Realització d'un carregador de bateries modular en l ...deeea.urv.cat/public/PROPOSTES/pub/pdf/1989pub.pdf · Realització d'un carregador de bateries modular en l'àmbit ... Àngel

1

Realització d'un carregador de bateries modular en l'àmbit

dels vehicles elèctrics

TITULACIÓ: Enginyeria Tècnica Industrial Especialitat en Electrònica

AUTOR: Francisco Luis Mena Mezquita

DIRECTORS: Àngel Cid Pastor

CODIRECTOR: Enric Vidal Idiarte

DATA: Setembre de 2013

2

Índex General 1. Introducció ........................................................................................................................ 4

2. Objectius ........................................................................................................................... 4

3. Especificacions .................................................................................................................. 4

4. Estat de l’art ...................................................................................................................... 5

4.1. Correcció de Factor de Potència ................................................................................ 5

4.1.1. Cosφ ....................................................................................................................................................... 5

4.1.2. Factor de Potència (FP) ................................................................................................................ 6

4.1.3. Causes de Factor de Potència Baix ......................................................................................... 6

4.1.4. Conseqüències d’un Factor de Potència baix .................................................................... 7

4.2. Convertidors DC-DC ................................................................................................... 7

4.3. Resistor lliure de pèrdues o LFR ................................................................................. 8

4.4. Convertidor BOOST .................................................................................................. 13

4.4.1. Modes de Conducció ................................................................................................................... 13

5. Resistor Lliure de Pèrdues basat en un convertidor Boost................................................ 15

5.1. Model del convertidor Boost ................................................................................... 15

5.1.1. Configuració ON ............................................................................................................................ 16

5.1.2. Configuració OFF .......................................................................................................................... 17

5.1.3. Equació Bilineal del Sistema ................................................................................................... 18

5.2. Control en mode lliscant .......................................................................................... 19

5.2.1. Superfície de control................................................................................................................... 19

5.2.1.5. Control equivalent ( ) .......................................................................................................... 22

5.2.2. Punt d’equilibri .............................................................................................................................. 23

5.2.3. Estabilitat al voltant del punt de treball ........................................................................... 24

6. Disseny i implementació del convertidor BOOST ............................................................. 27

6.1. Disseny dels components del convertidor Boost. ..................................................... 29

6.1.1. Disseny de l’inductor d’entrada (L) .................................................................................... 29

6.1.2. Disseny del Pont rectificador ................................................................................................. 29

6.1.3. Elecció del MOSFET ..................................................................................................................... 29

6.1.4. Elecció del Díode........................................................................................................................... 34

6.2. Disseny del Driver .................................................................................................... 37

6.3. Sensat de corrent .................................................................................................... 37

7. Disseny i implementació del control en mode lliscant. ..................................................... 39

7.1. Obtenció de la superfície S(x) ................................................................................... 41

7.1.1. Obtenció de g .................................................................................................................................. 41

3

7.1.2. Obtenció de ............................................................................................................................. 41

7.1.3. Obtenció ............................................................................................................................. 42

7.1.5. Obtenció ................................................................................................................... 44

7.2. Obtenció de la Histèresi (±H) ................................................................................... 44

8. Simulacions ..................................................................................................................... 47

8.1. Funcionament del convertidor Boost (DC-DC) en llaç obert ...................................... 47

8.2. AC-DC en llaç tancat ................................................................................................ 51

9. Resultats experimentals .................................................................................................. 53

9.1. Experimentació DC-DC en llaç obert......................................................................... 53

9.1.1. Set-up.................................................................................................................................................. 53

9.1.2. Descripció ......................................................................................................................................... 53

9.1.3. Implementació diode MUR3060WT & MOSFET IPW60R041C6 ......................... 54

9.1.4. Implementació diode IDH16S60C & MOSFET IPW60R041C6.............................. 58


9.1.6. Implementació diode MUR3060WT & MOSFET IPW60R160C6 ......................... 65



9.1.9. Comparativa de rendiments i elecció de dispositiu ................................................... 80

9.2. Experimentació AC-DC en llaç tancat ....................................................................... 83

9.2.1. Set-up.................................................................................................................................................. 83

9.2.2. Descripció ......................................................................................................................................... 83

9.2.3. Gràfics obtinguts ........................................................................................................................... 83

9.2.4. Rendiments ..................................................................................................................................... 92

10. Conclusions ................................................................................................................. 94

11. Referències ................................................................................................................. 95

12. ANNEX......................................................................................................................... 96

12.1. Schematics........................................................................................................... 96

12.2. Layouts .............................................................................................................. 100

4

1. Introducció

En els últims temps el interès general per la utilització d’energies renovables ha anat en

augment degut principalment a la preocupació dels països desenvolupats i els països en

vies de desenvolupament, tant per la falta de combustibles fòssils com per l’efecte

hivernacle, produït en mesura per la utilització de vehicles de motor propulsats per

combustibles fòssils.

En aquest lloc és on apareixen els vehicles elèctrics, solucionant en la seva mesura la

preocupació per la falta de combustibles fòssils, ja que no els consumeixen, i l’efecte

hivernacle, ja que no tenen tantes emissions cap a l’atmosfera.

El problema que es planteja als vehicles elèctrics és el de no ser massa eficients respecte

als vehicles convencionals, ja que la seva fabricació representa un cost major, tenen una

conducció de curt abast, així que no poden ser utilitzats per recórrer grans distàncies

sense carregar la seva bateria, i el temps de la seva càrrega es molt llarg.

Per aquestes raons exposades anteriorment s’esperen, entre altres, contribucions en

l’arquitectura del control elèctric.

En aquest treball es presenta un disseny i la implementació d’un convertidor Boost com

preregulador d’un carregador de bateries de vehicle elèctric, on es fa un estudi

comparatiu entre el rendiment del convertidor amb la implementació de diferents

interruptors de potència en el convertidor.

2. Objectius

En aquest projecte es dissenyarà, simularà i provarà un convertidor Boost amb un

control en mode lliscant com preregulador per a la Correcció del Factor de Potència

d’un carregador de bateries modular per vehicles elèctrics, on l’objectiu principal és fer

una comparativa de rendiments entre la utilització de diferents interruptors de potència

(Díodes i MOSFETS). També es compararà la diferència entre els díodes de silici i els

díodes de carbur de silici, on es farà una comparativa teòrica entre les característiques

de cadascun i una comparativa amb els resultats obtinguts.

3. Especificacions

Es vol implementar un preregulador per a la correcció de factor de potència per ser

introduït en un carregador de bateries d’un vehicle elèctric.

El convertidor a dissenyar haurà de complir amb les especificacions que es mostren en

la taula de la figura 3.1.

5

(4.1)

Figura 3.1. Especificacions del convertidor Boost

4. Estat de l’art

En aquest apartat es presentaran els diferents termes que es tenen en compte a l’hora de

dissenyar un convertidor Boost, des de una breu descripció dels convertidors DC-DC,

definició de correcció de factor de potència, definició i anàlisi d’un resistor lliure de

pèrdues fins la descripció i anàlisi d’un convertidor Boost.

4.1. Correcció de Factor de Potència

4.1.1. Cosφ

El Cos φ (Cosinus de φ) no es més que el cosinus de l’angle φ que formen la potència

activa (P) i la aparent (S) en el triangle de potències que es veu a continuació. En un

sistema elèctric de corrent alterna amb ones sinusoïdals perfectes la descomposició de la

potència aparent en la suma de dos vectors dona com resultats un triangle rectangle, en

el que les components es troben en els eixos dels nombres reals i els imaginaris:

Figura 4.1. Triangle de potències.

Si apliquem el Teorema de Pitàgores i les relacions trigonomètriques obtenim l’equació

4.1. que veiem a continuació.

El Cosφ només depèn de les Potències Activa (P) i Reactiva (Q).

http://quintoarmonico.es/uploads/FP_NO_COS/TRIANGULO_COS.JPG

6

(4.2)

4.1.2. Factor de Potència (FP)

El Factor de Potència (FP) és la relació entre las Potències Activa (P) i Aparent (S). Si

la ona de corrent alterna és perfectament sinusoïdal, FP y Cosφ coincideixen, segons

s’ha vist en el apartat anterior.

Si la ona no fos perfecta, S no estaria només formada per P y Q, sinó que apareixeria

una tercera component, suma de totes las potències que genera la distorsió. A aquesta

component de distorsió li anomenarem D.

Suposem que en la instal·lació hi ha una Taxa de Distorsió Harmònica (THD) alta degut

a que hi ha corrents harmòniques. Aquestes corrents harmòniques, juntament amb la

tensió a la que està sotmesa el conductor dona com a resultat una potència, que si fos

aquesta l’ única distorsió, el seu valor es correspondria amb el total de las distorsions D.

Gràficament es podria veure de la següent manera:

Figura 4.2. Prisma de potències amb la component de distorsió.

Si prestem atenció a la cara inferior del prisma veurem el triangle rectangle anterior,

però la hipotenusa no es ara S, sinó S1, ja que S ha de tenir en compte a D en la seva

composició i en aquest cas l’estem obviant.

Si ens fixem en el prisma al complert veurem dos angles φ, γ: Ara l’angle important no

és φ ja que no té en compte a D, sinó γ.

Atenent a la definició de Factor de Potència, como la relació entre P y S obtenim la

següent expressió de l’equació 4.2:

El factor de potència expressa en termes generals, el desfasament o no del corrent amb

relació al voltatge i es utilitzat com indicador del correcte aprofitament de l’energia

elèctrica, el qual pot prendre valors entre 0 y 1 sent la unitat (1) el valor màxim de FP y

per tant el millor aprofitament de l’energia.

4.1.3. Causes de Factor de Potència Baix

Les càrregues inductives com motors, balasts, transformadores, etc., són l’origen del

factor de potència baix ja que són càrregues no lineals que contaminen la xarxa

elèctrica.

En aquest tipus d’equips, el consum del corrent es desfasa amb relació al voltatge,el que

provoca un baix factor de potencia.

7

4.1.4. Conseqüències d’un Factor de Potència baix

Les instal·lacions elèctriques que operen amb un Factor de Potència inferior a 1, afecten

a la xarxa elèctrica tant en alta tensió como en baixa tensió, a més, té les següents

conseqüències a mesura que el Factor de Potència disminueix:

1. Increment de pèrdues per efecte joule

La potència que es perd per escalfament ve donada per l’expressió , on I es el

corrent total i R és la resistència elèctrica dels equips (bobinats de generadors i

transformadores, conductors dels circuits de distribució, etc.). Les pèrdues per efecte

Joule es manifestaran en:

- Escalfament de cables.

- Escalfament de bobinats dels transformadors de distribució, i

- Dispar sin causa aparent dels dispositius de protecció.

Un dels majors problemes que causa el sobreescalfament és el deteriorament

irreversible del aïllament dels conductors que, a més de reduir la vida útil dels equips,

pot provocar curtcircuits.

2. Sobrecàrrega de los generadores, transformadors i línies de distribució.

L’excés de corrent degut a un baix Factor de Potència, provoca que els generadors,

transformadors i línies de distribució, treballin amb certa sobrecàrrega i redueixin la

seva vida útil, degut a que aquests equips, es dissenyen per un cert valor de corrent i per

no fer-los malbé, han de treballar sense superar aquest límit.

3. Augment de la caiguda de tensió

La circulació de corrent a través dels conductors ocasiona una pèrdua de potència

transportada pel cable, y una caiguda de tensió o diferència entre las tensions de origen i

la d’entrada a la càrrega, resultant en un insuficient subministrament de potència a

aquestes (motors, llums, etc.); aquestes càrregues pateixen una reducció en la seva

potència de sortida. Aquesta caiguda de voltatge afecta a:

- Els bobinats dels transformadors de distribució.

- Els cables d’alimentació, i als Sistemes de protecció i control.

4.2. Convertidors DC-DC

Els convertidors DC-DC són configuracions en l’electrònica que permeten, a partir

d’una font de tensió determinada, controlar la tensió de sortida del convertidor, és a dir,

actuen com ponts de transferència d’energia entre fonts i càrregues, ambdues de corrent

continua.

Això condueix de manera natural a la pregunta de com transferir l’energia des de la font

d’entrada a la càrrega i que hi hagi la menor pèrdua de potència possible.

Els convertidors DC-DC simplifiquen l’alimentació d’un sistema, ja que permeten

generar les tensions on es necessiten, reduint la quantitat de línies de potència

8

(4.3)

necessàries. A més, permeten un millor ús de la potència, control de tensions d’entrada,

harmònics en freqüències més elevades i un augment en la seguretat.

Per contra, els convertidors DC-DC generen soroll, no només en l’alimentació regulada,

sinó també a través de la seva línia d’entrada pot propagar el soroll i interferències a la

resta del sistema.

La regulació DC/DC és el mode d’operació més comú dels convertidors commutats de

potència, tenint-se una tensió no regulada a l’entrada del convertidor y obtenint una

tensió continua prefixada i regulada en la seva sortida. Existeixen diversos mètodes de

control per obtenir la regulació desitjada, destacant-se, per la seva importància, el

mètode de control mitjançant modulació d’amplada de polsos i el control en mode de

lliscament.

Tradicionalment, el disseny de subsistemes de control en convertidors commutats

DC/DC s’ha realitzat mitjançant la tècnica de modulació d’amplada de polsos (PWM).

S’ha de dir que aquest procediment exigeix obtindre un model de petita senyal del

convertidor, que es vàlid al voltant de l’entorn del punt de equilibri pel que s’ha realitzat

la linealització i que no permet conèixer el comportament del mateix quan la senyal

d’excitació és d’important magnitud.

4.3. Resistor lliure de pèrdues o LFR

El resistor lliure de pèrdues o LFR és un biport que pertany a la classe de circuits

denominats POPI (“DC power output = DCpower input”), els quals constitueixen els

elements canònics de la síntesi de nombroses funcions de processat d’energia de

freqüència elevada.

Es desitja que el rectificador monofàsic ideal presenti al sistema de corrent alterna una

càrrega purament resistiva, d’aquesta manera, tensió i corrent tindran la mateixa forma i

estaran en fase. Per a que això sigui possible el factor de potència a de ser la unitat. Així

el corrent d’entrada “ ” haurà de ser proporcional al voltatge d’entrada aplicat

“ ”.

Un circuit equivalent pel port CA d’un rectificador ideal és, per tant, una resistència

virtual Re, que també es coneix com la resistència emulada. S’ha d’observar que la

presència de Re no implica la generació de pèrdues.

9

(4.4)

Figura 4.3. Desenvolupament del model del circuit equivalent del rectificador ideal: (a) emulació del resistor del

port d’entrada; (b) el valor de la resistència emulada, i per tant del rendiment de processament de l’energia és

controlable; (c) característica de la font d’energia del port de sortida, i model complet.[2].

Figura 4.4. Font d’energia dependent: (a) símbol esquemàtic de la font d’energia; (b) símbol esquemàtic del consum

de l’energia. [2].

L’energia “consumida” per la resistència emulada “Re” es transfereix al port de sortida

del rectificador. Re modela simplement com el rectificador ideal carrega el sistema

elèctric en el port d’entrada.

La regulació de la sortida s’assoleix per la variació de la resistència emulada, i per tant

el valor de Re haurà de dependre d’un control com en la Figura 4.4 (b).

Això permet la variació de la potència consumida, ja que és l’expressió de l’equació 4.4.

10

A mesura en que el rectificador no tingui pèrdues i contingui un insignificant

emmagatzematge d’energia interna, l’energia instantània que flueix en Re apareixerà en

el port de sortida del rectificador. En la següent equació es pot observar el processament

instantani de l’energia.

Com veiem només és dependent de i de l’entrada de control , i és

totalment independent de les característiques de la càrrega connectada al port de sortida.

Per aquest motiu, el port de sortida s’haurà de comportar com si d’una font de potència

constant es tractés, obeint la equació 4.6 mostrada a continuació.

El símbol dependent de la font d’energia de la figura 1.5 (a) s’utilitza per denotar tal

característica de sortida. Segons l’il·lustrat en la figura 1.4 (c), el port de sortida és

modelat per una font d’energia que depèn de l’energia instantània que flueix per Re.

Així, un model de quadripol pel rectificador monofàsic que serà emprat per a la

correcció de factor de potència es mostra en la figura 1.4 (c). El model quadripol també

se l’anomena resistor lliure de pèrdues (LFR) per els següents motius [5]:

1. El seu port d’entrada obeeix la llei d’ohm.

2. L’energia que entra al port d’entrada es transmet directament al port de sortida

sense pèrdues d’energia.

D’aquesta manera, com s’ha mencionat abans, obtenim un convertidor anomenat POPI,

és a dir, que la potència de sortida és exactament igual a la potència de l’entrada del

convertidor.

Quan el port de sortida del LFR està connectat amb una càrrega resistiva, la tensió i la

corrent a la sortida, Vrms i Irms (C.C.), estan directament relacionats amb la tensió i la

corrent d’entrada, Vac,rms i Iac,rms, com es veu a continuació:

(4.5)

(4.6)

(4.8)

(4.7)

11

Realització d’un rectificador quasi ideal

En aquest apartat es mostra un convertidor que pugui exhibir les característiques

controlades del convertidor DC-DC per obeir les equacions del LFR.

En el cas del convertidor DC-DC monofàsic, el més simple i menys costós utilitza un

pont de díodes connectat en cascada amb un convertidor DC-DC, com el que podem

observar en la figura, 4.5 següent.

El convertidor DC-DC és representat per un transformador ideal, amb un llaç de control

en modulació d’amplada de polsos (PWM).

Figura 4.5. Funcionament d’un convertidor DC-DC en PWM. [2].

Si el voltatge aplicat Vac (t) és sinusoïdal, tenim:

Llavors, la tensió rectificada és:

Com es desitja que el convertidor generi una tensió de valor constant, el quocient de

conversió del convertidor ha de ser, per tant,

Aquesta expressió descuida la dinàmica del convertidor, ja que, el regulador ha de fer

variar el quocient de conversió entre infinit (en l’instant del pas per cero de la tensió

d’entrada) i un cert valor mínim, (entre els pics de la forma d’ona de la tensió

alterna).

Podem calcular d’una manera aproximada com es calcula a l’equació 4.12.

següent.

(4.9)

(4.10)

(4.11)

(4.12)

12

Qualsevol topologia de convertidor amb un quocient de conversió ideal que es pugui

variar entre aquestos límits, es pot emprar en aquest ús.

A mesura en que el convertidor DC-DC sigui ideal, és a dir, si les pèrdues poden ser

menyspreables i els harmònics de baixa freqüència són poc significatius, l’energia

d’entrada i de sortida instantànies són iguals. Per tant, el corrent de sortida i(t) en la

figura 4.5 es dóna aproximadament:

Substituint l’equació 4.10 en l’equació 4.13 obtenim l’equació 4.14.

Per tant, el corrent de sortida del convertidor conté un component de C.C. i un

component en el segon harmònic de la línia de freqüència de C.A. Una de les funcions

del condensador de la figura 4.5 és filtrar el segon harmònic de i(t), de manera que el

corrent de la càrrega (que passa per la resistència R) sigui essencialment igual al

component de C.C. Les formes d’ona s’il·lustren a la figura 4.6.

Figura 4.6. Formes d’ona del sistema del rectificador de la figura 4.3. [2].

(4.13)

(4.14)

(4.15)

13

L’energia mitja és,

4.4. Convertidor BOOST

El convertidor Boost és un convertidor DC-DC, amb el qual a la seva sortida s’obté una

tensió continua més gran que a la seva entrada. Aquesta topologia de convertidor DC-

DC està formada per dos interruptors semiconductors, díode i transistor, un inductor i

condensador.

Idealment, el convertidor Boost pot produir qualsevol quocient de conversió entre 1 i

infinit. Per tant, aquest tipus de convertidor és capaç de produir una M(d(t)) donada per

l’equació (9), amb la condició de que . A més, el convertidor boost pot

produir THD molt baix, amb una millor utilització del transistor.

En la següent figura 1.8, podem veure un convertidor AC-DC, en el qual per mitjà d’un

pont de díodes es fa la rectificació de l’entrada.

Figura 4.7. Sistema de rectificador DC-DC basat en el convertidor BOOST. [2].

El díode (D1) y el MOSFET (Q1) són modelats com components ideals. Si els dos

components de commutació són ideals, el seu comportament serà semblant al d’un

interruptor ideal, és a dir pot estar obert (OFF) o tancat (ON) degut a que només es té el

control del MOSFET, el díode canviarà respecte a la polaritat en els seus terminals i el

corrent que el travessa quan està conduint. Amb els diferents estats dels elements de

commutació es defineixen els modes de conducció.

4.4.1. Modes de Conducció

El convertidor Boost té dos estats ben definits de conducció que són el mode de

conducció contínua (MCC) i el mode de conducció discontínua (MCD). Aquestos

modes de conducció depenen de l’estat dels components de commutació de la següent

manera:

(4.16)

14

Mode de Conducció contínua, si MOSFET i Díode es troben en condicions

complementàries, es a dir:

Q1=ON, D1=OFF, com es pot apreciar en la figura 4.8, o Q1=OFF, D1=ON , com

es veu en la figura 4.9.

Figura 4.8. Convertidor Boost en MCC quan u=0.

Figura 4.9. Convertidor Boost en MCC quan u=1.

Mode de Conducció discontínua, si el corrent que travessa el Díode es fa igual a zero

quan el convertidor està operant amb u=0, el Díode deixa de conduir, es a dir:

S=OFF,D=OFF.

Figura 4.10. Convertidor Boost en MCD.

Quan el convertidor Boost funciona en mode de conducció contínua el quocient de

treball segueix: . Això implica que el cicle de treball de

convertidor Boost a de seguir la següent funció:

El convertidor Boost funciona en mode de conducció contínua a condició de l’ondulació

del corrent de l’inductor.

Aquest corrent serà major que el corrent mitjà que circula per l’inductor.

(4.18)

(4.17)

15

Per tant, el convertidor funciona en mode de conducció continua quan es compleix la

condició de l’equació 4.20 que es mostra a continuació.

Substituint l’equació 4.17 en l’equació 4.20 i aïllant Re, tenim:

Des de podem concloure que el convertidor funciona en mode continu

quan es compleix la condició mostrada per l’equació 4.22.

Llavors, les equacions 4.17 i 4.21 es mantenen per a tot el període T. El convertidor

funcionarà en mode discontinu quan,

Per Re entre aquests límits, el convertidor funciona en mode discontinu quan està

a prop de zero, i en mode continu quan s’apropa al valor de .

5. Resistor Lliure de Pèrdues basat en un convertidor Boost

5.1. Model del convertidor Boost

Com s’ha vist amb anterioritat el convertidor elevador Boost haurà de treballar de

manera que el corrent que travessa el díode no s’anul·li quan el MOSFET no està

conduint, és a dir, haurà de treballar en mode de conducció contínua.

(4.19)

(4.20)

(4.21)

(4.22)

(4.23)

16

Figura 5.1. Model de convertidor Boost en PSIM

En funció de la senyal de control “u” que activa i desactiva el pas del corrent pel

MOSFET, el convertidor Boost tindrà dues configuracions, configuració ON i

configuració OFF, que es detallen en els següents apartats.

Definim el vector d’estat com variables d’estat .

5.1.1. Configuració ON

En la següent figura 5.2, es pot veure el convertidor Boost quan la senyal de control “u”

té el valor de 1, i el MOSFET està conduint. Modelem l’entrada del convertidor com

una font de tensió ja que en aquest cas a l’entrada del convertidor tindrem una tensió

contínua fixa, am b el model de convertidor Boost de la figura 5.1 a l’entrada del

convertidor hi haurà tensió rectificada.

Figura 5.2. Convertidor Boost quan el MOSFET està conduint

Durant el temps en que la senyal de control “u” està activada (u=1) el MOSFET

condueix. En aquesta configuració el corrent que circula per l’inductor va augmentant

progressivament, emmagatzemant l’energia. Simultàniament durant aquest temps, el

condensador és el que dóna l’energia a la càrrega, i d’aquesta manera el condensador es

va descarregant.

A continuació s’analitzarà el circuit per veure la dinàmica del convertidor.

+

-

+ -

+

-

(5.1)

17

A partir de les equacions 5.1 i 5.2 traurem les variables d’estat quan el MOSFET està

conduint.

5.1.2. Configuració OFF

En aquesta segona configuració possible, la senyal de control “u” està desactivada

(u=0), per tant el MOSFET no condueix. Durant aquest temps la corrent de l’inductor

va disminuint, és a dir, l’inductor es va descarregant. L’efecte que produeix aquesta

situació en el condensador és el contrari, ja que aquest durant el temps en que el

MOSFET no condueix es va carregant. En la configuració OFF es té la següent figura

5.3.

Fig. 5.3. Convertidor Boost quan MOSFET NO està conduint

A continuació s’analitzarà el circuit per veure la dinàmica del convertidor durant el

temps en que el MOSFET no està conduint.

(5.2)

(5.3)

+

-

+ -

+

-

(5.4)

18

A partir de les equacions 5.4 i 5.5es treuen les variables d’estat quan el MOSFET està

NO condueix.

5.1.3. Equació Bilineal del Sistema

Mitjançant les equacions 5.3 i 5.6, quan u = 1 i quan u = 0, es pot plantejar l’equació

bilineal del sistema de la següent manera.

Definim , , i :

Fem les operacions que ens demana el sistema tenim,

(5.5)

(5.6)

(5.7)

19

(5.8)

(5.9)

(5.10)

Introduint aquests resultats en l’equació 5.7, ens queda el que podem veure a

continuació:

Resolent l’equació 5.8 tenim la REPRESENTACIÓ BILINEAL COMPACTA DEL

SISTEMA

5.2. Control en mode lliscant

El control en mode lliscant és un tipus de control d’estructura variable que es basa en un

canvi continu de la seva estructura. La seva principal avantatja és la de ser totalment

robust a errors en el modelatge i a les accions de pertorbacions externes. Una de les

hipòtesis en la que es basa es la de considerar que la senyal de control pot variar de

valors positius a negatius casi de forma instantània, en funció dels valors que

assumeixen els estats del sistema.

En un sistema de control lliscant l’estat de les dinàmiques és atret cap a una superfície

en l’espai coneguda com superfície de lliscament. Quan se satisfan certes condicions,

l’estat “llisca” sobre aquesta superfície, romanent insensible a variacions de la planta i a

pertorbacions externes, el que constitueix la característica fonamental per la seva

aplicació en els sistemes de control.

5.2.1. Superfície de control

L’objectiu d’aquest punt, és triar una funció S(x) coneguda com superfície de lliscament

tal que S(x) = 0, en l’espai dels estats. Idealment el valor d’aquesta superfície S(x) seria

0, el que implicaria una freqüència de commutació infinita. Degut a que la freqüència ha

de tindre un valor finit, la superfície es mourà cap a un punt de treball. Tant mateix

degut a les limitacions físiques dels circuits la freqüència de commutació es limitarà a

un valor màxim.

Existeixen múltiples propostes per determinar la superfície de lliscament, i en general

pot ser qualsevol funció del estat x tal que l’error de regulació o seguiment es faci cero

en règim permanent. Per simplicitat podem considerar:

20

k

(5.11)

(5.12)

(5.13)

Amb una de les variables d’estat del sistema i k una constant de tipus real, tal que en

règim permanent arribi a ser el valor desitjat k. En molts sistemes no és suficient una

sola consigna en una variable d’estat, i S(x) ha de considerar totes les variables d’estat,

o formes més complexes.

Triar S(x) és una tasca d’assaig i error. Per exemple, agregant termes integrals o

derivatius en S(x) es poden obtindre millores en la resposta transitòria desitjada.

Figura 5.4. Exemple gràfic de lliscament de l’estat al voltant d’un punt de treball k, amb limitació de freqüència

mitjançant histèresis.

La Re que es mostra en la equació 5.13 queda definida és la resistència virtual definida

en l’apartat 4.3.

5.2.1.1. Dinàmica de lliscament ideal (Condició d’invariança)

La dinàmica del sistema en mode lliscant quan la freqüència tendeix a infinit es coneix

com dinàmica de lliscament ideal.

21

(5.14)

(5.15)

(5.16)

La dinàmica de lliscament ideal, està lligada a l’equació de la superfície, per tant la

dinàmica de lliscament ideal queda caracteritzada per la següent equació, (5.14).

On H és el camp vectorial quan la dinàmica del sistema es troba sobre la superfície de

commutació a causa de l’acció de control .

L’equació 5.14 és la condició d’invariança. Si aquesta condició es compleix, llavors la

dinàmica del sistema roman sobre la superfície de lliscament i no es mou d’allà.

Gradient de la superfície,

5.2.1.2. Condició de transversalitat

Si existeix la condició de transversalitat indica que existeix un control equivalent .

De l’equació bilineal del sistema, equació 5.9, sabem que:

Simplifiquem la equació 5.16 substituint de la següent manera:

I ens queda,

22

(5.17)

(5.18)

(5.19)

(5.20)

Tenim un control equivalent tal i com el que es mostra a continuació.

Com es pot veure fàcilment per a que es compleixi la condició de transversalitat, i per

tant existeixi un control equivalent de l’equació 5.18 s’ha de complir la condició

següent.

Com el gradient de la superfícies és , tenim que,

Com hem pogut comprovar es compleix la condició de transversalitat, i per tant existeix

un control equivalent , sempre i quan .

5.2.1.3. Control equivalent ( )

El control equivalent ( ) és una llei de control que porta al sistema a lliscar sobre la

superfície de forma ideal, i es pot interpretar com un valor continu que representa un

cert valor mig del control discontinu.

23

(5.21)

(5.22)

La segona condició donada en la equació 5.14, defineix el control equivalent com el

valor continu que adapta u(t) per a què la dinàmica del sistema romangui sobre la

superfície de lliscament.

Figura 5.5. Control equivalent

Cal recalcar que és el control requerit per mantenir el sistema en la regió de

lliscament (S(x)=0), per tant si tenim la nostra llei de control igual a , estem

garantint que el sistema es troba amb certesa en mode de lliscament.

5.2.2. Punt d’equilibri

En aquest apartat substituirem el control u pel control equivalent en l’equació de

representació bilineal del sistema i veurem les dinàmiques de les variables d’estat, per

d’aquesta manera calcular el punt d’equilibri del sistema.

Substituint el control u pel control equivalent en la representació bilineal del

sistema, equació 5.9, queda,

Dinàmica de ,

Promig de u(t)

24

(5.23)

(5.24)

(5.27)

(5.25)

(5.26)

Com la dinàmica del corrent s’ha anul·lat, podem dir que el sistema està sota control.

Per tant, el nombre de variables d’estat es redueix, i l’ordre total del sistema es redueix a

1.

Dinàmica de ( ),

Substituïm per en l’equació 5.24 i tenim:

Simplificant l’equació 5.25 ens queda:

Trobem el Punt d’equilibri,

5.2.3. Estabilitat al voltant del punt de treball

- Dinàmica reduïda:

Quan el corrent es troba dins del mode de lliscament, per lo vist abans sabem que la

dinàmica del corrent del inductor és igual a zero, i la corrent del inductor és una contant.

Tenim que la superfícies és , i quan llavors .

25

(5.28)

(5.29)

(5.30)

(5.31)

(5.32)

(5.33)

Per tant el corrent de l’inductor és

També s’ha vist que la dinàmica de la tensió del condensador quan és

Per tant, tenim que l’equació 5.28 és funció de la tensió del condensador.

- Es linealitza l’expressió de l’equació 5.29 mitjançant una aproximació de primer ordre

de Taylor al voltant del punt d’equilibri:

En el punt d’equilibri el valor de ,

Definició de l’error:

Derivada respecte al temps,

Transformant l’equació anterior al domini de Laplace tenim,

26

(5.34)

(5.35)

Transformem l’equació 5.34 obtinguda anteriorment al domini temporal,

Com podem veure a la figura 5.6 que es mostra a continuació, obtenim un sistema

estable.

Figura 5.6. Estabilitat del sistema respecte el temps

27

6. Disseny i implementació del convertidor BOOST

En aquest apartat es realitza el disseny del convertidor Boost i dels seus components. En

la figura 6.1 es pot veure l’esquema del disseny del convertidor Boost.

Figura 6.1. Esquema del disseny del convertidor Boost

A continuació podem veure els dissenys del Layout de la cara TOP, figura 6.2, i de la

cara BOT, figura 6.3, del convertidor Boost.

28

Figura 6.2. Disseny del Layout del Convertidor Boost, cara TOP.

Figura 6.3. Disseny del Layout del Convertidor Boost, cara BOT.

Com es pot veure en les figures del disseny del Layout del convertidor, en el les pistes

Layout per les quals passarà un corrent més grans s’ha procurat donar una secció de

coure de més amplada, per tal de que no pateixin de sobre-escalfaments es puguin

deteriorar.

29

(6.1)

(6.2)

(6.3)

6.1. Disseny dels components del convertidor Boost.

6.1.1. Disseny de l’inductor d’entrada (L)

El disseny de l’inductor s’ha fet considerant freqüència constant, però el control en

mode de lliscament no és a freqüència fixa. S’ha considerat una freqüència fixa de 60

kHz.

Pèrdues de conducció ( ), suposant Resistència interna ( ) de 0.03 Ω:

6.1.2. Disseny del Pont rectificador

L’equació 6.3 mostra la potència dissipada del pont rectificador ( )

El valor de es pot trobar a la taula de característiques del datasheet del component,

, per tant la potència dissipada del pont rectificador és:

6.1.3. Elecció del MOSFET

S’implementaran dos MOSFETS diferents per poder triar amb quin dels dos el sistema

treu major rendiment.

30

(6.4)

(6.5)

(6.6)

(6.7)

(6.8)

6.1.3.1. MOSFET IPW60R041C6

En la Taula següent podem veure els paràmetres de rendiment més importants pel

MOSFET que estem tractant.

Figura 6.4. Taula Característiques MOSFET IPW60R041C6.

Càlcul del corrent eficaç que circularà pel MOSFET.

A continuació s’analitzaran les pèrdues per conducció i les pèrdues per commutació del

MOSFET IPW60R041C6.

Pèrdues de conducció MOSFET:

Pèrdues de commutació MOSFET:

1. Càlcul de

Prenem el valor de que hi ha al datasheet, per tant .

2. Càlcul de


Paràmetre Valor Unitats

VDS 650 V

RDS(on),máx 0.041 Ω

Qg,typ 290 nC

ID 77 A

31

(6.9)

3. Càlcul de

Segons la imatge següent Figura 6.5, que són les corbes característiques de

capacitats del MOSFET, preses del datasheet del component.

Figura 6.5. Relació C-Vds del MOSFET IPW60R041C6. [Datasheet IPW60R041C6].

Com que la capacitat és funció de , com veiem a la gràfica de la figura 6.5, i

sabem que la és de 420 volts, la capacitat és de 150 pF. és la

diferència entre i , però com el valor de és molt petit respecte i

, es considera =150 pF. Per tant, tenim que:

420 V

150 pF

32

(6.11)

(6.12)

(6.13)

Per tant les pèrdues en commutació del MOSFET IPW60R041C6 són les següents.

6.1.3.2. MOSFET IPW60R160C6

En la Taula de la figura 6.6 que es mostra a continuació podem veure els paràmetres de

rendiment més importants pel MOSFET que estem tractant.

Figura 6.6. Paràmetres Clau de Rendiment MOSFET IPW60R160C6.

El corrent eficaç que circularà pel MOSFET és el mateix que el calculat en l’equació 6.4

del apartat anterior. Seguidament, s’analitzaran les pèrdues per conducció i les pèrdues

per commutació del MOSFET.

Pèrdues de conducció MOSFET:

Pèrdues de commutació MOSFET:

1. Càlcul de



VDS 650 V

RDS(on),máx 0.16 Ω

Qg,typ 75 nC

ID 23.8 A

33

(6.14)

(6.15)

2. Càlcul de


3. Càlcul de

Segons la imatge de la figura 6.7, que són les corbes característiques de

capacitats del MOSFET, preses del datasheet del component.

Figura 6.7. Relació C-Vds del MOSFET IPA60R160C6 [Datasheet IPW60R160C6].

420 V

40 pF

34

(6.16)

(6.17)

Com que la capacitat és funció de , com veiem a la gràfica de la figura 6.4, i

sabem que la és de 420 volts, la capacitat és de 40 pF. és la

diferència entre i , però com el valor de és molt petit respecte i

, es considera pF. Per tant, tenim que:

Per tant les pèrdues en commutació del MOSFET IPW60R160C6 són les següents.

6.1.3.3. Comparativa de les pèrdues dels 2 MOSFETS seleccionats

Comparant els resultats obtinguts en ambdós casos , tenim que les pèrdues en conducció

del segon MOSFET (IPW60R160C6) són molt majors que en els del primer

(IPW60R041C6).

En canvi, el MOSFET IPW60R041C6 té unes pèrdues en commutació de 18.2538 W

per 8.7938 W del MOSFET IPW60R160C6.

6.1.4. Elecció del Díode

S’implementaran tres Díodes, un de silici i dos de carbur de silici, per poder triar amb

quin dels tres Díodes el sistema treu major rendiment.

6.1.4.1. Díode MUR3060WT

El MUR3060WT és un díode de silici de recuperació ràpida, 60 ns, capacitat d’alta

tensió fins a 600 V, un corrent invers continu de 15 A i amb una baixa caiguda de

tensió.

Calculem la corrent que travessa el Díode amb l’equació 6.17.

A continuació s’analitzaran les pèrdues per conducció i les pèrdues per commutació del

Díode.

35

(6.18)

(6.19)

(6.20)

Es calculen les pèrdues de conducció Díode amb l’equació 6.18.

El valor de es pot trobar en el datasheet del component, . Per tant,

l’equació 6.18 queda de la següent manera.

6.1.4.2. Díode IDH16S60C

El IDH16S60C és un díode Schottky de carbur de silici, amb capacitat d’alta tensió fins

a 600 V i un corrent invers continu de 15 A.

El corrent que travessa el díode el podem trobar a l’equació 6.17.

Calculem les pèrdues de conducció del Díode utilitzant l’equació 6.18 i sabent que el

valor de es pot trobar al datasheet del component, .

Amb l’equació 6.19 calcularem les pèrdues de commutació del Díode:

Càlcul de

El valor de es pot trobar a la taula de la figura 6.6, . Per tant,

tenim:

Per tant les pèrdues en commutació del Díode IDH16S60C són les següents.

36

6.1.4.3. Díode IDH10S60C

El IDH10S60C és un díode Schottky de carbur de silici, amb capacitat d’alta tensió fins

a 600 V i un corrent invers continu de 10 A.

El corrent que travessa el díode el podem trobar a l’equació 6.17. Calculem les pèrdues

de conducció del Díode utilitzant l’equació 6.18 i sabent que el valor de es pot trobar

al datasheet del component, .

Amb l’equació 6.19 calcularem les pèrdues de commutació del Díode:

Càlcul de :

El valor de es pot trobar a la taula de la figura 6.7, . Per tant,

tenim:

Per tant les pèrdues en commutació del Díode IDH16S60C són les següents.

6.1.4.4. Comparativa diode de silici VS diode de carbur de silici.

Les avantatges principals dels Díodes de carbur de silici (SiC) es troba la eficiència

millorada del circuit, baixes pèrdues en commutació, facilitat de connectar dispositius

en paral·lel sense fuga tèrmica, menys requisits de dissipador de calor, baix corrent de

recuperació inversa, baixa capacitància del dispositiu i baix corrent de fuga invers a

temperatura de funcionament.

Sense desprestigiar les característiques exposades anteriorment, la diferència principal

entre el Díode de silici i el Díode de carbur de silici es troba en que els Díodes fets amb

el material de carbur de silici no presenten, o el presenten en molt menor mesura, el pic

de recuperació inversa que tenen els Díodes de Silici. En l’apartat 8.2 es fa l’assaig del

convertidor Boost en llaç obert i es compara les diferències entre el rendiment del

convertidor amb un Díode de Silici i el rendiment del convertidor implementant un

Díode de Carbur de Silic.

37

6.2. Disseny del Driver

Aquest apartat tracta sobre el driver que actua sobre el MOSFET del convertidor Boost,

el driver triat a sigut el MCP1407.

A més de que el driver MCP1407 s’ha implementat en convertidors semblants amb un

gran resultat, aquesta elecció a sigut a causa de compta amb una única sortida amb una

capacitat màxima de corrent de 6 Ampers, baix disparament de corrent , temps de

pujada/baixada i temps de retard de propagació aparellats.

En l’esquema de la figura 6.8 podem veure la implementació del driver MCP1407

segons les indicacions del fabricant.

Figura 6.8. Esquema de la implementació del driver.

Per les potes 1 i 8 es dóna alimentació al controlador (V_DD), que pot variar entre 4.5

V com a mínim, fins a un màxim de 18 V. En el cas que ens ocupa se l’hi ha aplicat una

tensió de 15 volts.

Les potes 4 i 5 són GND, la pota 2 és la que rep la tensió del control, i les potes 6 i 7

són les que activaran el MOSFET.

6.3. Sensat de corrent

Per tal d’implementar el control del sistema, és necessari fer un sensat de corrent en

l’entrada del convertidor, per tal de saber la corrent que passa per l’inductor a l’hora de

fer el càlcul de la superfície.

El sensor de corrent escollit ha sigut el LA25-NP ja que té un ample de banda fins a 150

kHz.

En la següent taula podem veure les diferents configuracions en les que pot treballar el

sensor de corrent LA25-NP.

La configuració escollida en el nostre cas és la que es veu assenyalada en la taula de la

figura 6.9.

OUT GATE

0

VCC_DRIVER

PWM CTR

U2 MCP1407

VDD11

IN2

NC3

GND14

VDD28

OUT27

OUT16

GND25

C1_drv

1u

C2_Drv

100n

R_pulldown

10k

0

CON_CONTROL

CON3

123

38

Figura 6.9. Taula de configuracions del Sensor de Corrent LA25-NP [Datasheet LA25-NP].

En la taula de la figura 6.10 que es mostra a continuació podem veure les

característiques principals del sensor de corrent amb la configuració anteriorment

escollida.

Figura 6.10. Característiques generals LA25-NP

La implementació del Sensor de corrent que es pot veure en la figura 6.11, s’ha fet

d’acord amb les recomanacions del datasheet del fabricant.

Figura 6.11. Esquema de la implementació del Sensor de corrent


I,rms primari 8 A

Rang de mesura 0.. ±36 A

I,rms secundari 24 mA

Rati de conversió 3:1000

Tensió d'alimentació ± 15 V

RisensRs

Config: 8A nom.

A

A

B

Cd110n

B

VIN_IN_FASE_DIODE

CON2

12

VIN_IN_FASE1

CON2

12

Cd21u

->

U3LEM LA25

IN11

IN22

IN33

IN44

IN55

OUT16OUT27OUT38OUT49OUT510

M1

1

+1

2

-1

3

Cd310n

Cd41u

i_out

-15_sens

+15_sens

i_sens

39

7. Disseny i implementació del control en mode lliscant.

En aquest apartat primerament es mostrarà el disseny de l’esquema, figura 7.1, del

control en mode lliscant. Per dissenyar el control s’ha seguit l’equació de superfície

amb una Histèresi ±H, per tant analitzarem el control dissenyat per

parts.

Figura 7.1. Disseny de l’esquema del control en mode lliscant.

A continuació podem veure els dissenys del Layout de la cara TOP, figura 7.2, i de la

cara BOT, figura 7.3, del control en mode lliscant.

40

Figura 7.2. Disseny del Layout del control en mode lliscant, cara TOP.

Figura 7.3. Disseny del Layout del control en mode lliscant, cara BOT.

41

7.1. Obtenció de la superfície S(x)

7.1.1. Obtenció de g

Figura 7.4. Esquema de obtenció de g

Com es pot veure a la figura anterior, es pot observar a la figura 7.4 l’obtenció de la g es

pot fer de dues maneres diferents, ajustant la g en el propi circuit mitjançant un

potenciòmetre o bé, directament amb una font d’alimentació externa.

En el nostre cas, tot i estar preparat per ajustar-la directament amb un potenciòmetre

s’ha cregut més adient fer-ho amb una font d’alimentació externa.

7.1.2. Obtenció de

Per obtindre s´ha fet un sensat de tensió a la entrada del convertidor mitjançant un

divisor de tensió a l’entrada del convertidor Boost com és mostra a l’esquema de la

figura 7.5 següent:

Figura 7.5. Esquema de obtenció del sensat de Vin.

g

VCC -15

R2910k

SET = 0.5

VCC +15

C121u

C13

100n

con_g

CON2

12

D1DIODE ZENER1 - 2.7 V

U2A

LF347

57

6

11

4

J3

CON3

123

g1

VCC +15

g2

GND_SIGNAL

g1

g2

R2820k

2

1

Ri1

VIN

GND_X_FASE

CON2

12

VIN_SENS

VIN_IN_FASE

CON2

12

Ri2

42

7.1.3. Obtenció

Per obtenir s’implementarà, d’acord les recomanacions del datasheet del

fabricant, un multiplicador AD633 com el que es mostra al esquema de la figura 7.6

següent:

Figura 7.6. Esquema de la implementació del multiplicador AD633.

El AD633 és un multiplicador de baix cost, que segueix la següent equació:

Per tant, com es fàcil veure a l’equació anterior, la principal desavantatge d’aquest tipus

de multiplicador és que la sortida té un guany negatiu (-10 V).

Per tant, s’ha hagut d’implementar un Amplificador Operacional, per poder multiplicar

per 10 la solució del AD633 de la manera que es veu al esquema de la figura 7.7.

Figura 7.7. Esquema de la implementació d’un AO no inversor.

Es vol aconseguir un guany de 10, per tant la relació ha de ser .

g

U10

AD633

W7

X11

X22

Y13

Y24

Z6

+VCC8

-VCC5

VCC +15

VinSENS

C22

470n

1uC24

470n

1u

VCC -15

R15

1k

2

1

g·Vin

VCC +15

U1A

LF347

57

6

11

4

VCC -15

C18470n

1u

W

C20

470n1u

R102k05

21

R111k

21

R12

18k

21

43

7.1.4. Obtenció

Per obtindre el corrent de la bobina és farà servir el valor provinent del sensor de corrent

explicat amb anterioritat, i_sens en el esquema de la figura 7.8. En la qual podem veure

un amplificador operacional funcionant com a seguidor de tensió i una altre

amplificador operacional en configuració de inversor.

S’utilitza el seguidor de tensió ja que la impedància d’entrada és mol gran i la de sortida

pràcticament nul·la, això ens permet llegir la tensió del sensor de corrent amb una

intensitat molt petita i que no afecti a la mesura.

El inversor l’utilitzarem, com el seu nom indica, per invertir la senyal i_sens, amb el

potenciòmetre R26 s’ajustarà el guany del sensat de corrent.

Figura 7.8. Esquema de la implementació d’un AO seguidor i d’un AO inversor

Anàlisi del amplificador operacional inversor de l’esquema de la figura 7.8.

U1C

LF347

31

2

VCC -15

U1B

LF347

1214

13

i_sens

R27

12k

2 1

VCC -15

R26

100

SET = 0.5

R19

68k

21

R18

15k

21

VCC +15VCC +15

iL_sens

44

7.1.5. Obtenció

Una vegada arribats a aquest punt del disseny només ens queda implementar un

sumador inversor entre i , per això utilitzarem un amplificador operacional

com es veu al esquema de la figura 7.9.

Figura 7.9. Esquema de la implementació d’un AO sumador inversor

Anàlisi del amplificador operacional sumador inversor de l’esquema de la figura 7.9.

Com R21, R22 i R23 són iguals, tenim que:

Justament la nostra superfície.

7.2. Obtenció de la Histèresi (±H)

Per a que la superfície llisqui entre un valor màxim i un valor mínim, s’implementa un

comparador amb histèresi seguit d’una bàscula J-K MC14027 que genera els polsos que

activen i desactiven el MOSFET.

La histèresi +H s’obté directament d’una font d’alimentació externa, i el seu valor

negatiu d’un AO configurat com inversor. Tal i com es veu en l’esquema de la figura

7.10 que es mostra a continuació.

R23

12k

21

U1D

LF347

108

9

VCC +15

VCC -15

12k

2

1

R21

12k

21

R22

12k

21g·Vin

- iL_sens

Vsx

45

Figura 7.10. Esquema de AO inversor per obtenir ±H

Anàlisi del AO inversor de la figura 7.10.

Com , tenim,

En el següent esquema de la figura 7.11 es pot veure la implementació del comparador i

la bàscula.

Figura 7.11. Comparador amb histèresi i bàscula J-K.

H1

CON2

12

H

U2B

LF347

1214

13

R7

12k

21

R8

12k

21

R9

12k

21

C28

470n

1u

VCC +15

VCC -15

1u

C31

470n

-H

VCC -15

1k5

21

R

VCC_DRIVER

C4470n

S

1u

VCC +15

0

U5

BASCULA JK MC14027

QA1

QA2

CA3

RA4

KA5

JA6

SA7

VSS8

SB9

JB10

KB11

RB12

CB13

QB14

QB15

VDD16

0VCC -15

VCC +15

C32470n

0C331u

1k5

21Vsx

CTR1

H

C8

470n

1u

U3A

LM319

OUT12

+4

-5

G3

V+11

V-6

-H

0

U3B

LM319

OUT7

+9

-10

G8

V+11

V-6

46

El comparador amb histèresi i la bàscula funciona segons el gràfic de la figura 7.12 que

es mostra a continuació.

Figura 7.12. Relació entre SET/RESET i superfície

Quan el valor de supera el valor de histèresi positiu (+H) la sortida “fica” un 1

lògic al RESET de la bàscula, pota 4 (Figura 6.20). Aquest 1 lògic es manté un període

de temps curt ( > +H), quan aquesta condició no és certa comparador dóna un 0

lògic a la bàscula.

Que s’activi el RESET vol dir que el MOSFET es desactiva (u = 0), i per tant la corrent

de la bobina comença a disminuir. Com a conseqüència directe la superfície comença a

disminuir.

Seguidament, quan el valor de disminueix i es fa més petit que el valor de histèresi

negatiu (-H), la sortida del comparador dóna un 1 lògic al SET de la bàscula, pota7

(Figura 7.11). Aquest valor es manté sempre que es compleixi la condició < -H.

Quan s’activa el SET vol dir que el MOSFET s’activa ( u = 1, comença a conduir), i per

tant el corrent de la bobina va en augment, cosa que provoca que la superfície també

creixi.

0

1

1

0

+H

0

-H

47

8. Simulacions

En aquest apartat es faran les simulacions del sistema, tant en llaç obert com en llaç

tancat. I es comprovarà el correcte funcionament del mateix en les simulacions.

8.1. Funcionament del convertidor Boost (DC-DC) en llaç obert

En la següent figura 8.1, podem veure l’esquema del convertidor Boost en llaç obert,

utilitzant com a control del MOSFET una font de forma d’ona quadrada que farà

treballar el MOSFET a una freqüència de commutació de 60 kHz, i amb un cicle de

treball de 45 % per no superar una tensió de sortida de 420 V, que és la tensió máxima

del condensador de sortida.

Figura 8.1. Esquema de un convertidor Boost en llaç obert.

Es faran dos simulacions, la primera amb una potència de sortida de 350 W i la segona

amb una potència de sortida de 1 kW.

En la figura 8.2 que es mostra a continuació podem veure els resultats obtinguts en la

primera simulació de l’esquema de la figura 8.1 a una potència de sortida de 350 W amb

una tensió d’entrada de 230 volts i una resistència de càrrega de 500 ohms.

48

Figura 8.2. Formes d’ona de la simulació del convertidor Boost en llaç obert. a)Primer gràfic:Mostra la tensió

d’entrada en vermell (230 V) i la tensió de sortida en blau (418.16 V). b) El segon gràfica mostra el corrent de

sortida del convertidor en taronja (Promig: 0.8363 A) c) El tercer gràfic mostra el corrent que travessa l’inductor

(Promig: 1.5205 A).

A partir de les dades obtingudes en la simulació calcularem el rendiment del convertidor

Boost en llaç obert a 350 W de potència de sortida.

En els gràfics de la figura 8.3 s’observa les formes d’ona de la corrent que travessa

l’inductor, el corrent del díode i el corrent del MOSFET.

200

300

400

Vi Vo

0.8356

0.836

0.8364

0.8368

Io

0.092 0.094 0.096

Time (s)

0

1

2

3

IL1

49

Figura 8.3. Formes d’ona de la simulació del convertidor Boost en llaç obert a 350 W de potència de sortida. a)

Primer gràfic:Mostra el corrent que travessa el díode en vermell i el corrent que travessa el MOSFET en blau. b) El

segon gràfic mostra el corrent de la bobina.

A continuació es simularà l’esquema de la figura 8.4 a una potència de sortida de 1 kW

amb una tensió d’entrada de 230 volts i una resistència de càrrega de 175 ohms. En els

gràfics de la figura 8.4 es mostren els resultats obtinguts de la simulació.

Figura 8.4. Formes d’ona de la simulació del convertidor Boost en llaç obert. a)Primer gràfic:Mostra la tensió

d’entrada en vermell (230 V) i la tensió de sortida en blau (418.19 V). b) El segon gràfica mostra el corrent de

sortida del convertidor en taronja (Promig: 2.3882 A) c) El tercer gràfic mostra el corrent que travessa l’inductor

(Promig: 4.3528 A).

0

1

2

3

I_DIODE I_MOSFET

0.09 0.09002 0.09004 0.09006 0.09008 0.0901

Time (s)

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

IL1

0

200

400

600

Vi Vo

2.38

2.385

2.39

2.395

2.4

Io

0.09 0.091 0.092 0.093 0.094 0.095 0.096

Time (s)

0

2

4

6

8IL1

50


Boost en llaç obert a 1 kW de potència de sortida.

En els gràfics de la figura 8.5 s’observa les formes d’ona de la corrent que travessa

l’inductor, el corrent del díode i el corrent del MOSFET.

Figura 8.5. Formes d’ona de la simulació del convertidor Boost en llaç obert a 350 W de potència de sortida. a)

Primer gràfic:Mostra el corrent que travessa el díode en vermell i el corrent que travessa el MOSFET en blau. b) El

segon gràfic mostra el corrent de la bobina.

0

1

2

3

4

5

6I_DIODE I_MOSFET

0.09 0.09002 0.09004 0.09006 0.09008 0.0901

Time (s)

0

1

2

3

4

5

6IL1

51

8.2. AC-DC en llaç tancat

En la figura següent 8.6 podem veure el esquema d’un convertidor Boost en llaç tancat.

Figura 8.6. Esquema de convertidor Boost en llaç tancat

En els següents gràfics de la figura 8.7 podem veure les formes d’ona del convertidor

Boost en llaç tancat. Amb una tensió de xarxa de 220 Vrms i una resistència de càrrega

de 245 ohms.

Figura 8.7. Formes d’ona del convertidor Boost en llaç tancat. a)Primera gràfica:Mostra la tensió d’entrada

rectificada en blau (200 Vrms) i la tensió de sortida (432.86 V). b)Segona gràfica: Mostra el corrent que travessa

l’inductor (Promig: 3.49 A). c)Tercera gràfica: Mostra el corrent de sortida del convertidor (Promig:1.76 A.)


Boost en llaç tancat.

0

-100

100

200

300

400

500

Vo1 Vrec1

0

-2

2

4

6

IL1

0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 0.5

Time (s)

1.5

1.6

1.7

1.8

Io

52

En la següent figura 8.8 es mostra les formes d’ona de la corrent de l’inductor, la

superfície i la senyal de control que arriba al MOSFET del convertidor Boost en llaç

tancat.

Figura 8.8. Formes d’ona del convertidor Boost en llaç tancat. a)Primera gràfica: Mostra una ampliació del corrent

que travessa l’inductor b)Segona gràfica:Mostra la variació en el temps de la superfície (verd), entre un valor màxim

H(blau), i un valor mínim –H (vermell) . c)Tercera gràfica: Mostra la senyal de control u que activa i desactiva el

MOSFET del convertidor.

Si ens fixem en la figura, podem observar que quan la superfície arriba al seu valor de

llindar negatiu, s’activa la senyal del control que permet fer que el MOSFET condueixi ,

d’aquesta manera el corrent de l’inductor augmenta, a causa d’això la superfície de

lliscament també augmenta.

En les simulacions realitzades tant en llaç obert com en llaç tancat els rendiments han

sigut la unitat o gairebé la unitat, això es degut a que els components es consideren

ideals i no es tenen en compte les pèrdues dels mateixos ni les pertorbacions que es

puguin ocasionar.

4.2

4.4

4.6

4.8

5

5.2

5.4

5.6

IL1

0.10496 0.10498 0.105 0.10502 0.10504

Time (s)

0

-2

-4

-6

2

_H H Vsx1

0

-2

-4

-6

2

_H H Vsx1

0.10496 0.10498 0.105 0.10502 0.10504

Time (s)

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

u

53

9. Resultats experimentals

En aquest apartat comprovarem el correcte funcionament del convertidor Boost tant en

llaç obert, connectant directament una font d’alimentació de corrent continu al

convertidor, on no es tenen en compte les pèrdues del pont rectificador,i en llaç tancat,

utilitzant una font d’alimentació de corrent altern i un pont de díodes rectificador, tenint

en compte les pèrdues del pont rectificador.

En ambdós casos s’ha utilitzat un sistema de refrigeració, basat en dissipador i en un

ventilador que mantenia la temperatura dels encapsulats del MOSFET i del Díode entre

40 i 45ºC. En les proves de potència de sortida més baixa s’ha deixat que els

encapsulats arribessin a aquestes temperatures.

9.1. Experimentació DC-DC en llaç obert

Es provarà el convertidor en llaç obert, és a dir, la senyal de control que activarà i

desactivarà el MOSFET provindrà directament de un generador de funcions, el qual

generarà una senyal d’ona quadrada, amb un cicle de treball del 50 % i una freqüència

de commutació de 60 kHz.

9.1.1. Set-up

En la figura 9.1 que es mostra a continuació es pot veure de manera gràfica i senzilla el

muntatge del set-up que s’ha utilitzat per fer les mesures.

Figura 9.1. Diagrama de blocs del Set-up utilitzat.

Es mostra que al convertidor entra directament una tensió contínua, sense la necessitat

de introduir un convertidor AC-DC a l’entrada del convertidor. A la sortida es connecta

directament una càrrega resistiva, a la qual s’anirà variant el seu valor per fer les

diferents proves a potències diferents.

9.1.2. Descripció

En aquest apartat s’ha avaluat el rendiment del convertidor BOOST en llaç obert amb 3

tipus diferents de díodes i 2 tipus diferents de MOSFETS . Amb l’objectiu de comparar

Convertidor

DC-DC

F.A.

DC

Càrrega

(RL)

Generador

De

Funcions

54

la diferència entre la utilització de díodes de silici amb els de carbur de silici, 1 dels 3

díodes escollit és de silici mentre que els altres 2 són de carbur de silici.

Fent treballar el convertidor des de 100 W fins a 1 kW s’ha estudiat el rendiment en

cada cas i s’ha comparat els diferents resultats obtinguts, per escollir la combinació de

diode i MOSFET amb millor rendiment.

9.1.3. Implementació diode MUR3060WT & MOSFET IPW60R041C6

9.1.3.1. Assaig Potència de Sortida de 300 W

En la taula de la figura 9.2 es mostra els valor obtinguts en l’assaig.

Figura 9.2. Valors obtinguts de l’assaig a 300 W de potència de sortida

Imatge 9.1. Corrent del MOSFET en blau marí, i corrent que travessa el díode en cian.

En la imatge de la esquerra podem veure el corrent que circula pel MOSFET en blau

marí i el del díode en cian. S’observa que la corrent que circula pel MOSFET presenta

una forma amb pendent majoritàriament positiva ja que aquest es troba en estat ON i

l’inductor s’està carregant. En canvi durant l’estat OFF del MOSFET el corrent circula

pel díode i la bobina descarrega el corrent en el condensador de sortida.


Tensió d'entrada 146.52 V

Corrent d'entrada 2.1321 A

Potència d'entrada 312.34 W

Tensió de sortida 278.13 V

Corrent de sortida 1.0932 A

Potència de sortida 304.05 W

Resistència de càrrega 252.381 Ω

Rendiment 97.346 %

55

Imatge 9.2.Ampliació de la imatge 9.1(Corrent del MOSFET en blau marí, i corrent que travessa el díode en cian).

Si ens fixem en pas de OFF a ON del MOSFET es pot veure que el corrent que ha de

suportar el MOSFET degut al pic de recuperació inversa del díode, aquest corrent és de

gairebé 4.8 Ampers i té una durada aproximada de 20 ns.

9.1.3.2. Potència de Sortida de 1 kW

En la taula de la figura 9.3 es mostren els valors dels paràmetres obtinguts durant

l’assaig.

Figura 9.3. Valors obtinguts en l’assaig a 1 kW de potència de sortida









Rendiment 97.105 %

56

Imatge 9.3. Corrent del MOSFET en blau marí, corrent que travessa el díode en cian, tensió de sortida del Driver en

verd i tensió del drenador del MOSFET en violeta. Senyals del convertidor Boost amb una potència de sortida de 1

kW.

En aquesta imatge podem observar el corrent que circula pel MOSFET en blau marí i el

del díode en cian, també es pot veure la tensió de sortida del driver en verd, que és la

senyal de control que activa el MOSFET i la tensió del drenador del MOSFET en

púrpura. S’observa, igual que en l’apartat anterior, la corrent que circula pel MOSFET

presenta una pendent majoritàriament positiva ja que el MOSFET es troba en estat en

estat de conducció i d’aquesta manera l’inductor es carrega. En canvi durant l’estat OFF

del MOSFET el corrent circula pel díode i la bobina descarrega el corrent en el

condensador de sortida.

Imatge 9.4. Corrents del Díode (cian) i del MOSFET (blau marí) del convertidor Boost a una potència de sortida de

300 W.

En la imatge que es veu a la dreta d’aquestes línies es pot apreciar el pas de ON a OFF

del díode i el pic de recuperació inversa que això provoca, aquest pic negatiu arriba fins

-6.2 Ampers. Com a conseqüència directa en el pas de OFF a ON del MOSFET aquest

pic de recuperació inversa del díode l’ha de conduir el MOSFET, aquest pic de corrent

positiu arriba assolir els 9.6 Ampers.

57

9.1.3.3. Rendiment del convertidor

A continuació es farà l’assaig a diferents potències de sortida per tal de obtenir el

rendiment del convertidor Boost. A la taula de la figura 9.4 es mostra el resultat dels

diferents assaigs del convertidor, i a la figura 9.5 es mostra la gràfica de rendiments

obtinguda.

Figura 9.4. Taula de resultats del convertidor Boost a diferents potències de sortida.

Figura 9.5. Gràfic del rendiment del convertidor a diferents potències de sortida.

A la figura 9.5 s’observa que el major rendiment que s’obté amb aquesta configuració

de díode i MOSFET es troba quan tenim una potència de sortida de 750 W.

Potència (W) Vi (V) Iin (A) Pin (W) Vo (V) Io (A) Po (W) Rendiment (%) RL (Ω)

100W 98,655 1,047 103,290 192,830 0,522 100,690 97,482 370,000

200W 140,240 1,552 206,890 273,030 0,740 201,880 97,582 370,000

300W 146,520 2,132 312,340 278,130 1,093 304,050 97,346 252,381

350W 155,700 2,264 352,470 295,570 1,162 343,320 97,404 252,381

400W 168,320 2,446 411,660 319,570 1,255 400,930 97,394 252,381

450W 179,070 2,600 465,450 339,740 1,334 453,330 97,396 252,381

500W 188,390 2,734 514,950 357,370 1,404 501,770 97,440 252,381

550W 196,650 2,881 562,450 373,590 1,467 547,870 97,404 252,381

600W 206,200 2,995 617,500 391,610 1,537 602,010 97,492 252,381

650W 214,650 3,115 668,510 407,030 1,601 651,830 97,504 252,381

700W 222,800 3,227 718,750 421,980 1,662 701,360 97,580 252,381

750W 223,130 3,447 768,980 431,970 1,737 750,460 97,596 246,108

800W 222,470 3,691 820,910 430,340 1,861 800,860 97,557 228,611

850W 223,240 3,910 872,680 423,280 2,009 850,160 97,390 207,996

900W 222,370 4,165 925,880 429,780 2,096 900,870 97,299 204,079

950W 222,320 4,402 978,350 429,570 2,213 950,400 97,143 194,039

1000W 222,280 4,635 1030,100 429,390 2,330 1000,300 97,105 179,904

97,0

97,1

97,2

97,3

97,4

97,5

97,6

97,7

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000

Rendiment del convertidor

%

Potència de sortida

58

9.1.4. Implementació diode IDH16S60C & MOSFET IPW60R041C6

9.1.4.1. Potència de Sortida de 300 W

En la taula de la figura 9.6 es mostren els resultats obtinguts en l’assaig amb aquesta

combinació de díode i MOSFET a una potència de sortida de 300 W.

Figura 9.6. Especificacions de l’assaig a 300 W de potència de sortida.

Imatge 9.5. Corrent del MOSFET en violeta, corrent que travessa el díode en verd, i tensió del drenador del

MOSFET en cian. Senyals del convertidor Boost amb una potència de sortida de 300 W.

En aquesta imatge podem observar el corrent que circula pel MOSFET en púrpura i el

del díode en verd, també es pot veure la tensió del drenador del MOSFET en púrpura.

S’observa, igual que en els dos casos anteriors, la corrent que circula pel MOSFET

presenta una pendent positiva ja que el MOSFET es troba en estat en estat de conducció

i d’aquesta manera l’inductor es carrega. En canvi durant l’estat OFF del MOSFET el

corrent circula pel díode i la bobina.

Si ens fixem en el corrent del díode quan aquest deixa de conduir veiem com es

produeix un pic de recuperació inversa que arriba a ser -1.8 Ampers.






Corrent de sortida 740.330 mA



Rendiment 97.708 %

59


En la taula de la figura 9.7 es mostren els valor s resultants de l’assaig per aquesta

combinació de díode i MOSFET a una potència de sortida de 1 kW.

Figura 9.7. Especificacions de l’assaig a 1 kW de potència de sortida.

Imatge 9.6. Corrent del MOSFET en violeta, corrent que travessa el díode en verd, i tensió del drenador del

MOSFET en cian. Senyals del convertidor Boost amb una potència de sortida de 1 kW.

Es mostra corrent del MOSFET, en púrpura, corrent del díode, en verd, i tensió del

drenador del MOSFET, en cian.

Igual que en els apartats anteriors, el corrent del MOSFET presenta una pendent

positiva, temps que l’inductor es carrega, i el díode presenta una pendent negativa, en

aquest temps l’inductor es descarrega.









Rendiment 97.940 %

60

Imatge 9.7. Corrents del Díode (verd) i del MOSFET (violeta) del convertidor Boost a una potència de sortida de 1

kW. amb ampliació respecte a la imatge 9.6.

En el pas de ON a OFF del díode podem veure com no es produeix el pic de recuperació

inversa, si que mostra un petit pic negatiu que arriba fins -2.1 Ampers.

Si comparem aquest resultat amb l’ obtingut en el mateix assaig amb el mateix

MOSFET, però amb el díode MUR3060WT (apartat 8.2.3.2.) que presenta un pic

negatiu de quasi 10 ampers, podem afirmar la millora en aquest aspecte del díode de

carbur de silici.

61


En aquest apartat es farà l’assaig a diferents potències de sortida per tal de obtenir el



obtinguda.






100W 84,340 1,289 107,480 164,130 0,649 106,120 97,812 250,000

200W 118,390 1,725 204,190 225,320 0,887 199,810 97,788 252,381

300W 219,320 1,483 321,720 429,440 0,740 314,030 97,708 590,000

350W 156,520 2,272 355,670 297,220 1,171 348,140 97,872 252,381

400W 167,520 2,433 407,490 318,530 1,255 399,600 97,912 252,381

450W 177,490 2,571 456,520 336,800 1,326 446,610 98,033 252,381

500W 187,690 2,732 512,640 357,330 1,406 502,540 98,018 252,381

550W 197,140 2,867 565,250 375,140 1,476 553,540 97,991 252,381

600W 204,190 2,969 606,060 388,440 1,529 594,030 98,015 252,381

650W 214,310 3,115 667,530 407,630 1,606 654,570 98,059 252,381

700W 221,580 3,225 714,520 421,730 1,662 700,930 98,097 252,381

750W 222,090 3,505 769,620 432,260 1,763 755,910 98,090 246,108

800W 221,120 3,708 815,380 432,050 1,858 800,310 98,120 231,795

850W 223,030 3,927 867,050 431,860 1,986 849,940 98,080 217,608

900W 223,030 4,130 918,150 431,660 2,088 899,710 98,000 205,164

950W 223,000 4,366 970,000 431,390 2,206 950,030 97,999 193,997

1000W 222,970 4,604 1021,500 431,180 2,324 1000,500 97,940 183,815

97,65

97,70

97,75

97,80

97,85

97,90

97,95

98,00

98,05

98,10

98,15

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000



%

62



En la taula de la figura 9.10 es mostren els valors obtinguts en l’assaig amb aquesta

combinació de díode de carbur de silici i MOSFET a una potència de sortida de 300 W.


Imatge 9.8. Forma d’ona del corrent del MOSFET, en color verd, i del corrent del díode, en color violeta, del

convertidor Boost amb una potència de sortida de 300 W.

Aquesta imatge mostra el corrent que travessa l’inductor, que forma una pendent

positiva, en color verd, i el corrent que travessa el díode, que forma una pendent

negativa, en púrpura.

Imatge 9.9. Ampliació de la imatge 9.8, mostra el corrent del MOSFET (verd) i el corrent del díode (violeta).









Rendiment 98.230 %

63

La imatge de la dreta mostra tant corrent del MOSFET com del díode en un temps més

curt, s’observa que en aquest cas hi ha un pic de corrent negatiu quan el corrent del

díode passa de ON a OFF, un pic que arriba als 900 mA negatius.

Per tant podem parlar que torna a influir en que el díode sigui de carbur de silici.


En la taula de la figura 9.11 es mostren els valors obtinguts en l’assaig amb aquesta

combinació de díode de carbur de silici i MOSFET a una potència de sortida de 1 kW.

Figura 9.11. Taula de valors obtinguda en l’assaig a 1 kW de potència de sortida.

Imatge 9.10. Corrent del MOSFET en verd, corrent que travessa el díode en violeta, i tensió del drenador del

MOSFET en vermell. Senyals del convertidor Boost amb una potència de sortida de 1 kW.

Aquesta imatge mostra el corrent que travessa l’inductor, que forma una pendent

positiva, en color verd, el corrent que travessa el díode, que forma una pendent negativa,

en púrpura, i la tensió del drenador del MOSET en vermell.









Rendiment 97.950 %

64

Imatge 9.11. Corrent del MOSFET en verd, corrent que travessa el díode en violeta. Es mostra el pic de recuperació

inversa del díode.

A la imatge 9.11 que es veu a continuació es mostra un zoom del pas de OFF a ON del

díode, on en aquest moment es presenta un pic de corrent negatiu que arriba fins als 2

ampers negatius.

Des de que el díode passa a estat OFF transcorren aproximadament 40 ns fins que

aquest pic negatiu desapareix. El pic negatiu màxim es presenta durant uns 4 ns.





obtinguda.



100W 84,369 1,247 103,200 159,810 0,641 101,113 97,450 250,000

200W 119,000 1,752 202,750 223,040 0,915 199,250 98,270 250,000

300W 227,050 1,403 317,380 432,850 0,723 311,520 98,230 590,000

350W 156,820 2,272 356,250 297,750 1,175 349,870 98,209 252,381

400W 167,700 2,431 407,560 318,620 1,256 400,120 98,174 252,381

450W 177,810 2,577 458,220 337,820 1,332 449,980 98,199 252,381

500W 187,460 2,722 510,210 356,450 1,407 501,680 98,307 252,381

550W 196,610 2,857 561,600 373,900 1,476 551,950 98,281 252,381

600W 205,020 2,982 611,180 390,030 1,539 600,260 98,213 252,381

650W 214,080 3,116 666,870 407,220 1,607 654,440 98,136 252,381

700W 221,650 3,225 714,600 421,420 1,665 701,450 98,091 252,381

750W 223,770 3,453 770,940 433,000 1,748 755,700 98,050 246,108

800W 223,750 3,654 816,660 432,770 1,852 800,230 98,060 232,002

850W 223,650 3,890 867,170 432,410 1,972 849,850 98,014 217,750

900W 223,690 4,128 919,200 432,200 2,094 900,990 98,030 205,160

950W 223,670 4,422 969,930 431,980 2,242 950,400 97,960 191,190

1000W 223,630 4,615 1022,200 431,750 2,338 1001,200 97,950 183,965

65




9.1.6. Implementació diode MUR3060WT & MOSFET IPW60R160C6


En la taula de la figura 9.14 es mostren els resultats obtinguts a l’assaig amb aquesta

combinació de díode de silici i MOSFET a una potència de sortida de 300 W.

Figura 9.14. Resultats de l’assaig a 300 W de potència de sortida.

97,4

97,5

97,6

97,7

97,8

97,9

98,0

98,1

98,2

98,3

98,4

0 200 400 600 800 1000

Rendiment convertidor









Rendiment 97.796 %


%

66

Imatge 9.12. Forma d’ona del corrent del MOSFET, en color cian, i del corrent del díode, en color blau marí, del

convertidor Boost amb una potència de sortida de 300 W.

Aquesta imatge presenta el corrent del MOSFET en blau i el corrent del díode en cian.

Durant el temps que el MOSFET condueix la bobina es carrega (pendent positiva), i

durant el temps que el díode condueix la bobina es descarrega (pendent negativa).

Imatge 9.13. Corrent del díode del convertidor Boost.

Aquesta imatge mostra només el corrent que travessa el díode. Es pot apreciar que quan

el díode deixa de conduir (pas de ON a OFF), es produeix un pic de recuperació inversa,

aquest pic de corrent arriba fins als 7.5 ampers negatius. Això provoca el que es pot

veure en la següent imatge.

67

Imatge 9.13. Corrent del MOSFET del convertidor Boost.

A la imatge que s’observa a l’esquerra es pot veure el pic de corrent positiva que

travessa el MOSFET a causa del pic de recuperació inversa del díode. Aquest pic de

corrent arriba a 4 Ampers.


En la taula de la figura 9.15 es mostren els resultats de l’assaig amb aquesta combinació

de díode de silici i MOSFET a una potència de sortida de 1 kW.










Rendiment 97.980 %

68

Imatge 9.14. Corrent del MOSFET, en blau marí, i corrent del díode en cian, del convertidor Boost.

Aquesta imatge presenta el corrent del MOSFET en blau i el corrent del díode en cian.

Durant el temps que el MOSFET condueix la bobina es carrega (pendent positiva), i

durant el temps que el díode condueix la bobina es descarrega (pendent negativa).

Imatge 9.15. Corrent del díode del convertidor Boost a una potència de sortida de 1 kW.

En aquesta imatge es pot veure una ampliació de ON a OFF del díode, en aquest

moment es produeix un pic de recuperació inversa. Aquest pic d’una durada aproximada

de 30 ns, arriba fins als 12 Ampers negatius.

A la gràfica mostrada la resolució de l’eix de les ordenades és de 2 A per divisió, i la

resolució de l’eix de les abisses és de 20 ns per divisió.

69

Imatge 9.16. Corrent del MOSFET del convertidor Boost a una potència de sortida de 1 kW.

En la imatge que es mostra a l’esquerra podem veure el pic de corrent positiu que ha de

suportar el MOSFET quan s’activa. Això es degut al pic de recuperació inversa del

díode que ha de conduir el MOSFET, ja que estem tractant amb un díode de silici. El

pic de corrent arriba a 15.5 Ampers.

A la gràfica mostrada la resolució de l’eix de les ordenades és de 2 A per divisió, i la

resolució de l’eix de les abisses és de 20 ns per divisió.





obtinguda.



100W 104,460 0,992 103,600 193,630 0,518 100,210 96,719 370,000

200W 147,390 1,400 206,210 272,890 0,734 200,430 97,197 370,000

300W 203,020 1,516 307,540 376,790 0,798 300,760 97,796 590,000

350W 163,540 2,195 358,850 298,660 1,176 351,190 97,865 252,381

400W 175,130 2,349 411,350 319,900 1,259 402,860 97,936 252,381

450W 185,670 2,486 461,490 338,990 1,334 452,330 98,017 252,381

500W 194,870 2,608 508,210 355,860 1,401 498,620 98,111 252,381

550W 205,050 2,742 562,060 374,380 1,474 551,790 98,172 252,381

600W 213,540 2,855 609,490 389,910 1,536 598,700 98,230 252,381

650W 222,390 2,970 660,370 405,830 1,599 648,900 98,263 252,381

700W 229,280 3,112 713,380 418,190 1,675 700,370 98,177 247,979

750W 226,720 3,376 765,260 418,270 1,795 750,770 98,107 228,680

800W 226,650 3,606 817,040 418,040 1,914 800,280 97,949 214,345

850W 226,640 3,839 869,950 417,730 2,035 850,000 97,707 236,200

900W 226,570 4,071 922,210 417,490 2,158 900,810 97,680 220,300

950W 226,560 4,297 973,240 417,250 2,277 950,210 97,634 179,753

1000W 226,640 4,507 1021,300 417,170 2,399 1000,700 97,980 194,600

70






En la taula de la figura 9.22 es mostren els resultats obtinguts amb aquesta combinació

de díode de silici i MOSFET a una potència de sortida de 300 W.


96,6

96,8

97,0

97,2

97,4

97,6

97,8

98,0

98,2

98,4

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000










Rendiment 98.296 %


%

71

Imatge 9.17. Corrent del MOSFET, en blau marí, i corrent del díode en cian, del convertidor Boost.

Aquesta imatge mostra el corrent que travessa el MOSFET en blau marí,

moment en que la bobina es carrega, i el corrent que travessa el díode en cian, en

aquest temps la bobina es descarrega.

Imatge 9.18. Corrent del díode del convertidor Boost a una potència de sortida de 300 W.

Es mostra una ampliació en el temps del corrent que travessa el díode i el seu

pas de conducció de ON a OFF. Com es veu, en aquest moment es produeix un

pic negatiu de corrent invers que arriba fins 3.4 Ampers negatius, amb una

durada de 20 ns.

72


En la imatge que es mostra a l’esquerra s’observa el pic de corrent que suporta el

MOSFET a causa del pic de corrent inversa que produeix el pas de ON a OFF del

díode.

Aquest pic de corrent arriba a un màxim de 4 Ampers, amb una durada aproximada de

20 ns.


En la taula de la figura 9.23 es mostren els resultats de l’assaig amb aquesta combinació











Rendiment 98.556 %

73

Imatge 9.20. Corrent del MOSFET en blau marí, corrent que travessa el díode en cian, tensió del drenador del

MOSFET en verd, i la tensió de sortida del driver en violeta. Senyals del convertidor Boost amb una potència de

sortida de 1 kW.

En aquesta imatge es pot veure el corrent del MOSFET, moment en que la bobina es

carrega, en blau marí, el corrent que travessa el díode, temps que la bobina es

descarrega, en cian, la tensió de sortida del driver i la tensió del drenador del MOSFET.

Imatge 9.21. Corrent del díode del convertidor Boost a una potència de sortida de 1 kW.

Si ampliem la imatge en el moment que el díode deixa de conduir es pot observar un pic

de corrent negatiu que arriba a 3.2 Ampers negatius de 20 ns aproximadament de

duració.

74

Imatge 9.22. Corrent del MOSFET del convertidor Boost a una potència de sortida de 1 kW.

Observem ara el comportament de la corrent del MOSFET en el mateix moment

de la imatge anterior. Es pot veure un pic de corrent que travessa el MOSFET,

d’un màxim de 6.4 Ampers i una durada aproximada de 20 Ns.





obtinguda.



100W 86,456 1,188 102,650 159,790 0,630 100,700 98,107 370,000

200W 121,290 1,683 204,090 224,170 0,894 200,370 98,171 370,000

300W 148,460 2,065 306,420 274,470 1,098 301,200 98,296 590,000

400 W 174,020 2,330 405,480 317,890 1,256 399,290 98,475 300,000

450 W 185,170 2,480 459,090 338,290 1,337 452,180 98,494 252,381

500W 195,060 2,607 508,410 356,460 1,406 501,150 98,572 252,381

550 W 204,470 2,727 557,550 373,390 1,473 549,820 98,613 252,381

600 W 213,520 2,847 607,780 389,910 1,537 599,430 98,626 252,381

650 W 223,100 2,972 662,960 407,200 1,606 654,080 98,658 252,381

700W 230,840 3,101 715,790 421,680 1,675 706,950 98,751 250,041

750W 226,070 3,363 760,110 417,300 1,798 750,370 98,718 226,940

800W 226,010 3,591 811,240 417,120 1,920 800,480 98,724 212,630

850W 225,990 3,816 862,120 416,830 2,041 850,770 98,685 199,720

900W 225,960 4,044 913,490 416,610 2,165 900,930 98,625 188,370

950W 225,940 4,267 963,810 416,380 2,281 949,890 98,556 178,010

1000W 225,870 4,493 1014,700 416,150 2,403 999,990 98,556 189,500

75






En la taula de la figura 9.18 es mostren els resultats obtinguts en l’assaig amb aquesta

combinació de díode de silici i MOSFET a una potència de sortida de 300 W.

Figura 9.18. Taula de resultats de l’assaig a 300 W de potència de sortida.

98,0

98,1

98,2

98,3

98,4

98,5

98,6

98,7

98,8

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000










Rendiment 98.355 %


%

76

Imatge 9.23. Corrent del MOSFET en blau marí, corrent que travessa el díode en cian, tensió del drenador del

MOSFET en verd, i la tensió de sortida del driver en violeta. Senyals del convertidor Boost amb una potència de

sortida de 300 W.

En aquesta primera imatge observem el corrent del MOSFET en blau marí, el corrent

del díode en cian, la tensió que controla el MOSFET (V_driver) en púrpura, i per últim

la tensió del drenador del MOSFET en verd.


En aquesta imatge es pot veure una ampliació del pas de ON a OFF del díode, en aquest

moment es pot veure un pic de corrent negatiu que arriba a 2.6 Ampers negatius i té una

durada de aproximadament 20 ns.

77

Imatge 9.25. Corrent del MOSFET del convertidor Boost a una potència de sortida de 300 W.

En la imatge que es mostra a l’esquerra podem veure el pic de corrent positiu que ha de

suportar el MOSFET quan s’activa, aquest corrent arriba fins a 3 Ampers, i com el pic

de tensió inversa del díode, té una durada aproximada de 20 ns.


En la taula de la figura 9.19 es mostren els resultats de l’assaig am aquesta combinació











Rendiment 98.620 %

78

Imatge 9.26. Corrent del MOSFET en blau marí, i corrent del díode en cian, del convertidor Boost amb una

potència de sortida de 1 kW.

En la imatge que es mostra a la dreta es pot veure el corrent que travessa el díode en

cian, i el corrent que passa pel MOSFET en blau marí.


En la imatge que es mostra a la esquerra es pot veure el pas de ON a OFF de conducció

del díode, en aquest moment es pot veure un pic de corrent negatiu que arriba a 2

Ampers negatius i té una durada de aproximadament 20 ns.

79

Imatge 9.28. Corrent del MOSFET del convertidor Boost a una potència de sortida de 300 W.

En aquesta imatge mostra el pas de OFF a ON de conducció del MOSFET, s’aprecia

una pic de corrent degut al pic de corrent inversa del díode.

Aquest pic de corrent arriba fins 3.8 Ampers i té una durada de 20 ns.





obtinguda.



100W 103,750 0,982 101,830 191,840 0,521 99,905 98,112 370,000

200W 146,840 1,387 203,600 271,740 0,736 199,980 98,223 370,000

300W 227,590 1,343 305,440 421,920 0,712 300,410 98,355 590,000

350W 163,290 2,183 356,410 298,370 1,176 350,790 98,422 252,381

400W 174,170 2,327 405,210 318,340 1,254 399,170 98,510 252,381

450W 184,860 2,468 456,190 337,960 1,330 449,630 98,560 252,381

500W 195,850 2,612 511,510 357,970 1,410 504,700 98,669 252,381

550W 203,800 2,717 553,610 372,440 1,468 546,580 98,731 252,381

600W 213,210 2,842 605,900 389,640 1,536 598,510 98,779 252,381

650W 222,530 2,964 659,540 406,560 1,604 652,060 98,866 252,381

700W 223,590 3,170 708,520 412,940 1,698 701,260 98,955 246,220

750W 224,240 3,378 757,140 413,840 1,810 749,080 98,935 226,940

800W 223,220 3,634 811,530 412,130 1,945 801,440 98,792 212,630

850W 223,510 3,856 861,550 412,290 2,064 850,910 98,764 199,720

900W 224,380 4,049 908,290 413,690 2,167 896,410 98,692 188,370

950W 224,260 4,306 965,400 413,250 2,305 952,440 98,657 178,010

1000W 224,080 4,531 1015,000 412,850 2,425 1001,000 98,620 166,473

80




9.1.9. Comparativa de rendiments i elecció de dispositiu

En aquest apartat es farà la comparativa entre les diferents configuracions de Díode i

MOSFET, analitzant el pic de recuperació inversa entre els diferents Díodes i el

rendiment total del convertidor Boost.

En la taula de la figura 9.26 podem veure una comparació dels pics de recuperació

inversa de cada Díode en cadascuna de les configuracions MOSFET-Díode a una

potència de sortida del convertidor de 300 W.

Figura 9.26. Comparació pic de recuperació inversa del díode a 300 W de sortida.

Es pot observar que la major diferència es troba entre les configuracions en les que

s’han utilitzat el díode de silici (MUR3060WT) i els díode de carbur de silici

(IDH16S60C i IDH10S60C). En els dos casos que s’implementa el Díode de silici

veiem que el pic és molt més gran.

98,0

98,1

98,2

98,3

98,4

98,5

98,6

98,7

98,8

98,9

99,0

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000


MOSFET Díode

IPW60R041C6 MUR3060WT

IPW60R041C6 IDH16S60C




IPW60R160C6 IDH10S60C -2.6

-7.5

-1.8

Configuració

300 W de Potència de Sortida

Pic de recuperació inversa (A)

-3.4

-0.9

-3.8


%

81

Treballant a una potència de 300 W de sortida observem que la configuració de

MOSFET-díode que presenta un pic de recuperació inversa més petit és la del díode

IDH10S60C i el MOSFET IPW60R041C6, que en l’assaig ha presentat un pic de

recuperació inversa de 900 mA negatius.

En la taula de la figura 9.27 podem veure una comparació dels pics de recuperació

inversa de cada Díode en cadascuna de les configuracions MOSFET-Díode a una

potència de sortida del convertidor de 1 kW.

Figura 9.27. Comparació pic de recuperació inversa del díode a 1 kW de sortida.

Treballant a 1 kW de potència de sortida veiem que com en el cas anterior, les

configuracions que presenten un pitjor comportament són en les que s’ha implementat

el Díode de Silici, ja que presenten un pic de recuperació inversa del díode molt major

que en les configuracions que s’ha utilitzat un díode de Carbur de Silici.

Les configuracions que han presentat un pic de recuperació inversa més petit són les que

s’han utilitzat el díode IDH10S60C, ja que presenten el mateix valor de pic de

recuperació inversa tant amb el MOSFET IPW60R041C6 com amb el IPW60R160C6.

Seguidament es presentarà la comparativa entre els rendiments obtinguts amb les sis

configuracions treballant des de 100 W fins a 1 kW de potència de sortida en els assajos

en llaç obert efectuats.

MOSFET Díode







-6.2

-2,1

-2

-12

-3.2

-2

1 kW de Potència de Sortida

ConfiguracióPic de recuperació inversa (A)

82

Figura 9.28. Gràfica comparativa de les configuracions de Díode i MOSFET

Si observem la gràfica de la figura 9.28 podem veure quina configuració de Díode i

MOSFET que s’ha implementat ha fet que el convertidor Boost obtingui un major

rendiment.

S’observa que la implementació del MOSFET IPW60R160C6 amb el Díode de Carbur

de Silici IDH10S60C és amb la que el convertidor Boost dóna un major rendiment.

A més d’aquest major rendiment, com s’ha vist en les figures 9.26 i 9.27 implementant

un Díode de carbur de silici evitem pics de recuperació inversa de major amplitud.

Per tant, s’implementaran el Díode de carbur de silici IDH10S60C i el MOSFET

IPW60R160C6 per fer els assajos definitius del convertidor Boost en llaç tancat.

96,5

97,0

97,5

98,0

98,5

99,0

99,5

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000

IPW60R160C6 - IDH16S60C IPW60R160C6 - IDH10S60C

IPW60R160C6 - MUR3060WT IPW60R041C6 - IDH10S60C

IPW60R041C6 - IDH16S60C IPW60R041C6 - MUR3060WT


%


83

9.2. Experimentació AC-DC en llaç tancat

En aquest apartat es fa l’assaig del convertidor Boost en llaç tancat, és a dir

s’implementarà el control en mode lliscant, amb la configuració de Díode i MOSFET

que millor resposta ha donat en l’apartat anterior.

9.2.1. Set-up

En la figura 9.28 que es mostra a continuació es pot veure de manera gràfica i senzilla el

muntatge del set-up que s’ha utilitzat per fer l’assaig en llaç tancat.

Figura 9.28.Representació en diagrama de blocs de l’assaig en llaç tancat.

Com es mostra a la figura 9.28 es aquest assaig s’utilitza un pont de díodes ja que

connectem el convertidor a una font de corrent altern. A la sortida es connecta una

càrrega resistiva, igual que en l’apartat de l’assaig en llaç obert, que anirem variant el

seu valor segons la potència de sortida a la que es vol treballar.

La senyal que activa i desactiva la conducció del MOSFET prové del bloc “Control”,

que és el control en mode de lliscament que s’ha dissenyat anteriorment. Aquest control

es troba alimentat per una font de corrent contínua.

9.2.2. Descripció

En aquest apartat s’ha avaluat el rendiment i la bon funcionament del convertidor Boost

en llaç tancat, amb el Díode de carbur de silici IDH10S60C i el MOSFET

IPW60R160C6, fent treballar el convertidor des de 100 W fins a 1 kW i estudiant els

resultats obtinguts en l’assaig.

9.2.3. Gràfics obtinguts

9.2.3.1. Prova de potència de 300 W de sortida

Prefixem un valor de sortida del convertidor de 420 V, ja que és aconsellable no superar

un límit de 420 volts per tal de no fer malbé els condensadors de sortida.

F.A.

AC

Càrrega

(RL)

Control F.A.

DC

Pont de

díodes

Convertidor

DC-DC

84

Per tant, tenint això en compte i sabent que a l’entrada tindrem una tensió de 230 volts i

a la sortida volem una potència de 300 W, calcularem la resistència de càrrega que ha

d’haver a la sortida del convertidor en l’equació 9.1.

Seguidament es calcula el valor de la “g”, ja que la introduïm al control amb una font de

tensió contínua externa per tal de calcular la superfície S(x).

Aquest valor de g s’haurà de dividir pel guany que tenim al sensat de tensió i multiplicat

pel guany de corrent del convertidor, per tant la g que s’introdueix amb la font de tensió

contínua serà el que es mostra a l’equació 9.3.

Per poder tindre una resistència de càrrega de 588 ohms, s’utilitzarà una combinació de

resistències de potència. La combinació de resistències és la següent.

En la taula de la figura 9.29 podem veure els resultats obtinguts en l’assaig del

convertidor en llaç obert amb una potència de sortida de 300 W.

Figura 9.29. Taula de resultats de l’assaig del Boost en llaç tancat a 300 W de potència de sortida.

En les imatges obtingudes que es mostren a continuació s’analitzarà la corrent

d’entrada, que passa per l’inductor, la superfície S(x) i les senyals de SET i RESET que

surten del comparador.






Corrent de sortdida 725.160 mA

Potència de sortida 303.247 w


Rendiment 87.284 %

g 0.301 V

Histèresi ±1.500 V

(9.1)

(9.2)

(9.3)

(9.4)

85

Imatge 9.29. Corrent de l’inductor del convertidor Boost, en blau i superfície S(x), en vermell, a 300 W de potència

de sortida.

En aquesta imatge podem observar el corrent d’entrada en color blau, que és el corrent

que travessa l’inductor, i la superfície S(x) en color vermell.

Imatge 9.30. Ampliació de la imatge 9.29, es mostren corrent de l’inductor en blau, i superfície S(x).

En la imatge anterior veiem una instantània ampliada de la primera imatge, on es pot

veure que la superfície (vermell) té una amplitud de 3.2 volts, fixada pel valor

d’histèresi de 1.5 volts i un període de 30 µs, és a dir el MOSFET en aquest moment

està commutant a una freqüència de 33.3 kHz.

86

Imatge 9.31. Tensió de SET, en verd i RESET en vermell.

Tensió de sortida del comparador del control en mode lliscament, podem veure les

senyals de SET, en color verd, i RESET, color vermell.

Imatge 9.32. Ampliació de la imatge 9.31. Tensió de SET, en verd i RESET en vermell.

En aquesta imatge s’observa una ampliació de les senyals de SET i RESET. En aquest

cas tant la senyal de SET com la de RESET tenen un període de 25 µs.

Com les senyals de SET i RESET són causades al comparar la superfície amb la senyal

d’histèresi, podem calcular la freqüència de commutació del MOSFET en aquest

moment, que és de 40 kHz.

Com s’ha vist en aquest apartat la freqüència de commutació del MOSFET amb un

control en mode lliscant no es fixa, sinó que varia amb el temps.

87

9.2.3.2. Prova de potència de 700 W de sortida

Igual que en l’apartat anterior, prefixem un valor de sortida del convertidor de 420 V, ja

que és aconsellable no superar un límit de 420 volts per tal de no fer malbé els

condensadors de sortida.

Per tant tenint això en compte i sabent que a l’entrada tindrem una tensió de 230 volts i

a la sortida volem una potència de 700 W, calcularem la resistència de càrrega que ha







Per poder tindre una resistència de càrrega de 252 ohms, s’utilitzarà una combinació de

resistències de potència. La combinació de resistències és la següent.


convertidor en llaç obert amb una potència de sortida de 700 W.

Figura 9.30. Taula de resultats de l’assaig del Boost en llaç tancat a 700 W de potència de sortida.






Corrent de sortdida 1.649 A

Potència de sortida 691.787 w


Rendiment 96.908 %

g 0.702 V


(9.5)

(9.6)

(9.7)

(9.8)

88

A continuació es mostren les imatges obtingudes en l’assaig, on s’analitzarà la corrent

d’entrada, que travessa l’inductor, la superfície S(x), les senyals de SET i RESET, que

surten del comparador, i la senyal de control. Excepte les ampliacions o zooms les

imatges no han sigut presses en el mateix instant de temps.

Imatge 9.33. Corrent de l’inductor del convertidor Boost, en color blau, i superfície S(x), en color vermell, a 700 W

de potència de sortida.

En aquesta imatge podem observar el corrent d’entrada en color blau, que és el corrent

que travessa l’inductor, i la superfície S(x) en color vermell.

Imatge 9.34. Ampliació de la imatge 9.33, es mostren corrent de l’inductor en blau, i superfície S(x) en vermell.


veure que la superfície en color vermell té una amplitud de 3.2 volts, fixada pel valor

d’histèresi positiva de 1.5 volts, i la histèresi negativa de -1.5 volts.

També podem observar el corrent de l’inductor en color blau, que segueix la forma

d’ona de la superfície.

89

9.2.3.3. Prova de potència de 1 kW de sortida

Igual que en l’apartat anterior, prefixem un valor de sortida del convertidor de 420 V, ja

que és aconsellable no superar un límit de 420 volts per tal de no fer malbé els

condensadors de sortida.

Per tant tenint això en compte i sabent que a l’entrada tindrem una tensió de 230 volts i

a la sortida volem una potència de 1 kW, calcularem la resistència de càrrega que ha







Per poder tindre una resistència de càrrega de 176.4 ohms, s’utilitzarà una càrrega

electrònica de valor 208.4 ohms en paral·lel amb una resistència de 1150 ohms.

La resistència total serà de 176.428 ohms


convertidor en llaç obert amb una potència de sortida de 1 kW.

(9.9)

(9.10)

(9.11)

90

Figura 9.31. Taula de resultats de l’assaig del Boost en llaç tancat a 1 kW de potència de sortida.

A continuació es mostren les imatges obtingudes en l’assaig, on s’analitzarà la corrent

d’entrada, que travessa l’inductor i la superfície S(x).

Imatge 9.35. Corrent de l’inductor del convertidor Boost, en color violeta, i superfície S(x), en color cian, a 1 kW de

potència de sortida.

En aquesta imatge podem observar el corrent d’entrada en color violeta, que és el

corrent que travessa l’inductor, i la superfície S(x) en color cian.




Potència d'entrada 1.023.508 W


Corrent de sortdida 2.348 A



Rendiment 96.105 %

g 1.002 V


91

Imatge 9.36. Ampliació de la imatge 9.35, es mostren corrent de l’inductor en violeta, i superfície S(x) en cian.


veure que la superfície (cian) té una amplitud de 4 volts, fixada pel valor d’histèresi de 2

volts i un període de 20 µs, és a dir el MOSFET en aquest moment està commutant a

una freqüència de 50 kHz.

Imatge 9.37. Corrent de l’inductor del convertidor Boost, en color violeta, superfície S(x), en color cian, i tensió de

sortida del convertidor en blau marí.

92

Aquesta imatge mostra la tensió d’entrada rectificada al convertidor Boost en color cian,

la tensió de sortida en color blau marí i la corrent d’entrada en color violeta.

Imatge 9.38. Tensió de SET, en blau marí i RESET en color cian.

Tensió de sortida del comparador del control en mode lliscament, podem veure les

senyals de SET, en color blau marí, i RESET, color cian. En aquest cas tant la senyal de

SET com la de RESET tenen un període de 18µs.

Com les senyals de SET i RESET són causades al comparar la superfície amb la senyal

d’histèresi, podem calcular la freqüència de commutació del MOSFET en aquest punt

de treball, que és de 55.55 kHz.

De nou, es demostra que la freqüència de commutació del MOSFET amb un control en

mode de lliscament varia respecte el temps.

9.2.4. Rendiments

En la taula de la figura 9.32 es mostren els resultats obtinguts en els diferents assajos del

convertidor Boost en llaç tancat, treballant a diferents potències de sortida, des de 100

W fins a 1 kW.

93

Figura 9.32. Taula de resultats del convertidor Boost en llaç tancat a diferents potències de sortida

Si comparem aquests resultats amb els rendiments obtinguts en DC-DC en llaç obert

podem comprovar que l’efecte de la utilització del pont de díodes afecta en gran mesura

al rendiment del convertidor, sobre tot a baixes potències, això es degut a les pèrdues

generades pel pont de díodes.

En la gràfica de la figura 9.33 podem veure el rendiment del convertidor Boost en llaç

tancat.

Figura 9.33. Gràfic de rendiments amb la potència calculada del convertidor Boost en llaç tancat a diferents

potències de sortida.

Com es pot observar a les potències més baixes, entre 100 i 300 W de sortida, tenim el

rendiment més baix del convertidor, en canvi de 400 W fins a 1 kW el rendiment varia

entre el 95 i el 97 % %.

Potència (W) Vin,rms (V) Iin,rms (A) Pin (W) Vo (V) Io(A) Po (W) Rendiment (%) RL (Ω)

100 99,984 1,149 114,842 395,360 0,219 86,754 75,542 1760,000

200 150,080 1,573 236,121 418,630 0,483 202,186 85,628 860,000

300 230,250 1,509 347,424 418,180 0,725 303,247 87,284 572,000

400 230,240 1,865 429,467 418,400 0,974 407,425 94,868 442,000

500 230,320 2,266 521,997 422,680 1,191 503,370 96,432 353,000

600 230,160 2,657 611,627 417,880 1,415 591,258 96,670 295,260

700 229,980 3,104 713,858 419,570 1,649 691,787 96,908 252,000

800 229,480 3,575 820,276 416,320 1,878 781,682 95,295 220,299

900 229,440 4,038 926,364 418,440 2,118 886,340 95,679 195,953

1000 228,630 4,477 1023,508 418,910 2,348 983,643 96,105 176,428

75,0

77,0

79,0

81,0

83,0

85,0

87,0

89,0

91,0

93,0

95,0

97,0

99,0

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000

Rendiment convertidor llaç tancat


%

94

Si comparem aquests resultats del convertidor Boost en llaç tancat amb el resultats de la

figura 8.41, que és l’assaig del convertidor Boost en llaç obert amb la mateixa

configuració de Díode i MOSFET, veiem que en l’assaig en DC-DC en llaç obert tenim

un rendiment mínim de 98.112 % a 100 W de potència de sortida i un rendiment màxim

de 98.955 % a 700 W de potència de sortida, en canvi en l’assaig en AC-DC en llaç

tancat tenim un rendiment mínim de 75.542 % a 100 W de potència de sortida i un

rendiment màxim de 96.908 %. Per tant, trobem el rendiment màxim i mínim amb la

mateixa potència de sortida.

10. Conclusions

En aquest projecte s’ha presentat el disseny i la implementació d’un convertidor Boost

amb control en mode lliscant del corrent d’entrada. Aquest convertidor serà utilitzar

com un pre-regulador per a la correcció del Factor de Potència d’un carregador de

bateries per a vehicles elèctrics.

Inicialment s’ha estudiat el model matemàtic del convertidor Boost així com el control

en mode lliscant, el qual garanteix que el convertidor es comporti com un resistor lliure

de pèrdues (LFR).

S’ha analitzat el disseny del components tant del circuit de potència com del circuit de

control, així com el seu circuit esquemàtic i el Layout del circuit imprès.

Posteriorment s’han realitzat simulacions en DC-DC en llaç obert i en AC-DC per tal de

validar el càlculs realitzats.

Per començar s’han dut a terme assajos experimentals en DC-DC en llaç obert per

comparar-los amb els resultats de les simulacions i s’han estudiat les diferències de

rendiment en l’ús de diferents interruptors de potència. Especialment s’ha estudiat en

detall la diferència entre la utilització de díodes de Silici i de díodes de Carbur de Silici.

Finalment s’ha escollit la configuració de MOSFET i Díode que major rendiment ha

presentat en llaç obert i s’ha realitzat l’assaig en llaç tancat en AC-DC, amb la

utilització d’un pont de díodes, implementant el control en mode de lliscament, a

diferents potències de sortida fins a un límit de 1 kW.

95

11. Referències

[1] H. Sira-Ramírez, “Sliding motions in bilinear switched networks” 1987.

[2] Erickson, Robert W., “ Fundamentals of Power Electronics”. Second Edition.

[3] A. Cid-Pastor, L. Martinez-Salamero, U. Ribes y A. El Aroudi, “ANALYSIS AND DESIGN OF

A LOSSFREE RESISTOR BASED ON A BOOST CONVERTER IN SLIDING-OPERATION”,

14th INTERNATIONAL SYMPOSIUM on POWER ELECTRONICS - Ee 2007.

[4] A. Cid-Pastor, L. Martinez-Salamero, A. El Aroudi, R. Giral, J. Calvente and R. Leyva,

“Synthesis of Loss-free Resistors based on Sliding-mode Control and its Applications in Power

Processing”, GAEI, ETSE-URV.

[5] S. Singer, “Realization of loss-free resistive elements”, IEEE Transactions on Circuits and Systems, Volume 37, No. 1, Jan. 1990 pp 54 – 60.

[6] L. Martinez-Salamero, A- Cid-Pastor, R. Giral, J Calvente, and V.Utkin. “Why is sliding mode

control methodology needed for power converters?.” In Power Electronics and Motion Control Conference (EPE/EMC), 2010 14th International, 2010.

[7] U. Ribes, “SÍNTESIS DE RESISTORES LIBRES DE PÉRDIDAS”, Projecte fi de carrera

E.A.E.I. 2007. [8] N. Parody, “Realización de un “Loss free resistor” a frecuencia de conmutación constante”,

Projecte fi de carrera E.A.E.I. 2010.

[9] Apunts Electrònica de Potència Universitat Rovira i Virgili.

96

12. Annex

12.1. Schematics

97

98

99

100

12.2. Layouts

101

Convertidor Boost cara TOP

102

Convertidor Boost cara BOT

103

Control cara TOP

104

Control cara BOT

Documents

Realització d'un carregador de bateries modular en l ...deeea.urv.cat/public/PROPOSTES/pub/pdf/1989pub.pdf · Realització d'un carregador de bateries modular en l'àmbit ... Àngel