Softverski radio i medjufrekventno (IF) uzorkovanje Uvod Pojam softverski radio ima svoje poreklo još iz vojne industrije, tj. inteligentnih prijemnika iz kasnih '80-te i ranih '90( ).Od tada , ovaj koncept je našao široku komercijalnu implementaciju, posebno u aplikacijama mobilnih radio komunikacija. Softvreski radio prijamnik koristi analogno-digitalni konvertor (ADC) da digitalizuje analogni signal u prijamniku praktično što je moguće bliži anteni, uopšteno na medju-frekvenciji (IF). Pošto se izvrši digitalizacija, signali se zatim filtriraju, demodulisu i izdvajaju u individualne kanale koristeći se posebnom grupom DSP-ova nazvani procesori prijamnih signala [receive signal processors](RSPs). Slično ovome, softverski radio predajnik, primenjuje kodiranje, modulaciju itd, u digitalnom domenu - i na izlazu IF stepena, koristi se DAC da izvrši konverziju nazad u analogni format za predaju. DSP koji prethodi DAC-u se označava kao procesor predajnog signala [transmit signal processor] (TSP). Veoma pojednostavljena slika opsteg prijamnika i predajnika softverskog radija prikazana je na slici:

Slika 8.109 Generic IF Sampling Software Radio Receiver and Transmitter U idealnom slučaju, softverski radio eliminise znacajan broj skupih analognih kola za procesiranje signala tako što te funkcije izvodi koristeći jeftine DSP-ove. Softverski radio takodje pruža mogućnost da se sa istim hardware-om opslužuju različiti bežični standardi uz neznatne izmene u raznim programima DSP. IF uzorkovanje u širokom opsegu postavlja visoke zahteve pred ADC-om i DAC-om po pitanju SNR-a i SFDR-a, koje je prethodno objasnjenjo u poglavlju 2.

Medjutim, kako je tehnologija konvertovanja napredovala došlo se do tacke da je softverski radio moguće praktično realizovati za vecinu popularnih standarda bezicne komunikacije. Za veću količinu applikacija, kao sto su bazne stanice u mobilnoj telefoniji i bežične telefonske slušalice, softverski radio je postao realnost i potreba. Evolucija softverskog radija U cilju razumevanja evolucije softverskog radija, treba najpre razmotriti analogni superheterodinski prijamnik otkriven 1917 od strane Majora Edein H. Armstrong (vidi sliku 8.110). Ova arhitektura predstavlja značajan napredak u odnosu na realizaciju jednostepenog prijemnika direktne konverzije (homodyne) koji je prethodno konstruisan korišćenjem podešavajućeg RF pojacavača, jednostrukog detektora, i audio pojačavačkog stepena. Značajna prednost superheterodinskog prijemnika je ta da je mnogo jednostavnije i ekonomičnije imati pojačavački stepen i selektivnost prijemnika na fiksnoj medjufrekvenciji (IF) nego da te iste stepene, pojačavački i kola frekventne selektivnosti, podešavate preko celog frekventnog oposega .

Slika. 8.110 U.S. Advanced Mobile Phone Service (AMPS)

Superheterodyne Analog Receiver Frekvencije prikazane na slici 8.110 odgovaraju AMPS-u (Advanced Mobile Phone Service), analognom mobilnom telefonskom sistemu koji je trenutno u upotrebi u U.S., ali koji će ubrzo ustupiti mesto digitalnim standardima. Prijamnik projektovan za AMPS signale je na 900MHz RF. Širina opsega signala za "A" i "B" nosioce služe pojedinačnom geografskom polju je 12.5 MHz (416 kanala, svaki 30 kHz širine). Prijemnik prikazan na slici koristi trostruku

konverziju, prva na medjufrekvenciji od 70MHz, druga na medjufrekvenciji od od 10.7 MHz, i treća IF frekvencija od 455 kHz. Image frekvencija na ulazu prijamnika se izdvaja od RF nosioca vrednošću koja je dvostruko veca od prve IF frekvencije (ilustrovana tačka koja koristi relativno visoku prvu IF frekvenciju omogućava relativno lako projektovanje filtra za eliminisanje image frekvencija) Izlaz trećeg stepena IF-a je demodulacija koja se realizuje korišćenjem analogne tehnike (diskriminatora, detektora anvelope, detektor sinhronizacije, i td) .Uslucaju AMPS, modulacija je FM. Veoma je važno primetiti na gornjoj šemi da postoji jedan prijamnik po kanalu, a da se samo antena, predfilter, i niskošumni pojačavač (LNA) mogu deliti. Takodje, treba primetiti da kako bi učinili dijagrame prijemnika mnogo preglednijim nisu prikazani pojačavači u medjustepenima. Medjutim oni su vazan deo prijamika i citalac mora imati na umu da su oni prisutni. Projektovanje prijamnika je komplikovan zadatak i postoji veliki broj kompromisa koji se mogu učiniti izmedju stepena IF frekvencija kao što su jednostruka-konverzija nasuprot dvostrukoj-konverziji ili trostrukoj konverziji, cena filtera i kompleksnost u svakom stepenu prijamnika, šema demodulacije itd. Postoje mnoge reference na na tu temu, i njihova svrha je da upozna inzinjera sa nekim novim arhitekturama koje se pojavljuju, posebno u aplikacijama ADCs i DACs prilikom projektovanja naprednh komunikacionih predajnika.

Prijamnik koji koristi digitalno procesiranje u osnovnom opsegu Sa dostupnošću visoko performansnih ADC-a i DSP-ova velikih brzina, uobičajeno je da se digitalne tehnike koriste barem u delu prijemnog i predajnog puta i različiti čipsetovi Analog Devices-a koji primenjuju ove funkcije dostupni su kako za GSM tako i za druge standarde mobilne telefonije. Ovo je prikazano na slici 8.111, gde se izlaz zadnjeg stepena IF-a konvertuje u signale osnovnog opsega u fazi (in-phase) (I) i u kvadraturi (quadrature) (Q) korišćenjem kvadraturnog demodulatora. I i Q signali se zatim digitalizuju od strane dvostukog ADC. RSPs/DSPs zatim izvode dodatno procesiranje signala. Onda se signal moze konvertovati u analogni oblik koristeci DAC, ili se moze obraditi, mesati sa ostalim signalima, konvertovati naviše, i ponovo preneti.

Slika 8.111 Digital Receiver Using Baseband Sampling and Digital Processing

U ovom trenutku treba posebno naglasiti da digitalni prijamnik nije isto sto i digitalni modulator. Zapravo, Digitalni prijamnik moze da odradi vrlo važne zadatke u primanju analognih signala kao sto su AM i FM. Digitalni prijamnici mogu da se koriste da prime bilo koji tip standardne modulacije ukljucujuci kako analogne (AM, FM) tako i digitalne (QPSK, QAM, FSK, GMSK i td) Pored toga, Posto je jezgro digitalnog radija digitalni signal procesor (RSP/DSP), isti prijemnik može da se koristi i za analogno i za digitalno modulisani signal (istovremeno ako je potrebno) pretpostavljajuci da su RF i IF hardveri ispred RSP/DSP projektovani kako treba. Posto je softver taj koji odredjuje karakteristiku radia znaci da ukolko se promeni softver menja se i radio.Iz tog razloga se digitalni prijamnici jos zovu i softverski radio (software radios). Činjenice da se radio softverski programira pruža nam mnoge beneficije. Na primer, prozvodjac radia je u situaciji da napravi opsti hardver radia. Posto se radio-difuzni standardi menjaju (kao sto je iz AMPS u IS-136, ili IS-95), proizvodjac je u situaciji da kada treba da izvrsi promene u radiu on samo reprogramira RSP/TSP/DSP. Sa tacke gledista korisnika i servisera, softverski radio se moze unaprediti dodavanjem novog softvera po niskoj ceni, pri čemu se zadrzava pocetni hardver. Dodatno, prijemnik moze da se skroji za custom aplikaciji po vrlo niskoj ceni, pošto se samo cena softvera uracunava Digitalni prijamnik izvrsava istu funkciju kao analogni samo sa jednom razlikom; neke od analognih funkcija su zamenjene njihovim digitalnim eivivalentom. Glavna razlika izmedju slike 8.110 i slike 8.111 je ta sto se FM diskriminator u analognom radiu zamenjuje sa dva ADCs i sa RSP/DSP. I ako je ovo prost primer, pokazuje fundamentalan pocetak digitalnog, odnosno softverskog radia. Dodatna korist u koriscenju digitalne tehnike je u tome sto se pojedina filtriranja u radiu izvrsavaju digitalno. Ovo eliminise potrebu za uskom tolerancijom i poklapanjem frekventno-osetljivim komponentama kao sto su kalem i kondenzator.Posto se filtriranje izvodi sa RSP/DSP, filterske karakteristike se mogu sprovesti u softver umesto u skupim i osetljivim SAW,keramickim, ili kristalnim filtrima. Cinjenica je da mnogi filtri se mogu se sintetizovati? digitalno koji se nemogu nikad ugraditi u stogim analognim prijamnicima. Ovaj prost primer je samo pocetak.Sa trenutnom tehnologijom, mnogo vise prijamnika i predajnika se mogu ugraditi u digitalnom obliku. Postoje mnoge prednosti u pomeranju digitalnog dela radia sto blize anteni.Postavljanje ADC na izlazu RF dela i izvodjenje direktnog RF (sempling) moze izgledati atraktivno, ali tu ima i nekih ozbiljnih mana, pogotovo u selektivnosti i out-of-band (slika) odbacivanja.Medjutim,koncept pokazuje na jednu kljucnu prednost softverskog radia;one su programabilne i zahtevaju mali iii nijedan izbor komponent ili prepravku kako bi se dobila potrebna prijamna preformansa. Uskopojasni IF-UZORKOVANJE DIGITAL RECEIVER Razuman kompromis u mnogim digitalnim prijamnicima je pretvaranje signala u digitalan oblik na izlazu prve ili druge IF fazi. Ovo omogucava out-of-band signalima da se filtriraju pre nego sto dodju do ADC. Takodje omogucava za neke autmomatk (AGC) u analognom stupnju ispred ADC kako bi smanji mogucnost in-band signala ADC Ovo oslobadja neke od dinamcnih potrebne za ADC. Dodatno , IF (uzorkovanje) i tehnologija digitalnih prijamnica samnju je cenu kostaja eleminisanjem daljih IF (mikser,filtere, i pojacavace) i dodaje fleksbilnost menjajuci fiksne komponente analognih filtera sa programabilnim digitalnim.

U analizi dizajna analognog prijamnika, mnogi signali se dobijaju u provoj IF fazi .Ovo sprecava napred-nazad (Front-end) opterecivanje zbog out-of-band signalima ili in-of-band signalima.Medjutim, u IF (uzorkovanje) digitalni prijamnic,sve dobijeno je u front end,i treba voditi racuna kako bi se sprecilo in-band i out-of-band signali od zasicenja ADC, koje prouzrokuje preveliko razaranje.Zbog doga, metoda prigusenja mora se sprovesti kada se pojavi in-band signali. Slika 8.112 pokazuje detalje IF uzorkovanje digitalnih prijamnika za GSM/EDGE (900MHz) sistem. Prijamnik, automatski dobijena kontrola (AGC), visoku performansu ADC, digitalni prijamnik procesorskog signala (RSP), i DSP.

Slika. 8.112 Narrowband IF Sampling GSM/EDGE

Digital Receiver Srce sistema je 12-bit 26-MSPS ADC sa AGC, RSSI (Received Signal Strengh Indicator ( primljeni signal snage indikatora)) i RSP. Razne vrste Chipsets su su dostupne koje izvode funkcije GSM/EDGE (vidi AD6600, AD6650, AD6620, AD6624 i AD6634) i za WCDMA (vidi AD6634 i AD6652). GSM/EDGE(Evropa) i IS-136 (America) su slicni (visenosioci) Vrme-podela-multipleks-pristup[time-division-multiplexed-access]IS-95,IS95B (TDMA)sistem, dok IS-95,IS95B, WCDMA i CDMA2000 su prosirenispektar code-division-multipe-access sistems (CDMA). Sirina opsega kanala za CDMA sisteme je ili 1.25 MHz za IS-95,IS-95B i CDMA2000 ili 5MHz za WCDMA.Bice jos detalja u vezi air standarda kasnije u ovom poglavlju.

GSM/EDGE 900MHz radio/difuzioni standard je jedan od strozih sa postovanjem ADC dinamicne oblasti,zbog toga uskopojasni primalac je najcesce ugradjen.U sistemu koji je pokazan na slici 8.112, krajnji dinamicni domet je 113dB obuhvatajuci AGC petlju (30dB), ADC SNR (65dB), i proces pojačanja (18.1dB) Sirina opsega signala GSM kanala je 200kHz, i svaki kanal moze podneti do 8 simultanih callers.Tipcna bazna stanica moze biti opremljena da podnese od 50 do 60 simultanih(istovremeni) poziva, i trebalo bi da sadrzi 8 razdvojena kanala za procesiranje signala. Slika 8.113 pokazuje IF frekvenciju od 71.5 MHz je na sredini 6-og Nyqust zone sampled na frekvenciji of 26 MPSPS.RSP obrce smisao frekvenciju signala kada se prevede u prvu zonu Nyquist kao sto je prikazano.

Slika 8.113 Narrowband GSM Receiver Bandpass Sampling of a 200-kHz

Channel at 26 MSPS Sada imamo 200khz baseband signal (proizved od strane undersamping) koji se uzorkuje na 26 MPSP kao sto je prikazano na slici 8.114a.RSP prevodi signal u baseband kao sto se vidi na slici.

Slika 8.114 Digital Filtering and Decimation of the 200kHz GSM Channel

Zatim se signal propusta kroz digitalni filter u RSP-u cime se odstranjuju sve frekvenciske komponente iznad 200kHz, ukljucujuci kvantizacioni sum koji obuhvata oblast izmedju 200kHz i 13MHz (Nyqist frekvencija) kao sto je prikazano na slici 8.114C .Rezultujuće povećanje u SNR je 18.1dB (pojačanje). Nema nikakvih informacija sadržanih u signalu iznad 200kHz, i podaci se mogu samnjiti sa 26MPSP na 541.7 kbsps, prenos podatka koju DSP moze upravlja, kao što jre prikazano na slici 8.114D. Podatci koji odgovaraju kanalu od 200KHZ se šalje do DSP preko prostog 3-zicnog seriskog interfejsa. Onda DSP izvrsava funkicje kao što je ujednačavanje kanala, dekodiranje, i spektralno oblikovanje.

Koncept pojačanja je uobičajen u svim komunikacionim sistemima, analognim ili digitalnim, i razmatran je u poglavlju 2 ove knjige. U sistemu uzorkovanja, kvantizacioni šum proizvoden od ADC-a se razdvaja tokom cele širine opsega Nyquist i prostire se od dc do fg/2. Ukoliko signal propusnog opsega ,BW, je manji od fg/2,digitalno filtriranje moze odstraniti komponente šuma izvan sirine opsega,i time se povecava efikasnost SNR. Pojačanje u sistemu uzorkovanja se moze izracunati iz formule: SNR (šum izmeren preko fg/2 sirine opsega) iz ADC kod sirine opsega signala treba se iskoristiti za procenu stvarnog uskog opsega SNR-a dodavanjem pojačanja koji je određen gornjom jednačinom. Ukoliko je ADC idealan N-bitni konvertor,onda je SNR (meri se preko Nyquist) iznosi 6.02N + 1.76dB.

Primeti kao sto je prikazano prethodnom primeru uskogopsega predajnika, pojačanje se može ostcvariti čak iako je originalni signal pod uzorkovan.Jedino se zahteva da signal sirine opsega bude manji od fg/2, i zatim da šum izvan signala širine opsega bude odstranjen sa digitalnim filterom. Širok opsegi IF-uzorkovanje digitalni prijamnik Dosad samo izbegavali detaljnu diskusiju između uskopog i sirokog opsega digitalnih prijamnika. Digitalni prijamnik može biti i jedno i drugo, ali više detaljnih informacija su potrebni u ovom trenutku. Kada se kaže uski opsega, misli se na suvišno pre-filtriranje urađeno tako da su svi neželjeni signali eleminisani i da su samo signali od interesa su prezentovani na ulazu ADC-a. Ovo je slučaj GSM/EDGE baznestanice koji je prethodno objašnjen. Široki opseg se odnosi na veći broj kanala koji su pretstavljeni na ulazu ADC,i dalje filtriranje, podešavanje, i procesiranje se izvedodi digitalno.Uobičajno, široki opesg prijamnik je napravljen da primi celu grupu ćeliskih ili drugih bežičnih servisa. Ustvari, jedan široki opseg digitalnog prijamnika se može koristiti za primanje svih kanala istovremeno, omogućavajući da svakom analognom hardveru (uključujući ADC) deli između svih kanala kao što je prikazano na slici 8.115, na kojoj se upoređuje pristup uskog i širokog opsega.

slika 8.115 Narrowband Versus Wideband Digital Receiver

Primecujese da uski opseg digitalnog radia sadrzi jedan prednji-kraj LO-a i jedan mikser po kanalu da bi se obezbedo individualno podešavanje kanala .Kod sirokog opsega digitalnog radia prvi LO frekvencija je popravljena, i podešavanje je odrađeno u RSP kolu prateci ADC.

Tipican siroki opseg digitalnog prijamnika moze da sadrzati 5-MHz do 30-MHz grupu signala istovremeno.Ovaj pristup se cesto naziva block conversio.U siroki opseg digitalnog prijamnika, razne vrste lokalnih oscilatora kod uskog opsega prijamnika su zamenjeni sa fiksnim oscilatorima, tako da se podešavanje postiže digitalno. Podešavanje se izvodi koriscenjem donjeg digitalnog konvertora (DDC) i digitalnog filtera koji se zove channelizer. Pojam channelizer se uzima zato sto je svrha tih čipova je da odredi jedan kanal od mnogo drugih koji se nalaze u okviru sirokoe grupe spektruma koji se nalaze na izlazu ADC. Tipican RSP je prikazan na slici 8.116

slika 8.116 Receive Signal Processing (RSP)

in Wideband Receiver (Simplified) Sastoji se od NCO (Numericki kontrolisanog oscilatora) [Numerically Controlled Oscillator] sa sposobnostima podešavanja, dvostrukim mikserom, i odgovarajucim digitalnim filterima. To su iste funkcije koje bi se zahtevale i od analognog prijamnika, ali samo pretvoreno u digitalnu formu.Digitalni izlaz iz (channek=lize) kanalizatora je demodulisani signal iz I i Q formata, i svi ostali signali su filtrirani i odstranjeni.Pošto se izlaz kanalizatora sastoji od jednog izabranog RF signala, jedan kanalizator je potreban za svaki kanal.Kanalizator se takodje koristi za desetkovanje izlazni brzina prenosa koji se moze dalje nastaviti od strane DSP. DSP izdvaja signalne informacije iz I i Q podataka i izvršava dalja procesiranja. Jos jedan efekat filtriranja koji je nastao od kanalizatora je povećanje SNR dodavanjem pojačanja kao sto je prethodno objašnjeno.

Dizajniranje kompeletnog siroko opsega prijamnika je veliki projekat i dosta zavisi od prakticnih "AIR" standarda. Slika 8.117 pokazuje priblizno napredovanje bežičnog vazdusnog standarda sa prvom generacijom (1G) analognih sistema, procesiranjem do razlicitih TDMA/FDM (time-division-multiple-access, frequency-division-multiplex) i CDMA (code-division-multiple-access) digitalnih sistema druge generacije (2G), pracenom medju generacijom prema kojo se odnosi kao 2.5G, i kroz projekat 3G standarda buducnosti. Detalji ovog razvitka se mogu pronaci u refernci 16.

slika 8.117 1st Generation to 3rd Generation Wireless Evolution Sa gledista posmatrača, postoje u osnovi dva tipa digitalnih AIR standarda. TDMA/FDM standardi koriste razne vrste slota za multipleksiranje podataka od drugih kanala, i rezultati se zatim multipleksiraju u frekvenciju (FDM), sa razmakom izmedju kanala ili 3oKHz ili 200KHz koje zavisi od vazdusnih standarda. Ukupna dodeljivanje sirine opsega koje se mogu omogućiti za taj sistem se izmedju oblasti od 5MHz do 15MHz.

Druga klasa standarda su ona koja koristi [code-division-multiple-access] (CDMA) tehniku, ponekad se naziva spread-spectrum(odvojeni spektrum). U tim sistemima , pseudo-nasumični brojevi sekvencijalno moduliše kanal frekfencje podataka, i prijamnik koristi identičnu sekvencu za obnavljanje kanala. Kombinacija vise kanala pojavljuje se otprilike kao slucajan šum koji se siri preko širine opsegom na ili 1.25MHz ili 5 MHz u zavisnosti od standarda. Sirina pojasa dodeljivanja po provajderu su od 5MHZ do 20MHz koje su tipicne za takve sisteme.

Bezicni spektrum je veoma prenatrpan i sadrži mnogo veliki signale koji prouzrokuju "BLOKADE" ["blockers"]od jedne grupe smetnje sa željenim signalima do druge.Bez obzira na AIR standarde, postoje mnogi signali koji se mogu mešati za zeljenim nosiocem. Slika 8.118 pokazuje tipican RF spektrum gde mnogobrojni signali uskog opsega okruzuju dva CDMA2000 nosioca koja se nalaze u srednjem opsegu. Prijamnik mora da toleriše sve signale uskog opsega i da ujedno održi potrebnu osetljivost koja je definisana od prakticnih AIR standarda.

slika 8.118 Typical RF Spectrum of a Multicarrier CDMA2000 Receiver Počinjemo sa kratkim pogledom na prijamnik za razlicite AIR standarde u AMPS analognom sistemu koji je pogodan za siroko opseg digitalnog prijamika. Uprošćen dijagram odgovarajuceg širokog opsega digitalnog prijamnika je prikazan na slici 8.119. AD6645 uzorkovanje frekvencije od 61.44 MSPS je izabrano kako bi bio power-of-two mnozenjem kanala širine opsega( 30 kHz × 2024 = 61.44 MSPS ). Izbor IF frekvencije je fleksibilan, i druga IF faza moze biti potrebna ukoliko se niske IF frekvencije izaberu.

Slika 8.119 AMPS Wideband Digital Receiver

Sa frekvencijom uzorkovanje od 61.44 MSPS, 12.5-MHz sirone opsega signala moze biti pozicionirana u prvoj zoni Nyquist-a (dc do 30.72 MHz) sa IF frekvencijom od 15.36 MHz, ili u drugoj zoni Nyquist ((30.72 MHz do 61.44 MHz) sa IF frekvencijom od 46.08 MHz.

Prijamni procesorski signal (RSPs) omogucava podesavanje prijamnika i demodulaciju signala u I i Q komponente. Izlazna brzina podataka DSPs posle izuzimanja je otprilike oko 60kSPS. Pojačanje nastalao od frekvenciskog uzorkovanja od 61.44 MSPS se izračunava na sledeci nacin:

SNR od AD6645 preko Nyquist sirine opsega je 75 dB, i kada je dodato pojačanje od 30.1 dB, SNR u 30 kHz širina opsega je 75 + 30.1 = 105.1 dB. SFDR od AD6645 je veci od 96 dB za nekoliko signala dB ispod puneskale. Sledeca analiza pokazuje da su te vrednosti upotpunosti odgovaraju minimumu zahteva AMPS-a za osetljivost od -116dBm sa nivoom blokade od -26 dBm.

Uproscen AMPS prijamnik analize za nezeljene potrebe pocinje kao sto je prikazano na slici 8.120

Slika 8.120 AMPS Spurious Requirements

Maksimalini nivo blokade je -26dBm ( za ovo nepostoji prava specifikacia - odredjena je stvarnim izračunavanjme analognih uređaja). Minimalan detektovan signal (osetljivosti) je specifciran kao -116dBm. Otprilike 6dB carrier-to-interferer odnos (C/I) je potreban kako bi sprečio preuzimanje željenog signala. Zbog toga, za izlazni signal od -26 dBm,najvise dozvoljen lažan signal moze biti na -122 dBm. Ovo ispunjava minimalne zahteve SFDR od 26dBm - (-122dBm) = 96dBc. AD6645 14-bitni ADC

će ispuniti sa dodavanjem Dither ( razgovor o dither kasnije pogledaj u ovoj oblsati) za signale 5 -dB ispod ulazne pune skale ADC od +5dB.U praksi,dither se generalno ne koristi zato što postoji dodatna merža u dizajnu nego zbog nivoa blokade od -26dBm (merene , ne specficirane) veoma je ogranicen broj, i u praksi se moze smanjiti za nekoliko dB sa bez ikakvog uticaja na rad sistema.

Uprosceni AMPS prijamnik za traženu osetljivost (povezano sa ADC SNR) je prikazan na slici 8.121.

Izlazna puna skala za ADC je +5dBm (2.2-V p-p u 200 oma, odgovara 50 oma sa 1:4 odnos-imedanse RF transformatora) . Dozvoljavajući kućištu 5 dB na ulazu ADC, ovo zahteva pojačanje antene od 26 dB za ADC, sto omogucava da se signal od -26-dBm na anteni pojavi kao 0 dBm signal na ulazu ADC. Pretpostavljeni opšti izracunati šum (NF) od 6dB na prijamaniku se smatra dobrim za uredjaj. Toplotni šum na ulazu antene je -174 dBm/Hz (vidi poglavlje 2). Reflektovanji šum na ulazu ADC je stoga jednacina 8.19

ADC Izlazni šum = –174dBm/Hz + 26 dB (Conversion Gain) + 6 dB (NF) = –142 dBm/Hz

Sada ,pretpostavite da je ulazni šum zbog ADC otprilike isti, i ovo postavlja ceo šum na ulazu ADC na -139 dBm/Hz (smanjen za 3bB).

Kada je integrisana sirina opsega kanala iznad 30 kHz ,onda šum postaje jednacina 8.20

Kada se reflektuje nazad na antenu od strane konverziono pojačanje od 26 dB, to donosi ostljivost od –94 dBm – 26 dB = –120 dBm. Ovo je za 4 dB bolje nego potrebna osetljivost od –116 dBm.

Ovim se pretpostavlja da ADC može da zadovolji specifikaciju šuma od –142-dBm/Hz. Ovaj šum mora biti integrisan u široki opseg Nyquist(30.72 MHz) kako bi dobio broj liste podataka. jednacina Eq. 8.21

Pošto je ulaz puneskale ADC +5dBm, minimum SNR koji je potreban za ADC je jednacina 8.22

SNR koji je specificiran za AD6645je 75 dBFS za ulazni signal od 15 MHz i samim tim ispunjavajući uslov osetljivosti koji je približno 3dB marže

Različiti koraci u ovoj analizi su numerisani unutar kola na slici 8.121 kako bi bili laksi za praćenje.

Nepotrebno je reći da postoje niz drugih načina za pristup analizi ovom dizajnu prijamnika, i mnoge razmen se mogu napraviti između različitih parametara, ali proste metode i brojevi se koriste gore kako bi služili za ilustraciju procesa, pogotovo što se odnosi na približnu potrebu?? ADC.

Slika 8.122 Pokazuje potrebu sistema za GSM-900MHz sistemom Ovo je zahtevan standard pogotovo sa stanovišta ADC. Slična analiza se može koristiti za odredivanje približnih zahteva ADC SFDR. U tom slucaju ,C/I razmera od 15 dB je potrebna.Rezultujuća zahtevnost SFDR od 106 dBc se nemože ispuniti sa trenutnim ADC, zbog čega se prijamici uskog opseg najcešce koriste u ovim aplikacijama.

slika 8.122 GSM 900-MHz Spurious Requirements

Slika 8.123 pokazuje analizu osetljivosti za sistem GSM 900 MHz system.

Analiza se nastavlja na isti nacina kao i prethodna analiza osetljivosti AMPS, i rezultujuća zahtevnost ADC SNR je oko 85 dBFS koja ne može biti ispunjena trenutnim ADCs,- zbog toga se mora iskoristiti uski opseg pristup.

LNA ADC

ASSUME CONVERSION GAIN = 15dB (ALLOWS 3dB HEADROOM AT ADC,NF = 3dB

LO

–174dBm/Hz

–174dBm/Hz + 15dB + 3dB = –156dBm/Hz

FS = +5dBm

f = 78MSPS

SENSITIVITY 26dB CONVERSION GAIN

6

72

3

4

5

1

ADC SHOULD BE ABOUT THE SAME: –156dBm/HzINTEGRATED OVER NYQUIST , ADC NOISE = –156dBm/Hz + 10log(39×10

= –156dBm/Hz + 76dB = –80dBmTHEREFORE ADC SNR > 85dBFS

6)

3)

–116dBm(SPEC)–120dBm

s

MAX SIGNAL–13dBm

OVER 200 kHz BW, NOISE

=–153dBm/Hz + 10log(200×10 )= –153dBm +53dB = –100dBm

Slika 8.123 GSM 900 MHz Sensitivity Requirements (ADC SNR)

Zbog strogih zahteva ADC za širokopojasni GSM 900MHz, stujini prijamnici za ovaj sistem

su tipicno jedno-nosivi?? uskopojasni tipovi kao što su prethodno objašnjeni.(vidi slike 8.112 - 8.114) Trebalo bi se navesti da je GSM-1800MHz/1900MHz (kao i PCS u americi) maksimalni potrebni nivo signala samnjen na -23 dBm, nego na -13dBm (potrebna osetljivost je i dalje -104 dBm ),i slična analiza pokazuje SFDR zahtev od 93 dBc i SNR od 75dB koji su dostižni sa savremenim ADCs kao što je AD6645. Kao dodatak jedno-tonske SFDR, dvo-tonske i vise-tonske intermodulacijka distorzija je vazna u ADC za primenu sirokopojasnog risivera. Slika 8.124 pokazuje dva snazna signala u dva susedna kanala na frekfencijama f1 i f2. Ako ADC ima intermodulacijonu distorziju treceg-reda, ovi reyultati ce pasti na 2f2-f1 i 2f1-f2 i oni su neprepoznatljivi u odnosu na signal koji moze biti prisutan u ovim kanalima. Ovo je jedan razlog zasto je GSM 900-MHz system tezak za ugradjivanje(implementaciju) koristeći širokoopsežni,. prilaz, posto je potrebni dinamički opseg veći od 100 dBc.

Slika 8.124 Two-Tone Intermodulation Distortion in Multichannel System

(GSM 900-MHz Requirements Shown) Dvo-tonski SFDR od AD6645 je veci od 103 dBSF sa ulaznim tonovima od 55.25 Mhz i 56.25 MHz kao sto je prikazano na slic 8.125. Tonovi su ???(pod uzorkovan), pa se oni pojavljuju u Nyquist širini opsega na 80 MHz – 55.25 MHz = 24.75 MHz i na 80 MHz – 56.25 MHz = 23.75 MHz. Napomena da amplitude svakog tona mora biti 6-db ispod pune skale kako bi se izbeglo preopterećenje ADC-a. Trebalo bi se ipak napomenuti da upravo GSM dvo-ton IMD specifikacija data za nivo tona od -43 dBm. Ova specifikacija je napisana na u vidom na jedno-noseće sisteme, pa test ton nivoi 6 –dB ispod pune skale je vise zastupljena zahtevnost u širokopojasnom istemu.

Slika 8.125 AD6645 Two-Tone Intermodulation Performance

Zahtevi za prformanse kod višenosićih CDMA sistem se malo razlikuju od TDMA/FDM sistema zbog različitih arhitektura. U CDMA prijemniku, da bi se informacija emitovala ona se

konbinuje sa pseudoslučajnim brojevima (PN) širenje sekvence koja je mnogo šira širina opsega, koristeći funkciju sličnu kao kod miksera. Ovo ima efekat širenja željenih informacija preko šireg

širokog opsega prostiranih signala kao sto je prikazano na slici 8.126A i B.

Slika 8.126 AD6645 Signals Within a CDMA System

U prijemniku, ista PN sekvenca je povezana sa dolaznim signalom. Povezanost postupka ima efekt okupljanja enrgije željene transmisije unutar orginalne široko pojasne informacije, omogućava da bude detektovana i dalje obrađena. U isto vreme, bilo koja energija, uključujući smetnja koja nije povezana sa PN sekvencom, postaje proširena preko širokog širokopojasne PN skvence kao što je prikazano na slici 8.126C. Posto je informacijona širokopojasna širina je sada mnogo uža nego ometajuća energija, slabo propusni filteri može se koristiti za otklanjanje sve ometajuće energije, osim male količine koje se pojavljuje u inforamcionom širokopojasu. Ova energija najčešće se pojavljuje pojavljuje kao Gaussian-ov šum. Slika 8.126D i E pokazuju dve komponente šuma . Toplotni šum prestavljen u prijemniku je jedna komponenta. Izvor ovoga dostupni atmosferski šum plus aktivni šum prijrmnika i predajnika. Dodatno ovome je vezna ogranišenost šuma nastal širenjem smetnje dok je glavni signal raspršuje (despread). Pošto prijemnik se ne brinr o izvoru šuma, efektivan šum je koren-sume-kvadrata ovih dava. Digitalizovani undersapled FFT izlaz za 4-nosača WCDMA sistem je pokazano na slici 8.127. Razmak izedju kanala je 5 MHz, i ukupna zahtevana širina pojasa za 5 nosača je otprilike 20 MHz. AD6645 radi na samplovanju frekvencije od 61.44 MSPS. WCDMA nosači su pomereni iz centra frekfencije sa 46.08 MHz (2nd zone Nyquist) na osnovnom pojasu centralne frekfencije od 15.36 MHz od procesa underuzorkovanje. Slika 8.128 ilustruje ceo 25 –MHz širokopojasni multinosač signal centriranog na IF frekfenciji od 48.75 MHz digitalizovanog na 65 MSPS. AD6645 digitalizovani signal u drugoj Nzquist zoni sa skoro istim dinamičkim performansama koje bi dobio ukoliko bi se signal naso u prvoj zoni Nyquist.

Slika 8.127 AD6645 Sampling at 61.44 MSPS with 4 WCDMA Inputs Centered

at 46.08 MHz

f = 65MSPS

ZONE 1 ZONE 2 ZONE 3

IF = 48.75MHzSIGNAL BW = 25MHz

0 32.5 65

IF

97.5f(MHz)

Slika 8.128 Sampling a 25-MHz BW Signal Using AD6645: IF Frequency = 48.75 MHz, fs = 65 MSPS

Slika 8.129 sumira većinu trenutnih (2004) emisionih standarda i približava ADC zahteve baziranih na individualnim standardnim specifikacijama za maksimalni nivo signala, minimalni nivo signala, i td. Napomena da ADC su trenutno dostupni i koji zadovoljavaju sve standarde osim GSM 900 MHz sistema, prethodno objašnjeno.

Slika 8.129 Approximate Wideband ADC Requirements for Popular Wireless Air Interface Standards

Povećanje ADC dinamičkog opsega Postoje dva fundamentalna ograničenja za mksimiziranje SFDR u brzom ADC-u. Prvo izobličenje je?? nastala od fron-end pojačavača i sample-and-hold kola. Drugi je nastao od nelinearnosti u stvarnoj prenosnoj funkciji od ADC dela kodera. Kljuc za visoki SFDR je minimizacija svake nelinearnosti. Nema ništa što se može obaviti ekstremno na ADC a da se time značajno smanji nasleđeno izobličenje nastalo od prednjeg kraja ADC.Nelinearnost u ADC kodera prenosne funkcije može se smanjiti odgovarajućim korišcenjem dither ( spoljni šum koji je sabran sa analognim ulaznim signalom u ADC). Podrhtavanje poboljšava ADC SFDR pod određenim uslovima (Referenca 20-23). Kao na prime, čak u savrsenom ADC, ima nekih korelacija između kvantizacije šuma i ulaznog signala. Ovo može samnjiti SFDR od ADC, pogotovo ako je ulazni signal exact sub-multiple od uzorkovane frekvencije. Rezime širokopojasnog šuma (oko ½ LSB rms u amplitudi) sa ulaznim signalom teži da nasumice kvantitatizuje šum i minimizira ovaj efekat (vidi sliku 8.130A). U mnogim sistemima, ipak, ima dovoljno šuma prenošenog preko vrha signala ,tako da nije potrebno dodavanje dither šuma. Povećanje širokopojasnog rms nivoa šuma izvan LSB će proporcionalno smanjiti ADC SNR. Ostale šeme su razvijene koje koriste veću količinu dither šuma Kako bi nasumično preneo funkciju od ADC. Slika 8.130B takođe pokazuje izvor dither šuma Koji se sastoji od pseudo-slučajnog broja generatora koje tera DAC. Ovaj signal se oduzima od ulaznog signala ADC-a i tada se digitalno dodaje na izlazu ADC, samim time prouzrokuje neznačajne degradacije na SNR.

Prisutan nedostatak ove tehnike je da dozvoljeno ljiljanje ulazng signala smanjuje dok se amplituda dither signala povecava. Ovo samnjenje ulaznog signala amplitude je potrebno kako bi se sprečilo preopterećenje ADC.Trebalo bi se navesti da ova šema značajno ne poboljšava izobličenja stvorena prednjim krajem ADC, samo ono što je proizvedeo od nelinearnosti prenosne funkcije kodera ADC.

Slika 8.130 Using Dither to Randomize ADC Transfer Function

Druga metoda koju je lakse sprovest, naročito u širokopojasnom prijamniku, je ubacivanje uskopojasnog dither signala (outside the signal band of interest) Izvan pojasa signala od koristi kao što je prikazano na slici 8.131. Obišno nema signalnih komponenti lociranih u frekvenciskom opsegu blizu dc, pa pva nisko frekventna oblast se često koristi za dither signal. Joč jedna moguća lokacija za dither signale je nešto malo ispod fs/2. Pošto treperenje signala zauzima samo manja širina pojasa je povezana sa signalom širine pojasa, nema značajne degradacije u SNR, kao kad bi se pojavilo da je dither širokopojasan.

Slika 8.131 Injecting Out-of-Band Dither to

Improve ADC SFDR A subranging pipelined ADC, kao što su AD6645(vidi sliku 8.132), ima male difercijalne nelinearne greške koje se pojavljuje preko određenog ADC dometa??. AD6645 koristi 5-bita ADC (ADC1) praćen sa 5-bita ADC2 i 6-bit ADC3. Jedine važne DNL greške se pojavljuju tranzitnim tačkama ADC1 – drugi i treći stadijum grešaka ADC DNL su minimalne. Postoje 2 na 5 = 32 odlučujuće tačke povezane sa ADC1, i one se pojavljuju svakih 68.75-mV (2 na 9 = 512 LSBs) za 2.2-V pune skale ulaznog opsega. Slika 8.133 pokazuje preveliku zastupljenost ovih nelinearnosti.

Slika 8.132 AD6645 Subranging Point DNL Errors (Exaggerated)

Slika 8.133 AD6645 Undithered and Dithered DNL Izobličene komponente nastale od prednjeg kraja AD6645 sve do 200 MHz analognog ulaza su zanemarljive u odnosu na one proizvedene koderom. To jest, statična nelinearnost AD6645 prenosnih funkcija je glavno ograničenje za SFDR. Cilj je da se izabere odgovarajući iznos van-od-pojasa treperenja tako da fekat tih malih DNL grečaka je nasumičan preko ADC ulaznog opsega, time smanjuje DNL grešku. Eksperimentalno je utvrdjeno da prevljenje peak-to-peak (od vrha do vrha) šum treperenja prekriva dva ADC1 prelaza davanjem najboljeg poboljšanja DNL-u. DNL nije značajno poboljšano sa visokim nivoom šuma. Dva ADC1 prelaza pokrivaju 1024 LSBs peak-to-peak, ili otprilike155 LSBs rms (peak-to-peak Gaussian-ov šum je pretvoren u rms deljenjem po 6,6).

Prva skijca prikazana na Slici 8.134 pokazuje netreptući DNL preko manjeg dela opsega ulaznog signala. Horizomtalna osa je proširena kako bi pokazali tačke ispod opsega koja su razdvojena

68.75-mV (512 LSBs). Druga skijca pokazuje DNL posle dodavanja 155 LSBs rms treptanja. Ovoj količina treperenja odgovara na otprilike –20.6 dBm. Zapazite dramatično poboljšanje u DNL-u.

Slika. 8.134 AD6645 Undithered and Dithered DNL Treptanje šuma može biti generisano na nekoliko načina. Šum dioda može se koristiti, tako što jednostavnim povećanjem ulaznog napona šuma širokog paojasni bipolarnog operacion pojačavač obezbedjuje ekonomičnije rešenje. Ovakav pristup je opisan detaljnije ( Referenca na 21-23 ) i nećes se više ponavljati ovde. Dinamičko poboljšanje u SFDR-u dobijeno sa out-of-band treperenjem je prikazano na slici 8.135 korišćenjem dubokog (1,048,576-tačka) FFT-a, gde je AD6645 semplovanje -35 – dBm, 30.5-MHz signala na 80 MSPS. Zapazite da je SFDR bez treptanja otprilike 92 dBFS u poredjenju sa 108 dBFS uz treperenje., prikazujući 16-dB poboljšanje! Slika 8.136 pokazuje netreptuće i treperujuće SFDR o funkcionalni ulaz signala i ponovo dobija dinamičko poboljšanje.

Slika 8.135 AD6645 Undithered and Dithered SFDR FFT Plot

Slika 8.136 AD6645 Undithered and Dithered SFDR

Raspravu zaključujemo diskusijom o jednmo i višenosećem softverskom prijemniku sa nekol postojećih mapa proizvoda risivera dostupnog od Analognih Uredjaja. Jednonoseća porodica je prikazana na Slici 8.137, i višenoseća familija na Slici 8.138

Slika 8.137 Summary: Single Carrier Receivers

Slika 8.138 Summary: Single Carrier Receivers

Razmatranje širokopojasnog radio transmitera Mnogi koncepti koji su objašnjavani u prethodnim poglavljima širokopojasnih prijemnik primenjuju se u širokopojasnim predajnicima. Dve osnovne strukture su prikazana na slic 8.139. U quadrature-based modulacione šeme kao što su QPSK i QAM, mikseri se koriste da mešaju in-

phase (I) i ortogonalne (Q-90 stepena van faze) signale u kombinovane jedno-bočne signal za prenos. Slika 8.139A prikazuje osnovni prenos arhitekture koji proizvode analognu mešavinu I i Q. Na primer, dva DAC su potrebna u prenosu signala. Ova tradicionalna arhiktektura koristi jedno noseće sisteme. Čak i na niskim izlaznim frekfencijama korišćenih u mnogim osnovnim programima, TxDAC familija su najbolji izbor zato što svi članovi familije zajedno objedinjuju (1) visok SFDR na nisko izlaznim frekfencijama ; (2) niska potrošnja energije, operacija pojedinšnog snabdevanja kako bi povečali iskorišćenost sistema; (3) niža ukupna vrednost pomoću overuzorkovanje Signala (interpolacija) da bis smanjila DAC in-band aliased images, ovako smanjuje kompleksnost analogno pojasnog filtera; i (4) raznolikost rezolucije ponuđuje isti pin-out koji omogućava kranju cenu/performanse u razmeni. Na primer, u mnogim TxDAC beta-sait aplikacijama, korisnici su počeli sa jednim rezolucionim modelom i sa kasnije ugradjenim bilo visko ili nisko rezolucionim uredjajem baziran na osovu stvarnih sistemskih performansi. Detalji o TxDAC familiji može se pronaći u referencama 24 i 25.

Slika 8.139 Simplified Wireless Transmitter Architectures

Arhiktektura sistema na slici 8.139B koristi digitalno mešanje I i Q signale unutar prenosnog signala procesora (TSP) i šalje modulacioni sgnal direktno ka jednom DAC. U tom slučaju, Širokopojasna zahtevnost DAC-a je ojačana. Ovaj pristup je najbolji za višenoseće sisteme. Trenutni TxDAC moze da prima podatke čak do 160 MSPS. Sa digitalnom modulacijom , intermediate frequencies (Ifs) do 70 MHz moze se generisti korišćenjem TxDAC čipa. Ovde, takođe, visok SFDR, nisa cena, mala snaga, i filijska pin-kompatibilnost su poželjni (potrebni) atributi. Ako višestruki digitalni I i Q modulatori su dodati u jedan DAC koji je prikazan na slici 8.139B, sistem postaje širokopojasni višenoseća prenesena arhitektura, za koje superiorni više-tonska performansa od TxDAC familije proizvoda je glavni performansni atribut. . Svrha TSP je da zameni prvi lokalni oscilator, quadrature?? Modulator, kanalni filter i interpolacija podataka. Poput RSP u prijemniku, TSP razlikuje odašiljač od tradicionalnog dizajna odašiljača zato što se sve kanalne karakteristike sada mogu programbilne. Ovo sada uključuje brzinu podataka, širina pojasa kanala i stanje kanala. Pošto modulacija, filtriranje kanala i ostali

aspekti rade digitalno, filteri će uvek raditi isto , za razliku od analognih rešenja koja uvek imaju toleranciju. Postoje nekoliko spaecifikacija koje su važne prilikom odabiranja TSP. Prvo, uređaj mora biti spsoban za izradu podataka brzinom koja je zahtevana da bi se očuvao Nzquist široki pojas nad spektrom intresa. Dok sa ADC-om brzina sempla, brzina sempla DAC-aodlučuje koliko mnogo spektra može verno generisatai. Dakle, TSP mora biti sposoban za generisanje podataka barem približno dva puta brže nego pojas intresa i pozeljno je da je tri puta brži kao što je ..... U poslatom pravcu, postoje dva različita problema. Ako TSP se koristi u jednokanalnom modu, onda se problem jednostavno kvantitatizuje i toplotni šum. Uobičajeno nije poželjno da se prenosi višak in-band i out-band ??? šum, pošto ovo traći važau efikasnost predjnika i izaziva smetnje. U višenosećim programima, zabrinutost je nesto drukčija. Ovde mnogi kanli bi bili didgitalno sabrani pre rekosnstrukcije D/A konvertorom. Zbog toga, svaki put broj kanala se duplira, dodatni bit bi trebalo da se doda kako dinamički domet nebi bio oduzet od jednok kanala kada se drugi dodaje. Konačno, sposobnost da frkfencija skoči je značajna. Pošto TSP sprovodi kontrolu frekefencija sa NCO imikserom, skokovi frekfencije mogu biti vrlo brzi, omogućavajući implementaciju većine zahtevnih skakajućih programa ko što je nađeno u GSM specifikaciji. U osnovi, DAC je sličan ADC-u kada se razmatraju potrebne performanse. Zbog toga, prva specifikacija od intresa je signal-ka-šumu odnos. Kao sa ADC-om, SNR se prvestveno određuje na osnovu kvatitatizacije i termalnog šuma. Ako je neko od njih preveliki, oda šumni oblik DAC-a će početi da doprinosi sveukupnom lancu signala šuma. Dok se šum nije neophodna zabrinutost spektralno, problem ipak postaje važan kada se DAC upotrebljava da rekonstruiše višestruke signale. U ovom sučaju, zamah DAC izlaznog signal se deli među nosiocima. Teoretski SNR od DAC je određen istim skupom jednačina koje regulišu ADC, i oblik šuma može biti izveden davanjem specifikacije SNR . AD9786 je jedan od najnovijih TxDAC pogodan za različite vrste standarde emitovanja. Uprošćeni blok dijagram je prikazan na slici 8.140. Urađaj prihvata I I q ulazne podatke brzinom do 160 MSPS, i pruža on-chip ??? interpolaciju 2, 4 i 8. I i Q modulacija su određene digitalno unutar uređaja. Interpolacioni odlazno samplovana brzina može biti visoka kao 400 MSPS. Direktne IF izlazna frekfencije do 70 MHz su moguće.

Slika 8.140 AD9786 16-Bit, 160-MSPS TxDAC+ with 2×/4×/8×

Interpolation and Signal Processing Kao što je objašnjeno u poglavlju 2, AD9786 ima noise floor Od 163 dBm/Hz do 100 MHz. IMD za izvođenje do 300 MHz je manji od -80 dB, i 10MHz SFDR je 90 dB. Te i ostalje ključne specifikacije su sumirane na slici 8.141. Ukupno izvođenje je više nego dovoljno kako bi se ispunile preterane prenosne potrebe svih višenosivih standarda za emitovanje ,uključujući GSM i WCDMA. Sažetal TxDAC familije je prikazan na slikama 8.142 i 8.143, koje pokazuju sažetak svih Analognih uređaja u prijamniku i predajniku "Softcell" familije. Za programe koji zahtevaju analgonu I/Q modulaciju, AD8349 je silicijumski monolit RF IC quadrature modulator, nnapravljne da se koristi od 0.8 GHz do 2.7 GHz. Njegova izvrsna faza amplitude tačnosti i ravnoteže omogućava visoku efikasnost direktne RF modulacije. Finkcijalni dijagram je pokazan na slici 8.144. Difrencijalni LO signali prvo prolazi kroz višefaznu fazu rastavljača. I i Q-kanalni izlazi od delioca faze su bafer Dva diferencijalna V- do-I pretvarača povezana na I i Q kanal na osnovnom ulazu pružaju tail struju za miksere.Izlaz različitim baferom na opterećivanjem 50- oma. Uredj je takodje opremljen.AD8349 može se koristi ti kao direct-to-RF prenosni modeulator u digitalnim komunikacionim sistemima kao što su GSM, CDMA, WCDMA basestations i QPSK ili QAM široko pojasni bežični prenosi. Može se takoše koristiti kao IF modulator unutar LMDS predajnika. Ovaj quadrature?? Modulator može se koristiti sa direktnom digitalnom sinhronizacijom u hibridno fazno'zaključanoj petlji kako bi generisalo signal preko frekvenciskog opsega sa rezolucijom u milihercima. AD8349 se isporučuje 16-lead exposed-paddle TSSOP Paketu. Njegove performanse su specificirane u okviru temperature od –40°C do +85°C. Ovaj uređaj je proizveden na osnovu naprednost Analognih Uređaja komplementtarnih silicijum biporanom procesu..

*Cilj naj zahtevnijih Više-nosivh Macro GSM/WCDMA * 6-/14-/12-Bit rezolucija do 400MSPS DAC Update Rate * Sortirane 2×/4×/8× High Performance Interpolation filters 160MSPS Data *direktna predajna frekvencija od 70 MHz i više

Slika 8.142 Multicarrier Transmitters

Slika 8.143 Multicarrier Transceiver Summary

Slika 8.143 AD8349 800-MHz to 2.7-GHz Quadrature Modulator

Cellular Telephone Handsets

Jedna od najbržih rastućih i razvijajućih programa za digitalni radio je cellular

telephone handset'. Svaka nova generacija handsets ima sve manji broj komponenti, manju potršnju i više mogućnosti nego prethodni model. Zbog različitih standarda za emitovanje više moda i više pojasne operacije su potrebne. Kako bi da li preglednije sagledali cellular telephone handset, ograničićemo diskusiju ma GSM – sa dodatnim ratumevanjem da primer prikazanog proizvoda Nemora da reprezentuje poslednju generaciju proizvoda Analognih Uređaja zbog vlasničkih prava. Slika 8.145 pokazuje uprošćeni blok dijagram (GSM Digital Cellular Telephone System). Oder i dekoder glasa i diskontinualna prenosna funkcija biće objašnjena detaljno. Gornja i donja konverzija delova sistema sadrže mešane funkcione signale i biće objašnjeni kasnije. Slične funkcije se izvode digitalno kao čto su ujednačavanje, konolucionog kodiranja. Viterbi kodiranje , modulacija i demodulacija.

Slika 8.145 GSM Handset Block Diagram Standard u kodiranju signala glasa postavljen u T- Carrier digitalnom prenosnom sistemu. U ovom sistemu, govor je logaritamsko kodiranje do 8 bita sa brzinom (rate) Uzorkovanja od 8 kSPS. Logaritmičko kodiranje i dekodiranje od 8bita je ekvivalentna linearnom kodiranju i dekodiranju 13-bitne rezolucije. Ovaj proizvod daje Bit-brzinu od 104 kb/s. U većini handsets, 16-bit ADC se koristi, tako da je efektivna bit-brzina od 128 kb/s. Koder glasa ??? od GSM sistema kompresuje signal na prijamniku. Koder govora se zasniva na unapređivanju verzje linearno predvidljivog kodiranja(linear predictive coding) (LPC). LCP algoritam koristi model ljudckih govornog puta koji pretstavlja grlo kao niz koncentričnih cilindara orazličitih prečnika. An excitation (breath) je primoran kroz cilindar. Ovaj model se može matematički pretstaviti pomoću serije simultanih jednačina koje opisuju cilindar. Pobudni signal je propušten kroz cilindar, proizvodi izlazni signal. U ljudskom telu, pobudni signal je vazduh koji preko glasnih žica ili putem suženja (vocal tract) . U digitalnom sistemu, pobudni signal je niz impulsa za glasnu pobudu?? Ili šum za suženje. Signal je ubčen u digitalni rešetkasti filter. Svaki koeficijent filtra pretstavlja veličinu cilindra. LPC sistem se karakteriše na osnovu broj cilindara koji se koriste u modelu. Osam cilindra se koriste u GSM sistemu, i osam reflektovanih koeficijenata se moraju generisati. Prethodni LPC sistemi su radili dovoljno dobro da bi razumeli kodirani govor, ali je često kvalitet bio loš da bi se prepoznao glas govornika. GSM LPC sistem upotrebljava dve napredne tehnike koje poboljšavaju kvalitet kodiranih govra. Te tehnike su redovna pulsna pobuda (RPE) i dugoročno predviđanje (LTP). Kada se te tehnike koriste, rezultujuci kvalitet kodiranog govora je približno jednak tom logaritamskoj kodnoj pulsnoj modulaciji.

Pravi unos kodiranog govora je niz 16-bitnih uzoraka od jednoličnih PCM govornih podataka.Brzina semolvanja je 8kSPS.Koder govora radi na 20 ms prozoru (160 semplova??) i samnjuje ih na 76 koeficijenata (ukupno 260 bita), što rezultuje brzinom 13 kb/s kodiranih podataka. Isprekidani prenos (DTX) dozvoljava sistemu da prekine prenos tokom pauze između dve reči. Ovo smanjuje spotrošnju energije i povećava celokupnu sposobnost sistema GSM. Mala potrošnja produžava životni vek baterije (handset) i važno razmatranje za prenosive telefone. Pozivni kapacitet je povećan smanjenjem smetnji između kanala, vodeći ka boljoj spektralnoj efikasnosti. U uobičajenom razgovoru svaki govornik priča manje od 40% vremena, ipredviđeno je da DTX može otprilike da duplira pozivni kapacitet radio sistema. Detektor zvučnih aktivnosti (VAD) je smesten kod predajnika. Njegov poso je da razlikuje između govora i šumova u pozadaini i šumova bez govora prisutnih u njima. Ulaz detektora aktivnosti glasa je set parametara proračunatih od strane kodera govora. VAD koristi ovu informaciju da bi detektovao da li je ili nije svaki od 20 ms frejma enkodera sadrži govor. Suprostavljanje ubačaju šuma (CNI) se izvodi u prijemniku. Suprostavljeni šu se generiše kada DTX isključi predajnik, sličan je po amplitudi i spektru pozadinskog šuma kod predajnika. Svrha CNI je da eliminiše neprijatan efekat prelaza između govara sa šumom, i tišine. Ako bi slušao prenos bez CNI-a , čuo bi brzu promenu izmedju govora u bučnom okruženju (Npr. u autu) i tišine. Ovaj efekat uveliko smanjuje razumljivost u razgovoru. Kada DTX radi, svaki prasak govora se prenosi praćen frejmom opisa tišine (SID) pre nego što se veza završi. SID služi kako marker kraja govora zbog risivera. Sadrži karakteristične parametre pozadinskog šuma kod predajnika, kao što je spektar informacija provučen kroz korišćenjem linearno predvđajućeg kodiranaj. SID frejmovi se koriste od strane prijemnikovnog generatora za ublažavanje šuma da bi se dobio digitalni filter koji, kada je prevaziđe od strane pseudo-nasumičnog šuma, proizvesti će šum sličan pozadinskom šumu kod predajnika. Ovaj ublažavajući šum se povećava unutar praznine između primljenog govornog praska.Karakteristike ublažavajućaeg šuma se ažuriraju pri redovnim intervalima od strane prenosnosa SID frejmova tokom govornih pauza. Redudantni bitovi su zatim dodati od strane procesora za detektovanje i ispravljanje greške kod predajnika povećavajući konačnu brzinu kodiranja bita na 22.8 kb/s. Njihovi bitovi unutar jednog prozora, i njihovi redutantni vitovi, su umetnuti i proširene preko nekoliko prizora za raobusnost Uloga ADC i DAC u Slušice za mobilni telefon koriste dosta ADC i DAC tehnologiju. Započinjanjem sa audio sekcijom, pronalazimo visoke performanse govornih kodeka.Za razliku od companded zvučni kodovi koji se koriste javn Zvučnii kodeci koriste u cellular handsets su linearn-kodirani I

Linearno kodiranje je poželjno, jer svi ćeliski sistemi koriste DSP kompresovane algoritme da bi smanjili brzinu bita koji treba da se prenese, I matematika je jednostavnija kada se koristi linearno kodiranje. Nadalje, se sve manje gube informacije u matematičkim operacijama sa linearnim kodiranjem, i ovaj SNR je bolji od tipičnih companded voiceband?? kodeka. Voiceband ADC u mobilnom telefonu jsu svi tipovi. i ukljičujući digitalne filter u skladu sa pojasnom širinom i stopband-rejection nacrtom usmeren od strene primenjivih standarda. U GSM, ti pretvarači obezbeđuju 16-bitnu rezoluciju, 8-kSPS brzinu semplovanja, I 60-dB do70-dB signal-prema-šuma odnosa u voice band. ADC sekcija takođe sadrži analogne smetnje da prilagodi različitim vrstama mikrofona, sa dc pristrasnosnošću za električne vrste , prostrim krajem i diferencijalnim izlazom, programmable gain i td, kao i drugih izvora koji su sagrađeni u FM radiu ili MP3 dekoderu. DAC sekcija uključuje audio pojačavač pogodan za zvučnike, i slušalice različitih tipova i impedansa, kao i provision Za mešanje više audio izvora na izlazu uređaja. I naravno,oni su optimozovani za niski napon i za rad na malim snagam, sa efikasnim punjenjem i prežnjenjem kako bi sačuvali bateriju. Neke od naprednih handsets sada uključuju i visoke performanse DAC kako bi omogućili reprodukciju igre i melodije zvuka, MP3 audio klipova, pa čak i pun protok audio sadržaja.Ovo uključuje sve uobičajne funkcije više-standarda audio reprodukcionog pretvarača, kao što je sample-rate konverzija, ali i sa ograničenjem niskog napona, odvođenje niske stuje i efikasnog punjenja/praženjenja sekvence. Konvertori takođe igraju važnu ulogu kod radia i lanca osnovnog signala. Većina cellular handsets down-convert modulirani RF signal kvadraturi (I/Q) u osnovi komponenta. Kako bi obradio te signal, dvostruki S- A/D konvertori se uglavnm koriste, sa integrisanim digitalnim filterima odabira kanala koji se poklapa sa poslatim talasnim oblikom za maksimalnim prenosom energije signala. Na prenosnoj strani, većina sistema izračunava kvadrature komponenata talasnog oblika koji pretstavljaju bita koji je prenešen, i učitatava talasni oblik naglo u RAM pre nego odašilje. U određeno vreme, RAM sadržaji su klolovani u paru DAC koji modulira intermediate-frequency nosioca koji je onda upconverted na odgovarajuću RF noseću frekvenciju, ili u nekoj implementaciji, DAC moduliše nosioc direktno. Zahtevi konvertora u takvim sistemima sz diktirani od strane tradeoff Analognog i digitalnog filtriranja korišćenog u sistemu,pojasna širina signala, dc istup u put prijama pre ADC, i zahtevani signal-do-šuma odnosa da bi podržao brzina greške bita koje su potrebne za sistem. U tipičnom GSM/GPRS/EDGE handset, ADC su 16bitna rezolucija sa 65 dB do 75 dB dinamičkog opsega i brzini semplova koje su jednake brzini simbola. (270.833 kSPS). I naravno , ti parametri koji određuju sistem su dodatak opštim zahtevima u handset?? za niske napne, opreacija niskih struja, sa efikasnom kontrolom sekvence punjenja i prežnjenja. Prijamane stanice takođe podrarazumevaju dodatne konvertor različitih rezolucija i brzina praćenja i kontrolu handset functions??. Neke od tih funkcija podrazumevaju status baterija i kontrolu punjenja, baterija i tempetura praćenja napona napajanja(PA),prijamni-put i offset kontrolu??, prenos praska sange ramp-up/down, automatska kontrola frekvencije, i kontrolu osvetljivosti ekrana. Većina od tih funkcija zahteva konvertore sa relativno malim propusnim opsegom i niskom-do-umerenom rezolucijom (10 do 14 bita). SoftFone and Othello Chipsets za Audio Uređaje

(Sledeći opis od Othello Radio chipsets ne oslikava najnoviju generaciju proizvoda analognih urđaja . Detalji najnovije generacije dizajna su dostupni ia Analognih Uređaja pod ugovorom ne objavljivanja) Analogni Uređaji nude chipset koji obuhvata većinu GSM. Othello radio chipset upravlja RF funkcijama kao što je prikazano na slici 8.146

Slika 8.146. Othello Radio and SoftFone Chipsets Make

Complete GSM/DCS Handset Zbog frekvencijske alokacije u GSM zemljama ( osim Amerike) , većina GSM handsets? mora biti dva paralelna pojasa, sosobnih da upravljaj obema GSM i DCS frekvencijama. SoftFone i Othello chipsets snabdevaju glavnu funkciju potrebnu za impletaciju dvojne ili trojne pojase radia od GSM mobilnih telefona. AD20msp430 SoftFone chipset sastoji se od osnovnog dela GSM uređaja. AD20msp430 osnovnom obradom chipset koristi kombinaciju znanja GSM sistema i naprednu tehnologiju analognih i digitalnih obrada signala kako bi obezbeili nevo fabričke oznake u GSM/GPRS dizajn terminala. SoftFone arhitektura je u potpunosti bazirana po RAM-u. Softver je učitan sa FLASH memorije i izvršava se sa on-chip RAM. Ovo omogućava brz razvojni ciklus, pošto obrti ROM-coda nisu zahtevani. Nadalje, hendsets?? Softveri se mogu može menjati u polje kako bi omogućili nove funkcije. Kombionovan sa Analognim Uređajima Othello RF chipset, ?? potpuni više pojasni handset dizajni koriste manje od 200 komponenata, koje staju na 20 cm jedne strane PCB layout, i ima cenu od 20%-30% nižu nego prethodno rešenje.

AD20msp430 chipset se sastoji od dvd čipa, AD6522 DSP osnovnim procesorom i AD652 govornim/osnovnim miksiranim signalom. Zajedno sa Othello radio, AD20msp430 omogućava značajno smanjuje broj komponenata i cenu materijala (BOM) GSM zvučne handsets i terminali podataka. Temelj hardvera i softvera AD20msp430 chipset uživaju dugu istoriju uspešnih integrisanih u GSM handsets. Ovi Analogni uređaji 4-te generacije GSM chipsets, svaki od kojih je prošao brojne provere i mrežne operatorske prover u OEM handsets. U svakoj generaciji, dodate su nove mogućnosti , dok su cena i potrošnja smanjenji. Mnogobrojne uštede potrošnje funkcije su uključene u AD20msp430 chipse kako bi smanjili ukupnu potrošnju. Neke programbilna stanja mašina omogućavaju da se kontrolišu događaje sa rezolucijom od jedne šetvrtine perioda. AD20msp430 chipset

koriste SoftFone arhitekturu, gde svi softveri nalaze u RAM ili FLASH memoriji. Pošto se ROM ne koristi, vreme razvoja je samnjeno i dodaci se mogu se lako dopuniti. Postoje dva procesora u AD20msp430 chipset. DSP je jezgro procesora ADSP-218x, dokazanog u prethodnim generacijam GSM chipsets, i operiše na 65 MIPS u AD20msp430. Ovaj DSP izvodi govorna i kanalno kodiranje funkcije koje je prethodno objašnjeno. AD6521 govorno/opšti kodek čipa sadrži sve svih analognih i miksovanih signala funkcija. Ovo uključuje I/Q kanale ADCs i DACs, višekanalni govorni kodek visokih preformansi, i nekoliko pomoćnih ADC iDAC za AGC ( automatska kontrola dobitaka), ADC (automatska kontrola frekfencije), i pojačavač snage kontrole izlaza. Mikro kontroler je ARM7 TDMI, koji radi na 39 MIPS. ARM7 rukovodi hrpom protokola i interfejsnim funkcijama čovek-mašina. Oba procesa su dokazana u digitalnim vajerles aplikacijama. Pojednostavljeni blok dijagram AD6521 osnovnipojas/govornipojasni kodak je prikazan na Slici 8.147. AD20msp430 chipset je potpuno podržan odgovarajućim razvojnim alatima i softverom. Razvojni alati omogućavaju lako prilagođavanje DSP-a i/ili ARM kontrolnog softvera da omogući handset i proizvodnju terminala kako bi optimizovali skup funkcija i korisničkog interfejsa na kraju opreme. Softver je dostupan za sve slojeve, uključujući obe govorne i informacione aplikacije, i nadograšujuse kada nove funkcije postanu dostupne. Sistem DAM i ometeni kontroleri su dizajnirani da omogućavaju laku nadogradnju za buduće generacije DSP-a i kontrolnih jezgara. Interfej monitora moze se koristiti sa bilo kojim paralelnim ili serijskim interfejsnim monitorom. Razvoj sistema može biti smanjen korišćenjem funkcija za otklanjanje grešaka u AD20msp430. Naj kritičniji signalai mogu biti preusmerini pod kontrolom softvera ka Univerzalnom Sistemskom Kotroleru. Ovo omogućava da sistemsko otklanjanje grešaka bude izvršeno u finalnim formama faktora. U dodavanju, arhiktekture uključuju brzro logovanje i adresno pronalaženje funkcija u DSP i jednožilno prnalađenje/greške u ARM kontroleru.

Slika 8.147 AD6521 Baseband/Voiceband Codec Simplified Block Diagram

Analogni Uređaji Othello direktne konverzije radia eleminiše među frekvencije (IF) faze, dozvoljava mobilnoj elektronskoj industriji da smanji veličinu i cenu radio delova, i omogućava fleksibilnost,više-standarda,više-moda operacije. Radio podrazume Zero-IF primopredajnike i Multi-Band Synthesizer. Othello sadrži glavnu funkciju neophodnu za oba i za prijamnik direktne konverzije i za direkni VCO predajnik, poznat kao Virtual-IF™ predajnik. Takodje sadrži i lokalni oscilator i kompltni regulator na čipu koji sabdeva sva aktivan kola u radiu. Sadrži i fractional-N synthesizer koji karakteriše ekstrimno brzo lock times? Kako bi omogućio napredovanje podatak servisa mobilnog telefona kao što su velike brzine prekidačkih kola (HSCSD) i opšti pket radio usluga (GPRS). Većina digitalnih mobilnih telefona danas sadrže najmanje jednu "donju konverziju" u njihovom lancu signala. Ova frekvencijska konverzija menja željeni signal od dodeljenog RF'a za standard (900MHz) do niskih srenjih frekvencija (IF) gde je selekcija kanala izvršena sa uskim kanalima-selektovanim filterom(najčešće na površini akustika-talasi ili keramički tipovi). Trenutno filtrirani signali se onda dalje pretvaraju ili u sledeći IF ili direktno u osnovu , gde se digitalizuje i demoduliše u digitalni signal procesora(DSP). Slika 8.148 pokazuje upoređivanje između tih superheterodinskih arhitektura i superhomodzne arhitektue od Othello radio prijamnika.

LNA BPF

BPFRX

BPF

BPFBPF

VCO

VCO

CERAMIC

CERAMIC

LNA

GSM900MHz

DCS1.8

GHz

SW

SAW

sin

cos

PLL

IADC

QADC

PLL(A) SUPERHETERODYNE

LNA

RXBPF

BPF

CERAMIC

CERAMIC

LNA

GSM900MHz

DCS1.8

GHz

VCO

sin

cos

PLL

IADC

QADC

SW

(B) DIRECT CONVERSION (SUPERHOMODYNE™)

Slika 8.148 Direct Conversion Receiver

Architecture Eliminates Components Ideja korišćenja direktne konverzije za prijamnike je dugo bila od interesa u RF dizajnima. Razlog je očigledan : u potrošačkoj opremi konvertovana etapa dodaje cenu, masu i zapreminu. Svaka konverziona etapa zahteva lokalni oscilator ( obično ima i frkvenciski sintetizer kako bi zaključao LO na datoj frekvenciji ) mikser, filter i (moguće) pojačavač. Nije ni čudo da bi se direktna konverzija prijamnika aktivirala. Sve srednje etape su eliminisane, smanjujući cenu, masu, i težinu prijamnika. Othello radio samnjuje cenu komponenata još tako što integriše prednji kraj GSM nisko šumnog pojačavača (LNA). Ovo leminiše RF filter koji je neophodan kako bi eleminisao sliku, ili neželjene mešane proizvode miksera i off chip LNA. Ova etapa, obično implementiran u diskretne tranzistore, plus magnetiziranje i poklapanje mreža, ukupan broj od 12 komponenata. Integrisani LNA sačuva totalno 15 od 17 komponenata, u zavisnosti od količine poklapajućih filtra ( sada – eleminisan). Uproščeni funkcionalan blok dijagram Othello dual band GSM radio arhitekture koja je prikazana na slici 8.149. Prijamni deo je na frhu slike. Od antenskog konvertora, željeni signal ulazi predaje/prima prekidač i izlazi na odgovarajući put, ili na 925-960 MHz za GSM band ili 1805-1880 MHz za DCS. Zatim signali prolaze kroz RF filtera ( takozvani krov filter) koja služi da bi prošao ceo frekvenciski pojas dok prigušuje sve druge izvan pojasa frekvencije (uključujući blokerske frekvencije u prenosnom pojasu) kako bi sprečio zasićenje aktivnih komponenata u prednjem kraju radia. Krovni filter je pračen sa nisko šumnim pojačavačem (LNA). Ovo je prvi dobijeni elemenat u sistemu, efikasno smanjujući doprinos svih pratećih etapa sistema šuma. Posle LNA, direktni konverzija miksera prevodi željeni signal iz radio frekvencije (RF) sve do množenja osnove željenog signala sa lokalnim osiclatorom (LO) izlaza na istoj frekvenciji.

Slika 8.149 Superhomodyne™ Direct Conversion

Dual-Band Transceiver Using Othello Izlaz mixer stage Je zatim poslato u VGA takođe omogućava filtriranje neki od susednih kanala, i prigušenje in-band blockers? .Ti blokirajući signali su ostali GSM kanali koji su dalji od željenih signala, od 3MHz i preko.Filter povećava osnovne signale kako nebi došlo do zasićenja Prijamnika ADC. Posle etape pojačavača, željeni signal se digitalizuje pomoću Prijamnika ADC. Predajni deo počinje sa desne strane, kod multipleksiranog I i Q izlaz/ulaza. Pošto je GSM vremeski podeljen dupleks (TDD) sistema , predajnik i prijamnik nikada nisu u istom vremenu. Arhitektura Othello radia koristi ovu činjenicu kako bi sačuvao četiri pina na primopredajniku IC. Pravougaoni predajni signal ulazi u predajnik preko multipleksera I/O. Ovi I i Q signali se zatim modulišu na nosiocu srednje frekvencije koja je veća od 100MHz??. Izlaz modulatora ide do fazno-frekvenciskog detektora (PFD), gde se poređuje se referentnom frekvecijom koja se proizvodi odabirom spoljnih kanala LO. Izlaz PFD je charge pump,koja radi iznad 100MHz, čiji je izlaz filtriran pomoću prilično široke petlje filtera (1-MHz).Izlaz (Loop) filtera Naponski-kontrolisan oscilator (VCO), sa opsegom frekvencije koja pokriva GSN i DSC predajnog pojasa. Izlaz koji je emitovan iz VCO je poslat na dva vesta. Glavni put je emitovanje pojačavača snage (PA), koji pojačava emtovan signal od +3dBm na +35dBm, šaljući ga na predajnik/prijamnik prekidač i nisko preopusni filter ( ). Pojačavači sange su sa dvostrukim opsegom, sa prostom CMOS kontrolom napona za promenu opsega. VCO izlaz takođe koristi za prenos povratne sprege miksera pomoću spržnika, koji je štampano kolo, napravljeno sa diskretnim kalemom i kondenzatorom, ili monolitnim (obično keramičkim) uređajem. Povratne sprega miksera down-konvertuje prenosni signal da prenosi IF,i koristi ga kao lokalni oscilatorski signal za prenos modulacije. Ovaj tip modulatora ima nekoliko imena, ali ime koje ga najviše opisuje je "translation loop"(prevedena petlja). Ovaj modulator koristi prednosti jedne ključne stvari GSM standardaČ modulaciona šema je Gaussian-filtrirani minimum-pomereni ključ (GMSK). Ovaj tip modulacije ne utiše na anvelopu amplitude, što zanči da kod pojačavač snage može doći do zasićenja i da ne dođe do izobličenja signala GMSK. GMSK se može generisati na nekoliko različita načina. Po Evropskim standardima ,GMSK je napravljen direktnom modulacijom slobodnog takta VCO sa Gaussian filtriranim

podacima. U GSM, metoda izbora je quadrature? Modulacije. Quadrature modulacije stvara tačni fazu GMSK, ali nesavrsenost u modulatornom kolu (ili UP-konverzione etape) može proizvesti izobličenje anvelpoe, koji može uključiti degradaciju faze putnje kada se pojačava sa zasićenimm pojačavačem snage. Da bi se izbegla degradacija, GSM telefoni su priseljeni da koriste pojačavač sa nešto većom linearnošću, po ceni smanjenja efikasnosti i vremenu razgovora po ciklusu punjenja baterije. translation loop? modulator kombinuje prednosti direkno modulisanog VCO i nasleđujući veću tačnost quadrature? Modulacije. Šema stvra zatvorenu petlju (PLL), sastavljajući modulaciju, LO signal, I VCO izlaz I povratnu spregu miksera. Kao rezultat se dobija direkno modulisan VCO izlaz sa savršeno konstantnom anvelopom I skoro savršsenom faznom putanjom. Greška fazne putanje je izmerena 1.5 stepena u Othello koristeći generator signala kao LO signal kako bi obezbedio reference za petlju. Pošto Othello radio moše biti kompaktan, oni dozvoljavaju GSM radio tehnologiji da bude uključena u mnogim proizvodima iz kojih je ila isključena, kao što je kompaktni telefon ili PCMCIA kartice. Međutim, prava snaga direktne konverzije će se videti kada se uspostavi da treća genetacija mobilnih telefona podršava više standarda. Sa direknom konverzijom, hardver kanal-izabran filteri više neće biti neophodni, zato što izbor kanala se izvodi u digitalnom signal-obradi oblasti, koji se može programirati da koristi više standarda. Kontrast ovome sa superheteroidnom arhitekturi, gde se od mnogobrojnih radio kola zahteva da rukovode mnogim standardima (zato što će svaki od njih zahtevati neki drugi kanal-izabran filtere), I sva kola će imati da se smeste na maliom prostoru. Sa direktno konverzijom, ista radio veza se može koristiti za nekoliko različitih standarda I modulacionih tipova. Web-browsing I glasovne usluge mogu, u konceptu, desiti preko GSM mreže koristeći isit radio uređaj.

Vremenski interval IF uzorkovanja ADC-sa sa Digitalnim Post-Processors

Vremensko prepletanje više analogno –u- digitalno konvertore pomoću multipleksiranja izlaza para konvertora sa dvostukim uzorkovanjem brzine je sada sazreo concept- prviput pretstavljen od strane Black and Hodges jos 1980te. Dok se dizajnira 7-bit, 4 MHz ADC, oni određuju da opcija vremenskog intervala zahteva manje oblsati od uporedive 2 na N konparatora fleš konvertor dizajna. Ovaj novi concept omogućavaju veću vrednost u dizajnu, ali čuvanje prostora nije bila jedina njegova dobit. Vremensko prepletanje ADC nudi konceptualno prostu metodu za množenje uzorka brzine prdataka od postojeće visoke performance ADC, kao što su 14-bit, 105-MSPS AD6645 i 12-bit, 210-MSPS AD9430. U mnogim drugim aplikacijama, ovaj concept je leveraged?? Kako bi koristio sistrmu koji zahteva veoma veliku brzinu podataka analogno-u-digitalno konvertora. Dok brzina I rezolucija standarda ADC proizvodi su dosta napredovali od 4 MSPS i 7 bits, vremenskim iplepletenim ADC sistemi (iz dobrog razloga) nisu napredovali mnogo od 8-bitne rezolucije. Ništamanje, 8-bitni nivo performansi, ovaj concept se široko adaptirao u testu I u industriji proračuna, praktično za široko opsežni digitalni osciloskop. To nastavlja da utiče na tržište što je dokaz 20-GSPS, 8-bit ADC koji je skoro razvijen u Agilent Labs I prilagođen Agilent Technologies Infiniium osciloskop porodici. Stvarno vremsnki isplepeteani ADC sistemi napreduju do 8 bitnog novoa, ali oni nastavljaju izostaju u aplikacijama koje zahtevaju kombinaciju viskoe rezolucije, širokog opsega I široko dinamičkog dometa.?

Primarni ograničavajući factor u vremenski isplepetanim ADC sistemima 12- i 14-bit nivoa se zahteva da se kanali poklapaju. 8 bitni system koji omogućava dinamički domet? Od 50 dB može toleristi promačaj od 0.25% I sat-iskrivljenosti greške od 5 ps. Ovaj nivo tačnosti se može postići tradicionalnom metodom, kao što je poklapanje fizički aktivnog analogno izravnjavanja ali visoka rezolucija koja je zahtevana je sada mnogo stroža. Do sada uređaji koji su zahtevali više poklapajućih tehnika nisu bile komercijalno dostupne. Ova diskusija će se objaviti u detaljima poklapajući zahtevnosti za 12 I 14 bitnim vremenskim isplepletenim ADC sistemima, diskusija ideje o naprednom digitalnom post-processing tehnikma kao što je odobravajući tehnologiju, I pretstavljanje uređaja koji daje dosta obećavajuću opciju, Advanced Filter Bank (AFB™), iz V Corp Technologies, I td. Vremensko isplepletani ADC systemi koriste concept M ADC sa uzorkovanim odnosom 1/M ukupnog sistema uzorkovanja odnosa. Svaki kanal je zaključan na fazi koja dozvoljava sistem kao ceo uzorak za smanjenje prostora od vremena, stvarajući sliku signala ADC uzorkovanja pri punoj brzini. Slika 8.150 ilustruje blok I merenje vremena dijagrama tipičan za četiri kanala, vremenski-isplepletan ADC sistem. Svaki od četiri ADC kanala radi na jednoj četvrtni brzini uzorkovanja sistema, raspoređen na intervalaima od 90°.Završni tok podataka izlaza je stvoren pomoću umetanja svih individualnih kanala izlaznih podataka po pravilnom redosledu (npr.,1,2,3,4,1,2, Itd.). Na primeru dvostrukom konvertoru, oba ADC kanala su zključani na jednoj polovini ukupnog sistema uzorkovanog odnosa, I oni se fazno razlikuju međusobno za 180°.

Slika 8.150 Time-Interleaved ADCs

Zbog jednostavnosti, ova diskusija se fokusira prvenstveno na dvostruki konvertor sistema, ali knocept se može primeniti I na četvorostrukim konvertoru. Dvostruki konvertore system je prikazan na slici 8.151 gde su dva 12-bitna, 200-MSPS ADCs su (interleaved) u proizvod efektivne brzine uzorkovanja od 400 MSPS. Kao što je spomenuto, kanal-do-kanal poklapanje ima direktan uticaj na dinamički domet performansi (time-interleaved) ADC sistema. Promašaj između ADC kanala rezultira degradaciji dinamičkog dometa – u FFT- pokazuje iznenađujuće frekvenciske

komponente koje se zovu image spurs(slika pobuse) i offset spurs. Slika pobude povezana sa vremenom – interleaved ADC sistema su direktan rezultat fazne nepodudarnosti između ADC kanala. Proizvodi funkcionu grešku koje su ortogonalane jedna na drugu. Oba doprinose sliku pobude energije na istoj frekventnoj lokaciji. (offset spur) je generisan pomoću offset razlike između ADC kanala.

Slika 8.151:Dva-Konvertera Vremenski-Preklopljena 12-Bit 400-MSPS ADC

Dok su ovi metodi potpuni i veoma korisni,’’greška voltaže’’ izložena ovde pruža jednostavan metod za razumevanje odnosa bez potrebe za dubokom analizom složenih matematickih izvođenja.Ovaj predlog je baziran na istim metodama korišćenim u delu Primene Analognih Uređaja (Analog Devices Application Note AN-501 Reference 34 ) I uspostavlja odnose između raspona pomeranja i signal-šum (SNR) dergradacije u ADC-u.Greška voltaže se definiše kao razlika između ’’očekivanog’’ uzorka voltaže i ’’stvarnog’’ uzorka voltaže.Ove razlike su rezultat velikog podskupa grešaka koje se javljaju u trojstvu osnovnih kategorija:dobit,faza,I kompenzacija neslaganja.

U duo-konvertnom preklapajucem sistemu,greske voltaza generisane uz pomoc dobiti I faze neslaganja ishoduju iskrivljenom slikom koja je smestena u Nyquist razlici analogne ulazne frekvencije.Kompenzacija neslaganja generiše gresku voltaže koja rezultuje kompenzacijom iskrivljenja koje se nalazi u Nyquist. Otkad je kompenzacija iskrivljenja smeštena u konturi Nyquist grupe,dizajneri duo-kanalnog sistema mogu projektovati sistem frekvencije u njegovom okviru,i fokusiraju njihovu pažnju na GAIN i fazno sparivanje.Slika 8.152 pokazuje karakterističnu FFT šemu za duo-kanalni sistem prikazujuci greške.

U četvoro-konvertnom preklopnom sistemu,tu su tri glavne grane i dva ogranka.Glavne grane,generisane GAIN i faznimrazdvajanjem između ADC kanala,su locirane u (1) Nyquist razlici analogne ulazne frekvencije I (2) uni-polovicnoj Nyquist sumi ili razlici analogne ulazne frekvencije.Ogranci su locirani u Nyquist i u jednoj-polovini Nyquist(na sredini grupe).

Slika 8.152:Duo-Konverter Preklapanje FFT Graf,

fs=400 MSPS, fin=180 MHz

Jednom kada su greske voltaza svake od tri nepravilne grupe poznate,sledece jednacine mogu biti korišćene za izračunavanje grafa i ogranaka (ISgain,ISphase,IStotal,OSoffset) u jedno-zvucnom,duo-konverter sistemu:

Kako je ranije naglaseno,GAIN I fazne greske generisu gresku funkcija koje su ortogonalne (Napomena 32),ukljucuju “koren-suma-kvadrat” kombinaciju njihovog individualnog doprinosa ka glavnoj grani.Koristeci ove jednacine,jedna greska proracuna moze biti unapredjena tako da se odredi koji nivo sparivanja ce biti potreban da se ocuva dati dinamican okvir potreba.Na primer, 12-bitni dinamicni okvir potreba od 74 dBc na ulaznoj frekvenciji od 180 MHz ce usloviti GAIN sparivanje vece od 0.02% I raspon DELAY sparivanja bolji od 300fs!Ako GAIN moze biti savrseno sparen,raspon kasnjenja sparivanja moze biti “popusten” priblizno 350fs.Slika 8.153 obezbedjuje potrebno sparivanje za nekoliko razlicitih slucajeva i ilustruje ekstremnu tacnost neophodnu za stvaranje uobicajenog vremenski-preklopljenog A/D konverzionog sistema koji radi na 12-bitnom i 14-bitnom razlaganju sirine opsega.

Slika 8.153:Vremensko-Preklopljeno ADC Sparivanje Zahtevnost

Tradicionalno,2-kanalni vremensko-preklopljeni ADC prikazan na slici 8.151 dostize prvi nivo sparivanja redukujuci fizicke I elektricne razlike izmedju kanala.Na primer,GAIN sparivanje je tipicno kontrolisano koriscenjem uobicajenih preporucenih voltaza I pazljivo sparenih fizickih rasporeda.Fazno sparivanje je dostignuto fizickim podesavanjem elektricne duzine takta(ili analognog ulaza) faze i/ili kroz specijalne ukrasne tehnike koje kontrolisu jednu elektricnu karakteristiku takta distribucije kola(rast/pad vremena,prednaponski nivo,aktivacioni nivo,itd.).Ogranak sparivanje zavisi od performansi ogranka individualnog ADC-a.

Mnoga od ovih prilaznih sparivanja su bazirana na temeljnom analognom dizajnu i urednim tehnikama.Dok je tu izobilje izvanrednih ideja za ispunjavanje tih grubih uslova sparivanja,mnogi od njih zahtevaju dodatano strujanje koje unosi njihove sopstvene izvore gresaka-narusavajuci pocetni cilj postizanja preciznog GAINA I faznog sparivanja.Primer jedne takve ideje bio bi podesavanje rasta I pada vremena dva razlicita taktna signala.Bilo koje kolo koje moze obezbediti ovaj nivo kontrolisanja bilo bi izlozeno rastucem uticaju voltaze napajanja-I temperature-na svakom kanalu fazne karakteristike.

Napredna Digitalna Post Obrada

Razvoj novih tehnika obrade digitalnog signala,pored napredka u isplativosti,velke-brzine,uoblicavanja digitalnih hardverskih platformi (DSP-a,FPGA-a,CPLD-a,ASIC-a,itd.),otvara put za probijanje performansi vremensko-preklopljenog ADC.Digitalni post-obradni pristupi imaju nekoliko prednosti u odnosu na klasicne analogne tehnike sparivanja.Oni su fleksibilni u njihovoj implementaciji i mogu biti dizajnirani za preciznost vecu od ADC neophodnih rezolucija.Konceptualni stav o tome kako tehnike digitalne obrade signala mogu sabiti strukturu vremenski-preklopljenog sistema mogu se videti na slici 8.154.

Slika 8.154:Primer Digitalne Post-Obradne Arhitekture

Ovaj koncept upotrebljava skup digitalno podesenih transvera funkcuje koja procesira svaki izlaz podataka ADC-a,praveci pritom novi skup “podesenih izlaza”.Ovaj digitalno odredjen transver funkcije moze biti implementiran koriscenjem asortimana strukture digitalnog filtriranja(FIR,IIR,itd.)Oni mogu biti jednostavni kao fino podesavanje GAINA sa jednim kanalom ili komplikovane kao fino podesavanje GAIN,faze,I ogranka svakog kanala celom sirinom protoka I temperaturnog podrucja.

Sirina protoka I temperaturno sparivanje predstavlja najvecu sansu-i izazov-za koriscenje digitalnih post-obradnih tehnika kad se dokazuju performanse vremenski-preklopljenog ADCsistema.Matematicko izvodjenje neophodno za projektovanje digitalno odredjenog transvera funkcije za visestruke ADC kanale preko cele sirine proticanja I temperaturnog podrucja je ekstremno slozeno I nije lako dostupno.Inace,veliki aranzman akademskog rada je investiran u ovoj oblasti,kreirajuci mnostvo interesantnih resenja.Jedno od ovih resenja,poznatog kao Advanced Filter Banktm(AFB),pruza mogucnost platforme za znacajno poboljsanje.

Napredni Filter Prinosa (NFP � )

NFP � je jedan od prvih komercijalno dostupnih digitalno post-obradnih tehnologija za izgradnju znacajnijih sabijanja performansi vremenski-preklopljenog ADC sistema.Obezbedjivanjem preciznog kanal-kanal GAIN ,faze,I ogranaka sparivanja celom sirinom protoka I temperaturnog podrucja.AFB je dobro-pozicioniran da solidno uspostavi vremenski-preklopljen ADC sistem u oblasti veoma-brzih,12/14-bitnih primena.Osim njegovih sparivajucih funkcija,AFB takodje demonstrira I faznu lineralizaciju I GAIN-fiksnost ravnotezu za ADC sisteme.Slika 8.155 pokazuje osnovnu blok dijagram prezentaciju upotrebe AFB sistema.

Slika 8.155:AFB Osnovni Blok Dijagram

Koriscenjem jedinstvenog visekratnog strukturnog filtera FIR,AFB moze biti lako implementiran u pogodnu digitalno hardversku platformu,kao sto je to FPGA ili CPLD.FIR koeficijenti su proracunati koriscenjem patentiranog metoda koji ukljucuje startovanje jednacinama vidjenim na slici 8.154,pa zatim omogucava mnostvo naprednih matematickih tehnika za resavanje funkcije digitalne kalibracije transvera.

AFB omogucava vremenski-preklopljenim ADC sistemima da koriste do 90% njihovog Nyquist dijapazona,I mogu biti konfigurisani da operisu u bilo kojoj Nyquist zoni konverzije(na pr.,prva,druga,treca,itd.)Odgovarajuca Nyquist zona moze biti izabrana koriscenjem skupa logickih ulaza,koji kontrolisu potrebne FIR koeficijente.

AFB Nacrtni Primer: AD12400 12-bitni,400-MSPS ADC

AD12400 je prvi clan nove familije Analognih Uredjaja koji povezuje vremensko preklapanje I AFB.Njegove performanse ce biti iskoriscene da se ilustruje sta moze biti posignuto kada stanje-vestine ADC strukture bude iskonbinovano sa naprednim digitalnim

post-obradnih tehnologija.Slika 8.156 ilustruje AD12400-ov blok dijagram I njegov kljuc strujne funkcije.AD12400 upotrebljava jedinstveno analogno krajnje-spoljasno strujanje sa 400-MHz ulaznim signalom,dva 12-bitna,200-MSPS ADC kanala,I jednom AFB implementacijom koristeci jednu naprednu zonsko-programibilnu propusnu matricu(FPGA).On je dizajniran koriscenjem mnogih klasicno sparivajucih tehnika vec prodiskutovanih,zajedno sa veoma malim odstupanjem takta distribucije strujanja.Te kljucne komponente su kombinovane da razviju 12-bitni,400-MSPS ADC moduo kojiima uspesnost preko 90% u odnosu na Nyquist grupu I preko 850C temperaturnog okvira.On ima jedno analogno ulazno podrucje od 400MHz.

Slika 8.156:AD12400 12-bitni,400MSPS ADC Blok Dijagram

ADC-ova transver funkcija se upotrebljava koristeci sirina-protok,sirina-temperaturea rang merenja tokom proizvodnog procesa.Ova karakterizacija sablona napaja ADC-ovu promerenu transver funkciju direktno iz AFB koeficijenata racunskim procesom.Jednom kada je ADC karakterizovan I potrebni FIR koeficijenti izracunati,FPGA je programiran i proizvod je spreman za akciju.Sirina protoka sparivanja je postignuta koriscenjem AFB-ove specijalne FIR strukture i koeficijentnog racunskog procesa.Sirina temperaturnih performansi je postignuta biranjem jednog od mnogostrukih FIR skupova koeficijenata,koriscenjem jednog postavljenog digitalnog temperaturnog senzora.

Pravi susret ove tehnologije moze se videti na slici 8.157,slici 8.157A prikazujuci performanse glavnih-grana nasuprot prvoj Nyquist zoni ovog sistema.Glavna kriva na slici 8.157A reprezentuje performanse 2-kanalnog vremenski preklopljenog sistema koji je pazljivo dizajniran da obezbedi optimalno sparivanje na semi.Osobina glavnih nepravilnosti na ovoj krivoj cini ociglednim da je sistem fizicki podesavan na analognoj

ulaznoj frekvenciji od 128MHz.Slicno opazanje na slici 8.157B sugerise fizicki uredjaj temperature na 40oC.