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33
4 Transistoren
4.1 BipolartransistorZur Leistungssteuerung muss ein Schalttransistor hohe Ströme schalten können und eine hoheSpannungsfestigkeit aufweisen. Der bipolare Leistungstransistor zeichnet sich durch ein hohesSperr- und Schaltvermögen aus und hat geringe Durchlassverluste im Sättigungsbereich(typische Sättigungsspannung UCE,sat 2,5 V). Eine Folge der hohen Spannungsfestigkeit isteine geringe Stromverstärkung B. Der Ansteuerungs-Leistungsbedarf ist daher entsprechendhoch. Die wesentlichen technischen Eigenschaften des bipolaren Transistors als abschaltbareselektronisches Ventil werden mit folgenden Größen beschrieben:
Für die Arbeitsweise als Schalter interessieren zwei Arbeitspunkte: I AUS VorwärtssperrendII EIN Durchlassbetrieb
Beim Übergang vom Arbeitspunkt I zum Arbeitspunkt II treten Schaltverluste pS auf.Abhängig von den Eigenschaften des Transistors und der Schaltung unterscheiden sich dieSchaltverluste beim Ein- und Ausschaltvorgang. Der Momentanwert der Schaltleistung pSberechnet sich mit Gl. (4-1).
pS uCE iC (4-1)
ICAVMist der höchste Wert des Gleichstrom-Mittelwertes bei vorgegebener Temperatur
ICRMist der höchstzulässige Wert eines Pulsstromes mit angegebener Periodendauer und definierter Einschaltdauer
UCEShöchstzulässiger Wert der Kollektor-Emitterspannung bei Ansteuerung mit einer negativen Basis-Emitterspannung UBE
UCE0höchstzulässiger Wert der Kollektor-Emitterspannung bei offenem Basisanschluss
UCE,satGeringstmöglicher Spannungsabfall im Schaltbetrieb
iC
uCE
uBE
34 4 Transistoren
Der Spitzenwert der Schaltleistung pS überschreitet die zulässige Verlustleistung PV desTransistors um ein Mehrfaches und kann mehrere 10 kW betragen. Die Einschaltenergie Wonfolgt aus der Integration der Momentanleistung während des Einschaltvorganges mit Gl. (4-2).
W ont
t t on
pS d t in Ws (4-2)
Die Einschaltenergie liegt bei typ. 0,5 Ws. Die Einschaltzeit ton wird nach Abb. 4-1 vom10 %-Punkt des Basisstromes iFB aus zum 90 %-Punkt des Kollektorstromes iC gezählt.
Das Abschaltverhalten eines übersteuerten Bipolartransistors mit ohmsch-induktiver Last zeigtAbb. 4-2. Dargestellt sind der Kollektorstrom iC, die Kollektor-Emitterspannung uCE und dieSchaltleistung pS zusammen mit dem Basisstrom iB. Aus dem zeitlichen Verlauf des Basis-und Kollektorstromes sind die Speicherzeit tS und die Fallzeit tf definiert. Die Speicherzeit tStritt nur bei einer vorherigen Übersteuerung des Transistors auf. Die Ausschaltzeit toff ist dieSumme von tS und tf. Sie ist aus praktischen Gründen zwischen dem 90 %-Punkt desBasisstromes und dem 10 %-Punkt des Kollektorstromes definiert.
W offt
t t off
pS d t in Ws (4-3)
Die Ausschaltenergie Woff beträgt typisch 1,5 Ws und wird hauptsächlich durch dasTrägheitsverhalten während der Speicherzeit tS und der Fallzeit tf verursacht. Die Höhe dertatsächlich auftretenden Ausschaltenergie Woff hängt auch von der Steilheit der Kollektor-Emitterspannung uCE ab. Nur durch eine optimierte RCD-Beschaltung kann Woff auf die ent-sprechenden Angaben im Datenblatt abgesenkt werden.
Abbildung 4-1
Einschaltvorgang einer ohmschen Last
td: Verzögerungszeit
tr: Anstiegszeit
ton: Einschaltzeit, ton = td + tr
iCM: Maximalwert desKollektorstromes
iFB: Basisstrom (positiv)
iC0,9 iCM
uCE
tr
t
t
iCMpS
0,1 iCMuCE,sat
td
ton
iFB0,1 iFBM
iFBM
t
4.1 Bipolartransistor 35
Die Einschaltenergie Won ergibt zusammen mit der Ausschaltenergie Woff, der SchaltfrequenzfS die Schaltverluste PS und mit den Durchlassverlusten PD die Gesamtverluste PV einesHalbleiterschalters nach Gl. (4-4)
PV PD PS mit PS W on W off f S in W (4-4)
Die Schaltverluste PS verhalten sich proportional zur Schaltfrequenz fS. In der Praxis wird dieSchaltfrequenz fS höchstens so groß gewählt, dass PS gleich den Durchlassverlusten PD ist. Daunterschiedliche Bauelemente auch unterschiedliche Schaltenergien aufweisen, lassen sich jenach Bauelement auch unterschiedliche Schaltfrequenzen realisieren. Beim Bipolartransistorliegt die obere Grenze für fS bei 5 kHz. Während des Ein- und Ausschaltvorganges kommt es im Transistor kurzzeitig zu inhomo-genen Ladungsverteilungen mit der Folge unterschiedlicher Stromdichten.
So konzentriert sich beim Einschalten der Strom zunächst nur in kleinen Gebieten derBasis-Emittergrenze, so dass eine hohe Stromdichte beim Einschalten den Transistor durchlokale Überhitzung gefährdet. Beim Ausschalten sind die Ladungsträger im zentralen Emitterbereich verteilt. Eine hoheSpannungssteilheit beim Ausschalten führt daher ebenfalls zu lokalen Leistungsspitzen, dieden Transistor zerstören können (2. Durchbruch).
Für einen sicheren Betrieb hat man deshalb das iC-uCE-Kennlinienfeld in unterschiedlicheBereiche aufgeteilt. Es gibt es Bereiche in denen Arbeitspunkte für Dauerbetrieb liegenkönnen (statischer Betrieb), Bereiche für einen Kurzzeitbetrieb wie es z. B. beiSchaltvorgängen auftritt (dynamischer Betrieb) und Bereiche, in denen keine Arbeitspunktezugelassen werden. Das zulässige Gebiet wird als sicherer Arbeitsbereich (Safe Operating
Abbildung 4-2
Ausschaltvorgang einer ohmsch-induktiven Last
tS: Speicherzeit
tf: Fallzeit
toff: Ausschaltzeit, toff = tS + tf
iFBM: maximaler Basisstrom inVorwärtsrichtung
uCEM: Maximalwert der Kollektor-Emitterspannung
iC
uCE
tSt
uCEMpS
iCM
0,1 iCM
0,9 iCM
iFB
tf
toff
0,9 iFBM
iRBM t
36 4 Transistoren
Area) SOA bezeichnet und in das Ausgangskennlinienfeld eingetragen (siehe Abb. 4-3). Manunterscheidet einen sicheren Arbeitsbereich jeweils für den Ein- und Ausschaltvorgang. DerEinschaltvorgang (mit positiver Ansteuerung) wird durch den sicheren Vorwärts-Arbeitsbereich (Forward Bias SOA, FBSOA) in Abb. 4-3 beschrieben, der Ausschaltvorgang(mit negativer Ansteuerung) wird durch den sicheren Rückwärts-Arbeitsbereich (Reverse BiasSOA, RBSOA) beschrieben. Der sichere Arbeitsbereich darf auch bei Schal tvorgängennicht verlassen werden.
4.1.1 Der bipolare LeistungstransistorZur Erhöhung der Spannungsfestigkeit ist analog zur psn-Diode eine schwach dotierte Zone nin den n-Kollektor eingebracht. Hierdurch unterscheidet sich der Leistungstransistor nach Abb.4-4 vom Signaltransistor. Die Einfügung der schwach dotierten Zone n führt zu einerverringerten Stromverstärkung des Leistungstransistors.
Abbildung 4-3
Zulässige Arbeitsbereiche
uCE
Verlustleistung
Stromgrenze
Feld
stär
kedu
rchb
ruch
Thermischer Durchbruch
StatischerArbeitsbereich
DynamischerArbeitsbereich
Sätt
igun
gsgr
enzeiC
Abbildung 4-4 Prinzip und Aufbau eines bipolaren Leistungstransistors
n+ n+np
uBCuBE
uCEiC
pn+ n+
B E
n-
n+
C
AufbauPrinzip des LeistungstransistorsAnsicht um 90° gekippt
B
E C
4.1 Bipolartransistor 37
4.1.2 Die Arbeitspunkte des bipolaren Transistorschalters
Wird bei konstantem Basisstrom iB die Spannung uCE von 0 V bis zu einem Maximalwertverändert, so erhält man eine Ausgangskennlinie nach Abb. 4-5b. Die drei Abschnitte dieserKennlinie werden mit Sättigung (1), Quasisättigung (2) und aktiver Bereich (3) bezeichnet.Kennzeichen ist die Polarität der Basis-Kollektorspannung uBC.
1 Sättigungsbereich uBC > 0 Basis-Kollektordiode leitet
2 Quasisättigung uBC > 0 Wie 1uCE < uBE
3 aktiver Bereich uBC < 0 Basis-Kollektordiode sperrt
3“ aktiver Bereich uBC < 0 Wie 3, aber mit Early-EffektuCE > uBE
4.1.3 Nichtsättigungsbetrieb (aktiver Bereich, uBC < 0)Die Kollektor-Emitter-Spannung uCE ist so hoch, dass der Basis-Kollektor-Übergang gesperrtist. Es existiert in Abb. 4-6 am (kollektorseitigen) pn Übergang eine Raumladungszone (RLZ),deren Weite von uCE abhängt. Das (emitterseitige) Diffusionsdreieck geht in der Basis auf Nullzurück. Das Gefälle des Diffusionsdreiecks ist durch den Kollektorstrom iC festgelegt. DerWiderstand im n -Gebiet des Kollektors ist aufgrund der wenigen Ladungsträger relativ hoch.Zwar ist iC durch iB eingeprägt, der Early-Effekt führt aber trotzdem zu einem geringenAnstieg des Kollektorstromes mit uCE.
Abbildung 4-5 Messschaltung und Ausgangskennlinie eines Leistungstransistors
iB
uCE
iC
a)
uBC
uBE
uCE
iCiB
1
2 3
3“b)
Abbildung 4-6 Ladungsverteilung im Nichtsättigungsbetrieb(durch RLZ hoher Spannungsabfall)
n+
n+np
Diffusionsdreieck iC
uCE
RLZ
38 4 Transistoren
4.1.4 Quasisättigungsbetrieb (uBC > 0)Der Basis-Kollektor-Übergang ist in Abb. 4-7 durchlassgepolt. Das Diffusionsdreieck geht inder Basis nicht auf Null zurück. Hierdurch entfällt die RLZ am pn-Übergang und es bildet sichauch im schwach dotierten Bereich n ein Diffusionsdreieck. Durch die zusätzlichenLadungsträger in der schwach dotierten Zone geht der Kollektor-Bahnwiderstand RCB zurück.Die Steigung der Ausgangskennlinie ist bezogen auf den aktiven Bereich größer. Infolge desDiffusionsdreiecks in der n Zone baut sich eine zusätzliche Speicherladung QS auf, wodurchsich das dynamische Verhalten des Transistors verschlechtert.
Reicht das Diffusiondsdreieck in der n Zone bis zum Rand der hoch dotierten Kollektorzonen+, so ist die schwach dotierte Zone mit Ladungsträgern überfüllt und der Kollektor-Bahnwiderstand ist praktisch Null. Es gibt nahezu keinen Spannungsabfall mehr über derschwach dotieren Zone. Dies ist der typische Betriebspunkt eines Leistungstransistors.
Sättigungsspannung uCE,sat (siehe Abb. 4-5):
uCE uBE uCB mit: uCB uBE gilt: uCE uCE,sat uBE (4-5)
4.1.5 ÜbersättigungsbetriebIn Abb. 4-9 erstreckt sich das Diffusionsdreieck im Kollektor bis in das n+-Gebiet hinein.Zwar hat der Transistor in diesem Zustand den geringsten Widerstand, infolge der großenSpeicherladung QS weist er aber die schlechtesten dynamischen Eigenschaften auf.
Abbildung 4-7 Quasisättigungsbetrieb
n+ n+npRCB
iC
uCE
zusätzliche Speicherladung
Abbildung 4-8 Betrieb an der Sättigungsgrenze
n+ n+npiC
uCE
zusätzliche Speicherladung
Abbildung 4-9 Übersättigungsbetrieb
n+ n+np
QS
iC
uCE
4.1 Bipolartransistor 39
Transistorschalter werden aber in der Regel im Sättigungsbereich betrieben um einen geringenSpannungsabfall zu erreichen. Der Sättigungszustand wirkt sich beim Umschalten wegen desAuf- und Abbaus der Diffusionsladungen nachteilig aus. Das Ausschaltverhalten wird danndurch eine negative Steuerspannung verbessert. Den Abbau der Speicherladung mit und ohnenegativer Steuerspannung zeigt Abb. 4-10.
a) Abbau der Basisladung nur durch Rekombination im schwach dotierten Gebiet.b) Durch den negativen Basisstrom bildet sich schnell eine Raumladungszone RLZ aus.
Dadurch kann die CE-Strecke Spannung aufnehmen, obwohl die Speicherladung nochnicht völlig abgebaut ist. Aus dieser Tatsache resultieren hohe Ausschaltverluste. DerAbbau der restlichen Ladungsträger erfolgt durch Rekombination, was im schwachdotierten Bereich einen vergleichsweise langen Zeitraum beansprucht. Hieraus resultiertder Schweifstrom bei Ausschalten (Tail-Strom).
Eine Vermeidung des Übersättigungsbetriebes kann durch Begrenzung der Ansteuerspannungmit einer „Clamp“-Schaltung nach Abb. 4-11 erreicht werden.
a) Für den Basisstrom iB folgt mit den Maschenumläufen M1 und M2:
M1: uBC uD RB iB M2: uBC uBE uCE
Durch Gleichsetzen und nach iBauflösen folgt: iB1
RBuCE uD uBE
(4-6)
Unter der Annahme, dass uD (ca. 0,35 V bei einer Schottky-Diode) und uBE konstant sind,ändert sich iB mit uCE. Über den Basiswiderstand kann die Übersättigung eingestelltwerden. Der Basisstrom iB „läuft“ dann mit der Spannung uCE mit, so wie es in Abb. 4-12b
Abbildung 4-10
Ausschaltvorgang ohne (links) undmit negativem Basisstrom (rechts)
Ein negativer Basisstrom liefertzusätzliche Elektronen in die n -Zone.Durch die intensive Rekombinationexistieren am pn -Übergang schnellkeine freien Ladungsträger mehr undes kann sich eine RLZ ausbilden.
RLZ
RB RB
UBUBUB
Aus
n n
Aus
a) b)
Abbildung 4-11 Möglichkeiten zur Vermeidung der Übersättigung
uCE
uBE
RB iB
uCE
uBE
uBCuBC
uD
1
uD1
1
uD2 uD
a) b)
RB2
iB2
40 4 Transistoren
dargestellt ist. Zum Vergleich zeigt Abb. 4-12a die Arbeitspunkte, die sich bei einem festenBasisstrom iB abhängig von uCE einstellen würden.
b) In Abb. 4-11b erfolgt die Nachführung des Basisstromes iB indirekt über uBE. Durch dieAnzahl der Dioden D (Gesamtschwellspannung) kann die Sättigung eingestellt werden.uBC uD1 uD uD2 sowie: uBC uBE uCE folgt mit uD1 uD2
uBE uCE uD(4-7)
4.1.6 Darlington-TransistorenHochspannungstransistoren haben eine relativ kleine Stromverstärkung. Ein bipolarer Leis-tungstransistor wird deshalb oft in Darlington-Schaltung ausgeführt. Durch die Hinter-einanderschaltung mehrerer Transistoren erhält man eine wesentlich größere Gesamt-Strom-verstärkung Bges. Der Basisstrom für die Ansteuerung bleibt in der Größenordnung von 1 A.Eine zusätzliche Beschaltung nach Abb. 4-14 verringert die Ausschaltzeit (turn-off time).
Abbildung 4-13 Prinzipieller Aufbau eines Darlington-Transistors
Abbildung 4-14
Einstufige Darlington-schaltung mitverbesserter Ansteuerung
Abbildung 4-12
a) Übersättigung durchgeänderte Betriebsspannung Ud
b) Nachführungvon iB mit uCE.
optimal
übersättigt
iB
iC
uCEUd3 Ud2 Ud1
R-Geraden
iB1
iC
uCEUd3 Ud2 Ud1
R-Geraden
iB2iB3
a) b)
Symbol
T1
T2
iC1C
E
B
iC2iB1
iB2
T1
T2
B2
B1
iC1 C
E
B
iC2
iB2
iB2
iE1
iC2 B2 iB2 B2 iE1 B2 iB1 iC1
iC2 B2 iB1 iB1 B1 B2 1 B1 iB1
mit B1
1 folgt Bges B1 B2
4.1 Bipolartransistor 41
4.1.7 Vergleich Bipolartransistor – Schalter
Wird ein mechanischer Schalter S durch einen Transistorschalter T ersetzt, so ändert sich dasSystemverhalten. Am Beispiel einer Lampensteuerung lassen sich die wesentlichen Unter-schiede aufzeigen. Dazu wird eine Lampe mit Rkalt << Rwarm über einen Transistor T und über
einen mechanischen Schalter S eingeschaltet (Abb. 4-15). Es zeigt sich, dass der Transistor mitseiner Strom einprägenden Wirkung den Einschaltstrom der Lampe nahezu ausgleicht. Selbstder Kurzschlussstrom wird vom Transistor durch seine nichtlineare Kennlinie begrenzt.Deshalb ist eine Schmelzsicherung bei einem Transistorschalter nur bedingt wirksam. DerVorteil des idealen Schalters S ist der im Vergleich zum Transistor vernachlässigbareSpannungsabfall im Durchlassbetrieb, wodurch nur sehr geringe Durchlassverluste entstehen.Mit dem Transistorschalter kann die Leistung der Lampe linear gesteuert werden. Dabei sindzwei Betriebsarten möglich die nachfolgend beschrieben werden.
Abbildung 4-16
Einschalten eines nichtlinearenohmschen Verbrauchers miteinem mechanischen Schalter Sund einem Transistor T
Der Transistor wirkt durchseine nichtlineare Kennliniestrombegrenzend.
Abbildung 4-15 Schalten eines nichtlinearen Widerstandes (z. B. einer Lampe)
Lampe
Ud
uCE
iC
T
Lampe
Ud
uCE
iC
S
iC
uCE
Schalterkennlinien
iC
uCE
T ein
T aus
S
Rkalt
Rwarm
Kur
zsch
luss
Ud uCE
U dRkalt
U dRwarm
EIN-Arbeitspunkte des Transistorschalters
EIN-Arbeitspunkte des mechanischen Schalters S
AUS
iC ( iB )
iC
42 4 Transistoren
4.2 Betriebsarten Ein Transistorschalter kann als Gleichstromschalter zum Betätigen von typischen Gleich-stromlasten, wie z. B. einer Lampe oder einem Stellmotor, oder als Pulssteller zum perio-
dischen Steuern eines Mittel- oder Effektivwertes eingesetzt werden. Die Steuerung als Puls-steller kann mit einer konstanten oder zeitveränderlichen Pulsfrequenz fP erfolgen.
Für den Kollektorstrom iC lassen sich der Mittelwert ICAV und der Effektivwert ICRMS bestim-men. Man wählt im Pulsbetrieb als Zeitbasis der Mittelwertbildung die Periodendauer TP(Kurzzeit-Mittelwert). Mit der Annahme eines zeitlich konstanten Gleichstromes Id ergebensich für den Mittelwert ICAV und Effektivwert ICRMS die Beziehungen:
Mittelwert (Average, AV)
i C I CAV1
T P 0
T E
iC d t I d
T ET P
Effektivwert (Root Mean Square, RMS)
I CRMS1
T P 0
T E
iC2 d t I d
T ET P
Abbildung 4-17 Transistorschalter im Pulsbetrieb
Transistorschalter
Gleichstromschalter einmalige Schalthandlungen
PulsstellerPeriodische Schalthandlungen
Periodendauer TPEinschaltzeit TE
TE t
iC
T P1f P
Id
U d U CE,satR
uCE
iC
uRR
Ud
4.2 Betriebsarten 43
4.2.1 Schalten einer ohmsch-induktiven Last
Die Arbeitsweise der Schaltung in Abb.4-18 ist von mehreren Zuständen gekenn-zeichnet, die in Abb. 4-19 dargestellt sind:
Statische Zustände
1. AUS: iC = 0 A, uCE = Ud
2. EIN: iC und uCE sind bestimmt durchden Arbeitspunkt von Widerstands-und Sättigungsgerade (Abb. 4-19).
Dynamische Zustände
EINSCHALTENBeim Einschaltvorgang (t0 in Abb. 4-19) bricht die Spannung uCE sehr schnell auf Nullzusammen (t1) und der Strom iC steigt von 0 mit der Zeitkonstanten =L/R näherungsweiseexponentiell an, bis der Arbeitspunkt EIN nach Gl. (4-8) erreicht ist (t2). Gleichzeitig steigtuCE von 0 auf den Wert der Sättigungsspannung UCE,sat im Arbeitspunkt an.
iCU d UCE,sat
R(4-8)
Die Induktivität L nimmt während dieser Zeit die Energie WL nach Gl. (4-9) auf.
W L12
L iC2 (4-9)
AUSSCHALTEN
Der Kollektorstrom iC ist durch die Induktivität L eingeprägt (t3 – t5). Beim Ausschalten mussdie Energie WL der Induktivität L abgebaut werden. Diese Energie wird größtenteils imTransistor in Wärme umgewandelt. Während der Transistor hochohmig wird, kommt es zueiner Spannungsüberhöhung an der Kollektor-Emitterstrecke.
Bei hinreichend großer Stromsteilheit kann die Spannung uCE die Spannungsfestigkeit derKollektor-Basis-Diode (UCE,max) überschreiten, wodurch der Transistor im Durchbruchbetrieben wird. Sobald die Energie WL abgebaut ist, wird iC zu Null und die Spannung uCEfällt auf Ud. Durch die auftretende Verlustleistung ist der Transistor thermisch gefährdet.
Abbildung 4-18 Ohmsch-induktive Last
M : U 0 uCE uL uR U d uCE Ud uR uL mit uL 0
uCE
iCiB
uBE
Ud
R
L uL Ld iCd t
uR R iC
44 4 Transistoren
Zur Vermeidung des Durchbruchs setzt diese Betriebsart eine geringe Flankensteilheit desKollektorstromes iC voraus. Aber auch hierbei wird der Transistor durch die auftretendeVerlustleistung belastet.
Zum Schutz des Schalttransistors beim Abschaltvorgang vor Überspannungen und zurReduzierung der Schaltverluste muss die ohmsch induktive Last nach Abb. 4-20 induktivitäts-frei mit einer Freilaufdiode DF beschaltet werden. Durch die Freilaufdiode wird uCE auf idealUd begrenzt. Die Stromübernahme der Freilaufdiode erfolgt, sobald die Ventilspannung uDFpositiv ist. Die Ventilspannung wird in Abb. 4-20 aus dem Maschenumlauf M ermittelt.
Abbildung 4-19 Ein- und Ausschaltvorgang ohne Freilaufdiode
Abbildung 4-20
Schalter mit Freilaufdiode und zusätzlicherZenerdiode (Z-Diode) zum beschleunigtenAbbau der Energie WL (Entmagnetisierung)
M: U 0 uDF uZ U d uCE
uDF = uCE uZ U d
Leitbedingung für DF:
uDF 0 wenn uCE U d uZ
uCE
iC = 0
iB = 0uBE
Ud
DF
R
L
iL
uDF
iDF
ZuZ
uL Ld iLd t
uR R iL
T
uCEUd
iC
UCE,sat
U dR
t2
t3 t4 t5
Sätti
gung
sger
ade
Ausschalten
Einschaltent0t1
UCE, max
PV,max
Dur
chbr
uch
EIN
AUS
4.2 Betriebsarten 45
Während beim Ausschaltvorgang in Abb. 4-20 der Transistor hochohmig wird, steigt beiannähernd konstantem Kollektorstrom iC die Spannung uCE auf den Wert der Eingangs-gleichspannung Ud an. Überschreitet uCE den Wert von Ud, so ist uDF > 0 und die Freilauf-diode übernimmt schlagartig den Laststrom iL. Nach der Stromübergabe auf die Freilaufdiodewird der Laststrom von der Induktivität L weiterhin aufrecht erhalten, sinkt aber mit derZeitkonstanten auf Null (ideale Diode angenommen). Wegen di/dt < 0 ist uL negativ. Umden Abbau von iL zu beschleunigen, wird zur Freilaufdiode DF in Abb. 4-20 eine ZenerdiodeZ in Reihe geschaltet. Hierdurch arbeitet die Induktivität auf eine Gegenspannung (Zener-Spannung UZ) und wird bei gleicher Zeitkonstanten schneller entmagnetisiert (Abb. 4-22).Wie in Abb. 4-21 dargestellt, ist uCE während des Freilaufs um die Zener-Spannung vergrößertauf uCE = Ud + UZ. Die Spannungsfestigkeit des Transistors bestimmt daher die zulässigeZener-Spannung.
Abbildung 4-22
Stromverlauf beim Abschalteneiner Induktivität mit und ohneZ-Diode im Freilaufzweig
Durch UZ will sich der Strom iLtheoretisch umkehren. ImStromnulldurchgang ist dieEnergie der Induktivität L ab-gebaut und der Strom bleibt 0.
Abbildung 4-21 Ein- Aus-Schaltvorgang mit idealer Freilaufdiode und Zenerdiode
0
U ZR
UdR ohne Zenerdiode
mit Zenerdiode t
iL
i
iL = 0
UCEUd
iC
UdR t2
t3 t4t5
Sätti
gung
sger
ade
Ausschalten
Einschalten t0t1
EIN
t6
Freilaufdiodeschaltet ein
R - Gerade
UCE,sat
UZ0mit Zener-Diode im Freilauf-kreis
46 4 Transistoren
4.2.2 Schalten eines eingeprägten Stromes
4.2.2.1 Weiches SchaltenIn einem Stromkreis nach Abb. 4-23 werden Schaltvorgänge durch die Induktivität des Strom-kreises bestimmt. Beim Einschalten des Transistors T bricht die Spannung uCE sofort auf 0zusammen. Die Steilheit von iC wird durch Ud und L bestimmt. Beim Ausschalten bestimmtder Transistor T zur Spannungsbegrenzung über die Ansteuerung die Stromsteilheit.
Die Spannungsbelastung des Transistors ist beim Ausschalten durch die Summe von Betriebs-spannung und induzierter Spannung uL gegeben. Die Stromsteilheit muss dann so begrenztsein, dass uL zusammen mit Ud nicht den Transistor zerstört. Den Verlauf der Ströme undSpannungen zeigt Abb. 4-24.
Abbildung 4-24Schalten eines eingeprägtenStromes in einem stark induktivenStromkreis (weiches Schalten)
– Beim Einschalten bricht dieSpannung uCE fast auf Null zusam-men, so dass es nur geringe Ein-schaltverluste gibt.
– Beim Ausschalten muss dieStromsteilheit so gering gewähltwerden, dass die induzierteSpannung nicht den Transistorgefährdet (Durchbruch).
– Die in der Induktivität gespeich-erte Energie WL muss beim Aus-schalten im Transistor in Wärmeumgewandelt werden. Dies ist mithohen Ausschaltverlustenverbunden.
Abbildung 4-23Ein- und Ausschalteneines induktivenStromkreises
uCE = Ud + uLuCE = Ud - uL 0
T
L
L bestimmt die Stromsteilheit und übernimmt die gesammte treibende Spannung
L verursacht beim Abschalten eine hohe Spannungsbelastung des Transistors
IdD
Ud iC
T
IdD
UdiC
uL
L
uL
iB
uCE
iC
iDF
Ud
Id
Id
iCM
iRRM
t
t
t
t
ûCE
L nimmt die gesamte Spannung auf
Strom-Steilheitsbegrenzung
Ld iCd t
4.2 Betriebsarten 47
4.2.2.2 Hartes SchaltenIn einem induktivitätsfreien Stromkreis nach Abb. 4-25 ist die Stromsteilheit allein durch denTransistor T bestimmt. Überspannungen treten (ideal) nicht auf. Die Spannung uCE bleibtwährend des gesamten Einschaltvorganges auf dem Wert der Betriebsspannung Ud. Die Folgesind hohe Einschaltverluste.
Unvermeidliche parasitäre Induktivitäten des Stromkreises führen beim Einschalten jedoch zueiner reduzierten Spannung uCE und so zu einer Einschalt-Entlastung des Transistors. BeimAusschalten belasten diese Induktivitäten den Transistor jedoch mit einer Überspannung.Abhilfe kann hier ein Entlastungsnetzwerk (RCD-Beschaltung, Kap. 4.2.3) bringen. Der inAbb. 4-26b dargestellte Verlauf der Arbeitspunkte beim Ein- und Ausschaltvorgang mussinnerhalb des vorgegebenen sicheren Arbeitsbereiches (SOA) entsprechend Abb. 4-3 liegen.
Abbildung 4-25
Hartes Schalten, ErsatzschaltbildBeim harten Schalten arbeitet der Transistor direkt an derSpannung des Kondensators. Der Stromkreis ist daher,abgesehen von unvermeidbaren Leitungsinduktivitäten,induktivitätsfrei.
iC
uCE = Ud
Ud T
LId
D
Abbildung 4-26 Hartes SchaltenDie Stromsteilheit wird beim Ein- und Ausschalten vom Transistor vorgegeben. Beim Einschalten liegtannähernd die volle Betriebsspannung an der Kollektor-Emitterstrecke, so dass erhebliche Schaltverlusteentstehen. Die Induktivität des Stromkreises muss so klein sein, dass beim Abschalten die maximalzulässige Kollektor-Emitterspannung nicht überschritten wird. Die auftretende Schaltüberspannungbegrenzt letztlich den tatsächlich abschaltbaren Strom.
iB
uCE
iC
iDF
Ud
Id
Id
iCM
iRM
Einfluss parasitärer Induktivitäten
t
t
t
t
Aus
Ein
Id
Ud uCE
iCiCM ideal
a.) b.)
ûCE
ûCE
48 4 Transistoren
4.2.3 RCD-BeschaltungZur Spannungsentlastung des Transistors T wird beim Ausschaltvorgang ein Kondensator Cparallel zur Kollektor-Emitterstrecke geschaltet. Bei jedem Ausschaltvorgang wird derKondensator mit der Energie der parasitären Induktivität L des Stromkreises geladen. (Lbeschreibt auch die parasitäre Induktivität des Kondensators und der internen Verschaltung desTransistors (5-20 nH)). Mit der Kapazität C kann die maximale Spannungsbelastung desTransistors ûCE nach Gl. (4-10) festgelegt werden. Damit der Kondensator beim Einschalt-vorgang nicht den Transistor überlastet, erfolgt die Entladung von C über einen in Reihegeschalteten Widerstand R. Die Diode D leitet beim Ausschalten den Ladestrom amWiderstand R vorbei und zwingt den Entladestrom beim Einschalten über den Widerstand R.Die Entladezeit des Kondensators (>3 R·C) begrenzt die maximale Schaltfrequenz desTransistors.
Zur Wirkungsweise:In Abb. 4-27 leitet T und führt den Kollektorstrom iC = Id. Der Kondensator C sei vollständigentladen. Wird der Basisstrom des Transistors abgeschaltet, sinkt der Kollektorstrom iC undwird zu 0. Der von L eingeprägte Strom fließt nun in den Kondensator C. Der Kondensatorwird mit Id über die Diode D geladen. Die Spannung uCE verhält sich wie uC. ÜberschreitetuCE den Wert der Eingangsspannung Ud, schaltet die Freilaufdiode DF durch und derFreilaufkreis ist aktiv. Der Kondensator C nimmt noch die Energie der parasitärenInduktivitäten des Stromkreises auf und bleibt geladen bis T wieder einschaltet. Dann entlädtsich C über R und der CE-Strecke von T. Mit Gl. (4-10) kann die Spannungsbelastung desKondensators abgeschätzt werden.
uCE Ud uC mit uC I d
L
C(4-10)
Abbildung 4-27
Transistorschalter mit RCD-Beschaltung zur Kompensationder parasitären Induktivität desStromkreises
Die RCD-Beschaltung
verringert die Span-nungsbelastung derKollektor-Emitterstrecke
und
reduziert die Schaltverluste.
IdiDF
iL
uCE
Ud
DF
T
M
L uL
R
RCD-Beschaltung
iCD
C uC
iB
Cd
4.3 Der IG-Feldeffekttransistor (MOSFET) 49
4.3 Der IG-Feldeffekttransistor (MOSFET)
4.3.1 Aufbau
Beim MOSFET wird die elektrische Leitfähigkeit eines Substrates durch ein elektrisches Feldgesteuert. Der prinzipielle Aufbau eines MOSFET nach Abb. 4-28 entspricht dem einesKondensators. Zwischen zwei Elektroden befindet sich ein p-dotiertes Substrat. An denElektroden sei die Spannung UGS wirksam. Das von dieser Spannung erzeugte elektrische FeldE ruft im Substrat Influenzladungen hervor. Diese Ladungen, im p-Gebiet sind das(Majoritätsträger) Elektronen, bewirken eine elektrische Leitfähigkeit des Substrates. Ohneäußere Spannung gibt es keine Influenzladungen und somit auch keine elektrischeLeitfähigkeit. Zur Steuerung eines Stromes muss diese Anordnung entsprechend Abb. 4-29abgewandelt werden.
Im p-Substrat befinden sich jetzt zusätzlich zwei n-dotierte Bereiche mit den Anschlüssen S(Source) und D (Drain). Über diese Anschlüsse soll der gesteuerte Stromfluss erfolgen. ZurErzeugung des elektrischen Feldes dienen die Anschlüsse G (Gate) und B (Bulk, Substrat). DieGateelektrode ist durch ein Metalloxid vom Substrat isoliert. Deshalb wird dieser Transistortypals Metall-Oxid-Semiconductor, kurz MOSFET, bezeichnet. Ohne äußere Spannungen bildensich an den pn-Übergängen Raumladungszonen aus. Für den praktischen Einsatz wird derSubstratanschluss B mit dem Sourceanschluss S direkt verbunden. Wird an die Anschlüsse Dund S nun eine positive Spannung UDS angelegt, so ist in Abb. 4-30 der rechte pn-Übergang inSperrrichtung, der linke in Durchlassrichtung gepolt. Ein Stromfluss kann in beidenRichtungen nicht erfolgen. Man nennt diesen Transistortyp daher selbstsperrend.
Abbildung 4-28
Prinzip des Feldeffekt-transistors
Gateelektrode
Gegenelektrode
- - - - - - - - - -+ + + + + + + + + +
InfluenzladungUGS
+
- p-dotiertes Substrat
Abbildung 4-29
Praktische Ausführungeines MOSFET
S
p
n n
Sperrschicht des pn-Überganges im spannungslosen Zustand
Isolierschichtaus Metall-Oxid
G D
p-dotiertes Substrat
B ( Bulk)Gegenelektrode
Metallisierung
50 4 Transistoren
Wird zusätzlich die Steuerspannung UGS angelegt, so kommt es aufgrund des elektrischenFeldes E im Substrat zu einer Elektronenansammlung zwischen Drain- und Source-Anschluss,einem leitfähigen Elektronenkanal (n-Kanal), und es fließt ein reiner Elektronenstrom vomDrain zum Source-Anschluss, daher die Bezeichnung unipolar-Transistor. Die Elektronen-leitung hat einen positiven Temperaturkoeffizienten.Der in Abb. 4-31 dargestellte n-Kanal-MOSFET ist für kleine Spannungen und Strömegeeignet. Durch eine Parallelschaltung vieler Einzeltransistoren kann eine höhere Stromstärke
erreicht werden. Bei der erforderlichen Parallelschaltung solcher Einzeltransistoren zu einemLeistungs-MOSFET ergeben sich folgende Probleme:
Die Verlustleistung tritt in den stromführenden Schichten unter der Oberfläche auf. Dieentstehende Wärme kann von dort schlecht abgeleitet werden und führt auf ein vertikalinhomogenes Temperaturprofil.
Die Verbindung aller individuellen MOSFET-Einheiten untereinander durch Leiterbahnenerweist sich als kompliziert. Zudem wird die Kristallfläche nur schlecht ausgenutzt.
Der Schlüssel zur Entwicklung von Leistungs-MOSFETs besteht in der vertikalen Anordnungder stromführenden Schichten. Der vertikale Aufbau gestattet eine zellenförmige Strukturie-rung des Leistungshalbleiters und damit eine hohe Konzentration identischer MOSFET-Elemente auf einem Kristall. Durch eine regelmäßige Anordnung der vertikal aufgebautenMOSFET-Zellen ergibt sich eine homogene Verteilung der Verlustleistung. Die entstehendeWärme kann gut über das Substrat und den Drainkontakt abgeführt werden, so dass dieStromdichte verdreifacht werden kann. Dabei sorgt der positive Temperaturkoeffizient für einegleichmäßige Stromverteilung im Kristall. Die Integrationsdichte bei Leistungs-MOSFETbeträgt z. Zt. > 800000 Transistorzellen pro cm2 bei einer Chipfläche von 0,3...1,5 cm². DieEntwicklung des Leistungstransistors aus dem Signaltransistor zeigt Abb. 4-33. Damit der
Abbildung 4-30 Selbstsperrender n-Kanal MOSFET mit Symbol
S
p
n n
B
uDS
pn-Übergang bei UDS > 0 in Sperrrichtung gepolt
D
D: DrainS: SourceG: Gate
Symbol
SG
G D
Abbildung 4-31
Bildung des Elektronenkanalsbei uGS > 0
n n
uGS > 0
e
uDS
G DS
B p-Substrate e
E
4.3 Der IG-Feldeffekttransistor (MOSFET) 51
MOSFET nach Abb. 4-33a auch hohen Sperrspannungen standhalten kann, wird eine niedrigdotierte Driftzone (n ) zwischen dem p-Gebiet unter dem Gatekontakt und der n+ -Drainzonevorgesehen werden (Abb. 4-33b). Sie reduziert die Feldstärke und verhindert so einen Feld-stärkedurchbruch. Praktisch die gesamte Spannung UDS fällt über diesen Bereich ab. In denweiteren Schritten wird nun erreicht, dass der Drainanschluss für eine vertikale Stromführungauf die Unterseite des Substrates verlegt wird. Dabei kann zunächst der Substratanschluss Bdurch eine überlappende Kontaktierung im S-Bereich ersetzt werden. In Abb. 4-33c ist diefertige Struktur eines Einzeltransistors zu erkennen. Darin ist auch die Inversdiode (Body-Diode) angedeutet. Abb. 4-33d zeigt den durch Parallelschaltung entstandenen Leistungs-transistor. Diese Anordnung lässt sich prinzipiell erweitern, wodurch sich hohe Stromstärkenfür einen MOSFET-Leistungstransistor erzielen lassen. Hauptanwendung derzeit bei Span-nungen kleiner 200 V z. B. im Automobilsektor oder bei Schaltnetzteilen. Zur Erzielung einerhöheren Spannungsfestigkeit (bis 1000 V sind möglich) muss die n -Zone verbreitert werden.Bei Verdopplung der Spannungsfestigkeit steigt jedoch der Durchlasswiderstand rDS(on)üblicherweise bis auf den fünffachen Wert an („Silicon Limit“). Einer Verringerung vonrDS(on) durch eine entsprechende Vergrößerung der Siliziumfläche ist wegen der dabeisinkenden Fertigungsausbeute eine Grenze gesetzt. Abb. 4-32 zeigt den möglichen Einsatzeiner externen Inversdiode bei einem MOSFET.
Vergleich eines MOSFET-Leistungstransistor mit einem Bipolartransistor:
Leistungs-MOSFET Bipolartransistor
Spannungsgesteuerter Schalter
Unipolarer Ladungstransport durchElektronen (n-Kanal-Typ ) oder durchLöcher (p-Kanal-Typ). Daher:
keine Ladungsspeicherung
frequenzunabhängige Verluste
positiver Temperaturkoeffizient
hoher Durchlasswiderstand dakeine Ladungsträgerinjektion.
Strukturbedingte Inversdiode
Der vertikale Stromfluss unterhalb desGate-Bereiches führt auf eine nurpartielle Nutzung der Siliziumfläche.
Stromgesteuerter Schalter
Bipolarer Ladungstransport durch Elektronenund Löcher. Daher:
Ladungsspeicher-EffektDie Schaltverluste sind frequenz-proportionalnegativer Temperaturkoeffizient undzweiter DurchbruchKleiner Durchlasswiderstand bei hohenStrömen durch Ladungsträgerinjektionin die Kollektorzone.
Der ganzflächige Kollektor-Basis-Übergangführt auf eine optimale Ausnutzung derSiliziumfläche.
Abbildung 4-32
Abschaltung der Body-DiodeDer Einsatz einer externen Inversdiode ist möglich, wenn die interneInversdiode (Body-Diode) über eine zusätzliche Schottky-Diode (SD)ausgeschaltet wird. Es entsteht aber ein zusätzlicher Spannungsabfallin Durchlassbetrieb des MOSFET von ca. 0,4 V.
SDExterne Inversdiode
52 4 Transistoren
Abbildung 4-33 Herleitung des MOS-Leistungstransistors
Substrat-anschluss über die Source- Kontaktierung
pn n
S
p
n
n
pn
n
n
n np
n
n
n
schwach dotierte Zone zur Erhöhung der Spannungsfestigkeit
Drainanschluss seitlich verlegt
strukturbedingte Inversdiode(Body-Diode)
fertiger MOS- Leistungstransistor
n
Parallelschaltung zweier Transistorzellen
D-MOSFET
V-D-MOSFET
großflächiger Drainkontakt für eine optimale Wärmeabgabe
MOS-Hochspannungs-transistor
G D
S G
D
S G
D
GS
D
a)
b)
c)
d)
4.3 Der IG-Feldeffekttransistor (MOSFET) 53
4.3.2 Die Kennlinie
Ist in Abb. 4-34 die Spannung uGS größer als die Threshold-Spannung UTh, so existiertzwischen D und S ein leitfähiger Kanal und der MOSFET verhält sich wie ein ohmscherWiderstand (ohmscher Bereich). Im ohmschen Bereich wird der Kanalquerschnitt durchSteigerung der Gate-Source-Spannung vergrößert. Er ist der Arbeitsbereich für Schalteran-wendungen. Wird uDS > uGS, so ist der drainseitige pn-Übergang in Sperrrichtung beanspruchtund es bildet sich eine Raumladungszone (RLZ) nach Abb. 4-35 aus. Bei einer Steigerung vonuDS wird der Spannungsanstieg von der RLZ aufgenommen. Der Drainstrom bleibt nahezukonstant (Sättigung) bis schließlich der Durchbruch erfolgt.Die Spannungsbegrenzung im Durchbruchbereich entsteht entweder durch einen Durchgriffder Raumladungszone auf die Drainelektrode (Punch Through) oder durch Stoßionisation(Avalanche-Durchbruch).
Abbildung 4-34 Statische Kennlinie eines n-Kanal-MOSFET
Durchbruch
Sättigung
uGS konstant
ohmsches Verhalten
AbschnürbereichPinch-off
uGS
uDS
iD
iD
uDS
uGS
G
D
S
Messschaltung
Abbildung 4-35
MOSFET im SättigungszustandWegen uGD < 0 bildet sich an der Drainseite eine Raum-ladungszone aus. Steigt uDS weiter an, so wird durchAusweitung der Raumladungszone RLZ der Spannungs-anstieg kompensiert.
Folge:Der Drainstrom bleibt bei einem Anstieg der SpannunguDS im Sättigungsbetrieb annähernd konstant.RLZ
Pinch-off-Punkt
Kanal
p
n+ n+
uGS
uDS
RL
S G D
uGD
54 4 Transistoren
4.3.3 Die GatekapazitätDie Gateelektrode eines MOSFET bildet eine Eingangskapazität, die für den Schaltvorgangdurch eine Ersatzkapazität CISS beschrieben wird. Die Zusammensetzung der Ersatzkapazitätzeigt Abb. 4-36. Die dargestellten Kapazitäten sind zum Teil von der Spannung uDS abhängig.
CGS ist eine konstante Größe, CGD und CDS ändern sich mit der Spannung uDS. Um diesenEinfluss zu berücksichtigen, ersetzt man CGD abhängig von der Spannung bzw. vom Schalt-zustand durch die Werte CGD = CGD1 für uDS 0 und CGD = CGD2 für uDS >> 0. Dabei gilt:CGD1 >> CGD2. Zur Vereinfachung wird ferner in Gl. (4-11) die zwischen Gate G und SourceS wirksame Kapazität zusammengefasst als spannungsabhängige Ersatzkapazität CISS. Daten-blattangaben für CISS gelten bei einer Spannung uDS = 25 V und sind mit einer Messbrücke beieiner Frequenz von 1MHz ermittelt, d. h. CISS ist eine Vergleichsgröße (siehe auch Gl. 4-14).
C ISS C GS CGD (4-11)
Die Kondensatoren CGS und CGD bilden für das Gate einen kapazitiven Spannungsteiler. Beioffenem Gateanschluss wirkt die Spannung uDS daher über CGD auf den Eingang zurück.
Die Änderung der Gatespannung uGS berechnet sich in diesem Fall zu:
Spannungsrückwirkung: uGS uDS
CGDCGD CGS
(4-12)
Da im Schalterbetrieb uDS große Spannungssprünge macht (siehe auch Abb. 4-60), besteht dieGefahr, dass CGS über diese kapazitive Kopplung auf UTh aufgeladen wird und der MOSFETungewollt einschaltet. Zur Einprägung der Gatespannung uGS muss die Ansteuerung des Gatesdaher möglichst niederohmig erfolgen (kleiner Gatewiderstand RG). Ferner wird die Gate-spannung im ausgeschalteten Zustand auf negative Werte eingestellt. Übliche Ansteuerspan-nungen: Ein: uG = +15 V, Aus: uG = 15 V.
Abbildung 4-36 Gate-Ersatzschaltbild und Ersatzkapazität CISS eines MOSFET
iG
uGS
uDS CDS
CGS
CGD
iDD
S
GCISS
iG
uGS
Abbildung 4-37
Kapazitiver Spannungsteiler am Gateanschluss
Änderungen von uDS wirken über CGD auf den Eingang Gzurück.uGS
uDS
CGS
CGD
D
S
GRG
uG
4.3 Der IG-Feldeffekttransistor (MOSFET) 55
4.3.4 Neuere Entwicklungsrichtungen
Ziel der Entwicklungsarbeiten ist die Verringerung der Durchlassverluste in Verbindung miteiner Spannungsfestigkeit von über 1000 V. Bei der in Abb. 4-33 dargestellten Struktur einesMOSFET-Leistungstransistors wird zur Erzielung einer hohen Spannungsfestigkeit die Dickeder n -Schicht angepasst. Bei einer Verdopplung der Spannungsfestigkeit der Drain-Source-Strecke steigt jedoch der Durchlasswiderstand rDS(on) in etwa auf den fünffachen Wert. DieserZusammenhang wird allgemein mit „Silicon-Limit“ bezeichnet.
Bei vergleichbarer Stromtragfähigkeit wächst bei der MOS-Struktur die erforderlicheChipfläche (Exponent: 2,4 – 2,6) überproportional zur Spannungsfestigkeit.
Werden in die n -Zone des normalen MOSFET-Leistungstransistors nach Abb 4-38a p-leitende Gebiete eingebracht die mit der p-Schicht verbunden sind, so erhält man die sogenannte CoolMOS-Struktur eines MOSFET-Leistungstransistors nach Abb 4-38b.
Bei der CoolMOS-Struktur führen die zusätzlichen p-Gebiete im Sperrzustand zu einer ver-änderten Feldausbildung in der n -Zone, wodurch bei gleicher Spannungsbelastung eine redu-zierte Dicke der n -Zone möglich wird. Der als „Silicon-Limit“ bezeichnete Zusammenhangzwischen Sperrspannung und Durchlasswiderstand ist dadurch praktisch aufgehoben, rDS(on)wächst nur noch linear mit der Spannungsfestigkeit des Transistors. Die Folge ist ein ver-gleichsweise geringer Durchlasswiderstand rDS(on).Im Vergleich zur MOSFET-Struktur nach Abb. 4-38a zeigt die CoolMOS-Struktur nach Abb.4-38b folgende Vorteile:
Bei gleicher Chipfläche reduziert sich rDS(on) um den Faktor 5.
Für einen vergleichbaren Strom ist nur noch 1/3 der Chipfläche erforderlich, beigleichzeitig reduzierten Schalt- und Durchlassverlusten.
Die Gatekapazität und -ladung sind um 1/3 reduziert.
Einschränkungen bei der Anwendung dieser Transistoren ergeben sich aus der Leistungs-fähigkeit der Inversdiode (Body-Diode).
Abbildung 4-38 Vergleich von MOS- und CoolMOS-Struktur
pn+ n+
S G
p
n-
D
n+
SiO2
pn+ n+
S G
p
n-
D
n+
p p
SiO2
a) Standard-Struktur eines MOSFET-Leistungstransistors
b) CoolMOS-Struktur
56 4 Transistoren
4.4 Der IG-Bipolar Transistor (IGBT)
4.4.1 Aufbau
Wird ein feldgesteuertes Bauelement nicht wie der MOSFET mit einem n-leitenden Substratsondern, wie in Abb. 4-39 dargestellt, mit einem p-leitenden Substrat hergestellt, so erhält manden Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT.
Während der Stromfluss des MOSFET von D nach S von einem np-Übergang bestimmt ist,der als Inversdiode arbeitet, findet der Stromfluss im IGBT über eine pnp-Strecke statt undenthält somit keine strukturbedingte Inversdiode. Zum Verständnis dieser Schichtenfolge wirdein Ersatzschaltbild nach Abb. 4-40 gewählt. Der IGBT setzt sich aus einem BipolartransistorT2 und einem MOSFET T1 zusammen. Zusätzlich ist ein weiterer Transistor T3 enthalten, derüber den Wannenwiderstand RW angesteuert wird. T2 und T3 bilden eine Thyristorstruktur. Im
Normalfall ist RW so klein, dass die Basis-Emitterstrecke von T3 kurzgeschlossen ist,wodurch diese Struktur inaktiv bleibt. DieThyristorstruktur ist nur für den Überlastfallvon Bedeutung. Der IGBT würde dann seineSteuerbarkeit verlieren (latch up). Bei der Tran-sistorherstellung ist man bestrebt, diesen Effekterst bei sehr hohen Strömen zuzulassen.Praktisch kann der IGBT einen Kurzschluss-strom kurzzeitig führen und abschalten. Für dennormalen Betrieb des IGBT ist daher nur derMOSFET zusammen mit T2 von Bedeutungund es genügt ein Ersatzschaltbild nach Abb. 4-41. Die Herstellung von Chipflächen größer 2cm² ist derzeit wegen der geringen Struktur-breiten wirtschaftlich nicht möglich, so dass fürhöhere Ströme eine Parallelschaltung mehrererIGBT erforderlich ist. Eine gemeinsame Invers-diode kann dann optimal für die Parallelschal-tung gewählt werden.
Abbildung 4-39 Die Ableitung der IGBT-Struktur (NPT) vom MOSFET und Schaltsymbol
C
E
Gpn
n
S G
D
n–
MOSFET
pn
p
E G
C
n–
IGBT
Abbildung 4-40 Vollständiges Ersatzschaltbild
np
n--
p
E (Emitter) G ( Gate )
C (Kollektor)
RW
n--
T3
T2
T1
4.4 Der IG-Bipolar Transistor (IGBT) 57
4.4.2 DurchlasseigenschaftenDas Durchlassverhalten wird durch den pnp-Transistor T2 in Abb. 4-41 bestimmt. Es liegt einbipolarer Leitungsmechanismus vor.
Im Ersatzschaltbild erzeugt der Basis-Emitter Übergang des Transistors T2 einen Durchlass-spannungsabfall wie eine Diode (BE-Diode in Abb. 4-42). Dadurch ist der Spannungsabfalldes IGBT bei geringen Strombelastungen höher als der eines vergleichbaren MOSFET´s. Beikleinen Betriebsspannungen bis ca. 200 V wird daher der MOSFET bevorzugt. Wie bei allenbipolaren Bauelementen die mit einer schwach dotierten Schicht ausgestattet sind, tritt beimIGBT mit zunehmender Strombelastung eine Ladungsträgerüberschwemmung im schwach-dotierten Mittelgebiet auf, d. h. die Leitfähigkeit des n-Gebietes steigt mit zunehmenderStrombelastung, wodurch der Durchlasswiderstand ron mit steigender Strombelastung sinkt(Leitfähigkeitsmodulation). Abb. 4-43 zeigt, dass der IGBT mit zunehmendem Strom statischeinen geringeren Spannungsabfall als der unipolare MOSFET aufweist. Die Sättigungs-spannung beträgt bei einem 600 V IGBT typ. ca. 1,5 V, bei einem 1200 V IGBT ca. 2,5 V. Die
Abbildung 4-42 Durchlass- und Sperrkennlinie
uG
uCE
iC
Schwellbereich der BE-Diode
uGE
uCE
BE-Diode
RB
iC
prinzipielles Modell eines IGBT zur Kennlinienbeschreibung
Bahnwiderstand RB
Sperrfähigkeit der BE-Diode
Abbildung 4-41 Vereinfachtes Ersatzschaltbild eines IGBT
uGE
G
C
E
T2 pnp
T1MOS
uCE
iC
np
p
E (Emitter) G ( Gate )
C (Kollektor)
n-
-
T2
T1
58 4 Transistoren
Leitfähigkeitsmodulation unterliegt durch Ladungsträger Zu- und Abfuhr einer Trägheit, sodass der IGBT (wie bei der pin-Diode beschrieben) für die Spannung uCE bei hoch-dynamischen Stromänderungen ein scheinbar induktives Verhalten zeigt.
4.4.3 Das SchaltverhaltenDas Schaltverhalten wird durch den MOSFET und den pnp-Transistor im Ersatzschaltbildnach Abb. 4-44 bestimmt.
4.4.3.1 EinschaltenDurch Anhebung der Gate Spannung uGE über die Threshold-Spannungspannung UTh hinausbildet sich im MOSFET ein leitfähiger Elektronenkanal aus. Elektronen wandern von derSourceelektrode in die n -Schicht (Drift-Region), Löcher wandern von der p-Schicht ebenfallsin die Driftregion. Das n -Gebiet wird mit Ladungsträgern „überschwemmt“ wodurch sicheine hohe Leitfähigkeit einstellt. Aufgrund dieses Leitungsmechanismus kann dereingeschaltete IGBT wie ein Bipolartransistor betrachtet werden, dessen Basisstrom von einem
Abbildung 4-43
Vergleich der typischenDurchlassspannung von MOSFETund IGBT
– IGBT: Sättigungsspannung
– MOSFET: ohmscherSpannungsabfall
0 2 4 6 8 10
10
0
20
30
40
Durchlassspannung in
MOSFETIGBT
Dur
chla
ssst
rom
in A
Abbildung 4-44 Zum Schaltverhalten eines IGBT
Gate
uGE RB
T2
Der bipolare Transistor T2bestimmt das Ausschalt- verhalten. Durch Rekombi-nationsvorgänge bildet sichein Schweifstrom(current tail) der die Aus-schaltverluste erhöht.
Der MOSFET T1 bestimmt das Einschaltverhalten und damit die Spannungssteilheitbeim Einschalten.
T1
4.4 Der IG-Bipolar Transistor (IGBT) 59
MOSFET gesteuert wird. Eine typische Schalteranwendung für eine Last mit eingeprägtemStrom Id und einer Freilaufdiode DF zeigt Abb. 4-45. In dem Schaltbild sind zusätzlich dieGate-Kapazität CGE und CGC dargestellt. Diese Elemente werden analog Gl. (4-11) zu CISSzusammengefasst und ergeben mit RG die Zeitkonstante für den zeitlichen Ablauf desSchaltvorganges in Abb. 4-46. Entsprechend der Spannungsabhängigkeit von CGCunterscheiden wir zwischen
1 = RG CISS (uCE 0 ) und 2 = RG CISS (uCE >> 0 ) mit 1 > 2.
Der Transistor in Abb. 4-45 sei zunächst ausgeschaltet (uGE = 0 V), der eingeprägte Gleich-strom Id fließt für t t0 über die Freilaufdiode DF. Am Transistor liegt die volle Betriebsspan-nung (uCE = Ud). Zum Zeitpunkt t0 beginnt die idealisierte Betrachtung eines Einschalt-vorganges.t0: Zum Zeitpunkt t0 wird das Gate mit dem Spannungshub UG (typisch: + 15 V) beauf-
schlagt. Die Spannung uGE steigt in Abb. 4-46 von 0 V an mit der Zeitkonstanten 1 (dasich uCE noch nicht ändert, bleibt CISS zunächst konstant).
t1: Sobald uGE die MOSFET-Threshold Spannung UTh erreicht (ca. 4 – 6 V), existiert einleitfähiger Kanal und der Kollektorstrom iC steigt im weiteren Verlauf proportional zu uGEan. Die Stromsteilheit von iC wird allein durch die Spannungssteilheit von uGE bestimmt.Die Freilaufdiode leitet weiter, bis der Strom iDF an den Transistor T übergeben ist und legtbis dahin das Potenzial des Knotens K auf Ud fest. Am Transistor liegt daher die SpannunguCE = Ud. Die Folge sind hohe Einschaltverluste. Entlastend wirkt sich die Spannungs-aufteilung mit der parasitären Induktivität L des Stromkreises aus (siehe auch Abb. 4-26).
t2: iC erreicht sein Maximum, die Freilaufdiode entsprechend das Rückwärtsstrom-Maximumihres Reverse Recovery-Vorganges (IRM). Die Freilaufdiode kann nun Sperrspannung auf-nehmen, wodurch uCE zusammenbricht. Die Änderung von uCE teilt sich direkt derKapazität CGC mit, deren Wert sich sich nun mit fallender Spannung uCE vergrößert. Dereinsetzende Entladevorgang von CGC verzögert jetzt zusammen mit dem Kapazitätsanstiegvon CGC den weiteren Spannungsanstieg am Gate, so dass während des Durchschalt-vorganges gilt: uCE UGS.
t3: Die Freilaufdiode DF ist stromlos, iC = Id.
t4: Der Transistor ist durchgeschaltet. Während die nun konstante Eingangskapazität CISS mitder Zeitkonstanten 2 > 1 nachgeladen wird, sinkt uCE auf den Restwert UCE,on.
Abbildung 4-45
Ein- und Ausschaltvorgang eines einge-prägten Stromes
Zu Beginn der Betrachtung sei derTransistor ausgeschaltet und die Diodeleitend:
iDF = Id, iC = 0 und uCE = Ud.RG
uCE
uG
CGC
CGE uGE
Ud
DF L
iC
iDF
IdK
uDF
60 4 Transistoren
4.4.3.2 AusschaltenAuch der Abschaltvorgang ist in seinem zeitlichen Ablauf vom Gate-Ladezustand bestimmt.Ausgehend vom eingeschalteten Transistor in Abb. 4-47 mit iC = Id und uGE = uG folgt einAusschaltvorgang bei t = t0:t0: Die Steuerspannung uG wird auf 0 V umgeschaltet, uGE fällt mit 2 ab.
t1: uGE erreicht UGS wodurch der IGBT im Sättigungsbereich arbeitet und uCE ansteigt.t2: Bei eingeprägtem iC beginnt uCE zu steigen. Die Kapazität CGC verringert sich mit
steigender Spannung uCE. In diesem Zustand kompensiert sich der (äußere)Ladungsabfluss vom Gate mit der durch den Kapazitätsabfall von CGC im Gatefreiwerdenden Ladung, so dass uGE während des Anstiegs von uCE annähernd konstantbleibt (uGE UGS).
t3: uCE erreicht die Betriebsspannung Ud wodurch die Freilaufdiode DF in Durchlassrichtunggepolt wird (uDF > 0). Der Strom iC fällt nun proportional zu uGE (iDF steigt entsprechendan). Als Folge der Änderung von iC kommt es an der parasitären Induktivität L des Strom-kreises zu einer Überspannung uCE. Zwischen t3-t4 tritt durch L somit eine erhöhteSchaltverlustleistung auf.
t4: Der MOSFET hat zum Zeitpunkt t4 abgeschaltet. Über die Basis des Bipolartransistors kannanschließend keine Ladung mehr abfließen und es beginnt die Schweifstromphase, in derdie noch gespeicherte Ladung allein durch Rekombination abgebaut wird. In der n -Schicht ist dieser Vorgang relativ langwierig (s. Abb. 4-44).
Abbildung 4-46 IGBT-Einschaltvorgang bei konstantem Laststrom (idealisiert)
t
iC
UTh
Id
t0 t1
t2t3 t4
uG
uG
iDF
iRM
Freilaufdiode DF leitet
Freilaufdiode nimmt Sperrspannung auf
UGS
Ud
uGE
uCE
uCE,on
t
~L
4.4 Der IG-Bipolar Transistor (IGBT) 61
Die Vierschichtstruktur des IGBT hat beim Ausschaltvorgang wegen der schwachen Dotierungeine langsame Rekombination von Ladungsträgern in der n -Schicht zur Folge. Dies führt zueinem schweifförmigen Abklingen des Kollektorstromes. Verglichen mit einem MOSFET istder Ausschaltvorgang um ein Mehrfaches verlängert. Die Schaltverluste sind durch die verlän-gerte Stromführung vergrößert, weshalb die Schaltfrequenz des IGBT im Vergleich zumMOSFET abhängig von der Leistung relativ gering gewählt werden muss (siehe Kapitel13.1.1). Abb. 4-48 zeigt zusammenfassend einen Schaltzyklus (TP: Periodendauer):
Abbildung 4-47 IGBT-Abschaltvorgang bei konstantem Laststrom Id (idealisiert)
Abbildung 4-48 Schaltzyklus eines hart schaltenden IGBT mit eingeprägtem Strom Id
TP
Ud
Id iCM
uCE
iC
t
t
L = 0
L = 0
t
UTh
t0 t1 t2 t3 t4
uCE = Ld iCd t
iC
t
uCEUd
Id
UGS
Schweifstrom(Rekombination)
MOSFET-Schaltzeit durch uGE-Steilheit bestimmt
uG uGE
62 4 Transistoren
4.4.3.3 Lastwechselfestigkeit Aus Lastwechseln mit Frequenzen unter etwa 3 Hz und vor allem bei intermittierendemBetrieb, wie er z. B. in Traktions-, Aufzugs- und Impulsanwendungen vorherrscht, resultierteine Temperaturwechselbelastung der modulinternen Verbindungen, d. h. der
Bondverbindungen,Rückseitenlötung der Chips,Lötung DCB/Bodenplatte,Substratlaminierung.
Die unterschiedlichen Längenausdehnungskoeffizienten der einzelnen Schichten verursachenthermische Verspannungen während der Fertigung und dem Betrieb, die letztlich zu Material-ermüdung und Verschleiß führen; die Lebensdauer ist über die Anzahl der möglichenTemperaturzyklen entsprechend Abb. 4-49b definiert und fällt nach Abb. 4-49a mit steigenderAmplitude der Chiptemperaturschwankungen . Bei Fahrzeugen im Nahverkehr (z. B.U-Bahnen) treten während der Fahrzeug-Einsatzzeit 106 bis 107 Lastwechsel im Temperatur-bereich 15 K < < 40 K auf. Speziell für Traktionsanwendungen mussten deshalb „trak-tionsfeste IGBT“ entwickelt werden, bei denen durch Optimierung der verwendeten Mate-rialien (gleiche Wärmeausdehnung) in Verbindung mit angepassten Leistungsmerkmalen(Spannungs- und Strombeanspruchung) eine ausreichende Zyklenfestigkeit erreicht wurde.
Der Ausfall eines IGBT hat im Allgemeinen ein Durchschmelzen der Bonddrähte zur Folge.Die internen Anschlüsse sind dann offen. Bei der Reihenschaltung von IGBT, wie z. B. in derHGÜ-Technik, werden für den Ausfall von Ventilen zusätzliche IGBT vorgesehen (Redun-danz). Ein Öffnen der Kontakte im Fehlerfall ist bei einer Reihenschaltung jedochunerwünscht. Für HGÜ-Anwendungen werden zur Vermeidung der Bondung IGBTs inScheibenbauweise eingesetzt, wie sie auch bei anderen Leistungsbauelelementen (Thyristoren,Dioden) üblich sind. Die Kontaktierung erfolgt bei dieser Bauform über Druckkontakte, die imFehlerfall verschweißen und damit einen Kurzschluss des defekten IGBTs sicherstellen. Sieheauch [7,18].
Abbildung 4-49 TemperaturzyklusDie Lebensdauer eines IGBT ist über die Anzahl der Temperaturzyklen definiert.a) Typischer Lebensdauerverlauf eines IGBT bei intermittierendem Betriebb) Temperaturverlauf bei intermittierendem Betrieb und konstanter Temperatur des Kühlmediums
Temperaturzyklus
t
max
min
106
Zykl
en
0 25 15010050
105
104
103
102
101
a) b)
4.4 Der IG-Bipolar Transistor (IGBT) 63
4.4.4 Sperr- und BlockierverhaltenDie maximale Spannungsbelastung eines pn-Überganges ist erreicht, wenn die Raumladungs-zone die Randelektroden verbindet (Punch Through) oder wenn infolge eines Lawinen-durchbruches die Sperrfähigkeit des pn-Überganges zusammenbricht (Avalanche-Durchbruch). Beide Mechanismen treten bei unterschiedlichen Spannungen auf.
Zur Vermeidung des Feldstärkedurchbruchs besitzt der IGBT wie alle anderen hochsperrendenBauelemente eine schwach dotierte Zone n . Je breiter diese schwach dotierte Zone ist, um sohöher ist die zulässige Sperrspannung, aber auch der Durchlasswiderstand ron. Mit dem Ziel,den Bahnwiderstand der schwach dotierten Zone zu verringern, wird angestrebt, die Breite dern -Zone zu minimieren. Um dennoch vergleichbare hohe Sperrspannungen aufnehmen zukönnen, haben einige Hersteller eine hoch dotierte Zwischenschicht, den n+-Bufferlayer ein-gefügt. Da die Feldstärke jetzt fast bis zum Emitter durchgreifen kann, wird diese Struktur alsPunch Through-IGBT bezeichnet. Ohne diesen Bufferlayer muss die gesamte Feldstärkeinnerhalb der schwach dotierten Zone (Drift-Zone) abgebaut werden. Sie darf nicht „durch-greifen“, folglich wird dieser Typ als Non Punch Through-IGBT bezeichnet. Der NPT-IGBThat wegen der dickeren n -Schicht ein schlechteres Durchlassverhalten (typ. Sättigungs-spannung 2,5 V) als der PT-IGBT. Abb. 4-50 zeigt den Feldstärkeverlauf innerhalb der IGBT-Struktur. Die Schichtdicke kann beim PT-IGBT sehr dünn ausgeführt werden, der Durchlass-widerstand ron ist deshalb relativ gering. Die hohe Dotierungsdichte des pn+-Überganges hataber eine geringe Sperrspannungsfestigkeit des PT-IGBT zur Folge. Wegen der zusätzlichenn+-Schicht entstehen ferner erhöhte Schaltverluste. Dadurch hat der NPT-IGBT eine höhereSchaltgeschwindigkeit als PT-Typen. PT-IGBT werden vorzugsweise bis zu Spannungen von
Abbildung 4-50
Aufbau und Feldstärkeverlauf bei PT- undNPT-IGBT
Der PT-Typ hat bei vergleichbarerSchichtdicke und Feldstärkebelastung einehöhere Spannungsfestigkeit als der NPT-Typ. Wählt man für beide Typen diegleiche Spannungsfestigkeit, so hat derPT-Typ eine geringere Schichtdicke unddamit ein besseres Durchlassverhalten alsder NPT-Typ. Die Hersteller versuchen,mit jeder Neuentwicklung die Vorzügebeider Strukturen zu vereinen.
pn
p
E G
C
n--
NPT-IGBT
E
Ekrit
pn
p
E G
C
n--
PT-IGBT
n
E
Ekrit
n+ BufferuCE
uCE
64 4 Transistoren
1200 V eingesetzt, NPT-IGBTs werden ab 1200 V eingesetzt. NPT-IGBT besitzen im Gegen-satz zu PT-IGBT einen positiven Temperaturkoeffizienten wodurch sie leicht für Parallelschal-tungen einsetzbar sind. Bei der NPT-IGBT Parallelschaltung sollte man aber nicht vergessen,dass die integrierten Freilaufdioden einen negativen Temperaturkoeffizienten haben.
4.4.5 Neuere EntwicklungsrichtungenZiel der laufenden Weiterentwicklung von MOSFET und IGBT sind vor allem:
Senkung des Durchlassspannungsabfalles und der SchaltverlusteVerbesserung der Robustheit (Überstrom, Überspannungs-, Schaltfestigkeit)Integration von Überwachungs-, Schutz- und Treiberfunktionen
In letzter Zeit findet eine stürmische Entwicklung statt, die hauptsächlich aus der Optimierungdes horizontalen und vertikalen Zellendesigns sowie der Verfeinerung der Zellenstrukturenresultiert. Jüngster Entwicklungsschritt ist eine das Trench-Gate nach Abb. 4-51.
Hierbei wird die Gate-Elektrode nicht als Ebene (Planar-Gate), sondern als senkrechter Kanal(Trench-Gate) ausgeführt, so dass sich beidseitig des Gatekanals vertikal n-leitende Kanäleausbilden. Abb. 4-52 zeigt das Ersatzschaltbild, bei dem der MOSFET (T1) vertikal arbeitet.Der Vorteil dieser Struktur ist zum einen die kompaktere Bauform, zum anderen der vermin-derte Durchlasswiderstand des IGBT. Nachteilig sind derzeit noch die etwa um den Faktor 3vergrößerte Gatekapazität und die verminderte Kurzschlussfestigkeit.
Eine weitere Optimierung der IGBT-Transistorstruktur, die als IECT bezeichnet wird, weisteine noch geringere Durchlassspannung als der herkömmliche IGBT-Struktur auf.
Abbildung 4-51
Querschnitt durch einenIGBT in Trench-Technologie
Collector
Gate
Emitter
p
n np
n
n--
n n n n
Abbildung 4-52 Ersatzschaltbild des Trench-IGBT und Gegenüberstellung der Durchlassspannungen
0 0,5 1,0 1,5 2,0 V 2,5uCE
0
20
40
60
80
100
AiC Trench
Planar
np
p
E (Emitter) G (Gate)
C (Kollektor)
n--
T2
T1
Isolation
4.5 Treiberschaltungen 65
4.5 Treiberschaltungen Schaltungen zur Ansteuerung eines Transistors werden als Treiberschaltung bezeichnet.Treiberschaltungen sind das Bindeglied zwischen der digitalen Welt und den Leistungsschal-tern. Zur Steuerung des Schaltzustandes eines IGBT bzw. MOSFET wird die Gatekapazitätdurch die Treiberschaltung aufgeladen bzw. entladen. Dabei darf die Gate-Emitterspannung
uGE den Wert von 20 V nicht überschreiten. Bei einer Steuerspannung von 15 V besteht eingenügender Abstand. Eine einfache Treiberschaltung zeigt Abb. 4-53. Die Gatespannung uGEverläuft beim Einschaltvorgang des IGBT durch die Gatekapazität CISS (Gl. (4-11)) und denWiderstand R exponentiell. In der Schaltung nach Abb. 4-53 darf R wegen der Strom-belastung des vorgeschalteten Ansteuertransistors T nicht zu klein gewählt werden, so dasssich eine vergleichsweise große Zeitkonstante einstellt. Zur niederohmigen Ladung bzw.Entladung der Gatekapazität des IGBT wird daher eine Gegentaktansteuerung nach Abb. 4-54vorgesehen. RG dient zur Begrenzung des Gatestromes iG. IGBT-Treiberschaltungen müssen
abhängig vom eingesetzten IGBT (z. B. für Nennströme von 200 A bis 1200 A) bei einerGatespannung von 15 V einen Gatestromspitzenwert îG von bis zu 15 A bereitstellen können.Die wirksame Gatekapazität CIN wird für die Bemessung der Treiberschaltung zu 5 CISSfestgelegt (CISS gilt nur bei uCE = 25 V). Die Kapazität CIN wird für die Berechnung verein-fachend als konstant angenommen. Folgendes Berechnungsbeispiel für den Gatewiderstand RGbezieht sich auf eine IGBT-Gegentaktansteuerung nach Abb. 4-55 mit den Daten:
UB UCE-sat UG UTh dU/dt CISS
1000 V 2 V 0 / 15 V 3 V 500 V/μs 4 nF
Abbildung 4-53
Einfache IGBT-Treiberschaltung
Die Gateaufladung erfolgt über den Kollektor-widerstand R, die Entladung über die CE-Strecke des Transistors T.
Abbildung 4-54
Gegentaktansteuerungfür einen IGBT
iGRG
uGE
+ 15 V
uG
T1
T2 E
C
IGBT
E
C
iG
uGE
R
T
+ 15 V
IGBT
uSt
66 4 Transistoren
Den Verlauf der elektrischen Größen dieser Schaltung zeigt Abb. 4-56. Für die Ermittlung derGate-Steuerleistung wird man zunächst die Gateladung Q durch Messung des Gatestromes iGund anschließender Integration nach Gl. (4-13) ermitteln.
Q iG d t (4-13)
Mit der Gate-Spannungsänderung uGE kann die Ersatzkapazität CIN bestimmt werden:
Q C IN uGE bzw. C INQ
uGE C IN 5 C ISS (4-14)
CIN ist die beim Einschaltvorgang für den Gate-Treiber wirksame Eingangskapazität. Für dieGate-Steuerenergie W kann man daher nach Gl. (4-15) schreiben:
RG ist so zu bemessen, dass die gefor-derte Steilheit von uCE erreicht wird.Dazu muss der Ladestrom der Ersatz-kapazität CIN ermittelt werden:
Aus der Maschengleichung (1) lässtsich dann RG ermitteln. Mit:
uG RG iG uGE 0
folgt: RG
uG uGEiG
1,2
der Spitzenladestrom îC fließt kurz-zeitig beim Anstieg von uG auf 15 V.
iG15 VRG
12,5 A
Abbildung 4-55 Berechnungsbeispiel für den Gatewiderstand RG
iGRG
uGE
+ 15 V
uG
T1
T2
IGBT
CIN
iCIN
uCIN
RG iGuSt
UB
RLTr
eibe
r
1
Abbildung 4-56 Zur Bemessung von RG
uGiGuGE
t
u/Vi/A
0
15
uC-GC
UB
0t
3
t
u
iC C IN
d uC d t
5 4 nF 500 V1 μs
iC 10 A iG
4.5 Treiberschaltungen 67
W Q uGE C IN uGE2 (4-15)
Durch Multiplikation mit der Schaltfrequenz fS erhält man die Gate-Steuerleistung P.
P W f S Q uGE f S C IN uGE2 f S (4-16)
Die Gate-Steuerleistung bestimmt zusammen mit dem Eigenverbrauch des Gate-Treibers dieBemessungsleistung der Gate-Stromversorgung.
Verhalten des IGBT im Kurzschlussfall
Für den IGBT in Abb. 4-57 lassen sich zwei Kurzschlussarten unterscheiden:a) Der IGBT schaltet auf einen bestehenden Kurzschluss.
Die Stromsteilheit ist dann über den Gate-Ansteuerung begrenzt.b) Der Kurzschluss ereignet sich während der IGBT bereits eingeschaltet ist.
In diesem Fall wird die Stromsteilheit nur vom äußeren Stromkreis (UB, L ) bestimmt.Dies ist für den IGBT der härtere Fall.
Der Kurzschlussstrom wird durch die Entsättigung begrenzt und beträgt etwa dem 8 bis 10-fachen Nennstrom. Der Kurzschluss muss innerhalb 10 μs abgeschaltet sein, um eine ther-mische Überlastung zu vermeiden. Durch die Entsättigung steigt uCE mit der Steilheit desKollektorstromes an. Eine Überwachung von uCE erlaubt daher eine sichere Überstrom-erkennung. Der Anstieg von uCE führt über CIN zum Anstieg der Gate Spannung uGE. Zwar istuGE über Zenerdioden auf 18 V begrenzt, der Anstieg von uGE führt aber entsprechend derAusgangskennlinie ( uGE = +3 V) zu einer typischen Überhöhung ( iK) des Kurz-schlussstromes.
Abbildung 4-57 Zum Kurzschlussfall (SK: Kurzschließer)a) Einschalten bei bestehendem Kurzschlussesb) Kurzschluss nach dem Einschalten
iC,N
iK
iK
tK
t
Stromsteilheit durch äußeren Stromkreis bestimmt
Stromsteilheit durch Gate-Stromkreis bestimmt
t
tK
t
t
a)
b)iKiC
iC
RG
uGE
+ 15 V
uG
CGC
iC
UB
RL
Trei
ber
L
SK
uCE
68 4 Transistoren
4.5.1 Ausführung einer Ansteuerung für einen IGBTDie Einschaltzeit sollte so kurz wie möglich sein, um die Einschaltverluste den Daten-blattangaben anzunähern. Der Ausschaltvorgang ist wegen der hohen di/dt-Werte und der un-vermeidbaren Verdrahtungsinduktivitäten mit einer Schaltüberspannung verbunden. Abhängigvon der realen Schaltung und dem verwendetem IGBT muss das maximal zulässige di/dt fürden Abschaltvorgang über den Gatewiderstand RG-off eingestellt werden. Die Ansteuerungerfolgt dann entsprechend Abb. 4-58 mit unterschiedlichen Schaltzeiten für den Ein- und
Ausschaltvorgang. Diese Ansteuerart wird als unsymmetrisch bezeichnet. Im Fehlerfall (Kurz-schluss) steigt der Kollektorstrom auf ein Mehrfaches (8 ... 10fach) des Bemessungsstromesan. Da die Ausschaltzeit nicht von der Stromhöhe abhängig ist, steigt di/dt – und damit dieAbschaltüberspannung – mit dem abzuschaltenden Strom an. Deshalb ist es erforderlich, einenKurzschluss mit weiter reduzierter Stromsteilheit abzuschalten. Dafür wird in der Ansteuer-schaltung ein zusätzlicher Eingang zur Kurzschlussabschaltung vorgesehen.Über RG-sc wird die Kurzschluss-Abschaltzeit eingestellt. Erfolgt die Abschaltung über diesenEingang, so muss anschließend der Einschalteingang für mindestens 1 Sekunde gesperrtbleiben, um eine thermische Zerstörung zu vermeiden. Für die thermische Wechsellast-festigkeit bedeutet eine Kurzschlussabschaltung eine Reduzierung der Lebensdauer (< 1000). Damit der IGBT auch durch Schaltüberspannungen nicht zerstört werden kann, wird die CG-Strecke mit einer Supressordiode Zclamp beschaltet. Zclamp hat eine Ansprechspannung unter-halb der maximal zulässigen Spannung uCE,max. Überschreitet uCE diesen Ansprechwert, sowird das Gate aufgeladen und der IGBT kurz durchgeschaltet. Dafür steigen aber dieSchaltverluste proportional zu der in L gespeicherten Energie an. Die Zenerdioden Z1 und Z2begrenzen die Gatespannung auf 18 V, [15, 18].
Die direkte Rückkopplung des Kollektorpotenzials auf das Gate über ein Element mitZener-Charakteristik (Zclamp in Abb. 4-58) wird als active clamping bezeichnet.
Abbildung 4-58 Asymmetrische Ansteuerung mit zweistufiger Abschaltung und active clamp
RG-on
-8V ... -15 V
+15V
T1
T2 RG-off
G
C
E
Z1
Z2
T3 RG-sc
Kurzschluss-abschaltung
Zclamp
D
IGBT
4.5 Treiberschaltungen 69
4.5.2 GateanschlussWegen der möglichen hohen Stromsteilheit des Kollektorstromes iC muss bei hohenLeistungen der Einfluss der modulinternen Induktivitäten (in Abb. 4-59 mit LS bezeichnet) aufdie Gateansteuerung berücksichtigt werden. Die Maschengleichung Gl. (4-17) zeigt dieEinkopplung der induktiven Spannung uL in den Gatestromkreis bei Abb. 4-59a. DieSpannung uL kann zu einer Beeinflussung des Gatestromes iG (und damit zu einem Anstiegder Schaltverluste) sowie zu einer Gefährdung des Gateanschlusses durch eine ein gekoppelteÜberspannung führen.
Gl. (4-17) zeigt die Einkopplung des Kollektorstromes iC über die induktive Spannung uL inden Gatestromkreis in Abb. 4-59a.
M: u 0 uG iG RG uGE uL uGE uG RG iG uL
bzw. iG
uGE uG uLRG
mit uL LS
d iCd t
(4-17)
Wie Gl. (4-18) zeigt, bleibt in Abb. 4-59b durch den modulinternen Emitteranschluss (Hilfs-emitter HE) der Gatestromkreis unbeeinflusst von der induktiven Spannung uL.
M: u 0 uG iG RG uGE uGE uG RG iG
bzw. iGuGE uGRG
(4-18)
Abbildung 4-59 Zur Wahl der Steueranschlüsse
Zuleitungs-induktivitätLS 15 nH iC
uLuGE
uG
RG
C
G
E
iG
LS
LS
iC
uLuGEuG
RG
C
G
E
iG
LS
LS
HE
a) Gateansteuerung in Bezug auf den externen Emitteranschluss
b) Gateansteuerung in Bezug auf einen modulinternen Emitteranschluss HE
MM
70 4 Transistoren
4.5.3 Ansteuerung eines HalbbrückenmodulsIn vielen Anwendungen wird die Halbbrückenschaltung nach Abb. 4-60 als Universalschalter(Kap. 13.1) eingesetzt. Während die low side Gate-Ansteuerung immer auf ein festes Potenzialbezogen arbeitet, muss sich das Potenzial der high side Gate-Spannungsversorgung freibewegen (floaten) können. Auf diesem floatenden Potenzial muss die high-side Ansteuerungeine Gatespannung erzeugen, die um ca. 15 V höher ist als die Emitterspannung. Dazu stehenunterschiedliche Verfahren bereit:
potenzialfreie Stromversorgung,hochfrequentes Gate-Signal mit Impulsübertrager1,Bootstrap-Stromversorgung.
Bei einer „Bootstrap“-Stromversorgung nach Abb. 4-60, bei der ein Kondensator mit demEmitterpotenzial floatet, liefert der Bootstrap-Kondensator CB die erforderliche Gate-Ladungauf Emitterpotenzial. Da der Kondensator CB nur dann geladen wird, wenn der low-side Tran-sistor durchschaltet, ist die Einschaltdauer des high-side Transistors begrenzt.
Weitere Einschränkungen entstehen durch induktive Lasten, so dass die Bootstrap-Stromver-sorgung nicht für alle Betriebsarten geeignet ist. Zu beachten ist bei der Ansteuerschaltung dieKommutierung des Stromes der unteren Diode D4 auf den Transistor T1. Der Potenzialsprungam Kollektor von T4 beim sperren von D4 verursacht über die untere Kollektor-Gate-KapazitätCGC einen Verschiebungsstrom, der die Gatekapazität CGE auflädt (siehe auch Kapitel 4.3.3).Zur Vermeidung von Fehlfunktionen von T4 muss dessen Gate niederohmig angesteuertwerden und im ausgeschalteten Zustand eine negative Vorspannung aufweisen (uGE = 8.. 15V) [18].
1 Glimmaussetzspannung der Isolation > 1,2 Ud,max
Abbildung 4-60 Bootstrap-Stromversorgung
Halbbrücken-schaltung
High side driver
CB
+15 V
Low side driver
+ Ud
out
high side
low side
s
T4 D4
CGC
T1
D1
s+
s CGEuGE
uCE
4.5 Treiberschaltungen 71
4.5.3.1 ImpulslogikIm praktischen Einsatz muss verhindert werden, dass der obere und untere Schaltergleichzeitig eingeschaltet sind. Beim Umschalten wird daher zunächst der gerade leitendeTransistor abgeschaltet und nach einer kurzen Pause (hier durch die Totzeit Tt beschrieben,typischer Wert zwischen 0,5 μs – 5 μs) wird der andere Transistor eingeschaltet. Abb. 4-61zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schaltlogik für das Einfügen einer Totzeit Tt.
Beim Wechsel der Schaltzustände müssen ferner gewisse Mindesteinschalt- und Mindestaus-schaltzeiten eingehalten werden. Abb. 4-62 zeigt ein Ausführungsbeispiel zur Sicherstellungeiner Mindesteinschaltzeit Tmin durch Impulsverlängerung. Die Schaltfunktion s wird dabei indie Schaltfunktion s* umgewandelt. Störimpulse dürfen jedoch nicht als Schaltimpuls „auf-bereitet“ werden, so dass Impulse, die eine Mindestimpulsbreite (< 0,5 μs) unterschreiten,unterdrückt werden (Mindestimpulsdauerüberwachung).
Komplette Treiberschaltungen mit Impulslogik und potenzialfreier Ansteuerung sind alsfertige Baugruppen für viele Anwendungen im Handel.
Abbildung 4-61 Einfügen einer Totzeit Tt beim Umschalten
1
s+
s-
s
s+
s-
s
Tt
t
t
t
Abbildung 4-62 Einhalten der Mindesteinschaltzeit Tmin
D
En
Q
s
s*
Tmin
s
s*
En
t
t
t
72 4 Transistoren
4.5.3.2 Ventilbelastung
Die Strombelastung der Schalttransistoren und Freilaufdioden einer Halbbrückenschaltunghängt von der Betriebsart des Wechselrichters und der Last ab. Nimmt man einen sinusförmigeingeprägten Strom iU an und betrachtet man die Spannungsgrundschwingung uU0,1 so wie inAbb. 4-64 dargestellt, so ist zu erkennen, dass unmittelbar nach dem Umsteuern der Tran-sistoren der Laststrom zwar vom Schalter T1 auf die Diode D4 kommutiert hat, aber in deralten Richtung und Größe weiterfließt. Im Pulsbetrieb wechselt die Stromführung zwischenTransistor und Freilaufdiode mit der Pulsfrequenz. Die Diodenbelastung steigt mit zunehmen-der Phasenverschiebung. Handelsübliche Transistor-Dioden-Module für Wechselrichteran-wendungen sind für einen cos > 0,6 bemessen. Die integrierten Freilaufdioden haben einebis zu 50 % geringere Strombelastbarkeit als die parallelen Transistoren. Für höhere Dioden-ströme, wie sie z. B. in Pulsgleichrichtern auftreten können, muss daher häufig ein Modul miteiner höheren Stromtragfähigkeit gewählt werden [18].
Abbildung 4-63
Halbbrückenschaltung (auch Brückenzweig oderWechselrichterphase genannt)
Erläuterung der Transistor- und Diodenbelastung beisinusförmig eingeprägtem Stromverlauf ( iU):
iU > 0: Stromfluss über T1 oder D4iU < 0: Stromfluss über T4 oder D1
Abbildung 4-64 Belastung des Schalters T1 mit Diode D4 im Pulsbetrieb
Freilaufdiode D4 ist stromführend
t
uU0 uU0,1 iU
U0iUuU0
U d2
U d2
D4
T4
D1
T1
iD1
iT1
C-
C+
Hal
bbrü
cken
mod
ul
