truyền động ddienj biến tần - Động cơ KDB

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn

ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN

TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP

LUẬN VĂN THẠC SỸ KĨ THUẬT

NGHIÊN CỨU HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN BIẾN TẦN - ĐỘNG CƠ

XOAY CHIỀU SỬ DỤNG BIẾN TẦN 4 GÓC PHẦN TƯ

Ngành: TỰ ĐỘNG HÓA

Mã số: 605260

Học viên: BÙI THỊ THANH HUYỀN

Người hướng dẫn khoa học: TS.TRẦN XUÂN MINH

DUYỆT BAN GIÁM

HIỆU

KHOA ĐT

SAU ĐẠI HỌC NGƯỜI HƯỚNG

DẪN

HỌC VIÊN

Ts. Trần Xuân Minh Bùi Thị Thanh Huyền

THÁI NGUYÊN - 2009


2

LỜI CAM ĐOAN

Tôi là Bùi Thị Thanh Huyền, học viên lớp cao học K10 Tự Động Hoá niên

khoá 2007-2009 sau hai năm học tập và nghiên cứu, đƣợc sự giúp đỡ của các thầy

cô giáo và đặc biệt là TS. Trần Xuân Minh, thầy giáo hƣớng dẫn tốt nghiệp của tôi,

tôi đã đi đến cuối chặng đƣờng để kết thúc khoá học thạc sĩ.

Tôi đã quyết định chọn đề tài tốt nghiệp là: "Nghiên cứu hệ truyền động điện

biến tần động cơ xoay chiều sử dụng biến tần 4 góc phần tư".

Tôi xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của riêng tôi. Các số liệu, kết

quả trong luận văn là hoàn toàn trung thực và chƣa từng đƣợc ai công bố trong bất

kỳ công trình nào khác. Nếu có tôi xin chịu hoàn toàn trách nhiệm.

Tác giả luận văn

Bùi Thị Thanh Huyền


3

MỤC LỤC

Trang

Trang bìa phụ ……………………………………………………………. ........

Lời cam đoan ……………………………………………………………. ......... 2

Mục lục ………………………………………………………………............... 3

Danh mục các ký hiệu và chữ viết tắt …………………………………… ........ 5

Danh mục các bảng ……………………………………………………… ........ 7

Danh mục các hình vẽ, đồ thị …………………………………………… ......... 7

MỞ ĐẦU………………………………………………………………… ......... 11

CHƢƠNG 1 - TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN

BIẾN TẦN - ĐỘNG CƠ XOAY CHIỀU ………………… .......

13

1.1. Các hệ thống truyền động điện dùng động cơ xoay chiều ………. .......... 13

1.1.1. Giới thiệu chung ……………………………………………… ......... 13

1.1.2. Các phƣơng pháp điều chỉnh tốc độ động cơ không đồng bộ ............ 14

1.1.3. Các phƣơng pháp điều chỉnh tốc độ động cơ đồng bộ ………. .......... 15

1.1.4. Hệ thống điều tốc biến tần - động cơ xoay chiều ……………….......... 15

1.2. Sơ lƣợc về các bộ biến tần dùng dụng cụ bán dẫn công suất ……. .......... 16

1.2.1. Biến tần trực tiếp (xoay chiều - xoay chiều) ………………….. ........ 16

1.2.2. Bộ biến tần gián tiếp ………………………………………….. ........ 19

1.3. Biến tần bốn góc phần tƣ ………………………………………….......... 25

1.3.1. Các tồn tại của các bộ biến tần thông thƣờng ………………… ........ 25

1.3.2. Biến tần bốn góc phần tƣ (biến tần 4Q) ………………………. ........ 27

CHƢƠNG 2 - NGHIÊN CỨU CHỈNH LƢU TÍCH CỰC PWM PHỤC VỤ

CHO BIẾN TẦN BỐN GÓC PHẦN TƢ……………… .............

29

2.1. Đặt vấn đề ………………………………………............................ ........ 29

2.2. Cấu tạo và nguyên lý làm việc của biến tần nguồn áp bốn góc phần tƣ

dùng chỉnh lƣu PWM ………………………………………. .....................

30

2.3. Mô tả toán học chỉnh lƣu PWM …………………………………. .......... 33

2.3.1. Mô tả điện áp đầu vào chỉnh lƣu PWM ……………………… ........ 34

2.3.2. Mô tả toán học chỉnh lƣu PWM trong hệ tọa độ 3 pha ……… .......... 35

2.3.3. Mô tả toán học chỉnh lƣu PWM trong hệ tọa độ cố định - . ......... 36

2.3.4. Mô tả toán học chỉnh lƣu PWM trên hệ tọa độ quay d – q …… ........ 37

2.3.5. Tính toán công suất chỉnh lƣu PWM …………………………. ........ 38

2.4. Phạm vi và giới hạn tham số của chỉnh lƣu PWM ……………….. ......... 39

2.4.1. Giới hạn cực tiểu của điện áp một chiều ……………………. ........... 39

2.4.2. Giới hạn giá trị điện áp trên điện cảm ………………………. ........... 39

2.5. Ƣớc lƣợng các đại lƣợng vector cơ bản ………………………….. ........ 41

2.5.1. Ƣớc lƣợng vector điện áp đầu vào ……………………………. ........ 41

2.5.2. Ƣớc lƣợng vector từ thông ảo ………………………………… ........ 42

2.6. Phƣơng pháp điều khiển chỉnh lƣu PWM …………………. ................... 46

2.7. Cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM định hƣớng theo vector điện

áp..................................................................................................... .............

47

2.7.1. Cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM định hƣớng theo vector điện áp


4

dựa vào dòng điện (VOC) …………………………… ................... 47

2.7.2. Cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM theo VFOC ……………. ......... 49

2.8. Cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM theo phƣơng pháp trực tiếp công

suất DPC …………………………………………………… ................

50

2.8.1. Ƣớc lƣợng công suất theo vector điện áp …………………….. ......... 52

2.8.2. Ƣớc lƣợng công suất theo vector từ thông ảo ………………… ........ 53

2.8.3. Đặc điểm cơ bản của điều khiển trực tiếp công suất DPC cho chỉnh

lƣu PWM ………………………………………………. .................

54

2.8.4. Bộ điều khiển công suất ………………………………………. ........ 55

2.8.5. Lựa chọn phân vùng vector và bảng đóng cắt .................................... 57

2.8.6. Tổ hợp vector điện áp …………………………………………......... 58

CHƢƠNG 3 - NGHỊCH LƢU ĐIỀU KHIỂN VECTOR VÀ CẤU TRÚC HỆ

TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN BIẾN TẦN 4 Q - ĐỘNG CƠ KHÔNG

ĐỒNG BỘ BA PHA ……… .......................................................

60

3.1. Mô hình toán học trạng thái động của động cơ không đồng bộ ba

pha................................................................................................ ......................

60

3.1.1. Mô hình toán học nhiều biến của động cơ không đồng bộ ba pha …………………………………………………………………. 60

3.1.2. Phép biến đổi tọa độ và ma trận chuyển đổi ………………….. ........ 69

3.1.3. Mô hình toán học động cơ không đồng bộ trên hệ tọa độ quay 2 pha

bất kỳ ………………………………………………………... ..................

81

3.1.4. Mô hình toán học động cơ điện không đồng bộ trên hệ tọa độ cố định 2 pha …………………………………………………………………… 82

3.1.5. Mô hình toán học động cơ không đồng bộ trên hệ tọa độ quay đồng bộ 2 pha ……………………………………………………………………. 83

3.1.6. Mô hình toán học của động cơ không đồng bộ theo định hƣớng từ

trƣờng trên hệ tọa độ quay đồng bộ 2 pha (hệ tọa độ MT) .......................

83

3.2. Biến tần gián tiếp với nghịch lƣu điều khiển vector ……………. ........... 85

3.2.1. Mô hình động cơ một chiều tƣơng đƣơng của động cơ không đồng

bộ .............................................................................................................

86

3.2.2. Ý tƣởng về cấu trúc hệ thống điều khiển vector ……………… ........ 87

3.2.3. Phƣơng trình cơ bản điều khiển vector ……………………….. ........ 88

3.2.4. Mô hình quan sát từ thông rotor ……………………………. ........... 89

3.3. Mô Hệ truyền động biến tần 4Q - ĐK ……………………………. ......... 91

3.3.1. Sơ đồ khối của hệ truyền động biến tần 4Q – ĐK .............................. 91

3.3.2. Sơ đồ nguyên lý phần mạch lực của hệ biến tần 4Q - ĐK …. ............ 91

3.3.3. Khối điều khiển chỉnh lƣu PWM …………………………….. ........ 92

3.3.4. Khối điều khiển nghịch lƣu áp dụng nguyên lý điều khiển vector ..... 94

CHƢƠNG 4 - MÔ PHỎNG HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN BIẾN TẦN 4Q -

ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA..................... ...............

97

4.1. Mô phỏng đặc tính làm việc của chỉnh lƣu PWM……………….. .......... 97

4.1.1. Xây dựng chƣơng trình mô phỏng chỉnh lƣu PWM …………........... 97

4.1.2. Các kết quả mô phỏng chỉnh lƣu PWM ……………………… ......... 99

4.2. Mô phỏng hệ truyền động Biến tần 4Q-động cơ không đồng bộ ba pha .. 100

4.2.1. Xây dựng sơ đồ mô phỏng hệ truyền động trong phần mềm Matlab .. 100

4.2.2. Kết quả mô phỏng ……………………………………………. ......... 103


5

Kết luận và kiến nghị ................................................................... ...................... 107

Tài liệu tham khảo ..................................................................................... ......... 108

DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU VÀ CHỮ VIẾT TẮT

Góc pha của vector chuẩn

Góc lệch giữa trục cuộn dây rotor và stator pha A

Góc pha điều khiển phần chỉnh lƣu PWM

Góc pha của vector áp nguồn phần chỉnh lƣu PWM

Góc pha giữa dòng điện và áp, góc lệch giữa trục M và trục

Tần số góc của điện áp xoay chiều ba pha cấp cho động cơ

l Tần số góc điện áp lƣới điện cấp cho bộ chỉnh lƣu

1 Tốc độ góc của từ thông stator so với stator

2 Tốc độ góc của từ thông rotor so với rotor

A Từ thông stator pha A

B Từ thông stator pha B

C Từ thông stator pha C

a Từ thông rotor pha A

b Từ thông rotor pha B

c Từ thông rotor pha C

M2 Thành phần trục M (d) của vector từ thông rotor

T2 Thành phần trục T (q) của vector từ thông rotor

M1 Thành phần trục M (d) của vector từ thông stator

T2 Thành phần trục T (q) của vector từ thông stator

L Vector từ thông ảo

L Thành phần trục của vector từ thông ảo trên hệ trục toạ độ -

L Thành phần trục của vector từ thông ảo trên hệ trục toạ độ -

Ld Thành phần trục d của vector từ thông ảo trên hệ trục toạ độ d-q

Lq Thành phần trục q của vector từ thông ảo trên hệ trục toạ độ d-q

cos Hệ số công suất cơ bản

C Tụ điện

ĐK Động cơ không đồng bộ ba pha

DPC Điều khiển trực tiếp công suất (viết tắt của Direct Power Control)

f Tần số

FOC Điều khiển tựa từ trƣờng (viết tắt của Field Oriented Control)

i(t), i Giá trị dòng điện tức thời

iA, iB, iC Dòng ba pha A, B, C cuộn dây stator

ia, ib, ic Dòng ba pha a, b, c cuộn dây rotor

idc Giá trị dòng điện một chiều

LI Vector dòng điện lƣới

iLa,b,c Dòng ba pha A, B, C của lƣới điện xoay chiều phần chỉnh lƣu PWM


6

iL Thành phần trục của vector dòng điện lƣới trên hệ trục toạ độ -

iL Thành phần trục của vector dòng điện lƣới trên hệ trục toạ độ -

iLd Thành phần trục d của vector dòng điện lƣới trên hệ trục toạ độ d-q

iLq Thành phần trục d của vector dòng điện lƣới trên hệ trục toạ độ d-q

iM1 Thành phần trục M (d) của vector dòng stator động cơ

iT1 Thành phần trục q của vector dòng stator động cơ

I Giá trị hiệu dụng của dòng điện một pha động cơ

j Đơn vị ảo

J Mô men quán tính

Lm1 Giá trị điện cảm; hỗ cảm cực đại cuộn dây stator động cơ

Lt1, Lt2 Điện cảm tản cuộn dây stator và rotor

M Mô men, mô men động cơ

Mc Mô men cản tác động lên trục động cơ (mô men tải)

Mđt Mô men điện từ động cơ

Mđm Mô men định mức

Mmax Mô men cực đại

np Số đôi cực từ của động cơ

P Công suất tác dụng

p(t), p Công suất tác dụng tức thời

PWM Điều chế độ rộng xung (viết tắt của Pulse Width Modulation)

q(t), q Công suất phản kháng tức thời

Q Công suất phản kháng

R Điện trở

s Toán tử Laplace

S Công suất biểu kiến

Sa,Sb,Sc Trạng thái đóng cắt của bộ biến đổi

t Giá trị thời gian tức thời

T Chu kỳ

U Vector điện áp đặt vào động cơ

U1 Sóng hài bậc nhất điện áp đầu ra khối nghịch lƣu của biến tần

uM1 Thành phần trục M của vector điện áp đặt vào động cơ trên hệ trục toạ độ

M- T

uT1 Thành phần trục T của vector điện áp đặt vào động cơ trên hệ trục toạ độ

M- T

LU Vector điện áp lƣới

uL Thành phần trục của vector điện áp lƣới trên hệ trục toạ độ -

uL Thành phần trục của vector điện áp lƣới trên hệ trục toạ độ -

uLd Thành phần trục d của vector điện áp lƣới trên hệ trục toạ độ d - q

uLq Thành phần trục q của vector điện áp lƣới trên hệ trục toạ độ d - q

sU Vector điện áp vào bộ chỉnh lƣu PWM

us Thành phần trục của vector điện áp đầu vào bộ chỉnh lƣu trên hệ trục


7

toạ độ -

us Thành phần trục của vector điện áp đầu vào bộ chỉnh lƣu trên hệ trục

toạ độ -

usd Thành phần trục d của vector điện áp đầu vào bộ chỉnh lƣu trên hệ trục

toạ độ d - q

usq Thành phần trục q của vector điện áp đầu vào bộ chỉnh lƣu trên hệ trục

toạ độ d - q

Udc Điện áp một chiều

Va, b, c Điện nguồn ba pha cấp cho động cơ

VFOC Điều khiển định hƣớng từ thông ảo (viết tắt của Virtual Flux Oriented

Control)

VOC Điều khiển tựa theo điện áp lƣới (viết tắt của Voltage Oriented Control)

W, Wđt Năng lƣợng, năng lƣợng điện từ

4Q Bốn góc phần tƣ (viết tắt của Four (4) Quater)

DANH MỤC CÁC BẢNG

Bảng B.2.1: Bảng đóng cắt cho DPC với bộ điều khiển hai mức, 12 vùng vector

……………………………………………………………………………….. 57

Bảng B.2.2 : Sự tăng giảm p, q theo U………………………………………….... 58

DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ VÀ ĐỒ THỊ

Hình 1.1. Thiết bị biến tần trực tiếp (xoay chiều - xoay chiều) …………. .......... 17

Hình 1.2: Sơ đồ nguyên lý bộ biến tần trực tiếp ……………………………. ........ 17

Hình 1.3: Đồ thị điện áp đầu ra của thiết bị biến tần xoay chiều-xoay chiều

hình sin….………………………………………………………….. ..................

18

Hình 1.4: Sóng hài bậc nhất dòng, áp trên tải và các chế độ làm việc của các

khâu trong biến tần trực tiếp………………………………….. .....................

18

Hình 1.5: Thiết bị biến tần gián tiếp…………………………………………. ......... 20

Hình 1.6: Bộ biến tần gián tiếp có khâu trung gian một chiều……………. ........ 21

Hình 1.7: Bộ biến tần điều khiển vector…………………………………. .............. 24

Hình 1.8: Các bộ lọc để giảm sóng hài bậc cao ( là chỉ số sóng hài)…. ........ 25

Hình 1.9: Dập năng lượng bằng điện trở Rh trong mạch một chiều……… ........ 26

Hình 1.10: Sử dụng thêm bộ nghịch lưu mắc song song ngược với bộ chỉnh

lưu để trả năng lượng về lưới điện xoay chiều………………… .................

26

Hình 2.1: Sơ đồ biến tần bốn góc phần tư dùng chỉnh lưu PWM………… ......... 30

Hình 2.2a. Sơ đồ thay thế một pha bộ chỉnh lưu tích cực PWM………….. ......... 31

Hình 2.2 b. Đồ thị vector tổng quát của bộ chỉnh lưu…………………….. .......... 31

Hình 2.2 c. Đồ thị vector bộ chỉnh lưu PWM với hệ số công suất bằng 1.. ........ 31

Hình 2.2 d. Đồ thị vector bộ chỉnh lưu PWM với hệ số công suất bằng -1

(nghịch lưu)……………………………………………………………….. ........ .

31

Hình 2.3a: Đồ thị 6 vector điện áp cơ bản khi điều khiển sự chuyển mạch các

khoá bán dẫn Sa, Sb, Sc ………………………………………. ........................

32

Hình 2.3b: Các trạng thái chuyển mạch của chỉnh lưu PWM……………. ......... 33


8

Hình 2.4: Đồ thị vector điện áp, dòng điện chỉnh lưu PWM trong hệ toạ độ -

và d-q…………………………………………………………….....................

34

Hình 2.5: Cấu trúc mô hình toán học chỉnh lưu PWM trên hệ toạ độ ba

pha………………………………………………………………………….. ........

35

Hình 2.6: Mô hình toán học chỉnh lưu PWM trên hệ toạ độ -…………. ........ 37

Hình 2.7: Mô hình toán học chỉnh lưu PWM trên hệ toạ độ d-q…………. ......... 38

Hình 2.8: Đồ thị vector điện áp chỉnh lưu PWM …………………………... ......... 39

Hình 2.9a: Giới hạn làm việc điện áp của chỉnh lưu PWM……………….. ........ 40

Hình 2.9b: Giới hạn làm việc điện áp của chỉnh lưu PWM………………. ......... 41

Hình 2.10: Mô hình động cơ ảo và đồ thị véc tơ từ thông ảo với chỉnh lưu

PWM…………………………………………………………………… ..............

43

Hình 2.11: Quan hệ giữa điện áp và từ thông ảo với dòng công suất của

chỉnh lưu PWM …………………………………………………………… ........

44

Hình 2.12: Sơ đồ cấu trúc nhận dạng véc tơ từ thông ảo………………….. ........ 45

Hình 2.13: Các phương pháp điều khiển chỉnh lưu PWM…………………. ........ 46

Hình 2.14: Hệ truyền động động cơ xoay chiều - biến tần dùng chỉnh lưu

PWM với các phương pháp điều khiển ………………………………… .......

47

Hình 2.15: Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM theo VOC ………………. 48

Hình 2.16: Cấu trúc các mạch vòng điều khiển chỉnh lưu PWM theo

VOC…………………………………………………………………………

49

Hình 2.17: Cấu trúc các mạch vòng điều khiển chỉnh lưu PWM theo

VFOC………………………………………………………………………..........

50

Hình 2.18: Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM theo DPC……………….. ........ 51

Hình 2.19: Khâu ước lượng công suất và điện áp ………………………….. ........ 52

Hình 2.20: Khâu ước lượng p, q theo vector L ……………………………. ....... 53

Hình 2.21: Sự biến thiên giá trị công suất tức thời ………………………… ........ 55

Hình 2.22: Bộ điều khiển công suất …………………………………………. ......... 56

Hình 2.23: Phân vùng vector cho phương pháp điều khiển DPC………… ....... 57

Hình 2.24: Biến đổi vector điện áp…………………………………………… ......... 59

Hình 3.1: Sơ đồ cấu trúc điều khiển nhiều biến của động cơ không đồng bộ .... 61

Hình 3.2: Sơ đồ cấu trúc điều khiển hệ thống điều tốc biến tần của động cơ

không đồng bộ nhiều biến …………………………………………… ............

61

Hình 3.3: Mô hình vật lý động cơ không đồng bộ 3 pha …………………. ......... . 62

Hình 3.4: Mô hình vật lý động cơ điện một chiều hai cực: F- cuộn dây kích

từ, A - cuộn dây rotor, C- cuộn dây bù ………………………… ................ .

69

Hình 3.5: Mô hình vật lý các cuộn dây động cơ điện xoay chiều, mô hình

tương đương và mô hình động cơ điện một chiều……………………. ....... .

71

Hình 3.6: Vị trí vector không gian của hệ toạ độ 3 pha và 2 pha cùng với sức

từ động cuộn dây ………………………………………………. .................... .

74

Hình 3.7: Hệ toạ độ cố định và hệ toạ độ quay 2 pha và vector không gian

sức từ động …………………………………………………………. ................

78

Hình 3.8: Sơ đồ cấu trúc biến đổi tọa độ động cơ không đồng bộ: 3/2) Biến


9

đổi 3 pha/2 pha; VR) Biến đổi quay đồng bộ; ) Góc giữa trục M và

trục (trục A)………………………………………………… ........................

86

Hình 3.9: Ý tưởng cấu trúc hệ thống điều khiển vector …………………... ........ 87

Hình 3.10: Mô hình quan sát từ thông trên hệ toạ độ quay hai pha theo định

hướng từ trường …………………………………………………….. ...............

90

Hình 3.11: Sơ đồ khối hệ truyền động điện biến tần 4Q - ĐK…………… .......... 91

Hình 3.12: Sơ đồ nguyên lý phần lực hệ truyền động biến tần bốn góc phần tư

dùng chỉnh lưu PWM - động cơ không đồng bộ ba pha……. ....................

92

Hình 3.13: Cấu trúc khối điều khiển chỉnh lưu PWM theo VOC………….......... 93

Hình 3.14: Cấu trúc nghịch lưu điều khiển vector định hướng từ thông

rotor……………………………………………………………………….. ..........

96

Hình 4.1: Sơ đồ mô phỏng chỉnh lưu PWM tải điện trở điều khiển theo VOC ………………………………………………………………………... 98

Hình 4.2: Sơ đồ mô phỏng chi tiết khối điều khiển chỉnh lưu PWM theo

phương pháp VOC(khối “Subsytrem”) của mô hình hình 4.1 ........... .......

98

Hình 4.3: Chi tiết khối “PLECS circuit” của mô hình hình 4.1 ............... ......... 99

Hình 4.4: Điện áp một chiều sau chỉnh lưu PWM điều khiển theo VOC .. ......... 99

Hình 4.5: Điện áp và dòng điện pha A của chỉnh lưu PWM điều khiển theo

VOC ........................................................................................... ................

99

Hình 4.6: Điện áp và dòng điện pha A của chỉnh lưu PWM điều khiển theo

VOC trong thời gian 5 chu kỳ nguồn ......................................... ...............

100

Hình 4.7: Dòng một chiều sau chỉnh lưu của PWM điều khiển theo VOC

trong thời gian 1/6 chu kỳ nguồn ...................................................... ........

100

Hình 4.8: Cấu trúc điều khiển vector trong vùng tần số f = fđm ................. ........ 101

Hình 4.9: Sơ đồ mô phỏng hệ truyền động điện biến tần 4Q-động cơ không

đồng bộ ba pha ....................................................................... ...................

102

Hình 4.10: Sơ đồ mô phỏng chi tiết phần điều khiển nghịch lưu theo FOC

(khối “INVERTER” trên mô hình hình 4.9 .............................. .................

102

Hình 4.11: Chi tiết khối “PLECS circuit” của mô hình hình 4.9 ............. ......... 103

Hình 4.12: Tốc độ góc động cơ khi khởi động và điều chỉnh tải để chuyển chế

độ làm việc, với giá trị đặt tốc độ là 100 rad/s…………. ..........................

104

Hình 4.13: Sự điều chỉnh mô men tải của động cơ khi khởi động và khi chuyển

động cơ sang trạng thái hãm tái sinh ở chế độ tốc độ ổn định (tại

t=1s)…………………………………………………………….. .......................

104

Hình 4.14: Điện áp và dòng điện lưới pha A cấp cho chỉnh lưu PWM trước và

sau thời điểm điều chỉnh mô men tải (tại t=1s) để chuyển chế độ làm

việc của động cơ từ trạng thái động cơ sang hãm tái

sinh………………………………………………………………………. ............

105

Hình 4.15: Tốc độ góc động cơ khi khởi động và điều chỉnh giảm tốc từ 100

rad/s xuống 80 rad/s ……………………………………..…………................

105


sau thời điểm điều chỉnh giảm tốc từ 100 rad/s xuống 80 rad/s (tại t=1s)

106


11

MỞ ĐẦU

1. Tính cấp thiết của đề tài

Trong công nghiệp rất nhiều máy sản xuất yêu cầu phải điều chỉnh tốc độ

động cơ truyền động với phạm vi rộng và chất lượng điều chỉnh tốt. Với sự ra đời

và phát triển của hệ truyền động điều chỉnh tốc độ động cơ không đồng bộ ba pha

bằng phương pháp thay đổi tần số nguồn cấp cho mạch stator nhờ các bộ biến tần đã

giải quyết được rất nhiều vấn đề mà thực tế sản xuất yêu cầu. Tuy nhiên các bộ biến

tần hiện nay còn tồn tại một số nhược điểm là ảnh hưởng khá nhiều đến lưới điện

công nghiệp, đặc biệt khi công suất hệ truyền động lớn, phần lớn các hệ truyền động

bộ biến tần-động cơ xoay chiều chưa cho phép động cơ làm việc ở chế độ hãm tái

sinh. Việc xây dựng một bộ biến tần khắc phục được các tồn tại đã nêu là một yêu

cầu kỹ thuật cấp bách.

2. Mục đích nghiên cứu

Đề tài có mục tiêu nghiên cứu: xây dựng hệ truyền động điện biến tần- động

cơ xoay chiều cho phép động cơ có thể làm việc được ở cả bốn góc phần tư và cải

thiện chất lượng dòng điện qua lưới

3. Đối tượng và phạm vi nghiên cứu

Xây dựng cấu trúc phần chỉnh lưu và nghịch lưu của bộ biến tần gián tiếp. Xây

dựng cấu trúc tổng thể một hệ truyền động biến tần bốn góc phần tư (4Q)-động cơ

xoay chiều không đồng bộ ba pha. Thực hiện các mô phỏng để kiểm nghiệm kết quả

phân tích, tính toán lý thuyết.

4. Ý nghĩa khoa học và thực tiễn của đề tài

Đây là đề tài nghiên cứu ứng dụng trong lĩnh vực truyền động điện tự động.

Đề tài xây dựng hệ thống truyền động điện động cơ xoay chiều có chất lượng cao

hơn các hệ thống hiện có.

5. Kết cấu của luận văn


12

Luận án bao gồm 4 chương:

Chương 1: Tổng quan về hệ thống truyền động điện biến tần-động cơ xoay

chiều.

Chương 2: Nghiên cứu chỉnh lưu tích cực PWM phục vụ cho biến tần bốn góc

phần tư.

Chương 3: Nghịch lưu điều khiển vector và cấu trúc hệ truyền động điện biến

tần 4Q - động cơ không đồng bộ ba pha.

Chương 4: Mô phỏng hệ truyền động điện biến tần 4Q-động cơ không đồng bộ

ba pha.

Kết luận và kiến nghị


13

Chương 1

TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN

BIẾN TẦN - ĐỘNG CƠ XOAY CHIỀU

1.1. CÁC HỆ THỐNG TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN DÙNG ĐỘNG CƠ XOAY CHIỀU

1.1.1. Giới thiệu chung

Các hệ thống truyền động điện đƣợc sử dụng rất rộng rãi trong các lĩnh vực khác

nhau, chúng đƣợc dùng để cung cấp động lực cho phần lớn các cơ cấu sản xuất. Trong

thế kỷ XIX đã lần lƣợt xuất hiện truyền động điện động cơ một chiều và động cơ xoay

chiều. Trong nhiều năm của thế kỷ XX, khoảng 80% các hệ thống truyền động điện

không yêu cầu điều chỉnh tốc độ đều dùng động cơ xoay chiều, còn khoảng 20%

truyền động điện có yêu cầu cao về điều chỉnh tốc độ dùng động cơ một chiều. Điều

này hầu nhƣ đã đƣợc thế giới coi nhƣ là một quy luật phân bổ hiển nhiên. Phƣơng án

điều chỉnh tốc độ động cơ xoay chiều mặc dù đã đƣợc phát minh và đƣa vào ứng dụng

khá sớm, nhƣng chất lƣợng của nó lại khó bề sánh kịp với hệ thống truyền động điện

một chiều. Mãi tận tới thập kỷ 70 của thế kỷ XX, khi thế giới bị cuốn hút vào nguy cơ

khan hiếm dầu mỏ, các nƣớc công nghiệp tiên tiến mới tập trung vào việc nghiên cứu

hệ thống điều chỉnh tốc độ động cơ xoay chiều hiệu suất cao, hy vọng coi đó là con

đƣờng tiết kiệm nguồn năng lƣợng. Qua hơn 10 năm cố gắng nỗ lực, đến thập kỷ 80

hƣớng nghiên cứu ấy đã đạt đƣợc thành tựu lớn, và đã đƣợc coi là bƣớc đột phá thần

kỳ trong truyền động điện xoay chiều, và từ đó tỷ lệ ứng dụng hệ thống điều chỉnh tốc

độ động cơ điện xoay chiều ngày một tăng lên. Trong các ngành công nghiệp đã có

trào lƣu thay thế hệ thống điều chỉnh tốc độ động cơ một chiều bằng hệ thống điều

chỉnh tốc độ động cơ xoay chiều.

Động cơ điện xoay chiều có thể phân làm hai nhóm: động cơ xoay chiều không

đồng bộ và động cơ xoay chiều đồng bộ. Trong động cơ xoay chiều không đồng bộ có

động cơ rotor lòng xóc và động cơ rotor dây quấn. Trong động cơ xoay chiều đồng bộ

có động cơ kích từ bằng nam châm vĩnh cửu (thƣờng là loại cực ẩn) và động cơ kích từ

bằng nam châm điện (cực lồi). Mỗi loại động cơ đều có những ƣu điểm và nhƣợc điểm

nhất định và các phƣơng pháp điều chỉnh tốc độ cũng không hoàn toàn giống nhau.


14

1.1.2. Các phương pháp điều chỉnh tốc độ động cơ không đồng bộ

Động cơ xoay chiều không đồng bộ có kết cấu đơn giản, chắc chắn, làm việc tin cậy

và giá thành rẻ nhất. Điều chỉnh tốc độ (điều tốc) động cơ không đồng bộ có rất nhiều

phƣơng pháp, chẳng hạn nhƣ (1) điều chỉnh tốc độ bằng phƣơng pháp giảm điện áp đặt

vào cuộn dây stator động cơ; (2) điều chỉnh tốc độ bằng phƣơng pháp dùng bộ ly hợp

trƣợt điện từ; (3) điều chỉnh tốc độ bằng phƣơng pháp dùng điện trở phụ nối tiếp với cuộn

dây rotor đối với động cơ không đồng bộ rotor dây quấn; (4) điều chỉnh tốc độ bằng

phƣơng pháp nối cấp động cơ không đồng bộ rotor dây quấn; (5) điều chỉnh tốc độ bằng

phƣơng pháp thay đổi số đôi cực; (6) điều chỉnh tốc độ bằng phƣơng pháp thay đổi tần số

nhờ bộ biến đổi tần số (phƣơng pháp biến tần); v.v...

Dựa vào cách xử lý công suất trƣợt trong máy điện, các hệ thống điều chỉnh tốc

độ động cơ không đồng bộ đƣợc phân ra 3 loại là hệ thống điều tốc tiêu hao công suất

trƣợt, hệ thống điều tốc kiểu tái sinh và hệ thống điều tốc công suất trƣợt không thay

đổi. Hiệu suất của 3 kiểu này đƣợc tăng lên theo thứ tự trên.

1) Hệ thống điều tốc tiêu hao công suất trƣợt - toàn bộ công suất trƣợt chuyển

thành nhiệt năng tiêu hao mất. Ba phƣơng pháp điều tốc (1), (2), (3) kể trên đều thuộc

về loại này. Hiệu suất hệ thống điều tốc của các loại này là thấp nhất và chấp nhận tổn

thất công suất để đổi lấy việc giảm tốc độ quay (lúc mômen phụ tải không đổi), tốc độ

càng xuống thấp thì hiệu suất càng giảm, nhƣng cấu trúc của hệ thống này là đơn giản

nhất, vì thế nó vẫn đƣợc dùng trong một số trƣờng hợp, ví dụ trong các hệ thống cầu

trục.

2) Hệ thống điều tốc kiểu tái sinh - một bộ phận của công suất trƣợt bị tiêu hao

đi, phần lớn còn lại nhờ có thiết bị chỉnh lƣu - nghịch lƣu đƣợc trả về lƣới điện xoay

chiều hoặc chuyển hoá thành dạng cơ năng để dùng vào việc có ích khác, khi tốc độ

quay càng thấp công suất thu hồi cũng càng nhiều, phƣơng pháp điều tốc thứ (4) đã kể

trên là thuộc loại này. Hiệu suất của hệ thống điều tốc loại này rõ ràng là cao hơn loại

hệ thống điều tốc tiêu hao công suất trƣợt nhƣng phải thêm thiết bị chỉnh lƣu - nghịch

lƣu nên lại phải tiêu hao một phần công suất.


15

3) Hệ thống điều tốc công suất trƣợt không thay đổi - trong hệ thống này không

tránh khỏi tiêu hao công suất trên dây dẫn rotor, nhƣng sự tiêu hao công suất trƣợt hầu

nhƣ không phụ thuộc vào tốc độ cao hay thấp, vì thế hiệu suất khá cao. Phƣơng pháp

điều tốc thay đổi số đôi cực và phƣơng pháp điều tốc biến tần thuộc loại này. Phƣơng

pháp điều tốc thay đổi số đôi cực là phƣơng pháp điều chỉnh có cấp, phạm vi điều

chỉnh hẹp, ít dùng. Phƣơng pháp điều tốc biến tần đƣợc ứng dụng rộng rãi nhất vì nó

cho phép điều chỉnh trơn với phạm vi rộng, có khả năng xây dựng đƣợc các hệ thống

điều chỉnh tốc độ động cơ xoay chiều có chất lƣợng cao, có thể thay thế hệ thống điều

chỉnh tốc độ động cơ một chiều và do đó có tiền đồ phát triển hơn cả. Hệ thống điều

tốc biến tần động cơ không đồng bộ có phạm vi ứng dụng rộng cả về lĩnh vực và công

suất, từ công suất cực nhỏ đến công suất rất lớn (hàng MW).

1.1.3. Các phương pháp điều chỉnh tốc độ động cơ đồng bộ

Động cơ đồng bộ, nhƣ đã giới thiệu, chủ yếu có 2 loại là động cơ kích từ bằng

nam châm vĩnh cửu và kích từ bằng nam châm điện. Đối với động cơ điện đồng bộ chủ

yếu dùng kiểu điều tốc biến tần.

Động cơ kích từ bằng nam châm vĩnh cửu thƣờng có công suất nhỏ, đƣợc sử

dụng trong các hệ thống chính xác, ví dụ nhƣ điều khiển các chuyển động của rô bốt.

Động cơ đồng bộ kích từ bằng nam châm điện thƣờng đƣợc sản xuất với công suất lớn,

công suất có thể đến hàng chục MW, đƣợc sử dụng trong các hệ thống truyền động

nhƣ máy bơm, quạt gió, nén khí, truyền động cho lò trong công nghệ sản xuất xi

măng,…

1.1.4. Hệ thống điều tốc biến tần - động cơ xoay chiều

Trong các hệ thống điều tốc biến tần cho cả 2 loại động cơ xoay chiều đồng bộ

và không đồng bộ thì bộ biến tần là khâu quan trọng quyết định đến chất lƣợng của hệ

thống truyền động. Phụ thuộc vào phạm vi điều chỉnh, vào phạm vi công suất truyền

động, vào hƣớng điều chỉnh mà có các loại biến tần và phƣơng pháp khống chế biến

tần khác nhau. Trong thực tế các bộ biến tần đƣợc chia làm hai nhóm: các bộ biến tần

là biến tần trực tiếp và các bộ biến tần gián tiếp có khâu trung gian một chiều. Trƣớc

đây, các hệ truyền động dùng biến tần trực tiếp do chất lƣợng điện áp đầu ra thấp nên


16

thƣờng dùng ở lĩnh vực công suất lớn, nơi chỉ tiêu về hiệu suất đƣợc đặt lên hàng đầu.

Ngày nay, với sự phát triển của điện tử công suất và kỹ thuật vi điều khiển, phƣơng

pháp điều khiển biến tần kiểu ma trận cho chất lƣợng điện áp ra cao, giảm ảnh hƣởng

xấu đến lƣới điện nên phạm vi ứng dụng đang ngày càng đƣợc mở rộng. Đƣợc ứng

dụng nhiều nhất hiện nay vẫn là các hệ điều tốc biến tần dùng bộ biến tần gián tiếp,

các bộ biến tần loại này có thể khống chế theo các phƣơng pháp khác nhau: điều chế

độ rộng xung (PWM); điều khiển vector; điều khiển trực tiếp mô men.

Biến tần điều chế độ rộng xung (PWM) với việc điều khiển điện áp và tần số

theo qui luật U1/1 = const dễ thực hiện nhất, đƣờng đặc tính cơ biến tần của nó về cơ

bản là tịnh tiến lên xuống, độ cứng cũng khá tốt, có thể thoả mãn yêu cầu điều tốc

thông thƣờng, nhƣng khi tốc độ giảm thấp thì sụt áp trên điện trở và điện cảm tản cuộn

dây ảnh hƣởng đáng kể đến mô men cực đại của động cơ, buộc phải tiến hành bù sụt

điện áp cho mạch stator. Điều khiển Es/1 = const là mục tiêu thực hiện bù điện áp

thông dụng với U1/1 = const, khi ở trạng thái ổn định có thể làm cho từ thông khe hở

không khí không đổi (m = const), từ đó cải thiện đƣợc chất lƣợng điều tốc ở trạng thái

ổn định. Nhƣng đƣờng đặc tính của nó vẫn là phi tuyến, khả năng quá tải về mômen

quay vẫn bị hạn chế.

Hệ thống truyền động điều khiển Er/1 = const có thể nhận đƣợc đƣờng đặc tính

cơ tuyến tính giống nhƣ ở động cơ một chiều kích thích từ độc lập, nhờ đó có thể thực

hiện điều tốc với chất lƣợng cao. Dựa vào yêu cầu tổng từ thông của toàn mạch rotor

rm= const để tiến hành điều khiển có thể nhận đƣợc Er/1 = const. Trong trạng thái

ổn định và trạng thái động đều có thể duy trì Er/1 = const là mục đích của điều tốc

biến tần điều khiển vec tơ, đƣơng nhiên hệ thống điều khiển của nó là khá phức tạp.

Dựa trên kết quả từ 2 hạng mục nghiên cứu: “Nguyên lý điều khiển định hƣớng từ

trƣờng động cơ không đồng bộ” do F. Blaschke của hãng Siemens Cộng hoà Liên

bang Đức đƣa ra vào năm 1971, và “Điều khiển biến đổi toạ độ điện áp stator động cơ

cảm ứng” do P.C. Custman và A.A. Clark ở Mỹ công bố trong sáng chế phát minh của

họ, qua nhiều cải tiến liên tục đã hình thành đƣợc hệ thống điều tốc biến tần điều khiển

vector mà ngày nay đã trở nên rất phổ biến.


17

1.2. SƠ LƢỢC VỀ CÁC BỘ BIẾN TẦN DÙNG DỤNG CỤ BÁN DẪN CÔNG SUẤT

1.2.1. Biến tần trực tiếp (xoay chiều - xoay chiều)

Cấu trúc của thiết bị biến

tần trực tiếp nhƣ trên hình 1.1.

Bộ biến đổi này chỉ dùng một

khâu biến đổi là có thể biến đổi

nguồn điện xoay chiều có điện

áp và tần số không đổi thành

điện áp xoay chiều có điện áp và tần số điều chỉnh đƣợc. Do quá trình biến đổi không

phải qua khâu trung gian nên đƣợc gọi là bộ biến tần trực tiếp, còn đƣợc gọi là bộ biến

đổi sóng cố định (Cycloconverter).

Mỗi một pha đầu ra của bộ biến tần trực tiếp đều đƣợc tạo bởi mạch điện mắc

song song ngƣợc hai sơ đồ

chỉnh lƣu tiristor (hình 1.2).

Hai sơ đồ chỉnh lƣu thuận

ngƣợc lần lƣợt đƣợc điều

khiển làm việc theo chu kỳ

nhất định. Trên phụ tải sẽ

nhận đƣợc điện áp ra xoay

chiều ut. Biên độ của nó phụ thuộc vào góc điều khiển , còn tần số của nó phụ thuộc

vào tần số khống chế quá trình chuyển đổi sự làm việc của hai sơ đồ chỉnh lƣu mắc

song song ngƣợc. Nếu góc điều khiển không thay đổi thì điện áp trung bình đầu ra

có giá trị không đổi trong mỗi nửa chu kỳ điện áp đầu ra. Muốn nhận đƣợc điện áp đầu

ra có dạng gần hình sin hơn cần phải liên tục thay đổi góc điều khiển các van của mỗi

sơ đồ chỉnh lƣu trong thời gian làm việc của nó (mỗi nửa chu kỳ điện áp ra); chẳng hạn

ở nửa chu kỳ làm việc của sơ đồ thuận, thực hiện thay đổi góc điều khiển từ /2

(ứng với điện áp trung bình bằng không) giảm dần tới 0 (ứng với điện áp trung bình là

cực đại), sau đó lại tăng dần từ 0 lên tới /2 thì điện áp trung bình đầu ra của sơ đồ

chỉnh lƣu lại từ giá trị cực đại giảm về 0, tức là làm cho góc thay đổi trong phạm vi

Sơ đồ

chỉnh lƣu

thuËn 3

f1, U1 Tải

Sơ đồ chỉnh

lƣu ngƣợc 3

f1, U1

Hình 1.2: Sơ đồ nguyên lý bộ biến tần trực tiếp

AC AC

~ 3

U1, f1

Biến tần

xoay chiều -

xoay chiều

~ 3

U2, f2

Hình 1.1: Thiết bị biến tần trực tiếp

(xoay chiều - xoay chiều)


18

/2 0 /2, để điện áp biến đổi theo quy luật gần hình sin, nhƣ trên hình 2.3. Trong

đó, tại điểm A có = 0, điện áp chỉnh lƣu trung bình cực đại, sau đó tại các điểm B, C,

D, E góc tăng dần lên, điện áp trung bình giảm xuống dần, cho đến điểm F với =

/2 điện áp trung bình là 0. Điện áp trung bình trong nửa chu kỳ là hình sin trong hình

vẽ thể hiện bằng nét đứt. Sự điều khiển sơ đồ ngƣợc trong nửa chu kỳ âm điện áp ra

cũng tƣơng tự nhƣ thế.

Trên đây đã

phân tích đầu ra một

pha biến tần xoay

chiều - xoay chiều

(trực tiếp), đối với

phụ tải ba pha, hai

pha khác cũng dùng

mạch điện đảo chiều

mắc song song

ngƣợc, điện áp trung bình đầu ra có góc pha lệch nhau 1200. Nhƣ vậy, nếu mỗi một sơ

đồ chỉnh lƣu đều dùng loại sơ đồ cầu ba pha thì bộ biến tần ba pha sẽ cần tổng cộng tới

36 tiristor (mỗi nhánh cầu chỉ dùng một tiristor), nếu dùng loại sơ đồ tia ba pha, cũng

phải dùng tới 18 tiristor. Vì

vậy thiết bị biến tần trực tiếp

tuy về mặt cấu trúc chỉ dùng

một khâu biến đổi, nhƣng số

lƣợng linh kiện lại tăng lên

rất nhiều, kích thƣớc tổng

tăng lên rất lớn. Do những

thiết bị này đều tƣơng tự nhƣ

thiết bị của bộ biến đổi có

đảo dòng thƣờng dùng trong

hệ thống điều tốc một chiều

có đảo chiều nên quá trình

=/2

=0 =/2 =/2

Điện áp đầu ra Điện áp trung bình đầu ra

Hình 1.3: Đồ thị điện áp đầu ra của thiết bị biến tần xoay

chiều-xoay chiều hình sin

Sơ đồ

chỉnh

ngƣợc ở

chế độ

nghịch

lu

u

Sơ đồ chỉnh

thuận ở chế

độ chỉnh lƣu

Sơ đồ

chỉnh

thuận ở

chế độ

nghịch

lƣu

Sơ đồ chỉnh

ngƣợc ở chế

độ chỉnh lƣu

i

Hình 1.4: Sóng hài bậc nhất dòng, áp trên tải và các

chế độ làm việc của các khâu trong biến tần trực tiếp

t

u, i


19

chuyển mạch chiều dòng điện đƣợc thực hiện giống nhƣ trong sơ đồ chỉnh lƣu có điều

khiển (chuyển mạch tự nhiên), đối với các linh kiện không có các yêu cầu gì đặc biệt.

Ngoài ra, từ hình 1.3 có thể thấy, khi điện áp đổi chiều đồ thị hình sin của điện áp

nguồn cũng có thể biến đổi theo rất nhanh chóng, vì vậy tần số đầu ra lớn nhất cũng

không vƣợt quá 1/3 1/2 tần số lƣới điện (tuỳ theo số pha chỉnh lƣu), nếu không, đồ

thị đầu ra sẽ thay đổi rất lớn, sẽ ảnh hƣởng tới sự làm việc bình thƣờng của hệ thống

điều tốc biến tần. Do số lƣợng linh kiện tăng lên nhiều, tần số đầu ra giảm xuống,

phạm vi thay đổi tần số đầu ra của bộ biến tần hẹp (vì cũng bị gới hạn cả tần số thấp

nhất) nên hệ điều tốc này ít đƣợc dùng, chỉ trong một số lĩnh vực công suất lớn và cần

tốc độ làm việc thấp, chẳng hạn nhƣ máy cán thép, máy nghiền bi, lò xi măng, ....

những loại máy này khi dùng động cơ tốc độ thấp đƣợc cấp điện bởi biến tần trực tiếp

có thể loại bỏ đƣợc hộp giảm tốc rất cồng kềnh và thƣờng dùng tiristor mắc song song

mới thoả mãn đƣợc yêu cầu công suất đầu ra. Bộ biến tần trực tiếp tuy có một số

nhƣợc điểm là số lƣợng phần tử nhiều, phạm vi thay đổi tần số không rộng, chất lƣợng

điện áp ra thấp, nhƣng có ƣu điểm là hiệu suất cao hơn so với các bộ biến tần gián tiếp,

điều này đặc biệt có ý nghĩa khi công suất hệ thống điều tốc cực lớn (các hệ thống

dùng động cơ công suất đến 16.000 KW). Trên đồ thị dạng sóng (hình 1.4) ta thấy

công suất tức thời của biến tần bao gồm có bốn giai đoạn. Trong hai khoảng ta có tích

điện áp và dòng điện của biến tần dƣơng, biến tần lấy công suất từ lƣới cung cấp cho

tải. Trong hai khoảng còn lại ta có tích giữa điện áp và dòng điện trong biến tần âm

nên biến tần biến đổi cung cấp lại công suất cho lƣới.

1.2.2. Bộ biến tần gián tiếp

Bộ biến tần trực tiếp có ƣu điểm là có thể thiết kế với một công suất khá lớn ở

đầu ra và hiệu suất cao, nhƣng có một số nhƣợc điểm sau:

+ Chỉ có tạo ra điện áp xoay chiều đầu ra với tần số thấp hơn tần số điện áp

lƣới.

+ Khó điều khiển ở tần số cận không vì khi đó tổn hao sóng hài trong động cơ

khá lớn.

+ Độ tinh và độ chính xác trong điều khiển không cao.


20

+ Sóng điện áp đầu ra khác xa hình sin.

Chính vì những đặc điểm trên mà một loại biến tần khác đƣợc đƣa ra để nâng

cao chất lƣợng hệ truyền động biến tần - động cơ xoay chiều, đó là biến tần gián tiếp.

Bộ biến tần gián tiếp cho phép khắc phục những nhƣợc điểm của bộ biến tần trực tiếp

ở trên.

Bộ biến tần gián tiếp có

khâu trung gian một chiều có thể

có các cấu trúc khác nhau, cấu

trúc chung đƣợc mô tả nhƣ hình

1.5. Về cơ bản có thể có ba khâu

chính: Chỉnh lƣu, lọc và nghịch lƣu. Phụ thuộc vào việc điều chỉnh điện áp đầu ra mà

có thể có ba dạng sau: Bộ biến tần dùng chỉnh lƣu có điều khiển, bộ biến tần dùng

chỉnh lƣu không điều khiển nhƣng thêm bộ biến đổi xung áp một chiều, bộ biến tần

dùng chỉnh lƣu không điều khiển với nghịch lƣu thực hiện điều chế độ rộng xung

(PWM).

A. Thiết bị biến tần gián tiếp dùng chỉnh lưu điều khiển

Bộ biến tần này có cấu trúc nhƣ trên hình 1.6a, điện áp xoay chiều lƣới điện đƣợc

biến đổi thành điện áp một chiều có điều chỉnh nhờ chỉnh lƣu điều khiển tiristor, khâu

lọc có thể là bộ lọc điện dung hoặc điện cảm phụ thuộc vào dạng nghịch lƣu yêu cầu,

khối nghịch lƣu có thể sử dụng các tiristor hoặc transistor. Việc điều chỉnh giá trị điện

áp ra U2 đƣợc thực hiện bằng việc điều khiển góc điều khiển bộ chỉnh lƣu, việc điều

chỉnh tần số tiến hành bởi khâu nghịch lƣu, tuy nhiên quá trình điều khiển đƣợc phối

hợp trên cùng một mạch điện điều khiển. Cấu trúc của bộ biến tần loại này đơn giản,

dễ điều khiển nhƣng do khâu biến đổi điện áp xoay chiều thành một chiều (đầu vào) sử

dụng chỉnh lƣu điều khiển tiristor nên khi điện áp ra thấp thì hệ số công suất giảm

thấp; khâu biến đổi điện áp hoặc dòng điện một chiều thành xoay chiều (đầu ra)

thƣờng dùng nghịch áp 3 pha bằng tiristor nên sóng hài bậc cao trong điện áp xoay

chiều đầu ra thƣờng có biên độ khá lớn. Đây là nhƣợc điểm chủ yếu của loại bộ biến

tần này.

f1,U1 + = C0 Ud

- =

Chỉnh lƣu

Hình 1.5: Thiết bị biến tần gián tiếp

Lọc Nghịch lƣu

f2,U2


21

B. Biến tần dùng chỉnh lưu không điều khiển có thêm bộ biến đổi xung điện áp

Bộ biến tần xoay gián tiếp dùng bộ chỉnh lƣu không điều khiển kết hợp với bộ

biến đổi xung điện áp một chiều để điều chỉnh điện áp một chiều ở đầu vào khối

nghịch lƣu đƣợc biểu diễn trên hình 1.6b.

Hình 1.6: Bộ biến tần gián tiếp có khâu trung gian một chiều

a) Biến tần dùng chỉnh lưu điều khiển bằng tiristor

b) Biến tần dùng chỉnh lưu không điều khiển có thêm bộ biến đổi xung điện áp

c) Biến tần dùng chỉnh lưu không điều khiển với nghịch lưu điều chế PWM

3

f1, U1

Chỉnh lƣu

điều khiển

3

f2, U2 Lọc Nghịch lƣu

a

3

f1, U1

Chỉnh lƣu

không

điều khiển

3

f2, U2

Lọc 1

b

Lọc 2

Bộ biến

đổi xung

điện áp

Nghịch lƣu

3

f1, U1

Chỉnh lƣu

không

điều khiển

3

f2, U2 Lọc

Nghịch lƣu

PWM

c


22

Việc biến đổi điện áp xoay chiều thành một chiều để cấp cho khối nghịch lƣu sử

dụng bộ chỉnh lƣu điôt không điều khiển. Khối nghịch lƣu chỉ có nhiệm vụ biến đổi

điện áp một chiều thành xoay chiều với tần số điều chỉnh đƣợc mà không có khả năng

điều chỉnh điện áp ra của nghịch lƣu nên giữa khối chỉnh lƣu và nghịch lƣu bố trí thêm

bộ biến đổi xung điện áp một chiều để điều chỉnh giá trị điện áp một chiều cấp cho

nghịch lƣu nhằm thực hiện nhiệm vụ điều chỉnh giá trị hiệu dụng điện áp xoay chiều

đầu ra nghịch lƣu U2. Mặc dù bộ biến tần này đã phải thêm một khâu (chƣa kể phải

thêm khâu lọc) nhƣng hệ số công suất đầu vào khá cao, khắc phục đƣợc nhƣợc điểm

của bộ biến tần thứ nhất trên hình 1.6a. Khối nghịch lƣu đầu ra không thay đổi nên vẫn

tồn tại nhƣợc điểm là các sóng hài bậc cao có biên độ khá lớn.

C. Bộ biến tần dùng bộ chỉnh lưu không điều khiển với bộ nghịch lưu PWM

Nhƣ trên đã trình bày, trong hệ thống điều tốc biến tần áp dụng phƣơng pháp

điều chỉnh tỷ số điện áp-tần số không đổi, khi sử dụng biến tần gián tiếp dùng tiristor

thì việc điều chỉnh điện áp và tần số đƣợc thực hiện riêng ở hai khâu: điều chỉnh tần số

ở khâu nghịch lƣu, còn điều chỉnh điện áp thực hiện ở khâu chỉnh lƣu, điều này đã kéo

theo một loạt vấn đề. Các vấn đề đó là:

(1) Mạch điện chính có 2 khâu công suất điều khiển đƣợc, nghĩa là khá phức tạp;

(2) Do khâu một chiều trung gian có bộ lọc bằng tụ lọc hoặc điện kháng với quán

tính lớn, làm cho tính thích nghi trạng thái động của hệ thống thƣờng bị chậm trễ;

(3) Do bộ chỉnh lƣu có điều khiển làm cho hệ số công suất của nguồn điện cung

cấp giảm nhỏ khi công suất đầu ra giảm xuống theo sự thay đổi chế độ làm việc của hệ

điều tốc, đồng thời làm tăng sóng hài bậc cao trong dòng điện nguồn;

(4) Đầu ra của bộ nghịch lƣu là điện áp (dòng điện) có dạng khác xa hình sin, tạo

ra nhiều sóng hài bậc cao trong dòng điện động cơ, dẫn tới mô men biến động khá lớn

ảnh hƣởng tới tính ổn định làm việc của động cơ, đặc biệt khi ở tốc độ thấp. Vì vậy các

thiết bị biến tần do các linh kiện điện tử công suất dạng tiristor không thể đáp ứng

đƣợc những yêu cầu đối với những hệ thống điều tốc biến tần hiện đại. Sự xuất hiện

các linh kiện điện tử công suất điều khiển hoàn toàn (GTO, IGBT, ...) cùng với sự phát

triển của kỹ thuật vi điện tử đã tạo ra đƣợc các điều kiện tốt để giải quyết vấn đề này.


23

Năm 1964 A. Schönung và một số đồng nghiệp ngƣời Đức đã đƣa ra ý tƣởng

biến tần điều chế độ rộng xung, họ ứng dụng kỹ thuật điều chế trong hệ thống thông

tin vào việc điều chế điện áp ra của biến tần. Bộ biến tần PWM ứng dụng kỹ thuật này

về cơ bản đã giải quyết đƣợc vấn đề tồn tại trong bộ biến tần thông thƣờng dùng

tiristor, tạo điều kiện cho sự phát triển lĩnh vực mới là hệ thống điều tốc dòng điện

xoay chiều cận đại. Hình 1.6c giới thiệu cấu trúc bộ biến tần PWM, bộ biến tần này

vẫn là bộ biến tần gián tiếp có khâu trung gian một chiều, chỉ khác là khâu chỉnh lƣu

chỉ cần là chỉnh lƣu không điều khiển, điện áp ra của nó sau khi đi qua bộ lọc C (hoặc

L-C) cho điện áp một chiều có giá trị không đổi dùng để cấp cho khâu nghịch lƣu, linh

kiện đóng mở công suất trong khâu nghịch lƣu là các phần tử điều khiển hoàn toàn và

đƣợc điều khiển đóng cắt với tần số khá cao, tạo nên trên đầu ra một loạt xung hình

chữ nhật với độ rộng khác nhau, còn phƣơng pháp điều khiển quy luật phân bố thời

gian và trình tự thao tác đóng - cắt (mở - khóa) chính là phƣơng pháp điều chế độ rộng

xung. ở đây, thông qua việc thay đổi độ rộng của các xung hình chữ nhật có thể điều

chế giá trị biên độ điện áp của sóng cơ bản đầu ra nghịch lƣu, đáp ứng yêu cầu phối

hợp điều khiển tần số và điện áp của hệ điều tốc biến tần.

Đặc điểm chủ yếu của mạch điện trên hình 1.6c là :

(1) Mạch điện chính chỉ có một khâu công suất điều khiển đƣợc, đơn giản hoá

cấu trúc, hệ số công suất của mạng điện không liên quan tới biên độ của điện áp đầu ra

bộ nghịch lƣu và tiến gần đến 1;

(2) Bộ nghịch lƣu thực hiện đồng thời điều tần và điều áp, không liên quan đến

tham số của linh kiện khâu trung gian một chiều, đã làm tăng độ tác động nhanh trạng

thái động của hệ thống;

(3) Có thể nhận đƣợc đồ thị điện áp đầu ra tốt, có thể hạn chế hoặc loại bỏ đƣợc

sóng hài bậc thấp, làm cho động cơ có thể việc với điện áp biến thiên gần nhƣ hình sin,

biến động của mô men khá nhỏ, mở rộng rất lớn phạm vi điều chỉnh tốc độ của hệ

thống truyền động.

D. Biến tần điều khiển vector


24

Với sự ra đời của các dụng bán dẫn công suất điều khiển hoàn toàn đã dẫn đến

việc xuất hiện nghịch lƣu điều chế độ rộng xung hình sin (SPWM) đã cải thiện một

bƣớc chất lƣợng điều tốc động cơ xoay chiều. Các biến tần SPWM với phƣơng pháp

điều chỉnh U1/fs=hằng số (fs là tần số sóng hài cơ bản điện áp đặt vào mạch stator động

cơ, đây cũng chính là tần số f2 trong các sơ đồ hình 1.6 và 1.7) có thể cho phép điều

chỉnh tốc độ động cơ xoay chiều với chất lƣợng dòng áp khá tốt, phạm điều chỉnh đã

đƣợc mở rộng nhƣng mô men cực đại bị giới hạn và chƣa đáp ứng đƣợc yêu cầu cao

về chất lƣợng tĩnh của phần lớn các hệ điều tốc. Với các hệ điều tốc vòng kín dùng

biến tần gián tiếp SPWM, nhƣ là hệ điều tốc điều khiển tần số trƣợt chẳng hạn, đã cải

thiện đáng kể chất lƣợng tĩnh của hệ thống điều tốc động cơ xoay chiều, tạo đƣợc đặc

tính gần với hệ thống điều tốc hai mạch vòng động cơ một chiều, tuy nhiên chất lƣợng

động của hệ thì vẫn còn xa mới đạt đƣợc nhƣ hệ thống điều tốc hai mạch vòng động cơ

một chiều.

Dựa trên kết quả nghiên cứu: “Nguyên lý điều khiển định hƣớng từ trƣờng động

cơ không đồng bộ” do F. Blaschke của hãng Siemens Cộng hoà Liên bang Đức đƣa ra

vào năm 1971, và “Điều khiển biến đổi toạ độ điện áp stator động cơ cảm ứng” do

P.C. Custman và A. A. Clark ở Mỹ công bố trong sáng chế phát minh của họ, qua

nhiều cải tiến liên tục đã hình thành đƣợc hệ thống điều tốc biến tần điều khiển vector

mà ngày nay đƣợc ứng dụng rất phổ biến.

Cấu trúc phổ biến phần lực của biến tần sử dụng nghịch lƣu điều khiển vector

(biến tần vector) đƣợc mô tả nhƣ trên hình 1.7. Về cơ bản các thiết bị phần lực của

biến tần này hoàn toàn tƣơng tự nhƣ của biến tần điều chế độ rộng xung hình sin, chỉ

khác là việc điều khiển khối nghịch lƣu áp dụng phƣơng pháp điều khiển vector. Trong

biến tần điều khiển vector, ngƣời ta áp dụng phép biến đổi tọa độ không gian các

vector dòng, áp, từ thông động cơ từ hệ ba a-b-c pha sang hệ hai pha quay d-q, quay

Hình 1.7: Bộ biến tần điều khiển vector

3

f1, U1

Chỉnh lƣu

điều khiển

3

f2, U2 Lọc

Nghịch lƣu

điều khiển

vector


25

đồng bộ với từ trƣờng stator của động cơ và thƣờng chọn trục d trùng với vector từ

thông rotor (điều khiển định hƣớng theo từ trƣờng rotor). Thông qua phép biến đổi tọa

độ không gian vector, các đại lƣợng dòng áp xoay chiều hình sin của động cơ trở thành

đại lƣợng một chiều nên hoàn toàn có thể sử dụng các kết quả nghiên cứu tổng hợp hệ

truyền động động cơ một chiều để thiết kế các bộ điều chỉnh. Sau đó, các đại lƣợng

một chiều đầu ra các bộ điều chỉnh lại đƣợc biến đổi thành đại lƣợng xoạy chiều ba

pha qua phép biến đổi ngƣợc tọa độ để khống chế thiết bị phát xung điều khiển các

van nghịch lƣu. Hệ truyền động điện biến tần vector - động cơ xoay chiều đƣợc thực

hiện ở dạng hệ vòng kín, với việc điều khiển định hƣớng theo từ trƣờng rotor cho phép

có thể duy trì đƣợc từ thông rotor không đổi (ở vùng tần số thấp hơn tần số cơ bản),

thực hiện đƣợc quan hệ Er/fs= hằng số, nhờ đó mà đặc tính cơ của động cơ xoay chiều

không đồng bộ trong hệ có dạng nhƣ đặc tính động cơ một chiều (với khả năng quá tải

mô men rất lớn).

1.3. BIẾN TẦN BỐN GÓC PHẦN TƢ

1.3.1. Các tồn tại của các bộ biến tần thông thường

Các bộ biến tần có cấu trúc đƣợc mô tả trên các hình 1.6 và 1.7, ngoài các ƣu

nhƣợc điểm đã đƣợc giới thiệu trong mục trƣớc còn tồn tại một số nhƣợc điểm cơ bản

sau: sóng hài bậc cao trong dòng điện lƣới có biên độ khá lớn làm méo dạng đƣờng

cong điện áp lƣới điện; hệ số công suất cos không cao gây nên các tổn thất phụ, đặc

biệt là khi hệ thống công suất lớn; phần lớn không thực hiện đƣợc quá trình biến đổi

năng lƣợng từ phía tải (động cơ) đƣa trả lại lƣới điện xoay chiều nên ảnh hƣởng đến

chất lƣợng của hệ thống truyền động và hiệu suất của hệ thống. Để giảm nhỏ biên độ

hoặc loại bỏ một số sóng hài bậc cao trong dòng điện lƣới xoay chiều có thể sử dụng

các sơ đồ chỉnh lƣu liên hợp hoặc các khâu lọc nhƣ hình 1.8. Khâu lọc đƣợc thiết lập

thành nhóm mạch LC cộng hƣởng nối tiếp (lọc thụ động), nó sẽ dập tắt các dòng điện

điều hoà bậc cao (hình 1.8 a); bộ lọc cũng có thể bố trí một bộ lọc dải rộng (hình 1.8

b).


26

Để tăng hệ số công suất, giảm tổn thất trong quá trình truyền tải điện năng, ngoài

việc sử dụng bộ lọc để giảm biên độ sóng hài bậc cao (sóng hài bậc cao cũng là một

yếu tố làm suy giảm hệ số công suất của bộ chỉnh lƣu), có thể phải bố trí thêm các

thiết bị bù công suất phản kháng.

Về mặt nguyên tắc, công suất dƣ thừa trong động cơ (thƣờng là động năng hệ

truyền động) có thể đƣợc tiêu tán trên trên trở trong mạch một chiều nhờ khóa đóng

cắt có điều khiển hoặc có thể biến đổi thành điện năng xoay chiều và trả lại lƣới điện

cung cấp xoay chiều.

Chỉnh lƣu đi ốt (diode) chỉ cho phép năng lƣợng đi theo một chiều duy nhất. Vì

vậy, năng lƣợng từ động cơ không thể trả về lƣới mà chỉ có thể bị tiêu hao trên các

điện trở (Rh) đƣợc điều khiển bởi các ngắt điện (Tr) nối phía mạch một chiều (hình

1.9). Trong trƣờng hợp công suất lớn thì đòi hỏi điện trở phải chịu đƣợc dòng điện lớn,

khó khăn trong việc chế tạo, tăng chi phí đầu tƣ. Mặt khác việc sử dụng điện trở hãm

để tiêu tán năng lƣợng từ động cơ truyền đến làm giảm hiệu suất của hệ thống.

υ = 5υ = 5 ÷ 13 7 11 13 >17

Hình 1.8: Các bộ lọc để giảm sóng hài bậc cao ( là chỉ số sóng hài)

a) b)

Chỉnh lƣu Nghịnh lƣu

Hình 1.9: Dập năng lượng bằng điện trở Rh trong mạch một chiều

ĐK Cl

A

B

C

Tr Rh


27

Khi sử dụng chỉnh lƣu thyristor, có thể thực hiện việc biến đổi năng lƣợng để

chuyển trả về lƣới điện xoay chiều bằng cách mắc song song ngƣợc với sơ đồ chỉnh

lƣu một bộ chỉnh lƣu tƣơng tự và điều khiển làm việc ở chế độ nghịch lƣu (hình 1.10).

Quá trình biến đổi năng lƣợng trong hệ thống truyền động điện khi động cơ làm việc ở

chế độ hãm diễn ra nhƣ sau: năng lƣợng cơ học từ phía động cơ (ở dạng động năng

tích lũy đƣợc của hệ thống truyền động hoặc thế năng của phụ tải) đƣợc biến đổi thàng

năng lƣợng điện trong các cuộn dây động cơ và qua bộ nghịch lƣu của biến tần làm

việc ở chế độ chỉnh lƣu đƣợc chuyển thành năng lƣợng điện một chiều, sau khi qua bộ

nghịch lƣu thyristor đƣợc biến đổi thành năng lƣợng điện xoay chiều và đƣợc chuyển

vào lƣới điện xoay chiều.

1.3.2. Biến tần bốn góc phần tư (biến tần 4Q)

Các phƣơng pháp sử dụng bộ lọc để giảm sóng hài bậc cao trong dòng điện

nguồn, sử dụng thiết bị bù để tăng hệ số công suất, dùng điện trở hãm hoặc bộ nghịch

để giải phóng năng lƣợng dƣ của động cơ còn tồn tại những vấn đề nhƣ: hệ thống cồng

kềnh, đầu tƣ lớn, lọc sóng hài bậc cao khó, khi công suất hệ lớn thì điều chỉnh khó

A

C

B

ĐK Chỉnh lƣu

Nghịnh lƣu để

hãm tái sinh

+

_

-

+ Nghịnh lƣu

Hình 1.10: Sử dụng thêm bộ nghịch lưu mắc song song ngược với bộ

chỉnh lưu để trả năng lượng về lưới điện xoay chiều


28

khăn. Với chỉnh lƣu diode chỉ cho phép năng lƣợng chảy theo một chiều và không điều

khiển đƣợc. Sự thay đổi của năng lƣợng sẽ xuất hiện một cách tự nhiên với sự thay đổi

của điện áp nguồn cấp và tải. Trong nhiều ứng dụng năng lƣợng cần đƣợc điều khiển.

Thậm chí đối với tải đòi hỏi điện áp không đổi hay dòng điện không đổi, điều khiển là

việc cần thiết để bù nguồn cấp và sự thay đổi của tải. Chỉnh lƣu thyristor có thể điều

khiển đƣợc dòng năng lƣợng bằng cách thay đổi góc điều khiển (góc mở) của thyristor.

Bộ biến đổi này còn có thêm khả năng biến đổi năng lƣợng từ một chiều sang xoay

chiều hay làm việc ở chế độ nghịch lƣu. Khi góc điều khiển nằm giữa 0 và /2 bộ biến

đổi làm việc ở chế độ chỉnh lƣu, còn khi góc điều khiển nằm giữa /2 và thì bộ biến

đổi làm việc ở chế độ nghịch lƣu và năng lƣợng từ phía một chiều đƣợc chuyển về lƣới

xoay chiều. Tuy nhiên, khi sử dụng thêm một nghịch chỉnh lƣu bằng thyristor mắc

song ngƣợc với bộ chỉnh lƣu, ngoài nhƣợc điểm là thiết bị phần lực rất cồng kềnh, còn

có thêm nhƣợc điểm là dòng điện qua lƣới chứa nhiều sóng điều hoà bậc cao làm ảnh

hƣởng xấu đến chất lƣợng điện năng và làm giảm hệ số công suất. Mặt khác nhiều hệ

thống truyền động điện có yêu cầu cao về chất lƣợng động, ví dụ nhƣ độ tác động

nhanh cao, khi đó yêu cầu động cơ phải thay đổi chế độ làm việc một cách linh hoạt.

Với một số hệ thống truyền động, tải mang tính chất thế năng, khi đó yêu cầu động cơ

trong hệ thống phải làm việc đƣợc ở cả bốn góc phần tƣ, tức là ngoài chế độ động cơ

ra thì phải làm việc đƣợc ở các chế độ hãm, đặc biệt là phải làm việc đƣợc ở chế độ

hãm tái sinh. Để động cơ có thể làm việc cả bốn góc phần tƣ thì thì yêu cầu bộ biến tần

phải có khả năng thực hiện trao đổi đƣợc năng lƣợng hai chiều. Các bộ biến tần nhƣ

vậy đƣợc gọi là biến tần bốn góc phần tƣ. Nhiều chuyên gia và nhiều hãng khác nhau

đã thực hiện khá nhiều nghiên cứu để tìm cách xây dựng các bộ biến tần bốn góc phần

tƣ. Khối nghịch lƣu của biến tần, kể cả biến tần điều chế độ rộng xung hình sin

(SPWM) hoặc biến tần điều khiển vector, …, đều có thể thực hiện trao đổi công suất

hai chiều: từ phía một chiều sang động cơ và ngƣợc lại. Nhƣ vậy, để bộ biến tần có thể

thực hiện trao đổi công suất hai chiều thì vấn đề còn lại là khối chỉnh lƣu cũng phải có

khả năng trao đổi công suất hai chiều. Nhƣ đã nêu ở trên, để thực hiện yêu cầu này có

thể sử dụng hai sơ đồ chỉnh lƣu điều khiển bằng thyristo cùng loại mặc song ngƣợc,

một sơ đồ đƣợc dùng để chỉnh lƣu khi cần thực hiện biến đổi năng lƣợng điện xoay


29

chiều từ phía lƣới thành năng lƣợng điện một chiều cấp cho khối nghịch lƣu, còn sơ đồ

kia sẽ đƣợc điều khiển làm việc ở chế độ nghịch lƣu khi cần biến đổi năng lƣợng điện

từ phía một chiều (năng lƣợng từ động cơ đƣợc khối nghịch lƣu làm việc ở chế độ

chỉnh lƣu chuyển sang) thành năng lƣợng điện xoay chiều trả lại lƣợng điện xaoy

chiều. Tuy nhiên, cấu trúc biến tần này có phần chỉnh lƣu rất cồng kềnh, dòng điện qua

lƣới điện có nhiều sóng hài bậc cao với biên độ khá lớn, hệ số công suất thấp khi điều

chỉnh sâu. Nhƣ vậy, nhiệm vụ cơ bản đặt ra là phải nghiên cứu tìm ra đƣợc một khối

chỉnh lƣu có các ƣu điểm:

- Giảm đƣợc biên độ các sóng điều hoà bậc cao dòng điện lƣới.

- Hệ số cos cao.

- Có khả năng trao đổi công suất theo hai chiều.

Bộ chỉnh tích cực PWM ra đời đã đáp ứng đƣợc các yêu trên [3], [11], [12].

Luận văn sẽ tiến hành nghiên cứu bộ biến tần bốn góc phần tƣ dùng chỉnh lƣu tích cực

PWM.

29


Chương 2

NGHIÊN CỨU XÂY DỰNG BIẾN TẦN BỐN GÓC PHẦN TƯ SỬ DỤNG

CHỈNH LƯU TÍCH CỰC PWM

2.1. ĐẶT VẤN ĐỀ

Nhƣ đã phân tích trong chƣơng trƣớc, để động cơ trong hệ truyền động điện

biến tần - động cơ xoay chiều làm việc đƣợc ở chế độ hãm tái sinh (yêu cầu bắt

buộc của biến tần bốn góc phần tƣ) là phải chuyển đổi đƣợc năng lƣợng từ phía

động cơ thành năng lƣợng điện xoay chiều trả lại lƣới điện. Để thực hiện vấn đề này

có nhiều hƣớng giải quyết, nhƣng phƣơng pháp có ƣu điểm nổi bật là sử dụng bộ

biến tần với khâu biến đổi điện áp xoay chiều của lƣới điện thành điện áp một chiều

dùng chỉnh lƣu tích cực PWM. Biến tần bốn góc phần tƣ dùng chỉnh lƣu PWM có

một số ƣu điểm nhƣ: có khả năng ổn định đƣợc điện áp một chiều cấp cho khâu

nghịch lƣu của biến tần; đảm bảo khả năng trao đổi công suất hai chiều giữa nguồn

và tải; cho phép động cơ làm việc đƣợc ở các chế độ hãm khác nhau, mà đặc biệt là

hãm tái sinh, nên động cơ có thể làm việc trên cả bốn góc phần tƣ của hệ tọa độ;

dòng qua lƣới có dạng rất gần hình sin; có khả năng điều khiển đƣợc hệ số công

suất cos của hệ thống truyền động, nhƣ vây có thể điều khiển cho cos =1. Bộ

biến tần gián tiếp có khâu trung một chiều gồm hai khâu cơ bản là chỉnh lƣu và

nghịch lƣu. Phần nghịch lƣu đã có nhiều kết quả nghiên cứu đƣợc áp dụng rất tốt

trong thực tế, trong nội dung luận văn không đi vào việc phân tích phần nghịch lƣu

mà thực hiện lựa chọn loại nghịch đƣợc áp dụng phổ biến trong truyền động động

cơ xoay chiều hiện nay là nghịch lƣu điều khiển vector, khối nghịch này cho phép

trao đổi công suất hai chiều giữa động cơ và phần cung cấp một chiều. Nhƣ vậy,

khả năng làm việc ở cả bốn góc phần tƣ của động cơ trong hệ truyền động điện chỉ

còn phụ thuộc vào đặc tính làm việc của chỉnh lƣu, vì thế, nội dung cơ bản của

chƣơng này là nghiên cứu về cấu tạo, nguyên lý họat động và khả năng ứng dụng

của chỉnh lƣu PWM vào hệ truyền động điện biến tần - động cơ xoay chiều làm việc

ở bốn góc phần tƣ.

30


2.2. CẤU TẠO VÀ NGUYÊN LÝ LÀM VIỆC CỦA BIẾN TẦN NGUỒN ÁP

BỐN GÓC PHẦN TƢ DÙNG CHỈNH LƢU PWM

Các biến tần nguồn áp dùng chỉnh lƣu điôt hoặc tiristor có ba nhƣợc điểm:

không thực hiện trao đổi công suất giữa tải và lƣới (tức là chỉ làm việc đƣợc ở hai

góc phần tƣ), dòng điện đầu vào chứa nhiều sóng hài bậc cao ảnh hƣởng xấu đến

lƣới điện xoay chiều và hệ số công suất cos thấp khi sử dụng chỉnh lƣu điều khiển.

Biến tần dùng chỉnh lƣu PWM đã khắc phục cả ba vấn đề tồn tại trên. Nó có

thể làm việc cả ở bốn góc phần tƣ, có khả năng trao đổi công suất giữa tải và lƣới

theo hai chiều. Dòng đầu vào có dạng rất gần hình sin và hệ số công suất có thể điều

chỉnh bằng 1.

Sơ đồ nguyên lý phần lực của biến tần dùng chỉnh lƣu PWM đƣợc trình bày

trên hình 2.1.

Sơ đồ trên bao gồm hai khối chỉnh lƣu (CLPWM) và nghịch lƣu (NL) có cấu

tạo nhƣ nhau và có chung mạch một chiều, vì vậy thƣờng gọi là sơ đồ “dựa lƣng

vào nhau” (back to back). Ngoài ra, đầu vào biến tần (trong mạch nguồn cung cấp

xoay chiều) có lắp thêm cuộn cảm L.

Để có chế độ làm việc bốn góc phần tƣ đảm bảo công suất trao đổi hai chiều

giữa lƣới và tải, dòng điện chỉnh lƣu Id phải thay đổi đƣợc dấu. Ta gọi Id có dấu “+”

khi nó có chiều hƣớng về tải và ngƣợc lại có dấu “-” khi chiều của nó hƣớng về lƣới.

Hình 2.1: Sơ đồ biến tần bốn góc phần tư dùng chỉnh lưu PWM

uL

ĐK

31


jLI

UL

IRUs

IL

jLI

IL

UL

IR

Hình 2.2: Sơ đồ thay thế một pha và đồ thị vector

a. Sơ đồ thay thế một pha bộ chỉnh lưu tích cực PWM

b. Đồ thị vector tổng quát của bộ chỉnh lưu

c. Đồ thị vector bộ chỉnh lưu PWM với hệ số công suất bằng 1

d. Đồ thị vector bộ chỉnh lưu PWM với hệ số công suất bằng -1 (nghịch lưu)

IL

L R

UsUL

jLI

IL

Us

IR

UL

a b

c d

RIL

>0

<0

L R

iL

UL US

US

UL

jLIL

IL

UL IL

jLIL

RIL

US

jLIL

RIL

UL

IL

US

Vì dấu điện áp một chiều là cố định nên công suất có thể thay đổi hai chiều từ lƣới

về tải Pd = Ud.Id > 0 và từ tải về lƣới Pd = Ud.Id < 0

Để thực hiện đƣợc nguyên lý làm việc trên biến tần cần có điều kiện:

- Bắt buộc phải có điện cảm đầu vào.

- Giá trị điện áp một chiều Udc không đổi và phải lớn hơn giá trị điện áp chỉnh

lƣu tự nhiên từ lƣới.

- Do khóa đóng cắt hai chiều Tranzitor và điôt ngƣợc kết hợp với tụ điện C và

các điện cảm nguồn L hình thành mạch vòng dao động cộng hƣởng LC tạo nên điện

áp một chiều Udc > Ud0.

Để giải thích nguyên lý làm việc chỉnh lƣu PWM ta dùng sơ đồ thay thế một

pha và đồ thị vector nhƣ trên hình 2.2.

32


Hình 2.3a: Đồ thị 6 vector điện áp cơ bản khi điều khiển

sù chuyÓn m¹ch c¸c kho¸ b¸n dÉn Sa, Sb, Sc

U 3(010) U 2(110)

U 1(100)

U 4(011)

U 5(001) U 6(101)

Re

Im

Hình 2.2a là sơ đồ thay thế, trong đó, UL là điện áp một pha nguồn xoay chiều,

Us là điện áp tải (mạch một chiều - nghịch lƣu - động cơ xoay chiều ) đƣợc quy đổi

về nguồn xoay chiều (điểm a). Giản đồ vector tổng quát biểu diễn trên hình 2.2b.

Nếu điều khiển chỉnh lƣu PWM để vector dòng điện LI

trùng pha với vector điện

áp lƣới LU

thì cos =1 và công suất Pd > 0. Khi vector dòng điện LI

ngƣợc pha với

vector LU

thì cos =-1 và công suất Pd < 0 (ứng với chế độ hãm tái sinh). Nhƣ vậy,

sử dụng chỉnh lƣu PWM trong bộ biến tần gián tiếp cho phép thực hiện trao đổi

công suất tác dụng giữa tải và nguồn theo hai chiều và có thể điều chỉnh đƣợc giá trị

hệ số công suất cos bằng 1.

Để thực hiện dòng điện đầu vào có dạng hình sin ngƣời ta dùng phƣơng pháp

biến điệu vector không gian theo nhƣ nghịch lƣu (SVPWM). Khi xem ba cặp IGBT

(hình 2.1) nhƣ là ba khóa bán dẫn cho ba pha Sa Sb Sc. Mỗi khóa có hai trạng thái đó

ng “1” và cắt “0” tạo ra sáu vector điện áp tác dụng là U1, U 2, U3, U4, U5, U6 (hình

2.3a) và hai trạng thái không là U0 (000) và U7 (111). Các trạng thái đóng cắt trình

bày trên hình 2.3b.

33


2.3. MÔ TẢ TOÁN HỌC CHỈNH LƢU PWM

Đồ thị vector hình 2.2 của sơ đồ thay thế chỉnh lƣu PWM có thể biểu diễn trên

tọa độ cố định - và tọa độ quay d - q bằng phƣơng pháp biến đổi tuyến tính

không gian vector [3], [11], [12]. Giả thiết điện áp nguồn ba pha đối xứng với tần số

công nghiệp không đổi 1 = 2f1, khi đó:

ia + ib + ic = 0 (2.1)

Đồ thị vector điện áp, dòng điện của chỉnh lƣu PWM trên các hệ tọa độ cố

định - và hệ toạ độ quay d-q đƣợc biểu diễn trên hình 2.4

Hình 2.3b: Các trạng thái chuyển mạch của chỉnh lưu PWM

A

U1 k=0

Udc

Sa=

1

+

-

+

-

+

-

-

B C

+

-

-

+

C B A

-

+

C B A

-

+

C B A

C B A

C B A

C B A

C B A

Sb=

0

Sc=

0

Udc Sa=

0

Sb=

1

Sc=

0

Udc Sa=

0

Sb=

0

Sc=

1

Udc Sa=

0

Sb=

0

Sc=

0

Udc

Sa=

1

Sb=

1

Sc=

1

Udc

Sa=

1

Sb=

0

Sc=

1

Udc

Sa=

0

Sb=

1

Sc=

1

c Sa=

1

Sb=

1

Sc=

0

U2 k=1

U3 k=2 U4 k=3

U5 k=4 U6 k=5

U0 U7

34


2.3.1. Mô tả điện áp đầu vào chỉnh lưu PWM

Điện áp dây tại đầu vào chỉnh lƣu (a , b , c)

sab a b dc

sab b c dc

sab c a dc

U (S S )U

U (S S )U

U (S S )U

(2.2)

Điện áp pha

sa a dc

sb b dc

sc c dc

U f U

U f U

U f U

(2.3)

Trong đó:

a b ca

2S (S S )f

3

Hình 2.4: Đồ thị vector điện áp, dòng điện chỉnh lưu PWM

trong hệ toạ độ - và d-q

Lt a

d

b

q

u1=LiL

us

uL

c

id iL

iq

35


b a cb

2S (S S )f

3

c a bc

2S (S S )f

3

Với fa , fb , fc lấy giá trị 0 , 1/3 và 2/3

2.3.2. Mô tả toán học chỉnh lưu PWM trong hệ tọa độ 3 pha

Ta có phƣơng trình điện áp:

LL L s

dIU R.I L. U

dt (2.4)

Viết dạng 3 pha:

1

R+pL

+

- u sa

i a

- + f a

u a

S a

f b

+ -

i b

u sb -

+

R+pL

1

1

R+pL

+

- u sc

i a

- + f c

+

+

+

+

+

1

pC

+

+

S b

S c

u b

u c

1

3

i dc

u dc -

Hình 2.5: Cấu trúc mô hình toán học chỉnh lưu PWM trên hệ toạ độ ba pha

36


a a a sa

b b b sb

c c c sc

U i i Ud

U R i L i Udt

U i i U

(2.5)

Phƣơng trình dòng điện:

ca a b b c c

dUC S i S i S i

dt (2.6)

Cấu trúc mô hình đƣợc trình bày trên hình 2.5

2.3.3. Mô tả toán học chỉnh lưu PWM trong hệ tọa độ cố định -

Phƣơng trình điện áp CLPWM trong tọa độ cố định - :

L L L s

L L L s

U i i UdR L

U i i Udt

(2.7)


cL L dc

dUC (i S i S ) i

dt (2.8)

Trong đó:

a b c b c

1 1S (2S S S ); S (S S )

2

Mô hình toán học chỉnh lƣu PWM trong hệ tọa độ - đƣợc trình bày trên

hình 2.6

37


2.3.4. Mô tả toán học chỉnh lưu PWM trên hệ tọa độ quay d - q

Ta có phƣơng trình điện áp:

LdLd Ld Lq sd

Lq

Lq Lq Ld sq

diU Ri L Li U

dt

diU Ri L Li U

dt

(2.9)


cLd d Lq q dc

dUC (i S i S ) i

dt (2.10)

Trong đó:

dS S cos t S sin t

qS S cos t S sin t

Hình 2.6: Mô hình toán học chỉnh lưu PWM trên hệ toạ độ -

- u dc

i dc

1 +

u s

-

+

R+pL

1

pC

1

R+pL

+ u L

+

S u s

i L -

S

u L

i L

38


Mô hình toán học chỉnh lƣu PWM đƣợc trình bày trên hình 2.7.

2.3.5. Tính toán công suất chỉnh lưu PWM

Công suất tác dụng và công suất phản kháng của chỉnh lƣu PWM đƣợc tính

trên tọa độ a , b , c và -

*

e a a b b c c

*

m bc a ca b ab c

p R u.i u i u i u i u i u i

1q I u.i (u i u i u i ) u i u i

3

(2.11)

Trên tọa độ d - q

Lq Lq Ld Ld m m

Lq Lq Ld Ld

3p (U i U i ) U I

2

q (U i U i )

(2.12)

uLd

Sd

iLq

usq

Sq

+

uLq -

R+pL

1

pC

1

R+pL

+

-

iLd

+

1 udc -

usd

L

+

+

+

Hình 2.7: Mô hình toán học chỉnh lưu PWM trên hệ toạ độ d-q

L

idc

39


Nếu ta chọn trục d trùng với trục điện áp UL và điều khiển IL trùng với UL thì

ta có:

Lq Lq Ld m Ld m

3 3i 0, U 0, U U , i I , q 0

2 2

Đồ thị vector điện áp đƣợc vẽ trên hình 2.8

2.4. PHẠM VI VÀ GIỚI HẠN THAM SỐ CỦA CHỈNH LƢU PWM

2.4.1. Giới hạn cực tiểu của điện áp một chiều

Udcmin > Ud0 = 2,34Ufa (2.13)

Thông thƣờng chọn điện áp một chiều ở giá trị Udc = (1,12 1,3 )Ud0

2.4.2. Giới hạn giá trị điện áp trên điện cảm

Nếu ta biểu diễn điện áp chỉnh lƣu PWM trên tọa độ d-q ta có phƣơng trình

cân bằng điện áp:

Ldq

LdqLdq sdq

dIL U j LI U

dt (2.14)

Hình 2.8: Đồ thị vector điện áp chỉnh lưu PWM

q

p(-)

p(+)

q(-)

q(+)

LU

sU

LI

d

Lj LI

40


Từ phƣơng trình (2.14) ta thấy điện áp trên điện cảm sẽ thay đổi khi vector

dòng điện LI biến động. Ta có 8 vector điện áp U0, U1, U2, U3, U4, U5, U6, U7. Định

nghĩa điện áp tự cảm di

Ldt

tƣơng ứng là Up0, Up1, Up2, Up3, Up4, Up5, Up6, Up7. Biểu

diễn giới hạn làm việc của điện áp trên điện cảm bằng đồ thị vector hình 2.9a, b.

Nếu bộ điều chỉnh dòng điện giữ đƣợc biến động của LI xung quanh dòng

điện đặt LI đặt. Gọi góc là góc biến động lớn nhất của hai vector Up1 và Up2 ta có

<

Trên đồ thị hình 2.9 chỉ ra nếu = thì

LdqLdq sdq

3U j Li U

2 (2.15)

iL

q

d

u 1

u 6

u 5

uL

u 3

u 4

u 2

Hình 2.9a: Giới hạn làm việc điện áp của chỉnh lưu PWM

41


Giả thiết: sdq dc Ldq m Ldq Ld

2U U , U U ; i i

3

Điều kiện điện áp một chiều cực tiểu sẽ là

2 2

dc m LdU 3 U ( Li ) (2.16)

Phƣơng trình 2.16 chỉ ra quan hệ giữa điện áp nguồn, điện áp một chiều, dòng

tải và giá trị điện cảm. Từ đó xác định đƣợc giá trị điện cảm cực đại

2 2

dc m

Ld

U U

3Li

(2.17)

2.5. ƢỚC LƢỢNG CÁC ĐẠI LƢỢNG VECTOR CƠ BẢN

Cấu trúc và phƣơng pháp điều khiển chỉnh lƣu PWM dựa trên phép biến đổi

vector. Chỉnh lƣu PWM sử dụng hai đại lƣợng vector cơ bản là vector điện áp và

vector từ thông ảo. Từ các đại lƣợng đo đƣợc nhƣ dòng điện đầu vào, điện áp một

chiều và trạng thái đóng cắt các van, ta đi ƣớc lƣợng hai đại lƣợng vector cơ bản

trên.

2.5.1. Ước lượng vector điện áp đầu vào

Có thể đo trực tiếp vector điện áp đầu vào, tuy vậy phép đo này bị ảnh hƣởng

rất lớn bởi sự không đối xứng các pha của điện áp lƣới điện, nhiễu lƣới v.v… Do

Hình 2.9b: Giới hạn làm việc điện áp của chỉnh lưu PWM

q

up1

iL

up6

*

LI

IL

up2

up3

up4

up0,7

up5

d

42


vậy ngƣời ta thƣờng ƣớc lƣợng vector điện áp thông qua các thông số dòng điện và

thông số trung gian. Một trong các phép ƣớc lƣợng đó là tính điện áp thông qua

dòng điện và công suất.

Có thể thấy rằng khi sử dụng biến điệu vector không gian có hai trạng thái

thông của các khóa Sa Sb Sc là (111) và (000), khi đó công suất tác dụng bằng 0 chỉ

tồn tại công suất phản kháng, cụ thể:

a b ca b c

a cc a

di di dip(t) L i i i 0

dt dt dt

3L di diq(t) i i 0

dt dt3

(2.18)

Từ 2.18 điện áp đƣợc tính

L LL

2 2L L L

L L

i iU 01

U qi ii i

(2.19)

Giá trị góc tọa độ , của điện áp là

L

L

L

U 2 2

L L

LU 2 2

L L

Usin

U U

Ucos

U U

(2.20)

2.5.2. Ước lượng vector từ thông ảo

Nếu giả thiết chỉnh lƣu PWM có đầu vào là Udc , đầu ra là máy điện không

đồng bộ ảo, trong đó sức điện động động cơ là điện áp lƣới, điện trở, điện cảm là

thông số cuộn dây stator của động cơ ảo .

43


Ta có thể định nghĩa vector từ thông móc vòng qua khe hở không khí của

động cơ ảo L vector này có thể biểu diễn trên tọa độ - và d - q. Nếu bỏ qua

điện trở R vector L sẽ vuông góc với LU . Mô hình động cơ ảo và đồ thị vector

đƣợc mô tả trên hình 2.10a, b.

L s i

Hình 2.10: Mô hình động cơ ảo và đồ thị véc tơ từ thông ảo với chỉnh lưư PWM

d

L=t

q

L

id

iq

u1

us

uL

b)

a)

TẢI Udc

C Ua

Ub

Uc

R

R

R

L

L

L

A B C

PWM Chỉnh luu Phía một chiều

M

Phía xoay chiều

Động cơ ảo

44


Từ đại lƣợng vector từ thông ảo có thể biểu diễn nó trên hệ d - q, khi vector

LI trùng LU và trục q, biểu đồ vector và sơ đồ mô tả dòng công suất của chỉnh lƣu

PWM đƣợc biểu diễn trên hình 2.11a,b

Từ thông ảo đƣợc xác định qua vector đầu vào chỉnh lƣu PWM, SU

LL s

L

L s

diU L dt

dt

diU L dt

dt

(2.21)

Trong đó:

Phía một

chiều

C B A

Udc

a) b)

M

Phía xoay

chiều

C B A

Udc

Phía một

chiều

Phía xoay

chiều

q

ui

us

uL

iL

d L

L= 00

i s

q

ui

us uL

iL

d L

L= 1800

i

s

Hình 2.11: Quan hệ giữa điện áp và từ thông ảo với dòng công suất

của chỉnh lưu PWM

45


s dc a b c

s dc b c

2 1U U S S S

3 2

1U U (S S )

2

(2.22)

L s i

Từ đại lƣợng vector từ thông ảo, có thể biểu diễn nó trên hệ toạ độ d-q, khi

vector LI trùng LU và trục q thì biểu đồ vector và sơ đồ mô tả dòng công suất của

chỉnh lƣu PWM đƣợc biểu diễn trên hình 2.11a,b.

Từ thông ảo đƣợc xác định qua vector đầu vào chỉnh lƣu PWM , sU

- +

+ -

1

T

TN

1

T

1

1

-

-

L

iL

L

iL

Hình 2.15: Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM theo VOC

TN

L

uL

uL

Hình 2.12: Sơ đồ cấu trúc nhận dạng véc tơ từ thông ảo

46


LL s

L

L s

diU L dt

dt

diU L dt

dt

(2.21)

Sơ đồ cấu trúc nhận dạng vector từ thông ảo trình bày trên hình 2.12

Trong đó:

s dc a b c

s dc b c

2 1U U S S S

3 2

1U U (S S )

2

(2.22)

2.6. PHƢƠNG PHÁP ĐIỀU KHIỂN CHỈNH LƢU PWM

Cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM về cơ bản thì có cùng một mục đích

chung nhƣng lại dựa trên các nguyên tắc khác nhau. Chúng đƣợc phân loại dựa trên

hai nguyên tắc: Điều khiển dựa trên điện áp và điều khiển dựa trên từ thông ảo.

Điều khiển dựa trên điện áp là ƣớc lƣợng điện áp lƣới và sẽ điều khiển bằng dòng

điện hay công suất.

Điện áp lƣới nếu điều khiển bằng dòng điện thì gọi là phƣơng pháp VOC (Voltage

Oriented Control), còn theo công suất thì gọi là DPC (Direct Power Control).

Các phƣơng pháp điều khiển chỉnh lƣu PWM

Điều khiển theo véc tơ

điện áp

Điều khiển theo véc tơ

từ thông ảo

VOC DPC VFOC VF-DPC

Hình 2.13: Các phương pháp điều khiển chỉnh lưu PWM

47


Điều khiển dựa trên từ thông ảo là phƣơng pháp điều khiển cần phải ƣớc lƣợng từ

thông ảo của lƣới điện và áp dụng phƣơng pháp điều khiển từ thông stator của động

cơ không đồng bộ cho lƣới điện. Nếu điều khiển bằng mạch vòng dòng điện thì gọi

là phƣơng pháp VFOC (Voltage Flux Oriented Control), còn khi điều khiển dựa

theo công suất thì gọi là phƣơng pháp VF-DPC

Các cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM đƣợc minh họa trên hình 2.13.

Hệ điều khiển biến tần dùng chỉnh lƣu PWM với động xoay chiều có các

phƣơng án đƣợc trình bày trên hình 2.14.

2.7. CẤU TRÚC ĐIỀU KHIỂN CHỈNH LƢU PWM ĐỊNH HƢỚNG THEO

VECTOR ĐIỆN ÁP [3], [12]

2.7.1. Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM định hướng theo vector điện áp dựa

vào dòng điện (VOC)

Đặc điểm của phƣơng pháp điều khiển dựa vào dòng điện là xử lý tín hiệu trên

hai hệ toạ độ là hệ toạ độ cố định - và hệ toạ độ quay d - q. Các giá trị dòng

điện đo đƣợc trong hệ ba pha đƣợc biến đổi sang hệ toạ độ cố định - , sau đó

đƣợc biến đổi sang hệ toạ độ d - q. Cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM theo VOC

đƣợc trình bày trên hình vẽ 2.15.

CL NL

DPC

VOC FOC

DTC

Hình 2.14: Hệ truyền động động cơ xoay chiều - biến tần dùng chỉnh

lưu PWM với các phương pháp điều khiển

48


Khi chọn trục d trùng với vector điện áp lƣới LU , khi đó ULd = UL, còn ULq =

0. Phƣơng trình 2.9 đƣợc rút gọn (với giả thiết R 0):

LdLd sd

sq Ld

diU L U

dt

0 U Li

(2.23)

Cấu trúc các mạch vòng điều khiển chỉnh lƣu PWM đƣợc trình bày trên hình

2.16, trong đó lƣợng đặt dòng i*

q = 0 và đại lƣợng đặt dòng i*d lấy ra từ bộ điều

chỉnh điện áp một chiều.

L

L

L Ua

U dc

PI

d - q

i d_ref

TẢI

k

Udc_ref

iq

iq_ref = 0

PI PI

d-q

-

-

Đo đòng điện và

đánh giá điện áp lƣới PWM

Sa

id

Sb Sc

Ub

Uc

ia

ib

ic

ia ib

us us

Udc

cosUL

sinUL

iLd iLq

iL iL

usq usd

cosUL

sinUL

-

uL uL

Hình 2.15: Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM theo VOC

TN

49


Hình 2.16: Cấu trúc các mạch vòng điều khiển chỉnh lưu PWM theo VOC

*

dcU

dcU

dcU PI Bộ điều khiển

điện áp

i*

+ -

PI Bộ điều khiển

điện dòng

+

+ du

+

d

+

L

L

-

+ *

qi 0 +

id

PI Bộ điều khiển

điện dòng

iq

qu

Ldu

sdu

squ

Khi điều khiển vector dòng điện LI trùng với trục d thì ILd = IL và ILq = 0. Do

dòng điện id và iq đƣợc ƣớc lƣợng từ ia, ib qua khâu biến đổi tọa độ a, b, c => -

=> d - q. Góc của vector điện áp UL đƣợc xác định từ (2.19) và (2.20).

2.7.2. Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM theo VFOC

Cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM theo VFOC đƣợc biểu diễn trên hình 2.17.

Cấu trúc điều khiển chỉnh lƣu PWM theo VFOC có sự khác biệt so với VOC, trục d

ở đây đƣợc chọn trùng với vector L do vậy vector điện áp LU sẽ trùng với trục q,

vector dòng điện LI trùng với vector LU nên ILd=0 và ILd=IL.

Do vậy mạch vòng điều chỉnh theo VFOC sẽ có lƣợng đặt i*

ld = 0 và i*lq lấy từ

đầu ra bộ điều chỉnh điện áp một chiều. Nếu nhƣ góc cho biến đổi tọa độ ở VOC là

uL, còn ở VFOC lấy L và đƣợc xác định:

L

L 2 2

L L

LL 2 2

L L

sin

cos

(2.24)

Giá trị L và L đƣợc tính theo 2.21.

50


2.8. CẤU TRÚC ĐIỀU KHIỂN CHỈNH LƢU PWM THEO PHƢƠNG PHÁP

TRỰC TIẾP CÔNG SUẤT DPC [3], [12]

Phƣơng pháp điều khiển trực tiếp công suất PDC cho chỉnh lƣu PWM đƣợc

phát triển từ ý tƣởng điều khiển trực tiếp mô men (DTC) của truyền động động cơ

không đồng bộ.

Trong đó hai đại lƣợng của DTC là mô men và từ thông đƣợc thay bằng công

suất p và q (xem hình 2.18).

ở đây, chọn lƣợng đặt công suất phản kháng q* = 0 tức là cos = 1. Lƣợng đặt

công suất tác dụng p* đƣợc lấy từ đầu ra bộ điều chỉnh điện áp một chiều (tỉ lệ với

L L

L Ua

U dc

PI d - q

i d_ref

TẢI

k

Udc_ref

iq

iq_ref = 0

PI PI

d - q

-

-

Đo đòng điện và

đánh giá từ thông

ảo PWM

Sa

id

Sb Sc

Ub

Uc

ia

ib

ic

ia ib

us us

Udc

cosL

sinL

iLd iLq

iL

iL

usq usd

cosL

sinL

-

L L

Hình 2.17: Cấu trúc các mạch vòng điều khiển chỉnh lưu PWM theo VFOC

51


idc) nhân với lƣợng đặt điện áp một chiều Udc. Hai bộ điều chỉnh công suất đƣợc

thiết kế dạng khâu đóng cắt có đặc tính từ trễ (đặc tính rơle) trong đó:

*

q q

*

q q

*

p d

*

p d

d 1 khi q<q H

d 0 khi q>q H

d 1 khi p<p H

d 0 khi p>p H

(2.25)

Hd và Hq là băng trễ

Biến điều khiển dp và dq đƣợc kết hợp với vị trí vector điện áp

LuL

L

Uarctg

U

, hoặc vị trí vector từ thông ảo LL

L

arctg

đƣa vào bảng

đóng cắt tƣơng tự nhƣ DTC.

Việc phân vùng cho vị trí vector điện áp hoặc vector từ thông ảo có thể chọn 6

hoặc 12 vùng.

TẢI ia Ua

L

L

L

pref

dq

Ud

UL

Chọn sector

- -

PWM

Đo dòng điện và

đánh giá công suất tức

thời, điện áp lƣới hoặc

từ thông ảo

Hình 2.18: Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM theo DPC

Bảng chuyển

mạch

Udc -

PI

Sa

Udcref

Sb Sc

ib

ic

Ub

Uc

ia ib

L

dp

qref =

p

q

Udc

52


Nếu phân thành 6 vùng ta có :

n2n 3 (2n 1)6 6

với n = 1 , 2 …6

Và đối với 12 vùng:

nn 2 (n 1)6 6

với n = 1 , 2 …12

2.8.1. Ước lượng công suất theo vector điện áp

a b ca b c dc a a b b c c

di di dip L i i i U (S i S i S i )

dt dt dt

(2.26)

a cc a dc a a c b c a c a b

1 di diq 3L i i U S i i S (i i ) S (i i )

dt dt3

(2.27)

Giá trị điện áp UL đƣợc tính theo (2.19)

Tính q, p theo

2.26, 2.27

3

abc

S

Tính ULtheo

2.28

ib Udc ia

Sb

Sc

q UL UL UL

iL iL

Hình 2.19: Khâu ước lượng công suất và điện áp

2

p

53


Tính p, q

theo (3.30)

L p

abc

3

2

Tính L, L

theo (3.21)

ia

q

ib Udc

Sa

Sb

Sc

L

Hình 2.20: Khâu ước lượng p, q theo vector L

iL

iL

L LL

2 2L L L

L L

i iU p1

U qi ii i

(2.28)

Vị trí vector điện áp UL đƣợc tính theo (2.20).

Cấu trúc khâu ƣớc lƣợng công suất và điện áp đƣợc trình bày trên hình 2.19. ở

đây cần đo ia, ib, ic, Udc và thông tin về trạng thái khóa Sa, Sb, Sc.

2.8.2. Ước lượng công suất theo vector từ thông ảo

Để tính toán công suất có thể sử dụng các công thức sau (xem 2.29):

*Le L

*Lm L

p R U .i

q I U .i

(2.29)

Dự vào (2.29) tính đƣợc công suất tác dụng và phản kháng trong hệ tọa độ -

54


theo vector từ thông ảo:

L L L L

L L L L

p i i

q i i

(2.30)

Từ giá trị dòng điện iL và iL, theo (2.21) và (2.22) tính đƣợc L và L. Từ

giá trị từ thông L và iL, dựa vào (2.30) tính đƣợc p và q. Cấu trúc khâu ƣớc lƣợng p,

q theo đại lƣợng vector từ thông ảo đƣợc trình bày trên hình 2.20.

2.8.3. Đặc điểm cơ bản của điều khiển trực tiếp công suất DPC cho chỉnh lưu

PWM

Nhƣ phần trên đã nêu điều khiển DPC đƣợc phát triển từ ý tƣởng của điều khiển

trực tiếp mô men động cơ KĐB. Do vậy, về nguyên lý cơ bản để xây dựng bộ điều

khiển công suất DPC cũng tƣơng tự nhƣ DTC, có nghĩa là phải thiết kế đƣợc bộ điều

khiển đóng cắt có đặc tính từ trễ để gia công tín hiệu dq và dp; Lựa chọn số vùng của

vector điện áp từ đó kết hợp với vị trí vector điện áp UL để xây dựng bảng đóng cắt tạo

nên vector điều khiển điện áp cho chỉnh lƣu PWM.

Tuy nhiên DPC cũng có đặc điểm riêng, không thể áp dụng một cách máy móc

điều khiển DTC cho DPC. Cụ thể: Tần số điện áp nguồn là không đổi khác với

DTC biến thiên dải rộng. Giá trị tức thời công suất tác dụng và phản kháng bị ảnh

hƣởng nhiều vào vị trí vector điện áp và sự thay đổi của dòng điện cả về pha lẫn

biên độ.

Trên hình 2.21 minh họa cho bốn trƣờng hợp thay đổi giá trị tức thời của p và

q khi vector dòng điện biến đổi trong giới hạn L LI I

p < p* với hai vị trí trên hình 2.21b, c

p > p* với hai vị trí trên hình 2.21a, d

q > q* với hai vị trí trên hình 2.21c, d

q < q* với hai vị trí trên hình 2.21a, b

55


với công suất đặt tại điểm M

2.8.4. Bộ điều khiển công suất

Bộ điều khiển công suất có đặc tính trễ có ảnh hƣởng lớn đến chất lƣợng của

hệ: sóng hài bậc cao dòng điện, tần số đóng cắt, dao động đập mạch công suất và

tổn thất công suất.

Do vậy, việc lựa chọn tham số băng trễ và cấu trúc điều khiển rất quan trọng.

Thông thƣờng bộ điều khiển sử dụng so sánh hai mức hoặc ba mức. Có 3 phƣơng

án cho bộ điều khiển trình bày trên hình 2.22a, b, c.

Bộ điều khiển hai mức có bốn trạng thái, ví dụ bộ điều chỉnh công suất phản

kháng:

a) b)

c) d)

iL

M iL

M V1

V2

V3

V4

uS

V6

uL

qref

pref

*

Li

Li

pref

qref

V1

V2

V3

V4

V6

V5

V5

uS

Li

*

Li

uL jLiL

jLiL

iL

uS

uL

qref

pref

V1

V2 V3

V4

V5 V6

jLiL

Li *

Li *

Li iL

Li

uL

jLiL

pref

qref

V1

V2

uS

V3

V4

V5 V6

M

M

H×nh 2.21: Sù biÕn thiªn gi¸ trÞ c«ng suÊt tøc thêi

56


- Nếu q > Hq thì dq = 1,

- Nếu -Hq q Hq và 0

dt

qd thì dq = 0,

- Nếu -Hq q Hq và 0

dt

qd thì dq = 1,

- Nếu q < Hq thì dq = 0.

Đối với bộ điều chỉnh ba mức ta có 6 trạng thái:

- Nếu q > Hq thì dq = 1,

- Nếu 0 q Hq và 0

dt

qd thì dq = 0,

- Nếu 0 q Hq và 0

dt

qd thì dq = 1,

- Nếu -Hq q 0 và 0

dt

qd thì dq = -1,

p dp

a)

q dq

dp dp

p

q dq dq

q

b) c)

Hình 2.22: Bộ điều khiển công suất

a) hai møc, b) hai - ba møc, c) ba møc

p

57


- Nếu -Hq q 0 và 0

dt

qd thì dq = 0,

- Nếu q -Hq thì dq = -1.

Chọn bộ điều khiển so sánh ba mức theo đặc tính tốt hơn hai mức. Tần số

đóng cắt phụ thuộc độ rộng băng trễ và số phân vùng vector.

2.8.5. Lựa chọn phân vùng vector và bảng đóng cắt

Số phân vùng vector có thể là 6 vùng hoặc 12 vùng và đƣợc biểu diễn nhƣ trên

hình 2.22.

B.2.1: Bảng đóng cắt cho DPC với bộ điều khiển hai mức, 12 vùng vector

dp dq Sector

1

Sector

2

Sector

3

Sector

4

Sector

5

Sector

6

Sector

7

Sector

8

Sector

9

Sector

10

Sector

11

Sector

12

1

0 101 101 100 100 110 110 010 010 011 011 001 001

1 110 111 010 000 011 111 001 000 101 111 100 000

0

0 101 100 100 110 110 010 010 011 011 001 001 101

1 100 110 110 010 010 011 011 001 001 101 101 100

Có thể mô tả bằng biểu thức toán học cho phân vùng vector:

4

5

6

7

8

9

10 11

12

1

2 3

5

6

4

3

2

1

Hình 2.23: Phân vùng vector cho phương pháp điều khiển DPC

58


n

n

2n 3 (2n 1) , n=1,2,...,6 6 6

2n 2 (n 1) , n=1,2,...,12 6 6

(2.31)

Với sự phân vùng là 6 hoặc 12 khi giá trị tức thời giá trị công suất thay đổi sẽ

hạn chế số vector sử dụng. Ví dụ trên hình 2.24, chỉ sử dụng đƣợc hai trong số bốn

vector cho phép. Điều này gây ra dao động đập mạch công suất, ảnh hƣởng xấu đến

chất lƣợng điều khiển. Để cải thiện, có thể thay đổi số mức trong bộ điều khiển đó

ng cắt hoặc dùng logic mờ.

Trên bảng B.2.1 trình bày bảng đóng cắt cho DPC với bộ điều khiển hai mức

và 12 phân vùng vector.

2.8.6. Tổ hợp vector điện áp

Khi giá trị tức thời công suất biến động ta có sự lựa chọn các vector điện áp.

Trên hình 2.24 biểu diễn vector ở vùng thứ k ( k =1 , 2,…6 ) ta có sự lựa chọn ứng

với tác động tăng hoặc giảm công suất. Đối với công suất tác dụng tăng khi chọn

Uk+2, Uk+3, Uk+1, Uk-2 hoặc U0, U7 giảm khi chọn Uk, Uk-1. Đối với công suất phản

kháng khi tăng Uk, Uk+1, Uk+2 giảm Uk-2, Uk-1, Uk+2. Kết quả thống kê trên bảng B.2.2

Bảng B.2.2: Sự tăng giảm p và q theo U

Uk-2 Uk-1 Uk Uk+1 Uk+2 Uk+3 U0 U7

q

p

Trên bảng B.2.1, ký hiệu () tăng, () giảm, () tăng lớn và () giảm lớn.

Ta thấy sự tăng và giảm lớn đối với q và p chỉ xảy ra ở 2 vector.

59


Kết luận: Chỉnh lƣu PWM đáp ứng đƣợc yêu cầu trao đổi công suất hai chiều

giữa lƣới điện xoay chiều và phía một chiều đầu ra bộ chỉnh lƣu. Ngoài ra sử dụng

chỉnh lƣu PWM cho phép giảm đáng kể sóng hài bậc cao trong dòng điện lƣới, tăng

hiệu suất, có khả năng điều chỉnh đƣợc hệ số công suất. Nhƣ vậy, việc sử dụng

chỉnh lƣu PWM trong bộ biến tần gián tiếp có thể cho phép hệ truyền động điện

biến tần-động cơ xoay chiều có thể làm việc ở cả bốn góc phần tƣ của hệ tọa độ đặc

tính cơ và nâng cao đáng kể chất lƣợng của hệ truyền động. Vì vậy, mặc dù giá

thành của loại biến tần này cao gấp đôi so với biến tần thông thƣờng nhƣng sẽ tiết

kiệm đáng kể về điện năng, giảm nhỏ ảnh hƣởng của hệ truyền động đến mạng điện

xoay chiều.

H×nh 2.24: BiÕn ®æi vector ®iÖn ¸p

Uk+1

U pk-2

U pk

U pk+1 U pk+2

U pk+3 U p0.7

vector K

Uk+2

Uk+3 Uk

Uk-2 Uk-1

Upk-1

60


Chƣơng 3

NGHỊCH LƢU ĐIỀU KHIỂN VECTOR VÀ CẤU TRÚC HỆ TRUYỀN ĐỘNG

ĐIỆN BIẾN TẦN 4 Q - ĐỘNG CƠ KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA

Chƣơng 2 đã xác định hệ truyền động điện biến tần 4Q - động cơ không đồng

bộ ba pha (ĐK) là hệ biến tần với chỉnh lƣu PWM và nghịch lƣu điều khiển vector

và đã phân tích tƣơng đối đầy đủ về chỉnh lƣu PWM. Để xây dựng đƣợc cấu trúc

đầy đủ của hệ truyền động, trƣớc tiên cần xây dựng đƣợc cấu trúc khối nghịch lƣu.

Trải qua nhiều giai đoạn nghiên cứu và phát triển, các nhà chuyên một đã xây dựng

đƣợc cấu trúc nghịch lƣu điều khiển vector định hƣớng theo từ thông rotor là cấu

trúc nghịch lƣu có nhiều ƣu điểm và đang đƣợc sử dụng phổ biến nhất hiện nay. Để

xây dựng cấu trúc hệ truyền động, cần thiết phải tìm hiểu một cách khái quát về loại

nghịch lƣu này.

3.1. MÔ HÌNH TOÁN HỌC TRẠNG THÁI ĐỘNG CỦA ĐỘNG CƠ KHÔNG

ĐỒNG BỘ BA PHA [1], [2], [3], [4], [5], [8]

3.1.1. Mô hình toán học nhiều biến của động cơ không đồng bộ ba pha

3.1.1.1. Đặc điểm của mô hình toán học trạng thái động của động cơ không đồng bộ

Từ thông của động cơ điện một chiều do cuộn dây kích từ sinh ra, có thể đƣợc

xác lập từ trƣớc mà không tham gia vào quá trình động của hệ thống (trừ khi điều

tốc bằng điều chỉnh từ thông). Vì vậy mô hình toán học trạng thái động của nó chỉ

có một biến vào (đó là điện áp mạch rotor) và một biến ra (đó là tốc độ quay).

Trong đối tƣợng điều khiển có chứa hằng số thời gian điện cơ Tm và hằng số thời

gian điện từ mạch điện rotor Te, nếu tính cả thiết bị chỉnh lƣu điều khiển tiristor thì

còn có cả hằng số thời gian trễ của khối chỉnh lƣu. Trong ứng dụng kỹ thuật, với

một hệ thống tuyến tính cấp III một vào - một ra, có thể ứng dụng lý thuyết điều khiển

tuyến tính kinh điển và phƣơng pháp thiết kế kỹ thuật thực dụng để tiến hành phân tích

và thiết kế một cách dễ dàng.

61


Tuy nhiên, lý luận và phƣơng pháp nói trên khi vận dụng vào việc phân tích và

thiết kế hệ thống điều tốc xoay chiều thì gặp khá nhiều khó khăn, phải đƣa ra một số

giả thiết mới có thể nhận đƣợc sơ đồ cấu trúc trạng thái động gần đúng, bởi vì so

sánh giữa mô hình toán học của động cơ điện xoay chiều và mô hình động cơ điện

một chiều có sự khác nhau khá căn bản.

Khi điều chỉnh tốc độ bằng điều chỉnh tần số nguồn cấp cho mạch stator động

cơ không đồng bộ (điều tốc biến tần) cần phải tiến hành điều khiển phối hợp điện áp

và tần số, có hai biến số đầu vào độc lập là điện áp và tần số, nếu khảo sát điện áp 3

pha thì biến số đầu vào thực tế phải tăng lên. Ở đầu ra, ngoài tốc độ quay, từ thông

cũng đƣợc tính là một tham số độc lập. Bởi vì động cơ chỉ có một nguồn điện 3 pha,

việc xác lập từ thông và sự thay đổi tốc độ quay là đồng thời, nhƣng muốn có chất

lƣợng động tốt, còn muốn điều khiển đối với từ thông, làm cho nó không thay đổi

trong trạng thái động, mới có thể phát huy đƣợc khả năng sinh mô men. Vì những

nguyên nhân này nên động cơ không đồng bộ là một hệ thống nhiều biến số (nhiều

đầu vào nhiều đầu ra), mà giữa điện áp (dòng điện), tần số, từ thông, tốc độ quay lại có

ảnh hƣởng lẫn nhau, nên nó là hệ thống nhiều biến gắn bó nhau rất chặt chẽ. Trƣớc khi

tìm ra mô hình toán học rõ ràng, có thể dùng sơ đồ hình 3.1 để biểu diễn.

Mạch stator động cơ không đồng bộ có 3 nhóm cuộn dây, mỗi một nhóm khi

sản sinh từ thông đều có quán tính điện từ riêng của nó, lại thêm vào quán tính điện

cơ của hệ truyền động, vì thế dù cho không xét tới yếu tố chậm sau trong thiết bị

Hình 3.1: Sơ đồ cấu trúc điều khiển

nhiều biến của động cơ không đồng bộ

Hình 3.2: Sơ đồ cấu trúc điều khiển hệ thống điều

tốc biến tần của động cơ không đồng bộ nhiều biến

U1, 1 Bộ biến tần

động cơ không

đồng bộ

Bộ điều

khiển

*U

*U

+

-

62


biến tần, thì mô hình toán học động cơ không đồng bộ ít nhất cũng là hệ thống bậc

7.

Tóm lại, mô hình toán học động cơ không đồng bộ là hệ thống nhiều biến, bậc

cao, phi tuyến, ràng buộc nhau rất chặt, hệ thống điều tốc biến tần lấy nó làm đối

tƣợng có thể đƣợc thể hiện bằng hệ thống nhiều biến nhƣ trên hình 3.2.

3.1.1.2. Mô hình toán học nhiều biến của động cơ không đồng bộ ba pha

Để nghiên cứu mô hình toán học nhiều biến của động cơ không đồng bộ,

thƣờng phải đƣa ra một số giả thiết nhƣ sau:

(1) Bỏ qua sóng hài không gian, coi 3 cuộn dây 3 pha đối xứng nhau (về

không gian chúng cách nhau 1200, sức từ động đƣợc sinh ra phân bố theo quy luật

hình sin dọc theo khe hở không khí;

(2) Bỏ qua bão hoà mạch từ, tự cảm và hỗ cảm của các cuộn dây đều là tuyến tính;

(3) Bỏ qua tổn hao trong lõi sắt

từ; không xét tới ảnh hƣởng của tần

số và sự thay đổi nhiệt độ đối với

điện trở cuộn dây. Dù cho rotor động

cơ dây quấn hay lòng sóc đều tính

đổi về rotor dây quấn đẳng trị, đồng

thời chuyển đổi về phía mạch stator,

số vòng quấn mỗi pha sau khi

chuyển đổi đều bằng nhau, nhƣ vậy,

nhóm cuộn dây của động cơ thực tế

đƣợc đẳng trị thành mô hình vật lý động cơ không đồng bộ 3 pha nhƣ trên hình 3.3.

Trong hình, trục của các cuộn dây 3 pha A, B, C trên stator là cố định, lấy trục A

làm trục tọa độ chuẩn, đƣờng trục của các cuộn dây trên rotor a, b, c là quay theo

rotor, đƣờng trục a của rotor làm với đƣờng trục A của stator một góc , góc điện

này chính là lƣợng biến thiên góc pha không gian. Đồng thời quy định chiều dƣơng

Hình 3.3: Mô hình vật lý động cơ không

đồng bộ 3 pha

uA uC

ia

B

A

C

ub

uc

ua

ib

iA

b a

c

iC

uB

ic

0

63


của điện áp, dòng điện, từ thông phù hợp với thông lệ của động cơ điện và quy tắc

bàn tay phải. Lúc này, mô hình toán học của động cơ không đồng bộ đƣợc hình

thành bởi các phƣơng trình điện áp, từ thông, mô men và phƣơng trình chuyển

động.

a. Phương trình điện áp

Phƣơng trình cân bằng điện áp của nhóm cuộn dây mạch stator 3 pha:

AA A 1

BB B 1

CC C 1

du i R

dt

du i R

dt

du i R

dt

Phƣơng trình cân bằng điện áp của nhóm cuộn dây mạch rotor 3 pha:

aa a 2

bb b 2

cc c 2

du i R

dt

du i R

dt

du i R

dt

trong đó: uA, uB, uC, ua, ub, uc là giá trị tức thời của điện áp pha stator và rotor;

iA, iB, iC, ia, ib, ic là giá trị tức thời của dòng điện pha stator và rotor;

A, B, C, a, b, c là từ thông của các cuộn dây các pha;

R1, R2 là điện trở cuộn dây một pha stator và rotor.

Các đại lƣợng trên đều đã tính đổi về mạch stator, để đơn giản, các ký hiệu “’”

ở góc trên của các đại lƣợng sau khi tính đổi đều đã lƣợc bỏ đi.

Phƣơng trình điện áp đƣợc viết ở dạng ma trận, đồng thời dùng toán tử p thay

cho ký hiệu vi phân d/dt và trở thành:

64


A A A1

B B B1

C C C1

a a a2

b b b2

c c c2

u iR 0 0 0 0 0

u i0 R 0 0 0 0

u i0 0 R 0 0 0p

u i0 0 0 R 0 0

u i0 0 0 0 R 0

u i0 0 0 0 0 R

(3.1)

hoặc viết thành: u = Ri + p (3.2)

b. Phương trình từ thông

Từ thông của mỗi nhóm cuộn dây đều là tổng của từ thông tự cảm của bản

thân nó và từ thông hỗ cảm của các nhóm cuộn dây khác đối với nó, vì vậy từ thông

của 6 cuộn dây đƣợc thể hiện nhƣ sau:

A AA AB AC Aa Ab Ac A

B BA BB BC Ba Bb Bc B

C CA CB CC Ca Cb Cc C

a aA aB aC aa ab ac a

b bA bB bC ba bb bc b

c cA cB cC ca cb cc c

L L L L L L i

L L L L L L i

L L L L L L i

L L L L L L i

L L L L L L i

L L L L L L i

(3.3)

hoặc viết thành: = Li (3.4)

trong đó L là ma trận điện cảm 6 6, với các phần tử đối góc LAA, LBB, LCC, Laa,

Lbb, Lcc là tự cảm của các cuộn dây liên quan, các phần tử khác còn lại là hỗ cảm

giữa các cuộn dây.

Trên thực tế, từ thông móc vòng giữa các cuộn dây của động cơ có hai loại:

một loại là từ thông tản chỉ liên quan đến mỗi cuộn dây chứ không xuyên qua khe

hở, còn một nhóm nữa là từ thông hỗ cảm xuyên qua khe hở giữa chúng, mà loại

sau là chủ yếu. Điện cảm tƣơng ứng với từ thông tản của các pha của mạch stator

đƣợc gọi là điện cảm tản stator Lt1, bởi vì các pha có tính đối xứng, giá trị điện cảm

tản của các pha là bằng nhau; tƣơng tự, từ thông tản của các pha mạch rotor tƣơng

65


ứng với điện cảm tản rotor Lt2; từ thông hỗ cảm cực đại móc vòng giữa các cuộn dây

trên một pha của stator tƣơng ứng với hỗ cảm stator Lm1; từ thông hỗ cảm cực đại

móc vòng giữa các cuộn dây trên một pha của rotor tƣơng ứng với hỗ cảm rotor Lm2,

bởi vì sau khi tính đổi số vòng dây quấn trên nhóm cuộn dây stator và rotor là bằng

nhau, từ thông hỗ cảm giữa các cuộn dây đều đi qua khe hở, từ trở bằng nhau, nên có

thể coi Lm1=Lm2.

Đối với cuộn dây trên mỗi một pha mà nói, từ thông mà nó móc vòng là tổng của từ

thông hỗ cảm và từ thông tản, vì vậy, tự cảm của các pha trên mạch stator là:

LAA = LBB = LCC = Lm1 + Lt1 (3.5)

tự cảm của các pha trên mạch rotor là:

Laa = Lbb = Lcc = Lm1 + Lt2 (3.6)

Giữa hai cuộn dây khác nhau chỉ có hỗ cảm. Hỗ cảm lại phân thành hai loại:

(1) Hỗ cảm giữa 3 pha của stator và hỗ cảm giữa 3 pha của rotor đều là cố

định, nên hỗ cảm này là hằng số;

(2) Hỗ cảm giữa một pha bất kỳ của stator với một pha bất kỳ của rotor là thay

đổi, hỗ cảm là hàm số của chuyển vị góc .

Trƣớc tiên nghiên cứu loại thứ nhất, bởi vì góc giữa đƣờng trục cuộn dây của 3 pha

là 1200, với điều kiện giả thiết từ thông phân bố hình sin, trị số hỗ cảm là:

Lm1cos1200 = Lm1cos(-120

0 ) =

m10,5L ;

Do đó: LAB = LBC = LCA = LBA= LCB = LAC= m10,5L (3.7)

Lab = Lbc = Lca = Lba= Lcb = Lac= m10,5L (3.8)

Riêng về loại thứ hai hỗ cảm giữa các cuộn dây trên stator và trên rotor, do sự

khác nhau giữa vị trí các pha (xem hình 8.41), nên lần lƣợt là:

LAa = LaA = LbB = LBb= LCc = LcC= Lm1cos (3.9)

LAb = LbA = LBc = LCb= LCa = LAc= Lm1cos( + 1200) (3.10)

66


LAc = LcA = LBa = LaB= LbC = LCb= Lm1cos( - 1200) (3.11)

Khi đƣờng trục các cuộn dây hai pha của rotor và stator trùng nhau, trị số hỗ

cảm giữa chúng là lớn nhất, và đó là Lm1.

Đem các biểu thức (3.5), (3.6), (3.7), (3.8), (3.9), (3.10), (3.11) thay vào biểu

thức (3.3) sẽ đƣợc phƣơng trình từ thông hoàn chỉnh, rõ ràng là phƣơng trình ma

trận này rất đồ sộ. Để đơn giản ngắn gọn, có thể viết nó dƣới dạng ma trận khối:

ss srs s

rs rrr r

L L i

L L i

(3.12)

trong đó: s = [A B C]T, r = [a b c]

T,

is = [iA iB iB]T, ir = [ia ib ic]

T,

m1 t1 m1 m1

ss m1 m1 t1 m1

m1 m1 m1 t1

1 1L L L L

2 2

1 1L L L L L

2 2

1 1L L L L

2 2

(3.13)

m1 t2 m1 m1

rr m1 m1 t2 m1

m1 m1 m1 t2

1 1L L L L

2 2

1 1L L L L L

2 2

1 1L L L L

2 2

(3.14)

0 0

T 0 0

rs sr m1

0 0

cos cos( 120 ) cos( 120 )

L L L cos( 120 ) cos cos( 120 )

cos( 120 ) cos( 120 ) cos

(3.15)

Điều cần chú ý là, hai ma trận khối Lrs và Lsr có thể đổi chỗ cho nhau, và liên

quan tới vị trí của rotor (), phần tử của chúng là biến số, đó là một trong những

nguyên nhân làm cho hệ thống phi tuyến.

67


Nếu thay phƣơng trình từ thông (tức là phƣơng trình 3.4) vào phƣơng trình

điện áp (3.2), sẽ nhận đƣợc phƣơng trình khai triển sau:

di dLu Ri p(Li) Ri L i

dt dt

di L Ri L i

dt

(3.16)

Trong đó số hạng di

Ldt

là sức điện động đập mạch (hoặc sức điện động biến áp), số

hạng L

i

là sức điện động quay, nó tỷ lệ thuận với tốc độ góc .

c. Phương trình chuyển động

Trong trƣờng hợp tổng quát, phƣơng trình chuyển động của hệ thống truyền

động điện có dạng:

đt c

p

J dM M

n dt

(3.17)

d. Phương trình mô men

Dựa vào nguyên lý biến đổi năng lƣợng điện cơ, trong động cơ nhiều cuộn

dây, năng lƣợng điện từ trong động cơ là:

T T

m

1 1W i i Li

2 2 (3.18)

Còn mô men điện từ bằng đạo hàm riêng đối với chuyển vị góc m của năng

lƣợng điện từ trong động cơ, khi dòng điện không đổi chỉ có một biến là chuyển vị

góc m thay đổi, và m = /np, vì vậy:

m m

đt p

i constm i const

W WM n

(3.19)

68


Lấy công thức (3.18) thay vào (3.19), đồng thời xét tới quan hệ của công thức

(3.13)(3.15) trong ma trận con của điện cảm:

sr

T T

đt p p

rs

0 L1 L 1

M n i i n i i2 2

L 0

(3.20)

Lại bởi vì iT = [is

T ir

T ] = [iA iB iB ia ib ic], lấy biểu thức (3.15) thay vào biểu

thức (3.20) rồi khai triển, thu đƣợc :

T Trs srđt p r s s r

0

p m1 A a B b C c A b B c C a

0

A c B a C b

1 L LM n i i i i

2

n L [(i i i i i i )sin (i i i i i i )sin( 120 )

(i i i i i i )sin( 120 )]

(3.21)

e. Mô hình toán học động cơ không đồng bộ ba pha

Tập hợp các công thức (3.16), (3.17) và (3.20) [hoặc công thức 3.21] vào làm

một sẽ đƣợc mô hình toán học nhiều biến số của động cơ không đồng bộ 3 pha khi

chịu tải mô men không đổi.

T

p c

p

di Lu Ri L i

dt

1 L J dn i i M

2 n dt

(3.22)

và: d

dt

Mô tả toán học động cơ ở dạng phƣơng trình trạng thái phi tuyến:

69


1 1

TpT0

c

di LL (R )i L u

dt

nd n Li i M

dt 2J J

d

dt

(3.23)

3.1.2. Phép biến đổi tọa độ và ma trận chuyển đổi

Trong mục trên đã tìm ra đƣợc mô hình toán học trạng thái động của động cơ

không đồng bộ, nhƣng muốn phân tích và tìm nghiệm cho hệ phƣơng trình phi tuyến

của nó là rất khó khăn, để vẽ ra đƣợc sơ đồ cấu trúc một cách rõ ràng cũng không

phải là việc dễ dàng. Thông thƣờng phải dùng phƣơng pháp biến đổi tọa độ để nhận

đƣợc mô hình chuyển đổi dễ dàng hơn cho việc xử lý.

3.1.2.1. Khái niệm cơ bản và nguyên tắc của phép biến đổi tọa độ

Từ trong quá trình phân tích mô hình toán học động cơ không đồng bộ có thể

nhận thấy, sở dĩ mô hình toán học này khá phức tạp là do có một ma trận điện cảm

phức tạp, nghĩa là, từ thông ảnh hƣởng nhiều đến đặc tính của động cơ mà từ thông lại

chịu quá nhiều các ảnh hƣởng lẫn nhau. Vì vậy

muốn đơn giản hoá mô hình phải bắt đầu từ đơn

giản hoá từ thông.

Trong hình 3.4 biểu diễn mô hình vật lý

động cơ điện một chiều hai cực, trong đó, F là

cuộn dây kích từ, A là cuộn dây mạch phần

ứng, C là cuộn dây bù, F và C đều nằm trên

stator, chỉ có A là nằm trên rotor. Đƣờng trục

của F đƣợc đặt tên là đƣờng trục trực tiếp hoặc

trục d (direct axis), chiều của từ thông chính

nằm trên trục d; đƣờng trục của A và C đƣợc đặt tên là trục giao hay là trục q

(quadrture axis). Tuy bản thân mạch rotor là quay, nhƣng cuộn dây của nó thông

A

C

F

q

d

Hình 3.4: Mô hình vật lý động cơ điện một chiều hai cực:

F- cuộn dây kích từ, A - cuộn dây rotor

C- cuộn dây bù

ia

if

ic

70


qua bộ cổ góp và chổi than đƣợc nối đến các đầu cực trên vỏ động cơ, chổi than sẽ

tách cuộn dây rotor khép kín mạch thành hai nhánh riêng biệt (lúc số mạch nhánh

song song là 2) đƣờng dây ở mỗi nhánh sau khi vòng qua cực dƣơng sẽ đến mạch

kia để đi ra, phía dƣới chổi than cực âm lại có một đầu dây từ mạch bù quay trở lại,

nhƣ vậy, trong bộ cuộn dây dòng điện lúc nào cũng nhƣ nhau, vì vậy đƣờng trục của

sức từ động mạch rotor luôn luôn bị chổi than định lại ở vị trí trên trục q, giống nhƣ

tác dụng của một cuộn dây cố định trên trục q. Nhƣng bởi vì cuộn dây trên thực tế

là quay, từ thông cắt trục q tạo ra sức điện động quay, điều này lại không giống với

cuộn dây đứng yên thực sự, thông thƣờng gọi cuộn dây có bộ cổ góp và chổi than là

“cuộn dây giả đứng yên”. Do vị trí của sức từ động mạch phần ứng cố định nên có

thể dùng sức từ động của cuộn dây bù để triệt tiêu, vì vậy từ thông của động cơ điện

một chiều về cơ bản quyết định bởi dòng điện kích từ của cuộn dây kích từ. Trong

trƣờng hợp không áp dụng điều tốc giảm từ thông, có thể coi từ thông trong quá

trình động của hệ thống là hoàn toàn bất biến. Đây chính là nguyên nhân cơ bản làm

cho mô hình toán học của động cơ một chiều cùng với hệ thống điều khiển của nó

trở nên đơn giản.

Nếu có thể đƣa mô hình vật lý động cơ xoay chiều (hình 3.3) chuyển đổi gần đúng

tƣơng đƣơng thành dạng mô hình động cơ một chiều, sau đó áp dụng các phƣơng pháp

điều khiển động cơ một chiều để tiến hành điều khiển, vấn đề chắc chắn sẽ đƣợc đơn

giản đi rất nhiều, phép chuyển đổi tọa độ là dựa trên tƣ duy ấy.

Nhƣ đã biết, trong các cuộn dây stator của động cơ điện xoay chiều ba pha A,

B, C, có dòng điện hình sin ba pha đối xứng iA, iB, iC, sức từ động tổng hợp là sức từ

động quay F, nó phân bố hình sin trong không gian, và chuyển động với tốc độ góc

đồng bộ 1 quay theo thứ tự A - B - C, mô hình vật lý nhƣ vậy thể hiện trên hình

3.5a, trên thực tế nó chính là bộ phận stator của sơ đồ 3.3.

Tuy vậy sức từ động quay tạo ra không nhất thiết phải là 3 pha, trừ một pha,

có thể có nhiều pha đối xứng nhau, với dòng điện đối xứng đó đều có thể tạo ra sức

từ động quay, đƣơng nhiên đơn giản nhất khi số pha là hai. Trong hình 3.5b biểu

71


diễn hai cuộn dây đứng yên và , trong không gian nó lệch nhau 900, có dòng

điện đối xứng hai pha lệch nhau 900 về mặt thời gian, cũng sinh ra sức từ động F.

Khi độ lớn của hai sức từ động quay trên hình 3.5a và 3.5b là bằng nhau, có thể coi

cuộn dây hai pha trên hình 3.5b tƣơng đƣơng với cuộn dây ba pha trên hình 3.5a.

Giả thiết có hai cuộn dây số vòng bằng nhau M và T, bố trí vuông góc với

nhau nhƣ trên hình 3.5c, khi cho qua chúng các dòng điện một chiều iM và iT sẽ sinh

ra sức từ động tổng F, vị trí của nó là cố định so với cuộn dây. Nếu cho toàn bộ lõi

sắt có quấn hai cuộn dây quay đều với tốc độ góc 1 thì sức từ động F do chúng tạo

ra cũng quay theo nó, tạo thành sức từ động quay. Khi khống chế độ lớn và tốc độ

quay của sức từ động này nhƣ sức từ động trong hình 3.5a và 3.5b, thì các cuộn dây

một chiều quay này sẽ tƣơng đƣơng với các cuộn dây xoay chiều của hai trƣờng

hợp đã nói ở trên. Nếu ngƣời quan sát cũng đứng ở trên lõi sắt từ và cùng quay với

nó, M và T là nhóm hai cuộn dây đứng yên và vuông góc với nhau có dòng điện

một chiều chạy qua, nếu điều khiển vị trí từ thông trên trục M thì nó hoàn toàn

tƣơng tự với mô hình vật lý động cơ điện một chiều trên hình 3.4.

a b c

Hình 3.5: Mô hình vật lý các cuộn dây động cơ điện xoay chiều, mô hình tương

đương và mô hình động cơ điện một chiều

a) Mô hình các cuộn dây xoay chiều ba pha

b) Mô hình tương đương xoay chiều hai pha

c) Mô hình cuộn dây động cơ một chiều quay tròn

1 1

1

iT

iM

i

i iA

iB

iC

A A

B

B

C

C

F T

M M

T

F

F

72


Từ đó có thể thấy, lấy sức từ động quay sinh ra nhƣ nhau làm chuẩn, bộ ba

cuộn dây xoay chiều ba pha trên hình 3.5a, bộ hai cuộn dây giao nhau trên hình 3.5b

và bộ hai cuộn dây một chiều quay trên hình 3.5c tƣơng đƣơng với nhau, hay nói

cách khác iA, iB, iC trong hệ tọa độ ba pha, i, i trong hệ tọa độ hai pha, và dòng

điện một chiều iM, iT trong hệ tọa độ hai pha quay là tƣơng đƣơng nhau, chúng đều

có thể tạo ra sức từ động quay nhƣ nhau. Một điều lý thú là xem xét hai cuộn dây

M, T trên hình 3.5c, khi ngƣời quan sát đứng trên mặt đất, chúng là nhóm cuộn dây

một chiều quay tƣơng đƣơng với bộ cuộn dây xoay chiều 3 pha, nếu ngƣời quan sát

đứng trên lõi sắt từ quay, chúng là mô hình động cơ điện một chiều tƣơng đƣơng

với bộ cuộn dây 3 pha xoay chiều. Vấn đề đặt ra là cần phải tìm đƣợc mối quan hệ

chính xác giữa iA, iB, iC với i, i và iM, iT, đó là nhiệm vụ của phép chuyển đổi tọa độ.

3.1.2.2. Ma trận chuyển đổi tọa độ trong điều kiện công suất bất biến

Vector điện áp và dòng điện của hệ thống trong một hệ tọa độ nào đó lần lƣợt là u

và i, ở hệ tọa độ mới, vector điện áp và dòng điện trở thành u’ và i’, giả thiết:

1

2

n

u

uu

u

,

1

2

n

i

ii

i

(3.24)

và khi chuyển sang một hệ tọa độ khác :

1

2

n

u

uu

u

,

1

2

n

i

ii

i

(3.25)

Định nghĩa quan hệ chuyển đổi tọa độ vector mới và vector ban đầu là:

u=Cuu’ (3.26)

và i=Cii’ (3.27)

73


trong đó Cu, Ci lần lƣợt là ma trận chuyển đổi của điện áp và dòng điện.

Giả thiết công suất trƣớc và sau khi chuyển đổi là bất biến, thì:

p = u1i1 + u2i2 + ... + unin = uTi

= u’1i’1 + u’2i’2 + ... + u’ni’n = u’Ti’ (3.28)

Thay biểu thức (3.27),(3.28) vào biểu thức (3.29):

iTu = (Cii’)

TCuu’ = i’

TCi

TCuu’= i’

Tu’

do đó: CiTCu = I (3.29)

trong đó I là ma trận đơn vị.

Biểu thức (3.29) là quan hệ ma trận chuyển đổi ở điều kiện công suất bất biến.

Nói chung, để làm cho ký hiệu của ma trận đơn giản dễ nhớ, đƣa ma trận

chuyển đổi điện áp và dòng điện về cùng một ma trận, nghĩa là:

Cu = Ci = C (3.30)

thì biểu thức (3.29) trở thành: CT

C= I

hoặc: CT = C

-1 (3.31)

Từ đó có thể rút ra kết luận nhƣ sau: ở điều kiện công suất trƣớc và sau chuyển

đổi không thay đổi, điện áp và dòng điện lấy cùng ma trận chuyển đổi, nghịch đảo

của ma trận chuyển đổi tƣơng đƣơng với ma trận chuyển vị nó, phép chuyển đổi vị

trí tọa độ nhƣ vậy đƣợc gọi là phép biến đổi trực giao.

3.1.2.3. Phép chuyển đổi 3 pha/2 pha (phép chuyển đổi 3/2)

Bây giờ trƣớc tiên hãy khảo sát kiểu thứ nhất của phép biến đổi tọa độ - phép

chuyển đổi ở hệ tọa độ cố định 3 pha A, B, C sang hệ tọa độ cố định 2 pha , , gọi

tắt là phép chuyển đổi 3/2. Giả thiết phép chuyển đổi này tuân theo điều kiện ràng

buộc công suất bất biến đã trình bày ở trên.

Trong hình 3.6 biểu diễn hai hệ tọa độ A, B, C và , ; để tiện lợi, cho trục

trùng với trục A. Giả thiết số vòng dây có ích quấn trên cuộn dây mỗi pha của hệ

74


thống 3 pha là N3, số vòng dây có ích quấn trên

cuộn dây mỗi pha của hệ thống 2 pha là N2, sức từ

động (s.t.đ.) của các pha đều là tích số giữa số

vòng dây quấn có ích và cƣờng độ dòng điện tức

thời trên đó, vector không gian của nó đều nằm

trên trục tọa độ của pha liên quan. Độ lớn của

s.t.đ. do dòng điện xoay chiều sinh ra thay đổi

theo thời gian, trong hình độ dài của vector s.t.đ.

đƣợc vẽ tuỳ ý. Giả thiết đồ thị sức từ động là hình

sin, khi sức từ động tổng 3 pha bằng sức từ động

tổng 2 pha, hình chiếu sức từ động tức thời của

hai bộ cuộn dây trên hai trục , là bằng nhau, suy ra:

N2i = N3iA - N3iBcos 600 - N3iCcos60

0 = N3 A B C

1 1(i i i )

2 2

N2i = N2iBsin 600 - N2iCsin60

0 =

3 B C

3N (i i )

2

Để tiện cho phép biến đổi ngƣợc, tốt nhất là đƣa ma trận chuyển đổi về ma

trận vuông. Muốn thế, trên hệ thống 2 pha cần gán thêm số hạng sức từ động trục 0

là N2i0 với định nghĩa là:

N2i0= KN3(iA + iB + iC)

Hợp 3 công thức trên làm một, viết thành dạng ma trận, sẽ đƣợc :

A A

3B 3/ 2 B

2

0 C C

1 11

2 2i i i

N 3 3i 0 i C i

N 2 2i i i

K K K

(3.32)

N3iA

A

N2i

N2i

B

N3iB

N3iC C

600

600

Hình 3.6: Vị trí vector không gian

của hệ toạ độ 3 pha và 2 pha

cùng với sức từ động cuộn dây

75


trong đó: 3

3/ 2

2

1 11

2 2

N 3 3C 0

N 2 2

K K K

(3.33)

là ma trận chuyển đổi từ hệ tọa độ 3 pha sang hệ tọa độ 2 pha.

Khi thoả mãn điều kiện công suất bất biến, cần có:

1 T 3

3/ 2 3/ 2

2

1 0 K

N 1 3C C K

N 2 2

1 3K

2 2

(3.34)

Rõ ràng là, tích của hai ma trận ở công thức (3.34) và (3.35) là ma trận đơn vị:

1 233/ 2 3/ 2

2

1 11

1 0 K2 2

N 3 3 1 3C C ( ) 0 K

N 2 2 2 2

K K K 1 3K

2 2

2

3

22

30 0

2

N 30 0

N 2

0 0 3K

2

3

2 2

1 0 03 N

0 1 0 I2 N

0 0 2K

Vì vậy:

2

3

2

3 N1

2 N

, thì 3

2

N 2

N 3 (3.35)

76


và: 22K 1 , thì

1K

2 (3.36)

Đây chính là quan hệ tham số thỏa mãn điều kiện công suất bất biến. Thay

chúng vào công thức (3.33) sẽ đƣợc ma trận chuyển đổi 3 pha / 2 pha:

3/ 2

1 11

2 2

2 3 3C 0

3 2 2

1 1 1

2 2 2

(3.37)

Ngƣợc lại, nếu chuyển đổi từ hệ tọa độ 2 pha sang hệ tọa độ 3 pha (hay gọi tắt là

chuyển đổi 2/3), có thể tìm ra ma trận chuyển đổi bằng cách lấy nghịch đảo của ma trận

C3/2, áp dụng tính chất đƣợc mô tả bởi công thức (3.31), sẽ đƣợc:

1

2 / 3 3/ 2

11 0

2

2 1 3 1C C

3 2 2 2

1 3 1

2 2 2

(3.38)

Dựa vào điều kiện đã sử dụng, ma trận chuyển đổi dòng điện theo công thức

(3.37) và (3.38) trên thực tế chính là ma trận chuyển đổi điện áp, đồng thời còn có

thể chứng minh, chúng cũng là ma trận chuyển đổi từ thông.

Thông qua tính toán có thể kiểm nghiệm: trị số có ích của điện áp và dòng điện 2

pha sau khi chuyển đổi đều bằng 32

lần trị số có ích của điện áp và dòng điện 3

pha, vì vậy, công suất mỗi pha tăng lên 3

2lần công suất mỗi pha của bộ cuộn dây 3 pha,

nhƣng số pha từ ban đầu là 3 đã biến thành 2, do đó, tổng công suất không thay đổi.

77


Ngoài ra cần chú ý, số vòng dây quấn mỗi pha của 2 pha sau khi chuyển đổi phải bằng

32

số vòng quấn mỗi pha của 3 pha ban đầu.

Trong động cơ thực tế không có dòng điện trục 0, vì vậy:

A

B

C

1 1i1

i 2 2 2i

i 3 3 30 i

2 2

(3.39)

A

B

C

1 0i

i2 1 3i

i3 2 2i

1 3

2 2

(3.40)

Nếu bộ cuộn dây 3 pha nối hình Y không có dây trung tính, khi đó:

iA + iB + iC = 0, hoặc: iC = - iA - iB (3.41)

Thay biểu thức (3.41) vào biểu thức (3.39) và (3.40) và biến đổi ta đƣợc:

A

B

30

i i2

i i12

2

(3.42)

A

B

30

ii 2

ii 1 1

6 2

(3.43)

Công thức chuyển đổi điện áp và từ thông đều có dạng tƣơng tự nhƣ công thức

chuyển đổi dòng điện.

3.1.2.4. Phép chuyển đổi quay 2 pha / 2 pha

78


Phép chuyển đổi giữa hệ tọa độ cố định

2 pha , và hệ tọa độ quay 2 pha d, q trong

hình 3.5b và 3.5c gọi là phép biến đổi quay 2

pha/2 pha, và gọi tắt là phép chuyển đối 2s

/2r, trong đó s biểu thị đứng yên, r biểu thị

quay. Vẽ hai hệ tọa độ vào một hình nhƣ hình

3.7, trong đó hai dòng điện một chiều i, i lần

lƣợt nằm trên trục hoành và trục tung của hệ

tọa độ cố định, còn hai dòng điện một chiều

id, iq lần lƣợt nằm trên trục hoành và trục tung

của hệ tọa độ quay, tạo ra sức từ động tổng hợp F1 cùng quay với tốc độ góc đồng bộ 1.

Bởi vì số vòng quấn của các cuộn dây bằng nhau, có thể bỏ số vòng dây quấn trong biểu

thức sức từ động, mà trực tiếp ghi là dòng điện, ví dụ F1 có thể trực tiếp ghi thành i1, nhƣng

cần chú ý, ở đây vector i1 và các thành phần của nó, trên thực tế biểu thị vector sức từ động

không gian, chứ không phải vector thời gian của dòng điện.

Trong hình 3.7, nếu giả thiết trục d, trục q và vector i1 đều quay với tốc độ góc

1, thì độ dài của các thành phần id, iq là không thay đổi, tƣơng đƣơng với sức từ

động một chiều của các cuộn dây d, q. Nhƣng trục và trục đứng yên, còn góc

giữa trục và trục d lại biến đổi theo thời gian, vì thế độ dài thành phần i và i của

i1 trên trục , cũng thay đổi theo thời gian, tƣơng đƣơng với trị số tức thời của sức

từ động dòng điện nhóm cuộn dây , . Từ hình vẽ có thể thấy, giữa i, i và id, iq

tồn tại quan hệ sau đây:

i = idcos - iqsin

i = idsin + iqcos

Viết dƣới dạng ma trận sẽ là:

d d

2r / 2s

q q

i ii cos sinC

i ii sin cos

(3.44)

Hình 3.7: Hệ toạ độ cố định và hệ toạ

độ quay 2 pha và vector không gian sức

từ động

q i1 (F1)

idcos

i

i

iMsin

id

iq

i1cos

iqsin

1p

d

79


trong đó: 2r / 2s

cos sinC

sin cos

(3.45)

là ma trận chuyển đổi từ hệ tọa độ quay 2 pha thành hệ tọa độ cố định 2 pha.

Nhân hai vế của công thức (3.44) với ma trận nghịch đảo của ma trận chuyển

đổi, ta đƣợc:

1

d

q

i i icos sin cos sin

i i isin cos sin cos

(3.46)

thì ma trận chuyển đổi hệ tọa độ cố định 2 pha sang hệ tọa độ quay 2 pha là:

2s / 2r

cos sinC

sin cos

(3.47)

3.1.2.5. Phép chuyển đổi từ hệ tọa độ cố định 3 pha sang hệ tọa độ quay 2 pha

(phép chuyển đổi 3s/2r)

Muốn từ hệ tọa độ cố định 3 pha A, B, C chuyển đổi sang hệ tọa độ quay dq0

với tốc độ quay tuỳ ý, trong đó “0” là do trục 0 giả định để tạo thành ma trận vuông

mà có (hệ tọa độ d, q khi quay với tốc độ góc đồng bộ 1 thƣờng đƣợc gọi là hệ tọa

độ M,T), trƣớc tiên đƣa hệ tọa độ ABC chuyển sang hệ tọa độ 0 cố định (lấy trục

trùng với trục A), sau đó lại từ hệ tọa độ 0 biến đổi sang hệ tọa độ dq0. Khi đặt

góc giữa trục d và trục là 1 (), nhận đƣợc:

d 1 1

q 1 1

0 0

i cos sin 0 i

i sin cos 0 i

i 0 0 1 i

Dựa vào biểu thức (3.37) có thể viết:

80


A A

3/ 2 B B

0 C C

1 11

2 2i i i

2 3 3i C i 0 i

3 2 2i i i

1 1 1

2 2 2

Hợp hai công thức trên vào một, có thể nhận đƣợc ma trận chuyển đổi hệ tọa

độ 3 pha ABC sang hệ tọa độ quay dq0 hai pha là:

1 1

3s / 2r 1 1

1 11

2 2cos sin 0

2 3 3C sin cos 0 0

3 2 20 0 1

1 1 1

2 2 2

0 0

1 1 1

0 0

1 1 1

cos cos 120 cos 120

2sin sin 120 sin 120

31 1 1

2 2 2

(3.48)

Ma trận chuyển đổi ngƣợc (từ 2 pha quay sang 3 cố định) của nó là:

1 1

1 T 0 0

2r / 3s 3s / 2r 3s / 2r 1 1

0 0

1 1

1cos sin

2

2 1C C C cos 120 sin 120

3 2

1cos 120 sin 120

2

(3.49)

Công thức (3.48) và (3.49) đều đƣợc dùng để biến đổi điện áp và từ thông.

81


3.1.3. Mô hình toán học động cơ không đồng bộ trên hệ tọa độ quay 2 pha bất

kỳ

Phần trên đã chỉ ra, mô hình toán học của động cơ không đồng bộ khá phức tạp,

muốn thông qua phép biến đổi tọa độ làm cho nó đơn giản đi. Mô hình toán học theo

công thức (3.23) đƣợc xây dựng trên hệ tọa độ ABC cố định 3 pha. Bây giờ hãy

chuyển đổi hệ tọa độ này sang hệ tọa độ quay 2 pha tuỳ ý, tức là sang hệ tọa độ dq0.

Nhƣ thế mô hình toán học nhận đƣợc chỉ có 2 pha, đơn giản hơn so với mô hình ban

đầu.

Khi tiến hành chuyển đổi tọa độ, cần phải chuyển điện áp, dòng điện, từ thông

của stator và rotor sang hệ tọa độ dq0, các chỉ số 1 dùng cho stator, còn chỉ số 2

dùng cho rotor.

Áp dụng các công thức chuyển 3 pha cố định sang hai pha quay để thực hiên

chuyển đổi các đại lƣợng đối với bộ cuộn dây stator. Một cách tƣơng tự cũng có thể

chuyển đổi các đại lƣợng trên bộ cuộn dây rotor sang hệ 2 pha quay với một chú ý

nhỏ là khi tính đổi các đại lƣợng ta chỉ quan tâm đến góc lệch giữa các trục chuẩn

của hai hệ tọa độ, nhƣ vậy thay cho góc 1 trong các công thức tính đổi điện áp,

dòng điện, từ thông từ hệ 3 pha cố định (bộ cuộn dây stator) bằng góc 2 (góc lệch

giữa trục d của hệ tọa độ quay và trục cuộn dây rotor pha A), ta sẽ thu đƣợc các

công thức chuyển đổi từ hệ 3 pha quay (rotor) sang hệ tọa độ 2 pha quay dq. Thực

hiện một số biến đổi đơn giản thu đƣợc mô hình toán học động không đồng bộ 3

pha trên hệ tọa độ quay dq:

d1 d11 s 11 s m 11 m

q1 q111 s 1 s 11 m m

d2 d2m 12 m 2 r 12 r

q2 q212 m m 12 r 2 r

u iR L p L L p L

u iL R L p L L p

u iL p L R L p L

u iL L p L R L p

(3.50)

đt p m q1 d2 d1 q2 c

p

J dM n L (i i i i ) M

n dt

(3.51)

82


mà: d

dt

(3.52)

và: = 11 - 12

Tập hợp các công thức (3.50), (3.51), (3.52) là mô hình toán học động cơ

không đồng bộ trên hệ tọa độ dq, rõ ràng nó đã đơn giản hơn rất nhiều so với mô

hình toán học trên hệ tọa độ 3 pha ABC, hơn nữa số hàng cũng đã giảm xuống. Tuy

vậy số biến số, tính chất phi tuyến và ràng buộc vẫn chƣa thay đổi.

Phương trình từ thông trên hệ tọa độ quay dq:

d1 d1s m

q1 q1s m

d2 d2m r

q2 q2m r

iL 0 L 0

i0 L 0 L

iL 0 L 0

i0 L 0 L

(3.53)

3.1.4. Mô hình toán học động cơ điện không đồng bộ trên hệ tọa độ cố định 2 pha

Mô hình toán học trên hệ tọa độ cố định , là một trƣờng hợp đặc biệt của

mô hình toán học trên hệ tọa độ quay d, q tuỳ ý, chỉ cần trong mô hình tọa độ quay,

đặt 1=0, p1=11=0 là đƣợc. Lúc này p = , tức là tốc độ góc của rotor động cơ,

còn 12 = p2 = p(1 - ) = -p = -, tọa độ d, q biến thành tọa độ , . Mô hình

toán học động trên hệ tọa độ 2 pha cố định có dạng:

1 11 s m

1 11 s m

2 2m m 2 r r

2 2m m r 2 r

u iR L p 0 L p 0

u i0 R L p 0 L p

u iL p L R L p L

u iL L p L R L p

(3.54)

Mđt = npLm( i1i1 - i2i2) (3.55)

Công thức (3.54) và (3.55), bổ sung thêm phƣơng trình chuyển động nhƣ ở

phần trƣớc và biểu thức vi phân góc quay sẽ trở thành mô hình toán học động cơ

không đồng bộ trên hệ tọa độ .

83


3.1.5. Mô hình toán học động cơ không đồng bộ trên hệ tọa độ quay đồng bộ 2 pha

Khi tốc độ góc của hệ tọa độ quay bằng tốc độ gó từ trƣờng quay thì các đại

lƣợng dòng áp trên hệ tọa độ quay trở thành đại lƣợng một chiều, hệ tọa độ này đƣợc

gọi là hệ tọa độ quay đồng bộ 2 pha, khi đó 11=1, còn tốc độ của rotor là tốc độ góc

12=1- = s, là tốc độ quay tƣơng đối giữa hệ trục dq so với rotor, tức là tốc độ

trƣợt.

Thay vào công thức (3.50) và (3.51), sẽ đƣợc mô hình toán học trên hệ tọa độ

quay đồng bộ:

d1 d11 s 1 s m 1 m

q1 q11 s 1 s 1 m m

d2 d2m s m 2 r s r

q2 q2s m m s r 2 r

u iR L p L L p L

u iL R L p L L p

u iL p L R L p L

u iL L p L R L p

(3.56)

đt p m q1 d2 d1 q2 c

p

J dM n L (i i i i ) M

n dt

(3.57)

Phƣơng trình chuyển động và công thức vi phân góc quay đều không thay đổi.

Ƣu điểm nổi bật của hệ tọa độ này là: khi biến số trong hệ tọa độ A, B, C là

hàm số sin, thì biến số trong hệ tọa độ d, q là một chiều.

3.1.6. Mô hình toán học của động cơ không đồng bộ theo định hƣớng từ trƣờng

trên hệ tọa độ quay đồng bộ 2 pha (mô hình trên hệ tọa độ MT)

Trong công thức (3.56) mỗi một số hạng của ma trận hệ số 44 phía bên phải

của phƣơng trình điện áp đều đã điền kín, nghĩa là, hệ thống này vẫn bị ràng buộc

rất chặt. Sau khi nghiên cứu có thể phát hiện, đối với hệ thống tọa độ quay đồng bộ

chỉ quy định hai trục d, q vuông góc với nhau và tốc độ quay, chứ không quy định

vị trí tƣơng đối của hai trục so với từ trƣờng quay của động cơ, và ở đó chính là chỗ

còn lại để lựa chọn.

84


Bây giờ hãy quy định trục d dọc theo phƣơng của vector tổng từ thông rotor

2, đồng thời gọi nó là trục M (Magnetization); còn trục q lệch đi 90o về phía ngƣợc

kim đồng hồ, tức là vuông góc với vector 2, và đặt tên nó là trục T (Torque). Nhƣ

vậy, hệ tọa độ quay đồng bộ 2 pha với quy định cụ thể trên trở thành hệ tọa độ MT,

còn gọi là hệ tọa độ theo định hƣớng từ trƣờng rotor. Ký hiệu của các trục tọa độ

trong các công thức (3.56) và (3.57) đƣợc thay đổi một ít, tức là trở thành mô hình

toán học trên hệ tọa độ MT:

1 s 1 s m 1 mM1 M1

1 s 1 s 1 m mT1 T1

m s m 2 r s rM2 M2

s m m s r 2 rT2 T2

R L p L L p Lu i

L R L p L L pu i

L p L R L p Lu i

L L p L R L pu i

(3.58)

đt p m T1 M2 M1 T2M n L (i i i i ) (3.59)

Bởi vì bản thân 2 chính là vector quay với tốc độ góc đồng bộ, và:

M2 2 , T2 0

cũng tức là: LmiM1 + LriM2 = 2 (3.60)

LmiT1 + LriT2 = 0 (3.61)

Thay (3.61) vào (3.58) ta đƣợc:

1 s 1 s m 1 mM1 M1

1 s 1 s 1 m mT1 T1

m 2 rM2 M2

s m s r 2T2 T2

R L p L L p Lu i

L R L p L L pu i

L p 0 R L p 0u i

L 0 L Ru i

(3.62)

trong hàng thứ 3 thứ 4 đã xuất hiện các phần tử bằng 0, đã giảm đƣợc quan hệ ràng

buộc giữa các biến số, làm cho mô hình đƣợc đơn giản hơn.

Riêng về phƣơng trình mô men, lấy (3.60), (3.61) thay vào (3.59) đƣợc:

85


2 r M2 mđt p m T1 M2 M1 T2 p m T1 M2 T1

m r

2 mp m T1 M2 T1 T1 M2 p T1 2

r r

L i LM n L (i i i i ) n L i i ( i )

L L

L n L i i i i i ) n i

L L

(3.63)

Quan hệ này tƣơng đối đơn giản, rất giống với động cơ một chiều.

Khi chuyển đổi mô hình toán học động cơ điện không đồng bộ, bộ cuộn dây 3

pha stator và bộ cuộn dây 3 pha rotor đều phải chuyển đổi sang bộ cuộn dây 2 pha

tƣơng đƣơng. Mô hình 2 pha tƣơng đƣơng đơn giản chủ yếu do hai trục của nó

vuông góc với nhau, giữa chúng không có quan hệ ràng buộc hỗ cảm, khác hẳn với

bộ cuộn dây 3 pha giữa hai pha bất kỳ lúc nào cũng tồn tại quan hệ hỗ cảm lẫn

nhau. Mô hình 2 pha tƣơng đƣơng xây dựng trên hệ tọa độ quay hệ tọa độ quay

đồng bộ có đƣợc những ƣu điểm nổi bật: Khi biến số 3 pha ban đầu là dòng điện

hàm sin, thì biến số hai pha tƣơng đƣơng là dòng một chiều, với việc định hƣớng

theo từ trƣờng rotor, tức là hệ tọa độ MT, với trục M dọc theo phƣơng của vector

tổng từ thông 2 của rotor, phƣơng của trục T vuông góc với vector 2 theo chiều

quay ngƣợc kim đồng hồ, thì trong phƣơng trình ma trận điện áp đã xuất hiện một

số phần tử bằng 0, điều đó có nghĩa là đã loại bỏ đƣợc một số ràng buộc giữa các

biến số, còn phƣơng trình mô men đã đơn giản đƣợc đến mức gần giống với phƣơng

trình mô men của động cơ điện một chiều. Đây là cơ sở để thực hiện biến tần điều

khiển vector.

3.2. BIẾN TẦN GIÁN TIẾP VỚI NGHỊCH LƢU ĐIỀU KHIỂN VECTOR

Trong mục trên cho thấy, mô hình toán học động cơ không đồng bộ là một hệ

thống nhiều biến, bậc cao, phi tuyến, nhiều ràng buộc chặt chẽ, thông qua phép biến

đổi tọa độ, có thể làm nó hạ bậc đồng thời đơn giản hoá, nhƣng vẫn chƣa thay đổi

bản chất tính phi tuyến và nhiều biến của nó. Chất lƣợng động của hệ thống điều tốc

biến tần với nghịch lƣu SPWM không đƣợc nhƣ mong muốn, tham số của bộ điều

chỉnh rất khó thiết kế chính xác là do chỉ xem hệ thống điều khiển là một biến số mà

chƣa xét tới bản chất của tính phi tuyến, nhiều biến số. Về vấn đề này nhiều nhà

86


chuyên môn đã dày công nghiên cứu, cuối cùng đến năm 1971 đã đƣa ra đƣợc kết

quả từ 2 công trình nghiên cứu: “Nguyên lý điều khiển định hƣớng từ trƣờng động

cơ không đồng bộ” do F. Blaschke của hãng Seamens Cộng hoà Liên bang Đức đƣa

ra, và “Điều khiển biến đổi tọa độ điện áp stator động cơ cảm ứng” do P.C.

Custman và A.A. Clark ở Mỹ công bố trong sáng chế phát minh của họ. Sau nhiều

cải tiến đã xây dựng đƣợc hệ thống biến tần điều khiển vector phổ biến hiện nay.

3.2.1. Mô hình động cơ một chiều tƣơng đƣơng của động cơ không đồng bộ

Trong mục 3.1 đã chỉ rõ rằng quy tắc của phép chuyển đổi này là tạo ra sức

điện động quay đồng bộ, dòng điện xoay chiều mạch stator iA, iB, iC qua phép biến

đổi 3/2, có thể chuyển đổi tƣơng tƣơng thành dòng điện xoay chiều ở tọa độ cố định

2 pha i1, i1; sau đó lại thông qua phép biến đổi quay theo định hƣớng từ trƣờng

rotor, có thể chuyển đổi tƣơng đƣơng thành dòng điện một chiều iM1, iT1 trên hệ tọa

độ quay đồng bộ. Nếu ngƣời quan sát đứng trên lõi sắt từ và cùng quay với hệ tọa

độ, thì ngƣời quan sát sẽ thấy đó nhƣ là một động cơ một chiều, tổng từ thông 2

của rotor động cơ xoay chiều ban đầu chính là từ thông động cơ điện một chiều

tƣơng đƣơng. Cuộn dây M tƣơng đƣơng với cuộn dây kích từ của động cơ một

chiều, iM1 (hay id1) tƣơng đƣơng với dòng điện kích từ, cuộn dây T tƣơng đƣơng với

cuộn dây phần ứng giả cố định, iT1 (hay iq1) tƣơng đƣơng với dòng điện phần ứng và tỷ

lệ thuận với mô men.

Mô hình động

cơ một chiều

tƣơng đƣơng

iT1

iM1

Hình 3.8: Sơ đồ cấu trúc biến đổi tọa độ động cơ không đồng bộ

3/2) Biến đổi 3 pha/2 pha; VR) Biến đổi quay đồng bộ; ) Góc giữa trục M và trục (trục A)

87


Từ quan hệ tƣơng đƣơng trên đây có thể mô tả dạng sơ đồ cấu trúc của động cơ

nhƣ trên hình 3.8. Về tổng thể mà nói, đầu vào 3 pha A, B, C, đầu ra tốc độ góc , là

một động cơ không đồng bộ, qua phép biến đổi 3/2 và biến đổi quay đồng bộ trở

thành một động cơ một chiều đầu vào iM1, iT1 và đầu ra .

3.2.2. Ý tƣởng về cấu trúc hệ thống điều khiển vector

Động cơ không đồng bộ qua biến đổi tọa độ có thể trở thành động cơ một

chiều tƣơng đƣơng, nhƣ vậy phỏng theo phƣơng pháp điều khiển động cơ một

chiều, tìm ra lƣợng điều khiển của động cơ một chiều, qua phép biến đổi tọa độ

ngƣợc, lại có thể điều khiển đƣợc động cơ không đồng bộ. Bởi vì đối tƣợng phải

tiến hành biến đổi tọa độ là vector không gian của dòng điện (đặc trƣng cho s.t.đ.),

cho nên thông qua hệ thống điều khiển để thực hiện chuyển đổi tọa độ đƣợc gọi là

hệ thống điều khiển chuyển đổi vector (Transvector Control System), gọi tắt là hệ

thống điều khiển vector (Vector Control System), ý tƣởng này đƣợc mô tả bởi sơ đồ

trên hình 3.9. Trong đó tín hiệu cho trƣớc và tín hiệu phản hồi đi qua bộ điều khiển

tƣơng tự nhƣ hệ thống điều tốc một chiều đã dùng, tín hiệu đặt dòng điện kích từ

*

M1i và tín hiệu đặt dòng điện mạch rotor *

T1i , đi qua bộ chuyển đổi quay VR-1

, nhận

đƣợc * *

1 1i , i , tiếp tục đi qua phép chuyển đổi 2 pha/3 pha nhận đƣợc * * *

A1 B1 C1i , i , i .

Sử dụng ba dòng điện này điều khiển cùng với tín hiệu điều khiển tần số 1 nhận

đƣợc từ bộ điều khiển để khống chế bộ biến tần điều khiển dòng điện, tạo ra dòng

điện 3 pha mà động cơ điều tốc yêu cầu.

Bộ phận có thể bỏ khi

thiết kế bộ điều khiển

Bộ

điều

khiển

VR-1 23

Bộ biến

tần điều khiển dòng ®iÖn

*

T1i iA

*

M1i

1

*

1i *

1i

*

Ai

*

Bi *

Ci 3

2

iB

iC

VR

Mô hình

động cơ một chiều tƣơng

đƣơng

+

-

i1

i1

iT1

iM

1

Động cơ không đồng bộ

Hình 3.9: Ý tưởng cấu trúc hệ thống điều khiển vector

88


Khi thiết kế hệ thống điều khiển vector, có thể cho rằng ở bộ chuyển đổi quay

ngƣợc VR-1

đƣa vào phía sau bộ điều khiển và khâu chuyển đổi quay VR trong bản

thân động cơ triệt tiêu nhau, bộ chuyển đổi 2/3 và bộ chuyển đổi 3/2 phía trong

động cơ triệt tiêu nhau, nếu tiếp tục bỏ qua trễ do bộ biến tần sinh ra thì phần trong

khung nét đứt trên hình 3.9 có thể bỏ đi hoàn toàn, phần còn lại rất giống với hệ

thống điều tốc một chiều. Có thể tƣởng tƣợng rằng, tính năng trạng thái tĩnh và

động của hệ thống điều tốc biến tần điều khiển vector hoàn toàn tƣơng đƣơng với hệ

thống điều tốc một chiều.

3.2.3. Phƣơng trình cơ bản điều khiển vector

Trong mục 3.1, công thức (3.62) và (3.63) đƣa ra mô hình toán học theo định

hƣớng từ trƣờng rotor trên hệ thống tọa độ quay đồng bộ của động cơ không đồng

bộ. Đối với động cơ rotor ngắn mạch, thì uM2=uT2=0, phƣơng trình ma trận điện áp

trong mô hình toán học có thể đơn giản hoá thành:

1 s 1 s m 1 m M1M1

1 s 1 s 1 m m T1T1

m 2 r M2

s m s r 2 T2

R L p L L p L iu

L R L p L L p iu

L p 0 R L p 0 i0

L 0 L R i0

(3.64)

Trong hệ thống điều khiển vector, đối tƣợng điều khiển là dòng điện mạch stator,

vì vậy trong mô hình toán học buộc phải tìm ra đƣợc quan hệ của hai thành phần dòng

điện mạch stator và các đại lƣợng vật lý khác. Đem biểu thức của 2 trong công thức

(3.60) thay vào hàng thứ ba trong công thức (3.64), sẽ đƣợc:

0 = R2iM2 + p(LmiM1 +LriM2) = R2iM2 +p2

cho nên: 2M2

2

pi

R

(3.65)

lại thay tiếp vào (3.70) giải ra iM1, sẽ đƣợc:

2M1 2

m

T p 1i

L

(3.76)

89


hoặc: m2 M1

2

Li

T p 1

(3.77)

trong đó r2

2

LT

R là hằng số thời gian kích từ mạch rotor.

Công thức (3.67) cho thấy, từ thông của rotor chỉ do iM1 tạo ra, không liên

quan tới iT1, vì vậy, iM1 đƣợc gọi là thành phần kích từ của dòng điện stator (xem

hình 3.7). Công thức này còn chứng tỏ, hàm số truyền giữa 2 và iM1 là một khâu

quán tính bậc nhất (ở đây p tƣơng đƣơng với biến số s của phép biến đổi Laplace).

Quan hệ trạng thái động của dòng điện mạch stator iT1 và dòng điện mạch

rotor iT2 trên trục T phải thoả mãn công thức (3.61), hoặc viết thành:

mT2 T1

r

Li i

L (3.68)

Từ đó chứng tỏ, nếu iT1 đột ngột thay đổi, iT2 lập tức biến đổi theo, không có

quán tính, đó là vì sau khi định hƣớng từ trƣờng rotor, trên trục T không tồn tại từ

thông rotor. Nghiên cứu tiếp công thức mô men (3.63), có thể cho rằng, iT1 là thành

phần mô men của dòng điện mạch stator (xem hình 3.7). Khi iM1 không thay đổi,

tức là 2 không thay đổi, nếu iT1 thay đổi, mô men Mđt lập tức thay đổi theo quan hệ

tỷ lệ thuận với nó.

Tóm lại, do tọa độ MT theo định hƣớng từ trƣờng rotor, giữa hai thành phần

dòng điện stator đã thực hiện đƣợc xóa bỏ ràng buộc, iM1 quyết định từ thông 2,

còn iT1 thì chỉ ảnh hƣởng đến mô men, tƣơng tự nhƣ dòng điện kích từ và dòng điện

phần ứng trong động cơ một chiều, nhƣ vậy đã đơn giản hoá rất nhiều vấn đề điều

khiển hệ thống điều tốc biến tần - động cơ xoay chiều.

3.2.4. Mô hình quan sát từ thông rotor

Để định hƣớng theo từ thông rotor, phải đo đƣợc biên độ và góc pha của từ thông

rotor. Hiện nay, trong hệ thống thực tế, chủ yếu sử dụng phƣơng pháp quan sát gián

tiếp, tức là đo các đại lƣợng vật lý dễ đo nhƣ điện áp, dòng điện hoặc tốc độ quay,

90


sử dụng mô hình quan sát từ thông rotor để kịp thời tính toán ra biên độ và góc pha

của từ thông. Có thể có rất nhiều mô hình quan sát từ thông rotor, nhƣng mô hình

quan sát trên hệ tọa độ quay MT đƣợc áp dụng phổ biến hơn cả, ở đây chỉ giái thiệu

mô hình quan sát này.

Dựa vào phƣơng trình cân bằng điện áp và phƣơng trình từ thông trên hệ tọa

đô MT, sau một số biến đổi có thể đƣa ra mô hình quan sát từ thông rotor nhƣ hình

3.10:

Dòng điện mạch

stator 3 pha iA, iB, iC

qua phép biến đổi 3/2

biến thành dòng điện

hệ tọa độ cố định 2

pha i1, i1, lại qua

biến đổi quay đồng

bộ và theo định

hƣớng từ trƣờng

rotor, nhận đƣợc dòng điện iM1, iT1 trên hệ tọa độ M, T. Dùng phƣơng trình điều

khiển vector có thể nhận đƣợc tín hiệu 2 và s, lấy s cộng với tín hiệu tốc độ đo

thực sẽ nhận đƣợc tín hiệu 1 (tần số góc mạch stator), qua tích phân, sẽ nhận

đƣợc tín hiệu góc pha của từ thông rotor (cũng chính là góc 1), tín hiệu này là

thông số của phép chuyển đổi quay đồng bộ.

Mô hình quan sát từ thông rotor dựa vào tham số T2 và Lm của động cơ, độ

chính xác của chúng đều chịu ảnh hƣởng của sự thay đổi tham số, đây là nhƣợc điểm

chủ yếu của phép quan sát gián tiếp.

32

iA

iB

iC

i1

i1

VR

iT1

iM1

m

2

L

T s 1

2

m

T

L

1

s

2

sin

cos

Hình 3.10: Mô hình quan sát từ thông trên hệ toạ độ quay

hai pha theo định hướng từ trường

+

+

s 1

91


3.3. HỆ TRUYỀN ĐỘNG BIẾN TẦN 4Q – ĐK

3.3.1. Sơ đồ khối của hệ truyền động biến tần 4Q - ĐK

Sơ đồ khối tổng quát hệ truyền động điện biến tần 4Q - ĐK đƣợc giới thiệu

trên hình 3.11. Phần lực của chỉnh lƣu PWM (CLPWM) và nghịch lƣu (NL) có kết

cấu tƣơng tự nhau. Khối điều khiển chỉnh lƣu PWM và khối điều khiển nghịch lƣu

gồm các bộ điều chỉnh và thiết bị phát xung điều khiển các IGBT trong mạch lực.

Tín hiệu khống chế khối điều khiển chỉnh lƣu đƣợc ký hiệu là ĐKCL, thƣờng là tín

hiệu đặt giá trị điện áp một chiều đầu ra của chỉnh lƣu PWM, ký hiệu là *

dcU và có

thể thêm lƣợng đặt khác; tín hiệu khống chế khối điều khiển nghịch lƣu đƣợc ký

hiệu là ĐKNL, với phƣơng pháp điều khiển vector thƣờng gồm lƣợng đặt dòng điện

sinh từ thông và tốc độ quay.

3.3.2. Sơ đồ nguyên lý phần mạch lực của hệ biến tần 4Q - ĐK

Các hệ truyền động điện biến tần 4Q dùng chỉnh lƣu PWM - động cơ xoay

chiều không đồng bộ chỉ khác nhau về phƣơng pháp điều khiển các khối chỉnh lƣu

và nghịch lƣu, còn phần mạch lực thì cơ bản giống nhau. Hình 3.14 là sơ đồ nguyên

Hình 3.11: Sơ đồ khối hệ truyền động điện biến tần 4Q - ĐK

CLPWM NL ĐK LL

C

3

pha

Udc

SCLa,b,c SNLa,b,c

Điều khiển

chỉnh lƣu

PWM

Điều khiển

nghịch lƣu

ĐKNL ĐKCL

FT

92


lý phần mạch lực của hệ thống truyền động. Sơ đồ gồm bộ điện cảm nguồn L; hai

sơ đồ cầu ba pha bằng các IGBT làm nhiệm vụ chỉnh lƣu (CLPWM) và nghịch lƣu

(NL); tụ điện C vừa là phần tử cơ bản trong sơ đồ chỉnh lƣu PWM, vừa là phần tử

lọc; động cơ không đồng bộ ba pha ĐK.

3.3.3. Khối điều khiển chỉnh lƣu PWM [3]

Theo phân tích trong chƣơng hai, có nhiều phƣơng pháp điều khiển bộ chỉnh

lƣu tích cực PWM, mỗi phƣơng pháp điều khiển có những ƣu nhƣợc điểm riêng.

Các phƣơng pháp điều khiển khác nhau có sự khác nhau về đại lƣợng điều khiển

cũng nhƣ cấu trúc cụ thể của hệ thống điều khiển nhƣng đều nhằm đạt mục tiêu

chung là điều khiển sự đóng mở các van để giữ ổn định giá trị điện áp một chiều

đầu ra theo giá trị đặt, khống chế hệ số công suất theo yêu cầu, đảm bảo dạng dòng

điện lƣới gần với hình sin và cho phép thực hiện trao đổi công suất hai chiều giữa

tải và nguồn. Để nghiên cứu sự làm việc của hệ truyền động biến tần bốn góc phần

tƣ - động cơ không đồng bộ ta chọn phƣơng pháp điều khiển chỉnh lƣu là phƣơng

pháp VOC.

Cấu trúc chi tiết khối điều khiển chỉnh lƣu PWM điều khiển theo VOC đƣợc

biểu diễn trên hình 3.7. Các khâu chức năng cơ bản của khối điều khiển chỉnh lƣu

theo phƣơng pháp VOC gồm:

uL

Hình 3.12: Sơ đồ nguyên lý phần lực hệ truyền động biến tần bốn góc phần tư

dùng chỉnh lưu PWM - động cơ không đồng bộ ba pha

ĐK

uL

93


- Khâu đo dòng điện và ƣớc lƣợng điện áp lƣới: Thực hiện đo dòng xoay chiều

đầu vào chỉnh lƣu (iLa, iLb), biến đổi dòng điện ở hệ ba pha sang vector không gian

trên hệ tọa độ cố định - (iL, iL) và tính các thành phần vector điện áp lƣới trên

hệ tọa độ - (uL, uL).

- Khâu biến đổi - k-: Thực hiện xác định góc giữa vector điện áp lƣới

và trục của hệ tọa độ -, đây cũng là góc giữa trục d của hệ tọa độ quay d-q với

trục của hai hệ tọa độ cố định -, phục vụ cho việc chuyển tọa độ các vector

dòng và áp.

- Khâu biến đổi - d-q làm nhiệm vụ biến đổi hệ tọa độ vector dòng điện

lƣới, đầu ra nhận đƣợc các thành phần của vector dòng điện lƣới trên hệ tọa độ quay

d-q (iLd, iLq).

PI

d - q

*

Ldi

k

*

dcU

iLq

*

Lqi 0

PI PI

dq

-

-

Khâu đo dòng điện

và ƣớc lƣợng điện

áp lƣới

Khâu điều chế

độ rộng xung

PWM

iLd

SCLa,b,

c iLa iLb

us

us

cosUL

sinUL

iLd iLq

iL iL

usq usd

cosUL

sinUL

-

uL uL

Hình 3.13: Cấu trúc khối điều khiển chỉnh lưu PWM theo VOC

Udc

Udc

94


- Khâu biến đổi d-q - làm nhiệm vụ biến đổi hệ tọa độ vector điện áp tải

qui đổi, đầu ra nhận đƣợc các thành phần của vector điện áp tải trên hệ tọa độ -

(us, us) dùng để điều khiển khâu điều chế độ rộng xung PWM.

- Khâu điều chế độ rộng xung PWM: Thực hiện tạo các xung điều khiển các

khoá đóng cắt của mạch lực, khâu hoạt động theo nguyên lý điều chế vector không

gian.

Các bộ điều chỉnh dòng và áp đƣợc lựa chọn là các bộ PI, tín hiệu đặt của các

bộ điều chỉnh dòng là *

di đƣợc lấy từ đầu ra bộ điều chỉnh điện áp và *

qi 0 (đƣợc

lấy bằng không theo điều kiện hệ số công suất bằng 1). Nhƣ vậy, trên thực tế, hệ chỉ

có một tín hiệu điều khiển chung cho bộ chỉnh lƣu là tín hiệu đặt điện áp một chiều

*

dcU .

3.3.4. Khối điều khiển nghịch lƣu áp dụng nguyên lý điều khiển vector [5]

Từ mô hình toán học của ĐK trên hệ tọa độ MT, dựa vào các phƣơng trình cơ

bản khi áp dụng điều khiển vector, có thể có nhiều giải pháp khác nhau. Một trong

các phƣơng pháp hay đƣợc áp dụng [5] là: Từ phƣơng trình cân bằng điện áp trên hệ

MT, kết hợp với các quan hệ có đƣợc khi áp dụng định hƣớng từ thông rotor, thực

hiện thành lập các phƣơng trình mô tả quan hệ giữa các thành phần điện áp và dòng

điện stator trên hệ tọa độ MT, làm cơ sở cho việc tính toán giá trị các thành phần

điện áp đặt, sau khi chuyển tọa độ về hệ ba pha thu đƣợc các giá trị đặt điện áp

stator. Từ các giá trị đặt điện áp, sử dụng nguyên lý điều chế độ rộng xung hình sin

(SPWWM) [4] hoặc nguyên lý điều chế vector không gian (ĐCVTKG) [5] để thực

hiện việc điều khiển các van nghịch lƣu.

Cấu trúc phần điều khiển nghịch lƣu theo nguyên lý trên đƣợc mô tả trên hình

3.14. Các khối điều khiển cơ bản và nhiệm vụ của khối trên hình 3.14:

- ĐCTĐQ là bộ điều chỉnh tốc độ quay;

95


- MHTT là mô hình quan sát từ thông, có chức năng tính toán giá trị từ thông

rotor 2 M2

( ) và góc giữa vector từ thông rotor với trục chuẩn ();

- CTĐi là khâu chuyển tọa độ dòng điện stator từ hệ tọa độ sang hệ tọa độ

MT;

- TH là khâu tạo hàm, tạo ra giá trị đặt từ thông rotor theo giá trị tốc độ góc

rotor;

- ĐCTT là bộ điều chỉnh từ thông, cho tín hiệu ra là giá trị đặt thành phần sinh

từ thông của dòng điện stator trên hệ tọa độ MT;

- ĐCĐ là khâu điều chỉnh đa thông số, có nhiệm vụ tính ra giá trị đặt các thành

phần điện áp stator trên hệ tọa độ MT;

- CTĐu là khối chuyển đổi tọa độ điện áp từ hệ sang hệ tọa độ MT;

- ĐCVTKG là khâu điều chế vector không gian, tính toán tạo ra các xung điều

khiển các van nghịch lƣu từ các giá trị yêu cầu của điện áp stator trên hệ tọa độ

(* *

1 1u ,u

).

96


ĐCD CTĐu ĐCTT TH

MHTT

ĐCTĐQ

§K

Máy đo tốc độ

quay

*

'*

M 2 *

1u

*

1u

3~ *

Cu

A B C

iA

iB 3

2

i1

i1

SPWM

iM1

iT1

*

T1i

*

M1i

'

M 2

*

T1u

*

M1u

Udc

Hình 3.14: Cấu trúc nghịch lưu điều khiển vector định hướng từ thông rotor

CTĐi

VR-1

VR

2

3

*

Bu

*

Au

97


Chương4

MÔ PHỎNG HỆ TRUYỀN ĐỘNG ĐIỆN BIẾN TẦN 4 Q - ĐỘNG CƠ

KHÔNG ĐỒNG BỘ BA PHA

4.1. MÔ PHỎNG ĐẶC TÍNH LÀM VIỆC CỦA CHỈNH LƢU PWM

Để thực hiện quá trình mô phỏng các đặc tính cơ bản của hệ truyền động

biến tần 4Q-ĐK nhằm kiểm nghiệm các phân tích lý thuyết và chứng minh các khả

năng của hệ truyền động, trƣớc tiên, tiến hành mô phỏng để kiểm chứng các tính

năng ƣu việt của chỉnh lƣu PWM, đồng thời cũng là để kiểm chứng cấu trúc điều

khiển khối chỉnh lƣu PWM.

4.1.1. Xây dựng chương trình mô phỏng chỉnh lưu PWM

Dựa vào mô tả toán học của chỉnh lƣu PWM, các phƣơng pháp điều khiển chỉnh

lƣu PWM và các cấu trúc tƣơng ứng, ứng dụng các phần mềm PLECS và MATLAB

ta xây dựng đƣợc mô hình mô phỏng cho chỉnh lƣu PWM. Để đánh giá về chỉnh lƣu

PWM, ở đây chỉ mô phỏng chỉnh lƣu PWM theo một phƣơng pháp điều khiển là

phƣơng pháp điều khiển theo VOC.

Trong phần này, để đánh giá về điện áp một chiều đầu ra, chất lƣợng dòng

điện lƣới và hệ số công suất của chỉnh lƣu PWM, ta nghiên cứu sự làm việc của bộ

chỉnh lƣu với tải điện trở có điều chỉnh. Dựa vào cấu trúc trúc điều khiển chỉnh lƣu

PWM theo VOC đƣợc mô tả ở hình 2.15, sử dụng phần mềm MATLAB có thể xây

dựng đƣợc sơ đồ (chƣơng trình) mô phỏng cho trƣờng hợp này nhƣ trên hình 4.1,

các hình 4.2 và hình 4.3 là sơ đồ mô phỏng chi tiết phần điều khiển chỉnh lƣu theo

phƣơng pháp VOC (khối “Subsystem”) và phần mạch lực (khối “PLECS circuit”).

Các thông số cơ bản của nguồn và tải khi xây dựng chƣơng trình mô phỏng đƣợc

chọn: nguồn xoay chiều ba pha có tần số 50Hz, điện áp pha là 220V; giá trị đặt của

điện áp chỉnh lƣu đầu ra Udc khi bắt đầu mô phỏng (t=0) là 600V và tải là điện trở

30; tại t=0.2s tăng giá trị đặt của điện áp ra chỉnh lƣu một lƣợng Udc=100V; tại

98


t=0.4s tăng tải bằng cách nối song song thêm vào điện trở tải một điện trở khác có

giá trị là 60.

Hình 4.1: Sơ đồ mô phỏng chỉnh lưu PWM tải điện trở điều khiển theo VOC

Hình 4.2: Sơ đồ mô phỏng chi tiết khối điều khiển chỉnh lưu PWM theo phương

pháp VOC(khối “Subsytrem”) của mô hình hình 4.1

99


4.1.2. Các kết quả mô phỏng chỉnh lưu PWM

Trên hình 4.4 biểu diễn điện áp một chiều sau chỉnh lƣu, từ đồ thị Udc cho

thấy, quá trình khởi động của bộ chỉnh lƣu diễn ra trong thời gian rất ngắn, sự thay

đổi giá trị điện áp ra khi thay đổi giá trị đặt cũng diễn ra rất nhanh, điện áp ra bám

sát giá trị đặt với sai lệch không đáng kể, một điểm cần quan tâm là giá trị điện áp

một chiều đầu ra cao hơn giá trị điện áp ra của chỉnh lƣu đi ốt thông thƣờng, điều

này đáp ứng đƣợc yêu cầu điện áp một chiều cao mà không cần phải dùng máy biến

áp tăng áp.

Hình 4.5, 4.6 biểu diễn điện áp và dòng điện một pha nguồn xoay chiều (pha

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0

100

200

300

400

500

600

700

800

t(s)

Udc(V)

Hình 4.4: Điện áp một chiều sau

chỉnh lưu PWM điều khiển theo VOC

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 -400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

t(s)

ua(V), ia(A)

Hình 4.5: Điện áp và dòng điện pha A của

chỉnh lưu PWM điều khiển theo VOC

Hình 4.3: Chi tiết khối “PLECS circuit” của mô hình hình 4.1

100


A). Các đồ thị cho thấy, dòng điện nguồn có dạng rất gần với hình sin; trong các chế

độ khác nhau luôn đạt đƣợc hệ số công suất cos =1 (dòng điện trùng pha với điện

áp).

4.2. MÔ PHỎNG HỆ TRUYỀN ĐỘNG BIẾN TẦN 4Q-ĐỘNG CƠ KHÔNG

ĐỒNG BỘ BA PHA

4.2.1. Xây dựng sơ đồ mô phỏng hệ truyền động trong phần mềm Matlab

Để đánh giá đầy đủ về hệ truyền động cũng nhƣ về biến tần bốn góc phần tƣ

sử dụng chỉnh lƣu PWM, ta tiến hành mô phỏng sự làm việc của hệ truyền động

biến tần 4Q - động cơ xoay chiều không đồng bộ ba pha rotor lòng xóc. Trong hệ

thống này, phần điều khiển chỉnh lƣu PWM cũng vẫn áp dụng phƣơng pháp điều

khiển VOC, còn phần nghịch lƣu sử dụng phƣơng pháp điều khiển vector định

hƣớng theo từ thông rotor. Phần điều khiển nghịch lƣu đƣợc xây dựng cơ bản dựa

trên cấu trúc đƣợc mô tả trên hình 3.14 có sửa đổi chút ít trên quan điểm chỉ thực

hiện mô phỏng sự làm việc của hệ trong vùng tần số ra của biến tần nằm trong

khoảng từ tần số định mức của động cơ trở xuống. Với vùng tần số dƣới tần số cơ

bản thì yêu cầu thực hiện duy trì từ thông rotor bằng hằng số, do vậy trong cấu trúc

điều khiển chọn giá trị đặt thành phần sinh từ thông của dòng stator bằng hằng số

0

5

10

15

20

25

30

35

0.400 0.433 0.417

t(s)

idc(A)

Hình 4.7: Dòng một chiều sau chỉnh lưu

của PWM điều khiển theo VOC trong

thời gian 1/6 chu kỳ nguồn

0.4 0.42 0.44 0.46 0.48 0.5 -400

-300

-200

-100

0

100

200

300

400

t(s)

ua(V), ia(A)

Hình 4.6: Điện áp và dòng điện pha A

của chỉnh lưu PWM điều khiển theo

VOC trong thời gian 5 chu kỳ nguồn

ua

ia

101


(*

M1i const ) và giá trị này đƣợc lựa chọn theo dòng từ hóa của động cơ. Cấu trúc

điều khiển nghịch lƣu trong trƣờng hợp này đƣợc mô tả trên hình 4.8. Sử dụng phần

mềm PLECS chạy trong môi trƣờng MATLAB có thể xây dựng đƣợc sơ đồ

(chƣơng trình) mô phỏng hệ truyền động nhƣ trên hình 4.9, 4.10, 4.11.

Tham số động cơ đƣợc lựa chọn để thực hiện quá trình mô phỏng hệ truyền

động: Công suất định mức Pđm=1.5KW; số đôi cực từ np=3; điện áp định mức một

pha stator U1đm=220V; dòng điện định mức một pha stator I1đm=4.5A; điện trở một

pha stator R1=3.5; điện trở một pha rotor quy đổi về stator R2=4.0; điện cảm tản

một pha stator Lt1=10mH; điện cảm tản một pha rotor quy đổi về stator Lt2=9mH;

điện cảm hỗ cảm cực đại Lm1=200mH;

ĐCD CTĐu

MHTT

ĐCTĐQ

*

*

M1i const *

1u

*

1u

*

Cu

iA

3

2

i1

i1

SPWM

iM1

iT1

*

T1i

*

T1u

*

M1u

CTĐi

VR-1

VR

2 3

*

Bu

*

Au

iB

iC

H×nh 4.8: CÊu tróc ®iÒu khiÓn vector trong vïng tÇn sè f ≤ f®m

102


Hình 4.10: Sơ đồ mô phỏng chi tiết phần điều khiển nghịch lưu theo FOC (khối

“INVERTER” trên mô hình hình 4.9

Hình 4.9: Sơ đồ mô phỏng hệ truyền động điện biến tần 4Q-động cơ không đồng

bộ ba pha

103


4.2.2. Kết quả mô phỏng

4.2.2.1. Mô phỏng quá trình khởi động và chế độ hãm tái sinh của động cơ

Thực hiện mô phỏng quá trình khởi động động cơ từ tốc độ bằng không đến

tốc độ góc 100 rad/s với mô men tải thay đổi. Tại t=1s (khi đã kết thúc khởi động,

thay đổi mô men tải sang âm (tức là tác động một mô men cơ cùng chiều với chiều

quay của rotor) để kiểm tra khả năng làm việc của động cơ ở trạng thái hãm tái sinh.

Các kết quả mô phỏng đƣợc mô tả trên các hình 4.12 đến 4.14. Từ các kết quả mô

phỏng cho thấy, tốc độ động cơ vẫn đƣợc duy trì theo giá trị đặt mặc dù mô men tải

đổi dấu (hình 4.12); còn dòng điện nguồn xoay chiều cấp cho chỉnh lƣu PWM thì

thay đổi pha một góc bằng 1800, tức là bộ chỉnh lƣu làm việc ở chế độ nghịch lƣu,

thực hiện chuyển công suất từ phía động cơ về lƣới điện (hình 4.14) với giá trị hệ số

công suất bằng 1 (cos = -1). Kết quả mô phỏng đã chứng minh khả năng làm việc

ở chế độ hãm tái sinh trong chế độ ổn định của hệ thống.

Hình 4.11: Chi tiết khối “PLECS circuit” của mô hình hình 4.9

104


0 0.25 0.5 0.75 1 1.25 -10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

1.5

Mc (Nm)

t (s)

Hình 4.13: Sự điều chỉnh mô men tải của động cơ khi khởi động và khi chuyển động

cơ sang trạng thái hãm tái sinh ở chế độ tốc độ ổn định (tại t=1s)

0 0.25 0.5 0.75 1 1.25 1.5 0

20

40

60

80

100

(rad/s)

t (s)

Hình 4.12: Tốc độ góc động cơ khi khởi động và điều chỉnh tải để chuyển chế

độ làm việc, với giá trị đặt tốc độ là 100 rad/s

105


4.2.2.2. Mô phỏng quá trình khởi động và điều chỉnh tốc độ

Hình 4.14: Điện áp và dòng điện lưới pha A cấp cho chỉnh lưu PWM trước và sau

thời điểm điều chỉnh mô men tải (tại t=1s) để chuyểnchế độ làm việc của động cơ từ

trạng thái động cơ sang hãm tái sinh

0.9 0.95 1.0 1.05 1.1 1.15 1.2 1.25 1.3

-200

-150

-100

-50

0

50

100

150

200

uLa (V), iLa (A)

t (s)

uLa (V)

iLa (A)

Thời điểm chuyển chế độ

0 0.25 0.5 0.75 1 1.25 1.5 0

20

40

60

80

100

(rad/s)

t (s)

Hình 4.15: Tốc độ góc động cơ khi khởi động và điều chỉnh giảm tốc từ 100

rad/s xuống 80 rad/s

106


Cũng mô phỏng quá trình khởi động động cơ từ tốc độ bằng không đến tốc độ

góc 100 rad/s với mô men tải không đổi. Tại t=1.2s, thực hiện giảm tốc độ một

lƣợng bằng 20 rad/s để kiểm tra tình trạng làm việc của hệ thống khi điều chỉnh

giảm tốc

Kết luận: Từ các kết quả mô phỏng một số chế độ đặc trƣng của chỉnh lƣu

PWM và hệ truyền động biến tần 4Q-động cơ không đồng bộ cho thấy, sử dụng

chỉnh lƣu PWM để xây dựng bộ biến tần bốn góc phần tƣ đáp tốt các yêu cầu mà

mục tiêu đề tài đặt ra. Hệ truyền động có khả năng đảm bảo sự làm việc tốt của

động cơ trên cả bốn góc phần tƣ của hệ tọa độ.

0.9 0.95 1.0 1.05 1.1 1.15 1.2 -200

-150

-100

-50

0

50

100

150

200


sau thời điểm điều chỉnh giảm tốc từ 100 rad/s xuống 80 rad/s (tại t=1s)

t (s)

uLa (V), iLa (A)

uLa (V)

iLa (A)

107


KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ

1. KẾT LUẬN

Việc sử dụng bộ chỉnh lƣu tích cực PWM làm khối chỉnh lƣu của bộ biến tần

cho phep bộ biến tần và hệ truyền động động cơ xoay chiều ứng dụng loại biến tần

này đạt đƣợc nhiều tính năng ƣu việt mà các bộ biến tần thông thƣờng khác không

có:

- Giảm đến mức rất thấp các sóng hài bậc cao trong dòng điện lƣới.

- Có khả năng tạo đƣợc hệ số công suất lƣới điện theo yêu cầu.

- Có khả năng điều chỉnh và ổn định tốt điện pá phần một chiều, giảm bớt

ảnh hƣởng của sự dao động điện áp lƣới điện đến bộ biến tần.

- Động cơ có thể làm việc đƣợc mọi chế độ, đặc biệt là chế độ hãm tái sinh

kể cả trong chế độ ổn định và quá độ, cho phép có thể áp dụng hệ truyền động biến

tần 4Q-động cơ xoay chiều với nhiều loại tải khác nhau, tiết kiệm năng lƣợng trong

nhiều trƣờng hợp.

2. KIẾN NGHỊ

- Tiếp tục nghiên cứu hoàn thiện để có thể áp dụng vào thực tế.

- Nghiên cứu tìm thêm ứng dụng khác đối với chỉnh lƣu PWM.

108


TÀI LIỆU THAM KHẢO

Tiếng Việt

1.

Trần Khánh Hà (1997), Máy điện tập 1, Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật,

Hà Nội.

2. Bùi Quốc Khánh, NguyễnVăn Liễn, Phạm Quốc Hải, Dƣơng Văn Nghi (2002),

Tự động điều chỉnh truyền động điện, Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật,

Hà Nội.

3.

Bùi Quốc Khánh, Nguyễn Văn Liễn (2007), Cơ sở truyền động điện, Nhà xuất

bản khoa học và kỹ thuật, Hà Nội.

4.

Trần Thọ, Võ Quang Lạp (biên khảo); Cơ sở điều khiển tự động truyền động

điện; Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật, Hà Nội,2004.

5.

Nguyễn Phùng Quang (1996), Điều khiển tự động truyền động điện xoay chiều

ba pha, Nhà xuất bản Giáo dục, Hà Nội.

6. Nguyễn Phùng Quang, (2003) MATLAB & Simulink dành cho kỹ sư điều khiển

tự động, Nhà xuất bản Khoa học và kỹ thuật, Hà Nội.

TiÕng Anh

7. C. Daoshen and B. K. Bose (1992), “Expert system based automated selection

of industrial AC drives”, IEE IAS Annu. Meet. Conf. Rec., pp 387-392.

8. S. M. Chhaya and B. K. Bose (1992), “Expert system based automated design

technique of a voltage-fed inverter for induction motor drive”, IEE IAS

Annu. Meet. Conf. Rec., pp 770-778.

9. S. M. Chhaya and B. K. Bose (1992), “Expert system based automated design

technique of a voltage-fed inverter for induction motor drive”, IEE IAS

Annu. Meet. Conf. Rec., pp 770-778.

10. S. M. Chhaya and B. K. Bose (1995), “Expert system aided automated design,

simulation and controller tuning of ac drive system”, IEE IECON Conf.

Rec., pp 712-718.

11. Mariusz Malinowski (2001), Sensorless Control Strategies for Three Phase

PWM Rectifiers, Warsaw, Poland.

12 P. Barrass, M. Cade (1999), PWM rectifier using indirect voltage sensing,

Proc.IEE-Elect. Power Applicat., 146 (5), 539-544.

13. Plexim GmbH, PLECS - Piece-wise Linear Electrical Circuit Simulation for

109


Simulink, User Manual, ver 1.2.

14. The Mathworks, Simulink-Dynamic System Simulation for Matlab, Help file in

Matlab7.01 R14.

Documents

truyền động ddienj biến tần - Động cơ KDB