UNIVERSIDAD DE NAVARRA - COnnecting REpositories · Azken hitzak euskeraz jarri nahi nituzke, geure hizkuntz zahar eta zoragarri hontan, Aita zenari eta Amari eskeintzeko bost hurte

UNIVERSIDAD DE NAVARRA ESCUELA SUPERIOR DE INGENIEROS

SAN SEBASTIÁN

Modulador de Banda Lateral Única y Portadora Suprimida –SSBSC- con conversión directa de Frecuencia Intermedia de 70MHz a banda ultra

ancha de Microondas (2.5 a 10.5GHz)

MEMORIA

Que para optar al grado de Doctor presenta:

Iñaki Gurutzeaga Zubillaga

Bajo la supervisión de:

Armando Muñoz Emparan Juan I. Sancho Seuma

Donostia - San Sebastián, Noviembre 2008

Servicio de Publicaciones de la Universidad de Navarra

ISBN 84‐8081‐150‐1

Dedicatoria

Aitari eta Amari

“Lan eta lan......”

“Arrazoi dezu baina kartzela joan behar dezu”

“Suroko dantza soinuek zoriontasun hotsak

dakirzkit barru barrura: bizia bizi eta gozatzeko poztasun amaigabea”

“Herramelluriko bidean, BH zahar artan, Steve Wonder-en zinta, arratseko

eguzki eta gari artean, paradisuaren antza handia omen zuen instant hura....”

Agradecimientos

En la larga y variada trayectoria profesional que me ha tocado vivir debo recordar infinidad de encuentros y horas compartidas con muchas personas, tanto en los departamentos de I+D, donde ha transcurrido gran parte de esa vida laboral, como en el resto de secciones que son de habitual contacto cuando se desarrollan productos: Comercial, Compras, Producción-Calidad y de nuevo Comercial. Se trata de muchos compañeros de trabajo, que repaso mentalmente y a los que espero no haber defraudado, al menos en lo personal y humano. También debiera incluir a todos los que han colaborado en mi formación técnica y humana, empezando por la Universidad de Navarra y su departamento de Electrónica y Comunicaciones, siguiendo por la UPC de Barcelona, FAGOR Electrónica en Mondragón, ALCAD s. a. en Irún, e IKUSI Ángel Iglesias s. a. en San Sebastián.

Con todas estas personas he compartido muchas horas, además de disgustos y momentos felices, situaciones bastante habituales cuando uno trata de desarrollar un producto comercializable con limites claros en tiempo y en costo. En todo caso, sí me gustaría, y en orden cronológico, destacar y recordar a varias personas, que dado el delicado momento en el que se produjo su intervención supusieron un gran apoyo y ánimo para mí: en primer lugar a Ricardo Isasi, director de I+D de FAGOR Electrónica S. COOP de Mondragón, por su franqueza y su ánimo contagioso a la hora de dirigir a los noveles diseñadores del siempre difícil mundo de la RF. A Juan Manuel García, director de I+D de ALCAD S.A. por su generosidad al transferir múltiples conocimientos que, habitualmente, los Ingenieros de Telecomunicación no dominamos al egresar de la Universidad. A Francisco López ex-director de I+D en IKUSI Ángel Iglesias s. a., por haberlo intentado en el complicado mundo de las microondas. Y, por fin, un abrazo a Andrés García Alonso y Armando Muñoz, mi director de Tesis, por haber confiado en mí en un

iv Agradecimientos

momento difícil, que me ha exigido no poco esfuerzo, pero que culmina en este trabajo gracias a su paciencia y pleno apoyo.

Debo agradecer también el apoyo que, tanto en el transcurso de la realización de la tesis, como en el día a día de la impartición de las clases de las asignaturas de Microondas y Laboratorio de Microondas en TECNUN, he tenido de Iñaki Sancho –codirector del presente trabajo- y de Beatriz Sedano y Jaime Herrán, Profesores Ayudantes en Laboratorio de Microondas.

Especialmente gracias a los alumnos Ane Insausti, Egoitz Celayeta, Ane Fabo, Sonia Fernández, Aritz Alonso y Sergio Carbajo, por su valiosa colaboración, mediante la realización de determinadas prácticas de la asignatura de Laboratorio de Microondas en 5º de Ingeniería de Telecomunicación en TECNUN a lo largo de los años 2006 y 2007. Por último, gracias también para todos los compañeros de departamento y resto de personal de TECNUN y CEIT por su cercanía y apoyo: Guillermo B., Iñaki S., Roc B., Daniel V., Joaquín de N., Jorge P., Jorge R., Josu C., Josu I., Iñigo G., Iñigo A., Jon L., Beatriz S., Héctor S., Manu S., César R., Jaizki M., Juan M., Unai A., Iker M., y probablemente algunos más que, y pido perdón de antemano, se me haya olvidado citar.

Por supuesto no me olvido de las dos personas que más directamente han vivido conmigo este trayecto de 5 años, mi mujer e hijo, Adela y Xabier. El cambio de orientación en mi quehacer profesional ha sido notorio, a partir de una decisión consciente de dar un pequeño (o gran) salto desde el mundo de la RF hacia el mundo de las Microondas. Esto ha significado, además de la lógica perturbación que produce un estado transitorio, el gozar con uno de los mayores placeres al que podemos aspirar: la ampliación de conocimientos y el formar parte de una comunidad de investigación a nivel global, con la consecuencia añadida de disponer de una tribuna (la docencia) para poder transferir esos conocimiento a nuevas generaciones de ingenieros.

Azken hitzak euskeraz jarri nahi nituzke, geure hizkuntz zahar eta zoragarri hontan, Aita zenari eta Amari eskeintzeko bost hurte hauen lanaren fruitua. Aitak maiz esaten zuen bezala (igandeko otordu askotan behintzat) “lan ta lan....”, beraz lanean jarraitu dezagun, bidean ahal den gehien gozatuz. Mila esker denori, sendiko guztiei, anai eta arreba, emazte eta semeari,.....y també a tota la familia de la terra ferma. Muxu bat. Un petó.

Resumen

La ampliación del espectro utilizado en las comunicaciones inalámbricas demanda dispositivos de banda ancha que cubran rangos de frecuencia, cada vez más en el entorno de las frecuencias de Microondas (WiFI, WiMAX). De esta forma, dispositivos de gran anchura de banda podrían servir como elementos básicos de sistemas basados en bloques comunes sin más que conmutar filtros de entrada o servir para los futuros sistemas como el conocido UWB (Ultra Wide Band) que abarcaría un espectro entre 3,1 y 10,5GHz.

El elemento clave para esta funcionalidad sería el conversor con gran anchura de banda y alto rechazo a señales no deseadas, tanto endógenas o del sistema (el OL por ejemplo) como exógenas (señales interferentes). Y dentro del conversor, la función clave básica ejecutada por el dispositivo mezclador: una traslación del espectro de la información tanto en sentido ascendente –conversor elevador- o en sentido descendente –conversor descendente-.

Por otro lado, los equipos de radioenlaces punto a punto utilizan de manera reiterada el bloque conversor de frecuencias, tanto si se trata de conversores elevadores o moduladores como de conversores descendentes o receptores, incluyendo todos ellos sub-sistemas mezcladores que facilitan la traslación de frecuencias necesarias en cualquier sistema de comunicación.

vi Resumen

Por tanto, el estudio y la investigación de este tipo de dispositivos son de gran utilidad, tanto en el campo de los circuitos híbridos (MIC) como en el campo de los circuitos integrados (MMIC).

El enfoque del trabajo incide en una visión de conjunto hasta llegar al conversor, abarcando todo el abanico de conocimiento que puede haber entre el nivel superior de sistema y la capa física, de modo que puede ser un trabajo complementario con el resto de líneas de investigación que se llevan a cabo en le seno del departamento, siempre en el campo genérico de la aplicaciones de RF y Microondas.

Este enfoque ha permitido profundizar en varios aspectos fundamentales como el dominio de las herramientas de simulación, entre las que destaca ADS de Agilent que se ha empleado en profundidad tanto a nivel de sistema como a nivel físico, incluyendo simulaciones 2,5D por el Método de Momentos, contrastadas con medidas posteriores. Además, al incluir estas medidas se ha afianzado mucho el conocimiento del proceso de medición y caracterización de componentes y circuitos en el rango de las Microondas, proceso siempre delicado y de conocida dificultad.

En el camino, se ha investigado sobre la utilización de materiales de bajo costo, como pueden ser el conocido sustrato FR-4 y los componentes de montaje SMD convencionales, en los dispositivos que se han fabricado en el rango de frecuencias del trabajo, entre 2,5 y 10,5GHz. También, se ha profundizado en la validez del uso de las nuevas técnicas de fabricación de circuitos impresos sin procesos de revelado y atacado químico, generadores de gran cantidad de residuos difícilmente reciclables, sustituyéndolos por circuitos fabricados por micro-mecanizado con máquinas de control numérico.

El objetivo perseguido, ha sido el diseño de un conversor elevador de gran ancho de banda de funcionamiento y grandes rechazos de las señales principales no deseadas: BL y OL; en otras palabras, y siguiendo la terminología clásica de la Ingeniería de Sistemas de Transmisión, se trataría de un Modulador de Banda Lateral Única y Portadora Suprimida –Single SideBand Supressed Carrier en su acepción inglesa- con conversión directa de Frecuencia Intermedia de 70MHz a banda ultra ancha de Microondas (2.5 a 10.5GHz).

Glosario

ACPR Adjacent Channel Power Ratio

ADC Analogue to Digital Converter

ADS Advanced Design System

AsGa Arseniuro de Galio

ATN Atenuador

BALUN Balanced to Unbalanced

BER Bit Error Rate

BiCMOS Bipolar and Complementary Metal Oxide Semiconductor

BL Banda Lateral

BLI Banda lateral Inferior

BLND Banda Lateral no Deseada

BLS Banda Lateral Superior

BLU Banda Lateral Unica

BPF Band Pass Filter o Filtro Paso Banda

BW Bandwidth

CEIT Centro de Estudios e Investigaciones Técnicas de Guipuzcoa

CG Conversion Gain o Ganancia de Conversión

CL Conversion Losses, Pérdidas de Conversión

viii Glosario

CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor

CPS Coplanar Stripline

CPW Coplanar Waveguide

CSL Coupled Slot Lines

CSMD Capacidades SMD

DAC Digital Analog Converter

dB Decibelio

dBc Distancia desde Portadora en dB

dBm dB sobre 1mW

DBM Double Balanced Mixer

DRO Dielectric Resonator Oscillator

DSBSC Double Sided Band Suppressed Carrier

DSB NF Double Side Band Noise Figure

DSP Digital Signal Processing

DVB Digital Video Broadcasting

DVB-S Digital Video Broadcasting- Satellite Systems

DVB-MMDS Digital Video Broadcasting- MMDS Systems

ETSI European Telecommunication Standards Institute

EVM Error Vector Modulation

ft Transition Frequency, Frecuencia de Transición

FCPW Finite-ground Coplanar Waveguide

FET Field Effect Transistor

FI Frecuencia Intermedia

GaAs Gallium Arsenide

HPF High Pass Filter o Filtro Paso Alto

I In-Phase Signal

IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers

IF Intermediate Frequency

IIP3 Input referred Third order Interception Point

IM Intermodulación

IM2T Intermodulación de 3er. Orden medido con dos tonos

ix

LO Local Oscillator

LPF Low Pass Filter o Filtro Paso Bajo

LSB Lower Side Band

LSSBM Lower-Side Single Side Band Modulator

MER Modulation Error Ratio

MESFET Metal Semiconductor FET

MIC Microwave Integrated Circuit

MMDS Microwave Multipoint Distribution System

MMIC Monolithic Microwave Integrated Circuit

NF Noise Figure

OC Open Circuit, Circuito Abierto

OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing

OL Oscilador Local

PHY Physical layer

PLL Phase Lock Loop

PTFE Poly Tetra Fluoro-Ethylene o Teflón

Q Quadrature Signal

QAM Quadrature Amplitude Modulation

QPSK Quaternary Phase Shift Keying

QDSSBM Quadrature Double SSBM

RF Radio Frecuencia

RL Return Losses

RSI Relación Señal a Interferente en dB

SBM Single Balanced Mixer

SC Short-circuit, Cortocircuito

SiGe Silicio - Germanio

SMA SubMiniature version A (coaxial connector)

SMD Surface Mounted Device

SNR Signal to Noise Ratio

SSB NF Single Side Band Noise Figure

SSBM Single Side Band Modulator

x Glosario

SSBSC Single Side Band Suppressed Carrier

TECNUN Escuela de Ingenieros de la Universidad de Navarra

TEM Transversal Electrical Magnetic

TLT Transmission Line Transformer

TOI Thir Order Intercept, Punto de Intercepción de 3er. Orden

TRF Transformador

UHF Ultra High Frequency band

USB Upper Side Band

USSBM Upper-Side Single Side Band Modulator

UWB Ultra Wide Band

VCO Voltage Controled Oscillator

WiFi Wireless Fidelity

WiMAX Worldwide Interoperability for Microwave Access YIG Ytrium Iron Garnett Z Impedancia μW Microondas

μC Microcontrolador

μstrip Microstrip

0 Índice

Índice de Contenidos

1 INTRODUCCIÓN..........................................................................................1

1.1 ANTECEDENTES.......................................................................................2 1.2 MARCO DE REFERENCIA DEL PROYECTO....................................................7 1.3 OBJETIVOS Y METODOLOGÍA DE TRABAJO .................................................8 1.4 ESTRUCTURA DE LA MEMORIA Y GUÍA DE LECTURA..................................10 1.5 REFERENCIAS........................................................................................12

2 ESTADO DEL ARTE..................................................................................13

2.1 CONVERSORES ELEVADORES .................................................................14 2.1.1 Conversores ágiles de doble conversión .....................................16 2.1.2 Conversores ágiles de simple conversión ...................................28 2.1.3 Conversores ágiles de modulación directa ..................................39 2.1.4 Conclusiones a los conversores ágiles........................................41

2.2 MEZCLADORES DE BANDA ULTRA ANCHA .................................................42 2.2.1 Mezcladores pasivos....................................................................45 2.2.2 Mezcladores activos.....................................................................53

xii Índice de Contenidos

2.3 HÍBRIDOS Y BALUNS DE BANDA ULTRA ANCHA..........................................59 2.3.1 Híbridos banda ultra ancha ..........................................................60 2.3.2 Baluns de banda ultra ancha........................................................73

2.4 CONCLUSIONES AL ESTADO DEL ARTE .....................................................77 2.5 REFERENCIAS........................................................................................78

3 DECISIÓN SOBRE ARQUITECTURA DEL CONVERSOR ......................89

3.1 PROCEDIMIENTO DE VERIFICACIÓN DE LA RSI EN EL CONVERSOR .............90 3.2 SELECCIÓN DE COMPONENTES Y TECNOLOGÍA.........................................93

3.2.1 Componentes discretos................................................................93 3.2.2 Componentes integrados .............................................................95 3.2.3 Sustrato dieléctrico.......................................................................95

3.3 SELECCIÓN DE LA ARQUITECTURA DEL CONVERSOR.................................96 3.3.1 Doble SSBM en cuadratura: QDSSBM......................................100 3.3.2 Mezclador (SBM) basado en Híbridos 180º...............................104 3.3.3 Mezcladores basados en T-mágica (SBM y DBM) ....................143 3.3.4 Amplificador de potencia ............................................................151 3.3.5 Oscilador de banda ultra ancha sintetizado ...............................153 3.3.6 LPF de Frecuencia de Corte Variable........................................156 3.3.7 Híbridos de 90º de FI y de UWB ................................................156

3.4 ESTRATEGIA DEFINITIVA PARA EL DISEÑO FINAL DEL CONVERSOR ...........158 3.4.1 Conversor elevador de Banda Lateral Única .............................159 3.4.2 Mezcladores SBM basados en híbrido 180º ..............................163 3.4.3 Mezclador SBM y DBM basados en T-mágica ..........................164 3.4.4 Híbrido de FI, Filtro Paso Banda RF y Atenuador......................168

3.5 RESUMEN DE RESULTADOS DE SIMULACIÓN...........................................171 3.5.1 Rechazo de la Banda Lateral no deseada .................................173 3.5.2 Rechazo de OL...........................................................................173 3.5.3 IM2T, C/N, ACPR ......................................................................174

3.6 CONCLUSIONES ...................................................................................176 3.7 REFERENCIAS......................................................................................178

Índice de Contenidos xiii

4 REALIZACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS ................................................183

4.1 HÍBRIDOS Y T-MÁGICA DE 2,5 A 10,5GHZ .............................................184 4.1.1 Híbridos basados en líneas acopladas ......................................185 4.1.2 Resumen de simulaciones de híbridos basados en líneas

acopladas con inversión de fase ..............................................................201 4.1.3 Híbridos basados en elementos concentrados..........................202 4.1.4 T-mágica basada en modos ortogonales...................................207

4.2 MEZCLADORES SIMPLEMENTE BALANCEADOS (SBM)............................210 4.2.1 SBM Basados en híbrido Rat-Race (SBM-RR) .........................210 4.2.2 SBM basados en T-mágica (SBM-TM) ......................................216

4.3 MEZCLADOR DOBLEMENTE BALANCEADO (DBM) ..................................219 4.4 HÍBRIDO DE FI, SUMADOR UWB Y BPF DE RF .....................................221

4.4.1 Híbrido de FI...............................................................................222 4.4.2 Sumador UWB ...........................................................................223 4.4.3 BPF de RF..................................................................................223

4.5 MODULADOR DE BANDA LATERAL ÚNICA...............................................224 4.6 REFERENCIAS......................................................................................226

5 MEDIDAS Y RESULTADOS....................................................................227

5.1 MEDIDAS DE LOS HÍBRIDOS Y DE LA T-MÁGICA.......................................228 5.1.1 Híbridos basados en líneas acopladas ......................................229 5.1.2 Híbridos basados en elementos concentrados..........................238 5.1.3 T-mágica basada en modos ortogonales...................................244 5.1.4 Híbrido de FI, Sumador UWB y BPF de RF...............................245

5.2 MEZCLADORES SBM Y DBM................................................................247 5.2.1 Simplemente balanceados: SBM..............................................249 5.2.2 Doblemente balanceado: DBM ..................................................256

5.3 SSBM: MODULADOR BANDA LATERAL ÚNICA........................................258 5.3.1 SSBM en la banda 2 a 10,5GHz................................................258 5.3.2 QDSSBM en la banda 4 a 8,5GHz.............................................260

5.4 REFERENCIAS......................................................................................272

xiv Índice de Contenidos

6 CONCLUSIONES.....................................................................................273

6.1 PRESTACIONES DE LOS BLOQUES DISEÑADOS........................................275 6.1.1 Híbridos ......................................................................................275 6.1.2 Mezcladores ...............................................................................277 6.1.3 Modulador SSBM .......................................................................278

6.2 VALIDACIÓN DE SISTEMA ......................................................................280 6.3 CONCLUSIONES FINALES Y LÍNEAS FUTURAS DE TRABAJO .......................280 6.4 REFERENCIAS......................................................................................282

BIBLIOGRAFÍA Y REFERENCIAS: RESUMEN.............................................283

I. ANEXO A: ERROR VECTOR MODULATION (EVM) Y MODULATION ERROR RATE (MER) ......................................................................................299

II. ANEXO B: ARTÍCULOS PUBLICADOS Y/O ENVIADOS ......................305

Índice de Figuras

Figura 1.1: Sistema de Radiocomunicación terrestre del Servicio Fijo .............................1 Figure 1.2: Ordenación de la banda 10 a 10,7GHz* .........................................................2 Figura 1.3: Disposición de radiocanales de 28MHz en UN-61 y de 34Mbits/s en UN-56.3 Figura 1.4: Disposición de los radiocanales de 3,5 y 7MHz en UN-61 y de 8Mbits/sg en UN-56................................................................................................................................3 Figura 1.5: Diagrama de Bloques de un Radioenlace.......................................................4 Figura 1.6: Diagrama de Bloques del Equipo Terminal.....................................................4 Figura 1.7: Diagrama de Bloques del Conversor Elevador ...............................................6 Figura 1.8: Método de trabajo general seguido en el proyecto .........................................9 Figura 2.1: Situación general del proyecto (1) ................................................................14 Figura 2.2: Transmisor de un radioenlace digital de canal fijo ........................................14 Figura 2.3: Conversor elevador de doble conversión......................................................16 Figura 2.4: Plan de frecuencias de la 1ª solución de doble conversión ..........................17 Figura 2.5: Simulación de sistema de la 1ª solución de doble conversión y resultados..19 Figura 2.6: Características oscilador fijo 1ª solución doble conversión...........................20 Figura 2.7: Características oscilador variable 1ª solución doble conversión...................20 Figura 2.8: Esquema real de sistema de la 1ª solución de doble conversión .................22 Figura 2.9: Simulación real de sistema de la 1ª solución de doble conversión ...............23 Figura 2.10: Simulación de la distorsión de 3er. orden de la 1ª solución de doble conversión.......................................................................................................................24 Figura 2.11: Simulación de espectro QPSK, EVM y MER de la 1ª solución de doble conversión.......................................................................................................................25 Figura 2.12: Resultados de la 1ª solución de doble conversión......................................26

xvi Índice de Figuras

Figura 2.13: Plan de frecuencias de la 2ª solución de doble conversión ........................ 27 Figura 2.14: Modulador SSB tipo Hartley ....................................................................... 29 Figura 2.15: Receptor tipo Hartley .................................................................................. 29 Figura 2.16: Cancelación banda lateral en receptor Hartley ........................................... 30 Figura 2.17: Modulador SSB Weaber ............................................................................. 31 Figura 2.18: Modulador SSBM de microondas ............................................................... 32 Figura 2.19: Diagrama fasorial Modulador SSBM BLI y BLS.......................................... 32 Figura 2.20: Esquema de simulación ideal de un SSBM................................................ 34 Figura 2.21: Resultados en el dominio del tiempo de un SSBM ideal ............................ 34 Figura 2.22: Resultados en el dominio de la frecuencia de un modulador ideal SSBM..34 Figura 2.23: Respuesta armónica en toda la banda de salida del SSBM ideal .............. 35 Figura 2.24: Orden de magnitud de rechazos en un SSBM ideal................................... 36 Figura 2.25: Esquema y Espectro QPSK de un SSBM ideal .......................................... 37 Figura 2.26: Diagrama de Modulador de Síntesis Directa .............................................. 40 Figura 2.27: Diagrama de Mezclador visto como Multiplicador ...................................... 43 Figura 2.28: Diagrama de Mezclador visto como Conmutador gobernado por el OL ..... 44 Figura 2.29: Esquema y Resultados de un SBM ideal.................................................... 50 Figura 2.30: Mezclador doblemente balanceado pasivo................................................. 51 Figura 2.31: Mezclador doblemente balanceado activo.................................................. 56 Figura 2.32: Layout Híbrido 180º básico y comparación desfase entre línea 270º y líneas acopladas en SC.................................................................................................. 61 Figura 2.33: Comparación desfase entre línea, líneas acopladas phase reversing y línea cross-over ....................................................................................................................... 63 Figura 2.34: Híbrido Rat-Race de banda ancha, respuesta y estructura comparada con Híbrido Rat-Race básico................................................................................................. 64 Figura 2.35: Comparación desfase entre línea, líneas acopladas -3dB y -2dB .............. 65 Figura 2.36: Comparación BW de híbridos con líneas acopladas -3dB y -2dB .............. 65 Figura 2.37: Comparación diferencia de fase entre líneas y entre filtros ........................ 66 Figura 2.38: Híbrido de filtros, filtro paso-bajo ideal y filtro paso-alto ideal..................... 67 Figura 2.39: Híbrido de filtros, comparativa filtros de sistema / diseños ideales............. 68 Figura 2.40: Línea de Transmisión tipo SLOT ................................................................ 69 Figura 2.41: Modos de propagación en Líneas Acopladas SLOT .................................. 70 Figura 2.42: Equivalente ideal T-mágica basada en líneas acopladas slot-line.............. 71

Índice de Figuras xvii

Figura 2.43: Resultados Equivalente ideal T-mágica basada en líneas acopladas slot-line ..................................................................................................................................71 Figura 2.44: T-mágica con accesos microstrip................................................................72 Figura 2.45: Comportamiento de balun de placas paralelas ...........................................74 Figura 2.46: Balun tipo Marchand ..................................................................................74 Figura 2.47: Balun tipo Marchand compensado.............................................................75 Figura 2.48: Balun tipo Doble-Y ......................................................................................76 Figura 3.1: Sistema de medida de EVM en 70MHz de FI ...............................................90 Figura 3.2: Respuesta de Sistema de Medida y Filtro de Ecualización adaptativo .........91 Figura 3.3: Línea Microstrip ............................................................................................96 Figura 3.4: Situación general del proyecto (2) ................................................................97 Figura 3.5: Diagrama de Bloques definitivo y Simulación de Sistema ............................98 Figura 3.6: Resultados 1 Diagrama de Bloques definitivo...............................................99 Figura 3.7: Resultados 2 Diagrama de Bloques definitivo.............................................100 Figura 3.8: Diagrama Fasorial QDSSBM de tipo BLS...................................................102 Figura 3.9: Estructura y Resultados de un QDSSBM ideal ...........................................103 Figura 3.10: Espectro Salida de un QDSSBM ideal......................................................104 Figura 3.11: Análisis cualitativo mezclador Rat-Race ...................................................106 Figura 3.12: Esquema y Resultados de un SBM con polarización independiente ........109 Figura 3.13: Amplitud y fase de la señal de OL en ambas ramas de combinador ........110 Figura 3.14: Aislamiento LO a RF en 6,5 y 10,5GHz ....................................................110 Figura 3.15: Distorsión de 3er. orden IM2T en 2,5/6,5/10,5GHz...................................111 Figura 3.16: Acoplador ideal en 2,5 ÷ 10,5GHz ............................................................113 Figura 3.17: Estructura y Respuesta de desfasador constante de -270º ......................114 Figura 3.18: Estructura y Respuesta de sumador UWB................................................115 Figura 3.19: Sustrato Suspendido.................................................................................116 Figura 3.20: Líneas acopladas para Z0e=273Ω y Z0o=31,3Ω en material εr =10...........117 Figura 3.21: Líneas acopladas con acoplo máximo en material εr =4,3 ........................117 Figura 3.22: Líneas acopladas en sustratos de espesores 1,46mm y 0,44mm ............119 Figura 3.23: Paso, Retorno y Respuesta de Fase de Líneas acopladas que sintetizan la línea de 270º del híbrido Rat-Race. ..............................................................................120 Figura 3.24: Sustrato y Líneas acopladas suspendidas de 2 conductores ...................123 Figura 3.25: Impedancia modo par Zoc de acopladas de 1 y 2 conductores..................124

xviii Índice de Figuras

Figura 3.26: Estructura suspendida, corrientes superficiales, resultados y circuitos equivalentes CLINP...................................................................................................... 126 Figura 3.27: Influencia de las corrientes horizontales de los bordes ............................ 127 Figura 3.28: Línea de 90º, líneas acopladas con extremos en SC y OC ...................... 129 Figura 3.29: Línea ideal de 90º y su equivalente en líneas acopladas con resonador cortocircuitado en sus extremos ................................................................................... 129 Figura 3.30: Línea 90º y su equivalente en líneas acopladas físicas de 1 y 2 conductores. ................................................................................................................. 130 Figura 3.31: Híbrido Rat-Race tras simulación MOMENTUM....................................... 131 Figura 3.32: Híbrido Rat-Race Optimizado en ADS. Resultados.................................. 132 Figura 3.33: Líneas placas paralelas con inversión de fase. ........................................ 133 Figura 3.34: Líneas placas paralelas con inversión de fase. Resultados y corrientes superficiales..................................................................................................................135 Figura 3.35: Esquema real del Híbrido180º basado en filtros. Variante1 ..................... 136 Figura 3.36: Resultados del Híbrido180º basado en filtros. Variante1.......................... 137 Figura 3.37: Resultados del Híbrido180º basado en filtros. Variante2a........................ 138 Figura 3.38: Resultados del Híbrido180º basado en filtros. Variante2b........................ 139 Figura 3.39: Híbrido de filtros con frecuencia de corte variable.................................... 140 Figura 3.40: Híbrido de filtros con varactores y alto aislamiento .................................. 141 Figura 3.41: Resultados Híbrido de filtros con varactores y alto aislamiento................ 142 Figura 3.42: Esquema simplificado y Resultados comparativos de la T-mágica .......... 144 Figura 3.43: Esquema SBM basado en T-mágica. Sin polarización DC....................... 145 Figura 3.44: Resultados SBM basado en T-mágica. Sin polarización DC.................... 146 Figura 3.45: DBM basado en T-mágica. Diagrama ideal .............................................. 148 Figura 3.46: DBM basado en T-mágica. Resultados .................................................... 149 Figura 3.47: DBM, esquema ideal con cancelación OL. ............................................... 150 Figura 3.48: DBM, resultados simulación con cancelación........................................... 150 Figura 3.49: Bloques de Amplificación del Amplificador de Potencia. .......................... 151 Figura 3.50: Distorsión de 3er. orden última etapa Amplificador de Potencia. ............. 152 Figura 3.51: Diagrama de Bloques 1 Oscilador UWB................................................... 153 Figura 3.52: Principio de funcionamiento Oscilador Push-Push ................................... 154 Figura 3.53: Multiplicador x1 y x2 configurable por polarizaciones independientes de los diodos. .......................................................................................................................... 155 Figura 3.54: Respuesta del Híbrido de 90º de FI.......................................................... 157 Figura 3.55: Híbrido 90º ideal para UWB: 1 y 3 secciones. .......................................... 158

Índice de Figuras xix

Figura 3.56: QDSSBM ideal con Híbrido 90º y Sumador intercambiados en OL y en RF.......................................................................................................................................160 Figura 3.57: QDSSBM real con 2*HMC525, esquema y resultados .............................162 Figura 3.58: Layout MOMENTUM de un híbrido de 180º con espacio interno liberado y mezclador montado en su interior. ................................................................................163 Figura 3.59: Esquema DBM con polarizaciones de modelos de componentes reales..165 Figura 3.60: equivalente choque SMD Mini-Circuits ADCH-80A+ [3.10]......................166 Figura 3.61: SSBM en base a dos DBM con 4 polarizaciones DC independientes ......166 Figura 3.62: Resultados simulación SSBM en base a dos DBM con 4 polarizaciones DC......................................................................................................................................167 Figura 3.63: Layout híbrido 90º en FI en Strip-Line y Resultados MOMENTUM RF....169 Figura 3.64: Esquema, Layout y Simulación MOMENTUM BPF 2,5 a 10,5GHz. .........170 Figura 3.65: Esquema simulación final QDSSBM.........................................................172 Figura 3.66: Rechazo BLI del QDSSBM real ................................................................173 Figura 3.67: Rechazo OL del QDSSBM real.................................................................173 Figura 3.68: IM3 del QDSSBM real...............................................................................174 Figura 3.69: SSNF del QDSSBM real ...........................................................................175 Figura 3.70: Respuesta QPSK 27,5Msymb/sg del QDSSBM real ...............................176 Figura 4.1: Situación general del proyecto (3) ..............................................................184 Figura 4.2: Simulación, Layout y Resultados Híbrido1..................................................186 Figura 4.3: Simulación, Layout y Resultados Híbrido2..................................................187 Figura 4.4: Simulación, Layout y Resultados Híbrido3..................................................187 Figura 4.5: Simulación, Layout y Resultados Híbrido4..................................................188 Figura 4.6: Simulación, Layout y Resultados Híbrido5..................................................189 Figura 4.7: Simulación, Layout y Resultados Híbrido6.................................................190 Figura 4.8: Simulación, Layout y Resultados Híbrido7..................................................191 Figura 4.9: Simulación, Layout y Resultados Híbrido8..................................................192 Figura 4.10: Simulación, Layout y Resultados Híbrido9................................................193 Figura 4.11: Simulación, Layout y Resultados Híbrido10..............................................194 Figura 4.12: Simulación y Layout del Híbrido11...........................................................194 Figura 4.13: Simulación, Layout y Resultados Híbrido12..............................................195 Figura 4.14: Simulación, Layout y Resultados Híbrido13..............................................196 Figura 4.15: Simulación, Layout –cond1 y cond2- y Resultados Híbrido14 ..................196 Figura 4.16: Simulación, Layout –cond1 y cond2- y Resultados Híbrido15 ..................197

xx Índice de Figuras

Figura 4.17: Simulación, Layout –cond1 y cond2- y Resultados Híbrido16.................. 198 Figura 4.18: Layout –cond1 y cond2- Híbrido17........................................................... 199 Figura 4.19: Layout –cond1 y cond2- Híbrido18.......................................................... 199 Figura 4.20: Layout –cond1 y cond2- Híbrido19.......................................................... 200 Figura 4.21: Simulación, Layout y Resultados Híbrido20 ............................................. 200 Figura 4.22: Simulación, Layout y Resultados Híbrido21 ............................................ 201 Figura 4.23: Simulación, Layout y Resultados Híbrido22 ............................................ 203 Figura 4.24: Simulación, Layout y Resultados Híbrido23 ............................................ 204 Figura 4.25: Simulación, Layout y Resultados Híbrido24 ............................................. 205 Figura 4.26: Modelo Varactor MA46410 ....................................................................... 205 Figura 4.27: Circuito de Simulación, Layout –cond1 y cond2- y Resultados Híbrido25 206 Figura 4.28: Layout y Resultados T-mágica en FR-4 ................................................... 208 Figura 4.29: Esbozo modos PAR e IMPAR en T-mágica ............................................. 209 Figura 4.30: Caracterización RF de diodos mezcladores: Esquema, Layout y Resultados.................................................................................................................... 211 Figura 4.31: Simulación, Layout y Resultados SBM sin polarización DC ..................... 212 Figura 4.32: Simulación, Layout -cond1 y cond2- y Resultados SBM-RR2 (DC) ........ 214 Figura 4.33: Simulación, Layout y Resultados SBM con DC y cancelación. ................ 215 Figura 4.34: Simulación, Layout y Resultados SBM-TM con polarización DC única .... 217 Figura 4.35: Simulación, Layout y Resultados SBM-TM, DC doble, ver. 1................... 218 Figura 4.36: Simulación, Layout y Resultados SBM-TM, DC doble, ver. 2................... 218 Figura 4.37: Layout mezclador DBM como conversor descendente............................. 219 Figura 4.38: Simulación, Layout -cond1 y cond2- y Resultados DBM ......................... 220 Figura 4.39: Layout y Resultados Híbrido de 90º de FI en 70MHz ............................... 222 Figura 4.40: Esquema, Layout y Resultados Sumador UWB ....................................... 223 Figura 4.41: Layout y Resultados BPF de RF .............................................................. 224 Figura 4.42: Esquema, Evaluation Board, Layouts + Tapas (fabricados) y Resultados QDSSBM HMC525. ...................................................................................................... 225 Figura 5.1: Situación general del proyecto (4) .............................................................. 227 Figura 5.2: Sistema de Medida Híbridos y T-mágica .................................................... 228 Figura 5.3: Simulación básica ADS, MOMENTUM y Medidas Híbrido9 ....................... 231 Figura 5.4: Comparación simulación ADS y Medidas en Híbrido15 ............................. 232 Figura 5.5: Tabla-Resumen de Medidas Híbridos ........................................................ 233 Figura 5.6: Medidas Híbridos de 3 líneas en línea 270º. .............................................. 234

Índice de Figuras xxi

Figura 5.7: Medidas Híbridos de 2 y 3 líneas en línea 270º, taladros de 0,2 y 0,4mm..235 Figura 5.8: Medidas Híbridos 19 y 21 ...........................................................................236 Figura 5.9: Medidas Híbridos tipo Cross-Over en sustrato de εr =2,17 .........................237 Figura 5.10: Medidas Híbrido22, basado en filtros en sustrato de εr =2,17...................239 Figura 5.11: Simulación y Medidas Híbrido23, basado en filtros en sustrato de εr =4,3.......................................................................................................................................240 Figura 5.12: Simulación y Medidas Híbrido24, basado en filtros en sustrato de εr =4,3.......................................................................................................................................241 Figura 5.13: Simulación y Medidas Híbrido25, basado en filtros variables ...................243 Figura 5.14: Simulación y Medidas T-mágica de modos ortogonales...........................244 Figura 5.15: Simulación y Medidas Hibrido de 90º de FI en 70MHz .............................245 Figura 5.16: Simulación y Medidas Sumador UWB ......................................................246 Figura 5.17: Simulación y Medidas BPF de RF ............................................................247 Figura 5.18: Sistema de Medidas de los Mezcladores fabricados ...............................247 Figura 5.19: Detalles montaje SBM-RR2 ......................................................................252 Figura 5.20: Detalles montaje SBM-TM1 ......................................................................253 Figura 5.21: Detalles montaje SBM-TM2 ......................................................................254 Figura 5.22: Layout y detalles montaje DBM en T-mágica............................................256 Figura 5.23: Sistema de medida y detalle SSBM..........................................................259 Figura 5.24: Sistema de Medida del SSBM HMC525 [3.49] .........................................261 Figura 5.25: Medidas de Rechazo de BL de los prototipos SSBM HMC525.................262 Figura 5.26: Medidas de RL del SSBM HMC525.........................................................263 Figura 5.27: Montaje y Detalle del QDSSBM con dos SSBM HMC525 ........................264 Figura 5.28: Medida del QDSSBM en 6,5GHz..............................................................266 Figura 5.29: Comparación rechazo con diferentes híbridos de FI.................................267 Figura 5.30: Montaje QDSSBM con polarización DC en los accesos de FI ..................268 Figura 5.31: Rechazos e IM2T con polarización DC en los accesos de FI ...................269 Figura 5.32: Sistema de Visualización y Medida de canal QPSK convertido................270 Figura 5.33: Resultados de canal QPSK convertido en 6,5GHz y Banda 4,5 a 10,5GHz......................................................................................................................................271

xxii Índice de Figuras

Índice de Tablas xxiii

Índice de Tablas

Tabla 1.1: Especificaciones iniciales.................................................................................7 Tabla 2.1: Especificaciones 1er y 2º mezclador del conversor de doble conversión ......19 Tabla 2.2: Resumen frecuencias 1ª solución doble conversión ......................................21 Tabla 2.3: Especificaciones mezcladores pasivos ..........................................................46 Tabla 2.4: Estado del Arte mezcladores simplemente balanceados...............................47 Tabla 2.5: Tipos de híbridos en mezcladores simplemente balanceados .......................48 Tabla 2.6: Estado del Arte mezcladores doblemente y triplemente balanceados ...........53 Tabla 2.7: Estado del Arte mezcladores FET balanceados ............................................55 Tabla 2.8: Estado del Arte mezcladores distribuidos ......................................................58 Tabla 2.9: Z0e y Z0o para líneas acopladas de inversión de fase.....................................62 Tabla 3.1: Relaciones RSI para decremento conocido del MER (dB).............................92 Tabla 3.2: Resumen de componentes discretos utilizables ............................................94 Tabla 3.3: Resumen de sustratos utilizables...................................................................95 Tabla 3.4: Estudio polarización DC en simplemente balanceado .................................108 Tabla 3.5: Comportamiento del SBM con polarización independiente..........................111 Tabla 3.6: Anchuras y separaciones de la línea de 270º ..............................................120 Tabla 3.7: Cálculo de Z0o y Z0e de líneas acopladas suspendidas ..............................124 Tabla 3.8: Dimensiones óptimas de la línea de 270º con 1 y 2 conductores ................128 Tabla 3.9: Dimensiones óptimas de la línea de 90º con 1 y 2 conductores ..................130 Tabla 3.10: Dimensiones e Impedancias de las líneas de 270º cross-over ..................134

xxiv Índice de Tablas

Tabla 3.11: Variantes híbrido basado en filtros ............................................................ 136 Tabla 3.12: Frecuencias de Corte teóricas HPF y LPF................................................. 140 Tabla 3.13: Frecuencias de Corte teóricas de Filtro Paso Bajo Variable...................... 156 Tabla 3.14: Resumen SSBM con 4 polarizaciones independientes ............................. 168 Tabla 3.15: IIP3 (dBm) del QDSSBM en bandas de RF y FI ........................................ 175 Tabla 4.1: Dimensiones fabricadas Híbridos 14, 15 y 16.............................................. 198 Tabla 4.2: Tensiones de polarización de varactores de Filtros y Aislamiento Híbrido25...................................................................................................................................... 207 Tabla 4.3: Dimensiones fabricadas mezclador DBM. Ver Layout Fig. 4.38 .................. 221 Tabla 5.1: Ficheros de Medida parámetros S en Híbridos............................................ 229 Tabla 5.2: Mediadas de Tensiones de Filtros y Aislamiento en Híbrido25 ................... 242 Tabla 5.3: Medidas de Adaptación de Diodos Mezcladores ......................................... 248 Tabla 5.4: Medidas de SBM-RR1 con diodos SMS7621 de Skyworks......................... 249 Tabla 5.5: Medidas de SBM-RR1 con diodos MA4E2502-M de MACOM .................... 250 Tabla 5.6: Medidas de SBM-RR2 con diodos SMS7621 de Skyworks......................... 251 Tabla 5.7: Medidas de SBM-TM1 con diodos SMS7621 de Skyworks ......................... 253 Tabla 5.8: Medidas de SBM-TM2 con diodos SMS7621 de Skyworks ......................... 254 Tabla 5.9: Resumen de Medidas de mezcladores tipo SBM ........................................ 255 Tabla 5.10: Medidas de mezclador DBM basado en T-mágica .................................... 257 Tabla 5.11: Resumen de Medidas de mezclador DBM................................................. 257 Tabla 5.12: Resumen de Medidas de modulador SSBM.............................................. 259 Tabla 5.13: Resumen de Medidas de modulador SSBM HMC525............................... 261 Tabla 5.14: Resumen1 de Medidas de modulador QDSSBM 2xHMC525.................... 264 Tabla 5.15: Resumen2 de Medidas de modulador QDSSBM 2xHMC525.................... 265 Tabla 5.16: Resumen3 de Medidas de modulador QDSSBM 2xHMC525.................... 266 Tabla 5.17: Resumen de Medidas QDSSBM 2xHMC525 + DC en FI .......................... 268 Tabla 6.1: Resumen Comparativo Híbridos de Banda Ultra Ancha.............................. 276 Tabla 6.2: Resumen Comparativo de Mezcladores de UWB........................................ 277 Tabla 6.3: Resumen Comparativo de Moduladores SSBM .......................................... 278

1 Introducción

Capítulo 1

Introducción

Los radioenlaces punto a punto forman parte importante de todos los sistemas de radiocomunicación a nivel planetario, y los transmisores constituyen un bloque obligado en el diagrama típico de este tipo de sistemas.

En la Figura 1.1 se observa la estructura general de un sistema de radiocomunicación terrestre del servicio fijo [1.1]:

Figura 1.1: Sistema de Radiocomunicación terrestre del Servicio Fijo

Destaca la presencia recurrente de un bloque transmisor, sea formando parte de las estaciones terminales de radiocomunicación o de las estaciones repetidoras intermedias.

2 Capítulo 1

Las bandas de frecuencia utilizadas en este tipo de aplicaciones son atribuidas por la Unión Internacional de Telecomunicaciones (UIT) y trasladadas después a las legislaciones nacionales. En el caso de España la reglamentación se desarrolla a través del Cuadro Nacional de Atribución de Frecuencias –CNAF- [1.2]

1.1 Antecedentes El presente proyecto versa sobre el estudio y diseño novedoso de uno

de los sub-sistemas – concretamente el conversor elevador- que son necesarios en el transmisor comentado, integrado en un sistema de radiocomunicación punto a punto con entrada en frecuencia intermedia (FI) de 70MHz y salida ágil en banda ultra ancha de microondas en frecuencias entre 2,5 y 10,5GHz. Tal y como se ha dicho, las aplicaciones en esta banda vienen reglamentadas por las Notas de Utilización Nacional UN del CNAF. A modo de ejemplo, se describe en las figuras 1.2 a 1.4 el UN-56 y el UN-61:

Figure 1.2: Ordenación de la banda 10 a 10,7GHz*

*NOTA: a pesar de sobrepasar ligeramente la banda de trabajo establecida de

2,5 - 10,5GHz, se presenta la Nota UN-61 por ser un claro ejemplo de

diferentes canalizaciones –velocidades de flujo en Mbits/s- posibles.

Introducción 3

Figura 1.3: Disposición de radiocanales de 28MHz en UN-61 y de 34Mbits/s en UN-56

Figura 1.4: Disposición de los radiocanales de 3,5 y 7MHz en UN-61 y de 8Mbits/sg en

UN-56

Los canales de flujo de información están dispuestos de forma que puedan dar cabida a diferentes capacidades en función de las necesidades: nº de canales telefónicos en radioenlaces analógicos o velocidad de transmisión en radioenlaces digitales. Atendiendo a ésta última - teniendo en cuenta que hoy en día los radioenlaces analógicos están en desuso y vienen siendo sustituidos por radioenlaces digitales- se puede hablar de baja, media y alta capacidad: hasta 2 a 8Mbits/s, hasta 34Mbits/s, y por encima de 34Mbits/s hasta 280Mbits/s, respectivamente. [1.1][1.2]

En este contexto, el objetivo de la presente Tesis será el análisis de varias alternativas - y la síntesis de una de ellas- para la ejecución de uno de los bloques más repetidos en la cadena de transmisión/recepción, el conversor de frecuencias [1.3], tal y como se observa en el diagrama de bloques conceptual de un radioenlace:

4 Capítulo 1

Figura 1.5: Diagrama de Bloques de un Radioenlace

La existencia de numerosos conversores en la cadena, tanto hacia arriba en frecuencia (conversor elevador) como hacia abajo (conversor descendente), lo hacen candidato a mejoras en cuanto a su estandarización en el diseño: el uso de un solo modelo de conversor, funcionando tanto como elevador como descendente, facilitaría mucho la optimización del Sistema Radioenlace en todos los aspectos. Dada la regulación del espectro [1.2], habitualmente estas conversiones se hacen a canal fijo, con una estructura que se ve reflejada en el diagrama de bloques del equipo terminal:

Figura 1.6: Diagrama de Bloques del Equipo Terminal

Introducción 5

En la parte de transmisión, la conversión a frecuencias de RF se hace en banda estrecha con un filtro de paso de canal (fijo) y un circulador que protege las etapas de salida de amplificación de los retornos procedentes de la antena. Es, por tanto, un sistema multicanal que en casos concretos se puede utilizar como monocanal [1.1], y en el que se observa un elemento clave: el conversor elevador, en el sub-bloque transmisor.

Trabajando en un canal fijo, el conversor suele ser de canal fijo también, y por lo tanto ajustado en origen con lo que eso significa de stock y tiempo manual de ajuste. Pero si se busca trabajar con agilidad y flexibilidad, habrá que renunciar a utilizar elementos de banda estrecha – filtros y circuladores - y los conversores elevadores deberán ser de salida ágil con bajos niveles de distorsión y armónicos – basados por tanto en moduladores tipo SSBSC-.

Dando un paso más adelante, se podrían utilizar en la salida de los conversores acopladores direccionales de banda ultra-ancha para combinar las señales monocanal, proveyendo a nuestro nuevo sistema de agilidad, flexibilidad e intercambiabilidad. La condición a respetar sería la integridad de la relación S/N de las señales involucradas.

Se debería añadir, en este punto, la tendencia actual a la desregulación del espectro y a su liberalización, dada la cada vez mayor demanda del mismo, lo que implicaría la necesidad de contar con dispositivos cada vez más transparentes y flexibles. En este tipo de dispositivos se enmarcaría el circuito a estudiar y diseñar.

En todo caso, como cualquier dispositivo de banda ultra ancha, las aplicaciones posibles se extienden a más campos: la instrumentación, los circuitos de aplicaciones RADAR y los receptores de banda ancha en aplicaciones profesionales y militares.

En el capítulo 2, se verá que la forma habitual de conseguir la agilidad en la salida de los elevadores es utilizar la doble conversión – o triple -, lo que implica ciertas dificultades y restricciones. La novedad estaría en poder hacer la conversión necesaria en el núcleo del transmisor en un solo paso y de forma ágil. Sea un diagrama de bloques básico de un conversor elevador de este tipo:

6 Capítulo 1

BasebandFilter Mixer

Local Oscillator

PowerAmplifier

Antenna

AC

Figura 1.7: Diagrama de Bloques del Conversor Elevador

El diagrama de bloques es muy sencillo porque prescinde de los filtros y demás elementos de banda estrecha. Planteadas unas especificaciones iniciales del sistema:

Entrada FI 1 canal digital con capacidad para 6 programas de TV

, 2-68Mbits/sg DVB-S y DVB-MMDS

Frecuencia Central FI 70MHz

BW FI (máx.) 36MHz – 54MHz

Modulación FI QPSK, 16QAM – 256QAM, OFDM

Nivel FI 0dBm; +0dB, - 10dB

Salida RF 1 canal digital convertido directamente (simple conversión)

Frecuencia RF Cualquier canal utilizable en Banda 2,5 a 10,5GHz

MER > 40dB ( 1% EVM QPSK)

Introducción 7

Nivel RF 1, 2 y 3 vatios (30, 33, 34.77dBm de P1dB)

RSI OL y Espurios RF > 35dB

Rechazo BL no deseada > 35dB

Tabla 1.1: Especificaciones iniciales

, el conseguir un conversor ágil que cubra en banda ancha el espectro de salida depende, casi exclusivamente, de la estructura de un elemento clave, el mezclador:

Deberá ser, y esta es la aportación principal de esta tesis, un mezclador balanceado para rechazar suficientemente el OL y, además, un mezclador con rechazo de imagen para rechazar fuertemente la banda lateral, es decir un modulador tipo SSBSC.

Es evidente que se ha obviado mencionar la dificultad de diseñar un OL que cubra esa banda tan amplia, al ser esta cuestión tema de estudio de otra Tesis Doctoral a realizar en el Departamento.

De este modo, se conseguirá que la información de alta velocidad presente en la entrada de FI se sitúe en cualquier canal válido de salida en RF.

1.2 Marco de referencia del proyecto El presente trabajo ha tenido como marco de referencia una serie de

conversaciones con diferentes empresas, cercanas al sector de RF que existen en el entorno geográfico de TECNUN y CEIT. De ellas se dedujo esta vía de investigación que puede aportar conocimiento a una futura línea industrial que cubra el rango de frecuencias citado hasta 10GHz.

Es por tanto, un trabajo de investigación eminentemente práctico, con un tramo final de diseño, en el que se van a usar las más actuales herramientas de simulación, tanto de circuito, como de sistema y electromagnéticas.

8 Capítulo 1

1.3 Objetivos y Metodología de trabajo Los sucesivos hitos temporales en el desarrollo de la Tesis, se focalizan

en un punto u objetivo final: la consecución de un diseño de conversor elevador en tecnología híbrida convencional, desde una FI en 70MHz a la banda entre 2,5 y 10,5GHz, que implique una superación de características de los dispositivos comerciales actuales y la posibilidad futura de uso de tecnología integrada sea AsGa o Si. Este objetivo se conseguirá en base a los siguientes objetivos parciales:

1. Estudio de diferentes alternativas: Estado del Arte de los conversores elevadores de fuertes rechazos de señales no deseadas

2. Estudio, diseño, fabricación y medida de Híbridos y Baluns de Banda Ultra Ancha (UWB en su acepción inglesa de Ultra Wide Band).

3. Estudio, diseño, fabricación y medida de Mezcladores Balanceados de Banda Ultra Ancha (UWB).

4. Estudio, diseño, montaje –y fabricación en su caso- y medida de un Modulador de Banda Lateral Única (SSBM) de UWB con portadora suprimida (SSBSC).

5. Planteamiento para búsqueda de un Amplificador de Potencia de Banda Ultra Ancha comercial adecuado.

6. Planteamiento de Estructura de un Oscilador Local de Banda Ultra Ancha.

El método de trabajo seguido en la consecución de estos objetivos se ha basado, en todo momento, en la misma filosofía, a saber: se comienza por delimitar las estructuras de nivel superior con Simulaciones de Sistema y a partir de ahí y una vez delimitados los diferentes bloques y dispositivos, se han ejecutado simulaciones mucho más realistas, con especial hincapié en el uso del Simulador Electromagnético para tecnología planar, también denominado como 2.5D, integrado en el Simulador principal.

Introducción 9

En este punto, ya en la fase de Realización de los Dispositivos, el método de trabajo se invierte y se comienza por fabricar los dispositivos de menor nivel de complejidad para ir subiendo hacia el conversor paso a paso.

Hay por tanto, una FASE1 de Análisis de arriba abajo y una FASE2 de Síntesis de abajo arriba - es un método “arriba-abajo-arriba”- inmerso en dos ejes horizontales principales: el tiempo t y el nivel de complejidad de las simulaciones implicadas. Esto es lo que se refleja en la figura 1.8 a continuación.

Metodología de Trabajo

Estudio opciones con Simulación de Sistema y de

Circuito

Simulaciones realistas: ADS y MOMENTUM

Opciones fabricadas

Medidas y Resultados

tiempo

Simulaciones

Fabricación y Medida Dispositivos

Fabricación y Medida Bloques

Fase 2: Síntesis

Fabricación y Medida Conversor

Figura 1.8: Método de trabajo general seguido en el proyecto

10 Capítulo 1

1.4 Estructura de la memoria y Guía de Lectura La memoria está estructurada en 6 capítulos y dos anexos, con 4

bloques fundamentales que se detallan a continuación.

El primer grupo de capítulos, del 1 al 2, constituyen una declaración de objetivos junto con una descripción de la realidad de la que se parte. Esto da lugar a unas especificaciones a conseguir y a unas implicaciones tecnológicas y estrategias de diseño que se describen en el capítulo 3.

El segundo grupo de capítulos, del 3 al 4, se centra en el diseño del Conversor, con simulaciones tanto a nivel de Sistema como de Circuito. Una vez definida la arquitectura, el programa de simulación empleado posibilitará extraer los layouts (perfiles de cobre de los dispositivos MIC a fabricar). Finalmente se detallan las realizaciones prácticas llevadas a cabo, comparando los resultados de simulación obtenidos con los del estado del arte.

El tercer grupo de capítulos, del 5 al 6, consta del conjunto de Medidas realizadas y del resumen de conclusiones obtenidas a lo largo del trabajo de investigación, además de apuntar hacia las futuras líneas de investigación que de él se desprenden.

El Anexo A se presenta a modo de resumen, e incide sobre dos parámetros fundamentales en la caracterización de moduladores y conversores en un entorno de modulaciones digitales como son el EVM –Error Vector Modulation – y el MER - Modulation Error Ratio-.

En el Anexo B se citan las publicaciones a las que ha dado origen el presente trabajo y publicaciones asociadas al autor del mismo.

A continuación, se sugieren dos posibles ayudas a la lectura de la presente Tesis, a modo de Guía de Lectura:

Las figuras 1.8, 2.1, 3.4, 4.1 y 5.1, colocadas en lugares estratégicos del texto, constituyen una ayuda visual en forma de diagrama de bloques muy

Introducción 11

generales, indicación de en qué fase del proyecto se encuentra el trabajo desarrollado.

Una lectura reducida del presente documento, comprende los capítulos fundamentales para el seguimiento del trabajo realizado y permite una aproximación rápida al contenido del mismo. Se presenta, en formato de Índice Reducido, esta Guía de Lectura:

1 INTRODUCCION 1

2.4 CONCLUSIONES AL ESTADO DEL ARTE 76

3.3 SELECCIÓN DE LA ARQUITECTURA DEL CONVERSOR 94

3.5 RESUMEN DE RESULTADOS DE SIMULACIÓN 168

3.6 CONCLUSIONES 173

4.1 HÍBRIDOS Y T-MÁGICA DE 2,5 A 10,5GHZ 180

4.3 MEZCLADOR DOBLEMENTE BALANCEADO (DBM) 215

4.5 MODULADOR DE BANDA LATERAL ÚNICA 219

5.1.3 T-mágica basada en modos ortogonales 239

5.2.2 Doblemente balanceado: DBM 250

5.3 SSBM: MODULADOR BANDA LATERAL ÚNICA 252

6 CONCLUSIONES 267

12 Capítulo 1

1.5 Referencias

[1.1] Transmisión por Radio. Tercera Edición. José María Hernández

Rábanos. Ed. Centro de Estudios Ramón Areces. UPM-Madrid

[1.2] CUADRO NACIONAL DE ATRIBUCIÓN DE FRECUENCIAS CNAF,

Secretaría de Estado de Telecomunicaciones y para la Sociedad de la

Información. Ministerio de Industria, Turismo y Comercio. Gobierno de

España.

http://www.mityc.es/Telecomunicaciones/Secciones/Espectro/cnaf/

[1.3] Frequency Converters: Understanding the Benefits of Simple and

Complex Architectures. Roland Hassun, Microwave Journal, October

2006.

2 Estado del Arte

Capítulo 2

Estado del Arte

Históricamente los transmisores utilizados en radioenlaces punto a punto se han fabricado a medida y para una determinada frecuencia portadora de transmisión. Había dos cuestiones que apuntalaban esta opción: una la necesidad de potencias altas y otra, la fabricación casi-artesanal de los equipos.

El progreso de las tecnologías electrónicas, de materiales y la necesidad de reducción de costes a todos los niveles, han modificado la situación: hoy en día la tendencia general es a buscar una mayor complejidad en la arquitectura para cumplir con unas especificaciones cada vez más exigentes. Por tanto, en este entorno se contará en el futuro con dispositivos que implican anchos de banda mayores y sistema de comunicación que demandan esos dispositivos.

De ahí que los transmisores flexibles en su configuración empiezan a ser predominantes en el rango medio-bajo de potencias de salida en las aplicaciones inalámbricas, entre las que se encuentran los enlaces de datos. En la ref. [2.1] se describe un MODEM variable en frecuencia de FI (70MHz) que flexibiliza la configuración de las velocidades de transmisión y la configuración del espectro a transmitir. Todo en base al uso intensivo de FPGA, DDS y filtros digitales.

Sin embargo, hoy en día, los conversores que van a continuación de los MODEM siguen siendo en su mayoría de banda estrecha o moderada, limitando la flexibilidad o agilidad del Radioenlace [2.2]. Se plantean a

14 Capítulo 2

continuación, por tanto, las opciones para contar con un grado más de facilidad: el canal ágil de salida en los conversores elevadores.

Dentro de la evolución temporal del trabajo realizado, y utilizando el mismo diagrama general presentado en la figura 1.8, el proyecto se encontraría en la FASE1 inicial.


Circuito


Opciones fabricadas


tiempo

Simulaciones



Fase 2: Síntesis


Figura 2.1: Situación general del proyecto (1)

2.1 Conversores elevadores Se ha dicho previamente, que en los radioenlaces actuales - punto a

punto- la tendencia habitual es a utilizar la simple conversión, exclusivamente, cuando el canal convertido de salida es fijo. El diagrama de bloques es sencillo, concretando para un sistema de comunicación digital:

Figura 2.2: Transmisor de un radioenlace digital de canal fijo

Estado del Arte 15

La ventaja de los sistemas digitales es que los Filtros de Banda Base pueden ser digitales (FIR) de forma que se genera directamente una FI de un espectro prácticamente ideal y sin interferencia ínter-símbolo (ISI). Sin embargo, la parte final del diagrama no se ve alterada, como se ve, por la dicotomía entre señales analógicas y digitales, en ambos casos se deberá filtrar la salida para evitar amplificar y emitir señales no deseadas provenientes del mezclador. Si la frecuencia central de FI es alguna de las típicamente utilizadas, sea de 70MHz o 140MHz, la cercanía del oscilador local de RF y la banda de frecuencia de salida obliga a utilizar un filtro muy selectivo en la salida del mezclador, filtro que implica grandes dificultades de diseño caso de utilizar una banda de salida muy amplia:

- Selectividad, retardo de grupo constante, anchura de banda constante y banda total cubierta (en filtros de barrido o tracking filters) son objetivos contrapuestos en todas las técnicas conocidas de filtros de RF y Microondas. [2.3], [2.4]

- Además, el filtro selectivo convencional presenta una impedancia muy alta fuera de las frecuencias de canal de salida, con lo que el mezclador se encuentra desadaptado en frecuencias como las del OL y armónicos provocando mayores reflexiones y peor respuesta en frecuencia y de espurios. Este problema se suele solventar con los filtros adaptativos, [2.5], pero sigue siendo una técnica de difícil aplicación en banda ancha por su propia filosofía, a no ser que se acepten fuertes pérdidas utilizando atenuadores en serie con la señal.

En los enlaces digitales, con cada vez mayor peso relativo en los enlaces de datos actuales, las dificultades se redoblan, ya que:

- Los flujos de información aumentan, dando lugar a esquemas de modulación complejos para dar cabida a una mayor tasa de bits/segundo/Hz y las características de linealidad del sistema de transmisión, tanto en amplitud como en fase, se vuelven más exigentes.

16 Capítulo 2

- Si a lo anterior se añade la necesidad de funcionar de forma ágil en el conversor elevador, parece claro que la misión presenta serias dificultades y la solución no será evidente.

2.1.1 Conversores ágiles de doble conversión Si se necesita agilidad en la salida, el esquema habitual usado es el de

doble conversión de forma que, pasando a través de una 2ª FI alejada en frecuencia del canal de salida, se posibilite su rechazo por un filtro selectivo, pero realizado en frecuencia fija. De la misma forma, se consigue que el OL variable haga su recorrido fuera de la banda de la salida de RF, con lo que el rechazo de este a niveles aceptables se puede ejecutar con filtros fijos.

Se ve claro con un ejemplo concreto de Conversor a la banda Ku [2.6], donde el OL que por falta de aislamiento pase a la salida del Mezclador 2, se filtrará adecuadamente con un Filtro Paso Banda de 14 a 14,5GHz.

Figura 2.3: Conversor elevador de doble conversión

La amplia separación de frecuencias con la que se cuenta desde la FI de entrada hasta la frecuencia de salida permite estructurar sin problemas el diagrama de forma que la salida esté libre de espurios indeseados.

El pasar a un rango de funcionamiento de Ultra Banda Ancha en la salida - 2,5 a 10,5GHz por ejemplo- invalida los valores del esquema anterior, dado que el OL2 entraría en el rango de salida de RF y por tanto haría falta de nuevo el uso de filtros pasa banda (BPF) ágiles.

Para evitarlo se deben cumplir ciertas condiciones:

Estado del Arte 17

1. fOL2min > Frecuencia superior de la Salida fOL2>10,5GHz

2. f2ªFI > 10,5GHz

3. El espectro de salida no debe estar invertido respecto al de la 1ª FI

Las ecuaciones que gobiernan la doble conversión son:

f2ªFI = fOL1 ± f1ªFI y fOUT = ± fOL2 ± f2ªFI

, y los signos de los operandos se eligen en función de las condiciones anteriores y de algún grado de libertad que queda: concretamente se puede modificar la posición en frecuencia de la 2ª FI, lo que dará lugar a diferentes variantes de doble conversión.

2.1.1.a Una primera solución: utilizar una 2ª FI de alta frecuencia y el OL1 > OL2

Freq(GHz)

OL12,5 10,50,07 OL2min

OL2max

FI2

Figura 2.4: Plan de frecuencias de la 1ª solución de doble conversión

El plan de la figura implicaría estas ecuaciones:

f2ªFI = fOL1 + f1ªFI

fOUT = - fOL2 + f2ªFI

, y si se utiliza, por ejemplo, una OL2min de 11,5GHz fOUTmax = - fOL2min+ f2ªFI f2ªFI = 10,5 + 11,5 = 22GHz

Con esta 2ª FI el OL2 debe cubrir el margen de 11,5 a 19,5GHz y el OL1 se sitúa en 21,93GHz. Por supuesto, la 2ª FI podría subir en frecuencia tan arriba como se quisiera, pagando el precio de la dificultad añadida y mayores pérdidas en la realización de filtros, mezcladores y osciladores. Además de un mayor costo.

18 Capítulo 2

El compromiso aconseja la elección de OL2min de 11,5GHz: permite frecuencias relativamente bajas para los mezcladores y osciladores, y está hecho en función de las características exigibles al filtro de salida, que tiene su punto crítico en el rechazo a OL2min. Utilizando las Guías de Diseño del Simulador de Circuito y Sistema ADS de Agilent™ [2.7], con sustrato de tipo plástico (PTFE) de μW, se concluye que la separación de 1GHz es adecuada para posibilitar un filtro ejecutable en la realidad, de banda de paso de 2,5 a 10,5GHz, con estructura de paso alto en serie con paso bajo.

Fijado un rechazo de 20dB, cifra típica para las frecuencias fuera de banda, el orden del filtro paso bajo tipo Chebyshev es de n = 10 [2.3], [2.4].Tanto las Guías de Diseño de ADS como [2.8] dan el resultado de n =11. En todo caso, el orden es elevado y las tolerancias de componentes y / o fabricación pueden degradar la respuesta deseada, haciendo necesaria –seguramente- una fase de ajuste del filtro.

En este punto, se puede visualizar el Transmisor Ágil de Doble Conversión y simular sus prestaciones con el simulador ADS de Agilent, definiendo los bloques de una manera realista:

Vout Vout2Vin

MixerMIX2

S33=0S22=polar(0,180)S11=polar(0,0)ConvGain=dbpolar(0,0)RF_Rej=20 dBLO_Rej2=20 dBLO_Rej1=20 dBImageRej=20 dBSideBand=BOTH

MixerMIX1

S33=0S22=polar(0,180)S11=polar(0,0)ConvGain=dbpolar(0,0)RF_Rej=20 dBLO_Rej2=20 dBLO_Rej1=20 dBImageRej=20 dBSideBand=BOTH

BPF_ChebyshevBPF2

Astop=20 dBBWstop=0.15 GHzRipple=0.1 dBBWpass=90 MHzFcenter=22 GHz

P_1TonePORT1

Freq=OL1freqP=polar(dbmtow(0),0)Z=50 OhmNum=2

MeasEqnMeas2CG=RF_out+20

EqnMeas

MeasEqnMeas1RF_out=dBm(mix(Vout2,1,-1,1))

EqnMeas

VARVAR1

numSymbols=256tstop=numSymbols/(bit_rate/2)tstep=1/(bit_rate*sam_per_bit)sam_per_bit=4Pavs=0_dBmOL2freq=15.5 GHzOL1freq=21.93 GHzIFfreq=70 MHzbit_rate=1.2288 MHz

EqnVar

HarmonicBalanceHB1

NoiseConMode=Noisecon[1]="NC1"Step=0.1 GHzStop=19.5 GHzStart=11.5 GHzSweepPlan=SweepVar=Order[3]=1Order[2]=3Order[1]=3Freq[3]=IFfreqFreq[2]=OL2freqFreq[1]=OL1freqMaxOrder=8

HARMONIC BALANCE

BPF_ChebyshevBPF3

Astop=20 dBBWstop=10 GHzRipple=1 dBBWpass=8 GHzFcenter=6.5 GHz

TermTerm2

Z=50 OhmNum=3

P_1TonePORT3


P_1TonePORT2

Freq=IFfreqP=polar(dbmtow(-20),0)Z=50 OhmNum=1 Amplifier2

AMP1

GainCompPower=15TOI=26S12=0S22=polar(0,180)S11=polar(0.1,0)S21=dbpolar(10,0)

BPF_ChebyshevBPF1

Qu=1000Astop=40 dBBWstop=0.1 GHzRipple=0.2 dBBWpass=36 MHzFcenter=70 MHz

Estado del Arte 19

3.5 4.5 5.5 6.5 7.5 8.5 9.52.5 10.5

-50

-40

-30

-20

-60

-10

freq, GHz

dB

m(V

ou

t2)

m2

m2freq=dBm(Vout2)=-11.853

6.500GHz

1.2E10

1.3E10

1.4E10

1.5E10

1.6E10

1.7E10

1.8E10

1.9E10

1.1E10

2.0E10

8.0

8.2

8.4

8.6

8.8

7.8

9.0

OL2freq

CG

Figura 2.5: Simulación de sistema de la 1ª solución de doble conversión y resultados

Con Mezcladores de Figuras de Mérito habituales –del orden de 20dB en los rechazos entre accesos- se consigue el espectro de salida con rechazos suficientes y ganancia de conversión (CG) útil. Los inconvenientes se resumen en los siguientes puntos:

- El primer mezclador debe soportar niveles altos en la entrada –una buena cifra de Third Order Intercept (TOI)- junto con frecuencias altas de RF / OL: 70MHz de FI y banda de 22GHz para RF y OL. Ejemplo: Miteq DB1826LW1, http://www.miteq.com.

FREQUENCY RANGE

MODEL NUMBER

RF AND LO

(GHz)

IF (GHz)

NOMINAL LO

POWER (dBm)

(Note 1)

CONVERSION LOSS (dB) (Typ./Max.)

(Note 2)

LO-RF ISOLATION

(dB) (Typ./Min.)

RF-IF ISOLATION (dB) (Typ.)

INPUT IP3

(dBm) (Typ.)

OUTLINES

DB1826LW1 18-

26 DC-2 7-13 7.5/9.5 25/20 20 15 31

TB0440LW1 4-40 0.5-20 10-15 10/12 20/18 30 15 32

Tabla 2.1: Especificaciones 1er y 2º mezclador del conversor de doble conversión

20 Capítulo 2

- El 2º mezclador debe cubrir una banda muy ancha en sus accesos, entre 2,5GHz y 22GHz – 3,14 octavas-. Ejemplo: TB0440LW1 (ver Tabla 2.1), Mezclador triplemente balanceado, complejo por tanto. [2.8]

- El 1er. OL en 21,93GHz podría ser un DRO (Oscilador de Resonador Dieléctrico). Es un tipo de oscilador habitual en frecuencias de microondas y con abundante literatura de referencia [2.4], [2.8]. Como ejemplo concreto: LO-222-XC de Lucix, http://www.lucix.com

Model Number LO-211-XC LO-222-XC LO-233-XC LO-245-XC LO-258-XC

Frequency GHz 20.641-21.700 21.701-22.810 22.811-23.980 23.981-25.210 25.211-26.500 RF power (1) dBm 13-16 13-16 13-16 7-10 7-10

Phase noise (1 Hz BW)

@100 Hz dBc/Hz -67 -67 -67 -66 -66 @1 kHz dBc/Hz -92 -92 -92 -91 -91 @10 kHz dBc/Hz -102 -102 -102 -101 -101 @100 kHz dBc/Hz -110 -110 -110 -109 -109 @1 MHz dBc/Hz -135 -135 -135 -134 -134

Size inches 2" x 1.500" x

1.125" 2" x 1.500" x

1.125" 2" x 1.500" x

1.125" 2" x 1.883" x

1.280" 2" x 1.883" x

1.280" Outline PDF 4DG008-1 4DG008-1 4DG008-1 4CD031-1 4CD031-1

Figura 2.6: Características oscilador fijo 1ª solución doble conversión

- El OL variable, el OL2, recorre una distancia de 19,5 / 11,5 = 1,7 0,85 octavas, un margen nada despreciable en este rango de frecuencias. Analizado el mercado de componentes estándar se concluye que para la realización de este oscilador se puede utilizar un VCO seguido de un multiplicador. Como ejemplo concreto: DCMO150320-5, un VCO de Synergy -http://www.synergymwave.com-.

Figura 2.7: Características oscilador variable 1ª solución doble conversión

Estado del Arte 21

, que junto con los Multiplicadores Activos x2, ADA-0106, ADA-0306, ADA-0512 de Marki Microwave -http://www.markimicrowave.com- forman un OL2 que va desde 1,5 a 3,2 x 23 = 12 a 25,6GHz. La alternativa en osciladores tipo YIG –Ytrium Iron Garnett [2.8]- puede ser válida, como por ejemplo el modelo FS-2678 de Teledyne, 12 a 20GHz (www.teledynemicrowave.com), pero a costa de un precio muy elevado (>1500 US$).

Por tanto, bajo este esquema de componentes reales, las frecuencias de trabajo quedarían:

1ªFI (MHz) OL1 (GHz) FI2 (GHz) OL2 (GHz) RFOUT (GHZ)

70 22,43 22,5 12 a 20 2,5 a 10,5

Tabla 2.2: Resumen frecuencias 1ª solución doble conversión

- La existencia de dos OL hace que cada uno de ellos tenga que ser de una calidad superior que la que debieran tener en un sistema de conversión sencilla. Consideradas componentes no correladas de ruido, cada oscilador contribuirá con su Ruido de Fase como suma de potencias al Ruido de Fase Total del sistema. En todo caso, en esta aplicación el Ruido de Fase sólo es importante en cuanto a su afección sobre el C / N del canal a convertir y no sobre la selectividad, dado que no existen canales interferentes en la entrada. Y, vistas las características, el oscilador crítico será el variable y su ruido de fase se verá incrementado por el multiplicador [2.8]:

-95dBc/Hz @ 10Khz + 20log 8 = -77dBc/Hz @ 10Khz

- Por último, el elemento más crítico en el diseño, el Filtro Pasa Banda de Banda Muy Estrecha en 22,5GHz, BW =50MHz, que al necesitar una banda de paso del 0,2 %, dirige a realizaciones en guía de onda por acoplo en iris [2.3]. Cualquier solución en tecnología planar teóricamente realizable es extremadamente crítica con las dimensiones de las líneas de transmisión, lo cual hace imposible su utilización real. Como ejemplo, el filtro de 4 cavidades tipo C60 de K&L Microwave- www.klmicrowave.com-, ofrece un ancho de banda de 50MHz en

22 Capítulo 2

22,5GHz, con un rechazo de >30dB a 22,43GHz y con pérdidas de inserción < 2,25dB.

- Al no tener referencia de catálogo del Retardo de Grupo se podrían utilizar los límites superiores que aparecen en forma de tablas y gráficas para los distintos tipos de filtros paso banda en la bibliografía conocida [2.3]; o medir el filtro; pero en este caso se utilizará el Simulador ADS para observar la influencia del rizado de retardo de grupo sobre la señal digital a convertir.

- Abundando más en la criticidad del filtro, la única posibilidad de utilizar tecnología planar en este filtro intermedio es aumentar su ancho de banda relativo para poder así minimizar sus pérdidas de paso y su diferencia de retardo de grupo, lo cual implica la inserción de una 3ª conversión con el objeto de utilizar una 2ª FI más alejada del OL1. Esto complica aún más la estructura del conversor.

- La propia estructura de doble conversión (o triple en su caso), los componentes necesarios en ella y las frecuencias de trabajo hacen que la expectativa o posibilidad de integración de la estructura no exista, incluso en tecnologías de AsGa.

Simulada la estructura de doble conversión, esta vez con los datos de los componentes citados previamente,

Vout Vout2Vin

BPF_ChebyshevBPF2

IL=3 dBAstop=20 dBBWstop=0.14 GHzRipple=0.1 dBApass=3 dBBWpass=50 MHzFcenter=22.5 GHz

Amplifier2AMP2

GainCompPower=34TOI=45S12=0S22=polar(0.2,180)S11=polar(0.2,0)S21=dbpolar(30,0)

BPF_ChebyshevBPF3

IL=1 dBAstop=20 dBBWstop=10 GHzRipple=1 dBBWpass=8 GHzFcenter=6.5 GHz

TermTerm2

Z=50 OhmNum=3

Amplifier2AMP1


P_1ToneOL1port


MixerMIX1

TOI=15ReferToInput=INPUTS33=0.2S22=polar(0.2,180)S11=polar(0.2,0)ConvGain=dbpolar(-9.5,0)RF_Rej=20 dBLO_Rej2=20 dBLO_Rej1=20 dBImageRej=20 dBSideBand=BOTH

MixerMIX2

TOI=15ReferToInput=INPUTS33=0.2S22=polar(0.2,180)S11=polar(0.2,0)ConvGain=dbpolar(-12,0)RF_Rej=30 dBLO_Rej2=18 dBLO_Rej1=18 dBImageRej=0 dBSideBand=BOTH

P_1ToneOL2port


P_1ToneFIport

Freq=IFfreqP=dbmtow(IFpower)Z=50 OhmNum=1

BPF_ChebyshevBPF1

Qu=1000Astop=40 dBBWstop=0.1 GHzRipple=0.5 dBApass=1 dBBWpass=36 MHzFcenter=70 MHz

Figura 2.8: Esquema real de sistema de la 1ª solución de doble conversión

Estado del Arte 23

3.5 4.5 5.5 6.5 7.5 8.5 9.52.5 10.5

-50

-40

-30

-20

-10

0

-60

10

freq, GHz

dB

m(V

ou

t2)

3.0E9 4.0E9 5.0E9 6.0E9 7.0E9 8.0E9 9.0E9 1.0E102.0E9 1.1E10

10.0

10.5

11.0

9.5

11.5

22.5 GHz-OL2freq

Ga

na

nci

a_

Co

nve

rsio

n

3.0E9 4.0E9 5.0E9 6.0E9 7.0E9 8.0E9 9.0E9 1.0E102.0E9 1.1E10

40

42

44

46

38

48

(22.5 GHz-OL2freq)

Re

cha

zo

Figura 2.9: Simulación real de sistema de la 1ª solución de doble conversión

Se concluye, por tanto, que esta 1ª solución es factible con componentes del estado del arte pero da lugar a un sistema complejo y voluminoso o muy caro, más aún cuando se aplique una conversión añadida para evitar el uso de un filtro intermedio de cavidades de anchura de banda relativa del 0,2%.

En cuanto a las cifras de distorsión de 3er. orden, estas vendrán fijadas por la cifra de TOI de los mezcladores, que están trabajando en el rango de (-15dB) respecto a la misma:

Vin Vout Vout2

Amplifier2AMP1


MixerMIX1

TOI=15ReferToInput=INPUTS33=0.2S22=polar(0.2,180)S11=polar(0.2,0)ConvGain=dbpolar(-9.5,0)RF_Rej=20 dBLO_Rej2=20 dBLO_Rej1=20 dBImageRej=20 dBSideBand=BOTH

Amplifier2AMP2


P_nTonePORT4

P[2]=polar(dbmtow(IFpower),0)P[1]=polar(dbmtow(IFpower),0)Freq[2]=IFfreq+2 MHzFreq[1]=IFfreq-2 MHzZ=50 OhmNum=4 BPF_Chebyshev

BPF2

IL=3 dBN=4Astop=BWstop=0.14 GHzRipple=0.1 dBApass=1 dBBWpass=50 MHzFcenter=22.5 GHz

BPF_ChebyshevBPF3

IL=1 dBAstop=20 dBBWstop=10 GHzRipple=1 dBBWpass=8 GHzFcenter=6.5 GHz

TermTerm2

Z=50 OhmNum=3P_1Tone

OL1port


MixerMIX2

TOI=15ReferToInput=INPUTS33=0.2S22=polar(0.2,180)S11=polar(0.2,0)ConvGain=dbpolar(-12,0)RF_Rej=30 dBLO_Rej2=18 dBLO_Rej1=18 dBImageRej=0 dBSideBand=BOTH

P_1ToneOL2port


BPF_ChebyshevBPF1

Qu=1000Astop=40 dBBWstop=0.1 GHzRipple=0.5 dBApass=1 dBBWpass=36 MHzFcenter=70 MHz

24 Capítulo 2

6.56.4 6.6

-50-40

-30

-20-10

0

-60

10

freq, GHz

dBm

(Vou

t2)

m1

m2

m1freq=dBm(Vout2)=9.358

6.498GHz

m2ind Delta=dep Delta=-27.675delta mode ON

8.000E6

Figura 2.10: Simulación de la distorsión de 3er. orden de la 1ª solución de doble

conversión

Por tanto, el IM2 – distorsión de 3er. orden medida con dos tonos sencillos- está alrededor de los 30dB. Un paso más de mezcla, empeoraría esta cifra.

Para completar el estudio del 1er. conversor-elevador ágil de doble conversión, quedaría por simular el comportamiento ante una señal de FI modulada en QPSK, habitual modulación digital en los Radioenlaces punto a punto. Otros tipos de modulaciones, de mayor rendimiento espectral de bit/s/Hz, también son posibles. [1.1] [2.1]

Desde el punto de vista de este tipo de modulaciones digitales, las características del conversor a las que se va a tener que prestar especial atención son aquellas que influyen directamente en la calidad de la modulación: el Ruido de Fase de los OL – queda fuera de las pretensiones de este trabajo- y la linealidad de las respuestas de Fase de los filtros, limitadas por un Retardo de Grupo máximo que no empeore la calidad de la modulación digital.

Esta última, se suele especificar a través de la medida del EVM en % (Error Vector Magnitude, en %) o su equivalente MER (Modulation Error Ratio, en dB), ambas válidas y profusamente utilizadas en este campo, constituyendo Figuras de Mérito estándares de valoración de moduladores y conversores [2.17]. En el fondo, es una manera directa de acotar todos los errores que pueden afectar a la medida definitiva de la tasa de Errores de Bit - Bit Error Rate o BER- a través de la degradación del las relaciones C/N y S/N: Ruido de Fase de los sucesivos pasos, distorsiones de 2º y 3er. orden, diferencia de retardo de grupo, degradación de la respuesta en frecuencia del canal –inclinación y rizado-, y reflexiones multi-trayecto.

Estado del Arte 25

Las definiciones de ambas magnitudes –EVM y MER- y su relación matemática se estudian en abundantes referencias, como las que van de [2.9] a [2.17]. Ver el resumen de las mismas en Anexo A.

Así, se puede medir el MER y el EVM de la 1ª solución de doble conversor, utilizando toda la potencialidad de las diferentes tecnologías de simulación que se incluyen en ADS de Agilent Technologies. [2.7] [2.20]

BPF_Chebyshev

BPF4

IL=1 dBAstop=20 dBBWstop=12 GHzRipple=1 dBApass=3 dBBWpass=8 GHzFcenter=6.5 GHz

Amplifier2AMP2

GainCompPower=TOI=45S12=0S22=polar(0.2,180)S11=polar(0.2,0)S21=dbpolar(20,0)

BPF_ChebyshevBPF3

Astop=20 dB

BWstop=140 MHzRipple=0.1 dBBWpass=50 MHzFcenter=22.5 GHz

medidor_salida_convX4

QPSK_mod2X3

Amplifier2AMP4


MixerMIX2

TOI=35ReferToInput=INPUTS33=0.2S22=polar(0.2,180)

S11=polar(0.2,0)ConvGain=dbpolar(-12,0)RF_Rej=30 dBLO_Rej2=18 dBLO_Rej1=18 dBImageRej=0 dBSideBand=BOTH

Amplifier2AMP1


MixerMIX1

TOI=25ReferToInput=INPUTS33=0.2S22=polar(0.2,180)

S11=polar(0.2,0)ConvGain=dbpolar(-9.5,0)RF_Rej=20 dBLO_Rej2=20 dBLO_Rej1=20 dBImageRej=20 dBSideBand=BOTH

P_1ToneOL2port

Freq=OL2freqP=polar(dbmtow(13),0)Z=50 Ohm

Num=3

P_1ToneOL1port


10

20

30

40

50

60

70

80

90

10

0

11

0

12

0

13

0

0 14

0

-80

-60

-40

-20

-100

0

freq, MHz

dB

m(S

1)

m1 m2

m1freq=dBm(S1)=-29.191

53.78MHzm2freq=dBm(S1)=-30.130

85.58MHz

6.56.4 6.6

-120

-100

-80

-60

-40

-20

-140

0

freq, GHz

dB

m(S

2)

m3 m4m3freq=dBm(S2)=-25.761

6.485GHzm4freq=dBm(S2)=-23.869

6.514GHz

Figura 2.11: Simulación de espectro QPSK, EVM y MER de la 1ª solución de doble

conversión

Y los resultados:

26 Capítulo 2

Figura 2.12: Resultados de la 1ª solución de doble conversión

Se observa que la degradación es considerable: la cadena de conversión sin filtro intermedio implica el paso de un MER en origen de 68dB a una cifra de 43dB. Aquí intervienen los puntos de intercepción (TOI) de amplificadores y mezcladores.

La utilización del filtro selectivo en la 2ª FI de 22,5GHz implica una degradación en el MER desde 43dB a 36dB, en el mejor de los casos. Se han comparado tres tipos de filtros – Bessel (retardo de grupo mínimo), Butterwoth (amplitud máximamente plana) y Chebyshev (0,1dB de rizado)- y se concluye que el filtro adecuado es el Chebyshev de 0,1dB: podría parecer paradójico, pues el candidato claro era el Bessel, pero éste tiene una respuesta en amplitud peor en el extremo de la banda (-3dB) y el conjunto de ambas distorsiones –amplitud y fase- resulta peor. Lo cual confirma lo que se afirma en la ref. [2.3].

En todo caso, los ecualizadores adaptativos en recepción [1.1] [2.1] [2.15] [2.23], basados en técnicas de procesado de señal, permiten eliminar gran parte de las distorsiones lineales de amplitud y fase, bajo un criterio de mejora del MER y por tanto minimización del BER. La bibliografía recomienda la caracterización de la calidad del conversor en presencia o no del ecualizador en recepción [2.13] [2.15].

Por tanto, este filtro selectivo en alta frecuencia va a ser extremadamente crítico en la aplicación de doble conversión: si el objetivo es un EVM del 1% o MER de 40dB – sin ecualizador en recepción- se deberá, obligatoriamente, pasar a un conversor en tres pasos con una 2ª FI en el entorno del GHz, con lo que el filtro de 22,5GHz no deberá ser tan selectivo.

Estado del Arte 27

Otra forma de salvar el escollo de los filtros muy selectivos es utilizar mezcladores de rechazo de banda lateral y mezcladores balanceados, de forma que las exigencias de rechazo en los filtros se puedan relajar. Este tipo de mezcladores son los que se van a estudiar en los siguientes apartados.

En cuanto al ruido de fase, su peso sobre el EVM es de un orden de magnitud menor con osciladores de calidad y los OL seleccionados previamente servirían para la aplicación.

Teniendo en cuenta todo lo anterior, la utilización de la múltiple (doble o triple) conversión para conseguir agilidad de salida se vuelve prácticamente inviable con un bajo coste del conversor. La solución habitual iría por una triple conversión, haciendo la estructura más compleja y mayor el peso relativo de la degradación debida al ruido de fase de los Osciladores Locales y las distorsiones no lineales.

2.1.1.b Una segunda solución: utilizar una 2ª FI de alta frecuencia y el OL1 < OL2

Freq(GHz)

2,5 10,50,07 OL2min

OL2max

OL1

FI2

Figura 2.13: Plan de frecuencias de la 2ª solución de doble conversión

En este caso, esta segunda solución conduce a mezcladores más abordables en cuanto a anchura de banda a cubrir y, por el contrario, a un OL variable de más alta frecuencia con mayores dificultades de realización. Utilizando los mismos criterios que en el caso anterior:

f2ªFI = fOL1 - f1ªFI

fOUT = fOL2 - f2ªFI

, con f2ªFI de 11, 5GHz fOL2min = fOUTmin + f2ªFI fOL2min = 2,5 + 11,5 = 14GHz

También, fOL2 max = 10,5 + 11,5 = 22GHz y f2ªFI = fOL1 - f1ªFI fOL1 = 11,57GHz

28 Capítulo 2

Se observa que el esquema y sus prestaciones podrían ser algo mejores que el caso anterior, debido a que el elemento crítico, el filtro selectivo de FI, se puede diseñar con mejores prestaciones en una frecuencia central de 11,5GHz que en 22,5GHz.

En todo caso, y a modo de CONCLUSION al apartado 2.1.1:

- el esquema de doble conversión se convierte en algo realmente sofisticado cuando se construye con componentes del estado del arte y no es buen candidato si lo que se busca es simplicidad, compacidad, y posibilidad de utilizar tecnología integrada.

- La excesiva criticidad del sistema hace que el paso natural sea una 3ª conversión, lo que abunda aún más en el punto anterior.

De ahí que el presente trabajo vaya en la línea de utilizar estructuras de banda ancha y simple conversión, de forma que se evite la utilización de filtros selectivos y de bajo retardo de grupo, condiciones ambas excluyentes entre sí, y que llevan a diseños voluminosos y específicos.

2.1.2 Conversores ágiles de simple conversión Se fundamenta en la denominada técnica de desplazamiento de fase,

aplicada a la generación de SSBM o Modulación de Banda Lateral Única, técnica basada en la conocida propiedad de la modulación AM, en la que cada banda lateral generada presenta un ángulo de fase de signos opuestos [2.24]. Partiendo de esa propiedad, se propusieron en el pasado múltiples estructuras que consiguen eliminar - por combinación en desfase de 180º – una de las bandas laterales.

Las más conocidas son las arquitecturas propuestas por R. Hartley, [2.25], Fig. 2.14 y D.K. Weaver, [2.26], Fig. 2.17. En ambos casos se utilizan desfasadores de 90º y Moduladores Balanceados para conseguir la SSB. En la figura 2.14, el caso propiamente conocido como Desplazamiento de Fase, la explicación con señales sinusoidales es simple y se puede comprender en base a ecuaciones trigonométricas:

Estado del Arte 29

Figura 2.14: Modulador SSB tipo Hartley

Si en lugar de una señal pura, la entrada consiste en una señal de envolvente compleja – como es el caso con la señal en 70MHz - la explicación intuitiva es sencilla si se atiende al desarrollo en serie de la señal y se constata que el desfase de 90º es constante en toda la banda de entrada, condición que hace más exigente la especificación del híbrido de la señal moduladora.

Por abundar en la explicación intuitiva iniciada, visto de modo gráfico en el caso de un receptor basado en la estructura de Hartley, bastaría con interpretar la figura en sentido inverso, desde la FI hacia la RF para deducir como se produce la cancelación de la banda lateral en modulación:

Figura 2.15: Receptor tipo Hartley

30 Capítulo 2

Figura 2.16: Cancelación banda lateral en receptor Hartley

La idea básica, es el diferente tratamiento que dan a las frecuencias positivas y negativas los desfasadores de 90º - entre ellos los híbridos de 3dB –Esta situación se formula teóricamente a través de la Transformada de Hilbert [2.24]: Se observa en la figura como las frecuencias positivas, tanto la BLS como la BLI, son decaladas 90º mientras las frecuencias negativas, son adelantadas 90º eso hace que en la entrada del sumador las componentes positiva y negativa en frecuencia de una de las bandas (BLS) se presenten en fase y las de BLI en contrafase, con lo que se cancelan. Es la misma idea que, simplificada con tonos, se resolvía en base a multiplicaciones y sumas trigonométricas en la figura 2.14.

Existen abundantes referencias de este tipo de estructuras, dado que planteada desde el punto de vista de recepción da lugar a lo que se denomina como receptores con Rechazo de Imagen, ampliamente utilizados en los sistemas de comunicación actuales, GSM, DECT, etc. [2.27] [2.28] [2.30]

Dada la dificultad de ejecutar el desfase de 90º de manera constante en toda la banda de entrada, hizo que se planteara por parte de K.D. Weaber, un desarrollo más complejo en el que el desfase de 90º se consigue por medio de

Estado del Arte 31

una modulación previa. De hecho, se trataría de nuevo de un esquema de doble conversión.

Figura 2.17: Modulador SSB Weaber

Visto el diagrama anterior, parece obvio el plantearse la opción de contar con las entradas I / Q en la 1ª FI de 70MHz con lo que, en teoría, se podría obviar el 1er paso mezclador y simplificar el diagrama de la figura 2.14. Ahora bien, para que el sistema rechace convenientemente una de las bandas laterales, el equilibrio en las vías I y Q debe ser absoluto, y eso lleva a necesitar posibilidades adicionales en el modem de 70MHz o a contar con circuitos adicionales en el conversor para poder regenerar y ortogonalizar las señales en la entrada de los mezcladores balanceados.

Llevados estos esquemas al rango de las Microondas, los desfasadores se construyen habitualmente con Híbridos de 90º y los Moduladores Balanceados con estructuras equilibradas de diodos o celdas de Gilbert - [2.4], [2.9], [2,29], [2.30] -, dando lugar a lo que comúnmente se conoce como Moduladores de Banda Lateral Única o SSBM, con una estructura típica como la de la figura a continuación, donde la entrada RFIN correspondería al habitual OL y RFOUT sería la salida del conversor elevador.

32 Capítulo 2

Figura 2.18: Modulador SSBM de microondas

Un sencillo diagrama fasorial nos explicita la versatilidad de la estructura

en cuanto a poder utilizarlo como conversor elevador de BLS o BLI,

simplemente conmutando la entrada de FI a utilizar (IF LSB o IF USB). A los

dos osciladores en cuadratura se incorporan a través de la multiplicación

ejecutada por los mezcladores las señales de FI también en cuadratura, lo que

justifica que los giros de los fasores sean de sentido contrario y que la posición

relativa de cada fasor deba estar decalada 90º, lo que junto con los 90º de la

portadora da lugar a los 180º que llevan a la cancelación de la BLI y el refuerzo

de BLS en el caso a) y la cancelación de la BLS y el refuerzo de BLI en el caso

b).

Figura 2.19: Diagrama fasorial Modulador SSBM BLI y BLS

cos·ωct

cos·(ωct+90º)

BLI, cos·(ωOL-ωFI)t

BLS, cos·(ωOL+ωFI)t

BLS, cos·(ωOL+ωFI)t BLI, cos ·(ωOL-ωFI)t

cos·ωct

cos·(ωct+90º) BLI, cos·(ωOL-ωFI)t



BLI, cos·(ωOL-ωFI)t

b) SSBM BLI: cancelación BLS a) SSBM BLS: cancelación BLI

Estado del Arte 33

Este aparentemente fácil –y versátil- funcionamiento contrasta con el

hecho de que la estructura presenta una alta dificultad constructiva, causada

por la necesidad de cumplir dos características básicas:

- La necesidad de contar con Híbridos o Desfasadores que tengan suficiente equilibrio en su desfase en todo el ancho de banda requerido. En el caso de FI bajas – como es el caso de 70MHz– la necesidad choca con las grandes dimensiones inherentes a la construcción planar (microstrip, strip-line) del híbrido: el uso de componentes discretos es una alternativa posible y el uso de híbridos basados en transformadores sobre núcleos de ferrita es lo más habitual. [2.29] [2.30]

- La necesidad de que los dos caminos de señal- denominados como vía I y vía Q – sean exactamente iguales para que las cancelaciones se produzcan adecuadamente. Esto implica habitualmente igualdad y simetría en el Layout e igualdad de los dispositivos que forman parte de la cadena.

En ambos aspectos, la constante mejora de la fabricación, tanto de componentes como de procesos, hace que sea posible abordar diseños que años atrás eran impensables. Sirva como ejemplo, los componentes comerciales de las referencias [2.31] y [2.32], donde se observan órdenes de magnitud de entre 20 y 40dB en los rechazos a Banda Lateral y OL y bandas de funcionamiento del orden de la octava.

Simulada en los dominios del tiempo y la frecuencia la estructura de la figura 2.18, con elementos ideales de ADS (se denomina como OL lo que en la figura era RF IN):

34 Capítulo 2

FI_90

Q

OL_90

OL_0

I

FI_0

FI

RFOL

Mixer2MIX2

ConvGain=dbpolar(0,0)SideBand=BOTH

Mixer2MIX1

ConvGain=dbpolar(0,0)SideBand=BOTH

RR1R=50 Ohm

P_1ToneIF

Freq=0.07 GHzP=polar(dbmtow(0),0)Z=50 OhmNum=1

hyp_70_MHzX1

-90

0IN

ISORR3R=50 OhmPwrSplit2

PWR1

S31=0.707S21=0.707

P_1ToneOL

Freq=6.5 GHzP=polar(dbmtow(10),0)Z=50 OhmNum=2

hyp_6pt5_GHzX2

-90

0 IN

ISO

RR2R=50 Ohm

Figura 2.20: Esquema de simulación ideal de un SSBM

10 200 30

-200

0

200

-400

400

time, nsec

TR

AN

.FI,

mV

TR

AN

.FI_

0,

mV

TR

AN

.FI_

90

, m

V

0 300

-1.0

-0.5

0.0

0.5

1.0

-1.5

1.5

time, psec

TR

AN

.OL

, V

TR

AN

.OL

_0

, V

TR

AN

.OL

_9

0,

V

20 40 60 800 100

-400

-200

0

200

400

-600

600

time, nsec

TR

AN

.I,

mV

TR

AN

.Q,

mV

63.0 63.9

-200

0

200

400

-400

600

time, nsec

TR

AN

.RF

, m

V

Figura 2.21: Resultados en el dominio del tiempo de un SSBM ideal

6.4 6.6

-600

-400

-200

-800

0

freq, GHz

dB

m(H

B.I

)

6.4 6.6

-100

0

100

-200

200

freq, GHz

ph

ase

(HB

.I)

6.4 6.6

-600

-400

-200

-800

0

freq, GHz

dB

m(H

B.Q

)

6.4 6.6

-100

0

100

-200

200

freq, GHz

ph

ase

(HB

.Q)

m1freq=dBm(HB.RF)=-0.001

6.570GHz


-1.400E8

6.4 6.6

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

-100

0

freq, GHz

dB

m(H

B.R

F)

m1

m2

m1freq=dBm(HB.RF)=-0.001

6.570GHz


-1.400E8

Figura 2.22: Resultados en el dominio de la frecuencia de un modulador ideal SSBM

Estado del Arte 35

Se observan en el análisis temporal las señales en cuadratura tanto de la entrada de FI como de la del oscilador local OL, el desfase de 90º entre las dos salidas de los mezcladores ideales y el resultado temporal de una de las bandas laterales –en este caso la BLS en 6,57GHz-. Caso de necesitar extraer la BLI, bastaría con inyectar la FI en la entrada 0º del híbrido o combinar las salidas I y Q con un Híbrido de 180º en lugar del combinador de 0º usado.

La figura 2.22 muestra el funcionamiento de la cancelación en el dominio de la frecuencia, con representación de módulo y fase de las señales implicadas: el resultado final ya indica, que incluso con elementos ideales, la cancelación no es total debido a la variación de las impedancias presentadas por los diferentes elementos, sobre todo los híbridos, en las frecuencias fuera de su rango típico. Respecto al OL, su cancelación será directamente la de los mezcladores balanceados utilizados como módulo básico: en este caso los mezcladores ideales rechazan completamente el OL.

En cuanto al resto de señales presentes, se debería hacer una simulación en toda la banda para observar el nivel de los diferentes armónicos y mezclas que caen dentro de la banda de salida; se concluye que según sea el rechazo especificado habrá que utilizar algún filtraje para eliminar los armónicos dentro de la banda. En este caso se ha considerado el híbrido de 70MHz de líneas ideales y el del OL con un rizado de G de 1dB y de Fase de 3º, con lo que las cancelaciones se ven afectadas y bajan al orden de los 30dB.

2 4 6 8 10 120 14

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

-100

0

freq, GHz

dB

m(R

F)

m1

m2

m1freq=dBm(RF)=-7.115

2.570GHz


-1.400E8

Figura 2.23: Respuesta armónica en toda la banda de salida del SSBM ideal

36 Capítulo 2

Ejecutando un barrido del OL se podrán observar los aislamientos entre accesos y las relaciones de rechazo entre BLS y BLI, OL para híbridos ideales, y la influencia de introducir un desequilibrio en amplitud (1dB) y en fase (5º) en el híbrido del OL –respuestas con índice 1-.

Figura 2.24: Orden de magnitud de rechazos en un SSBM ideal

Se observa, que el orden de magnitud de los rechazos está entre >20 para los híbridos con desequilibrios en amplitud y fase y ≈ 40dB para los híbridos ideales, lo que concuerda con lo estudiado en la teoría de Receptores de Rechazo de Imagen – [2.27], [2.28], [2.29] [2.30]- donde se aporta el dato de los órdenes de magnitud del rechazo en función de los desequilibrios en los híbridos. Las cifras son, por lo tanto, coherentes.

Para conseguir mayores rechazos habría que plantear novedades que mejoraran el comportamiento:

- Para conseguir mayor rechazo al OL perfeccionar y/o modificar los mezcladores simple/doblemente balanceados.

- Para conseguir mayor rechazo a la BLND se plantea el pasar a un esquema novedoso, denominado a partir de aquí como Doble

Estado del Arte 37

SSBM en Cuadratura (QDSSBM): se trataría de utilizar dos SSBM colocados en cuadratura para conseguir una doble cancelación de la BLND - se analiza con detalle en el Capítulo 3-. Los SSBM de banda ultra ancha del estado del arte, como la referencia [2.29], abundan en esta línea de basarse en estructuras de múltiple cancelación en 90º - multiple 90º cancellation- para conseguir cifras típicas >30dB para la supresión de la banda lateral no deseada.

- Para conseguir mayor rechazo a los armónicos de señal y OL utilizar un filtro ágil, pero en este caso mucho menos restrictivo que un paso-banda ágil: sería un paso-bajo ágil que elimine los principales armónicos a partir de 5GHz, donde caería el primer 2º armónico del canal en 2,5GHz

Tal y como se hizo en el apartado anterior con el esquema de doble conversión, se analiza la conversión de una señal QPSK de alta velocidad de flujo, atendiendo a los efectos que van a producir tanto el rizado de amplitud como de fase sobre el equilibrio de las señales I / Q. Los ecualizadores en recepción eliminarán gran parte de las distorsiones lineales del canal, del que el conversor forma parte (ver 2.1.1.1). Para el caso del SSBM sencillo:

Figura 2.25: Esquema y Espectro QPSK de un SSBM ideal

38 Capítulo 2

Se observa en los resultados una degradación razonable en el MER, teniendo en cuenta los desequilibrios en los híbridos y las cifras de distorsión de 3er. Orden de los mezcladores y amplificador de salida – éste se ha colocado para tener una ganancia de conversión neta en el conversor-.

A modo de CONCLUSION, la consecución de un buen SSBM se basará, por tanto, en varios objetivos parciales:

- Mezcladores Doblemente Balanceados (DBM) para conseguir suficiente rechazo del OL en toda la banda de funcionamiento -2,5 a 10,5GHz-. Estos pueden ser pasivos, normalmente con diodos o FET auto-polarizados, o activos, básicamente Celdas de Gilbert que constituyen un multiplicador en cuatro cuadrantes. [2.33]

- Híbridos y combinador de Banda Ultra Ancha para la cancelación suficiente de la Banda Lateral no deseada

- Comportamiento conocido y controlado de los diferentes elementos fuera de su banda típica de frecuencia, con idea de predecir cancelaciones o refuerzos adicionales de las señales implicadas en toda la banda

- Utilización de la estructura más favorable en cuanto a diferentes combinaciones de híbridos de 90º y 180º, cara al objetivo de cancelaciones de las diversas señales y sus armónicos

- Simetría en el diseño del layout y máximo control del proceso de fabricación para mantener el equilibrio entre las vía I y Q. Se puede pensar en herramientas alternativas que nos sirvan para compensar los desequilibrios inevitables: polarizaciones individualizadas, ajustes, auto-calibración,…etc.

- Dado que la principal fuente de interferencias en el canal procesado sería la presencia de, por un lado, las BLND del resto de conversores, y por otro, los OL que aparecen en la salida de RF, se plantea la conveniencia de realizar medidas sistemáticas

Estado del Arte 39

de cuál va a ser el rechazo necesario respecto al canal útil, en presencia de diversos tipos de modulación. Es lo que se hará en el capítulo siguiente en el apartado de especificaciones.

2.1.3 Conversores ágiles de modulación directa Hay otra opción que va cobrando mayor importancia a medida

que la velocidad de procesado en aplicaciones de banda base va siendo cada vez más alta, posibilitando la síntesis directa de formas de onda complejas en el dominio del tiempo -lo son las modulaciones digitales modernas- [2.34] [2.35].

Los productos comerciales permiten trabajar en síntesis directa en el entorno de los 100MHz para Modulación en Cuadratura e incluso en 400MHz en síntesis directa de frecuencia [2.36] [2.37]. Con estas cifras se puede pensar, hoy en día, en sintetizar la FI de 70MHz digitalmente, con lo que eso supone de flexibilidad y precisión.

El diagrama de bloques del conversor ágil constaría básicamente de tres grandes bloques:

ADC + Modulador de Cuadratura Digital + DAC

- El 1º digitaliza las dos salidas I / Q del híbrido de FI, de forma que se dispone de dos secuencias digitales X e Y en cuadratura. También se podría muestrear la señal directamente y fabricar luego las dos secuencias en cuadratura, en base a decalar 90º una respecto a la otra….en todo caso es un paso que se puede abordar con la tecnología actual.

- El 2º se encargaría de la generación digital de la señal de salida en la banda entre 2,5 y 10,5GHz. La estructura sería la de la figura, y en ella se observan los osciladores numéricos (NCO) y los mezcladores y sumador digitales, que se pueden construir en base a puertas AND, OR y NOT.

40 Capítulo 2

Figura 2.26: Diagrama de Modulador de Síntesis Directa

Evidentemente, en este caso, la dificultad de la realización estriba en

que la información digital debe ir, por lo menos, al doble de velocidad que la

máxima frecuencia involucrada, por la conocida teoría del muestreo. Es decir,

se debe contar con una velocidad de reloj a la salida del NCO de, como

máximo, 2 * OLmax = 2 * 10,5GHz = 21GHz. Además, la estructura del NCO –

[2.34]- hace que el Reloj de Sistema deba ser de, al menos, el doble, es decir

42GHz.

Para que el multiplicador funcione correctamente, también habrá que

sobre-muestrear las secuencias de la información para que vayan a la misma

velocidad que la salida de los NCO. Por tanto, esta parte del sistema se

enfrenta a dificultades extremas para poder realizarla por síntesis directa.

- Finalmente, y dado que para cualquier aplicación práctica de tipo radiado se debe convertir de nuevo la señal a analógica, previo a la amplificación de salida habrá un conversor D / A que se convertirá en otro cuello de botella del sistema, pues tendrá que procesar la información de forma que su salida pueda ser de 10,5GHz analógica de nuevo el reloj deberá ser de al menos una velocidad básica de 2 * Fmax = 2 * 10,5GHz = 21GHz. Cifra claramente en el terreno de la ficción científica, dado que se multiplica por 10 la frecuencia de trabajo actual de este tipo de dispositivos.

Estado del Arte 41

2.1.4 Conclusiones a los conversores ágiles Se presenta un RESUMEN de lo visto hasta ahora cara a enfocarlo

hacia el trabajo que se va a desarrollar:

- La conversión ágil por doble conversión también puede verse beneficiada por el uso de mezcladores de rechazo de imagen en su diagrama de bloques, dado que puede complementar el diseño, rebajando las especificaciones de filtrado convencional y posibilitando la optimización de varios aspectos: simplificación del diagrama por ejecución de 2 conversiones y no 3, uso de tecnología planar en la ejecución del filtrado de 2ª FI, reducción de la potencia de ecualización en recepción….

- Los rechazos del orden de 20 a 40dB en los dispositivos del estado del arte no serían suficientes para una aplicación de combinación de conversores elevadores en banda ancha, teniendo en cuenta las cifras de dBc (dB a Carrier) necesarias para un procesado transparente de las diferentes señales. Ahora bien, el amplio espectro disponible y la minimización de los espurios generados si facilita el uso de estructuras flexibles, ayudado quizá por filtros variables de orden menor.

- La aplicación anterior exigiría estructuras más complejas como la novedosa Doble SSBM en Cuadratura (QDSSBM) o la ya mencionada doble conversión con paso por FI en el rango de 20GHz, consiguiéndose rechazos en el orden de 40 a 50dB, suficientes para la combinación en banda ancha sin perjuicio en el MER de salida.

- Respecto al rechazo de OL, éste se garantiza con la utilización de un mezclador suficientemente bueno: los mezcladores balanceados (simple, doble y triplemente), con o sin polarización y el mezclador distribuido son candidatos para ello –ver apartado 2.2-.

42 Capítulo 2

- Se han de anotar los problemas de la Doble Conversión, entre los que destaca la imposibilidad de realizar toda la solución en tecnología planar, tal y como se ha visto.

Por tanto, vistas las opciones, se plantea en este trabajo el estudio, análisis y síntesis de un dispositivo de conversión ágil, basada en las técnicas de desplazamiento de fase, con especial atención al diseño, ejecución y contraste de un prototipo mezclador que rechace suficientemente tanto el OL como la Banda Lateral no deseada.

2.2 Mezcladores de banda ultra ancha En el apartado anterior se han presentado diversos diagramas de

bloques de conversores ágiles y en todos ellos el elemento nuclear es el mezclador. Cada solución implicará unas especificaciones determinadas para este dispositivo, y en el caso de conversores ágiles de simple conversión y de banda ultra ancha, los mezcladores deberán conservar la misma cobertura de frecuencia que el OL.

Ya se ha enfatizado que la dificultad de la banda ultra ancha está, además, directamente relacionada con que se consiga mantener una baja asimetría de los híbridos, tanto en amplitud como en fase. Evidentemente, esto exigirá un estudio exhaustivo realizado en el apartado 2.3. De momento, se estudiarán las principales opciones para diseñar el Mezclador básico, que debe rechazar el OL en una cifra considerable.

La teoría básica de mezcladores es muy conocida, dado que es un dispositivo ampliamente utilizado en Receptores y Transmisores, tanto en frecuencias de RF como en Microondas [2.4] [2.8] [2.9] [2.24] [2.29] [2.30]. Además, en el seno del Departamento se cuenta con amplio trabajo previo, enfocado en el diseño de diversos mezcladores activos y pasivos en tecnologías integradas [2.39] [2.40] [2.41] en aplicaciones de conversión desde y hacia la banda de UHF de TV y la banda de 5GHz en estándares 802.11 y 802.16.

En origen, el mezclador es un pequeño – pero complejo- sistema que aprovecha las no linealidades de dispositivos básicos y su combinación, para

Estado del Arte 43

conseguir una propiedad necesaria en los sistemas de comunicación: la traslación de frecuencias.

De esta forma es posible conseguir transportar la información a frecuencias donde poder ejecutar la operación inherente a la aplicación que se esté desarrollando: amplificarla y radiarla a través de una antena, demodularla en una frecuencia determinada donde el filtraje de la señal útil sea sencillo (receptor heterodino),…etc.

El comportamiento básico de un mezclador se suele analizar desde dos puntos de vista o aproximaciones al fenómeno: [2.28] [2.30] [2.38]

- la 1ª aproximación al mezclador es la de considerarlo como un multiplicador de señales: en la figura 2-27, se mezclan –multiplican- dos señales sinusoidales, y se observan en el dominio frecuencial:

Figura 2.27: Diagrama de Mezclador visto como Multiplicador

44 Capítulo 2

Además de los tonos simples, se han de considerar todos los armónicos y mezclas de orden superior que serán originados por la no linealidad de los dispositivos mezcladores, no linealidad que habitualmente se considera como un desarrollo polinómico de orden n:

y = a0 + a1· x + a2 · x2 + a3 · x3+……………

Lo que dará lugar al típico espectro de salida de un dispositivo no lineal, conjunto de mezclas y armónicos de todas las frecuencias involucradas.

- La 2ª aproximación se suele realizar desde el punto de vista de considerar el elemento no lineal bajo condiciones de conmutación, de forma que alternativamente se da paso o no hacia la salida la señal de entrada. Esta situación se puede modelar como se ve en la figura, como una modulación de pulso o muestreo de la señal de entrada: con lo que es aplicable toda la Teoría del Muestreo para analizar la situación [2.38].

Figura 2.28: Diagrama de Mezclador visto como Conmutador gobernado por el OL

Recordando que multiplicación en el dominio del tiempo implica convolución en el de la frecuencia, se producirán replicas de la señal de entrada en todos los armónicos asociados al oscilador local LO.

Estado del Arte 45

Desde el punto de vista de la anchura de banda en la que este dispositivo básico se comporta como tal, en ambas aproximaciones se podrá afirmar que la limitación está en los dispositivos usados para la ejecución del mezclador y en su estructura, debiendo ser estos de comportamiento de banda ancha.

Ambas aproximaciones comparten la división genérica de mezcladores en pasivos y activos: los primeros no drenan corriente DC cuando operan, aunque si lo hagan tanto el amplificador que compensa las pérdidas como el OL que lo polariza; los segundos si drenan corriente DC. Es otro aspecto que se tendrá en cuenta desde la pretensión de Banda Ultra Ancha de funcionamiento.

2.2.1 Mezcladores pasivos Los mezcladores pasivos constituyen la base del desarrollo histórico de

los mezcladores, que se ha dado a lo largo de todo el siglo XX, apoyado en su uso extensivo en sistemas como el Radar. Sea usando diodos como elementos mezcladores o dispositivos de tres accesos MESFETS, HEMT [2.41a] [2.42] [2.43] en su configuración equivalente, sus principales características se pueden catalogar con una serie de especificaciones básicas, adjuntas en la Tabla 2.3.

Parámetro Definición Cifra típica

Pérdidas de conversión Relación entre la potencia de RF/FI en la entrada y la potencia de FI/RF en la salida CL: 10dB

Adaptación de los accesos

Pérdidas de Retorno en FI, OL y RF en presencia de señal de OL

>10dB

Aislamiento entre accesos

Atenuación de la señal desde la entrada a una salida no deseada, estando la tercera cargada con la impedancia característica

OL-RF, OL-FI: 30dB

Figura de Ruido SSB

Al ser un bloque sin ganancia, se especifica incluyendo el amplificador de salida, cuya Figura de Ruido se suma a las Pérdidas de Conversión, en le caso de OL ideal.

10dB

46 Capítulo 2

Figura de Ruido DSB Sería la Figura de Ruido SSB – 3dB supuesta la contribución constructiva de la señal imagen 7dB

Margen Dinámico y Distorsión de 3er.

orden

Se especifica de la misma forma que en los amplificadores, mediante el P1dB y/o el IP3, teniendo en cuenta la necesidad del OL

16dBm IP3, 8dBm P1dB

Espurios Armónicos de OL y de RF además de mezclas entre ellas en la salida >30dB

Polarización DC Posibilidad de modificar el punto de trabajo dinámico de los diodos incorporando una polarización DC a la presencia del OL

0 a 3mA

Tabla 2.3: Especificaciones mezcladores pasivos

La bibliografía [2.8] [2.29] [2.30] comienza por describir los mezcladores de 1 diodo, pero dado su limitado aislamiento y gran presencia de armónicos en la salida, no se considerará su estudio en el presente trabajo.

2.2.1.a Mezcladores simplemente balanceados

Es la estructura más sencilla que permite cierto aislamiento entre accesos, con lo que es un buen candidato para el diseño final. El estado del arte refleja anchuras de banda del orden de la octava y mayores y aislamientos del orden de 20 a 40dB. Se resume en la siguiente Tabla:

Ref. Aplicación RF BW (GHz)

Pérdidas de Conversión

Aislamiento LO a RF Tecnología

[2.42] Down-Converter 7 ÷ 17 8 dB 30 dB GaAs Resistive MESFET

[2.43] Down-Converter 2 ÷ 16 11 dB ---- GaAs Resistive HEMT

[2.44] Down-Converter 9,8 ÷ 15,8 8 dB > 30 dB GaAs Schottky Diodes

[2.45] Down-Converter 1 ÷ 4,5 5 dB > 40 dB Schottky Diodes

Estado del Arte 47

[2.46] Up- Converter 1,3 ÷ 5,3 > 15 dB > 40 dB GaAs MESFET

[2.47] Down-Converter 46 ÷ 78 10 dB > 25 dB GaAs Schottky Diodes

[2.48] Down-Converter 10 ÷ 15 9 dB >25 dB GaAs Schottky Diodes

[2.49] Down-Converter 9,7 ÷ 11 5dB >20dB GaAs Schottky Diodes

Tabla 2.4: Estado del Arte mezcladores simplemente balanceados

Prácticamente todas las estructuras analizadas se basan en híbridos de 90º o de 180º -ver figura 2.29-, dispositivos de 4 accesos que permiten “transplantar” las estructuras de baja frecuencia, basadas en transformadores bobinados sobre núcleos de ferrita –que no dejan de ser otra cosa que híbridos de 90º o 180º- a las frecuencias de microondas. Las diferentes propiedades de los híbridos de 90º y 180º en cuanto a relación de fase entre sus salidas, anchura de banda, aislamiento entre accesos, dependencia mayor o menor de la impedancia de carga de los accesos, etc., hará que se diferencien las propiedades finales de los mezcladores diseñados en cuanto a aislamientos efectivos y cancelación de armónicos y mezclas de orden determinado. [2.8] [2.29] [2.30]

Una diferencia evidente entre transformadores e híbridos es la ausencia en estos últimos de la posibilidad de contar con un acceso adicional, habitualmente en el punto medio del transformador de RF, útil para colocar el acceso de FI. De esta forma, lo habitual es construir dicho acceso en el punto común de ambos diodos, aunque también es posible –en teoría- colocarlo en alguna otra posición del híbrido- de 180º en este caso- donde exista aislamiento inherente entre RF/FI y OL/FI. [2.50]

En el diseño de mezcladores de alta frecuencia, suele ser habitual aplicar una conocida regla de la Teoría de Mezcladores: los accesos deben presentar impedancia óptimas y adecuadas para todas las frecuencias (DC, fundamentales, armónicos y mezclas) involucradas en el funcionamiento del mezclador [2.30]. Si esas impedancias son puramente reactivas y de un valor determinado conseguirán que el comportamiento del mezclador sea óptimo en

48 Capítulo 2

cuanto a pérdidas de conversión, aunque puede que otros factores, como la Figura de Ruido o las distorsiones de 3er. orden se vean afectados de forma negativa. Los mezcladores con Mejora de Imagen [2.8][2.29][2.30], son ejemplo de este comportamiento.

Se debe destacar que es esencial que el camino DC esté cerrado para que tanto la polarización DC (si existe) como la corriente DC rectificada en los diodos –proveniente del OL- pueda cumplir su función.

Estas reglas se traducen, de forma simplificada, en que cualquier acceso debe ser un cortocircuito (virtual o real) para las frecuencias que no son de utilidad en ese acceso; lo que lleva a una estructura de filtro paso-bajo en la salida con stubs en abierto que son SC virtuales para el OL y/o la RF y que pueden servir para adaptarse en FI a la impedancia presentada por el par de diodos en paralelo.

Una vez decidido donde y cómo acceder con la FI, el siguiente paso es decidir qué tipo de híbrido usar - 90º o 180º-, cada uno con sus propiedades [2.4] [2.30] que se resumen en la Tabla siguiente:

Híbrido 180º Rat-Race Híbrido 90º Branch-Line

Ancho de Banda Híbrido 20 a 30% 10 a 20%

Aislamiento OL a RF Alto, casi independiente de adaptación de diodos

a híbrido

Muy Bajo, depende de adaptación de diodos a

híbrido

Adaptación Accesos Bajo, dependiente de

adaptación de diodos a híbrido

Alto, casi independiente de adaptación de diodos

a híbrido

Detalles Diodos en configuración

serie

Aplicación Conversor Elevador: Diodos en

ánodo o cátodo común

Polarización DC Dificultosa Mejor

Tabla 2.5: Tipos de híbridos en mezcladores simplemente balanceados

Estado del Arte 49

La conocida propiedad del híbrido de 90º de cancelar los retornos de las desadaptaciones de los accesos de salida [2.4], se convierte en un inconveniente en el caso del mezclador Branch-Line: el mismo razonamiento cualitativo lleva a que la señal de OL se combine en fase en el acceso de RF, con lo que el aislamiento OL a RF -principal característica buscada- es excepcionalmente bajo. Además, la configuración de las fases de las señales BLI y BLS obliga a que en la configuración Branch-Line los diodos tengan la misma orientación y la introducción de una polarización DC sea de menor dificultad. Aún así, el inconveniente del bajo aislamiento, hace que la mayoría de los mezcladores simplemente balanceados se basen en el híbrido de 180º.

El mezclador quedaría configurado, por tanto, restando por decidir un par de cosas: Si se deben usar o no redes de adaptación entre híbrido y diodos y si será necesario o no utilizar polarización DC. En cuanto a la 1ª cuestión, su función es la adaptación de la impedancia presentada por los diodos al híbrido en frecuencias de OL y/o RF para lograr optimizar las pérdidas de conversión. Lo habitual en microondas es que sean tramos de línea seguidas de stubs en abierto y/o en corto. Los stubs en SC ofrecen la ventaja de propiciar un camino natural para la componente DC en el diodo. Además se ha de tener en cuenta la configuración de los diodos respecto a la polaridad del oscilador local, que puede ser diferente dependiendo del híbrido utilizado, lo que supondrá la conducción simultánea o no de ambos diodos. [2.50]

Se han de destacar dos cuestiones más sobre la adaptación: la fuerte influencia que pueden tener los parásitos del encapsulado sobre la impedancia de estos en RF y la clave fundamental: el nivel de OL influye de manera determinante sobre esas impedancias. También influirá sobre ello la utilización de una polarización DC externa, cuya principal ventaja destacada en la bibliografía [2.30] es que se consiguen los mismos resultados de mezcla con un nivel de OL menor, a costa de un comportamiento peor en cuanto a IM.

Como se ve, sucesivos pasos, en diferentes frecuencias y armónicos, y que además se afectan entre sí, con lo que el diseño en base a software de simulación se hace prácticamente imprescindible [2.7]; se utiliza pues ADS para simular una estructura típica del tipo 180º, basada en los principios anteriores, con diodos de RF genéricos ideales (sin encapsulado) de su propia librería:

50 Capítulo 2

PortFINum=3

PortRF_OUTNum=1

PortOLNum=2

LPF_ButterworthLPF2

StopType=openAstop=40 dBFstop=0.4 GHzApass=3 dBFpass=100 MHz

TLOCTL12

F=6.5 GHzE=90Z=50.0 Ohm

Ref

DiodeDIODE3

DiodeDIODE4

TLINTL13

F=6.5 GHzE=l1Z=50.0 Ohm

TLINTL14

F=6.5 GHzE=l2Z=50.0 Ohm

TLSCTL15

F=6.5 GHzE=28.5Z=150.0 Ohm

Ref

TLSCTL16

F=6.5 GHzE=28.5Z=150.0 Ohm

Ref

Hybrid180HYB3

PhaseBal=5GainBal=3 dBLoss=0 dB

IN

ISO

3.0

E9

4.0E

9

5.0E

9

6.0E

9

7.0E

9

8.0E

9

9.0E

9

1.0E

10

2.0E

9

1.1E

10

-6.5

-6.0

-5.5

-5.0

-7.0

-4.5

LOfreq

Co

nvL

oss_

US

BC

on

vLo

ss_L

SB

Conversion Loss (dB)

3.0E

9

4.0E

9

5.0E

9

6.0E

9

7.0E

9

8.0E

9

9.0E

9

1.0E

10

2.0E

9

1.1E

10

32

34

36

38

40

42

30

44

LOfreq

LO

toR

F

m1

IFto

RF

Port-to-Port Isolation (dB)

m1LOfreq=LOtoRF=30.719

1.050E10

LOfreq (2.500G to 10.50G)

Rho

_IF

Rho

_RF

_Dow

nCon

vR

ho_R

F_U

pCon

vR

ho_L

O

Reflection CoefficientsLooking into Each Port

Figura 2.29: Esquema y Resultados de un SBM ideal

Estado del Arte 51

Los resultados reflejan la adaptación en los tres accesos, conseguida por sintonización manual en ADS, manteniendo igualdad de longitudes de líneas (150º) y stubs (28,5º y Zc= 150ohm). Se observa una cifra de aislamiento >30dB en la órbita del estado del arte y con unas pérdidas de conversión del orden de los 6dB. Todo esto con un híbrido de 180º ideal al que se han incorporado unos desequilibrios de 3dB en ganancia y 5º en fase, para hacer más realistas los aislamientos.

Por tanto, los órdenes de magnitud son coherentes y muy lejanos al aislamiento deseado del orden de 60dB (ver Capítulo 3-Especificaciones).

Si en lugar de un híbrido ideal se inserta un híbrido real, basado en lo explicado en el apartado 2.3, el orden de magnitud de pérdidas de conversión y aislamiento es similar. De ahí que se intente una primera solución para conseguir llegar a cifras de aislamiento del orden de lo dicho: la idea estriba en utilizar una polarización DC añadida al OL en los diodos mezcladores [2.30], [2.51]. De esta forma, modificando el punto de trabajo dinámico de los diodos, de manera independiente, se podría -teóricamente al menos- cancelar el OL en la salida y aumentar el aislamiento del conjunto mezclador.

2.2.1.b Mezcladores doblemente y triplemente balanceados

Son estructuras más complejas y por tanto más difíciles de abordar desde el punto de vista que se ha manejado en el apartado anterior, de polarizaciones independientes para cada dispositivo no lineal.

DiodeDIODE2

DiodeDIODE4

DiodeDIODE3

DiodeDIODE1

TF3TF2T1=1T2=1

1

2

3

3

1-

T1

1-

T2

1

TF3TF1T1=1.1T2=1

1

2

3

3

1-

T1

1-

T2

1

Figura 2.30: Mezclador doblemente balanceado pasivo

52 Capítulo 2

En la figura anterior se utiliza el esquema clásico, basado en transformadores genéricos y una configuración en anillo para los diodos –más fácilmente visible como tal si se colocan los diodos en un rombo-. Si se analiza en detalle, se puede ver que consiste en dos mezcladores simplemente balanceados, colocados en paralelo, conduciendo cada uno de ellos en un semiciclo del OL. La señal de RF se aplica del mismo modo a través de otro híbrido transformador de modo que las corrientes de FI generadas se construyen en fase en el punto medio del TRF de RF.

El aislamiento entre OL y RF es inherente a la estructura, considerando que los puntos medios de los transformadores con dos cargas iguales en serie en su secundario son puntos de tierra virtual y por tanto también lo serán los puntos comunes de las cargas. Por lo tanto, los puntos entre diodos son tierra virtual para las señales de RF y OL, lo que explica el aislamiento de la estructura. [2.29] [2.30]

La necesidad de polarizar 4 diodos en lugar de 2, hace que el nivel exigido de OL sea mayor que en los simplemente balanceados, y que las pérdidas de conversión sean ligeramente mayores. Por el contrario la anchura de banda se puede extender incluso a la multi-octava.

El estado del arte, con abundante bibliografía [2.8] [2.9] [2.29] [2.30], refleja anchuras de banda del orden de varias octavas y aislamientos del orden de 20 a 30dB. Se resume en la siguiente Tabla:


Pérdidas de Conversión


[2.41] Down-Converter

0,1 ÷ 13 3,5dB ---- Si CMOS Switches

[2.52] Down-Converter 4 ÷ 16 10dB 20 dB

GaAs Schottky Diodes and Active Baluns

[2.53] Down-Converter 4 ÷ 6 8dB -- GaAs passive

MESFET

[2.54] Down-Converter 5 ÷ 19 10dB > 25 dB GaAs Schottky

Diodes

Estado del Arte 53

[2.55] Down-Converter 2 ÷ 18 7 dB 25 dB GaAs Schottky

Diodes


10,1 ÷ 35,1 6 a 10 dB > 20 dB GaAs Schottky

Diodes

[2.57] Conversor elevador 30 ÷ 44 16 ±1 dB > 25 dB GaAs Resistive

PHEMT

[2.58] Up and Down-Converter 5 ÷ 10 8,5 dB >20 dB GaAs Schottky

Diodes

[2.59] Down-Converter 18 ÷ 21 5 a 8dB >20dB GaAs Schottky

Diodes


5,5 ÷ 19 7 a 12,5dB >25dB GaAs Schottky

Diodes, Biasable

[2.61] Down-Converter 5 ÷ 13 5 a 10dB >20dB GaAs Schottky

Diodes Star Mixer

Tabla 2.6: Estado del Arte mezcladores doblemente y triplemente balanceados

En el apartado 2.1.1.1, se cita un mezclador triplemente balanceado de una década de anchura de banda, 4 a 40GHz, con un aislamiento OL a RF >18dB. Lo que se observa es que, en general, la banda de funcionamiento se va ampliando pero el aislamiento conseguido ha disminuido respecto a los simplemente balanceados. A destacar la gran banda de funcionamiento conseguida en el mezclador pasivo en tecnología convencional CMOS, de bajo costo [2.41].

También se debe anotar que los aislamientos OL a RF se pueden mejorar, en general, utilizando la posibilidad de polarización de los mezcladores, para lo cual los mezcladores deben disponer de esa facilidad estructural [2.30].

2.2.2 Mezcladores activos La idea a destacar sería que, si bien los diodos han sido los elementos

no lineales fundamentales en gran parte de los mezcladores de microondas, desde finales de la década pasada se tendió cada vez más a la utilización de transistores MESFET (y la posterior de HEMT), tanto en su vertiente de mezcladores resistivos o pasivos, como en su vertiente de mezcladores

54 Capítulo 2

activos. El objetivo final sería la plena integración de los mezcladores en los MMIC, en un entorno predominante de dispositivos de homounión y heterounión, dado que los diodos que se pueden fabricar en estas tecnologías son relativamente de baja calidad. Desde el punto de vista de anchura de banda de funcionamiento, la figuras de mérito de los transistores, la frecuencia de transición fT sería la especificación a controlar.

En cuanto a la especificación de los mezcladores activos, valdría la Tabla 2.3 igualmente, con el bien entendido de que la Ganancia de Conversión sustituye a las Pérdidas de Conversión (propiedad muy interesante por otra parte) y que la polarización DC es, en este caso, una característica obligada.

2.2.2.a Mezcladores FET de simple y doble puerta

Basados en los esquemas utilizados habitualmente en RF en los sintonizadores de TV, fueron los primeros esquemas utilizados en frecuencias de Microondas, incluso en los circuitos integrados de AsGa. La mayoría de las aplicaciones [2.30] [2.62] son de tipo conversor descendente formando parte de receptores de no gran banda ancha. Y además el aislamiento OL a RF, objetivo fundamental de este trabajo, se consigue en un diplexor de entrada con lo que el esquema no es valido para aplicaciones donde OL y RF comparten la misma banda (2,5 – 10,5).

Para obviar este problema, se puede utilizar el FET de doble puerta, que presenta un aislamiento intrínseco OL a RF, cuando utilizo una puerta para cada señal [2.30]. En todo caso, las cifras de aislamiento reportadas indican que para mejorar esa cifra solo cabe introducir estos esquemas de un solo elemento activo en estructuras balanceadas, en base a híbridos 90º. Estas estructuras son análogas a las utilizadas con diodos como elemento mezclador básico.

2.2.2.b Mezcladores FET simple y doble-balanceados

Esta es la vía que se ha estudiado en el seno del Departamento, en sendas Tesis Doctorales, en las bandas de UHF, 802.11 y 802.16 [2.39] [2.40] [2.41], utilizando para ello tanto tecnologías integradas, tanto de Si como de Si-Ge.

Estado del Arte 55

Tal y como ocurre en los mezcladores pasivos doblemente y triplemente balanceados, estas estructuras -basadas en la célula de Gilbert- resultan ser más adecuadas para conseguir mayores anchos de banda, tal y como se resume en la siguiente tabla del estado del arte.


Ganancia de Conversión


[2.41] Down-Converter 0,1 ÷ 7,1 8dB 55dB Si CMOS 0,18μm

[2.63] Down-Converter 2 ÷ 9 10dB ---- GaAs PHEMT

Double Balanced

[2.64] Conversor elevador 1 ÷ 11 -5dB --- GaAs HEMT Single

Balanced

Tabla 2.7: Estado del Arte mezcladores FET balanceados

Su principal campo de aplicación está en los MMIC, donde la igualdad de los elementos activos fabricados en el mismo proceso es alta; la estructura básica utilizada es el mezclador doblemente balanceado, más utilizada que la simple balanceada, debido a su menor impedancia de salida (mejor adaptable a los habituales 50Ω de carga) y al hecho de que la salida de FI es un cortocircuito virtual para las frecuencias de OL y RF, cosa que no ocurre en el simple-balanceado –ver la figura 2.31-. Este cortocircuito virtual se entiende cuando las señales de OL y RF presentes en ambas salidas de FI son exactamente iguales en todo momento, con lo que su diferencia de potencial es virtualmente cero, siempre en situación de simetría perfecta del layout e igualdad de dispositivos. De ahí el uso preferente en MMIC.

De ese modo la salida puede no necesitar filtrado y el mezclador ser compatible con aplicaciones tanto de conversor descendente como de conversor elevador.

El elemento básico de mezcla puede ser, de nuevo, tanto el FET de simple puerta como el de doble puerta, siendo en los MMIC mayormente utilizado el primero de ellos. Se observa en la figura 2.31, el mezclador FET doble balanceado, que consiste en una Celda de Gilbert de elementos activos,

56 Capítulo 2

excitados por el OL a través de un balun externo adecuado. Este constituirá habitualmente el elemento limitador de la banda de funcionamiento.

La aplicación habitual es la de conversor descendente, en cuyo caso la RF se incorpora en las corrientes de fuente común de la Célula de Gilbert a través de dos etapas amplificadoras. Esas corrientes son conmutadas en los transistores de la Célula a ritmo de OL con unas relaciones de fase adecuadas, lo que produce la salida de dos corrientes de FI que se suman de forma constructiva con el balun de FI –también externo-.

En la figura no se incluyen, como se ha dicho, los balun, elementos externos, ni tampoco las redes de adaptación de cada acceso, en todo caso necesarias.

Figura 2.31: Mezclador doblemente balanceado activo

Si la aplicación es de conversor elevador, la configuración responde adecuadamente siempre que se considere que la salida de FI es en este caso de RF y la entrada de RF, será la FI: el OL y la salida de RF estarán muy cercanas en frecuencia y, por tanto, no se podrá filtrar para que la salida presente un corto virtual al OL. En este caso la propia estructura y su simetría hacen que ambas salidas de RF presenten señales de OL en contrafase, lo cual representa un SC virtual.

Estado del Arte 57

Se destaca una mayor dificultad para conseguir grandes anchura de banda en comparación con los mezcladores pasivos, causada principalmente por una mayor complejidad que incide directamente en las obligadas asimetrías y parásitos y que necesariamente afectan a las exactas relaciones de fase que deben cumplir los diferentes caminos de las señales de OL y RF. Es el caso de la referencia [2.41] que consigue un ancho de banda de RF/OL de 13GHz en el caso pasivo, por 7,1GHz en el caso activo. Por otro lado, si la estructura está bien equilibrada, el aislamiento OL/FI debe ser alto, como efectivamente lo es.

2.2.2.c Mezcladores distribuidos

La última opción estudiada para tratar una gran anchura de banda tanto de OL como de RF se basa en los mezcladores distribuidos, basados a su vez en los conocidos amplificadores distribuidos, denominados también como amplificadores de ondas progresivas [2.8] [2.29] [2.62] [2.65]. La idea central de este tipo de dispositivos es la construcción aditiva de la ganancia de una serie de dispositivos colocados de forma “distribuida” sobre dos líneas de transmisión colectoras, una de entrada y una de salida. Estas líneas “absorben” las capacidades de puerta-fuente y de drenador-fuente pasando a formar parte de las líneas y eliminando su efecto de limitar el ancho de banda de funcionamiento.

Convenientemente modificada, da lugar a estructuras mezcladoras distribuidas, que como en el caso de mezcladores activos, se puede realizar con dispositivos FET, homounión o heterounión, de simple puerta o doble puerta. En el caso de simple puerta, habrá que utilizar un sumador de banda ultra ancha para incidir con las señales de RF y OL en la línea de entrada. Parece más adecuado utilizar dispositivos de doble puerta, utilizando dos líneas de entrada independientes, una para cada señal y puerta. [2.30]

La aplicación habitual es como conversor descendente, tal y como se refleja en la tabla siguiente:


Ganancia de Conversión


[2.29] Down-Converter 2 ÷ 18 10 a 5dB _____ GaAs Monolithic

MESFET

58 Capítulo 2

[2.30] Down-Converter 2 ÷ 26 5 a 10dB _____ GaAs Monolithic

MESFET

[2.66] Down-Converter 2 ÷ 10 0 a -4dB _____ GaAs Hybrid

MESFET

[2.67] Down-Converter 3 ÷ 40 3.6 +-0,5dB >19dB GaAs Monolithic

Cascode PHEMT

[2.68] Down-Converter 3.1 ÷ 8.7 2.5dB _____ Si CMOS 0,18μm

[2.69] Down-Converter 2 ÷ 18 -9.5 a -11dB >20dB

GaAs Monolithic Resistive MESFET (1)

(1) Es una estructura pasiva

Tabla 2.8: Estado del Arte mezcladores distribuidos

La Tabla clarifica la gran anchura de banda alcanzable con los mezcladores distribuidos, el aislamiento OL/RF reportado es del orden de los 20dB. Remarcable el intento de realizar dispositivos de gran anchura de banda en tecnología convencional CMOS [2.68]: no se reporta el aislamiento OL/RF pero es de esperar un alto aislamiento, del orden del reportado en [2.41] dado que ambos trabajos utilizan la misma estructura. También se ha de destacar la ausencia de referencias que describan este tipo de mezcladores en funciones de conversor elevador.

En aplicaciones de conversor elevador con gran separación de frecuencias entre la FI y la banda de salida –como es el caso del presente trabajo- se puede plantear el uso de un diplexor en la entrada que haga de elemento colector de ambas señales, FI y OL, en alguna de las líneas colectoras. Es la solución utilizada en [2.69], demostrada como conversor descendente, pero que, en principio, no debería tener impedimento en funcionar como conversor elevador.

La anchura de banda del presente trabajo, 2,5 a 10,5GHz, no parece impedimento para poder usar estas estructuras distribuidas, pero el aislamiento no mejora lo conseguido en las estructuras balanceadas de diodos.

Estado del Arte 59

2.3 Híbridos y Baluns de banda ultra ancha Son la base de todos los mezcladores de amplia banda de

funcionamiento, estructuras de 3 o 4 accesos que permiten la configuración coherente de los accesos de RF, OL y FI y la colocación pertinente de los elementos no lineales. Ambos dispositivos tienen en común que son desarrollos específicos para alta frecuencia de los numerosos transformadores sobre núcleo de ferrita bien conocidos en la literatura del campo de la RF [2.30] [2.70]. La principal diferencia entre ambos, estriba en la utilidad de sus accesos: mientras el híbrido se caracteriza como un 4 accesos de iguales impedancias, el balun utiliza dos de los accesos para formar un puerto diferencial, origen de su nombre: BALanced to UNbalanced.

Los transformadores fabricados sobre ferritas – de tipo toroidal, de único núcleo y doble núcleo- tienen su límite de alta frecuencia en las capacidades parásitas de sus bobinados y en las elevadas pérdidas con las que hay que contar en el medio dieléctrico – la ferrita- en el que se produce el acoplamiento de energía. De ahí que el límite frecuencial de los mezcladores basados en la estructura clásica de los mezcladores DBM de RF raramente sobrepase los 4GHz. [2.29] [2.30] [2.70]

Para superar esa barrera en frecuencia, se utilizan los transformadores basados en líneas de transmisión –TLT- cuyos antecedentes arrancan en las redes de adaptación de los dispositivos de vacío a las impedancias de medida de 50Ω o 75Ω. [2.71] [2.72]

En todo caso, estos dispositivos, no dejan de ser “repartidores” – o “sumadores”- de la señal con ciertas propiedades de relación de fase entre sus salidas –entradas-. En [2.30] se puede encontrar la demostración de cómo el transformador con toma media de la figura 2.30 equivale a un hibrido de 180º genérico representado por su matriz de parámetros [S].

En el presente trabajo lo que se busca es una estructura, sea híbrido o balun, de topología compacta de forma que de lugar a un mezclador SBM o DBM lo más pequeño posible y, a poder ser, usando sustratos y componentes de bajo costo y fácil adquisición. Además, la posibilidad de una fácil polarización de cada elemento no lineal también se verá afectada por el tipo de híbrido o balun utilizado.

60 Capítulo 2

La bibliografía es extensísima [2.3] [2.4] [2.8] [2.29] ÷ [2.32], [2.42] ÷ [2.62] [2.71] ÷ [2.97], y por la lógica limitación de extensión del presente trabajo, se ha centrado el estudio en estructuras válidas para una gran anchura de banda: los híbridos de 180º de desfase o Rat–Race, modificados para mayor BW, los híbridos de elementos concentrados y los híbridos basados en líneas tipo slot-line.

2.3.1 Híbridos banda ultra ancha El híbrido de 180º o Rat-Race – ver Fig. 2.32- constituye la principal y

más sencilla estructura utilizada en los mezcladores de μW, preferida respecto al híbrido de 90º o Branch-Line debido a su mayor anchura de banda. Aún y todo la BW típica del híbrido de 180º no pasa del 20 ÷ 30%, por un 10 ÷ 20% de BW para el Branch-Line para unas RL >20dB [2.4] [2.7] [2.30], lo cual lo descarta para aplicaciones de ultra banda ancha –entre una octava y varias octavas (multioctava)-. Las técnicas utilizadas para aumentar el BW son básicamente tres:

- El aumento del nº de secciones, cuestión no abordable en el caso del híbrido en anillo debido a su geometría, aunque sí en los Branch-Line, pero que en todo caso lleva a soluciones con gran superficie ocupada, o

- La sustitución de los tramos de línea de 90º y/o 270º del híbrido de 180º por equivalentes que tengan un mejor comportamiento en banda ancha. Se estudiarán dos opciones de este caso: los híbridos basados en líneas acopladas y los basados en filtros.

- El uso de estructuras de gran anchura de banda y gran aislamiento inherente entre accesos, en base al desacoplo existente entre modos de propagación ortogonales: es el caso de los modos par e impar (even and odd modes) en las líneas acopladas slot-line.

2.3.1.a Híbridos de Banda Ultra Ancha basados en líneas acopladas

La idea básica que subyace en este tipo de híbridos es la sustitución de la línea sencilla de 270º de este conocido híbrido [2.8] [2.29] [2.30] [2.73] [2.74],

Estado del Arte 61

por líneas acopladas tipo inversión de fase (phase-reversing) que por su propia constitución suponen un comportamiento de mayor ancho de banda en la planitud del desfase. Intuitivamente se puede interpretar de esta forma: en el desfase de 270º está incluido el desfase de 180º que produce el cortocircuito y que por su propia constitución es independiente de la frecuencia, al contrario que la longitud de la línea que depende linealmente de la misma. Visto en ADS:

1

2

TermTerm2

Z=70 OhmNum=2

1 2

TLINTL1

F=6.5 GHzE=270Z=70.0 Ohm

1

2

TermTerm1

Z=70 OhmNum=1

11

1

1

2

TermTerm4

Z=70 OhNum=4

3

4

2

1

CLINTL2

F=6.5 GHzE=90Zo=29.25 Ohm -tZe=170.7 Ohm -t

1

1

1

1

2

TermTerm3

Z=70 OhmNum=3

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-400

-350

-300

-250

-200

-150

-450

-100

freq, GHz

unw

rap

(ph

ase

(S(2

,1))

)

m1

unw

rap

(ph

ase

(S(4

,3))

)

Forward Phase º

m1freq=unwrap(phase(S(2,1)))=-267.092

6.430GHz

Figura 2.32: Layout Híbrido 180º básico y comparación desfase entre línea 270º y

líneas acopladas en SC

Se observa claramente un mejor comportamiento del desfase con la frecuencia, utilizándose los valores de impedancia par Z0e e impar Z0o correspondientes a un acoplador de -3dB. [2.73]

Para el diseño de este tipo de sección de 270º, hay que tener en cuenta las diferentes impedancias par e impar que se deducen de utilizar diferentes

90º 90º

90º

270º

62 Capítulo 2

puntos de partida y que puede llevar a confusión en la síntesis de las impedancias necesarias: las líneas acopladas como red de cuatro accesos por un lado y las líneas acopladas de inversión de fase. Se resume la confusa situación en la siguiente tabla.

Líneas Acopladas como 4

accesos [2.4]

Líneas acopladas con

inversión de fase [2.73]

Esquema TermTerm1

Z=70.7 OhmNum=1

TermTerm2

Z=70.7 OhmNum=2

TermTerm4

Z=70.7 OhmNum=4

TermTerm3

Z=70.7 OhmNum=3

CLINTL1

F=6.5 GHzE=90Zo=29.28 OhmZe=170.6 Ohm

TermTerm5

Z=70.7 OhmNum=5

TermTerm6

Z=70.7 OhmNum=6

CLINTL9


Acoplamiento oe

oe

ZZZZ

c00

00

+−

= oe

oe

ZZZZ

k00

00

+−

=

Impedancia de

entrada e

Impedancia

Imagen [2.3][2.4]

( )c

oin

ein

coin

ein

cin ZZZZZZ

ZZ2

2 2

++−

+=

Zc para adaptación

en centro de la

banda

( )200 coe

oin

ein ZZZZZ == ( )oe

oec ZZ

ZZZ

00

002−

=

Z0e y Z0o,

deducidas de las

anteriores ccZZ

ccZZ coce +

−=

−+

=11,

11

00coce Z

kkZZ

kkZ

+=

−=

1,

1 00

Z0e y Z0o , C=-3dB

(c=0,707) 170,97 y 29,24 171,4 y 29,3

Z0e y Z0o , C=-2dB

(c=0,794) 208,82 y 23,94 273 y 31,3

Tabla 2.9: Z0e y Z0o para líneas acopladas de inversión de fase

Estado del Arte 63

La conclusión es clara: los valores de impedancias coinciden en el caso de -3dB pero no en el caso de -2dB, y se puede entender intuitivamente teniendo en cuenta que las señales en los accesos 2 y 3 –cortocircuitados a masa- de las líneas acopladas de inversión de fase para el caso de -3dB son iguales, y por tanto la situación es equivalente a las líneas acopladas como 4 accesos estudiadas como suma de dos modos, par e impar. Sin embargo, en el caso de acoplamiento de -2dB este supuesto no se da y las impedancias par e impar que van a dar lugar a adaptación perfecta y mayor anchura de banda son las de la 2ª columna de la tabla. Se verificará más adelante al sintetizar el híbrido.

Existe una variante para la síntesis de la línea de 270º de mayor planitud de desfase en banda ancha, que es la denominada como cross-over, que consiste en ejecutar el cambio de fase de 180º, independiente de la frecuencia, cruzando entre sí ambos conductores de cualquier línea de transmisión. En [2.8] se describe un híbrido en le que el cambio de 180º de la línea de 270º se produce por cruce entre el “ground” finito de una línea FCPW y el vivo de la misma línea.

Visto en ADS, se verifica que el principio de mayor anchura de banda en el desfase de 270º se sigue manteniendo, e incluso se mejora respecto a las líneas acopladas cortocircuitadas.

TLIN4TL8

F=6.5 GHzE=45Z=70.7 Ohm

TLIN4TL7

F=6.5 GHzE=45Z=70.7 Ohm

TermTerm6

Z=70.7 OhmNum=6

TermTerm5

Z=70.7 OhmNum=5

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-400

-300

-200

-500

-100

freq, GHz

unw

rap(

phas

e(S

(2,1

)))

m1

(pha

se(S

(4,3

)))-

360

phas

e(S

(6,5

))-3

60ph

ase(

S(8

,7))

-360

m1freq=unwrap(phase(S(2,1)))=-270.000

6.500GHz

Figura 2.33: Comparación desfase entre línea, líneas acopladas phase reversing y línea

cross-over

Pasando ya al híbrido de 180º modificado, la resultante de utilizar este tipo de líneas en la sección de 270º se acerca a la octava en su ancho de banda, con cifra de aislamiento >25dB, mejorando en mucho el comportamiento del híbrido sencillo:

64 Capítulo 2

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

TLINTL4

F=6.5 GHzE=270Z=70.7 Ohm

TLINTL1

F=6.5 GHzE=90Z=70.7 Ohm

TLINTL3

F=6.5 GHzE=90Z=70.7 Ohm

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

TLINTL2

F=6.5 GHzE=90Z=70.7 Ohm

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

S (

dB)

A B

M1

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

S (

dB)

A B

M1

S11S21S31S41 C

C(dB)= 3.0

3 4

2 1CLINTL5

F=6.5 GHzE=90Zo=29.25 OhmZe=170.7 Ohm 1

1

2

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

1

1

1 2

TLINTL3

F=6.5 GHzE=90Z=70.7 Ohm

1 2

TLINTL1

F=6.5 GHzE=90Z=70.7 Ohm

1

1

2

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

1

1

2

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

1

2

TLINTL2

F=6.5 GHzE=90Z=70.7 Ohm

1

1

2

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

Figura 2.34: Híbrido Rat-Race de banda ancha, respuesta y estructura comparada con

Híbrido Rat-Race básico

La impedancia característica de las líneas que forman parte del híbrido debe ser de 50*√2=70,7Ω para unos accesos de 50Ω. Las impedancias par e impar, Z0e y Z0o del tramo de 90º de la línea de inversión de fase, se calculan a partir de su impedancia característica equivalente o impedancia imagen, como se ha visto en la Tabla anterior. [2.3] [2.30] [2.73] [2.74]

Para el caso de -3dB de acoplo esas impedancias toman los valores de la figura, de 170,7Ω y 29,3Ω, y tal y como se ve la anchura de banda en la que el híbrido se comporta como tal, -10dB de RL en las entradas, es del orden de la octava (fup= 2fdown). Partiendo de la idea de que el máximo ancho de banda alcanzable se da para Zoe>>Zoo [2.73], en la ref. [2.74] se corrobora que el ancho de banda del híbrido aumenta cuando las líneas acopladas se diseñan para -2dB de acoplamiento, lo que implica que Z0e=272,5Ω y Z0o=31,3Ω.

Estado del Arte 65

CLINTL9


TermTerm5

Z=70.7 OhmNum=5

TermTerm6

Z=70.7 OhmNum=6

CLINTL11


TermTerm9

Z=70.7 OhmNum=9 Term

Term10

Z=70.7 OhmNum=10

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-350

-300

-250

-200

-400

-150

freq, GHz

un

wra

p(p

ha

se(S

(6,5

)))

un

wra

p(p

ha

se(S

(10,9

)))-

360

Figura 2.35: Comparación desfase entre línea, líneas acopladas -3dB y -2dB

Esta idea, transplantada al híbrido debe suponer una mejora en la anchura de banda, tal y como se observa claramente en las pérdidas de retorno, en el paso y en el aislamiento al insertar esos dos casos de líneas acopladas en el seno del híbrido:

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-10

-20

0

-6.5

-6.0

-5.5

-5.0

-4.5

-4.0

-3.5

-7.0

-3.0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,2))

dB(S

(5,5

))dB

(S(6

,6))

dB(S

(2,1))dB

(S(2,4))

dB(S

(6,5))dB

(S(6,8))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-80

-60

-40

-100

-20

freq, GHz

dB

(S(4

,1))

dB

(S(8

,5))

Figura 2.36: Comparación BW de híbridos con líneas acopladas -3dB y -2dB

Se observa que la banda 2,5 a 10,5 se consigue dentro del ancho de banda a -3dB en las respuestas de paso, utilizando las líneas acopladas de -2dB, con una adaptación en los extremos mejor que -4dB, y el aislamiento <28dB. Claramente la adaptación es lo menos destacable y las mayores pérdidas en los extremos tendrán un efecto apreciable en las Pérdidas de Conversión del mezclador, considerando también que las redes de adaptación de híbrido a diodos pueden jugar un papel compensador.

Más allá de toda esta discusión académica, se ha de destacar la dificultad de conseguir con líneas reales las impedancias par e impar que

66 Capítulo 2

caracterizan la línea de 270º [2.4] [2.73]. La idea sustentada en [2.74], de eliminar el plano de tierra bajo las líneas acopladas- “ground with aperture”-, aporta un aumento en la impedancia par sin apenas afectar a la impedancia impar con lo que las líneas deseadas se hacen en teoría factibles, con la condición de usar sustratos de constante dieléctrica alta (εr =10), de tipo cerámico por tanto.

Existe otra solución alternativa como son las líneas acopladas broadside [2.8] [2.75], o acopladas por su cara ancha, que también permitirían alcanzar esa alta relación entre Z0e y Z0o, a costa de una mayor dificultad de construcción, dado que exige una estructura cerrada de dieléctrico uniforme en el eje Z, lo que complica la ejecución de las vías cortocircuitadas a masa.

2.3.1.b Híbridos de Banda Ultra Ancha basados en filtros

Otra solución para los híbridos de banda ancha serían los basados en filtros de elementos concentrados [2.8] [2.76], de nuevo basados en la idea de que el desfase causado por una línea de transmisión es lineal con la frecuencia y en cambio hay estructuras que tienen mejor comportamiento en este sentido: sería el caso de los filtros paso-alto y paso-bajo. En la figura se grafica la diferencia de fase entre: a) una línea ideal de 270º y otra de 90º y b) un filtro paso bajo y un filtro paso-alto de tipo Chebyshev de orden N =4.

3.5 4.0 4.5 5.0 5.5 6.0 6.5 7.0 7.5 8.0 8.5 9.0 9.5 10.03.0 10.5

100

120

140

160

180

200

220

240

260

280

80

300

freq, GHz

un

wra

p(p

ha

se(S

(2,1

)))-

un

wra

p(p

ha

se(S

(6,5

)))

(un

wra

p(p

ha

se(S

(4,3

)))-

un

wra

p(p

ha

se(S

(8,7

))))

18

0

Figura 2.37: Comparación diferencia de fase entre líneas y entre filtros

Se observa claramente que los filtros proveen 180º de diferencia de fase en un rango de frecuencia mayor y que, por tanto, podrían ser candidatos

Estado del Arte 67

para la ejecución de un híbrido tipo Rat-Race de mayor anchura de banda. El esquema con filtros ideales de sistema es una combinación determinada de paso-bajos como equivalente de las líneas de 90º y paso-alto como equivalente de la línea 270º [2.76]:

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3 LPF_Chebyshev

LPF3

N=ordenAstop=Fstop=Ripple=rizado dBFpass=corte_arriba GHz

LPF_ChebyshevLPF2


HPF_ChebyshevHPF1

N=ordenAstop=Fstop=Ripple=rizado dBFpass=corte_abajo GHz

LPF_ChebyshevLPF1


TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

PortP2Num=2

LL3

R=1e-12 OhmL=707.004965 pH

CC2C=203.852637 fF

CC1C=203.852637 fF

PortP1Num=1

LL1

R=1e-12 OhmL=707.004961 pH

LL2

R=1e-12 OhmL=1.053109 nH

PortP2Num=2

CC3C=1.244014 pF

PortP1Num=1

LL2

R=1e-12 OhmL=4.31451 nH

CC2C=835.169373 fF

CC1C=1.244014 pF

LL1

R=1e-12 OhmL=4.31451 nH

Figura 2.38: Híbrido de filtros, filtro paso-bajo ideal y filtro paso-alto ideal

El diseño, realizado en ADS, permite el contraste entre diferentes tipos de filtros, configuraciones y órdenes, de forma que para la banda de 2,5 a 10,5 se han utilizado frecuencias de corte de 19,2GHz (paso-bajo) y 1GHz (paso-alto), tipo Chebyshev de 0,5dB de rizado y de orden 5 y comenzando por elemento serie sobre una impedancia de 50Ω. Comparadas las respuestas del híbrido de 180º con filtros ideales de sistema y filtros de componentes discretos L y C ideales, se observan errores de amplitud y fase apreciables que implican un bajo nivel de aislamiento:

68 Capítulo 2

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-5

-4

-3

-6

-2

freq, GHz

dB

(S(3

,1))

dB

(S(2

,1))

dB

(S(1

4,1

3))

dB

(S(1

5,1

3))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-5

-4

-3

-6

-2

freq, GHz

dB

(S(3

,4))

dB

(S(2

,4))

dB

(S(1

4,1

6))

dB

(S(1

5,1

6))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

10

15

20

5

25

freq, GHz

-unw

rap(

phas

e(S

(2,1

)))+

unw

rap(

phas

e(S

(3nw

rap(

phas

e(S

(14,

13))

)+un

wra

p(ph

ase(

S(1 Diferencial Fase 0º

3 4 5 6 7 8 9 102 11

190

200

210

180

220

freq, GHz

nw

rap

(ph

ase

(S(2

,4))

)+u

nw

rap

(ph

ase

(S(3

18

0n

wra

p(p

ha

se(S

(14

,16

)))+

un

wra

p(p

ha

se(S Diferencial fase 180º

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-25

-20

-15

-30

-10

freq, GHz

dB(S

(1,4

))dB

(S(1

3,16

))

Aislamientos

Figura 2.39: Híbrido de filtros, comparativa filtros de sistema / diseños ideales

Faltaría pues una optimización de los filtros, tanto paso-alto como paso-bajo, desde el punto de vista de mejora del aislamiento pero, en todo caso, resulta imposible alcanzar, sin medidas adicionales, las cifras de aislamiento exigidas de 60dB –ver capítulo 3-. En todo caso, este tipo de estructuras son de gran utilidad en aquellas aplicaciones donde la superficie de layout debe ser mínima y la precisión en la fabricación permite gran exactitud de los elementos concentrados necesarios: ese sería el caso de los MMIC.

2.3.1.c Híbridos de Banda Ultra Ancha basados en modos ortogonales

El estudio de la propagación en las líneas tipo Slot Line – un estrecho hueco en la cubierta metálica de un sustrato dieléctrico [2.77] – permite una aproximación diferente al diseño de dispositivos de 4 accesos como los

Estado del Arte 69

híbridos de 180º , también conocidos históricamente como T-mágicas en el campo de las guías de onda [2.4] [3.15].

La línea tipo SLOT – ranura, hueco- de la Fig. 2.40, se puede considerar como una guía de onda dieléctrico-aire y abierta y, por tanto, susceptible de radiar, de ahí que una constante dieléctrica alta – del orden de 10 a 20- en el sustrato siempre se haya considerado como condición necesaria. Se trataría en este trabajo de dilucidar si es posible utilizar material de bajo costo como el FR-4, con una εr del orden de 4,5, para fabricar el híbrido de UWB que dé soporte al mezclador posterior.

El modo de propagación – visualizado estáticamente en la figura a continuación- es un modo no-TEM, casi-TE en realidad [2.8], en contraste con el casi-TEM de las líneas microstrip, lo que relativiza la validez de una característica como la Impedancia Característica. Aún así, se utiliza este concepto para caracterizar las líneas y se pude hablar del mismo modo de Impedancia Par e Impar en el caso de 2 líneas SLOT acopladas.

Las líneas de campo E provocan un voltaje en la ranura de forma que cualquier elemento colocado transversalmente se verá afectado por dicho voltaje. De ahí que se considere una técnica adecuada para montaje superficial de componentes en paralelo, como los diodos en un mezclador.

Figura 2.40: Línea de Transmisión tipo SLOT

70 Capítulo 2

La idea básica cualitativa que soporta el diseño de la T-mágica es que en un par de líneas acopladas tipo SLOT se pueden excitar dos modos de propagación ortogonales y, por tanto, desacoplados entre sí; siendo más específicos: dos ranuras contiguas, podrán transportar dos modos ortogonales entre sí, el modo par y el impar. El modo impar, el que se propaga en esta estructura si se considera como una línea coplanar - CPW-, necesita que el potencial del conductor externo sea el mismo en todo momento, mientras que el modo par necesitará un desfase de 180º en ese mismo conductor.

Las figuras a continuación permiten entender el fenómeno de los modos ortogonales en base a esbozos estáticos de las líneas de campo E.

Figura 2.41: Modos de propagación en Líneas Acopladas SLOT

Esta idea es la que permite construir dos accesos de – RF y OL- desacoplados entre sí si se excitan correctamente esos modos ortogonales en las líneas Slot-Line acopladas –CSL- [2.42] [2.45] [2.54] [2.59] [2.60] [2.78] [2.79].

Esta estructura básica en conjunción con los diferentes tipos de líneas planares – Microstrip, Slot Line, CPW, CPS,…..- y las correspondientes transiciones entre ellos, ha dado lugar a un extenso número de artículos publicados a lo largo del tiempo, dada su gran aplicación tanto en circuito MIC como MMIC [2.80] ÷ [2.90]. La idea básica en estas transiciones es hacer que el campo E en el borde de la ranura sea máximo, de forma que la transferencia de energía tenga las menores pérdidas posibles: p.ej. en el caso de la μstrip se puede conseguir ese máximo de forma directa cortocircuitando la misma justo encima de la ranura o de forma virtual terminando la misma con un stub en abierto de longitud λ/4. Esa transición se puede optimizar mediante redes de

Estado del Arte 71

adaptación para conseguir anchuras de banda a partir del 30% y hasta llegar a relaciones por encima de la octava.

Los híbridos resultantes alcanzan sin dificultad anchos de banda superiores a la octava – incluso multioctava [2.79]-, y aislamientos del orden de los 20 a 40dB y son, por tanto, buenos candidatos para formar parte de estructuras mezcladoras de banda ultra ancha.

Visto en ADS, en base al esquema equivalente descrito en [2.79]:

TLIN4TL28

F=6.5 GHzE=90Z=50.0 Ohm

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

TLIN4TL29

F=6.5 GHzE=90Z=30 Ohm t

CLINTL30

F=6.5 GHzE=90Zo=35.4 Ohm tZe=70.7 Ohm t

TFTF2T=1.00

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

TFTF3T=1.00

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

TFTF1T=1.00

TFG33T=-1.00

TLIN4TL26


TLIN4TL27


TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

TLIN4TL25

F=6.5 GHzE=90Z=50.0 Ohm

Figura 2.42: Equivalente ideal T-mágica basada en líneas acopladas slot-line

2 4 6 8 100 12

-60

-40

-20

-80

0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,2))

dB(S

(3,3

))dB

(S(4

,4))

2 4 6 8 100 12

-60

-40

-20

-80

0

0

50

100

150

-50

200

freq, GHz

dB(S

(2,1

))dB

(S(2

,4))

dB(S

(3,2

))

unwrap(phase(S

(2,4)))-unwrap(p

hase(S(3,4)))

unwrap(phase(S

(2,1)))-unwrap(p

hase(S(3,1)))

Figura 2.43: Resultados Equivalente ideal T-mágica basada en líneas acopladas slot-

line

Entrada H o ∑

Entrada E o Δ

Salida 1

Salida 2

72 Capítulo 2

Para ayudar en la visualización correcta de la estructura del la T-mágica se presenta un layout correspondiente a su manufactura en versión con accesos en microstrip.

Figura 2.44: T-mágica con accesos microstrip

Se observan resultados aceptables en la banda 2,5 – 10,5GHz, con RL >10dB y las pérdidas de paso y la relación de fase auguran un aislamiento muy alto - >100dB- entre los accesos E y H de la T-mágica, como corresponde a un esquema ideal. En cuanto al aislamiento entre los accesos de salida 1 y 2 su cifra no es elevada, pero su afección sobre el funcionamiento final del mezclador se manifestará en un incremento de las CL en banda.

El resto de limitaciones de estos híbridos se basan en la suposición de que las transiciones entre las diferentes tipos de líneas utilizadas son ideales e invariantes con la frecuencia. En la figura se observa las dos formas típicas de transición entre microstrip y slot-line: en el acceso suma (H) se cortocircuita directamente la microtira en el borde de la ranura y en el acceso delta (E) ese SC es virtual a través de un stub en abierto de longitud 90º. Existe gran cantidad de literatura dedicada al estudio de las transiciones entre diferentes tipos de líneas.

Además se ha de tener en cuenta el carácter no TEM de las líneas slotline, caracterizadas por unos modos cuasi-TE y que por tanto son de Velocidad de Fase e Impedancia Característica menos constantes con la

Estado del Arte 73

frecuencia que las línes Microstrip o Coplanar (CPW) por ejemplo. Lo que al fin lleva al hecho de que una aislamiento entre accesos teóricamente infinito, se rebaje al nivel de los 20 a 40dB.

En todo caso, de modo ideal, la T-mágica presenta un desequilibrio perfecto de 180º entre los accesos y la anchura de banda supera con creces la relación 4,2:1 que hay entre 2,5 y 10,5GHz.

2.3.2 Baluns de banda ultra ancha Las estructuras conocidas de mezcladores de banda ultra ancha en

rangos de frecuencia entre 10mHz y 4GHz se basan en transformadores, habitualmente en forma de híbridos de 180º con transformación de impedancias en sus accesos y construidos sobre ferritas que prolongan la validez de la estructura en bajas frecuencias. Ver figura 2.30. [2.29] [2.30]

Estos transformadores son impracticables cuando la frecuencia supera el orden de los GHz. Los baluns de líneas de transmisión son los sustitutos naturales de los transformadores sobre ferrita que se utilizan en más baja frecuencia, con la dificultad de la no fácil colocación del acceso de FI, al no existir físicamente la toma central de los transformadores. Si esta frecuencia de FI está muy alejada de la de OL y la de RF la utilización de un diplexor puede ser la solución natural. [2.29] [2.30]

La literatura de este tipo de baluns es abundante - [2.29] [2.30] [2.42] [2.43] [2.44] [2.46] [2.50] [2.53] ÷ [2.58] [2.61] ÷ [2.64] [2.91] ÷ [2.97] - y compendia diferentes tipos de los mismos, habitualmente usados en mezcladores de microondas y RF.

2.3.2.a Baluns de línea de transmisión balanceada

Baluns de línea de transmisión balanceada, habitualmente de 90º de longitud: se pueden realizar con múltiples tipos de líneas conocidas, como bifilar, coaxial, placas paralelas o CPS. De 1 a 2 octavas de ancho de banda, su principal limitación está en la limitación de las impedancias pares Zoe alcanzables en las líneas acopladas que habitualmente se usan [2.30].

Simulado en ADS de forma ideal en su función de tres accesos con 180º de desfase entre salidas (phase-splitter):

74 Capítulo 2

TermTerm6

Z=50 OhmNum=6

TermTerm7

Z=25 Ohm tNum=7

TermTerm8

Z=25 Ohm tNum=8

CLINTL4

F=6.5 GHzE=90Zo=17.5 Ohm tZe=375 Ohm t

2 4 6 8 10 12 14 16 180 20

-20

-10

-30

0

-20

-10

-30

0

freq, GHz

dB(S

(7,6

))dB

(S(8

,6))

dB(S

(6,6))dB

(S(7,7))

dB(S

(8,8))

4.5 6.5 8.52.5 10.5

-180

-190

-170

freq, GHz

unw

rap(

phas

e(S

(8,6

)))-

unw

rap(

phas

e(S

(7,6

)))

Figura 2.45: Comportamiento de balun de placas paralelas

Se observa la sencillez del esquema y que el comportamiento ideal supera las dos octavas de ancho de banda, con un desfase de ± 10º respecto a los 180º del balun en la banda de uso de 2,5 a 10,5GHz. La dificultad estriba en conseguir esas impedancias par e impar extremas que forman las líneas acopladas.

2.3.2.b Baluns de tipo Marchand

Es un esquema ligeramente más complicado en base también a secciones de líneas acopladas de 90º, en este caso dos; si se analiza en ADS en su aplicación como tres accesos:

CLINTL8

F=6.5 GHzE=90Zo=21 Ohm tZe=119 Ohm t

TermTerm7

Z=25 OhmNum=7

TermTerm6

Z=25 OhmNum=6

TermTerm5

Z=50 OhmNum=5

CLINTL7


4.5 6.5 8.52.5 10.5

-10

-20

0

-180

-181

-179

freq, GHz

un

wra

p(p

ha

se(S

(6,5

)))-un

wra

p(p

ha

se(S

(7,5

)

dB

(S(6

,5))

dB

(S(7

,5))

dB

(S(5

,5))

Figura 2.46: Balun tipo Marchand

Estado del Arte 75

Se observa que el equilibrio en fase y amplitud es excelente con líneas ideales y el ancho de banda es superior a una octava, pero en este caso la impedancia par Zoe es de un orden más factible en líneas habituales. De hecho, las realizaciones más comunes son en coaxial, aunque también existen equivalentes en tecnología planar. [2.29] [2.30] [2.93] [2.97]

La realización práctica en línea coaxial [2.29] [2.91], conocida como balun Marchand compensado, indica de forma clara un esquema equivalente basado en 4 líneas de transmisión de 90º y que se clasifica como de orden 4. Versiones más simples teóricas dan lugar a una clasificación en baluns de tipo Marchand de orden 2, 3 y 4. Esto permite una sencilla transcripción en líneas reales de todo tipo: CPW, CPS, Slotline, etc. [2.91] [2.93]

Comparados en ADS el equivalente en líneas acopladas con el equivalente en líneas de transmisión de 90º de la literatura, se tiene para el caso de 2 octavas de ancho de banda fu/fl =4 y orden =2:

TLIN4TL4

F=6.5 GHzE=90Z=97.32 Ohm

TLIN4TL5

F=6.5 GHzE=90Z=51.37 Ohm

TLIN4TL6

F=6.5 GHzE=0Z=76.0 Ohm

TLIN4TL3

F=6.5 GHzE=0Z=65.0 Ohm

CLINTL1


CLINTL2


TermTerm4

Z=100 OhmNum=4

TermTerm2

Z=100 Ohm -tNum=2

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

2 4 6 8 10 12 14 16 180 20

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,1))

dB(S

(3,3

))

m1 m2

dB(S

(4,3

))

m1freq=dB(S(3,3))=-9.543

2.600GHzm2freq=dB(S(3,3))=-9.543

10.40GHz

Figura 2.47: Balun tipo Marchand compensado

76 Capítulo 2

Se observa una equivalencia en la respuesta en transmisión en la banda útil. Los baluns tipo Marchand son, por tanto, un buen candidato para servir de base mezcladores balanceados multi-octava.

2.3.2.c Baluns de tipo Doble-Y

Basados en una doble transición (unión T) CPW a Slotline [2.92] [2.93], se construyen como balun a partir de tres líneas de transmisión balanceadas y tres más no balanceadas, colocadas alternativamente alrededor de un centro geométrico y cumpliendo una condición: los pares de líneas enfrentadas deben estar acabadas de forma que los coeficientes de reflexión sean iguales y de fase opuesta (SC y OC) entre sí. El esquema simplificado equivalente es el de la Fig. 2.48:

TLIN4TL3

F=6.5 GHzE=90 tZ=50.0 Ohm

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

TLIN4TL4


TLIN4TL2


TLIN4TL1


TermTerm2

Z=100 OhmNum=2

2 4 6 8 10 12 14 16 180 20

-8

-6

-4

-2

-10

0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))

m2

dB(S

(2,1

))

m1

m1freq=dB(S(2,1))=-0.512

6.500GHz

m2freq=dB(S(1,1))=-9.542

6.880GHz

Figura 2.48: Balun tipo Doble-Y

Destaca en la respuesta simulada, que es de tipo pasa-todo en contraposición los baluns tipo Marchand, que como se ha visto son paso-banda; por tanto, son buenos candidatos a ser utilizados en mezcladores banda ultra ancha. La principal limitación para la anchura de banda real estará en el comportamiento de los SC y OC como tales, sobretodo este último. Así, las anchuras de banda prácticas van de 1 a varias octavas e incluso décadas, dado que la banda de funcionamiento baja hasta prácticamente la DC y está limitado por arriba por los efectos parásitos de la unión de la Doble-Y, efectos que se pueden minimizar reduciendo al máximo la dimensión de la misma. [2.93]

Estado del Arte 77

Por último, también se construyen baluns basados en la propiedad de utilizar modos ortogonales, tal y como se han explicado en la sección anterior. [2.96]. Por fin, respecto a los baluns de tipo activo, su utilización se limita a los MMIC donde la utilización de más elementos activos no supone un coste adicional significativo.

Se observa en todas las realizaciones prácticas analizadas, que los aislamientos OL/RF anotados en la literatura se sitúan de nuevo en el rango de 20 a 40dB, en anchuras de banda que pueden superar la octava y llegar fácilmente a una cobertura multi-octava como es el caso de los baluns de tipo Doble-Y.

Podría ser, por tanto, otra vía para la ejecución del mezclador balanceado del presente trabajo teniendo en cuenta su principal hándicap: estructuras menos compactas que con híbridos, y seguramente una mayor dificultad práctica en la aplicación de la polarización DC independiente de cada elemento no lineal del mezclador.

2.4 Conclusiones al estado del arte Las conclusiones provisionales del presente capítulo se resumen en los

siguientes puntos:

• Se ha investigado la mejor opción para la realización de un conversor elevador que cubra la banda de salida entre 2,5 y 10,5GHz, con la entrada en FI de 70MHz y rechazos elevados, tanto del oscilador local OL, como de la banda lateral (BL) no deseada, como del resto de armónicos que se encuentren dentro de la banda útil.

• Tanto la opción de doble conversión como la simple conversión con mezclador con rechazo de BLND se demuestran factibles, con ventajas e inconvenientes en ambos casos.

• La opción de utilizar la simple conversión con rechazos del orden de 60dB al OL, pasa por el uso de mezcladores balanceados con polarización independiente de los diodos mezcladores, cuestión más abordable cuanto más sencilla sea la estructura del mezclador. De ahí que se haya decantado el trabajo hacia los mezcladores simplemente y doblemente balanceados –SBM y DBM-.

78 Capítulo 2

• Se ha estudiado y simulado el Híbrido Rat-Race de líneas acopladas con inversión de fase, una mejora conocida del Rat-race clásico. Constituirían una posible base de los mezcladores con alto rechazo del OL.

• Se ha estudiado una alternativa novedosa en forma de Híbrido de filtros de elementos discretos que podría permitir alcanzar anchuras de banda mejoradas respecto al híbrido Rat-Race clásico, con estructuras muy compactas y baratas,

• Se han estudiado múltiples estructuras de híbridos, basadas todas ellas en diferentes tipos de líneas –Microstrip, CPW, CPS, Slotline- y en sus correspondientes transiciones entre ellas. Estas estructuras permiten el diseño de híbridos y/o baluns basados en el aislamiento inherente entre dos modos de propagación ortogonales

• Se han estudiado las líneas balun –balanced to unbalanced- como sustitutos naturales de los transformadores que se utilizan en los mezcladores de baja frecuencia.

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Decisión sobre Arquitectura del Conversor 89

3 Decisión sobre Arquitectura del Conversor

Capítulo 3

Decisión sobre Arquitectura

del Conversor

La selección de la arquitectura del conversor elevador viene condicionada sobretodo por los requisitos de rechazos a OL y BL que se han especificado en el Capítulo 1-Tabla 1.1-. Los aislamientos del orden de 20 a 40dB en los dispositivos mezcladores del estado del arte no serían suficientes para una aplicación que conlleva la combinación de conversores elevadores en banda ancha, teniendo en cuenta las cifras de dBc (dB a Carrier) exigibles para un procesado transparente de las diferentes señales.

Estos requisitos de rechazos de OL y BL de la Tabla 1.1 se han verificado en base a un procedimiento de medida que, utilizando un generador patrón de señal de RF de alta velocidad y modulación QPSK y un generador de interferente, ha posibilitado observar la influencia de ésta sobre el canal y cuantificarla en términos de influencia sobre la calidad de la modulación en cuadratura. Se procede a la descripción del mismo, en el apartado 3.1 a continuación.

Hay otro apartado, el 3.2, también de requisitos previos para la toma de Decisión sobre la Arquitectura: se trata de definir el entorno de trabajo (MIC

90 Capítulo 3

híbrida) con los componentes discretos asociados a utilizar y, sobretodo, los sustratos dieléctricos que servirán de soporte a los dispositivos diseñados y fabricados.

3.1 Procedimiento de verificación de la RSI en el conversor

El sistema de medida está enfocado a monitorizar características de una señal de envolvente compleja (en este caso una modulación QPSK de 27,5Msymb/s de flujo de información), tales como el EVM en % y/o MER en dB –ver Anexo A-, errores de magnitud y fase de la modulación, constelación, etc., bajo condiciones de posibilidad o no de ecualización en recepción. Se ha utilizado una frecuencia de medida en 70MHz, con lo que la salida del up-conversor deberá ser trasladada de forma transparente a esa frecuencia para poder ejecutar la medida.

Figura 3.1: Sistema de medida de EVM en 70MHz de FI


En la Figura 3.1 se esboza el sistema, basado en equipamiento de Agilent™ [3.1] y Rhode & Schwarz (R&S™) [3.2]. Se utiliza el analizador de espectros PSA como conversor descendente con la opción de salida en 70MHz, y la posibilidad de utilizar una referencia única de reloj para todos los equipos. De este modo el sistema es capaz de dar un EVM = 1,1% (MER =39,2dB para QPSK de velocidad 27,5Msymb/sg y filtros de coseno realzado de α = 0,35) en 70MHz, medida sin conversión intermedia.

El Analizador Vectorial de Señal (89600 de Agilent™), cuenta con un ecualizador adaptativo para compensar las distorsiones lineales que introduce el sistema de medida: con un filtro de 21 símbolos de longitud y un criterio de error de 1E-9 tras un paso inicial de ajuste por 1E-8, se consigue mantener el EVM por debajo del 1,1% (39dB MER) para una señal generada por el E4438C ESG Vector Signal Generator en 5GHz. Por tanto el sistema de medida podrá caracterizar conversores con cifras de MER en el entorno de los 40dB.

En la Figura 3-2 se puede observar la respuesta del filtro de ecualización en este caso:

Figura 3.2: Respuesta de Sistema de Medida y Filtro de Ecualización adaptativo

92 Capítulo 3

Este sistema, configurado de esta forma en 5GHz, se ha utilizado para analizar el MER y el EVM del generador patrón E4438C y poder especificar la influencia de un tono interferente en el canal. En la siguiente tabla se anota el resultado de las medidas de Relación Señal a Interferente –RSI- (tono puro, en la posición peor del canal) para poder decrementar x dB el MER (dB) conseguido sin presencia de interferente:

x (dB) MER RSI

-1 37dB >45dB

-3 35dB >39dB

Frecuencia de

medida: 5GHz

-10 28dB >35dB

Tabla 3.1: Relaciones RSI para decremento conocido del MER (dB)

A la vista de esta tabla, las cifras de aislamiento de los mezcladores analizados en el capítulo 2, del orden de 20 a 40dB para la anchura de banda requerida, implicarían la exigencia de estructuras más complejas para cumplir el requisito de posibilidad de combinación transparente de los diferentes conversores elevadores. Se verá en un ejemplo numérico típico:

Una RSI de 45dB para una salida útil de -10dBm (0dBm IN – 10dB pérdidas de conversión) implica con un OL de +6dBm -55dBm de nivel de interferente 6dBm – (-55dBm) = 61dB de aislamiento LO-RF está muy lejos de las cifras que se han observado en los mezcladores e híbridos del estado del arte.

Esta cifra de aislamiento LO-RF del orden de 60dB se complementaría con la cifra necesaria de rechazo de la banda lateral no deseada, que a la vista de lo descrito en el apartado 2.1.2 – ver figuras 2.23 y 2.24- y de la Tabla 1.1 - >35dB-, implicaría el uso de estructuras más complejas que la sencilla de simple conversión con rechazo de imagen, como ya se citaba en 2.1.2.


3.2 Selección de componentes y tecnología A la vista de estas especificaciones, se añaden una serie de criterios de

utilidad para poder aspirar a una estructura factible del conversor elevador.

En un entorno de tecnología MIC híbrida como el que se va a utilizar en el presente trabajo, cobran especial importancia la selección de componentes discretos y en especial el sustrato utilizado. Esta selección se llevará cabo desde un punto de vista de costes y facilidad de adquisición. Deben ser, por tanto, componentes estándares a ser posible y de fácil sustitución.

Atención especial deberá aplicarse al sustrato dieléctrico, donde se usarán dos alternativas:

- Sustrato de RF de bajo coste y de uso general como el epoxi tipo FR-4 [3.2a][3.2b]

- Sustrato plástico de alta frecuencia, basado en PTFE [3.2c]

Ambos tipos de sustrato se analizarán desde sus prestaciones eléctricas, pero también desde la facilidad de fabricación de los circuitos diseñados en máquinas de control numérico de micro-fresado [3.3].

3.2.1 Componentes discretos Tanto los componentes pasivos R, C y L, como los diodos utilizados en

los mezcladores se han seleccionado en función de su facilidad de adquisición y sustitución. Desde ese punto de vista, se ha primado el uso de componentes habituales en RF, como R y C en formato 0603 y/o 0402, de ahí que se hayan utilizado en un rango de frecuencia que no es el habitualmente recomendado.

La fragilidad de las capacidades tipo Mono-placa y Gap-Cap ha sido otra causa para el empleo prioritario de encapsulados convencionales.

En la tabla siguiente se presenta un resumen de los componentes discretos seleccionados como utilizables:

Componente Fabricante Modelo Referencia Encapsulado

R SMD Phycomp

Yageo RC0603 [3.4] 0603, 125mW

94 Capítulo 3

C SMD Yageo MLCC [3.5] 0603

C SMD ATC 500S [3.6] Gap-Cap

C SMD Johanson

Technology 500D [3.7] Gap-Cap

C SMD Dielectric

Laboratories DiCap [3.8] Mono-placa

L SMD Epcos B82496X1 [3.9] 0603

L SMD Mini-Circuits ADCH-80A+ [3.10] Choque 2 a

10GHz

Diodo Shottky Avago HSMS-8101 [3.11] Cátodo común

Diodo Shottky Infineon BAT15-03W [3.12] SOD323

Diodo Shottky Infineon BAT24-02LS [3.12] TSSLP-2-1

Diodo Shottky Skyworks SMS7621 [3.13] Ceramic-SMD

Diodo Shottky Skyworks SMS3922 [3.13] Ceramic-SMD

Diodo Shottky MACOM MA4E2502M [3.14] 0502

Diodo Shottky MACOM MA4E2502H [3.14] 0502

Diodo Shottky Micrometrics MNM200-29 [3.15] Glass

Ceramic

Tabla 3.2: Resumen de componentes discretos utilizables

Para los componentes C, L y R se han utilizado modelos de simulación disponibles en la herramienta ADS, contrastado con medidas de impedancia cuando se ha visto necesario. En cuanto a los diodos Schottky, la figura de mérito habitual en su selección es la frecuencia de corte, basada en una fórmula aproximada en base a datos DC, como la Resistencia Serie Rs y la Capacidad de Unión Cj0. En todos los casos prácticos de diodos mezcladores, esta frecuencia de corte fc debe ser del orden de 10 a 20 veces mayor que la máxima frecuencia de utilización [2.30], con lo que los datos del circuito


equivalente SPICE dados por los fabricantes son suficientes para seleccionar un diodo adecuado. [3.13] [3.14]

Una selección más ajustada a la realidad del funcionamiento del diodo como mezclador puede ser el estudio de su impedancia en banda ancha, teniendo en cuenta que la frecuencia máxima de utilización será aquella en la que la adaptación se degrada. Es una técnica similar a las indicadas en la bibliografía como medidas de diodos en frecuencias de microondas. [2.30]

3.2.2 Componentes integrados En determinados casos, y dada la complejidad de los diagramas de

bloques, se han utilizado dispositivos ensamblados - como es el caso de los híbridos de 90º de FI y de banda ultra ancha- y MMIC de AsGa encapsulados para funciones auxiliares, como amplificación. Las referencias concretas están referenciadas en los apartados donde se han utilizado.

3.2.3 Sustrato dieléctrico Como ya se ha dicho la elección del sustrato a utilizar se debe basar en

dos factores: por un lado, el costo y la disponibilidad, por otro, la facilidad de fabricación con el sistema de micro-fresado. En la siguiente tabla se resumen estas características:

Material Fabricante Espesor Costo A4 Fabricabilidad Pérdidas

FR-4 Aismalibar 0,5mm Bajo Buena Altas

CEM-3 Aismalibar 1,5mm Bajo Buena Altas

NY Park-Nelco 0,25mm Alto Muy Difícil Bajas

RO5870 Rogers 0,5mm Alto Difícil Bajas

RO4350 Rogers 0,508mm Medio Buena Bajas

Tabla 3.3: Resumen de sustratos utilizables

Se apunta la opción de utilizar los sustratos habituales en RF, como el FR-4, por su buen costo, disponibilidad y facilidad de fabricación, siempre que

96 Capítulo 3

las pérdidas debidas al mismo no sean excesivas para la aplicación concreta, sea esta un híbrido o un mezclador.

En cuanto el espesor, las reglas de diseño conocidas en la bibliografía inciden en que la anchura de banda de funcionamiento de un dispositivo de gran banda, aumentará si el medio en el que se construye el mismo es homogéneo, sobretodo si la base del dispositivo son las líneas de transmisión. Sea una línea de transmisión en μstrip:

Figura 3.3: Línea Microstrip

Se observa que la estructura -en rigor- no puede propagar ondas TEM puras al estar formado por dos dieléctricos diferentes – sustrato y aire-. De hecho, la regla conocida en la bibliografía dice que las desviaciones del modo híbrido que se propaga, respecto al modo TEM, son inferiores al 1% si el espesor del sustrato no es superior al 3% de la longitud de onda en el material dieléctrico. [3.16]

Así, para 10GHz y material FR-4 (εr = 4,6) λεr = 30/√ εr = 14mm 3% =0,419mm de espesor h el espesor adecuado será el más fino si lo que se busca es que las estructuras balanceadas que se vayan a construir no se vean afectadas por las diferentes velocidades de propagación en diferentes medios.

3.3 Selección de la arquitectura del conversor Las simulaciones ideales presentadas en el capítulo 2, referidas tanto a

los conversores ágiles de doble conversión como de simple conversión se completan con simulaciones más avanzadas y realistas en este apartado, encaminando el trabajo hacia las estructuras que definitivamente se van a utilizar para diseñar el conversor elevador de banda ultra ancha y elevado rechazo. Es lo que se resume en la figura 3.4, siguiendo el diagrama general de desarrollo de la tesis doctoral.


El método de trabajo seguido para definir la arquitectura ha sido, como ya se ha dicho, comenzar por delimitar las estructuras de nivel superior con Simulaciones de Sistema y a partir de ahí diseñar los bloques elementales.


Circuito


Opciones fabricadas


tiempo

Simulaciones



Fase 2: Síntesis



Se comienza por descartar la estructura de modulación directa (ver 2.1.3) dado que la banda que debe cubrir el conversor, de 2,5 a 10,5GHz, queda fuera del alcance de este tipo de conversor.

Entre las dos restantes, se trabajará primordialmente la estructura de simple conversión, en la idea de diseñar un conversor único para toda la banda y que descarte el uso de bloques de banda estrecha como lo son los filtros de la doble conversión. El hecho de abordar el diseño de un conversor de simple conversión y no uno de doble conversión aporta además un factor de novedad al trabajo de Tesis Doctoral que quizá la doble conversión no aporta.

Los datos presentados en la sección 3.1, y las referencias [2.31] y [2.32] descartan la validez de los SSBM convencionales del estado del arte, que presenta cifras del orden de 20 a 30dB de rechazo a la banda lateral no deseada en anchuras de banda menores que las del presente trabajo. En la

98 Capítulo 3

figura 2.25 se observa el esquema ideal de la estructura de simple conversión, con un rechazo a la BLI de 16dB en base al uso de híbridos con desequilibrios del orden de 2dB de amplitud y 5º de fase, cifras típicas de híbridos de ultra banda ancha.

Ya se citó en el apartado 2.1.2 la exigencia de estructuras más complejas, una de las aportaciones del presente trabajo, y denominadas como Doble SSBM en Cuadratura (QDSSBM) -se describe a continuación- consiguiéndose rechazos a la BL no deseada en el orden de 40 a 50dB, suficientes para la combinación en banda ancha sin perjuicio en el MER de salida.

De esta forma, el diagrama de bloques de sistema del conversor elevador de banda ultra ancha se compondría de:

P_1TonePORT1

Freq=LOfreqP=polar(dbmtow(10),0)Z=50 OhmNum=1

Amplifier2AMP_Distribuido

TOI=45S12=dbpolar(-30,0)S22=dbpolar(-12,180)S11=dbpolar(-15,0)S21=dbpolar(12,0)

Amplifier2HMC659_2

TOI=35S12=dbpolar(-20,0)S22=dbpolar(-12,180)S11=dbpolar(-18,0)S21=dbpolar(19,0)

PortRFNum=

PortFINum=1

MixerMIX10

TOI=+16ReferToInput=INPUTS33=dbpolar(-10,0)S22=dbpolar(-6,180)S11=dbpolar(-10,0)ConvGain=dbpolar(-7,0)RF_Rej=40 dBLO_Rej2=65 dBLO_Rej1=30 dBImageRej=40 dBSideBand=UPPER

LPF_ChebyshevLPF2

StopType=shortAstop=20 dBFstop=2.2*LOfreqRipple=0.1 dBFpass=1.6*LOfreq

Amplifier2HMC659_1

TOI=35NF=5 dBS12=dbpolar(-20,0)S22=dbpolar(-12,180)S11=dbpolar(-18,0)S21=dbpolar(19,0)

Figura 3.5: Diagrama de Bloques definitivo y Simulación de Sistema

A partir de un mezclador de rechazo de imagen con fuerte rechazo del OL, que supone el corazón de lo que se va a diseñar en el presente trabajo, la salida del diagrama es una cadena de amplificación consistente en tres etapas, que podrían ser MMICS convencionales en el caso 1 y 2 y una etapa final que , a la vista del estado del arte en amplificación de banda ultra ancha [2.29][3.17][3.18], exigiría un diseño específico para poder llegar a la potencia


de 1W de salida (30dBm con I2T >35dB) con los rechazos exigidos en la Tabla 1.1, o dicho de otra forma el amplificador de salida debería estar especificado como de 35dBm de P-1dB para contar con una salida de +30dBm suficientemente lineal.

La solución más común sería emplear amplificadores de potencia por bandas, lo que implicaría perder la filosofía que imbuye el trabajo, el manejo de toda la banda de 2,5 a 10,5GHz. Aún así se podría mantener la misma, limitando la potencia de salida al rango de los 26dBm (400mW) con componentes del estado del arte. [3.19]

Además se debe destacar la presencia del filtro paso bajo ágil encargado del rechazo del 2º armónico y superiores que es necesario introducir para garantizar el suelo de distorsiones de 3er. orden por debajo de los 35dB. Este filtro sería objeto de un nuevo proyecto específico.

Los resultados de simulación indican la viabilidad del diagrama presentado en la figura 3.5: todos los ratios están por encima de los 35dB y la distorsión de 3er. orden se mantiene en un nivel correcto tal y como refleja el EVM (MER) de salida.

3.0E

9

4.0E

9

5.0E

9

6.0E

9

7.0E

9

8.0E

9

9.0E

9

1.0E

10

2.0E

9

1.1E

10

40

42

44

46

38

48

LOfreq

Up

_C

on

vGa

in1

m3US

B_

LS

B1

US

B_

LO

1R

ech

azo

_2

_a

rm

m3LOfreq=Up_ConvGain1=40.675

6.500E9

Figura 3.6: Resultados 1 Diagrama de Bloques definitivo

Con una ganancia de la cadena de 40dB (50dB de Amplificación – 10dB de CL del mezclador), necesaria para trabajar con una entrada en 70MHz de -10dBm y obtener una salida de al menos 30dBm, se observan ratios de rechazo por encima de los 35dB en los casos peores, que serán el OL, la BLI (en el caso de un SSBM de BLS) y el 2º armónico tanto del OL como 2*BL.

100 Capítulo 3

Estas mismas cifras se pueden observar en las simulaciones en entorno digital que permiten ver la conversión de una señal de 27,7Msym/sg en 70MHz trasladada a 2,5GHz. La distorsión de 3er. orden, con una cifra de ACPR de 38dB, es el principal factor que contribuye a una cifra de MER en el entorno de 38dB, en la línea de las especificaciones de la Tabla 1.1.

Se concluye que un buen diseño pasará por la correcta elección de las figuras de TOI tanto de mezclador como de los amplificadores.

EVM(%) y MER(dB) Entrada

E1

3.754E-4

-20*log(E1)

68.510

nivel_dBm

-9.059

EVM(%) y MER(dB) Salida

E2

0.013

-20*log(E2)

38.021

nivel_dBm1

26.935

nivel_dBm2

-11.447

Figura 3.7: Resultados 2 Diagrama de Bloques definitivo

3.3.1 Doble SSBM en cuadratura: QDSSBM Como se ha dicho en el inicio del apartado 3.3, el núcleo principal a

diseñar es el mezclador-elevador de rechazo de imagen –o un mezclador-elevador de banda lateral única, mejor dicho-, que cubra toda la banda 2,5 a


10,5GHz con una cifra del orden de los 40dB para la banda lateral no deseada, y que cuente además con un fuerte rechazo al OL -60dB-. Los SSBM del estado del arte, [2.29] ÷ [2.33] [2.51] [3.20] ÷ [3.23], no llegan habitualmente a esas cifras, sea por su comportamiento de gran ancho de banda pero bajos rechazos en los esquema convencionales homodinos, sea por los superiores aislamientos pero bajos anchos de banda que se consiguen en los SSBM de monitorización de la salida y control de fase y amplitud de las señales para reforzar la cancelación debida a la estructura convencional. [2.51] [3.24] ÷ [3.28]

La razón principal de este tipo de comportamiento reside en el empleo de dispositivos de difícil realización para grandes anchos de banda, como son los circuitos desfasadores variables, en el caso de SSBM con lazos de realimentación de fase y amplitud variable, o los detectores de fase en el caso de conversores basados en PLL. En todo caso el estado del arte refleja anchos de banda que en ningún caso llegan a la octava. [2.51]

Por tanto la propuesta del presente trabajo sería novedosa, puesto que a la gran banda de funcionamiento se une la necesidad de fuertes rechazos (OL y BL no deseada). La idea fundamental sería extender la filosofía de cancelación de determinadas señales en las estructuras balanceadas, propiciada por el uso de híbridos de 90º y/o 180º, de modo que se consiga una doble cancelación de la banda lateral no deseada.

En el análisis llevado a cabo en el capítulo anterior de un SSBM convencional, se observa en la figura 2.19 que con un sencillo diagrama fasorial se visualizaba de forma clara la cancelación de una de las dos bandas laterales y el correspondiente refuerzo de la banda lateral deseada. Esa cancelación es total en el caso de que fase y modulo de la banda lateral correspondan con el caso ideal: igual amplitud y fase 180º.

La estructura denominada como QDSSBM partiría de una idea novedosa: colocar dos SSBM a su vez en cuadratura, es decir, con sus entradas de FI a través de dos híbridos en serie, y con los OL que atacan a cada SSBM en fase – ver figura 3.9-. Se puede visualizar el siguiente diagrama fasorial, similar al anterior de la figura 2.19, pero en el que se observa como el resto de BLI –resultante de unos inevitables desequilibrios de fase y amplitud entre los híbridos, sumados a las probables asimetrías en los recorridos de las

102 Capítulo 3

señales- que se produce en ambos SSBM colocados en cuadratura se compone en oposición de fase, provocando una cancelación adicional, en teoría infinita, pero en realidad supondrá una estructura de mayor rechazo a la banda lateral no deseada; se observa del mismo modo cómo la banda lateral deseada – BLS- se ve en este caso reforzada, compensando las pérdidas causadas por la introducción de un mayor número de híbridos.

Figura 3.8: Diagrama Fasorial QDSSBM de tipo BLS

Esta filosofía es la que refleja el diagrama de bloques de la Fig. 3.9, donde se observan los dos SSBM idénticos situados entre un híbrido90º de FI y uno de salida RF, resultando en un rechazo a la banda lateral no deseada del orden de >50dB – con combinadores de 3dB e híbridos de FI ideales, completamente equilibrados-. El rechazo al OL es del orden del conseguido para cada mezclador individual.

La agrupación de dos SSBM en cuadratura permite además, tal y como se ha visto en el diagrama fasorial, sumar en fase las señales útiles, en este caso la BLS, con lo que la Ganancia de Conversión mejora para compensar el exceso de pérdidas causado por ser la estructura de mayor complejidad. Si se compara con la figura 2.25, la ganancia de conversión ha mejorado en 3dB –de 8,5 a 11,5dB aprox.- debido a la contribución en fase de la BLS.

En cuanto al rechazo a la BLI, en el SSBM sencillo era de 17dB (figura 2.25): utilizado el esquema de Doble SSBM en cuadratura –QDSSBM-, se

cos·ωct

cos·(ωct+90º)

BLI

BLS

BLSBLI

BLI BLS

BLS

BLI

Resto BLI

Resto BLI


mejora hasta el orden de los 50dB, permitiendo la agrupación de conversores elevadores en banda ancha desde el punto de vista de las RSI toleradas.

Vload

VoutVload_a

VLOin

V_FI

LPF_ChebyshevLPF1

Astop=20 dBFstop=2*LOfreqRipple=0.1 dBFpass=1.6*LOfreq

Mixer2MIX4

ConvGain=dbpolar(-7,0)SideBand=BOTH

Mixer2MIX3


Mixer2MIX1


Mixer2MIX2


P_nHarmLOport

P[3]=polar(dbmtow(P_LO-30),0)P[2]=polar(dbmtow(P_LO-20),0)P[1]=polar(dbmtow(P_LO),0)Freq=LOfreqZ=50 OhmNum=2

PwrSplit2PWR2

S31=0.707S21=0.707

I_ProbeI_out

RR4R=50 Ohm

Hybrid90HYB3


-90

0 I N

I SO

Hybrid90HYB1


- 90

0 I N

I SO

Hybrid90HYB6


-90

0 I N

I SO

RR3R=50 Ohm

PwrSplit2PWR1

S31=0.707S21=0.707

RR8R=50 Ohm

hyp_70_MHzX4

-90

0I N

I SO

PwrSplit2PWR4

S31=0.707S21=0.707

RR6R=50 Ohm

I_ProbeI_LOin

P_1ToneRFport

Freq=FIfreqP=dbmtow(P_FI)Z=50 OhmNum=1

hyp_70_MHzX3

- 90

0I N

I SO

RR5R=50 Ohm

I_ProbeI_FI

RR2R=50 Ohm

RR1R=50 Ohm

hyp_70_MHzX1

-90

0I N

I SO

Figura 3.9: Estructura y Resultados de un QDSSBM ideal

104 Capítulo 3

Figura 3.10: Espectro Salida de un QDSSBM ideal

Partiendo de esta estructura se abordarán ahora las simulaciones para poder estudiar y/o diseñar los diferentes sub-bloques: mezcladores, híbridos de FI y UWB, divisores y/o sumadores, filtros de salida, y algunos otros que a modo de accesorios irán surgiendo en el desarrollo del proyecto. El filtro de salida sería el mismo que el del diagrama de bloques de la Fig. 3.5, en este caso está colocado en la salida del Mezclador en lugar de entre las etapas de amplificación.

El mezclador básico será el encargado de garantizar el rechazo del OL, y principalmente se estudiarán más a fondo las estructuras más sencillas posibles que permitan una fácil polarización de sus elementos no lineales y además funcionen en un gran ancho de banda. Su diseño será el objetivo básico de este trabajo.

El resto de dispositivos que forman el QDSSBM se analizarán y describirán a nivel de simulación en los apartados siguientes, diseñándolos en algún caso o adquiriéndolos como sub-sistemas para las medidas finales.

3.3.2 Mezclador (SBM) basado en Híbridos 180º Una primera solución para conseguir llegar a cifras de rechazo del OL

del orden de lo apuntado -60dB-, implicaría el utilizar una polarización DC añadida al OL en los diodos mezcladores [2.30] [2.51] [3.24] [3.25] [3.26] [3.29]. La teoría de mezcladores pasivos destaca que la introducción de una componente DC supone la posibilidad de contar con dos ventajas: 1) por un lado la posible reducción del nivel de OL necesario y 2) permite tener un grado


de libertad adicional para ajustar y/o modificar la conductancia dinámica del diodo, o lo que es lo mismo, ajustar las impedancias de entrada y salida del dispositivo en las frecuencias principales (OL, RF, FI) y en sus armónicos. Evidentemente ambos efectos influirán uno en el otro.

En cuanto a los inconvenientes, también son claros: 1) la dificultad de introducir choques y capacidades de paso para inyectar la polarización sin afectar a la conversión o mezcla principal y 2) la afección sobre el resto de productos de mezcla que puede suponer un empeoramiento en las cifras de distorsión de 3er. orden y armónicos generados. Dos aspectos a controlar, por tanto.

Respecto al punto 1, en los mezcladores simplemente balanceados habitualmente se utiliza el acceso de FI – ver Fig. 3.11 y figuras de la Tabla 3.4- para introducir una única tensión que polariza los diodos de modo asimétrico y desplazando los puntos de trabajo en igual grado pero en sentido contrario; con ello, se pierde un grado de libertad en cuanto a la manipulación del punto de trabajo del mezclador. Si el objetivo perseguido es conseguir la cancelación de la señal de OL parecería más razonable introducir dos tensiones de control independientes, una para cada diodo, aunque esto suponga mayor complicación en el esquema.

Abundando en el anterior párrafo, el estudio cualitativo detallado del mezclador balanceado con híbrido de 180º de las referencias [2.29] [2.30] [3.29] se puede completar de manera aproximada, añadiendo una polarización DC y viendo el efecto que puede causar el hecho de que ésta se introduzca de manera asimétrica o simétrica a los diodos. Este estudio cualitativo complementa al más completo que realizan simuladores de Balance Armónico – HB- como lo es el ADS [2.7], y se basa en visualizar las relaciones de fase entre tensiones y/o corrientes de RF, OL y FI, y suponer que la relación V/I del dispositivo no lineal se puede aproximar por una serie de potencias de V, como la descrita en el apartado 2.2 del capítulo anterior.

Tal y como se ve en la figura 3.11, en el caso del mezclador simplemente balanceado de 180º, este estudio se reduce a visualizar las relaciones de fase entre OL, RF y conductancia dinámica g(t), donde i(t) = g(t) · v(t), en cada diodo: el OL inyectado en la entrada Δ del híbrido Rat-Race, se

106 Capítulo 3

distribuye con 180º de desfase en ambas ramas, mientra que la señal de RF de la entrada ∑ se distribuye en fase.

La colocación adecuada de los diodos, en serie e invertidos, y los 180º de desfase del OL hacen que las conductancias dinámicas estén en fase, con lo que las corrientes y tensiones de todos los fundamentales y armónicos- entre ellas las señales de FI- estarán también en fase. Por tanto las corrientes de FI se sumarán en el acceso del mismo nombre. Los sentidos de las flechas no dejan de ser una convención, que demuestra su validez en el comportamiento relativo entre ellas, de ahí que esta estructura sirva también como conversor elevador desde FI a RF.

g(t)

RF

OL

I_FI

OL

RF

g(t)

I_FI

- +

-+- +

- +

V1,I1

V2,I2 I_out

DIODE5

DIODE6

Hybrid180HYB3

IN

ISO

PortRF_out1

PortOL_in1

PortFI_in1

LPF3

Figura 3.11: Análisis cualitativo mezclador Rat-Race

Las corrientes totales de RF en cada diodo, I1 e I2, son, como se ha dicho, una serie de potencias de la tensión total AC en bornes de los mismos, que supuestos los dos diodos iguales tendrán iguales coeficientes de las potencias de V, con los signos de los coeficientes de potencias impares negativos para el caso de I2 por estar el diodo en posición invertida respecto a la tensión aplicada en bornes, definida en la figura anterior; así, vista esta situación en forma de ecuaciones:

.......41

31

2111 ++++= dVcVbVaVI

.......42

32

2222 ++−+−= dVcVbVaVI


, con las tensiones en bornes:

tVtVV RFRFOLOL ωω coscos1 +−=

tVtVV RFRFOLOL ωω coscos2 +=

De este modo, utilizando identidades trigonométricas sencillas se puede hacer un análisis exhaustivo de todos los componentes que conforman la corriente resultante I_out de la figura anterior que cumplirá con la relación de igualdad I1 - I2 dado el sentido definido para las corrientes.

Ese estudio, cuyas conclusiones se detallan en la bibliografía conocida [2.29] [2.30], es el mismo que se puede utilizar para analizar qué es lo que ocurre si se da el paso de incorporar a V1 y V2 una tensión DC de polarización a los elementos no lineales en la estructura de la figura, sea ésta única para ambos diodos utilizando el acceso de FI, sean dos tensiones independientes incorporadas mediante choques.

Para facilitar el análisis, se utilizará un cambio de notación, de forma que si, DCRfRFOLOL VztVytVx === ωω coscos se pueden distinguir fácilmente ambos casos de polarización, desarrollando las corrientes y componiéndolas en la corriente de salida –se limita el resultado de cada caso hasta la 2ª potencia, por simplicidad-. Se resume la situación en la Tabla siguiente.

Polarización única en acceso FI Polarización independiente cada diodo

V_DCSRC7

CC2

LPF_ButterworthLPF4

LL3

DiodeDIODE7

CC1

LL2

DiodeDIODE8

LChoque

PortFI_in2

PortOL_in2

PortRF_out2

Hybrid180HYB4


IN

ISO

I_DCSRC10Idc=1 mA

LL7

LPF_ButterworthLPF5

CC6

CC5 Port

FI_in3

DiodeDIODE10

LL6

LL5

CC4

I_DCSRC11Idc=1 mA

PortOL_in3

PortRF_out3

Hybrid180HYB5


IN

ISO

DiodeDIODE9L

L4

CC3

V1 -x + y + z -x + y + z

V2 x + y + z x + y -z

108 Capítulo 3

V12 y2-2yx+x2+2(y-x)z+z2 y2-2yx+x2+2(y-x)z+z2

V22 x2+2yx+y2+2x(y+z)+z2 x2-2yx+y2+2x(y-z)+z2

I1 -ax+ay+az+by2-2byx+bx2+2b(y-x)z+bz2 -ax+ay+az+by2-2byx+bx2+2b(y-x)z+bz2

I2 -ax-ay-az+bx2+2byz+by2+2b(y+z)x+bz2 -ax-ay+az+bx2-2byz+by2+2b(y-z)x+bz2

I_out 2ay+2az-4bxy-4bxz 2ay-4bxy+4byz

OL NO CANCELADO CANCELADO

Tabla 3.4: Estudio polarización DC en simplemente balanceado

Se observa cómo al utilizar una polarización igual e independiente para cada diodo, supuestos estos iguales, y limitada la serie de potencias a los términos de más peso, no aparece en la salida ninguna componente de OL; por lo tanto, al menos en teoría, es posible una cancelación perfecta en banda ancha si con la polarización se compensan las diferencias entre diodos.

Mientras que con la polarización única desde el acceso de FI, aparece un término 4bxz, proporcional al OL y la DC, que evita esa cancelación teóricamente perfecta.

En resumen, modificando el punto de trabajo dinámico de los diodos, de manera independiente, se podría -teóricamente al menos- cancelar el OL en la salida y aumentar el aislamiento del conjunto mezclador. En todo caso, habrá que tener en cuenta que también el comportamiento no lineal que afecta a la ganancia de conversión y a la distorsión de 3er. orden se verá modificado por la variación del punto de trabajo.

El análisis llevado a cabo en ADS, confirma lo anterior y se observa en la Figura 3.12: la solución consiste en dos circuitos independientes de polarización, uno para cada diodo, y un circuito auxiliar de cancelación del OL en la salida que consta de un acoplador de acoplo variable (o uno fijo + un atenuador), un desfasador constante y un combinador 2 a 1. Todos ellos deben ser de banda ultra ancha.

Si se utiliza la polarización única en el acceso de FI, la simulación corrobora que el desfasador debe variar de valor a la largo del barrido de toda


la banda, con lo que el diseño del mezclador se complica sobremanera, puesto que no es nada fácil diseñar un circuito desfasador variable y operativo en una banda tan amplia como 2,5 ÷ 10,5GHz.

Además, se ha utilizado en la simulación un hibrido Rat-Race más realista, basado en líneas de transmisión acopladas –ver apartado 3.3.2.2- para que el entorno que define la red de cancelación necesaria sea lo más realista posible.

Vload

VaVc

Vd

VLOin

Vb

VIFin

CC2

C=180 pF -t

PwrSplit2

PWR1

S31=0.707S21=0.707

P_nHarm

PORT1

P[3]=polar(dbmtow(P_LO-30),0)

P[2]=polar(dbmtow(P_LO-20),0)

P[1]=polar(dbmtow(P_LO),0)

Freq=LOfreq

Z=50 OhmNum=1

I_ProbeI_LOin

CouplerSingle

COUP1

ZRef=50. OhmDirect1=30 dB

Loss1=0.2 dB

CVSWR1=1.

MVSWR1=1.Coupling=16.6 dB t

2

3

1

PhaseShiftSMLPS1

ZRef=50. Ohm

FreqStart=2.5 GHz

PhaseSlope=-120Phase=-270 t

I_DC

SRC7Idc=8.1 mA t

L

L2

R=

L=80 nH -t

C

C10C=1000.0 pF

TLIN

TL1

F=6.5 GHz

E=l2

Z=25 Ohm -t

Diode

DIODE2

Mode=nonlinear

Trise=

Temp=Region=

Scale=

Periph=

Area=

Model=DIODEM1

CC3

C=180 pF -t

L

L8

R=

L=170 nH -t

TLIN

TL10

F=6.5 GHzE=84 -tZ=50.0 Ohm

Diode

DIODE1

Mode=nonlinear

Trise=Temp=

Region=

Scale=

Periph=

Area=Model=DIODEM1

L

L1

R=L=50 nH -t

hyb_susp

X1

IN

ISO

P_1Tone

IFport

Freq=IFfreq

P=dbmtow(P_IFZ=50 Ohm

Num=1

TLOC

TL9

F=6.5 GHz

E=49 -tZ=50.0 Ohm

Re

f

TLINTL11

F=6.5 GHz

E=48 -tZ=50.0 Ohm

I_Probe

I_IFin CC4

C=1.0 nF

I_DC

SRC1Idc=3.3 mA t

CC9

C=1000.0 pF

L

L7

R=L=100 nH -t

TLINTL2

F=6.5 GHz -t

E=l1Z=35 Ohm -t

I_Probe

I_loadI_1Tone

SRC4

I_USB=1 mA

Freq=IFfreq+LOfreq

I=

I_1Tone

SRC3

I_LSB=1 mA

Freq=LOfreq-IFfreq

I=

Term

RFport

Z=Zload Ohm

Num=2

3.0E

9

4.0E

9

5.0E

9

6.0E

9

7.0E

9

8.0E

9

9.0E

9

1.0E

10

2.0E

9

1.1E

10

-12

-11

-10

-9

-8

-13

-7

LOfreq

Con

vLos

s_U

SB

Con

vLos

s_LS

B


3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

20

40

60

0

80

LOfreq

LOto

RF

m1

LOto

IFIF

toR

F



2.500E9

Figura 3.12: Esquema y Resultados de un SBM con polarización independiente

110 Capítulo 3

3.0E

9

4.0E

9

5.0E

9

6.0E

9

7.0E

9

8.0E

9

9.0E

9

1.0E

10

2.0E

9

1.1E

10

-4

-3

-2

-1

0

-5

1

LOfreq

dBm

(HB

.Vc[

::,7]

)dB

m(H

B.V

d[::,

7])

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

-200

0

-400

200

LOfreq

unw

rap(

phas

e(H

B.V

c[::

,7])

)

m3

unw

rap(

phas

e(H

B.V

d[::

,7])

)

m2

m3ind Delta=dep Delta=0.000delta mode ON

0.000m2LOfreq=unwrap(phase(HB.Vd[::,7]))=179.459

2.500E9

Figura 3.13: Amplitud y fase de la señal de OL en ambas ramas de combinador

En el esquema se ha eliminado la red de adaptación de entrada de los diodos, puesto que al variar el punto de trabajo de los mismos varía su impedancia, y se han sustituido por las líneas en la salida que cumplen la misma función.

Se observa en la última figura como con el control independiente de las corrientes en un margen entre 0 y 10mA y un desfasador fijo de -268º y pendiente de -120º, junto con un acoplador fijo de 10dB más un atenuador de 20dB en pasos de 0,1dB, se puede variar en todo el espectro de salida la amplitud y fase de ambas ramas del combinador de forma que se cancele hasta cifras del orden de 60dB. La figura 3.13 corresponde a la frecuencia de 2,5GHz y se observan la coincidencia de amplitud y la diferencia de 180º en fase de ambas ramas. Lo que provoca el gran aislamiento LOtoRF de la figura 3.12. En la figura a continuación se observa el aislamiento en el resto de la banda, en 6,5 y 10,5GHz.

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

20

40

60

0

80

LOfreq

LOto

RF

m1

LOto

IFIF

toR

F



6.500E9

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

20

40

60

0

80

LOfreq

LOto

RF

m1

LOto

IFIF

toR

F



1.050E10

Figura 3.14: Aislamiento LO a RF en 6,5 y 10,5GHz


LO frec.

(GHz)

Idc1

(mA)

Idc2

(mA)

Atenuador

(dB)

LO to RF

(dB)

2,5 2,4 7,1 6,3 62

6,5 3,3 6,2 6,3 65

10,5 5,7 2,3 14,3 64,5

Tabla 3.5: Comportamiento del SBM con polarización independiente

Tal y como se ha comentado uno de los inconveniente a la hora de tocar la polarización de los diodos es su posible influencia sobre la distorsión de 3er. orden. En la figura a continuación se observa el IM2T en condiciones de trabajo especificadas con -7dBm de señal para cada tono en la entrada, cubriendo la banda de 2,5 a 10,5.

m5freq=dBm(HB.Vload)=-19.049

2.569GHz

m6ind Delta=dep Delta=-36.936Delta Mode ON

-2.000E6

2.56 2.58

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-80

-10

freq, GHz

dBm

(HB

.Vlo

ad)

m5

m6


2.569GHz


-2.000E6


6.571GHz


-4.000E6

6.56 6.58

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-80

-10

freq, GHz

dBm

(HB

.Vlo

ad)

m5

m6


6.571GHz


-4.000E6


10.57GHz


-4.000E6

10.56 10.58

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-80

-10

freq, GHz

dBm

(HB

.Vlo

ad)

m5

m6


10.57GHz


-4.000E6

Figura 3.15: Distorsión de 3er. orden IM2T en 2,5/6,5/10,5GHz

112 Capítulo 3

En el diagrama de la especificación del sistema, el TOI del mezclador debía ser de +16dBm, y las cifras de la simulación en 6,5 dan un TOI equivalente en la entrada de: -15dBm + 42dB/2 + 8dB de Pérdidas de Conversión 14dBm, cerca por tanto de los especificado, lo que indica que este aspecto deberá ser en todo momento controlado al variar la polarización de los diodos. Las cifras de IM2T en los extremos de la banda son aún peores, pero serían achacables sobretodo al corte de la respuesta del híbrido, delatada por las pérdidas de conversión de la figura 3.13. Lo que indica claramente la importancia de contar con un híbrido que cubra holgadamente la banda propuesta.

Siguiendo lo dicho en 2.2.1.a en la Tabla 2.5, en cuanto a la solución Branch-Line o con híbrido de 90º -en lugar de utilizar el Híbrido de 180º en la figura 3.11-, sería posible una solución similar e incluso más compacta debido a la mejor colocación de los diodos –orientados en el mismo sentido- para polarizarlos, pero el bajo aislamiento inherente supone un impedimento definitivo para conseguir cifras de aislamiento del orden de los 60dB en toda la banda. La razón es que prácticamente todo el aislamiento efectivo lo debe procurar el lazo de cancelación externo – ver figura 3.12- con lo que éste se vuelve muy crítico y sensible a parámetros como el nivel de OL.

El esquema del mezclador simplemente balanceado de alto aislamiento de la figura 3.12 contiene, además de los elementos propios del mezclador SBM –híbrido 180º, diodos y redes de polarización-, un lazo de cancelación externa del OL que consta de acoplador + ATN variable + desfasador lineal + combinador, todos ellos de banda ultra ancha. En conjunto compondrían un Modulador de Doble Banda Lateral de Portadora Suprimida de banda ultra ancha o DSBSC. A continuación se describen y analizan estos bloques, y se incluyen al final las diferentes alternativas estudiadas para los híbridos de 180º.

3.3.2.a Acoplador UWB

El acoplador direccional de 10dB se diseña fácilmente en el entorno de la Guía de Diseño (Design Guide) de ADS [2.7], que permite sintetizar dispositivos comunes pasivos. De esta forma, la solución con líneas ideales sería un acoplador multisección, habitualmente ejecutado en tecnología stripline, un medio homogéneo por tanto, para conseguir que la propagación de


los modos par e impar de las líneas acopladas sea lo más uniforme posible. En los resultados de la Fig. 3.16 se comparan el acoplador de sistema de la figura 3.13 con el acoplador de líneas ideales.

PortINNum=1

CLINTL1

F=6.5 GHzE=81.5Zo=46.9 OhmZe=51.25 Ohm

PortCOUPNum=3

RR1R=50 Ohm

CLINTL2


PortOUTNum=2

CLINTL3


3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-25

-20

-15

-10

-5

-35

0

-4

-3

-2

-1

-5

0

freq, GHz

dB(S

(2,1))dB(S

(1,1

))dB

(S(3

,1))

dB(S

(5,4))dB(S

(4,4

))dB

(S(6

,4))

m1

m1freq=dB(S(6,4))=-9.260

6.500GHz

Figura 3.16: Acoplador ideal en 2,5 ÷ 10,5GHz

3.3.2.b Atenuador variable de banda ultra ancha

Los atenuadores de banda ultra ancha, habitualmente utilizan diodos PIN disponibles comercialmente o, caso de un entorno MMIC, son los MESFET en modo pasivo los que cumplen la función de resistencias variables necesarias en los atenuadores en T y/o en π. Son, en todo caso, bloques disponibles comercialmente. [2.8] [3.30] [3.31]

3.3.2.c Desfasador de pendiente lineal

El desfasador que se busca es un dispositivo de pendiente lineal y por tanto retardo de grupo constante. La teoría de filtros especifica que el retardo de grupo constante se da en las respuestas de tipo Bessel-Thomson (maximally flat group delay) [2.3], fácilmente sintetizables con las Design Guides de ADS. En la figura se observa que el filtro ideal de componentes

114 Capítulo 3

concentrados se ajusta suficientemente a la respuesta de fase deseada, con valores en principio factibles en un entorno de tecnología planar y/o componentes discretos de alta frecuencia –ver Tabla 3.2-.

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

PhaseShiftSMLPS1

ZRef=50. OhmFreqStart=2.5 GHzPhaseSlope=-120Phase=-270

TermTerm8

Z=50 OhmNum=8

CC5C=72.6 f F

LL5

R=1e-12 OhmL=19.3 nH

LL2

R=1e-12 OhmL=1.16 nH

CC2C=1.2 pF

LL3

R=1e-12 OhmL=4.2 nH

CC3C=335 f F

LL4

R=1e-12 OhmL=528 pH

CC4C=2.7 pF

CC1C=941 f F

LL1

R=1e-12 OhmL=1.5 nH

TermTerm7

Z=50 OhmNum=7

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-150

-100

-50

0

50

-200

100

6.0E-11

8.0E-11

1.0E-10

1.2E-10

1.4E-10

1.6E-10

1.8E-10

4.0E-11

2.0E-10

freq, GHz

phase

(S(2

,1))

unw

rap(p

hase

(S(8

,7))

)

dela

y(2,1

)dela

y(8,7

)

Figura 3.17: Estructura y Respuesta de desfasador constante de -270º

3.3.2.d Sumador UWB

Dado el ancho de banda necesario, las estructuras Wilkinson multisección [2.4] [2.8] pueden ser una buen alternativa para ejecutar esta función. De nuevo la Design Guide de ADS es una buena herramienta para su diseño, junto con la bibliografía [2.8] [3.32] [3.33] [3.34]. Se concluye que la banda a cubrir exige un sumador de tres secciones que, simulado en ADS de forma ideal, da los siguientes resultados:


TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

RR1R=400 Ohm

RR2R=211.46 Ohm

RR3R=107.18 Ohm

TLINTL1

F=6.5 GHzE=90Z=57.5 Ohm

TLINTL3

F=6.5 GHzE=90Z=70.71 Ohm

TLINTL5

F=6.5 GHzE=90Z=86.98 Ohm

TLINTL7

F=6.5 GHzE=90Z=86.98 Ohm

TLINTL6

F=6.5 GHzE=90Z=70.71 Ohm

TLINTL2

F=6.5 GHzE=90Z=57.5 Ohm

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-80

-60

-40

-20

-100

0

-3.08

-3.06

-3.04

-3.02

-3.10

-3.00

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,2))

dB(S

(3,3

))

dB(S

(2,1))dB

(S(3,1))

dB(S

(3,2

))

Figura 3.18: Estructura y Respuesta de sumador UWB

La respuesta ideal sugiere la necesidad posible de añadir alguna sección más u optimizar ligeramente los valores de R y/o Z para evitar la caída de la respuesta en frecuencia en los extremos de la banda.

3.3.2.e Hibrido de Banda Ultra Ancha basado en líneas acopladas por el borde

Ya se ha comentado en el capítulo anterior, apartado 2.3.1.a, la posibilidad de conseguir un híbrido de 180º de anchura de banda del orden de lo necesario en aplicaciones UWB en base a utilizar un par de líneas acopladas de 90º con inversión de fase (SC) en sus extremos para sintetizar el tramo de 270º. Las líneas acopladas ideales del apartado 2.3.1.a se pueden diseñar teniendo en cuenta múltiples variables: diferentes tipos de líneas –microstrip, strip-line, slot-line, etc.-, diferentes acoplamientos entre líneas –por el borde (Edge-Coupled), por la cara ancha (Broad-Side Coupled), etc. [2.8]

116 Capítulo 3

La principal dificultad a superar, ya comentada, es la necesidad de contar con una relación Z0e/Z0o elevada para poder aproximarse a la banda completa de 2,5 a 10,5GHz. De hecho la solución aportada en [2.74] de eliminar el plano de tierra persigue el incremento de la impedancia par Z0e, mientras que la impedancia impar Z0o menor posible se consigue mediante el uso de un dieléctrico de constante dieléctrica de alto valor y del acercamiento máximo de las líneas. [2.74]

En el presente trabajo se pretende diseñar un híbrido de comportamiento al menos equivalente, pero utilizando un sustrato más común y barato, como puede ser el CEM-3 o el FR-4 [3.2a] [3.2b]. Para poder alcanzar las impedancias deseadas, se trabajará tanto con espesores de dieléctrico diferentes, como con diferentes estructuras que puedan mejorar la relación Z0e/Z0o.

La primera idea aportada, es que el hecho de abrir una abertura en el plano de tierra se asemeja mucho al uso de líneas de tecnología de sustrato suspendido [2.8], que permiten obtener una mayor impedancia par Z0e, debido al alejamiento de dicho plano de tierra.

Figura 3.19: Sustrato Suspendido

Además, y tal y como se verá más adelante, esta técnica permitiría contar con un adecuado espacio libre en el interior del híbrido, útil para el montaje del mezclador SBM [2.50].

Calculadas en la herramienta LineCalc en ADS [2.7] las dimensiones necesarias para este tipo de sustrato con constante dieléctrica de valor 10 y con distancias a los planos de tierra de Hu=Hl=10mm, resultan en 1,19mm de anchura y separación de 0,09mm, tal y como se observa en la Fig. 3.20.


Figura 3.20: Líneas acopladas para Z0e=273Ω y Z0o=31,3Ω en material εr =10

El mismo programa LineCalc utilizado para un material de εr=4.6 y con un límite de 0,1mm en la mínima separación entre líneas acopladas, impuesto por los límites de la máquina fresadora que se va utilizar en la fabricación de los circuitos del presente trabajo (herramienta de 4miliinch =0,102mm) [3.3], deja en evidencia que las impedancias alcanzables son las correspondientes a un acoplo menor, de -3,5dB.

Se ha de tener en cuenta que estas impedancias par e impar son las de las líneas acopladas como 4 accesos, que tiene su equivalente (Tabla 2.9) como red de 2 accesos de inversión de fase (extremos en diagonal en SC). Lo que significa la práctica imposibilidad de alcanzar las impedancias necesarias para sintetizar un híbrido Rat-Race en toda la banda.

Figura 3.21: Líneas acopladas con acoplo máximo en material εr =4,3

118 Capítulo 3

Se han de destacar varios aspectos en la figura anterior:

- la gran anchura de las tiras conductoras, lo que incidirá directamente sobre la dificultad geométrica de realización del híbrido, debido al gran tamaño de las transiciones entre líneas y entre éstas y accesos exteriores de 50Ω, con el consiguiente aumento de efectos debidos a discontinuidades.

- la utilización de una constante dieléctrica de valor 4.3, debido a la inclusión del fenómeno de dispersión del material dieléctrico que hace que la constante dieléctrica no sea un valor constante con la frecuencia. El valor, aceptado como válido en toda la banda entre 2 y 10GHz, ha sido extraído en base a las diferentes prácticas realizadas en la asignatura de Laboratorio de μW en 5º de Telecomunicación en TECNUN, contrastando simulaciones y medidas a lo largo de los años 2004 a 2008.

Vistas las dificultades, se han puesto en práctica varias ideas adicionales para conseguir un híbrido funcional en la banda 2,5 a 10,5GHz, expuestas en los subapartados siguientes.

3.3.2.e.1 1ª Idea: Elección de la altura del sustrato

Utilizando sustrato de menor espesor h, la relación w/h (proporcional como se sabe a Zc) indica que se trabajará con anchuras w menores y, como consecuencia, el tamaño de las transiciones de los accesos microstrip a líneas suspendidas será menor y facilitadora de un mayor BW. Por el contrario, la misma opción irá en contra de Z0o menores y, por tanto, en contra de la anchura de banda BW. Habrá que dirimir cuál es la mejor solución en cuanto a anchura de banda conseguida en el seno del híbrido, que es en definitiva el objetivo a conseguir.

En todo caso, queda claro que el factor limitador cara al BW será la separación (s) de las líneas, limitada a 0,102mm por dificultades prácticas de fabricación, como ya se ha dicho. Esto supone, tal y como se ve en la figura siguiente con la línea ideal de -3dB como referencia, el no poder sintetizar una línea equivalente de 70,7Ω de -3dB de acoplo – ver Tabla 2.9- con pérdidas de retorno óptimas, lo que, en definitiva, supondrá una degradación en el aislamiento del híbrido fabricado. Evidentemente, se hace inalcanzable la línea


equivalente de -2dB –ver Tabla 2.9- que ampliaría aún más la banda. Las anchuras de la figura se han optimizado en ADS para dos espesores H (1,5 y 0,5mm), para una separación (s) fija y mínima de 0,102mm, teniendo en cuenta que el modelo utilizado es no dispersivo, estático, sin pérdidas y sin considerar espesor de los conductores: poco exacto y poco concluyente respecto a la altura de sustrato a seleccionar.

TermTerm5

Z=70.7 OhmNum=5

SSCLINCLin3

L=9.3 mm tS=0.102 mmW=3 mm tSubst="SSSub_1`46mm"

TermTerm6

Z=70.7 OhmNum=6

TermTerm8

Z=70.7 OhmNum=8

SSCLINCLin4

L=11.34 mm tS=0.102 mmW=1.9 mm tSubst="SSSub_0`44mm"

TermTerm7

Z=70.7 OhmNum=7

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-50

-40

-30

-20

-10

-60

0

-1.0

-0.5

-1.5

0.0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(5

,5))

dB(S

(2,1))dB

(S(6,5))dB

(S(7

,7))

dB(S

(8,7))

Figura 3.22: Líneas acopladas en sustratos de espesores 1,46mm y 0,44mm

3.3.2.e.2 2ª Idea: Uso de tres líneas acopladas en la línea de 270º

La novedad consiste en el uso de tres líneas acopladas en lugar de 2 para conseguir menor Z0o mayor relación Z0e / Z0o mayor anchura de banda en la línea de 270º sintetizada para el híbrido Rat-Race. Es el mismo principio utilizado en los Acopladores de tipo Lange [2.3] [2.4] [2.8] para conseguir fuertes acoplamientos del orden de -3dB.

La literatura y, por tanto, los modelos utilizables en simulación son abundantes en líneas de transmisión μstrip, pero para observar esta misma cuestión en líneas acopladas de sustrato suspendido debe usarse un simulador electromagnético, como lo es MOMENTUM™ en ADS; basado en la Teoría de

RL Paso

Ideal

0,44mm1,46mm

120 Capítulo 3

los Momentos [3.35] [3.36], permite la simulación de parámetros S y de características de radiación de cualquier estructura plana, con incorporación de pérdidas y espesores de conductores, haciendo la simulación mucho más realista.

En la figura a continuación se visualiza la comparación entre la línea de 270º sintetizada con 2 líneas acopladas y la sintetizada con tres para anchuras y separaciones optimizadas en comparación con las líneas acopladas de modelo de circuito en ADS.

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-2.0

-1.5

-1.0

-0.5

-2.5

0.0

-15

-10

-5

-20

0

freq, GHz

dB(S

(5,5))dB(S

(6,5

))

dB(S

(7,7))dB

(S(9,9))dB

(S(8

,7))

dB(S

(10,

9))

m3freq=unwrap(phase(S(6,5)))-360=-269.023

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-300

-250

-200

-350

-150

freq, GHz

un

wra

p(p

ha

se(S

(6,5

)))-

36

0

m3

un

wra

p(p

ha

se(S

(8,7

)))-

36

0u

nw

rap

(ph

ase

(S(1

0,9

)))-

36

0

m3freq=unwrap(phase(S(6,5)))-360=-269.023

6.500GHz

Figura 3.23: Paso, Retorno y Respuesta de Fase de Líneas acopladas que sintetizan la

línea de 270º del híbrido Rat-Race.

La Tabla siguiente especifica las anchuras y separaciones en sustrato FR4 de 0,5mm:

2 líneas 3 líneas

Anchura w Separación s Anchura w Separación s

H=0,44mm

HU=HL=5mm

Fig. 3.19 1mm 0,102mm 0,5mm 0,3mm

Tabla 3.6: Anchuras y separaciones de la línea de 270º


Es claramente visible la mejora tanto del paso como de la respuesta en fase, más constante en toda la banda en el caso de las tres líneas acopladas configuradas como una línea 270º cortocircuitada en sus extremos. Se ha de tener en cuenta además que este resultado se ha conseguido para unas separaciones entre líneas menos críticas, de 0,3mm.

El espesor de dieléctrico utilizado ha sido de 0,5mm, adecuado para las líneas en sustrato suspendido según MOMENTUM™, teniendo en cuenta la posible aparición de modos de propagación espurios que se puede producir en la estructura guiada de placas paralelas que constituyen los dos planos de tierra del medio suspendido, separados en este caso 5mm (ver Fig. 3.19). La frecuencia de corte de la propagación de estos modos, sean TE o TM, es según [2.4]:

reffc d

cfε⋅

=2

La distancia d sería la suma de H +HU + HL en la Fig. 3.19 – a mayor altura menor será la frecuencia de corte y mayor el peligro de que se pueda excitar algún modo por debajo de 10,5GHz-, y la constante dieléctrica efectiva se puede inferir de la bibliografía [3.38], o aproximar partiendo del hecho de que la propagación de los modos de placas paralelas se produce prácticamente en un entorno de εr =1. En todo caso MOMENTUM™ cuantifica esa frecuencia de corte, obligando a que HU=HL= 5mm y H= 0,5mm para que la fc =13,2GHz quede fuera del límite superior de la banda.

El análisis de las tres líneas acopladas en MOMENTUM™, como un dispositivo de 6 accesos de impedancia 50Ω y posterior simulación en ADS sobre accesos de 70,7Ω y extremos en SC, permite la conclusión de que las Pérdidas de Retorno son manifiestamente mejoradas cuando se utilizan las tres líneas, con un óptimo de >12dB en toda la banda para w = 1mm y s =0,5mm.

El inconveniente está en que para este óptimo la dimensión total de la configuración llega a los 4mm lo que redundará en un peor resultado final dado la considerable longitud de la unión entre los accesos extremos a cortocircuitar - P2 a P6 y P3 a P5-.

122 Capítulo 3

3.3.2.e.3 3ª Idea: Líneas acopladas de dos conductores en SC

La siguiente idea para mejorar el ancho de banda de la línea de 270º sintetizada con líneas acopladas en sustrato suspendido- y con ello la del híbrido Rat-Race- es el uso, conectadas en paralelo, de las dos capas de conductores del sustrato (denominadas a partir de ahora como cond1 y cond2) para mejorar el acoplo y, por tanto, reducir la Z0o. Se observa en detalle en la figura 3.24.

La interpretación cualitativa de la mejora se basaría en que el modo par y la Z0e apenas se ve afectado –en todo caso la impedancia característica Zc de una línea suspendida se hace menor con dos conductores en paralelo, es fácil verlo si se ve como un coaxial “rectangular” y se considera que el “alma” tendrá mayor diámetro, por tanto, la Z0e será algo menor- y por el contrario en el modo impar, la Z0o bajaría a la mitad de su valor al contar con el doble de cobre acoplado, consiguiendo en definitiva una mayor relación Z0e/Z0e. Para una separación s dada, se conseguirían de hecho líneas de impedancia característica equivalente más cercana a los 70,7Ω necesarios en el híbrido, es decir que las Pérdidas de Retorno sobre accesos de 70,7 Ω deben mejorar al usar 2 conductores en paralelo en lugar de 1.

El simulador MOMENTUM™ [3.36] es una herramienta adecuada para llevar a cabo el análisis detallado de la estructura dado que permite cualquier configuración planar y además cuenta con diferentes tipos de accesos configurables [3.37] para excitar diferentes modos de propagación en el seno de la estructura. En este caso la opción más sencilla es analizar la estructura bajo dos accesos SINGLE (accesos calibrados) de 70,7Ω en diagonal y 2 accesos que emulan los SC. De esta forma es cómodo el realizar la optimización de anchuras y separaciones de las líneas acopladas de 2 conductores, tal y como se resume en la siguiente figura, donde se observa la excelente mejora en las Pérdidas de Retorno y en las pérdidas de la línea sintetizada con dos conductores; la línea sintetizada con una separación s de 0,15mm ofrece una adaptación de RL >30dB para toda la banda sobre los accesos de 70,7Ω. También se ve en la figura 3.24 como la Impedancia Característica de la línea equivalente en el acceso 1 pasa de 97Ω con 1 conductor a 71,3Ω con dos conductores. Queda clara la ventaja de trabajar con líneas acopladas suspendidas de 2 conductores. La vía de interconexión se


puede modelar como una lámina conductora ideal, sin pérdida excesiva de precisión en el rango de frecuencia del trabajo.

Figura 3.24: Sustrato y Líneas acopladas suspendidas de 2 conductores

Más en general, usando puertos de tipo DIFERENCIAL Y COMUN [3.36], se pueden calcular las impedancias par e impar equivalentes a partir de los datos de salida del programa, Z0d y Z0c, tal y como se ve en la Tabla 3.7. La impedancia en modo diferencial Z0d será la impedancia característica de la línea balanceada que forman las dos tiras, también conocida como Z0b en la bibliografía [2.30] [3.29], de donde se extrae la relación que existe con la Z0o.

Vía

124 Capítulo 3

En cuanto a la Z0e = 2·Zoc es fácil visualizarla teniendo en cuenta que la Impedancia en modo común excita con la misma señal en fase ambas líneas, con lo que la impedancia característica del acceso común será la mitad de la Z0e por estar ambas en paralelo.

w s Z0d Z0c Z0o = Z0d/2 Z0e = 2·Zoc

2 líneas 0,85 0,01 72 136 36 272

2 líneas 2 conductores 0,85 0,01 ¿** 127 18 254

Tabla 3.7: Cálculo de Z0o y Z0e de líneas acopladas suspendidas

(**) La impedancia en modo diferencial de las 2 líneas de 2 conductores no se puede extraer del

simulador MOMENTUM™ por imposibilidad de configuración de los accesos necesarios para ello.

Las fórmulas anteriores se han contrastado con la bibliografía conocida de líneas acopladas [3.38] [3.39], tanto de líneas microstrip como suspendidas, verificando su validez. También se ha utilizado la herramienta LINECALC en ADS para corroborar los cálculos, resultando un error <3% en el caso de líneas de transmisión que se encuentran accesibles en esta calculadora integrada en ADS.

En la figura a continuación se puede ver como se produce una ligera reducción en la Impedancia en modo común (modo par) al usar los dos conductores, tal y como se había predicho en la explicación cualitativa.

Figura 3.25: Impedancia modo par Zoc de acopladas de 1 y 2 conductores

También destaca la variación de la Impedancia de modo par a lo largo de la banda, lo cual es debido al medio dispersivo en el que se desenvuelve la propagación, con dos medios diferentes como el aire y el dieléctrico en un entorno con el plano de tierra alejado. Esto afectará a la impedancia de entrada


de la estructura con inversión de fase en los extremos (SC), pero no de manera abrupta tal y como se puede observar en la figura 3.24.

En los párrafos anteriores no se ha tenido en cuenta en ningún caso el espesor del conductor y además se ha usado a modo de ejemplo una separación s por debajo de la mínima practicable de 0,102mm. La optimización de w y s deberá tener en cuenta por tanto estos dos factores: el espesor, que tendrá, como se puede intuir, una gran influencia en la impedancia impar de las líneas acopladas tanto de 1 conductor como 2 conductores y, por tanto, en el diseño definitivo, y la separación s mínima ejecutable. Al tratarse de líneas de 2 conductores, la interconexión entre ellas en forma de vía también será un factor limitante, puesto que la mínima vía podrá tener un diámetro de 0,2mm [3.3]. Esto puede limitar indirectamente la anchura mínima w, dado que para un diámetro de 0,2mm se considera un diámetro mínimo de cond1 y cond2 necesario de 0,5mm.

Se ha de destacar que al introducir el espesor en las simulaciones de MOMENTUM, este programa deje de aportar cálculos directos de la Impedancia Característica del acceso, con lo que la optimización se vuelve algo más farragosa.

En la figura 3.26 se observa la estructura simulada, las corrientes superficiales y el resultado de la optimización. Se observa que los dos conductores dan opción de sintetizar y fabricar (s>= 0,102mm) la línea de 270º con unas RL aceptables, >20dB en gran parte de la banda, y >9dB en los extremos de la misma. Mientras las líneas de 1 sólo conductor no permiten una síntesis adecuada con s=0,102mm (RL<10dB).

En la misma gráfica se aportan los equivalentes en líneas acopladas físicas de ADS tipo CLINP [3.1], que permitirán realizar las simulaciones de los mezcladores reales de forma rápida y cómoda: los valores de impedancia par e impar demuestran el aumento claro en la relación Z0e/Z0o.

Llama la atención que las vías están formadas por una lámina rectangular: la razón de esto es que la simulación de la vía rectangular o cilíndrica exige un mallado más tupido en MOMENTUM y por tanto un tiempo de simulación considerablemente mayor. Se ha comprobado que las

126 Capítulo 3

diferencias son mínimas en las respuestas de paso y RL, de ahí el uso de vías en forma de lámina.

Figura 3.26: Estructura suspendida, corrientes superficiales, resultados y circuitos

equivalentes CLINP

Equivalente 2

conductores

Equivalente 1

conductor


Las corrientes superficiales pueden tener componentes horizontales en el borde vertical de las líneas, debido al espesor y a que el modo que se propaga no es de tipo TEM sino cuasi-TEM. Por tanto habrá componente Hy que comportará corrientes horizontales en los bordes. El simulador nos permite ver su poca influencia en este caso, dado que la relación anchura/espesor del conductor (w/t) de la tira es muy grande. De hecho, y tal como se ve en la figura, sólo afecta mínimamente a las RL que empeoran ligeramente en el centro de la banda. La línea sintetizada sigue teniendo una impedancia próxima a 70,7 Ω con RL >20dB en gran parte de la banda.

Figura 3.27: Influencia de las corrientes horizontales de los bordes

128 Capítulo 3

El resumen de anchuras y separaciones óptimas con espesor de conductor incluido se compendia en la Tabla.

w s

Acopladas 1 conductor 0,8mm 0,102mm

Acopladas 2 conductores 0,5mm 0,102mm

Tabla 3.8: Dimensiones óptimas de la línea de 270º con 1 y 2 conductores

3.3.2.e.4 4ª Idea: Optimización de las transiciones en el híbrido

Por último es importante la optimización de la transición entre las líneas y los accesos al híbrido, consiguiendo la óptima distribución geométrica del híbrido. En ese sentido se han trabajado, tanto la geometría rectangular (ligeramente rectificada para compensar asimetría debida a la línea de 270º de inversión de fase) como la geometría circular, en base a arcos de longitud tal que den lugar a un híbrido en circunferencia perfecta. Los accesos se han fabricado con líneas microstrip, CPL o CPWG.

Estas 4 ideas, descritas en los sub-apartados anteriores, se utilizarán en el diseño definitivo de los híbridos en el capítulo siguiente.

Para terminar el diseño del híbrido de 180º, quedaría analizar la línea de 90º -ver figura 2.34-. Se observa en ADS que la línea sencilla de 70,7Ω exige una anchura de 17,6mm – impracticable por tanto- y 10,6mm de longitud. Pero, cogiendo como base las formas canónicas de líneas acopladas que tienen respuesta tipo pasa-todo [2.3] [2.4], es fácil ver que la línea de 70,7Ω se puede sustituir por un par de líneas acopladas de la misma longitud eléctrica con anchuras más manejables: las estructuras útiles pueden ser dos: las líneas acopladas con resonador acoplado con extremos en OC o en SC. Cualitativamente, se diría que son una línea COPLANAR pero con un conductor 2 (de masa) asimétrico –Fig. 3.29-.

En la tabla de las figura 3.28 se puede observar los valores de Impedancia Par e Impar de ambos casos y se puede concluir que los valores de la línea con extremos en SC son más adecuados para la tecnología suspendida que se ha utilizado en la línea de 270º.


Acopl,-dB321

654

Zoo Zoe Zc41,395 242,078 70,739,402 343,752 70,737,383 650,121 70,7

47,096 141,737 70,745,253 161,541 70,743,349 191,577 70,7

Zc= (2*Zoe*Zoo)/(Zoe+Zoo) y Zc=70,7

linea de 90 resonador cc

Zoo Zoe Zc20,648 120,752 70,714,541 126,859 70,77,689 133,711 70,7

035,266 106,134 70,730,942 110,458 70,726,091 115,309 70,7

linea de 90 resonador ca

Zc= Zoe+Zoo/2 y Zc=70,7

Figura 3.28: Línea de 90º, líneas acopladas con extremos en SC y OC

Los resultados se pueden observar en la figura 3.29, donde es de destacar un comportamiento prácticamente ideal en cuanto a fase –se presenta la resta de la fase de la línea ideal y de la fase de las líneas acopladas con resonador de extremos en SC-, con una leve mejora que todavía se hace mayor cuanto mayor sea la relación entre impedancias par e impar de las líneas acopladas: el problema como siempre es conseguir en la realidad esas cifras. Todo el estudio detallado que se ha descrito previamente de la línea de 270º vale en este caso para la línea de 90º, con lo que se podrá contar con una solución óptima basada, por ejemplo, en dos líneas acopladas de 1 y/o 2 conductores.

1

1

2

TermTerm1

Z=70 OhmNum=1

1

1

2

TermTerm2

Z=70 OhmNum=2

1 2

TLINTL1

F=6.5 GHzE=90Z=70.0 Ohm

CLINTL2


TermTerm3

Z=70 OhmNum=3

TermTerm4

Z=70 OhmNum=4

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-0.005

0.000

0.005

-0.010

0.010

freq, GHz

(pha

se(S

(4,3

)))-

phas

e(S

(2,1

))

Figura 3.29: Línea ideal de 90º y su equivalente en líneas acopladas con resonador

cortocircuitado en sus extremos

130 Capítulo 3

La Tabla 3.9 compendia las soluciones para la línea de 90º optimizada en MOMENTUM™, tanto para 1 sólo conductor como para 2 conductores, para una longitud física de las líneas de 8mm en ambos casos. Y la figura a continuación presenta las simulaciones MOMENTUM en ambos casos, con sus respectivas equivalentes en líneas con pérdidas de ADS tipo CLINP.

w(mm) s(mm) Z0e Z0o Ke Ko Tgδ (1)

1 conductor 1 0,1 241 44,7 1,1 2,7 0,014

2 conductores 1,1 0,4 241 44,7 1,1 2,7 0,011

Tabla 3.9: Dimensiones óptimas de la línea de 90º con 1 y 2 conductores

(1) Nota: El modelo de líneas acopladas de ADS adolece de un exceso de

pérdidas, al comparar con los resultados de MOMENTUM, de ahí que las

pérdidas del dieléctrico se hayan falseado ligeramente –tgδ típica de 0,019

para el FR-4 - para hallar el equivalente.

Figura 3.30: Línea 90º y su equivalente en líneas acopladas físicas de 1 y 2

conductores.

El ajuste entre los elementos CLINP de ADS y las simulaciones MOMENTUM es muy buena, salvo quizá en la parte alta de la banda donde las RL son >30dB en MOMENTUM™ y >25dB en ADS. En todo caso la diferencia sobre el comportamiento final del híbrido no será excesiva, dado que en los


extremos las RL de la línea de 270º sintetizada será la que limita las RL del híbrido –ver figura 3.27-.

A partir de aquí, se puede abordar una 1ª simulación realista de un híbrido Rat-Race completamente basado en líneas acopladas de sustrato suspendido y sus equivalentes en el elemento CLINP de ADS. Se pueden plantear dos formas de acercamiento: simulaciones MOMENTUM™ de las líneas que se agrupan en ADS en forma de híbrido o simulaciones en base a CLINP; estas últimas contarán con la ventaja de propiciar simulaciones más rápidas y ser más realistas en las frecuencias fuera del rango de frecuencia de las simulaciones de MOMENTUM ™.

La figura siguiente resume la situación:

Figura 3.31: Híbrido Rat-Race tras simulación MOMENTUM

Las visibles diferencias entre ambos planteamientos no invalidan la principal conclusión: se deberá realizar una optimización del híbrido completo,

132 Capítulo 3

en principio en MOMENTUM, puesto que la disposición física de las líneas y las transiciones entre ellas afectan en gran manera a la respuesta de paso y RL en altas frecuencias y al aislamiento. A lo anterior se une el hecho de que también las transiciones entre las secciones 90º y 270º y los accesos de 50 Ω de conexión y medida al exterior afectarán en el mismo sentido, de ahí la obligatoriedad de realizar una optimización sobre el híbrido.

Como primera medida, parece obvia la necesidad de acortar ligeramente las secciones para compensar la fuerte caída de la respuesta en altas frecuencias. Realizada esa optimización sobre los parámetros de los componentes de los elementos CLINP, longitudes e impedancias, se puede llegar a un resultado aceptable, con Pérdidas de Paso <6dB, Aislamiento > 28dB y Pérdidas de Retorno >10dB en un 60% de la banda.

VARVAR1

ko90=2.5 -tke90=1 -tl90=7.92 -tZo90=48 -tZe90=180 -t

EqnVar

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

CLINPTL2

TanD=0.02 -tF=100 GHz -tDistortion=1Ao=1 -tAe=1 -tKo=1.7 -tKe=1 -tL=8.73 mm -tZo=28.4 Ohm -tZe=237.36 Ohm -t

CLINPTL13

TanD=0.014F=0.7 GHzDistortion=1Ao=0Ae=0Ko=ko90Ke=ke90L=l90 mmZo=Zo90 OhmZe=Ze90 Ohm

CLINPTL14

TanD=0.014F=0.7 GHzDistortion=1Ao=0Ae=0Ko=ko90Ke=ke90L=l90 mmZo=Zo90 OhmZe=Ze90 Ohm

CLINPTL12

TanD=0.014F=0.7 GHzDistortion=1Ao=0Ae=0Ko=ko90Ke=ke90L=7.92 mmZo=Zo90 OhmZe=Ze90 Ohm

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

-6

-5

-4

-3

-7

-2

freq, GHz

dB

(S(1

,1))

dB

(S(2

,2)) d

B(S

(2,1))d

B(S

(3,1))d

B(S

(2,4))d

B(S

(3,4))dB

(S(4

,1))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-182

-180

-178

-176

-174

-172

-184

-170

-2

0

2

4

6

8

-4

10

freq, GHz

Fa

se P

ue

rto

De

lta Fa

se P

ue

rto S

um

a

3 4 5 6 7 8 9 102 11

180.0

180.2

180.4

179.8

180.6

freq, GHz

Re

sta

de

Fa

ses

Su

ma

y D

elt

Figura 3.32: Híbrido Rat-Race Optimizado en ADS. Resultados.

Se confirma, de momento, que el híbrido Rat-Race mejorado en el presente trabajo es útil para mezcladores en la banda 2,5 a 10,5GHz con un aislamiento del orden del estado del arte, entre 20 y 30dB. Las diferentes opciones analizadas de configuración de líneas 90º y 270º y las diferentes


geometrías dan lugar a un amplio rango de diseños posibles, que se abordarán en el capítulo siguiente.

3.3.2.f Hibrido de Banda Ultra Ancha basado en líneas acopladas por la cara ancha

Tal y como se decía en el Capítulo anterior, las líneas acopladas que comportan una inversión de fase, tienen otra versión: la conocida como cross-over [2.8], donde el salto de fase de 180º en banda ancha se ejecuta en la línea de 270º del híbrido Rat-Race por interconexión cruzada –de ahí el nombre- de los dos conductores que forman cualquier línea de transmisión (ver figura 2.33).

La bibliografía es variada [2.8] [2.80] [2.81], como variadas son las formas en las que se puede conseguir el efecto de la inversión de fase en la línea de 270º, dependiendo del tipo de línea de transmisión que se use. La típica es la de utilizar dos líneas acopladas por su cara ancha [3.38], que forman entre las dos una línea de placas paralelas con lo extremos en SC: de nuevo se hace presente el fenómeno de la inversión de fase en banda ancha.

Es posible construir a partir de ésta dos accesos microstrip en las caras complementarias del sustrato, tal y como se ve en la figura. Habría una 2º forma de realizarla, que sería cruzar entre si las dos placas con dos vías intermedias para que, finalmente, ambos accesos se construyan en la misma cara del sustrato.

Figura 3.33: Líneas placas paralelas con inversión de fase.

134 Capítulo 3

El diseño de las líneas en ambos casos se puede realizar en MOMENTUM™ y, dado que no dejan de ser un par de líneas acopladas- aunque en este caso por su cara más ancha-, todo lo descrito en el subapartado anterior 3.3.2.e es válido en este caso. El elemento clave para que este tipo de líneas acopladas puedan sintetizar una línea de 70,7Ω y 270º es el sustrato, dado que la síntesis de una Impedancia Impar del orden de 20 o 30Ω impone un espesor mínimo en el mismo. Se ha considerado útil utilizar el espesor mínimo de 0,25mm en un material típico de las frecuencias de μW como el N9000, basado en PTFE [3.2c].

Los resultados se resumen en la tabla siguiente y las gráficas a continuación ponen de manifiesto que las líneas acopladas cruzadas empeoran las prestaciones y sería necesaria una optimización de la zona de transición de las vías, tal y como se ve en la acumulación reactiva de campo que produce un máximo de la corriente en los bordes cercanos. La ventaja de la línea de acopladas cruzadas es evidente: los dos accesos se pueden hacer en la misma cara y por tanto la construcción del híbrido Rat-Race con ella será más fácil.

w s L Z0d Z0c Z0o Z0e

Acopladas cara ancha 0,62 0,25 8,2 66,7 184* 33,35 368

Acopladas cruzadas 0,8 0,25 7,7 60,15 127* 30 254

Tabla 3.10: Dimensiones e Impedancias de las líneas de 270º cross-over

*NOTA: para el cálculo de la Impedancia en modo común Zoc se han colocado dos planos ideales de GND a 5mm del sustrato. La modificación sobre la Z0d es muy pequeña.

Las impedancias Z0o y Z0e son del orden de lo necesario para conseguir la anchura de banda del híbrido, por lo tanto y en principio parece una buena solución para el híbrido. Como inconveniente, se ha de destacar, además del uso de un sustrato muy fino y caro como es el basado en PTFE, difícil de manejar con la máquina de micro-fresado por otro lado, la alta precisión de fabricación necesaria en las líneas acopladas por su cara ancha, extremadamente críticas con el parámetro w y con el alineamiento de las dos caras de conductor del sustrato.


Figura 3.34: Líneas placas paralelas con inversión de fase. Resultados y corrientes

superficiales

Las RL de la línea cross-over son prácticamente perfectas (>45dB), con unas pérdidas de paso mínimas (<0,05dB); sin embargo las líneas cruzadas con las vías tienen una RLmin>18dB y unas pérdidas algo mayores en 10,5GHz (<0,13dB).

En cuanto al diseño del híbrido seguiría las mismas pautas que el híbrido en base a líneas acopladas por el borde, dando lugar a estructuras muy similares, asimilables a un mismo tipo de layout: todos ellos contarán con un espacio vacío en su interior, adecuado para construir el mezclador SBM en su interior. Esa es la idea que sustenta todo el estudio previo.

3.3.2.g Hibrido de Banda Ultra Ancha basado en elementos concentrados

Se ha comentado en el capítulo anterior, apartado 2.3.1.b, la dificultad de conseguir la anchura de banda y el aislamiento deseados en el presente trabajo con un híbrido basado en filtros fijos: esta dificultad se redobla en el

136 Capítulo 3

caso de intentarlo con componentes discretos de encapsulados SMD, por la gran influencia de sus parásitos en la banda deseada. De ahí que el uso de elementos construidos en el propio sustrato sea una vía que, en principio, se presenta como atractiva. Se han intentado dos vías fundamentalmente, distintas en el uso del tipo capacidades reales y en el sustrato utilizado, que se resumen en la siguiente tabla:

Inductancias Capacidades LPF Capacidades HPF Sustrato

Variante 1 Líneas Impresas

Impresas Interdigitales

Mono-placa N9000

Variante 2 Líneas Impresas

Impresas Stub-Radial

SMD y Mono-placa FR-4 0,5

Tabla 3.11: Variantes híbrido basado en filtros

El proceso de sustitución es laborioso pero sistemático: se sustituye cada elemento ideal del filtro por un equivalente real y se reajustan los valores y/o dimensiones en función de los resultados de la simulación en ADS y/o MOMENTUM. De esta forma se llega a los siguientes esquemas:

M TEE_ADS

Tee37

W3=1. 2 m m

W2=0. 15 m m

W1=0. 15 m mSubst ="M Sub1"

M TEE_ADS

Tee36

W3=1. 2 m m

W2=0. 15 m m


M TEE_ADS

Tee42

W3=1. 2 m mW2=0. 15 m m

W1=0. 15 m m

Subst =" M Sub1"

M TEE_ADS

Tee33

W3=1. 2 m mW2=0. 15 m m

W1=0. 15 m m

Subst ="M Sub1"

M TEE_ADSTee41

W3=2 m m

W2=0. 15 m mW1=0. 75 m m

Subst ="M Sub1"

M TEE_ADS

Tee40

W3=0. 1 m mW2=2 m m

W1=2 m m

Subst =" M Sub1"

M TEE_ADS

Tee39

W3=0. 1 m m

W2=2 m m

W1=2 m mSubst =" M Sub1"

M TEE_ADS

Tee38

W3=2 m m

W2=0. 75 m m


M TEE_ADS

Tee35

W3=0. 15 m m

W2=0. 15 m m

W1=0. 75 m mSubst =" M Sub1"

M TEE_ADSTee43

W3=0. 15 m m

W2=0. 75 m mW1=0. 15 m m

Subst =" M Sub1"

M TEE_ADS

Tee34

W3=1. 2 m m

W2=0. 15 m m

W1=0. 15 m m

Subst =" M Sub1"

M TEE_ADS

Tee44

W3=1. 2 m mW2=0. 15 m m

W1=0. 15 m m

Subst =" M Sub1"

TermTerm62

Z=50 OhmNum=62

TermTerm63

Z=50 OhmNum=63

TermTerm64

Z=50 OhmNum=64

TermTerm61

Z=50 OhmNum=61

VI A2V33

W=0. 625 m m

Rho=1. 0T=0. 1 m m

H=0. 25 m m

D=0. 4 m m

VI A2V34

W=0. 625 m m

Rho=1. 0T=0. 1 m m

H=0. 25 m m

D=0. 4 m m

VI A2V35

W=0. 625 m m

Rho=1. 0T=0. 1 m m

H=0. 25 m m

D=0. 4 m m

VI A2V36

W=0. 625 m m

Rho=1. 0T=0. 1 m m

H=0. 25 m m

D=0. 4 m m

VI A2V32

W=0. 625 m m

Rho=1. 0

T=0. 1 m mH=0. 25 m m

D=0. 4 m m

VI A2V31

W=0. 625 m m

Rho=1. 0

T=0. 1 m mH=0. 25 m m

D=0. 4 m m

VI A2

V30

W=0. 625 m mRho=1. 0

T=0. 1 m m

H=0. 25 m mD=0. 4 m m

VI A2V29

W=0. 625 m m

Rho=1. 0

T=0. 1 m mH=0. 25 m m

D=0. 4 m m

VI A2

V25

W=0. 625 m mRho=1. 0

T=0. 1 m m

H=0. 25 m mD=0. 4 m m

VI A2

V26

W=0. 625 m mRho=1. 0

T=0. 1 m m

H=0. 25 m mD=0. 4 m m

VI A2

V27

W=0. 625 m mRho=1. 0

T=0. 1 m m

H=0. 25 m mD=0. 4 m m

VI A2

V28

W=0. 625 m mRho=1. 0

T=0. 1 m m

H=0. 25 m mD=0. 4 m m

M LI N

TL77

L=Lpist a m mW=Wpist a m m

Subst =" M Sub1"

M LI N

TL76

L=Lpist a m m

W=Wpist a m mSubst ="M Sub1"

M LI N

TL106

L=Lpist a m m

W=Wpist a m m

Subst =" M Sub1"

M LI N

TL105

L=Lpist a m m

W=Wpist a m mSubst =" M Sub1"

M LI N

TL104

L=10 m m

W=0. 75 m m

Subst =" M Sub1"

M LI N

TL103

L=10 m m

W=0. 75 m m

Subst =" M Sub1"

M LI N

TL102

L=10 m m

W=0. 75 m mSubst =" M Sub1"

VI A2

V24

W=0. 625 m mRho=1. 0

T=0. 1 m m

H=0. 25 m mD=0. 4 m m

VI A2

V47

W=0. 625 m mRho=1. 0

T=0. 1 m m

H=0. 25 m mD=0. 4 m m

VI A2

V46

W=0. 625 m m

Rho=1. 0T=0. 1 m m

H=0. 25 m m

D=0. 4 m m

VI A2

V45

W=0. 625 m m

Rho=1. 0T=0. 1 m m

H=0. 25 m m

D=0. 4 m mM LI NTL78


Subst =" M Sub1"

M LI N

TL101

L=10 m m

W=0. 75 m mSubst ="M Sub1"

MLINTL84

L=len1_1 mmW=0.15 mmSubst="MSub1"

MLINTL82


MLINTL83


MLINTL87


MLINTL85


MLINTL86


MLINTL80


MLINTL79


MLINTL81


M I CAP1

C125

Wf =1. 2 m m

Wt =0. 6 m mNp=2

L=len6_6 m m

G e=0. 2 m mG =0. 2 m m

W=0. 15 m m

Subst =" M Sub1"

M I CAP1

C126

Wf =1. 2 m mWt =0. 6 m m

Np=2

L=len6_6 m mG e=0. 2 m m

G =0. 2 m m

W=0. 15 m mSubst ="M Sub1"

M I CAP1

C127

Wf =1. 2 m m

Wt =0. 6 m mNp=2

L=len6_6 m m

G e=0. 2 m mG =0. 2 m m

W=0. 15 m m

Subst ="M Sub1"

M I CAP1

C128

Wf =1. 2 m mWt =0. 6 m m

Np=2


G =0. 2 m m


M I CAP1

C123

Wf =1. 2 m mWt =0. 6 m m

Np=2


G =0. 2 m m


M I CAP1C124

Wf =1. 2 m m

Wt =0. 6 m m

Np=2L=len6_6 m m

G e=0. 2 m m

G =0. 2 m mW=0. 15 m m

Subst =" M Sub1"

DI CAP

C145

R0=0. 01 O hm

TanDeL=0. 002

Er=2. 17T=0. 25 m m

L=len8_8 m m

W=widt h0_0 m m

DI CAP

C144

R0=0. 01 O hmTanDeL=0. 002

Er=2. 17

T=0. 25 m m

L=len9_9 m mW=widt h1_1 m m

DI CAP

C143

R0=0. 01 O hm

TanDeL=0. 002

Er=2. 17T=0. 25 m m

L=len8_8 m m

W=widt h0_0 m m

WIREWire17

Rho=1.0L=len4_4 mmD=diam0_0 mm

WIREWire16

Rho=1.0L=len4_4 mmD=diam0_0 mm

M LI NTL100


Subst =" M Sub1"

Figura 3.35: Esquema real del Híbrido180º basado en filtros. Variante1


Se incluyen líneas microstrip sustituyendo a las inductancias y las vías –se han colocado dos por punto de conexión, al objeto de minimizar parásitos- para la conexión al plano de tierra. Las capacidades del HPF se modelan con el componente DICAP™ de la librería ADS (son condensadores cerámicos mono-placa, Tabla 3.2). Los resultados ponen de manifiesto el bajo aislamiento que ya se citaba en el capítulo anterior, inherente a la propia estructura del híbrido, fruto de la limitada adaptación de los accesos y a que los filtros se han diseñado sobre 50Ω y no sobre la impedancia ideal de 70,7Ω.

m90freq=dB(S(62,61))=-5.068

10.50GHzm91freq=dB(S(63,61))=-5.095

2.500GHz

m92freq=dB(S(63,61))=-5.761

4.100GHz

3.5 6.0 8.5 11.0 13.51.0 15.0

-15

-10

-5

-20

0

f req, GHz

dB(S

(62,

61))

m90

dB(S

(63,

61))

m91 m92

splitter transmission sum port_order5_design

m90freq=dB(S(62,61))=-5.068

10.50GHzm91freq=dB(S(63,61))=-5.095

2.500GHz

m92freq=dB(S(63,61))=-5.761

4.100GHz

m94freq=dB(S(62,64))=-5.710

10.50GHzm93freq=dB(S(63,64))=-4.659

2.500GHz

3.5 6.0 8.51.0 11.0

-15

-10

-5

-20

0

f req, GHz

dB(S

(62,

64))

m94

dB(S

(63,

64))

m93

splitter transmission delta port_order_design

m94freq=dB(S(62,64))=-5.710

10.50GHzm93freq=dB(S(63,64))=-4.659

2.500GHz

Filtro orden=5 fp=18.5GHz fs= 24GHz

m95freq=dB(S(64,61))=-38.447

2.500GHz

m96freq=dB(S(64,61))=-19.675

10.50GHz

m97freq=dB(S(64,61))=-14.201

6.700GHz

3.5 6.0 8.51.0 11.0

-40

-30

-20

-10

-50

0

f req, GHz

dB(S

(64,

61))

m95

m96m97

isolation_order5_

m95freq=dB(S(64,61))=-38.447

2.500GHz

m96freq=dB(S(64,61))=-19.675

10.50GHz

m97freq=dB(S(64,61))=-14.201

6.700GHz

3.5 6.0 8.51.0 11.0

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

f req, GHz

dB(S

(61,

61))

dB(S

(62,

62))

Figura 3.36: Resultados del Híbrido180º basado en filtros. Variante1

Destacan las pérdidas de paso del orden de los 5dB en todos los accesos y las flojas Pérdidas de Retorno, lo que induce el bajo aislamiento de la estructura.

Se ha trabajado en una 2ª variante, esta vez en sustrato de bajo costo FR-4, siguiendo el mismo procedimiento sistemático de sustitución de componentes ideales por reales. Los esquemas resultantes, varían ligeramente dependiendo del tipo de condensador usado en el HPF y lleva asociados los resultados de las figuras 3.37 y 3.38, que presentan la comparativa de ambas

138 Capítulo 3

soluciones. En todo caso, queda de manifiesto que no es una solución adecuada para cubrir la banda necesaria, pero sí una alternativa de muy bajo costo, potencialmente más compacto que el híbrido basado en líneas acopladas y fácilmente realizable como híbrido de una octava. De ahí el interés de las simulaciones.

La 1ª variante, basada en el uso de condensadores mono-placa en el HPF, aporta un aislamiento en el orden de los 20dB en una octava en la banda UWB.

MTEE_ADSTee16

W3=0.6 mmW2=0.6 mmW1=0.6 mm -tSubst="MSub1"

MTEE_ADSTee11

W3=0.15 mmW2=0.85 mmW1=0.85 mmSubst="MSub1"

MLINTL9

L=5 mm tW=0.15 mmSubst="MSub1"

MRSTUBStub5

Angle=30L=1.925 mmWi=0.3 mmSubst="MSub1"

PortP2Num=2

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

PortP4Num=4

MRSTUBStub11


MTEE_ADSTee9


MLINTL8

L=2.18 mmW=0.5 mmSubst="MSub1"

MRSTUBStub12

Angle=80L=1.55 mmWi=1 mmSubst="MSub1"

MTEE_ADSTee8

W3=1 mmW2=0.5 mmW1=0.5 mmSubst="MSub1"

MLINTL7

L=1 mmW=0.5 mmSubst="MSub1"

MCORNCorn2

W=0.5 mmSubst="MSub1"

MLINTL11


MRSTUBStub8

Angle=30L=1.925 mmWi=0.3 mm -tSubst="MSub1"

PortP3Num=3TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

MRSTUBStub9


MTEE_ADSTee5


MLINTL5


MTEE_ADSTee4

W3=0.3 mmW2=0.6 mm -tW1=0.5 mmSubst="MSub1"

MCORNCorn1


MLINTL3


MTEE_ADSTee15


MLINTL10


MTEE_ADSTee3


MRSTUBStub4


MTEE_ADSTee2


PortP1Num=1

MTEE_ADSTee13


MTEE_ADSTee1

W3=0.3 mmW2=0.5 mm -tW1=0.6 mm -tSubst="MSub1"

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

DICAPC2

R0=0.01 OhmTanDeL=0.02Er=4.60T=0.44 mmL=3 mm -tW=4.2 mm t

DICAPC1


MLINTL1


MLINTL13

L=0.4 mmW=1 mmSubst="MSub1"

MLINTL12


MTEE_ADSTee10


MTEE_ADSTee7


MTEE_ADSTee12


MRSTUBStub7

Angle=30L=1.925 mmWi=0.3 mm -tSubst="MSub1"

MTEE_ADSTee6


MTEE_ADSTee14


MLINTL2


TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

MRSTUBStub10


MLINTL6


MRSTUBStub6


MLINTL4


3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,2))

dB(S

(2,1))dB

(S(3,1))dB

(S(4

,1))

Figura 3.37: Resultados del Híbrido180º basado en filtros. Variante2a


TermTerm8

Z=50 OhmNum=8

MRSTUBStub19

Angle=27 tL=1.925 mm tWi=0.3 mm tSubst="MSub1"

MRSTUBStub20


MTEE_ADSTee22

MTEE_ADSTee23

MLINTL17

MLINTL18

MTEE_ADSTee24

MRSTUBStub18


MRSTUBStub17


TermTerm7

Z=50 OhmNum=7

MTEE_ADSTee20

MLINTL16

MLINTL15

MTEE_ADSTee19

MTEE_ADSTee21

MRSTUBStub15


MRSTUBStub16


TermTerm6

Z=50 OhmNum=6

S2P_ConnS2P3File="0_47pF_serie.s2p"

21

Ref

MLINTL12

L=5 mm -tW=0.15 mm -tSubst="MSub1"

MLINTL13

L=2.35 mm -tW=0.15 mm -tSubst="MSub1"

MLINTL14


MTEE_ADSTee16W3=0.5 mm t

MTEE_ADSTee17

MTEE_ADSTee18


21

Ref

MRSTUBStub13


MRSTUBStub14


MTEE_ADSTee14

MLINTL10

L=1.58 mm tW=0.25 mm tMTEE_ADS

Tee13

MRSTUBStub12


MLINTL11

L=1.58 mm tW=0.25 mm t

MTEE_ADSTee15

TermTerm5

Z=50 OhmNum=5

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB(S

(5,5

))dB

(S(6

,6))

dB(S

(6,5))dB

(S(7,5))

dB(S

(8,5

))

Figura 3.38: Resultados del Híbrido180º basado en filtros. Variante2b

En este caso Varante2b, se ha utilizado un HPF en base a capacidades convencionales SMD 0603 de 0,47pF, lo que ha desplazado la respuesta con un aislamiento >18dB a frecuencias mayores, y cubriendo una banda cercana a la octava.

En conclusión, este tipo de híbridos basados en elementos concentrados no servirán para cubrir la banda deseada de 2,5 a 10,5GHz, pero se ha considerado su estudio dado que son potencialmente muy compactos y, por tanto, muy útiles en situaciones donde el ahorro de superficie puede ser clave, como ocurre en los MMIC.

140 Capítulo 3

Además de esto, puede ser un 1er paso para el estudio de una estructura novedosa, que no cuente con un ancho de banda extraordinariamente alto como el necesario en el presente trabajo, pero sí pueda, en bandas menores, conseguir aislamientos elevados, del orden de los 60dB. La idea sería que dado que la respuesta de un híbrido basado en filtros se sintetiza a partir de las frecuencias de corte de los LPF y el HPF, se podría buscar una relación tal que optimice el aislamiento en una frecuencia o en una banda estrecha, pero variable.

Utilizando bloques de sistema de ADS, es posible la verificación de la validez de la idea básica de alto aislamiento variable en frecuencia:

VARVAR1

corte_arriba=3.64 -tcorte_abajo=1.73 -trizado=3 -torden=3 -t

EqnVar

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

LPF_ChebyshevLPF1


HPF_ChebyshevHPF1

N=ordenAstop=Fstop=Ripple=rizado dBFpass=corte_abajo GHz

LPF_ChebyshevLPF2


LPF_ChebyshevLPF3


VARVAR1

corte_arriba=3.64 -tcorte_abajo=1.73 -trizado=3 -torden=3 -t

EqnVar

Figura 3.39: Híbrido de filtros con frecuencia de corte variable

Frecuencia en GHz, para Aislamiento >55dB

Fcentral 10, 5 9,5 8,5 7,5 6,5 5,5 4,5 3,5 2,5

Corte

HPF

(GHz)

7,2 6,55 5,865 5,15 4,45 3,78 3,08 2,43 1,73

Corte LPF

(GHz) 15,25 13,8 12,35 10,89 9,44 7,99 6,54 5,09 3,64

Tabla 3.12: Frecuencias de Corte teóricas HPF y LPF


La relación de variación es prácticamente de 4,2:1, del mismo orden que la banda a cubrir, y a la vista de los componentes del estado del arte [3.40] [3.41] [3.42] [3.43], la dificultad estribará en conseguir la cobertura completa deseada - que exige una relación de 4,2:1-, imposible de alcanzar con estos dispositivos. De ahí que el posible diseño de este tipo de híbrido, servirá para verificar esta novedosa aportación, al suponer un nuevo tipo de híbrido de alto aislamiento.

Además, se deberá llevar a cabo el análisis del comportamiento de los varactores en régimen no lineal, si lo que se pretende es que este aislamiento tan alto se convierta en un rechazo efectivo de la señal de OL (de alto nivel) en la salida del mezclador SBM.

A partir de aquí, se infiere la posibilidad de emplear varactores en los filtros del híbrido de forma que se pueda conseguir el efecto de cancelación por desfase al modificar las frecuencias de corte de los filtros. Se presenta en la figura una opción sencilla de bajo orden, con dos tensiones de control independientes y con modelo del varactor de unión híper-abrupta (γ =0,75), el MA46H070-1056 de MA-COM™ [2.8] [3.43]. Este tipo de varactores tienen un encapsulado de bajos parásitos y un ratio de CT0/CT20 = 5,5.

Term

Term12

Z=50 OhmNum=12

Term

Term11

Z=50 OhmNum=11

V_DCSRC2Vdc=8.5 V t

V_DCSRC1Vdc=11 V t

CC1C=820 f F -t

CC2C=820 f F -t

CC3C=820 f F -t

CC4C=1000 f F -t

CC5C=1000 f F -t

LL3

R=1e-12 OhmL=7.321414 nH

LL4

R=1e-12 OhmL=7.321414 nH

MA46H070-1056X2 R

R4R=50 kOhm

RR3R=50 kOhm

RR5R=50 kOhm

RR6R=50 kOhm

MA46H070-1056X5

MA46H070-1056X4

LL7

R=1e-12 OhmL=6.463487 nH

Term

Term10

Z=50 OhmNum=10

MA46H070-1056X3

LL5

R=1e-12 OhmL=7.321414 nH

LL6

R=1e-12 OhmL=7.321414 nH

TermTerm9

Z=50 Ohm

Num=9

RR1R=50 kOhm

MA46H070-1056X1

LL1

R=1e-12 OhmL=7.321414 nH

LL2

R=1e-12 OhmL=7.321414 nH

Figura 3.40: Híbrido de filtros con varactores y alto aislamiento

142 Capítulo 3

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

freq, GHz

dB(S

(2,1

))

m2

dB(S

(3,1

))dB

(S(1

0,9)

)dB

(S(1

1,9)

)

Transmission port Suma a salidas (dB)

m2freq=dB(S(2,1))=-3.777

4.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

freq, GHz

dB

(S(2

,4))

dB

(S(3

,4))

dB

(S(1

0,1

2))

dB

(S(1

1,1

2))

Transmission port Delta a salidas (dB)

3 4 5 6 7 8 9 102 11

0

20

40

-20

60

freq, GHz

Diferencial Fase 0º

3 4 5 6 7 8 9 102 11

100

200

300

400

0

500

freq, GHz

un

wra

p(p

ha

se(S

(2,4

)))+

unw

rap

(ph

ase

(S(3

,4

Diferencial fase 180º

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-60

-40

-20

-80

0

freq, GHz

dB(S

(1,4

))dB

(S(9

,12)

)

m1

Aislamientos

m1freq=dB(S(9,12))=-71.157

4.520GHz

Figura 3.41: Resultados Híbrido de filtros con varactores y alto aislamiento

Se observa claramente la cancelación por desfase que se produce en este caso en 4,5GHz, con unas pérdidas en el híbrido algo más altas, del orden de 7dB, pero un aislamiento > 60dB. Por lo tanto, el principio de funcionamiento se ve posible, aunque se ha de ser consciente de la dificultad que conlleva el trabajar con varactores discretos en cuanto a la consideración de igualdad de dispositivos –emparejamiento-. Este problema se podrá contrarrestar con un mayor grado de libertad, aumentando el número de tensiones de polarización.


3.3.3 Mezcladores basados en T-mágica (SBM y DBM) La figura 3.32 pone de manifiesto que los híbridos de 180º Rat-Race

mejorados tienen dificultades para servir de soporte a un mezclador SBM para la banda de 2,5 a 10,5GHz, dado que la respuesta en frecuencia en los extremos es en realidad 3dB peor que en el centro de la banda, con lo que las CL del mezclador serán, al menos, esa cifra peor en los extremos, teniendo en cuenta que ambas señales, RF y OL, se verán afectadas por esas pérdidas adicionales.

De ahí que se haya trabajado con alguna estructura más, entre las múltiples posibles que se han descrito en las secciones 2.3.1 y 2.3.2 en el capítulo anterior, dedicadas a híbridos y baluns de banda ultra ancha. El criterio para su elección, como hasta ahora, ha sido la compacidad complementada con la facilidad de polarización independiente de los dispositivos no lineales.

El exhaustivo estudio llevado a cabo señala como mejor opción la estructura de T-mágica basada en modos ortogonales descrita en el apartado 2.3.1.c y que, como ya se dijo, no deja de ser un híbrido de 180º. Por tanto, con este híbrido se podrá, con las transiciones adecuadas, fabricar un SBM equivalente al del apartado anterior 3.3.2, pero esta vez basado en la T-mágica descrita y que necesitaría igualmente de un circuito de compensación de fase y amplitud externo –ver figura 3.12- para poder cancelar el OL en el seno del mezclador simplemente balanceado.

El hecho de que el núcleo de la estructura esté formado por dos ranuras acopladas supone, tal y como se verá, una dificultad para la estructura del SBM, de ahí que se planteé utilizar la T-mágica como base para un mezclador doblemente balanceado (DBM) [2.8] [2.59] [2.60].

Se describen a continuación los esquemas ideales de estos dos mezcladores.

3.3.3.a SBM basado en T-mágica de Slot-Lines Acopladas

El circuito equivalente del híbrido, descrito en la Fig. 2.42, se puede simplificar de manera que funcionalmente sea más sencilla y equivalente en cuanto a sus prestaciones en simulación [2.42], siempre manteniendo la ortogonalidad de los modos par e impar en las líneas acopladas slot-line. Así,

144 Capítulo 3

en la figura a continuación se presenta este esquema simplificado, donde las principales diferencias serían: la sustitución de las líneas de transmisión del acceso 1, denominado como H o ∑ en terminología de T-mágica, por un par de líneas acopladas –serían ranuras acopladas, ver Fig. 2.44- y la forma en la que el acceso 4, E o Δ, ataca a las ranuras acopladas. En este caso se sustituye la línea abierta de 90º (SC virtual) por un SC directo de una línea ideal de 4 terminales.

TLINPTL4

F=1 GHzK=1.0L=7.5 mmZ=50.0 Ohm

TLINPTL5

F=1 GHzK=1.0L=7.5 mmZ=50.0 Ohm

TermTerm7

Z=50 OhmNum=7

TLINP4TL6

Sigma=0TanM=0Mur=1TanD=0.002F=1 GHzA=0.0001K=1.0L=11.5 mmZ=50 Ohm

TermTerm8

Z=50 OhmNum=8

CLINPTL2

Ko=1.0Ke=1.0L=11.5 mmZo=50 Ohm -tZe=100 Ohm -t

CLINPTL3

Ko=1Ke=1L=11.5 mmZo=35.4 Ohm -tZe=70.7 Ohm -t

TermTerm6

Z=50 OhmNum=6

TermTerm5

Z=50 OhmNum=5

TLINTL1

F=6.5 GHzE=90Z=50 Ohm -t

2 4 6 8 100 12

-60

-40

-20

-80

0

0

50

100

150

-50

200

f req, GHz

dB(S

(6,5

))dB

(S(6

,8))

dB(S

(7,6

))

unwrap(phase(S

(6,8)))-unwrap(phase(S

(7,8))unw

rap(phase(S(6,5)))-unw

rap(phase(S(7,5))

Paso accesos E,H a 1 y 2; Aislaminento salidas; Relaciones de Fase

2 4 6 8 100 12

-30

-20

-10

-40

0

f req, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(4

,4))

dB(S

(5,5

))dB

(S(8

,8))

RL Accesos H y E

2 4 6 8 100 12

-30

-20

-10

-40

0

f req, GHz

dB(S

(2,2

))dB

(S(3

,3))

dB(S

(6,6

))dB

(S(7

,7))

RL Accesos 1 y 2

2 4 6 8 100 12

-60

-40

-20

-80

0

0

50

100

150

-50

200

f req, GHz

dB(S

(2,1

))dB

(S(2

,4))

dB(S

(3,2

))

nwrap(phase(S

(2,4)))-unwrap(phase(S

(3,4)))nw

rap(phase(S(2,1)))-unw

rap(phase(S(3,1)))

Paso accesos E,H a 1 y 2; Aislaminento salidas; Relaciones de Fase

Figura 3.42: Esquema simplificado y Resultados comparativos de la T-mágica

Entrada H o ∑

Entrada E o Δ

Salida 1

Salida 2


Vista la comparación entre ambos esquemas, destaca la práctica igualdad en cuanto a RL y la diferencia en el aislamiento entre accesos de salida que, como ya se decía en el apartado 2.3.1.c, afectará ligeramente al rizado de las pérdidas de conversión en la banda de paso.

Otra conclusión cualitativa extraíble es que la anchura de banda del híbrido depende de la longitud de las líneas acopladas a continuación de la entrada H, que suponen un SC para el acceso 4, E o Δ, a frecuencias en que las ranuras equivalen a una línea de transmisión de longitud λ/2 y el SC de la entrada se repite en la salida del acceso 4 – modo impar, donde las ranuras acopladas se comportan como una línea CPW-. El último punto a destacar es que la longitud de la ranuras acopladas que transportan los dos modos ortogonales se puede modificar de forma que se actúa sobre el aislamiento entre los acceso de salida, con el efecto ya citado sobre el rizado de la respuesta en el mezclador.

Estos aspectos hacen que pueda ser interesante la optimización de la T-mágica en un entorno que lo permita, como puede ser MOMENTUM™ de ADS. A partir de aquí, ya se pude realizar una primera simulación del mezclador SBM.

Vload

VIFin

Vd

Vc

VLOin

I_ProbeI_IFinLPF_Butterworth

LPF1

StopType=openAstop=40 dBFstop=4 GHzApass=3 dBFpass=1000 MHz

CouplerSingleCOUP1

ZRef=50. OhmDirect1=30 dBLoss1=0.2 dBCVSWR1=1.MVSWR1=1.Coupling=26 dB -t

2

3

1

PhaseShiftSMLPS1

ZRef=50. OhmFreqStart=2.5 GHzPhaseSlope=-120Phase=-268 -t

PwrSplit2PWR1

S31=0.707S21=0.707

TLINTL13

F=6.5 GHzE=90Z=50.0 Ohm

DiodeDIODE2

Mode=nonlinearTrise=Temp=Region=Scale=Periph=Area=Model=DIODEM1

TLINTL15

F=6.5 GHzE=40 -tZ=150 Ohm -t

DiodeDIODE1


TLINTL17

F=6.5 GHzE=40 -tZ=30 Ohm -t

TLINTL16


TLINTL14

F=6.5 GHzE=40 -tZ=150 Ohm -t

I_ProbeI_LOin

P_nHarmPORT1


I_ProbeI_load

CLINPTL12

Ao=0.0001Ae=0.0001Ko=1.0Ke=1.0L=10.5 mm -tZo=50.0 OhmZe=100.0 Ohm

TLINP4TL6

Sigma=0TanM=0Mur=1TanD=0.002F=1 GHzA=0.0001K=1.0L=7.5 mm -tZ=50.0 Ohm

CLINPTL3

Ao=0.0001Ae=0.0001Ko=1Ke=1L=10.5 mm -tZo=35.4 OhmZe=70.7 Ohm

P_1ToneIFport

Freq=IFfreqP=dbmtow(P_IFZ=50 OhmNum=1

TermRFport

Z=Zload OhmNum=2

Figura 3.43: Esquema SBM basado en T-mágica. Sin polarización DC

146 Capítulo 3

m9LOfreq=ConvLoss_USB=-11.79

2.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

-12.0

-11.5

-11.0

-10.5

-10.0

-12.5

-9.5

LOfreq

Co

nvL

oss

_U

SB

m9

Co

nvL

oss

_L

SB



2.500E9


2.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

40

60

80

20

100

LOfreq

LO

toR

Fm1

LO

toIF

IFto

RF



2.500E9

Isolation better than 100 dB is a result ofan unrealistic model for the mixer. Realcircuits will be unbalanced to some extent.

15.0

LO Power


Rh

o_

IFR

ho

_R

F_

Do

wn

Co

nv

Rh

o_

RF

_U

pC

on

vR

ho

_L

O


3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

-16

-14

-12

-10

-8

-18

-6

LOfreq

dB

m(H

B.V

c[::

,7])

dB

m(H

B.V

d[:

:,7

])

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

-600

-400

-200

-800

0

LOfreq

un

wra

p(p

ha

se(H

B.V

c[::

,7])

)u

nw

rap

(ph

ase

(HB

.Vd

[::,

7])

)

Figura 3.44: Resultados SBM basado en T-mágica. Sin polarización DC

Los resultados certifican la factibilidad del SBM, con un aislamiento LO a RF de >24dB en toda la banda, y con una pendiente de fase de la señal de OL en la salida que no hará fácil la cancelación externa con el circuito suplementario de fase de pendiente fija, teniendo en cuenta la diferencia de pendientes que se observa en la gráfica de las fases del OL (en la salida del mezclador y en la salida del circuito auxiliar –abajo a la izquierda-). Por tanto, la cancelación del OL en banda muy ancha se complica, y decanta esta parte del trabajo hacia la estructura DBM.


Pero además, se ha de destacar una dificultad más: resolver el problema de cómo ejecutar las transiciones entre las líneas de transmisión de la entrada de FI y las slot-line acopladas que alimentan a los diodos. Tal y como se observa en el esquema de la figura 3.43 el hecho de colocar los diodos a “masa” y de que las líneas en sus accesos de OL y RF sean slot-lines obliga a construir un plano de masa que no debe coincidir con ninguno de los dos conductores de la slot-line. Las principales opciones serían dos: a) ejecutar toda la estructura en slot-line y a posteriori utilizar transiciones slot-microstrip o b) pasar a microstrip y colocar los diodos en la configuración del esquema. Cualquiera de ellas, tiene dificultades constructivas, como demuestra el hecho de que no se haya encontrado en la bibliografía analizada ninguna estructura simplemente balanceada basada en esta T-mágica.

Si además se debe contar con polarización independiente de los diodos, la estructura SBM basada en esta T-mágica no parece la mejor opción; de ahí que se haya trabajado la alternativa del mezclador doblemente balanceado, que a pesar de contar con el doble de diodos, se adapta mejor a la estructura de la T-mágica.

3.3.3.b DBM basado en T-mágica con líneas microstrip y

slot-line

Tal y como se ha dicho, el hecho de que el núcleo de la estructura esté formado por dos ranuras acopladas supone colocar los dos diodos del SBM de forma adecuada en ambas ranuras y construir el acceso de FI a partir de su punto común. Pero la necesidad de polarizar de forma independiente ambos diodos presenta seria dificultades en el diseño del layout. De ahí que se planteé utilizar la T-mágica como base para un mezclador doblemente balanceado (DBM) [2.8] [2.59] [2.60].

Por la teoría de mezcladores clásica [2.8] se sabe que un mezclador DBM es la suma de dos SBM colocados en paralelo y en oposición de fase, lo cual permite la conclusión de que el análisis cualitativo es el mismo realizado en el apartado 3.2.2 y por tanto las conclusiones son similares: dos tensiones DC independientes, en este caso alimentando a dos diodos en serie en lugar de uno como en el SBM, permitiría la cancelación teórica del OL en el DBM de banda ultra ancha y la síntesis, en este caso, de un modulador DSBSC. Como

148 Capítulo 3

en el anterior caso sería necesaria una red auxiliar externa, en principio de fase lineal, para conseguir la cancelación en banda ultra ancha.

También es conocido en la literatura [2.8] [2.29] [2.30] [2.42] [3.29], y se ha citado previamente, que en frecuencias de microondas el uso de transformadores se ve sustituido por el uso de híbridos y baluns, de forma que basada en la ref. [2.60] y en la estructura de la T-mágica ya descrita se puede simular el diagrama siguiente:

Vload

Entrada Suma

Entrada Delta

T-magica ideal

VIFin

VLOin

I_DCSRC6Idc=2 mA

I_DCSRC5Idc=2 mA

CC1C=1.0 nF

CC2C=1.0 nF

LL1

R=L=10 nH

LL2

R=L=10 nH

Hybrid180HYB1


IN

ISO

I_ProbeI_IFin

I_ProbeI_LOin

CLINPTL9

Ao=0.0001Ae=0.0001Ko=1Ke=1L=10.5 mm -tZo=35.4 Ohm -tZe=70.7 Ohm -t

DiodeDIODE4

DiodeDIODE2

DiodeDIODE1

DiodeDIODE3

Hybrid180HYB2

IN

ISO P_1ToneIFport

Freq=IFfreqP=dbmtow(P_IF)Z=50 OhmNum=1

P_nHarmPORT1


TermRFport

Z=Zload OhmNum=2

I_ProbeI_load

CLINPTL10


TLINTL8


TLINP4TL7

Sigma=0TanM=0Mur=1TanD=0.002F=1 GHzA=0.0001K=1.0L=10.5 mm -tZ=50 Ohm t

Figura 3.45: DBM basado en T-mágica. Diagrama ideal

La transición entre la T-mágica y la entrada de FI consiste en uniones T de microstrip a slot, que se simulan como híbridos de 180º [2.60]. Los resultados, optimizados para una corriente de polarización de 2mA, demuestran un buen comportamiento para un oscilador de bajo nivel de +3dBm, característica de los mezcladores polarizados, como se dijo. Las pérdidas de conversión son del orden de los 6 a 7dB, con un aislamiento elevado acorde con la idealidad de la estructura. La adaptación de los accesos OL, RF y FI es aceptable en toda la banda.



2.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

-7.0

-6.8

-6.6

-6.4

-7.2

-6.2

LOfreq

Co

nvL

oss

_U

SB

m9

Co

nvL

oss

_L

SB



2.500E9


2.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

50

60

70

80

40

90

LOfreq

LO

toR

F m1

LO

toIF

IFto

RF



2.500E9

3.0

LO PowerReflection CoefficientsLooking into Each Port


Rh

o_

IFR

ho

_R

F_

Do

wn

Co

nv

Rh

o_

RF

_U

pC

on

vR

ho

_L

O

Figura 3.46: DBM basado en T-mágica. Resultados

Simulaciones que se pueden trabajar a mayor detalle aún, colocando los diodos a un punto común intermedio, dos a dos, de manera que se puedan polarizar en DC con dos tensiones independientes [2.59] [2.60] y construyendo la entrada de FI a partir de los puntos comunes de los mismos, tal y como se ve en la Figura 3.47. La transición entre las slot-lines acopladas y los diodos se ha modelado idealmente con líneas en forma de balun de 90º, lo que posibilita contar con los dos accesos necesarios para colocarlos a un punto común. Eso supone en la realidad una transferencia óptima a los diodos de las señales de OL y RF, lo cual es fácilmente ejecutable directamente en las ranuras, colocando los diodos SMD justo encima de las mismas. Además, se han añadido unas pequeñas capacidades en paralelo con los diodos del puente mezclador para emular las diferencias entre dispositivos y propiciar una simulación más realista de los aislamientos en el mezclador.

En este entorno se puede analizar la posibilidad de uso de una red externa de cancelación para el OL, del mismo tipo que se ha usado en el mezclador SBM del apartado anterior.

150 Capítulo 3

Vload

VLOin

Vd

VIFin

Vc

Set the following parameters:1) LO frequency, LOfreq2) RF frequency, RFfreq3) RF power, P_RF4) LO power, P_LO5) Load impedance,Zload

CouplerSingleCOUP1

ZRef=50. OhmDirect1=30 dBLoss1=0.2 dBCVSWR1=1.MVSWR1=1.Coupling=32 dB -t

2

3

1

CC4C=0.2 pF

CC3C=0.1 pF

CC2C=0.1 pF

CC1C=0.3 pF

VARR2

Zload=50+j*0P_LO=10 tP_IF=0IFfreq=70 MHzLOfreq=6.5 GHz

EqnVar

TLINP4TL21

K=1L=10.5 mmZ=50 Ohm

PhaseShiftSMLPS1

ZRef=50. OhmFreqStart=2.5 GHzPhaseSlope=120Phase=-270

V_DCSRC6Vdc=-6 V -t

V_DCSRC7Vdc=6 V -t

P_1ToneIFport

Freq=IFfreP=dbmtowZ=50 OhmNum=1

I_ProbeI_IFin

TLINP4TL22

TLINP4TL20


TLINP4TL19


TLINP4TL18

K=1L=10.5 mm

CC24C=1.0 nF

CC25C=1.0 nF

RR7R=1500 Ohm

RR8R=1500 Ohm

LL3

R=L=40.0 nH

CC20C=1.0 nF

CC23C=1.0 nF

CC22C=1.0 nF

CC19C=1.0 nF

LL1

R=L=40.0 nH

CC26C=1.0 nF

CC21C=1.0 nF

DiodeDIODE2

DiodeDIODE1

DiodeDIODE4

DiodeDIODE3

TLIN4TL14

F=6.5 GHzE=90Z=50.0 Ohm

TLIN4TL13

F=6.5 GHzE=90Z=50.0 Ohm

PwrSplit2PWR1

S31=0.707S21=0.707

I_ProbeI_load

TLINP4TL7

K=1.0L=10.5 mmZ=50 Ohm

CLINPTL9

Ko=1Ke=1L=10.5 mmZo=35.4 OhmZe=70.7 Ohm

CLINPTL10

Ko=1.0Ke=1.0L=10.5 mmZo=50.0 OhmZe=100.0 Ohm

I_ProbeI_LOin

P_nHarmPORT1


TLINTL8

F=6.5 GHzE=90Z=50 Ohm

TermRFport

Z=Zload OhmNum=2

Figura 3.47: DBM, esquema ideal con cancelación OL.


2.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

-13.5

-13.0

-12.5

-12.0

-11.5

-14.0

-11.0

LOfreq

Co

nvL

oss

_U

SB

m9

Co

nvL

oss

_L

SB



2.500E9


2.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

30

40

50

20

60

LOfreq

LO

toR

F

m1

LO

toIF

IFto

RF



2.500E9

10.0

LO Power


Rh

o_

IFR

ho

_R

F_

Do

wn

Co

nv

Rh

o_

RF

_U

pC

on

vR

ho

_L

O


3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

-30

-25

-20

-35

-15

LOfreq

dB

m(H

B.V

c[::

,7])

dB

m(H

B.V

d[:

:,7

])

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

200

300

400

500

600

100

700

LOfreq

un

wra

p(p

ha

se(H

B.V

c[::

,7])

)u

nw

rap

(ph

ase

(HB

.Vd

[::,

7])

)

Figura 3.48: DBM, resultados simulación con cancelación.


A la vista está que, como ocurría en el SBM basado en la T-mágica, la relación de fase entre las señales de OL en la salida y en el circuito de cancelación –prácticamente cero en gran parte de la banda- no es la adecuada para el desfasador sencillo basado en un filtro paso-banda y, por tanto, la cancelación en banda ultra ancha se hace más difícil. Cabría pensar en utilizar un híbrido de 180º en lugar de un sumador como parte del circuito auxiliar.

Una vez aclaradas las diferentes alternativas posibles para los mezcladores básicos SBM y DBM, se van a describir en mayor detalle el resto de bloques que conforman el conversor elevador de simple conversión presentado en la figura 3.5.

3.3.4 Amplificador de potencia El amplificador de salida hace las funciones de acondicionador de la

señal a la salida del conversor, y visto el diagrama de la figura 3.5, aparece como un conjunto de tres células en cascada: dos etapas (HMC659 ref. [3.17]) idénticas y de componentes comerciales y una etapa final que exigiría un diseño específico para poder llegar a la potencia de 1W (30dBm con I2T >35dB) con los rechazos exigidos en la Tabla 1.1.

Se puede mantener la filosofía que imbuye el trabajo, el manejo de toda la banda de 2,5 a 10,5GHz, limitando la potencia de salida a 20dBm (100mW) con el componente comercial HMC619 en chip [3.18]. En la figura a continuación se resumen las principales características de los tres elementos de amplificación.

Amplifier2HMC659_1

GainCompPower=24TOI=35NF=5 dBS12=dbpolar(-20,0)S22=dbpolar(-12,180)S11=dbpolar(-18,0)S21=dbpolar(19,0)

Amplifier2HMC659_1

GainCompPower=24TOI=35NF=5 dBS12=dbpolar(-20,0)S22=dbpolar(-12,180)S11=dbpolar(-18,0)S21=dbpolar(19,0)


GainCompPower=34TOI=45S12=dbpolar(-30,0)S22=dbpolar(-12,180)S11=dbpolar(-15,0)S21=dbpolar(12,0)

Figura 3.49: Bloques de Amplificación del Amplificador de Potencia.

152 Capítulo 3

El último bloque podría ser objetivo para una futura Tesis en el seno del departamento, dentro de la línea de dispositivos de banda ultra ancha, complementando este trabajo y el del bloque oscilador local de UWB (ver 3.3.5). Sus especificaciones aparecen en la figura siguiente.

Vload

I_ProbeIload

TermTerm1

Z=Z_loadNum=2


GainCompPower=35Psat=TOI=46SOI=ReferToInput=OUTPUTS12=dbpolar(-30,0)S22=dbpolar(-12,180)S11=dbpolar(-15,0)S21=dbpolar(12,0)

P_nTonePORT1

P[2]=dbmtow(RFpower-3)P[1]=dbmtow(RFpower-3)Freq[2]=RFfreq+fspacing/2Freq[1]=RFfreq-fspacing/2Z=Z_sNum=1

m3freq=Spectrum=26.653

2.501GHz


4.998E9

2 4 6 8 10 12 14 160 18

-20

-10

0

10

20

-30

30

freq, GHz

Spe

ctru

m

m3

m5

Output Spectrum, dBm

m3freq=Spectrum=26.653

2.501GHz


4.998E9

11.663

Transducer Power Gain

FundamentalFrequencies

29.663

FundamentalOutput Power, Both Tones, dBm

18.00

Available Source PowerBoth Tones, dBm

m1freq=Spectrum_zoomed=26.65

2.501GHz


2.000E6

2.494

2.496

2.498

2.500

2.502

2.504

2.506

2.492

2.508

-100

-50

0

-150

50

freq, GHz

m1

m2

m1freq=Spectrum_zoomed=26.65

2.501GHz


2.000E6

2.499000 G2.501000 G

Zoomed Output Spectrum, dBm

Figura 3.50: Distorsión de 3er. orden última etapa Amplificador de Potencia.

El diseño de amplificadores de banda ultra ancha se suele basar en dos posibles opciones: la realimentación negativa de los dispositivos activos puestos en cascada o una estructura distribuida, basada en la construcción en fase de la señal progresiva en un entorno de líneas de transmisión –ver apartado 2.2.2.c –. También se suelen utilizar diferentes combinaciones de estos tres sistemas: etapas en cascada, realimentación negativa y amplificación distribuída [3.17].


Las últimas tendencias de este tipo de amplificadores están en los amplificadores distribuidos no uniformes [3.44] – constituidos por dispositivos distintos para mejorar la potencia de salida- y en el uso de dispositivos de última generación como HEMT de GaN [3.45] o Aluminum Gallium Arsenide / Indium Gallium Arsenide (AlGaAs/InGaAs) Pseudomorphic High Electron Mobility Transistor (PHEMT).

3.3.5 Oscilador de banda ultra ancha sintetizado Este dispositivo de altas prestaciones, con una cobertura algo superior

a las 2 octavas para cubrir la banda de 2,5 y 10,5GHz está siendo objeto de estudio y diseño en otra Tesis Doctoral en el seno del departamento. En este apartado se resume en varios diagramas de bloques las alternativas estudiadas hasta el momento. Todas las alternativas dependerán de una cuestión fundamental: la cobertura en frecuencia del oscilador básico.

3.3.5.a Arquitectura a partir de Oscilador 3 a 5,25GHz (1,75:1)

A partir de un oscilador de relación 1,75 se está estudiando la posibilidad de ejecución del OL de la figura 3.51:

(x2)VCO 3 a 5,25GHz FPB 6 a10,5GHz OL-RFFPB 2,5 a 6,5GHz

Vout

OL 12,5GHz

BPF_ChebyshevBPF1

Astop=20 dBBWstop=6 GHzRipple=0.1 dBBWpass=4.5 GHzFcenter=8.25 GHz

FreqMultMULT1

G3=-60 dBG2=3 dBG1=-3. dBS22=0S11=0

V_1ToneSRC1

Freq=DROfreq GHzV=polar(1,0) V

RR1R=50 Ohm

MixerMIX1

I_ProbeIout

SPDT_StaticSWITCH2

Isolat=100 dBVSWR1=1.Loss1=0. dBState=1

BPF_ChebyshevBPF2

Astop=20 dBBWstop=6 GHzRipple=0.1 dBBWpass=4.0 GHzFcenter=4.5 GHz

SPDT_StaticSWITCH1

Isolat=100 dBVSWR1=1.Loss1=0. dBState=1

vcoFreqTuneX3

RR2R=50 Ohm

3.0

0G

4.0

0G

5.0

0G

6.0

0G

7.0

0G

8.0

0G

9.0

0G

10

.0G

11

.0G

12

.0G

13

.0G

14

.0G

15

.0G

2.0

0G

16

.0G

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

-45

5

Fundamental Frequency

Po

utd

Bm

ha

rm[2

]P

ou

tdB

mh

arm

[3]

Po

utd

Bm

VCO, Fundamental and Harmonics vs. Frequ

4 6 8 10 12 142 16

-80

-60

-40

-20

0

-100

20

HB1.HB.freq[::,1], GHz

dBm

(HB

1.H

B.V

ou

t[::

,1])

HB1.HB.freq[::,2], GHz

dBm

(HB

1.H

B.V

ou

t[::

,2])

HB1.HB.freq[3], GHz

dBm

(HB

1.H

B.V

ou

t[::

,3])

Figura 3.51: Diagrama de Bloques 1 Oscilador UWB

154 Capítulo 3

Se partiría, en principio, de un único oscilador y a través de un doblador de frecuencia y un mezclador con OL fijo en 12,5GHz (podría valer un DRO) se obtendría, conmutando los dos caminos que se observan en el diagrama, un único acceso de salida con el OL entre 2,5 y 10,5GHz. La arquitectura es de una relativa complejidad, y su simplificación obliga a contar con un oscilador básico de mayor cobertura.

3.3.5.b Arquitecturas a partir de Oscilador 2,5 a 5,25GHz (2,1:1)

Si se cuenta con un oscilador de cobertura algo superior a la octava (también en la órbita del estado del arte), la estructura del OL de UWB puede ser mucho más compacta, basada en los osciladores de tipo Push-Push [3.45a] [3,45b], en los que se parte de la filosofía de cancelar el fundamental del oscilador básico y reforzar el 2º armónico: para ello se ha de cumplir la condición de relación de fase de 180º en el fundamental de ambos osciladores y, a ser posible, relación de fase 0º en el 2º armónico. Ver la figura 3.52.

Conseguir esta condición en un oscilador de banda ancha es, evidentemente, difícil, siendo el candidato principal para lograrlo el oscilador diferencial o balanceado [3.45b] [3.45c], donde la propia estructura facilita las relaciones de fase y amplitud adecuadas.

Vout2

P_nHarmPORT3

P[3]=polar(dbmtow(-30),0)P[2]=polar(dbmtow(0),0)P[1]=polar(dbmtow(RFpower),175)Freq=RFfreqZ=50 OhmNum=3

RR2R=50 Ohm

PwrSplit2PWR2

S31=0.707S21=0.707

P_nHarmPORT2

P[3]=polar(dbmtow(-30),0)P[2]=polar(dbmtow(0),0)P[1]=polar(dbmtow(RFpower),0)Freq=RFfreqZ=50 OhmNum=2

Figura 3.52: Principio de funcionamiento Oscilador Push-Push

f0 2f0

f0 2f0

2f0


A partir del oscilador push-push de una octava, y dado que se ha partido de una condición de diseño de igualdad de niveles de fundamental y 2º armónico en el oscilador básico, se trataría de configurar la estructura para contar con un único acceso de salida, del mismo tipo que en la figura 3.51.

Hay una tercera línea de investigación que, utilizando mezcladores o multiplicadores con polarización independiente de los dispositivos no lineales, en la línea de los mezcladores de alto rechazo al OL del presente trabajo, permitiría una arquitectura muy compacta del oscilador de UWB. En la figura 3.53 a continuación, se observa cómo con dos estados del multiplicador, a) equilibrado y b) desequilibrado, gobernados por las corrientes de polarización de los diodos, se puede generar un OL entre 2,5 y 10,5GHz a partir del básico 2,5 a 5,25GHz.

Frequency Doublerwith Fundamental andOdd Harmonic Cancellation(as long as diodes are matched)

VARVAR5

Rseries=7.31415Cshunt=0.16259 pFCseries=3.29045 pFLseries=0.773581 nH

EqnVar

Diode_ModelHSMS_2860

Eg=0.69Xti=2Ibv =10e-5Bv =7.0M=0.5Vj=0.65Cjo=.18 pFN=1.08Rs=5.0Is=5*10e-8

CC3C=CshuntOut

PortOutputNum=2

LL2

R=0.5L=LseriesOut

LL4

R=L=100.0 nH

I_DCSRC2Idc=10 mA t

I_DCSRC1Idc=0 mA tL

L6

R=L=100.0 nH

LL5

R=L=100.0 nH

CC5C=100.0 pF

CC4C=100.0 pF

LL3

R=L=100.0 nH

DiodeDIODE2

Area=1.001Model=HSMS_2860

DiodeDIODE1

Area=0.999Model=HSMS_2860

VARVAR4

CshuntOut=0.112803 pFLseriesOut=0.455087 nH

EqnVar

TF3TF1

T2=1T1=1

1

2

3

3

1-

T1

1-

T2

1

PortInputNum=1

CC2C=Cshunt

RR2R=Rseries

CC1C=Cseries

LL1

R=L=Lseries

FreqDoublerFD1

Frequency Doubler

(x2)

Input Output

3.0E9 3.5E9 4.0E9 4.5E92.5E9 5.0E9

-30

-20

-10

0

-40

10

Freqin

pe

rmu

te(P

ou

tFu

nd

)p

erm

ute

(Po

ut2

nd

)p

erm

ute

(Po

ut3

rd)

Idc1=4mA Idc2=4mA

3.0E9 3.5E9 4.0E9 4.5E92.5E9 5.0E9

-20

-10

0

-30

10

Freqin

pe

rmu

te(P

ou

tFu

nd

)p

erm

ute

(Po

ut2

nd

)p

erm

ute

(Po

ut3

rd)

Idc1=0mA Idc2=15mA

Figura 3.53: Multiplicador x1 y x2 configurable por polarizaciones independientes de los

diodos.

Se ha de destacar la similitud de la estructura con los mezcladores simplemente balanceados con polarización independiente estudiados en los apartados 3.3.2 y 3.3.3, lo que sugiere que el multiplicador configurable se

156 Capítulo 3

puede construir con el mismo tipo de Híbridos y/o T-mágicas y, por tanto, será útil parte del trabajo de la presente Tesis en el diseño del OL de UWB.

3.3.6 LPF de Frecuencia de Corte Variable Tal y como se ha dicho en el inicio del punto 3.3, este filtro sería objeto

de un estudio/proyecto concreto que se debería llevar a cabo al margen del presente trabajo. En resumen, se trataría de trabajar con la estructura que haga posible la ejecución de un filtro paso bajo de estas características:

Fpaso VVaractores FCorte(GHz) FRechazo(GHz) Orden N

2,5GHz 1v 4 5.5 5

4GHz 2v 4,5 6,18 5

5,5GHz 28v 6 8,25 5

>6GHz Se conmuta el filtro en paso, al estar el 2º armónico >10,5GHz

Tabla 3.13: Frecuencias de Corte teóricas de Filtro Paso Bajo Variable

Las estructuras basadas en prototipos de paso bajo clásicos y con diodos típicos de la banda L y S [3.39] [3.40] adolecen de una cobertura baja debido a la capacidad serie que hay que colocar habitualmente con los varactores, lo que hace que la cobertura se limite. Aún y todo, la cobertura presentada en la Tabla, de relación entre extremos de 1,5, es, en principio, abordable con varactores del estado del arte [3.41] [3.42].

3.3.7 Híbridos de 90º de FI y de UWB Dentro de los accesorios necesarios, el diagrama de bloques del

QDSSBM – Fig. 3.9- cuenta con un Híbrido de 90º en la frecuencia de FI, encargado de la puesta en cuadratura de la señal de FI de entrada al conversor elevador. Para ello, debe tener una baja dispersión tanto en ganancia como en fase dentro de la banda válida de FI. Según la tabla de especificaciones del Tema 1 –Tabla 1.1-, el conversor elevado debe ser válido en una anchura de banda de FI de 54MHz, por tanto el híbrido debe tener una banda de 43 a 97MHz.


Una posible opción es buscar una alternativa comercial [3.46] [3.47], aunque no es habitual que la banda de paso coincida exactamente, por lo que se plantea la realización de un diseño para este híbrido: se basaría en líneas strip-line acopladas por su cara ancha –broadside coupled stripline- [2.8] [2.75], que permiten los fuertes acoplamientos (-3dB) necesarios en los híbridos de 90º.

SSUBSSub1

TanD=0Cond=1.0E+50T=0 mmB=7.35 mm tMur=1Er=4.5

SSub

SBCLINCLin1

L=516 mmS=0.44 mm tW=1.28 mmSubst="SSub1"

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

20 40 60 80 100 1200 140

-50

-40

-30

-20

-10

-60

0

freq, MHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,1))

m5 m6m9

dB(S

(3,1

))dB

(S(4

,1))

m5freq=dB(S(2,1))=-2.812

50.00MHzm6freq=dB(S(2,1))=-2.671

90.00MHz

m9freq=dB(S(2,1))=-3.211

70.00MHz

20 40 60 80 100 1200 140

89.996

89.998

90.000

90.002

90.004

89.994

90.006

freq, MHz

unw

rap(

phas

e(S

(3,1

)))-

unw

rap(

phas

e(S

(2,1

)))

m3

m4

m3freq=unwrap(phase(S(3,1)))-unwrap(phase(S(2,1)))=89.

40.00MHz

m4ind Delta=dep Delta=0.006Delta Mode ON

5.000E7

Figura 3.54: Respuesta del Híbrido de 90º de FI

Llama la atención la gran longitud necesaria para el híbrido, dado que es necesaria una longitud de 90º en las líneas acopladas para que la relación de fase entre los accesos de paso y acoplado sea de 90º. Al ser la frecuencia baja, parece lógico compactar las líneas en base a dotarlas de una estructura tipo “meandro” y así reducir el tamaño total del híbrido.

Respecto al híbrido de 90º de RF que también aparece en la estructura QDSSBM de la figura 3.9, la aproximación es exactamente la misma que con el híbrido de FI, en este caso la alternativa comercial también existe [3.48], y también se puede ejecutar el diseño en caso necesario en base a líneas

158 Capítulo 3

acopladas broadside en strip-line, pero en este caso con toda probabilidad el diseño deberá constar de varias secciones para conseguir la banda del 130% necesaria, con un BW de 8,5GHz sobre la frecuencia central de 6,5GHz.

Los valores ideales calculados en ADS demuestran que el híbrido debe ser de 3 secciones al menos, lo que complica su diseño. En la figura se observan los valores teóricos de ambos casos: 1 sección y 3 secciones, se observa la mayor plenitud de la relación de fase, de manera ideal.

CLINTL1


CLINTL2


CLINTL3


CLINTL4


3 4 5 6 7 8 9 102 11

-90.001

-90.000

-89.999

-90.002

-89.998

freq, GHz

ph

ase

(S(2

,1))

-ph

ase

(S(3

,1))

un

wra

p(p

ha

se(S

(6,5

)))-

un

wra

p(p

ha

se(S

(7,5

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,1))

dB(S

(3,1

))dB

(S(4

,1))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,1))

dB(S

(3,1

))dB

(S(4

,1))

Figura 3.55: Híbrido 90º ideal para UWB: 1 y 3 secciones.

3.4 Estrategia definitiva para el diseño final del conversor

Una vez visto qué diagramas de bloques y dispositivos se van a utilizar dentro de la arquitectura de simple conversión, se pasa a seleccionar la estrategia definitiva para el diseño final, que seguirá estas pautas generales:

- Simulación con elementos reales: debe incluir simulaciones lo más realistas posibles, P. Ej. Simulaciones y Optimización de Hibrido


180º en MOMENTUM, Simulaciones y Optimización MOMENTUM de la T-mágica. Apartados 3.4 y siguientes y Tema4

- Diseño y fabricación de los Layout Tema 4

- Medidas de los subsistemas y contraste con las simulaciones Tema 5

- Medidas del sistema final en base a subsistemas diseñados y/o adquiridos en función del tiempo límite fijado para el presente trabajo Tema 5

- Conclusiones y futuras líneas de trabajo en el rango de las μW Tema 6

Los apartados y temas a continuación especifican estas pautas generales, particularizándolas para los diferentes subsistemas.

3.4.1 Conversor elevador de Banda Lateral Única Dentro de la estrategia general de realizar simulaciones lo más realistas

posibles destaca el caso del QDSSBM donde, partiendo de una estructura novedosa (Fig. 3.9), cabe contrastar si existen variantes que optimicen su comportamiento en cuanto al rechazo de la BL no deseada, principal objetivo de la estructura. Por ejemplo, cabría analizar cuál es la influencia de intercambiar entre sí las posiciones del híbrido 90º de RF y el distribuidor de fase 0º que divide por igual el OL. Según la teoría de mezcladores de rechazo de imagen –y se podría demostrar con un diagrama fasorial equivalente al de la Fig. 3.8- cualquiera de las dos opciones es válida para generar la BLU.

Se ha estudiado esta situación en un diagrama simplificado, más asequible, aprovechando que el bloque mezclador integrado en ADS permite hacerlo funcionar como un modulador de BLU, basta con utilizar el parámetro SIDEBAND = Upper. De esta forma, en la figura siguiente se observa el cambio de posición de híbrido y distribuidor respecto al diagrama del la figura 3.8, y en la tabla adjunta el resultado en cuanto al rechazo de la banda lateral no deseada –en este caso la BLI-.

160 Capítulo 3

Vload

V_FI

VLOin

MixerMIX9


MixerMIX8


RR5R=50 Ohm

I_ProbeI_load

Hybrid90HYB3

PhaseBal=3GainBal=1.2 dBLoss=0.5 dB

-90

0IN

ISO

Hybrid90HYB1


-90

0 IN

ISO

PwrSplit2PWR1

Delay=CheckPassivity=yesTemp=ZRef=50. OhmIsolation=15 dBS22=dbpolar(-10,0)S11=dbpolar(-10,0)S31=dbpolar(-4.5,0)S21=dbpolar(-4,0)

RR3R=50 Ohm

RR4R=50 Ohm

I_ProbeI_FI

P_1ToneRFport


I_ProbeI_LOin P_nHarm

PORT1


USB_LSB[9]

58.461

USB_LSB1[9]

62.888

SM.LOfreq[9]

6.500E9

Hibrido RFWilkinson OL

Hibrido OLWilkinson RF

USB_LO[9]

38.417

USB_LO1[9]

36.880

SM.LOfreq[9]

6.500E9

Figura 3.56: QDSSBM ideal con Híbrido 90º y Sumador intercambiados en OL y en RF.

Se ha de remarcar la introducción de datos realistas en los desequilibrios de los híbridos y en las características de los mezcladores, habida cuenta de los datos aportados en los dispositivos comerciales citados [3.46] [3.47] [3.48]. Aún así, al ser los dos mezcladores exactamente iguales y los dos caminos I y Q del QDSSBM idénticos, la relación conseguida es muy alta, del orden de los 60dB, pero la diferencia no es sustancial, por lo que su


efecto desaparecerá al trabajar con mezcladores reales y por las diferencias en el proceso de fabricación.

Cada mezclador de los presentados sería un SSBM sencillo con suficiente rechazo del OL -55dB en la figura- como para poder conseguir el rechazo de >35dB en la salida. En ambos casos de colocación de híbrido 90º y divisor 0º, las cifras son similares y >35dB en todo caso.

Otro detalle que se puede analizar fácilmente con esta estructura simplificada es el hecho de que cambiando el parámetro configurable SIDEBAND = Lower y conmutando la entrada de FI en el híbrido de entrada, se consigue que la banda rechazada sea la simétrica y el conversor elevador pasa de BLS a BLI.

En este apartado del Modulador BLU de banda ultra ancha, y debido a la limitación en el tiempo del presente trabajo, se ha optado por demostrar la funcionalidad del QDSSBM utilizando SSBM comerciales [3.49], que no completan la cobertura deseada – 2,5 a 10,5GHz- pero que sirven para demostrar la factibilidad de la estructura. Lo cual, viene a indicar claramente que realizar un diseño como este es muy difícil fuera del campo de los MMIC, donde el proceso asegura la simetría e igualdad necesarias para conseguir bajos desequilibrios entre los caminos I y Q.

De ahí, que el esquema final lo sea en base a este integrado comercial, lo que por otro lado es un incentivo para futuros desarrollos en este campo de los MMIC de μW.

En la Fig. 3.57 a continuación se ve el esquema con dos mezcladores comerciales de tipo I/Q –mezcladores de rechazo de imagen- funcionando como SSBM y colocados a su vez en cuadratura para formar la estructura QDSSBM. Se observa que las características de los elementos que más afectan al comportamiento final (híbridos y sumador RF) se han retocado para hacer una simulación realista de la estructura. Se sigue admitiendo que los dos mezcladores HMC son iguales y los caminos I y Q exactamente iguales.

162 Capítulo 3

Vload_a

Vload

Vout

HMC525-2

HMC525-1

V_FI_0_90

V_FI_0_0

V_FI_90_90

V_FI_90_0

V_FI_0

V_FI_90

VLOin

V_FI

PwrSplit2PWR5

Delay=CheckPassivity=noTemp=ZRef=50. OhmIsolation=15 dBS22=dbpolar(-10,0)S11=dbpolar(-10,0)S31=dbpolar(-4.5,0)S21=dbpolar(-4,0)

RR4R=50 Ohm

P_nHarmLOport


I_ProbeI_out

LPF_ChebyshevLPF1

Astop=20 dBFstop=2*LOfreqRipple=0.1 dBFpass=1.6*LOfreq

RR7R=50 Ohm

Hybrid90HYB8


-90

0 IN

ISO

PwrSplit2PWR1

S31=0.707S21=0.707

PwrSplit2PWR4

S31=0.707S21=0.707

MixerMIX11

MixerMIX9

TOI=+23ReferToInput=INPUTS33=dbpolar(-10,0)S22=dbpolar(-6,180)S11=dbpolar(-10,0)ConvGain=dbpolar(-7,0)RF_Rej=40 dBLO_Rej2=50 dBLO_Rej1=30 dBImageRej=0 dBSideBand=BOTH

MixerMIX10

MixerMIX8

Hybrid90HYB12

PhaseBal=3GainBal=1 dBLoss=0.5 dB

-90

0IN

ISO

Hybrid90HYB9


-90

0IN

ISO

Hybrid90HYB7


-90

0IN

ISO

RR2R=50 Ohm

RR5R=50 Ohm

Hybrid90HYB11


-90

0 IN

ISO

Hybrid90HYB10


-90

0 IN

ISO

RR1R=50 Ohm

RR6R=50 OhmI_Probe

I_FI1

P_1ToneRFport


I_ProbeI_FI

RR8R=50 Ohm

I_ProbeI_LOin

m4indep(m4)=plot_vs(Up_ConvGain, LOfreq)=-11.838

3.000E9

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

-50

-40

-30

-20

-60

-10

LOfreq

Up_

Con

vGai

n

m4

Dow

n_C

onvG

ain

Conversion Gain (dB)


3.000E9

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

40

50

60

30

70

LOfreq

LOto

RF

LOto

FI

FIto

RF


3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

37

38

39

40

36

41

LOfreq

US

B_L

SB

US

B_L

O

REchazos a OL y BLI

3.0E9 4.0E9 5.0E9 6.0E9 7.0E9 8.0E9 9.0E9 1.0E102.0E9 1.1E10

56.0

56.5

57.0

55.5

57.5

LOf req

dBm

(HB

.Vou

t[::

,8])

-dB

m(H

B.V

out[

::,1

5

Rechazo a 2º armónico de BLS

Figura 3.57: QDSSBM real con 2*HMC525, esquema y resultados

A falta de introducir la ondulación en las respuestas, inherente en todos los sistemas con desadaptaciones –como es el caso- y de considerar que la banda cubierta real será la de los mezcladores I/Q, que va de 4,5 a 8,5GHz, los valores de la figura se deben acercar mucho a la realidad de las medidas, tal y como se verá en los resultados.


3.4.2 Mezcladores SBM basados en híbrido 180º Se ha citado en el apartado previo 3.3.2, que en el caso de los

mezcladores SBM basados en híbridos de 180º se hace necesaria una optimización de éste, teniendo en cuenta que las transiciones entre accesos e híbrido han quedado sin simular en los dos planteamientos presentados en la Fig. 3.31. De ahí que la estrategia seguida ha sido la de fabricar suficientes híbridos de 180º como para contrastar las simulaciones y verificarlas. Además, el sucesivo proceso de diseño optimización en MOMENTUM fabricación

medidas contraste con lo simulado, ha permitido dominar y verificar todo el proceso involucrado incluyendo el simulador MOMENTUM –del que no hay mucha experiencia en el seno del departamento-, la micro-fresadora que fabrica los circuitos y cuya precisión con diferentes materiales de circuito impreso [3.2a] [3.2b] [3.2c] interesaba contrastar, y las medidas en un rango de frecuencia hasta los 10,5GHz.

En esos híbridos se han aplicado las diferentes combinaciones que surgen de las diferentes tipos de líneas acopladas y geometrías que se han estudiado y descrito en el apartado 3.3.2, dando a lugar al diseño de diferentes layouts de híbridos, pero con una característica común: el contar con un espacio liberado en su interior, útil para colocar los diodos y –a ser posible- su red de adaptación: en la figura se observa esa zona liberada en uno de los híbridos en su plantilla de simulación MOMENTUM, y el correspondiente mezclador SBM, en este caso sin polarización DC de los diodos:

Figura 3.58: Layout MOMENTUM de un híbrido de 180º con espacio interno liberado y

mezclador montado en su interior.

164 Capítulo 3

Por tanto, la estrategia definitiva de diseño: 1º) se seleccionará el híbrido optimizado que mejor resultado ofrezca en cuanto a banda cubierta y 2º) se montará el mezclador en base a una estructura lo más compacta posible, aprovechando el espacio liberado en el interior del híbrido. Esta será la principal dificultad de esta variante, teniendo en cuenta que se debe incluir la adaptación de los diodos al híbrido y las polarizaciones independientes, necesarias para la cancelación del OL., en un espacio reducido.

3.4.3 Mezclador SBM y DBM basados en T-mágica En el mezclador SBM basado en la T-mágica se intentará superar la

dificultad comentada de adaptar la estructura de dos ranuras acopladas al par de diodos de un SBM, siempre conservando la banda de salida de 2,5 a 10,5, para lo que se han intentado varios tipos de transición. Es, por tanto, una estrategia parecida a los SBM basados en híbrido tipo Rat-Race, y que aportaría una novedad sobre las estructuras analizadas en la bibliografía conocida.

La estrategia ha sido diferente en el caso del doble balanceado, donde la estructura, a priori, se adapta correctamente a los 4 diodos del DBM [2.59] [2.60]: en este caso se parte de una optimización en MOMENTUM de la T-mágica y se construye el mezclador DBM. Además, en lugar de construir el DBM con rechazo de OL de >60dB en base a montar una red de cancelación externa, difícilmente realizable en banda ancha por lo que se ha visto en la Fig. 3.48 en 3.3.3.b, lo que se va a intentar es cancelar el OL en el seno del SSBM, teniendo en cuenta que se cuenta con un grado más de libertad al polarizar los pares de diodos independientemente: se han utilizado los dos DBM en cuadratura para conseguir con las 4 tensiones de Vdc la cancelación efectiva en toda la banda.

Tal y como se demuestra en [2.59], la corriente total de RF que aparece en el acceso de salida de RF es la suma de dos corrientes, cuyas fundamentales de la frecuencia de OL se encuentran, de manera ideal, desfasadas 180º y tienen iguales amplitudes, por lo tanto, de modo ideal la cancelación del OL es perfecta: así debe ser en un DBM según la teoría conocida de mezcladores, siempre que los diodos sean exactamente iguales y la estructura completamente simétrica y equilibrada.


Como esto último no va a ser posible, la variación de las tensiones DC hará que se compensen esas diferencias y se pueda cancelar el OL en la salida RF en toda la banda. Esta hipótesis debería ser posible en este caso sin necesidad de utilizar ninguna red externa añadida. La mejor opción en este caso es utilizar ADS para demostrarlo.

Partiendo del esquema de la Fig. 3.47, se puede dar un paso más, utilizando modelos de choques y de componentes reales en la polarización de los diodos. También se desequilibra ligeramente el mezclador DBM diferenciando la longitud eléctrica de las ranuras acopladas en la T-mágica, lo que vendría a modelar un ligero error en la posición de montaje de los diodos en el layout. Así,

sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C16

Temperature=25Vtest=1PART_NUM=C0603C103J5R 10nF

sr_avx_CR_10_F_19960828R5PART_NUM=CR10-1501F 1.5 kOhm

CC6C=1.0 nF

choque_xferpX5

SMS7621_sbcktX4

CC20C=1.0 nF

SMS7621_sbcktX3

SMS7621_sbcktX1

CC4C=0.0 pF

CC3C=0.0 pF

CC2C=0.0 pF

CC1C=0.0 pF

TLINP4TL21

sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C17


choque_xferpX6 C

C21C=1.0 nF

TLINP4TL20

TLINP4TL19

CC19C=1.0 nF

SMS7621_sbcktX2

CC24C=1.0 nF

CC23C=1.0 nF


TLINP4TL18

L=10.5 mmZ=50 Ohm

CC22C=1.0 nF

PortVDC2Num=5

TLIN4TL14

F=6.5 GHzE=91Z=50.0 Ohm

TLINTL8

F=6.5 GHzE=90Z=50 Ohm CLINP

TL10

L=10.5 mmZo=50.0 OhmZe=100.0 Ohm

PortRFoutNum=2

CLINPTL9


PortOLNum=3

TLINP4TL7

L=10.5 mmZ=50 Ohm

TLIN4TL13

F=6.5 GHzE=90Z=50.0 Ohm

PortFINum=1

PortVDC1Num=4

CC18C=1.0 nF

Figura 3.59: Esquema DBM con polarizaciones de modelos de componentes reales

Los choques –ver Tabla 3.2- se han sustituido, a falta de un modelo del fabricante, por un modelo aproximado diseñado en ADS, en base a un

166 Capítulo 3

transformador físico genérico, que permite aproximar las respuestas de los mismos. Se observa en la figura siguiente.

PortP2Num=2

PortP1Num=1

XFERPXFer1

C=0.16 pFC2=20 fFC1=20 fFR2=40 OhmR1=40 OhmK=1Rc=171 OhmLp=1500 nHN=2

CC5C=10.0 nF

Figura 3.60: equivalente choque SMD Mini-Circuits ADCH-80A+ [3.10]

Definido el DBM, la idea es utilizar dos de ellos de forma que se cuente con 4 tensiones para variar los puntos de trabajo de los diodos y verificar que es posible cancelar el OL.

Vload

OL_I

VLOin

OL_Q

VIFin P_nHarmPORT1

P[3]=polar(dbmtow(P_LO-30),0)P[2]=polar(dbmtow(P_LO-20),0)P[1]=polar(dbmtow(P_LO),0)Freq=LOf reqZ=50 OhmNum=1

Hy brid90HYB1


-90

0 IN

ISO

I_ProbeI_LOin

RR3R=50 Ohm

I_ProbeI_load

PwrSplit2PWR2

S31=0.707S21=0.707

V_DCVdc1Vdc=5.8 V t

V_DCVdc2Vdc=-6.2 V t

V_DCVdc3Vdc=5.95 V t

V_DCVdc4Vdc=-6 V t

TermRFport

Z=Zload OhmNum=2

dbm_real_sbcktX8

dbm_real_sbcktX7

P_1ToneIFport

Freq=IFf reqP=dbmtow(P_IF)Z=50 OhmNum=1

I_ProbeI_IFin

Hy brid90HYB3


-90

0IN

ISO

RR4R=50 Ohm

Figura 3.61: SSBM en base a dos DBM con 4 polarizaciones DC independientes


Los resultados, demuestran el hecho, partiendo de un nivel de aislamiento OL a RF alto debido al poco desequilibrio que se ha introducido en la T-mágica. Se presenta el resultado de aislamiento maximizado para la frecuencia de OL de 10,5GHz y en la Tabla 3.14 los resultados para toda la banda. También se ha de anotar la pendiente positiva de la CL, muy útil para compensarla con la más que probable pendiente negativa de los amplificadores posteriores del diagrama del conversor elevador –ver Fig. 3.5-. Los coeficientes de reflexión de la entrada de RF, apuntan hacia una necesidad de optimización de la adaptación.


2.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

-30

-25

-20

-15

-10

-35

-5

LOfreq

Co

nvL

oss

_U

SB

m9

Co

nvL

oss

_L

SB



2.500E9


1.050E10

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

55

60

65

70

75

50

80

LOfreq

LO

toR

F

m1

LO

toIF

IFto

RF



1.050E10

9.0

LO Power


Rh

o_

IFR

ho

_R

F_

Do

wn

Co

nv

Rh

o_

RF

_U

pC

on

vR

ho

_L

O


3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

16

17

18

19

20

21

15

22

LOfreq

P_

RF

_u

p-P

_R

F_

do

wn

Relación BLS a BLI

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

1

2

3

4

5

0

6

-100

0

100

200

-200

300

LOfreq

dB

m(H

B.O

L_

I[::

,7])

-dB

m(H

B.O

L_

Q[:

:,

m2

ph

ase

(HB

.OL

_I[::,7

])-ph

ase

(HB

.OL

_Q

[::,7])

m3

Diferencias de Amplitud y Fase de OL en salida RF

m2LOfreq=dBm(HB.OL_I[::,7])-dBm(HB.OL_Q[::,7])=0.016

1.050E10

m3LOfreq=phase(HB.OL_I[::,7])-phase(HB.OL_Q[::,7])=-177.466

1.050E10

Figura 3.62: Resultados simulación SSBM en base a dos DBM con 4 polarizaciones DC

168 Capítulo 3

OL (GHz) Vdc1 (V)* Vdc2 (V) Vdc3 (V) Vdc4 (V) RF a OL (dB)

2,5 5,75 -6 6 -6 80,5

4,5 5,8 -6.2 6,1 -6 72,7

6,5 5,85 -6,2 6,15 -6 68,1

8,5 5,85 -6,2 6,1 -6 72,6

10,5 5,8 -6,2 5,95 -6 71,8

Tabla 3.14: Resumen SSBM con 4 polarizaciones independientes

*NOTA: Con 6 voltios la corriente media DC en el diodo será de (6-0,3) / 1,5KOhm = 3.8mA

En la Tabla se observa la poca variación necesaria para conseguir la cancelación, debido al pequeño desequilibrio que se ha de compensar, dado que los 4 diodos se consideran iguales y sólo se ha introducido 1º de diferencia de longitud en las ranuras acopladas (diferencia en lo que seria la colocación de los diodos). Se entiende que en el montaje real, las diferencias a compensar serán mayores y mayor la variación de las tensiones de polarización y corrientes DC de los diodos.

3.4.4 Híbrido de FI, Filtro Paso Banda RF y Atenuador Ya se ha comentado en 3.3.7 que el híbrido de FI consistiría en un par

de líneas acopladas por su cara ancha en tecnología strip-line, compactadas en forma de meandro. La simulación en MOMENTUM de esta estructura parte del siguiente layout realizado en ambas caras de un sustrato tipo FR-4 de 0,5mm de espesor [3.2a] y de dos tapas fabricadas con el material CEM-3 [3.2b] pero en espesor de 1,5mm. La continuidad del plano de tierra que encierra la estructura strip-line se garantiza por medio de sendos tornillos pasantes en taladros metalizados, suficiente para garantizar un comportamiento correcto dado la relativamente baja frecuencia de funcionamiento, en 70MHz.


MOMENTUM

20 40 60 80 100 1200 140

-50

-40

-30

-20

-10

-60

0

freq, MHz

dB

(S(1

,1))

dB

(S(2

,1))

dB

(S(3

,1))

dB

(S(4

,1))

dB

(hib

rido

70M

Hz_

mom

..S(1

,1))

dB

(hib

rido

70M

Hz_

mom

..S(2

,1))

dB

(hib

rido

70M

Hz_

mom

..S(3

,1))

dB

(hib

rido

70M

Hz_

mom

..S(4

,1))

20 40 60 80 100 1200 140

89

90

91

92

93

88

94

freq, MHz

Err

or_F

ase_

Mom

entu

mE

rror

_Fas

e_Id

eal

Figura 3.63: Layout híbrido 90º en FI en Strip-Line y Resultados MOMENTUM RF

Es manifiesto el empeoramiento del aislamiento en el híbrido acorde con un peor comportamiento de la relación de fase de 90º entre salidas I y Q. En todo caso parece suficiente para servir de soporte a las medidas finales.

170 Capítulo 3

En cuanto al filtro paso banda de RF, una vez justificado que el LPF variable es otro proyecto –ver 3.3.6-, quedaría diseñar el filtro fijo de salida, con márgenes de frecuencia entre 2,5 y 10,5GHz, cuyo objetivo sería rechazar los armónicos y mezclas fuera de la banda de paso. Dado que la funcionalidad requerida es similar al desfasador lineal estudiado previamente en la Fig. 3.17, se ha estudiado una estructura sencilla y novedosa de paso banda, basada en el desfasador, sustituyendo capacidades paralelo por stub radiales, bobinas por líneas de transmisión y capacidad serie por un gap. Además se ha añadido una capacidad SMD en paralelo con la LC serie de forma que se configura el corte superior de la banda. En la figura se resume la síntesis del filtro:

TermTerm12

Z=50 OhmNum=12

MLINTL27


MLINTL28

L=2.71 mm -tW=0.15 mmSubst="MSub1"

MLINTL31

L=0.75 mm -tW=0.15 mm tSubst="MSub1"

MLINTL29


MLINTL26


MLINTL36

L=3 mm tW=1.5 mm tSubst="MSub1"

TermTerm11

Z=50 OhmNum=11

S2PSNP1File="p68.s2p"

21

Ref

MGAPGap1

S=0.1 mmW=1 mmSubst="MSub1"

MLINTL39

L=3 mm tW=1.5 mm tSubst="MSub1"

MSUBMSub1

Rough=0 mmTanD=0.02T=0.018 mmHu=1.0e+033 mmCond=1.0E+50Mur=1Er=4.3H=0.44 mm

MSub

MLINTL30

L=2.71 mm -tW=0.15 mmSubst="MSub1"

TermTerm7

Z=50 OhmNum=7

TermTerm8

Z=50 OhmNum=8


21

Ref

S4PSNP8File="phase_shifter_momentum_mom.ds"

4

1 2

3 Ref

3 4 5 6 7 8 9 10 112 12

-30

-20

-10

-40

0

-8

-6

-4

-2

-10

0

freq, GHz

dB

(S(8

,7))

m10m11

dB

(S(1

2,1

1))dB

(S(7

,7))

dB(S

(11,

11))

dB

(ph

ase

_sh

ifter_

mo

me

ntu

m..S

(8,7

))

dB(p

hase

_shi

fter_

mom

entu

m..S

(7,7

))

Forward Transmission, dB

m10freq=dB(S(8,7))=-1.203

2.500GHz

m11freq=dB(S(8,7))=-0.348

10.50GHz

Figura 3.64: Esquema, Layout y Simulación MOMENTUM BPF 2,5 a 10,5GHz.


Se destaca en el layout de la Fig. 3.64 el hueco abierto en el plano de tierra del filtro con el objetivo de aumentar la capacidad efectiva del gap en microstrip. Y se observa como los dos accesos de la simulación MOMENTUM se utilizan en ADS para colocar la capacidad discreta SMD de 0,68pF. De esta forma el filtro de salida RF es fácilmente realizable y barato.

Por último, no se ha citado en ningún momento la necesidad de un atenuador configurable para poder adaptar el conversor a diferentes niveles de señal de entrada. Esta función, ejecutable en la entrada del conversor elevador –ver Fig. 3.5-, se puede llevar a cabo con dispositivos comerciales [3.50] [3.51], en forma de MMICs encapsulados.

3.5 Resumen de resultados de simulación Se presenta a continuación un resumen de los mejores resultados

conseguidos en las simulaciones más realistas posibles: incluyen dos SSBM colocados en cuadratura (QDSSBM), cada uno de ellos consistente en los dos DBM con 4 tensiones independientes. Esto permitirá un aislamiento LO a RF >60dB gobernado por la monitorización del nivel de OL, función que se puede realizar fácilmente con un conversor descendente auxiliar y filtrado posterior que posibilite el control del mínimo de señal de OL. [2.51]. Este circuito auxiliar consta básicamente de una cadena de Mezclador + amplificador FI + BPF FI + Detector de FI, que junto con un μC y 8 DAC busca el mínimo por aproximaciones sucesivas.

La alternativa posible sería utilizar los SBM basados en el Híbrido Rat-Race de UWB como mezcladores básicos que rechazan el OL.

Tal y como se observa en la figura, se han utilizado los mezcladores reales en la simulación, y los híbridos y sumadores de FI y UWB son los definidos en los apartados anteriores, con una excepción: el híbrido de 90º de UWB se debe mejorar a desequilibrios máximos de 1,5dB en amplitud y 3º de fase para conseguir un rechazo a la BLI del orden de los 35dB especificados.

172 Capítulo 3

Vload

VIFin

VLOin

OL_I

OL_Q

P_1ToneIFport


I_ProbeI_IFin

TermRFport

Z=Zload OhmNum=2

I_ProbeI_load

PwrSplit2PWR1

Isolation=35 dBS22=dbpolar(-10,0)S11=dbpolar(-10,0)S31=dbpolar(-3.5,0)S21=dbpolar(-3.2,0)

P_nHarmPORT1


I_ProbeI_LOin

PwrSplit2PWR5

S31=0.707S21=0.707

PwrSplit2PWR4

S31=0.707S21=0.707

V_DCVdc4Vdc=-6 V t



V_DCVdc1Vdc=5.8 V t

V_DCVdc5Vdc=5.8 V t



V_DCVdc8Vdc=-6 V t

Hybrid90HYB6


-90

0 IN

ISO

Hybrid90HYB1


-90

0 IN

ISO

Hybrid90HYB8


-90

0 IN

ISO

RR9R=50 Ohm

Hybrid90HYB4


-90

0IN

ISO

RR5R=50 Ohm

RR8R=50 Ohm

Hybrid90HYB7


-90

0IN

ISO

RR7R=50 Ohm

dbm_real_sbcktX10

dbm_real_sbcktX9

dbm_real_sbcktX7

dbm_real_sbcktX8

RR3R=50 Ohm

Hybrid90HYB3


-90

0IN

ISO

RR4R=50 Ohm

Figura 3.65: Esquema simulación final QDSSBM

Se resumen en los apartados siguientes los principales resultados de simulación finales, para un nivel de OL de +12dBm. Las tensiones de polarización DC de los diodos se han retocado a conveniencia para mejor reflejo de cada resultado.

NOTA IMPORTANTE sobre APANTALLAMIENTO: se ha de tener muy en cuenta que en todas las simulaciones llevadas a cabo no se ha considerado la componente radiada que pueda haber de la señal a minimizar –OL p. ej.-; por tanto esta se ha de evitar apantallando cada bloque mezclador DBM independientemente y/o asegurando que los caminos de radiación no se vean alterados para que la minimización del OL sea efectiva.


3.5.1 Rechazo de la Banda Lateral no deseada Para un modulador de banda lateral superior:

3.0E

9

4.0E

9

5.0E

9

6.0E

9

7.0E

9

8.0E

9

9.0E

9

1.0E

10

2.0E

9

1.1E

10

-50

-40

-30

-20

-10

-60

0

LOfreq

Co

nvL

oss_

US

B

m9

Con

vLos

s_LS

B



2.500E9

3.0E

9

4.0E

9

5.0E

9

6.0E

9

7.0E

9

8.0E

9

9.0E

9

1.0E

10

2.0E

9

1.1E

10

34

35

36

37

38

33

39

LOfreq

P_R

F_u

p-P

_RF

_dow

n

Relación BLS a BLI

Figura 3.66: Rechazo BLI del QDSSBM real

3.5.2 Rechazo de OL Optimizado para 10,5GHz,

Vdc1 Vdc2 Vdc3 Vdc4 Vdc5 Vdc6 Vdc7 Vdc8

5,9 6,2 5,95 6 5,85 6,2 5,95 6

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

65

70

75

80

85

60

90

LOfreq

LOto

RF

m1

LOto

IFIF

toR

F



1.050E10

Figura 3.67: Rechazo OL del QDSSBM real

174 Capítulo 3

3.5.3 IM2T, C/N, ACPR Ya se ha citado la influencia de las polarizaciones DC de los diodos en

el comportamiento no lineal y, por lo tanto, sobre la figura de TOI del mezclador. De ahí que se deba prestar atención al comportamiento en frecuencia de las distorsiones no lineales de 3er. Orden, con un comportamiento no constante dentro de la banda de FI y, por supuesto, tampoco en toda la banda de RF. En la Fig. 3.5 se exige un IIP3 para el mezclador de +16dBm para poder trabajar con señal de FI de 0dBm en su entrada y se deberá cumplir en el caso peor de los citados.

Se resumen los resultados del QDSSBM en cuanto a IM2T y C/N.

2.925 5.945

Low and High Side Output TOI Points, dBm

16.15 19.17

Low and High Side Input TOI Points, dBm

32.432 38.265

Carrier to 3rd order IMD ratio LSB USB

2.566 2.568 2.570 2.572 2.5742.564 2.576

-60

-50

-40

-30

-20

-70

-10

freq, GHz

Spe

ctru

m,

dBm

Output Spectrum (Up Conversion)

2.57100 G2.56900 G

Fundamental Output Freqs.(Up Conversion)

3rd Order IMD

-10.23 -13.23

Up Conversion

These become invalid as the mixer is driven into compression. If the low and high side IP3sare not nearly equal, the mixer is either driven too hard or you need to increase the max order, LO order, RF order, and possibly include oversampling in the HB controller.

Output Power in BothFundamentals dBm

Conversion Gain, dB The conversion gain is

calculated from the total fundamental input and output powers.

Figura 3.68: IM3 del QDSSBM real


En la Tabla a continuación se resume el comportamiento de IM2T visualizando el IIP3 del mezclador para diferentes separaciones de los dos tonos de medida.

OL (GHz)* IIP3 2KHz IIP3 20KHz IIP3 200KHz IIP3 2MHz IIP3 20MHz

2,5 17.1 17.1 17.4 19.1 16.9

4,5 16.8 16.8 16.8 16.5 16.4

6,5 24.7 24.7 24.3 21.6 18.6

8,5 15.7 15.7 16 18 15.7

10,5 14.4 14.5 14.6 15.3 14**

Tabla 3.15: IIP3 (dBm) del QDSSBM en bandas de RF y FI

*NOTA: El nivel de OL es de +12dBm y las tensiones Vdc1 a Vdc8 se han situado todas en 6v para realizar esta medida, con lo que los datos de TOI dejan de ser indicativos del rango de funcionamiento del mezclador.

**NOTA2: A la vista de los datos parece recomendable bajar ligeramente el nivel de entrada al mismo, o subir ligeramente el nivel de OL. En este caso con +15dBm de OL y las tensiones DC en los valores de la Tabla 3.14 esta cifra sube a 15.4dBm, muy poco por debajo de lo deseado.

Así, prácticamente todo el espectro de RF y de FI queda cubierto para un espectro con garantía de >35dB para el nivel de IM2T.

En cuanto al C/N, se puede visualizar a través de una medida de la Figura de Ruido del mezclador, del orden de las pérdidas de conversión como en todos los mezcladores pasivos. [2.8]

10.57 GHz 9.508

Single Sideband Noise Figure, dB

Output Frequency

Figura 3.69: SSNF del QDSSBM real

176 Capítulo 3

Para terminar, se visualiza el comportamiento simulado ante la señal QPSK ya empleada del diagrama de bloques del conversor elevador incluyendo al mezclador QDSSBM**:

Figura 3.70: Respuesta QPSK 27,5Msymb/sg del QDSSBM real

**NOTA: la simulación se ha ejecutado con un bloque de sistema MIX de ADS emulando las características simuladas del QDSSBM en los apartados anteriores. La justificación está en los elevados tiempos de simulación necesarios cuando se simulan varios niveles de sub-circuitos anidados en un entorno de simulación temporal donde el Tstep debe ser muy pequeño para cubrir el gran ancho de banda que debe cubrir el conversor elevador, desde 70MHz de la FI hasta los 10,5GHz.

Se observa un ACPR >35dB, mejor por tanto que los 35dB especificados.

3.6 Conclusiones • Se ha establecido un sistema de medida para poder determinar las

especificaciones para la aplicación de conversores elevadores de suma transparente en su salida, con altos rechazos de espurios no deseados, por tanto.

• Se ha estudiado y definido una estructura novedosa encargada de la cancelación de la banda lateral no deseada, con el nombre de Doble


SSBM en Cuadratura –QDSSBM - consistente en dos Single Side-Band Modulator colocados en cuadratura mediante híbridos de banda ultra ancha y que está diseñado para producir una doble cancelación de la BL y una disminución de las pérdidas de conversión por suma en fase.

• Se han estudiado y simulado diferentes estructuras de mezclador pasivo, tanto SBM como DBM, basados tanto en Híbridos tipo Rat-Race de 180º, como en T-mágica de líneas acopladas tipo slot-line.

• En los Híbridos tipo Rat-Race se ha estudiado la solución clásica de extensión de banda de funcionamiento, utilizando líneas acopladas con inversión de fase en sus extremos. Se han aplicado diversas ideas novedosas a la hora de conseguir el ancho de banda deseado.

• También se ha estudiado la alternativa de los Híbridos basados en elementos concentrados, que si bien teóricamente deberían disponer de un elevado ancho de banda tropiezan con graves dificultades a la hora de alcanzar la UWB. Basándose en este tipo de híbrido, se ha investigado una variante de alto aislamiento utilizando varactores en los filtros diseñados.

• Resultado de todo lo anterior ha sido un Diagrama de Bloques aplicable al conversor elevador de banda ultra ancha y alto aislamiento, realizable casi en su totalidad con los dispositivos estudiados y dispositivos del estado del arte.

• Fruto del trabajo del presente capítulo ha sido la necesidad de estudiar y especificar varios dispositivos más como: Híbrido de FI, Desfasador fijos de pendiente lineal en UWB, Acoplador UWB, y el Filtro Paso Banda Fijo de Salida.

• Tanto el amplificador de salida como el OL, as como el LPF variable necesario para rechazar el 2º armónico deberían ser objeto de sendos trabajos de análisis y diseño.

• Se ha utilizado extensivamente el Simulador Electromagnético MOMENTUM de ADS, basado en el Método de los Momentos, para disponer de simulaciones veraces de estructuras que forman parte de los dispositivos analizados.

178 Capítulo 3

3.7 Referencias

[3.1] www.agilent.com

[3.2] http://www2.rohde-schwarz.com/

[3.2a] RIGID LAMINATES ANSI GRADE FR4 IGAV FR95 Thickness > 0,50mm. AISMALIBAR ITALIA, SpA

[3.2b] CEM-3 High Dimensional Stability Copper-Clad Laminate. Cobrisol 330.2. AISMALIBAR S.A.

[3.2c] RF / Microwave Circuitry Materials. PTFE Laminates N9000. Neltec- ParkNelco

[3.3] http://www.lpkf.es/productos/index.htm

[3.4] http://www.yageo.com/pdf/Pu-RC0603_51_PbFree_L_2.pdf

[3.5] http://www.yageo.com/

[3.6] http://www.atceramics.com/products/millimeter_capacitors.asp

[3.7] http://www.johansondielectrics.com/products/surfacemount/

[3.8] http://www.dilabs.com/products/products.aspx

[3.9] http://www.epcos.com/inf/30/ds/b82496_c.pdf

[3.10] http://www.minicircuits.com/pdfs/ADCH-80A.pdf

[3.11] http://www.avagotech.com/assets/downloadDocument.do?id=2499

[3.12] http://www.infineon.com/cms/en/product/index.html

[3.13] http://origin-products.skyworksinc.com/products.jsp

[3.14] http://www.macom.com/DataSheets/MA4E2502%20Series.pdf


[3.15] http://www.micrometrics.com/

[3.16] Microondas. Notas de Clase, J. Bará, Universitat Politécnica de Catalunya 1976/77

[3.17] Broadband Microwave Amplifiers. Bal S. Virdee, Avitar S. Virdee, Ben Y. Banyamin. Artech House 2004.

[3.18] HMC659, GaAs PHEMT MMIC POWER AMPLIFIER, DC-15GHz. Hittite Microwave Corporation

[3.19] HMC619, GaAs PHEMT MMIC POWER AMPLIFIER, DC-10GHz. Hittite Microwave Corporation

[3.20] Image-Reject and Single-Sideband Mixers. Bert C. Henderson. James A. Cook. WJ Tech-note. WJ Communications, Inc. 1985.

[3.21] Wide-Band SSB Sub-harmonically Pumped Mixer MMIC. H. Okazaki & Y. Yamaguchi. IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques. December 1997.

[3.22] Design of Lange-Couplers and Single-Sideband mixers Using Micromachining Techniques. C-Y. Chi & G.B. Rebeiz. IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques. February 1997.

[3.23] Sub-harmonically Pumped Image Rejection Mixer for K-band Applications. M-Q. Lee, S-M. Moon, K-K. Ryu, D-P. Jang, I-B. Yom. 12th. GAAS Symposium- Amsterdam 2004.

[3.24] High Linearity Up-converter with Ultra Low Distortion over a Broad Frequency Band for Digital Radio Links. W. Schiller. EuMC 1986.

[3.25] X-band Homodyne Network Analyzer using a Broadband Computer-Controlled SSB-Modulator. B. Schönrock, R. Knöchel. EuMC 1990.

[3.26] A Self-Calibration Technique for SSB Modulators. D.M. Treyer, W. Bäthtold. EuMC 2004.

[3.27] A Millimetre Wave Direct QPSK modulator MMIC Using PIN Technology and a Novel Approach to Self-Error Correction. T. Magrisso, A. Madjar. EuMC 2002.

[3.28] Frequency Agile, One Stage Up-converter for Single-Channel SCPC Satellite Earth Stations. M.J. Wlodyka, J.L. Fikart. EuMA 1988.

[3.29] Nonlinear Microwave and RF circuits. Stephen A. Maas. Artech House 2003.

[3.30] HMC346LP3, GaAs MMIC Voltage-Variable Attenuator, DC-14GHz. Hittite Microwave Corporation

180 Capítulo 3

[3.31] HMC424LP3, 0.5dB LSB GaAs MMIC Digital Attenuator, DC-13GHz. Hittite Microwave Corporation

[3.32] An N-Way Hybrid Power Divider. E.J. Wilkinson. IRE Trans. on Microwave Theory and Techniques. January 1960.

[3.33] A Class of Broadband Three-Port TEM-Mode Hybrids. S.B. Cohn. IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. MTT-16, NO. 2, FEBRUARY 1968

[3.34] CAD/CAE Design of an Improved, Wideband Wilkinson Power Divider. C.Q. Li, S.H. Li, R.G. Bosisio. Microwave Journal, November 1984.

[3.35] Field Computation by Moment Methods. Roger F. Harrington. Ed. Macmillan Company.

[3.36] Agilent Technologies. Manual MOMENTUM 2006,en http://eesof.tm.agilent.com/

[3.37] Agilent EEsof EDA. DEMYSTIFYING PORTS & GROUNDS IN ADS MOMENTUM. Keefe Bohannan, Jeannick Sercu, and John Moore. June 2008

[3.38] Computer-Aided Design Models for Broadside-Coupled Striplines and Millimetre Wave Suspended Substrate Microstrip Lines. P. Bhartia & P. Pramanick. IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. MTT-16, NO. 11, November 1988

[3.39] Accurate Wide-range Design Equations for the Frequency-Dependent Characteristics of Parallel Coupled Microstrip Lines. M. Kirschning & R. H. Jansen. IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. MTT-32, NO. 1, January 1984

[3.40] SMV1265, Hyperabrupt Junction Tuning Varactors. Skyworks Solutions, Inc.

[3.41] BB833 Silicon Tuning Diodes, Infineon Technologies.

[3.42] MA46410-276 Surface Mount GaAs Tuning Varactors MA-COM™.

[3.43] MA46H070-1056 Surface Mount GaAs Tuning Varactors MA-COM™.

[3.44] New Design Method of Uniform and Nonuniform Distributed Power Amplifiers. Cedric Duperrier, Michel Campovecchio, Laurent Roussel, Monique Lajugie, and Raymond Quéré, Senior Member, IEEE. IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 49, NO. 12, DECEMBER 2001


[3.45] GaN Devices Arm Distributed Amplifier. Anthony Pavio, Chenggang Xie. Microwaves & RF, February 2008.

[3.45a] A Hybrid Fabricated 40 GHz Low Phase Noise SiGe Push-Push Oscillators. Robert Wanner and Gerhard R. Olbrich Technische Universität München, Lehrstuhl für Hochfrequenztechnik.

[3.45b] A SIGE LOWPHASE NOISE PUSH-PUSH VCO FOR 72GHZ Robert Wanner(1), Herbert Schaefer2, Rudolf Lachner2, Gerhard R. Olbrich1 and Peter Russer1 (1) Lehrstuhl für Hochfrequenztechnik, Technische Universitaet Muenchen, Arcisstr, 21, 80333 Muenchen, Germany (2) Infineon Technologies AG, 81739 Muenchen, Germany

[3.45c] A mm-Wave CMOS Push-Push VCO, Matthew Muh, Professor Ali Niknejad. Berkeley Wireless Research Center. 2005.

[3.46] ZMSCQ-2-90 Power Splitter/Combiner 2 Way-90° 50Ω 55 to 90MHz. Mini-Circuits®

[3.47] Directional Couplers, Model 10011-3, 62.5 - 125MHz, ANAREN.

[3.48] 3dB 90º Hybrids- Crossover Type, HYB-5325-X3-SMA-79, Midwest Microwave

[3.49] HMC-525 GaAs MMIC I/Q MIXER 4 - 8.5GHz, Hittite Microwave Corporation.

[3.50] HMC346LP3 / 346LP3E GaAs MMIC VOLTAGE-VARIABLE ATTENUATOR, DC - 14 GHz, Hittite Microwave Corporation.

[3.51] HMC424LP3 / 424LP3E 0.5dB LSB GaAs MMIC 6-BIT DIGITAL ATTENUATOR, DC - 13 GHz, Hittite Microwave Corporation.

182 Capítulo 4

Realización de los dispositivos 183

4 Realización de los dispositivos

Capítulo 4

Realización de los

dispositivos

Esta fase del trabajo comienza con la realización de los dispositivos estudiados en el capítulo 3, siguiendo la estrategia marcada en el punto 3.4: se diseñarán y fabricarán los layouts definitivos – con sus simulaciones MOMENTUM asociadas en su caso- y se presentarán con una descripción gráfica exhaustiva del trabajo llevado a cabo, reservando las Medidas y Resultados para el capítulo siguiente. Dentro de la evolución del proyecto, la situación en este momento es la que se presenta en la figura 4.1.

El proceso de fabricación general, una vez simulado y optimizado el esquema en ADS y MOMENTUM, ha consistido en exportar los ficheros de layout a un formato estándar de fabricación de circuitos impresos, como es el GERBER [4.1]. Los ficheros de este formato son ficheros de texto que describen las herramientas y los recorridos que debe realizar la máquina de micro-fresado; históricamente estos ficheros iban destinados a los fotoploters, encargados de la impresión de los films necesarios para la fabricación por métodos foto-químicos del circuito impreso.

184 Capítulo 4


Circuito


Opciones fabricadas


tiempo

Simulaciones



Fase 2: Síntesis



4.1 Híbridos y T-mágica de 2,5 a 10,5GHz La idea básica ha sido construir diferentes alternativas en materiales y

técnicas diferentes para tener un contraste exhaustivo entre simulaciones y medidas y verificar todo el proceso de estudio, diseño, fabricación y medida en el rango de frecuencia hasta 10,5GHz.

Se han fabricado diferentes dispositivos, con las siguientes variables generales:

- soportados en materiales FR-4, CEM-3 o NY [3.2a] [3.2b] [3.2c]

- Espesores de material 0,25mm, 0,5mm y 1,5mm

- Líneas Microstrip, Sustrato Suspendido y Strip-Line

- Dos líneas y Tres líneas acopladas por el borde, con inversión de fase en los extremos, sintetizando la línea de 270º del híbrido Rat-Race

- Líneas acopladas por la cara ancha sintetizando la línea de 270º


- Líneas de 2 conductores para mejorar la Z0o

- Optimización de la geometría del híbrido de cara a minimizar el efecto limitador de las transiciones entre secciones del híbrido

- Accesos al híbrido en Microstrip o CPWG, terminado en conectores coaxiales tipo SMA-hembra [4.2]

- Contraste entre simulaciones ADS y simulaciones MOMENTUM

La combinación de estas variables da como resultado un total de 25 híbridos fabricados y medidos. En cada subapartado se compendia la información fundamental de cada dispositivo fabricado.

4.1.1 Híbridos basados en líneas acopladas Se han barajado diferentes tipos de líneas acopladas, geometrías y

materiales para optimizar su comportamiento en la banda 2,5 – 10,5GHz. En todos ellos la progresiva reducción del plano de tierra produce la transición entre la tecnología Microstrip o CPWG y la de sustrato suspendido. Se han de recordar otros puntos crítico del diseño: a) el comportamiento de las transiciones entre las diferentes secciones del híbrido y entre éste y los accesos externos, b) las vías de conexión a masa, sobretodo la conexión interna de la línea de 270º que queda, en cierta medida, aislada del plano de tierra exterior, y c) la caja se ha colocado en simulación a 5mm de altura.

4.1.1.a HIBRIDO1, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

CEM-3 1,5mm Suspendidas CPWG 1 Rectangular No

NOTAS: La geometría rectangular obliga a modelar de alguna forma la transición entre el acceso 4 y

el híbrido. En este caso está hecho en ADS mediante tramos de líneas CPWG.

RESULTADOS: Es claramente visible el corte en la respuesta de paso debido al efecto de la

transición en el acceso 4. Banda válida hasta 9GHz. El aislamiento es >19dB.

186 Capítulo 4

CPWGCPW2

L=10 mmG=0.233116 mmW=1.1 mmSubst="CPWSub1"

CPWGCPW3


CPWGCPW6

L=1.5 mmG=0.233116 mmW=0.7 mmSubst="CPWSub1"

CPWGCPW5


TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

VIAFCV9

T=0.4 mmH=1.6 mmD=0.8 mm

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

SSCLINCLin5

L=l270 mmS=s270 mmW=w270 mmSubst="SSSub1"

VIAFCV8

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3 CPWG

CPW4


VIAFCV3

VIAFCV2

SSCLINCLin6


TermTerm1

Z=50 OhmNum=1 CPWG

CPW1


VIAFCV6

VIAFCV11

VIAFCV10

VIAFCV7 SSCLIN

CLin7


SSCLINCLin8


3 4 5 6 7 8 9 102 11

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

-40

0

freq, GHz

S (dB

)

A B

M1

Figura 4.2: Simulación, Layout y Resultados Híbrido1

4.1.1.b HIBRIDO2, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM


NOTAS: La geometría rectangular obliga a modelar de alguna forma la transición entre el acceso 4 y

el híbrido. En este caso está hecho en ADS mediante chips SMD de 0 ohmios, modelados en ADS.

RESULTADOS: El corte en la respuesta de paso ha mejorado respecto a Híbrido1. BW < 9,5GHz

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1 CPWG

CPW1


CPWGCPW3


VIAFCV9

T=0.4 mmH=1.6 mmD=0.8 mm

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2CPWG

CPW2


SSCLINCLin5

L=l270 mmS=s270 mmW=w 270 mmSubst="SSSub1"

jumper_modeloX2

jumper_modeloX1

VIAFCV8

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

SSCLINCLin7


VIAFCV7

VIAFCV6

VIAFCV3

VIAFCV2

SSCLINCLin6


CPWGCPW4


TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

VIAFCV11

VIAFCV10

SSCLINCLin8



3 4 5 6 7 8 9 102 11

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

-40

0

freq, GHz

S (

dB)

A B

M1


4.1.1.c HIBRIDO3, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM


NOTAS: La transición entre el acceso 4 y el híbrido modelada con tramos de microstrip, transición

optimizada reduciendo la anchura de las acopladas con inversión de fase.

RESULTADOS: El corte en la respuesta de paso vuelve a aparecer como en Híbrido1. Se

desequilibran las salidas S21 y S31 debido a la anchura no óptima de la línea de 270º

VIAFCV8

CPWGCPW2


TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

MLINTL2


VIAFCV9

T=0.4 mmH=1.6 mmD=0.8 mm

SSCLINCLin5


MLINTL1


CPWGCPW3


TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

VIAFCV3

VIAFCV2

SSCLINCLin6


VIAFCV6

VIAFCV7 SSCLIN

CLin7


CPWGCPW1


TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

CPWGCPW4


TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

VIAFCV11

VIAFCV10

SSCLINCLin8


3 4 5 6 7 8 9 102 11

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

-40

0

freq, GHz

S (dB

)

A B

M1


188 Capítulo 4

4.1.1.d HIBRIDO4, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

CEM-3 1,5mm Suspendidas ≈ CPW 1 Rectangular No

NOTAS: La transición entre el acceso 4 y el híbrido modelada con tramos CPW, minimizando el

plano de masa inferior. Optimizada reduciendo la anchura de las acopladas.

RESULTADOS: El corte en la respuesta de paso vuelve a aparecer como en Híbrido1.

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4CPW

CPW10


CPWGCPW6


CPWCPW5

L=0.8 mmG=0.25 mmW=1.1 mmSubst="CPWSub1"VIAFC

V8

VIAFCV9

T=0.4 mmH=1.6 mmD=0.8 mm

SSCLINCLin5


TermTerm2

Z=50 OhmNum=2CPW

CPW7


TermTerm1

Z=50 OhmNum=1 CPW

CPW8


VIAFCV3

VIAFCV2

SSCLINCLin6


VIAFCV7

VIAFCV6SSCLIN

CLin7


TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

VIAFCV11

VIAFCV10

CPWCPW9


SSCLINCLin8


3 4 5 6 7 8 9 102 11

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

-40

0

freq, GHz

S (dB

)

A B

M1


4.1.1.e HIBRIDO5, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm Suspendidas μstrip 1 Rectangular

optimizada

No

NOTAS: La transición entre el acceso 4 y el híbrido modelada con tramos microstrip, resto

transiciones minimizadas por optimización de la geometría del híbrido.

RESULTADOS: La respuesta es claramente mejor debido a que las anchuras menores en este

espesor de sustrato favorecen la geometría del híbrido y su optimización.


MLINTL2

L=8.4 mmW=0.84 mm -tSubst="MSub1"

MTAPERTaper3

L=2.5 mmW2=0.3 mm -tW1=0.84 mmSubst="MSub1"

SSCLINCLin5


VIAFCV10

MLINTL6


MLINTL5


MLINTL3

L=10 mmW=0.84 mm -tSubst="MSub1"

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

VIAFCV9

T=0.2 mmH=0.5 mmD=0.4 mm

SSCLINCLin6


VIAFCV11

VIAFCV12

VIAFCV16SSCLIN

CLin7


VIAFCV15

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

MLINTL4

L=8.4 mmW=0.84 mm -tSubst="MSub1"

MTAPERTaper2

L=2.5 mmW2=0.3 mmW1=0.84 mmSubst="MSub1"

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

MTAPERTaper1

L=2.5 mmW2=0.3 mmW1=0.84 mmSubst="MSub1"

MLINTL1

L=9 mmW=0.84 mm -tSubst="MSub1"

SSCLINCLin8


VIAFCV13

VIAFCV14

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

-40

0

freq, GHz

S (dB

)

A B

M1


4.1.1.f HIBRIDO6, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

CEM-3 1,5mm Microstrip CPWG 1 Rectangular

optimizada

SI

NOTAS: La simulación se ha realizado en MOMENTUM, comparándola con la simulación

optimizada en ADS, con objeto de contrastar resultados de ambos tipos de simulación.

RESULTADOS: Las respuestas son coherentes en ambas simulaciones. Los mayores errores de

fase y amplitud en MOMENTUM implican un aislamiento menor en el híbrido, lo que apunta de

nuevo a la necesidad de optimización del híbrido. La mala adaptación es fruto de haber reducido

las anchuras de pistas para minimizar las transiciones en material de espesor 1,5mm. El añadido

de espesor de conductor (35μm) en MOMENTUM apenas ha afectado a los resultados.

VARVAR1

l90=5.6 tl270=5.6 tw90=0.8 tw270=0.65 t

EqnVar

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

MLINTL19

L=l90 mmW=w90 mmSubst="MSub1"

MTEE_ADSTee3

W3=w90 mmW2=2.73 mmW1=w90 mmSubst="MSub1"

MLINTL20


MTEE_ADSTee4


TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

MTEE_ADSTee2


MTEE_ADSTee1


MLINTL18


TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

MCLINCLin1

L=l270 mmS=0.102 mmW=w270 mmSubst="MSub1"

190 Capítulo 4

m2freq=dB(S(2,1))=-3.338

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-8

-3

f req, GHz

dB(S

(2,1

))

m2

dB(S

(3,1

))dB

(hib

rido6

_mom

..S

(2,1

))dB

(hib

rido6

_mom

..S

(3,1

))-6

m2freq=dB(S(2,1))=-3.338

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-10

-8

-6

-4

-12

-2

f req, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,2))

dB(S

(3,3

))dB

(S(4

,4))

dB(h

ibrid

o6_m

om..

S(1

,1))

dB(h

ibrid

o6_m

om..

S(2

,2))

dB(h

ibrid

o6_m

om..

S(3

,3))

dB(h

ibrid

o6_m

om..

S(4

,4))

m5freq=dB(S(2,4))=-4.198

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-10

-8

-6

-4

-12

-2

f req, GHz

dB(S

(2,4

))

m5

dB(S

(3,4

))dB

(hib

rido6

_mom

..S

(2,4

))dB

(hib

rido6

_mom

..S

(3,4

))-6

m5freq=dB(S(2,4))=-4.198

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-25

-20

-15

-30

-10

f req, GHz

dB(S

(4,1

))dB

(hib

rido

6_m

om..

S(4

,1))

ADS

Mom

3 4 5 6 7 8 9 102 11

0

5

10

-5

15

-180

-170

-160

-190

-150

f req, GHz

Dife

renc

ia F

ase

acc

eso

Sum

a Diferencia F

ase acceso D

elta

Relaciones de Fase Híbrido

ADS

Mom

3 4 5 6 7 8 9 102 11

0

1

2

3

4

-1

5

-2

0

2

4

-4

6

f req, GHz

Dife

renc

ia A

mpl

itud

Sum

a Diferencia A

mplitud D

elta

Relaciones de Amplitud Híbrido6

ADSMom

ADSMom


4.1.1.g HIBRIDO7, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

CEM-3 1,5mm 3 x Microstrip Microstrip 1 Rectangular

optimizada

SI

NOTAS: Se trata de comparar en Microstrip, con modelos de ADS y MOMENTUM, el

comportamiento de 2 y 3 líneas acopladas en la línea de 270º. Se comparan Híbrido6 e Híbrido7

RESULTADOS: La respuesta es muy similar en ambos híbridos, pero la separación S es mayor con

tres líneas acopladas, por tanto se podría aumentar el acoplo y aumentar el BW.

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

MTEE_ADSTee1


MACLIN3CLin11

L=l270 mmS2=0.3 mm tS1=0.3 mm tW3=w270 mmW2=w270 mmW1=w270 mmSubst="MSub1"

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

MTEE_ADSTee4


VARVAR1

l90=5.6 -tl270=5.6 tw90=0.8 -tw270=0.3 t

EqnVar

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

MLINTL20


MTEE_ADSTee3


MLINTL19


MTEE_ADSTee2


MLINTL18



m2freq=dB(hibrido7_mom..S(2,1))=-3.730

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-8

-3

f req, GHz

dB(h

ibrid

o7_m

om..

S(2

,1))

m2

dB(h

ibrid

o7_m

om..

S(3

,1))

dB(h

ibrid

o6_m

om..

S(2

,1))

dB(h

ibrid

o6_m

om..

S(3

,1))

-6


6.500GHz


3.000GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-14

-12

-10

-8

-6

-4

-2

-16

0

f req, GHz

dB

(hib

rido

7_m

om..

S(1

,1))

dB

(hib

rido

7_m

om..

S(2

,2))

dB

(hib

rido

7_m

om..

S(3

,3))

dB

(hib

rido

7_m

om..

S(4

,4)) m3

dB

(hib

rido

6_m

om..

S(1

,1))

dB

(hib

rido

6_m

om..

S(2

,2))

dB

(hib

rido

6_m

om..

S(3

,3))

dB

(hib

rido

6_m

om..

S(4

,4)) m3

freq=dB(hibrido7_mom..S(4,4))=-3.264

3.000GHz


6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-10

-8

-6

-4

-12

-2

f req, GHz

dB

(hib

rido

7_m

om

..S

(2,4

)) m5

dB

(hib

rido

7_m

om

..S

(3,4

))d

B(h

ibrid

o6_

mo

m..

S(2

,4))

dB

(hib

rido

6_m

om

..S

(3,4

))-6


6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-20

-18

-16

-14

-12

-22

-10

f req, GHz

dB(h

ibrid

o7_m

om..

S(4

,1))

dB(h

ibrid

o6_m

om..

S(4

,1))


4.1.1.h HIBRIDO8, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm Suspendidas CPWG 1 Optimizada SI

NOTAS: Corroborado que el sustrato de 1,5mm tiene problemas con la cobertura total de la banda

en las respuestas de paso, los sucesivos híbridos buscan la optimización de la estructura en 0,5mm.

En este caso se trata de comparar la simulación con elementos ADS y la de MOMENTUM con 12

accesos de 50Ω que, después se simula en ADS en su configuración de híbrido Rat-Race: de esta

manera se incluyen en la simulación las transiciones entre las diferentes secciones del híbrido.

RESULTADOS: Las simulaciones con modelos ADS y MOMENTUM son coherentes, en estas la

respuesta en la parte alta de la banda es peor y se sale del mínimo fijado de -6dB. El aislamiento

también es menor, pero >20dB en toda la banda de 2,5 a 10,5GHz. Las Pérdidas de Retorno siguen

siendo muy bajas en los extremos.

VARVAR1

x=1.8 -ts90=0.155 ts270=0.105 tl270=7.5 -tl90=7.7 -tw270=1 -tw90=0.3 -t

EqnVar

TermTerm5

Z=50 OhmNum=5

VIAFCV19

VIAFCV22

VIAFCV21

VIAFCV25

VIAFCV23

VIAFCV24

VIAFCV18

VIAFCV20

S12PSNP1File=".\data\hibrido8_mom.ds"

2

3

101112

7

8

9

4 65Ref

1

TermTerm8

Z=50 OhmNum=8

TermTerm7

Z=50 OhmNum=7

TermTerm6

Z=50 OhmNum=6

VIAFCV14

VIAFCV13

VIAFCV16

SSCLINCLin8


SSCLINCLin9


TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

VIAFCV15

SSCLINCLin6


VIAFCV11

VIAFCV12

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

MLINTL5

L=0.3 mmW=w90 mmSubst="MSub1"

MLINTL6

L=0.5 mmW=w270 mmSubst="MSub1"

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

VIAFCV9

T=0.2 mmH=0.5 mm

D=0.4 mm

SSCLINCLin5


VIAFCV10

192 Capítulo 4

m7freq=dB(S(2,1))=-4.209

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-8

-3

freq, GHz

dB

(S(2

,1))

m7

dB

(S(3

,1))

-6d

B(S

(6,5

))d

B(S

(7,5

))

Paso acceso Suma

m7freq=dB(S(2,1))=-4.209

6.500GHz

m8freq=dB(S(2,4))=-4.068

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-8

-7

-6

-5

-4

-9

-3

freq, GHz

dB

(S(2

,4))

m8

dB

(S(3

,4))

-6d

B(S

(6,8

))d

B(S

(7,8

))

Paso acceso Delta

m8freq=dB(S(2,4))=-4.068

6.500GHz

m9freq=dB(S(4,4))=-3.173

2.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-8

-6

-4

-10

-2

freq, GHz

dB

(S(1

,1))

dB

(S(2

,2))

dB

(S(3

,3))

dB

(S(4

,4))

m9

dB

(S(5

,5))

dB

(S(6

,6))

dB

(S(7

,7))

dB

(S(8

,8))

Pérdidas de Retorno

m9freq=dB(S(4,4))=-3.173

2.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-40

-35

-30

-25

-45

-20

freq, GHz

dB

(S(4

,1))

dB

(S(8

,5))

Aislamiento


4.1.1.i HIBRIDO9, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm Suspendidas CPWG 2 Rectangular

Optimizada

SI

NOTAS: Es el hibrido8 pero con líneas de 2 conductores tanto en las líneas de 90º como en la línea

de 270º: esta configuración obliga a la conexión adicional por medio de hilo y/o chip SMD de la vía

interna de la línea de 270 que se ha de conectar a tierra. Se ha añadido una vía más en mitad de la

línea de 270º para garantizar el SC del modo impar de las líneas acopladas por el borde – ver

Capítulo 3-

RESULTADOS: El uso de líneas de 2 conductores en sustrato suspendido, analizado en el capítulo

anterior, mejora efectivamente de modo claro las RL del híbrido, sobre todo en la zona central de la

banda, con unas RL>10dB en el caso peor entre 4 y 9,5GHz (más de una octava). El aislamiento

empeora ligeramente en la zona alta de frecuencia, lo que implicará una posterior optimización. Las

respuestas de paso están prácticamente por debajo de -6dB, aunque el parámetro S (2,4) se cae en

la parte alta de frecuencia. La mejora respecto a 1 conductor es clara, visible en la comparativa de

RL.

TermTerm8

Z=50 OhmNum=8

TermTerm7

Z=50 OhmNum=7

TermTerm6

Z=50 OhmNum=6

S12PSNP2File=".\data\hibrido9a_mom.ds"

2

3

101112

7

8

9

4 65Ref

1

TermTerm5

Z=50 OhmNum=5

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3


2

3

101112

7

8

9

4 65

Ref

1


m7freq=dB(S(2,1))=-4.719

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-8

-3

f req, GHz

dB(S

(2,1

))

m7

dB(S

(3,1

))-6

dB(S

(6,5

))dB

(S(7

,5))

m7freq=dB(S(2,1))=-4.719

6.500GHz

m8freq=dB(S(2,4))=-2.580

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-8

-6

-4

-10

-2

f req, GHz

dB

(S(2

,4))

m8

dB

(S(3

,4))

-6d

B(S

(6,8

))d

B(S

(7,8

))

m8freq=dB(S(2,4))=-2.580

6.500GHz

m9freq=dB(S(4,4))=-6.773

3.290GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

f req, GHz

dB

(S(1

,1))

dB

(S(2

,2))

dB

(S(3

,3))

dB

(S(4

,4))

m9

dB

(S(5

,5))

dB

(S(6

,6))

dB

(S(7

,7))

dB

(S(8

,8))

m9freq=dB(S(4,4))=-6.773

3.290GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-25

-20

-30

-15

f req, GHz

dB

(S(4

,1))

dB

(S(8

,5))


4.1.1.j HIBRIDO10, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm 3x Suspended CPWG 1 Rectangular

optimizada

SI

NOTAS: Es el hibrido8 pero con 3 líneas acopladas en la síntesis de la línea de 270º

RESULTADOS: El uso de las tres líneas no refleja una BW significativamente mayor, aunque si se

observa una mejor adaptación en los accesos 2 y 4 (puertos 5 y 8) consecuencia del mayor acoplo

que se consigue (ZOo ↓) con las 3 líneas. El aislamiento es >20dB en toda la banda.

TermTerm6

Z=50 OhmNum=6 Term

Term5

Z=50 OhmNum=5

TermTerm8

Z=50 OhmNum=8

TermTerm7

Z=50 OhmNum=7


2

3

101112

7

8

9

4 65

Ref

1

RL, comparación 1

conductor y 2

conductores

194 Capítulo 4

m7freq=dB(S(2,1))=-3.887

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-8

-3

freq, GHz

dB

(S(2

,1))

m7

dB

(S(3

,1))

-6d

B(S

(6,5

))d

B(S

(7,5

))

m7freq=dB(S(2,1))=-3.887

6.500GHz

m8freq=dB(S(2,4))=-4.515

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-8

-7

-6

-5

-4

-3

-9

-2

freq, GHz

dB

(S(2

,4))

m8

dB

(S(3

,4))

-6d

B(S

(6,8

))d

B(S

(7,8

))

m8freq=dB(S(2,4))=-4.515

6.500GHz

m9freq=dB(S(4,4))=-6.964

9.200GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-14

-12

-10

-8

-6

-4

-16

-2

freq, GHz

dB

(S(1

,1))

dB

(S(2

,2))

dB

(S(3

,3))

dB

(S(4

,4))

m9

dB

(S(5

,5))

dB

(S(6

,6))

dB

(S(7

,7))

dB

(S(8

,8))

m9freq=dB(S(4,4))=-6.964

9.200GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-28

-26

-24

-22

-32

-20

freq, GHz

dB

(S(4

,1))

dB

(S(8

,5))


4.1.1.k HIBRIDO11, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm 3x

Suspended CPWG 1

Rectangular

optimizada

SI

NOTAS: Es el hibrido10 pero con 3 líneas de anchura no óptima (0,3mm)

RESULTADOS: El uso de las tres líneas no óptimas implica un peor resultado en adaptación y

aislamiento. Debido a ello, no se presentan resultados.

TermTerm6

Z=50 OhmNum=6 Term

Term5

Z=50 OhmNum=5

TermTerm8

Z=50 OhmNum=8

TermTerm7

Z=50 OhmNum=7


2

3

101112

7

8

9

4 65

Ref

1

Figura 4.12: Simulación y Layout del Híbrido11

4.1.1.l HIBRIDO12, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm 3x

Suspended CPWG 2 en líneas de 90º

Rectangular

optimizada

SI

NOTAS: Es el hibrido11 pero con líneas de 90º de 2 conductores. Se comparan ambos.

RESULTADOS: De nuevo se pone de manifiesto la mejora de las RL por el uso de líneas de 2

conductores. El peor aislamiento denota la necesidad de posterior optimización.


TermTerm8

Z=50 OhmNum=8

TermTerm6

Z=50 OhmNum=6

TermTerm5

Z=50 OhmNum=5


2

3

101112

7

8

9

4 65

Ref

1

TermTerm7

Z=50 OhmNum=7

m7freq=dB(S(2,1))=-4.549

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-3

-8

-2

freq, GHz

dB

(S(2

,1)) m7

dB

(S(3

,1))

-6d

B(S

(6,5

))d

B(S

(7,5

))

m7freq=dB(S(2,1))=-4.549

6.500GHz

m8freq=dB(S(2,4))=-3.067

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-3

-8

-2

freq, GHz

dB

(S(2

,4))

m8

dB

(S(3

,4))

-6d

B(S

(6,8

))d

B(S

(7,8

))

m8freq=dB(S(2,4))=-3.067

6.500GHz

m9freq=dB(S(4,4))=-5.488

2.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB

(S(1

,1))

dB

(S(2

,2))

dB

(S(3

,3))

dB

(S(4

,4))

m9

dB

(S(5

,5))

dB

(S(6

,6))

dB

(S(7

,7))

dB

(S(8

,8))

m9freq=dB(S(4,4))=-5.488

2.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-25

-20

-15

-35

-10

freq, GHz

dB

(S(4

,1))

dB

(S(8

,5))


4.1.1.m HIBRIDO13, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm 3x

Suspended CPWG 2 en líneas de 90º

Rectangular

optimizada

SI

NOTAS: Es el hibrido10 pero con líneas de 90º de 2 conductores.

RESULTADOS: De nuevo se pone de manifiesto la mejora de las RL por el uso de líneas de 2

conductores. Se analiza la influencia de la separación S en las líneas de 90º. El aislamiento <20dB

denota la necesidad de posterior optimización.

TermTerm5

Z=50 OhmNum=5

TermTerm7

Z=50 OhmNum=7

TermTerm8

Z=50 OhmNum=8

TermTerm6

Z=50 OhmNum=6

S12PSNP1File=".\data\hibrido13a_mom.ds"

2

3

101112

7

8

9

4 65Ref

1

196 Capítulo 4

m7freq=dB(S(2,1))=-6.673

2.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-6

-5

-4

-3

-7

-2

freq, GHz

dB

(S(2

,1))

m7

dB

(S(3

,1))

-6d

B(S

(6,5

))d

B(S

(7,5

))

m7freq=dB(S(2,1))=-6.673

2.500GHz

m8freq=dB(S(2,4))=-3.663

6.500GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-6

-5

-4

-3

-7

-2

freq, GHz

dB

(S(2

,4))

m8

dB

(S(3

,4))

-6d

B(S

(6,8

))d

B(S

(7,8

))

m8freq=dB(S(2,4))=-3.663

6.500GHz

m9freq=dB(S(4,4))=-10.739

9.200GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB

(S(1

,1))

dB

(S(2

,2))

dB

(S(3

,3))

dB

(S(4

,4))

m9

dB

(S(5

,5))

dB

(S(6

,6))

dB

(S(7

,7))

dB

(S(8

,8))

m9freq=dB(S(4,4))=-10.739

9.200GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-22

-20

-18

-16

-24

-14

freq, GHz

dB

(S(4

,1))

dB

(S(8

,5))


4.1.1.n HIBRIDO14, Línea 270º: Acopladas por la cara ancha

Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

NY9000 0,25mm Cara

Ancha CPWG 2 en líneas de 90º

Rectangular

optimizada

SI

NOTAS: Híbrido tipo Cross-Over. Fabricación por método fotoquímico –Ver Tabla 4.1 a continuación

para detalles de precisión de fabricación-. Vías de conexión a tierra con hilos de conexión.

Simulación en MOMENTUM y con ADS en 10 accesos configurables. En el layout se observa que los

accesos 2 y 4 quedan construidos en caras diferentes, debido a la línea cruzada de 270º.

RESULTADOS: Aislamiento y pérdidas de paso del acceso 4 indican la necesidad de una

optimización. En todo caso el ancho de banda conseguido es similar a las acopladas por el borde.

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB

(S(9

,9))

dB

(S(1

0,1

0))

dB

(S(1

1,1

1))

dB

(S(1

2,1

2))

dB

(S(1

2,9

))

RL y Aislamiento

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-3

-8

-2

freq, GHz

dB

(S(1

0,9

))d

B(S

(11

,9))

dB

(S(1

0,1

2))

dB

(S(1

1,1

2))

Paso accesos Suma (1) y Delta (4)

Figura 4.15: Simulación, Layout –cond1 y cond2- y Resultados Híbrido14


4.1.1.o HIBRIDO15, Línea 270º: Acopladas por la cara ancha


NY9000 0,25mm Cara Ancha CPWG 1 en líneas de

90º

Rectangular

optimizada

SI

NOTAS: Similar al híbrido14 salvo por las líneas de 90º de conductor simple. Ver Tabla 4.1.

RESULTADOS: El comportamiento es similar en cuanto a Pérdidas de Paso, las RL empeoran –

coherente con el uso de líneas de 1 único conductor-, el Aislamiento es del mismo orden que en

Híbrido14, aunque mejor en el centro de la banda.

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-50

-40

-30

-20

-10

-60

0

freq, GHz

dB

(S(5

,5))

dB

(S(6

,6))

dB

(S(7

,7))

dB

(S(8

,8))

dB

(S(8

,5))

RL y Aislamiento

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-6

-5

-4

-7

-3

freq, GHz

dB

(S(6

,5))

dB

(S(7

,5))

dB

(S(6

,8))

dB

(S(7

,8))



4.1.1.p HIBRIDO16, Línea 270º: Acopladas por la cara ancha


NY9000 0,25mm Cara

Ancha CPWG 2

Rectangular

optimizada

SI

NOTAS: Se ha utilizado el cruce de fase (180º) por interconexión cruzada de los dos conductores en

el centro de la línea de 270º, posibilitando que todos los accesos del híbrido se sitúen en la misma

cara del circuito. Ver Tabla 4.1

RESULTADOS: Ver medidas en Capítulo 5. La Fig. 3.34 compara ambas líneas de 270º.

198 Capítulo 4


En la Tabla 4.1 se resumen las dimensiones en estos tres híbridos fabricados por el método fotoquímico y manual. Las anchuras W90 y separaciones S90 de las líneas de 90º y anchura W270 y Enfrentado de la línea de 270º se han medido con un Microscopio de Medida (20x aumentos y resolución de 0,06mm).

W90(mm) S90(mm) W270(mm) Enfrentado270 Accesos(mm)

Hib.14 1,1 1,08 0,105 <0,12 0,5 0,42 OK 0,6 0,54

Hib.15 1,1 1,08 0,105 <0,12 0,5 0,42 OK 0,6 0,6

Hib.16 1,1 1,05 0,105 0,15 0,5 0,39 --- 0,6 0,54

Tabla 4.1: Dimensiones fabricadas Híbridos 14, 15 y 16

Además se ha colocado un indicador de prueba en el layout, con pista y hueco de 0,1, con un resultado de pista de 0,06 y hueco de 0,12 Error atacado electroquímico de ±0,05mm la fabricación electroquímica manual puede ser suficiente para dispositivos en este material NY y en este rango de frecuencia.

4.1.1.q HIBRIDO17, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm Suspendidas CPWG 2 en líneas de 90º Rectangular

optimizada

SI

NOTAS: Similar al híbrido9 salvo por la línea de 270º de conductor simple. Conexión vía interna línea

270º por cobre en cara 2 y vías de de ø=0,2mm en puntos críticos.

RESULTADOS: El comportamiento debe ser similar al híbrido9. Ver capítulo 5 de medidas.


Figura 4.18: Layout –cond1 y cond2- Híbrido17

4.1.1.r HIBRIDO18, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM


optimizada

SI

NOTAS: Similar al híbrido9 salvo por la utilización de vías de ø=0,2mm en puntos críticos. Conexión

por bonding de la vía interna de la línea de 270º



4.1.1.s HIBRIDO19, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM


optimizada

SI

NOTAS: Similar al híbrido9 salvo por la utilización de vías de ø=0,2mm en puntos críticos. Conexión

por chips SMD de 0Ω de la vía interna de la línea de 270º


200 Capítulo 4


4.1.1.t HIBRIDO20, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm Suspendidas CPWG 2, líneas 90º Circular SI

NOTAS: Es un híbrido optimizado en sus dimensiones y geometría, pasando a una estructura

circular que minimiza el efecto de las transiciones entre secciones y accesos. Vías de 0,2mm.

RESULTADOS: Se compara la simulación del híbrido completo –incluidos accesos- en MOMENTUM

utilizando la herramienta MOMENTUM RF [3.36], que considera los equivalentes de circuito de cada

celda como inamovibles con la frecuencia, con lo que el proceso de simulación se acelera

sobremanera. Se observa la comparación y coherencia entre simulaciones en MOMENTUM con los

puertos como tierra explícita y simulación en ADS con los puertos configurados adecuadamente, tras

MOMENTUM con todos los accesos SINGLE de 50Ω.

S12PSNP1File="_2lineas_hole02_mom_1.ds"

2

3

101112

7

8

9

4 65

Ref

1

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

0

-40

10

freq, GHz

dB

(_2l

inea

s_h

ole

02_

mo

m..

S(1

,1)

dB

(_2

linea

s_h

ole

02.

.S(1

,1))

dB

(_2l

inea

s_h

ole

02_

mo

m..

S(2

,2)

dB

(_2

linea

s_h

ole

02.

.S(2

,2))

RL 1y 2

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

0

-40

10

freq, GHz

dB

(_2l

ine

as_

hole

02_m

om..S

(3,3

)d

B(_

2lin

ea

s_h

ole

02..S

(3,3

))d

B(_

2lin

ea

s_ho

le02

_mom

..S(4

,4)

dB

(_2l

ine

as_

hol

e02

..S(4

,4))

RL 3 y 4

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

freq, GHz

dB(_

2li

nea

s_ho

le0

2_m

om..S

(2,1

)d

B(_

2lin

ea

s_ho

le02

..S(2

,1))

dB(_

2li

nea

s_ho

le0

2_m

om..S

(3,1

)d

B(_

2lin

ea

s_ho

le02

..S(3

,1))

Paso acceso Suma

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB(_

2li

neas

_ho

le0

2_m

om..S

(2,4

)dB

(_2

line

as_

hole

02

..S(2

,4))

dB(_

2li

neas

_ho

le0

2_m

om..S

(3,4

)dB

(_2

line

as_

hole

02

..S(3

,4))

Paso acceso Delta

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-25

-20

-15

-35

-10

freq, GHz

dB

(_2l

inea

s_h

ole

02_

mo

m..

S(4

,1)

dB

(_2l

inea

s_h

ole

02..

S(4

,1))

Aislamiento



4.1.1.u HIBRIDO21, Línea 270º: Acopladas por el borde Sustrato Acopladas Accesos Nº conductores Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm 3x Suspendidas CPWG 2, líneas 90º Circular SI

NOTAS: Es en todo igual al híbrido 20, salvo el uso de las tres líneas acopladas en la línea de 270º

RESULTADOS: Simulación del Híbrido completo sin accesos en MOMENTUM, configurada en ADS.

A la vista de S (2,4) en el acceso Delta, sería necesaria una optimización.

TermTerm21

Z=50 OhmNum=21

TermTerm22

Z=50 OhmNum=22

TermTerm23

Z=50 OhmNum=23

TermTerm24

Z=50 OhmNum=24

S13PSNP5File="hibrido_ss2_circular_3lin270_dobles_mom.ds"

12 11

2

1

3

9

8

7

10

654

Ref

13

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB

(S(2

1,2

1))

dB

(S(2

2,2

2))

dB

(S(2

3,2

3))

dB

(S(2

4,2

4))

dB

(S(2

4,2

1))

RL y Aislamiento

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-8

-6

-4

-10

-2

freq, GHz

dB

(S(2

2,2

1))

dB

(S(2

3,2

1))

dB

(S(2

2,2

4))

dB

(S(2

3,2

4))

Paso Suma y Delta


4.1.2 Resumen de simulaciones de híbridos basados en líneas acopladas con inversión de fase

En general las simulaciones –a contrastar a posteriori con las medidas- decantan la solución de mayor ancho de banda hacia las líneas en sustrato suspendido y hacia el material de menor espesor. Se deduce claramente de comparar los resultados de los híbridos 5, 6 y 7. Se puede sintetizar el resultado en los siguientes puntos:

202 Capítulo 4

- Se observa un mayor ancho en Líneas Suspendidas que en Microstrip, las pérdidas de paso son mejores en todos los casos para RL equivalentes.

- Aunque en los extremos de la banda no se perciba debido a las limitaciones impuestas por la línea de 270º, las RL en el centro de la banda mejoran al usar líneas de doble conductor en las líneas de 90º

- La línea de 270º de dos conductores interfiere con la continuidad del plano de tierra, necesaria para la inversión de fase. Los resultados de las medidas indicarán la mejor opción.

- Las 3 líneas acopladas en la línea de 270º no parecen ofrecer un aumento significativo del BW, aunque pude servir para conseguir, al menos, el mismo BW pero con dimensiones más holgadas de separación S entre líneas.

- Para mejorar aún más el ancho de banda de los híbridos habría que pasar a utilizar sustratos de constante dieléctrica mayor (materiales cerámicos con εr =10) o trabajar con alturas de metalización T (Thickness) mayor en las líneas acopladas, con objeto de minimizar la Z0o de las mismas.

4.1.3 Híbridos basados en elementos concentrados En el apartado 3.3.2.g se han descrito las variantes de Híbridos

basados en elementos concentrados que se han analizado en simulación, incluyendo la posibilidad de un dispositivo de alto aislamiento basado en filtros variables. Todos ellos, y sobretodo este último, tienen dificultades para conseguir la banda de trabajo deseada, pero a pesar de ello se ha considerado interesante fabricar y medir estas variantes.

Se describen a continuación.


4.1.3.a HIBRIDO22, variante 1 en sustrato N9000 Sustrato Espesor Accesos C LPF C HPF Geometría MOMENTUM

N9000 0,25mm Microstrip Interdigital Mono-Placa Rectangular NO

NOTAS: Las bobinas de todos los filtros se han sintetizado con líneas de transmisión de impedancia

característica alta, en microstrip y/o en sustrato suspendido.

RESULTADOS: Circuito de simulación del Híbrido completo en ADS en Fig. 3.35, optimizado y

añadidos los accesos: el comportamiento teórico es similar a los híbridos de líneas acopladas, con

más pérdidas y un aislamiento pobre en banda ancha, de >15dB.

4.5 6.5 8.52.5 10.5

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB

(S(1

,1))

dB

(S(2

,2))

dB

(S(4

,1))

RL y Aislamineto

4.5 6.5 8.52.5 10.5

-7.5

-5.0

-2.5

-10.0

0.0

freq, GHz

dB

(S(3

,1))

dB

(S(2

,1))

dB

(S(2

,4))

dB

(S(3

,4))

Paso entradas Suma y Delta


4.1.3.b HIBRIDO23, variante 2a en sustrato FR-4 Sustrato Espesor Accesos C LPF C HPF Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm Microstrip Stub Radial Mono-Placa Rectangular Si

NOTAS: Esta 2ª variante cuenta con condensadores mono-placa en el HPF, que se ha distribuido en

el interior del híbrido, compactándolo al máximo hasta un tamaño máximo de 8mm x 11mm.

RESULTADOS: Se ha simulado en MOMENTUM con 8 accesos para poder introducir los mono-

placa en ADS, el híbrido ofrece unos resultados adecuados en una banda que se limita al orden de

una octava.

204 Capítulo 4

TermTerm4

Z=50 OhmNum=4

DICAPC2


TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

TermTerm2

Z=50 OhmNum=2

TermTerm1

Z=50 OhmNum=1

DICAPC1


S8PSNP1File="hibrido_mom_mom.ds"

2

6

5

78

43Ref

1

2.5 3.5 4.5 5.5 6.51.5 7.5

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB

(hib

rido

_m

om

..S

(1,1

))d

B(h

ibrid

o_

mo

m..

S(2

,2))

dB

(hib

rido

_m

om

..S

(3,3

))d

B(h

ibrid

o_

mo

m..

S(4

,4))

dB

(hib

rido

_m

om

..S

(4,1

))

RL y Aislasmiento

2.5 3.5 4.5 5.5 6.51.5 7.5

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

freq, GHz

dB

(hib

rido

_m

om

..S

(2,1

))d

B(h

ibrid

o_

mo

m..

S(3

,1))

dB

(hib

rido

_m

om

..S

(2,4

))d

B(h

ibrid

o_

mo

m..

S(3

,4))

Paso accesos Suma y Delta


4.1.3.c HIBRIDO24, variante 2b en sustrato FR-4 Sustrato Espesor Accesos C LPF C HPF Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm Microstrip Stub Radial SMD 0603 Rómbica No

NOTAS: Esta 2ª variante cuenta con condensadores convencionales SMD tipo 0603 en el HPF.

RESULTADOS: Simulación en ADS en base a modelos de familia Microstrip y modelos de

capacidades 0603 basados en ficheros de parámetros S (.s2p). El efecto de esto es un

funcionamiento algo menor que una octava con aislamiento > 18dB

TermTerm8

Z=50 OhmNum=8

MRSTUBStub19


MRSTUBStub20


MTEE_ADSTee22

MTEE_ADSTee23

MLINTL17

MLINTL18

MTEE_ADSTee24

MRSTUBStub18


MRSTUBStub17


TermTerm7

Z=50 OhmNum=7

MTEE_ADSTee20

MLINTL16

MLINTL15

MTEE_ADSTee19

MTEE_ADSTee21

MRSTUBStub15


MRSTUBStub16


TermTerm6

Z=50 OhmNum=6


21

Ref

MLINTL12


MLINTL13


MLINTL14


MTEE_ADSTee16W3=0.5 mm t

MTEE_ADSTee17

MTEE_ADSTee18


21

Ref

MRSTUBStub13


MRSTUBStub14


MTEE_ADSTee14

MLINTL10

L=1.58 mm tW=0.25 mm tMTEE_ADS

Tee13

MRSTUBStub12


MLINTL11

L=1.58 mm tW=0.25 mm t

MTEE_ADSTee15

TermTerm5

Z=50 OhmNum=5


3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB

(S(5

,5))

dB

(S(6

,6)) d

B(S

(6,5

))d

B(S

(7,5

))dB

(S(8

,5))

RL, Aislamiento y Paso acceso Suma


4.1.3.d HIBRIDO25, alto aislamiento con filtros variables Sustrato Espesor Accesos C LPF C HPF Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm Microstrip Varactor Varactor Rectangular No

NOTAS: La estructura es de 3 LPF y 1 HPF, donde las bobinas se han sintetizado por líneas de

transmisión de Zc alta en sustrato suspendido y los varactores MA46410-276 se han modelado con

datos del fabricante [3.41]. En cuanto a las capacidades discretas se han utilizado mono-placas en

los filtros y SMD 0603 en los desacoplos.

RESULTADOS: La simulación ADS se ha realizado con 4 tensiones independientes, una para cada

filtro y se observan unos resultados que demuestran la factibilidad de híbridos de alto aislamiento con

esta estructura. Evidentemente, la cobertura está muy por debajo de la banda necesaria en el

mezclador del presente proyecto y se queda en el rango de la octava, entre 2,5 y 4,4GHz. Se ha

investigado la posibilidad observada en la simulación de hacer funcionar el híbrido en dos zonas de

trabajo diferentes dependiendo de la relación entre las tensiones de los LPF y los HPF, lo que

permitiría extender el alto aislamiento más allá de la octava. Se intentará comprobar

experimentalmente este punto.

Diode_ModelDIODEM3

AllParams=Eg=Xti=Trise=Tnom=AllowScaling=noFcsw=Vjsw=

Msw=Cjsw=Ikp=Ns=Gleaksw =Rsw=Jsw=Ffe=Af=Kf=Nbvl=Ibvl=Nbv=Ibv=Bv=18 V

Ikf=Nr=Isr=Imelt=Imax=Fc=0.5M=1.5Vj=1.2 VCjo=2 pFCd=Tt=N=1.6Gleak=Rs=1.68Is=

VARMeas4

Ls=0.4Cp=0.13

EqnVar

CC12C=Cp pF

LL19

R=0L=Ls nH

DiodeDIODE1


PortP1Num=1

PortP2Num=2

Figura 4.26: Modelo Varactor MA46410

206 Capítulo 4

sc_kmt_C0G_06035_J_19960828

C122 sc_kmt_X7R_06035_J_19960828

C121

VIA2

V18

VIA2

V17

VIA2

V20

VIA2

V19

sr_ims_RC-I_0603_J_19950814

R47PART_NUM=RC-I-0603-4702-J 47 kOhm

sc_kmt_C0G_06035_J_19960828C124

Temperature=25PART_NUM=C0603C101J5G 100pF

sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C123

Temperature=25

Vtest=1PART_NUM=C0603C102J5R 1nF

sr_ims_RC-I_0603_J_19950814R48

PART_NUM=RC-I-0603-4702-J 47 kOhm

TermTerm4

Z=50 Ohm

Num=4

MLIN

TL48

L=15 mmW=0.8 mm

Subst="MSub1"

MTEE_ADSTee7

V_DC

SRC18Vdc=3.5 V t

VIA2V15

VIA2V16

VIA2V13

VIA2V14

MA46410-276

X58

MLINTL60

MTEE_ADSTee9

MLIN

TL64

DICAPC101

R0=0.01 Ohm

TanDeL=0.002Er=2.7

T=0.25 mmL=l1_dicapHPF mm

W=w1_dicapHPF mm

MLIN

TL59

SSLIN

TL45

VIA2V29

VIA2

V30

MLIN

TL58

MTEE_ADSTee10

MA46410-276

X56

MLINTL57

MTEE_ADSTee8

DICAPC99

R0=0.01 Ohm

TanDeL=0.002Er=2.7T=0.25 mm

L=l1_dicapHPF mmW=w1_dicapHPF mm

MTEE_ADS

Tee6

MLIN

TL65

TermTerm2

Z=50 Ohm

Num=2

MLIN

TL49

L=15 mmW=0.8 mm

Subst="MSub1"

SSLIN

TL42

L=L1_length_LPF mmW=L1_width_LPF mm

Subst="SSSub1"

SSLIN

TL40


Subst="SSSub1"

VAR

VAR1

len_HPF=5 -t

w_LPF=0.15 -tw_HPF=0.15 -tl1_dicapHPF=3 -t

l_dicapHPF=5.2 -tl1_dicapLPF=2.8 -t

l_dicapLPF=5.2 -tw1_dicapHPF=3 -t

w_dicapHPF=5.2 -tw1_dicapLPF=2.8 -t

w_dicapLPF=5.2 -tlen_LPF=4.5 -t

EqnVar

VARVAR4

width_resistor=0.5line_width=0.5 -t

line_length=0.2 -tlong=0.2 -t

width_varicap=0.5

EqnVar

VAR

VAR3

L1_length_LPF=5.25 -tL_length_LPF=5 -t

L1_length_HPF=4.75 -tL_length_HPF=4.75 -tL1_width_HPF=0.15 -t

L_width_HPF=0.15 -tL1_width_LPF=0.15 -t

L_width_LPF=0.15 -t

EqnVar

MTEE_ADS

Tee13

sc_kmt_C0G_06035_J_19960828

C114

Temperature=25

PART_NUM=C0603C101J5G 100pF

V_DC

SRC20Vdc=5.8 V t

sr_ims_RC-I_0603_J_19950814R44


MA46410-276X62VIA2

V23VIA2V24

VIA2V25

VIA2V26

sc_kmt_X7R_06035_J_19960828

C113

Temperature=5Vtest=1

PART_NUM=C0603C102J5R 1nF

Term

Term1

Z=50 OhmNum=1

MLIN

TL52

L=line_length mmW=line_width mm

Subst="MSub1"

VIA2

V27

VIA2V28

MLIN

TL51


Subst="MSub1"

DICAPC112

R0=0.01 Ohm

TanDeL=0.002Er=2.7

T=0.25 mmL=l1_dicapLPF mm

W=w1_dicapLPF mm

sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C116

Temperature=25

Vtest=1PART_NUM=C0603C102J5R 1nF

sc_kmt_C0G_06035_J_19960828

C117

Temperature=25


VIA2V7

VIA2V8

V_DCSRC17

Vdc=5.8 V t

sr_ims_RC-I_0603_J_19950814R45


TermTerm3

Z=50 OhmNum=3

MLIN

TL47

L=15 mmW=0.8 mm

Subst="MSub1"

MA46410-276

X63

MLINTL61

L=long mm t

W=1 mmSubst="MSub1"

DICAP

C118

R0=0.01 Ohm

TanDeL=0.002Er=2.7

T=0.25 mmL=l1_dicapLPF mm

W=w1_dicapLPF mm

MA46410-276

X61

VIA2V21

VIA2V22

MLINTL54

L=line_length mm

W=line_width mmSubst="MSub1"

MLINTL53

L=line_length mmW=line_width mmSubst="MSub1"

MTEE_ADSTee11

Subst="MSub1"

sr_ims_RC-I_0603_J_19950814

R46PART_NUM=RC-I-0603-4702-J 47 kOhm

VIA2

V4

W=0.6 mmRho=1.0

T=0.1 mmH=0.44 mm

D=0.4 mm

sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C120

PART_NUM=C0603C102J5R 1nFsc_kmt_C0G_06035_J_19960828C119


VIA2V6

VIA2V3

VIA2V5

VIA2V12

VIA2V11

MLINTL56


Subst="MSub1"

MLIN

TL55


Subst="MSub1"VIA2

V10

VIA2

V9

MTEE_ADS

Tee12

MLINTL62

L=long mmW=1 mmSubst="MSub1"

MTEE_ADSTee3

W3=1 mmW2=0.15 mm

W1=0.15 mmSubst="MSub1"

DICAPC115

R0=0.01 OhmTanDeL=0.002

Er=2.7T=0.25 mm

L=l1_dicapLPF mmW=w1_dicapLPF mm

MLINTL63

L=long mm

W=1 mmSubst="MSub1"

MTEE_ADSTee2

W3=1 mm

W2=0.15 mmW1=0.15 mmSubst="MSub1"

SSLIN

TL39


Subst="SSSub1"

SSLIN

TL41

L=L1_length_LPF mm

W=L1_width_LPF mmSubst="SSSub1"

SSLIN

TL43


Subst="SSSub1"

MTEE_ADSTee5

W3=0.15 mm

W2=0.15 mmW1=0.8 mmSubst="MSub1"

SSLIN

TL44


Subst="SSSub1"

MTEE_ADSTee1

W3=1 mm

W2=0.15 mmW1=0.15 mm

Subst="MSub1"

MTEE_ADSTee4

W3=0.15 mmW2=0.8 mm

W1=0.15 mmSubst="MSub1"

MLINTL46

L=15 mm


V_DC

SRC19Vdc=5.8 V t

m9freq=dB(S(4,1))=-62.287

3.600GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-60

-40

-20

-80

0

dB

(S(2

,2))

dB

(S(4

,1))

m9dB

(S(1

,1))

m9freq=dB(S(4,1))=-62.287

3.600GHzm10freq=dB(S(2,1))=-5.471

3.600GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

dB

(S(2

,1))

m10

dB

(S(3

,1))

dB

(S(2

,4))

dB

(S(3

,4))

m10freq=dB(S(2,1))=-5.471

3.600GHz

Figura 4.27: Circuito de Simulación, Layout –cond1 y cond2- y Resultados Híbrido25


Frecuencia V_HPF V_LPF1 V_LPF2 V_LPF3 Aislamiento

2,5GHz 0v 0v 0v 0v 54dB

3,5GHz 3,6v 5,7v 5,5v 6,1v 62dB

4,2GHz 8,4v 17,7v 6,5v 8,6v 61dB

5GHz** 0,22v 4,62v 5,15v 7,28v 40dB

Tabla 4.2: Tensiones de polarización de varactores de Filtros y Aislamiento Híbrido25

**Nota: este punto sería fruto de la zona extendida de trabajo del híbrido, en la que el HPF se sitúa en su frecuencia de corte inferior y los tres LPF consiguen una banda de paso y el desfase de 180º necesarios. Fenómeno a estudiar con más detenimiento en trabajos posteriores.

4.1.4 T-mágica basada en modos ortogonales Tal y como se ha comentado en el apartado 3.3.3, la T-mágica

estudiada adolece de una modelización en ADS no muy realista de su estructura, de ahí la conveniencia de analizar y optimizar la misma en un entorno como MOMENTUM, que se ajusta muy bien a la simulación de estructuras planares con líneas de transmisión de tipo slot-line o ranuras, como es el caso.

Para la optimización de la estructura se ha utilizado la versión más manejable, aquella que cuenta con accesos microstrip [2.79] – de esta forma es fácil su medición posterior-. Ya se ha descrito en 2.3.1.c. En la figura a continuación se presenta la T-mágica fabricada en material FR-4 de 0,5mm y los resultados de su simulación MOMENTUM, que demuestran la factibilidad del mismo en este material de bajo costo.

208 Capítulo 4

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-25

-20

-15

-10

-30

-5

freq, GHz

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(1

,1))

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(2

,2))

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(3

,3))

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(4

,4)) RL

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-8

-3

freq, GHz

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(2

,1))

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(3

,1))

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(2

,4))

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(3

,4)) Paso accesos Suma y Delta

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-25

-20

-15

-10

-35

-5

freq, GHz

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(4

,1))

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(2

,3)) Aislamientos

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-10

-5

0

-15

5

172

174

176

178

180

182

170

184

freq, GHz

Fa

se 0

º

Fa

se 1

80

º

Relaciones de Fasae accesos Suma y Delta

Figura 4.28: Layout y Resultados T-mágica en FR-4

Para la transición microstrip a slot-line y viceversa se observan en el layout las diferentes opciones utilizadas:

- Para la transición entre el acceso ∑ o H y las líneas slot acopladas de entrada se utiliza una vía de interconexión, que permite excitar dos modos IMPARES idénticos en las mismas –ver Fig. 4.29-. Este tipo de transición por SC tiene la ventaja de no limitar la anchura de banda: hacia frecuencias bajas existe incluso conexión DC y hacia frecuencias altas será primordial el comportamiento del material sustrato. Es el comportamiento observado en el paso del acceso Suma en la Fig. 4.28.

H o ∑

E o Δ

1

2


- La transición del acceso Δ o E utiliza un stub en abierto de λ/4 que supone un SC virtual a la altura de las líneas slot acopladas, de modo que excita un modo PAR en las mismas, un modo ortogonal al anterior y con aislamiento inherente por tanto. Este modo estará limitado en banda por el comportamiento del stub de λ/4 por un lado, y las líneas slot de la entrada H, de λ/4 también, y que al estar en SC en la entrada presentarán ese SC para la entrada E cuando la frecuencia haga esa longitud λ/2. Se observa en el paso del acceso E de la Fig. 4.28.

- En cuanto a la transición de las slot acopladas a los accesos 1 y 2, se utiliza de nuevo la conexión a través de una vía, acompañada en este caso de un abierto para las slot, que posibilita el que no se cortocircuite el modo PAR en las slot acopladas, lo que, en caso de ocurrir, invalidaría el aislamiento de la estructura.

Figura 4.29: Esbozo modos PAR e IMPAR en T-mágica

La comparación entre las simulaciones más realistas de la Fig. 4.28 y las ideales de la figura 3.42, obviamente resaltan la existencia de unas pérdidas adicionales que englobarán las propias de la estructura y las inherentes al material utilizado de tgδ = 0,019 y constante dieléctrica relativamente baja (εr =4,3 en la banda de funcionamiento), lo que redundará en unas pérdidas de dieléctrico y de radiación mayores.

Aún y todo, se confirma que el ancho de banda de 2,5 a 10,5GHz se alcanza sin dificultades –al contrario que en el híbrido tipo Rat-Race con líneas acopladas- y que el aislamiento está en el orden del estado del arte en este tipo de dispositivos, en >20dB y, por tanto, debe posibilitar la realización de

210 Capítulo 4

mezcladores de altas prestaciones en la banda UWB en material soporte de bajo costo, como es el FR-4.

4.2 Mezcladores Simplemente Balanceados (SBM) En previsión de las dificultades apuntadas de cobertura de la banda en

el caso del Rat-Race y de la problemática transición entre T-mágica, diodos mezcladores y acceso FI, se ha optado por diseñar y fabricar diferentes versiones de ambos tipos de SBM, que ayuden en el objetivo de conseguir un mezclador de alto aislamiento con la cobertura deseada.

4.2.1 SBM Basados en híbrido Rat-Race (SBM-RR) Se comienza por fabricar un SBM más sencillo, obviando las

polarizaciones independientes de los diodos, con el objetivo de verificar esas limitaciones en la cobertura del mezclador.

4.2.1.a SBM-RR1 sin polarización DC de los diodos

Con el objetivo de calibrar la limitación de cobertura anotada en esta estructura y contrastar simulaciones y medidas, se ha fabricado un mezclador SBM, ya citado en el apartado 3.4.2, que pondrá de manifiesto la dificultad de conseguir el objetivo de cobertura de frecuencia y compacidad del mezclador por diseño del mismo en el interior del híbrido.

Se han utilizado los diodos MA4E2502M [3.14], cuya figura de mérito es la superior entre todos los diodos citados en la Tabla 3.2. Eso evitará que la limitación de la cobertura pueda venir derivada de las prestaciones de los mismos.

De hecho se han contrastado las prestaciones de los diodos mezcladores de esta Tabla 3.2, realizando una medida de su adaptación en RF como dispositivo de un acceso con la influencia de una polarización externa, para lo cual se ha utilizado el siguiente esquema y layout:


V_DCSRC12Vdc=0.5 V

sr_avx_CR_10_J_19960828R19PART_NUM=CR10-152J 1.5 kOhm

sl_cft_0603HS_J_19960828L19PART_NUM=0603HS-101XJB 100 nH

sc_kmt_X7R_06035_K_19960828C29

Temperature=25Vtest=1PART_NUM=C0603C103K5R 10nF

sc_kmt_C0G_06035_K_19960828C30

Temperature=25PART_NUM=C0603C470K5G 47pF

MRSTUBStub4

Angle=90 -tL=7.15 mm -tWi=0.5 mm -tSubst="MSub1"

MN200_sbcktX1

MLINTL1


CC15C=21.0 nFS2P

SNP1File="G30NU100K2PX20.s2p"

21

RefTermTerm1

Z=50 OhmNum=1

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,2))

freq (2.500GHz to 10.50GHz)

S(1

,1)

S(2

,2)

Figura 4.30: Caracterización RF de diodos mezcladores: Esquema, Layout y

Resultados.

En la figura se resalta la mejora en altas frecuencias de la impedancia RF en el diodo MA4E2502M comparada con la del diodo HSMS-8101 [3.11], de menores prestaciones en la zona de 10GHz.

Los modernos analizadores de Redes permiten además que la medida de esa impedancia en RF sea muy cercana a la del funcionamiento real en el seno del mezclador al poder ejecutar la medida con nivel alto de señal (hasta 16dBm en algunos casos). Así se ha podio contrastar la Figura de Mérito de los dispositivos seleccionados en la Tabla 3.2. De este modo, comparados los diferentes diodos, se ha tomado la decisión de utilizar el SMS7621 [3.13], cuya prestación parece algo menor, pero cuenta con un encapsulado cerámico más manejable que el basado en resina del MA4E2502M [3.14].

212 Capítulo 4

Se resume a continuación el diseño realizado en este SBM sin polarización de los diodos:

Sustrato Accesos Acopladas 270º Nº conductores Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm Microstrip Suspended 2, Línea 270º Rectangular

Optimizada No

NOTAS: Los diodos utilizados han sido en este caso los MA4E2502M.

RESULTADOS: El híbrido se ha diseñado en Microstrip, salvo la línea de 270º, modelada con su

equivalente en líneas acopladas reales y con pérdidas en ADS –CLINP-. Se ha buscado una red de

adaptación de los diodos que cupiera en el interior del híbrido. Los resultados demuestran la

dificultad de conseguir CL dignas en los extremos de la banda.

Vload

VIFin

VLOin

MSUBMSub2

Rough=0 mmTanD=0.02T=0.018 mmHu=1.0e+033 mmCond=1.0E+50Mur=1Er=4.3H=0.44 mm

MSubMTAPERTaper2

L=3.4 mmW2=5 mmW1=1 mmSubst="MSub2"

MA4E2502M_sbcktX12

P_1ToneIFport


I_ProbeI_IFin

MLINTL25


MLOCL32


RIBBONRib1

Rho=1.0L=7 mm -tW=0.6 mm

MTAPERTaper1

L=3.4 mmW2=5 mmW1=1 mmSubst="MSub2"VIA

V5

T=0.00375 mmH=0.625 mmD2=0.25 mmD1=0.375 mm

CLINPTL2

TanD=0.02 -tF=100 GHz -tDistortion=1Ao=1 -tAe=1 -tKo=1.7 -tKe=1 -tL=8.73 mm -tZo=28.4 Ohm -tZe=237.36 Ohm -t

VIAV4

MLINTL33


MLINTL21


MLINTL32


MLINTL24


I_ProbeI_loadTerm

RFport

Z=Zload OhmNum=2

MLINTL23


P_nHarmPORT1


I_ProbeI_LOin

MA4E2502M_sbcktX11


1.050E10

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

-12

-10

-8

-6

-14

-4

LOfreq

Co

nvL

oss

_U

SB

m9

Co

nvL

oss

_L

SB



1.050E10


6.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

20

40

60

80

0

100

LOfreq

LO

toR

F

m1

LO

toIF

IFto

RF



6.500E9

10.0

LO Power


Rh

o_

IFR

ho

_R

F_

Do

wn

Co

nv

Rh

o_

RF

_U

pC

on

vR

ho

_L

O


Figura 4.31: Simulación, Layout y Resultados SBM sin polarización DC


4.2.1.b SBM-RR2 con polarización DC, sin red de cancelación

Una vez analizadas todas las variantes de híbridos diseñadas, se selecciona la estructura que va a dar lugar al SBM, intentando integrar toda la red adicional asociada a los diodos en el interior del híbrido.

Sustrato Accesos Acopladas Nº conductores Geometría MOMENTUM

FR-4 0,5mm Microstrip Suspended 2 Rectangular

Optimizada No

NOTAS: Los diodos utilizados han sido en este caso los SMS7621. El resto de componentes son

modelos reales, incluyendo el modelo de híbrido basado en líneas acopladas físicas equivalente

sintetizado en el apartado 3.3.2.e, optimizadas en ADS en la simulación del mezclador (CLINP, con

Z0o_90= 48Ω, Z0e_90= 180Ω, Z0o_270= 28Ω, Z0e_270= 237Ω). Se ha partido de un híbrido similar al

Híbrido19.

RESULTADOS: El resultado parece confirmar la posibilidad de ejecución del mezclador, con el

inconveniente de cómo ejecutar la red de adaptación de los diodos en el interior del híbrido.

Vload

VIFin

VLOin

V_DCSRC10Vdc=2 V -t choque_sbck t

X15

sr_dal_CRCW_0603_F_19950814

R4PART_NUM=CRCW06031001F 1 kOhm

MSUB

MSub2

Rough=0 mmTanD=0.02T=0.018 mmHu=1.0e+033 mmCond=1.0E+50Mur=1

Er=4.3H=0.44 mm

MSub

sc_kmt_X7R_06035_K_19960828C53

Temperature=25Vtest=1

PART_NUM=C0603C103K5R 10nF

sc_kmt_C0G_06035_K_19960828C54

Temperature=25

PART_NUM=C0603C470K5G 47pF

TermRFport

Z=Zload OhmNum=2

MLINTL20


P_1ToneIFport


I_ProbeI_IFin

S2PSNP4File="G30NU100K2PX20.s2p"

21

Ref S2PSNP3File="G30NU100K2PX20.s2p"

21

Ref

MLOCTL19

L=3.7 mmW=0.83 mm

Subst="MSub2"

MLINTL18


AIRIND1L7

Rho=1.0WD=0.6 mmL=13 mm -tD=1 mmN=13 -t

AIRIND1L8


S2PSNP6File="D15BU101M5PX.s2p"

21

Ref

CC23C=1.0 nF

CC22C=1.0 nF

RIBBON

Rib1

Rho=1.0

L=7 mmW=0.6 mm

MLINTL22


MLINTL21


sr_dal_CRCW_0603_F_19950814R5PART_NUM=CRCW06031001F 1 kOhm

RIBBONRib2

Rho=1.0L=5 mmW=0.2 mm


21

Ref

V_DC

SRC9Vdc=2 V -t

MLINTL24



21

Ref

SMS7621_sbcktX5

RIBBONRib4


S2PSNP9File="G50BU820M5PX20.s2p"

2

1

Ref

I_Probe

I_load

P_nHarmPORT1

P[3] l (db t (P LO 30) 0)P[2]=polar(dbmtow(P_LO-20),0)P[1]=polar(dbmtow(P_LO),0)Freq=LOfreqZ=50 OhmNum=1

I_ProbeI_LOin

MLINTL23



21

Ref hibrido_clinpX2

IN

ISO

RIBBON

Rib3

Rho=1.0

L=10 mmW=0.2 mm

sr_dal_CRCW_0603_F_19950814R3

PART_NUM=CRCW060310R0F 10 Ohm

MRSTUB

Stub14

Angle=90 -tL=7.5 mm -t

Wi=0.3 mm -tSubst="MSub2"

SMS7621_sbcktX6

CC19C=1.0 nF

214 Capítulo 4


1.050E10

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

-12

-10

-8

-14

-6

LOfreq

Co

nvL

oss

_U

SB

m9

Co

nvL

oss

_L

SB



1.050E10


6.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

40

60

80

100

20

120

LOfreq

LO

toR

F

m1

LO

toIF

IFto

RF



6.500E9

10.0

LO Power


Rh

o_

IFR

ho

_R

F_

Do

wn

Co

nv

Rh

o_

RF

_U

pC

on

vR

ho

_L

O


m7LOfreq=-real(HB.SRC9.i[::,0])*1e3=2.121

1.050E10

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

2.1

2.2

2.3

2.4

2.0

2.5

LOfreq

-re

al(H

B.S

RC

9.i[

::,0

])*1

e3

m7

-re

al(H

B.S

RC

10

.i[::

,0])

*1e

3

m7LOfreq=-real(HB.SRC9.i[::,0])*1e3=2.121

1.050E10

Figura 4.32: Simulación, Layout -cond1 y cond2- y Resultados SBM-RR2 (DC)

El diseño del mezclador se completa con el filtro paso bajo de FI, donde se ha utilizado una estructura basada en inductancias bobinadas al aire para diseñar un orden 4 que aumente el aislamiento FI a RF. Se observa un aislamiento >40dB entre OL y FI.

La mayor dificultad para conseguir las CL deseadas está en la obligatoriedad de adaptar los diodos en el interior del híbrido: dado que la red que exige es de líneas Microstrip de baja impedancia, pero el entorno interior del híbrido es de sustrato suspendido, habría que verificar la factibilidad de la adaptación. En el layout se observa la introducción del plano de tierra a partir de la vía interna de la línea de 270º para emular las líneas de baja impedancia de adaptación, cuestión a validar en las medidas del Capítulo 5.

Los choques de alimentación constan de líneas al aire de alta impedancia y λ/4 de longitud en la frecuencia central y stubs radiales de baja impedancia y λ/4 + capacidades SMD y resistencias SMD de alto valor: el conjunto se comporta como un choque para toda la banda de UWB.

También se ha añadido una caja metálica de cierre en la cara superior, que deberá ser complementada con otro cierre metálico en la cara inferior para dar lugar a los dos planos de GND necesarios en el híbrido de sustrato suspendido. Las polarizaciones DC se introducen con un par de


condensadores pasamuros, en sustitución de los SMA presentados en el layout.

4.2.1.c SBM-RR con polarización DC y red de cancelación

A la vista del apartado anterior, se ha dejado diseñado el layout de la versión definitiva, realizada sólo si el SBM alcanza la cobertura deseada de 2,5 a 10,5GHz. En la figura 4.33 se detallan el esquema, layout y resultados de simulación, donde se observa el aislamiento >60dB conseguido en 10,5GHz. El ATN variable necesario para la red de cancelación externa se ha sustituido por un ATN fijo en Π (ver 3.3.2.a), el acoplador se ejecuta en strip-line (3.3.2.b), el desfasador fijo es el filtro del apartado 3.3.2.c diseñado con C mono-placa y líneas de transmisión y el Wilkinson se ha optimizado para la banda siguiendo las indicaciones del apartado 3.3.2.d.

Vload

VIFin

Vc

Vd

VLOin

P_1ToneIFport

Freq=IFfreqP=dbmtow(P_IFZ=50 OhmNum=1

I_ProbeI_IFin

AIRIND1L8



21

Ref

AIRIND1L7


MLOCTL19


MLINTL18


MLINTL20



21

Ref

CC23C=1.0 nF


21

Ref

RIBBONRib1


MLINTL22



21

Ref

CC22C=1.0 nFMLIN

TL21



RIBBONRib2


V_DCSRC10Vdc=4.2 V t

choque_sbcktX15


RIBBONRib3


RIBBONRib4

Rho=1.0L=10 mmW=0.2 mm MRSTUB

Stub14

Angle=90 -tL=7.5 mm -tWi=0.3 mm -tSubst="MSub2"

M LINTL27

L=7 m m tW=0.83 m mSubs t="M Sub2"


21

Ref

SMS7621_sbcktX6

CC19C=1.0 nF

S2PSNP9File="G50BU820M5PX20.s2p"

2

1

Ref

sc_kmt_C0G_06035_K_19960828C54PART_NUM=C0603C470K5G 47pF

sc_kmt_X7R_06035_K_19960828C53PART_NUM=C0603C103K5R 10nF

V_DCSRC9Vdc=3.5 V t

SMS7621_sbcktX5

I_ProbeI_load

wilkinson_sbcktX18

SSUBSSub1

TanD=0.02Cond=5.7E+7T=0.018 mmB=2 mm -tMur=1Er=4.3

SSub

MLINTL26


MLINTL29


MLINTL28


MLINTL25


sr_dal_CRCW_0603_F_19950814R1PART_NUM=CRCW060363R4F 63.4 Ohm

VIAFCV1

I_ProbeI_LOin


sr_dal_CRCW_0603_F_19950814R8PART_NUM=CRCW06032260F 226 Ohm

phase_shifter_sbcktX17


SBCLINCLin3

L=5.6 mmS=0.44 mmW=0.65 mmSubst="SSub1"

P_nHarmPORT1


hibrido_c linpX2

I N

I SO

TermRFport

Z=Zload OhmNum=2


21

Ref

sr_dal_CRCW_0603_F_19950814R3PART_NUM=CRCW060310R0F 10 Ohm


1.050E10

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

-16

-14

-12

-10

-18

-8

LOfreq

Con

vLos

s_U

SB

m9

Con

vLos

s_LS

B



1.050E10


1.050E10

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

40

60

80

100

20

120

LOfreq

LOto

RF

m1

LOto

IFIF

toR

F



1.050E10

10.0

LO Power

Figura 4.33: Simulación, Layout y Resultados SBM con DC y cancelación.

216 Capítulo 4

4.2.2 SBM basados en T-mágica (SBM-TM) Se han intentado tres soluciones diferentes que posibiliten la ejecución

de un SBM en base a la T-mágica estudiada, cada una de ellas basada en una transición diferente entre los diodos y el acceso de FI: se intenta solventar el problema de cómo ejecutar el acceso de FI en esta estructura compatibilizándolo con dos tensiones independientes de polarización DC. En ninguna de las tres se ha incluido la red de cancelación externa, debido a las razones ya anotadas en el capítulo anterior en el apartado 3.3.3: las relaciones de fase del OL en la salida de RF y en el circuito auxiliar no son favorables a esta solución en este caso.

4.2.2.a SBM-TM1 con polarización DC única

La 1ª opción es utilizar la T-mágica con la transición acopladas slot ↔ accesos microstrip ya esbozada en 4.1.4. De nuevo la dificultad principal estriba en la inserción de la adecuada red de adaptación de los diodos al híbrido, sin interferir en el funcionamiento de éste.

Sustrato Espesor Accesos Transición FI Colocación Diodos MOMENTUM

FR-4 0,5mm Microstrip Slot-Microstrip En cara activa Microstrip T-mágica

NOTAS: Los diodos utilizados son los SMS7621.El esquema de simulación es el ideal de la figura

3.43 y la polarización DC se introduce en el acceso de FI, a través del choque de banda ancha. [3.10]

RESULTADOS: El comportamiento real del mezclador será peor que el simulado, dada la respuesta

observada en MOMENTUM para la T-mágica. Además queda por delimitar la influencia de la red de

adaptación sobre el OC de las slot acopladas. El aislamiento bajo de LO a FI se debe a la falta de

filtro de entrada.

Vload

VIFin

VLOin

V_DCSRC6Vdc=0 V t

CC6C=1.0 nF

choque_xferpX3


sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C16


P_1ToneIFport


I_ProbeI_IFin

I_ProbeI_loadTerm

RFport

Z=Zload OhmNum=2

sc_kmt_C0G_06035_K_19960828C18


TLINTL15

F=6.5 GHzE=50 -tZ=180 Ohm -t

TLINTL14

F=6.5 GHzE=50 -tZ=180 Ohm -t

SMS7621_sbcktX1

SMS7621_sbcktX2

P_nHarmPORT1


I_ProbeI_LOin

TLINP4TL6


TLINTL13

F=1 GHzE=90Z=50.0 Ohm

TLINTL16


TLINTL17


CLINPTL12


CLINPTL3



3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

-11.0

-10.5

-10.0

-9.5

-11.5

-9.0

LOfreq

Co

nvL

oss

_U

SB

Co

nvL

oss

_L

SB


3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

20

40

60

80

0

100

LOfreq

LO

toR

FL

Oto

IFIF

toR

F


12.0

LO Power


Rh

o_

IFR

ho

_R

F_

Do

wn

Co

nv

Rh

o_

RF

_U

pC

on

vR

ho

_L

O


Figura 4.34: Simulación, Layout y Resultados SBM-TM con polarización DC única

4.2.2.b SBM-TM2 con polarización DC doble, versión 1 Sustrato Espesor Accesos Transición FI Colocación Diodos MOMENTUM

FR-4 0,5mm Microstrip Slot-Microstrip En cara activa Microstrip T-mágica

NOTAS: Los diodos utilizados: SMS7621.El esquema de simulación es ya más realista, aunque la T-

mágica sigue siendo en base a líneas ideales. La polarización DC se introduce a cada diodo, a través

del choque de banda ancha. [3.10]

RESULTADOS: La simulación con componentes reales, a pesar de ser con una T-mágica ideal, ya

deja ver la dificultad de la transición al acceso FI. Se manifiesta en unas CL excesivas.

Vload

VIFin

VLOin

V_DCSRC7Vdc=2 V -t

CC18C=1.0 nF

sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C19



choque_xferpX4

TLINTL17

F=6.5 GHzE=0 tZ=60 Ohm -t

P_1ToneIFport


I_ProbeI_IFinTLIN

TL14



CC6C=1.0 nF

sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C16


V_DCSRC6Vdc=-2 V -t

choque_xferpX3

sc_kmt_C0G_06035_J_19960828C26

Temperature=25PART_NUM=C0603C5R6J5G 5.6pF

CLINPTL3


CLINPTL12


sc_kmt_C0G_06035_J_19960828C25

Temperature=25PART_NUM=C0603C5R6J5G 5.6pF

TLINP4TL6


I_ProbeI_loadTerm

RFport

Z=Zload OhmNum=2

I_ProbeI_LOin

P_nHarmPORT1


TLINTL18

F=6.5 GHzE=0 tZ=110 Ohm -t

TLINTL13


SMS7621_sbcktX2

SMS7621_sbcktX1

sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C27


sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C28


218 Capítulo 4

m9LOfreq=ConvLoss_USB=-8

6.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

-16

-14

-12

-10

-8

-18

-6

LOfreq

Co

nvL

oss

_U

SB m9

Co

nvL

oss

_L

SB


m9LOfreq=ConvLoss_USB=-8

6.500E9


6.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

35

40

45

50

30

55

LOfreq

LO

toR

F

m1



6.500E9

10.0

LO Power


Rh

o_

IFR

ho

_R

F_

Do

wn

Co

nv

Rh

o_

RF

_U

pC

on

vR

ho

_L

O


Figura 4.35: Simulación, Layout y Resultados SBM-TM, DC doble, ver. 1

4.2.2.c SBM-TM3 con polarización DC doble, versión 2 Sustrato Espesor Accesos Transición FI Colocación Diodos MOMENTUM

FR-4 0,5mm Microstrip Slot-Microstrip En cara activa Slot T-mágica

NOTAS: Se ha solventado las dificultades de la versión 1 de 4.2.2.b colocando los diodos en la cara

activa de las ranuras acopladas y realizando una transición a líneas de sustrato suspendido a través

de vías.

RESULTADOS: Se ve la mejora a causa de la adaptación de los diodos.

Vload

VLOin

VIFin

TermRFport

Z=Zload OhmNum=2

P_1ToneIFport


I_ProbeI_load

CC21C=1.0 nF

choque_xferpX4sc_kmt_X7R_06035_J_19960828

C20


I_ProbeI_IFin

sc_kmt_C0G_06035_K_19960828C18


sc_kmt_C0G_06035_K_19960828C19


V_DCSRC7Vdc=6 V -t

TLINTL13


CLINPTL12


TLINP4TL6

Sigma=0TanM=0Mur=1

TanD=0.002F=1 GHzA=0.0001K=1.0L=7.5 mm -tZ=50.0 Ohm

CLINPTL3


CC12C=5.6 pF

P_nHarmPORT1


CC13C=5.6 pF

TLINTL17


TLINTL16



SMS7621_sbcktX1

TLINTL14

F=6.5 GHzE=90 tZ=200 Ohm t

SMS7621_sbcktX2

TLINTL15

F=6.5 GHzE=90 tZ=200 Ohm t

choque_xferpX3

V_DCSRC6Vdc=-6 V -t

CC6C=1.0 nF


sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C16


I_ProbeI_LOin


6.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

-8.5

-8.0

-7.5

-7.0

-6.5

-9.0

-6.0

LOfreq

Co

nvL

oss

_U

SB

m9

Co

nvL

oss

_L

SB



6.500E9 m1LOfreq=LOtoRF=36.400

6.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

33

34

35

36

32

37

LOfreq

LO

toR

F

m1Port-to-Port Isolation (dB)


6.500E910.0

LO Power

Figura 4.36: Simulación, Layout y Resultados SBM-TM, DC doble, ver. 2


4.3 Mezclador Doblemente Balanceado (DBM) Como ya se ha comentado a lo largo del apartado anterior, vistas las

dificultades en el diseño de un SBM basado en la T-mágica – inherentes a la estructura de la misma-, se ha construido el mezclador DBM descrito en los apartado 3.3.3.b y 3.4.3, basado en las referencias [2.59] y [2.60], y cuyo esquema se da en la figura 3.59.

En este caso, tal y como se observa en la Fig. 4.37, se utiliza la T-mágica de la figura 4.29, pero con los accesos 1 y 2 de salida de tipo slot [2.79] en lugar de μstrip, pero manteniendo la transición al acceso H a través de una vía, para evitar que la longitud 3λ/4 de las líneas slot, en la entrada H, supongan una reducción de la banda de salida de RF. Manteniendo esa longitud en un máximo de λ/4 se garantiza el extremo superior de la banda de salida.

Figura 4.37: Layout mezclador DBM como conversor descendente.

En el layout los diodos se colocan en la cara activa de las ranuras, al final de 2 líneas de tipo slot, y tras un divisor en T de ranuras se combinan en una entrada/salida de FI, a través de 4 líneas tipo slot de longitud λ/4 cortocircuitadas en su extremo FI, actuando por tanto como 4 stubs cortocircuitados que maximizan las señales de OL y RF en los diodos.

Los pequeños stubs de adaptación y rechazo de la suma se pueden evitar en la aplicación presente, al tratarse de un circuito elevador destinado a un SSBM. La simulación presentada a continuación lo justifica. Respecto a la polarización independiente dos a dos, se inserta fácilmente mediante dos

220 Capítulo 4

choques en los puntos comunes de los diodos y el acceso de FI se aísla en DC, con un par de capacidades serie.

Sustrato Espesor Accesos Transición FI Colocación Diodos

FR-4 0,5mm Microstrip Slot-Slot-Microstrip En cara activa Slot

NOTAS: El esquema sigue siendo con la T-mágica ideal; los componentes sin embargo son modelos

reales.

RESULTADOS: De nuevo se visualiza el buen comportamiento en cuanto a banda ancha y el

aislamiento realista, provocado por pequeños desequilibrios modelados por capacidades en paralelo

con los diodos y longitudes de ranuras acopladas ligeramente desequilibradas –emulan la posición

no idéntica de los diodos en las ranuras-.

sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C16



CC6C=1.0 nF

choque_xferpX5

SMS7621_sbcktX4

CC20C=1.0 nF

SMS7621_sbcktX3

SMS7621_sbcktX1

CC4C=0.0 pF

CC3C=0.0 pF

CC2C=0.0 pF

CC1C=0.0 pF

TLINP4TL21

sc_kmt_X7R_06035_J_19960828C17


choque_xferpX6 C

C21C=1.0 nF

TLINP4TL20

TLINP4TL19

CC19C=1.0 nF

SMS7621_sbcktX2

CC24C=1.0 nF

CC23C=1.0 nF


TLINP4TL18

L=10.5 mmZ=50 Ohm

CC22C=1.0 nF

PortVDC2Num=5

TLIN4TL14

F=6.5 GHzE=91Z=50.0 Ohm

TLINTL8

F=6.5 GHzE=90Z=50 Ohm CLINP

TL10


PortRFoutNum=2

CLINPTL9


PortOLNum=3

TLINP4TL7

L=10.5 mmZ=50 Ohm

TLIN4TL13

F=6.5 GHzE=90Z=50.0 Ohm

PortFINum=1

PortVDC1Num=4

CC18C=1.0 nF


2.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

-10

-9

-8

-7

-6

-11

-5

LOfreq

Co

nvL

oss

_U

SB

m9Co

nvL

oss

_L

SB



2.500E9m1LOfreq=LOtoRF=32.375

2.500E9

3.0

E9

4.0

E9

5.0

E9

6.0

E9

7.0

E9

8.0

E9

9.0

E9

1.0

E1

0

2.0

E9

1.1

E1

0

30

40

50

60

20

70

LOfreq

LO

toR

F

m1LO

toIF

IFto

RF



2.500E9

6.0

LO Power


Rh

o_

IFR

ho

_R

F_

Do

wn

Co

nv

Rh

o_

RF

_U

pC

on

vR

ho

_L

O


Figura 4.38: Simulación, Layout -cond1 y cond2- y Resultados DBM

Dos DBM iguales colocados en cuadratura, tal y como se describe en el diagrama de la figura 3.61, permitirían realizar un SSBM de banda ultra ancha

a b c

d e g f


con bajo rechazo de la BL no deseada y alto rechazo del OL, por control independiente de las corrientes DC de los diodos, dos a dos.

Del mismo modo que en el caso de la fabricación fotoquímica manual de los Híbridos 14, 15 y 16 - descritos en 4.1.1- se ha adjuntado la Tabla 4.1, como indicativo de la precisión alcanzable con ese método de fabricación, en los dos DBM fabricados se han tomado medidas de las principales dimensiones de pistas y ranuras, con el objeto de cuantificar la precisión del método de micro-fresado [3.3].

Ranuras (mm) Microtiras (mm)

a b c d e f g

Layout 0.4 0.5 1.20 0.88 0.48 0.88 1.26

Medidas1 0.42 0.48 1.20 0.84 0.48 0.84 1.26

Medidas2 0.42 0.48 1.20 0.84 0.48 0.84 1.26

Error 5% 4% 0% 4.5% 0% 4.5% 0%

Tabla 4.3: Dimensiones fabricadas mezclador DBM. Ver Layout Fig. 4.38

El error de la fabricación micro-fresada, que incluye el error de medida del Microscopio de 20x, se puede limitar al <5%, suficiente para este tipo de dispositivos y rango de frecuencias. Esta afirmación se debería verificar por medio de simulaciones en ADS, que la incluyeran en forma de tolerancias de las dimensiones (Yield Analysis).

4.4 Híbrido de FI, Sumador UWB y BPF de RF Tal y como se ha descrito en el apartado 3.4 del capítulo anterior, el

montaje demostrativo del QDSSBM se ha realizado con dos mezcladores I/Q comerciales HMC-525 [3.49], que necesitan a su alrededor 3 Híbridos de FI para la entrada y 3 sumadores UWB para la salida, además de un filtro de salida, conveniente para rechazar suficientemente señales fuera de la banda de trabajo. A continuación se describen estos dispositivos.

222 Capítulo 4

4.4.1 Híbrido de FI Sustrato líneas acopladas Espesor Accesos Material Tapas Espesor

FR-4 0,5mm Microstrip Epoxi 1,5mm

NOTAS: El híbrido está compuesto de un total de 7 piezas en material convencional de tipo epoxi: el

circuito de líneas acopladas por la cara ancha en espesor 0,44 + 2 tapas de fibra de 0,44 + 2 tapas

de fibra en 1,5 + 2 tapas en fibra de 1,5 que terminan en los planos de tierra para configurar la

estructura strip-line + 21 tornillos de M3 para realizar el cierre eléctrico y mecánico. El tamaño total

es de 63mm * 60mm.

RESULTADOS: La simulación MOMENTUM indica una necesidad de optimización para mejorar

adaptación y aislamiento. Se considera suficiente para caracterizar el QDSSBM, con un error pico a

pico de 2dB en amplitud y 5º en fase en

MOMENTUM

20 40 60 80 100 1200 140

-50

-40

-30

-20

-10

-60

0

freq, MHz

dB(S

(1,1

))dB

(S(2

,1))

dB(S

(3,1

))dB

(S(4

,1))

dB(h

ibrid

o70M

Hz_

mom

..S(1

,1)

dB(h

ibrid

o70M

Hz_

mom

..S(2

,1)

dB(h

ibrid

o70M

Hz_

mom

..S(3

,1)

dB(h

ibrid

o70M

Hz_

mom

..S(4

,1)

Figura 4.39: Layout y Resultados Híbrido de 90º de FI en 70MHz


4.4.2 Sumador UWB En la sección 3.3.2.d se ha descrito este dispositivo, basado en un

Wilkinson Multi-Sección:

Sustrato Espesor Accesos Resitencias MOMENTUM

FR-4 0,5mm Microstrip SMD 0603 No

NOTAS: Se han utilizado modelos ideales de R, aproximados al valor más cercano de la serie E12

[4.3]

RESULTADOS: La cobertura es adecuada, quizá faltaría corroborar en las medidas que la

aproximación de utilizar R ideales ha sido correcta.

sr_avx_CR_10_K_19960828R6PART_NUM=CR10-331K 330 Ohm



PortP3Num=3

PortP2Num=2

PortP1Num=1

MTEETee11


MCURVECurve6

Radius=1.776 mmAngle=180W=0.626 mmSubst="MSub1"

MTEETee10


MCURVECurve5


MTEETee9


MTEETee8


MTEETee7


MCURVECurve4


MTEETee6


MCURVECurve3


MTEETee5


MTEETee4


MTEETee3


MCURVECurve2


MLINTL2


MTEETee2


MCURVECurve1


MLINTL1


MTEETee1


7.02 -33.46 -3.01 -3.01 -36.54 -41.87

2 4 6 8 10 12 140 16

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

-40

0

f req, GHz

S (

dB

)

A B

M1

2.50 -17.21 -3.09 -3.09 -29.15 -19.16

10.52 -17.81 -3.08 -3.08 -22.14 -23.25

6.50 -26.73 -3.02 -3.02 -34.55 -30.00

9.78 -10.13 -3.45 -3.45 -14.20 -7.02

S11S21S31S23S22S33K =

Marker M1

Marker M2

Change/Worst A->B

Desired Center Frequency

Actual Center Frequency

F: Frequency1: Input Port2: Output Port 23: Output Port 3K: Ratio Output 2/3

Note: Change/Worst A->B provides performance over the range from marker A to B. The change of F is given, and the worst case S-parameter values are given.

1.0...

F S11 S21 S31 S22 S23

Figura 4.40: Esquema, Layout y Resultados Sumador UWB

4.4.3 BPF de RF Este es un filtro compacto y fácilmente ejecutable, además de bajo

costo y de estructura novedosa.

Material Espesor Accesos Capacidad MOMENTUM

FR-4 0,5mm Microstrip SMD 0603 0,68pF Si

NOTAS: El hueco – gap - bajo la C de la rama serie hace aumentar el valor de éste, mejorando el

comportamiento del filtro. La capacidad SMD en los bordes de los stubs radiales, permite configurar

la banda de paso en cierto margen.

RESULTADOS: La banda de paso y las RL se pueden considerar aceptables dada la simplicidad del

filtro y el material de bajo costo utilizado en su ejecución.

224 Capítulo 4

m12freq=dB(phase_shifter_momentum..S(8,7))=-1.731

2.500GHz


10.50GHz

3 4 5 6 7 8 9 10 112 12

-30

-20

-10

-40

0

-8

-6

-4

-2

-10

0

freq, GHz

dB(ph

ase_shifte

r_mom

entum

..S(8,7

))

m12m13

dB

(ph

ase_

shift

er_

mo

me

ntum

..S(7

,7))


2.500GHz


10.50GHz

Figura 4.41: Layout y Resultados BPF de RF

4.5 Modulador de Banda Lateral Única En la sección 3.4.1 del capítulo anterior se dejaba claro que la

estrategia seguida para demostrar el buen funcionamiento de la estructura QDSSBM ha sido la de utilizar dos mezcladores I/Q comerciales, el HMC525 [3.49], con una banda de funcionamiento limitada a la octava entre 4 y 8,5GHz. El esquema base es el de la figura 3.57, y se ha montado combinando dispositivos diseñados y fabricados, como el híbrido de FI de la Fig. 4.39 o el layout para el HMC-525 que se describe a continuación, con otros comerciales como los híbridos de FI ZMSCQ-2-90 [3.46], 10011-3 [3.47], e híbridos 90º de RF como el HYB-5325-X3-SMA-79 [3.48].

Para el montaje final se ha fabricado un layout para el mezclador I/Q basado en material de bajo costo, consistente en dos piezas de forma que permita el montaje manual del encapsulado de alta frecuencia en el que se integra el dispositivo, de 4mm x 4mm. Además se ha utilizado también un Evaluation-Board que suministra el fabricante del dispositivo, comparándose las prestaciones de ambos.

Sustrato Espesor Accesos Tapa auto-posicionadora MOMENTUM

FR-4 0,5mm CPWG FR-4 0,8mm sin Cu Si

NOTAS: La tapa es de epoxi sin cobre y una ranura rectangular que se ajusta perfectamente al

encapsulado, y por medio de 4 tornillos pasantes se encarga de posicionar el dispositivo

exactamente encima de los pads del layout. De esta forma se puede ensamblar el conjunto y soldar

el ground interno del encapsulado con garantía y sin necesidad de utilizar el proceso de Soldadura

por Horno de Refusión.


RESULTADOS: La simulación corresponde a la situación de caminos I, Q iguales y mezcladores

iguales. Las desigualdades que se den en el montaje final afectarán ligeramente a los resultados.

Tanto el Híbrido de FI como el BPF de RF se incluyen con sus simulaciones MOMENTUM.

Vload_a

V_FI_90_0

V_FI_90_90

Vload

Vout

FPB RF MOMENTUM

HIBRIDO 70MHZ MOMENTUM

V_FI

V_FI_90

V_FI_0 HMC525-2

HMC525-1

V_FI_0_90

V_FI_0_0

VLOin

MixerMIX8

MixerMIX9

TOI=+23ReferToInput=INPUTS33=dbpolar(-10,0)S22=dbpolar(-6,180)S11=dbpolar(-10,0)ConvGain=dbpolar(-7,0)RF_Rej=40 dBLO_Rej2=50 dBLO_Rej1=30 dBImageRej=0 dBSideBand=BOTH

Hybrid90HYB8


- 90

0 I N

I SO

PwrSplit2PWR5

Delay=CheckPassivity=noTemp=ZRef=50. OhmIsolation=15 dBS22=dbpolar(-10,0)S11=dbpolar(-10,0)S31=dbpolar(-4.5,0)S21=dbpolar(-4,0)

I_ProbeI_out

RR4R=50 Ohm


21

Ref

S4PSNP8

4

1 2

3 Ref

P_1ToneRFport


I_ProbeI_FI

S4PSNP1

4

1 2

3 Ref

I_ProbeI_FI1

RR6R=50 Ohm

Hybrid90HYB7


- 90

0I N

I SO

RR8R=50 Ohm

P_nHarmLOport


RR7R=50 Ohm

PwrSplit2PWR1

S31=0.707S21=0.707

PwrSplit2PWR4

S31=0.707S21=0.707

MixerMIX11

MixerMIX10

Hybrid90HYB9


- 90

0I N

I SO RR2R=50 Ohm

RR5R=50 Ohm

Hybrid90HYB11


- 90

0 I N

I SO

Hybrid90HYB10


- 90

0 I N

I SO

RR1R=50 Ohm

I_ProbeI_LOin


3.000E9

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

-60

-40

-20

-80

0

LOfreq

Up_

Con

vGai

n

m4

Dow

n_C

onvG

ain



3.000E9

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

40

60

80

20

100

LOfreq

LOto

RF

LOto

FI

FIto

RF


3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

38

40

42

44

46

48

36

50

LOfreq

US

B_L

SB

US

B_L

O

REchazos a OL y BLI


3.000E9

3.0E9

4.0E9

5.0E9

6.0E9

7.0E9

8.0E9

9.0E9

1.0E10

2.0E9

1.1E10

-22

-20

-18

-16

-14

-12

-24

-10

LOfreq

Up_

Con

vGai

n

m6



3.000E9

Figura 4.42: Esquema, Evaluation Board, Layouts + Tapas (fabricados) y Resultados

QDSSBM HMC525.

Croquis Layout y Tapa

Board HMC-525 de

fabricación propia

226 Capítulo 4

4.6 Referencias

[4.1] GERBER FORMAT, Plot Data Format Reference Book, Gerber

Systems Corporation, 1980.

[4.2] SMA,SubMiniature versionA, 0900766b80679ace_SMA END

LAUNCH JK 1.07PCB_526-5673RS.pdf de RS (http://es.rs-

online.com/web/)

[4.3] STANDARD SERIES OF VALUES IN A DECADE FOR RESISTORS

AND CAPACITORS. According to “IEC publication 63”. PhyComp-

Yageo.

5 Medidas y Resultados

Capítulo 5


Una vez realizados los dispositivos, se han llevado a cabo las medidas necesarias para contrastar éstas, tanto con las simulaciones como con las especificaciones de la Tabla 1.1 del capitulo 1. En el flujo del proyecto, la posición del mismo en este punto es lo que se representa en la figura 5.1, a continuación:


Circuito


Opciones fabricadas


tiempo

Simulaciones



Fase 2: Síntesis



En el capítulo 3, apartado 3.1, se ha descrito el Sistema de Medida para el conversor elevador, utilizado en ese caso para caracterizar los rechazos necesarios –de espurios- para la aplicación de conversores ágiles. Este mismo

228 Capítulo 5

sistema puede servir para las medidas del conversor QDSSBM, con una señal de alta velocidad binaria – 27,5Msymb/s- en 70MHz en la entrada.

5.1 Medidas de los Híbridos y de la T-mágica La medida y caracterización de los híbridos descritos ha seguido un

procedimiento común, basado en el montaje de la figura 5.2. El instrumento es un Analizador de Redes Vectorial con rango de frecuencia hasta los 50GHz [5.1] [5.2]. Al ser un instrumento con conectores 2,4mm [2.4] [5.3], válidos hasta ese límite superior de frecuencia, cobra especial importancia el uso de transiciones [5.4] y cables [5.3] [5.5] adecuados para la medida de los dispositivos, así como el uso de un Sistema de Calibración de máxima calidad [5.6].

Todos los dispositivos se han ensamblado con conectores coaxiales tipo SMA-hembra con lo que la Calibración utilizada de tipo Full 2-Port [5.7] [5.8] debería incluir alguna corrección para eliminar el efecto de la longitud y de las pérdidas del THRU o conector hembra-hembra si es importante para las medidas a ejecutar. En este caso, al ser las pérdidas de los híbridos del orden de los 3 a 5db y la del THRU del orden de las décimas de dB y al considerar como característica principal del híbrido la diferencia relativa de fase entre los accesos de salida, el efecto del THRU en las medidas se ha obviado.

Figura 5.2: Sistema de Medida Híbridos y T-mágica

12

3 4

Medidas y Resultados 229

Las medidas desde todos los accesos, numerados como en la figura y realizadas de dos en dos, se almacenan en ficheros tipo Touchstone (.s2p) [5.9], fácilmente transportables a ADS y visualizados junto con las simulaciones de los elementos fabricados. Por cada híbrido se obtienen cinco ficheros con los que se pueden obtener todas las relaciones de amplitud y fase, tal y como se ve en la Tabla adjunta:

Ficheros por accesos Accesos IN Acceso OUT Parámetros S

12.s2p 1 2 S11, S22, S21

13.s2p 1 3 S33, S31

14.s2p 1 4 S44, S41

42.s2p 4 2 S24

43.s2p 4 3 S34

Tabla 5.1: Ficheros de Medida parámetros S en Híbridos.

Esto permite un contraste directo entre simulaciones y medidas y una verificación de la herramienta de simulación, uno de los objetivos declarados de este trabajo.

5.1.1 Híbridos basados en líneas acopladas Las medidas han sido exhaustivas, y todas ellas se han resumido en

una Tabla presentada a continuación, para dilucidar cuál era la solución de mayor ancho de banda efectiva. El resultado ha servido para abordar el diseño del mezclador simplemente balanceado del apartado 4.2.1. Además se adjuntan también algún resultado de la simulación más realista realizada –en principio la de MOMENTUM- comparada con las medidas resultantes, delimitando cuál es el alcance y precisión real de las simulaciones en este rango de frecuencias y en este tipo de dispositivos de 4 accesos.

No se han incluido en las medidas presentadas los Híbridos 1 al 7, dado que ya las simulaciones – y las posteriores medidas – han corroborado su no validez para cubrir la banda deseada entre 2,5 y 10,5GHz.. De ahí que los datos presentados se refieran a los híbridos 8 a 21.

230 Capítulo 5

Hay que tener en cuenta también las siguientes consideraciones a la hora de presentar las medidas realizadas:

- Se ha corroborado en los Híbridos 1 a 4 que la respuesta de paso S21 y S31 caen en alta frecuencia, causado por la transición entre acceso 4 e Híbrido. De hecho, como medida de contraste sirva que el valle del corte en la Fig. 4.4 en el Híbrido3 está en 10,1GHz con -30dB de profundidad y la medida con tapas a 10mm ha dado 9,92GHz y -30dB. Se aproxima por tanto el resultado a la simulación ADS.

- En las simulaciones de sustrato suspendido en MOMENTUM se han utilizado alturas de 5mm a los planos de tierra, altura necesaria para evitar la aparición de modos de propagación espurios –ver 3.3.2.e.2- . En el caso de las medidas, se han realizado las mismas habitualmente sin planos de tierra –sin caja- al verificarse que su efecto es mínimo sobre RL y Paso. Esto afectará en alguna medida a la comparación de ambas, como se verá.

- Por otro lado no se ha tendido en cuenta la altura de Cu en las simulaciones MOMENTUM, debido a su poca influencia en los resultados y gran peso en el tiempo de simulación.

Como primer resultado, se presenta la comparativa entre simulación y medida del Híbrido9, uno de los seleccionados que mejor resultado ha dado. Se constatan diferencias significativas, aunque las tendencias se mantienen y las cifras en dB son del orden en la mayoría de los casos. Las diferentes situaciones de medida que dan lugar a la caracterización del mismo parámetro S – por ejemplo S11 en la gráfica de RL acceso1- demuestran la correcta realización de las mismas.

Queda clara, en primer lugar, la mejor aproximación a la realidad de las simulaciones en el entorno MOMENTUM, dado que en ADS no se cuenta con los modelos adecuados en Sustrato Suspendido. Por otro lado, las 4 gráficas de RL en los cuatreo accesos, demuestran un ajuste perfecto en la zona baja de frecuencia, pero una mayor diferencia en la zona alta. Esto lleva a las mayores diferencias en la zona lata en las respuestas de paso de los accesos ∑ y Δ.


3 4 5 6 7 8 9 102 11

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

freq, GHz

dB

(S(1

,1))

dB

(S(2

,2))

dB

(S(3

,3))

dB

(S(4

,4))

dB

(S(4

,1))

Perdidas de Retorno y Aislamiento

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-3

-8

-2

freq, GHz

dB

(S(2

,1))

dB

(S(3

,1))

dB

(S(2

,4))

dB

(S(3

,4))

1 --> 2,3 y 4 --> 2,3

Simulacion básica ADS

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-8

-3

freq, GHz

-6d

B(S

(6,5

))d

B(S

(7,5

))d

B(m

ed

_h

ib9

_1

2..

S(2

,1))

dB

(me

d_

hib

9_

13

..S

(2,1

))

Paso acceso Suma

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-8

-6

-4

-10

-2

freq, GHz

-6d

B(S

(6,8

))d

B(S

(7,8

))d

B(m

ed

_h

ib9

_4

2..

S(2

,1))

dB

(me

d_

hib

9_

43

..S

(2,1

))

Paso Acceso Delta

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-25

-20

-15

-10

-5

-35

0

freq, GHz

dB

(S(5

,5))

dB

(me

d_

hib

9_

12

..S

(1,1

))d

B(m

ed

_h

ib9

_1

3..

S(1

,1))

dB

(me

d_

hib

9_

14

..S

(1,1

))

RL acceso 1

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB

(S(6

,6))

dB

(me

d_

hib

9_

12

..S

(2,2

))d

B(m

ed

_h

ib9

_4

2..

S(2

,2))

RL acceso 2

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB

(S(7

,7))

dB

(me

d_

hib

9_

13

..S

(2,2

))

RL acceso 3

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB

(S(8

,8))

dB

(me

d_

hib

9_

14

..S

(2,2

))d

B(m

ed

_h

ib9

_4

2..

S(1

,1))

dB

(me

d_

hib

9_

43

..S

(1,1

))

RL acceso 4

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-40

-30

-20

-50

-10

freq, GHz

dB

(S(8

,5))

dB

(me

d_

hib

9_

14

..S

(2,1

))

Aislamiento

Figura 5.3: Simulación básica ADS, MOMENTUM y Medidas Híbrido9

Comparativa MOMENTUM-Medidas

232 Capítulo 5

Estas diferencias entre simulación y medida son causadas principalmente por el modelado ideal de los puntos de tierra de la línea de 270º, causa también de la diferencia de forma en el aislamiento –además de la falta de planos de tierra en las medidas y falta de altura de Cu en las simulaciones-. En general las Pérdidas de Paso son en valor medio mayores en la realidad que en la simulación, sobretodo en la parte alta de la banda, donde se manifiestan más estos efectos no considerados y los defectos de medida.

También se debe considerar que las simulaciones MOMENTUM, cualificadas como realistas, adolecen de la inexactitud causada por el tipo de acceso – SINGLE o INTERNAL [3.36] [3.37]-que se puede utilizar al simular la estructura completa del Híbrido. Por ejemplo, en la simulación del híbrido 9 del apartado 4.1.1.i, se observa en la Fig. 4.10 que son necesarios doce accesos o ports en MOMENTUM, y prácticamente todos deben ser considerados de tipo INTERNAL al interferir físicamente entre sí y no poder adjudicarse la cualidad de accesos de tipo SINGLE- y por tanto calibrado y cuya influencia se puede eliminar-. De ahí que el simulador también contribuya a las diferencias entre respuestas simuladas y medidas. En definitiva, el refinamiento del proceso de simulación de dispositivos de 4 accesos en sustrato suspendido debería ser mayor, con una cuantificación más detallada de los diversos errores de diverso grado que se han detallado.

Se presenta también la misma comparativa del Híbrido15, de línea de 270º acoplada por la cara ancha, donde destaca de nuevo la caída de la respuesta de paso entre los accesos Delta (4) y la salida (2), lo que demuestra la criticidad de este tipo de Híbridos con el enfrentado de la línea acoplada por la cara ancha. Aun así, el aislamiento resultante sigue muy bien la tendencia marcada por la simulación.

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-50

-40

-30

-20

-10

-60

0

f req, GHz

dB(S

(5,5

))dB

(S(6

,6))

dB(S

(7,7

))dB

(S(8

,8))

dB(S

(8,5

))dB

(med

idas

_12_

hibr

ido1

5..S

(1,1

)dB

(med

idas

_12_

hibr

ido1

5..S

(2,2

)dB

(med

idas

_13_

hibr

ido1

5..S

(2,2

)dB

(med

idas

_14_

hibr

ido1

5..S

(2,2

)dB

(med

idas

_14_

hibr

ido1

5..S

(2,1

) RL y Aislamiento

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-8

-6

-4

-10

-2

f req, GHz

dB(S

(6,5

))dB

(S(7

,5))

dB(S

(6,8

))dB

(S(7

,8))

dB(m

edid

as_1

2_hi

brid

o15.

.S(2

,1)

dB(m

edid

as_1

3_hi

brid

o15.

.S(2

,1)

dB(m

edid

as_4

2_hi

brid

o15.

.S(2

,1)

dB(m

edid

as_4

3_hi

brid

o15.

.S(2

,1)


Hibrido15: Momentum-Medidas

Figura 5.4: Comparación simulación ADS y Medidas en Híbrido15


Por último, y como resumen de las medidas de los Híbridos basados en líneas acopladas, se presenta la siguiente Tabla que sintetiza los datos de los híbridos en cuanto a BW. Los criterios utilizados en la clasificación de los híbridos medidos han sido: RL >10dB –sin considerar el punto medio que sobrepasa los 10dB-, Paso <6dB y Aislamiento >15dB.

Hibrido

8 6,12 7,58 22,46% 3,96 10,28 97,23% 5,2 7,18 30,46% 3,62 8,32 72,31% 2,72 8,76 92,92% 2,5 10,22 118,77%

9 4,02 8,8 73,54% 3,82 10,32 100,00% 3,64 9,38 88,31% 3,64 9,96 97,23% 2,72 9,42 103,08% 2,5 9,94 114,46%

10 6,5 6,5 0,00% 3,18 8,36 79,69% 6,5 6,5 0,00% 3,22 8,92 87,69% 6,5 6,5 0,00% 2,5 9,48 107,38%

13 3,84 8,66 74,15% 3,76 8,64 75,08% 3,64 8,92 81,23% 3,64 8,8 79,38% 2,5 8,86 97,85% 2,5 9,32 104,92%

AneSonia2lin 3,3 9,9 101,54% 5,48 9,56 62,77% 5,36 10,18 74,15% 5,82 10,1 65,85% 2,5 9,92 114,15% 2,5 10,26 119,38%

20, Diam0,2 5,04 10,22 79,69% 5,5 7,04 23,69% 5,52 10,5 76,62% 5,8 9,34 54,46% 2,5 9,96 114,77% <2,5 >10,5 123,00%

AneSonia3lin 3,74 9,54 89,23% 3,76 10 96,00% 3,64 9,38 88,31% 3,78 9,84 93,23% 2,5 9,62 109,54% 2,5 9,76 111,69%

21, Diam0,2 4,74 9,36 71,08% 4,88 9,56 72,00% 4,78 9,28 69,23% 4,78 9,36 70,46% 2,5 9,82 112,62% 2,5 10,04 116,00%

14 3,52 9,72 95,38% 4,16 9,26 78,46% 3,66 9,62 91,69% 5,38 9,04 56,31% 2,5 10,16 117,85% 2,5 10 115,38%

15 6,66 10,5 59,08% 6,96 9,42 37,85% 6,56 10,5 60,62% 6,48 9,24 42,46% 2,56 >10,5 123,00% <2,5 >10,5 123,00%

16 4,28 9,96 87,38% 5,38 9,06 56,62% 3,98 9,94 91,69% 5,58 9,04 53,23% 2,5 10,1 116,92% <2,5 >10,5 >123%

17 4,62 9,14 69,54% 4,54 8,76 64,92% 5,4 8,74 51,38% 4,64 7,82 48,92% 2,5 10,34 120,62% 2,5 9,58 108,92%

18 4,7 9 66,15% 4,36 9,4 77,54% 4,66 8,82 64,00% 4,14 8,92 73,54% 2,5 10,32 120,31% 2,5 9,78 112,00%

19 4,54 9,16 71,08% 4,18 9,22 77,54% 4,52 8,86 66,77% 4,12 8,42 66,15% 2,5 10,5 123,08% 2,5 10,02 115,69%

S21 <6dB S31 <6dBS11>10dB S22 >10dB S33 >10dB S44 >10dB

Notas ReturnLossesTotal RL Pérdidas

<2,5 >10,5 >123% 2,5 7,76 80,92% <2,5 >10,5 123,00% 79,76% 55,62% 97,54%<2,5 >10,5 123,00% 2,7 9,6 106,15% <2,5 >10,5 123,00% 103,20% 89,77% 111,67%<2,5 >10,5 123,00% 6,5 6,5 0,00% 2,5 5,66 48,62% 49,60% 41,85% 57,60%

2,5 9,5 107,69% 2,5 9,26 104,00% <2,5 >10,5 123,00% todos, mínimo 7 dB en centro 94,15% 77,46% 103,62%5,82 10,2 67,38% 2,5 10,44 122,15% 2,5 10,5 123,08% S33, mínimo 6,5 dB en centro 94,50% 76,08% 105,77%5,26 9,42 64,00% <2,5 >10,5 123,00% 2,5 7,58 78,15% S11, mínimo 8,3 dB en centro 81,93% 58,62% 106,19%

<2,5 >10,5 123,00% 2,5 9,64 109,85% 2,5 10,34 120,62% S44, mínimo 8,6dB en centro 104,61% 91,69% 113,52%2,6 10,3 118,46% 2,5 10,1 116,92% <2,5 >10,5 123,00% S44, mínimo 8,6dB en centro 96,64% 70,69% 116,00%

2,6 8,88 96,62% 2,5 9,84 112,92% <2,5 >10,5 123,00% Hibridos Cross-Over 98,62% 80,46% 110,69%

2,5 9,54 108,31% 2,5 10,5 123,08% <2,5 >10,5 123,00% Hibridos Cross-Over 88,93% 50,00% 119,35%

2,92 8,6 87,38% 2,5 10,16 117,85% 2,5 9,36 105,54% Hibridos Cross-Over 89,58% 72,23% 107,38%

2,74 8,52 88,92% 2,5 8,96 99,38% <2,5 >10,5 123,00% S33, mínimo 7,5 dB en centro 86,18% 58,69% 104,46%2,5 10,1 116,92% 2,5 9,42 106,46% <2,5 >10,5 123,00% S22, mínimo 8 dB en centro 95,55% 70,31% 113,92%2,5 9,72 111,08% 2,5 10,06 116,31% <2,5 >10,5 123,00% S44, mínimo 6 dB en centro 96,74% 70,38% 116,54%

S41 >15dB MediasS24 <6dB S34 <6dB Hibrido

8

9

10

13

AneSonia2lin

20, Diam0,2

AneSonia3lin

21, Diam0,2

14

15

16

17

18

19

Figura 5.5: Tabla-Resumen de Medidas Híbridos

En base a los mismos, se ha anotado la BW de cada parámetro en % sobre la Frecuencia Central de 6,5GHz (la banda de 2,5 a 10,5GHz 8,5 / 6,5 =1,307 corresponde a BW del 130,7%). Y como resultado para ponderar el BW

234 Capítulo 5

“efectivo” del híbrido, se ha calculado una media de los %, de todas por un lado – columna “Total”- y de las RL y las respuestas de Paso por otro.

Estas tres columnas son las recuadradas en la figura, y se destacan los resultados de los Híbridos 9 y 21 como soluciones óptimas. Destacar también, que hay varios casos que superan el 123% de BW, acercándose al objetivo del 131%, pero las limitaciones en las impedancias ejecutables de Z0e y Z0o, dejan fuera del alcance de estos híbridos la consecución holgada de la banda necesaria, punto que ya se destacaba en las simulaciones del capítulo anterior.

En la Figura 5.6 se comparan las medidas de los Híbridos de 3 líneas acopladas, con geometría rectangular (el 13) y circular (hibridoAneSonia), en comparación con el mejor híbrido obtenido (el 9). Se concluye que la geometría circular es superior al favorecer una transición mejor de los accesos de 50Ω. Se observa un mejor aislamiento en prácticamente toda la banda hasta 9,5GHz.

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB

(medi

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(1,1

dB

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3 4 5 6 7 8 9 102 11

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-30

-20

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3 4 5 6 7 8 9 102 11

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-20

-10

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0

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3 4 5 6 7 8 9 102 11

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-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

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3 4 5 6 7 8 9 102 11

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as

S41 Aislamiento

Figura 5.6: Medidas Híbridos de 3 líneas en línea 270º.


En la figura 5.7 se comparan, en un entorno de geometría circular, la solución de 2 líneas acopladas y 3 líneas acopladas en la línea de 270º de inversión de fase. De cada caso se presenta la comparación entre híbrido de diámetros de vía de 0,4mm de ø -híbridoAneSonia- y de vías de 0,2mm – híbridos 20 y 21-. La comparación favorece a las tres líneas acopladas, como ya se había concluido en las simulaciones. El aislamiento es >20dB en toda la banda, cuando se utilizan taladros de 0,2mm que favorecen la construcción racional de todas las líneas acopladas, de 90º y 270º.

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-25

-20

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-10

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0

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S41Aislamiento

Figura 5.7: Medidas Híbridos de 2 y 3 líneas en línea 270º, taladros de 0,2 y 0,4mm

236 Capítulo 5

En la figura 5.8 se comparan de nuevo ambas geometrías, circular y rectangular optimizada, con los mejores resultados conseguidos en cada caso, el híbrido 19 – con aislamiento >25dB en toda la banda-, y el híbrido 21. Se observan características muy similares, al ser optimizaciones de ambas estructuras. En todo caso, queda clara la imposibilidad de alcanzar la BW necesaria con RL>10dB y pérdidas <6dB en todos los accesos. Esto puede dificultar la realización de un mezclador SBM para toda la banda, basada en estas estructuras.

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-25

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Figura 5.8: Medidas Híbridos 19 y 21

Por último, en la figura 5.9 se presentan los resultados comparativos de los tres híbridos tipo cross-over, el 14, 15 y 16, fabricados en material NY [3.2c] de alta calidad de microondas, constatándose la posibilidad de diseño de


híbridos de banda ultra ancha, también en un material de baja constante dieléctrica. Esto podría considerarse una novedad técnica, alcanzada en el presente trabajo.

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

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4..

S(2

,1d

B(m

ed

ida

s_

43

_h

ibri

do

15

..S

(2,1

dB

(me

did

as

_4

3_

hib

rid

o1

6..

S(2

,1 S34

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-45

-10

freq, GHz

dB

(me

did

as

_1

4_

hib

rid

o1

4..

S(2

,1d

B(m

ed

ida

s_

14

_h

ibri

do

15

..S

(2,1

dB

(me

did

as

_1

4_

hib

rid

o1

6..

S(2

,1 S41 Aislamiento

Figura 5.9: Medidas Híbridos tipo Cross-Over en sustrato de εr =2,17

El hibrido15 es el más extremo, el mejor en pérdidas debido al uso de material de bajas pérdidas y casi el peor en pérdidas de retorno: caso de necesitar hacer el mezclador en sustrato de 0,25 puede ser un buen candidato. En todo caso, ninguno de ellos alcanza el ancho de banda efectivo necesario, al tener excesivas Pérdidas de Paso entre el acceso 4 y el 2. Se verifica la validez de utilizar el cruce en el punto medio de la línea de 270º -híbrido16-.

Se constata indirectamente la validez de utilizar un sustrato de bajo costo como el FR-4 en epoxi, por el peso relativamente bajo de las pérdidas del dieléctrico sobre el conjunto del híbrido.

238 Capítulo 5

A modo de conclusiones: Además de la necesidad de un mayor refinamiento en las simulaciones para conseguir un mayor mimetismo con las medidas en los híbridos, es importante CONCLUIR que, en general, las líneas acopladas de dos conductores facilitan un BW mayor: se ve en la Tabla de la Fig. 5.5, en la comparación entre los Híbridos 17 y 9. Entre los híbridos 9 y 19, no hay mejora evidente salvo en algo el aislamiento que pasa de 20 a 25dB y en las pérdidas que mejoran ligeramente, pero se ha certificado que es posible la realización de vías metalizadas de 0,2mm de ø en el proceso de fabricación estándar utilizado y que esas vías ayudan en la optimización geométrica del híbrido UWB.

También se ha verificado que es posible realizar híbridos de UWB con uso de tres líneas acopladas en la línea de 270º de inversión de fase, aunque no se ha conseguido una BW mayor, a causa del efecto pernicioso de la interconexión de las líneas externas del conjunto. Por último, se han utilizados dos geometrías que se han demostrando igualmente utilizables en la búsqueda de un híbrido óptimo: la rectangular rectificada y la circular.

En cifras totales, a la vista de la Fig. 5.8, son por tanto muy parecidos el Híbrido 21 y el 19, pero la ventaja del 21 es la no necesidad de necesitar conexiones adicionales en la línea de inversión de fase y la del 19 es su mayor aislamiento.

5.1.2 Híbridos basados en elementos concentrados Ya se ha comentado en el capítulo anterior, apartado 4.1.3, que la

banda del 131% es inalcanzable para este tipo de híbridos, pero se ha considerado interesante explorar esta vía por su aplicación directa en MMICs. Tal y como se resume en las siguientes gráficas, es una vía de investigación que necesita mayor esfuerzo de modelado y gran precisión de fabricación, para alcanzar sus objetivos de banda ancha y aislamiento >20dB.

Indirectamente, es el soporte para un nuevo tipo de híbrido, el basado en filtros variables, del que se adjuntan unas medidas de un 1er prototipo de estudio, base posible de futuros trabajos en mayor profundidad.

Comenzando por el Híbrido22, se presenta en la figura 5.10 los parámetros suficientes para caracterizar el resultado: Respuesta de paso


desde el acceso 1 y aislamiento. Se observa un comportamiento ajustado en baja frecuencia –salvo la zona de corte debida la HPF-, pero una desviación considerable en la parte alta de la banda, causada por lo efectos parásitos no modelados en el HPF y las diferencias de fabricación de los tres LPF teóricamente idénticos.

La optimización del diseño para una banda tan extensa, ha hecho que el aislamiento objetivo se haya limitado a >15dB.

Figura 5.10: Medidas Híbrido22, basado en filtros en sustrato de εr =2,17.

Respecto al híbrido23, basado en la misma estructura, los resultados vuelven a mostrar una banda limitada, en este caso lejos de la octava, debido a un comportamiento inadecuado del filtro paso-alto –y más concretamente de las Capacidades serie mono-placa del mismo- en su función de rama que debe sintetizar la fase de 270º y cargar adecuadamente a los LPF de las ramas 1 2 y 3 4. Eso supone un aislamiento correcto (>15dB en una banda muy limitada en el extremo inferior de la misma.

240 Capítulo 5

Hibrido simuladoHibrido medido

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-20

-15

-10

-5

-25

0

freq, GHz

dB

(S(1

,2))

dB

(S(5

,6))

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

freq, GHz

dB

(S(2

,4))

dB

(S(1

1,1

2))

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-20

-15

-10

-5

-25

0

freq, GHz

dB

(S(3

,4))

dB

(S(1

3,1

4))

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-50

0

50

100

150

-100

200

freq, GHz

an

g_

0_

sim

an

g_

0_

me

d

m1

m1freq=ang_0_med=-10.833

3.300GHz

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-500

-400

-300

-200

-100

-600

0

freq, GHz

an

g_

18

0_

sim

an

g_

18

0_

me

d

m2


2.900GHz

Desfases

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB

(S(1

,3))

dB

(S(7

,8))

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-20

-15

-10

-25

-5

freq, GHz

dB

(S(1

,4))

dB

(S(9

,10

))

Figura 5.11: Simulación y Medidas Híbrido23, basado en filtros en sustrato de εr =4,3.

El anterior problema, se ha obviado utilizando Capacidades SMD en el HPF, con un modelo mejor fijado y sin dificultades de montaje en el circuito. Es el híbrido 24, y en este caso la banda se extiende entre 4 y 7GHz, acercándose a la octava.


Hibrido simuladoHibrido medido

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

freq, GHz

dB

(S(1

,2))

dB

(S(5

,6))

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-25

-20

-15

-10

-30

-5

freq, GHz

dB

(S(1

,4))

dB

(S(9

,10

))

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-25

-20

-15

-10

-5

-30

0

freq, GHz

dB

(S(2

,4))

dB

(S(1

1,1

2))

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-20

-15

-10

-5

-25

0

freq, GHz

dB

(S(3

,4))

dB

(S(1

3,1

4))


5.300GHz

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-50

0

50

100

150

-100

200

freq, GHz

an

g_

0_

sim

an

g_

0_

me

d

m1


5.300GHz


5.300GHz

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-300

-200

-100

-400

0

freq, GHz

an

g_

18

0_

sim

an

g_

18

0_

me

d

m2


5.300GHz

Desfases

2 3 4 5 6 7 8 91 10

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB

(S(1

,3))

dB

(S(7

,8))

Figura 5.12: Simulación y Medidas Híbrido24, basado en filtros en sustrato de εr =4,3.

Estas estructuras se deberían estudiar más en profundidad, así como la novedosa idea a la que han dado lugar: el Híbrido25 basado en filtros variables, y que, tal y como se dijo en el apartado 4.1.3.d, necesita de 4 tensiones DC

242 Capítulo 5

para su medición. Se adjuntan los resultados, en forma de Tablas y gráficas; el aislamiento se ha medido 70MHz más arriba que lo considerado como centro de la banda de paso. Los datos de S24 y S34, no presentados, son del mismo rango que S21 y S31.

Tabla 5.2: Mediadas de Tensiones de Filtros y Aislamiento en Híbrido25

NOTAS sobre las medidas:

- Se han usado tres tensiones DC en los LPF para compensar las diferencias entre varactores

- El rango de frecuencia Normal cubierto por el híbrido es más limitado que en la simulación, lo que incide en la necesidad de un mejor modelado de los varactores para estudiar mejor este tipo de híbridos.

- El rango extendido se ha observado con una respuesta de paso S31 no práctica para el híbrido. Sin embargo el fenómeno de cancelación en S41 se ha corroborado. Haría falta un estudio en mayor profundidad para delimitar mejor este rango de actuación del híbrido de filtros variables.

Through Freq (GHz)

HPF(V) LPF(V) S21 (dB) S31 (dB) S41 (dB)

3 2.7 1.3 4.5 3.6

-4.2 -6 >60

3.5 8.6 12.2 3.7 5.3

-4.2 -5.3 >60 Rango Normal

3.65 24.1 20.7 3.5

23.2 -5.7 -5.7 >60

Rango Extendido 4.3 0

8 22.1

0 -6.5 -13 >50


Los resultados se presentan en 3,5GHz, con el aislamiento medido en 3,57GHz:

Figura 5.13: Simulación y Medidas Híbrido25, basado en filtros variables

Se demuestra la factibilidad de este tipo de híbridos de alto aislamiento. Para verificar que este aislamiento pasivo se mantiene al trabajar con señales de alto nivel como el OL en mezcladores, se ha llevado a cabo una medida del aislamiento activo, con una señal de +10dBm en 3,57GHz, demostrando que la distorsión de 3er. orden causada por los varactores no afecta apenas –sólo en unos dB- a la cifra de aislamiento.

244 Capítulo 5

5.1.3 T-mágica basada en modos ortogonales El mismo Sistema de medida de la Fig. 5.2 se ha utilizado para

caracterizar la T-mágica de la Fig. 4.28. En los resultados se observa una manifiesta equivalencia entre simulaciones MOMENTUM y medidas, tanto en la columna de RL como en las de Pérdidas de Paso.

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-8

-7

-6

-5

-4

-9

-3

freq, GHz

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(1

,1))

dB

(me

did

as

_T

ma

gic

a_

12

..S

(1,1

))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-18

-16

-14

-12

-10

-8

-20

-6

freq, GHz

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(2

,2))

dB

(me

did

as

_T

ma

gic

a_

12

..S

(2,2

))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-16

-14

-12

-10

-8

-18

-6

freq, GHz

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(3

,3))

dB

(me

did

as

_T

ma

gic

a_

13

..S

(2,2

))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-25

-20

-15

-10

-30

-5

freq, GHz

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(4

,4))

dB

(me

did

as

_T

ma

gic

a_

14

..S

(2,2

))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-8

-7

-6

-5

-9

-4

freq, GHz

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(2

,1))

dB

(me

did

as

_T

ma

gic

a_

12

..S

(2,1

))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7.0

-6.5

-6.0

-5.5

-5.0

-7.5

-4.5

freq, GHz

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(3

,1))

dB

(me

did

as

_T

ma

gic

a_

13

..S

(2,1

))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-8

-3

freq, GHz

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(2

,4))

dB

(me

did

as

_T

ma

gic

a_

24

..S

(2,1

))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-7

-6

-5

-4

-8

-3

freq, GHz

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(3

,4))

dB

(me

did

as

_T

ma

gic

a_

34

..S

(2,1

))

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-30

-20

-10

-40

0

freq, GHz

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(4

,1))

dB

(T_

ma

gic

a_

FR

4_

mo

m..

S(2

,3))

dB

(me

did

as

_T

ma

gic

a_

14

..S

(2,1

))d

B(m

ed

ida

s_

Tm

ag

ica

_3

2..

S(2

,1)) Aislamientos

3 4 5 6 7 8 9 102 11

165

170

175

180

160

185

freq, GHz

Fs

ae

4 a

2 -

Fa

se

4 a

3

Relación de Fase acceso Delta

RL Paso accesos Suma y Delta

Figura 5.14: Simulación y Medidas T-mágica de modos ortogonales

La mala adaptación en el acceso ∑, propia del diseño en la T-mágica, hace que el error del paso de ∑ a 2 destaque sobre la simulación. El resto de parámetros, incluidos los aislamientos, denotan gran fiabilidad en cuanto a precisión de la simulación MOMENTUM: Se verifica su utilidad y se destaca la opción válida que representa esta estructura para construir mezcladores de banda ultra ancha.


5.1.4 Híbrido de FI, Sumador UWB y BPF de RF Dado que el sistema de medida de estos dispositivos diseñados se

basa igualmente en el analizador de redes descrito previamente, se adjunta el contraste entre medidas y simulaciones para mayor verificación del entorno de simulación MOMENTUM.

En primer lugar, el Híbrido de FI de la Fig. 4.39, con unos resultados prácticamente iguales en medición que en simulación MOMENTUM. Queda verificada su validez. Es el híbrido que se va a utilizar en el montaje final del QDSSBM.

m8freq=dB(S(10,9))=-3.242

70.00MHz

m10freq=dB(S(12,9))=-17.314

90.00MHz

20 40 60 80 100 1200 140

-30

-20

-10

-40

0

freq, MHz

dB(S

(9,9

))dB

(S(1

0,9)

)

m8

dB(S

(11,

9))

dB(S

(12,

9)) m10

dB(h

ibrid

o70M

Hz_

med

idas

12..S

(1,1

))dB

(hib

rido7

0MH

z_m

edid

as12

..S(2

,1))

dB(h

ibrid

o70M

Hz_

med

idas

13..S

(2,1

))dB

(hib

rido7

0MH

z_m

edid

as14

..S(2

,1))

m8freq=dB(S(10,9))=-3.242

70.00MHz

m10freq=dB(S(12,9))=-17.314

90.00MHz

20 40 60 80 100 1200 140

-93.333

-91.666

-89.999

-88.332

-86.665

-95.000

-85.000

freq, MHz

Des

equi

librio

Fas

e

20 40 60 80 100 1200 140

-10

-5

-15

0

freq, MHz

Des

equi

librio

Am

plitu

d

m12m13

m12freq=dB(hibrido70MHz_medidas12..S(2,1))-dB(hibrido70MHz_medidas13..S(2,1))=-0.598Max

69.70MHz


2.040E7

m12freq=dB(hibrido70MHz_medidas12..S(2,1))-dB(hibrido70MHz_medidas13..S(2,1))=-0.598Max

69.70MHz


2.040E7

Figura 5.15: Simulación y Medidas Hibrido de 90º de FI en 70MHz

246 Capítulo 5

En cuanto al sumador, se observa en la Fig. 4.40 que se trata de una estructura de tipo Wilkinson de tres secciones. Comparadas simulaciones y medidas:

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB

(me

did

as_

12

_w

ilki..

S(1

,1))

dB

(me

did

as_

12

_w

ilki..

S(2

,2))

dB

(S(4

,4))

dB

(S(5

,5))

dB

(me

did

as_

12

_U

S4

14

40

30

0..

S(1

,1)

dB

(me

did

as_

12

_U

S4

14

40

30

0..

S(2

,2)

RL

m5freq=dB(S(5,4))=-3.915

10.50GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-4.5

-4.0

-3.5

-5.0

-3.0

freq, GHz

dB

(me

did

as_

12

_w

ilki..

S(2

,1))

dB

(S(5

,4)) m5

dB

(me

did

as_

12

_U

S4

14

40

30

0..

S(2

,1))

Paso

m5freq=dB(S(5,4))=-3.915

10.50GHz

3 4 5 6 7 8 9 102 11

-40

-30

-20

-50

-10

freq, GHz

dB

(me

did

as_

32

_w

ilki..

S(1

,2))

dB

(S(6

,5))

dB

(me

did

as_

23

_U

S4

14

40

30

0..

S(2

,1)

dB

(S(3

,2))

Aislamiento

Figura 5.16: Simulación y Medidas Sumador UWB

En las gráficas anteriores se han incluido dos medidas con dos Analizadores de Redes PNA, modelos de serie PNA_1_US41440300 y PNA_2_US41440164. Se observan diferencias en la comparativa entre simulaciones y medidas y entre medidas con los dos analizadores, achacables éstas a la repetitividad alcanzable en este orden de frecuencias y a la ausencia de modelos exactos de los elementos pasivos como las resistencias SMD 0603. Sería deseable por tanto un trabajo de modelado más preciso en estos elementos.

El filtro de salida de RF de la Fig. 4.41, se puede medir en el mismo sistema como un sencillo dispositivo de dos accesos. Los resultados dejan ver una aproximación clara entre simulación MOMENTUM y la realidad de la medida, aunque el corte de frecuencia inferior necesita de una ulterior optimización.


m6freq=dB(S(8,7))=-1.203

2.500GHzm7freq=dB(S(8,7))=-0.348

10.50GHz

4 6 8 102 12-20

0

freq, GHz

dB(S

(8,7

))

m6 m7

dB(S

(12,

11))

dB(m

edid

as_f

iltro

..S(2

,1))

Forw ard Transmission, dB

m6freq=dB(S(8,7))=-1.203

2.500GHzm7freq=dB(S(8,7))=-0.348

10.50GHz

4.0 6.0 8.0 10.02.0 12.0

-30

-20

-10

-40

0

f req, GHz

dB(S

(7,7

))dB

(S(1

1,11

))dB

(med

idas

_filt

ro..

S(1

,1))

Return Losses, dB

Figura 5.17: Simulación y Medidas BPF de RF

5.2 Mezcladores SBM y DBM En las secciones 4.2 y 4.3 del capítulo anterior se han presentado los

mezcladores fabricados. En este caso el sistema básico para caracterizarlos consta de Generador FI en 70MHz [5.10] (2 Generadores sumados en caso de medir distorsión de 3er. orden de dos tonos), Generador OL [5.11] y Analizador de Espectros de 50GHz [5.12]. Además, se hace necesaria la presencia de dos fuentes de alimentación DC [5.13]. Se contempla en la figura a continuación.

Figura 5.18: Sistema de Medidas de los Mezcladores fabricados

248 Capítulo 5

El resultado de las medidas se presenta en Tablas, que explicitan las principales características de los mezcladores: Nivel de OL, Pérdidas de Conversión (CL) mínimas y Aislamiento, además de Distorsión de 3er. orden –medida con 2 tonos de FI y en algunos casos-. El punto de medición, son las CL mínimas, con el nivel de OL mínimo posible.

Tal y como se ha dicho en 4.2.1, previamente se han medido los diodos candidatos a formar parte de los diversos mezcladores diseñados, utilizando el esquema de la figura 4.30, con el Analizador de Redes del apartado 5.1 [5.1].

Los resultados se resumen en la tabla siguiente, siendo la Figura de Mérito las RL óptimas del diodo polarizado con DC y/o OL en toda la banda de funcionamiento: se busca el punto óptimo variando la tensión DC para un nivel de OL determinado, y se anota la tensión para la que las RL son máximas en esa frecuencia. Se observa una adaptación manifiestamente mejor, sobre todo en 10,5GHz para los dos últimos modelos. Además se visualiza el funcionamiento de rectificador negativo de tensión que ofrece el circuito del diodo frente al OL.

DIODO Nivel OL 10,5GHz 6,5GHz 2,5Ghz RL óptimas

-10dBm 0.5v 1.1v 1.5v >15dB HSMS-8101

+6dBm 1.3v 5.5v 7.8v >15dB

-10dBm >18dB BAT-15

+6dBm

El comportamiento es similar al HSMS-8101, variando ligeramente las tensiones DC >18dB

-10dBm 0.7 1.5 1.6 >30dB SMS7621

+6dBm 3.6 7.4 8 >30dB

-10dBm >30dB MA4E2502M

+6dBm

Comportamiento similar al SMS7621, variando ligeramente las tensiones DC >30dB

Tabla 5.3: Medidas de Adaptación de Diodos Mezcladores


5.2.1 Simplemente balanceados: SBM Se han medido las diferentes versiones de SBM descritas en el capítulo

4, basadas tanto en el Híbrido Rat-Race de UWB como en la T-mágica de ranuras acopladas. Al final del apartado se resumen los resultados en una Tabla comparativa.

5.2.1.a SBM-RR1 sin polarización DC de los diodos

Las medidas del 1er mezclador SBM, sin polarización DC, se presentan en formato Tabla, con dos filas en cada parámetro anotado, indicando qué entrada del híbrido se ha utilizado para el OL y cuál para la salida de RF. Este sencillo cambio, permite habitualmente primar alguna de las características en frecuencias concretas. El TOI sólo se ha medido en alguno de los casos, dado que con estructuras de híbridos con similares pérdidas de paso y elementos mezcladores, la cifra de distorsión de 3er. orden será similar. El Nivel de OL se ha variado hasta encontrar el mínimo de pérdidas de conversión. En la Tabla 5.9 final se puede ver un resumen de todos los mezcladores SBM fabricados y medidos.

FREC. OL 2,5 3,5 4,5 5,5 6,5 7,5 8,5 9,5 10,5

11 6 6 6 7 6 7 5 15 OL Δ Nivel OL (dBm) 9 6 6 9 11 6 6 10 15 OL ∑

10,1 8,5 7 7.5 7.5 7.5 8.5 11.2 21 OL Δ CL(-dB)

10.5 9 7.4 6.7 7 7.1 8 8.7 15.5 OL ∑

10 11.5 17 25 33 21 18.5 26 12 OL Δ OL_RF(-dB)

11 13.5 21 24 31 21 18.7 20 13.5 OL ∑

Tabla 5.4: Medidas de SBM-RR1 con diodos SMS7621 de Skyworks

250 Capítulo 5

FREC. OL 2,5 3,5 4,5 5,5 6,5 7,5 8,5 9,5 10,5


10 8.5 7 7.5 7.8 7.7 9.2 11.5 16.1 OL Δ CL(-dB)

11.2 8.5 7.5 7.2 7 7 6.4 7.5 10.7 OL ∑

11 12 16 29.5 25 14.7 16.3 17 11.8 OL Δ OL_RF(-dB)

11 12.5 16 25 29.6 24 16.6 15.5 12 OL ∑

IIP3 (dBm) 18 20 22 25 15 17 14 17.5 -- OL ∑

Tabla 5.5: Medidas de SBM-RR1 con diodos MA4E2502-M de MACOM

Los datos anteriores permiten comparar las prestaciones de ambos diodos, decantando la mejora hacia el 2º. Aún así, y por facilidad de manejo manual del encapsulado, se ha utilizado el 1º en todas las medidas. También, se visualiza el mismo comportamiento ya observado en los híbridos, con dificultades para alcanzar la operatividad en todo el BW de 2,5 a 10,5GHz, sobretodo en la parte alta de la banda, aunque la solución de diodos MA4E y entrada de OL en acceso ∑ del híbrido, con CL<11.2dB, permitirían un mezclador de UWB con un aislamiento moderado, >11dB en relación portadora a OL y con una superficie ocupada mínima, del orden de 130mm2.

Las cifras de IIP3 están medidas con el nivel óptimo de OL, y se constata que se cumple aproximadamente con el rango de señal de entrada y distorsión de 3er. orden que se citaba en las simulaciones de sistema del apartado 3.3, Fig. 3.5.

5.2.1.b SBM-RR2 con polarización DC de los diodos

Este mezclador presenta los siguientes resultados, con dos tensiones de polarización independientes y, de nuevo, constatando el efecto de intercambio de acceso por el que se inyecta el OL.


FREC. OL 3 4 5 6 7 8 9 10 Notas

10 _ 13 6 _ 11 15 8 OL Δ Nivel OL

6 _ _ _ _ _ _ 11 OL ∑

1 0 1.1 2.3 7.4 7.4 4.9 9 OL Δ Vdc1

1 3.9 2.5 2.7 1.9 1.1 3.2 4.4 OL ∑

2.5 7.5 3 4.8 4.5 3.8 3.6 2.4 OL Δ Vdc2

2.7 3.3 3.5 3.5 3.1 2.9 2.7 3 OL ∑

11.3 13.5 13 12.9 9.5 9.5 10.1 22.3 OL Δ CL(-dB)

13 11 12 10.7 10.2 11.5 17 22 OL ∑ (1)

10 11 14 25.5 14.5 15 30 13 OL Δ OL_RF(-dB)

11 13 18 28 33 >60 19 17 OL ∑

IIP3 (dBm) 20 19 22 18.5 21 18 12.5 -- OL Δ

Tabla 5.6: Medidas de SBM-RR2 con diodos SMS7621 de Skyworks

(1) Para conseguir estos resultados ha sido necesario optimizar en lo posible el comportamiento de las líneas de transmisión de baja impedancia que adaptan los diodos al híbrido, de ahí que se haya optado por un par de mejoras, tendentes ambas a conseguir ese objetivo. Se observan los detalles en la figura a continuación.

- Colocación de una cubierta metálica (a) en la cara 2 del sustrato y contacto de la misma al punto de masa interno del híbrido.

- Añadido de una pequeña chapa metálica (b) en una de las líneas de transmisión de adaptación en la cara 1 del sustrato.

252 Capítulo 5

Figura 5.19: Detalles montaje SBM-RR2

En todo caso queda claro que la banda 2,5 a 10,5GHz no se ve cubierta –se extiende hasta 9GHz cuando utilizo el acceso Δ par el OL, pero con mayor rizado- verificando los problemas que ya se preveían debido a la respuesta justa del híbrido Rat-Race aún en el mejor de los casos y además la dificultad añadida de introducir polarizaciones y redes de adaptación en la zona libre del interior del híbrido. Lo cual descanta esta opción basada en el Híbrido Rat-Race de líneas acopladas hacia la extracción de los diodos al exterior del mismo, junto con el circuito de FI y las polarizaciones, tal y como se presenta en [2.8] para una estructura en líneas tipo CPWFG y la inversión de fase de la línea de 270º tipo cross-over. En consecuencia, se pierde la propiedad buscada: el mínimo tamaño del mezclador.

Vistos estos resultados se descartó el montaje y medida de la versión SB-RR con cancelación del OL, al no garantizarse el cumplimiento de la banda a cubrir. Es, en todo caso, una buena línea de trabajo si lo que se busca es

(a)(b)


compacidad del diseño: el núcleo del mezclador sólo ocupa 10mm x 13mm. El aspecto a perfeccionar sería la adaptación de los diodos al híbrido en un entorno de sustrato suspendido.

5.2.1.c SBM-TM1 con polarización DC única

En el apartado 4.2.2.a se indicaba la necesidad de cuantificar la influencia de la red de adaptación y de los mismos diodos sobre las ranuras acopladas de la T-mágica, tal y como se observa en la Fig. 4.34. De hecho se ha tenido que minimizar la anchura de las líneas de baja impedancia y colocar los diodos hacia el acceso de FI – ver figura 5.20- para obtener los siguientes resultados, en el punto óptimo de polarización y nivel de OL:

FREC. OL 2,5 3,5 4,5 5,5 6,5 7,5 8,5 9,5 10,5 Notas

10 10 10 11 10 10 10 10 13 OL ∑ Nivel OL (dBm) 6 7 8 9 9 10 9 7 10 OL Δ

10.3 11 12 10.5 10.5 11.2 11.3 12.3 14.7 OL ∑ CL(-dB)

12.5 13.5 14.2 13.8 12.8 12.8 13.1 14.7 18.5 OL Δ

36 37.5 40 31 28 22 20.5 20 19.6 OL ∑ OL_RF(-dB)

34 45 35 28 25 22 22 21 20 OL Δ

IIP3 (dBm) 18.5 22.5 20.5 23 26 23 19 15.5 -- OL ∑

Tabla 5.7: Medidas de SBM-TM1 con diodos SMS7621 de Skyworks

Figura 5.20: Detalles montaje SBM-TM1

∑

Δ

254 Capítulo 5

El punto óptimo de nivel de OL y polarización para mínimas CL no coincide, necesariamente, con el punto para máximo IIP3 que, por otro lado cumple holgadamente –salvo en el extremo superior de la banda- con el mínimo especificado de +16dBm.

5.2.1.d SBM-TM2 con polarización DC doble, versión 1

En este caso, la necesidad de polarización independiente de los diodos complica la transición de las ranuras acopladas al acceso de FI. Los resultados de la Tabla 5.8 demuestran que dicha transición es crítica. Se ha de destacar también la poca congruencia de las CL medidas respecto a las simuladas, lo que indica la dificultad de modelar correctamente la transición entre ranuras y accesos de FI. Se ha utilizado el acceso ∑ para el OL, y se compara la utilización de CSMD de 220pF y de 5p6 en dicha transición –ver detalle figura 5.21-.

FREC. OL 2,5 3,5 4,5 5,5 6,5 7,5 8,5 9,5 10,5 Notas

6 6 6 8 8 10 12 12 14 220pNivel OL (dBm) 7 10 11 12 11 11 12 10 10 5p6

10.8 11.8 11.9 12.5 13.5 18.5 15.5 14.5 15.5 220pCL(-dB)

7.9 9.1 9.5 10.2 12 17.2 12 12.2 12.5 5p6

36 41 30 25 32 24 64 31 >60 220pOL_RF(-dB)

37 45 30 26 34 26 >60 26 26 5p6

Tabla 5.8: Medidas de SBM-TM2 con diodos SMS7621 de Skyworks

Figura 5.21: Detalles montaje SBM-TM2

∑

Δ


A pesar de la mejora al utilizar dos CSMD de 5p6, el bache que presentan las Pérdidas de Conversión en la frecuencia de 7,5GH, pone de manifiesto la falta de optimización de la estructura. Opción a mejorar por tanto, con un estudio en mayor profundidad de la transición en base una T de CSMD y de la influencia del acceso de FI sobre el circuito abierto de las ranuras acopladas.

5.2.1.e SBM-TM3 con polarización DC doble, versión 2

Al situar los diodos en la cara cond2 del sustrato –cara donde están situadas las ranuras o slot acopladas-, se intenta mejorar la transición al acceso de FI, pero el resultado no es el deseado, lo que abunda en la necesidad de estudiar mayor profundidad el modelado de esa transición en la simulación del mezclador en ADS.

Tal y como se comentaba al inicio del apartado 5.2.1, es interesante presentar los resultados principales de todos los SBM medidos en una sola Tabla, para destacar las especificaciones alcanzadas con cada modelo.

BW(GHz)@CL<12dB BW en % OL_RF(-dB) Notas

SBM-RR1 2,5 a 10,5 131% >11dB (1)

SBM-RR2 3 a 8 91% >11dB (2)

SBM-TM1 2,5 a 9,5 117% >19dB (3)

SBM-TM2 2,5 a 10,5 131% >26dB (4)

SBM-TM3 _____ ___ ___

Tabla 5.9: Resumen de Medidas de mezcladores tipo SBM

(1): El OL se introduce por el acceso ∑ y los diodos deben ser los MA4E2502M de MACOM.

(2) OL en acceso ∑, se puede extender la banda hasta 9GHz con OL en Δ. Las CL caen a 13dB en 3GHz

(3) Las CL caen a 12,3dB en 9,5GHz

256 Capítulo 5

(4) La banda se cumple con 12,5dB en 10,5GHz y con un bache de 17,2dB de Cl en la zona de 7,5GHz.

La conclusión a las medidas de los SBM es que los basados en el Híbrido Rat-Race no alcanzan la banda deseada, salvo que se extraigan los diodos al exterior del híbrido, y que los basados en la T-mágica necesitan un mejor estudio y modelado en ADS para poder garantizar la correcta transición entre ranuras, acceso de FI y diodos polarizados independientemente. En todo caso, es destacable el mejor aislamiento conseguido con la estructura en base a la T-mágica.

5.2.2 Doblemente balanceado: DBM Las medidas realizadas de la T-mágica, vistas en la Fig. 5.14, y la

propuesta de layout presentada en el apartado 4.3 parecen indicar que esta estructura debe ser capaz de cumplir con la especificación de banda cubierta.

Los resultados, que se han extraído utilizando el Sistema de medida de la Fig. 3.18 y presentados en las siguientes Tablas y figuras, así lo confirman.

Figura 5.22: Layout y detalles montaje DBM en T-mágica

∑

Δ


FREC. OL 2,5 3,5 4,5 5,5 6,5 7,5 8,5 9,5 10,5 Not.


Vdc1 (+V) 3.1 4.3 4.5 2.5 5.1 8.1 5.8 8 10 OL Δ

Vdc2 (-V) 4.8 3.67 3.5 3.5 9.48 18.5 8 6 9.3 OL Δ

9.8 7.9 7.9 7.8 8.3 8.5 8.9 10.5 10.8 OL Δ CL (-dB)

11.1 10.5 10.7 9.3 8.5 8.5 10.5 11.5 12.5 OL ∑

60 35 45 26 30 25 25 30 38 OL Δ OL_RF (-dB)

60 28 46 26 30 27 26 28 31 OL ∑

TOI (dBm) 16.5 24 >26 26 21 22.5 19 20 18 OL Δ

Tabla 5.10: Medidas de mezclador DBM basado en T-mágica

Queda claro que este mezclador va mucho mejor que los SBM, con pérdidas similares, pero mejor cumplimiento de la cobertura. Por tanto es el mejor candidato para el SSBM sencillo, colocando dos mezcladores DBM en cuadratura. Se ha de recordar que esta misma estructura debe ser capaz de cancelar el OL, tal y como se previó en el apartado 3.4.3, manejando de manera independiente las 4 tensiones Vdc que se tendrían disponibles en el SSBM.

De nuevo como en los SBM, el punto óptimo de nivel de OL y polarización para mínimas CL no coincide, necesariamente, con el punto para máximo IIP3 que, por otra parte, también cumple holgadamente con el mínimo especificado de +16dBm.

En la tabla adjunta se resumen las principales características,

BW (GHz)@CL<12dB BW en % OL_RF(-dB) Notas

DBM 2,5 a 10,5 131% >25dB (1) (2)

Tabla 5.11: Resumen de Medidas de mezclador DBM

258 Capítulo 5

Nota (1): Las especificaciones se cumplen tanto si el OL se introduce por el acceso ∑, como si lo es a través del acceso Δ. El aislamiento de este orden significa que la relación RF a OL en la salida será del orden de 0dBc en el mínimo.

Nota (2): Es de suponer que esta estructura contaría con unas prestaciones superiores caso de usar el diodo MA4E2502M de MACOM.

De esta forma se puede abordar el último apartado de medidas, donde se han caracterizado dos sistemas, el SSBM con banda de 2,5 a 10,5GHz y el QDSSBM con banda de 4 a 8,5GHz, con el objetivo de verificar lo anotado en los capítulos 3 y 4.

5.3 SSBM: Modulador Banda Lateral Única Tal y como se ha comentado en el capítulo 3, en el apartado 3.4, el

montaje final de medida para el SSBM con rechazo suficiente de la BL no deseada se realiza con dos Mezcladores I/Q de rechazo de imagen en la configuración denominada como QDSSBM. Pero, en primer lugar se visualiza la correcta cancelación del OL en banda ultra ancha, colocando en cuadratura dos mezcladores DBM como los anteriores del apartado 5.2.2 y minimizando la señal de OL en el acceso de salida en base a manipular las cuatro tensiones Vdc disponibles en los DBM.

5.3.1 SSBM en la banda 2 a 10,5GHz A los dos DBM se les ha de añadir el híbrido de 90º FI [3.47], el de 90º

de OL [3.48] y el sumador UWB –Wilkinson fabricado, apartado 4.4.2- para componer un SSBM sencillo que correspondería al diagrama de bloques de la figura 2.18. A condición de una igualdad total de los mezcladores DBM y a una simetría y exactitud suficiente en los recorridos de la señales en cuadratura, debe dar lugar a un rechazo de la BL no deseada del orden de los >15dB, tal y como se especificaba en el apartado 2.1.2, dadas las características de los híbridos utilizados.

A continuación, en la figura 5,23 se presenta SSBM en su montaje final y la Tabla 5.12 compendia los resultados obtenidos en la banda de trabajo.


Figura 5.23: Sistema de medida y detalle SSBM

FREC. OL

2,5 3,5 4,5 5,5 6,5 7,5 8,5 9,5 10,5

Nivel OL

(dBm) 16 16 16 16 16 15.4 15.4 14.2 16

Vdc1 3.42 4.42 3.22 1.96 1.45 5.05 3.75 6.11 2.5

Vdc2 -4.05 -4.45 -4.45 -4.49 -4.97 -7.72 -6.72 -13.2 -1.2

Vdc3 9.46 8.96 8.96 8.6 5.62 0 2 20.5 12.3

Vdc4 -10 -10.1 -10.1 -11 -10.64 -1.62 -3.62 -10.5 -11

CL (-dB)

11.8 7.3 8.5 8.8 10.8 15 15 15.5 15.2

OL_RF (-dB)

>60 >60 >60 >60 >60 >60 >60 >60 >60

BLI_BLS (dB)

24 16 12.7 11 5.45 2 2 2 -2

TOI (dBm)

-- 15 14 15 16 15 18 13 ---

Tabla 5.12: Resumen de Medidas de modulador SSBM

260 Capítulo 5

Queda claramente destacado que el rechazo al OL es del orden de lo estipulado en toda la banda, con una cifra de aislamiento entre el acceso y la salida de RF de >60dB, que corresponde con una relación entre portadora deseada y OL de >35dBc. Visto que el principio de cancelación del OL es factible, las medidas de CL y de relación entre BLI y BLS demuestran que la tecnología híbrida y el montaje manual utilizados tienen gran influencia en el funcionamiento final del SSBM, sobretodo en la parte alta de frecuencia donde, como siempre, el efecto de las imperfecciones se agudiza. De ahí la necesidad de acudir a la tecnología de MMIC para poder diseñar un SSBM final, con rechazo suficiente de la BLND.

La medida de IIP3 es en la entrada del híbrido de FI, que sería la entrada al SSBM: la cifra es del orden de lo especificado, +16dBm, con un mínimo fuera de especificación en 10,5GHz. Para mejorar esta cifra cabría subir el nivel de OL o utilizar diodos de mayor figura de mérito en cuanto a linealidad: en la Tabla 3.2 serían los diodos de mayor altura de barrera - Silicon Medium Barrier-, como los SMS3922 en lugar de los SMS7621 -Silicon Low Barrier- [3.13]; en todo caso, parece recomendable trabajar en una zona más holgada en la entrada del SSBM, con -6dBm de nivel de FI por ejemplo.

Los resultados del SSBM fabricado, se pueden sintetizar en que lo importante es que se demuestra que con dos DBM en cuadratura, con 4 tensiones DC independientes se puede cancelar el OL en Banda Ultra Ancha, tal y como se pronosticaba en el aparatado 3.4.3 y se observa en la Tabla anterior. También destaca el hecho de que el rechazo a la BLND depende fuertemente de la construcción física del modulador y por tanto, la utilización de entorno MMIC se hace imprescindible para la consecución de las especificaciones. De ahí la justificación de la construcción del QDSSBM del apartado siguiente en base a dos MMIC de microondas.

5.3.2 QDSSBM en la banda 4 a 8,5GHz Para llevar a cabo la demostración de una estructura de tipo QDSSBM,

se parte primero de la caracterización y medida de los mezcladores I/Q HMC-525 [3.49], cuyo esquema de medida y resultados se presentan a continuación.


Figura 5.24: Sistema de Medida del SSBM HMC525 [3.49]

Con un Nivel de OL de 15dBm y un nivel de FI en 70MHz de -13dBm para -20dBm de OUT RF las Pérdidas de Conversión son del orden de 7dB en los test-board utilizados. La siguiente Tabla sirve para ver la comparativa entre circuitos de test del fabricante y el de fabricación propia, en cuanto a relaciones a señales no deseadas.

TEST BOARDS: HITTITE FABRICADO

FREC. OL (GHz) 4,5 5,5 6,5 7,5 8,5

35 36 50 35 24 Fabricado

34 38 >50 32 25 Hittite1

BLI to BLS (dB)

35 38 >50 32 25 Hittite2

12 18 >30 28 16 Fabricado

12 16 30 20 15 Hittite1

RF to OL (dB)

12 16 30 20 15 Hittite2

Tabla 5.13: Resumen de Medidas de modulador SSBM HMC525

262 Capítulo 5

Queda verificado de esta forma la técnica utilizada de montaje del componente en base a circuito + tapas de posicionamiento + atornillado + soldadura de tierra del encapsulado del dispositivo integrado: los tres circuitos de test son prácticamente idénticos –sobretodo los dos del fabricante-, condición necesaria para poder contrastar la estructura QDSSBM.

En la figura a continuación se presentan los rechazos a la BL, comparando los tres prototipos de demo-board. Las medidas se han ejecutado utilizando la función MaxHold del Analizador de Espectros y barriendo toda la banda de FI entre 10 y 500MHz manualmente con el generador. Esto permite ver el rechazo en toda la banda de funcionamiento del híbrido de FI, que es prácticamente igual en los tres prototipos, lo que de nuevo verifica el montaje artesanal diseñado para el ensamblado sin Horno de Refusión del encapsulado de alta frecuencia de los mezcladores I/Q HMC.

Figura 5.25: Medidas de Rechazo de BL de los prototipos SSBM HMC525

En este entorno de medida, se ha contrastado también las adaptaciones en los accesos, comparando las medidas disponibles por parte del fabricante, en ficheros .s1p, con medidas en el Analizador de Redes de la Fig. 5.2:


2 4 6 8 10 12 14 16 180 20

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB(I

F1_

rloss

..S(1

,1))

dB(if

1_R

F_b

oard

2..S

(1,1

))

RL IF1

2 4 6 8 10 12 14 16 180 20

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB(I

F2_

rloss

..S(1

,1))

dB(if

2_R

F_b

oard

2..S

(1,1

))

RL IF2

2 4 6 8 10 12 14 16 180 20

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB(L

O_r

loss

..S(1

,1))

dB(O

L_bo

ard2

..S(1

,1))

RL OL

2 4 6 8 10 12 14 16 180 20

-40

-30

-20

-10

-50

0

freq, GHz

dB(R

F_r

loss

..S(1

,1))

dB(if

1_R

F_b

oard

2..S

(2,2

))

RL RF

Figura 5.26: Medidas de RL del SSBM HMC525

Destaca la buena aproximación entre los datos del fabricante y las medidas en un margen amplio de frecuencias.

Una vez se cuenta con dos SSBM caracterizados, con rechazos en la banda de FI del orden de 30dB, se puede montar y medir el QDSSBM. Se realiza el montaje del QDSSBM con el esquema de la figura 3.57 con objeto de reforzar el rechazo de la BL no deseada. La figura a continuación es una foto del montaje final. Con un Nivel de OL de 18dBm y un nivel de FI de -11dBm para -20dBm de OUT RF las Pérdidas de Conversión son del orden de 9dB en el QDSSBM hay mejora sobre las Pérdidas de Conversión teóricas que deberían ser de -10dB. Esta mejora no es de 3dB como se pronosticaba por las asimetrías en el montaje.

264 Capítulo 5

Figura 5.27: Montaje y Detalle del QDSSBM con dos SSBM HMC525

FREC. OL (GHz)

4,5 5,5 6,5 7,5 8,5 Notas

BLI to BLS (dB) 42 >50 >50 46 32 (1) LSSBM

RF to OL (dB) 14 17 31 24 18

BLS to BLI (dB) 44 44 45 >50 32 (2) USSBM

RF to OL (dB) 10 16 28 26 18

Tabla 5.14: Resumen1 de Medidas de modulador QDSSBM 2xHMC525


(1) La medida se ha realizado con los test-board Hittite1 e Hittite2, y con el

Sumador en el acceso del OL y el Híbrido90º en el acceso de RF.

(2) Se han intercambiado las entradas de FI entre sí –FI1 y FI2- y la entrada del

Híbrido de FI se conmuta al acceso 4, para cambiar el sentido del rechazo en el

QDSSBM, verificándose el procedimiento a seguir para poder configurar el

mismo como modulador de banda lateral inferior o superior. Esto es lo que se

veía en el capítulo 3, apartado 3.4.1.

Si se comparan las dos últimas Tablas, 5.13 y 5.14, la mejora en el rechazo de la BLND es evidente, quedando cerca de la especificación de >35dB en toda la banda. Para llegar a esta cifra sólo cabría mejorar los desequilibrios del Híbrido90º y del Sumador UWB, aunque también se puede caracterizar el QDSSBM en otra situación, ya citada en el capítulo 3, cuando se intercambian las posiciones de estos dos dispositivos. La tabla siguiente resume los datos, en la configuración de USSSBM:

4,5 5,5 6,5 7,5 8,5

BLS a BLI (dB) 44 43 45 >50 32 Sumador en OL

48 42 43 >50 38 Híbrio90º en OL

BLS a OL 10 15 27 24 18 Sumador en OL

10 15 30 24 17 Híbrio90º en OL


Comparadas ambas Tablas, en zonas de la banda es mejor una opción y en zonas es mejor la otra; conclusión a la que ya se había llegado en las simulaciones más realistas del capítulo 3. Pero, si se ha de destacar que una de ellas consigue un rechazo a la BLI >35dB en todo el espectro de salida.

Por último si se intercambian las posiciones de Híbrido90º, pasando al acceso del OL, y de Sumador, que pasa al acceso de RF, los resultados son:

266 Capítulo 5

FREC. OL (GHz)

4,5 5,5 6,5 7,5 8,5 Notas

BLI to BLS (dB) 48 >50 >50 47 29 (1) LSSBM

RF to OL (dB) 13 17 30 25 19

BLS to BLI (dB) 48 42 43 >50 38 USSBM

RF to OL (dB) 13 17 30 25 19


(1) La banda de uso se puede extender hasta 3,5GHz

Estos datos de las tablas se pueden ejemplificar en la figura siguiente, representación de la respuesta del QDSSBM en la frecuencia de 6,5GHz.

AMARILLO: SSBM HMC525

AZUL y ROSA: QDSSBM con

intercambio de Hibrido UWB y

Wilkinson en accesos RF y OL

Figura 5.28: Medida del QDSSBM en 6,5GHz

Se trata de observar el claro rechazo de la banda lateral no deseada, en este caso en la frecuencia central de la banda, y la clara mejora del mismo al utilizar la estructura QDSSBM: el valor medo mejora en 15dB el rechazo, de los 30dB a los >40dB.

También, aprovechando el sistema de medida, es fácil caracterizar el Híbrido de FI fabricado en comparación con los dos híbridos comerciales [3.46]


y [3.47]. Se observa como existen otras bandas posibles de funcionamiento en frecuencias armónicas de la central de FI, diferentes según el diseño de híbrido utilizado.

AZUL: Mini-Circuits

ROSA: Fabricado Líneas Acopladas

AMARILLO: Anaren

Figura 5.29: Comparación rechazo con diferentes híbridos de FI.

En las Tablas anteriores se constata que la especificación de rechazo de la BL no deseada ya se cumple en toda la banda del QDSSBM, de 4,5 a 8,5GHz. En la línea de lo aprendido a lo largo del presente trabajo, cabría utilizar el acceso de FI de los SSBM para cancelar también el OL en toda la banda y configurar así el SSBSC, el Modulador/Conversor de Banda Lateral Única con Portadora Suprimida; para ello se utiliza el siguiente montaje, con un doble choque para polarizar los mezcladores internos desde los accesos FI1 y FI2:

268 Capítulo 5

Figura 5.30: Montaje QDSSBM con polarización DC en los accesos de FI

Los resultados como LSSBM se resumen en la Tabla siguiente:

FREC. OL (GHz) 4.5 5.5 6.5 7.5 8.5 Notas

38 42 45 40 19 Sin Vdc (1) BLI to BLS (dB)

33 40 42 38 18 Con Vdc (1)

12 16 35 22 14 Sin Vdc BLI to OL (dB)

>60 >60 >60 >60 >60 Con Vdc (2)

Tabla 5.17: Resumen de Medidas QDSSBM 2xHMC525 + DC en FI

(1) Los rechazos de la BLND en el extremo superior de la banda se ve afectada por los choques no ideales, apenas por la polarización.

(2) La cancelación hace necesaria la introducción de una tensión ± Vdc en el acceso de FI de uno de los HMC525; de hecho basta con polarizar sólo uno de los dos mezcladores I/Q.

En el Analizador de Espectros es posible visualizar los rechazos y la distorsión de 3er. orden en el centro de la banda:


Figura 5.31: Rechazos e IM2T con polarización DC en los accesos de FI

A la vista de la figura la cifra de OIP3 del QDSSBM es de 13dbm, lo que corresponde a un IIP3 de +22dBm, superior a lo especificado como límite mínimo en el capítulo 3 en la Fig. 3.5, de +16dBm.

Queda por tanto demostrada la posibilidad de diseñar un Modulador de Banda Lateral Única de fuertes rechazos, mayores que 35dB, que se configura a partir de una estructura novedosa denominada como Quadrature Double SSBM (QDSSBM) y que en definitiva resulta en un Modulador de tipo SSBSC en la banda de 4,5 a 8,5GHZ. Esta opción sería ampliable a la banda de 2,5 a 10,5GHz, cubriendo todo el espectro de UWB, si se utilizaran los SSBM del apartado previo 5.3.1.

Como medida final se visualiza la conversión de una canal QPSK de alta velocidad, desde la FI de 70MHz a un canal de la banda de RF, verificando la transparencia de la conversión. Para ello se utiliza el sistema de medida de la figura 3.1, en este caso sin presencia de Generador de Señal Interferente.

270 Capítulo 5

Figura 5.32: Sistema de Visualización y Medida de canal QPSK convertido

En la figura siguiente se observa el canal de datos de alta velocidad, 27,5Msymb/s, convertido con el QDSSBM en la frecuencia central de 6,5 y en la banda cubierta. Se observa una cancelación perfecta del OL y un rechazo a la BLND del orden de >35dB, salvo en el extremo superior, donde los rechazos se ven afectados por los choques no ideales, tal y como se comentaba en la Nota (1) de la Tabla 5.17.


Figura 5.33: Resultados de canal QPSK convertido en 6,5GHz y Banda 4,5 a 10,5GHz

272 Capítulo 5

5.4 Referencias

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[5.14] Anaren Model 10018-3 Hybrid Couplers 3 dB, 90º, 8.0 – 12.4GHz

6 Conclusiones

Capítulo 6

Conclusiones

El trabajo realizado a lo largo del presente proyecto ha tenido varios hitos fundamentales, que interesa recordar en este punto:

Se ha investigado la mejor opción para la realización de un conversor elevador que cubra la banda de salida entre 2,5 y 10,5GHz, con la entrada en FI de 70MHz y rechazos elevados, tanto del oscilador local OL, como de la banda lateral –BL- no deseada, como del resto de armónicos que se encuentren dentro de la banda útil.

Esa investigación ha supuesto simulaciones exhaustivas, tanto a nivel de sistema para discriminar la mejor arquitectura, como a nivel de dispositivo, para llevar a cabo el diseño de ciertas partes del conversor, concretamente el mezclador. Tanto la opción de doble conversión como la simple conversión con mezclador con rechazo de imagen se demuestran factibles, con ventajas e inconvenientes en ambos casos.

El tránsito entre ambos niveles de simulación ha permitido estudiar a fondo las posibilidades y las limitaciones de herramientas de simulación ampliamente usadas en la comunidad investigadora en el campo de los dispositivos de μW: ADS y MOMENTUM.

La opción elegida para los diseños definitivos, de utilizar la simple conversión con rechazos del orden de 60dB al OL, pasa por el uso de mezcladores balanceados con polarización independiente de los diodos mezcladores, lo que ha implicado un amplio estudio de las

274 Capítulo 6

opciones posibles de una de las estructuras fundamentales de los mezcladores de frecuencias de microondas: los híbridos de 180º y de 90º.

En esa línea, se ha estudiado y ejecutado una alternativa novedosa en forma de Híbrido Rat-Race de líneas acopladas en sustrato suspendido que representaría una mejora del estado del arte en cuanto a anchura de banda conseguida, con un mínimo de superficie conductora y, por tanto, un máximo de superficie libre para la colocación de los diodos mezcladores y su red asociada de polarización y adaptación.

También en esa misma línea de híbridos de banda ancha, se ha estudiado otra alternativa novedosa en forma de Híbrido de filtros de elementos discretos que podría permitir alcanzar cifras de rechazo similares, aunque en una cobertura de frecuencia menor que la del presente trabajo, dado que la estructura de filtros variables utiliza varactores cuya relación de C no puede cubrir la banda deseada del 131%.

A la vista de las dificultades para completar la cobertura de frecuencia de 2,5 a 10,5GHz, en base a Híbridos de 180º de las dos líneas anteriores, se ha buscado otra alternativa entre: Híbridos denominados como de modos ortogonales –opción elegida para el diseño final-, Híbridos tipo Y, Baluns tipo Marchand.

Una vez seleccionada la opción válida en cuanto al híbrido a utilizar –la T-mágica de modos ortogonales- se ha demostrado que es posible cancelar el OL en la salida de RF, en una banda realmente extensa, desde 2,5 a 10,5GHZ, en base a retocar de manera independiente la polarización DC de los 4 pares de diodos de dos mezcladores DBM en cuadratura.

Se ha definido, ensamblado y medido una estructura novedosa, orientada a la cancelación de la banda lateral no deseada (BLND), con el nombre de Doble SSBM en Cuadratura –QDSSBM- consistente en dos SSBM (Moduladores de Banda Lateral Única) colocados en cuadratura para producir una doble cancelación de la

Conclusiones 275

BL y una disminución de las pérdidas de conversión por suma en fase.

Se han diseñado y fabricado varios accesorios necesarios para la ejecución de las medidas de los mezcladores: Hibrido de 90º de FI y Filtro Paso Banda de salida de RF, utilizando exclusivamente sustratos de bajo costo en estructuras novedosas.

Se ha definido y montado un sistema de medida para poder establecer las especificaciones para la aplicación de conversores elevadores de suma transparente en su salida, con altos rechazos de espurios no deseados. El cumplimiento de esas especificaciones –sobretodo de banda cubierta y rechazos de OL y BLND- ha sido el objetivo fundamental en los diseños fabricados y medidos.

Por tanto se puede concluir que del trabajo realizado se obtienen unos resultados satisfactorios, fundamentales para el diseño y fabricación de un conversor elevador ágil en la banda 2,5 a 10,5GHz, utilizable en un Sistema de Radioenlces Ágiles.

Por supuesto, el mezclador realizado puede ser útil en múltiples aplicaciones dada su extensa banda de trabajo y su bidireccionalidad (trabaja tanto como conversor elevador como descendente): conversores de front-ends en software-radio, mezcladores de instrumentación y radar,….etc.

6.1 Prestaciones de los bloques diseñados En los subapartados siguientes se resumen, de forma comparativa, las

prestaciones de los dispositivos diseñados, fabricados y medidos, incluyendo las principales referencias similares de la literatura, citadas a lo largo del trabajo. De esta forma se puede evaluar el alcance de lo conseguido.

6.1.1 Híbridos En la Tabla 6.1 se compendia las prestaciones de los híbridos y baluns,

caracterizadas por su banda de funcionamiento. Para la comparación y fijar la banda cubierta, se ha utilizado el criterio general de pérdidas de paso < 6dB

276 Capítulo 6

desde el peor acceso, sea ∑ (acceso en fase del Híbrido de 180º o H en la T-mágica) o Δ (acceso en contrafase del Híbrido de 180º o E en la T-mágica). Esta cifra se ha extraído de las características medidas y presentadas en los artículos referenciados.

Fc (GHz) Banda cubierta Tecnología Notas

[2.42] 10 110% Híbrida Alúmina (1)

[2.60] 8 113% -----

[2.74] 0,7 121% Híbrida en Alúmina (2)

[2.79] 6 145% Híbrida en Alúmina (3)

Tesis IG 6,5 113% Hibrida en Sustrato plástico bajo costo

(4)

Tesis IG 6,5 115% T-mágica en Sustrato

plástico bajo costo (5)

Tabla 6.1: Resumen Comparativo Híbridos de Banda Ultra Ancha

(1) T-mágica en CPW y SLOT LINE

(2) Rat-race con acopladas con inversión de fase en línea 270º

(3) T-mágica en MICROSTRIP y SLOT LINE

(4) Aislamiento >25dB en toda la banda

(5) Se ha considerado unas Pérdidas de Paso <7dB para contar con el hecho diferencial de usar un sustrato con Pérdidas considerables, como es el FR-4.

Por tanto, se puede afirmar que en un entorno de bajo costo como los sustratos basados en epoxi, se ha materializado una opción superior o del orden a la conocida en la literatura.

Opciones superiores en cuanto a ancho de banda como los Baluns tipo Doble-Y –ver subapartado 2.3.2.c- o el caso concreto de Baluns de tres accesos con transformación de campos [2.96] no se han incluido en la tabla comparativa.

Conclusiones 277

6.1.2 Mezcladores En la siguiente Tabla se compendian las prestaciones de los

mezcladores, caracterizadas por su banda de funcionamiento, cifra de aislamiento OL a RF y cifra de IIP3 o TOI. Se han utilizado en la comparación los mezcladores con valores extremos en uno u otro parámetro.

RF BW (GHz)

BW en % CL (-dB) OL_RF(-dB) IIP3 (dBm)

[2.43] 2 a 16 156% 11 --- +20 (1)

[2.45] 1 a 4,5 127% 5 >40 ----- (2)

[2.52] 4 a 16 120% 10 >20 ~+15 (3)

[2.55] 2 a18 160% 7 25 ----- (4)

Tesis IG 2,5 a 10,5 131% <10.8 >25dB >16.5 (5)

Tabla 6.2: Resumen Comparativo de Mezcladores de UWB

Notas:

(1) SBM RESISTIVE MESFETS

(2) SBM con Diodos Schottky

(3) DBM MMIC AsGa

(4) DBM en AsGa

(5) Esta estructura DBM en sustrato epoxi tipo FR-4 contaría con unas prestaciones superiores caso de usar el diodo MA4E2502M de MACOM.

Se concluye que el mezclador DBM diseñado está en el mismo orden de prestaciones que los mejores dispositivos reportados en la literatura; pero en este caso fabricado en un sustrato de bajo costo y con la posibilidad de polarización independiente de los diodos, dos a dos.

278 Capítulo 6

6.1.3 Modulador SSBM En la siguiente Tabla se resumen las prestaciones de los moduladores

SSBM, caracterizados por su banda de funcionamiento, cifra de aislamiento OL a RF y cifra de IIP3 o TOI. Se han utilizado en la comparación los mezcladores con valores extremos en uno u otro parámetro.

Banda RF (GHz)

CL o GC (dB)

Rechazo OL (dBc)

Rechazo BL (dBc)

IIP3 (dBm)

[2.31] 2 a 8 -8 25 25 --- (1)

[2.32] 4 a 8,5 -7,5 22 22 23 (2)

[2.33] 0,5 a 5 ~-11 40 40 5,5 (3)

[2.51] 1,4 a 2,35 +17 60 60 --- (4)

[3.21] 21,6 a 30,8 -13 >25 >16 13 (5)

[3.23] 25 a 27 -12 ---- >20 ---

[3.24] 10.7 a 11.7 --- >35 >35 --- (6)

[3.25] 8 a 12 --- >20 >40 --- (7)

Tesis IG 2,5 a 10,5 15 >60 --- --- (8) (9)

Tesis IG 4,5 a 8,5 7,5 >10 >38 --- (10)

Tesis IG 4,5 a 8,5 7,5 >60 >38 --- (11)

Tabla 6.3: Resumen Comparativo de Moduladores SSBM

(1) Tecnología Híbrida MIC

(2) GaAs MESFET MMIC

(3) GaAs MESFET MMIC. Los autores no especifican las Pérdidas o Ganancia de Conversión, por tanto se ha hecho un cálculo aproximado sobre 50Ω para las CL y el IIP3

Conclusiones 279

(4) Los rechazos de OL y BL bajan a 40dB cuando la anchura de banda de FI aumenta a 4.5MHz; la razón está en que es una SSBM Auto-Calibrado y los rechazos dependen del circuito de monitorización empleado.

(5) Es un SSBM basado en un mezclador sub-armónico. El IIP3 se ha aproximado como P-1dB + 10dB.

(6) Es un SSBM Auto-Calibrado.

(7) De nuevo es un Modulador Auto-calibrado, con aplicación en este caso en un Analizador de Redes Homodino de μW.

(8) El uso de dos DBM en cuadratura con polarizaciones independientes dos a dos, permite cancelar el OL en toda la banda de salida.

(9) El bajo nivel de rechazo conseguido para la BLND proviene de las diferencias de fabricación y montaje, inherentes a la tecnología híbrida utilizada con montaje manual. En la sub-banda de 2,5 a 5,5GHz se consigue un rechazo >11dB en la BLND.

(10) Mezcladores I/Q HMC-525 colocados en estructura QDSSBM

(11) Polarización +-DC desde el acceso de FI

Es de destacar que ninguno de los moduladores de la tabla es capaz de cubrir una banda tan extensa como la del presente trabajo -2,5 a 10,5GHz- con un rechazo de esa magnitud para el OL.

En cuanto a la BLND, esta se debe considerar desde la obligatoriedad de contemplarla en la opción MMIC exclusivamente, por las razones que ya se han explicado previamente. La opción trabajada en la presente tesis, visible en la última fila de la Tabla 6.3, consigue el mayor ratio de banda cubierta respecto al rechazo de BLND.

Es necesario recordar en este punto, que rechazos de ese orden para OL y BLND (>35dB), pueden ser suficientes para la combinación en banda ancha de N conversores y re-configurar de modo ágil e intercambiable un Sistema de Radioenlaces.

280 Capítulo 6

6.2 Validación de Sistema Vistos los resultados presentados en el Capítulo 5, la aplicación de

suma transparente de conversores ágiles que compondría el Sistema de Radioenlaces equivalente al de la Fig. 1.6, no tendría inconveniente causado por la presencia de señales indeseadas –se ha de recordar que el 2º armónico lo ha de eliminar un paso bajo variable posicionado en la cadena de amplificación, ver Fig. 3.5-, y la operatividad del Sistema dependería de cómo se ejecutara la suma en la salida. En este contexto, dos son las soluciones posibles:

- La combinación pasiva con pérdidas bajas, en base a sumadores de N vías, siendo N el nº de conversores.

- La técnica conocida como Combinación Espacial, método que está siendo investigado intensivamente en la actualidad, por su prometedora aplicación en combinación de amplificadores de potencia en frecuencias de Microondas. [6.1] [6.2]

6.3 Conclusiones finales y líneas futuras de trabajo

El presente trabajo, primera tesis del departamento en esta línea de dispositivos de Banda Ultra Ancha, ha permitido alcanzar varios objetivos, planteados en el Capítulo 1 y que se reúnen a continuación:

Estudio y contraste en profundidad de las herramientas de simulación ADS y MOMENTUM en el entorno de frecuencias de μW.

Estudio, Diseño, Fabricación y Medida de dispositivos Mezcladores de Banda Lateral Única de Banda Ultra Ancha con gran rechazo de OL, lo que constituye la base para los conversores SSBSC. Esto ha permitido familiarizarse con los diseños en frecuencias de μW, validando los sucesivos pasos necesarios para su ejecución efectiva.

Conclusiones 281

Estudio preliminar de alternativas para el OL y la Etapa de Amplificación del Conversor.

Verificación del uso de estos moduladores en aplicaciones de configuración transparente de conversores elevadores en sistemas de Radioenlaces.

En cuanto a líneas de investigación de interés, cabría decir que el presente trabajo ha supuesto el primer paso en una dirección que se podría denominar como “Dispositivos de Microondas de Altas Prestaciones”.

Los mismos, podrían abarcar Mezcladores de Banda Ultra Ancha y Gran Rechazo, VCO multi-octava, Híbridos de bajo costo hasta 10GHz, Filtros de Alto Rechazo, Amplificadores de Banda Ultra Ancha, y toda una serie de dispositivos, que serían fáciles de diseñar en el mismo entorno de simulación y fabricación con soportes y componentes de bajo costo en el que se ha realizado la presente Tesis.

El combinador de salida del Sistema de Radioenlaces utilizando Técnicas de Combinación espacial, puede suponer una interesante línea de trabajo en un campo más específico, como sería un Área de Potencia de μW.

Además se contempla como línea futura de trabajo, la posibilidad de integrar estos conocimientos con la tecnología de los MMIC de bajo costo en Silicio, en colaboración con otras líneas de trabajo del departamento de Comunicaciones y Electrónica en la ESCUELA SUPERIOR DE INGENIEROS SAN SEBASTIÁN, perteneciente a la UNIVERSIDAD DE NAVARRA.

282 Capítulo 6

6.4 Referencias

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298

I. Anexo A: Error Vector Modulation (EVM) y Modulation Error Rate (MER)

Anexo A

Error Vector Modulation (EVM)

y Modulation Error Rate (MER)

En las figuras a continuación se presenta un resumen de ambas:

Figura A.1: Definición de Error Vector Measurement –EVM-

300 Anexo A

Figura A.2: Representación gráfica del EVM y comparativa MER y EVM

Como se observa en la figura ambas están relacionadas, pues son dos magnitudes que reflejan la relación entre la posición ideal del vector modulado y la posición real debido al vector error. En concreto, para las modulaciones digitales en cuadratura se puede deducir, según consta en [2.13], [2.15], [2.16] y [2.18], una relación matemática en función de la relación de voltaje de pico a voltaje medio V del vector modulado. Introducida esta relación en una hoja de cálculo y operando, se extrae la relación del MER en dB con el EVM en % -forma habitual en la que se manejan ambas Figuras de Mérito-:

Error Vector Modulation (EVM) y Modulation Error Rate (MER) 301

Figura A.3: Relación entre EVM y MER para modulaciones QAM

EVM % MER MER MER MERQPSK 16QAM 64QAM 256QAM

Pk/Av,V 1 1,341 1,527 1,6430,1 60,0 57,5 56,3 55,70,2 54,0 51,4 50,3 49,70,3 50,5 47,9 46,8 46,10,4 48,0 45,4 44,3 43,60,5 46,0 43,5 42,3 41,70,6 44,4 41,9 40,8 40,10,7 43,1 40,5 39,4 38,80,8 41,9 39,4 38,3 37,60,9 40,9 38,4 37,2 36,6

1 40,0 37,5 36,3 35,71,1 39,2 36,6 35,5 34,91,2 38,4 35,9 34,7 34,11,3 37,7 35,2 34,0 33,41,4 37,1 34,5 33,4 32,81,5 36,5 33,9 32,8 32,21,6 35,9 33,4 32,2 31,61,7 35,4 32,8 31,7 31,11,8 34,9 32,3 31,2 30,61,9 34,4 31,9 30,7 30,1

2 34,0 31,4 30,3 29,72,1 33,6 31,0 29,9 29,22,2 33,2 30,6 29,5 28,82,3 32,8 30,2 29,1 28,52,4 32,4 29,8 28,7 28,12,5 32,0 29,5 28,4 27,72,6 31,7 29,2 28,0 27,42,7 31,4 28,8 27,7 27,12,8 31,1 28,5 27,4 26,72,9 30,8 28,2 27,1 26,4

3 30,5 27,9 26,8 26,1

Figura A.4 y Tabla A.1: Relación EVM en % y MER en dB

302 Anexo A

Cualquiera de los dos parámetros sirve para caracterizar la calidad tanto de la señal de entrada FI de nuestro conversor como la degradación que va a introducir el conversor. En el presente trabajo, y por su mayor parecido con el C/N del mundo analógico, se utilizará sobretodo el MER, que también se cifra en dB. [2.17]

Es también conocido, y existe muy abundante literatura sobre ello- [2. 16], [2.17] y [2.19]-, cuál es la relación entre la cifra de MER y las relaciones Señal/Ruido (SNR), la relación Portadora/Ruido (C/N) y la relación Energía de Bit/Ruido (Eb/N0) y, a través suyo, de los Bit Error Rate (BER) teóricos alcanzables:

- MER = SNR, asumido que el ruido es el único término dañino significativo que afecta a la señal útil: Ya se ha dicho que no es así, que el MER se ve afectado por más efectos que causan el error en la modulación digital. Por eso, se suele hablar de MER (SNR), admitiendo esta simplificación.

- C/N describe la relación en el canal y SNR la relación después de demodular, es decir, conocido el sistema de modulación, anchura de banda BW, velocidad de símbolo Rs y el factor de forma de los filtros de modulación y demodulación (α, roll-off). [2.16]

C/N (dB) = MER (SNR) (dB) – 10* log((1- α/4)*(BW/Rs))

Por ejemplo, para el sistema DVB-S (ref. [2.21]) la relación en dB es: C/N = SNR -0,39dB.

- Por último, el Eb/N0 prescinde de la anchura de banda de ruido, de la modulación M y de la velocidad de símbolo, Rs, y remite a la pura relación entre señal y ruido en banda base en 1Hz de anchura de banda. En general:

C/N (dB) = Eb/N0 (dB) + 10*log (Rs * log2 (M) / NBW)

Para el sistema DVB-MMDS por debajo de 10GHz -ref. [2.22]- y modulación 64-QAM la relación es,

C/N (dB) = Eb/N0 (dB) + 7, 12dB

Error Vector Modulation (EVM) y Modulation Error Rate (MER) 303

Y para el DVB-S:

C/N (dB) = Eb/N0 (dB) + 2, 2dB

Por lo tanto, una vez conocido el MER del conversor, se infiere el BER teórico resultante tras un receptor ideal, utilizando las gráficas de Probabilidad de error en función de cualquiera de las figuras de mérito anteriores.

304 Anexo A

II. Anexo B: Artículos Publicados y/o Enviados

Anexo B

Artículos Publicados y/o

Enviados

306 Anexo B

Ultra Wide Band Suspended

Substrate Rat-Race Hybrid

Publicación seleccionada:

Microwave and Optical Technology Letters, Wiley Periodicals, Inc.

Artículos Publicados y/o Enviados 307

308 Anexo B


310 Anexo B


High Isolation Ultra Wide

Band Lumped-Element Rat-

Race Hybrid

Publicación seleccionada:

En trámite de decisión

312 Anexo B


314 Anexo B


UWB staircase-profile printed

monopole design

Publicación:

IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, 2008

316 Anexo B

318 Anexo B

Artículos Publicados o Enviados 319

320 Anexo B


A fully integrated 23.2dBm

P1dB CMOS power amplifier

for the IEEE802.11a with

29% PAE

Publicación:

INTEGRATION, the VLSI journal November 2008

322 Anexo B


324 Anexo B


326 Anexo B


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UNIVERSIDAD DE NAVARRA - COnnecting REpositories · Azken hitzak euskeraz jarri nahi nituzke, geure hizkuntz zahar eta zoragarri hontan, Aita zenari eta Amari eskeintzeko bost hurte