6

3 SISTEME DE comunicaie CU SPECTRU IMPRASTIATTehnologia de comunicaii cu spectru mprtiat a fost prima dat descris ntr-un document de o actri de la Hollywood i un muzician. Compozitorul George Antheil, un fiu de imigrani germani i vecin cu actria Hedy Lamarr, au experimentat o metod de control automat pentru instrumente muzicale, care cerea ca mai multe piane s cnte simultan. Era o prim versiune de transmisie cu salt n frecven care folosea o rol de pian pentru a alege una din 88 frecvene posibile. i-au patentat ideea, au prezentat-o Marinei SUA ca o metod de legtur radio sigur, aplicabil pentru radioghidarea torpilelor i, evident, nu au fost luai n serios. Abia n anii `80 armata a aplicat aceast idee pentru realizarea legturilor radio sigure n medii ostile.

Astzi, aplicaiile tipice de comunicaii cu spectru mprtiat includ sistemele de poziionare prin satelit GPS, comunicaiile mobile 3G, W-LAN (standardele IEEE802.11a, IEEE802.11b, IEE802.11g) i Bluetooth. Tehnica spectrului mprtiat rspunde i cerinei de a utiliza ct mai eficient o resurs limitat i scump spectrul de frecvene radio.

3.1 Principiul mprtierii spectrului

Comunicaia cu spectru mprtiat este o tehnic de transmisie n care un cod de pseudo-zgomot (pseudo-noise PN), independent de informaia (datele) de transmis, este folosit ca form de und modulatoare pentru a mprtia energia semnalului pe o band de frecvene mult mai larg dect banda semnalului informaional. La recepie, semnalul este restrns folosind o replic sincronozat a codului de pseudo-zgomot.

Fig. 3.1Pentru asigurarea unei comunicaii SS eficiente, secvena PN trebuie s respecte cteva reguli privind lungimea, autoc erelaia, intercorelaia ortogonalitatea i echilibrarea biilor. Secvene de coduri PN uzuale sunt codurile Barker, Gold, Hadamard-Walsh. De reinut c, o secven de cod mai complex asigur o legtur SS mai robust, dar preul pltit const n electronic mai complex, mai ales n etajele receptorului, unde se face restrngerea.

Fig. 3.2 Structura unui de lan de comunicaie cu spectru mprtiat

Fig. 3.3 Model idealizat de sistem cu spectru mprtiat. a) Transmitorul b) Canalul c) ReceptorulIdeea de baz a tehnicii de transmisie cu spectrul mprtiat este mprtierea spectrului semnalului peste o band larg de frecven i transmiterea lui cu o putere sczut, sub nivelul de zgomot.

Un sistem este definit ca fiind cu spectru mprtiat dac ndeplinete urmtoarele cerine:

Semnalul transmis ocup o band de frecven n exces fa de banda necesar transmiterii informaiei.

mprtierea este realizat cu ajutorul unor coduri pseudo-zgomot, independente de semnalele de date.

La recepie, restrngerea (recuperarea semnalelor de date) este realizat prin corelarea semnalului recepionat cu o replic sincronizat a codului folosit pentru mprtiere.3.2 Tehnici de mprtiereExist cteva procedee de mprtiere a spectrului, care se deosebesc ntre ele prin locul din lan unde este inserat codul PN.

mprtierea spectrului printr-o secven direct (Direct Sequence Spread Spectrum DSSS): codul PN este inserat la nivelul datelor de intrare; mprtierea spectrului cu salt de frecven (FHSS): codul PN acioneaz asupra frecvenei purttoarei; Tehnici hibride, care combin procedeele descrise mai sus.3.2.1 Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS)Prin acest procedeu, codul PN este aplicat direct datelor de transmis, modificnd i valoarea i rata biilor, care va corespunde cu rata biilor codului PN. Dup modularea unei purttoare de RF cu o astfel de secven de date, semnalul obinut va ocupa un spectru centrat pe frecvena purttoare i cu o lime a lobului principal egal cu dublul ratei codului.

Fig. 3.4

Fig. 3.5Intrare: dt data binar cu rata biilor Rb = 1/Tb codul pseudo-zgomot pni cu rata chip-urilor Rc = 1/Tcmprtierea:

n transmitor, data binar dt (pentru BPSK) sau I i Q (pentru QPSK) este multiplicat direct cu secvena pnt, pentru a produce semnalul de transmis

txb = dt ( pntEfectul multiplicrii semnalului dt cu secvena pseudo-zgomot const n mprtierea benzii iniial ocupate pe o lime de band mai mare.Restrngerea:

Semnalul cu spectru mprtiat nu poate fi detectat cu un receptor convenional de band ngust. n receptorul SS, semnalul recepionat i adus n banda de baz, notat rxb este multiplicat cu secvena PN de la recepie pnr.

Dac pnr = pnt i sincronizat cu secvena PN din semnalul recepionat, atunci data binar recuperat este dr. Efectul multiplicrii semnalului SS rxb cu aceeai secven folosit n transmitor are ca efect restrngerea benzii lui rxb la banda original, Rb. Dac pnr ( pnt, nu are loc restrngerea. Semnalul dr are spectrul tot mprtiat. Un receptor care nu cunoate secvena PN de la transmisie nu poate reproduce data transmis.

Fig. 3.63.3 Sincronizarea timpului n sistemele cu spectru mprtiat

Cea mai dificil sarcin de realizat ntr-un receptor DS/CDMA const n sincronizarea codului generat local cu cel existent n semnalul recepionat. Acest proces de sincronizare se realizeaz n dou etape:1. achiziia codului - reprezint un proces de aliniere brut care aduce cele dou secvene PN n acelai interval de chip;

2. urmrirea codului reprezint un acord fin cu scopul de meninere a sincronizrii.n achiziia codului, unul din elementele critice este durata acestui proces. n scopul reducerii timpului de achiziie, au fost dezvoltate diferite procedee, care, odat cu evoluia tehnologiei i creterea puterii de calcul, au evoluat de la un set de tehnici de baz, fundamentale, la procedee avansate, mai performante i mai scumpe.3.3.1 Tehnici fundamentale de achiziie a codului

a) Cu corelator activ

b) Cu filtru compensat

c) Cutare serial

d) Cutare paralel

e) Cutare cu fereastr extins i cutare Z

f) Localizare unic i localizare multipl

Achiziia cu corelator activ

S ne amintim

Corelaia este o msur a similitudinii dintre dou semnale dintre care unul este deplasat fa de cellalt. Corelaie este maxim n momentul n care cele dou semnale se potrivesc cel mai bine. Dac cele dou semnale sunt identice, acest maxim se obine cnd cele dou exemplare sunt sincrone (fr ntrziere ntre ele). Corelaia este utilizat pe scar larg n aplicaii cum ar fi detecia semnalelor deteriorate de zgomotul de pe canal, estimarea ntrzierii de timp, sincronizarea n timp, potrivirea modelelor, i analiza spectral ncruciat.

Corelaia a dou semnale se numete corelaie-ncruciat i corelaia semnalului cu o copie a lui este numit autocorelaie. Funcia de corelaie-ncruciat a dou semnale periodice s1(t) i s2(t) i perioad T0 este definit ca:

Prin acest procedeu, semnalul receionat r(t), compus din codul PN s(t) i zgomotul n(t), este 1. nti multiplicat cu replica local a semnalului PN, 2. apoi filtrat cu un FTB, 3. dup care urmeaz un detector de anvelop (eliminnd astfel informaii necunoscute modulate i purttoare cu faz necunoscut). 4. Semnalul de ieire din acest detector este integrat pe o durat de timp de d secunde, 5. eantionat la intervale de d secunde. 6. Mrimea obinut din circuitul de eantionare este comparat cu un prag prestabilit, pentru a decide dac codul local este sincron sau nu cu cel recepionat.Acest procedeu este descris de schema bloc din figura de mai jos.n aceast structur de corelator/detector de tip multiplic i integreaz, generatorul local de PN ruleaz continuu i un set complet nou de n = td/Tc chipuri din semnalul recepionat este folosit pentru fiecare test succesiv de prag pentru durata Tc a unui chip. Asta impune o limitare major privind viteza de cutare, deoarece faza de referin a codului PN local poate fi actualizat numai la intervale de d secunde.

Fig. 3.7 Schema bloc a unui sistem de achiziie cu corelator activAstfel, n cazul n care cutarea este efectuat n incremente de 1/Ns chip-uri, viteza de cutare devine 1/Nsd chip poziii pe secund. Cu filtru compensatViteza de cutare poate fi crescut semnificativ prin nlocuirea operaiei multiplic-i-integreaz cu un dispozitiv corelator pasiv, cum ar fi filtrul compensat. Filtrul compensat poate fi implementat fie analogic, fie discret i corelatoare discrete n timp. Figurile urmtoare prezint dou variante de implementare a filtrului compensat n format analogic, una bazat pe FTB, cealalt bazat pe FTJ. Cele dou scheme sunt echivalente i produc acelai semnal la ieire, dac semnalul de intrare este acelai.

Fig. 3.8 Implementare filtru compensat analogic: (a) cu FTB; (b) cu FTJPresupunem c anvelopa de la ieirea filtrului compensat este comparat cu un prag predefinit dup fiecare interval de eantionare Ts. Dac perioada de eantionare este o fraciiune din durata chip-ului, Ts = Tc/Ns, (de obicei Ns = 2) cutarea se face cu o vitez egal cu frecvena de eantionare, adic Ns/Tc poziii pe secund, dup un timp iniial de laten. Cu toate acestea, sistemul de achiziie cu filtru compensat necesit mai multe calcule dect cel cu corelator activ. Dac eantionarea se face cu frecvena Ns/Tc i lungimea corelaiei filtrului compensat se ntinde pe Mc chipuri, filtrul compensat necesit McNs multiplicri n fiecare interval Tc/Ns. Pe cnd, dac folosim un corelator activ, acelai numr de multiplicri trebuie fcute n intervalul McTc.

Sistemele moderne de sincronizare cu filtru compensat folosesc de obicei implementri n format digital. Figura urmtoare arat o modalitate de implementare n care frecvena de eantionare este dublul ratei chipurilor codului de mprtiere (deci Ns = 2), iar coeficienii ci reprezint secvena codului de mprtiere.

Fig. 3.9 Schema bloc a unui filtru compensat digital [3] Cutare serial

O tehnic utilizat pe scar larg pentru sincronizarea iniial este de cutarea serial: toate fazele i frecvenele poteniale ale codului sunt cutate n serie pn sunt identificate faza i frecvena corecte. Corectitudinea fazei / frecvenei este determinat de ncercarea de a restrnge (dez-mprtia) semnalul primit: n cazul n care faza i frecvena codului estimat sunt ambele corecte, refacerea se va realizeaz n mod corespunztor i, astfel, un nivel mai mare de energie va fi sesizat la ieire. n caz contrar, refacerea nu se face corect i energia rezultat va fi mic.

Fig urmtoare prezint o posibil realizare a cutrii seriale pe principiul probabilitii maxime:

Prima dat, se calculeaz i memoreaz corelaia dintre PN local i PN recepionat. Apoi, faza codului local este deplasat ctre o nou valoare i iar se calculeaz i memoreaz corelaia dintre PN local ajustat i PN recepionat.

Procesul se repet pn ce toate celulele din regiunea de nesigura sunt examinate sau, echivalent, pentru toate momentele t=id , i=1q.

n final, faza codului care produce valoarea maxim de corelaie este selectat ca fiind cea corect.

Cutare paralel

O extensie fireasc a tehnicii seriale o constituie cutarea paralel, n care, pe dou sau mai multe ci de cutare se testeaz simultan faza codului. Un hardware mai complex determin reducerea timpului de achiziie, proporional cu numrul de ci paralele folosite. Fig prezint o schem de cutare paralel n care ntreaga regiune de incertitudine (format din q celule) este sub-mprit n Np >=2 componente identice, fiecare responsabil pentru q/Np faze ale codului. Faza codului care produce maximul dintre aceste valori este determinat ca fiind faza corect pentru codul ce va fi folosit n demodulator, penstru restrngerea semnalului.Dei cutarea serial poate fi implementat cu scheme de complexitate redus, ea duce la un timp mai lung de achiziie, n timp ce cutarea paralel necesit un hardware mai complex, dar poate realiza achiziii mai rapide.

Principiul filtrrii compensate [1]

Filtrul compensat (prescurtat n lb. engl. MF - matched filter) este un filtru liniar care maximizeaz la ieire raportul semnal-zgomot (SNR) prezent la intrarea sa. Rspunsul filtrului la impuls depinde de forma de und aplicat la intrarea lui. Aceste caracteristici ale filtrului compensat l fac deosebit fa de orice alt tip de filtru, n sensul c fiecare semnal recepionat are propriul su filtru compensat. Filtrul efectiv i modific/potrivete rspunsul su n frecven la spectrul semnalului de la intrare pentru a reduce puterea zgomotului existent la intrarea lui, astfel nct, la ieire, puterea zgomotului s fie mai mic.

S considerm filtrul din fig care primete semnalul si(t) afectat de zgomot alb aditiv Gaussian ni(t) i s notm s0(t) semnalul i n0(t) zgomotul de la ieirea filtrului. Considernd semnalul de intrare ca fiind semnal discret, se poate scrie c:

unde T este durata bitului. Aa cum am defint anterior, scopul acestui filtru este de a maximiza SNR la ieirea lui, pentru t = T.

Fig. 3.10Dup calcule care nu fac obiectul acestui curs, se obine pentru SNR la ieirea filtrului la t = T relaia:

,n care:Eb = energia per bit a semnalului recepionat (la intrarea filtrului)

Ni = densitatea spectral de putere a AWGN la intrarea filtrului

Din aceast relaie se deduce c SNR la ieirea filtrului compensat la t = T depinde de parametrii masurabili (Eb, Ni) de la intrare a filtrului.Astfel, maximizarea SNR la intrarea detectorului (ieirea filtrului compensat) necesit o adaptare (potrivire) a funciei de transfer n frecven a filtrului compensat pentru spectrul de semnalului primit.

Nu exist alte filtre trece-jos, cum ar fi Butterworth sau Chebbyshev, care s fie capabile de o astfel de potrivire a spectrului de frecvene i, prin urmare, SNR la ieirea lor este ntotdeauna mai mic dect

Interpretarea n domeniul frecvenn domeniul frecven, este evident c filtrul compensat caut ntre componentele spectrale componenta cu cea mai mare pondere (caut componentele spectrale care au cel mai mare raport semnal-zgomot). Dei acest lucru necesit un rspuns n frecven ne-plat, distorsiunea introdus prin utilizarea unui rspuns plat nu este semnificativ n aplicaiile de tip radar i comunicaii digitale, n care forma de und original este cunoscut i scopul este de a detecta prezena acestui semnal fa de zgomotul de fond.

Utilizarea filtrelor compensate n radar i sonar

Filtrele compensate sunt adesea folosite n detectarea de semnal [2], aplicaii tip radar i sonar n care trebuie s determinm distana pn la un obiect. Emitem un semnal sinusoidal curat (fr alte componente) de o anumit frecven, care se va reflecta de obiect i va fi recepionat cu alt nivel i cu alt faz dect semnalul transmis, plus zgomotul adugat pe traseul de propagare. Pentru a determina distana pn la obiect, vom corela semnalul primit folosind un filtru compensat care, n cazul prezenei zgomotului alb (necorelat cu semnalul emis), va produce la ieire un semnal sinusoidal de aceeai frecven. Dac semnalul de la ieirea filtrului compensat din receptor depete un anumit prag, se poate decide cu o probabilitate mare ca semnalul primit a fost reflectat pe un obiect. Folosind viteza de propagare i momentul n care se observ primul semnal reflectat, se poate estima distanta de obiect. Dac vom schimba forma semnalului emis n pulsuri cu anumite caracteristici, special alese, se pot mbunti i raportul semnal-zgomot la ieirea filtrului compensat i rezoluia distanei: aceasta este o tehnica cunoscuta sub numele de compresie puls.

Alpha

n plus, filtrele compensate pot fi folosite n aplicaii de estimare a parametrilor. Pentru a reveni la exemplul anterior, pentru a estima viteza obiectului, se poate folosi efectul Doppler. Asta presupune c trebuie s facem estimarea frecvenei semnalului primit. Pentru asta, se poate corela semnalul primit folosind cteva filtre compensate la diferite frecvene (sinusoide de diferite frecvene). Filtrul compensat cu cea mai mare de ieire va arta, cu probabilitate mai mare, frecvena semnalului reflectat. Aceast metod este, de fapt, o versiune simpla a transformatei Fourier discrete (DFT). DFT ia o intrare cu N valori complexe i le coreleaz cu N filtre compensate, corespunztoare la N exponentiale complexe de frecvene diferite, pentru a produce N valori complexe - coninnd amplitudinile i fazele relative ale componentelor sinusoidale.3.3.2 Tehnici avansate de achiziie a codului

Aa cum s-a artat n paragrafele anterioare, n sistemele de comunicaie DSSS, achiziia codului este prima i cel mai important procesare de semnal n receptor. Numai dup ce blocurile de achiziie a codului reuesc operaia de sincronizare la nivel de bit ntre codul din semnalul receptionat i cel produs local, se poate trece la urmrirea fin a micilor variaii de faz ale semnalului recepionat, pentru a pstra sincronismul ntre cele dou coduri.Ca urmare, pentru o funcionare normal, este necesar s se fac o achiziie rapid i corect a codului. Aici este un domeniu de interes pentru multe din cercetrile din ultimele decenii. Convenional, achiziia codului se bazeaz pe corelaia ntre semnalele PN recepionat i generat local i pe compararea rezultatului cu un prag, pe msur ce fazele celor dou semnale avanseaz cu un chip sau cu o fraciune de chip.n ultimii ani au fost puse la punct cteva tehnici avansate de sincronizare a codului, a cror principal avantaj l constituie micorarea timpului de achiziie, ns cu preul creterii complexitii schemelor i al costurilor de realizare.

Prezentul curs expune numai cteva dintre aceste procedee avansate de achiziie a codului.a) Achiziie Rapid bazat pe Estimare Secvenial (RASE)

Achiziia rapid bazat pe estimare secvenial (RASE) se bazeaz pe o estimare secvenial a registrului de deplasare a generatorului PN local. Sistemul RASE face o estimare a primelor L chipuri PN recepionate (unde L este numrul registrelor de deplasare) i ncarc generatorul de secvene PN din receptor cu aceasta estimare. Astfel se seteaz o condiie iniial particular (a strii de nceput) de la care generatorul ncepe s lucreze. tiind c urmtoarea stare a generatorului de secvene PN depinde doar de starea de prezent, toate strile ulterioare pot fi prezise pe baza informaiilor acumulate de la starea iniial. Estimarea i procesul de ncrcare este repetat periodic pn este obinut starea iniial corect.Fig. descrie schema bloc a tehnicii RASE. n figur, detectorul de cod chip PN este blocul care face estimarea a celor L cipuri de cod PN recepionate. Cipurile L sunt ncrcate n generatorul de secvena PN ca stare a registrului de deplasare din schem. Secvena PN generat ca starea estimat este corelat cu semnalul recepionat, din care se determin dac este sau nu sincronizat generatorul de secvena PN.

Decizia opririi estimrii i a procesului de ncrcare sunt bazate pe pragul de trecere din detectorul de blocare. Acest detector de blocare poate lua o decizie utiliznd statistica de test bazat pe corelaia ncruciat ntre codul recepionat si codul PN generat local. O dat fcut estimarea corect (trecerea de prag), blocul de urmrire/ncrcare inhib alte rencrcri ale registrului de deplasare. Coninutul acestui registru este trimis ctre o bucl de urmrire PN care este responsabil pentru meninerea fazei codului.

Fig. 3.11 Schema bloc a tehnicii de achiziie rapid bazat pe estimare secvenial (RASE)

b) Achiziia bazat pe detecie secvenialn ceea ce privete localizarea temporal i dimensiunea pasului de verificare, schemele

de achiziie se pot clasifica n scheme de achiziie cu localizare unic, multipl i scheme de

achiziie secveniale. n cazul schemelor cu localizare fix, exist dezavantajul c detectorului i

trebuie la fel de mult timp pentru a elimina poziiile de nesincronizare (lb. engl. out-of-sync) ct

i pentru acceptarea poziiilor de sincronizare (lb. engl. in-sync). Pentru a minimiza timpul de

achiziie, se poate folosi un detector care va elimina rapid poziiile out-of-sync dar va folosi un

timp mai lung de integrare pentru celulele in-sync. O variant de minimizare a timpului de achiziie este folosirea localizrii multiple. Timpul de integrare al detectorului va crete pn n momentul n care testul eueaz (una din ieiri cade sub prag). Aadar, n cazul unei poziii outof-sync, sunt necesari puini pai (ceea ce duce la un timp scurt de integrare) iar n cazul unei poziii de sincronizare corect sunt necesari toi paii.

De asemenea este posibil creterea timpului de integrare i nlocuirea testelor de prag

multiple cu un singur test de prag eliminatoriu. Un asemenea detector este cunoscut sub

denumirea de detector secvenial. Sistemul de achiziie corespunztor este proiectat astfel nct

timpul mediu de anulare a poziiilor out-of-sync s fie mult mai scurt dect timpul mediu de

anulare din cazul localizrii unice. Deoarece un proces de achiziie folosete n mod normal

majoritatea timpului pentru anularea poziiilor out-of-sync, timpul mediu de achiziie a detectorului secvenial pentru un sistem de achiziie va deveni mult mai scurt dect n cazul sistemelor cu localizare unic.

Fig. 3.12Figura prezint o schem bloc a unui sistem de achiziie cu detecie PN secvenial serial. Funcionarea sistemului este similar cu achiziia cu localizare unic pn la detectorul ptratic de anvelop. Astfel, n absena tensiunii b, ieirea integratorului continuu n timp va avea o comportare ca n fig a. n particular, integratorul va furniza media integrat a ieirii detectorului ptratic de anvelop, care va fi dat de sau pentru o putere a zgomotului de i un raport semnal-zgomot nainte de detecie. De remarcat c prima corespunde la o celul nesincro i cealalt la o celul sincro. n prezena tensiunii b, , forma de und la ieirea integratorului se schimb ca n fig b.n plus, dac folosim i un prag (negativ), se aplic la logica de decizie a urmririi astfel nct o revocare apare atunci cnd iesire integratorului scade sub prag apoi forma de und la iesirea integratorului se schimb la forma prezentat n fig c.

Majoritatea schemelor de achiziie secvenial presupun c variabilele ce ajung la blocul

de decizie reprezint eantioane independente, identic distribuite, acest lucru ducnd la resetarea

periodic a circuitului de integrare de la receptor. Dou variabile aleatoare, x i y, cu distribuiile

Fx si Fy identice, se numesc variabile aleatoare identic distribuite.

n schema prezentat anterior, integrarea are loc continuu, raportul de verosimilitate

(X) fiind o funcie monoton cresctoare. Blocul de decizie poate fi implementat dup trei tipuri

de algoritmi: FSS (fixed sample size), SPRT (sequential probability ratio test) si TSPRT

(truncated sequential probability ratio test).

Schemele de achiziie secvenial sunt avantajoase din punct de vedere al performanelor

obinute ns sunt puin studiate datorit metodelor de proiectare si analizei circuitelor folosite.

Pentru a obine esantioane independent si identic distribuite, integratoarele de pe cele douramuri ar trebui s fie resetate periodic, ceea ce ar duce la o nrutire a raportului semnal

zgomot. ntruct procesul de achiziie presupune estimarea unei faze necunoscute a secvenei

PN, schemele de achiziie pot fi: seriale, paralele si hibride. Varianta paralel a schemei va duce

la o estimare n paralel a mai multor versiuni, iar decizia va fi luat mai repede. Fiecare

incertitudine de faz va fi investigat de cte un circuit ce conine un corelator sau un filtru

egalizor. Dac perioada secvenei PN si durata de estimare devin prea lungi, atunci schemele

paralele devin impracticabile deoarece acestea necesit componente hardware complexe. Pe de

alt parte, schemele de achiziie serial realizeaz o estimare a fazei o singur dat si va

determina dac faza codului din semnalul recepionat se potriveste cu secvena codului generat

local. Dac aceast potrivire are loc, atunci este iniializat circuitul de urmrire, dac nu, se va

trece la urmtorul estimat al fazei.

n figura 6.1 este prezentat o metod de achiziie secvenial n care, semnalul

recepionat r(t) este multiplicat cu un cod generat de ctre generatorul local PN. Apoi semnalul

obinut este supus unui proces de demodulare necoerent. Iesirea Yn de la sumator, va iniializa

circuitul decizional pentru a testa dac cele dou coduri sunt aliniate ntr-un interval _. De regul_ este 1 sau .Astfel sincronizarea va avea loc la interval de un chip sau jumtate de chip. Daco asemenea aliniere aproximativ are loc (starea in-sync) atunci circuitul de urmrire este

iniializat. Altfel, faza semnalului local PN este actualizat cu _TC, iar procesul de achiziie

continu. Cele dou stri vor fi notate n felul urmtor. H0 reprezint starea de nealiniere iar H1

starea de aliniere.

Fig. 6.1 Schema bloc a circuitului de achiziie secveniala necoerentAchiziia bazat pe secven auxiliarPentru a obine o achiziie rapid, este posibil folosirea unei secvene auxiliare. n acest

caz, secvena trebuie s fie obinut din secvena PN original, astfel nct produsul de intercorelaie

dintre cele dou semnale s permit sincronizarea. S-a propus o tehnic de achiziie

bazat pe secven auxiliar n care aceast funcie de inter-corelaie dintre secvena auxiliar si

secvena pseudo-aleatoare s aib form triunghiular pe ntreaga perioad de chip TC. n acest

mod funcia de inter-corelaie permite controlul fazei semnalului generat local.

n figura 6.28 este prezentat schema bloc a unui asemenea circuit de achiziie.

Ansamblul este alctuit din dou subsisteme: un subsistem folosit pentru detectarea alinierii fazei

si un subsistem numit bulc cu oscilator comandat n tensiune. Bucla OCT foloseste versiuni

ntrziate ale semnalului auxiliar pentru a realiza corelaia cu semnalul recepionat. Rolul buclei

OCT este acela de a actualiza faza semnalului auxiliar (t) pn cnd acesta este sincronizat cu

secvena PN din semnalul recepionat. n interiorul buclei se gseste un registru ciclic n care

sunt pstrai coeficienii secvenei (t). Iesirea acestui registru va fi de forma (t- m +TC/2).

Semnalul recepionat este multiplicat cu versiunile ntrziate si avansate ale secvenei (t). Dupmultiplicare, semnalul obinut este filtrat apoi esantionat la intervale TC. Partea real a

semnalului, ym, este folosit pentru a controla oscilatorul local.

Detectorul de aliniere a fazei este cel care decide dac estimatul fazei generat de bucla

OCT este sau nu sincronizat cu faza secvenei pseudo-aleatoare din semnalul recepionat.

Subsistemul de detectare a alinierii fazei foloseste la rndul lui un generator local de secvenpseudo-aleatoare pentru corelarea cu semnalul recepionat. Astfel, semnalul r(t) este corelat cu

secvena local c(t- in ) pe o perioad fix de nTC. O nou estimare a fazei codului m va fi

generat de OCT ctre detector la fiecare nTC secunde, urmnd a fi verificat alinierea. Procesul

are loc pn n momentul n care se declar sincronizarea.

Fig. 3.13Schema bloc de achiziie a codului n DS SS bazat pe secven auxiliar3.3.3 Tehnici de urmrire a codului

Dup alinierea codului PN local cu codul PN din semnalul recepionat, procesul de cutare se ncheie i se trece la al doilea pas, urmrirea codului de fapt un acord fin cu scopul de meninere a sincronizrii. Procesul de urmrire include i sincronizarea fin la nivel de chip i urmrirea fazei purttoarei pentru demodularea coerent.Buclele de urmrire a codului pot fi clasificate n dou categorii:

bucle coerente, n care frecvena i faza purttoarei sunt precis cunoscute, aa nct bucla poate lucra cu semnal n banda de baz;

bucle necoerente, n care frecvena i faza purttoarei nu sunt cunoscute exact (datorit influienei mediului de propagare, efectului Doppler, etc.).

Metoda uzual de urmrire n cazul DSSS const n folosirea unui circuit numit DLL (delay-locked loop - bucl cu calare ntrziat). O schem tipic pentru un circuit DLL necoerent folosit n sistemele DSSS cu modulaie BPSK este prezentat n figura de mai jos.

Fig. 3.14 Schema de principiu pentru un circuit DLL de urmrire a codului [4].n absena zgomotului i a interferenelor, semnalul BPSK recepionat poate fi descris cu expresia:

Codul generat local de bucla de urmrire este deplasat n faz fa de codul din semnalul recepiont cu un interval de timp , mai mic dect jumtate din durata unui chip, adic < Tc/2. Bucla face sincronizarea fin prin generarea a dou secvene PN locale

g(t + Tc/2 + )

g(t - Tc/2 + )

identice, dar ntrziate una fa de cealalt cu un chip. Cele dou FTB sunt proiectate s treac data i s medieze produsul dintre codul g(t) i cele dou secvene PN locale. Detectorul ptratic de anvelop elimin data, deoarece |x(t)| = 1. Ieirea fiecrui detector de anvelop este dat aprox de expresia

Unde operatorul E{} nseamn valoarea estimat i Rg(x) este funcia de autocorelaie a secvenelor PN. Semnalul de reacie Y() este prezentat n fig urm.

Fig. 3.15 Semnalul de reacie din DLL

cnd > 0 semnalul Y() comand VCO s i creasc frecvena, fornd mrimea deplasrii s descreasc cnd < 0 semnalul Y() comand VCO s i micoreze frecvena, fornd mrimea deplasrii s creasc dac este suficient de mic, g(t)g(t+) ( 1, obinnd restrngerea semnalului Z(t), care este apoi aplicat unui demodulator convenional.

O problem cu circuitul DLL: ramurile timpurie i trzie trebuie s fie precis echilibrate, altfel semnalul de reacie va fi deplasat i nu va avea valoarea 0 cnd eroarea este 0. Aceast problem se rezolv folosind o bucl de urmrire cu timp comun n locul circuitului DLL cu durat ntreag. Bucla cu timp comun partajeaz folosirea corelatoarelor timpuriu trziu. Principalul avantaj const n folosirea unui singur corelator n bucl, ceea ce reduce problemele datorate offset-ului dc.n fig se prezint o variant de bucl de urmrire cu timp comun, numit tau-dither loop TDL (bucl cu cuantizare ).Tinde s rezolve aceast problem prin injectarea intenionat a unei mici erori n corecia urmririi, aa nct bucla permite vibraii n jurul rspunsului corect. Aceste vibraii sunt mici i scderea performanelor este minim. Metoda are avantajul folosirii unui singur corelator pentru a asigura i funcia de urmrire i cea de restrngere. La fel ca n cazul DLL, semnalul recepionat este corelat cu o versiune timpurie i una trzie a codului PN generat local. Generatorul de cod PN este pilotat de un semnal de clock a crui faz oscileaz nainte i napoi dup o funcie de comutaie semnal dreptunghiular. Asta elimin necesitatea asigurrii identitii funciilor de transfer pentru ramurile timpurie i trzie.

Performanele legate de SNR pentru TDL sunt cu puin mai slabe dect ale unui DLL proiectat corect.

Fig. 3.16Schema de principiu pentru un circuit TDL de urmrire a codului [4].Referine bibliografice:

[1]Academic.Press.Introduction.to.CDMA.Wireless.Communications.Sep.2007.pdf, pag. 67. [2] Digital Communications by John Proakis[3]R. L. Peterson, R. E. Ziemer, and D. E. Borth, Introduction to Spread Spectrum Communications. Prentice International, Inc, 1995.

[4]Digital Communications Fundamentals and Applications 2nd edition.pdf

s0(t) + n0(t)

si(t) + ni(t)

Filtru compensat

PAGE 17

_1394543101.unknown

_1394978559.unknown

_1394978578.unknown

_1394473476.unknown