Rapport de Stage - ultimaweb.free.frultimaweb.free.fr/BIBLE%20IEG/bible%20%E9nergie/2... · structures de convertisseurs statiques de manière à tirer le meilleur parti possible

Université Joseph Fourier

Rapport de Stage

Effectué au :

Laboratoire d’Electrotechnique de Grenoble

En vue de l’obtention du Diplôme de :

Master 1 EEATS

Thème :

Association de convertisseurs élémentaires

Présenté par Loïc VINCENT

Le 2 juillet 2004

Responsable LEG Tuteur enseignant

: Jean-Christophe CREBIER. : Julien PERNOT.

Association de convertisseur élémentaire.

2003-2004

Remerciements :

Je tiens, tout d’abord, à adresser mes sincères remerciements à Monsieur J.C.Crebier, mon encadreur, pour m’avoir offert la possibilité de réaliser mon stage pour la deuxième fois dans le Laboratoire d’Electrotechnique de Grenoble. Je tiens à le remercier aussi pour son aide et ses conseils durant mon stage.

Je tiens aussi à remercier Monsieur R.Rolland de m’avoir accueilli dans le laboratoire du CIME et de m’avoir aidé et conseillé pour la réalisation de la commande.

Je remercie aussi le directeur du LEG pour m’avoir accueilli au sein du laboratoire. Je remercie l’équipe électronique de puissance pour leur accueil et leur aide.

Je remercie toutes les personnes qui m’ont aidé à pouvoir continuer mes études et qui ont pu m’aider, de près ou de loin, à la réalisation de ce rapport.


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Sommaire

1 Présentation du LEG :........................................................................... 2 1.1 Présentation générale :................................................................................................ 2 1.2 Présentation de l’équipe Electronique de puissance :................................................. 2

2 Présentation du sujet : ........................................................................... 4 3 Présentation du travail déjà réalisé : ..................................................... 5

3.1 Convertisseur élémentaire : ........................................................................................ 5 3.2 Association de convertisseurs : .................................................................................. 6 3.3 Principe de la commande décalée : ............................................................................ 6

4 Réalisation de la commande décalée :.................................................... 8 4.1 Présentation du FPGA (Field Programmable Gate Arrays) : ..................................... 8 4.2 Cahier des charges :.................................................................................................... 9 4.3 Schéma fonctionnel : .................................................................................................. 9 4.4 Schéma logique de notre commande :...................................................................... 10

4.4.1 Mise au niveau haut de la commande simple :................................................. 10 4.4.2 Mise au niveau bas de la commande simple : .................................................. 11 4.4.3 Création de la commande complémenter : ....................................................... 12 4.4.4 Création des commandes décalées : ................................................................. 12

4.5 Simulation, programmation et test : ......................................................................... 13 5 Essais des dix convertisseurs à commandes décalées :......................... 14

5.1 Tests et vérifications de fonctionnement :................................................................ 14 5.2 Mesures du rendement :............................................................................................ 14

5.2.1 Entrée et sortie série : ....................................................................................... 14 5.2.2 Entrée en parallèle et sortie série :.................................................................... 16 5.2.3 Entrée série et cinq convertisseurs en série, en parallèle avec cinq convertisseurs en série :.................................................................................................... 18 5.2.4 Problèmes rencontrés : ..................................................................................... 18

6 Optimisation d’un convertisseur : ....................................................... 20 6.1 Raison d’un tel choix :.............................................................................................. 20

6.1.1 Rendement d’un convertisseur : ....................................................................... 20 6.1.2 Estimation des pertes dans les diodes :............................................................. 20 6.1.3 Estimation des pertes des interrupteurs : .......................................................... 21 6.1.4 Conclusion sur les pertes :................................................................................ 22

6.2 Optimisation de la commutation : ............................................................................ 22 6.3 Premier essai du convertisseur : ............................................................................... 24 6.4 Optimisation du redresseur :..................................................................................... 24

6.4.1 Choix du montage : .......................................................................................... 24 6.4.2 Principe de fonctionnement :............................................................................ 25 6.4.3 Fonctionnement redresseur synchrone complet : ............................................. 26 6.4.4 Essai du redresseur synchrone :........................................................................ 26

6.5 Essai du convertisseur optimisé : ............................................................................. 27 6.6 Conclusion :.............................................................................................................. 28

7 Conclusion :......................................................................................... 29 Annexes :.................................................................................................... 30


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1 Présentation du LEG :

1.1 Présentation générale :

Avec 140 Chercheurs, Ingénieurs, Techniciens et Administratifs, le LEG est un des plus important s laboratoires universitaires français et européen de Génie Electrique. Il associe l’INPG, le CNRS et l’UJF. Ses recherches couvrent la majorité des thèmes actuels du Génie Electrique : matériaux (magnétiques, supraconducteurs, …) et leurs applications, la modélisation, la conception et l’optimisation des composants et des systèmes électriques (interrupteurs statiques, convertisseurs, machines, entraînements électriques, etc.), la CEM, les réseaux électriques, les microsystèmes. Le LEG est au carrefour des activités de recherche du secteur Energie associées au vecteur Electricité.

Le LEG joue un rôle actif dans la Fédération grenobloise de laboratoires ELESA. Il entretient, d’une part, des liens étroits avec d’autres laboratoires grenoblois dans le domaine des matériaux (CRTBT, Louis Néel) et, d’autre part, un réseau important de collaborations et d’échanges nationaux (Laboratoires du CNRS, du CEA, Laboratoires universitaires) et internationaux (Universités de Mons, Alger, Gdansk, Hochi Minh, Bucarest, Sao Paolo, Virginia Tech, Mondragon…). Ses équipes scientifiques participent activement aux programmes européens de recherche et de développement (Ve et VIe PCRD).

Le LEG a une politique très active de collaboration avec le milieu industriel (plus de 40 partenaires industriels français et étrangers). Près des trois quarts de ses ressources financières et 40% de son budget consolidé (budget incluant l’ensemble des salaires) proviennent de contrats industriels (60 en cours). Il compte un nombre croissant de PME-PMI parmi ses partenaires.

Le LEG est l’acteur universitaire du GIE IDEA associant EdF, Schneider Electric et l’INPG. L’organisation interne du Laboratoire, sa maîtrise des outils conceptuels et théoriques les plus avancés, son savoir faire technologique et sa connaissance des contraintes et de l’environnement industriels, la compétence de ses équipes techniques et ses moyens d’essais, constituent des atouts importants pour la réussite de ces partenariats. Les logiciels issus de ses travaux font l’objet d’une valorisation importante (Flux 2D, Flux 3D, …).

1.2 Présentation de l’équipe Electronique de puissance :

L’électronique de puissance s’est progressivement imposée comme le moyen privilégié de maîtriser l’énergie électrique. Hier, presque exclusivement réservée aux applications liées à la variation de vitesse, elle a gagné aujourd’hui le domaine des alimentations à découpage de faible puissance à haut rendement et elle s’apprête désormais à jouer un rôle déterminant dans la conduite et la stabilité des réseaux électriques dont la production d’énergie sera décentralisée et hétérogène.

Cette situation résulte de progrès continu concernant autant les concepts que la technologie. La période des années 80-95 a été l’âge d’or des innovations topologiques des structures de convertisseurs statiques de manière à tirer le meilleur parti possible des propriétés d’un semiconducteur donné. L’adéquation du semiconducteur au mode de commutation, l’introduction de la commutation douce et enfin les convertisseurs multicellulaires pour la montée en tension procèdent de la même démarche. On utilise au


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mieux ce que les fabricants de semiconducteurs et de composants passifs mettent sur le marché.

Depuis une dizaine d’années, nous pensons qu’il existe une autre voie qui s’exprime par une démarche volontariste d’interaction sur les différentes étapes technologiques de conception des composants actifs et passifs d’un convertisseur statique. Ne cherchons plus un mode de commutation adapté aux imperfections de tel semiconducteur ou de tel élément parasite de câblage, mais au contraire intervenons sur la conception de ceux-ci pour un comportement compatible avec une topologie de convertisseur simple et épurée. Cette approche, visant à la simplification des structures, n’est pas antagoniste avec une meilleure fiabilité des dispositifs de conversion d’énergie, bien au contraire ! En résumé, cette démarche fait place à une conception globale qui, grâce à l’augmentation des degrés de liberté, permet de relâcher des contraintes locales souvent trop sévères.

Cette recherche est exigeante puisqu’elle implique de maîtriser les briques élémentaires qui rentrent dans la constitution d’un convertisseur statique :

- les composants actifs, - les composants passifs : inductances, transformateurs, câblages, condensateurs, - les refroidisseurs, - les filtres et les éléments combinés ou associations, - sans oublier les matériaux parfois nouveaux (SiC, Nanocristallins, ferrites,

diélectriques,…), qui peuvent, lors d’un saut technologique, induire de nouvelles pistes de recherches.

Lorsqu’il conçoit un "convertisseur statique", les préoccupations du concepteur sont

toujours les mêmes : - choix d’une structure, - calcul et évacuation des pertes, - détermination des éléments parasites qui nous éloignent du fonctionnement idéal

supposant les divers constituants parfaits, - respect des normes, CEM surtout, - contraintes volumiques ou pondérales - et parfois contraintes mécaniques. Notre activité de recherche s’articule autour de la conception de convertisseurs statiques

plus compacts, plus performants et les contraintes sont nombreuses, si bien que toute démarche d’analyse sur les constituants d’un convertisseur ne peut être considérée comme une fin en soi, mais seulement considérée comme un premier pas vers la démarche de synthèse ou de conception.

Nos travaux suivent deux voies de recherches complémentaires : - Techniques et technologies d’intégration des convertisseurs statiques, - Modèles et outils de conception des convertisseurs statiques


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2 Présentation du sujet :

La technologie actuelle a tendance à miniaturiser les parties électroniques de puissance de plus en plus, tout ceci grâce à l’intégration sur silicium. La réduction de la taille de gravure a permis l’augmentation de composants intégrables, la maîtrise des techniques a conduit à une baisse du coup de gravure. Or les composants passifs ne sont ni intégrables ni réductibles et ce sont eux qui prennent de plus en plus de place et sont de plus en plus chers.

De plus l’électrotechnique de puissance essaie de faire des convertisseurs ayant des puissances de plus en plus importantes, ceci crée des contraintes importantes sur les composants.

Pour réduire les composants passifs sur un convertisseur de puissance, c'est-à-dire le filtre de sortie, la solution la plus simple est de réduire l’ondulation de la tension de sortie. L’utilisation d’un seul convertisseur ne nous permet pas de réduire l’ondulation de tension ; par contre l’association de plusieurs convertisseurs en série pourrait réduire cette ondulation mais ceci oblige l’utilisation d’une commande particulière.

L’association de convertisseurs va permettre la modularité du montage, ce qui ce traduit pas une flexibilité de son utilisation sur plusieurs points de vue tel que le rapport entre la tension d’entrée et celle de sortie, la puissance totale du convertisseur,…

De plus, l’utilisation de plusieurs convertisseurs élémentaires permet de repartir la puissance de l’ensemble du convertisseur sur chacun d’eux. Cela permettra sûrement un dimensionnement des composent moindre.

Enfin, l’utilisation de convertisseur élémentaire pourrait permettre une fabrication générique et une intégration facile de l’ensemble. De plus, la répétition des convertisseurs élémentaires nous permette d’avoir une augmentation de la fiabilité. En effet, même si un convertisseur est défaillant, cela engendrera un fonctionnement dégradé. Car les convertisseurs élémentaires restant fonctionne toujours.

Le travail qui a été réalisé lors de mon stage est la mise au point de la commande utilisée pour l’association des convertisseurs. Par la suite, nous avons mis en avant du fonctionnement correct de l’ensemble des convertisseurs associés. Enfin, nous avons travaillé sur l’optimisation d’un convertisseur élémentaire afin d’améliorer le rendement de l’ensemble.


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3 Présentation du travail déjà réalisé :

Le projet du stage est basé sur le travail réalisé en 2003 par Soulaimane Adams, stagiaire d’IUP3. Celui-ci avait réalisé un convertisseur élémentaire puis le montage de 10 convertisseurs. Par la suite, il fit l’étude par simulation de l’association de 10 convertisseurs avec une commande décalée.

3.1 Convertisseur élémentaire :

Le choix du convertisseur s’est porté sur une alimentation à découpage à demi pont capacitif. Ce montage a pour avantage de posséder une isolation galvanique entre l’entrée et la sortie, ceci est fait par un transformateur de rapport 1. De plus, le demi pont capacitif impose la tension d’entrée du convertisseur pour les associations série. Ce type de convertisseur possède un rapport de transformation propre qui est de 1/2.

Le convertisseur élémentaire fonctionne sous une tension d’alimentation de +20V continue. La puissance de chaque convertisseur est de 5W. Enfin, la commande aura un rapport cyclique variant de 0 à 0,5 et une fréquence de 100kHz.

Figure 1 : Montage d'un convertisseur à demi pont capacitif

Le convertisseur fonctionne en quatre étapes successives. - 1er étape : l’interrupteur T1 est fermé et T2 est ouvert donc le potentiel au point

milieux des deux transistors est de +20V. Or, le potentiel au point milieux du pont capacitif est de +10V. Le transformateur est donc soumis à une tension de +10V au primaire.

- 2ème étape : les interrupteurs T1 et T2 sont ouvert. Donc la tension au primaire du transformateur est de 0V.

- 3ème étape : l’interrupteur T1 est, cette fois ci, ouvert et T2 fermé. Le potentiel entre les transistors est de 0V. Le potentiel au point milieux du pont capacitif est


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toujours de +10V. Le primaire du transformateur est donc soumis à une tension de -10V.

- 4ème étape : les interrupteurs T1 et T2 sont ouvert. Donc la tension au primaire du transformateur est de 0V.

Le temps de chaque étape varie en fonction du rapport cyclique. Au secondaire du transformateur, nous avons donc pour la première étape une tension

de +10V, pour la deuxième étape une tension de 0V, pour la troisième étape une tension de -10V afin pour la quatrième étape une tension de 0V. Grâce au redresseur à diodes Schottky nous avons en sortie une tension en créneaux 10V positif.

Nous pouvons remarquer que la tension d’alimentation du convertisseur élémentaire est de +20V. Or les interrupteurs de puissances possèdent des tensions de commandes de valeurs identiques. Ceci nous permet donc de commander ces interrupteurs directement avec la tension d’alimentation sans avoir besoin d’isolation pour la commande rapprochée.

Nous pouvons aussi remarqué que l’interrupteur T1 est un MOS à canal P et l’interrupteur T2 est un MOS à canal N. Nous pouvons donc remarquer d’ors et déjà que pour commander un convertisseur il nous faudra une commande simple et une commande complémentée. De plus, nous devrons faire attention au fait que les deux interrupteurs ne doivent pas être en conduction en même temps, sinon nous créerions un court-circuit sur l’alimentation. Pour être sûr de ne pas mettre les deux interrupteurs en conduction en même temps, nous allons donc créer un temps mort entre la commande du première interrupteur et celle du second.

3.2 Association de convertisseurs :

La modularité du convertisseur élémentaire permet de faire les associations que nous souhaitons autant en sortie qu’en entrée. En effet, le convertisseur étant isolé entre l’entrée et la sortie, il nous est donc permis de faire toutes les associations que nous souhaitons. Nous pouvons mettre tout en série en entrée et en sortie ou seulement en entrée et la sortie en parallèle ou encore l’inverse,… Nous voyons que les montages sont multiples et très intéressants. En effet, ce sont les câblages que nous allons faire qui détermine le rapport de transformation de l’association.

Les associations avaient été toutes faites avec une commande identique pour tous les convertisseurs.

Une différence de répartition de la tension d’entrée sur les convertisseurs avait pu être remarqué.

Les mesures de rendements ont été faites dans divers cas de montages, nous pouvons constater que le rendement varie de 77% à 80% suivant le montage utilisé. Ce rendement n’est pas des meilleurs.

3.3 Principe de la commande décalée :

La commande décalée a pour objectif de réduire l’ondulation de la tension de sortie de l’association de convertisseur. Dans ce cas, le filtre de sortie pourrait, lui aussi, être réduit. Le principe est basé sur le fait qu’il ne faut pas que tous les convertisseurs ne présentent de tension de sortie en même temps. En effet, si la commande des convertisseurs est décalée, alors les instants où une tension apparaît en sortie sont décalés. Donc, lors des temps morts, il y a toujours un convertisseur qui fonctionne. Pour ce faire, les commandes des convertisseurs


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doivent être décalée. Dans le cas de dix convertisseur nous pouvons les décalées de 1/10 de la période de la fréquence entre chaque convertisseur ou de 1/20 de cette même période.

Une simulation faite avec quatre convertisseurs nous permet de voir le fonctionnement

correct de la commande décalée. Lors de la simulation, la comparaison entre la commande simple et la commande décalée a permis de voir l’impact sur l’inductance de sortie. Pour une commande simple avec un rapport cyclique de ¼, et une inductance de 1.6mH, la simulation donne une ondulation de tension de 80mA. Par contre, pour une commande décalée avec un rapport cyclique de ¼ et une inductance de 10µH, l’ondulation de courant et de 80mA. Nous remarquons que la commande décalée permet de réduire considérablement la valeur de l’inductance de lissage.


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4 Réalisation de la commande décalée :

Afin de réaliser les dix commandes décalées dont nous avions besoin, le choix de prendre un circuit programmable nous a paru une solution qui répondait à nos attentes. En effet, il n’était pas pensable de faire cette commande en analogique car il nous faudrait générer dix commandes, qui n’est pas des plus simples à gérer. De plus, il fallait que les commandes soient synchronisées afin d’être sûr que les commandes se décalent comme nous le souhaitions.

4.1 Présentation du FPGA (Field Programmable Gate Arrays) :

Le circuit à logique programmable que nous avons choisi est un FPGA. Celui-ci est un assemblage de cellules basé sur la structure PAL. Ces derniers sont des matrices ET qui sont programmables suivies de matrices OU qui par contre ne le sont pas.

Figure 2 : structure PAL

Ce type de structure permet de faire toutes les fonctions logiques que nous voulons,

autant synchrones, comme dans notre cas, qu’asynchrones. La programmation de ce type de circuit se fait en plusieurs étapes. La première est de

se donner un cahier des charges le plus précis possible. Par la suite, chercher un système séquentiel logique qui nous permettra le fonctionnement voulu. Après avoir saisi du schéma, nous pouvons faire une simulation. Lorsque celle-ci nous donne le fonctionnement attendu, il est possible de programmer le circuit lui-même grâce à une carte de programmation reliée à un ordinateur.

Une fois le circuit programmé, ce dernier est totalement autonome et peut fonctionner sans assistance d’un ordinateur. Nous utiliserons le FPGA sur la carte de développement qui intègre des boutons, des LED, des afficheurs 7 segments,…


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4.2 Cahier des charges :

Nous devons donc créer une commande ayant un rapport cyclique variable de 0 à 0,5. De plus, le signal aura une fréquence de 100kHz. Par la suite, il faudra prévoir la deuxième commande qui est identique à la première mais décalé de la demi période. Pour finir, il ne faudra pas oublier de rajouter des temps morts (pour éviter les courts-circuits). Par la suite, nous devrons créer dix commandes identiques, mais chacune décalée de 1/20 de la période de la fréquence de découpage.

Le rapport cyclique pourra être changé par un bouton poussoir, de plus un interrupteur permettra de choisir le sens de la variation (incrémentation ou décrémentation).

Figure 3 : Signaux de commandes

4.3 Schéma fonctionnel :

Pour réaliser nos commandes, nous allons mettre en place quatre parties : - Mise au niveau haut de la commande simple. - Remise au niveau bas de la commande. - Décalage pour la commande complémentée. - Décalage pour la création des dix commandes.

Décalage commande complémentée

Mise au niveau haut

Décalage pour les 10commandes simples

Bascule RS

Décalage pour les 10commandes complémentées

Mise au niveau bas

Figure 4 : Schéma fonctionnel de la commande


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Pour la création de la première commande, nous devons créer une horloge à 100kH. Pour ce faire, nous allons utiliser l’horloge du FPGA ; celle-ci est cadencée à une fréquence de 24MHz. Pour créer notre propre horloge, nous devons diviser cette fréquence par 250.

Pour simplifier nous allons considérer le signal divisé en 42 périodes de 250ns, chaque sous période sera une valeur de rapport cyclique.

4.4 Schéma logique de notre commande :

4.4.1 Mise au niveau haut de la commande simple :

Figure 5 : Mise au niveau haut de la commande

Nous commençons par diviser la fréquence par 6, ce qui nous servira plus tard. Nous

utilisons l’horloge du FPGA (clockwork) comme horloge d’un compteur modulo 6. Celui-ci est suivi d’un comparateur qui compare la valeur du compteur avec la valeur 6. Si la comparaison est vraie la sortie se met au niveau haut. Nous obtenons donc un signal qui est au niveau haut toutes les 250ns pendant 41ns et au niveau bas tout le reste du temps : nous nommerons ce signal clk. Puis, nous repassons par un compteur modulo 42 nous le nommerons q ; c’est la valeur de ce compteur qui nous donne le numéro de la sous période. Une fois de plus, un comparateur est mis en place mais celui-ci à la valeur de comparaison mise à 0. Tout ceci nous permet d’avoir une impulsion d’une durée de 250ns toutes les 10µs. Ce signal entre dans le SET d’une bascule RS donc la bascule passera au niveau haut tous les 10µs et repassera au niveau bas lorsque l’entrée RESET de la bascule passera au niveau haut.


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4.4.2 Mise au niveau bas de la commande simple :

Figure 6 : Mise au niveau bas de la commande

Il y a deux conditions pour que la commande repasse au niveau bas. La première est le fait que le signal est au niveau haut depuis 5µs c'est-à-dire la demi

période. Donc si la valeur de q est à la moitié de la valeur maximale du comptage donc 21. Dans notre cas, nous comparons avec 20, cette différence nous permettra la création du temps mort, ces derniers serons de 250ns .

La deuxième condition de la remise au niveau bas de la bascule RS est donnée par le choix du rapport cyclique. Ce dernier ce fait par un bouton poussoir (count) qui entre avec un deuxième bouton (clear) sur une bascule D. Ceci assure la non prise en charge des rebonds. La sortie de la bascule D entre dans l’horloge d’un compteur modulo 20, pas 21 pour la création du temps mort. Le choix du sens du comptage se fait par l’interrupteur nommé Mode, mis à l’entrée updown du compteur. La valeur de ce compteur, nous informe sur le numéro de la sous période à laquelle le signal sera mis au niveau bas. Nous rentrons cette valeur sur l’entrée d’un compteur data d’un nouveau compteur. Ce dernier est un compteur à prechargement synchrone. A chaque fois que sload est mis au niveau haut, le compteur se met à la valeur qui est à l’entrée data. Le prechargement se fait à chaque SET de la bascule RS. Le modulo de ce compteur est réglé à 20, numéro de la sous période maximale pour laquelle la commande doit être remise à zéro. Donc, lorsque ce compteur arrive à son maximal, il crée une impulsion sur l’entrée RESET de la bascule RS.

Nous pouvons remarquer que le premier cas n’est là que pour la sécurité. En effet, le deuxième assure la même fonction. Mais nous faisons cela pour être sûr que le signal possédera des temps morts.


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4.4.3 Création de la commande complémenter :

Figure 7 : Création de la commande complémenter

Nous pouvons cons tater que le signal complémenté est identique à la commande

normale. Mais elle se trouve décalée dans le temps de 5µs. Pour faire ce décalage, il faudra faire 20 décalages du signal créé précédemment et cela à une fréquence de 4Mhz. Nous utilisons donc la sortie de la bascule RS que nous entrons dans shiftin du regis tre à décalage et le signal clk (horloge 4mHz) est câblé sur l’horloge du registre.

4.4.4 Création des commandes décalées :

Figure 8 : Création des dix commande décalées

Nous avons donc maintenant notre commande simple et le complément. Donc la

commande pour un convertisseur et nous pouvons en faire varier le rapport cyclique, la fréquence est très proche des 100kHz souhaité. Nous n’avons plus qu’à créer nos dix commandes ; pour se faire, nous remarquons une fois de plus qu’il suffit de faire des décalages. Donc nous utilisons pour chacun des deux signaux un registre à décalage, à chargement série et sortie parallèle, d’une taille de 20 bits. La fréquence d’horloge du registre à décalage est de 4MHz, qui est le signal clk. Dans ce cas, les commandes sont correctement décalées, mais nous remarquons que nous gênerons le double de commande.

Le schéma logique complet de la commande ce trouve en annexe.


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4.5 Simulation, programmation et test :

Une série de simulations nous a permis de constater un bon fonctionnement de l’ensemble du système que nous avons décrit précédemment (cf. annexe). Par la suite, nous avons programmé un FPGA afin de faire des tests. Ceci nous a permis, une fois de plus, de bien vérifier le fonctionnement des dix commandes. Après la validation de ces commandes, nous avons pu faire les essaies avec les dix convertisseurs.

0

0,5

1

1,5

2

2,5

3

3,5

4

4,5

0

1,00E

-06

2,00E

-06

3,00E

-06

4,00E

-06

5,00E

-06

6,00E

-06

7,00E

-06

8,00E

-06

9,00E

-06

1,00E

-05

1,10E

-05

1,20E

-05

1,30E

-05

1,40E

-05

1,50E

-05

1,60E

-05

1,70E

-05

1,80E

-05

1,90E

-05

2,00E

-05

2,10E

-05

2,20E

-05

2,30E

-05

2,40E

-05

2,50E

-05

Temps (s)

Ten

sio

n (V

)

Commande simple Commande complémenter

Figure 9 : Signaux de commande pour le rapport cyclique minimum

Ce relevé nous montre la commande simple et la complémenté pour le rapport

cyclique minimum, dans ce cas de 2,3%. Nous pouvons remarquer que le rapport cyclique minimum n’est pas zéro ; ceci vient du choix de schéma logique choisi. Le temps haut de la commande est de 250ns.

0

1

2

3

4

5

6

0 0 0 0 0 0

0,0

1

0,0

1

0,0

1

0,0

1

0,0

1

0,0

1

0,0

1

0,0

1

0,0

1

0,0

1

0,0

2

0,0

2

0,0

2

0,0

2

0,0

2

0,0

2

0,0

2

0,0

2

0,0

2

0,0

2

0,0

2

Temps (s)

Ten

sio

n(V

)

Commande Complementer Commande simple

Figure 10 : Signaux de commande pour le rapport cyclique maximal

Ce relevé nous montre la commande simple et complémenter pour le rapport cyclique

maximal, qui est dans ce cas de 47%. Nous pouvons donc mesurer les temps morts, ceci nous donne 250ns comme nous le souhaitions.


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5 Essais des dix convertisseurs à commandes décalées :

5.1 Tests et vérifications de fonctionnement :

Pour le premier test, les dix convertisseurs sont câblés avec les entrées et les sorties en série. Ceci nous a permis de constater un fonctionnement correct de l’association des convertisseurs avec les commandes décalées. De plus, nous avons pu aussi remarquer que l’inductance de lissage pouvait être réduite sans avoir d’ondulation de courant trop importante.

Nous avons aussi vérifié un point important du montage, à savoir si les tensions aux bornes des condensateurs des demi pont capacitif des convertisseurs étaient équilibrées ; ce point est important car s’il existe un déséquilibre, cela peut signifier qu’un condensateur a tendance à plus se décharger que l’autre. Après mesure, nous avons pu constater que tous les ponts capacitifs étaient équilibrés.

La tension aux bornes du primaire du transformateur est un autre point que nous avons aussi vérifié. Nous avons constaté que la tension positive était de 8,48V alors que la tension négative était de -8V. Ces valeurs ont été relevées sur le cinquième convertisseur. Nous remarquons donc que le signal n’est pas tout à fait symétrique, étant dû à la tension de déchet des deux interrupteurs qui ne sont pas identiques. Le MOS à canal N possède une chute de tension (Vds) inférieure à celle du MOS à canal P.

Le rendement de l’association nous semblait un point important de vérifier. Car celui-ci nous permettais de savo ir ci l’association fonctionnée correctement ou si celui-ci crée des phénomènes qui nous engendraient des pertes.

5.2 Mesures du rendement :

5.2.1 Entrée et sortie série :

Ce type d’association nous permet de faire un convertisseur 200V en entrée et avec une tension de sortie pouvant varier de 0 à 100V (théorique), la puissance de sortie que nous pouvons consommer est de 50W soit 10×5W. Lors des essais, nous remarquons que pour une tension d’entrée de 201V, le courant consommé est de 0,26A, soit une puissance d’entrée de 52,2W. La tension aux bornes de la charge est de 84V pour le rapport cyclique maximal, le courant dans la charge est de 0,5A, la puissance consommée par la charge est de 42W. Nous obtenons donc un rendement de 80%. Nous avons donc comparé cette valeur au rendement d’un convertisseur élémentaire (qui est de 80%), ceci nous permet de voir que l’association ne crée pas de perte supplémentaire.


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78

79

80

81

82

0,2 0,25 0,3 0,35 0,4 0,45 0,5 0,55 0,6

Courant de sortie

Ten

sio

n

1er mesure 2ème mesure

Figure 11 : Rendement en fonction du courant de sortie

Ce graphique représente la variation du rendement en fonction du courant. Nous

avions fait deux mesures successives, nous permettant de remarquer que la lecture des valeurs peut faire facilement varier la valeur du rendement. Mais nous pouvons tout de même remarquer que le rendement augmente lorsque nous nous rapprochons de la valeur du courant nominal.

Nous remarquons que les pertes dans l’association de convertisseur sont d’environ 10,2W. Nous pouvons donc considérer qu’elles se repartissent équitablement dans chaque convertisseur, ce qui nous donne une perte d’environ 1W par convertisseur.

0

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E-0

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6,65

E-0

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7,60

E-0

6

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E-0

6

9,50

E-0

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E-0

5

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E-0

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1,43

E-0

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E-0

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E-0

5

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E-0

5

1,81

E-0

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E-0

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Ten

sion (V

)

Tension de sortie

Figure 12 : Tension de sortie avant le filtrage pour le rapport cyclique maximal


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E-0

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E-0

6

6,65

E-0

6

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E-0

6

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E-0

6

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E-0

6

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E-0

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E-0

5

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E-0

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E-0

5

2,00

E-0

5

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E-0

5

2,19

E-0

5

2,28

E-0

5

2,38

E-0

5

2,47

E-0

5

Ten

sion (V

)Tension de sortie

Figure 13 : Tension de sortie avant filtrage pour un rapport cyclique 24%

Ces relevés nous montre la tension de sortie de l’association de convertisseur avec

l’entrée et la sortie série. Pour le rapport cyclique maximal, nous pouvons remarquer que l’ondulation de tension est de 10V, et que la valeur moyenne de cette tension est de 69V. Dans le cas du rapport cyclique de 24%, nous pouvons voir aussi une ondulation de 10V environ et d’une moyenne de 30,8V au lieu de 48V.

Dans cette configuration, nous avons jugé bon de vérifier si l’ordre de câblage des convertisseurs influait. Nous avons donc mesuré le rendement de l’association pour différents câblages ce qui nous a permis de constater que celui-ci n’influençait pas sur le rendement.

5.2.2 Entrée en parallèle et sortie série :

Dans ce type d’association, la tension d’entrée doit être de 20V, ce qui nous donnerait une tension de sortie de 100V. Or, lors des tests, nous avons constaté que la tension de sortie était de 74V. Le courant d’entrée est de 2,5A et le courant de sortie est de 0,53A. Nous avons donc une puissance d’entrée de 50W et une puissance de sortie de 39,22W, nous obtenons donc un rendement de 78%.


2003-2004 17

0

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-0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0 -0

Ten

sion (V

)Tension de Sortie

Figure 14 : Tension de sortie de l'association avant filtre pour le rappot cyclique maximal

0

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7

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2,85

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6

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E-0

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E-0

6

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E-0

6

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E-0

6

9,50

E-0

6

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E-0

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1,14

E-0

5

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E-0

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E-0

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E-0

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1,52

E-0

5

1,62

E-0

5

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E-0

5

1,81

E-0

5

1,90

E-0

5

2,00

E-0

5

2,09

E-0

5

2,19

E-0

5

2,28

E-0

5

2,38

E-0

5

2,47

E-0

5

Ten

sion (V

)

Tension de sortie

Figure 15 : Tension de sortie de l'association avant filtre pour le rapport cyclique 24%

Ces relevés nous montrent la tension de sortie avant le filtrage. Nous pouvons

remarquer que l’ondulation de tension est moins importante que pour la commande simple. Pour le rapport maximal, l’ondulation est de 10V, et la tension moyenne de 76V au lieu de 100V. Pour le rapport cyclique de 24%, nous pouvons remarquer une ondulation de 10V environ avec une valeur moyenne de 40,47V, au lieu de 48V.

Nous pouvons remarquer, dans ce cas là, que l’ondulation de tension de sortie avant le filtre est inférieure que pour la commande normale.


2003-2004 18

5.2.3 Entrée série et cinq convertisseurs en série, en parallèle avec cinq convertisseurs en série :

La tension d’alimentation est de 200V, et la tension de sortie attendue est de 50V. Or, lors de l’essai la tension de sortie était de 42,5V. Le courant d’entrée était de 0,25A et celui de sortie de 0,92A. La puissance d’entrée est de 50W et la puissance de sortie est de 39,1W, ceci nous donne un rendement de 78,2%. Nous pouvons remarquer que ce rendement n’est vraiment pas très bon. Ceci est dû à la commande décalée entre les associations parallèle ; en effet celle-ci crée un grand nombre de temps morts ce qui fait baisser le rendement.

Un autre test a été effectué avec le même montage mais à la différence que les commandes des deux associations parallèles sont identiques. Avec ce nouvel essai, pour une tension d’alimentation identique et de courant d’entrée identique, la tension de sortie était de 41,75V et le courant dans la charge était de 0,97A. La puissance d’entrée est de 50W et la puissance de sortie est de 40,49W. Cette fois ci le rendement était de 81%.

Nous pouvons donc remarquer que c’est le type d’association se trouvant en sortie qui indique le type de commande à mettre. Seules les commandes des convertisseurs ayant leurs sorties en série devront être décalées. Donc les commandes des convertisseurs ayant les sorties en parallèle devrons avoir les mêmes commandes.

5.2.4 Problèmes rencontrés :

5.2.4.1 Déséquilibre de tension d’entrée :

5.2.4.1.1 Présentation du problème :

Nous pouvons remarquer un problème lorsque les entrées sont toutes en séries. Les tensions d’entrée des convertisseurs ne sont pas toutes identiques. Mais les tensions de sortie sont respectées ; en effet pour un rapport cyclique maximal la tension de sortie est bien la moitié de la tension d’entrée.

Lors d’un premier test, pour une alimentation de 200V sur l’association (entrée en série), les tensions de chaque convertisseur variaient, de 16V pour la plus basse et de 24,4V pour la plus haute.

5.2.4.1.2 L’influence du câblage :

Nous avons changé le câblage afin de modifier l’ordre d’alimentation des convertisseurs. Mais nous avons constaté que les déséquilibres étaient identiques. Par la suite, nous avons changé l’ordre de sortie de l’association de convertisseur. Mais nous avons constaté que les convertisseurs ne s’équilibrent pas. Nous avons fait plusieurs types de câblages afin de vérifier si l’ordre d’alimentation et de sortie des convertisseurs influait sur le déséquilibre. Mais nous avons pu constater que celui-ci ne changeait pas et que les convertisseurs avaient leurs tensions d’alimentation toujours identique.

5.2.4.1.3 L’influence des composants :

Après avoir éliminé la possibilité de l’influence du câblage sur le déséquilibre, nous avons vérifié si les composants des convertisseurs pouvaient influer sur le problème. Nous avons tout d’abord pensé au pont capacitif ; en effet, si les valeurs de capacité entre deux convertisseurs étaient très différentes, les tensions d’alimentation seraient déséquilibrées. Nous avons donc échangé le pont d’un convertisseur avec celui d’un deuxième (nous avons pris les plus déséquilibrés, convertisseur huit et dix) mais le déséquilibre était identique. Puis,


2003-2004 19

nous avons pensé que le problème été dû aux signaux de commande des interrupteurs de puissance. L’échange des optocoupleurs nous a permis de voir que le problème ne venait pas de là. Par la suite, nous avons pensé que le problème pouvait venir des pertes dans les interrupteurs. Nous les avons donc échangés mais cette hypothèse se révéla fausse. Puis nous avons envisagé que le transformateur pouvait être un autre point pouvant créer un déséquilibre. L’échange de deux transformateurs nous permis d’éliminer cette nouvelle hypothèse.

5.2.4.1.4 L’influence des commandes :

Nous avons, par la suite, pensé à échanger les commandes, venant du FPGA, entre le convertisseur 8 dont la tension d’entrée est de 16,4V et le convertisseur 10 dont la tension d’entrée et de 25V. Après l’échange de ces commandes, nous avons pu constater que la tension d’entrée du convertisseur 8 était de 25V et celle du convertisseur 10 de 16,8V. Nous remarquons donc que le déséquilibre suit la commande. C’est donc elle qui est la cause du problème mais nous n’en avons pas trouvé la raison.

Afin de réduire le déséquilibre, nous avons mis des diodes zener de 22V sur les entrées de chaque convertisseur. Cette astuce nous a permis d’avoir pour les convertisseurs les plus élevés, 22V (imposé par la diode) et pour les plus bas, environ 18V.

5.2.4.2 Inversion de commande :

Dans le schéma du convertisseur élémentaire, nous pouvons remarquer que la commande de l’interrupteur de puissance, de type MOS à canal P, doit être inversée. Cette inversion est faite par un transistor de signal de type MOS à canal N. Ce montage nous introduit un retard sur la commande qui nous supprime pratiquement la totalité du temps mort lors de l’ouverture du MOS de puissance à canal P. De plus, ce retard produit une mauvaise commutation de l’interrupteur de puissance, engendrant une augmentation des pertes par commutation.

Afin de réduire ce retard, nous avons décidé de supprimer le transistor et de mettre à la sortie du FPGA une porte inverseuse. Nous avons comparé les rendements être les deux types d’inversion pour un convertisseur. Dans le cas de l’inversion par transistor, le rendement était de 80%. Avec le montage utilisant la porte inverseuse, un nouveau problème se produit. En effet, l’optocoupleur délivre un signal de tension 0-15V. Or ce signal ce retrouve sur l’interrupteur de puissance. Sa tension grille source est donc de -5V lorsque le signal est à 15V, ce qui n’est pas suffisant pour fermer l’interrupteur. Pour que le montage fonctionne, il faut donc baisser la tension d’alimentation à 15V. Dans ce cas, le rendement baisse à 76%, mais cette valeur n’est pas comparable car nous ne sommes pas à pleine puissance.


2003-2004 20

6 Optimisation d’un convertisseur :

6.1 Raison d’un tel choix :

6.1.1 Rendement d’un convertisseur :

Dans le chapitre précédant nous avons remarqué que l’association avais un rendement de 80%. Ce rendement n’est pas très bon, nous avons donc comparé ce rendement à celui d’un convertisseur élémentaire et nous avons constaté que celui-ci était identique. Nous pouvons donc dire que l’association ne crée pas de perte supplémentaire et que nous devons donc améliorer le rendement du convertisseur élémentaire. Ceci dans le but d’amélioré le rendement de l’association.

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71

73

75

77

79

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0,2 0,25 0,3 0,35 0,4 0,45 0,5 0,55 0,6

Courant de sortie (A)

Ren

dem

ent

(%)

Convertisseur 10 Convertisseur 8 Polynomial (Convertisseur 10) Polynomial (Convertisseur 8)

Figure 16 : rendement en fonction du courant de sortie

Ce graphique représente le rendement en fonction du courant de sortie pour les

convertisseurs 8 et 10. Les courbes sont des courbes de tendances pour chaque convertisseur. Nous pouvons voir que le rendement des convertisseurs suit la variation du rendement

de l’association des dix convertisseurs en série en entrée et en sortie. Mais ceci nous permet de voir aussi que le rendement maximal est de 80% dans les deux cas. Cela nous montre que les convertisseurs ont 20% de perte soit 1W, comme nous l’avions supposé.

Une rapide estimation des pertes des différentes parties du montage nous permettrons de connaître les points à optimiser.

6.1.2 Estimation des pertes dans les diodes :

Afin de pouvoir faire le calcul des pertes par conduction, nous devons mesurer la chute de tension de la diode à l’état passant. Cette mesure nous donne 0,3V par diode.

P = a×U×I = 0,5×0,3×0,5 Les pertes par conduction par diodes peuvent être estimées à 0,075W


2003-2004 21

Ces pertes sont donc répétées quatre fois par convertisseur soit une perte totale par le redresseur de 0,3W. Ces pertes représentent 6% de la puissance totale. Nous devons donc optimiser au maximum ce point là car nous pouvons constater que le redresseur est la cause de 30% des pertes du convertisseur.

6.1.3 Estimation des pertes des interrupteurs :

6.1.3.1 Pertes par commutation :

Les pertes par commutation nous sont données par la formule suivante :

2ftIE

P×××

=

E : tension commutée par l’interrupteur. Dans notre cas 20V. I : courant commuté par l’interrupteur. Dans notre cas 0,5A t : temps de commutation de l’interrupteur. f : fréquence de la commande de l’interrupteur. Dans notre cas 100kHz Nous avons mesuré les temps de commutation des deux interrupteurs :

Canal P Canal N Temps de fermeture 83ns 49ns Temps d’ouverture 49ns 83ns

Les pertes sont donc estimées à :

Canal N Canal P

Ouverture 22,5mW 41,5mW

Fermeture 41,5mW 22,5mW Nous avons négligé les pertes dues au courant lors de la commutation. Car elles sont

pour la plus part du temps faible devant les pertes du a la tension. Nous pouvons donc estimer que les pertes par commutation totales d’un convertisseur

sont de 0,128W. Ces pertes représentent 2,5% de la puissance d’un convertisseur et donc 12,8% des pertes.

6.1.3.2 Pertes par conduction :

Les pertes par conduction nous sont données par la formule : 2IRP ××= α

Le courant qui traverse les interrupteurs est de 0,5A, et le rapport cyclique est maximal

dans notre cas 0,5. Les résistances des MOS (RDS(ON)) nous sont données par la documentation

constructeur (cf. annexe). Dans le cas du canal N RDS(ON) = 0,23? et dans le cas du canal P RDS(ON) = 0,55? . Nous avons pris en compte la température pour trouver ces valeurs, car nous avions remarqué un léger échauffement des interrupteurs de puissances lors de nos essais précédant.


2003-2004 22

Les pertes par conduction du transistor à canal N sont donc estimées à 0,029W, celles du transistor à canal P sont de 0,069W. Cela nous donne un total de perte dans les deux transistors de 0,098W soit, dans ce cas, 2% de la puissance du convertisseur totale. Ceci représente 9,8% des pertes du convertisseur.

6.1.3.3 Pertes dans les condensateurs du pont capacitif :

Une autre partie qui peut être générateur de pertes est le pont capacitif. En effet, celui-ci est à base de condensateurs chimiques qui ont une importante résistance série. De plus, ce type de composant ne se comporte pas très bien à des fréquences comme celles que nous utilisons (100kHz).

Un condensateur 100µF de type chimique possède une résistance série évaluée à 0,1? , Nous considérons le rapport cyclique maximal et par conséquence le courant dans la capacité de 0,5A. Dans ce cas, nous pouvons estimer les pertes dans ce composant à environ 0,025W par condensateur, soit 0,5% de la puissance totale du convertisseur. Etant donné que le convertisseur possède deux condensateurs de ce type, nous pouvons donc remarquer que ces composants créeraient une perte d’environ 0,05W soit dans ce cas 1% de la puissance du convertisseur. Ceci représente 5% des pertes du convertisseur.

6.1.4 Conclusion sur les pertes :

Nous remarquons que le plus gros facteur de perte est le redresseur à diodes Schottky qui génère 30% des pertes. Les deux interrupteurs produisent 0,226W de perte au total, soit 21,8% des pertes d’un convertisseur. Les pertes par commutation dans les interrupteurs sont plus importantes que les pertes par conduction. Le pont capacitif serait la troisième partie du montage qui générerait le plus de pertes, 5% des pertes d’un convertisseur.

Ces trois point nous donnent 56,8% des pertes du montage. Nous devons donc les optimiser au maximum. Le reste des pertes sont repartie dans l’optocoupleur, les commandes rapprochées et le transformateur. Mais, les estimassions que nous avions faite ne sont pas assez précise pour être prise en compte.

6.2 Optimisation de la commutation :

Afin d’améliorer les commutations des interrupteurs de puissance, nous avons décidé de changer la schématique de commande du convertisseur. En conséquence, nous utilisons le pont capacitif pour la commande rapprochée ce qui fait que la commande est totalement symétrique.

Nous avons précédemment vu que les condensateurs seraient des composant s qui engendreraient des pertes. Nous devons donc changer de composant afin de réduire la résistance série des condensateurs et de plus, ils devront avoir un meilleur comportement en fréquence. Nous avons donc choisi des condensateurs de type Tantale, ce type de condensateur possède un meilleur comportement en fréquence et une plus faible résistance série.

Calcul de la valeur de la capacité :

dtdV

Ci = dVdt

iC =

Le courant fourni par le condensateur est de 0,5A. Le temps de décharge (dt) est de

5µs. Enfin, nous avons choisi une ondulation de tension (dV) de 0,25V. Avec ces conditions,


2003-2004 23

le condensateur doit avoir une valeur de 10µF. Nous pouvons remarquer que la valeur est dix fois inférieure à la valeur du montage précédent.

Pour ce condensateur, nous pouvons estimer la résistance série aux environs de 0,06? . Dans le cas du rapport cyclique maximal, nous prenons un courant de sortie de 0,5A, nous pouvons donc estimer les pertes aux environs de 0,015W. Etant donné que nous avons deux condensateurs, les pertes s’élèveraient à 0,03W soit 3% des pertes du convertisseur.

Figure 17 : Schéma de la cellule optimisé sans redresseur :

Nous avons fait un pont diviseur avec deux résistances (R1 et R2) de même valeur,

nous avons donc au point milieu un potentiel de +10V. Ce potentiel fixe est mis comme commande sur un push-pull (à base de BC550 pour T1 et BC567 pour T2, documentation cf.annexe). Dans ce cas, le potentiel au collecteur du push-pull est fixe et d’une valeur de +10V. Ce potentiel est relié au point milieu du pont capacitif (C1 et C2) afin de lui imposer 10V. Ce petit montage nous permet de toujours avoir le pont capacitif équilibré, imposant des signaux mieux équilibrés.

L’inversion du signal de l’interrupteur à canal P se trouve avant les optocoupleurs nous permettant de ne plus avoir de retard sur la commande. Cette inversion est faite par une porte inverseuse (74HC14). Nous pouvons constater qu’une résistance (R3 et R5) 10k? reliée à la masse est mise sur chaque commande pour que, si le FPGA est absent ou éteint, les commandes soient maintenues aux niveaux bas imposant l’ouverture des deux interrupteurs de puissance (T7 MOS à canal P IRFU9014 et T8 MOS à canal N IRFU014, documentation cf. annexe).

Les optocoupleurs choisie sont des HCPL-2200 (cf.annexe). L’optocoupleurs (U4) de la commande de l’interrupteur à canal P est alimenté entre la borne positive de l’alimentation et le point milieu du pont capacitif. Le deuxième optocoupleur (U5) est lui, alimenté entre le


2003-2004 24

point milieu du pont capacitif et la borne négative de l’alimentation. Ce système alimente les optocouleurs sous une tension de +10V chacun, ce qui nous permet d’éviter l’ajout d’un régulateur. En effet, la tension maximale d’alimentation d’un optocoupleur est de +20V et la tension minimum est de 4,5V. La sortie des optocoupleurs entre par la suite sur des push-pull qui commanderont les interrupteurs de puissance.

Nous avons fait le choix d’utiliser des transistors bipolaires (BC550 et BC567, documentation cf.annexe ) pour les push-pull (T3, T4 pour la commande du MOS à canal P et T5, T6 pour la commande du MOS à canal N) de la commande rapprochée des interrupteurs de puissance. Ce choix a été fait après avoir fait un essai avec des MOS (BS170 et BS250) qui n’arrivaient pas à faire saturer les interrupteurs de puissance. Ce problème venait du fait que les MOS n’avaient pas un assez bon gain. C’est pour cela que le choix de bipolaire a été fait car ces derniers ont un meilleur gain. Des résistances (R9 et R10) de 10? ont été mises sur les push-pull afin de retarder la fermeture des interrupteurs de puissance ce qui a pour but d’éviter les courts-circuits par les interrupteurs de puissance ; ceci est une sécurité. Une résistance (R7 et R8) de 10k? a été placée entre le potentiel positif de l’alimentation et la commande du push-pull de l’interrupteur à canal P, celle-ci sert de sécurité. En effet si l’optocoupleur était retiré ou endommagé, le potentiel de la commande du push-pull deviendrait +10V ce qui ce traduirait par une ouverture de l’interrupteur de puissance. Une autre résistance de 10k? a été mise en place entre la commande du push-pull de l’interrupteur à canal N et le potentiel négatif de l’alimentation, et ceci pour la même raison.

6.3 Premier essai du convertisseur :

Après avoir fait le choix de la schématique, nous avons fait l’essai de ce montage sur plaque test ce qui nous a permis de constater le bon fonctionnement de la commande reprochée. Nous avons pu observer que les commutations des interrupteurs de puissance étaient plus rapides qu’avec le montage précédent.

Nous avons aussi fait une mesure de rendement qui nous donna une 82%, nous pouvons donc remarqué que le rendement a augmenté de 2%.

Nous avons par la suite changé les appareilles de mesure afin de pouvoir avoir une plus grande précision. Dans ce cas, pour une tension d’alimentation de 20V un courant d’entrée de 0,248A, la tension appliquée à la charge était de 7,8V et le courant 0,5A. Ce point de mesure pour une consommation de 4,96W nous donne une puissance fournie en sortie de 3,9W, nous avons donc un rendement de 78,6%. Nous pouvons donc dire que les relevés précédant sont donc tous avec une certaine erreur que nous pouvons estimés à 4%. Dans l’ancien montage avais sûrement un rendement de 76% et non de 80%.

6.4 Optimisation du redresseur :

6.4.1 Choix du montage :

Nous avons vu précédemment que le redresseur à diode nous produisait 30% des pertes. Nous avions mesuré une chute de tension de 0,3V aux bornes d’une diode, avec un courant de 0,5A soit des pertes de 0,075W par diode. Afin de réduire ces pertes, nous devons donc réduire la chute de tension aux bornes des diodes. Mais aucune diode ne permet une chute de tension inférieure et sans en plus avoir de recouvrement. Ce sont ces raisons qui nous ont poussé à mettre au point un redresseur synchrone tous MOS. Ce type de montage a pour avantage de créer moins de perte, car les chutes de tension aux bornes des interrupteurs sont


2003-2004 25

moins importantes que pour des diodes. De plus, ces chutes de tension sont proportionnelles aux courants qui traversent les interrupteurs.

Le but de ce redresseur est de n’avoir que des MOS comme interrupteurs qui seront commandés par l’alternance à redresser. Ceci nous assure une synchronisation du redresseur, comme avec un redresseur à diodes.

6.4.2 Principe de fonctionnement :

Le montage repose sur le fonctionnement suivant :

Figure 18 : Principe de redressement

Nous pouvons constater que l’alimentation sert de commande à l’interrupteur. Il faut

donc que la tension d’alimentation soit des créneaux supérieurs à la tension de seuil de l’interrupteur afin de pouvoir saturer celui-ci, ce qui est notre cas.

Nous pouvons remarquer que pour une tension d’alimentation positive, la tension grille source du transistor devient également positive, ayant pour conséquence de rendre celui-ci passant. Si l’interrupteur devient passant, la tension de sortie est égale à la tension d’entrée, à la chute de tension du transistor près.

Le redresseur synchrone repose donc sur ce système mais doit prendre en compte les alternances positives et négatives. Pour ce faire, nous sommes obligés d’utiliser la même structure qu’un redresseur à diode et de remplacer toutes les diodes par des interrupteurs commandables.


2003-2004 26

6.4.3 Fonctionnement redresseur synchrone complet :

Figure 19 : Schéma du redresseur synchrone

Les interrupteurs sont de type MOS. T1 et T2 sont à canal P alors que T3 et T4 sont

eux à canal N. Ce montage remplace le redresseur à diode, donc la tension d’alimentation (VE) est un

signal carré alternatif. Nous pouvons remarquer que lorsque VE est positif, la tension grille source VGS du

transistor T1 est de –VE, ayant pour conséquence de mettre T1 en conduction. Le transistor T2 voit sa tension VGS égale à zéro bloquant le transistor. La tension VGS du transistor T3 vaut 0V donc ce transistor est bloqué. Pour le transistor T4, la tension VGS vaut +VE, rendant le transistor passant. En résumé lorsque VE est positif T1 et T4 sont passants et T2 et T3 sont bloqués, la tension de sortie vaut donc VE à la chute de tension des interrupteurs prés.

A l’inverse, lorsque la tension VE est négative, la tension VGS du transistor T1 vaut 0V ce qui le bloque. La tension VGS de T2 vaut –VE et rend le transistor passant. Le transistor T3 voit sa tension VGS à +VE ce qui met le transistor en conduction. Enfin, la tension VGS du transistor T4 vaut 0V bloquant le transistor. Pour résumé, lorsque VE est négatif, T2 et T3 sont passants et T1 et T4 bloqués, la tension de sortie du redresseur est donc de +VE, encore une fois à la chute de tension des interrupteur prés.

6.4.4 Essai du redresseur synchrone :

Afin de réaliser le montage, nous avons choisi de prendre les mêmes transistors que ceux utilisés par le convertisseur c'est-à-dire un IRFU014 pour le canal N et un IRFU9014 pour le canal P. La documentation constructeur (cf. annexe) nous indique que le transistor à canal N a une résistance (RDS(ON)) à l’état passant de 0,3? . Donc pour un courant de 0,5A, nous pouvons déduire que la chute de tension sera de 0,15V. Pour un canal P, la documentation constructeur nous indique une résistance (RDS(ON)) à l’état passant de 0,5? . Donc avec un courant de 0,5A, nous pouvons déduire que la chute de tension du transistor sera de 0,25V. Dans les deux cas nous remarquons que nous avons des chutes de tension inférieures à celle d’une diode Schottky précédemment utilisée.

Nous avons tout d’abord essayé ce redresseur sur une plaque test avec un GBF. Nous avons pu constater que le redresseur fonctionnait mais qu’il y avait quelques problèmes. Nous avons remarqué que, de temps en temps, les interrupteurs avaient des problèmes de commutation. Nous avons donc déterminé par la pratique la résistance devant être placée sur


2003-2004 27

la grille pour chaque interrupteur. Dans les quatre cas, nous avons trouvé une résistance de grille identique : 30? . Après montage de ces résistances de grilles, nous avons pu constater un bon fonctionnement du redresseur.

6.5 Essai du convertisseur optimisé :

Figure 20 : Montage d'un convertisseur optimisé

Nous avons donc fait un essai de l’ensemble optimisé qui nous a permis de voir que ce

nouveau montage fonctionnait de façon correcte. Lors de cet essai, nous avons pu constater un rendement de 75%, nous pouvons

remarquer que le rendement chute avec la mise en place du redresseur synchrone. Une visualisation de la commutation d’un interrupteur à canal P nous a permis de voir que durant le temps mort, c'est-à-dire la phase de roue libre, la tension drain source était de -2V. Ceci nous permet de voir que la diode se trouvant en antiparallèle de l’interrupteur devient passante. Nous pouvons donc constater que sa tension de seuil est de -2V. Elle est parcourue par un courant de 0,5A, ceci nous donne une perte de 0,05W, soit 1% de la puissance totale du convertisseur. Nous avons donc 2% du rendement dans les deux transistors à canal P.

Pour améliorer ceci, nous avions décidé de placer une diode Schottky en antiparallèle sur la sortie du convertisseur. Dans cette configuration, nous avons donc pu mesurer pour une tension d’alimentation de 20V et un courant consommer de 0,248A, une tension aux bornes de la charge de 8,2V et un courant de 0,5A. Nous voyons donc que pour une puissance consommée de 4,96W, le convertisseur fournit 4,1W en sortie. Le rendement est donc de 82,6%.

Si nous faisons le même résonnement que pour le redresseur à diode, nous pourrions remplacer la diode de roue libre par un interrupteur commandé par la tension de charge. Or, dans ce cas, le montage n’est pas possible, car il faudrait que le transistor devienne passant lorsque sa tension grille source devient nulle.


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Nous avons vue lors de l’essai du redresseur que le transistor à canal N crée une chute de tension d’environ 0,15V alors que le canal P avait une chute de tens ion de 0,25V. La chute de tension créée par le canal P est proche de celle d’une diode. Afin de réduire cette chute de tension, il nous faut réduire la résistance du transistor à l’état passant ; pour ce faire, nous avons mis deux transistors de type P en parallèle. Dans ce cas, nous avons pu constater que pour une alimentation de 20V et un courant consommé de 0,248A, la tension de la charge était de 8,4V et le courant dans celle-ci était de 0,5A. Nous pouvons donc voir que pour une puissance consommée de 4,96W par le convertisseur, ce dernier fournit une puissance de 4,2V. Le rendement de ce montage pour ce point de fonctionnement est de 84,6%.

6.6 Conclusion :

Nous pouvons constater que le montage fonctionne comme nous le souhaitions. Nous remarquons que nous avons gagné quelques points de rendement avec ce nouveau montage. Toutefois, nous avons un nouveau problème qui apparaît : le nombre de composant a augmenté. Ceci nous fait augmenter la place prise par le convertisseur. Ceux-ci ont néanmoins l’avantage d’être pour la plupart intégrables. De plus, les composants intégrables sont de basse tension, donc la technologie utilisée sera planar. Dans cette optique, il est plus avantageux d’avoir augmenté le nombre de composants. Par exemple, le redresseur synchrone possède plus de composant s que celui à diode ; mais cette fo is-ci, les composants sont intégrables plus facilement que des diodes Schottky, nous n’avons plus qu’une seul diode de ce type à intégrer.


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7 Conclusion :

Le travail qui avait été réalisé l’an dernier a permis de mettre en évidence le fonctionnement d’association de convertisseur s. L’étude faite dans ce même travail a montré que si une commande décalée été mise au point et montée sur l’association de convertisseur, il serait plus performant et l’inductance de filtrage pourrait être réduite.

La commande que nous avons réalisé nous a permis d’appréhender des outils et des méthodes de travail qui ne nous était pas familiers. Après cette étape, nous avons pu constater que l’association des convertisseurs fonctionnait et que l’inductance de filtrage pouvait être réduite de façon significative. Mais le rendement que nous avons alors constaté n’était pas des meilleurs. Ce point là fut l’objet de l’étape suivante de notre travail, car en effet cette association de convertisseur s n’a pas un grand intérêt si elle présente une quantité de perte importante. Nous avons donc travaillé sur ce point, et nous avons réussi à améliorer le rendement d’un convertisseur.

Ce travail montre que la réduction des composants de filtrage est possible. Mais ceci engendre une augmentation du nombre de composant s. Nous pouvons toutefois remarquer qu’ils sont pour la plupart intégrables. Le transformateur n’est pas intégrable dans l’état actuel, la diode Schottky, les condensateurs et les optocoupleurs eux le sont difficilement.

De plus, l’association permet de créer des convertisseurs ayant des puissances importantes au vu de la puissance d’une cellule.De plus, la tension d’alimentation étant faible le passage des composants en techno logie planar est possible.

L’association de convertisseur possède l’avantage d’avoir un fonctionnement dégradé. En effet, même si un convertisseur est défectueux, l’association peut fonctionné avec les neuf autres.

Nous pouvons aussi remarquer qu’il reste à effectuer un essai avec dix convertisseurs optimisés afin de vérifier que le rendement de l’association soit du même ordre ou supérieur à celui d’un convertisseur optimisé. La commande est un point potentiellement améliorable. En effet, nous avons mis une porte inverseuse avant l’optocoupleur pour inverser la commande complémenter. Or il est facile de faire cette inversion dans le FPGA. Une carte réduite pour le fonctionnement du FPGA est un travail qu’y est souhaitable de réaliser afin de prendre en compte sa consommation dans le calcul du rendement. Nous pouvons voir que le travail que nous avons réalisé n’est qu’un début et qu’il reste plusieurs points d’étude et de réalisation à faire.


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Annexes :

Schéma logique de la commande complet.

Simulation de la commande.

IRFU 014.

IRFU 9014.

HCPL-2200.

BC550.

BC567.

Résumé :

La technologie actuelle a tendance à réduire de plus en plus la taille prise par l’électronique de puissance. Or, les composants de filtrage sont durs à réduire. Pour ce faire, il faudrait diminuer l’ondulation de tension avant le filtrage. Un autre point de l’électronique de puissance est la puissance des convertisseurs. Plus celle-ci est importante plus les contraintes sur les composants sont alors importantes. Il faudrait répartir ces puissances sur plusieurs convertisseurs.

Pour répondre à ces deux points, la solution choisie est de faire des associations de convertisseurs avec une commande spécifique. Ceci permet de réduire l’ondulation de tension. De plus, étant donné l’utilisation de plusieurs convertisseurs, les puissances et donc les contraintes seront réparties.

Notre travail se basait sur celui qu’avait effectué Soulaimane Adams. Celui-ci avait fait un travail de recherche de schématique et de test afin de trouver la structure de convertisseur la plus intéressante et la plus pratique pour faire des associations. L’alimentation à découpage à demi pont capacitif a été retenue. Des simulations ont permis de vérifier que l’ondulation de tension de sortie pouvait être réduite grâce à une commande particulière.

Nous avons donc réalisé la commande particulière afin de vérifier les simulations faites antérieurement. Cette commande a été réalisée à l’aide d’un circuit programmable de type FPGA. Par la suite, une série de test permis de remarquer quelques problèmes, mais aussi de voir le fonctionnement correct de l’ensemble. Enfin, nous avons réalisé l’optimisation d’un convertisseur élémentaire.

Ce travail montre que la réduction des composants de filtrage est possible. De plus, la répartition des puissances est une chose qui peut permettre d’avoir une forte puissance à base de convertisseurs basse puissance.

Abstract:

Current technology tends to reduce more and more the size taken by the power electronic. However, the components of filtering are hard to reduce. With this intention, it would be necessary to decrease the undulation of voltage before filtering. Another point of the power electronic is the power of the converters. More this one is significant more the constraints on the components are then significant. It would be necessary to distribute these powers on several converters.

To answer these two points, the selected solution is to make associations of converters with a specific control. This makes it possible to reduce the undulation of voltage. Moreover, being given the use of several converters, the powers and thus the constraints will be distributed.

Our work was based on that which Soulaimane Adams had carried out. This one had made a research task of diagrammatic and tests in control to find the structure of the converter most interesting and most practical to make associations. Switch mode DC power supplies with half capacitive bridge was retained. Simulations made it possible to check that the undulation of output voltage could be reduced thanks to a particular control.

We thus carried out the particular control in order to check simulations made before. This control was carried out with the assistance of a programmable circuit of type FPGA. Thereafter, a series of test allowed to notice some problems, but also to see the correct operation of the associations. Lastly, we carried out optimization of an elementary converter.

This work shows that the reduction of the components of filtering is possible. Moreover, the distribution of the powers is a thing which can make it possible to have a strong power containing converters low power.

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Rapport de Stage - ultimaweb.free.frultimaweb.free.fr/BIBLE%20IEG/bible%20%E9nergie/2... · structures de convertisseurs statiques de manière à tirer le meilleur parti possible