UNIVERSIDAD TECNOLÓGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL … · Sobre el dispositivo a realizar se miden en especial los siguientes cuatro parámetros: ... que ciertas condiciones distintivas

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UNIVERSIDAD TECNOLÓGICA NACIONAL FACULTAD REGIONAL BUENOS AIRES

Departamento de Electrónica

Materia: MEDIDAS ELECTRÓNICAS 2

Proyecto: ACOPLADOR DIRECCIONAL DE MICROONDAS

Docente: Ing. Henze A.

Ayudante de TP:

Grupo N°: 6

Alumnos :

Donadio O.

Pérez W.

Silva A.

Zaccra F.

Entrega Informe Fecha Firma

Primer entrega 30 / 12 / 2013

Aprobación / / 2013

Entrega Devolución Re-entrega Firma Recepción

2° / / 2013 / / 2013

3° / / 2013 / / 2013

4° / / 2013 / / 2013

UTN – FRBA – ME2 Diciembre, 2013

II

ÍNDICE

Pág. 1. Introducción…………………….………………………………………….…….……….. .3

2. Desarrollo del Trabajo …...........................................………….……………..……… .4

2.1- Descripción…………………….…………………………………..….................…. .4

2.2. Principio de funcionamiento……………….……………….……….................… .5

2.2.1 Análisis de la línea microstrip……………………………………………… .5

2.2.2 Estructura y análisis del acoplador direccional de microondas…….. .6

2.3. Modelo matemático………………………..……………..........…….….......….…. .8

2.3.1 Ecuaciones y condiciones de diseño ……………………………………. .8

2.3.2 Procedimiento de diseño con asistencia del software Qucs….……… .9

2.4. Simulaciones……………………………….…………….………....….……………. 11

2.5. Implementación………………………...........………………….…………..……… 13

2.5.1 Método de grabado en placa PCB ……………………………………….. 13

2.5.2 Elección de los conectores….…………………………………………….. 14

2.6. Mediciones realizadas……………………..................……………………...…… 15

3. Resultados………………………………….…………………………………………..…. 19

3.1 Resultados a la frecuencia operativa de 1,5 GHz ……………………………. 19

3.2 Resultados en el rango de frecuencia de 250MHz a 2.75GHz……………… 19

3.3 Ancho de banda y frecuencia central…………………………………………… 20

4. Discusión………………………………….…………………………………………….... 20

4.1 Discrepancia entre valores de mediciones y valores de simulación…….. 20

4.2 Respecto a la implementación del dispositivo……………………………….. 21

4.3 Inconvenientes en las mediciones……………………………………………… 21

5. Conclusiones………………………………….…………………………………………... 22

6. Referencias ………………………………….……………………………..…………..…. 22


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ACOPLADOR DIRECCIONAL DE MICROONDAS

Donadio O., Perez W., Silva A., Zaccra F.

Docente a cargo: Henze A. Universidad Tecnológica Nacional - Facultad Regional Buenos Aires

Medidas Electrónicas 2

Resumen: Se desarrolla un acoplador direccional de microondas de una sola sección con acoplamiento de 20 dB a la frecuencia de trabajo de 1,5GHz, impedancia característica de 50 Ohms en topología de acoplamiento backward, e implementándose en una línea de transmisor microstrip con sustrato FR4. Se caracteriza al dispositivo acoplador en sus principales parámetros: Acoplamiento, aislamiento, directividad y pérdidas del canal principal, para un rango amplio de frecuencias de microondas; se define un ancho de banda de trabajo práctico del dispositivo. 1. INTRODUCCIÓN Se pretende desarrollar un acoplador direccional de microondas de cuatro puertos, empleando una línea de transmisión microstrip, cuyos principales parámetros de diseño sean los siguientes:

– Acoplamiento: 20 dB – Frecuencia de trabajo: 1,5 GHz. – Impedancia característica: 50 Ohms

Si bien, un acoplador direccional en general posee un conjunto más amplio de especificaciones como se muestra en la tabla 1, las tres mencionadas arriba, resultan necesarias, no pudiendo omitirse en ningún caso en el proceso de diseño.

Parámetro símbolo unidad Factor de Acoplamiento C (dB) Factor de Aislamiento I (dB) Directividad D (dB) Pérdidas por Inserción IL (dB) Pérdidas por Reflexión RL (dB) Ancho de Banda AB (GHz) Pérdidas del canal principal ML (dB) Frecuencia de operación f (GHz) Impedancia característica Zo (Ω) Coeficiente de reflexión Γ

Tabla 1. Resumen de parámetros de un acoplador direccional Para el diseño y simulación del dispositivo se emplea el software de desarrollo ‘QUCS’, (Quite Universal Circuit Simulator) y para la implementación, se utiliza un sustrato, (Epoxy – Fibra de vidrio), FR4 con conectores de RF adecuados. Sobre el dispositivo a realizar se miden en especial los siguientes cuatro parámetros: – Factor de acoplamiento, – Directividad – Factor de Aislamiento – Pérdidas del canal principal.


4

2. DESARROLLO DEL TRABAJO 2.1 Descripción. Un acoplador direccional de microondas es un dispositivo pasivo, generalmente de 4 puertos, capaz de tomar una muestra, por lo general de varios ordenes de magnitud menor, de la señal que se transmite por el canal principal en un sentido dado, redirigiendo la misma a un puerto dado, (puerto acoplado), de un sistema o canal secundario, por medio de un mecanismo de interacción electromagnética que acopla ambos sistemas. A su vez que, resulta insensible en dicho puerto acoplado, a toda muestra de señal que se propaga por el canal principal en sentido contrario. La figura 1.1 muestra la representación de un tipo de acoplador direccional de microondas de una sección, implementado en línea microstrip.

Figura 1-1: Representación de un acoplador direccional

de microondas en líneas microstrip. Desde el punto de vista del análisis de redes circuitales, un acoplador direccional es una red eléctrica pasiva de 4 puertos que queda caracterizada a alta frecuencia por su matriz de parámetros dispersos,

[ ]

=

44434241

34333231

24232221

14131211

SSSS

SSSS

SSSS

SSSS

S ; (1)

Algunas de las especificaciones del dispositivo mencionadas anteriormente, pueden extraerse directamente de su matriz dispersa, como se muestra a continuación

31

3

1 log20log10 SP

PCdB −== ; (3) 41

4

1 log20log10 SP

PIdB −== ; (4)

dBdBdB SSP

PD 3141

3

4log10 −== ; (5) 21

2

1 log20log10 SP

PMLdB −== ; (6)

El factor de acoplamiento indica la fracción de la potencia que se transmite que resulta acoplada. El factor del aislamiento denota cuanto de la señal no deseada en el canal principal se hace presente en el puerto acoplado, por otra parte, la directividad es la medida de la capacidad del acoplador para aislar ondas, y queda relacionada con los dos anteriores parámetros definidos en (3) y (4) a partir de : DdB = IdB – CdB


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2.2 Principio de funcionamiento. 2.2.1 Análisis de la línea microstrip. En una línea de transmisión microstrip, el material dieléctrico no rodea completamente a la tira conductora y consecuentemente el modo fundamental de propagación no es enteramente TEM. Sin embargo, a frecuencias de microondas bajas, el modo longitudinal suelen ser pequeños en comparación al modo TEM, por cuanto, el modo de propagación es entonces Quasi-TEM. El comportamiento de la línea no queda caracterizado por ecuaciones simples y únicas como en el caso de las líneas de modo TEM únicamente. Se emplean diferentes métodos matemáticos para aproximar el comportamiento de una línea de modo Quasi-TEM. Que expondrán un mayor o menor grado de precisión en el resultado.

Figura 2-1. Estructura de una línea microstrip.

Figura 2-2. Líneas de campo E y H en la línea microstrip.

En la aproximación cuasi-TEM, se supone que la estructura está compuesta por un único material dieléctrico homogéneo efectivo, que sustituye al dieléctrico no homogéneo de la estructura real (compuesto por el dieléctrico de la placa y el aire), donde el modo fundamental de la onda de propagación en una microstrip se asume como TEM puro. El comportamiento de transmisión de la línea microstrip es descritas por dos parámetros, llamados, la constante dieléctrica efectiva εre y la impedancia característica ZC, que se pueden obtener mediante el análisis cuasi-estático, a partir de los valores de dos capacitancias intervinientes, según se muestran las siguientes ecuaciones

[1]:

a

dre

C

C=ε ; (7)

da

cCCc

Z⋅

=1

; (8)

donde: ‘Cd ‘: Capacitancia con dieléctrico del sustrato. ‘Ca ‘= Capacitancia con dieléctrico de aire. y ‘c’ ≈ 3E+08 m/s


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Cabe destacar que existen ecuaciones mucho más complejas y a la vez de mayor exactitud, que las expresadas en (7) y (8), para definir tanto εre , como la impedancia Zc, según se puede consultar en [1]. 2.2.2 Estructura y análisis del acoplador direccional. La figura 2-3, muestra la estructura de un acoplador direccional de sección única, básicamente son dos líneas microstrip de anchura ‘W’ y espesor ‘t’, separadas una distancia ‘S’ , y en configuración paralela.

Figura 2-3.estructura de un acoplador direccional de una sola sección La separación entre ambos conductores, resulta ser pequeña, lo que permite producir un acoplamiento tanto de tipo capacitivo como inductivo entre ambas líneas. La línea microstrip acoplada soporta dos modos cuasi-TEM, el modo par y el modo impar; la Figura 2-4 muestra la configuración de campo asociada en cada caso. El modo par, tiene lugar cuando ambas líneas microstrip se excitan con el mismo potencial, resultando en una pared magnética en el plano de simetría, Figura 2-4a. En el modo impar en cambio, se excita con potenciales contrarios, resultando el plano de simetría, en una pared eléctrica, Figura 2.4b. En general, estos dos modos coexistirán al mismo tiempo.

Figura 2-4. Modos cuasi-TEM de un par de líneas microstrip acopladas:

(a) Modo par (b)Modo impar. Como la onda electromagnética, se propaga con diferentes velocidades de fase, según el modo de excitación, la línea acoplada tendrá en cada caso, una permitividad efectiva εre distinta. Por lo tanto, debe ser caracterizada para uno y otro modo Quasi-TEM , derivando en dos impedancias características Zce, Zco como así también en dos constantes dieléctricas efectivas, εre

e , εreo , para el modo par e impar respectivamente.


7

Para un análisis cuasi-estático, estos valores pueden relacionarse en función de las capacidades ‘Ce‘ y ‘Co’ involucradas en uno y otro modo cuasi-TEM, como a continuación se muestra

ae

eere

C

C=ε ; (9)

ao

oore

C

C=ε ; (10)

eae

ce

CCcZ

⋅⋅=

1 ; (11)

oao

co

CCcZ

⋅⋅=

1 ; (12)

Donde '' eC y '' oC representan las capacitancias de modo cuasi-TEM par e impar respectivamente,

mientras que '' aeC y '' a

oC corresponden a las capacitancias de modo par e impar con dieléctrico de aire, y

‘c’ ≈ 3E+08 m/s. De la figura 2-4, se puede observar en definitiva, de qué se componen las capacitancias de modo par e impar.

'ffpe CCCC ++= ; (13) gagdfpo CCCCC +++= ; (14)

Donde ‘Cp’, es la capacitancia paralelo, (entre la tira y el plano de masa). ‘Cf’’ es la capacitancia marginal (entre el borde y el plano de masa). “ C’f’ “, es la capacitancia marginal modificada por la interacción de una segunda tira. ‘Cgd‘, ‘Cga’, representan las capacitancias por dieléctrico y por aire a través de espacio de acoplamiento. Estas capacidades a subes, dependen de las permitividades ‘εo’, ‘εr’, la impedancia característica ‘Zc’, las dimensiones físicas ‘W’, ‘h’, ‘S’, como es posible consultar en [1]. Al igual que se mencionara para con la línea microstrip desacoplada, las expresiones (9) a (12) son las más sencillas que pueden encontrarse para la caracterización, pero a su vez, las menos precisas.


8

2.3 Modelo matemático 2.3.1 Ecuaciones de diseño. El acoplador a desarrollar posee una topología de acoplamiento ‘backward’, ello implica desde el punto de vista de las matrices de dispersión de ambos modos cuasi-TEM par e impar, que ciertas condiciones distintivas y únicas han de cumplirse para con los mismos elementos de una y otra matriz. En particular el coeficiente de reflexión asociado al parámetro S11e, tendrá un valor distinto de cero y será de valor igual en magnitud pero de signo contrario al valor de S11o, lo mismo vale para S22e y S22o, mientras que S21e debe ser igual a S21o., etc. Estas restricciones, decantan en las siguientes ecuaciones condicionales de diseño

ore

ere εε = ; (15) coce ZZ ≠ ; (16) cocec ZZZ ⋅=2

; (17)

El factor de acoplamiento en veces ‘k’, se relaciona entre las impedancias características de cada modo a partir de:

coce

coce

ZZ

ZZk

−

−= ; (18)

De (17) y (18) se concluye en dos ecuaciones de diseño y síntesis fundamentales del dispositivo

k

kZZ cce

−

+⋅=

1

1 ; (19)

k

kZZ cce

+

−⋅=

1

1 ; (20)

Una condición restrictiva para este tipo de acoplador viene dada por la longitud eléctrica, la cual debe ser:

2

πβθ =⋅= l ; (21)

Lo cual condiciona la dimensión física de longitud del acoplador, derivando en la siguiente ecuación de diseño.

42

gλ

β

π==l ; (22)

Para la síntesis de los parámetros físicos, ‘W’ y ‘S’ es posible utilizar, con un buen grado de aproximación [2]

, de entre otras opciones disponibles, el siguiente conjunto de ecuaciones:

⋅−

+

⋅

−

⋅+

+

⋅

⋅= −

seseso

soseso

h

W

h

w

h

w

h

W

h

w

h

w

h

s

2cosh1.078.0

2cosh

22

cosh1.078.02

cosh

cosh2 1

ππ

ππ

π ; (23)

Donde, para una relación de forma w/h para microstrip simple se tiene:


9

( ) ( ) ( )

( )

−

+

++

+⋅

−

+⋅

=

114.42

exp

81.0

/11

11

/4711

4.42exp8

r

rrr

S R

R

h

w

ε

εεε

; (24)

Por otra parte, el espesor de la tira normalizada ‘ w / h ’, sin subíndice puede obtenerse a partir de:

⋅−

−

⋅+

+

⋅⋅

⋅

= −

h

sh

s

h

s

h

w

h

w se

2

1

2

12

cosh12

cosh2

cosh

cosh1 1

πππ

π ; (25)

Cabe destacar que la síntesis de las dimensiones ‘W’, ‘S’ y ‘L’, se realizan con ayuda del software ‘Qucs’, que emplea ecuaciones similares a las expresadas, aproximando el resultado, a partir de sucesivas interacciones, dentro de un cierto margen de error. 2.3.2 Procedimiento de diseño con asistencia del software Qucs. A parir de las ecuaciones (19) y (20) y con los parámetros de diseño de acoplamiento C=20dB e impedancia característica Zc=50Ω se obtienen, en primera instancia, los valores de las impedancias características de cada modo:

Ω=−

+⋅Ω= 277.55

1.01

1.0150ceZ ; (26) Ω=

+

−⋅Ω= 226.45

1.01

1.0150coZ ;(27)

Se define el sustrato a emplear, en este caso Glass/Epoxy, FR-4, por su bajo costo y disponibilidad, en donde algunas de las propiedades del mismo, se pueden ver en la tabla 2-1.[3]

Propiedades físicas eléctricas y mecánicas del sustrato FR-4 Parámetro Valor / Unidad

Densidad especifica 1850 Kg/m3

Absorción de agua - 0.125’’ < 0.10 Índice de temperatura 140 ºC Conductividad térmica 0.81 W/(m-k) Dureza Rockwell 110 Escala M Resistencia de unión > 1000 Kg Resistencia a la flexión L-W > 440 MPa Resistencia a la flexión C-W > 345 MPa Resistencia a la tracción L-W > 310 mPa Resistencia a la compresión de plano > 410 MPa Rotura del dieléctrico - A > 50 KV Rigidez dieléctrica 20 KV/mm Factor de disipación 0.017 / 0.018 Constante dieléctrica 4.7 max, 4.35 @0.5GHz, 4.34 @1GHz Espesor 1.05mm

Tabla 2-1. Resumen de parámetros del sustrato Glass/Epoxy FR-4


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Para la obtención de las dimensiones físicas ‘W’, ‘S’ y ‘L’ del acoplador direccional, se recurre a la herramienta de diseño y calculo del software ‘Qucs’

[4]. Se ingresan en particular los valores de las impedancias características par e impar, las especificaciones del sustrato elegido, la frecuencia de operación, y la longitud eléctrica, tal como es mostrada en la figura 2-5.

Figura 2-5. Captura de pantalla de la herramienta de cálculo de línea de transmisión del software Qucs.

Se ingresan como parámetro de diseño: Freq.= 1,5GHz, Er =4,3, H=1,05mm, T=0,1mm, Tand=0.022, Z0e=55,27Ω, Z0o=45,22Ω, y Ang_l=90º. El software arroja como resultado las siguientes dimensiones físicas para el acoplador direccional: W = 2,00 mm ; S = 1,45 mm ; L = 27,68 mm Siendo ‘W’ el ancho de cada una de las dos tiras de cobre, ‘S’ la separación entre las tiras de cobre, y ‘L’ la longitud física de ambas tiras de cobre.


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2.4 Simulaciones Con asistencia del módulo de simulación del Qucs, se realiza el esquema que representa al acoplador con sus puertos acoplados y conectados a fuentes de señales para la realización de los diferentes análisis, en particular, la obtención de los parámetros dispersos, figura 2-6.

Figura 2-6. Captura de pantalla de Qucs. - Esquema asociado al acoplador.

En la mencionada figura, se muestra una captura de pantalla del esquema circuital del acoplador, en donde los parámetros ingresados son coincidentes con aquellos designados y obtenidos en el procedimiento de diseño anterior. La simulación permite obtener los parámetros dispersos del acoplador, realizando para ello un barrido en frecuencia que abarca desde los 100 MHz hasta los 3 GHz. El resultado obtenido se muestra en las figuras 2-7a y 2-7b, y los valores a la frecuencia de operación se resumen en la siguiente tabla.

Tabla de parámetros de simulación del acoplador @ 1,5GHz Parámetros Magnitud [dB]

Acoplamiento(puertos 4,1) 20,7 dB Aislamiento (puertos 3,1) 25,0 dB Pérdidas del canal principal (puertos 2,1) 0,20 dB Directividad 4,36 dB Tabla 2-2. Resumen de parámetros obtenidos de la simulación

a la frecuencia de 1,5 GHZ


12

Figura 2-7a. Resultado de simulación, para parámetros de factor de acoplamiento,

factor de aislamiento, pérdidas principales del canal, directividad y pérdidas por reflexión. La figura 2.7 muestra el resultado de la simulación en donde se obtienen los parámetros anteriormente mencionados de factor de acoplamiento, aislamiento y pérdidas principales del canal del acoplador.

Figura 2-7b. Ampliación de las pérdidas principales del canal.


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2.5 Implementación del prototipo: 2.5.1 Método de grabado en placa PCB El proceso de fabricación se lleva a cabo mediante una técnica sencilla y económica que permite plasmar el patrón requerido a ser impreso en el cobre de la placa PCB, con un grado de calidad y resolución aceptable. Esta técnica llamada de transferencia térmica, es muy popular, y en las figuras 2.9 se ilustra en tres pasos el procedimiento en si mismo.

Figura 2-8. Método de transferencia térmica para el grabado en PCB


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2.5.2 Elección de los conectores Para la elección de los conectores se priorizó una comparación entre aquellos disponibles en el mercado. En la siguiente tabla se puede observar algunas diferencias entre los posibles conectores.

Tabla 2-3. Comparación entre conectores SMA, BNC y N. Se opta por la implementación con los conectores SMA (901-144-8RFX de Amphenol), por considerarlos los mas adecuados en términos de bajo ROE, amplio rango de frecuencia, menor tamaño, precio accesible.

Tabla 2-4 Resumen de conectores SMA de Amphenol para PCB.


15

2.6 Mediciones realizadas Ya con el acoplador armado, se procede a realizar las siguientes mediciones a la frecuencia de 1,5GHz:

Figura 2-9. Nivel de señal entregada por el generador.

Figura 2-10. Nivel de señal en el puerto de salida P2 - Medición relativa al puerto P1


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Se mide primero el nivel de señal entregada por el generador T.G. del propio analizador de espectro, el cual se ajusta a un nivel de -10dBm con atenuación automática. Se conecta la salida de este generador a la entrada del analizador de especto, con objeto de no solamente medir el nivel de señal en valor absoluto figura 2-9, sino también tomar el nivel de señal medida como nivel de referencia a la frecuencia de trabajo. La medición en el puerto de salida figura 2-10, ya es relativa y mide directamente las pérdidas principales del canal del acoplador, en este caso la medición se observa resultan en 0,53 dB. El valor absoluto en este puerto es de unos -13.06, -13,13 dBm La simulación realizada arroja un valor de 0.2dB a la frecuencia de 1,5GHz, para las pérdidas principales entre puerto P1, P2. En la figura 2-11 se mide el nivel de señal relativa presente en el puerto acoplado, dando en valor absoluto el factor de acoplamiento del dispositivo a la frecuencia de trabajo. En este caso resulta ser de 17,3dB. Por otra parte, el valor absoluto resulta ser de -29,71dBm a dicha frecuencia.

Figura 2-11. Nivel de señal en el puerto acoplado – medición relativa

En la figura 2-12, se mide el nivel de señal relativa presente en el puerto de aislamiento, el valor absoluto de esta es directamente el factor de aislamiento del acoplador, resultando en un valor de 27 dB, (-39,17dBm) en medición absoluta, a la frecuencia de trabajo. La figura 2-13 muestra el dispositivo fabricado, en una de las primeras mediciones realizadas. Se destaca que, los cables del montaje, que unen generador y analizador de espectro con el dispositivo, se reemplazan luego por otros de longitud más corta y de mejor calidad. La medición del parámetro de directividad, a la frecuencia de trabajo, se obtiene a partir de la diferencia entre las mediciones que determinan los factores de aislamiento y acoplamiento del dispositivo. En este caso, D(dB) = I(dB) – C(dB) = 27dB- 17,3dB = 9.7 dB.


17

Figura 2-12. Nivel de señal en el puerto de aislamiento - medición relativa.

Figura 2-13. Fotografía del dispositivo en una configuración de medición dada.


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A continuación, se toman las mediciones en valores absolutos del nivel de señal presente en cada puerto para un barrido en frecuencia con valores de van desde 250 MHz a 2.75 GHz, en pasos de 250MHz.

Tabla 2-5. Mediciones de nivel de señal en cada puerto con relación a la frecuencia. Estas mediciones se emplean en el apartado siguiente, a los efectos de obtener el comportamiento de los parámetros del acoplador en todo el rango de frecuencia de medición.


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3. RESULTADOS 3.1 Resultados a la frecuencia operativa de 1,5 GHz La siguiente tabla resume los resultados principales obtenidos para con los parámetros que definen las especificaciones de interés del dispositivo.

Tabla 2-6. Resumen comparativa entre valores de diseño, simulación y medición

3.2 Resultados en el rango de frecuencia de 250MHz a 2.75GHz La siguiente tabla resume el comportamiento del parámetro del acoplador en función de la frecuencia.

Tabla 2-7. Comportamiento de los parámetros del acoplador con relación a la frecuencia.

Figura 2-14. Respuesta de los parámetros del acoplador en el rango de frecuencia


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3.3 Ancho de banda y frecuencia central Se define a continuación al ancho de banda AB para este dispositivo, como la diferencia entre las frecuencias en las cuales la directividad es ≥ 10 dB. De esta forma, observando la respuesta en frecuencia de los parámetros del acoplador, figura 2.15, resulta en un valor de aproximadamente 300MHz. Ancho de Banda para D ≥ 10dB.

Frecuencia inferior Frecuencia central Frecuencia superior Ancho de Banda 1,5 GHz 1,65 GHz 1,8 GHz 300MHz

Tabla 3.1 Definición del acho de banda de trabajo del dispositivo 4. DISCUSIÓN 4.1 Discrepancia entre valores de mediciones y valores de simulación. a) El Factor de acoplamiento real, resulto en un valor numérico en decibeles menor al esperado, se obtuvo 17,3 dB cuando desde el punto de vista del diseño se esperaba que fuera de 20dB, la simulación por su parte había presupuesto un valor de 21dB aproximadamente. Este error, se atribuye a las dimensiones prácticas con la que queda conformado el dispositivo, la cual deberá ser verificada con cuidado en un subsiguiente diseño. b) Las pérdidas del canal principal se estimaba desde el punto de vista de la simulación realizada en 0,2dB, mientras que el valor real medido para este parámetro resulta ser mas del doble, ubicándose en 0,5dB. En parte se explica este valor porque, el nivel de señal que se acopla al puerto de acoplamiento directo, es mayor al esperado, podría también atribuirse a que las perdidas por efecto piel y/o en el dieléctrico de la placa haya discrepancias también y por efecto de reflexión. c) El factor de aislamiento del dispositivo medido o real, no solamente coincide a la frecuencia de trabajo de 1,5GHZ, en un valor de 25dB con la simulación realizada, sino que su comportamiento con la frecuencia es mejor al que predecía la simulación. El mejor valor se observa a la frecuencia de 1,7GHz alcanzando un valor mayor a 28,5dB. d) La directividad del dispositivo medida resulta, a la frecuencia de trabajo, ser de 10dB mejor que aquella estimada en el proceso de simulación de 4dB. Se observa que por el comportamiento del factor de aislamiento, se tiene incluso una mejora a la frecuencia de 1,7 GHz de un dB alcanzando los 11dB máximo e) Debido al comportamiento de estos parámetros se define un ancho de banda condicionado a una directividad mayor o igual a 10dB, que resulta en aproximadamente 300MHz, bastante reducida por cierto. De aquí también se desprende el valor óptimo de la frecuencia de trabajo del acoplador, que resulta ser el valor para el cual el conjunto de valores asociados a los parámetros anteriormente mencionados son los mejores posibles, esto deriva en un valor de frecuencia de trabajo de 1,65 o 1,7GHz en lugar del valor 1,5GHz de la condición de diseño.


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4.2 Respecto a la implementación del dispositivo. El método de transferencia térmica empleado, si bien no es un método industrial de calidad para el grabado en PCB, ha resultado ser práctico y económico, dando un acabado mejor de lo esperado. 4.3 Inconvenientes en las mediciones. Con relación a las mediciones tomadas con analizador de espectro, se verificaron inconvenientes, en los valores medidos, presentando gran variabilidad y mediciones erróneas. Esto se debió a los cables coaxiales empleados en principio, a conectores mal ajustados y al error humano en la toma, falta u omisión de la mediciones, lo que significó en tener que tomar nuevamente las mismas, en otras sesiones de laboratorio e incluso en clase, también se cambiaron los cables coaxiales por otros mas cortos de mejor calidad, y se presto mas atención en la toma de valores de medición.


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5. CONCLUSIONES Un acoplador direccional de microondas de sección única, implementado con sustrato FR-4 fue diseñado. Los valores obtenidos para con los parámetros de factor de acoplamiento y pérdidas del canal principal del dispositivo diseñado se apartan de las especificaciones de diseño en 2,7dB y 0.3dB respectivamente. Así mismo, la frecuencia de trabajo óptima se corre en aproximadamente 200MHz por encima de la especificación de diseño de 1,5 GHz. La directividad obtenida resulto ser 10dB, a la frecuencia operativa, que si bien es un valor bajo, resulta mejor de lo previsto en la etapa de simulación realizada. El ancho de Banda operativo se considera de 300 MHz para este dispositivo. 6. REFERENCIAS [1] M. J. Lancaster, JS. Hong, “Microstrip Filters for RF/Microwave Applications”, Wiley & Sons, Cap.4, pp 78-88, 2001. [2] Abdullah Eroglu, “Practical Design of Microstrip Directional Couplers”, IEEE, 02-06-2006, pp 849-851 [3] Wikipedia, “FR-4”, http://en.wikipedia.org/wiki/FR-4, Dic/2013 [4] S. Jahn, Qucs tutorial:“10dB Directional Coupler Design”, http://qucs.sourceforge.net/docs/coupler.pdf, 2013

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