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Studenversion der Analogelektronik der 11.Klasse des LTEtt.
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AE 2 3 BIPOLARE TRANSISTOREN ALS SCHALTER#.......................................................................#$33!"#/.$#"&,-+"))1,6#9"-#!*%"&+-'1,5+"-#.......................................................................................................#$33AE 2.1.1 BESTIMMUNG DES KOLLEKTORWIDERSTANDES RC355555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555553"C3!"#/.0#!*%"&+-'1,5+"&,-+"))1,6#91*@<#%!-&-87(*4&9"*-+!,9#.............................................................#$=3AE 2.3.1 EIGENSCHAFTEN DER SCHALTUNG:35555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555553"63AE 2.3.2 FORMELN ZUR BERECHNUNG DES VORWIDERSTANDES RV:35555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555553"63!"#/.3#"*A"161,6#9"*#%!-&-7(*-'!,,1,6#91*@<#"&,",#-'!,,1,6-+"&)"*#............................................#$B3!"#/.:#-+!%&)&-&"*1,6#91*@<#";&++"*4&9"*-+!,9#.....................................................................................#/C3!"#/.=#+*!,-&-+(*#!)-#-@<!)+"*#......................................................................................................................#/03AE 2.6.1 NICHTÜBERSTEUERTER ZUSTAND35555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555553<B3AE 2.6.2 ÜBERSTEUERTER ZUSTAND355555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555553<C3AE 2.6.3 SCHALTEN BEI INDUKTIVER LAST355555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555553<F3!"#/.>#5)"&,-&6,!)7"*-+D*5"*#........................................................................................................................#/>3AE 2.7.1 EIN- UND AUSKOPPLUNG DES SIGNALS3555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555553<G3AE 2.7.2 DIE C- KOPPLUNG35555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555555553<G3!"#/.B#!126!%",#..................................................................................................................................................#0C3
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AE 1 Bipolare Transistoren
AE 1.1 Allgemeines
Bei den bipolaren Transistoren handelt es sich um aktive Halbleiter-Bauelemente. Sie besitzen
zwei pn-Übergänge und damit drei aufeinanderfolgende Schichten aus unterschiedlich dotiertem
Halbleitermaterial. Je nach Schichtfolge wird bei den bipolaren Transistoren grundsätzlich
unterschieden zwischen NPN-Transistoren und PNP-Transistoren.
Bild 1.1 zeigt die Schichtfolgen und die zugehörigen Schaltzeichen dieser beiden Arten von
bipolaren Transistoren
Die drei Schichten und ihre zugehörigen Anschlüsse werden bei den bipolaren Transistoren als
Emitter, Basis und Kollektor bezeichnet. Der Emitter (emittere (lat.) - hervorbringen) liefert die
Ladungsträger; der Kollektor (collector (lat ) - Sammler sammelt sie wieder ein. Die Basis (basis
(lat) = Grundlage) ist das Steuerorgan und war bei früheren Herstellungsverfahren auch die
Grundzone für die beiden pn-Übergänge.
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Die Bezeichnung >>Transistor<< ist ein Kunstwort, das aus den englischen Wörtern transfer =
übertragen und resistor = Widerstand zusammengesetzt wurde. Die Bezeichnung >>bipolar<< (bi
= zwei) soll dagegen darauf hinweisen, dass der Hauptstrom durch zwei unterschiedliche
Ladungsträgerarten bestimmt wird. Im allgemeinen Sprachgebrauch werden die bipolaren
Transistoren aber meistens nur als Transistoren bezeichnet.
Bipolare Transistoren werden aus Germanium und Silizium als Ausgangsmaterial gefertigt.
Wegen ihrer besseren Eigenschaften haben Si-Transistoren heute aber eine wesentlich größere
Bedeutung als Ge-Transistoren.
AE 1.2 Aufteilung von Bipolaren Transistoren
Bild 1.2 Bauarten von Transistoren
AE 1.3 Aufbau Transistoren
Die ersten Transistoren wurden im Legierungsverfahren, einer Weiterentwicklung von
Halbleiterdioden hergestellt. Um die zwei pn-Übergänge zu erzeugen, wurde auf beiden Seiten
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eines dotierten Ausgangsmaterials eine Fremdatompille entsprechend Bild 1.3 aufgesetzt. Beim
Herstellungsprozess diffundieren die Fremdatome dann von beiden Seiten in das
Ausgangsmaterial ein. Die mittlere Schicht wird dabei sehr schmal und besitzt wesentlich
weniger freie Ladungsträger als die beiden äußeren Schichten. Je nach verwendeten
Ausgangsmaterialien kann eine npn oder pnp-Schichtfolge erreicht werden.
Bild 1.3 Herstellung eines NPN-Transistors nach dem Legierungsverfahren
AE 1.4 Wirkungsweise von NPN- und PNP-Transistoren
In Bild 1.4 ist der Aufbau eines NPN-Transistors und eines PNP-Transistors mit ihren zwei pn-
Übergängen nochmals schematisch dargestellt. Zum Betrieb eines Transistors wird zwischen
Basis und Emitter eine Spannungsquelle so angeschlossen, dass der untere pn-Übergang in
Durchlassrichtung betrieben wird. Hierzu muss beim NPN -Transistor die Basis positiv
gegenüber dem Emitter, beim PNP-Transistor die Basis negativ gegenüber dem Emitter sein. Die
erforderliche Basis- Emitterspannung bei Si-Transistoren liegt mit VUBE 7,0! in der
Größenordnung der Diffusionsspannung von Si-Dioden.
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N-Si
P-Si
N-Si
K
E
B +-
+-0,7V
15V
N-Si
P-Si
N-Si
K
E
B
K
E
B +
+ + + +
- - -
+-
+-0,7V
15V
ohne äuβere Beschaltung
Bild 1.4 Wirkungsweise des NPN-Transistors
Die eingezeichneten Stromrichtungen kennzeichnen die Richtung des Elektronenstromes.
Der obere pn-Übergang wird dagegen in Sperrrichtung betrieben. Die Spannungsquellen sind
daher so angeschlossen, dass beim NPN-Transistor der Kollektor positiv gegenüber dem Emitter,
beim PNP-Transistor negativ gegenüber dem Emitter ist. Infolge der angelegten Spannungen
wird der untere pn-Übergang in Durchlassrichtung, der obere pn-Übergang in Sperrrichtung
betrieben. Es bildet sich daher in der mittleren und oberen Schicht eine Sperrzone aus. Sie
erstreckt sich über fast die gesamte Breite der mittleren Schicht, weil diese sehr schmal ist und
nur wenige Ladungsträger besitzt.
Da der untere pn-Übergang in Durchlassrichtung gepolt ist, überschwemmen die aus der
Emitterschicht kommenden Ladungsträger die Sperrzone in der mittleren Schicht. Diese
Sperrzone wird dadurch abgebaut und ihr Widerstand wird kleiner. Daher können die aus dem
Emitter kommenden Ladungsträger durch die abgebaute Sperrzone hindurch in die
Kollektorschicht eindringen und zur Batterie abfließen.
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Weil die Ladungsträger aus der unteren Schicht kommen, wird diese als Emitter (emittere (lat.) =
hervorbringen) bezeichnet. Die mittlere Schicht ist der Ausgangspunkt für die beiden pn-
Übergänge und wird daher Basis genannt. Die obere Schicht sammelt alle nicht über die Basis
abgeflossenen Ladungsträger ein und hat die Bezeichnung Kollektor (Collector (lat.) = Sammler
erhalten.
AE 1.5 Strom- und Spannungsverhalten beim Transistor
Der über die Basis abfließende Basisstrom IB ist wesentlich kleiner als der über die abgebaute
Sperrzone fließende Kollektorstrom IC, fließt z. B. bei einer Basisspannung UBE ~ 0,7 V ein
Basisstrom IB = 1 mA, so tritt ein Kollektorstrom von IC= 100 mA auf. Wird IB durch
geringfügige Vergrößerung von UBE auf z. B. /B = 2 mA erhöht, gelangen mehr Ladungsträger
vom Emitter in die Sperrzone. Sie wird weiter abgebaut und der Kollektorstrom steigt auf IC 200
mA an. Bei Verkleinerung von UBE und damit auch von IB wird der Sperrwiderstand größer und
der Kollektorstrom IC kleiner. Basisstrom IB und Kollektorstrom IC verhalten sich dabei in weiten
Grenzen proportional zueinander. Bei einem Transistor lässt sich also mit einem kleinen
Basisstrom IB als Eingangstrom ein viel größerer Kollektorstrom IC als Ausgangsstrom steuern.
Dieser Zusammenhang wird als Stromverstärkung ! des Transistors bezeichnet.
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NPN-Transistoren und PNP-Transistoren unterscheiden sich grundsätzlich durch ihre
Schichtfolgen. Sie bedingen eine unterschiedliche Polarität der Basis- und Kollektor-
Spannungen. Bild 1.5 zeigt nochmals die Zusammenhänge.
Bei den Spannungsangaben UBE und UCE gibt der letzte Buchstabe immer die Bezugselektrode
an. Bezugselektrode ist hier der Emitter E. Bei der Festlegung der Stromrichtung wird von der
technischen Stromrichtung ausgegangen. Alle in den Transistor fließenden Ströme sind positiv,
alle herausfließenden Ströme erhalten negatives Vorzeichen.
Die in den Transistorsymbolen eingezeichneten Emitterpfeile kennzeichnen ebenfalls die
technische Stromrichtung.
Bild 1.5 Betriebsspannungen und –ströme bei NPN- und PNP- Transistoren
Die Kollektor- Emitter- Spannung UCE setzt sich zusammen aus der Kollektor- Basis- Spannung
und der Basis- Emitter- Spannung:
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BECBCE UUU +=
Der Emitterstrom IE setzt sich zusammen aus dem Kollektorstrom IC und aus dem Basisstrom IB
CBE III +=
AE 1.6 Verlustleistung beim Transistor
Mit VUBE 6,0! und 200100 !"B folgt für mVBUBE 63!" , dann gilt für totP mit hinreichender
Genauigkeit:
CECtot UIP !=
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Bild 1.6 Verlustleistungskurve beim Transistor
Beispiel 1: An einem Transistor wurde zwischen Kollektor und Emitter eine Spannung von 5V
und zwischen Basis und Emitter eine Spannung von 0,6 V gemessen. Der Kollektorstrom ist
100mal größer als der Basisstrom. Der Emitterstrom beträgt 110mA.
a) Wie groß ist die Kollektor-Basis- Sperrspannung?
b) Wie groß sind die Transistorströme?
c) Welche Zonenfolge hat der Transistor?
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Beispiel 2: Die Stromverstärkung eines Transistors beträgt B = 150 bei IC = 200 mA.
• Wie groß muss der Basisstrom sein?
• Welche Leistung wird im Transistor umgesetzt, wenn UCE = 5,4 V ist?
AE 1.7 Kennlinien Die speziellen Eigenschaften eines Transistors lassen sich nur durch Kennlinien sehr genau
angeben. Um das Verhalten bei verschiedenen Spannungen und Stromwerten zu erfassen, sind
beim Transistor – im Gegensatz zur Diode – mehrere Kennlinien erforderlich. So müssen zur
eindeutigen Beschreibung beim Transistor die gegenseitigen Abhängigkeiten folgender vier
Größen in Kennlinien dargestellt werden:
Basisspannung UBE Kollektorspannung UCE
Basisstrom IB Kollektorstrom IC
Mit der in Bild 1.7 angegebenen Schaltung lassen sich die vier genannten Größen messen und
somit die verschiedenen Transistorkennlinien aufnehmen.
Bild 1.7 Schaltung zur Aufnahme von Transistorkennlinien (siehe TP)
AE 1.7.1 Eingangskennlinie
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Der Zusammenhang zwischen IB =f(UBE) bei UCE = const. wird als Eingangskennlinie des
Transistors bezeichnet. Sie hat den gleichen Verlauf wie die Durchlasskennlinie einer Si-Diode.
In Bild 1.8 ist diese Eingangskennlinie dargestellt.
Bild 1.8 Eingangskennlinie des Transistors
Aus der Eingangskennlinie kann der Eingangswiderstand des Transistors ermittelt werden:
Ändert man die Spannung UCE, so verschiebt sich die Kennlinie etwas. Genau genommen gilt
jede Kennlinie nur für eine bestimmte Kollektor-Emitter-Spannung.
AE 1.7.2 Stromsteuerkennlinie
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Der Zusammenhang IC = f(IB) bei UCE = const. wird als Stromsteuerkennlinie des Transistors
bezeichnet. In Bild 1.9 ist die Stromsteuerkennlinie dargestellt, diese zeigt im unteren Bereich
einen linearen Zusammenhang zwischen IB und IC.
Bild 1.9 Stromsteuerkennlinie des Transistors
Aus der Stromsteuerungskennlinie kann die Stromverstärkung des Transistors ermittelt werden.
Dabei ist zu unterscheiden zwischen der
Gleichstromverstärkung:
Differentieller Stromverstärkungsfaktor:
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AE 1.7.3 Ausgangskennlinie
Ausgangsgrößen sind der Kollektorstrom IC und die Kollektor-Emitter-Spannung UCE. Das
Ausgangskennlinienfeld gibt den Zusammenhang zwischen Kollektorstrom IC und der Kollektor-
Emitter-Spannung UCE bei verschiedenen Basisströmen IB an. Jede Kennlinie gilt für einen
bestimmten Basisstromwert, dieser muss während der Aufnahme der Kennlinie konstant gehalten
werden. Das Ausgangskennlinienfeld ist in Bild 1.10 dargestellt.
Bild 1.10 Ausgangskennlinienfeld des Transistors
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AE 1.7.4 Kennlinien in 4 Quadranten Darstellung
Bild 1.11 4 Quadranten Darstellung der Transistorkennlinien
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AE 2 Bipolare Transistoren als Schalter AE 2.1 Einstellung des Arbeitspunktes
Damit eine Transistorschaltung funktioniert, müssen Spannungs- und Stromwert richtig
eingestellt werden.
So müssen je nach Transistortyp Kollektor- und Basisstromwerte beachtet werden. Diese Werte
werden als Arbeitspunkte bezeichnet.
Je nach Anwendung des Transistors und Ort des Betriebs, kann die Temperatur auf die
Transistorschaltung einwirken und den Arbeitspunkt verschieben.
Das Verschieben des Arbeitspunktes bedeutet für die Ausgangsspannung der Schaltung,
nichtlineare Verzerrungen.
AE 2.1.1 Bestimmung des Kollektorwiderstandes RC
Die Emitterschaltung ist die meist eingesetzte Grundschaltung. Der Emitter ist bei dieser
Schaltung die gemeinsame Elektrode für den Eingang und den Ausgang des Transistors. Zum
Betrieb eines Transistors in Emitterschaltung ist außer der Spannungsversorgung auch ein
Widerstand in der Kollektorleitung erforderlich. Bild 2.1 zeigt eine Emitterschaltung.
Der Kollektorwiderstand RC hat zwei Aufgaben zu erfüllen:
1. den Kollektorstrom IC zu begrenzen und
2. die im Transistor auftretende Stromverstärkung ! in eine Spannungsverstärkung Vu
umzuwandeln.
Bild 2.1 Emitterschaltung mit Kollektorwiderstrand
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Der Transistor muss in einem bestimmten Arbeitspunkt betrieben werden. Dieser Arbeitspunkt
wird durch UCE(A) und IC(A) festgelegt. Bei vorgegebener Betriebsspannung UB ergibt sich der
Kollektorwiderstand RC zu
Wird die Kennlinie des Kollektorwiderstandes in das Ausgangskennlinienfeld des Transistors
eingetragen, so ergibt sich eine Gerade, die zwischen den Punkten UB und C
B
RUI = verläuft.
In Bild 2.2 ist die Widerstandsgerade in das Ausgangskennlinienfeld eines Transistors eigetragen.
Bild 2.2 Ausgangskennlinienfeld mit Widerstandsgeraden
In Bild 2.2 sind zusätzlich die Spannungsabfälle am Transistor und am Kollektorwiderstand
eingetragen. Sie ergeben zusammen die Betriebsspannung UB.
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Je hochohmiger der Kollektorwiderstand RC bei gleicher Betriebsspannung und gleicher
Kollektor-Emitterspannung gewählt wird, desto kleiner wird der mögliche Kollektorstrom. Dieser
Diesen Zusammenhang zeigt Bild 2.3.
Bild 2.3 Ausgangskennlinienfeld mit verschieden großen Kollektorwiderständen
AE 2.3 Arbeitspunkteinstellung durch Basis-Vorwiderstand
Damit ein Transistor arbeiten kann, muss seine Basis-Emitter-Sperrschicht in Durchlassrichtung
betrieben werden. Dieses erfolgt durch eine Basisvorspannung UBE. Sie muss mindestens so groß
sein wie die Schleusenspannung der Basis-Emitter-Diode und ihre Größe hängt daher vom
Ausgangsmaterial des Transistors ab. Bild 2.4 zeigt die einfachste Schaltung zur Erzeugung der
erforderlichen Basisvorspannung mithilfe eines Basisvorwiderstandes.
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+-
RC
IC
URC
UCEUBE
UbIB
RV URV
Bild 2.4 Einfachste Schaltung zur Erzeugung der Basisvorspannung mit Basiswiderstand
AE 2.3.1 Eigenschaften der Schaltung:
Vorteile:
•
•
Nachteil:
a)
AE 2.3.2 Formeln zur Berechnung des Vorwiderstandes RV:
Beispiel: Ein Transistor BC237 hat eine Gleichstromverstärkung B=170. Er soll mit UB=10V
betrieben werden. Damit ein Kollektorstrom IC=2mA fließt, muss die Basisvorspannung
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UBE=0,62V betragen. Sie soll durch einen Basiswiderstand entsprechend Bild 2.4 erzeugt werden.
Welchen Wert muss der Basiswiderstand RV haben?
gewählt wird der Normwert
AE 2.4 Erzeugung der Basisvorspannung durch einen Spannungsteiler
Der Nachteil der Basisvorspannungserzeugung mithilfe eines Basiswiderstandes entsprechend
Bild 2.4 kann durch Einsatz eines Basisspannungsteilers vermieden werden. Bild 2.5 zeigt die
Erzeugung der Basisvorspannung mithilfe eines Spannungsteilers.
+-
RC
IC
URC
UCE
UR2
UbIB
R1 UR1
R2 UBE
IB+Iq
Iq
Bild 2.5 Erzeugung der Basisvorspannung durch einen Spannungsteiler
Damit die Schaltung nach Bild 2.5 einwandfrei arbeitet wird, der Querstrom Iq, (das ist der durch
den Spannungsteiler fließende Strom,) groß gegenüber dem auch durch RV zusätzlichen
fließenden Basisstrom IB gewählt.
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Damit ist der Widerstand R2 wesentlich niederohmiger als der Gleichstromwiderstand der
leitenden Basis- Emitter-Diode, und die Basisvorspannung wird im Wesentlichen nur noch von
den Spannungsteilerwiderständen R1 und R2 bestimmt. Von Vorteil ist daher bei dieser
Schaltung, dass bei kleineren Betriebsspannungsänderungen oder beim Auswechseln des
Transistors keine neue Einstellung von UBE erforderlich wird. Die feste Basisvorspannung durch
einen Basisspannungsteiler hat aber auch einen Nachteil. Steigt die Umgebungstemperatur, so
steigen sowohl Kollektorstrom als auch der Basisstrom des Transistors und der Arbeitspunkt
verschiebt sich.
Die Werte der Spannungsteilerwiderstände lassen sich mit folgenden Gleichungen berechnen:
mit Bq II !" 2 bis BI!10
Beispiel: Für eine Schaltung nach Bild 2.5 mit einem Transistor BC237 A sind folgende Werte
gegeben:
UB = 10V; Iq = 5*IB; B = 170; UBE = 0,62V; IC = 2 mA
Welche Werte müssen die Spannungteilerwiderstände R1 und R2 erhalten?
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gewählt wird der Normwert
gewählt wird der Normwert
AE 2.5 Stabilisierung durch Emitterwiderstand
Eine thermische Arbeitspunktstabilisierung lässt sich durch Einbau eines Emitterwiderstandes
entsprechend Bild 2.6 erreichen.
+-
RC
IC
URC
UbIB
R1 UR1
R2
IB+Iq
REURE
UR2
UBE
Bild 2.6 Thermische Arbeitspunktstabilisierung durch einen Emitterwiderstand Durch den Emitterstrom IE entsteht am Emitterwiderstand RE ein Spannungsabfall. Die
Schaltung wird meistens so ausgelegt, dass je nach Höhe der Betriebsspannung dieser
Spannungsabfall etwa zwischen URE = 1V und URE = 3V liegt. Damit nun die erforderliche
Basis-Emitterspannung VUBE 7,0! erhalten bleibt, muss der Basisspannungsteiler so
dimensioniert sein, dass
BERER UUU +=2 beträgt.
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Bei Änderung der Umgebungstemperatur tritt ein Regelvorgang auf, der anhand von Bild 2.7
beschrieben wird.
+-
RC URC
Ub
R1 UR1
REURE=1V
UR2=1,7VUBE=0,7V
Bild 2.7 Wirkungsweise der thermischen Arbeitspunktstabilisierung mittels Emitterwiderstand
Will sich der Arbeitspunkt des Transistors aufgrund einer Änderung der Umgebungstemperatur
verschieben, so ändert sich augenblicklich der Emitterstrom und damit auch der Spannungsabfall
an RE. Bei Erhöhung der Temperatur wird IE ansteigen. Dadurch steigt aber auch der
Spannungsabfall an RE z.B. von URE = 1V auf URE = 1,1V. Da der Spannungsabfall an R2 mit UR2
= 1,7V aber konstant ist, muss sich die Basisvorspannung UBE um 0,1 V verringern.
Entsprechend der Kennlinie in Bild 2.8 wandert der Arbeitspunkt dadurch wieder auf den
ursprünglichen Wert des Kollektorstromes zurück.
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Bild 2.8 Wirkungsweise der thermischen Arbeitspunktstabiliesierung
Weil sich die Basis-Emitterspannung UBE bei jeder kleinsten Emitterstromänderung sofort mit
verändert, wird die thermische Arbeitspunktstabilisierung mithilfe eines Emitterwiderstandes
aufgrund ihrer großen Wirksamkeit in fast allen Verstärkerschaltungen angewendet. Diese
Schaltungsmaßnahme bewirkt gleichzeitig, dass die Exemplarstreuungen von Transistoren auf
den Arbeitspunkt ohne Einfluss bleiben.
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AE 2.6 Transistor als Schalter
Es wird zwischen 2 Zuständen hin- und hergeschaltet:
nichtübersteuerter Zustand !" übersteuerter Zustand
AE 2.6.1 Nichtübersteuerter Zustand
UB
UBE = 0V UCE ~ UB
RC
IB
IC <<
rCE >>
UCE(V)
IC(mA)
UB
IB = 0
IB
Bild 2.9 Transistor im gesperrten Zustand
Senkt man UBE von 0.7V auf 0V, so hört die Ladungsträgerinjektion in die Basis auf. Der
Arbeitspunkt wandert entlang der Arbeitsgeraden auf die Kennlinie für IB=0. Aus der Kennlinie
ist ersichtlich, dass der Kollektorstrom IC trotzdem nicht ganz verschwindet, es fließt ein
bestimmter Reststrom (sog. Minoritätsträgerstrom). Der Transistor ist GESPERRT.
Charakteristik des Sperrzustandes:
UBE = 0, IB = 0, IC<<, rCE ~ 100M!, UCE ~UB (weil RC << rCE).
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AE 2.6.2 Übersteuerter Zustand
UB
UBE ~ 0.8V UCE ~ 0.2V
RC
IB
IC >>
rCE <<
UCE(V)
IC(mA)
UB
IB = 0
IB
UCE ~0.2V 0
P2
Bild 2.10 Transistor im durchgeschalteten Zustand
Erhöht man IB bzw. UBE, so wird die Kollektor-Emitter-Strecke niederohmiger. Die zwischen
Kollektor und Emitter anliegende Spannung UCE sinkt, der Kollektorstrom steigt, der
Spannungsabfall an RC steigt. Bei weiterer IB- bzw. UBE – Erhöhung sinkt UCE weiter.
Irgendwann wird die Spannung am Kollektor kleiner wie jene an der Basis. Dadurch wird die
Kollektor-Basis-Diodenstrecke leitend, weil sie in Durchlassrichtung gepolt ist. Es fließt nun ein
Strom von der Basis in Richtung Kollektor (techn. Stromrichtung). Der Basisstrom hat also seine
Richung gewechselt. Erhöht man IB bzw UBE weiter, so geht der Transistor in die Sättigung – d.h.
UCE kann nicht mehr kleiner werden, da alle Kennlinien für höhere Basisströme durch den
gleichen Punkt laufen. Zwischen Kollektor und Emitter herrscht die sogenannte
Sättigungsspannung UCEsat ~ 0.2V.
Charakteristik des Übersteuerungszustandes:
UCE = UCEsat ~ 0.2V, URC ~ UB
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RCE = unendlich Ohm
RCE = 0 Ohm
geöffneter Schalter geschlossener Schalter
Bei geöffnetem Schalter soll die CE-Strecke möglichst
hochohmig sein.
Bei geschlossenem Schalter soll die CE-Strecke möglichst
niederohmig sein.
Bild 2.11 Veranschaulichung des Transistors als Schalter
Schaltvorgang:
Es wird vom Zustand UCEmax (~UB) in den Zustand UCEmin (~0.2V) und umgekehrt geschaltet. Es
werden dabei Zwischenzustände durchlaufen, bei denen sich der Transistor sehr stark erwärmt.
Die Wärmemenge, welche durch Umsetzung elektrischer Arbeit entsteht, muss nach außen
abgeführt werden – es darf eine bestimmte maximale Sperrschichttemperatur nicht überschritten
werden. Die höchstzulässige Verlustleistung Ptot wird vom Hersteller angegeben und hängt
zusätzlich von der Umgebungstemperatur und den Kühlbedingungen ab.
Die Verlustleistung PV, welche im aktuellen Zustand gerade entsteht, ist im Wesentlichen durch
das Produkt UCE!IC gegeben:
Bild 2.12 Verlustleistung und Leistungsverlauf beim Schaltvorgang
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Aus obiger Darstellung ist ersichtlich, dass während des Schaltvorganges ein Bereich durchquert
werden muss, bei dem die anfallende Verlustleistung PV bereits den höchstzulässigsten Wert
überschreitet.
AE 2.6.3 Schalten bei induktiver Last
Beim Schalten einer induktiven Last, z.B. einer Relaisspule, wird beim Einschalten des
Transistors der Stromanstieg durch die Selbstinduktion verzögert und verläuft auf der
Einschaltkurve von A1 bis A2 (siehe Bild 2.13). Beim Ausschalten wird in der Spule eine
Induktionsspannung induziert, die ohne die Diode R1 einen Strom nach der Ausschaltkurve zur
Folge hat.
Bild 2.13 Schaltverhalten bei induktiver Last
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Als Schutz gegen schädliche Induktionsspannung wird zur Induktivität meist eine Freilaufdiode
(Bild 2.13a und 3b, Ausschaltkurve mit R1) oder ein RC-Glied parallel geschaltet.
AE 2.7 Kleinsignalverstärker
Als linearen Verstärker bezeichnet man eine Schaltung die es ermöglicht einem zugeführten
Signal mehr Leistung zu verschaffen ohne dabei den Informationsgehalt des Signals zu
verändern. Die größere Leistung des Ausgangssignals wird dabei mittels einer
Gleichspannungsquelle erzielt. Der Verstärker übernimmt die Steuerungsaufgabe. Bild 2.14 zeigt
das Prinzipbild eines Verstärkers.
Bild 2.14: Prinzipbild einer Verstärkerschaltung
Bild 2.15 zeigt einen Kleinsignalverstärker in Emitterschaltung, der Spannungsteiler aus R1 und
R2 dient zur Einstellung der Basisvorspannung UBE und zur Arbeitspunktstabilisierung.
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+-
RC URC
Ub
R1 UR1
R2 REURE
UR2
UBE
CK2CK1
UEUA
Bild 2.15: Verstärker in Emitterschaltung
AE 2.7.1 Ein- und Auskopplung des Signals Für die Ein- und Auskopplung des Signals an einem Transistorverstärker unterscheidet man
hauptsächlich drei Schaltungsarten (C-Kopplung, Transformatorkopplung,
Gleichstromkopplung). Da die Steuerstromquellen, z.B. Mikrofon, Tonabnehmer,
Rundfunkempfänger usw., einen bestimmten Innenwiderstand besitzen, verändern sie bei
direktem Anschluss an den Eingang einer Transistorstufe die Arbeitspunkteinstellung. Die
Schaltungen zur Ein- und Auskopplung eines Wechselstromsignals sind daher so auszulegen,
dass der vorgesehene Arbeitspunkt des Transistors erreicht bzw. gehalten wird.
AE 2.7.2 Die C- Kopplung
Die häufigste und einfachste Kopplungsart ist die C-Kopplung, genauer die Kapazitätskopplung.
Sie wird häufig auch als RC-Kopplung bezeichnet. Wird in die Basiszuleitung vor den Basis-
Spannungsteiler ein Kondensator hinzugeschaltet, (siehe CK1 in Bild 2.15) so trennt dieser die
Transistorschaltung gleichstrommäßig von der Steuerstromquelle und der eingestellte
Arbeitspunkt, d.h. die Basis-Emitter-Spannung, bleibt davon unbeeinflusst.
Das gleiche trifft auch für den Ausgang des Transistorverstärkers zu. Eine Änderung des
Widerstandes RL durch direkte galvanische Reihen- oder Parallelschaltung eines Verbrauchers
(z.B. Kopfhörer, Lautsprecher) würde den Arbeitspunkt verschieben. Als einfachste Kopplung
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bietet sich auch hier der Kondensator an, der den Ausgangskreis gleichspannungsmäßig von
einem angeschlossenen Verbraucher trennt.
Der Koppelkondensator kann folgendermaßen berechnet werden:
mit:
In der Praxis wird mit Rücksicht auf weitere vor- oder nach geschalteten Transistorstufen der
Wert CK etwa 3...10 mal so groß gewählt wie der berechnete Wert.
Beispiel:
Mit einer Transistorstufe sollen Tonfrequenzen zwischen 30...15000 Hz verstärkt werden. Der
Eingangswiderstand (Parallelschaltung aus R2 des Basisspannungsteilers und dem Basis-Emitter-
Widerstand RBE des Transistors) beträgt 2k!. Welchen Kapazitätswert muss der
Kopplungskondensator haben?
Die beiden anderen Kopplungsarten werden zu diesem Zeitpunkt nicht näher beschrieben.
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AE 2.8 Aufgaben Aufgabe 1:
Bei einem Verstärker Bild 2.16 sind Ub = 20V; RC = 228", RE= 57", UBE = 620 mV und IB =
150 µA.
+-
RC URC
Ub
R1 UR1
R2 REURE
UR2
UBE
CK2CK1
UEUA
Bild 2.16 Verstärkerschaltung
1. Zeichnen Sie die Arbeitsgerade und den Arbeitspunkt in das Ausgangskennlinienfeld Bild
2.17 ein.
2. Ermitteln Sie IC, UCE, URE und URC für den Arbeitspunkt.
3. Berechnen Sie den Basisspannungsteiler wenn q = 2.
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Bild 2.17 Ausgangskennlinie
Aufgabe 2:
Eine Transistorstufe in Emitterschaltung mit Basisspannungsteiler soll mithilfe eines
Emitterwiderstandes stabilisiert werden.
Gegeben: bREBEBqCECb UVUIIBVUmAIVU !==!===== 1,0 U;6,0 ;5 ;150 ;5 ;100 ;24
Gesucht:
1. Welche Spannungen Treten an den Widerständen auf?
2. Bestimme sämtliche Ströme der Transistorschaltung.
3. Bestimme die Widerstände R1, R2, RC ,und RE.
Aufgabe 3:
In einer Transistorsschaltung mit Emitterwiderstand RE und einer Stromverstärkung von 80 soll
bei einer Emitterspannung von 2,5V ein Kollektorstrom von 100mA fließen. Das
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Querstromverhältnis mit 5=B
q
II
und das Verhältnis von Kollektor- zu Emitterwiderstand soll 10
betragen ( 10RR
E
C = ). Die Basis-Emitterspannung liegt dann bei 0,6 V und die
Kollektoremitterspannung beträgt UCE =5V.
Gesucht: Berechnen Sie den Basisspannungsteiler und die Widerstände RC und RE?
!"#$%K.*L.MM.N+3!/)',1,+J/ BB
!"#$%&'%#()*+,%&-./00%123,#4&
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Bild: 3. 2: Prinzip FET
Bild: 3. 1: Aufbau FET
AE 3 Unipolare Transistoren Unipolare Transistoren sind Transistoren mit gleichgepolten pn-Übergängen bzw. mit einem pn-
Übergang. Zu ihnen gehören alle Feldeffekttransistoren und der Unijunction- Transistor.
AE 3.1 Sperrschicht-Feldeffekttransistoren AE 3.1.1 Aufbau und Arbeitsweise
Der aktive Teil eines n-Kanal-Sperrschicht-FET besteht aus einer n-
Ieitenden Kristallstrecke, in die zwei p-Ieitende Zonen eindotiert
sind (Bild 3.1).
Sperrschicht-Feldeffekttransistoren, abgekürzt
Sperrschicht-FET, werden als n-Kanal-Typen und als p-
Kanal-Typen gebaut. Hier soll zunächst der n-Kanal-Typ
betrachtet werden.
Wird an diese n-Ieitende Kristallstrecke eine Spannung U (z.B. 12
V) angelegt, so fließt ein Elektronenstrom von S nach D. Die Größe
dieses Elektronenstroms wird bestimmt durch die angelegte
Spannung und den
Bahnwiderstand des
Kristalls. Die angelegte
Spannung fällt entlang
der Kristallstrecke ab (Bild 3.2).
Die beiden p-Zonen sind leitend miteinander
verbunden und an den Anschluss G geführt (Bild
3.3). Wird G nun an Nullpotential gelegt, also mit S
verbunden, so sind die beiden pn-Übergänge in
Sperrrichtung gepolt.
Die n-Ieitende Kristallstrecke hat positive
Spannungswerte (Potentiale) gegenüber jeder p-
Zone.
!"#$%K.*L.MM.N+3!/)',1,+J/ BC
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Bild: 3. 3: Vergrösserter Ausschnitt aus der Sperrschicht
Bild: 3. 4: Sperrschichten beim FET
Es bilden sich zwei Sperrschichten (Raumladungszonen) aus. Diese Sperrschichten sind um so
breiter, je größer die in Sperrrichtung wirksame Spannung ist. Die Sperrschichtbreite nimmt
also in Richtung von S nach D zu. Die p-Zonen haben überall das gleiche Potential von 0 V, da
in ihnen kein Strom fließt.
Das Kristall mit den beiden Sperrschichten
ist in Bild 3.3 dargestellt. Im Bereich A
beträgt die Sperrspannung z.B. 10 V, im
Bereich B nur 6 V. Die Elektronen strömen
von S nach D durch das Kristall. Es soll
nun untersucht werden, was geschieht,
wenn eines dieser strömenden Elektronen
in eine Sperrschicht gerät.
Bild 3.4 zeigt einen vergrößerten
Ausschnitt aus einer Sperrschicht. Die
Sperrschicht enthält Raumladung. In der
Sperrschicht herrscht ein starkes
elektrisches Feld. Die Feldlinien verlaufen
von den positiven Ladungen zu den negativen
Ladungen. Kommt ein Elektron in dieses
„elektrische Feld“, so erfährt es eine
Krafteinwirkung. Ein elektrisches Feld übt auf
Elektronen, die ja negative Ladungsträger sind,
Kräfte entgegengesetzt zur Feldlinienrichtung aus. Auf das Elektron wirkt eine Kraft F (Bild
3.4). Die Kraft F drängt das Elektron aus der
Sperrschicht heraus. In der Sperrschicht können sich
keine beweglichen Ladungsträger halten.
Gerät ein Elektron in eine Sperrschicht. so wird es aus dieser Sperrschicht in Richtung zum
neutralen n-Kristallbereich herausgedrängt.
s. Bild 4.4
!"#$%K.*L.MM.N+3!/)',1,+J/ BO
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Bild: 3. 5: Kanal eines Sperrschicht-FET
Bild: 3. 6: Polung der Spannung UGS
Die Elektronen müssen also auf ihrem Weg von S nach D durch die neutrale n-Zone strömen.
Dieser neutrale Bereich der n-Zone wird Kanal genannt (Bild 3.5).
Als Strömungspfad steht den Elektronen nur der
Kanal zur Verfügung.
Wird das Potential des Anschlusspunktes G
(bezogen auf S) negativer gemacht, so bedeutet das,
dass die Spannungen in Sperrrichtung größer
werden. Die größeren Sperrspannungen haben
breitere Sperrschichten zur Folge. Der
Kanalquerschnitt wird
kleiner.
Ein Kanal mit
kleinerem Querschnitt
hat aber einen
größeren Widerstand.
Steigt der Widerstand des Kanals, so fließt bei gleich anliegender
Spannung ein kleiner Strom. Eine Änderung der Spannung
zwischen G und S führt zu einer Stromänderung. Die Spannung
zwischen G und S wird UGS genannt (Bild 3.6). Der durch den
Kanal fließende Strom wird mit ID bezeichnet.
Je negativer die Spannung UGS, desto breiter die Sperrschichten, desto geringer der
Kanalquerschnitt. Je größer der Kanalwiderstand, umso kleiner der Strom ID .
!"#$%K.*L.MM.N+3!/)',1,+J/ BF
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Bild: 3. 7: Sperrzustand des FET
Bild: 3. 8: Klemmenbezeichnungen beim FET
Das Verändern der Sperrschichtbreite erfordert so gut wie keine Leistung. Der Strom ID wird
also leistungslos gesteuert. Die Steuerung erfolgt durch die Spannung UGS. Ein Steuerstrom ist
nicht erforderlich. Es fließt lediglich ein winziger Sperrstrom, der wegen der Eigenleitfähigkeit
von Halbleiterkristallen nicht zu vermeiden ist.
Der Strom ID wird durch die Spannung UGS leistungslos gesteuert.
Bei einem bestimmten negativen Spannungswert von UGS
stoßen die beiden Sperrschichten wie in Bild 3.7 dargestellt
zusammen. Der Kanal hat jetzt den Querschnitt Null. Ein Strom
kann nicht mehr fließen. Der Transistor ist gesperrt.
Die Spannung UGS muss immer negativ sein. Bei positiven
Spannungswerten von UGS werden die Sperrschichten abgebaut,
und es fließt über die p-Zonen ein Strom.
Für die Elektroden von FET sind fast ausschließlich englische
Bezeichnungen gebräuchlich (Bild 3.8).
S: Source = Quelle
D: Drain = Abfluss
G: Gate = Tor
Diese Bezeichnungen entsprechen folgenden Bezeichnungen bei bipolaren Transistoren und
Elektronenröhren.
Source - Emitter - Katode
Drain - Kollektor – Anode
Gate -Basis - Gitter
!"#$%K.*L.MM.N+3!/)',1,+J/ B6
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Bild: 3. 9: Spannungen beim n-Kanal Typ
Bild: 3. 10: P-Kanal Sperrschicht FET Bild: 3. 11: Spannungen beim P-Kanal FET
Das Gate ist die Steuerelektrode. Die angegebenen Spannungswerte sind meistens auf Source
bezogen. UDS Drainspannung bezogen auf Source.
Beim Sperrschicht-FET vom n-Kanal- Typ ist die Drainspannung UDS positiv und die
Gatespannung UGS negativ (gegen Source).
Die Polung ist die gleiche wie bei
Elektronenröhren. Ein Sperrschicht-FET vom p-
Kanal- Typ besteht aus einer p-leitenden
Kristallstrecke in die zwei n-l
eitende Zonen eindotiert sind (Bild 3.10). Die
Arbeitsweise des p-Kanal-Typs ist im Prinzip die
gleiche wie die des n-Kanal-Typs. Man sieht das
sofort, wenn man statt der Elektronen die Löcher
betrachtet. Damit die Löcher von Source nach
Drain wandern, ist eine negative Spannung UDS erforderlich. Die pn_Übergäünge müssen in
Sperrrichtung gepolt sein. Das bedeutet, die
Spannung UGS muss einen positiven Wert
haben, siehe Bild 3.11.
Beim Sperrschicht FET vom p-Kanal Typ ist die Drainspannung UDS negativ und die
Gatespannung UGS positiv (gegen Source).
!"#$%K.*L.MM.N+3!/)',1,+J/ BG
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Bild: 3.12: ID-UDS Kennlinie eines n-Kanal FET
Bild: 3.13 :P-Kanal Sperrschicht FET, Punktweise Berührung
AE 3.2 Kennlinien, Kennwerte, Grenzwerte
Die folgenden Betrachtungen beziehen sich stets auf den häufiger verwendeten Sperrschicht
FET vom n-Kanal-Typ. Sie gelten für den p-Kanal-Typ entsprechend, wenn man die andere
Polung der Spannungen und die andere Stromrichtung beachtet.
ID-UDS-Kennlinienfeld
Das ID-UDS-Kennlinienfeld
(Bild 3.12) gibt den
Zusammenhang zwischen
dem Drainstrom ID und der
zwischen Drain und
Source herrschenden
Spannung UDS an. Jede
Kennlinie gilt für eine
bestimmte Gatespannung
UGS. Bei einer
Gatespannung UGS = 0 V
ist der Kanal am breitesten. Es ergeben sich für die
einzelnen Werte von UDS besonders große Stromwerte. Die
Kennlinie für UGS = 0 V liegt am höchsten. Ab Punkt P
verläuft die Kennlinie flach, das heißt, eine weitere
Erhöhung der Spannung UDS führt zu keiner wesentlichen
Erhöhung des Stromes ID. Was ist die Ursache?
Bei der Spannung UDS(P) stoßen die beiden Sperrschichten
in einem Punkt zusammen. Der vom Strom ID verursachte
Spannungsabfall im n-Kanal ist so groß, dass sich
Sperrspannungen ergeben, zu denen die in Bild 3.13
dargestellten Sperrschichten gehören.
!"#$%K.*L.MM.N+3!/)',1,+J/ B;
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Ein weiteres Ansteigen von ID würde zu einem weiteren Zusammenwachsen der Sperrschichten
führen, damit würde sich ID selbst abschnüren. Ein Abfallen von ID verringert aber den
Spannungsabfall im n-Kanal und lässt die Sperrschichten schmaler werden. Damit würde aber
ID wieder ansteigen. Es stellt sich ein Gleichgewichtszustand ein. Vom Punkt P ab kann ID fast
nicht mehr zunehmen. Die Kennlinie verläuft jetzt sehr flach. Der Punkt P wird Abschnürpunkt
genannt.
Im Kennlinienpunkt Q ist die Spannung zwischen Drain und Gate so groß, dass es zu einem
Durchbruch kommt. Die Sperrschichten werden jetzt abgebaut. Die Strecke zwischen Source
und Drain ist sehr niederohmig. In diesem Zustand kann der FET sehr schnell zerstört werden.
Der Durchbruch erfolgt im Prinzip auf die gleiche Weise wie der Z-Durchbruch bei einer Z-
Diode.
Je negativer die Gatespannung, desto tiefer liegen die Kennlinien. Der Abschnürpunkt P tritt
schon bei kleineren Spannungen UDS auf, da ja die Sperrschichten wegen der negativen UGS
ohnehin breiter sind. Bild 3.14 zeigt ein vollständiges ID - UDS-Kennlinienfeld.
Bild: 3. 14: Vollständiges ID-UDS Kennlinienfeld eines n-Kanal FET
!"#$%K.*L.MM.N+3!/)',1,+J/ CA
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Bild: 3. 5: ID-UGS- Kennlinie eines n-Kanal FET
Bild: 3. 16: Bestimmung der Steilheit
ID-UGS-Kennlinienfeld
Das ID-UGS-Kennlinienfeld gibt den Zusammenhang zwischen dem Drainstrom und der
GateSourcespannung an. Es ist das Steuerkennlinienfeld.
Üblicherweise wählt man Drainspannungen, die größer sind als UDS(P). Für diese
Drainspannungen ergibt sich nur eine einzige ID-UGS-
Kennlinie (Bild 3.15). Bei der Spannung UGS(P) ist die
Strecke Source - Drain gesperrt, (ID = 0).
Steilheit
Die Steilheit S kennzeichnet das Steuerverhalten des
FET. Je steiler die ID-UGS- Kennlinie ansteigt, desto
größer ist die Steilheit. Die Steilheit im Arbeitspunkt A
findet man durch Einzeichnen einer Tangente und eines
rechtwinkligen Dreiecks (Bild 3.16).
Es gilt: S = !ID!UGS
S = Steilheit
(für UDS = konstant) !ID =
Drainstromänderung
!UGS =
übliche Werte: Die Steilheit S gibt an, um wieviel Milliampere sich der
Drainstrom ändert, wenn die Gatespannung um 1 V geändert
wird.
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Differentieller Ausgangswiderstand
Der Ausgangswiderstand rDS ist ein differentieller Widerstand, der den Zusammenhang
zwischen kleinen Drainstromänderungen !ID und kleinen Drainspannungsänderungen
!UDS angibt (Bild 3.17). In einem Arbeitspunkt A hat der Ausgangswiderstand die Größe:
rDS =!UDS
!ID mit mit !ID = Drainstromänderung
!UDS = Drainspannungsänderung
rDS = differentieller Ausgangswiderstand
übliche Werte: rDS ! 80k" bis 200k!
Bild: 3. 17: Bestimmung des Ausgangswiderstandes
Differentieller Eingangswiderstand
Zwischen Gate und Source liegt zwar eine Spannung an, es fließt aber so gut wie kein Strom
(Bild 3.18).
Der Eingangswiderstand rGS ist deshalb eine annähernd konstante Größe.
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Bild: 3. 18: Bestimmung des Eingangswiderstandes
rGS !1010" bis 1014!
Sperrstrom
Über die Sperrschichten fließt ein winziger, von Minoritätsträgern verursachter Sperrstrom. Ein
solcher Sperrstrom ist nicht zu vermeiden. Er kann aber sehr klein gehalten werden.
ISperr ! 5nAbis 20nA mit ISperr = Sperrstrom
Wichtige Grenzwerte
Bei Überschreiten der Grenzwerte ist mit einer Zerstörung des Bauteils zu rechnen. Grenzwerte
von Sperrschicht-Feldeffekttransistoren sind:
Maximale Drainspannung gegen Source UDSmax
Maximale Gate-Source-Spannung UGSmax
Maximaler Drainstrom IDmax
Maximale Verlustleistung Ptot
Höchste Sperrschichttemperatur Tj
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Praxisbezogene Werte sind:
(n-Kanal-Sperrschicht -FET)
UDSmax ! 30V
UGSmax ! "8V
IDmax ! 20mA
Ptot ! 200mW
Tj !135°
Verlustleistung
Die Verlustleistung ergibt sich aus dem Produkt Drainspannung (bezogen auf Source)
multipliziert mit dem Drainstrom:
Ptot =UD ! ID
Die näheren Zusammenhänge gelten sowohl für Sperrschicht-FET als auch für MOSFET.
AE 3.3 Anwendungen Sperrschicht-Feldeffekttransistoren werden in Verstärkern, in Schalterstufen und in Oszillatoren
eingesetzt. Die mit Sperrschicht-FET aufgebauten Schaltungen ähneln
Elektronenröhrenschaltungen, nur werden kleinere Spannungen verwendet.
Ein besonderer Vorteil der Sperrschicht-FET ist sein großer Eingangswiderstand, der eine
leistungslose Steuerung ermöglicht.
Verstärkerstufe in Sourceschaltung
Die Sourceschaltung entspricht der Emitterschaltung bei bipolaren Transistoren. Der FET erhält
eine Gatevorspannung von - 2 V und einen Arbeitswiderstand RL von 1 k! (Bild 3.19). Damit
ist der Arbeitspunkt festgelegt. Die Widerstandsgerade kann in das ID-UDS Kennlinienfeld
eingezeichnet werden.
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Bild: 3.19: Verstärkerschaltung mit FET in Sourceschaltung Die Eingangswechselspannung soll einen Scheitelwert von 1 V haben. Der
Verstärkungsvorgang ist in Bild 3.20 dargestellt.
Bild: 3. 20: Beispiel der Spannungsverstärkung beim FET
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Man erhält nun eine Spannungsverstärkung VU .
VU = !UDS
!UGS
Die Spannungsverstärkung VU kann näherungsweise mit folgender Gleichung errechnet
werden:
VU = S ! RL ! rDSRL + rDS
S = Steilheit
RL = Lastwiderstand
rDS = differentieller Ausgangswiderstand des FET
Für den Eingangswiderstand der Schaltung gilt:
re =RG ! rGSRG + rGS
RG = Gatewiderstand
re= diff. Eingangswiderstand der Schaltung
rGS = differentieller Eingangswiderstand des FET
Der Ausgangswiderstand der Schaltung lässt sich mit folgender Gleichung errechnen:
ra =RL ! rDSRL + rDS
ra = diff. Ausgangswiderstand der Schaltung
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AE 4 MOS-Feldeffekttransistoren
Der Name dieser Gruppe von Feldeffekttransistoren hängt mit ihrem Aufbau zusammen. MOS
bedeutet Metal-Oxide-Semiconductor. (Metall-Oxid-Halbleiterbauteil)
AE 4.1 Aufbau und Arbeitsweise
Allgemeines Der aktive Teil dieser Transistoren besteht aus einem p-leitenden Kristall, dem sogenannten
Substrat.
In dieses Substrat sind zwei n-leitende Inseln eindotiert. Das ganze Kristall erhält eine
Abdeckschicht aus Siliziumdioxid (Si02). Zwei Fenster für die Anschlüsse S und D werden
ausgespart. Die SiO2-Schicht ist hochisolierend und verhältnismäßig spannungsfest. Auf diese
Isolierschicht wird - wie in Bild 4.1 dargestellt - eine Aluminiumschicht als Gateelektrode
aufgedampft. Das Substrat erhält einen besonderen Anschluss B. Dieser Anschluß ist entweder
im Gehäuse mit dem Sourceanschluss S verbunden oder wird aus dem Gehäuse herausgeführt.
Legt man an den Drainanschluss eine positive Spannung gegen den Sourceanschluss, so fließt
kein Strom. Polt man die Spannung um, so fließt ebenfalls kein Strom. Der MOS-FET ist
gesperrt.
Bild: 4. 1: Grundaufbau eines MOS-FET (n-Kanal Anreicherungstyp)
Bild: 4. 2: MOS-FET, Entstehung der n-leitenden Brücke zwischen Source und Drain
Der Gateanschluss erhält nun positive Spannung gegen Source und
Substrat z.B. +4V.
Im Substrat herrscht jetzt ein elektrisches Feld. Das p-leitende Substrat
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enthält zwar Löcher als freie Ladungsträger, aber auch eine Anzahl von Elektronen als
Minoritätsträger. Diese Elektronen werden vom positiven Gateanschluss angezogen. Sie
wandern unter dem Einfluss der Kräfte des elektrischen Feldes bis unmittelbar an die
isolierende SiO2-Schicht und sammeln sich dort. In dieser Zone sind sie jetzt in wesentlich
größerer Zahl vorhanden als die Löcher. Sie bilden die Mehrheit. Die Löcher werden in
entgegengesetzter Richtung wie die Elektronen bewegt. Sie räumen die Zone in der Nähe der
Si02-Schicht. Die Zone enthält jetzt weit überwiegend Elektronen als freie Ladungsträger. Sie
hat n-leitenden Charakter (Bild 4.2).
Zwischen der n-leitenden Sourceinsel und der n-leitenden Draininsel besteht jetzt eine n-
leitende Brücke. Die Elektronen können über diese Brücke vom Sourceanschluss zum
Drainanschluss fließen.
Durch eine positive Spannung des Gates gegen Source und Substrat entsteht eine n-leitende
Brücke zwischen Source und Drain.
Die Leitfähigkeit der Brücke kann geändert werden. Da die Elektronen einander abstoßen,
bedarf es einer Kraft, die sie zusammenhält. Eine Vergrößerung der positiven Gatespannung
führt zu einer Anreicherung der Brücke mit Elektronen. Die Brücke wird dadurch leitfähiger.
Eine Verringerung der positiven Gatespannung führt zu einer Verarmung der Brücke an
Elektronen. Die Brücke wird dadurch weniger leitfähig.
Die Leitfähigkeit der Brücke kann durch die Gatespannung UGS gesteuert werden.
Durch die Steuerung der Brückenleitfähigkeit wird auch der Drainstrom ID gesteuert. Für die
Steuerung ist nur eine Spannung notwendig. Ein Steuerstrom ist praktisch nicht erforderlich.
Die Steuerung erfolgt also leistungslos.
Der Drainstrom ID wird durch die Gatespannung UGS leistungslos gesteuert. AE 4.3 Anreicherungstyp Bei Gatespannung Null oder bei offenem Gate ist die Strecke von Source nach Drain gesperrt.
Der Transistor sperrt sich selbst bei fehlender Gatespannung. Er wird deshalb auch
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selbstsperrender MOS-FET genannt. Eine Brücke entsteht nur durch Anreicherung der Zone in
der Nähe der SiO2-Schicht. Ein anderer Name für diesen Transistortyp ist Anreicherungstyp.
Die englischen Bezeichnungen sind enhancement-type und normally-off-type.
AE 4.4 Verarmungstyp
Bei der Herstellung von MOS-FET kann bereits eine
leitende Verbindung zwischen Source und Drain durch
schwache n-Dotierung erzeugt werden (Bild 4.3).
Bild: 4. 3: Grundaufbau eines MOS.FET (n-Kanal Verarmungstyp)
Ein solcher MOS-FET hat bereits eine leitende Verbindung zwischen Source und Drain, ohne
dass am Gate eine Spannung anliegt. Man nennt Transistoren dieser Art selbstleitende
MOSFET.
Ein selbstleitender MOS-FET kann sowohl durch negative als auch durch positive
Gatespannungen UGS gesteuert werden.
Eine positive Gatespannung führt zu einer Anreicherung der Brücke mit Elektronen. Es werden
zusätzliche Elektronen angezogen. Die Brücke wird leitfähiger.
Eine negative Gatespannung führt zu einer Verarmung der Brücke an Elektronen. Die Brücke
wird weniger leitfähig.
Da die Steuerung mit negativer Gatespannung häufiger angewendet wird, nennt man
Transistoren dieser Art auch Verarmungstypen. Die englischen Bezeichnungen sind depletion
type und normally-on-type.
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Sperrschichtaufbau und Kanalabschnürung
Fließt über die n-leitende Brücke ein Drainstrom, so kommt es entlang des Brückenweges zu
einem Spannungsabfall (Bild 4.4). Das Substrat hat Potential O. Dort, wo die Brücke Potential +
2 V hat, besteht eine Sperrspannung von 2 V. Dort, wo die
Brücke ein Potential + 9 V hat, besteht eine Sperrspannung von
9 V.
Bild: 4. 4: Spannungsabfall entlang der n-leitenden Brücke
Zwischen der n-leitenden Brücke und dem Substrat bildet sich
nun eine Sperrschicht aus. Die Breite der Sperrschicht
entspricht der Größe der dort
herrschenden Sperrspannung (Bild
4.5).
Bild: 4. 5: Ausbildung der Sperrschicht bei einem n-Kanal-MOS-FET
Eine Sperrschicht entsteht ebenfalls
zwischen der n-leitenden
Draininsel und dem Substrat.
Die Sperrschicht ist für die Elektronen verbotenes Gebiet (Abschnitt Sperrschicht FET). Gerät
ein Elektron aus der n- leitenden Brücke in die Sperrschicht, so wird es zurückgetrieben. Den
Elektronen steht nur die neutrale Zone der n-leitenden Brücke zur Verfügung.
Die neutrale Zone der n-Ieitenden Briicke wird Kanal genannt.
Bei Stromfluss verengt sich der Kanal von der Sourceinsel zur Draininsel hin. Die Verengung
wird um so stärker, je mehr der Drainstrom ansteigt. Bei einem bestimmten Drainstrom kommt
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es zu einer Abschnürung des Kanals. Jetzt tritt die gleiche Erscheinung auf wie beim
Sperrschicht-FET. Der Strom ID kann auch bei weiter ansteigender Spannung UDS nur
geringfügig zunehmen. (Bild 4.6.)
Bild: 4. 6: ID-UDS-Kennlinie. Oberhalb des Abschnürpunktes P steigt die Kennlinie nur geringfügig an.
Die bisher betrachteten MOS-FET-Typen haben einen n-leitenden Kanal. Man kann auch
entsprechende Feldeffekttransistoren mit p-leitendem Kanal bauen (Bild 4.7). Ohne eindotierte
Brücke erhält man einen selbstsperrenden p-Kanal-MOSFET, mit eindotierter Brücke einen
selbstleitenden p-Kanal MOS-FET.
Bild: 4. 7: Aufbau eines p-Kanal-MOS-FET, p-Kanal-Typ
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Zusammenstellung der MOS-FET- Typen Es sind also folgende MOSFET-Typen zu unterscheiden:
3) selbstsperrender Typ (Anreicherungstyp), n-Kanal-Ausführung
4) selbstleitender Typ (Verarmungstyp), n-Kanal Ausführung
5) selbstsperrender Typ (Anreicherungstyp), p-Kanal Ausführung
6) selbstleitender Typ (Verarmungstyp), p-Kanal-Ausführung
Schaltzeichen
Kennlinien, Kennwerte, Grenzwerte Für alle MOS-FET-Typen sind zwei Kennlinienfelder gebräuchlich:
• das ID-UDS-Kennlinienfeld, auch Ausgangskennlinienfeld genannt,
• das ID-UGS-Kennlinienfeld,
auch Steuerkennlinienfeld
genannt.
Bild: 4. 8: ID-UDS-Kennlinienfeld eines selbstsperrenden MOS-FET (n-Kanal-Typ)
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Da die n-Kanal-MOS-Feldeffekt Transistoren besonders häufig eingesetzt werden, sollen die
Kennlinien dieser Typen betrachtet werden. Diese Kennlinien gelten entsprechend für p-Kanal-
Typen, wenn man die Vorzeichen für Strom und Spannungen umkehrt.
Bild 4.8 zeigt das ID-UDS-Kennlinienfeld eines selbstsperrenden MOS-FET (n-Kanal-Typ). Zum
Aufbau der n-leitenden Brücke ist eine Mindestgatespannung erforderlich. Diese liegt etwa
zwischen 1V und 2V. Ist die Gatespannung kleiner, so fließt fast kein Drainstrom. Die
Abschnürung des Kanals tritt an den Schnittpunkten der gestrichelt eingezeichneten
Abschnürungslinie mit den Kennlinien auf. Von diesen Schnittpunkten an, verlaufen die
Kennlinien nur noch mit leichter Steigung.
Bild: 4. 9: Kennlinien eines selbstsperrenden MOS-FET (n-Kanal-Typ)
Der Anstieg einer ID-UDS-Kennlinie in einem bestimmten Arbeitspunkt A ergibt den Wert des
differentiellen Ausgangswiderstandes rDS in diesem Arbeitspumkt.
rDS =!UDS
!ID mit !ID Drainstromänderung
!UDS Drainspannungsänderung
rDS differentieller Ausgangswiderstand
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Übliche Werte: rDS !10k" bis 50k!
Aus dem ID-UDS-Kennlinienfeld kann man das Steuerkennlinienfeld ID-UGS konstruieren. Für
jede Drainspannung UDS erhält man eine Kennlinie. In Bild 5.9 ist neben dem ID-UDS-
Kennlinienfeld das ID-UGS-Kennlinienfeld dargestellt mit je einer Kennlinie für UDS = 5 V, 10
V, 15 V. Der Anstieg einer ID-UGS-Kennlinie kennzeichnet die Steuereigenschaft des
Transistors. Der Anstieg einer ID-UGS-Kennlinie in einem bestimmten Arbeitspunkt A ergibt
den Wert der Steilheit S in diesem Arbeitspunkt.
Es gilt: S = !ID!UGS
mit S Steilheit
(für UDS=konstant) !ID Drainstromänderung
!UGS Drainspannungsänderung
Übliche Werte: S ! 5 mAV
bis 12 mAV
Für einen selbstleitenden MOS-FET (n-Kanal-Typ) gelten die in Bild 4.10 dargestellten
Kennlinienfelder.
Bei UGS=0V fließt bereits ein bestimmter Drainstrom ID, da ja eine Brücke vorhanden ist. Bei
positiven Gatespannungen nimmt die Leitfähigkeit der Brücke zu. Die ID-UDS-Kennlinien
verlaufen umso höher, je positiver die Gatespannung ist.
Bei negativen Gatespannungen nimmt die Leitfähigkeit der Brücke ab. Die ID-UDS-Kennlinien
verlaufen entsprechend tiefer.
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Bild: 4. 10: Kennlinien eines selbstleitenden MOS-FET (n-Kanal-Typ)
Die Angaben über die Kennwerte Ausgangswiderstand rDS und Steilheit S gelten
selbstverständlich genauso für den selbstleitenden MOS-FET wie für den selbstsperrenden. Die
Eingangswiderstände rGS von MOS-Feldeffekttransistoren sind außerordentlich groß. Sie
erreichen Werte von 1015 ! . Typisch sind 1014 ! .
rGS !1014"
rGS = Eingangswiderstand
Eingangskapazität Der Gateanschluss bildet mit dem Substrat eine Kapazität. Diese sogenannte Eingangskapazität
CGS ist je nach der Konstruktion des MOS-FET verschieden groß. Typische Werte sind:
CGS 2 pF bis 5 pF
Durch den hohen Eingangswiderstand verbunden mit der kleinen Eingangskapazität ist der
MOS-FET sehr empfindlich gegenüber statischen Aufladungen des Gates gegen das Substrat.
Eine leicht durch Reibung von Kunststoffgegenständen zu erzeugende Ladung von 10-9 As
verursacht bereits eine sehr hohe Spannung U: Q = C !U
U = QC
= 10!9As2 "10!12F
= 500V
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Eine Spannung dieser Größe kann die dünne isolierende SiO2-Schicht nicht aushalten. Es
kommt zu einem Durchschlag, und der FET wird zerstört.
Um derartige Zerstörungen zu vermeiden, werden MOS-FET mit
kurzgeschlossenen Anschlüssen geliefert (Bild 4.11).
Bild: 4. 11: MOS-FET mit Kurzschlussring
Der Kurzschlussring ist erst nach Einlöten des FET in die Schaltung abzuziehen. Einige MOS-
FET sind im Innern des Gehäuses mit Schutzdiodenstrecken versehen. Diese
Schutzdiodenstrecken sind Bestandteil des Kristalls. Meist verwendet man zwei
gegeneinandergeschaltete Z- Diodenstrecken (Bild 4.12).
Bild: 4. 12: MOS-FET mit Schutzdiod
!"#$%8/P'L,2()*+P'Q.' OF
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AE 5 Grundschaltungen von Transistoren Grundsätzlich unterscheidet man 3 Grundschaltungen von Transistoren. Bei den Bipolaren
Transistoren unterscheidet man:
1.
2.
3.
Die Transistorschaltungen bestehen jeweils aus einem Eingangs- und einem Ausgangskreis. Da
der Transistor über 3 Anschlüsse verfügt muss jeweils 1 Anschluss für den Eingang und den
Ausgang gemeinsam sein. Jede der 3 Grundschaltungen wird dabei nach dem Anschluss
benannt, der als gemeinsamer Anschluss für den Ein- und Ausgang dient.
AE 5.1 Emitterschaltung
Bild 5. 1: Emitterschaltung
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AE 5.2 Basisschaltung
Bild 5. 2: Basisschaltung
AE 5.3 Kollektorschaltung
Bild 5. 3: Kollektorschaltung
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AE 5.4 Eigenschalten der Grundschaltungen bei Bipolaren Transistoren Emitterschaltung Kollektorschaltung Basisschaltung
Wechselstrom-eingangswiderstand re
Wechselstrom-ausgangswiderstand ra
Spannungsverstärkung Vu Stromverstärkung Vi
Leistungsverstärkung VP Phasenverschiebung
zwischen Ein- und Ausgangssignal #
Anwendung
Bei den Unipolaren-Transistoren unterscheidet man:
1. Sourceschaltung
2. Drainschaltung
3. Gateschaltung
AE 5.5 Sourceschaltung
Bild 5. 4: Prinzip Sourceschaltung
AE 5.6 Drainschaltung
Bild 5. 5: Prinzip Drainschaltung
AE 5.7 Gateschaltung
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Bild 5. 6: Prinzip Gateschaltung
AE 5.8 Eigenschaften der Grundschaltungen bei Unipolaren Transistoren Sourceschaltung Drainschaltung Gateschaltung
Wechselstrom-eingangswiderstand re
Wechselstrom-ausgangswiderstand ra
Spannungsverstärkung Vu
Stromverstärkung Vi
Leistungsverstärkung VP
Phasenverschiebung zwischen Ein- und Ausgangssignal #
Anwendung
AE 5.9 Anwendungsschaltungen mit FET
Source-Schaltung Feldeffekttransistoren werden z. B. in NF-Verstärkern, in Eingangschaltungen von
HF-Verstärkern und in Messverstärkern verwendet.
Der NF-Verstärker Bild 5.7 besteht aus einer Vorstufe und einer Eintakt-A-Endstufe. Beide
Transistoren arbeiten in Source-Schaltung. V1 ist ein selbstleitender IG-FET mit N-Kanal.
Seine Vorspannung wird mit Hilfe eines Source-Widerstands erzeugt. Der größte Teil des
Widerstands ist zur Vermeidung einer Wechselstromgegenkopplung mit einem Kondensator
überbrückt. V2 ist
!"#$%8/P'L,2()*+P'Q.' FA
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ein selbstsperrender VMOS-FET. Seine Vorspannung muss mit einem Gate-Spannungsteiler
erzeugt werden.
Die beiden Stufen sind RC-gekoppelt Da der Endstufentransistor einen Lastwiderstand von 20
! bis 30 ! benötigt, um eine maximale Leistung abgeben zu können, ist der Lautsprecher über
einen Übertrager angeschlossen, der den
Lautsprecherwiderstand auf diesen Wert
transformiert.
Vom Lautsprecher wird ein Teil der
Wechselspannung auf den Source-Anschluß
des ersten Transistors gekoppelt. Deshalb darf
der Sourcewiderstand nicht vollständig
kapazitiv überbrückt werden. Damit sich
Schwankungen der Betriebsspannung nicht
auf den Transistor V1 auswirken können, ist
dessen Betriebsspannung über ein zusätzliches
Siebglied (2,2 k ! /100 µF) angeschlossen. Drain-Schaltung Kondensatormikrofon / Elektretmikrofon
Das Kondensatormikrofon in NF-Schaltung wird durch die 100-V-Hilfsspannung geladen. Im
Dielektrikum des Elektretmikrofons sind, ähnlich wie die Elementarmagnete bei
Dauermagneten, die Dipole fest ausgerichtet
(polarisiert). Elektretmikrofone sind deshalb dauernd
geladen und benötigen keine Hilfsspannung.
Der Elektret ist einseitig metallbedampft und als
Membran ausgebildet. In geringem Abstand darunter
befindet sich die metallische Gegenelektrode. Zwischen
den Elektret und die Gegenelektrode ist ein hochohmiger
Widerstand RG geschaltet. Trifft auf die Membran ein
Schalldruck, so ändert sich der Abstand zwischen
Bild 5. 7: NF-Verstärker mit FET
Bild 5. 8: Elektretmikrofon mit Impedanzwandler
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Membran und Gegenelektrode und damit die Kapazität. Da die Ladung konstant bleibt, folgt
nach der Gleichung U = Q/C eine Spannungsänderung. Diese Wechselspannung steuert einen
eingebauten lmpedanzwandler an (Bild 5.8).
Gate-Schaltung
Bild 5. 9: Kleinsignalverstärker in Gateschaltung
Solche Schaltungen kommen hauptsächlich in HF-Anwendungen zum Einsatz.
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AE 6 Operationsverstärker Ein Operationsverstärker (OPV oder OP) ist ein universell einsetzbarer integrierter Verstärker
mit einer sehr hohen Spannungsverstärkung. Beim Einsatz in elektronischen Schaltungen lassen
sich OP’s einfach als kompakte elektronische Bauelemente mit bestimmten Kennwerten
betrachten. Die wesentlichen Eigenschaften der mit OP’s aufgebauten Verstärkerstufen werden
nur durch die äussere Beschaltung der OP’s bestimmt und lassen sich deshalb relativ leicht
berechnen.
Historisch:
1. Gleichspannungsmessverstärker
2. Analogrechner: Rechenoperationen (Name)
! Hybridrechner: Simulationsschaltungen
Analoge Regelungstechnik
AE 6.1 Schaltzeichen. OP’s werden in der Regel mit 2 symmetrischen Betriebspsannungen ±UB betrieben (oft ±15V).
Die beiden Anschlüsse der Betriebspannung werden üblicherweise in den Schaltbildern nicht
angegeben.
Ein OP hat immer 2 Eingänge:
+ oder
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ FB
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E- (oder N) = invertierender Eingang (Spg. Wird mit 180° Phasendrehung verstärkt)
E+ (oder P) = nicht-invertierender Eingang (Spg. Wird ohne Phasendrehung verstärkt)
AE 6.2 Charakteristische Eigenschaften
Der Operationsverstärker verstärkt eigentlich immer die Differenzspannung:
Beim unbeschalteten OP ist die Ausgangsspannung UA:
mit V0 = Leerlaufverstärkung
Open Loop Gain
Eigenschaften idealer OP realer OP
Leerlaufverstärkung V0 = UA / UD
Eingangswiderstand re
Eingangsstrom I+, I-
Ausgangswiderstand ra
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ FC
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Da die Werte eines realen OP’s nahe genug an den idealen Werten liegen, werden bei
Berechnungen meistens die idealen Werte eingesetzt.
AE 6.3 Übertragungskennlinie
Wegen der hohen Leerlaufverstärkung wird ein unbeschalteter OPV bereits bei sehr kleinen
Eingangsspannungen (µV) in die Sättigung gesteuert. Im Bereich der Übersteuerung ist die
Ausgangsspannung UA $ ± UB = konstant. Für den Einsatz als Verstärker kann nur der lineare
Bereich der Übertragungskennlinie ausgenutzt werden. Dazu müssen OPV’s mit einer
Gegenkopplungsschaltung betrieben werden (Das heisst, ein Teil der Ausgangsspannung wird
auf den Eingang zurückgeführt).
In diesem Fall kann für die Berechnungen angenommen werden, dass die Differenzspannung
UD am Eingang null ist:
Eigenschaften des idealen Operationsverstärkers mit Gegenkopplung:
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ FO
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AE 6.4 Offset-Kompensation Bei realen OPV’s ist wegen der unvermeidbaren Herstellungstoleranzen die Ausgangsspannung
auch dann nicht null, wenn beide Eingänge auf Masse liegen. Diese sogenannte Offset-
Spannung kann durch eine externe Offset-Kompensationsschaltung abgeglichen werden.
+
+UB
-UB
-E-
E+A
AE 6.5 Gleichtaktverstärkung
Gleichtaktverstärkung oder Gleichtaktaussteuerung:
Auf beide Eingänge des OPV wird die gleiche Spannung gelegt.
Beim idealen OPV wäre die Differenzspannung UD = 0 und somit auch die Ausgangsspannung
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ FF
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=>&
Beim realen OPV zeigt sich eine Abhängigkeit der Ausgangsspannung von der
Gleichtakteingangsspannung UGL.
UA = VD ! UD + VGL ! UGL % 0 mit VGL = Gleichtakverstärkung
Das bedeutet: UA % 0
UGL+UB
-UB
UA
realer Verlauf
idealer Verlauf
Gleichtaktübertragungskennlinie eines OPV
mit VGL = Gleichtaktverstärkung.
Durch die Gleichtaktverstärung ergeben sich folgende Verhältnisse für die Ausgangsspannung:
=>
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ F6
!"#$%&'%#()*+,%&-./00%123,#4&
/ ! / 5 ' 6 7 8 9 : ; / & < 8 < ! 7 = 9 : ; / &
=>&
VGL soll klein sein, damit die Ausgangsspannung UA nur von VD ! UD abhängig ist, und nicht
auch noch von VGL. (Damit die Forderung der Abhängigkeit des OPV nur durch äussere
Beschaltung gewährleistet ist)
Zusammenfassend kann gesagt werden:
=>
AE 6.6 Frequenzverhalten Der OPV als Baustein zeigt Tiefpassverhalten mit sehr niedriger Eckfrequenz fo.
Die Leerlaufbandbreite beträgt z.Bsp.100Hz bei einem bestimmten OP-Typ.
Durch Verminderung der Leerlaufverstärkung V0 wird die Bandbreite im gleichen Maß erhöht.
(z.Bsp. MHz –Bereich)
Abhängigkeit der Bandbreite B von der Leerlaufverstärkung V0 Tiefpaßverhalten: Niedrige Frequenzen (bis f0) werden durchgelassen,
höhere Frequenzen (f > f0) werden gedämpft und
zwar umso stärker je höher die Frequenz .
60
80
100
102 103 104f [Hz]
f0
A[dB]
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ FG
!"#$%&'%#()*+,%&-./00%123,#4&
/ ! / 5 ' 6 7 8 9 : ; / & < 8 < ! 7 = 9 : ; / &
=>&
Eckfrequenz f0: Bandbreite B: Transitfrequenz fT: F: Was passiert mit Eingangssignalen, wenn die Verstärkung V0 < 0 wird? A: AE 6.7 Grundschaltungen von Operationsverstärkern AE 6.8 Der Komparator
Die Komparatorschaltung des OPV’s besitzt keine Gegenkopplung.
Bei U1 = U2 erfolgt am Ausgang ein Polaritätswechsel.
An der Ausgangsspg. läßt sich so erkennen welche der beiden Eingangsspannungen größer ist.
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ F;
!"#$%&'%#()*+,%&-./00%123,#4&
/ ! / 5 ' 6 7 8 9 : ; / & < 8 < ! 7 = 9 : ; / &
=>&
AE 6.9 Der invertierende Verstärker (Umkehrverstärker)
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ 6A
!"#$%&'%#()*+,%&-./00%123,#4&
/ ! / 5 ' 6 7 8 9 : ; / & < 8 < ! 7 = 9 : ; / &
=>&
=> Verstärkung des invertierenden Verstärkers:
Negative Verstärkung bedeutet, dass die Ausgangsspannung VA gegenüber der
Eingangsspannung UE um 180° phasenverschoben ist. (=> invertiert)
Eingangswiderstand: => Ausgangswiderstand: Bemerkung: Die Vernachlässigung I- = 0 ist nur solange zulässig, wie I1 und I2 viel grösser
als I- sind. D.h, R1 und R2 dürfen nicht zu hochohmig sein, da sonst I1 und I2 in der gleichen
Größenordnung liegen wie I-.
(Gängige Werte: R1, R2 & 1 k" bis 100 k")
Beispiel: Ein Umkehrverstärker soll ein Eingangssignal UE = 100mV so verstärken, dass am Ausgang eine Spannung UA = -2V zur Verfügung steht. Für R1 wird der Wert R1 = 10k" gewählt.
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ 6"
!"#$%&'%#()*+,%&-./00%123,#4&
/ ! / 5 ' 6 7 8 9 : ; / & < 8 < ! 7 = 9 : ; / &
=>&
Wie groß ist die Verstärkung V?
Welchen Wert muss der Widerstand R2 haben?
AE 6.10 Der Nicht-invertierende Verstärker (Elektrometerverstärker)
E
A
UUV = ; OP mit Gegenkopplung => '+ = I - & 0A
UD = 0 V (gilt nur bei Gegenkopplung)
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ 6<
!"#$%&'%#()*+,%&-./00%123,#4&
/ ! / 5 ' 6 7 8 9 : ; / & < 8 < ! 7 = 9 : ; / &
=>&
Verstärkung des nicht-invertierenden Verstärkers:
Positive Verstärkung bedeutet, dass UA und UE in Phase sind.
Eingangswiderstand: Sonderfall: R2 = 0 und R1 " (
-
+
UE UA
V = 1 + 0/( = 1
=> UA = UE => Spannungsfolger
Eingangswiderstand der Schaltung sehr hoch
• Ausgangswiderstand sehr niedrig
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ 6B
!"#$%&'%#()*+,%&-./00%123,#4&
/ ! / 5 ' 6 7 8 9 : ; / & < 8 < ! 7 = 9 : ; / &
=>&
• Impedanzwandler oder auch noch Trennverstärker
Achtung: keine galvanische Trennung wie beim Optokoppler! AE 6.11 Der Addierer
-
+
I-
UD
R0
UAU1
U2
R1
R3I3
R2I2
I1 K
I0
U3
M1
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ 6C
!"#$%&'%#()*+,%&-./00%123,#4&
/ ! / 5 ' 6 7 8 9 : ; / & < 8 < ! 7 = 9 : ; / &
=>&
AE 6.12 Der Subtrahierer (Differenzverstärker)
-
+
I-
I+UD
R1
R2
R3
R4
I2
I1
I2
UAU1
U2I1
M1
M2M3
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ 6O
!"#$%&'%#()*+,%&-./00%123,#4&
/ ! / 5 ' 6 7 8 9 : ; / & < 8 < ! 7 = 9 : ; / &
=>&
!"#$%>I./)+1J',-./,+R/N./ 6F
!"#$%&'%#()*+,%&-./00%123,#4&
/ ! / 5 ' 6 7 8 9 : ; / & < 8 < ! 7 = 9 : ; / &
=>&
AE 6.13 Aufgaben 1. Mit Hilfe eines OPV soll eine Schaltung aufgebaut werden, welche folgende Gleichung
realisiert.
Y = - (0,2 ! X1 + 3 ! X2 + 0,05 ! X3)
a. Zeichne die Schaltung.
b. Dimensioniere die Schaltung.
2. Dimensioniere einen invertierenden Verstärker mit einstellbarem Verstärkungsfaktor
zwischen 2 und 20. Der Eingangswiderstand der Schaltung soll 100 k" betragen.
a. Zeichne die Schaltung.
b. Dimensioniere die Schaltung.
3. Erkläre die Funktionsweise folgender Schaltung.
4. Ein nicht–invertierender Verstärker ist mit den Widerständen
R1 = 10 k" und R2 = 200 k" aufgebaut.
a. Zeichne die Schaltung.
b. Wie groß ist die Verstärkung V und welche Ausgangsspannung tritt auf wenn
UE = 100 mV?
