um

w=54.66 um

c=3 pF

ihp_nmos

M11

l=0.24 um

w=5.69 um

G

S

D

ihp_nmos

M10

l=0.24 um

w=5.69 um

G

S

D

ihp_pmos

M12

l=0.24 um

w=19.06 um

W

S

D

G

ihp_pmos

M13

l=0.24 um

w=19.06 um

W

S

D

G

Tran

Tran1

MaxTimeStep=1.0 nsec

StopTime=10.0 nsec

TRANSIENT

TF

TF1

T=1.00

SGB25V_include

SGB25V_include

cornerRCX=Typical

cornerCAP=Typical

cornerRES=Typical

cornerBIP=Typical

cornerMOS=Normal

cornerDIO=Typical

SGB25V INCLUDE

Figura 2.13: Implementazione ADS dell’ASK detector

In Fig.2.14 e rappresentato l’output dell’ASK-detector, a fronte di unsegnale d’ingresso sinusoidale di ampiezza 1V. La capacita CB e stata ri-mossa per evitare il filtraggio di rect. In analogia con la Fig.2.4, l’uscita e ilmassimo tra l’ingresso e la tensione di soglia. Sebbene non vi siano elementidi memoria, il valore VT , evidenziato dal marker M1, viene conservato nellecapacita intrinseche dei transistor.


2 4 6 8 010

-0.5

0.0

0.5

-1.0

1.0

time, nsec

in1-in2

rect-

var(

"grn

d!"

)

m1

m1time=rect-var("grnd!")=0.699

7.552nsec

Figura 2.14: Andamento di rect

Il segnale in uscita dall’ASK-detector per un ingresso sinusoidale di am-piezza 3V e rappresentato in Fig.2.15, e il suo valore e correttamente predettodalla 2.9. In questo caso la capacita CB permette un filtraggio adeguato,come si nota dall’assenza di ripple. Il tempo di salita e di circa 100ns.

100 200 300 400 0050

0.5

1.0

1.5

2.0

0.0

2.5

time, nsec

rect-

va

r("g

rnd

!")

m1

m1time=rect-var("grnd!")=2.264

274.2nsec

Figura 2.15: Rettifica del segnale UHF e soppressione del ripple

Per verificare la capacita di rivelazione d’inviluppo del circuito, si e os-servata la sua risposta a un segnale d’ingresso ASK. Quest’ultimo e statogenerato utilizzando il modulatore AM ModTuned, presente di default inADS. Come evidenziato in Fig.2.16, e possibile scegliere la profondita dimodulazione desiderata variando il parametro ModIndex. Il trasformatoreTF2 permette infine di ottenere un segnale differenziale.


in4

in3

VtSine

SRC4

Phase=0

Damping=0

Delay=0 nsec

Freq=869.5 MHz

Amplitude=1 V

Vdc=0 V

Vf_BitSeq

SRC3

Tstep=0.01 nsec

Tstop=32 nsec

Tstart=0.0 sec

BitSeq="1101011100111100"

Fall=1 nsec

Rise=1 nsec

Rate=40 kHz

Vhigh=1.5 V

Vlow=0 V

AM_ModTuned

MOD1

Rout=50 Ohm

Fnom=869.5 MHz

ModIndex=0.18

TF

TF2

T=1.00

Figura 2.16: Generazione di un segnale differenziale ASK

In Fig.2.17 e Fig.2.18 si riportano i risultati della simulazione. Nel primocaso M = 0.18, nel secondo M = 1 (i due valori ammessi dagli standardISO/IEC). La forma d’onda viene filtrata, la componente ad alta frequenzaviene rimossa e l’informazione e traslata in banda base. E evidente (soprat-tutto nel secondo caso) che, quando il segnale in arrivo e alto, rect contieneun residuo di modulazione ASK. Cio si giustifica nel seguente modo: in fasedi progetto, si e ipotizzato che ∆φ = 0.2V; quando pero le tensioni gate-source dei transistori sono significativamente maggiori delle soglie, ovveroquando ∆φ > 0.2, il valore di R e piuttosto basso (si veda la 2.14). Questocomporta un innalzamento della frequenza di taglio fT = (2πRCB)−1, cuicorrisponde una cancellazione incompleta della componente UHF del segnaled’ingresso.


100 200 300 400 0050

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

0.0

1.2

time, usec

rect-

va

r("g

rnd

!")

100 200 300 400 0050

-1.0

-0.5

0.0

0.5

1.0

-1.5

1.5

time, usec

in3

-in

4

Figura 2.17: Segnale binario ASK con profondita di modulazione del 18% e outputdell’ASK-detector


100 200 300 400 0050

0.5

1.0

1.5

0.0

2.0

time, usec

rect-

va

r("g

rnd

!")

100 200 300 400 0050

-2

-1

0

1

2

-3

3

time, usec

in3

-in

4

Figura 2.18: Segnale binario ASK con profondita di modulazione del 100% e outputdell’ASK-detector

Capitolo 3

Charge pump

I charge pump, o voltage multipliers, sono circuiti capaci di moltiplicare ten-sioni per un numero intero, tramite “pompaggio” di cariche in delle capa-cita. Le operazioni di charge pumping sono controllate tramite interruttori.Questi circuiti trovavano applicazione nel settore delle memorie non volatili,come le E2PROM e le Flash, per la programmazione di transistor floating-gate. Nel caso dei tag RFID, permettono di ottenere tensioni piuttosto alteanche partendo da segnali di poche centinaia di mV ai capi dell’antenna, edunque di aumentare sensibilmente il range d’azione del transponder.

3.1 Principi di funzionamento

In Fig.3.1 e riportato lo schema di principio di un voltage doubler. Nella fase

C

S1

S2 S3

VDD

Vout

φ

φ

φ

Figura 3.1: Voltage doubler

di clock φ, sono chiusi gli interruttori S1 ed S3, e C si carica a VDD. Duranteφ si chiude S2, e il piatto inferiore del condensatore assume il potenziale VDD,mentre lo stesso condensatore mantiene la carica Q = VDD · C dalla fase diclock precedente. In altri termini, durante φ si ha

(Vout − VDD) · C = VDD · C, (3.1)

oVout = 2 · VDD. (3.2)

24

CAPITOLO 3. CHARGE PUMP 25

In assenza di carico e in condizioni ideali, dunque, la tensione d’uscita e ildoppio di quella di alimentazione. Se in uscita e presente un carico RL −CL

C

S1

S2 S3

VDD

Vout

φ

φ

φ

CLRL

Figura 3.2: Voltage doubler con carico R− C

come in Fig.3.2, si avra invece

Vout = 2 · C

C + CL· VDD. (3.3)

L’effetto del resistore RL e l’introduzione di un “ripple” in uscita, che puoessere adeguatamente smussato dimensionando CL.

3.2 Il voltage multiplier di Cockcroft e Walton

Il fattore moltiplicativo della tensione aumenta con il numero di stadi delcircuito. Questa tecnica e stata utilizzata dai premi Nobel Cockcroft e Wal-ton per generare tensioni di circa 800.000V, necessarie per gli acceleratoridi particelle. Il loro moltiplicatore e schematizzato in Fig.3.3. I condensa-

VDD

Vout

φ

φ

φ

φ

φ

φ

C1

C2

CA

CB

CC

(a) Schematico (b) Il moltiplicatore origi-nale

Figura 3.3: Voltage multiplier di Cockcroft e Walton

tori hanno tutti lo stesso valore di capacita, C. Durante la fase φ, C1 e inparallelo con CA e si carica a VDD. Durante φ, C1 e in parallelo con CB , ed


entrambi si caricano a VDD/2 poiche C1 = CB = C. Nel prossimo ciclo, C2

e CB condivideranno un potenziale VDD/4, mentre C1 tornera a caricarsi aVDD. Se il processo continua, la carica viene trasferita tra le capacita fincheVout raggiunge il valore di 3 · VDD.

3.3 Il charge pump di Dickson

Nel 1976 J.Dickson presento un modello di charge pump adatto per l’inse-rimento in circuiti integrati ([7]). Il principio di funzionamento e simile aquello dei multipliers precedenti, e gli interruttori sono implementati tra-mite diodi. In Fig.3.4 e 3.5 sono schematizzate due realizzazioni, del tuttoequivalenti, del charge pump di Dickson. I nomi dei segnali sono adattatialla Fig.1.7.

CCCCCC Cbyp

D1 D2 D3 D4 D2N−3 D2N−2 D2N−1 D2N vdd unreg

in1

in2

rect

grnd

Figura 3.4: Charge pump di Dickson

3.3.1 Caratterizzazione in tensione

D’ora innanzi, per comodita, si adottera la seguente simbologia:

Segnale Simbolo

Maxin1 − in2 V0

in1 φ

in2 φ

vdd unreg - grnd VU

rect - grnd VI

VU − VI VG

in1-in2 V0 cos(ω0t) = V0 cos(2πf0t)

V0

2 V ′0


Tramite i condensatori di accoppiamento, i segnali φ e φ - che pur essendosinusoidali sono in tutto e per tutto assimilabili a due segnali di clock incontrofase - innalzano la tensione di uscita mediante pompaggio di caricaattraverso i diodi, che permettono flusso di corrente in una sola direzione.Quando φ− φ < 0 il diodo D1 conduce finche la tensione al nodo 1 diventa

C

C

C

C

C

C

Cbyp

D1

D2

D3

D4

D2N−2

D2N−1

D2N vdd unreg

in1

in2

rect

grnd

Figura 3.5: Visione alternativa del charge pump di Dickson

V1 = VI − Vγ , (3.4)

dove Vγ e la tensione di soglia. Quando φ − φ > 0 la tensione al nodo 1passa a

V1 = VI + (V ′

0 − Vγ). (3.5)

Il diodo D2 passa percio in conduzione finche la tensione al nodo 2 diventa

V2 = VI + (V ′

0 − Vγ) − Vγ . (3.6)

Quando di nuovo φ− φ < 0 il nodo 2 passa a

V2 = VI + 2(V ′

0 − Vγ). (3.7)

Risulta quindi che, dopo 2N stadi,

VU = VI + 2N(V ′

0 − Vγ) − Vγ . (3.8)

Finora non si e tenuto conto delle capacita parassite dei diodi e dei collega-menti. Si puo pensare di modellarle aggiungendo una capacita Cp fra i nodiVi, i ∈ 1, 2, . . . , 2N − 1, 2N e la massa del circuito, grnd. La 3.8 diviene

VU = VI + 2N

(

C

C +Cp· V0

2− Vγ

)

− Vγ . (3.9)


La 3.9 vale nella poco realistica condizione di corrente nulla in uscita. Sisupponga invece di avere un carico a valle del charge pump che assorbe daquest’ultimo la corrente IU : in questo caso

VU = VI + 2N

[

C

C + Cp· V0

2− Vγ − IU

f0 · (C + Cp)

]

− Vγ . (3.10)

Il termine proporzionale a IU puo essere visto come una perdita dovutaalla resistenza equivalente di Thevenin del circuito a valle: a una maggiorecorrente corrisponde una maggiore caduta di tensione su tale resistore, equindi un minore voltaggio in uscita. In [7] si dimostra che e necessarioaggiungere il termine in virtu del principio di conservazione della carica.Si puo osservare che [f0(C + Cp)]

−1 ha la stessa forma di un resistore acapacita commutate, la cui “resistenza” e inversamente proporzionale a f0

e al “condensatore commutato” C + Cp.La formula 3.10 e stata ricavata ipotizzando che la caduta di tensione

sui diodi sia costante e pari a Vγ . In applicazioni RFID low-power, tuttavia,non si puo ricorrere a questa approssimazione, poiche quando l’ampiezzadel segnale in1-in2 e confrontabile con Vγ , la tensione ai capi dei diodi efortemente non lineare. Si puo allora ampliare la 3.10 con ulteriori terminidi degradazione come in [3], oppure procedere in maniera analitica come in[6]. Nel seguito si adottera questo secondo approccio.

3.3.2 Caratterizzazione in potenza

Caratteristica ingresso-uscita

Per limitare il ripple in uscita dovuto alla resistenza di carico, le capacitaindicate con C in Fig.3.4 e 3.5 devono essere dimensionate in modo taleche la loro costante di tempo sia molto piu grande del periodo del segnaled’ingresso in1-in2:

IU2πCVU

≪ f0. (3.11)

In questo modo, e possibile considerare la tensione sulle capacita e la ten-sione d’uscita come sorgenti dc. Di conseguenza, nell’analisi in frequenza,i condensatori si possono trattare come corto-circuiti, i diodi appaiono inconfigurazione parallela o antiparallela con l’uscita e tutta la tensione RF sispartisce sui Di, i ∈ 1, 2, . . . , 2N − 1, 2N.

Nell’analisi in continua, le C possono essere considerate circuiti aperti,e i diodi stavolta risultano tutti in serie con l’uscita. La tensione su ciascundiodo e pertanto

Vd = ±V0 cos(ω0t) −VG

2N, (3.12)


dove i segni “+” e “−” si applicano rispettivamente ai diodi di indice pari edispari. Sfruttando l’equazione di Shockley

Id = IS

[

exp

(

Vd

ηVT

)

− 1

]

, (3.13)

e ponendo per semplicita η = 1 si ottiene

IU = IS

[

exp

(

± V0

VTcos(ω0t)

)

exp

(

− VG

2NVT

)

− 1

]

+ CpdVd

dt. (3.14)

E possibile trovare la componente continua di IU sfruttando lo sviluppo inserie di Fourier di una funzione esponenziale-cosinusoidale:

exp [±x cos(ωt)] = B0(±x) + 2∞∑

n=1

Bn(±x) cos(nωt), (3.15)

dove Bn(·) e la funzione di Bessel modificata di prima specie di ordine n.Risulta quindi che

IU = IS

[

B0

(

± V0

VT

)

exp

(

− VG

2NVT

)

− 1

]

. (3.16)

Di conseguenza, la caratteristica ingresso-uscita del charge pump e espressaintrinsecamente da

(

1 +IU

IS

)

exp

(

VG

2NVT

)

= B0

(

V0

VT

)

. (3.17)

La corrente di saturazione e IS = 5.10183 × 10−19, desunta dal modelloSpectreRFTMdel diodo. Inoltre, dal capitolo precedente (assumendo persemplicita MaxVTn, |VTp| = VTn)

VG = VU − VI = VU − 2

π

[

VTn arcsin

(

VTn

V0

)

+√

V 20 − V 2

Tn

]

. (3.18)

Il grafico in Fig.3.6 (ottenuto con MathematicaTM) riporta l’ampiezza V0

necessaria per una potenza in uscita PU = IU ·VU = 5µW, tramite risoluzionenumerica dell’equazione 3.17. Le curve tendono a saturare per N > 8, datoche la moltiplicazione di V0 e limitata dalle cadute di tensione sui diodi.

Consumo

La potenza media in ingresso PIN necessaria per ottenere livelli dati di ten-sione VU e di potenza PU in uscita e la somma della potenza PL richiestadal carico e della potenza media PD dissipata in ciascun diodo, ovvero

PD =1

T

∫ T

0Vd(t)Id(t)dt, (3.19)


2 4 6 8 10 12

1

2

3

4

V0[V]

N

VU = 10VVU = 5VVU = 2VVU = 1VVU = 0.5V

Figura 3.6: V0 richiesta in ingresso per una potenza in uscita di 5µW, in funzionedel numero di stadi

con T = 1/f0. L’integrale 3.19 puo essere calcolato esplicitamente ricordan-do le seguenti proprieta delle funzioni di Bessel modificate:

1

T

∫ T

0exp

[

A cos

(

2πx

T

)]

dx = B0(A) (3.20)

e1

T

∫ T

0A cos

(

2πx

T

)

exp

[

A cos

(

2πx

T

)]

dx = AB1(A), (3.21)

e risulta

PD = ISV0B1

(

V0

VT

)

exp

(

− VG

2NVT

)

+ISVG

2N× (3.22)

×[

1 −B0

(

V0

VT

)

exp

(

− VG

2NVT

)]

.

Essendo

PL = VUIU = ISVU

[

B0

(

V0

VT

)

exp

(

− VG

2NVT

)

− 1

]

, (3.23)

la 3.22 diventa

PD = ISV0B1

(

V0

VT

)

exp

(

− VG

2NVT

)

+ (3.24)

+VIIS2N

[

B0

(

V0

VT

)

exp

(

− VG

2NVT

)

− 1

]

− PL

2N.


1 2 3 4 5 6

20

40

60

80

PIN[µW]

N


Figura 3.7: PIN richiesta in ingresso per una potenza in uscita di 5µW, in funzionedel numero di stadi

Di conseguenza, la potenza media in ingresso e

PIN = 2NPD + PL (3.25)

= IS · e−VG

2NVT

[

VIB0

(

V0

VT

)

+ 2NV0B1

(

V0

VT

)]

− ISVI . (3.26)

L’equazione 3.25 puo essere risolta in maniera numerica, a partire dai valoridi V0 trovati dalla 3.17: il risultato e rappresentato in Fig.3.7. Sembracontrointuitivo che a una minore VU corrisponda una maggiore PIN; cio edovuto al fatto che, per una data potenza in uscita, diminuendo VU deveaumentare IU , e un aumento di corrente attraverso i diodi e peggiore di unaumento di tensione ai loro capi in termini di dissipazione.

3.4 Modello equivalente dello stadio di rettifica

Trovare l’impedenza equivalente del tag e utile per due motivi:

1. per sfruttare al meglio la potenza disponibile ai morsetti dell’antenna,si deve avere adattamento d’impedenza tra quest’ultima e il chip;

2. per massimizzare il reading range del tag il fattore di qualita, Q, dellarete RLC serie equivalente al transponder dev’essere massimizzato.

3. in vista della 1.5 RIN e CIN vanno minimizzate.

Nell’analisi seguente non si terra conto dei parassiti dovuti al package e aibonding wires. Questi contributi, una volta noti, possono essere semplice-mente sommati al risultato finale, poiche risultano in serie con il circuito


RC equivalente del die. Un primo passo consiste nel separare le capacitaconnesse direttamente tra gli ingressi, come quelle dovute ai transistor delbridge o ai diodi di protezione, dal circuito RC equivalente al resto del chip(Fig.3.8). L’impedenza d’ingresso della rete e

Ci

RR

CR

in1

in2

Figura 3.8: Impedenza equivalente del tag

ZIN =

1jωCi

(

RR + 1jωCR

)

1jωCi

+RR + 1jωCR

=1

jω(Ci + CR)

1 + jωRRCR

1 + jωRR(CR ‖ Ci), (3.27)

da cui e possibile estrarre resistenza e reattanza:

RIN =RRC

2R

(Ci + CR)21

1 + ω2R2R(CR ‖ Ci)2

, (3.28)

XIN = − 1

ω(Ci + CR)

1 + ω2R2R(CR ‖ Ci)CR

1 + ω2R2R(CR ‖ Ci)2

. (3.29)

Ipotizzando di dimensionare i dispositivi in modo da minimizzare RR e CR,le equazioni precedenti si semplificano assumendo

R2RC

2Rω

2 ≪ 1; (3.30)

si ha dunque

ZIN =RRC

2R

(Ci + CR)2− j

1

ω(Ci + CR), (3.31)

o

RIN ≃ RRC2R

(Ci + CR)2, (3.32)

CIN ≃ Ci + CR. (3.33)

Ora, combinando 3.32, 3.33 e 1.5 si nota come la tensione di picco in ingressosia indipendente da Ci:

VIN =

√

2PAV

RIN

1

ωCIN=

√

2PIN

RR

1

ωCR. (3.34)

Ciononostante il valore Ci va tenuto sotto controllo, infatti la resistenzaequivalente decresce come C−2

i ; se RIN diventa troppo piccola, la RRAD

dell’antenna deve decrescere di conseguenza, sorgono dunque problemi difattibilita.


3.4.1 Calcolo di RR e CR

Poiche a valle del voltage multiplier e posta una capacita di bypass moltogrande per immagazzinare energia necessaria nello stato di alta riflettivita,si puo ignorare il carico ZL, che modella il resto del chip. L’impedenzavista dall’antenna e dunque quella equivalente dello stadio di rettifica (ASKdetector + charge pump).

La capacita associata al diodo Di dipende dalla tensione Vd secondo laseguente espressione (modello SPICE):

CD =

Cj0A(

1−Vdφ0

)m se Vd < (FC)φ0

Cj0A

(1−FC)m+1

[

1 − FC(1 +m) +mVd

φ0

]

se Vd > (FC)φ0

(3.35)

dove Cj0 e la capacita di giunzione a polarizzazione nulla, m e il coefficientedi grading, FC e il coefficiente di capacita di svuotamento in polarizzazione

- 2 - 1 1 2

5

10

15

20

25

CD[fF]

Vd[V]

Figura 3.9: Capacita associata al diodo al variare di Vd

diretta, φ0 e il potenziale di built-in e A l’area del diodo. Poiche CD dipendedalla tensione ai capi di Di (Fig.3.9), si puo considerare un valore medio dicapacita nell’intero range di variazione di Vd:

CD =1

2V0

∫ V0−VG2N

−V0−VG2N

CD(Vd)dVd. (3.36)

Lo stesso vale per la resistenza del diodo:

RD =1

2V0

∫ V0−VG2N

−V0−VG2N

VddVd

IS

[

exp(

Vd

ηVT

)

− 1] . (3.37)


L’impedenza equivalente al diodo e allora il parallelo tra RD e CD:

ZD = RD ‖ 1

jωCD

. (3.38)

Il circuito equivalente e illustrato in Fig.3.10, e puo essere semplificato

Ron-p Ron-nCB

C

C

C

C

C

ZDZD

ZD

ZD

ZD

ZD

ZL Cbyp

in1

in2

rect

grnd

vdd

unre

gFigura 3.10: Circuito equivalente dello stadio di rettifica

considerando che i diodi di posto pari e quelli di posto dispari sono attivi inmaniera alternata. Dunque, senza ledere la generalita, si considerano attivi idiodi di indice dispari. Si ottiene allora il circuito in Fig.3.11. L’ammettenzavista ai morsetti d’ingresso e

YR =

[(

ZD1+

1

jωC

)

‖(

Ron-n +1

jωCB

)

+Ron-p

]−1

+ (3.39)

+

N−1∑

k=3

(

2

jωC+ ZD2k+1

)−1

=

[(

ZD +1

jωC

)

‖(

Ron-n +1

jωCB

)

+Ron-p

]−1

+ (3.40)

+(N − 1)

(

2

jωC+ ZD

)−1

.


Ron-n

CB

ZD1

CC

C

C

C

C

C

C

C

Ron-pgr

nd

rect

ZD3ZD2k+1

ZD2N−3

in1 in2ZD2N−1

Figura 3.11: Circuito equivalente semplificato dello stadio di rettifica

3.5 Ottimizzazione del circuito

3.5.1 Numero di stadi

Come affermato in precedenza, dalla Fig.3.6 sembra conveniente un numerodi diodi inferiore a 16 (N = 8), poiche le curve tendono a saturare per unnumero di stadi maggiore. Tuttavia, i grafici in Fig.3.7 dimostrano come ilmassimo della power efficiency sia raggiunto con un unico stadio (aumentan-do il numero di diodi aumenta di conseguenza la potenza dissipata). Questigrafici devono pero essere precisati tenendo in considerazione le perdite disubstrato dei diodi. Seguendo l’approccio di [4], si puo considerare per ildiodo il circuito equivalente in Fig.3.12, con RSUB (≃10MΩ) e CSUB (≃2fF)resistenza e capacita parassite del substrato. Sostituendo questo circuito nel

RSUB CSUB

Di CDi

sub

Figura 3.12: Perdite di substrato del diodo

voltage multiplier, si nota che la dissipazione di potenza dovuta alle perditenei diodi di indice pari e nulla poiche la tensione ai capi della serie RSUB-CSUB e approssimativamente una dc. La dissipazione dei diodi di indicedispari, invece, e

PDSUB ≃ 1

2V 2

0 RSUB(2πfCSUB)2, (3.41)


ipotizzando che 2πfCSUB ≪ 1 [4]. La potenza media in ingresso (formula3.25) diventa allora

PIN = 2NPD + PL +NPDSUB (3.42)

= IS exp

(

VI − VU

2NVT

)[

VIB0

(

V0

VT

)

+ 2NV0B1

(

V0

VT

)]

+ (3.43)

−ISVI +1

2NV 2

0 RSUB(2πfCSUB)2

In Fig.3.13 e rappresentato l’andamento di PIN in funzione del numero di

2 4 6 8 10 12

10

15

20

25

PIN[µW]

N

RSUB(ωCSUB)2 = 30µSRSUB(ωCSUB)2 = 20µSRSUB(ωCSUB)2 = 10µS

Figura 3.13: PIN richiesta in ingresso per una potenza in uscita di 5µW e unatensione in uscita di 2V, per tre valori di RSUB(ωCSUB)2

stadi, stavolta tenendo conto delle perdite di substrato. Sulla base di taligrafici, si e scelto N = 5 (10 diodi).

3.5.2 Area dei diodi

Una volta scelto il numero di stadi, e necessario dimensionare i diodi in mo-do da ottimizzare la power efficiency. Considerando che l’area del diodo edirettamente proporzionale alla corrente di saturazione IS, si puo risolve-re l’equazione PIN(kIS), con k intero, fissando N = 5. La Fig.3.14 mettein evidenza come, aumentando l’area dei diodi, aumenti l’efficienza. Tut-tavia, non e conveniente realizzare diodi troppo grandi in quanto CD au-menterebbe di conseguenza. Alla luce di queste considerazioni, si e scelto ildimensionamento W × L = 3 × 0.93µm2.

L’ottimizzazione della sezione RF del tag (ASK-detector + charge pump)e l’equazione 3.39 permettono di stimare l’impedenza d’ingresso del trans-ponder. Quest’ultima varia con la distanza dal reader, conviene dunque per-seguire l’adattamento nel caso in cui la potenza disponibile sia la minimanecessaria all’attivazione del circuito; per distanze inferiori l’adattamento


2 4 6 8 10

10

15

20

25

PIN[µW]

k


Figura 3.14: PIN richiesta in ingresso per una potenza in uscita di 5µW, in funzionedell’area dei diodi

si perde, ma la potenza disponibile e maggiore e il tag rimane comunqueoperativo. Trascurando i contributi del circuito di protezione (che equivalea porre Ci = 0), il valore di ZIN ottenuto e 81 − j269Ω.

3.6 Charge pump a MOSFET

3.6.1 Caratterizzazione in tensione

Il charge pump di Dickson puo essere implementato anche con transistoriMOS connessi a diodo (Fig.3.15). In questo caso la 3.10 resta valida, ma latensione di soglia del diodo, Vγ , viene sostituita da VTn:

VU = VI + 2N

[

C

C + Cp· V0

2− VTn − IU

f0 · (C + Cp)

]

− VTn. (3.44)

3.6.2 Caratterizzazione in potenza

Caratteristica ingresso-uscita

Nell’analisi che segue si ipotizzera che i transistor siano di tipo floatingwell. In questo modo le tensioni di soglia dei vari dispositivi non risentonodell’effetto body, e valgono tutte VTn.

Il transistor di un diodo MOSFET, se acceso, deve trovarsi in saturazio-ne, poiche VDS = VGS > VGS − VTn. La 3.12 conserva la sua validita, ma inquesto caso

Id =µnCox

2

(

W

L

)

n

(Vd − VTn)2 =kn

2(Vd − VTn)2, (3.45)


M1

M2

M3

M4

M2N−2

M2N−1

M2N

C

C

CC

C

C

Cbyp

in2

rect

in1

grnd

vdd unreg

Figura 3.15: Charge pump realizzato con diodi MOSFET

da cui

IU =kn

2

[

±V0 cos(ω0t) −VG

2N− VTn

]2

. (3.46)

Il valor medio di IU si trova ricordando che

cos2(ω0t) =1 + cos(2ω0t)

2, (3.47)

e vale

IU =kn

2

[

V 20

2+

(

VG

2N

)2

+ V 2Tn +

VGVTn

N

]

. (3.48)

Invertendo numericamente la 3.48 si ottengono dei grafici molto simili aquelli in Fig.3.6. Un risultato interessante riguarda il fattore di forma deitransistor. Per una data VU , si puo modulare il rapporto

(

WL

)

nin modo

da ottenere un numero N “di risonanza” tale per cui la V0 necessaria siabbassa drasticamente. Le prestazioni rimangono invariate per VU superiori,ma peggiorano considerevolmente per VU inferiori. Un esempio e raffiguratoin Fig.3.16(a). Tale fenomeno non si presenta per

(

WL

)

n> 1.


2 4 6 8 10 12

2

4

6

8

10

V0[V]

N


(a)(

WL

)

n= 0.05

2 4 6 8 10 12

2

4

6

8

10

V0[V]

N

(b)(

WL

)

n= 3

Figura 3.16: V0 richiesta in ingresso per una potenza in uscita di 5µW, in funzionedel numero di stadi

Consumo

Anche in questo caso, l’integrale 3.19 si puo valutare esplicitamente. L’e-spressione risultante e piuttosto complicata, vista la struttura ibrida dellostadio di rettifica (ASK-detector + voltage multiplier). Nel caso in cuiVI = 0, tuttavia, si ottiene semplicemente che

PIN =knV

20

2· (2NVTn + VU ). (3.49)

Nel seguito si fara riferimento a questa formula, poiche PIN(VI = 0) ≃PIN. Il numero di stadi che garantisce la maggiore efficienza aumenta alcrescere di VU (Fig.3.17), dunque non e possibile operare una scelta definitivasenza conoscere un intervallo indicativo di variazione della tensione d’uscita.Anche in questo caso il modello e stato ampliato tramite l’aggiunta di perditeproporzionali a V 2

0 , si e inoltre verificato l’andamento di PIN aumentando ilrapporto

(

WL

)

n: Il risultato e uno “shift” verso l’alto dei grafici. Nel primo

caso, piu ovvio, cio e dovuto al maggiore spreco di potenza nei dispositivi.Il secondo caso risulta piuttosto controintuitivo: se per il charge pump adiodi un aumento di area corrispondeva a una maggiore efficienza, cosı none per il charge pump a MOSFET. Del resto, la 3.49 dimostra come PIN siadirettamente proporzionale a kn = µnCox

(

WL

)

n.

3.7 Charge pump CTS

In Fig.3.18 e rappresentato l’andamento delle tensioni ai nodi k e k + 1 delcharge pump di Dickson. La quantita ∆V e l’aumento di potenziale che siverifica tra due cicli di clock consecutivi, ovvero quando da φ − φ > 0 sipassa a φ− φ < 0 o viceversa. L’analisi che ha condotto alla 3.10 dimostra


2 4 6 8 10 12

10

15

20

25

30

35

PIN[µW]

N

VU = 2VVU = 1VVU = 0.5V

Figura 3.17: PIN richiesta in ingresso per una potenza in uscita di 5µW, in funzionedel numero di stadi

Vk

Vk + ∆V

Vk+1

Vk+1 + ∆V

Figura 3.18: Fluttuazione delle tensioni - Dickson charge pump

che

∆V =C

C +Cp· V0

2− IUf0 · (C + Cp)

. (3.50)

La condizione necessaria per il funzionamento del charge pump e che ∆Vsia maggiore della soglia VTn (Vγ nel caso dei diodi), ovvero

∆V > VTn. (3.51)

Il pumping gain del secondo stadio GV 2 e definito come la differenza tra V2

e V1:GV 2 = V2 − V1 = ∆V − VTn(V2), (3.52)

dove VTn(V2) e la soglia di M2, modificata dall’effetto body:

VTn(V2) = VTn + γ(

√

V2 + 2φF −√

2φF

)

. (3.53)

Man mano che il numero di stadi aumenta, il valore della soglia diventa pa-ragonabile alla fluttuazione ∆V , limitando la moltiplicazione di V0 e dunqueil range di funzionamento del tag RFID. Il problema si puo risolvere facendo


uso di transistor floating well, tuttavia questi dispositivi causano correnti disubstrato rilevanti, e il pumping gain e comunque degradato dalla VTn. Lastruttura CTS (Charge Transfer Switch) permette di eliminare la tensionedi soglia dalla 3.52: risulta dunque piu adatta per bassi valori di V0.

3.7.1 CTS statici

1 2 3 4

MD2 MD3 MD4 MD5

MS1 MS2 MS3 MS4 MS5

CCCCC

rect

Cbyp

vdd unreg

grnd

in1

in2

1

Figura 3.19: Charge Pump a 2 stadi con CTS statici

I transistor MD1 −MD4 fissano il valore iniziale di ogni nodo, e non sonocoinvolti nel charge pumping. MS1−MS4 sono i CTS; questi dispositivi sonocontrollati dalla tensione del nodo successivo, implementando una sorta difeedback. Se gli switch possono essere accesi e spenti nelle fasi di clockdesignate, il movimento di carica puo avvenire in una sola direzione. Nediscende che la tensione piu alta (Vk +∆V ) di un nodo e uguale a quella piubassa (Vk+1) del nodo successivo, infatti il CTS rimane acceso per tutto ilperiodo di clock. Si ha allora

GV = GV 2 = V2 − V1 = ∆V. (3.54)

Con riferimento alla Fig.3.19, quando φ e alto e φ e basso, il nodo 1passa da V1 a V2, il nodo 2 si trova a V2, il nodo 3 passa da V3 a V3 + ∆V .Il TR MS2 deve passare in conduzione tramite il nodo 3: la sua VGS e 2∆V ,che deve essere maggiore della soglia modificata dall’effetto body:

2∆V > VTn(V2), (3.55)

molto piu facile da soddisfare della 3.51. D’altra parte, quando φ e basso eφ e alto, la tensione del nodo 1 e V1, quella del nodo 2 e V3 = V2 + ∆V , lastessa del nodo 3. Per un funzionamento ideale, MS2 deve spegnersi, ovvero

2∆V < VTn(V1). (3.56)

La 3.55 e la 3.56, tuttavia, non possono essere soddisfatte simultaneamente;MS2 non si spegne completamente, dando luogo a charge sharing tra i nodi


Vk

Vk + ∆VVk+1

Vk+1 + ∆VVk+2

Vk+2 + ∆V

Figura 3.20: Fluttuazione delle tensioni - CTS statici

2 e 1. In questo caso il funzionamento del charge pump e complicato, e ilpumping gain e minore che nella 3.54. Vale la pena notare che il massimoguadagno tra il nodo 1 e il nodo 3 e determinato solo dalla tensione di sogliadi MS2:

Max(GV 2 +GV 3) = Max(V3 − V1) = VTn(V1). (3.57)

3.7.2 CTS dinamici

1 2 3 4

MD1 MD2 MD3 MD4 MD5

MS1 MS2 MS3 MS4 MS5

MN1 MN2 MN3 MN4

MP1 MP2 MP3 MP4

CCCCC

Cbyp

grnd

vdd unregrect

in1

in2

Figura 3.21: Charge Pump a 2 stadi con CTS dinamici

Questo tipo di charge pump si differenzia dal precedente per l’aggiuntadei pass transistor MN e MP per il controllo dinamico dei CTS, che si accen-dono tramite feedback e che, diversamente dal caso precedente, si spengonocompletamente. Il pumping gain rimane invariato (eq. 3.54), e la Fig.3.20conserva la sua validita.


Quando φ e alto e φ e basso, la tensione al nodo 1 e 2 e V2, quella alnodo 3 e V2 + 2∆V . Se

2∆V > |VTp| e 2∆V > VTn(V2) (3.58)

MP2 e acceso, facendo entrare in conduzione MS2 tramite la tensione al nodo3. In questo periodo, MN2 e sempre spento, infatti la sua VGS = 0.

Quando φ e basso e φ e alto, la tensione al nodo 1 e V1, mentre i nodi 2e 3 si trovano a V1 + 2∆V . Se

2∆V > VTn(V1) (3.59)

(i bulk dei TR MP sono connessi ai rispettivi source) MN2 puo accendersi eMS2 puo spegnersi completamente (VGS = V1 − (V1 + 2∆V ) = −2∆V < 0).In questo periodo anche MP2 e off, impedendo a MS2 di controllare il nodo3. Si puo osservare che la coppia MN −MP costituisce un vero e proprioinverter CMOS, la cui uscita controlla il gate del CTS. Le condizioni 3.58 e3.59 stavolta possono essere soddisfatte in modo simultaneo.

Il progetto del charge pump CTS prevede che i clock φ e φ siano ondequadre. Nel caso del transponder RFID, in1 e in2 sono segnali sinusoida-li, percio gli intervalli di transizione tra un periodo di clock e l’altro sonopiuttosto estesi, e danno luogo a charge sharing. La struttura, tuttavia, edotata di una certa robustezza rispetto alle variazioni delle forme d’ondadei clock, poiche nei suddetti intervalli il gate dei transistor CTS si trova inalta impedenza (MN e MP sono entrambi off) e conserva l’ultimo valore ditensione caricato.


3.8 Simulazioni

Il charge pump a diodi progettato in questo capitolo e stato implementatoin ADS (Fig.3.22). Nelle simulazioni si e incluso anche l’ASK-detector, chefornisce al charge pump la tensione VI e il morsetto di “massa” cui riferirevdd unreg. Il condensatore di bypass Cbyp da 1nF e stato sostituito conuna capacita molto piu piccola (5pF) e il carico in uscita si e supposto nullo(IU = 0). In queste condizioni, il charge pump entra a regime molto piu infretta.

vdd_unreg

rect

in2

in1

grnd!

ihp_pn_nw_v

D9

l=0.93 um

w=3 um

ihp_pn_nw_v

D7

l=0.93 um

w=3 um

ihp_pn_nw_v

D8

l=0.93 um

w=3 um

ihp_pn_nw_v

D6

l=0.93 um

w=3 um

ihp_pn_nw_v

D5

l=0.93 um

w=3 um

ihp_pn_nw_v

D3

l=0.93 um

w=3 um

ihp_pn_nw_v

D2

l=0.93 um

w=3 um

ihp_pn_nw_v

D4

l=0.93 um

w=3 um

ihp_pn_nw_v

D1

l=0.93 um

w=3 umTran

Tran1


StopTime=100.0 nsec

TRANSIENT

SGB25V_include

SGB25V_include

cornerRCX=Typical

cornerCAP=Typical

cornerRES=Typical

cornerBIP=Typical

cornerMOS=Normal

cornerDIO=Typical

SGB25V INCLUDE

C

C18

C=1.0 nF

ihp_cmim_v

C17

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

ihp_cmim_v

C16

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

ihp_cmim_v

C15

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

ihp_cmim_v

C14

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pFihp_cmim_v

C13

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

ihp_cmim_v

C12

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

ihp_cmim_v

C11

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

ihp_cmim_v

C10

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

Figura 3.22: Implementazione ADS del charge pump a diodi

La Fig.3.23 evidenzia la crescita “a gradini” di vdd unreg durante iltransitorio iniziale. La tensione cresce negli intervalli in cui l’ultimo diodoe in conduzione e carica Cbyp.

2 4 6 8 010

0.0

0.5

1.0

1.5

-0.5

2.0

time, nsec

vdd_unre

g-v

ar(

"grn

d!"

)

Figura 3.23: Crescita “a gradini” di vdd unreg


In Fig.3.24 si riporta l’andamento di vdd unreg nei primi 10µs. Il tempodi assestamento del charge pump e di circa 2µs per V0 = 2V. Di solitola tensione fornita dal charge pump e troppo alta per le necessita del coredigitale, e un regolatore si occupa di confrontare vdd unreg con una tensionedi riferimento, Vref (che si puo ottenere, ad esempio, tramite la Vγ di un BJTconnesso a diodo). L’espressione della tensione di alimentazione e alloravdd=Min Vref, vdd unreg. In [19] e [20] sono descritti due tipi di regolatori,particolarmente adatti per applicazioni RFID.

2 4 6 8 010

0

2

4

6

8

10

-2

12

time, usec

vd

d_

un

reg

-va

r("g

rnd

!")

Figura 3.24: Il tempo di assestamento del charge pump a diodi e di circa 2µs perV0 = 2V

In Fig.3.25 vengono graficate le tensioni di due coppie di nodi conse-cutivi del charge pump a regime. Si nota una perfetta somiglianza con lafluttuazione rappresentata in Fig.3.18. I diodi non risentono di effetto body,dunque il pumping gain e lo stesso per tutti i nodi, e vale GV = ∆V − Vγ .Le forme d’onda sono “smussate”, poiche in1 e in2 sono segnali sinusoidalie non onde quadre.

502 504 506 508 015005

2

4

6

8

0

10

time, nsec

v1

-va

r("g

rnd

!")

v2

-va

r("g

rnd

!")

v6

-va

r("g

rnd

!")

v7

-va

r("g

rnd

!")

Figura 3.25: Fluttuazione delle tensioni ai nodi 1,2,6,7 del charge pump a regime

Anche il charge pump a MOSFET e stato implementato in ADS (Fig.3.26).


Il dimensionamento dei transistor e(

WL

)

n= 10/2µm, ma le prestazioni so-

no quasi le stesse per(

WL

)

nminori (va ricordato inoltre che, dalla 3.49,

PIN ∝(

WL

)

n).

in2

rect

in1

grnd!

vdd_unreg

Tran

Tran1


StopTime=10 nsec

TRANSIENT

SGB25V_include

SGB25V_include

cornerRCX=Typical

cornerCAP=Typical

cornerRES=Typical

cornerBIP=Typical

cornerMOS=Normal

cornerDIO=Typical

SGB25V INCLUDE

ihp_nmos

M20

l=2 um

w=10 um

G

S

D

ihp_nmos

M14

l=2 um

w=10 um

G

SD

ihp_nmos

M15

l=2 um

w=10 um

G

SD

ihp_nmos

M21

l=2 um

w=10 um

G

S

D

C14

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

C17

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

C11

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

C10

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

C12

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

C16

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

C15

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

C13

l=74.99 um

w=74.99 um

c=5.64 pF

ihp_nmos

M16

l=2 um

w=10 um

G

SD

ihp_nmos

M22

l=2 um

w=10 um

G

S

D

ihp_nmos

M17

l=2 um

w=10 um

G

SD

ihp_nmos

M23

l=2 um

w=10 um

G

S

D

ihp_nmos

M18

l=2 um

w=10 um

G

SD

C

C18

C=1 nF

Figura 3.26: Implementazione ADS del charge pump a MOSFET

La Fig.3.27, se paragonata con la Fig.3.24, dimostra come l’effetto bodyinfluenzi il funzionamento dei charge pump a MOSFET: a parita di condi-zioni, il valore raggiunto da vdd unreg e molto minore e il tempo di asse-stamento e considerevolmente piu lungo. Benche i transistor floating wellnon ne risentano, le correnti di substrato fanno sı che le prestazioni nondifferiscano di molto.

2 4 6 8 010

0

1

2

3

4

5

-1

6

time, usec

vd

d_

un

reg

-va

r("g

rnd

!")

Figura 3.27: vdd unreg non entra a regime nemmeno dopo 10µs


In Fig.3.28, l’implementazione ADS del charge pump con CTS dinamici.Anche in questo caso

(

WL

)

n= 10/2µm, sia per i transistor MDk sia per i

CTS. Per quanto riguarda i transistor di controllo, un criterio di progettopuo essere il guadagno g nella zona di transizione alto-basso (come affermatoin precedenza, la coppia MNk −MPk costituisce un inverter CMOS): si puodimostrare ([18]) che

g ∝(

WL

)

n

λn − λp(3.60)

dove λn e λp sono i parametri di modulazione della lunghezza di canaledi MNk e MPk, rispettivamente; un guadagno molto alto permetterebbe dievitare il charge sharing anche con forme d’onda sinusoidali. In questo caso,a titolo d’esempio,

(

WL

)

n= 2/0.5µm e

(

WL

)

p= β

(

WL

)

p= 6.7/0.5µm.

in1

in2

rect

vdd_unreg

grnd!

C10C9C8C7C1

M34

G

S D

M33

W

SD

G

M32

G

S D

M31

W

SD

G

M30

G

S D

M29

W

SD

G

M2

W

SD

G

M4

G

S D

M28

G

SD

M27

G

SD

M26

G

SD

M25

G

SD

M24

G

SD

M22

G

SD

M21

G

SD

M20

G

SD

M19

G

SD

M3

G

SD

C

C6

C=1.0 nF

Figura 3.28: Charge pump con CTS dinamici

L’introduzione dei CTS non migliora la tensione in uscita, ma diminuiscesensibilmente il tempo di assestamento del charge pump, come mostrato inFig.3.29: dopo circa 50ns il circuito e a regime.

0.2 0.4 0.6 0.8 0.10.0

1

2

3

4

5

0

6

time, usec

vd

d_

un

reg

-va

r(”g

rnd

!”)

Figura 3.29: Tensione in uscita dal charge pump con CTS dinamici.


La Fig.3.30 e l’analoga della Fig.3.20. Per meglio verificare il funziona-mento del charge pump, i segnali d’ingresso φ e φ, in questo caso, sono ondequadre, come si puo intuire dalle forme d’onda trapezoidali. Il guadagnoeffettivo GV 2 = V2 − V1 e prossimo alla sua previsione teorica 3.54.

3.002 3.004 3.006 3.008 010.3000.3

1.0

1.5

2.0

2.5

3.0

0.5

3.5

time, usec

v1

-va

r(”g

rnd

!”)

v2

-va

r(”g

rnd

!”)

Figura 3.30: Fluttuazione delle tensioni ai nodi 1 e 2 del charge pump con CTSdinamici

In Fig.3.31, infine, si illustra il risultato della simulazione degli stadiASK-detector e voltage multiplier a diodi, posti in cascata; in questo casoCbyp = 300pF. Una situazione realistica prevede, all’inizio della comunica-zione, l’invio al transponder di una portante RF non modulata per almeno400µs, necessari per l’accumulo di energia (Preamble Detect). E chiaramen-te visibile l’effetto che la modulazione ASK ha sull’andamento di vdd unreg:quando il livello e basso, il tasso di crescita e pressoche nullo. In questo sen-so, diminuire il valore di M semplifica le operazioni del charge pump (maaumenta la probabilita d’errore, come dimostrato in appendice), poiche illivello basso si discosta di poco da quello alto. Le transizioni di rect da altoa basso e viceversa sono sensibilmente piu lente che nelle simulazioni del ca-pitolo precedente: cio e dovuto al considerevole carico capacitivo introdottodal charge pump.


12

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 0.20.0

0

2

4

6

8

10

-2

time, msec

vd

d_

un

reg

-va

r("g

rnd

!")

rect-

va

r("g

rnd

!")

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 0.20.0

-1

0

1

-2

2

time, msec

in1

-in

2

Figura 3.31: Simulazione degli stadi ASK-detector e charge pump a diodi incascata.

Appendice A

Probabilita d’errore inricezione

Ipotizzando che il canale in cui transita l’informazione proveniente dal readersia di tipo gaussiano1, e possibile un calcolo approssimato della probabilitad’errore in ricezione.

Per una data distanza reader-tag e una data potenza in trasmissio-ne, i segnali possibili ai capi dell’antenna sono due: V H

0 cos(ω0t) (alto) eV L

0 cos(ω0t) (basso). A questi corrispondono due livelli di tensione in uscitadall’ASK-detector (equazione 2.9):

VHU =

2

π

[

VT arcsin

(

VT

V H0

)

+ V H0 cos arcsin

(

VT

V H0

)]

(A.1)

VLU =

2

π

[

VT arcsin

(

VT

V L0

)

+ V L0 cos arcsin

(

VT

V L0

)]

(A.2)

Le ampiezze V H0 e V L

0 sono legate dalla 1.2, tuttavia non e possibile espri-

mere in maniera esatta VLU

(

VHU

)

(si dovrebbe invertire la 2.9). Si puo pero

osservare che

2

π

[

VT arcsin

(

VT

V0

)

+√

V 20 − V 2

T

]

≃ 2

πV0. (A.3)

In virtu della linearita, dunque, anche VHU e V

LU sono legate dalla 1.2, o

VLU ≃ V

HU · 1 −M

1 +M. (A.4)

1In realta, l’ambiente operativo dei sistemi RFID e piu assimilabile a un canale riciano:il transponder capta un segnale piuttosto forte, dovuto alla visibilita diretta (LOS) con ilreader, sommato a segnali piu deboli, causati da fenomeni di riflessione/rifrazione.

50

APPENDICE A. PROBABILITA D’ERRORE IN RICEZIONE 51

0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0

0.5

1.0

1.5

2.0

2πx

2π

[

VTarc

sin

( VT

x

)

+

√

x2 − V

2T

]

x

Figura A.1: Giustificazione grafica della A.3: la funzione in giallo tendeasintoticamente a quella in blu

Si puo assumere che la soglia S del comparatore si trovi a meta tra VLU e

VHU :

S =V

LU + V

HU

2=V

HU

2

(

1 +1 −M

1 +M

)

. (A.5)

In base alla Fig.A.2, la probabilita d’errore e

VLU

√

Tb

4 S√

Tb

4 VHU

√

Tb

4 ψ

Figura A.2: Calcolo della probabilita d’errore

Pe =1√πN0

∫ S

√

Tb4

−∞

exp

−

(

x− VHU

√

Tb

4

)2

N0

dx (A.6)

=1

2· erfc

(

VHU

2· M

1 +M·√

Tb

N0

)

(A.7)

≃ 1

2· erfc

(

V H0

π· M

1 +M·√

Tb

N0

)

(A.8)

APPENDICE A. PROBABILITA D’ERRORE IN RICEZIONE 52

dove N0 = kBT e la densita spettrale di potenza del rumore e Tb e definitoin Fig.1.3. In Fig.A.3 e graficato l’andamento di Pe in funzione di M perun valore dato (2V) di V H

0 . Con M aumenta la spaziatura tra i livelli, edunque piu difficile commettere un errore in ricezione.

0.5 1.0

10 -15

10 -11

10 -7

0.001

M

Pe

Figura A.3: Andamento di Pe in funzione di M

La codifica Manchester richiede una banda doppia rispetto a codifichecome l’unipolare o la bipolare, tuttavia permette al tag di accorgersi deglierrori con probabilita superiore: affinche il transponder interpreti un “1” co-me uno “0” (o viceversa) si devono verificare due errori consecutivi, e questoevento ha probabilita P 2

e . Un solo errore, invece, fa sı che al transpondergiunga una delle sequenze alto-alto o basso-basso, entrambe non ammessedalla codifica in questione.

Appendice B

Dimostrazione della formula3.15

Poiche exp [±x cos(ωt)] e una funzione pari di ωt = θ, la sua serie di Fouriere composta di soli termini in coseno. Il coefficiente n-esimo e

an =1

π

∫ π

−π

e±x cos θ cos(nθ)dθ. (B.1)

Dal grafico di ecos θ, riportato in Fig.B.1, si intuisce che

an =2

π

∫ π

0e±x cos θ cos(nθ)dθ. (B.2)

L’integrale non e esprimibile in forma elementare; si puo tuttavia far ricorso

−2π −π 0 π 2π

θ

ecos θ

Figura B.1: Grafico di f(θ) = ecos θ

alle funzioni di Bessel modificate di prima specie: per un numero reale ν, sidefinisce

Bν(z) =1

π

∫ π

0ez cos θ cos(νθ)dθ − sin(νπ)

π

∫

∞

0e−z cosh t−νtdt, (B.3)

che, per n intero, si riduce a

Bn(z) =1

π

∫ π

0ez cos θ cos(nθ)dθ. (B.4)

53

APPENDICE B. DIMOSTRAZIONE DELLA FORMULA 3.15 54

Risulta quindi chean = 2Bn(±x), (B.5)

da cui

e±x cos θ =a0

2+

∞∑

n=1

an cos(nθ) (B.6)

= B0(±x) + 2

∞∑

n=1

Bn(±x) cos(nωt) (B.7)

B0(x)B1(x)

B2(x)

B3(x)

x

Bn(x)

1 2 3 4 5

2

4

6

8

10

12

Figura B.2: Funzioni di Bessel modificate di prima specie

Bibliografia

[1] Finkenzeller, K., RFID Handbook: fundamentals and applications incontactless smart cards and identification, 2nd ed. New York: Wiley,1999

[2] Mele, P., Progettazione di RFID passivi CMOS in banda HF, Sept. 2005

[3] Barnett, R.E., Liu, J., Lazar, S., A RF to DC voltage conversion modelfor multi-stage rectifiers in UHF RFID transponders, IEEE J. Solid-StateCircuits, vol. 44, no. 2, pp. 354-370, Feb. 2009

[4] Karthaus, U., Fischer, M., Fully integrated passive UHF RFID trans-ponder IC with 16.7-µm minimum RF input power, IEEE J. Solid-StateCircuits, vol. 38, no. 10, pp. 1602-1608, Oct. 2003

[5] Facen, A., Design of a low-cost passive UHF RFID tag in 0.18µm CMOStechnology, Jan. 2008

[6] De Vita, G., Iannaccone, G., Design criteria for the RF section of UHFand microwave passive RFID transponders, IEEE Trans. Microw. TheoryTech., vol. 53, no. 9, pp. 2978-2990, Sept. 2005

[7] Dickson, J.F., On-chip high voltage generation in MNOS integratedcircuits using an inmproved voltage multiplier technique, IEEE J.Solid-State Circuits, vol. 11, no. 3, pp. 374-378, June 1976

[8] SPICE MOS Model BSIM3v3 [Online].http://www.device.eecs.berkeley.edu/ bsim3

[9] Li, N., Huang, Z., Jiang, M., Inoue, Y., High efficiency four-phase allPMOS charge pump without body effects, International Conference onCommunications, Circuits and Systems, 2008. ICCCAS 2008.

[10] Pylarinos, L., Charge pumps: an overview, University of Toronto [On-line]. http://www.eecg.utoronto.ca/ kphang/ece1371/chargepumps.pdf

[11] Wu, J.T., Chang, K.L., MOS charge pumps for low-voltage operation,IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 33, no. 4, pp. 592-597, Apr. 1998

55

BIBLIOGRAFIA 56

[12] Tanzawa, T., Tanaka, T., A dynamic analysis of the Dickson chargepump circuit, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 32, no. 8, pp. 1231-1240,Aug. 1997

[13] Wang, C.C., Wu, J.c., Efficiency improving in charge pump circuits,IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 32, no. 6, pp. 852-860, June 1997

[14] Yao, Y., Shi, Y., Foster, F.Dai, A novel low-power input independentMOS AC/DC charge pump, IEEE International Symposium on Circui-ts and Systems, 2005. ISCAS 2005. Volume , Issue , 23-26 May 2005Page(s): 380 - 383 Vol. 1

[15] Hoque M.R., McNutt, T., Zhang, J., Mantooth, A., Mojarradi, M., Ahigh voltage Dickson charge pump in SOI CMOS, IEEE 2003 CustomIntegrated Circuits Conference

[16] Aziza, H., Bergeret, E., Perez, A., Portal, J.M., An efficient modelto evaluate the impact of design parameters on charge pump circuitsperformances: application on RFID circuits, International Conferenceon Design & Technology of Integrated Systems in Nanoscale Era, 2007.DTIS. Volume , Issue , 2-5 Sept. 2007 Page(s):108 - 113

[17] Gosset, G., Rue, B., Flandre, D, Very high efficiency 13.56 MHz RFIDinput stage voltage multipliers based on ultra low power MOS diodes,IEEE International Conference on RFID, 2008. Volume , Issue , 16-17April 2008 Page(s):134 - 140

[18] Rabaey, J.M., Chandrakasan, A., Nikolic, B., Digital integrated circui-ts: a design perspective, Englewood Cliffs, New Jersey: Prentice-Hall,2002. pp. 184-198

[19] Mariotti, C., Progettazione di RFID UHF passivi in tecnologia CMOS0.25µm: stadi modulatore e regolatore di tensione, Sept. 2009

[20] De Vita, G., Iannaccone, G., Ultra low power RF section of a passivemicrowave RFID transponder in 0.35µm BiCMOS, IEEE InternationalSymposium on Circuits and Systems, 2005. ISCAS 2005. Volume , Issue, 23-26 May 2005 Page(s): 5075 - 5078 Vol. 5

[21] Hoque, R.M., Ahmad, T., McNutt, T.R., Mantooth, H.A., Mojarra-di, M.M., A technique to increase the efficiency of high-voltage chargepumps, IEEE transactions on circuits and systems-ii: express briefs, vol.53, no. 5, May 2006

[22] Abramowitz, M., Stegun, I.A., Handbook of mathematical functions wi-th formulas, graphs and mathematical tables, 9th ed. New York: Dover,1972, pp. 358-364

BIBLIOGRAFIA 57

[23] Lee, J.-W., Lee, B., Kang, H.-B., A high sensitivity, CoSi2-Si Schottkydiode voltage multiplier for UHF-band passive RFID tag chips, IEEEmicrowave and wireless components letters, vol. 18, no. 12, Dec. 2008

[24] European Commission, ICT - Information and CommunicationTechnologies - Work Programme 2009-10, [Online]. Available:http://cordis.europa.eu/fp7/ict/

Documents

PROGETTAZIONE DI RFID UHF PASSIVI IN TECNOLOGIA CMOS 0 ... · PROGETTAZIONE DI RFID UHF PASSIVI IN TECNOLOGIA CMOS 0.25µm: STADI RETTIFICATORE E DETECTOR ASK DESIGN OF PASSIVE UHF