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7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
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ECOLE DE TECHNOLOGIE SUPRIEURE
UNIVERSIT DU QUBEC
THESE PRESENTEE A
L'COLE DE TECHNOLOGIE SUPRIEURE
COMME EXIGENCE PARTIELLE
L'OBTENTION DU
DOCTORAT EN GNIE
Ph.D.
PAR
BELHADJ YOUSSEF. Nesr ine
MODELISATION ET COMMANDE DES REDRESSEURS TRIPHASES
FONCTIONNANT HAUT RENDEMENT ET FAIBLE TAUX DE DISTORSION
HARMONIQUE: APPLICATION AU REDRESSEUR TRIPHAS DE VIENNE
MONTRAL. LE
18
DECEM BRE 2007
Nesrine
BeJhadJ
youssef. 2007
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
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CETTE THESE A ETE EVALUEE
PAR UN JURY COMPOS DE:
M .KamalAl-Haddad, directeur de thse
Dpartement de gnie lectrique l 'cole de Technologie Suprieure
M. Hadi-Y. Kanaan, codirecteur de thse
Dpartement Electricit et Mcanique l 'Ecole Suprieure d'Ingnieurs de Beyrouth (ESIB),
Liban
M. ric David, prsident du jury
Dpartement de gnie mcanique l 'cole de Technologie Suprieure
M. Lou is-A. Dessaint , membre du jury
Dpartement de gnie lectrique l 'cole de Technologie Suprieure
M. Gza Joo s, membre du jury
Dpartement de gnie lectrique et informatique l 'Universit deMe Gill
M. Grard-A . Capolino, examinateur externe
Dpartement de gnie lectrique l 'Universit de Picardie Jules Verne, France
M. Vijay Sood, examinateur externe
Dpartem ent de gnie lectr ique et d ' informa dque l'Universi t de Concordia
ELLE AFAIT L 'OBJE T D 'UNE S OUT E NANCE DE VANT JURY E T P UBL IC
LE 14 DCE MB RE 2007
L ' COL E DE T E CHNOL OGIE S UP RIE URE
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R E M E R C I E M E N T S
Je voudrais exprimer mes remerciements les plus sincres
Prof.
Kamal Al-Haddad,
mon directeur de thse, pour ses directives fort intressantes et son soutien considrable,
qu'il soit scientifique ou moral. Je tiens galement saluer son grand
professionnaUsme
d'encadrement, ainsi que son talent grer les divergences d'opinions.
Mon deuxime remerciement s'adresse Dr. Hadi Y. Kanaan, mon co-directeur de thse,
qui n'a pargn ni temps ni effort malgr les distances, pour me faire part de sa large
exprience et de son grand savoir en recherche.
Je remercie galement le prsident et les membres de Jury pour m'avoir fait l 'immense
privilge d'valuer quitablement mon travail. Je salue galement les efforts respectables
qu'ils dploient dans leurs missions d'enseignement et de recherche.
Je tiens galement remercier la Chaire de Recherche du Canada en Conversion de
l 'nergie lectrique et en lectronique de Puissance pour leur soutien financier, qui m'a
fourni, ainsi qu'aux autres membres du groupe, tous les moyens logistiques et matriels
ncessaires au parfait avancement de nos projets.
Par la mme occasion, je voudrais remercier tous les techniciens du dpartement gnie
lectrique, plus particulirement M. Yves Robitaille, Mme Johanne Roy, M. Rigoberto
Avelar , Mme Edith Deslandes et M. Jorge Rojas Abad, pour m'avoir facilit l 'acquisition de
matriel ncessaire mes exprimentadons, ainsi que pour leurs conseils techniques fort
pertinents.
Finalement, je voudrais ddier cette thse aux tres qui me sont les plus chers au monde, les
membres de ma famille, et plus spcialement mes parents qui m'ont accord la plus
grande confiance, dont j 'espre tre et rester la hauteur. J 'aimerais leur dire que leurs
encouragements, au cours de mes annes de thse et tout au long de mon cursus
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universitaire, ont t pour moi la meilleure motivadon pour surpasser les difficults qui
m 'ont rencontre et tenir mes ambitions.
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M O D L IS A TIO N E T C O M M A N D E D E S R E D R E S SE U R S T R I PH A S S
F O N CT IO N N A NT H A U T R E N D EM E N T E T F A IB L E T A U X D E D IS TO R SIO N
HA R MON I QU E: A P P LIC A TI O N A U R ED R ESSEU R TR IP HA S D E VI EN N E
BELHADJ YOUSSEF, Nesr ine
R SU M
Les problmes de la qualit de fonde lectrique constituent l'une des proccupations
majeures des fournisseurs de l'nergie et des organismes spcialiss en qualit d'nergie. Ce
sujet a gagn davantage d'ampleur avec l'utilisation ascendante des convertisseurs de
l'nergie lectrique dans la majorit des applications industrielles et domestiques. Dans
le
cadre de cette thse, on s'intresse plus particulirement au type des convertisseurs
continu/alternatif dont le fonctionnement adquat implique la parfaite rgulation du bus DC
de tension, l'attnuation des harmoniques de courants, la compensation de l'nergie ractive
et la maximisation du rendement nergtique. Ces diffrents critres doivent tre maintenus
pour diverses conditions de fonctionnement, c'est--dire indpendamment des variations
paramtriques auxquelles le systme peut tre sujet.
11
s'avre donc indispensable d'adopter
des techniques de commande efficaces, ce qui passe par une modlisation correcte du
convertisseur.
On se propose, en un premier temps, de mettre en place une plate-forme exprimentale pour
la validation des diffrents concepts thoriques proposs. Pour ce faire, on a conu et mis en
uvre un redresseur triphas non polluant de 1.5 kVA, alimentant des charges purement
rsistives. Une tude comparative de diffrentes topologies non polluantes nous a incit
choisir le redresseur triphas trois-nivaux trois interrupteurs, communment connu sous le
nom "convertisseur de Vienne". Le choix de cette topologie a t motiv par ses avantages
point de vue simplicit de circuiterie, rendement nergtique lev et trs hautes
performances pour la correction de facteur de puissance. L'approche de design propose dans
ce travail est gnrale, et peut tre facilement adapte des prototypes de plus grande
puissance.
La deuxime tape consiste caractriser le plus prcisment possible les dynamiques du
convertisseur. La technique de la moyenne sur une priode de commutation est alors utilise
pour dvelopper le modle d'tat moyen du convertisseur. Le modle ainsi obtenu prsente
de trs fortes variances dans le temps, le rendant difficiles exploiter pour des fins de
commande. Une transformation adquate des rapports cycliques, ainsi que l'expression des
variables d'tat instantanes dans le repre synchrone dqo, permettent de rsoudre cet
inconvnient. Par la suite, le modle moyen obtenu est utilis pour driver le modle statique
(au point de
foncfionnement
nominal) et le modle en rgime de
pefits
signaux. Ces
diffrents modles du convertisseur sont valids en temps rel sur le prototype exprimental,
moyennant la carte de commande DSI104 de dSP AC E et l 'environnement Real-Time
Workshop de Matlab. Les
oufils
de validation du modle moyen sont bass sur l'analyse des
trajectoires dans le plan de phase et des rponses temporelles. Pour le modle frquentiel, on
utilise la fameuse technique de perturbation en petits signaux et les diagrammes de Bode.
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VI
Une fois la fiabilit des modles proposs est prouve, on procde la conception des lois de
commande. Dans ce contexte, deux avenues sont empruntables: soit une technique de
commande linaire utilisant le modle linaire invariant dans le temps du convertisseur, soit
une technique de commande non-linaire, conue sur la base du modle d'tat moyen. Pour
la premire approche, on se propose d'tudier les performances d'un nouveau concept, qu'est
la commande quasi-linaire. Cette technique prsente plusieurs atouts, tels que sa simplicit
de conception et d'implantation, mais prsente galement les limitations des techniques de
commande linaires. Ces dernires sont particulirement mises en vidence lors de rgimes
de fortes perturbations. Des stratgies de commande non-linaire et non-linaire adaptative
sont alors proposes, et permettent d'amliorer les dynamiques transitoires du systme.
La synthse des diffrentes lois de commande proposes permet de conclure que les
techniques non-linaires sont incontestablement les plus robustes face aux diverses
perturbations. Cependant, ils requirent des efforts de mesure assez levs. La rduction du
nombre de capteurs dans le circuit apparat donc comme une nouvelle proccupation
prendre en compte. On propose alors de reconstruire numriquement les tensions AC et DC
du convertisseur, utilisant un observateur non-linaire de type filtre de Kalman tendu. Les
variables estimes sont ensuite utilises la place de leurs contreparties mesures pour
rimplanter la commande non-linaire. Les rsultats obtenus sont assez satisfaisants.
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M O D E L L IN G A N D C O N T R O L O F T H R E E- PH A S E
RECTIFIER S
OP ER A TIN G
ATHIGHEF F IC I EN C Y A N DLOWTOTA L HOA R MON I C D I STOR SION :
A P P LIC A TI ON T O THR EE-PHA SE V I EN N A R EC TIF IE R
BELHADJ YOUSSEF, Nesr ine
ABSTRACT
The problems of electric waveform quality constitute one of the major
proccupations
of energy distributors and specialized organisms in power quality issues.
This topic has gained more and more interest with the ascending use of power converters in
almost industrial and domestic applications. In this thesis, the main interest is oriented to
AC/DC converters, that adquate opration implies perfect rgulation of the DC bus
voltage, attnuation of current harmonie mission levels, compensation of reactive power
and maximization of energetical
efficiency.Thse diffrent
criteria should be maintained for
diverse operating conditions, i.e. independently of parametric variations to which the System
may be subject. It is, therefore, necessary to adopt efficient control techniques, which
imperatively requires a correct modeling of the con verter.
First, an exprimental platform is put in place for the practical validation of the proposed
theoretical concept. For this aim, wehve designed and developed a 1.5 kVA three-phase
power factor correction switched-mode rectifier, feeding purely
rsistive
loads. A
comparative study of
diffrent
PFC-SMR topologies incited us to choose the three-
phase/level/switch rectifier, commonly known as "Vienna converter". The choice of such a
topology has been motivated by its advantages point of view simplicity of circuitry, high
efficiency and very good performance in power factor correction. The proposed design
approach is gnerai, and may be adapted to higher rated power prototypes.
The second step consists of characterizing the most precisely possible the converter
dynamics. The averaging technique is, therefore, used to develop the state-space model of
the converter. The resulting model
prsents
important variations into time, thus being hard
to exploit for control design purposes. An adquate transformation of duty cycles, added to
th expression of instantaneous state variables in the synchronous rfrence frame dqo allow
overcoming this inconvenience. After that, the obtained averaged model is used to drive
both static model (at the nominal operating point) and the small-signal model.
Thse
diffrent converter models are validated in real-time on the exprimental prototype, by
means of the controller board DS 1104 of dSPACE supported by the environment Real-
Time Workshop of Matlab. The validation tools of the large-signal model are based on the
analysis of
phase-plane
trajectories and time responses. Regarding the frequency model, we
hve
used the famous
small
perturbation technique and the Bode diagrams.
Once the reliability of the proposed models is proved, we proceed to the design of control
schemes. In this context, two avenues are possible: the use of linear control techniques
based on the linear time invariant version of the converter model, or the use of nonlinear
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Vlll
control technique based on the averaged model of the converter. Regarding the first
approach, we opted for the study of a new concept, which is the quasi-linear control. This
technique prsents several advantages, such as its simplicity of design and implementation,
but
prsents also
the same limitations as other linear techniques in controlling nonlinear
Systems. The latter are especially put into vidence during severe perturbations rgimes.
Nonlinear and nonlinear adaptive control stratgies are, then, proposed thus improving the
transient dynamics of the system.
The synthesis of thediffrent proposed control schemes leads to conclude that the nonlinear
techniques are
definitely
the most robust face to varions disturbances. Hence, they prove to
request a high sensing effort. Consequently, the optimization of the sensors number in the
exprimental circuit appears as a new proccupation to take into account. The proposed
solution is the numerical reconstruction of the converter AC and DC voltages, using an
extended Kalman filter as nonlinear observer. The estimated variables are,thereafter, used
instead of their measured counterparts to re-implement the nonlinear control scheme. The
obtained results are very satisfactory.
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T A B L E D E S M A T I ER E S
Page
INT RODUCT ION 1
CHAP IT RE 1 P ROBL M AT IQUE E T RE VUE DE L IT T RAT URE 6
1.1 Prob lma tique 6
1.1.1 Redresse urs triphass non polluants 7
1.1.1.1
Prsentad on gnrale 7
1.1.1.2 Principales topologies de redresseurs triphass non polluants 8
1.1.1.2.1 Topologies comm ande passive de courants 8
1.1.1.2.1.1 Com pensation par un transformateur
interphase 8
1.1.1.2.1.2
Com pen sad on par un filtre de rejet 9
1.1.1.2.1.3 Com pensation par un circuit
auxiliaire d'injection de la troisime
harmonique 10
1.1.1.2.2 Topologies comm ande hybride de courant 11
1.1.1.2.2.1 Redresseurs hybrides sries 11
1.1.1.2.2.2 Redresseurs hybrides parallles 12
1.1.1.2.3 Topologies comm ande acdve de courant 13
1.1.1.2.3.1 Redresseurs com ma nde directe de
couran t avec tension de sortie isole 14
1.1.1.2.3.2
Redresseurs com ma nde directe de
courant avec tension de sortie non
isole 17
1.1.2 Prsentation du conv ertisseur triphas de Vienne 18
1.2 tat de l'art sur les princip ales techn iques de mo dlisatio n des
conve rtisseurs triphass 23
1.2.1 M odle d'ta t
udUsant
les fonctions de commutadon (switched
state-space mo del) 24
1.2.2 M odle d'tat moy en (state-space averaged mo del) 26
1.2.3 M odle en ped ts signaux (small-signal mod el) 28
1.3 tat de l 'art sur les principales techniques de com ma nde des conv ertisseurs
triphass 29
1.3.1 Tech niques de com m and e linaires 30
1.3.1.1 Les contrleurs PID 30
1.3.1.2 Les correcteurs avance
ou/et
retard de phase 31
1.3.1.3 Co m ma nd e par retour d'tat linaire 33
1.3.1.4 Contrleurs minimum de critre quadrat ique (LQR) 34
1.3.1.5 Co m ma nd e lincdre robuste 35
1.3.2 Techn iques de com ma nde non linaires 37
1.3.2.1 Com man de par l inarisadon exacte 37
1.3.2.2 Com man de par mod e de gl issement 39
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X
1.3.3 Techniques de com man de adaptadve 40
1.3.3.1 Co mm and es adaptatives directe et indirecte 40
1.3.3.2 Com man de f loue 41
1.4 Syn thse de la revu e littraire et conc lusion 43
CHAP IT RE 2 MIS E E N U VRE DU MON T AGE E XP RIME N T AL DE L A
TO PO LO GIE DE VIENN E DE 1.5 KVA 45
2.1 . Cahier de charge 45
2.2. Carte de puissan ce 47
2.2.1. Dim ension nem ent du bus DC de sortie 47
2.2.2. Dim ension nem ent des lme nts racdfs 51
2.2.2 .1 .
Dim ension nem ent des inductances de lignes 51
2.2.2.2. Dim ension nem ent des cond ensateurs de filtrage 54
2.2.3 . Valeurs efficaces et moyennes des courants dans les semi
conducteurs 56
2.2.3.1.
Courants efficace et moyen dans l 'interrupteur quatre
quadrant 57
2.2.3.2. Cou rants efficace et moy en dans une diode du pont triphas
(Dp) 59
2.2.4. Dimen sionnement des circui ts d 'aide la com mu tadon (CALC) 60
2.2.4.1. Protection contre les^y( 60
2.2.4.2. Protection contre les
d ( /
62
2.2.5. tude des pertes au niveau des interrupteurs de puissance et calcul
du rendem ent du circuit 63
2.2.5.1. Pertes par conducd on 63
2.2.5.2 Pertes par com mu tation 65
2.2.6. Dim ension nem ent du dissipateur thermique 69
2.2.7.
Ralisad on pratique du circuit de puissance 71
2.3. Carte de com man de 75
2.3.1.
Prsen tadon de la carteDSI104 76
2.3.2. Exp loitadon de la carteDSI104 pour la prsente application 78
2.3.2.1. Configuration des entres/ sorties 78
2.3.2.2. Param tres de calcul 80
2.4. Prsen tadon des circuits de mesu res, d'interfaces et de protecdo n 82
2.4.1.
M esure des tensions AC 83
2.4.2. M esure des tensions DC 84
2.4.3.
Me sure des courants 84
2.4.4. Carte d'isolation du busE l S digital (bit I/O) 85
2.4.5.
Cartes de com man de des
IGBTs
85
2.4.6. Circuit de protec don contre les surtensions et les surintensits 86
2.5. Synthse de
la raUsadon
exprimentale du montage 87
2.6.
Conclusion 88
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X I
CHA PITRE 3 REDR ESSEUR DE VIENNE : PRINCIPE DE
F ONCT IONNE ME NT , MOD L IS AT ION E T VAL IDAT IONS
E XP RIME NT AL E S 89
3.1.
tude des squen ces de fonctionnement du redresseur 89
3.2. M od lisadon du redresseur triphas 93
3.2.1.
Mo dle moyen dans le rfrendel direct (abc) 93
3.2.2. Mo dle moyen dans le rfrentiel tournant synchro ne (dqo) 97
3.2.3. Carac trisdque s en rgime stadque 100
3.2.4 D rivado n du mo dle en pedts signaux 102
3.3.
VaUdation
exp rimentale des mod les proposs 106
3.3.1.
Validation du mod le larges-signaux (MLS ) par application d' un e
comm ande l inaire de typePI 107
3.3.1.1. Concep tion des contrleurs PI pour la commande en boucle
ferme 107
3.3.1.2. Rsultats de la com ma nde propose et tude du phno m ne
de saturation de commande
110
3.3.1.3.
Validad on exprimen tale du mod le large signaux (ML S) 117
3.3.2. Validation du mod le stadqu e 126
3.3.3. Valid ation du mo dle en petits - signaux 129
3.4. Con clusion 138
CHAP IT RE 4 COM MA NDE Q UAS I -L IN AIRE DU RE DRE S S E UR DE
VIENNE 139
4.1 Introduc don 139
4.2 Thorie de la comm andequasi-hnaire 141
4.2.1 Principaux fondements thoriques de la com ma nde quasi-linaire 141
4.2.2 Expression thorique d'un contrleur
quasi-linaire
143
4.3 App lication de la com man de quasi-linaire au redresseur triphas de Vienn e 149
4.3.1 Con ception des contrleursquasi-hnaires dans le dom aine continu 152
4.3.2 Co nce pdo n des contrleurs quasi-hnaires dans le dom aine discret 153
4.4 Prdicd on des performances du convertisseur par simu ladon 156
4.5 Rsultats exprim entaux 162
4.5.1 Foncdo nnem ent en rgime permanent 162
4.5.2 Fon cdo nne me nt en rgime de fortes perturb adon s 165
4.5.2.1 chelon de variadon sur la tension DC de rfrence (Vdc) 165
4.5.2 .2. chelon de variadon sur la charge DC infrieure (Rdc) 168
4.5.2.3 Perte tempo raire de l 'une des phases 168
4.5.2.4 Variadon de l 'imp dan ce des lignes 174
4.6 .
Con clusion 175
CHAP IT RE 5 COM MA NDE P AR COMP E NS AT ION DE NON-L IN ARIT
DU REDR ESSEUR TRIPHA S DE VIENNE 176
5.1. Revue et contribu don sur la com ma nde par com pen sado n de non linarit
pro pos e dan s la littrature 176
5.1.1 .
Bou cles internes 178
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XII
5.1.2. Bou cle externe 181
5.2. Form ulation de la com ma nde par com pensation de non linarit dans le
domaine discret 183
5.2.1.
Bou cles internes 184
5.2.2 Boucle externe 186
5.3. Rsultats de simulado n 188
5.3.1. Rsultats en rgime perma nent 188
5.3.2 Rsultats pour le court-circuit des tensions triphasesd'ahmentation 189
5.3.3 Rsultats pour une surtension de 200 % de l 'alim enta do n triphase 190
5.3.4 Rsultats pour une sous tension de 50% de l 'alime ntad on triphase 191
5.3.5 Rsultats pour une variadon de 70 % sur la tension DC de rfrence 192
5.3.6 Rsultats pour une asymtrie de 12.5% de la charge infrieure 193
5.3.7 Rsultats pour une asym trie de 12 .5% de la charge infrieure
accom pagn e d'u ne sous-tension de 50% des trois phases du rseau 194
5.4. Rsultats exprim entaux 195
5.4.1. Foncdon nemen t en rgime permanent 196
5.4.2. Fon cdon nem ent en rgime de fortes perturb adon s 198
5.4.2 .1 . Variad ons de +20 % et -50% sur la rfrence Vdc de la
tension DC 198
5.4.2.2. Dsq uilibre des charges DC partielles 201
5.4.2.3.
Perte temporaire d 'une phase d'al imentad on 205
5.4.2.4. Creux/ crte de 27 % sur la tension du rseau 207
5.5. Conclusion 207
CHAP IT RE 6 COM MA NDE NON-L IN AIRE ADAP T A T IVE DU
REDRE SSEUR TRIPHAS DE VIENNE 210
6.1.
Thorie de la com man de adaptative base sur la linarisation au sens entre/
sortie des systmes mu ltivariables 212
6.1.1. Principe de la linarisadon au sens entre/ sortie des systm es
multivariables 212
6.1.2. Version adaptative de la linarisadon au sens entre/ sortie des
systmes mu ltivariables 217
6.1.3.
Version discrte de la commande non-linaire adaptadve des
systmes muldvariables 221
6.2. App lication de la com ma nde non-linaire adaptative au convertisseur de
Vienne 222
6.2.1. Param trisadon du mo dle d'tat discret 222
6.2.2. Choix des sorties et dfinidon du nouveau mo dle d'tat 223
6.2.3. Ddu ction des lois de com ma nde linarisantes 224
6.2.4. Dfinidon des entres auxiliaires stabilisantes 225
6.2.5.
Choix du mod le de rfrence 225
6.2.6. Concep don de la loi d 'adaptad on des paramtres 226
6.2.7. tude de la dyn amiq ue en zro de la quatrim e variable 227
6.2.8. Rgulation de la tension DC totale 227
6.3. Rsultats de simulad on 228
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XIII
6.3.1 .
Rsuhatsen rgime permanent 229
6.3.2. Foncd onnem ent en rgime de fortes perturbadons 230
6.3.2 .1 . Varia don s de 20% sur la rfrence Vdc de la tension DC 231
6.3.2.2. Dsq uilibre des charges DC partielles 232
6.3.2.3. Court-circuit de la phase (a) 234
6.3.2.4. Creux/crtede 27% surla tension du rseau 235
6.4. Rsu ltats exp rimentau x 237
6.4.1 .
Fonct ionnement en rgime permanent puissance nominale 238
6.4.2. Fon cdo nne me nt en rgime de fortes perturbations 241
6.4.2 .1 . Varia don s de 20% sur la rfrence
Vdc*
de la tension DC 241
6.4.2.2. Dsq uilibre des charges DC partielles 244
6.4.2.3. Perte temporaire d 'un e phase d'al imentad on 248
6.4.2.4. Creux/crte de 27 % sur la tension du rseau 251
6.5. Conclusion 253
CHAP IT RE 7 S YNT H S E DE S T E CHNIQUE S DE COM MA NDE
PROPOSES POUR LE REDRESSEUR TRIPHAS DE
VIENNE 254
7.1. Efforts de calcul 255
7.1.1. Com plexi t de l 'algorithme 255
7.1.2. No mb re de param tres rgler 257
7.1.3 Pas de calcul 257
7.2. Efforts de mesu re 258
7.3.
Performances en rgime permanent 258
7.3.1.
Taux de distorsion harmon ique, facteur de puissance et facteur de
dplacement 258
7.3.2. Spectre harm oniqu e du courant AC 260
7.3.3. Com portement dynam ique pour diffrentes condidon s inidales 261
7.4. Perform ances en rgime de fortes perturbations 262
7.4 .1 . Transitoires durant le dsqu ilibre des charges DC 263
7.4.2. Transitoires durant la dconn exion d'u ne phase 265
7.5. Conclusion 269
CHAP IT RE 8 COM MA NDE NON L IN AIRE MOINDR E S CAP T E URS
P AR RE CONS T RUCT ION NUM RIQUE DE S T E NS IONS AC
E T DC DU CONVE RT IS S E UR MOYE NNANT UN F IL T RE
DE KALM AN TENDU (FKE) 270
8.1. Prsentation des observa teurs 271
8.2. Filtres de Kalm an tendus (FKE) 273
8.3. Co nce pd on d'un filtre de Kalman tendu discret pour le conv ertisseur de
Vienne 277
8.4. Rsultats de simu ladon 279
8.5. Rsul tats exprimentaux 286
8.6. Conclusion 295
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
14/359
XIV
CONCLUSION 296
ANNE XE I SCHEMA ELECTRIQUE DES CAPTEURS DE TENSION DC 298
ANNEXEII SCHEMA ELECTRIQUE DES CONVERTISSEURS DE
COURANTAC 299
ANNEXE
m
SCHEMA ELECTRIQUE DE LA CARTE D'ISOLA TION 300
ANNE XE IV SCHEMA ELECTRIQUE DE LA CARTE DE COMM ANDE
DES GACHETTES 304
ANNEXEV GENERATEURS EQUIVALENTS AUX PERTURBATIONS
SUR
v^
305
ANNEX E VI CALCUL DES PARAMETRES DISCRETS DES
CONTR OLEU RS QUA SI-LINEAIRES 306
ANNE XE VII EXPRESSIONS ANALYTIQUES ET NUMERIQUES DES
CONTROLEURS DE LA COMMANDE PAR
COMPENSATION DE NON-LINEARITE 308
LISTE DE RFRENCES 309
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
15/359
LISTE DES TABLEAUX
Page
Tableau 0.1 Limites d'missions des harmoniques de courants (Hydro
Qubec) 4
Tableau2.1 Contraintes sur le bus DC sur chaque intervalle de foncdonnement 51
Tableau 2.2 Condidons sur les inductances pour chaque intervalle de
fonctionnement 52
Tableau 2.3 Pertes par conducdon dans les diodes 64
Tableau 2.4 Pertes par conducdons danslesIGBTs 64
Tableau 2.5 Rcapitulatif des pertes de commutadon dans un bras du
convertisseur 69
Tableau 2.6 Spcifications du circuit de puissance 72
Tableau 2.7 Valeurs exprimentales des courants moyen et efficace 75
Tableau 3. 1 Contenu harmonique des courants AC
(\ y,rmi
= llOV) 112
Tableau 4.1 Paramtres et performances des contrleurs quasi-linaires 155
Tableau 4.2 Contenu harmonique des courants AC 164
Tableau 5.1 Contenu harmonique dtaill du courant AC sur la premire phase 197
Tableau 7.1 Rcapitulatif des paramtres de chaque technique de commande
propose 257
Tableau 7.2 Nom bre de variables mesures pour chaque technique de comm ande 258
Tableau 7.3 Performances des commandes en cas de dsquilibre des charges DC 265
Tableau 7.4 Performances des techniques de comm ande en cas de perte d'une
phase 266
Tableau 7.5 Tableau comparatif des trois techniques de comm ande 268
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
16/359
XVI
Tableau 8.1 Choix des priodes d'chandllonn age pour les diffrentes tches de
l'algorithme de commande non linaire moindres capteurs utilisant
un
FKE 281
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
17/359
LISTE DES FIGURE S
Page
Figure 1.1 Topolog ie d'un redresseur unidirecdonnel 12 diodes avec un
transformateur d'interphase 9
Figure 1.2 Topologie avec circuit rsonant de rejet 10
Figure 1.3 Principe gnral des topologies injecdon de courants 10
Figure 1.4 Exemple de redresseur hybride srie unidirectionnel: pont
redresseur diodes et hacheur lvateur 11
Figure 1.5 Exemple de redresseur hybride srie bidirectionnel: pont redresseur
thyristors et hacheur lvateur 12
Figure 1.6 Topologie du redresseur de Minnesota 13
Figure 1.7 Exemple de redresseur tension de sortie isole (isoladon la
frquence du rseau par un transformateur de Scott) 14
Figure 1.8 Exemple de redresseur 2 tages avec isoladon galvanique hautes
frquences 15
Figure 1.9 Exemple de redresseur tage unique avec isolation galvanique H.
F.
(Vienna II) 16
Figure 1.10 Exemple de redresseur tage quasi-unique avec isoladon H. F 16
Figure1.11 Topologie du redresseur bidirecdonnel six interrupteurs 17
Figure 1.12 Topologies du redresseur triphas de Vienne 18
Figure 1.13 Topologie du redresseur de Vienne avec neutre cal (Vienna IV) 22
Figure 1.14 Configurations stables d'un hacheur lvateur 25
Figure 1.15 Boucledcommande incluant un contrleur PID 31
Figure 1.16 Diagrammes de Bode des correcteurs avance et retard de phase, 32
Figure 1.17 Principe de la comm ande linaire par retour d'tats 34
Figure 1.18 Schma de principe de la comm ande linaire robuste 36
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
18/359
XVIII
Figure 1.19 Principe de la comm andenon-hnairepar hnarisation exacte 38
Figure 1.20 Reprsentation de la comm ande par mode de glissement dans le
plan de phase 39
Figu rel.21 Commande non linaire adaptative avec modle de rfrence 40
Figure 1.22 Commande non-linaire adaptadve indirecte 41
Figure 1.23 Principe gnral de la comm ande floue 42
Figure 2.1 Schma lectrique quivalent de la topologie de Vienne 46
Figure 2.2 Oscilladons des courantsikpendant une priode de comm utadon 48
Figure 2.3 tats de rfrence des interrupteurs (Ti, T2, T3) sur un cycle de
fonctionnement 49
Figure 2.4 Tension unitaire sur la phase a (va (t)) et rapport cyclique
correspondant (d|(t)) 53
Figure 2.5 Courants efficaces et moyens des composants de puissance sur une
branche 56
Figure 2.6 Zones de comm utation des lmentsd'unebranche 57
Figure 2.7 Circuit
d'aide
la comm utation contre les surtensions 60
Figure 2.8 Circuitd'aide la comm utadon contre les surintensits 62
Figure 2.9 Circuit quivalent d'un bras du convertisseur pour l'tude des pertes 65
Figure 2.10 Schma thermique quivalent des composants de puissance fixs sur
un seul dissipateur 70
Figure2.11 Schma lectrique de la carte de puissance 72
Figure 2.12 tats de comm utation des trois interrupteurs bidirecdon nels sur un
cycle de foncdonnement 73
Figure 2.13 Courant et tension dans un interrupteur bidirectionnel pendant les
phases de commutation 74
Figure 2.14 Courants dans un interrupteur bidirectionnel et dans une diode de
roue libre 74
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
19/359
XIX
Figure 2.15 Arch itecture interne de la carte
DSI
104 de dSPA CE 76
Figure 2.16 Configu radon des entres/ sordes dans le panneau de connex ion 79
Figure 2.17 Gn rado n du signal mod ulant en dents de scie partir du signal de
synchronisation 81
Figure 2.18 Exem ple de comm ande en temps rel udHsant SIMULINK et la
librairie deDSI104 82
Figure 2.19 M esure des tensions AC 83
Figure 2.20 Schm a lectrique du circuit de protection de la carte de com ma nde
con tre les surinten sits et les surtens ions 86
Figure 2.21 Schm a bloc des diffrents lm ents matriels et logiciels du
montage exprimental 87
Figure 2.22 Photo du mo ntage exprime ntal 88
Figure 3.1 Reprsentation dans l 'espac e vectoriel des squences de
comm utat ion possibles 90
Figure 3.2 Gnration des fonctions de com mu tations partir de la MLI des
rapports cycliques 91
Figure 3.3 Rfrences des foncdons de comm utadon 91
Figure 3.4 Configuration du circuit pour deux tats de com mu tado n 92
Figure 3.5 M odle en petits signaux du convertisseur de Vienn e 106
Figure 3.6 Bloc diagram me de la loi de com ma nde linaire base de
contrleurs PI 110
Figure 3.7 Formes d'ond es en absence de la comm ande, 111
Figure 3.8 Formes d'ond es sui te l 'appl icadon de la com man de l inaire, 112
Figure 3.9 Variations du TH D et FP en fonction de la puissance transfre la
charge 113
Figure 3.10 Cou rant AC versus rapport cyclique et ph nom ne de saturadon de
commande
114
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
20/359
X X
Figure
3.11
Ang le de saturadon et caractrisdq ues inhrentes du conv ertisseur
115
Figure 3.12 Variation de l 'angle de saturadon en fonction du param trem ,
116
Figure 3.13 Variado n de l 'angle de saturadon en fonction du param tre COAV
117
Figure 3.14 Courbes courant crte - tension DC pour diffrentes c ond idon s
inidales 118
Figure 3.15 Algorithm e de vaUdadon exprimentale du modle larges-signaux
du conve rtisseur 120
Figure 3.16 Rpo nses tempo relles des diffrentes sorties du systm e face une
variadon de 33% dedd 121
Figure 3.17 Rpo nses tempo relles des diffrentes sorties du systme face une
variation de 50% de d
q
122
Figure 3.18 Rpon ses tempo relles des diffrentes sorties du systme face une
variadon de 100% ded'o 123
Figure 3.19 Rpon ses tempo relles des diffrentes sorties du systme face une
variation de 50% de
Vd
124
Figure 3.20 Rpo nses temporelles des courants AC face aux diffrentes
perturbadons 125
Figure 3.21 Variation en rgime stadque de la tension Vdcen foncdon de Dd 127
Figure 3.22 Variado n en rgime statique de la tension Id en fonction de Dd 127
Figure 3.23 Variad on en rgim e statique de la tensionAVdc en fonction de Do 128
Figure 3.24
'
Variado n en rgime statique de la tension
AVdc
en foncdon de D
o
129
Figure 3.25 Schma de la procdure de validation exprimentale du modle en
ped ts signaux 130
Figure 3.26 Diagra mm es de Bode des fonctions de transfert Gidne tGidi2 131
Figure 3.27 Diagra mm es de Bode des fonctions de transfert Gid2ietGid22 132
Figure 3.28 Diag ram mes de Bode des fonctions de transfert
Gvdu
e t
Gvdi2
133
Figure 3.29 Diagra mm es de Bode des foncdo ns de transfert
Gjvii
e t
Givi2
134
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
21/359
XXI
Figure 3.30 Diag ram me s de Bod e des foncdon s de transfert
Givzi
et
Giv22
135
Figure
3.31
Diag ram me s de Bode des foncdo ns de transfert Gwii etGvvi2 136
Figure 3.32 Diag ram me s de Bode de la foncdon de transfert
GAvdi3
137
Figure 4.1 Principe gnral de la comm andequasi-Hnairenum rique 142
Figure 4.2 Lieu des ples du systme Gp(s) 145
Figure 4.3 Rp onse indicielle pour k = 1 (cas d'u n com pensateu r linaire) 145
Figure 4.4 Rp onse indicielle pour k = 6 (cas d'u n com pensateu r linaire) 146
Figure 4.5 Rp onse indicielle pour k = 10 (cas d'u n com pensa teur linaire) 146
Figure 4.6 Diag ramm es de Black pou r diffrentes valeurs du param tre 9 (cas
d 'un com pensateur hnaire) 147
Figure 4.7 Rp onse indicielle pour diffrentes valeurs du gain k (cas d'un
com pens ateur quasi-linaire) 148
Figure 4.8 Diag ram me s de Black pour diffrentes valeurs du param tre 6 (cas
d'u n com pensa teur quasi-linaire) 149
Figure 4.9 Bouc les de couran ts quivalentes en prsence des contrleurs quasi-
hnaires 150
Figure 4.10 Bou cle du dsquilibre de tension 150
Figure4.11 Bou cle de tension quivalen te en prsence du contrleur quasi-
hnaire 151
Figure4.12 Rsultats de simulation de la com ma nde quasi-linaire pour
le
rgime de foncdonnement nominal 157
Figure4.13 Rsultats de simu ladon de la com ma nde quasi-linaire pour le cas
de dsquil ibre des charges DC ,Rdc"= 100 %Rdc.n 50 %Rdc.n 158
Figure 4.14 Rsultats de simu ladon de la com ma nde quasi-Hnaire dans le cas
d'un creux de 27% sur la tension Va 159
Figure 4.15 Rsul tats de simuladon de la comm ande quasi-hnaire dans
le
cas
de la perte de la ph ase (a) 160
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
22/359
XXII
Figure 4.16 Rsultats de simulad on de la com ma nde quasi-linaire en cas d'u ne
variadon de 500 % de l 'imp danc e de ligne 161
Figure 4.17 Schm a bloc de l 'implantation de la com ma nde quasi-linaire 162
Figure 4.18 Rsultats exprim entaux en rgime perma nent de la com ma nde
quasi-linaire, 163
Figure 4.19 Les courants triphass en rgime perman ent 164
Figure 4.20 Variations du TD H, FP, FDP en foncdon de la charge 165
Figure 4.21 Rsultats exprime ntaux pour la variadon de la rfrence de tension
Vdc de 500V 700V 33 % de la puissance nom inale 166
Figure 4.22 Rsultats exprime ntaux pour la variation de la rfrence de tension
Vdc*
de 500V 600V 100% de la puissance nom inale 167
Figure 4.23 Rsultats exprime ntaux pour la variadon de la charge
Rdc
de 300
% Rdc.n
100 %
Rdcn
33 % de la puissance nom inale 169
Figure 4.24 Rsultats exprime ntaux pour la variation de la charge Rdc de 200
% Rdcn 100 %Rdcn 50% de la puissance nom inale 170
Figure 4.25 Rsultats exprime ntaux pour la variadon de la charge
Rdc"
de 100
% Rdc.n 50 % Rdc.n 100% de la puissance nom inale 171
Figure 4.26 Rsultats exprime ntaux pour la perte de la phase (a) 33 % de la
puissance nom inale 172
Figure 4.27 Rsultats exprim entaux pour la perte de la phase (a) 100% de la
puissance nom inale 173
Figure 4.28 Rsultats exprimentaux pou r l 'augm entation de 500% de
l 'imp dan ce de ligne 174
Figure
5.1
Principe gnral de la com ma nde par com pen sado n de non-linarit 177
Figure 5.2 Sch ma bloc de l 'implantation de la com ma nde non-linaire
propose 187
Figure 5.3 Rsultats de simulad on de la com ma nde non-linaire en rgime
perm anen t puissanc e nom inale 189
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
23/359
XXIII
Figure 5.4 Rsultats de simulation de la com ma nde non-linaire en cas de
cou rt-circuit triphas 190
Figure 5.5 Rsultats de simu ladon de la com ma nde non-linaire en cas de
surtension de 200 % sur l 'ahm enta don triphase 191
Figure 5.6 Rsultats de simulation de la com ma nde non-linaire en cas de
sous-tension de 50 % sur l 'alimentation triphase 192
Figure 5.7 Rsultats de simu ladon de la com ma nde non-linaire pou r une
variadon de 70% de la tension DC de rfrence Vdc 193
Figure 5.8 Rsultats de simulation de la com ma nde non-linaire pou r une
variadon de 12.5% de la charge de niveau infrieur Rdc 194
Figure 5.9 Rsultats de simu ladon de la com ma nde non -hna ire pour une
variation de 12.5% de
la
charge
Rdc,
accompagne d'une sous-
tension triphase 195
Figure 5.10 Rsultats exprimentaux en rgime perm anen t puissan ce
nominale, 196
Figure 5.11 Rsultats exprim entaux pour l 'augm entation de 20% de la
rfrence de tension DC 199
Figure
5.12
Rsultats exprim entaux pour la diminution de 50% de la rfrence
de tension DC 200
Figure 5.13 Rsultats exprimen taux pour une variation de la charge
Rdc"
de
300% 100% (et inversement) de sa valeur nominale 33% de la
puissance nominale 202
Figure 5.14 Rsultats exprim entaux pour une variation de la charge infrieure
Rdc"
de 200 % 100% (et inversem ent) de sa valeur nom inale 50%
de la puissance nom inale 203
Figure5.15 Rsultats exprim entaux pour une variation de la charge infrieure
Rdc de 100% 60% (et inversement) de sa valeur nominale 100%
de la puissance nom inale 204
Figure5.16 Rsultats exprimen taux pour une perte tempo raire de la phase (a)
3 3 % de la puissance nom inale 205
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
24/359
XXIV
Figure 5.17 Rsultats exprimentaux pour une perte temporaire de la phase (a)
100% de la puissance nominale 206
Figure 5.18 Rsultats exprimentaux pour un creux de 27% sur les tensions
d'ahmentation 208
Figure 5.19 Rsultats exprimentaux pour une crte de 27% sur les tensions
d'ahmentation 209
Figure6.1 Principe de la comm ande adaptative auto rglable 211
Figure 6.2 Principe de la comm ande adaptadve avec modle de rfrence
211
Figure 6.3 Schma bloc de l'imp lantation pratique de l'algorithme de
commande adaptative propos 229
Figure 6.4 Rsultats de simulation en rgime permanent puissance nominale 230
Figure 6.5 Rsultas de simulation pour une variation de + 20% de la tension
DC de rfrence 231
Figure 6.6 Rsultas de simuladon pour une variation de - 20% de la tension DC
de rfrence 232
Figure 6.7 Rsultas de simulation pour une variation de la chargeRdc
33%
de
sa valeur nominale
33%
de la puissance nominale 233
Figure 6.8 Rsultas de simulation pour une variation de la charge
Rdc
60% de
sa valeur nominale 100% de la puissance nominale 234
Figure 6.9 Rsultas de simuladon en cas de court-circuit monophas 235
Figure 6.10 Rsultas de simuladon en cas de sous-tension de 27% sur
l'alimentation triphase 236
Figure
6.11
Rsultas de simulation en cas de surtension de 27% sur
l'alimentation triphase 237
Figure 6.12 Rsultas exprimentaux en rgime permanent puissance nominale
courant et tension AC de la phase (a), tensions DC 238
Figure 6.13 Spectre harmonique du courant
ia
239
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25/359
XXV
Figure 6.14 Allure des TD H, FP et FDP en fonction de la puissance transfre
la charge 240
Figure 6.15 Cou rants triphass ia,ibetic 241
Figure 6.16 Rsultats exprim entaux pou r l 'augm entation de 20% de la
rfrence de tension DC 242
Figure 6.17 Rsultats exprim entaux pour la diminution de 20% de la rfrence
de tension DC 243
Figure 6.18 Variations du TD H et FP en foncdon de la tension DC de rfrence 244
Figure 6.19 Rsultats exprim entaux pour une variado n de la charge Rdc de
300%
100% (et inversement) de sa valeur nominale 33% de la
puissance nominale 245
Figure 6.20 Rsultats exprime ntaux pour une variation de la charge Rdc" de
200% 100% (et inversement) de sa valeur nominale 50% de la
puissance nominale 246
Figure 6.21 Rsultats exprimen taux pour une variation de la charge Rdc de
100% 60% (et inversement) de sa valeur nominale 100% de la
puissance nominale 247
Figure 6.22 Rsultats exprim entaux pour une perte tempo raire de la phase (a)
3 3 % de la puissance nom inale 249
Figure 6.23 Rsultats exprim entaux pour une perte tempo raire de la phase (a)
100% de la puissance nom inale 250
Figure 6.24 Rsultats exprime ntaux pour un creux de 27 % sur les tensions
d'al imentat ion 251
Figure 6.25 Rsultats exprim entaux pour une crte de 27 % sur les tensions 252
Figure 8.1 Principe gnral de l 'observation 272
Figure 8.2 Algo rithme du Filtre de Kalman tendu 276
Figure 8.3 (a): Schm a bloc d'imp lme ntation de la com ma nde non linaire
avec FKE , (b): Bloc FKE 280
Figure 8.4 Diffrentes variables d'tat du systme et leurs estimes en rgime
permanent 282
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26/359
XXVI
Figure 8.5 Formes d'ond es ct AC en rgime permanent avec la com mand e
non-linaire moindres capteurs 283
Figure 8.6 Variables mesures et leurs estimes pour une augm entation de 20%
de la rfrence de tension DC 284
Figure 8.7 Variables mesures et leurs estimes suite la perte d'u ne phase
d'al imentadon 285
Figure 8.8 Variables mesu res et leurs estimes suite une crte de 33 % des
tensions sources 286
Figure 8.9 Form es d'on des AC et DC obtenue s utilisant la com ma nde non-
hnaire moind res capteurs 287
Figure 8.10 Courants dq mesurs et estims par le FKE , 288
Figure
8.11
Dsq uilibre de tensions et tension totale mesurs et estims , 289
Figure 8.12 Tension s dq mesures et estime s, 290
Figure 8.13 Tens ions DC de rfrence, estime et mesu re suite une
augmentat ion de 20% 291
Figure 8.14 Com paraison des courants AC et tensions DC avec et sans FKE :
augmentation de 20% de la tension
Vdc
292
Figure 8.15 Tension s dq estimes pour des variations des tensions sources, 293
Figure 8.16 Com paraison des courants AC et tensions DC avec et sans FKE :
variation des tensions AC , 294
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27/359
LISTE DES ABREVIATIONS, SIGLES E T ACRONYMES
AC/DC Alternative Current to Direct Current
ADCH Analog-to- Digital Channel
AFRTF Arbitrarily Fast and Robust Tracking by Feedback
CAD Convertisseur Analogique/Digital
CALC Circuit d'Aide La Comm utadon
CDA Convertisseur Digital/Analogique
CH Channel
DACH Digital-to-AnalogChannel
DC/DC Direct Current to Direct Current
DSP Digital Signal Processor
E/S Entre/Sortie
EMI Electromagnetic Interfrence
ESL EquivalentSriesInductance
ESR Equivalenet
Sries Rsistance
FDP Facteur de Dplacement
H. F. Hautes Frquences
FKE Filtre de Kalman tendu
FP Facteur de Puissance
I/O Input/Outputbit
EIC ElectromagneticInterfrence Compatibility
IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers
IGBT Insulated
Gte
Bipolar Transistor
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28/359
XXVIII
LIT Linaire Invariant dans le Tem ps
LQR Least Quad ratic Regu lators
LSM Large Signal Model
MIMO Multi-lnput-Multi-Output
MLI Mod ulat ion par Largeur d 'Impulsions
M O S F E T Mtal Oxide SemiconductorField Effect Transistor
NL Non-Linaire
NLA Non-Linaire Adaptat ive
P Proportionnel
PI Proportionnel-Intgral
PID Proportionn el-Intgral- Drive
QFT Quantat ive Feedback Theory
QL Quasi-Linaire
RM S Root Mean Square
SISO Single-Input-Single-Output
SOA Safe Ope rating Area
SVM Space-Vector Modu lation
TDH Taux de Distorsion Harmonique
TT L Transiator-Tran sistor Logic
Z O H
Zro
Order
Hold
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29/359
L I S T E D E S S Y M B O L E S E T U N I T E S D E M E S U R E
A Ampres
A
ma t r ice d ' ta t dumod le l ina i re
A^ y mat r ice d ' t a t rfrence pou r lei *" s o u s - s y s t m e
O x coeff ic ients a u x d n o m i n a t e u r s d e scon t r leu rs quas i - l ina i re s dans le d o m a i n e
c o n t i n u ; .v=
[z^,
/,,Av, v}
axd p l e s d e scon t r leu rs quas i - l ina i re s d ans le domaine d i sc re t ;
x
=[id, iq ,A v,v )
A
m a t r i c e d e d c o u p l a g e
B m a t r i c e d ec o m m a n d e d u modle l inaire
5o(s ) fonc t ion d etype b loqu eur d 'o rd re z ro
B ^ g f matrice de com ma nde rfrence pour lei* sous-systme
C matrice des perturbations du mo dle linaire
Cdc
cond ensateur de filtrage
Cmin valeur minim ale des cond ensateurs de filtrage pou r avoir une ondulation
maxim ale de 5% sur les bus DC
cos() facteur de puissance
Csv cond ensateur du circuit d'a ide la com mu tation con tre les surtensions
c(t)
les cond itions initiales des tats du systmes
d
rapport cyclique
d vecteur de com ma nde en rgime de faibles variations (petits signaux)
D
diode
Ae
la variation de l 'erreur de poursuite dans un contr leur flou
AI
ondu lation du courant AC
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XXX
di/
/d t
sunntensites
Di dpassement en courant
Aj
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31/359
XXXI
Avdc
cart entre les bus DC partiels
Avjcmax ondulation maxim ale sur la tension DC
A\'j^(k ) valeur de rfrence du dsquilibre des tensions DC partielles
Dv
dpassement en tension
D, la matrice de covariance de l'erreur de mesure
e erreur de poursuite dans un contrleur flou
E
vecteur des erreurs de poursuite des sous-systmes dans la comm ande adaptadve
A
E erreurdepoursuite entre le ssorties estimeset leurs rfrences
A
E drive del'erreur depoursuite
Eoff nerg ie dissipe lors
de la
phase
de
blocage
Eo n nerg ie dissipe lorsd e la phase d'amorage
F fonction non linaire d'tat
0 angle dedphasage entre lecourante t la tension d'une mme phase
F(.) matrice des fonctions non-linaires d'tats dans un systme entres et sorties
multiples
fg frquence propredurseau
F(s) fihre (RLC)
la
sortie
du
con vertisseur
Fu drive par rapport aux entres de commande
del
fonction non-linaire des
tatset desentres/^
fj ^ exposants desgains descontrleurs qu asi-linaires dans ledom aine continu; jc =
[id,iq,Av,v]
y angle desaturadon
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32/359
X X X I I
G(. ) matr ice
d e s
fonct ions non- l inai res
d es
ent r es
d e
c o m m a n d e d a n s
u n
s ys t m e
ent res et sor t ies mul t iples
Gc/2 facteurs d e com pens a t i on d e l 'effet d e sper turbat ions sur lesbouc l e s d e courant
pour la commande l inai r e based e PI
Gc(z)
f oncdon
d e
transfert
d ' u n
contrleur digi tal
G A V
gain du contrleur s tabi l i sant d eAvdcdans laco mm an de non- l inai r e
G i gain
du
contrleur s tabi l i sant
d e s
courant s dans
la
commande non- l inai r e
Gp(s) la f oncdon d e t ransfer t dcr ivant le sys tme phys ique pouvant conteni r des
i ncer t i tudes paramt r iques bornes dans
u n
ensemble bien df ini ,
G v gain
d u
contrleur s tabi l i sant
de
tens ionV dc dans
la
commande non- l inai r e
Gxy^ (s) fonct ions d e transfert du modle f rquent iel ,y e s t une ent r e , est le r ang de la
sortie
x;
yffest ler ang d el ' en t r e
y
r mat r i ce d ' adapta t ion
d e s
paramt res dans
la
com m an de adap t a ti ve
H
(s) fonct ion
d e
transfert
de la
bou cle ferme
/ /AV(S)
cont r leur
du
dsqui l ibre
d e
tens ion dans
le
domaine cont inu
/ / AV( Z )
cont r leur
du
dsqui l ibre
d e
tens ion dans
le
domain e d i scre t
H ela
mat r i ce d em es u r e dans u n filtre d e Kalman tendu
h r ang harm oniqu e
//,(s)
contrleur du courant dans le dom aine continu
//,(z) contrleur du courant dans le dom aine discret
Hv(s) contrleu r de la tension DC totale dans le dom aine continu
Hviz)
contrleur de la tension DC totale dans le dom aine discret
/ valeur efficace du courant AC
/* valeur rfrence du couran t source
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33/359
XXXIII
/;
vale ur efficace de la fond ame ntal e du cour ant AC
ia ,
i b ,
ic
les couran ts triphass , respec tiveme nt dans les phase s
a, b et c
A
i
valeur instant ane du courant crte
A
/^ valeur crte du courant r
A
/ vale ur crte du cour ant de rfre nce
f le cou ran t du lien DC infrieur
i* le cour ant du lien DC sup rieu r
i^g
le cour ant du con den sa teu r de filtrage niveau haut
i~ g le cour ant du con den sa teu r de filtrage nivea u bas
id com posa nte directe du courant
Id vale ur stati que de la com pos ant e directe du cour ant
id* vale ur rf rence de la co mpo sa nte directe du cour ant
id
(k) valeur rfrence de la composante directe du courant l'instant actuel
id*(k-l) valeur rfrence de la composante directe du courant l'instant pass
/J le courant DC de la charge niveau bas
/ j ^ le courant DC de la charge niveau haut
^D av valeur moyenne du courant dans une diode de redressement
IpFavg.mes
valcur moycune mesure du courant dans une diode de redressementDp
/ valeur efficace du courant dans une diode de redressement
Uf ,rms
loF.rms.mes
valcur efficacc
mesure du courant dans une diode de redressementDf
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XXXIV
^Dr.avg valeur moy enne du courant dans une diode associe un interrupteur actif
Df ,rms
h
il
'o
. *
IT
^T.avg.mes
T
IT
T.rms
^T.rms.mes
J
K
K
9
K
kcr
Kd
valeur efficace du courant dans une diode associe un interrupteur actif
valeur efficace de lah harmonique de courant
courant d'une inductance de lissage(L)
composante en quadrature des courants triphass
rfrence dela composante en quadrature des courants triphass
valeur moyenne du courant dans un interrupteur actif
valeur moyenne mesure du courant dans un interrupteur actif
courant dans un interrupteur actif
valeur efficace du courant dans un interrupteur actif
valeur efficace mesure du courant dans un interrupteur actif
fonction de cot dans la commande optimale
gain du compensateur quasi-linaire
matrice de la transformation triphase abc/dqo
drive de la matrice de transformation abc/dqo
gain critique d'un compensateur linaire conventionnel
action drive d'un contrleur PID
action intgrale d'un contrleur PID
k'j gain des retours d'ta ts dans la com ma nde non-linaire adaptative
Ki.
facteur intgral des contrleurs PI,
x =
{id,iq ,
Avdc .Vdc)
action proportionnelle d'un contrleur PID
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X X X V
Kp x fac teur proport ionnel
des
con t r leu rs P I ,x
=[id,
iq ,Av^c,
vvc}
KV A k i lo vo l t -ampre
kxd gains des contrleurs quasi-linaires dans le domaine discrets;x=[id,iq ,Av, v)
kx gains des contrleurs quasi-hnaires dans le domaine continu;x =
[id,iq ,
Av, v}
A degr relatif d'un systme entre et sortie uniques
Le inductance srie quivalente du condensateur de filtrage
Lfh{X,6) drive de Lie par rapport /
Lgh(X,6) drive de Lie par rapport g
j degr relatif associ la sortieyj
L inductances de levage
Lmi valeur minimale des inductances de levage
Lsi inductance du circuit d'a ide la commutation contre les surintensits
L{s)
fonction de transfert de la boucle de transmission
pF micro-Farad
mH milli-Henry
n ordre du systme
A
7 erreur augmente
N
la matrice de covariance de l'erreur d'extrapolation
W A V pu lsa t ion p rop re de la bouc le de dsqu i l ib re de tension dans une c o m m a n d e
h n a i r e base de PI
^Av coeff ic ient du numra teu r a s soc i au c o m p e n s a t e u r de dsqu i l ib re de tension
D C
)t pu lsa t ion p rop re desbouc les de cou ran t dans unecom ma nde l ina ire b a s e de
P I
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X X X V I
J b p u l s a t i o n p r o p r e
du
r s e a u
f t ^ A v p u l s a t i o n p r o p r e
de la
b o u c l e
d e
d s q u i l i b r e
de
t e n s i o n
D C
c O o v
p u l s a t i o n p r o p r ede la b o u c l e d e t e n s i o n D C
e n
c o e f f i c i e n t du d n o m i n a t e u r a s s o c i au c o m p e n s a t e u r d e t e n s i o n D C
L
c o e f f i c i e n t
du
n u m r a t e u r a s s o c i
au
c o m p e n s a t e u r
de
t e n s i o n
D C
c f i
le bruit du syst me
i2 le bruit de mesu re
Q ohms
P
la matrice de covaria nce de l'erreur d'estim ation
^branche pu issa ucc dissi pe dans une branche du converti sseu r
P o . c o n d
p e r t e s pa r c o n d u c t i o n d a n s les d i o d e s du c o n v e r t i s s e u r
/ 7 A V
t r o i s i m e p l e de la b o u c l e f e r m e d e A v ^ c
P f r p e r t e s
p a r
r e c o u v r e m e n t d i r e c t d a n s
les
d i o d e s
du
c o n v e r t i s s e u r
p * p l e s d s i r s en b o u c l e f e r m e
P m a x
puissan ce max imale devant tre dissipe par le radiateur
^o.nom pui ssance nom inal e de la cha rge de sortie
Prr pertes par recou vreme nt inversedan s les diodes du convertisse ur
Pji
.
puissa nce dissipe dans la rsistance du snubber contre les surintensits
P^ puis sance dissipe dans la rsistance du snubb er contre les surtension s
P r . C o n d p e r t e s
p a r
c o n d u c t i o n d a n s
les
I G B T s
d u
c o n v e r t i s s e u r
p { t )
les perturb ations externes sur la sortie y(s)
p y troisime ple de la bouc le ferme deVdc
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XXXVIl
Q
matricedestabilisation dans
le
sensdeLyapunov
Q N
la
matrice
de
covariance
du
bruit
du
systme, constante dfinie positive
R excsde ples par rapport aux zros danslabouclede transmission
T e
rsistance srie quivalen teducon den sate ur de filtrage
r^f rsistance collecteur- metteur quivalen te d'u n IGB T
r^
rsistance dyna miqu e d'u ne diode
/?j^
charge rsistive niveau haut
R^^ charge rsistive niveau
bas
R d c . n
valeur nominale des charges DC de sotie
R{k) vecteur d'entres de rfrences bornes
ri rsistance srie quivalente de l'inductance de levage
Rsi
rsistance du circuit d'aide la commutation contre les sur courants
Rsv rsistance du circuit d'aide la commutation contre les surtensions
R t h . B R
la rsistance thermique botier/radiateur
R i h , j B larsistance thermique jonction/botier
R t h . R A
la
rsistance thermique radiateur/air
S fonction
de
commutation
d'un
interrupteur actif
S123* fonctions
de
commutation rfrences des interrupteurs T/,T2etT3
S G 1 2 3 signauxdegchettes des interrupteursTj, T2et
Tj
SGN(i ) matric e dont les lmen ts
de la
diagonale sont
les
signes des courantsiabc
S{s) foncdon desensibilit
T 1 2 3
interrupteurs comm andables quatre quadrants
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XXXVIIl
Ta temprature ambiante
6
vecteur des paramtres du systme
A
6 estimes des paramtres du systme
A
0 drive des paramtres estims
Td priode de commutation
6d
vecteur des paramtres discrets
dd{0) valeur nominale du vecteur des paramtres discrets
t^gff temps de retard sur l'ouverture d'un IGBT
t^g^ temps de retard sur la fermeture d'un IGBT
tfD le temps de descente du courant dans la diodeDf,
itf, temps de descente du courant dans l'interrupteurT,
tf
temps de descente du courant lors de la phase de blocage
6(/^) foncdon ON/OFF des courants 4
6(/^) complment de la fonction ON/OFF des courantsix
Tj,max
temprature de jonction maximale
7} temprature de jonction
To
priode de fonctionnement
ton dure d'amorage d'un IGBT
trD
le temps de monte du courant dans la diode
D^,
tri le temps de monte du courant dans l'interrupteur
7,
trr le temps de recouvrement inverse dans la diode D R
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X X X I X
trv tem ps de mont e de
la
tension dans l ' interrupteur
7 ,
ts tem ps de stabilisation
Tsi pas d 'cha nti l lonn age basique de l 'a lgorit hme
Ts2 pas d 'ch anti l l onnage secondaire de l 'a lgorith me
tsv te mp s de stabilisation de latension DC
T in terrupteur comm anda ble
T(X) transformation linarisante des tats, entres et paramtres dans une comm ande
non-linaire
u loi de commande
U e le
vecteur des entres de c omm and e
V volts
V foncd on nergie de Lyapun ov
V
dri ve de la fonction nerg ie de Lyap unov
V vect eur de pertur bations en rg ime de faibles var iad ons (petits signa ux)
V vecte ur des perturb ations moy en sur une priod e de com mut ati on
V a i , c les tensi ons tripha ses d'al ime ntat ion des phas es (a, b,c )
v i 2 3
entr es auxiliair es stabilisante s dans les co mm an de s non-lin aire s
V4
signal de co mm an de du contr leur de tension dans une co mm an de non-lin aire
vcE tension collecteur-me tteur d 'un IGB T
^ C E s a t tensi on de saturation d'u n IG BT
V ten sio n tota le aux bor nes des con den sa teu rs de filtrage
Vcv signal de co mm an de du contr leur de tension dans une co mm an de linaire
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XL
Vd com posante directe de la transfo rme dqo des tensi ons triphases d'al imen tati on
Vd
valeur stad que de la com pos ant e directe de la transfo rme dqo des tensio ns
triphases d'alimentation
Vdc tension DC totale la sortie du conve rtiss eur
Vj^
tension DC de rfrence la sortie du convertisseur
vj^
la tension DC aux bornes de la charge niveau basR^^
v^
la tension DC aux bornes de la charge niveau haut
/?j^
Vf tension seuil d'une diode
A
V, entres auxiliaires stabilisan tes estimes
VM,n tens ion entre le poin t mili eu capaci tif et le point neu tre
Vq comp osa nte en quad ratur e de la transfo rme dqo des tension s triphases
d'ahmentation
VT tension aux bornes d'u n IGBT
Vf tensi ons aux borne s des inter mpteu rs actifsT123
V,t,max
valeur maxi male de la tension source sur la phase x
Vx,min valeu r mini ma le de la ten sion source sur la phase x
W Watts
W ' matric e associe l'er reur d'es tima tion
W
matric e assoc ie la driv e des param tres estim s dans la co mm an de
adaptative
X vecteur des tats du sys tme
X vecteur d't at moye n sur une prio de de com mut ati on
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XLI
X vecteur d'ta t en rgim e
d e
faibles variations (petits signaux)
A
X^{k]
l 'estim ation actuelle
d u
vecteur d'tats tendu
Xe vecteur d't at tendu
d u
systme
Xg vecteur d'ta ts
d u
sys tme
au
point de fonction nement nomin al
A
y vecteur des sorties estim es
A
y -
estime de la i'" sortie (y,) d'un systm eentres e tsorties multiples
^U )
jg ^me (l riv e de
y
Yref rfrence de la sortie
y
y\^^
rfre nce de la
i ^
sortie (y,) d'un systme
entres
e t
sorties m ultiples
Z le vecteur des variables mesures dans un filtre d e Kalman tendu
Z i zros d'u n com pen sate ur quasi-linaire
Zi
ples de rfrence
e n
boucle ferme dans
le
dom aine discret
Zx zros des contrleurs quasi-linaire s dans le dom ain e continu ;
x
=
[id,
iq ,Av, v}
Zxd zros des contrleurs quasi-linaire s dans
le
domaine discret ;
x
= [
id ,iq ,
Av, v}
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42/359
INTRODUCTION
Les convertisseurs statiques ont toujours t dots d'une grande importance dans
le
domaine de gnration et de conversion de l'nergie lectrique, vu la ncessit d'interfaage
entre le rseau lectrique et la majorit des applications domestiques et industrielles. Cet
intrt n'a cess de crotre avec l'apparition continue de nouveaux besoins de
la
part du
consommateur d'une part, et de nouvelles exigences de la part des fournisseurs d'autre part.
Dans le cadre de la prsente thse, on s'intresse au cas particulier des convertisseurs
courant alternatif/courant continu, qui a connu un vritable essor depuis la prolifration des
circuits lectroniques dans notre vie courante. Ce type de conversion est utilis dans
diverses applications industrielles, dont on cite principalement:
Les alimentations continues utilises en tlcommunication et en informatique,
L'industrie lectrochimique pour l'lectrolyse et la galvanisation,
Le transport ferroviaire et les engins de traction,
Les entranements de moteur courant alternatif ou continu,
Les transmissions hautes tensions des rseaux lectriques (HVDC transmission),
Les gnratrices oliennes , etc.
Pour longtemps, la tendance tait d'utiliser des ponts diodes pour leur faible cot et la
facilit de leur dimensionnement et mise en oeuvre. De plus, ces circuits se prtent bien
grand nombre d'applications en lectronique de puissance, o la rgulation de la tension de
sortie et la bidirecdonnalit de puissance ne sont pas requises. Cependant, il est bien connu
que de tels redresseurs sont fortement non linaires et absorbent un courant hautement
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
43/359
distorsionn du rseau lectrique. Ce courant est caractris par un contenu harmonique trs
lev, intolrable par les normes nationales et internationales en termes de limites
d'missions harmoniques. Plusieurs approches ont t adoptes en vue de l'attnuation des
harmoniques de courants indsirables. Certaines consistent augmenter
le
nombre de diodes
afin de pousser davantage le rang d'harmoniques dominantes. D'autres utilisent des filtres
(L-C) insrs entre le redresseur et le rseau. Cependant, de telles approches entranent une
sophistication significative de la circuiterie, et par suite l'augmentation des cots et la
diminution de la fiabilit. En plus de l'encombrement et des cots, ces solutions ne
permettent, gnralement, aucune rgulation de la tension ct DC, et prsentent un
vritable risque de rsonance entre les lments ractifs et l'impdance variable du rseau.
Les problmes du rseau lectrique avec les harmoniques de courants ne sont pas limits
aux redresseurs triphass, et datent de plusieurs annes auparavant. Dsontconmienc avec
l'utilisation des redresseurs arc de mercure pour l'lectrificadon des chemins de fer, ainsi
que l'apparition des entranements des moteurs DC vitesse variable dans l'industrie.
Depuis, le nombre et type d'quipements gnrateurs d'harmoniques n'ont cess
d'augmenter, incluant les ordinateurs, les imprimantes, les tlviseurs, les lampes
d'clairage, les climatiseurs, les pompes chaleur, etc. Par consquent, le problme
d'harmoniques a pris une plus grande ampleur ce qui a ncessit la mise en place de
nouvelles procdures pour la prvention et la protection contre les effets indsirables des
harmoniques. Ces effets sont nombreux et nuisent aussi bien au rseau lectrique qu'aux
quipements industriels et domestiques qu'il alimente. On en cite principalement: la
surcharge du neutre, la surchauffe et le raccourcissement de la dure de vie des
transformateurs, le disfonctionnement des disjoncteurs courant rsiduel, la perte de
synchronisation des quipements de commande, l'effet de peau sur les conducteurs, la
distorsion de la tension au point de couplage commun (PCC), etc. Les diffrentes
dfaillances, causes par
les
harmoniques, sont particulirement coteuses pour l'industrie
et le commerce. Ces cots sont
lis
l'endommagement des quipements,
la
perte
provisoire de production, le redmarrage, le non-respect des chanciers et les ventuelles
pertes de contrats. titre d'exemple, la dfaillance de deux transformateurs peut entraner
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en Europe une perte de 600 000 et de 3 jou rs de production dans une entreprise de verre.
Dans une banque, un incendie caus par la surchauffe du neutre peut entraner une perte
financire de l'ordre de 1 million d'euros. La perte de puissance dans un difice de
tlcomm unications peut coter jusq u' 30 000 par minute. De rcentes tudes en Europe
estiment les pertes causes par les harmoniques 10 milliards d'euros par an [1]. Les pertes
sont galement aussi normes aux USA, o les problmes de qualit d'nergie en gnral
cotent aux alentours de 120 milliards de dollars l'conomie amricaine, dont les
harmoniques dtiennent une part importante, soit un pourcentage de 50 67%. Idem au
Canada, les chiffres enregistrs en 2001 sont de l'ordre de 1.2 milliards de dollars canadiens
par an. Selon les prvisions des experts, on devrait s'attendre une croissance continue de
ces pertes durant les annes futures.
Face ce srieux problme, les normes instaures par des organismes internationaux, tels
que IEEE, et les fournisseurs d'nergie, se veulent de plus en plus strictes vis--vis des taux
d'missions harmoniques admissibles. On en cite principalement la norme IEEE-519 qui
ddie toute une section la description des effets des harmoniques avant de donner les
recommandations pour les clients individuels et les entreprises sous forme de limites sur les
harmoniques de courants et de tensions au point de couplage commun [2]. Un exemple de
normes d'missions harmoniques nationales sont celles d'Hydro-Qubec, inspires de
la
norme EEC 6100-4-7 [3]. Elles sont rapportes dans t able au 0 .1.
Selon le guide des limites d'mission des installations de clients raccordes au rseau de
transportd'Hydro-Qubec [4], "Ds'agit de taux de courants harmoniques (In/Ir)exprims
en pourcentage du courant de ligne correspondant la puissance de rfrence de
l'installation du client. Les limites sont fonction de la puissance de court-circuit du rseau
(Sec)par rapport la puissance de rfrence de l'installation du client (Sr) et elles s'valuen t
au point de couplage de l'installation du client au rseau de transport".
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Tableau
0.1
Limites d'missions des harmoniques de courants (Hydro-Qubec)
Harmoniques impaires
Scc/S,
20
et 50 et 200
n=3
1
1,5
2
3
n=5
1.2
2
3
4
n=7
0.8
1.5
2
3
n=9
0,5
0,75
1
1,25
n=11,
0,5
1
1,5
2
13
17
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
46/359
Cependant, cette complexification des architectures a galement donn lieu des difficults
additionnelles sur les plans de la conception, la modlisation et la commande. Ces trois
thmes constituent galement les avenues de contribution de cette thse, travers une
application bien particulire de redresseur triphas trois - niveaux.
Dans le premier chapitre, on effectuera le survol bibliographique des travaux ayant abord
les principales topologies des redresseurs triphass non polluants, ainsi que leurs diverses
techniques de modlisation et de commande. Dans le second chapitre, et en vue de la
validation exprimentale des diffrents concepts thoriques proposs dans la thse, on
proposera une mthodologie dtaille de conception d'un redresseur triphas trois - niveaux
trois interrupteurs de puissance 1.5kW. La partie logicielle utilise pour la commande en
temps rel du convertisseur, ainsi que les diffrents circuits secondaires constituant le
montage exprimental seront galement dcrits dans ce chapitre. Le troisime chapitre
prsentera le principe de fonctionnement du redresseur tudi. On y proposera, par la suite,
trois modles diffrents du convertisseur (statiques, en petits et en larges-signaux) dcrivant
son fonctionnement dans diverses plages d'opration. Ces modles thoriques seront
galement vrifis exprimentalement, moyennant le prototype exprimental mis en place et
la carte de commande DS 1104 de dSPACE. Les chapitres 4, 5 et 6 prsentent trois
techniques de commande diffrentes, adoptes pour commander le redresseur, savoir les
commandes quasi-linaire, non linaire et non linaire adaptative. Ces chapitres engloberont
les
dveloppements thoriques, ainsi que les rsultats de simulation et exprimentaux de ces
trois techniques de commande. Dans le chapitre 7, on effectuera la synthse des rsultats
obtenus, afin de mettre au point les avantages et inconvnients de chaque mthode. Face au
nombre important des variables mesures dans la topologie tudie, on
s'est
galement
propos d'tudier la possibilit de reconstruction numrique des tats du convertisseur, en
vue d'une commande moindres capteurs. Pour ce faire, la conception et l'implantation
d'un observateur non linaire de type filtre de Kalman tendu ont fait l'objet du chapitre 8.
Les rsultats obtenus par simulation et en temps rel sont rapports et comments dans ce
chapitre. Les diffrents dtails de calcul et schmas lectriques sont rapports dans les
annexes.
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C HA P IT R E 1
P R O B L M A T I Q U E E T R E V U E D E L IT T R A T U R E
1.1P roblm atiqu e
Us'agit de proposer des techniques de modlisation et de commande efficaces pour
un redresseur triphas trois niveaux trois interrupteurs contrlables de type bidirectionnels
en courant et en tension (Vienne), en vue de son utilisation dans des applications conversion
CA/CC de l 'nergie avec faibles rpercussions sur le rseau. Pour ce faire, le convertisseur
doit fonctionner facteur de puissance lev et faible taux de distorsion harmonique, avec
une puissance massique importante. Il doit galement fournir deux alimentations continues
indpendantes et rglables aux charges de sortie, ayant des dynamiques trs rapides. Ces
performances doivent tre assures aussi bien en rgime permanent que dans une large
plage d'opration. En d'autres termes, le redresseur doit faire preuve de grande robustesse
face des conditions de perturbations svres cts rseau et charge, ainsi que de fortes
variations et/ ou incertitudes paramtriques.
Afin de pouvoir tudier adquatement le redresseur choisi, i l est intressant, en un premier
temps, de le situer par rapport ses contreparties, et ce travers une tude bibliographique
exhaustive des diffrentes variantes de topologies non polluantes. Grce une telle tude, le
redresseur choisi pourra tre valu objectivement, en se basant sur ses avantages et
inconvnients par rapport aux autres topologies. Cette tape nous facilitera galement les
futures tches de conception et d'optimisation du prototype exprimental. En un second
temps, les aspects modlisation et commande de cette topologie doivent tre tudis avec
une attention particu,lire. En effet, la modlisation constitue une tape cl quant l 'analyse
du comportement dynamique et la commande des convert isseurs. La revue bibl iographique
propose dans ce chapitre devrait, donc, faire le point sur les principales techniques de
modlisation utihses pour les convertisseurs de puissance. D'autre part, les objectifs cibls,
en termes d e comp ensation harm onique et de rgulation, ne peuve nt tre atteints sans
7/13/2019 Belhadj Youssef Nesrine
48/359
l'adoption d'une technique de commande efficace. Le dernier volet de
la
revue littraire
sera, par suite, ddi aux principales techniques de commande proposes pour les
redresseurs triphass.
1.1.1 R edresseur s triphass no n polluants
1.1.1.1
P rsentatio n gnral e
Durant les dernires dcennies, une large variante de topologies triphases non polluantes
est apparue sur le march, ainsi constituant l'objet de divers travaux de recherche. Cette
prolifration a t, certes, nourrie par la ncessit de satisfaire les normes et
recommandations internationales, telles que
IEEE-519
et IEC-555, qui se veulent de plus en
plus strictes vis--vis du taux d'missions harmoniques sur le rseau lectrique. En plus de
sa fonction fondamentale de conversion AC/DC, un redresseur non polluant doit remplir les
critres suivants:
Une absorption quasi sinusodale de courant,
Une caractristique rsistive du fondamental des grandeurs AC ,
La possibilit de rgulation ct DC une valeur de rfrence,
Une haute densit de puissance,
Vu
la
diversit des topolog ies offertes, le choix d'un type ou d'un autre demeure troitement
li au type d'application, ainsi qu'au niveau de puissance requis. La comparaison entre les
diffrents redresseurs non polluants est gnralement base sur: le nombre d'interrupteurs
(actifs et passifs), le taux d'utilisation de ces diffrents interrupteurs, la taille des lments
ractifs, le facteur de dplacement (FDP), le taux de distorsion harmonique (TDH), le
facteur de puissance (FP), les harmoniques basses frquences de courant (ordres 5,7, 11et
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13),
les possibilits de commande directe des courants de ligne et de rgulation de la tension
de sortie, la robustesse face aux dsquilibres des tensions sources, les efforts de mesure et
la complexit de la commande [ 5].
La littrature classe les redresseurs triphass non polluants selon les cinq critres suivants:
1) Le type de com mutation des interrupteurs: force ou spontane (auto -
commutation),
2) Com mande des courants de lignes: active, passive ou hybride,
3) L'isolation (ou non) de la tension de sortie,
4) Le flux de puissance; unidirectionnel ou bidirecdonnel,
5) Le mode de conducdon: continue ou discontinue,
1.1.1.2
Principale s topologies de redresseurs triphass non polluants
1.1.1.2.1
Topologie s commande passive de courants
Ces redresseurs sont placs soit en srie soit en parallle du flux de puissance. Leur principe
de fonctionnement repose sur la faon de compenser les harmoniques indsirables de
courants. Les trois plus grandes catgories existantes sont prsentes dans les sous-
paragraphes suivants.
1.1.1.2.1.1 Compensatio n par un transformateur interphase
On cite dans cette catgorie les convertisseurs 12 (ou
18)
diodes, avec ou sans isolation
[6]. La configuration du circuit 12 diodes est donne dans
figure 1.1 .
Le transformateur
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d'interphase est insr entre deux systmes triphass forms par six chelons de tensions et
me
dphass de 30. Ceci entrane un dphasage d'angle % pour la 6 harmonique. Les
>me
tensions rsultantes contiennent alors des composantes frquentielles du 12 ordre et plus.
Les harmoniques rsultantes de courants sont diminues par les inductances de lissage. Le
taux d'attnuation obtenu par cette topologie est beaucoup plus important que pour les
redresseurs conventionnels oprant une mme frquence de commutation.
Figure 1. 1Topologie d 'un redresseur unid irect ionnel 12diodes
avecuntransformateurd 'interp ha se.
1.1.1.2.1.2 Compensatio n parunfiltrede rejet
Le faible facteur de puissance gnr par les redresseurs diodes conventionnels, qui est
thoriquement de 0.9, peut tre nettement amlior par insertion de circuits rsonants srie/
parallle entre la source et le pont redresseur. La frquence de rsonance est rgle aux
alentours de celle du bus AC, afin d'obtenir un facteur de puissance presque unitaire [7.].
Trois approches de commande sont possibles: (1) inductance de rsonance variable, (2)
capacit de rsonance variable ou (3) frquence de rsonance constante par commande de
l'angle de dphasage du courant redress. Le principe de base de tels redresseurs est donn
la figure 1.2.
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10
Figure 1. 2
Topologie
avec circuit rsonant de rejet.
1.1.1.2.1.3 Compensatio n par un circuit auxiliaire d'injection du troisime harmonique
La mthode de compensation des harmoniques de courants par injection du troisime
harmonique a t propose pour la premire fois dans [8], puis gnralise dans [9].
L'injection de courant peut tre passive, moyennant des transformateurs triphass avec le
secondaire en delta non charg [10] ou un autotransformateur en zigzag [11]. Ce type est
souhaitable pour des applications de hautes puissances et prsente un rapport qualit/ prix
assez intressant. L'injection de courant peut galement tre acdve, si le rseau d'injection
est form par des interrupteurs commandables [12]. Le principe de fonctionnement de tels
redresseurs est schmatis dans
figure 1.3.
2
^l
l
-
l
2
\
1
^
Q
\
,
1
'
C
C
o
Figure 1.3
Principe
gnral
des
topologies
injectionde courants.
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11
1.1.1.2.2
Topologie s commande hybride d e courant
Le terme hybride rfre l'association de deux tages, l'un tant passif et l'autreactif, afin
d'assurer les fonctions de redressement et de mise en forme du courant AC. Ce type de
redresseurs peut tre mont soit en srie soit en parallle entre la source et la charge.
1.1.1.2.2.1 Redresseurs hybrides sries
Dans cette catgorie, on cite principalement le pont triphas diodes suivi d'un hacheur
lvateur [13], reprsent dans figure 1.4.
l l l
l\2\ 2\
j ' ~ y ~ Y ' V ~ ^
^ T
Figure 1.4E xe mp le d e r ed r esse ur h y b rid e sr ie
unidirect ionnel: pont redresseur
diod es et ha cheu r lvateur.
La prsence du circuit actif en amont du pont redresseur permet de diminuer la valeur de
l'inductance de lissage et de contrler la tension ct DC. Le remplacement des diodes de
redressement par des thyristors, avec un thyristor additionnel de retour permet l'inversion
du flux de puissance, permettant ainsi d'tendre la topologie prcdemment dcrite aux
applications bidirectionnelles. Le circuit correspondant cette description est donn dans
figure
1.5. M algr les avantages en termes de cots, ces deux topologies souffrent de pertes
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12
importantes et de pauvres qualits d'ondes dans certaines applications, comme
les
tlcommunications par exemple. Pour pallier ces inconvnients, une solution a t
propose, consistant la duphcation de l'tage DC avec intercalage d'un autotransformateur
en zigzag entre le pont diodes et les deux hacheurs lvateurs.
Figure 1.5
E xem ple de redresseurhybridesrie
bidirectionnel:
pontredresseur
thyristors et hacheur lvateur.
Cette configuration a donn naissance au redresseur de Minnesota [14], schmatis dans
f igure 1.6 . Le rle de l'autotransformateur consiste rinjecter les composantes
homopolaires du courant (3 *" harmoniques), gnres la sortie du pont redresseur, dans
lescourants d'entre . D e cette manire, on parvient diminuer l'amplitude des harmoniques
basses frquences du courant des valeurs infrieures 3%
[15].
1.1.1.2.2.2 Redresseur s hybrides parallles
Cette catgorie englobe les filtres actifs et hybrides, constitues respectivement d'lments
actifs ou d'une combinaison d'lments actifs et passifs. Ds servent compenser les
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13
harmoniques de courants gnres par les charges non-linaires, telles que les systmes
d'entraneme nts, les ponts redresseurs, les systmes d 'clairage, etc. Ce type de redresseurs
offre une meilleure fiabilit par rapport aux filtres passifs prsentant plusieurs
inconvnients, tels que leur faible rendement nergtique, le risque de rsonance, leur
sensibilit face aux variations paramtriques de la charge et du rseau, etc.
o
z
z
\z
1
^ z
\z
1
^
z
\
^
pi '~Y~V~^
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p*'>'>-^
r\i
J
1
L^
>
1 ^
Figure 1.6
Topologie
du r edresseur d e Minnesota .
1.1.1.2.3
Topologie s commande active de courant
Cette famille de redresseurs est gnralement forme par des systmes triphass directs,
mais peut galement se prsenter sous
la
forme d'une combinaison de systmes m onophass
[16]. On y distingue principalement deux grandes classes: les topologies avec tension de
sortie isole et celles ave tension de sortie non isole.
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14
1.1.1.2.3.1 Redresseur s commande directe de courant avec tension de sortie isole
On numre deux types d'isolation galvanique pour le bus de tension DC:
1) Isolation la frquence du rseau: moyennant un transformateur, telle que la
topologie deux interrupteurs avec transformateur de Scott [17], rapporte dans
figure 1.7.
Figure1.7Exemple deredresseur tension de sortie isole
(isolation la frquence durseaupar un
transformateurde Scott).
2) Isolation hautes frquences: soit par association de redresseurs non isols et de
hacheurs isols, soit moyennant un seul tage de conversion de puissance. Pour
les
topologies deux tages,
les
tches de redressement et mise en forme du courant
sont assures par le premier tage, alors que celles d'isolation hautes frquences,
correspondance entre les niveaux de tension et de courants et commande de la
tension de sortie sont assures par le second tage
[18].
Un exemple de ce type de
redresseurs est donn dans
figure 1.8.
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15
Premier tage
Deuxime tage
Figure 1. 8E xemp l e d e r ed re sseu r 2 t a ges a ve c i so la t ion
galvanique hautes f rquences .
En ce qui
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