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Entwicklung und Anwendung eines Messsystems zur
Erfassung von Teilentladungen bei an
Frequenzumrichtern betriebenen elektrischen Maschinen
Vom Fachbereich Maschinenwesen
der
Universität Duisburg-Essen
zur Erlangung des akademischen Grades eines
Doktor-Ingenieurs (Dr.-Ing.)
genehmigte Dissertation
von
Dipl.-Ing. Kai Müller
aus Wittingen
Vorsitzender: Prof. Dr.-Ing. D. Wissussek
1. Gutachter: Prof. Dr.-Ing. R. Busch
2. Gutachter: Prof. Dr.-Ing. habil. V. Hans
Tag der mündlichen Prüfung: 15. September 2003
Vorwort I
Intellektuelle haben als Hofnarren der modernen Gesellschaft geradezu die Pflicht, alles Unbezweifelte anzuzweifeln, über alles Selbstverständliche zu erstaunen, alle Autorität kritisch zu relativieren und alle jene Fragen zu stellen, die sonst niemand zu stellen wagt. Ralf Dahrendorf
Vorwort Die vorliegende Dissertation entstand während meiner Tätigkeit als wissenschaftlicher
Mitarbeiter im Fachgebiet Elektrotechnik des Fachbereiches 12 der Universität Duisburg-
Essen.
Herrn Prof. Dr.-Ing. R. Busch, dem Leiter des Fachgebietes, gebührt mein besonderer Dank
für die Vorgabe des Themas, für viele wertvolle Anregungen, klärende Diskussionen und für
sein stets förderndes Interesse und seine Unterstützung.
Herrn Prof. Dr.-Ing. habil. V. Hans danke ich sehr herzlich für das Interesse an dieser Arbeit
und für die bereitwillige Übernahme des Korreferates.
Weiterhin danke ich den ehemaligen und jetzigen Mitarbeitern des Fachbereiches, sowie den
Mitarbeitern der Firmen DuPont und Siemens, für ihre tatkräftige Unterstützung bei
Problemen aller Art sowie die angenehme Arbeitsatmosphäre, von der die Arbeit ohne
Zweifel enorm profitiert hat.
Mein besonderer Dank gilt meiner lieben Frau Heide-Kathrin, die nicht nur durch ihr großes
Verständnis, sondern insbesondere auch durch ihre umfassende Motivation in
unnachahmlicher Weise stets für ein angenehmes Umfeld gesorgt, mir den Rücken
freigehalten und Korrektur gelesen hat. Sie hat damit ganz besonders zum Erfolg der Arbeit
beigetragen.
Essen, im September 2003 Kai Müller
Inhaltsverzeichnis II
Inhaltsverzeichnis Formelzeichen und Abkürzungen
Übersicht 1 Einleitung und Aufgabenstellung 1
2 Stand der Technik / Grundlagen 4
2.1 Aufbau des Isolationssystems 4
2.2 Diagnoseverfahren 7
2.2.1 Messungen im Zeitbereich 8
2.2.2 Messungen im Frequenzbereich 10
2.3 Der Teilentladungsprozess an lackisolierten Drähten 11
2.4 Aufbau und Funktionsweise von Frequenzumrichtern 15
2.4.1 Prinzipieller Aufbau eines Spannungszwischenkreisumrichters 15
2.4.2 Spannungsbildung bei einem Pulswechselrichter 16
2.4.3 Steuerverfahren für Pulswechselrichter 18
2.4.4 Verwendete Frequenzumrichter 19
2.5 Pulsfrequenzumrichter mit hoher Taktfrequenz an langen Leitungen 20
2.6 Ausbreitung der Umrichterimpulse auf Leitungen 21
2.7 Übertragungsverhalten der Wicklung für Teilentladungssignale 23
2.8 Anforderungen an ein TE-Messsystem für Frequenzumrichterbetrieb 24
3 Alterungsgesetze und Alterungsvorgänge 26
3.1 Thermische Alterung 26
3.2 Elektrische Alterung der Wicklungsisolierung bei Frequenzumrichterbetrieb 27
4 Messungen zum Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 35
4.1 Theoretische Grundlagen zum Ladungsspeicherverhalten 35
4.1.1 Das Bändermodell 35
4.1.2 Ladungsträgerbereitstellung in Isolierstoffen 36
4.2 Messung thermisch stimulierter Ströme 38
4.2.1 Beschichtete Prüflingsdrähte 40
4.2.2 Gewickelte Twiste 43
4.3 Messung des Verlustfaktors 45
4.4 Vergleich zwischen den Ergebnissen der TSC- und der Verlustfaktormessung 47
Inhaltsverzeichnis III
4.5 Einfluss der thermischen Beanspruchung durch die TSC-Messung 49
4.6 Auswertung des Stromsignales bei der TSC-Messung 51
4.6.1 Berechnung der Haftstellenenergien 52
4.6.2 Bestimmung der Haftstellentiefe 53
4.7 TSC-Messung an am Frequenzumrichter belasteten Twisten 55
4.8 Zusammenfassung 58
5 Messung von Teilentladungssignalen bei Frequenzumrichterbetrieb 59
5.1 Aufbau eines Messsystems zur Teilentladungsmessung bei Frequenzumrichterbetrieb 60
5.1.1 Überlegungen zur Separation von Teilentladungssignalen und Umrichtersignalen 60
5.1.2 Separation von Teilentladungssignalen und Umrichtersignalen mit Hilfe
eines Hochpassfilters ohne galvanische Trennung 61
5.1.3 Untersuchungen verschiedener Signaleinkopplungsmethoden mit Hilfe
eines Spektrumanalysators 62
5.2 Anpassung des Teilentladungsmesskreises an ein Oszilloskop 65
5.3 Anpassung des Messsystems an den verwendeten Frequenzumrichter 66
5.4 Aufbau eines Kalibrators für das neue TE-Messsystem 70
5.5 Ausbreitung des TE-Signals 72
5.6 Zusammenfassung 73
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 74
6.1 Untersuchungen zur Abhängigkeit des Teilentladungseinsatzes 74
6.1.1 Abhängigkeit des Teilentladungseinsatzes von der Spannungsform 74
6.1.2 Abhängigkeit des Teilentladungseinsatzes von der Lackschichtdicke und
der Permittivität 77
6.1.3 Abhängigkeit des Teilentladungseinsatzes von der Temperatur 78
6.1.4 Abhängigkeit des Teilentladungseinsatzes von der Frequenz 79
6.2 Teilentladungsverhalten von Twisten während der Alterung 80
6.3 Frequenzabhängigkeit der Lebensdauer 84
6.4 Zusammenfassung 85
7 Untersuchungen zum Teilentladungsverhalten bei Motoren 87
7.1 Untersuchungen an serienmäßigen Asynchronmotoren (690 V, 2,2 kW) 87
7.1.1 Versuchsaufbau und elektrische Belastung 87
7.1.2 Teilentladungsmessung beim Umrichterbetrieb von Motoren 90
Inhaltsverzeichnis IV
7.1.3 Alterung des Motors A bei Speisung über eine Spulengruppe 92
7.1.4 TE-Messungen bei offenem Sternpunkt 92
7.1.5 Alterung von Motor B bei Einspeisung über die Einzelspule bei offenem
Sternpunkt 94
7.1.6 Zusammenfassung 95
7.2 Teilentladungsuntersuchungen an verbesserten 690 V-Asynchronmotoren im Neuzustand 96
7.2.1 Spezifikation der Prüfkörper 96
7.2.2 Versuchsaufbau und Durchführung 97
7.2.3 Ergebnisse der Teilentladungsmessungen am Frequenzumrichter 98
7.3 Variation der Nutauskleidung 100
7.3.1 Prüfkörper 100
7.3.2 Versuchsaufbau und Durchführung 100
7.3.3 Ergebnisse der Variation der Nutauskleidung 100
7.4 Zusammenfassung 101
8 Untersuchungen zum Lebensdauerverhalten von Asynchronmaschinen ohne
Phasentrenner 102
8.1 Versuchsbedingungen und Durchführung 103
8.2 Entwicklung der dielektrischen Werte über der Betriebszeit der Motoren 104
8.2.1 Entwicklung des tan δ und dessen Aufteilung in Cp und Rp 104
8.2.2 Entwicklung der Rückkehrspannung 108
8.2.3 Entwicklung des Isolationswiderstandes Riso (60s) 109
8.2.4 Entwicklung des Polarisationsindexes PI (600s/60s) 110
8.3 Entwicklung des Teilentladungsverhaltens der Niederspannungsmotoren beim Betrieb am
Frequenzumrichter 111
8.4 Zusammenfassung 114
9 Zusammenfassung 115
Literaturverzeichnis 122
Formelzeichen und Abkürzungen V
Formelzeichen und Abkürzungen
a Konstante
A Fläche / Lageparameter
AC Wechselspannung
b Konstante / Heizrate
B thermischer Lebensdauerexponent
c0 Vakuumlichtgeschwindigkeit
C Kapazität
C´ Kapazitätsbelag
C0 Geometrische Kapazität
CP Parallele Ersatzkapazität
°C Temperatur
C++ Programmiersprache
d Abstand
dB Dezibel
du Spannungsänderung
dt Zeitintervall
DC Gleichspannung
eV Elektronenvolt
EMV Elektromagnetische Verträglichkeit
ESU Entladespannungsuntersuchung
f Frequenz / Funktion
fG Grundfrequenz des Frequenzumrichters
fP Pulsfrequenz des Frequenzumrichters
FU Frequenzumrichter
g Funktion
G´ Ableitungsbelag
GR Gleichrichter
GTO Gate Turn Off Thyristor
Hits/s normierte Häufigkeit
Hz Frequenz
I Strom
iv Verschiebungsstrom
Formelzeichen und Abkürzungen VI
ITE Teilentladungsintensität
IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
IRC Entladestromuntersuchung
ISO Isolationswiderstandsmessung
k0 Konstante
kd Lageparameter
kHz Kilohertz
kV Kilovolt
K Kelvin
lK Kabellänge
L´ Induktivitätsbelag
LCR komplexer Widerstand
Lth thermische Lebensdauer
Lel elektrische Lebensdauer
m Index
mbar Millibar
mV Millivolt
min Minute
MHz Megahertz
n Index / Lebensdauerexponent
nd Durchschlagsimpulszahl
N Newton / Windungszahl
NSM Niederspannungsmaschine
NTE Teilentladungshäufigkeit
PC Personalcomputer
pC Picocoulomb
pTE Teilentladungswahrscheinlichkeit
PAI Polyamidimid
PEI Polyesterimid
PWM pulse-wide-modulation (Pulsbreitenmodulation)
Q Ladungsmenge
Qs Scheinbare Ladung
r Reflexionsfaktor
R Widerstand
Formelzeichen und Abkürzungen VII
R´ Widerstandsbelag
RISO Isolationswiderstand
RP Paralleler Ersatzwiderstand
RSU Rückkehrspannungsuntersuchung
s Sekunde
Std. Stunden
t Zeit
ta Anstiegszeit eines Impulses/Schaltwelle
tan δ Verlustfaktor
tE Entladezeit
tF Formierzeit
tLade Ladezeit
tMessung Messzeit
T Zeitkonstante / Temperatur
TE Teilentladung
TF Formiertemperatur
Tm Temperatur des Depolarisationstrompeaks
TSC Thermisch stimulierte Ströme
U Spannung
UF Formierspannung
UHF Ultra High Frequency
Uipp Spitze-Spitze Wert der Teilentladungseinsetzspannung
ULL Spannungsamplitude zwischen zwei Phasen
Ust Steuerspannung
UTA Amplitude der Teilentladungs-Aussetzspannung
UTE Amplitude der Teilentladungs-Einsetzspannung
UZK Zwischenkreisspannung
Ûd Durchschlagsspannungsamplitude
ÛLL Maximalwert der Spannungsamplitude zwischen zwei Phasen
ÛRSU Maximum der Rückkehrspannung
URSU Rückkehrspannung
UV Ultraviolet
v Ausbreitungsgeschwindigkeit
VHF Very High Frequency
Formelzeichen und Abkürzungen VIII
W Energielücke / Bandabstand
WR Wechselrichter
z Ausbreitungsrichtung
Z komplexer Widerstand (Wellenwiderstand)
ZL komplexer Leitungswiderstand
Zm komplexer Motorwiderstand
β Dämpfungskonstante
ν Ausbreitungsgeschwindigkeit
h Temperatur
εr´ Permittivitätszahl
εr´´ Imaginärteil der Permittivität
τ Zeitkonstante
γ Gleichstromleitfähigkeit
ω Kreisfrequenz
Ω Einheit des elektrischen Widerstandes
µr relative Permeabilität
µs Mikrosekunde
ϕ Winkel
Übersicht IX
Übersicht
Fortschritte in der Automatisierung sind wesentliche Voraussetzungen zur Sicherung der
Wettbewerbsfähigkeit. In diesem Prozess nimmt die elektrische Antriebstechnik mit ihren
geregelten Antrieben zunehmend eine Schlüsselposition ein. Aufgrund ihrer guten
Regelbarkeit, ihres günstigen Preises und des sehr geringen Wartungsaufwandes kommen
hierbei immer mehr frequenzumrichtergesteuerte Drehstromantriebe zum Einsatz. Dabei
kommt und kam es immer wieder zu sogenannten Frühausfällen von Drehstrommotoren durch
Isolationsversagen, welche gerade in der chemischen Industrie zu großen wirtschaftlichen
Schäden führten, da dort eine hohe Betriebssicherheit von geradezu elementarer Bedeutung
ist. Es wird vermutet, dass das Isolationsversagen auf Teilentladungen zurückzuführen ist.
Bisherige Teilentladungsmesssysteme können nur bei einer sinusförmigen Prüfspannung
verwendet werden, während die über einen Puls-Frequenzumrichter betriebenen Maschinen
und Geräte impulsförmigen Betriebsspannungen ausgesetzt sind, so dass zwischen Prüfung
und Betrieb erhebliche Unterschiede bestehen und die Ergebnisse nicht ineinander überführt
werden können. Bei Impulsspannungen treten nicht nur erhöhte Klemmenspannungen durch
Reflexionen auf, sondern die Spannungsverteilung über den Wicklungssträngen ist zudem
nichtlinear, so dass nicht nur zwischen den Phasen sondern auch zwischen einzelnen
Windungen desselben Stranges hohe Spannungen und damit Teilentladungen auftreten
können. Motoren oder Geräte, die an einem Puls-Frequenzumrichter betrieben werden, sind
diesen Spannungsspitzen bei jedem Takt ausgesetzt und bei heute üblichen Taktfrequenzen
von bis zu zwanzig Kilohertz somit einer viel stärkeren potentiellen Alterung unterworfen, als
bei 50 Hz-Netzbetrieb.
In der vorliegenden Arbeit wird ein TE-Messsystem entwickelt und angewendet, welches
ermöglicht Teilentladungen auch bei Impulsspannungen und in einer elektromagnetisch stark
beeinflussten Umgebung zu messen. Anhand von grundlegenden Untersuchungen an
Modellprüfkörpern und realen Motoren werden anschließend das Teilentladungsverhalten und
die Lebensdauer von verschiedenen Isolationssystemen bei Frequenzumrichterbelastung
bestimmt, sowie Hinweise zur Konstruktion von für den Pulsumrichterbetrieb geeigneten
Maschinen gegeben.
1 Einleitung und Aufgabenstellung 1
1 Einleitung und Aufgabenstellung
Durch die weit verbreitete Automatisierungstechnik werden immer mehr drehzahlverstellbare
Antriebe benötigt, welche heutzutage überwiegend mit Pulsumrichtern realisiert werden
[1,2,3,4,5,6]. Um in der Motorwicklung einen Strom einstellbarer Frequenz zu erzeugen,
werden bei Pulsumrichtern aus der Zwischenkreisgleichspannung Spannungsimpulse erzeugt.
Durch eine geeignete Steuerung der Pulsbreite kann dabei ein oberwellenarmer und
näherungsweise sinusförmiger Motorstrom erzielt werden [7,8,9,11]. Die dabei verwendeten
Halbleiterschalter erlauben Schaltfrequenzen von bis zu 20 kHz mit sehr geringen
Schaltzeiten im Bereich von 0,03 bis 0,3 µs.
Effekte, wie die Ausbildung von Wanderwellen auf der Motorzuleitung [12,13,14,15] und
eine ungleichmäßige Spannungsverteilung in der Wicklung, führen dabei zu einer vielfach
höheren elektrischen Belastung der Wicklungsisolierung als bei Netzbetrieb, bei dem diese
praktisch nur thermisch altert [5]. Die Windungsisolierung, die bei Niederspannungsmotoren
aus einer wenigen µm-dicken Drahtlackschicht und einem Imprägnierharz oder -lack besteht
und eine vergleichsweise geringe elektrische Festigkeit aufweist, wird dabei besonders hoch
elektrisch beansprucht. Ihr Durchschlag infolge Teilentladungserosion kann zu einem
Windungsschluss und damit zu einem Ausfall des gesamten Antriebs führen [16,17].
Um einen zuverlässigen Betrieb von Pulsumrichterantrieben zu gewährleisten, sind Grenzwerte für maximal zulässige Spannungen nach DIN VDE 0530-1, Bbl.2 (identisch mit IEC (CO) 566), Entwurf 09/1995 [4] einzuhalten. Die Einhaltung dieser Grenzwerte erfordert jedoch auf der Seite des Umrichters einen erheblichen Aufwand, der zu einer Verringerung des Wirkungsgrades des Antriebs führt [18,19,20]. Zur Einhaltung dieser Grenzwerte werden deshalb Niederspannungsantriebe durch eine verstärkte Wicklungsisolierung oder durch Maßnahmen zur Reduzierung der Spannungsspitzen so gestaltet, dass während des Betriebes keine Teilentladungen auftreten sollen [2,3,21]. Dies verursacht jedoch hohe Kosten und führt bei gleicher Leistung zu einer größeren mechanischen Bauform. Ohne diesen zusätzlichen Aufwand sind Niederspannungsmotoren nach Untersuchungen von Kaufhold [2,16] und Berth [3,16] für den Betrieb über Pulsumrichter am 400 V Netz nur bedingt und an Netzen über 400 V, z.B. am 690-V-Netz, nicht geeignet. Zur Isolation derselben werden bisher auf Grund ihrer guten elektrischen Eigenschaften und der wirtschaftlich günstigen Herstellung und Verarbeitung hauptsächlich Hochpolymere verwendet [23]. Dabei handelt es sich im Allgemeinen um Lacke und Folien auf der Basis von Polyamid, Polyester, Polyesterimid, Polyurethan sowie Kombinationen dieser Stoffe (zum Beispiel. Zwei- oder
1 Einleitung und Aufgabenstellung 2
Dreischichtlackdrähte). Die bisher üblichen Isolierlacke zeigen jedoch eine nur sehr geringe Resistenz gegenüber auftretenden Teilentladungen. Erst die neuen Generationen von Teilentladungsstabilen Drahtlacken [24], weisen auch eine genügende mechanische Festigkeit für die maschinelle Verarbeitung auf. Bei diesen Drahtlacken ist es daher wichtig nachzuweisen, dass die verlängerten Lebensdauern tatsächlich aufgrund einer Teilentladungsresistenz und nicht auf einer Veränderung der Teilentladungseinsetzspannung oder anderen Effekten beruhen [25,26].
Da bisherige Teilentladungsmesssysteme für die Messungen von Teilentladungen in am
Frequenzumrichter betriebenen Maschinen gänzlich ungeeignet sind und diese schon allein
durch das ausgesendete Störspektrum von in der Umgebung betriebenen Frequenzumrichtern
derartig beeinträchtigt werden, dass bereits eine Messung bei Sinusspannung nicht möglich
ist, konnte die Teilentladungsfreiheit und damit die Wirksamkeit der Isolationsmaßnahmen
bisher nur in zeitaufwendigen Lebensdauerversuchen, durch Betrieb von kompletten
Maschinen an Frequenzumrichtern, nachgewiesen werden[5].
Klarheiten bei der Aufstellung von Grenzwerten für die Spannung an den Motorklemmen,
deren Einhaltung einen sicheren Betrieb gewährleistet, kann es daher erst dann geben, wenn
es möglich ist, Teilentladungen bei Frequenzumrichterbetrieb zu messen. Eine numerische
Einschätzung der elektrischen Belastung der Wicklungsisolierung bei Speisung durch einen
Frequenzumrichter ist sehr komplex und ungenau, da diese sowohl von Frequenzumrichter-
parametern (Anstiegszeit, Zwischenkreisspannung, Pulsmuster), Motorparametern
(Isolationsausführung, Windungsdesign) als auch von Parametern des verwendeten
Anschlusskabels (Kabellänge, Wellenwiderstand, Dämpfung) abhängig ist [2,3,13,15,16,17].
Gegenstand der vorliegenden Arbeit ist es daher, ein Messsystem zu entwickeln und zu
erproben mit dem es möglich ist, auftretende Teilentladungen beim Betrieb von
Niederspannungsmaschinen am Frequenzumrichter zu messen und über die Betriebsdauer des
Motors langfristig zu verfolgen. Die dargestellte Problematik impulsbelasteter Wicklungen ist
dabei nicht nur bei durch Frequenzumrichter gesteuerten Antrieben, sondern auch bei
Zeilentransformatoren, Hochfrequenztransformatoren von Schaltnetzteilen u.ä. von Interesse.
Mit einem solchen System ist es nicht nur möglich, die Effizienz von Maßnahmen zur
Verbesserung der Motorenqualität messtechnisch innerhalb kürzester Zeit nachzuweisen,
sondern zugleich eine zustandsorientierte Instandhaltung einzuführen.
1 Einleitung und Aufgabenstellung 3
Im einzelnen werden nachfolgende Schwerpunkte behandelt:
Theoretische Grundlagen
Das Ladungsspeicherverhalten von Lackdrähten
Entwicklung und Aufbau eines Messsystems zur Teilentladungsmessung bei
Frequenzumrichterbetrieb
Teilentladungsverhalten während der Alterung von für NSM eingesetzten Lackdrähten bei
Frequenzumrichterbetrieb (Twiste nach IEC 815-5 [33] als Prüfkörper)
Langzeituntersuchungen kompletter Maschinen bei Frequenzumrichterbelastung und
Messung der auftretenden Teilentladungen
Die Ergebnisse der Untersuchungen sollen dazu beitragen, die Grenzen der zulässigen elektrischen Belastungen für einen sicheren Betrieb von Niederspannungsmaschinen neu zu definieren.
2 Grundlagen und Stand der Technik 4
2 Stand der Technik / Grundlagen
Die Betriebssicherheit und Lebensdauer einer Maschine am Frequenzumrichter wird sowohl
durch den konstruktiven Aufbau [2,3,17,22] als auch durch die Betriebsbedingungen
bestimmt. Dabei treten neben thermischen [27,28], mechanischen und klimatischen
Beanspruchungen viel stärkere elektrische Einflüsse durch den Frequenzumrichterbetrieb
[29], als beim Betrieb am 50 Hz-Netz, auf. Im folgenden werden der Aufbau des
Isoliersystems für Niederspannungsdrehstrommaschinen [22,30], Diagnoseverfahren zur
Untersuchung der Isolationseigenschaften [5,25,26,31,32,33,34,35,36], die Grundlagen der
Teilentladung [25,37,38,39,40,41], der Aufbau und das Verhalten von Frequenzumrichtern
[1,10,11], der Einfluss von langen Leitungen [12,14], sowie die daraus resultierenden
Anforderungen an ein Teilentladungsmesssystem vorgestellt.
2.1 Aufbau des Isolationssystems Die Statorwicklung von Niederspannungsmotoren hat die Aufgabe, ein möglichst
kreisförmiges magnetisches Drehfeld zu erzeugen. Sie besteht zumeist aus mehreren Spulen,
die verteilt über den Umfang in die Nuten des Stators eingelegt sind [2,3,17,22,105]. Mehrere
konzentrisch angeordnete oder gleichmäßig versetzte Spulen bilden jeweils eine
Spulengruppe. Bei Drehstrommotoren werden die Spulen zu drei Strängen
zusammengeschaltet, die in Dreieck- oder Sternschaltung an das Drehstromnetz
angeschlossen werden können. Der Läufer einer Asynchronmaschine enthält keine
ausgebildeten Wicklungsstränge, sondern einen Kurzschlusskäfig [4,42]. Dieser besteht aus
Stäben, die in den Läufernuten liegen und nicht gegen das Blechpaket isoliert sind. Die
elektrische Lebensdauer der Maschine wird somit wesentlich durch den Alterungszustand der
im Ständer befindlichen Wicklung bestimmt. Eine Einteilung der Isolierung der
Statorwicklung ist in Phasen-, Haupt- und Windungsisolierung möglich (Bild 2.1). Die
Isolierung zwischen den Spulen der unterschiedlichen Stränge bezeichnet man als
Phasenisolierung. Sie befindet sich bei Einschichtwicklungen im Wickelkopf, bei
Zweischichtwicklungen kann sie zusätzlich zwischen zwei in einer Nut befindlichen Spulen
sein. Zusätzlich zur Drahtisolierung werden zur Trennung der Phasen häufig
Flächenisolierstoffe (Phasentrenner) aus Polyester-Verbundvlies eingesetzt, die eine gute
Imprägnierfähigkeit aufweisen.
2 Grundlagen und Stand der Technik 5
Bild 2.1: Isolationssystem
Die Isolierung der in der
geerdet wird, wird als H
Aramidpapier, Polyester
Einziehen der Spulen in
Nutabdeckung aus dem gl
Die Windungsisolierung
Lackschichten sich berü
einzelnen Spulen des glei
sie nicht durch zu
Niederspannungsmaschin
deren Lackzunahmen be
bzw. DIN EN 60317-0-1
b).
Bild 2.2a: Lackisolierter D
g
Hauptisolierun
Phasenisolierung
des Ständers ein
Nut befindlichen
auptisolierung
-Verbundspan o
die Nuten werde
eichen Material v
wird auch als
hrender Drähte
chen Wicklungss
sätzliche Fläch
en werden vorzu
zogen auf den v
[43] in Gruppen
raht Grad 2
Windungsisolierung
er Asynchronmaschine
Spulen gegenüber dem Blechpaket, das meistens
bezeichnet. Als Isoliermaterial werden dort z.B.
der Polyesterfolie verwendet [23]. Nach dem
n diese häufig mit einem Deckschieber bzw. einer
erschlossen.
Längsisolierung bezeichnet und besteht aus den
der Spulen. Auch die Isolierung zwischen den
tranges wird als Windungsisolierung bezeichnet, da
enisolierstoffe getrennt werden. Bei den
gsweise Ein- und Zweischichtlackdrähte eingesetzt,
erwendeten Drahtdurchmesser nach IEC 317-0-1
(Grad 1, Grad 2,...) eingeteilt sind (Bild 2.2 a und
Bild 2.2b: Ein- und Zweischichtlackierter Draht
Leiter
Lackisolation
Overcoat
Basecoat
2 Grundlagen und Stand der Technik 6
Hohe Abriebfestigkeit und glatte Oberflächen sind dabei wichtige Faktoren für die
Verarbeitung der Lackdrähte auf modernen Hochgeschwindigkeitswickelautomaten [44].
Durch den niedrigen Reibungskoeffizienten können mehr Wicklungen in einer Nut
untergebracht werden. Da sich die einzelnen Leiter dabei aber nicht, wie bei den in der
Hochspannungstechnik verwendeten Formspulen [45], in einer exakt definierten Lage
befinden, bezeichnet man diese Spulen auch als „wild“ gewickelt. Da Elektromotoren
heutzutage bei gleicher Leistung zur Verbesserung des Wirkungsgrades immer kleiner
dimensioniert werden, wird die Isolation, nicht zuletzt durch die immer weitere Verringerung
der Schichtdicken, immer stärker elektrisch und thermisch belastet[46,47].
Am Ende des Herstellungsprozesses wird die Wicklung mit einem Imprägnierharz oder –lack
überzogen und dadurch mechanisch verfestigt [48]. Gleichzeitig wird durch die
Imprägnierung die elektrische Festigkeit des Isolationssystems erhöht [49], eine bessere
Abführung der beim Betrieb entstehenden Verlustwärme und ein Schutz der elektrischen
Leiter vor Feuchtigkeit und Staub gewährleistet. Als Imprägnierverfahren kommen dabei
verschiedene Methoden zum Einsatz:
Tauch-Tränkung [48]: Bei der Tauch-Tränkung wird der Stator kurz in kaltes Harz
eingetaucht und anschließend nach einer Abtropfzeit von ca. 30 min, je nach
verwendetem Tränkharz, bei etwa 130 bis 160 °C ein bis zwei Stunden im Ofen
ausgehärtet. Als Tränkharze werden ungesättigte Polyesterimidharze verwendet.
Durch Variation der Viskosität der verwendeten Harze, der Eintauchgeschwindigkeit
und der Härtungsgeschwindigkeit lässt sich die Harzaufnahme und damit die Qualität
der Tränkung in engen Grenzen steuern. Nach der Tränkung ist eine Säuberung des
Blechpaketes von Harzrückständen notwendig.
Vakuum-Tränkung [48,50]: Bei der Vakuum-Tränkung wird die Vakuumkammer
zunächst bis ca. 25 mbar evakuiert. Erst dann wird das Tränkharz hinzugefügt und
durch das Vakuum in den Stator gezogen. Nach ca. 5 bis 10 min wird dann belüftet.
Um eine Blasenbildung zu vermeiden, verbleibt der Stator noch 20 bis 30 min im
Harz, wird dann herausgezogen und nach einer Abtropfzeit von etwa 20 bis 30 min bei
ca. 150 °C ein bis zwei Stunden lang im Ofen ausgehärtet. Als Einflussgrößen auf die
Qualität der Tränkung sind, neben dem verwendeten Harz, die Größe des eingestellten
Vakuums und die Belüftungszeit zum Brechen des Vakuums zu nennen. Eine
Steuerung der Harzaufnahme ist auch hier nur in engen Grenzen möglich. Auch bei
der Vakuumtränkung ist eine anschließende Säuberung des Blechpaketes
2 Grundlagen und Stand der Technik 7
unvermeidbar. Es werden Harze auf der Basis von ungesättigten Polyesterimidharzen
verwendet.
Strom-UV-Tränkung [51,52]: Bei der Strom-UV-Tränkung wird der Stator zunächst
durch einen durch die Wicklung fließenden Strom auf 110 bis 120 °C vorgeheizt.
Anschließend wird der vorgeheizte Stator für ca. 1 - 2 min in das Harz getaucht. Nach
der Tauchphase folgt dann eine 10 - 20 minütige Abtropfphase. Anschließend wird
der Stator erneut durch einen Strom zum Aushärten des Harzes auf ca. 150 - 170 °C
erwärmt. Nach ca. 10 - 20 min wird der Stator, damit auch das Harz an der
Wicklungsoberfläche aushärten kann, ca. 10 min lang mit UV-Licht bestrahlt. Hierzu
ist es erforderlich, dass UV-härtende Harze auf der Basis ungesättigter
Polyesterimidharze verwendet werden. Durch Änderung der Vorwärmtemperatur und
der Aushärtungsgeschwindigkeit, jeweils steuerbar durch den durch die Wicklung
fließenden Strom und durch Harzvariation, lässt sich die Harzaufnahme des Stators
gezielt beeinflussen. Daneben zeichnet sich die Strom-UV-Tränkung weiter durch die
sehr kurzen Härtezeiten, die sehr hohen Harzaufnahmen und die erhaltenen sauberen
Blechpakete aus. Ein mühsames Säubern der Blechpakete von Harzrückständen ist
nicht notwendig.
Bei all diesen Tränkverfahren kann aber, trotz teils beachtlicher Tränkmittelaufnahme, nicht
gewährleisten werden, dass die Imprägnierung an allen Stellen vollständig ist und sich
nirgends Lunker gebildet haben.
2.2 Diagnoseverfahren
Die Beurteilung des Zustandes der Wicklungsisolierung rotierender Maschinen mit Hilfe
diagnostischer Messtechnik [25,26,33,34,35] erfolgt generell mit integralen Verfahren über
das gesamte jeweils in die Messung einbezogene Isolierstoffvolumen wie
Verlustfaktormessung, Isolationswiderstandsmessung, Rückkehrspannungsanalyse,
Ladestromanalyse, LCR-Messung [53,54,55,56,57] oder mit der TE-Mess- und
Analysetechnik [17,37,38,39,40,41,58,59], die im Gegensatz zu den davor aufgezählten
Diagnoseverfahren lokal stark begrenzte Defekte detektieren kann.
Mit solchen diagnostischen Messungen werden unterschiedliche Zielstellungen verfolgt: Neue
Isoliersysteme werden untersucht, um deren Eignung im Rahmen von Entwicklungsprozessen
2 Grundlagen und Stand der Technik 8
hinsichtlich der eingesetzten neuen Werkstoffe, Fertigungstechnolgien oder
Konstruktionsprinzipien zu beurteilen. Es werden aber auch an gefertigten Maschinen
regelmäßig Messungen im Prüffeld durchgeführt, um die Qualität nachzuweisen und um
„Neuwerte“ für spätere Trendanalysen zu generieren. Auch für die zustandsorientierte
Wartung und Instandhaltung hat die TE-Messung und Analyse an Bedeutung gewonnen, da es
durch Trend- und Kollektivbewertung der Messergebnisse möglich ist, den
Instandhaltungsaufwand unmittelbar auf die betroffenen Maschinen zu fokussieren und damit
keine unnötigen Demontage und Wartungsarbeiten an betriebssicheren Maschinen
durchzuführen. Damit können bei erhöhter Prozesssicherheit die Life-Cycle-Costs erheblich
reduziert werden.
Das Potential der TE-Messtechnik, lokale Änderungen und Defekte des Isoliersystems zu
detektieren, wird durch PC-gestütze Messung und Analyse erschließbar, die eine für die
Auswertung hilfreiche Datenkompression gestattet und damit TE-Muster und Kennzahlen wie
TE-Häufigkeiten und TE-Amplituden liefert. Für die nachfolgenden Untersuchungen wurden
teilweise selbstangefertigte Mess- und Steuerprogramme (in C++ und in LabView
programmiert) verwendet.
2.2.1 Messungen im Zeitbereich Bei der Diagnose im Zeitbereich wird an die Isolation (Dielektrikum) für eine definierte Zeit
(tLade oder tF) eine Gleichspannung angelegt (Formierphase) und der zeitliche Verlauf des
Ladestromes gemessen (ISO). Nach Abschalten der Gleichspannung, also nach Beendigung
der Formierphase, können drei weitere Diagnosegrößen gewonnen werden. Das ist einmal der
zeitliche Verlauf der Entladespannung am Dielektrikum (ESU), weiterhin nach kurzzeitigem
Kurzschließen (0,5 s) und dadurch erzieltem Entladen der irrelevanten Hauptkapazität der
Verlauf des Entladestromes (IRC) und / oder der Verlauf der nach dem Kurzschluss
rückkehrenden Spannung an der Isolation (RSU) [54,55,56,57,60,61,62].
Die Diagnoseverfahren im Zeitbereich können somit grundsätzlich in Strom- und
Spannungsmessverfahren unterteilt werden. Die Strommessverfahren haben gegenüber den
Spannungsmessverfahren den Vorteil, dass durch Transformation des gemessenen
Polarisations- oder Depolarisationsstromes vom Zeit- in den Frequenzbereich die
Polarisationsverluste εr´´ (Imaginärteil der Permittivität) ermittelt werden können und sich
somit physikalisch interpretierbare Zusammenhänge ergeben. Für den Polarisations- bzw.
Depolarisationsstrom, der durch i(t) ~ t-n für kurze Zeiten und durch i(t) ~ t-m-1 für lange
2 Grundlagen und Stand der Technik 9
tfft 1,0: ====⇒⇒⇒⇒
ttikr ⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅==== )(´´ 0εεεε
Zeiten beschrieben werden kann, hat Hamon [57] ein praktikables Verfahren für die
Durchführung der Transformation von i(t) in den Frequenzbereich angegeben. Danach folgt
für die Bestimmung der Polarisationsverluste aus dem gemessenen Stromsignal:
(2.1)
Die Zeit-Frequenz-Zuordnung ist dabei gegeben durch:
(2.2)
Die Größe k0 ist von der Geometrie der Versuchsanordnung und der Formierspannung
abhängig. Sie ist damit für ein gegebenes Untersuchungsobjekt und eine feste
Formierspannung eine Konstante, die bekannt sein muss, wenn man den genauen Wert von
εr´´ ermitteln will. Für das Isoliersystem elektrischer Maschinen ist eine Bestimmung der
Konstante k0 durch die außerordentlich komplizierte Geometrie des Dielektrikums nicht
möglich. Um über den qualitativen Verlauf der Polarisationsverluste diagnostische Aussagen
zum Zustand der Isolierung machen zu können, genügt jedoch die Proportionalität
εr´´ = g(f) ~ i(t)⋅t = f(t)
(2.3)
Weiterhin ist die Zeit-Frequenz-Transformation nicht zwingend erforderlich, da der zu εr´´
spiegelbildliche Verlauf i(t)⋅t alle für die Diagnose wichtigen Informationen enthält.
Bei der Depolarisationsstrom-Analyse ist zu beachten, dass der Verlauf des
Depolarisationsstromes und damit der von i(t)⋅t von dem Verhältnis aus Lade- bzw.
Formierzeit tLade und der Messzeit tMessung abhängt. Um von diesen Bedingungen, die nicht die
Physik des Alterungsprozesses charakterisieren, unabhängig zu sein wird von Jonscher
[61,62] tMessung / tLade ≤ 0,1 empfohlen. Da die Messzeit nicht beliebig verkürzt werden kann,
sind zur Einhaltung dieser Bedingung sehr lange Formierzeiten erforderlich, wodurch der
Aufwand beträchtlich vergrößert wird. Von Jonscher [61] wurde jedoch gezeigt, wie man eine
richtige Interpretation der Alterung auch bei Werten tMessung / tLade > 0,1 erzielt, die
Formierzeit also verkürzt werden kann.
Aus der Dissertation von Hilfert [5] ist zu entnehmen, dass bei den Kurvenverläufen der
Ladestrom-, Depolarisationsstrom- und Rückkehrspannungs-Analyse eine gute Korrelation
besteht, das heißt alle drei Verfahren reagieren in ähnlicher Weise auf die
Eigenschaftsänderungen des Isoliersystems der Maschinen. Bei der
2 Grundlagen und Stand der Technik 10
Entladespannungs-Analyse konnten hingegen nur sehr geringe Veränderungen der
Zeitverläufe der Entladespannung und des gewählten Diagnoseparameters festgestellt werden,
so dass dieses Verfahren zur Diagnose von thermischen Alterungsprozessen des
Isoliersystems nicht geeignet ist. Die Eigenschaftsänderungen des Isoliersystems von
thermisch hoch belasteten Maschinen können, ausgehend von den ermittelten
Diagnoseparametern, in die folgenden drei Zeitbereiche eingeteilt werden:
a) Kurze Betriebszeit: RISO steigt, Maximum i(t)*t sinkt, Maximum URSU sinkt; Abnahme
der Polarisierbarkeit bzw. des Ladungsspeichervermögens durch Trocknung, weitere
Vernetzung der Isolierstoffmoleküle und Entweichen von Lösungsmitteln
b) Mittlere Betriebszeit: RISO steigt, Maximum i(t)*t sinkt, Maximum URSU sinkt; Abnahme
der Polarisierbarkeit bzw. des Ladungsspeichervermögens infolge der Abnahme der
Lackschicht und eventuell weitere Vernetzung der Isolierstoffmoleküle
c) Lange Betriebszeit: RISO sinkt, Maximum i(t)*t steigt, Maximum URSU steigt; Zunahme
des Ladungsspeichervermögens bzw. der Polarisierbarkeit infolge der thermischen
Alterung, d.h. Zerstörung des Isolierstoffes durch das Brechen von chemischen
Bindungen, durch Aufspaltung von Polymerketten und durch Entstehung von Zonen
unterschiedlicher Leitfähigkeit und Permittivität (Maxwell-Wagner-Effekt)
Die unter b) und c) dargestellten Vorgänge laufen grundsätzlich gleichzeitig ab. Die
Änderung der Diagnoseparameter hängt jedoch davon ab, welcher dieser Prozesse überwiegt.
2.2.2 Messungen im Frequenzbereich Zur Durchführung diagnostischer Untersuchungen im Frequenzbereich wird eine
sinusförmige Wechselspannung fester oder variabler Frequenz an das Diagnoseobjekt gelegt.
Zur Beurteilung der Güte eines Isoliersystems wird häufig der Verlustfaktor ermittelt
[45,53,57]. Ab einer Frequenz, die vom Aufbau des Motors abhängt, steigt er stark an, da der
Einfluss der Wicklungsinduktivität zunimmt. Dadurch wird die Ermittlung von
Diagnoseparametern im oberen Frequenzbereich erschwert. Bei niedrigen Frequenzen kann
das Dielektrikum der Statorwicklung durch eine Parallelschaltung eines Widerstandes (Rp)
mit einer Kapazität (Cp) beschrieben werden. Der Widerstand Rp wird durch die
Gleichstromleitfähigkeit (γ) und die Polarisationsleitfähigkeit, die Kapazität Cp durch die
geometrische Kapazität C0 und die Permittivität bestimmt:
(2.4) dACmit
CCund
dAC
R rp
r
p
00
0
0
´´´
1
εεεε
εεεεγγγγεεεεωωωω
====
====++++
====
2 Grundlagen und Stand der Technik 11
Darin sind εr´ und εr´´ der Real- bzw. Imaginärteil der komplexen Permittivitätszahl. Der
Verlustfaktor ist:
´´´
´1tan
0 r
r
rppCR εε
εωεγ
ωδ +==
(2.5)
Während der thermischen Belastung ist meist am Anfang eine Abnahme (Konditionierungs-
phase) und später eine Erhöhung des Verlustfaktors feststellbar. Diese Parameteränderung ist,
wie bei den Messungen im Zeitbereich, von der thermischen Belastung der Isolierung
abhängig.
Durch die thermischen Alterungsprozesse erfolgt ein Abbau der Drahtisolation [66]. Da sich
die Elektrodenanordnung (Lage der einzelnen Leiter zueinander) in der Motorisolation nicht
ändert, dringt Luft als Ersatzisolierstoff in die Wicklung ein. Dadurch sinken die
Permittivitätszahl εr´ und die durch εr´´ bestimmten Polarisationsverluste sowie die
Leitfähigkeit γ, so dass entsprechend Gl. (2.4) Rp steigen und Cp fallen muss.
Der Verlustfaktor wird nach Gl. (2.5) durch das Produkt von Rp und Cp bestimmt. Da sich Rp
stärker als Cp ändert, vergrößert sich das Produkt während der Betriebszeit und somit sinkt
der Verlustfaktor. Würde Rp in gleichem Maße steigen wie Cp sinkt, dann wäre keine
Änderung des Verlustfaktors zu verzeichnen. Aus diesem Grund ist die Bestimmung der
Einzelgrößen (Rp, Cp) der alleinigen Bestimmung des Verlustfaktors vorzuziehen.
Die Parameter der Messung im Frequenzbereich, wie z.B. die äquivalente Parallelkapazität,
ändern sich über die Betriebszeit stetig, so dass durch diese Messung eine Verfolgung der
Alterungsprozesse möglich erscheint [5].
2.3 Der Teilentladungsprozess an lackisolierten Drähten
Eine Teilentladung (TE) stellt einen lokal begrenzten, meist energieschwachen
Überschlagsprozess dar, welcher nicht die gesamte Strecke zwischen zwei auf
unterschiedlichem Potential befindlichen Elektroden überbrückt. Wird die Isolation
vollständig überbrückt, spricht man von einem Durchschlag (Bild 2.3). Bei kurzer Einwirkzeit
der TE tritt in der Regel keine Schädigung der Isolation auf. Daher können
Teilentladungsmessungen bei kurzer Messdauer zu den zerstörungsfreien Messverfahren
gezählt werden [63]. Eine langzeitige Einwirkung von TE hat bei einer Vielzahl der im
Bereich der Elektrotechnik verwendeten Dielektrika eine stetige Zersetzung des
2 Grundlagen und Stand der Technik 12
Isolationsmaterials zur Folge [67] und bewirkt meist die Ausbildung von Erosionskanälen
(treeing) [39,40]. Physikalisch handelt es sich bei der Teilentladung um eine extrem schnell
ablaufende lawinenartige Bewegung von Ladungsträgern innerhalb eines Zeitbereiches von
wenigen Nanosekunden. In der Literatur wird zwar oft zwischen inneren und äußeren
Teilentladungen unterschieden, die grundlegenden physikalischen Modellvorstellungen zum
Ablauf der Entladungsprozesse sind jedoch für innere und äußere Teilentladungen weitgehend
identisch.
Bild 2.3: Durchschlagsstelle am Twist
Die selbstständige Gasentladung bildet dabei die Grundlage zur Beschreibung der
physikalischen Prozesse, da es sich auch bei inneren Teilentladungen meist um Entladungen
in gasgefüllten Teilvolumina handelt [41]. Bei den in dieser Arbeit verwendeten
Isoliersystemen handelt es sich ausschließlich um lackisolierte Twiste oder um das
Isolationssystem von Niederspannungsmaschinen. Im Vergleich zu Entladungen an
metallischen Elektroden müssen hier gegenüber der klassischen Gasentladungstheorie jedoch
zusätzliche beziehungsweise modifizierte Sekundärprozesse, insbesondere an dielektrischen
Grenzschichten, berücksichtigt werden. Bei dem Einfluss dieser Grenzschichten handelt es
sich im wesentlichen um lokale Feldveränderungen in der gasförmigen Entladungstrecke, z.B.
durch Oberflächenladungen oder Raumladungen [64,65], sowie um eine gegenüber
metallischen Elektroden veränderte Sekundärelektronenerzeugung.
Eine notwendige Voraussetzung für das Auftreten einer Ladungsträgerlawine ist, dass die
Feldstärke über einem Teilbereich der Isolation ausreichend groß ist, um freie Ladungsträger
auf kinetische Energien zu beschleunigen, die eine Ionisation von Gasmolekülen infolge von
Stoßprozessen erlauben. Diese Ladungsträger werden dann entsprechend der Feldrichtung
und Polarität bewegt, bis die entstehende Raumladung oder bei den dielektrischen
Grenzflächen die Oberflächenladung, das elektrische Feld im Entladungsbereich so weit
schwächt, dass dadurch die selbstständige Entladung verlöscht. Dabei sind die zur Ausbildung
lokal begrenzter Ladungsträgerlawinen erforderlichen Feldstärken meist auf eine
geometriebedingte Ausbildung von Gebieten mit lokal erhöhter Feldbelastung
zurückzuführen. Mit diesen Entladungsabläufen sind kurze Stromimpulse verbunden, die
2 Grundlagen und Stand der Technik 13
beispielsweise bei Teilentladungen in Luft Anstiegs- und Abfallzeiten von wenigen
Nanosekunden aufweisen.
Als zweite notwendige Voraussetzung wird ein Startelektron für die Einleitung des
Entladungsprozesses benötigt. Liegt im Augenblick des Überschreitens der kritischen
Feldstärke kein freier Ladungsträger vor, so kommt es erst nach einer Streuzeit, das heißt
wenn ein Startelektron zur Verfügung steht, zu einem verzögerten Entladungseinsatz. Das
Produkt aus Streuzeit und Spannungsänderungsgeschwindigkeit zum Zeitpunkt des
Erreichens der kritischen Feldstärke entscheidet darüber, inwieweit die tatsächliche
Zündfeldstärke der Teilentladung die minimal erforderliche Zündfeldstärke überschreitet.
Wichtige Kenngrößen bei Teilentladungen sind:
Scheinbare-Ladung Qs. Sie wird gewöhnlich in Picocoulomb (pC) angegeben. Sie
entspricht der Ladung, die bei einem Teilentladungsvorgang an den äußeren Klemmen des
Prüflings messbar ist, ist aber stets kleiner als die wirklich bei einer inneren Teilentladung
umgesetzten Ladung. Dabei ist das Verhältnis zwischen wahrer und scheinbarer Ladung
bei realen Isolierungen im Normalfall unbekannt, da die Geometrie der Fehlstelle genauso
wie die Gasparameter nur bei künstlichen Fehlstellen überblickt werden kann.
Teilentladungseinsetzspannung UTE bzw. Teilentladungsaussetzspannung UTA
Durch gleichzeitiges Messen von Teilentladungssignal und anliegender
Versorgungsspannung lässt sich die Grenzspannung für eintretende Teilentladungen
ermitteln, wobei sich die Werte in Abhängigkeit von der Spannungsform der
Versorgungsspannung (Sinus oder Impuls) aufgrund der unterschiedlichen
Spannungsverteilungen innerhalb der Maschine oder des Gerätes, wie bereits erwähnt
wurde, stark unterscheiden können. Die Teilentladungs-Einsetzspannung ist jener Wert
bei steigender Prüfspannung, ab dem ein über dem Grundstörpegel liegender
Entladungswert dauernd angezeigt wird. Die Teilentladungs-Aussetzspannung ist jener
Spannungswert, der bei fallender Prüfspannung vorhanden ist, wenn die
Teilentladungsanzeigewerte nicht mehr vom Grundstörpegel separiert werden können.
Die Teilentladungshäufigkeit NTE gibt die Anzahl von Teilentladungsvorgängen mit
einer bestimmten (Mindest-) Amplitude innerhalb eines bestimmten Zeitfensters (zumeist
1 Sekunde) an.
Die Teilentladungsintensität ITE wird zumeist als Maß für die Stärke von
Teilentladungen verwendet und bei konventionellen TE-Messsystemen in pC angegeben.
Bei nicht konventionellen TE-Messsystemen wird die Teilentladungsintensität je nach
System beispielsweise auch in dB, dBm oder in mV angegeben.
2 Grundlagen und Stand der Technik 14
In der nachfolgenden Tabelle sind Teilentladungscharakteristiken an fehlerhaften
Isolierstoffen aufgeführt [98]:
Verlauf der Teilentladungsspannung Mögliche Ursachen
Vereinzelt auftretende Ausschläge Meist äußere Störeinflüsse, die entweder
elektromagnetisch oder trotz aller Vorsichts-
massnahmen über das Netz einstreuen.
Spontaner Einsatz mit hohen Anzeigen bei
niedrigen Spannungen
Meistens Kontaktfehler oder Unterbrechung
in der Hochspannungswicklung, seltener: Riss
in der Isolation in Feldrichtung, der sofort
zum Durchschlag führt.
Spontaner Einsatz mit mittleren Anzeigen
bei mittleren Spannungen
Meist größerer Hohlraum an einer feldmäßig
günstigen Stelle; je nach Lage ist baldiger
Defekt anzunehmen (Risse, Lunker,
Ablösungen, Luftschichten).
Stetiges Ansteigen Entweder viele verschieden große,
gleichmäßig verteilte Hohlräume oder
Einstreuung durch nicht geerdete, glimmende
Metallteile im Prüfraum bei hohen
Spannungen.
Steil ansteigende und dann wieder fallende
Teilentladungsspannungen
Ein großer Hohlraum quer zur Feldrichtung,
der sich allmählich mit einer Glimmhaut
überzieht, bis die einen Messanteil gebenden
Oberflächenelemente immer kleiner werden.
Bei konstanter Erregerspannung mit der
Zeit steigende Werte
Durch vergrößerten Hohlraum.
Bei konstanter Erregerspannung mit der
Zeit fallende Werte (nicht reversibel)
Die glimmenden Hohlräume werden bei
länger anstehendem Glimmen oberflächlich
verkohlt und damit leitend.
Bei konstanter Erregerspannung mit der
Zeit fallende Werte (reversibel)
Aufbau von Raumladungen im Isolierstoff.
Keine Teilentladungen auch bei hohen
Spannungen
Gutes Dielektrikum
Tabelle 2.1: Teilentladungscharakteristika in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung
2 Grundlagen und Stand der Technik 15
2.4 Aufbau und Funktionsweise von Frequenzumrichtern
Grundsätzlich gibt es zwei Klassen von Zwischenkreisfrequenzumrichtern: Strom-
zwischenkreis- und Spannungzwischenkreisumrichter [1,11], wobei die Strom-
zwischenkreisumrichter heutzutage nur noch zu einem sehr geringen Anteil eingesetzt
werden.
Die Spannungszwischenkreisumrichter dominieren den Weltmarkt und beherrschen
zunehmend die Drehstromantriebstechnik. Sie stellen als Ausgangsspannung
Rechteckimpulse konstanter Amplitude und unterschiedlicher Dauer zur Verfügung, die in
den Strängen der Motoren ein näherungsweise sinusförmiges Drehstromsystem variabler
Frequenz hervorrufen.
2.4.1 Prinzipieller Aufbau eines Spannungszwischenkreisumrichters Die Spannungszwischenkreisumrichter werden meistens in der PWM- (pulse-wide-
modulation / Pulsbreitenmodulation) Technik ausgeführt. Dabei besteht in der preiswerten
Ausführungsform der Eingangstromrichter aus einer ungesteuerten Diodenbrücke. Die
Zwischenkreisspannung wird über Kondensatoren gepuffert. Diese bewirken eine
Entkopplung zwischen Eingangsgleichrichter (GR) und Ausgangswechselrichter (WR), der
mit leistungselektronischen Schaltern (z.B. GTO, IGBT) aus der Zwischenkreisspannung
Spannungsimpulse konstanter Amplitude und unterschiedlicher Pulsbreite und -frequenz
erzeugt. Durch dieses Prinzip können neben der Drehzahlstellung oder Drehzahlregelung auch
andere Funktionen wie z.B. “Sanftanlauf“ (Drehfeldfrequenzerhöhung während des
Anlaufvorganges) und mit zusätzlichem Aufwand auch Bremsbetrieb mit Rückspeisung der
elektrischen Energie, sowie Positionierung realisiert werden. Im unbelasteten Zustand lädt
sich dabei die Zwischenkreisspannung UZK auf den Scheitelwert der Netzspannung auf. Sie
ändert sich im normalen Betriebsbereich bei Vorhandensein eines genügend großen
Zwischenkreiskondensators nur geringfügig, so dass man von einer praktisch konstanten
Zwischenkreisspannung ausgehen kann [11].
2 Grundlagen und Stand der Technik 16
2.4.2 Spannungsbildung bei einem Pulswechselrichter
Bild 2.4: Schaltbild eines Drehstromumrichters
Die Funktionsweise des Wechselrichters (Bild 2.4) mit abschaltbaren Bauelementen (IGBTs
= Insulated Gate Bipolar Transitors) in einer Brückenschaltung mit dazu parallel liegenden
Freilaufdioden entspricht idealisiert der einer Schalteranordnung gemäß Bild 2.5:
Bild 2.5: Funktionsprinzip des Wechselrichters und mögliche
Schaltkombinationen
Die Schalterstellung spiegelt dabei den Schaltzustand der Leistungshalbleiter wieder und
zwar in der Weise, dass nur eines der beiden Ventile einer Diagonale des Wechselrichters
eingeschaltet sein kann. Danach können in jedem Ausgang des Wechselrichters zwei diskrete
Spannungspotentiale erzeugt werden und zwar das Plus- und das Minuspotential des
Spannungszwischenkreises. Drei Schalter mit jeweils zwei Schaltzuständen erzeugen acht
Schaltkombinationen, also auch acht diskrete Spannungszustände am Ausgang des
Wechselrichters bzw. an der Ständerwicklung des angeschlossenen Motors. Die an den drei
UZK
Netz
Gleichrichter Zwischenkreis Leiter L1 Leiter L2 Leiter L3Wechselrichter
Spannungssteuerung
Ständerwicklung inSternschaltung
U1U
V
WN
UL1L2
L1
L2
L3
U V W
- +
Motor
S1
S2
S3
S1 S2 S3I 1 0 0II 1 1 0III 0 1 0IV 0 1 1V 0 0 1VI 1 0 1VII 1 1 1VIII 0 0 0
2 Grundlagen und Stand der Technik 17
Ständerwicklungen eingeprägte Spannung kann in ihrer resultierenden Wirkung als
Spannungszeiger dargestellt werden. Greift man beispielsweise die Schalterkombination I
heraus, so wird an der Klemme U des Motors das Potential „Plus“ und an den Klemmen V
und W jeweils „Minus“ erzeugt. Geht man ferner von einer Sternschaltung aus und nimmt an,
das die Impedanzen der drei Stränge aus Gründen der Symmetrie gleich groß sind, so nimmt
die Spannung am Strang L1 den Wert (2/3) UZK und die Spannung an den Strängen L2 und
L3 den Wert –(1/3) UZK an. Die Winkellage der resultierenden Motorspannung, des
Spannungszeigers, folgt schließlich aus der geometrischen Addition der drei
Strangspannungen, die räumlich um 120° versetzt sind. Zu der Schaltkombination I gehört
also der Spannungszeiger I gemäß Bild 2.6, dessen Winkellage mit der Wicklungsachse des
Stranges L1 zusammenfällt.
Bild 2.6: Schaltkombinationen und Spannungs-
zeiger an der Kombination Frequenzumrichter /
Motor
Spielt man in dieser Weise alle Schaltkombinationen durch, so erhält man zunächst sechs
diskrete Spannungszeiger im Winkel von 60° zueinander, deren Werte sich unmittelbar aus
der Zwischenkreisspannung ableiten und deren Winkellage, bezogen auf das ständerfeste
Koordinatensystem, unmittelbar und eindeutig dem jeweiligen Schaltzustand im
Wechselrichter zugeordnet sind. Bei den Schaltkombinationen VII und VIII entsteht an allen
drei Ausgangsklemmen des Wechselrichters das gleiche Potential, entweder das Plus- oder
das Minuspotential aus dem Zwischenkreis. Für den Motor kommt dies der Wirkung eines
Klemmenkurzschlusses gleich, es wird also die Spannung 0 V an den Motorwicklungen
eingeprägt. Nach diesen Ausführungen handelt es sich bei einem Pulswechselrichter um ein
Spannungsstellglied, das sieben eindeutig bestimmte Spannungszustände ermöglicht, die in
beliebiger Reihenfolge und in eindeutiger Weise mit Hilfe eines Steuersignals (Ust = 3
bit/Signal) erzeugt werden können.
Motor
I
II VI
III
IV
V
VIIVIII
L3
L1
L2
2 Grundlagen und Stand der Technik 18
2.4.3 Steuerverfahren für Pulswechselrichter Für die Frequenzsteuerung einer Drehfeldmaschine müssen die Größen „Spannung und
Frequenz“ in gewisser Weise unabhängig voneinander eingestellt werden können. Betrachtet
man den stationären Betrieb, so entspricht dies einer Führung des Maschinen-
Spannungszeigers Uωt auf einer Kreisbahn. Die Länge des Spannungszeigers ist ein Maß für
den Wert der Motorspannung und die Umlaufgeschwindigkeit entspricht der augenblicklichen
Betriebsfrequenz.
Die Aufgabe des Pulssteuersatzes besteht nun darin, den Idealwert der Motorspannung
bestmöglichst durch Pulsen der realen Spannungszustände abzubilden. Dazu wurde in der
Vergangenheit eine Vielzahl von Gesetzmäßigkeiten beschrieben. Ein besonders
zweckmäßiges Verfahren, auch im Hinblick auf die Realisierung in einem digitalem
Steuersatz , nennt sich Raumzeigermodulation und wurde 1981 unter der Nummer DE 31 31
344 C2 zum Patent angemeldet [68].
Die Funktionsweise lässt sich relativ einfach aus Bild 2.7 ablesen.
Bild 2.7: Bildung eines Raumzeigers
Gemäß dieser Darstellung befindet sich der Augenblickswert des abzubildenden Sollwert-
Spannungszeigers räumlich zwischen den realen Spannungszeigern I und II. Man kann sich
nun leicht vorstellen, dass der Sollwert Uωt durch kurzes Pulsen der benachbarten Zeiger als
Mittelwert nachgebildet werden kann. Über das Pulsverhältnis der Zeiger zueinander lässt
sich eindeutig die Winkellage der Spannung steuern. Den richtigen Betrag erhält man dann,
wenn man auch einen der beiden Nullspannungszeiger innerhalb der für die
Mittelwertbildung festgelegten Gesamtperiodendauer für eine definierte Zeit, die sich aus
dem Betrag der abzubildenden Spannung ableitet, realisiert. In der Praxis verwendet man
beide Kombinationen (VII und VIII) zur Erzeugung des Nullspannungszeigers, um von einem
Schaltzustand zum anderen durch Betätigung nur eines Schalters im Wechselrichter zu
gelangen und damit die Schaltfrequenz zu minimieren. Nach dem Prinzip der
Mittelwertbildung kann jeder Spannungszeiger abgebildet werden, der das durch die realen
Spannungszeiger I bis VI aufgespannte Sechseck nicht überschreitet.
ωt
I
II
VIIVIII
2 Grundlagen und Stand der Technik 19
Die früher sehr populären Unterschwingungsverfahren, vor allem in der Ausführung als
Sinus-Dreieck-Modulation (Bild 2.8), sind heute praktisch in Vergessenheit geraten, da sie
zumeist einen zu hohen Oberschwingungsanteil hatten, der zu heutzutage nicht mehr
vertretbaren zusätzlichen Verlusten und damit zur Verschlechterung des Wirkungsgrades
führt. Nachteile von Pulsumrichtern resultieren aus den Folgen der nicht sinusförmigen
Spannungen und Ströme. So erhöhen Pendelmomente und Wirbelströme die im Motor
anfallenden Verlustleistungen, wodurch es zu einer wesentlich höheren Erwärmung als bei
Netzbetrieb kommt [27,28]. Weiter kommt es durch die Anregung mechanischer Resonanzen
im kHz-Bereich zu verstärkten Geräuschentwicklungen (Pfeifen) und durch den Einsatz
gesteuerter Gleichrichter von Pulsumrichterantrieben zu Netzrückwirkungen, die die
Netzqualität erheblich beeinträchtigen können [9].
Bild 2.8: Generierung der Steuerspannung
nach dem Unterschwingungsverfahren
2.4.4 Verwendete Frequenzumrichter Bei den in dieser Arbeit verwendeten Frequenzumrichtern handelt es sich ausschließlich um
(pulsbreitenmodulierte) PWM-Frequenzumrichter mit Spannungszwischenkreis und zwar mit
einer Speisespannung von 400 V und 690 V. Diese Frequenzumrichter sind vom
Steuerungsprinzip her selbstführend, das heißt sie steuern ihr Impulsmuster über einen
Mikroprozessor in einer Art und Weise, dass der eingestellte Effektivwert der
Ausgangsspannung bei Nennfrequenz in weiten Bereichen unabhängig von der anliegenden
Versorgungsspannung ist. Die verwendeten 400 V-Frequenzumrichter der Firma SEW
Eurodrive vom Typ Movitrac 31C055-503-4-00 besitzen dabei einen sehr breiten
Eingangsspannungsbereich (inklusive Toleranzbereich) von bis zu 550 V. Der verwendete
UStL1
2 Grundlagen und Stand der Technik 20
690 V-Frequenzumrichter der Firma Siemens vom Typ SIMOVERT MASTER DRIVE
6SE7028-2HF84-1HH0 darf jedoch nur mit maximal 5% Überspannung betrieben werden,
um insbesondere die Kondensatoren und die IGBTs nicht zu überlasten [69]. Die
Frequenzumrichter sind serienmäßig ohne Ausgangsdrosselspulen ausgeführt. Mit
Drosselspulen würde zwar die elektrische Belastung der Prüfkörper reduziert, aber die
elektrischen Verluste im Frequenzumrichter, seine Baugröße und sein Preis würden steigen.
Aus diesen Gründen und um einen möglichst hohen Wirkungsgrad zu erzielen, lässt man
solche Elemente in der Regel bei Serienerzeugnissen weg, bietet sie aber als Sonderzubehör
bei Bedarf an.
2.5 Pulsfrequenzumrichter mit hoher Taktfrequenz an langen
Leitungen
Die Entwicklung auf dem Gebiet der Leistungselektronik ermöglicht es, immer schneller
schaltbare Leistungshalbleiter herzustellen. Neben den guten Eigenschaften dieser Bausteine,
gute Wirkungsgrade zu erreichen und mit Taktfrequenzen zu arbeiten, die über der
Hörschwelle des menschlichen Ohres liegen, gibt es aber auch Problempunkte, die hier kurz
aufgezeigt werden sollen.
Bei den Spannungszwischenkreisumrichtern verursacht jeder Puls eine hohe
Spannungsänderung in sehr kurzer Zeit, das heißt ein großes du/dt für den angeschlossenen
Motor [18,20]. Dies bedeutet einerseits erhöhte kapazitive Verschiebungsströme und damit
Umpolarisationsverluste in der Isolation mit entsprechender Isolationserwärmung [27,28].
Andererseits verhindern die hohen Frequenzanteile der steilen Flanken eine lineare und
gleichmäßige Spannungsverteilung in der Ständerwicklung [14,13,15]. Berücksichtigt man
zusätzlich den Einziehvorgang der Motorwicklung in die Statornut, bei dem die Wicklung
meist als „wilde“ Niederspannungswicklung ausgeführt ist, so können bei Umrichterbetrieb
hohe Spannungsunterschiede an zufällig ungünstig nebeneinanderliegenden Windungen
auftreten. Dabei kann im ungünstigsten Fall zwischen zwei Wicklungsdrähten einer Spule,
oder aber auch Spulengruppe, die volle Spulenspannung auftreten [15,17]. An solchen Stellen
ist die Isolation außerdem durch die dielektrische Verlustleistung gegenüber der
Sinusbelastung erhöht beansprucht und damit die Durchschlagsfestigkeit herabgesetzt [70].
Bei Umrichterbetrieb sind solche Stellen also vorbelastet und daher besonders für
Teilentladungen gefährdet. Deshalb ist nicht allein der Maximalwert der Einschwingspannung
2 Grundlagen und Stand der Technik 21
für einen Wicklungsschaden verantwortlich, sondern auch die Dauer der Spannungsimpulse
pro Umrichtertakt, die Taktfrequenz des Umrichters, die Höhe der Einschwingfrequenz, die
Anstiegsgeschwindigkeit, das Wicklungsdesign sowie die Isolationsausführung.
Messungen zeigen, dass mit zunehmender Länge der Motorleitung die transienten
Überspannungen an den Motorklemmen ansteigen. Dabei konnte beobachtet werden, dass bei
jeder Schaltflanke eine gedämpfte Schwingung („ringing“) im Frequenzbereich bis zu einigen
MHz, abhängig von der Impulsanstiegszeit und der Kabellänge, auftritt [2,3,5,6,8,12-15].
Weiterhin wurde beobachtet, dass der Motor selbst immer dämpfend auf die Schwingungen
wirkt. Bei offenem Leitungsende wurden daher die um 5 bis 10 % höheren Spannungen
gemessen.
2.6 Ausbreitung der Umrichterimpulse auf Leitungen
Elektrische Wellen breiten sich bei Schaltvorgängen in der elektrischen Leitung mit einer von
den Leitungseigenschaften vorgegebenen endlichen Geschwindigkeit aus [14,15,77-79].
rrr
ccvεµε00 =
∗= , denn 1=rµ bei Leitungen
(2.6)
Da die isolierenden Medien Permittivitätszahlen in der Größenordnung 3…4 besitzen, liegt
die Ausbreitungsgeschwindigkeit etwa im Bereich von 50 bis 60 % der Lichtgeschwindigkeit
co. Dadurch kann es vorkommen, dass bei sehr steilen Schaltflanken die Spannung am
Leitungsanfang bereits vollständig anliegt, während sie am Leitungsende noch Null ist.
Man unterscheidet:
Elektrisch kurze Leitungen, bei denen sich die Augenblickswerte der Spannungen und
Ströme am Leitungsanfang und -ende nur unwesentlich voneinander unterscheiden.
Elektrisch lange Leitungen, bei denen sich die Augenblickswerte der Spannungen und
Ströme über die Leitung wesentlich unterscheiden.
Die geometrische Größe, ab der eine Leitung als „elektrisch“ lang zu betrachten ist, hängt
zum einen von den Eigenschaften der Leitung (Ausbreitungsgeschwindigkeit der elektrischen
Welle) und der Form (Frequenz und Anstiegszeit) der zu übertragenden Spannung ab. Ist die
Anstiegszeit der Spannung nicht wesentlich größer als die Laufzeit der elektrischen Welle,
handelt es sich um eine elektrisch lange Leitung [45,59]. Die Vorgänge der Impulsausbreitung
2 Grundlagen und Stand der Technik 22
können dann mit dem Wanderwellenmodell beschrieben werden, wobei sich die Spannung
aus einer vor- und einer rückwärtslaufenden Spannungswelle, die wiederum über den
Wellenwiderstand Z mit dem Strom verknüpft ist, zusammensetzt.
´´´
CjLjRZ
ωω+= (G´ vernachlässigt wegen G´ << ωC´ bei Motorkabeln)
(2.7)
Das Verhalten dieser elektrisch langen Leitung wird dabei hauptsächlich durch die äußere
Beschaltung bestimmt. Wenn man nun näherungsweise den Innenwiderstand des
Frequenzumrichters, aufgrund des Kondensators im Spannungszwischenkreis, zu Null
annimmt und weiterhin berücksichtigt, dass der Motorwellenwiderstand (Zm im betrachteten
Frequenzbereich mehrere kΩ) um einiges größer als der Wellenwiderstand der Leitung (ZL ≈
50 bis 150 Ω) ist, kann man für eine vereinfachte Betrachtung der Reflexionsvorgänge das
Leitungsende, an dem der Frequenzumrichter angeschlossen ist, als kurzgeschlossen
(Reflexionsfaktor r = -1) und das motorseitige Ende als offen (r = 1) annehmen. Dadurch
ergibt sich an den Motorklemmen eine Verdoppelung der Impulsspannung [78,79].
Bild 2.9 a,b: Impulse auf Leitungen (ideal)
t
t
UZk
UZk
2 UZk
2 UZk
tL 4 tL
a) ohne Dämpfung
b) mit Dämpfung
umotor
umotor
2 Grundlagen und Stand der Technik 23
Bild 2.9c: Impulse auf Leitungen (real)
Der entstehende Einschwingvorgang hat eine Periodendauer in Höhe der vierfachen
Leitungslaufzeit, was je nach Leitungslänge einer Frequenz im kHz bis MHz Bereich
entspricht [15]. Diese Überspannung klingt allerdings exponentiell aufgrund der
Leitungsdämpfung ab (Bild 2.9).
Wenn jedoch der Frequenzumrichter bei sehr hohen Taktfrequenzen innerhalb der transienten
Zeit, das heißt wenn die Spannung am Kabelende noch nicht auf ihren stationären Wert
eingeschwungen ist, erneut schaltet, kann sich die Spannung am Leitungsende sogar
verdreifachen [15,71]. Dies entspricht dann bei einem 400 V Frequenzumrichter, der eine
Zwischenkreisspannung von ca. 560 V hat, einer Spannung von mehr als 1500 V gegen Erde.
Diese hohe Spannung stellt dabei eine große Gefahr für die verwendeten
Niederspannungsisolationssysteme dar, die für derartige Spannungen nicht bemessen sind
[2,3].
2.7 Übertragungsverhalten der Wicklung für Teilentladungs-
signale
Die Ausbreitung der TE-Impulse durch die Wicklung der Maschine beeinflusst maßgeblich
das Ergebnis einer TE-Messung [59]. Bevor die TE-Signale an den Klemmen einer Maschine
vom TE-Messsystem erfasst werden, durchlaufen diese, ausgehend vom Ort ihres Entstehens
in der Maschine ein Netzwerk aus verschiedenen kapazitiven und induktiven Koppelwegen.
Die Statorwicklung lässt sich so als ein Kettenleiternetzwerk aus gekoppelten Reaktanzen
beschreiben. Die magnetische Kopplung tritt dabei als Selbstinduktivität im Nut- und
t
UZk
4 tL
c) Oszilloskopisch gemessen Zeitmaßstab gedehnt gegenüber a) und b)
umotor
2 Grundlagen und Stand der Technik 24
Wickelkopfbereich und als Gegeninduktivität zwischen den einzelnen Leitern im
Wickelkopfbereich auf. Eine kapazitive Kopplung besteht sowohl im Nut- wie im Endbereich
als auch zwischen den Spulen im Wickelkopf [14]. Der TE-Impuls durchläuft somit ein
Netzwerk mit vielen Resonanzfrequenzen und wird oszillierend. Welche Form der Impuls
schließlich an den Klemmen hat, hängt daher vom Aufbau der Maschine, den dielektrischen
Eigenschaften der verwendeten Materialien und vor allem vom Ort der Fehlstelle, von dem
der Impuls ausgeht, ab. Diese Eigenschaften der Maschine auf das
Signalübertragungsverhalten der TE-Impulse haben wesentliche Einflüsse auf die Bewertung
durch das angeschlossene TE-Messgerät und somit letztendlich auf das Diagnoseergebnis
selbst. Der Ort und die Art der Auskopplung, die Signalverarbeitung des TE-Messgerätes, die
zur TE-Diagnose herangezogenen Merkmale und der Umfang der verfügbaren
Vergleichsmessdaten entscheiden wesentlich über die Güte der anhand einer TE-Messung
getroffenen Aussage.
2.8 Anforderungen an ein TE-Messsystem für Frequenz-
umrichterbetrieb
Wie erläutert, führt das Übertragungsverhalten der Wicklung zu erheblichen Beschränkungen
der Aussagefähigkeit einer Kalibrierung bezüglich der „scheinbaren Ladung“. Ein relativ
invarianter Parameter zur Einschätzung der von Teilentladungen ausgehenden Gefährdung der
Isolation ist die TE-Impulshäufigkeit [39,59]. Diese Kenngröße hat aufgrund ihrer
Diskretisierbarkeit eine hohe Bedeutung, denn bei durchschlaggefährdeten Isolationen können
TE-Impulshäufigkeiten bis zu 105 s-1 auftreten. Daher muss es mit dem Meßsystem möglich
sein, Impulsabstände kleiner als 1 µs zu erfassen.
Außerdem sei betont, dass quantitative Grenzwerte der scheinbaren Ladung, ausgedrückt in
pC, die geeignet sind, den Ausfall der Isolation elektrotechnischer Betriebsmittel
vorauszusagen, nur für wenige Testgeräte in der Mittelspannungsebene und
Hochspannungsebene, in der häufig teilentladungsbeständige Isolierungen verwendet werden,
existieren [25,26,45]. Bei den hier untersuchten Niederspannungsmaschinen existieren bisher
keine solchen Grenzwerte und erst durch die Einführung von teilentladungsbeständigen
Isolationssystemen [6,21,24,72] macht es überhaupt Sinn, Teilentladungen zuzulassen und
nicht die absolute Teilentladungsfreiheit in allen Betriebszuständen zu fordern. Daher
beruhen die Diagnosemessungen zumeist auf einem Vergleich der TE-Pegel an
2 Grundlagen und Stand der Technik 25
vergleichbaren Prüfobjekten oder auf einer Erfassung des zeitlichen Verlaufs von
Teilentladungen an einem Prüfobjekt. Für das Messsystem sollte aber trotzdem ein Kalibrator
vorgesehen werden, um dessen Verhalten charakterisieren und Verbesserungen, sowohl des
Messsystems als auch von Isolationsgüten quantifizieren zu können. Zudem ist es notwendig,
eine möglichst hohe Empfindlichkeit für Teilentladungen zu realisieren, da bekanntlich nicht
nur die starken Teilentladungen, sondern auch viele schwache das Isolationssystem von
Niederspannungsmaschinen zerstören können. Weiterhin sollte das Messsystem eine
galvanische Trennung zwischen Prüf- und Messspannung ermöglichen, um auch in nicht
geerdeten Systemen messen zu können.
3 Alterungsmechanismen 26
3 Alterungsgesetze und Alterungsvorgänge
Zum Ermitteln des Alterungsverhaltens und der Lebensdauerkennwerte elektrischer
Maschinen sind viele Messverfahren und Messtechniken gleichzeitig entwickelt worden,
siehe auch Kapitel 2.2. Beispiele sind die Teilentladungsmessung, die Verlustfaktor- und
Kapazitätsmessung, die Messung des Isolationswiderstandes bzw. des Ableitstromes, die
Rückkehrspannungsmessung und die Bestimmung von statistischen Größen wie Ausfallrate
oder Ausfallzeit [73].
3.1 Thermische Alterung
Werden Niederspannungsmaschinen mit einer sinusförmigen Wechselspannung im
stationären Betrieb betrieben, ist die elektrische Belastung im Allgemeinen so gering, dass die
Alterung und damit der Ausfall der Isolierung dominierend durch die thermische
Beanspruchung bestimmt wird [46,74]. Die Alterungsprozesse der Windungsisolierung durch
thermische Beanspruchung unterliegen dann den Gesetzen der chemischen Reaktionskinetik
nach dem Gesetz von Arrhenius und lassen sich infolgedessen mit dem thermischen
Lebensdauergesetz beschreiben [66]:
(3.1)
wobei Lth die Lebensdauer, T die absolute Temperatur, A der Lageparameter und B der
thermische Lebensdauerexponent ist. Der Lebensdauerexponent B ist von der chemischen
Struktur der Isolierung abhängig. Der Lageparameter wird vom Isolierstoff, dem
geometrischen Aufbau der Isolierung und den Prüfbedingungen bestimmt. Die Logarithmus-
Form von Gleichung 3.1 ist:
log Lth = a + b / T
(3.2)
mit a = log A und b = 0,43B. a und b sind die entsprechend umgeformten Konstanten. In
halblogarithmischer Darstellung stellt somit Gleichung (3.2) über 1/T eine Gerade dar.
Bei umrichtergespeisten elektrischen Maschinen können, wie in den Kapiteln 2.5 und 2.6
beschrieben, impulsförmige Überspannungen mit kurzen Anstiegszeiten entstehen, deren
Amplitude die Werte der Betriebsspannung um ein Vielfaches überschreitet. Die Folge sind
TB
th eAL ⋅=
3 Alterungsmechanismen 27
kurzzeitig hohe elektrische Beanspruchungen, die in der Praxis zu Frühausfällen der Isolation
führen. In diesem Fall wird die Lebensdauer der Isolierung zusätzlich zur thermischen
Alterung auch durch die elektrische Alterung bestimmt.
3.2 Elektrische Alterung der Wicklungsisolierung bei Frequenz-
umrichterbetrieb
Bei der elektrischen Alterung muss man zwischen der reinen Feldalterung, der
Teilentladungsalterung und der elektrothermischen Alterung unterscheiden [26].
Bei der Feldalterung ist nur die elektrische Feldstärke als Belastungsgröße
anzusehen. Dabei werden die im Isolierstoff vorhandenen Ladungsträger im
elektrischen Feld beschleunigt, nehmen Bewegungsenergie auf und geben diese
anschließend durch Stoßprozesse an die Atome oder Moleküle des Isolierstoffes
wieder ab. Dabei kann es bei ausreichender Energiezufuhr zu einer Zerstörung des
Isolierstoffes durch Brechen der chemischen Bindungen oder durch Anregung und
Ionisation der Atome kommen, wodurch eine Verringerung der elektrischen Festigkeit
eintritt. Die Alterungsprozesse der Feldalterung laufen hierbei ähnlich wie die der
thermischen Alterung ab [76].
Die Teilentladungsalterung ist eine der häufigsten Ausfallursachen fester
Isolierstoffe. Teilentladungen treten im Inneren der Isolierung in Schichtungsspalten,
Rissen, Hohlräumen, Fehlstellen wie z.B. Verunreinigungen (innere Teilentladungen)
oder an der Oberfläche der Isolierung (äußere Teilentladungen) auf. An diesen Stellen
kommt es zu einer Erhöhung der lokalen Feldstärke, wobei die Durchschlagsfeldstärke
überschritten werden kann. Die Zerstörungsprozesse der Teilentladungen führen dabei
zur Ausbildung von verästelten Kanälen (electrical treeing) und damit zu einer
irreversiblen Zerstörung des Dielektrikums. Durch die bei den Teilentladungen
entstehenden Reaktionsprodukte (Ozon, Stickoxide usw.) wird der Isolierstoff
zusätzlich chemisch angegriffen. Hinzu kommt, dass in den Fußpunkten der
Entladungen lokal hohe Temperaturen auftreten, die ebenfalls zu einer Zerstörung des
Isolierstoffes beitragen [25,26].
Bei der elektrothermischen Alterung sollen nach Rechenberg [80] die höheren
dielektrische Verluste bei Wechselrichterbetrieb schon bei Spannungen unterhalb der
TE-Einsetzspannung zu einer zusätzlichen Erwärmung der Isolierung führen. Die bei
3 Alterungsmechanismen 28
dtduCiv ⋅=
Wechselrichterbetrieb auftretenden hochfrequenten, steilen Spannungsflanken führen
dabei in Verbindung mit den Kapazitäten zwischen den Wicklungen des Motors,
entsprechend Gleichung (3.3), zu hohen transienten Verschiebungsströmen.
(3.3)
Diese fließen nur zu einem geringen Teil durch die drahtgebundenen Impedanzen
sondern hauptsächlich längs und quer durch den Isolierstoff. Die dadurch entstehenden
dielektrischen Verluste können nach Rechenberg bei ungünstiger Windungslage zur
Verringerung der Lebensdauer der Motorisolation führen. Die von Braun [27]
durchgeführten Temperaturmessungen an verschiedenen Wicklungspunkten einer
Asynchronmaschine ergaben, dass im Vergleich zum Netzbetrieb sich bei
Umrichterbetrieb die Ständerwicklung um bis zu 3,5 K stärker erwärmt, was durch
Verschiebungsströme erklärt wird. Diese Erwärmung erfolgt dabei nicht gleichmäßig
verteilt, sondern konzentriert sich auf bestimmte Punkte der Isolation. Besonders
starke Erwärmungen werden an Berührungspunkten verschiedener Spulen bzw.
Windungen einer Spule mit hohen Spannungsdifferenzen und großen zeitlichen
Spannungsänderungen auftreten. Als besonderen Stress für die Wicklung sieht
Rechenberg [80] an, dass diese dielektrischen Verluste durch die steilen
Spannungsimpulse bei Wechselrichterbetrieb in einem sehr kurzen Zeitabschnitt sehr
konzentriert auftreten. Es sei deshalb von großen Temperaturdifferenzen innerhalb des
Isolierstoffes auszugehen. Seine Untersuchungen an gekreuzten Drähten, die
thermisch und gleichzeitig elektrisch durch eine Wechselrichterhalbbrücke belastet
wurden, haben ergeben, dass die Lebensdauer des untersuchten Isolierstoffes durch die
aufgrund der höheren dielektrischen Verluste auftretenden höheren Temperaturen
negativ beeinflusst wird.
Der Ausfall eines Motors tritt dann ein, wenn sich die elektrische Festigkeit der Isolierung
infolge der elektrischen Alterung so weit verringert, dass die beanspruchende elektrische
Feldstärke größer als die vorhandene Druchschlagfeldstärke des Isolierstoffes ist [25,26].
Zur Bewertung der elektrischen Festigkeit von Isolierstoffen wird häufig der
Konstantspannungsversuch angewendet. Hierbei wird der Prüfling mit einer konstanten
Spannung beansprucht und die Zeit bis zum Ausfall der Isolierung gemessen. In einer
3 Alterungsmechanismen 29
ndel UkL −⋅=
doppeltlogarithmischen Darstellung ergibt der Zusammenhang zwischen der Ausfallzeit Lel
und der angelegten elektrischen Spannung U, sobald die Spannung größer als eine bestimmte
Schwellenspannung ist, einen linearen Verlauf. Ist diese Schwellenspannung z.B. mit der TE-
Einsetzspannung identisch, handelt es sich bei der elektrischen Alterung um eine
Teilentladungsalterung.
Das Langzeitverhalten elektrischer Isolierungen bei Gleich- und Wechselspannung kann mit
Lebensdauerkurven entsprechend dem empirisch ermittelten Lebensdauergesetz für
elektrische Isolierungen, dem „inverse power law“, beschrieben werden [47]:
(3.4)
Der Lebensdauerexponent n bestimmt dabei die Neigung der Lebensdauerkurve und ist vom
Isolierstoff sowie vom Alterungsprozess abhängig. Der Lageparameter kd ist eine durch die
Elektrodengeometrie, den Elektrodenabstand, die Spannungsform und die
Isolierstoffeigenschaften bestimmte Konstante.
Dass es sich bei der elektrischen Alterung, ähnlich wie bei der thermischen Alterung, um
chemische Reaktionen handelt bzw. chemische Reaktionen eine bedeutende Rolle spielen,
wurde von Kiersztyn [76] nachgewiesen. Kiersztyn stellte auf der Grundlage der chemischen
Reaktionskinetik ein mathematisches Modell für die elektrische Alterung auf, das mit dem
empirisch gefundenen Gesetz zur elektrischen Alterung (Gleichung 3.4) übereinstimmt.
Zum Langzeitverhalten der Isolierung von Niederspannungsmotoren bei Wechselspannung
gibt es zahlreiche ältere Veröffentlichungen [31,32,46,47,66,74,81]. Zum Einfluss elektrischer
Impulsbelastungen, wie sie bei Umrichterbetrieb auftreten, auf das Verhalten von
Isolierungen und im Besonderen der Windungsisolierung von Niederspannungsmaschinen
liegen in der Literatur nur wenige Erkenntnisse vor. In jüngerer Zeit wurde das elektrische
Alterungsverhalten von Drahtlackisolierungen bei Impulsbelastung von Guerra [29],
Kaufhold [2], Pohlmann [6] und Hilfert [5] untersucht.
Guerra [29] führte Untersuchungen zur elektrischen Lebensdauer bei Belastungen mit
Impulsspannungen (1,2/50 µs) an Modellwindungsisolierungen durch. Seine Untersuchungen
führten zu dem Ergebnis, dass die Lebensdauer bis hin zu Impulsfolgefrequenzen von einigen
Kilohertz nicht von der Belastungszeit, sondern ausschließlich von der Impulszahl bestimmt
3 Alterungsmechanismen 30
nddd Ukn −⋅= ˆ
wird. Die experimentell ermittelten Wertepaare aus konstanter Durchschlags-
spannungsamplitude Ûd und Anzahl der Impulse bis zum Durchschlag nd zeigten in
doppellogarithmischer Darstellung fallende Geraden und folgten demzufolge der Beziehung:
(3.5)
Da dieser Zusammenhang dem Lebensdauergesetz der elektrischen Alterung entspricht,
konnte somit gezeigt werden, dass das „inverse power law“ [47] auch bei impulsförmigen
Belastungen Gültigkeit besitzt.
Guerra [29] stellt weiter fest, dass die Durchschlagsimpulszahl nd seiner
Modellwindungsisolierung von der Impulsform abhängt. Bei seinen Untersuchungen mit
verschiedenen Anstiegszeiten im Bereich von 0,3 bis 4,8 µs und konstanter Amplitude
(10 kV) war die Durchschlagimpulszahl um so geringer, je kleiner die Anstiegszeit war. Eine
aperiodische Impulsspannung führte außerdem zu größeren Durchschlagsimpulszahlen als
eine Impulsspannung gleicher Amplitude, der eine Schwingung von ca. 165 kHz auf dem
Impulsrücken überlagert war. Hieraus wurde geschlussfolgert, dass die elektrische Feldstärke
in der Isolierung nicht nur von deren Geometrie und der belastenden Spannung, sondern auch
von der zeitabhängigen Ausbildung von Raumladungen beeinflusst wird. Durch den Aufbau
von Raumladungen reduziert sich die Feldstärke gegenüber dem raumladungsfreien Zustand
und damit die Beanspruchung der Isolierung. Da der Aufbau von Raumladungen eine gewisse
Zeit beansprucht, wird das elektrische Feld bei kürzeren Anstiegszeiten aufgrund der
geringeren Raumladungsdichte weniger geschwächt, als bei längeren Anstiegszeiten. Bei
Anstiegszeiten unterhalb von 0,1 µs stellte Guerra [29] keine Beeinflussung der
Durchschlagimpulsspannung durch Raumladungen fest.
Die Ausbildung von Raumladungen kann aber auch zu einer Reduzierung der Lebensdauer
führen. Durch Diffusionsvorgänge (Raumladungsdurchschlag nach Boeck [64]) oder durch
Ladungsträgerinjektion infolge von Teilentladungen [82] können Raumladungen im Inneren
des Isolierstoffes entstehen, die zum einen die Durchschlagfeldstärke infolge lokaler
Feldverzerrungen herabsetzen und zum anderen Schwingungsenergien erzeugen, die zu einer
Zerstörung des Isolierstoffes führen können. Ob durch die Ausbildung von Raumladungen die
elektrische Alterung beschleunigt oder verlangsamt wird, hängt vom Ort der Ausbildung der
Raumladungen ab. Guerra [29] geht bei seinen Untersuchungen von einer Ausbildung der
3 Alterungsmechanismen 31
Raumladungen vor den Elektroden, das heißt auf der Oberfläche der Leiter aus, wodurch das
Feld im Zwickel sich berührender Drähte und damit die TE-Einsetzspannung beeinflusst wird.
Die von Guerra [29] gefundenen Ergebnisse wurden durch die Lebensdaueruntersuchungen
von Kaufhold [2] bestätigt. Kaufhold führte Lebensdaueruntersuchungen mit unipolaren und
alternierenden Impulspannungen mit einer Impulsfolgefrequenz von 0,5 bis 20 kHz durch.
Diese ausgewählten Spannungsformen entsprechen umrichtertypischen Belastungen. Zur
Nachbildung der Windungsisolation verwendete er als Prüfkörper imprägnierte Ringspulen
aus zwei parallel gewickelten Drähten. Die Bestimmung der elektrischen Lebensdauer
erfolgte mittels des Konstantspannungsversuches. Kaufhold stellte fest, dass die elektrische
Lebensdauer der untersuchten Modellwindungsisolierungen sowohl von der Amplitude als
auch von der Form der verwendeten Impulsspannung abhängig ist. Die ermittelten
Lebensdauerkennlinien lassen sich entsprechend Bild 3.1 in drei Bereiche unterteilen:
Bild 3.1: Lebensdauerkennlinie und Verhaltensfunktion der TE-Wahrscheinlichkeit
einer Drahtlackisolierung bei Belastung mit Spannungsimpulsen mit wechselnder und
gleichbleibender Polarität nach Kaufhold [2]
Im Bereich 1, bei Spannungen, die wesentlich über der TE-Einsetzspannung der
Windungsisolierung liegen, kann die elektrische Alterung mit dem „inverse power
law“ [47] beschrieben werden. Die begleitenden TE-Untersuchungen zeigten, dass in
diesem Bereich jeder Impuls zu einer Entladung in den luftgefüllten Hohlräumen
(Zwickel) zwischen einander sich berührenden Lackdrähten führt.
3 Alterungsmechanismen 32
dTE
d nUp
n ⋅=)ˆ(
11
Im Bereich 2 wurden bei den Lebensdauerversuchen wesentlich größere
Durchschlagsimpulszahlen ermittelt, als sie sich aus dem empirischen
Lebensdauergesetz (s. Gleichung 3.5) ergeben. Begründet wurde dieses Verhalten mit
der TE-Wahrscheinlichkeit, d.h. dass sich die erhöhten Durchschlagimpulszahlen
darauf zurückführen lassen, dass bei kleinen Impulsspannungen nicht jeder Impuls zu
einer Teilentladung führt. Bei der Berechnung der Lebensdauer muss deshalb die TE-
Wahrscheinlichkeit pTE (s. Bild 3.1 rechts) entsprechend Gleichung (3.6) einbezogen
werden, so dass nur die Impulse (nd1) berücksichtigt werden, die Teilentladungen
verursachen und damit zur Alterung der Isolierung beitragen:
(3.6)
Im Bereich 3 unterschreitet die Spannung die TE-Einsetzspannung, die bei der
untersuchten Modellisolierung 750 V bei alternierenden und 1250 V bei unipolaren
Impulsspannungen betrug. Die TE-Wahrscheinlichkeit in diesem Bereich betrug 0 und
es konnte - selbst nach zweijähriger Belastung - kein Ausfall festgestellt werden. Da
bei den von Kaufhold durchgeführten Untersuchungen die Schwellenspannung der
elektrischen Alterung mit der TE-Einsetzspannung der untersuchten
Modellwindungsisolierung übereinstimmte, wurde der Erosionsdurchschlag infolge
von Teilentladungen als der wirksame Zerstörungsmechanismus bei
Drahtlackisolierungen unter Impulsbelastung nachgewiesen.
Dieses Ergebnis wurde durch die Untersuchungen von Hilfert [5] an kompletten
Niederspannungsasynchronmaschinen bestätigt. Um den Einfluss der deutlich höheren
elektrischen Beanspruchung des Isoliersystems einer Asynchronmaschine bei Speisung durch
einen Frequenzumrichter mit Spannungszwischenkreis gegenüber dem Betrieb am starren
50 Hz-Netz festzustellen, führte Hilfert [5] Langzeituntersuchungen unter Praxisbedingungen
durch. Zur Verfolgung der Alterungsprozesse des Isoliersystems durch die im Betrieb
auftretenden thermischen und elektrischen Belastungen wurden zerstörungsfreie
Diagnoseverfahren angewendet, die eine Bestimmung des Alterungszustandes ermöglichten.
Im Ergebnis der Langzeituntersuchungen über eine Betriebszeit von 10.000 h hat sich gezeigt,
dass die mittels 400 V-Frequenzumrichter gespeisten Asynchronmaschinen keinen
Alterungsprozessen unterliegen, die auf die höhere elektrische Belastung des Isoliersystems
gegenüber dem Betrieb am 50 Hz-Netz zurückzuführen sind. Begleitende Untersuchungen zur
3 Alterungsmechanismen 33
TE-Einsetzspannung und zur elektrischen Beanspruchung der untersuchten Maschinen
zeigten, dass die Phasen- (Faktor 2,4), Haupt- (Faktor 2,9) und Windungsisolation (Faktor
7,2) gegenüber Netzbetrieb elektrisch deutlich höher beansprucht wurden, aber während der
gesamten Untersuchungszeit die TE-Einsetzspannung nicht überschritten wurde und deshalb
keine Teilentladungen auftraten.
Ob Teilentladungen auftreten hängt, wie bereits erwähnt, neben der Amplitude auch von der
Form der belastenden Spannung ab, wie der Unterschied zwischen den im Bild 3.1
dargestellten Alterungskennlinien für unipolare und alternierende Impulse zeigt.
Gleiche Durchschlagsimpulszahlen wie bei unipolarer Belastung werden bei alternierender
Impulsfolge erreicht, wenn die Spannungsamplitude nur etwa halb so groß ist. Kaufhold [2]
begründet diese Abhängigkeit der elektrischen Alterung mit der Ausbildung von
Grenzflächenladungen auf den Lackoberflächen. Während die Oberflächenladung bei der
Belastung der Isolierung mit gleichbleibender Polarität der Impulsspannung den Gleichanteil
der Feldstärke in den luftgefüllten Zwickeln entsprechend Bild 3.2 nahezu kompensieren,
wirkt bei wechselnder Polarität der Impulsspannung die volle elektrische Feldstärke
entsprechend dem Scheitelwert der Impulse.
-
t
+ -++ + + +
t
Polaritätsfolge
Feld
stär
ke im
Luftz
wic
kel E
Luft Ed
-Ed
Elek
trode
n-sp
annu
ng U Ud stat
-Ud stat
Obe
rflä
chen
-la
dung
sdic
hte -σO
-σO
e- e- e- e- e- e- e- e-
e- e-e- e-
e- e-
t
Bild 3.2: Zeitabhängigkeit der Feldstärke und der Oberflächenladungsdichte von Drahtlack-
isolierungen bei unipolarer und alternierender Belastung (nach Kaufhold [2])
3 Alterungsmechanismen 34
Die gemessenen TE-Einsetzspannungen an gekreuzten Drähten bei Spannungen mit
wechselnder und gleichbleibender Polarität [65] mit dem im Rahmen dieser Arbeit
aufgebauten neuen TE-Messsystems, zeigen ein Verhältnis von etwa 1:2 und bestätigen somit
die von Kaufhold aufgestellte Annahme.
Für praxisnahe Lebendaueruntersuchungen an Lackdrahtuntersuchungen ist es also wichtig,
neben der Spannungsamplitude auch die Spannungsform so zu wählen, dass sie möglichst der
beim praktischen Betrieb auftretenden Spannung entspricht.
Die vorgenannten Faktoren der elektrischen Alterung werden zusätzlich durch die Temperatur
beeinflusst. Beim Temperatureinfluss sind zwei Dinge besonders zu berücksichtigen:
Zum einen ändern sich durch die Temperaturabhängigkeit der elektrischen Festigkeit der Luft
und der Permittivität die Teilentlantladungsbedingungen. Eine Erhöhung der Temperatur
bewirkt eine Abnahme der elektrischen Festigkeit der Luft und eine Zunahme der
Permittivität, wodurch die Feldstärke innerhalb der Luftstrecke ansteigt. Durch diese beiden
Prozesse wird die elektrische Alterung beschleunigt. Zum anderen führt eine zusätzliche
Zufuhr von Wärmeenergie zu stärkeren thermischen Molekülschwingungen, wodurch die
Wahrscheinlichkeit von Bindungsabbrüchen im Dielektrikum steigt.
Da, wie bereits erwähnt, die Ladungsverteilung innerhalb der Isolierstoffe einen
entscheidenden Einfluss auf die Alterung und damit auch auf die Lebensdauer der
Isolationssysteme hat, wird im nachfolgenden Kapitel das Ladungsspeicherverhalten von
lackisolierten Drähten mit Hilfe der Messung von thermisch stimulierten Strömen näher
untersucht.
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 35
4 Messungen zum Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten
Drähten
Für die Entwicklung von Isolationslacken ist es wichtig, die Mechanismen, die zur Zerstörung
des Dielektrikums führen können, näher zu untersuchen [25]. Die Alterung der Isolationslacke
ist dabei ein komplexer Vorgang, bei dem neben der elektrischen auch mechanische und
thermische Beanspruchungen sowie die chemische Alterung einwirken [32,33] (siehe auch
Kapitel 3). Eine strenge Trennung dieser Mechanismen ist meist jedoch nicht möglich, da
eine wechselseitige Beeinflussung auftritt [47,70,76]. Es wird vermutet, dass die dielektrische
Alterung im starken Maße mit dem Aufbau von Raumladungen im Isolierstoff verbunden ist
[39,64,83,89]. In dem vorliegenden Kapitel wird anhand der Messung der thermisch
stimulierten Depolarisation [84,85,86,87,93,95] das Ladungsspeicherverhalten von
unterschiedlichen lackisolierten Drähten untersucht. Dabei wird durch Variation der
Versuchsparameter eine Unterscheidung zwischen Raumladungen und Polarisationsladungen
getroffen. Gleichzeitig wird versucht, eine Korrelation zwischen den einzelnen Arten des
Ladungsspeicherverhaltens und der Lebensdauer von lackisolierten Drähten, insbesondere
beim Einsatz in Verbindung mit einem Frequenzumrichter, zu finden. Parallel zur Messung
der thermisch stimulierten Ströme an unterschiedlich ausgeführten Prüflingskörpern werden
dielektrische Verlustfaktormessungen (tan δ-Messungen) an unterschiedlichen
Isolationslackmaterialien in einem Temperaturbereich zwischen 30 °C und 300 °C und einem
Frequenzbereich zwischen 20 Hz und 1 MHz durchgeführt.
4.1 Theoretische Grundlagen zum Ladungsspeicherverhalten
4.1.1 Das Bändermodell
Nach der Theorie des Bändermodells [91,92] lassen sich die energetischen Zustände innerhalb
eines Feststoffes in zwei so genannte Energiebänder, das Leitungs- und Valenzband,
aufteilen. Dabei ist das Valenzband weitgehend mit Elektronen besetzt, das Leitungsband
weitgehend unbesetzt. Nur Elektronen im Leitungsband sind beweglich und nehmen am
Ladungstransport durch den Feststoff teil (Elektronenleitung), Valenzelektronen sind
demgegenüber an Atome und Moleküle des Feststoffes gebunden und demzufolge nicht direkt
an Leitungsprozessen beteiligt. Bei nicht vollbesetztem Valenzband ist jedoch beim Anliegen
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 36
eines elektrischen Feldes ein Platzwechsel von Valenzelektronen in benachbarte unbesetzte
Elektronenplätze möglich, wodurch die Leerstelle in Richtung auf die Kathode bewegt wird
(Löcherleitung). Die Lage von Leitungs- und Valenzband zueinander ist nun entscheidend
dafür, ob es sich bei einem Feststoff um einen Leiter, Halbleiter oder Isolator handelt.
Beim Leiter überlappen sich Leitungsband und Valenzband, daher können jederzeit
Elektronen aus dem vollbesetzten Valenzband in die freien Zustände des Leitungsbandes
gelangen und dort am Ladungstransport teilnehmen.
Beim Halbleiter sind Leitungs- und Valenzband durch eine Energielücke W < 1 eV
voneinander getrennt. In dieser Bandlücke, der so genannten „verbotenen Zone“, ist beim
fehlstellenfreien Idealkristall ein Aufenthalt von Elektronen aus energetischen Gründen
nicht möglich. Elektronen aus dem Valenzband können die verbotene Zone nur nach
Aufnahme ausreichender thermischer oder elektrischer Energie überwinden und ins
Leitungsband gelangen.
Isolatoren unterscheiden sich von Halbleitern lediglich darin, dass die Breite der
verbotenen Zone mit W = 2...10 eV wesentlich größer und demzufolge die
Wahrscheinlichkeit für den Übergang von Valenzelektronen ins Leitungsband sehr viel
geringer ist. Dies erklärt die niedrige Eigenleitfähigkeit nicht verunreinigter Isolierstoffe.
Bei der Alterung der Isolation entstehen über der Lebensdauer immer mehr so genannte
„Fehlstellen“ oder auch als Defekte im Gefüge bezeichnete Stellen, wobei sich jede dieser
Stellen wie eine Verunreinigung im Isolator auswirkt, die für die Bildung von Raumladungen
oder Polarisationsladungen mit verantwortlich zeichnet und die damit anhand der TSC-
Messung quantifiziert werden können.
4.1.2 Ladungsträgerbereitstellung in Isolierstoffen
Die Bereitstellung von Ladungsträgern in Isolierstoffen erfolgt durch unterschiedliche und
voneinander unabhängige Mechanismen [91]:
An der Übergangsstelle zwischen Metall und Isolierstoff tritt durch die thermische
Gleichgewichtsbedingung, die zu einer Gleichheit der Fermieenergien in Metall und
Isolierstoff führt, eine Bandverbiegung innerhalb des Isolierstoffs auf (Richardson-
Schottky). Diese verursacht einen Ladungsübergang durch rein thermische Anregung, die
Kontaktaufladung, deren Quelle in einem elektrischen Gleichfeld die Kathode ist. Da in
einem Gleichfeld die Elektroneninjektion gegenüber der Extraktion von Ladungsträgern
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 37
überwiegt, bildet sich vor der Kathode eine ortsfeste elektronische Raumladung aus. Die
Elektronen werden dabei in so genannten Haftstellen, die energetisch unterhalb des
Leitungsniveaus liegen, festgehalten.
Daneben können Ladungsträger auch durch feldunterstützte Injektion (Fowler-Nordheim)
die Grenzfläche Metall(Leitschicht)-Isolierstoff überwinden. Die Fowler-Nordheim-
Gleichung gilt ab Feldstärken von etwa 200 kV/mm und ist daher bei den in dieser
Versuchsreihe benutzten Feldstärken von bis zu 20 kV/mm für den Aufbau von
Raumladungen nicht von Interesse.
Zusätzlich können sich Flächenladungen innerhalb des Dielektrikums zwischen Zonen mit
unterschiedlicher Dielektrizitätszahl oder Leitfähigkeit ausbilden (Maxwell-Wagner
Effekt). Es bildet sich dabei eine Grenzflächenpolarisation und gegebenenfalls eine
Randschichtpolarisation aus. Die Ursache dafür sind freie Ladungsträger, die sich an
Grenzflächen, zum Beispiel an Korngrenzen in polykristallinen Material, in Abhängigkeit
von der Orientierung des elektrischen Feldes ansammeln.
Parallel zu diesen Grenzflächeneffekten ist es möglich, dass freie Ladungsträger im
Isolierstoffvolumen generiert werden und Raumladungen bilden. Dabei gibt es
Elektronenplätze innerhalb der verbotenen Zone. Wenn diese Elektronenplätze im
elektrisch neutralen Zustand unbesetzt sind spricht man von Haftstellen. Sind sie im
elektrisch neutralen Zustand mit Elektronen besetzt, spricht man wie in der
Halbleiterphysik von Donatoren, beziehungsweise donatorähnlichen Zuständen. Aus
diesen können bereits bei wesentlich geringeren Temperaturen und Feldstärken
Elektronen freigesetzt werden, die dann für Leitungsprozesse zur Verfügung stehen
(Poole-Frenkel-Effekt).
Es können aber auch im Material vorhandene Dipole ausgerichtet werden, die bei der
Umorientierung einen Stromfluss im Messkreis bewirken.
Zusätzlich ist aber auch eine Bereitstellung von Homoladungen durch
Entladungsprozesse möglich, die dann Raumladungen aufbauen.
Während für kristalline Festkörper das Bändermodell zulässig ist, welches durchgehende
Energiebänder und eine scharfe Abgrenzung des Valenz- und des Leitungsbandes vorsieht,
gilt dies nicht für teilkristalline Werkstoffe. Der Grund hierfür liegt darin, dass eine
Voraussetzung für die Ausbildung einer durchgehenden Bandstruktur, die Periodizität der
Atom- bzw. Molekülgruppenanordnung und der damit verbundenen Fernordnung der
einzelnen Gitterbausteine, nicht gewährleistet ist. Demnach können bei diesen Stoffen
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 38
innerhalb der „verbotenen Zone“ lokalisierte Energieebenen existieren, die voneinander durch
Potentialberge getrennt sind. Damit wird für teilkristalline oder amorphe Isolierstoffe der
sonst konstante Bandabstand W als mittlerer energetischer Abstand zwischen Leitungs- und
Valenzniveaus definiert.
Die Unterscheidung, ob es sich bei den gemessenen Strompeaks um Depolarisations- oder
Raumladungspeaks handelt, kann durch Variation der Formierparameter erreicht werden [84-
89]. Es wird dabei allgemein davon ausgegangen, dass die Depolarisationsströme bis zur
vollständigen Polarisation linear von der Formierspannung abhängig sind und die
Raumladungsströme sich nicht linear verhalten, da deren treibendes Feld von ihnen selbst
erzeugt wird.
4.2 Messung thermisch stimulierter Ströme
Die Prüflinge, nachfolgend in Kapitel 4.2.1 und 4.2.2 beschrieben, werden hierbei zunächst
bei der Formiertemperatur TF mit einem elektrischen Feld beaufschlagt. Die
Formiertemperatur beträgt in der vorliegenden Arbeit im Normalfall 240 °C, wurde jedoch für
vergleichende Messungen bis auf 300 °C, somit der maximalen Temperatur des verwendeten
Umluftofens (Heraeus UT 6200 mit 2,8 kW Anschlussleistung und digitalem
Temperaturregler thermicon P) entsprechend erhöht. Das Ablaufdiagramm für die TSC-
Messung ist schematisch im Bild 4.1 dargestellt.
Bild 4.1:
Ablaufdiagramm für die
TSC-Messung mit
Versuchsparametern
Formierspannung UF
Formiertemperatur
Zeit
Heizr
ate
Formierzeit tF
Formierung TSC
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 39
Durch das Feld der Formierspannung erfolgt ein Aufbau von Raumladungen und die
Orientierung der beweglichen Dipole. Durch Erhöhung der Temperatur wird dieser Prozess
entsprechend stimuliert beziehungsweise erleichtert. Die Formierung erfolgt in dieser
Versuchsreihe mit Gleichspannung von bis zu 1000 Volt. Dies entspricht je nach Prüfling
einer Feldstärke von bis zu 20 kV/mm. Damit es bei diesen Spannungen und Temperaturen
nicht zu Isolationsproblemen zwischen Ofen und Prüfling kommt, wurde die
Ofendurchführung aus Teflon hergestellt.
Die Formierung der Prüflinge kann aber auch mit Stoßspannung erfolgen. Nach Erreichen der
Formierzeit tF wird der Prüflingskörper bei der Gleichspannungsformierung unter Spannung
auf Raumtemperatur abgekühlt. Durch die nun deutlich verringerte Beweglichkeit der
Ladungsträger bleibt der Ladungszustand erhalten, auch wenn die Formierspannung
abgeschaltet wird. Es findet somit ein „Einfrieren“ des elektrischen Zustandes zum Zeitpunkt
tF statt, da die Relaxationszeiten in die Größenordnung von mehreren Stunden ansteigen.
Anschließend werden die Prüflinge direkt über ein Elektrometer (Keithley 6517) [96]
kurzgeschlossen (siehe Bild 4.2) und nach fünf Minuten - damit sich die äußere Kapazität
entladen kann - mit einer konstanten Heizrate erwärmt. Diese Energiezufuhr führt zu einer
Reaktivierung der eingefrorenen Ladung. Die Freisetzung der Ladungsträger äußert sich in
charakteristischen Peaks des Stromsignales, durch die Aussagen zur Natur der Ladung und
zur energetischen Tiefe von Haftstellen gewonnen werden können. Dabei kann aber nicht
immer differenziert werden, ob die jeweiligen Peaks von einzelnen Relaxationen oder von
mehreren sich überlagernden Relaxationen stammen, da die energetischen Abstände sehr
unterschiedlich sein können.
Bild 4.2:
Versuchsaufbau für die
TSC-Messung
A
Temperaturfühler
Umluftofen mit digitaler Temperaturregelung
Elektrometer als Spannungsquelleund Amperemeter
Probe
Teflondurchführung
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 40
Die Bestimmung der in der Isolation gespeicherten Gesamtladung ist mit diesem
Messverfahren nicht möglich. Das elektrische Feld, das sich in der Lackschicht aufgrund der
gespeicherten Raumladung aufgebaut hat, verursacht je nach Lage der Fläche mit der Hälfte
der äußeren Spannung, das Abfließen der Ladungsträger zu beiden Elektroden. Somit ist die
detektierte Ladung immer kleiner als die reale Raumladung, hingegen können
Depolarisationsströme vollständig gemessen werden [84-87].
4.2.1 Beschichtete Prüflingsdrähte
Um ein möglichst großes Isolierstoffvolumen zu erhalten, das zugleich den realen praktischen
Bedingungen entspricht, wird auf den lackisolierten Drähten ein 2 m langer Abschnitt mit
0,1 mm starkem geglühtem Blankdraht aus Kupfer umwickelt, zur Spule geformt und
anschließend mit einer Graphitlösung (Hydro-Kollag) eingestrichen, damit eine möglichst
gleichmäßige, großflächige und leitfähige Außenelektrode an dem Prüfling zur Strommessung
entsteht. Die für die TSC-Messung sonst üblichen flachen Prüflinge konnten nicht verwendet
werden, da kein Hersteller ein Produkt mit äquivalenter Isolation im Programm führt. Auf ein
Aufdampfen einer Außenelektrode wird bewusst verzichtet, da dabei mit größter
Wahrscheinlichkeit der Isolationslack, der nur eine Stärke zwischen 15 und 35 µm besitzt,
beschädigt würde. Die Prüflinge wurden, um gleiche Bedingungen für alle Prüflinge
herzustellen, vor der ersten Messung über einen Zeitraum von 60 Stunden bei 90 °C im
Umluftofen bei geöffneter Abluftklappe getrocknet, damit die Graphitschicht keine
Wasserreste mehr enthält, deren Polarisierbarkeit die Messwerte stark verfälschen würde.
Die Messung von thermisch stimulierten Strömen ist ein bezüglich der
Ladungsspeichereigenschaft und der Eigenschaftsveränderung der Prüflinge sehr
empfindliches Messverfahren. Die einzelnen Arten der Isolierlacke unterscheiden sich bei der
TSC- Messung deutlich im Ladungsspeicherverhalten und lassen sich anhand ihrer Strom-
Temperaturkurven gut voneinander unterscheiden. Dabei ist eine Formierzeit von 90 min bei
den hohen Temperaturen ausreichend, da auch Messungen mit einer Formierzeit von 600 min
bis zur Formiertemperatur identische Kurvenverläufe und Amplituden ergaben (Bild 4.3).
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 41
Bild 4.3:
TSC-Messung bei
Variation der
Formierzeit
Das lässt schlussfolgern, dass die Formierung bei der erhöhten Temperatur schon innerhalb
von 90 min abgeschlossen ist. Die Formierzeit von 600 min wird aber aus rein
verfahrenstechnischen Gründen beibehalten, da es so möglich ist, die Prüflingskörper über
Nacht zu formieren und auf Raumtemperatur abzukühlen.
Von einem Formieren mit gleichzeitiger Strommessung wurde abgesehen, da im Falle des
elektrischen Versagens der Prüflingskörper die Formierspannung von bis zu einem kV direkt
am Elektrometer Keithley 6517 anliegen würde, was nicht tolerierbar ist.
Das im Bereich von 240 °C bei den meisten Prüflinge erkennbare lokale Maximum stammt
von der gewählten Formiertemperatur. Bei einer Formiertemperatur von 300 °C existiert
dieses Maximum nur noch bedingt in dieser Form, da die meisten Prüflingskörper auch
oberhalb von 240 °C Ladungen speichern können, die Prüflinge haben jedoch im Bereich von
Raumtemperatur bis 240 °C identische Kurvenverläufe (siehe Bild 4.4 und Bild 4.5).
Deshalb sind vor allem Peaks unterhalb der gewählten Formiertemperatur interessant, da
deren Form auch bei höherer Formiertemperatur, unabhängig davon, ob die Prüflinge 90 oder
600 Minuten formiert wurden, bei sonst unveränderten Versuchsparametern erhalten bleibt.
Bei ihnen kann eine eindeutige Spannungsabhängigkeit bestimmt werden. Die Peaks sind in
diesem Bereich nur noch von der Formierspannung und der Temperaturkurve abhängig.
0 50 100 150 200 250 300oCProbentemperatur
0
1
2
3
4
5
6
7nA
Stro
m
90 min formiert Probe gealtert90 min formiert Probe gealtert600 min formiert Probe gealtert600 min formiert Probe gealtert
TSC-Messung bei 3 K/min (PAI/PEI)400V UF bei 240oC (Probenlänge 2m, Ø = 0.65mm, Zweischichtlack, Lackzuwachs 55µm)
Formiertemperatur 240oCFormiertemperatur 240oC
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 42
Bild 4.4:
TSC-Messung an
neuen PAI/PEI-
Lackisolierten
Drähten bei
unterschiedlicher
Formiertemperatur
Im Beispiel des Bildes 4.4 ist auch der Peak bei 240°C ein echter Peak, da er seine Lage auch
bei einer Formation bei höherer Formiertemperatur nicht mehr ändert. Bei gealterten
Prüflingen ist diese Aussage nur noch eingeschränkt gültig, da sich der Stromverlauf bei der
höheren Formiertemperatur aus mehreren sich überlagernden Peaks zusammensetzt (Bild
4.5).
Bild 4.5:
TSC-Messung an
gealterten PAI/PEI-
Lackisolierten
Drähten bei
unterschiedlicher
Formiertemperatur
Der Anstieg des Stromes bei Temperaturen in der Nähe von 300 °C beruht darauf, dass sich
die Prüflinge aufgrund der Schichtenfolge (Kupfer, Isolationslack - eventuell
Mehrschichtlacksysteme -, Kupfer + Graphit) wie Thermoelemente verhalten, die mit der
Temperatur eine Ziehspannung aufbauen und sich zudem noch die Leitfähigkeit mit der
Temperatur erhöht. Deshalb wurde auch bei nicht formierten Prüflingen der Strom beim
0 50 100 150 200 250 300oCProbentemperatur
0
2
4
6
8
10
12
nA
Stro
m
bei 300oC 90min formiert Probe neubei 300oC 90min formiert Probe neubei 240oC 90min formiert Probe neubei 240oC 90min formiert Probe neu
TSC-Messung bei 3 K/min (PAI/PEI) bei 400V UF formiert (Probenlänge 2m, Ø = 0.65mm, Zweischichtlack, Lackzuwachs 55µm)
0 50 100 150 200 250 300oCProbentemperatur
0
2
4
6
8
10
12
nA
Stro
m
bei 300oC 90min formiert (gealterte Probe)bei 300oC 90min formiert (gealterte Probe)bei 240oC 90min formiert (gealterte Probe)bei 240oC 90min formiert (gealterte Probe)
TSC-Messung bei 3 K/min (PAI/PEI) bei 400V UF formiert (Probenlänge 2m, Ø = 0.65mm, Zweischichtlack, Lackzuwachs 55µm)
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 43
Aufheizen gemessen (siehe Bild 4.6), um ihn bei der Auswertung in Abzug bringen zu
können.
Bild 4.6:
TSC-Messung an
nicht formierten
Prüflingen bei
unterschiedlicher
Heizrate und
Alterungszustand
Fast alle Messungen mit formierten Prüflingen werden bei einer Heizrate von 3 K/min
durchgeführt, um in einer annehmbaren Zeit von 90 min das Temperaturband zwischen 30 °C
und 300 °C zu durchlaufen. Eine noch höhere Heizrate ist mit dem vorhandenen Umluftofen
aufgrund seiner begrenzten Heizleistung nicht möglich. Eine geringere Heizrate von zum
Beispiel 1 K/min führt zu einer feineren Detailauflösung in den einzelnen Relaxationspeaks,
sorgt aber gleichzeitig für ein entgegengesetzt proportional zur Heizrate vermindertes
Stromsignal, da bei einer verlängerten Versuchsdauer trotzdem nur die gleiche gespeicherte
Ladung zur Verfügung steht. Es ist bei diesen Messungen für eine Reproduzierbarkeit
wichtig, immer die gleiche Temperaturkurve zu durchfahren, weil sich sonst die einzelnen
Relaxationen verschieben können.
4.2.2 Gewickelte Twiste
Um den möglichen Einfluss der Schichtenfolgen [91] - insbesondere bei
Mehrschichtlacksystemen – auszuschließen, wurde für eine zweite Versuchsreihe eine
modifizierte Prüflingsform genutzt. Die neuen Prüflinge sind aus lackisolierten Drähten
gedrehte Twiste, die aber im Gegensatz zu Standard-Twisten nach IEC 815-5 [33] eine Länge
von 50 cm aufweisen und mit einer Kraft von 13,45 N gespannt werden, um eine möglichst
große Kontaktfläche zwischen den Drahtstücken herzustellen. Dabei zeigt sich, das selbst
0 50 100 150 200 250 300oCProbentemperatur
0
2
4
6
8
10
12
nA
Stro
m
3 K/min Probe neu3 K/min Probe neu1 K/min Probe gealtert1 K/min Probe gealtert3 K/min Probe gealtert3 K/min Probe gealtert3 K/min Probe weiter getrocknet (60h bei 90oC)3 K/min Probe weiter getrocknet (60h bei 90oC)
TSC-Messung (PAI/PEI)Probe unformiert (Probenlänge 2m, Ø = 0.65mm, Zweischichtlack, Lackzuwachs 55µm)
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 44
geringe Unterschiede in den Oberflächeneigenschaften einen Einfluss auf die
Potentialdifferenz zwischen Metall und Isolator haben. So beträgt beispielsweise die
Elektronenaustrittsarbeit von polykristallinen Kupfer 4,65 eV, bei einkristallinen Kupfer je
nach Orientierung zur Netzebene zwischen 4,48 und 4,98 eV und bei Kupferoxid 5,15 eV,
weshalb selbst bei der Verwendung von Twisten, bei denen die Elementspannungen
entgegengesetzt orientiert sind, sich die Potentialdifferenzen nicht immer vollständig
kompensieren lassen [90,92].
Der bei den nicht formierten Prüflingen in Form von langen Twisten vorhandene
Stromanstieg bei hohen Temperaturen ist bei neuen Prüflingen gering, im Vergleich zu den
umwickelten Drähten, und steigt mit der Anzahl der Versuchsdurchläufe - immer mit der
gleichen Orientierung - bis zu einem Grenzwert an. Parallel dazu steigt auch die gemessene
Eigenspannung der Prüflinge im gealterten Zustand (zwischen Null und 0,4 V). Das bedeutet,
dass sich die Kontakteigenschaften während der Messung in Abhängigkeit von der
Feldorientierung unterschiedlich ändern.
Bei entgegengesetzter Orientierung des formierenden elektrischen Feldes (eines wiederholt
mit Gleichspannung formierten langen Twistes) ist es möglich, die Amplitude des
intrinsischen Stromflusses bei hohen Temperaturen in der Orientierung umzukehren. Das
bedeutet, dass die Veränderung der Kontakteigenschaften nicht auf einen festen Wert
hinausläuft, sondern von der Vorbehandlung der Prüflinge abhängig ist. Dabei stellt sich die
Frage, in welcher Geschwindigkeit und ab welcher Temperatur diese Umkehr der Polarität
stattfinden wird. Wenn diese Umkonditionierung auch bei der Belastung am Umrichter
stattfindet, könnte dies eventuell zu einer Verminderung der Belastung führen, da das
Eigenfeld des Prüflings das äußere Feld phasenverschoben dämpfen kann.
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 45
4.3 Messung des Verlustfaktors
Wird an durch Materie isolierte Elektroden Spannung angelegt, treten dielektrische Verluste
auf, so dass außer dem kapazitiven Strom IC noch der Wirkstrom IW fließt [25,26,45,90].
Solche Verluste werden zum einen durch die meist sehr geringe elektrische Eigenleitfähigkeit
des Werkstoffes und zum anderen durch den Energiebedarf hervorgerufen, den die ständige
Umpolarisierung der Dipole bei Wechselspannung benötigt. Der von dem Gesamtstrom I und
dem kapazitiven Strom IC eingeschlossene Winkel wird als Verlustwinkel δ bezeichnet. Es ist
dann mit der Spannung U und der Kreisfrequenz ω der Verlustfaktor
d = tan δ = IW/IC = (U/R)/(UωC) = 1/(RωC)
(4.1)
bestimmbar.
Der dielektrische Verlustfaktor tan δ wird mit Hilfe eines Präzisions-LCR-Messgerätes von
Hewlett Packardt (HP 4284A) [97] in einem Frequenzbereich von 20 Hz bis 1 MHz, bei einer
Spannungsamplitude von nur einem Volt, zerstörungsfrei gemessen. Dabei wird entweder bei
der gleichen Temperaturrampe wie bei der TSC-Messung (von 30 °C bis 300 °C bei einer
Heizrate von 3 K/min) über fünf Dekaden zwischen 100 Hz und 1 MHz in 30 Sekunden
Abständen der tan δ bestimmt oder aber, um eine genauere Frequenzabhängigkeit zu
erhalten, noch zusätzlich bei festen Temperaturen das mögliche Frequenzband mit 61
ausgewählten Stützstellen isotherm ausgemessen (siehe Bild 4.7 – Bild 4.11).
Bild 4.7: tan δ Erstmessung von PAI Bild 4.8: tan δ Zweitmessung von PAI
tan δ Neukurve von PAI Lackdrahtin Abhängigkeit von Frequenz und Temperatur
0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
Farb
achs
e
tan δ 2. Durchgang von PAI Lackdrahtin Abhängigkeit von Frequenz und Temperatur
0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
Farb
achs
e
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 46
Bild 4.9: tan δ von Dreischichtlackdraht Bild 4.10: tan δ von Einschichtlackdraht
mit Titan modifiziert mit Titan modifiziert
Bild 4.11:
tan δ von Zweischichtlack-
draht mit Chromtrioxid
modifiziert
Da die Messgrößen bei einem gegebenen Prüfling von der Temperatur der Frequenz und den
Stoffparametern wie Art, Zusammensetzung, Struktur, Reinheit und Vorgeschichte abhängig
sind, werden die Messreihen, bei denen die Temperaturrampe durchfahren wird, mehrmals
durchgeführt, um einen möglichen Einfluss der thermischen Alterung (elektrische Alterung
kann aufgrund der sehr geringen Prüfspannung von nur einem Volt ausgeschlossen werden)
der Prüfkörper bezüglich der Abhängigkeit des dielektrischen Verlustfaktors zu erhalten.
tan δ von chromtrioxidmodifiziertem Zweischichtlackdrahtin Abhängigkeit von Frequenz und Temperatur
0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
Farb
achs
e
tan δ von titanmodifiziertem Einschichtlackdrahtin Abhängigkeit von Frequenz und Temperatur
0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
Farb
achs
e
tan δ von titanmodifiziertem Dreischichtlackdrahtin Abhängigkeit von Frequenz und Temperatur
0
0.01
0.02
0.03
0.04
0.05
Farb
achs
e
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 47
4.4 Vergleich zwischen den Ergebnissen der TSC- und der
Verlustfaktormessung
Beim Vergleich der TSC- mit der tan δ-Messung scheint sich bei den meisten Prüflingen eine
gute Übereinstimmung zu ergeben (siehe Bild 4.12).
Bild 4.12:
Vergleich von TSC
- Messung und tan δ
- Messung am
Beispiel des
titanmodifizierten
Dreischichtlackes.
Insofern ergänzen sich die beiden Messmethoden und man erhält durch beide Methoden
Informationen über die Eigenschaften der Isolierstoffe bezüglich des Depolarisationsstromes
und der dielektrischen Verluste. Aber bei der tan δ-Messung können auch sehr kleine
Prüflinge verwendet werden, da die Messwerte sowohl an einem 10 cm langen, als auch an
einem 1,10 m langen Prüfling aus dem gleichen Material sich nicht unterscheiden (siehe Bild
4.13).
Bei den tan δ-Messungen kann man auch sehr gut eine Veränderung der Prüflinge durch die
thermische Alterung beobachten. Die Erstmessung an dem thermisch unbelasteten Prüfling
zeigt einen sehr schlechten tan δ über der Temperatur. Nach zwei TSC-Messungen, bei denen
der Prüfling jeweils zehn Stunden bei 240 °C formiert wurde, ist der Anstieg vom tan δ um
60 K zu höheren Temperaturen verschoben.
0 60 120 180 240 300oCProbentemperatur
0
2.4
4.8
7.2
9.6
12
nA
Stro
m
0
0.03
0.06
0.09
0.12
0.15
tan
δ
90 min formiert 1. Zyklus90 min formiert 1. Zyklus
TSCTSC
600 min formiert 2. Zyklus600 min formiert 2. Zyklus
LeermessungLeermessung
1 kHz tan δ1 kHz tan δ
(TSC + tan δ)-Messung mit titanmodifiziertem Dreischichtlackbei 240oC mit 400V formiert (Probenlänge 2m, Ø = 1.30mm, Lackzuwachs = 81µm)
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 48
Bild 4.13:
Vergleich der
Temperatur- und
Geometrieabhängig
-keit des tan δ von
Lackdrähten
Bei den anschließenden Wiederholungsmessungen zeigt sich, dass mit der Anzahl der
Temperaturzyklen, bei denen der Prüfling kurzzeitig bis 300 °C erwärmt wird, der Anstieg
der tan δ Kurve sich wieder zu niedrigeren Temperaturen verschiebt (Bild 4.14).
Bild 4.14:
Wiederholte tan δ-
Messung über der
Temperatur
Das bedeutet, dass wieder mehr bewegliche Ladungsträger entstehen. Wenn die Prüflinge
jedoch für die TSC-Messung zwischenzeitlich formiert werden, ist anschließend der tan δ bei
hohen Temperaturen niedriger und bei niedrigen Temperaturen höher als in den
vorangegangenen Messreihen. Die tan δ-Messungen zeigen somit das gleiche
Alterungsverhalten der Prüflinge wie die TSC-Messungen. Um herauszufinden, ob die
anfänglich sehr starke Verschiebung der tan δ-Kurve schon allein durch die thermische
0 50 100 150 200 250 300oCProbentemperatur
0
0.05
0.1
0.15
0.2
tan
δ
1 kHz mehrere Durchgänge1 kHz mehrere DurchgängeZwischendurch eine ITC-MessungZwischendurch eine ITC-MessungZwischendurch eine ITC-MessungZwischendurch eine ITC-Messung
erster Durchgangerster Durchgang
zweiter Durchgangzweiter Durchgang
tan δ-Messung bei 3 K/min und 1kHzProbe: Zweischichtlackdraht (1,1m) mit Chromtrioxid modifiziert
Anzahl der DurchgängeAnzahl der Durchgänge
0 50 100 150 200 250 300oCProbentemperatur
0
0.03
0.06
0.09
0.12
0.15ta
n δ
chromtrioxidmodifizierer Zweischichtlackdrahtchromtrioxidmodifizierer Zweischichtlackdraht
0.1m "neu"0.1m "neu"
1.1m "neu"1.1m "neu"
"gealtert""gealtert"
tan δ-Messung bei 3 K/min und f = 1kHz
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 49
Belastung verursacht werden kann, wurde ein neuer und unbelasteter Prüfling von
chromtrioxidmodifiziertem Zweischichtlackdraht direkt hintereinander mit Hilfe der tan δ-
Messung über fünf Dekaden zwischen 100 Hz und einem MHz ausgemessen und mit
vorangegangenen Messungen verglichen. Dabei stellt man fest, dass die Neukurven der tan δ-
Messung verschiedener, auch unterschiedlich langer, Prüflinge praktisch identisch sind und
somit die Messung reproduzierbar ist (Bild 4.13). Das einmalige Durchfahren der
Temperaturkurve verursacht eine starke Verschiebung in der tan δ Kurve hin zu höheren
Temperaturen. Diese Verschiebung könnte mit einem Nachvernetzen des Isolationslackes
begründet werden, da Feuchtigkeit in den Prüflingen aufgrund der langen Trocknungszeit von
60 h bei 90 °C bei dem 1,1 m langen Prüfling als dominierender Parameter ausgeschlossen
werden kann.
4.5 Einfluss der thermischen Beanspruchung durch die TSC-Messung
Auch bei den TSC-Messungen an umwickelten Drähten ist durch die wiederholten
Messungen eine Veränderung der Prüflingseigenschaften auszumachen. Bei wiederholten
Messungen an einem Prüfling fällt die Ladungsspeicherfähigkeit im Temperaturbereich über
200 °C stetig ab, steigt aber unterhalb davon auf einen Grenzwert an. Deshalb ist es für
weitergehende Untersuchungen wichtig, mit einem Satz von Prüflingen zu arbeiten, die bei
veränderten Formierparametern alle gleich gealtert sind, um anhand dieser Messungen
festzustellen, wie sich das Speicherverhalten für die einzelnen Ladungsarten, wie
Raumladung oder Dipolorientierung, durch die thermische Degradation des Isolationslackes
ändert. Eine thermische Degradation des Isolationslackes ist deutlich nachzuweisen, da die
Schichtdicke des Isolationslackes nach fünf TSC-Messzyklen um bis zu 20 Prozent abnahm.
Das detektierte Stromsignal nahm aber im Verlauf der einzelnen Messzyklen noch stärker ab
und sank innerhalb von fünf Zyklen auf 40 Prozent (Bild 4.15). Somit kann die Veränderung
des TSC-Stromsignales nicht allein mit der Volumenabnahme des Isolationslackes begründet
werden, sondern zeigt zusätzlich noch eine Veränderung der dielektrischen Eigenschaften des
Isolierstoffes an.
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 50
Bild 4.15:
Veränderung des
TSC-Signales durch
thermische Alterung
Wie anhand des mit Titan modifizierten Dreischichtdrahtlackes nachgewiesen werden kann,
kann man sowohl mit der tan δ-Messung als auch mit der TSC-Messung kritische
Temperaturgrenzen für die Lebensdauer in einem Materialsystem ausmachen (Bild 4.12).
Beim mit Titan modifizierten Dreischichtdrahtlack ist ein ab etwa 150 °C zunächst langsamer,
dann schnell steiler werdender Anstieg des TSC-Stromes erkennbar. Die mit diesem Draht
durchgeführten Lebensdauerversuche zeigen folgende Lebensdauerwerte:
155 °C 172 Std.
170 °C 43 Std.
190 °C 39 Std.
Die Temperatur, bei der eine rapide Abnahme der Lebensdauerwerte eintritt, ist also durchaus
mittels der TSC-Messung feststell- und voraussagbar.
Der PAI-Einschichtlackdraht zeigt bei Materialuntersuchungen eine hohe
Glasübergangstemperatur und eine hohe elektrische Festigkeit. Diese Festigkeit verliert das
Material aber schon im Temperaturbereich über 100 °C. So kann der 1 mm starke PAI-
Einschichtlackdraht eine Formierspannung von 200 V ertragen, versagt aber schon bei 300 V,
wohingegen alle anderen Prüflinge wiederholt mit 400 V formiert werden können. Dieses
Verhalten tritt bei den Twisten aus PAI nicht auf, diese lassen sich bei 240°C problemlos mit
bis zu 1000 V formieren ohne dabei durchzuschlagen, das könnte bedeuten dass bei den mit
Blankdraht umwickelten Prüfkörpern der Draht bei den hohen Temperaturen in die Isolation
einsinkt und diese deshalb schon bei niedrigen Feldstärken durchschlägt. Ein Einsinken des
Blankdrahtes konnte aber mit dem im Institut zur Verfügung stehenden Lichtmikroskop nicht
0 50 100 150 200 250 300oCProbentemperatur
0
2
4
6
8
10
12
nA
Stro
m
LeermessungLeermessung
1. Zyklus 600 min formiert (600 min bei 240oC)1. Zyklus 600 min formiert (600 min bei 240oC)2. Zyklus 600 min formiert (1200 min bei 240oC + eine Leermessung)2. Zyklus 600 min formiert (1200 min bei 240oC + eine Leermessung)3. Zyklus 600 min formiert (1800 min bei 240oC + zwei Leermessungen)3. Zyklus 600 min formiert (1800 min bei 240oC + zwei Leermessungen)4. Zyklus 600 min formiert (2400 min bei 240oC + drei Leermessungen)4. Zyklus 600 min formiert (2400 min bei 240oC + drei Leermessungen)
TSC-Messung bei 3 K/min (PEI)400V UF bei 240oC (Probenlänge 2m, Ø = 1.30mm, Einschichtlack, Lackzuwachs 85µm)
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 51
ausgemacht werden. Hingegen sind Risse im deutlich versprödeten Isolationslack
auszumachen. Weiterhin war das Depolarisationsstromsignal beim PAI-Einschichtlackdraht
sowohl bei 100 V als auch bei der anschließenden Messung mit 200 V Formierspannung
identisch. Das bedeutet das entweder alle Dipole bereits bei 100 V ausgerichtet werden
können oder aber, dass die Lackisolation sehr stark degradiert. Dieses von der
Formierspannung weitgehend unabhängige Speicherverhalten ist auch bei den Twisten aus
PAI-Einschichtlackdraht ausgeprägt, zudem findet ab einer gewissen thermischen Alterung
eine nahezu plötzliche Verschiebung der Strommaxima um 25 K zu höheren Temperaturen
hin statt, wobei gleichzeitig die Amplitude um 30 Prozent absinkt. Bei mit Chromtrioxid
modifizierten Zweischichtlackdrähten zeigt sich hingegen eine deutliche lineare Abhängigkeit
zwischen Stromsignal und Formierspannung, so dass die Formierung selbst bei Spannungen
von 1000 V nicht vollständig abgeschlossen ist. Das bedeutet aber auch, dass die
Lackisolierung ihre Vorgeschichte lange speichern kann, was bei manchen Prüflingen, die
zum ersten Mal nach der Herstellung erhitzt werden, deutlich durch das gemessene
Stromsignal belegt werden kann. Manche „neue“ Prüflinge verursachten bei der ersten
Leermessung eine Messbereichsüberschreitung, verhielten sich aber bei den anschließenden
Messreihen wieder normal. Der Isolationslack könnte beispielsweise durch elektrostatische
Aufladung im Trockenofen während des Herstellungsprozesses bereits formiert werden. Diese
gespeicherte Ladung wird dann beim ersten Aufheizen des kurzgeschlossenen Prüflings
wieder abgegeben, wobei im unterem Temperaturbereich fast keine Ladung detektiert wird,
da diese bereits während der bis zur mehreren Monaten andauernden Lagerungszeit zwischen
der Lackierung der Drähte und der Versuchsdurchführung relaxiert ist.
4.6 Auswertung des Stromsignales bei der TSC- Messung
Wenn man nur die maximalen Stromamplituden in Abhängigkeit von der Formierspannung
miteinander vergleicht, so kommt man zu dem Ergebnis, dass sowohl PAI- als auch PEI-
Einschichtlacke nur Raumladungen speichern. PAI/PEI- Zweischichtlacke sowie der mit
Titan modifizierte Dreischichtdrahtlack zeigen im Gegensatz dazu die Fähigkeit,
Polarisationsladungen zu speichern. Somit ist gesichert, dass bei den Mehrschicht-
lacksystemen eine Grenzflächenpolarisation (Maxwell-Wagner Effekt) stattfindet. Bei einem
auf die Temperatur bezogenen Vergleich der Stromsignale in Abhängigkeit von der
Formierspannung stellt man zusätzlich noch einen Depolarisationbereich um 220°C beim
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 52
PEI- Einschichtlack fest, der aber beim PAI- Einschichtlack in keinem Temperaturbereich
festzustellen ist.
4.6.1 Berechnung der Haftstellenenergien
Bei der Messung der thermisch stimulierten Ströme wird die Temperatur linear mit der Zeit
verändert [84-87], wobei T0 die Anfangstemperatur und b die Heizrate ist.
T(t) = T0 + bt
(4.2)
Zudem kann die Temperaturabhängigkeit der Relaxationszeit mit der Arrhenius-Funktion
beschrieben werden:
τ(T) = (τ0) exp(E/(kT))
(4.3)
Somit ergibt sich die Polarisationsgleichung zu:
dP/dT = (1/(qτ0))T(P0-P∞) exp(-E/(kT))
(4.4)
Wenn die Polarisation (P) sich mit der Zeit ändert, fließt ein Strom durch den Widerstand des
angeschlossenen Elektrometers. Dieser verursacht einen Spannungsabfall im Messkreis
derart, so dass er der Polarisationsänderung entgegenwirkt. Der Depolarisationsstrom kann
daher folgendermaßen beschrieben werden:
I(T) = -Ab(dP/dT)
(4.5)
Wobei A die Prüflingsfläche darstellt. Bei genügend niedriger Temperatur (kT << E), das
heißt wenn die Depolarisationsrate niedrig ist, kann man die zeitabhängige Polarisation
folgendermaßen beschreiben:
P(T) = P0 exp[-k/(bEτ0)T³ exp(-E/(kT)) -T0³ exp(-E/(kT0))]
(4.6)
Und der Depolarisationsstrom beträgt somit:
I(T) = B exp[-E/(kT) - k/(Ebτ0) T³ exp(-E/(kT))]
(4.7)
Wobei bei niedrigen Temperaturen der erste Exponentialterm überwiegt, so dass man für den
Anfangsbereich des Depolarisationsstrom näherungsweise schreiben kann:
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 53
I(T) ≈ T exp(-E/(kT))
(4.8)
Diese Näherungen ermöglichen es die Aktivierungsenergie des Depolarisationsprozesses
abzuschätzen. Das Maximum des Depolarisationsstromes verschiebt sich zu höheren
Temperaturen, wenn die Heizrate b [K/s] erhöht wird. Wenn man nun die
Depolarisationspeaks bei zwei unterschiedlichen Heizraten b1 und b2 aufzeichnet, kann man
die Aktivierungsenergie des Prozesses folgendermaßen berechnen:
E/k = ln[Tm³(1)/b1] – ln[Tm³(2)/b2]/1/Tm(1) – 1/Tm(2)
(4.9)
Hierbei sind Tm [K] die jeweiligen Temperaturen in Kelvin, an denen der Depolarisationstrom
maximal wird. Es muss aber bei den hier angegebenen Näherungen stets darauf geachtet
werden, dass die gemachten Vereinfachungen bei der Berechnung in ihrem Gültigkeitsbereich
bleiben; das heißt zum einen, dass es sich zum einen bei den Depolarisationsstrommaxima um
echte Maxima handeln muss, die nicht durch die Formiertemperatur begrenzt wurden und
zum anderen muss der Depolarisationsstrom, bevor der Bereich der Eigenleitung sich
abzeichnet, in der Temperaturkurve weitgehend abgeklungen sein.
Das bedeutet, dass diese Näherungsgleichungen nur begrenzt bei den in dieser Arbeit
verwendeten Isolationslackdrähten verwendet werden können, da die meisten Strompeaks erst
bei sehr hohen Temperaturen und zwar in der Nähe der Glasübergangstemperatur zu
lokalisieren sind.
4.6.2 Bestimmung der Haftstellentiefe
Um die Aktivierungsenergie und damit die Haftstellentiefe bei den verwendeten
Isolationslacken zu bestimmen, werden bei Twisten aus titanmodifiziertem
Dreischichtlackdraht und bei Twisten mit Lackisolation aus PAI die Heizraten bei der TSC-
Messung variiert. Aus den sich dabei verschiebenden Strommaxima, Tm(1) = 470,65 K und
Tm(2) = 474,85 K bei Titan beziehungsweise Tm(1) = 446,55 K und Tm(2) = 458,15 K bei
PAI, kann man mit Hilfe der Gleichung (4.9) auf die Aktivierungsenergie der jeweiligen
Haftstelle schließen.
Bei dem titanmodifiziertem Dreischichtlackdraht (Bild 4.16) ergibt sich eine Aktivierungs-
energie von 4,9 eV, also eine sehr tiefe Haftstelle. Der PAI-Isolationslackdraht (Bild 4.17)
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 54
besitzt unterhalb der Formiertemperatur eine Haftstelle mit deutlich niedrigerer
Aktivierungsenergie von 1,55 eV. Dies könnte auch die relative Unabhängigkeit des
Depolarisationsstromsignales beim PAI-Isolationslackdraht erklären, da die Haftstellen im
PAI schon bei relativ niedrigen Spannungen bis zur Sättigung gefüllt sind. Die beim
titanmodifizierten Dreischichtlackdraht bestimmte Aktivierungsenergie ist mit besonderer
Vorsicht zu betrachten, da erstens die Eigenleitung schon bei relativ niedrigen Temperaturen
einsetzt und zweitens der Umluftofen im Anfangsbereich der Messung mit der niedrigeren
Heizrate nicht linear geregelt hatte, wie nachträglich festgestellt wurde.
Bild 4.16:
Variation der
Heizrate zur
Bestimmung der
Haftstellentiefe in
Titanmodifiziertem
Dreischichtlackdraht
Bild 4.17:
Variation der
Heizrate zur
Bestimmung der
Haftstellentiefe in
PAI-
Einschichtdrahtlack
0 50 100 150 200 250 300oCProbentemperatur
-10
0
10
20
30
40
50
60
70
80pA
Stro
m
LeermessungLeermessung
Heizrate 1 K/minHeizrate 1 K/minHeizrate 3 K/minHeizrate 3 K/min
TSC-Messungbei 240 oC 600 min mit 1000 V formiert (Twist PAI 58µm)
0 50 100 150 200 250 300oCProbentemperatur
0
40
80
120
160
200
pA
Stro
m
mit 1000V 600min formiert Heizrate 3 K/minmit 1000V 600min formiert Heizrate 3 K/minmit 1000V 600min formiert Heizrate 1 K/minmit 1000V 600min formiert Heizrate 1 K/min
Temperaturregelung gestörtTemperaturregelung gestört
TSC-Messungbei 240oC formiert (Twist aus titanmodifiziertem Dreischichtlackdraht)
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 55
4.7 TSC-Messung an am Frequenzumrichter belasteten Twisten
Eine TSC-Messung an in einem Gestell befestigten Prüflingssatz von 10 Twisten ist nicht
möglich, da das Metallgestell sich zu sehr als Antenne für elektromagnetische Einkopplungen
auswirkt. Deshalb werden für die weiteren Versuche wieder einzelne Twiste von 50 cm Länge
verwendet, die aufgrund ihrer verdrillten Struktur recht unempfindlich gegenüber
elektromagnetischen Einkoppllungen aus der Umgebung sind. Für die Messungen werden
jeweils neue Prüflinge verwendet, um eine Veränderung der Signalverläufe bei
unterschiedlicher thermischen Vorgeschichte auszuschließen.
Beim Messen des Depolarisationsstromes nach einer 15 minütigen Umrichterbelastung (16
kHz Pulsfrequenz und 25 m langem Anschlusskabel) bei Raumtemperatur stellt man fest, dass
sich der Strom ähnlich wie bei einer Kondensatorentladung verhält (Bild 4.18), nur dass die
Zeitkonstanten in den Bereich von wenigen Minuten verlagert sind. Es kann aber keine
Anregung von tieferliegenden Haftstellen - durch die Belastung des Twistes am
Frequenzumrichter - nachgewiesen werden, da sich das Stromsignal bei steigenden
Temperaturen nicht mehr verstärkt und die Depolarisation praktisch bei Raumtemperatur
stattfindet. Bei der direkt nach der Umrichterbelastung gemessenen Ladung könnte es sich
somit um eine Oberflächenladung handeln, die aufgrund des hohen Oberflächenwiderstandes
nur sehr langsam abfließen kann.
Bild 4.18:
TSC-Signal nach
Umrichterbelastung
0 60 120 180 240 300oC (s)
Probentemperatur (Versuchszeit)
-20
0
20
40
60
80
100
pA
Stro
m
Stromsignal über der Temperatur bei einer Heizrate von 3 K/min nach 3min VorlaufStromsignal über der Temperatur bei einer Heizrate von 3 K/min nach 3min Vorlauf
Stromsignal über der Zeit in SekundenStromsignal über der Zeit in Sekunden
TSC-Messung nach 15 min Umrichterbelastungmit 16 kHz Taktfrequenz und 25m Kabel (Twist PAI 58µm)
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 56
TSC-Messungen, bei denen der Prüfling wiederholt mit 1000 V Gleichspannung formiert
wird, (Bild 4.19) zeigen eine deutliche Reduzierung des gemessenen
Depolarisationsstromsignales nach der Belastung des Prüflings am Frequenzumrichter im
Vergleich zur Neukurve.
Bei der Wiederholung der TSC-Messung verschiebt sich anschließend das
Depolarisationsstrommaxima zu höheren Temperaturen; diese Verschiebung durch die
thermische Alterung war bereits an nicht am Frequenzumrichter gealterten Prüflinge aus PAI-
Lackdraht festgestellt worden.
Bild 4.19:
Veränderung des
TSC-Messsignales
von PAI Twisten
durch
Umrichterbelastung
Die Prüflinge aus titanmodifiziertem beziehungsweise siliziummodifiziertem Lackdraht
wurden am Frequenzumrichter unterschiedlich lange bei Raumtemperatur elektrisch
vorbelastet. Anschließende TSC-Messungen, bei denen die Prüflinge zuvor bei 240 °C über
600 min mit 1000 V Gleichspannung formiert wurden, zeigen ein deutlich unterschiedliches
Verhalten der beiden Lacksysteme. Bei dem titanmodifiziertem Lackdraht (Bild 4.20) zeigt
sich eine deutliche Zunahme der Speicherfähigkeit der Lackschicht, wohingegen der
siliziummodifizierte Lackdraht keine markante Veränderung im Ladungsspeicherverhalten
zeigt (Bild 4.21).
0 50 100 150 200 250 300oCProbentemperatur
0
10
20
30
40
50
pA
Stro
m
Neue Probe (600 min formiert)Neue Probe (600 min formiert)Nach 15min Umrichterbelastung und Leerkurve (90 min formiert)Nach 15min Umrichterbelastung und Leerkurve (90 min formiert)Probe nach zwei weiteren TSC-Zyklen (600 min formiert)Probe nach zwei weiteren TSC-Zyklen (600 min formiert)Probe nach einem weiteren TSC-Zyklus (90 min formiert)Probe nach einem weiteren TSC-Zyklus (90 min formiert)
TSC-Messungbei 240 oC mit 1000 V formiert (Twist PAI 58µm)
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 57
Bild 4.20:
Veränderung des
TSC-Messsignales
von
titanmodifizierten
Twisten durch
Umrichterbelastung
Bild 4.21:
Veränderung des
TSC-Messsignales
von SiO2-
modifizierten
Twisten durch
Umrichterbelastung
Man kann also durch vergleichende TSC-Messungen feststellen, dass die Umrichterbelastung
bei Raumtemperatur beim titanmodifizierten Lackdraht zu einem Aufbrechen der Strukturen
führt und damit eine nicht reversible Veränderung des Materials bewirkt. Eine Veränderung
des tan δ ist aber bei einer vergleichenden tan δ-Messung im Frequenzbereich zwischen 100
Hz bis 1 MHz nicht nachweisbar (Bild 4.22).
0 50 100 150 200 250 300oCProbentemperatur
0
20
40
60
80
100
120
pA
Stro
m
nicht vorbelastete Probenicht vorbelastete Probeanschließende Leermessunganschließende Leermessung3 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur3 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur24 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur24 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur52 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur52 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur
TSC-Messung (3 K/min)bei 240oC 600min mit 1000V formiert (Twiste 64µm mit Titan modifiziert)
0 50 100 150 200 250 300oCProbentemperatur
0
20
40
60
80
100
120
pA
Stro
m
nicht vorbelastete Probenicht vorbelastete Probe3 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur3 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur24 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur24 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur52 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur52 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur
24 h Umrichtervorbelastung bei 155oC24 h Umrichtervorbelastung bei 155oC
582 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur582 h Umrichtervorbelastung bei Raumtemperatur
TSC-Messung (3 K/min)bei 240 oC 600 min mit 1000 V formiert (Twiste 70µm mit SiO2 modifiziert)
4 Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten 58
Bild 4.22:
Veränderung des
tan δ über der
Frequenz bei
Frequenz-
umrichterbelastu
ng von mit Titan
modifizierten
Twisten
Beim siliziummodifizierten Lackdraht ist selbst nach 500 h Umrichtervorbelastung erst eine
sehr geringe Veränderung im TSC-Verhalten nachweisbar, dies spricht für eine sehr gute
Beständigkeit gegenüber Teilentladungsbelastung. Deshalb ist es für weitere Untersuchungen
wichtig, ein Messsystem zur Verfügung zu haben, mit dem ein Nachweis von Teilentladungen
während der Belastung am Frequenzumrichter möglich ist. Ein solches TE-Messsystem wird
im folgenden Kapitel 5 näher beschrieben.
4.8 Zusammenfassung Die TSC-Messung ist auch bei lackisolierten Drähten in der Lage, den eindeutigen Nachweis
über die Art der gespeicherten Ladung zu führen. Dabei ist es für eine möglichst lange
Lebensdauer der Prüflinge am Frequenzumrichter wichtig, dass nur ein geringer
Ladungsaufbau innerhalb der Isolation stattfindet. Ähnlich wie ein geringer Verlustfaktor
meist auf eine gute Isolation zurückzuführen ist. Die TSC-Messung ist ein deutlich
empfindlicheres Verfahren als die Verlustfaktormessung, um Veränderungen im
Isolierstoffvolumen durch Degradation am Frequenzumrichter nachzuweisen.
102 5 103 5 104 5 105 5 106
Messfrequenz
0
0.01
0.02ta
n δ
ohne Vorbelastungohne Vorbelastung3 h Umrichtervorbelastung3 h Umrichtervorbelastung24 h Umrichtervorbelastung24 h Umrichtervorbelastung52 h Umrichtervorbelastung52 h Umrichtervorbelastung
tan δ-Messung(Proben: Titanmodifizierte Twiste)
5 Aufbau eines Teilentladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 59
5 Messung von Teilentladungssignalen bei Frequenz-
umrichterbetrieb
Für die Detektion von Teilentladungen bei 50 Hz-Wechselspannung stehen konventionelle,
mit Koppelkondensator und Ankoppelvierpol versehene, elektrische TE-Messsysteme zur
Verfügung. Mit solchen Messsystemen können Teilentladungsereignisse mit einer
scheinbaren Ladung von in der Regel größer als 5 pC detektiert werden. Bei sehr kurzen
Spannungsimpulsen mit Anstiegszeiten im Bereich von wenigen Mikrosekunden bis herab zu
einigen zehn Nanosekunden, wie sie bei Frequenzumrichterbetrieb auftreten, sind diese
elektrischen Messsysteme aber nicht anwendbar. Zudem besteht die Notwendigkeit, den
Prüfkreis zu erden und der verwendete Koppelkondensator verhindert überdies eine Messung
bei Sonderspannungsformen, wie zum Beispiel die Messung der TE-Einsatzspannung bei
einer gleichgerichteten Sinusspannung, da er diese glätten würde.
Die Spannungsbelastung und damit auch das TE- Verhalten einer kompletten Wicklung bei
Impulsbelastung ist entsprechend den Ausführungen im Kapitel 2.5 und Kapitel 2.6 eine
gänzlich andere als bei einer 50 Hz-Wechselspannung. Es können bei Impulsbelastung
zusätzlich Teilentladungen zwischen den einzelnen Windungen innerhalb einer Spule
auftreten. Somit ist bei einer sinusförmigen 50 Hz-Wechselspannungsprüfung eine direkte
Prüfung der bei Frequenzumrichterbetrieb besonders gefährdeten Windungsisolierung nicht
möglich.
Auch optische (der Entladungsort in der Wicklung ist im allgemeinen aufgrund der
geschlossenen Gehäuse der Motoren im Gegensatz zu den frei zugänglichen Twist-
Prüfkörpern verborgen und daher nicht sichtbar) und akustische (zu geringer Abstand
zwischen Nutz- und Störsignal aufgrund der Umrichter- und Maschinengeräusche)
Messsysteme sind bei der Detektion von Teilentladungen in der Isolierung kompletter
Maschinenwicklungen nicht geeignet. Deshalb besteht für die Untersuchung des
Teilentladungsverhaltens bei Frequenzumrichterbetrieb die Notwendigkeit, ein elektrisches
TE-Messsystem aufzubauen. Mit diesem Messsystem soll ermöglicht werden, während des
Betriebes Teilentladungen in mechanisch geschlossenen rotierenden Maschinen bei
beliebigen Spannungsformen zu detektieren.
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 60
5.1 Aufbau eines Messsystems zur Teilentladungsmessung bei Frequenz-
umrichterbetrieb
Der vorherige Abschnitt hat noch einmal verdeutlicht, wie wichtig es für den sicheren Betrieb
von elektrischen Geräten unter Impulsspannungsbelastung ist, Teilentladungen unter
Betriebsbedingungen detektieren zu können. Dies zeigt sich auch bei Motoren, die am Netz
betrieben werden, da bei ihnen im Mittel 90 % mit einem Windungsschluss ausfallen [81,99],
und ein Windungsschluss kann praktisch nur bei Impulsspannungsbelastung auftreten [17].
5.1.1 Überlegungen zur Separation von Teilentladungssignalen und
Umrichtersignalen Teilentladungsimpulse besitzen eine relativ kurze Impulsdauer im Bereich von 20 bis 500 ns
und Anstiegszeiten von 0,2 bis 50 ns und daher sollte die Möglichkeit bestehen, diese im
Frequenzbereich von den Umrichterimpulsen und den auf den Zuleitungen entstehenden
Wanderwellen zu separieren (siehe auch Kapitel 5.3). Problematisch für die Analyse sind
dabei mehrere Faktoren:
Der große Spannungsunterschied zwischen Umrichterimpulsspannung von über einem
kV und Teilentladungsspannung im Bereich von mehreren mV.
Das unregelmäßige Taktmuster der Frequenzumrichter.
Die sehr kurzen Impulsanstiegszeiten moderner Frequenzumrichter bis herab zu 35 ns.
Wenn jetzt für die Analyse vereinfacht angenommen wird, dass das Frequenzumrichtersignal
periodisch ist, kann dieses mit Hilfe der Fourieranalyse in ein Amplitudendichtespektrum
umgewandelt werden [100]. Durch diese Analyse ist bei einer direkten Messung der
Umrichterspannung nur das Amplitudendichtespektrum des angeschlossenen
Frequenzumrichters bestimmbar, da ein mögliches Teilentladungssignal durch den beim
Echtzeitsampling auf 8 Bit begrenzten Analog-Digitalwandler des verwendeten
Speicheroszilloskopes TDS 784 D [101] von Tektronix sich im Grundrauschen verliert.
Ein besseres Nutz- zu Störsignalverhältnis soll durch Dämpfung des Störspektrums im
nachfolgenden Abschnitt durch einem Hochpassfilter erreicht werden.
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 61
5.1.2 Separation von Teilentladungssignalen und Umrichtersignalen mit
Hilfe eines Hochpassfilters ohne galvanische Trennung
Zweck des Hochpassfilters soll es sein, die Umrichtersignale möglichst gut zu dämpfen und
die Teilentladungsimpulse mit möglichst geringer Dämpfung zum Oszilloskop durchzulassen.
Um mit einfachen Mitteln die Durchlässigkeit des Hochpassfilters für die
Teilentladungsimpulse abzuschätzen, wird an den Eingang des Filters ein Kalibrator für
Teilentladungsmessungen von Lemke Diagnostics (Typ LDC-5) mit einer einstellbaren
Ladungsmenge zwischen 5 und 500 pC angeschlossen. Dieser Signalpegel wird mit dem
Pegel hinter dem Hochpassfilter verglichen, wobei sich eine Dämpfung von ungefähr 3 dB
ergibt. Da die Filterelemente allerdings nur eine Spannungsfestigkeit von 500 V besitzen,
muss dem Filtereingang ein Spannungsteiler vorgeschaltet werden. Hierbei ergibt sich das
Problem, dass der ansonsten für die Messungen am Frequenzumrichter verwendete
Hochspannungsdifferentialtastkopf P5210 von Tektronix nicht verwendet werden kann, weil
es sich hierbei um einen aktiven Tastkopf handelt, der direkt mit dem Oszilloskop verbunden
sein muss und zudem nur eine eingeschränkte Bandbreite von 50 MHz besitzt.
Deshalb wurden die Vorversuche zur Untersuchung der Detektierbarkeit von
Teilentladungsimpulsen bei Sinusbelastung durchgeführt, da hierbei die Möglichkeit besteht,
den Messkreis zu erden und mit einem konventionellen Hochspannungstastkopf mit einer
Bandbreite von 300 MHz bis zu einer Spannung von 2,5 kV zu arbeiten. Diese Versuche
zeigten aber, dass das detektierte Teilentladungssignal durch den Hochspannungstastkopf
(Teilerverhältnis 1:100) für eine empfindliche Messung zu stark bedämpft wird. Gleichzeitig
wurden die Umrichtersignale durch einen einfachen Hochpassfilter dritter Ordnung - auch
nach Erhöhung der Grenzfrequenz auf 80 MHz, entsprechend der 13. Oberwelle des
Spannungsanstieges des Frequenzumrichters - nicht ausreichend bedämpft, so dass eine
Messung von Teilentladungssignalen in dieser Konfiguration bei Umrichterbetrieb nicht
möglich ist.
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 62
5.1.3 Untersuchung verschiedener Signaleinkopplungsmethoden mit Hilfe
eines Spektrumanalysators
Da die Ausführungen im Kapitel 5.1.1 gezeigt haben, dass von den Frequenzumrichtern und
den Wanderwellen auf den Leitungen ein nicht unerhebliches Störspektrum ausgeht, wurde
für die nachfolgenden Untersuchungen - um ein möglichst breites Frequenzspektrum
messtechnisch abdecken zu können - ein Spektrumanalysator verwendet. Zudem wurden
freundlicherweise von der Firma Rohde & Schwarz verschiedene Einkopplungsmedien zur
Verfügung gestellt. Nachfolgend sind die hiermit durchgeführten Untersuchungen kurz
aufgeführt:
Mit dem zur Verfügung gestellten Nahfeldsondensatz für die EMV-
/Feldstärkemesstechnik bestehend aus zwei passiven H-Feldsonden (9 kHz bis 30
MHz und 30 MHz bis 1 GHz) und einer aktiven E-Feldsonde (9 kHz bis 1 GHz)
wurde versucht, das Spektrum der Teilentladungsimpulse bei Sinusbetrieb
auszumessen. Dabei zeigte sich, dass die passiven H-Feldsonden zu unempfindlich
sind ein Teilentladungssignal zu detektierten. Mit der aktiven E-Feldsonde ist es
möglich, ein Teilentladungssignal am Twist zu detektieren, sobald man sich dem
Twist mit der Messspitze bis auf wenige Millimeter nähert. Wenn man aber versucht,
die Teilentladungssignale an einem Stator zu detektieren, befindet sich das
Messsystem mit der Nahfeldsonde aufgrund der viel höheren Feldstärke des Stators
bereits in der Sättigung, weit bevor die Spannung auf ein Niveau gestellt ist, bei dem
die Teilentladungen auftreten können. Es zeigt sich also das gleiche Problem von Stör-
zu Nutzsignalverhältnis wie im vorherigen Abschnitt. Somit ist es aussichtslos, mit
Hilfe von Nahfeldsonden für die EMV-Prüfung Teilentladungen an
frequenzumrichterbetriebenen Maschinen nachweisen zu wollen.
Bei Verwendung einer Antenne mit einem extrem breitbandigen Frequenzbereich von
30 MHz bis 1 GHz (CBL 6111 von Chase), die für Störemissions- und
Störfestigkeitsmessungen konstruiert wurde, ist es möglich, Teilentladungsimpulse am
Twist nachzuweisen. Allerdings werden auch alle Signale aus der Umgebung, wie
zum Beispiel die von Radio- oder Fernsehsendern detektiert. Beim anschließenden
Versuch die Teilentladungssignale auch an einem Stator nachzuweisen zeigte sich,
dass das möglich ist. Wenn die Antenne allerdings nicht in den offenen Stator hinein,
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 63
sondern auf das Statorgehäuse ausgerichtet ist, ist es aufgrund der abschirmenden
Wirkung des Gehäuses nicht mehr möglich, die Teilentladungen mit der durch den
Spektrumanalysator gegebenen Empfindlichkeit zu detektieren. Somit wird es auch
nicht möglich sein, an einem kompletten Motor mit entsprechender Empfindlichkeit
Teilentladungen mit diesem Messaufbau nachzuweisen.
Um möglichst alle konventionellen Messaufnehmer die für diese Messaufgabe in
Frage kommen zu erproben, wurde zusätzlich ein VHF-Stromwandler ESV-Z1 von
Rohde & Schwarz, der für die selektive oder breitbandige Messung von sowohl sehr
kleinen als auch sehr großen HF-Strömen in elektrischen Leitern entwickelt wurde und
elektrostatisch abgeschirmt ist, getestet. Dieser Stromwandler besitzt einen
Frequenzbereich von 20 bis 300 MHz, wobei der maximale Grundstrom 50 A
betragen darf. Bei den Messungen mit diesem Stromwandler am Frequenzumrichter
zeigt sich, das bei eingeschaltetem Frequenzumrichter ein sehr ausgeprägtes Signal
vorhanden ist. Dieses Signal ist aber unabhängig davon, ob ein Twist angeschlossen
ist oder nicht. Somit ist es daher auch mit dem VHF-Stromwandler allein nicht
möglich, Teilentladungssignale bei Frequenzumrichterbetrieb nachzuweisen, wohl
aber lässt sich mit ihm das Störspektrum sehr gut bestimmen.
Da mit allen getesteten Sensoren das Ergebnis sehr unbefriedigend war, wurde ein eigener
Sensor erprobt, der das Signal der Teilentladungen auskoppeln soll und zugleich von der
Umgebung möglichst wenig beeinflusst wird. Dabei ist auf eine gute galvanische Trennung
zu achten, damit die bereits oben angegebenen Probleme der leitungsgebundenen Messung
bezüglich der Potentiale der Frequenzumrichterspannungen vermieden werden können. Als
einfache Lösung könnte man beispielsweise kapazitiv auskoppeln, indem man einen
Metallblock um das Zuleitungskabel fixiert. Die Kabelisolation würde in diesem Fall als
Kondensatordielektrikum fungieren. Mit diesem „Koppelkondensator“ scheint es möglich zu
sein, mit einem sehr guten Wirkungsgrad die Teilentladungssignale auszukoppeln. Er hätte
aber den Nachteil, dass er bei jedem Kabel aufgrund von unterschiedlichen geometrischen
Abmessungen bei gleicher TE-Quelle stark unterschiedliche Messwerte liefern würde. Um
weitgehend unabhängig von den geometrischen Kabelabmessungen detektieren zu können
und die Möglichkeit zu haben, einen mobilen Sensor für die Einkreisung von TE-Quellen in
ausgedehnten Anlagen zu haben, fiel die Wahl auf einen ringförmigen Sensor, der sich im
genutzten Frequenzbereich wie eine Nahfeldantenne verhält. Der Messring wird auf einem
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 64
Tragring aus Kunststoff fixiert, um der Messanordnung die nötige Stabilität zu geben (Bild
5.1).
Stromführende LeitungTragring aus Kunststoff
Koaxialleitung
Bild 5.1: Ringförmiger TE-Sensor
Mit der Anordnung nach Bild 5.2 können Teilentladungsimpulsspektren am Twist und an
frequenzumrichterbetriebenen Motoren mit Frequenzen bis in den Gigahertz-
Frequenzbereich nachgewiesen werden (siehe auch Bild 5.7 in Kapitel 5.3), wobei das durch
die Frequenzumrichter und Rundfunksender beeinträchtigte Frequenzband sich hauptsächlich
unterhalb von 200 MHz befindet.
Bild 5.2:
Prinzipielle
Messanordnung
H.V.
Prüfobjekt
Anschlusskabel
TwistoderMotor
Prüfspannungsquelle
WR
WRGR
GR
ZK
L1
L2L3
UVW
Anzeige + Auswertung
Sensor
Ansc hlußkabel
Filter
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 65
5.2 Anpassung des Teilentladungsmesskreises an ein Oszilloskop
Eine genaue zeitliche Zuordnung von Spannungsverläufen und Teilentladungssignalen ist für
eine nähere Untersuchung von elektrischen Betriebsmitteln bei Impulsspannungsbelastung
unerlässlich. Dies ist aber bei der Verwendung von Spektrumanalysatoren nicht möglich.
Vorteilhaft ist daher eine Erweiterung des Messkreises, so dass auch mit einem Oszilloskop
gearbeitet werden kann.
Durch die vorausgegangenen Messungen hatte sich herausgestellt, dass sich das
Frequenzspektrum der Störungen bei den Teilentladungsmessungen bei Betrieb am
Frequenzumrichter hauptsächlich auf den Bereich unterhalb von 200 MHz erstreckt (siehe
auch Bild 5.5 im Kapitel 5.3) und die Teilentladungsimpulse auch in einem deutlich höheren
Frequenzbereich nachgewiesen werden können. Deshalb wird jetzt ein Hochpassfilter mit
einer Grenzfrequenz von 240 MHz aufgebaut, der das komplette Störspektrum unterdrückt
und die Teilentladungsimpulse im oberen Frequenzspektrum ungedämpft durchlässt.
Mit einem Hochpassfilter 4.Ordnung ist das Nutzsignal noch zu stark gestört. Um deshalb das
Nutzsignal / Störsignal-Verhältnis erheblich weiter zu verbessern, wurden mit Hilfe eines
Spektrumanalysators mit eingebautem Mitlaufgenerator Filter höherer Ordnung, und zwar bis
zur 10. Ordnung aufgebaut (Bild 5.3).
Bild 5.3:
Filterkurven der
Hochpassfilter 4. – 10.
Ordnung (240 MHz)
Die Abstimmung der Filter höherer Ordnung auf eine möglichst geringe Dämpfung im
Durchlassbereich ist dabei durch Simulationstools wie zum Beispiel PSpice [102] nur
eingeschränkt möglich, da es aufgrund der Streugrößen in diesem Frequenzbereich nicht nur
auf die Werte der einzelnen Bauteile, sondern auch auf ihre Lage zueinander ankommt. Bei
Frequenzkurven der 240 MHz Filter
100,00
90,00
80,00
70,00
60,00
50,00
40,00
30,00
20,00
10,00
0,000 100 200 300 400 500
Frequenz [MHz]
Däm
pfun
g [d
B]
240 MHz 4. Ordnung240 MHz 6. Ordnung240 MHz 10. Ordnung
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 66
einem gut abgestimmten Filter ändert sich nur die Dämpfung im Sperrbereich in
Abhängigkeit von der Filterordnung, nicht jedoch die Dämpfung im Durchlassbereich, wie
die Simulation mit PSpice und die Messung mit dem Spektrumanalysator bestätigen. Somit ist
es möglich, ein gutes Verhältnis von Nutz- zu Störsignalen bei der Teilentladungsmessung am
Frequenzumrichter zu erreichen (Bild 5.4).
TE-Messsystem am 400V Frequenzumrichter in der ersten Ausführungsvariante
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
Amplitude desFrequenzumrichters allein
Amplitude desMesssystems ohne Twistmit Frequenzumrichter
Amplitude desMesssystems mit Twist
(900V TE-Einsatz)
Amplitude desMesssystems mit Twist
(700V TE-Einsatz)
Rel
ativ
e Ei
nhei
t
Bild 5.4: Relative Signalleistungen der ersten Ausführungsvariante eines Messsystems zur
Messung von Teilentladungen bei Frequenzumrichterbetrieb
5.3 Anpassung des Messsystems an den verwendeten Frequenzumrichter
Um eine möglichst hohe Empfindlichkeit der Teilentladungsmessungen bei Umrichterbetrieb
zu erreichen, ist es notwendig, das Störspektrum des jeweils verwendeten Frequenzumrichters
zu kennen (Bild 5.5). Dieses Störspektrum ist dabei nicht nur von dem verwendeten
Umrichter, sondern auch von der Kabellänge zwischen Frequenzumrichter und Prüfobjekt
abhängig. Durch die Filterschaltung wird das Störspektrum komplett unterdrückt, und alle
Signale die oberhalb des Grundrauschens angezeigt werden, sind folgerichtig TE-Signale.
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 67
Bild 5.5: Spektren
am
Frequenzumrichter
mit und ohne Filter
bei Nutzung des
Sensors
Da mit zunehmender Kabellänge die Anstiegszeit der Schaltimpulse größer wird (direkt am
Frequenzumrichter ca. 85 ns und bei einer Kabellänge von 25 m ca. 150 ns), nimmt das
Störspektrum mit größerer Kabellänge ab. Dies bedeutet aber auch, dass bei Messungen direkt
am Frequenzumrichter, das heißt ohne Kabel eine recht hohe Grenzfrequenz für den
Hochpassfilter gewählt werden muss, um die Umrichterstörungen hinreichend zu
unterdrücken. Je höher die gewählte Grenzfrequenz gewählt wird, desto geringer wird aber
auch die erzielbare Empfindlichkeit des Messsystems, da die Amplitude des
Teilentladungsspektrums mit der Frequenz abnimmt. Aus diesen oben genannten Gründen ist
es für eine möglichst empfindliche Teilentladungsmessung bei Frequenzumrichterbetrieb
wichtig, einen Filter möglichst hoher Ordnung mit geeigneter Grenzfrequenz zu wählen.
Deshalb wurden für weitergehende Untersuchungen Filter 10. Ordnung mit einer
Grenzfrequenz von 240 MHz genutzt. Mit dieser Anordnung wurden die
Teilentladungsfrequenzspektren von Twisten am Frequenzumrichter nach den Bildern 5.6 und
5.7 aufgezeichnet, die einen guten Überblick über den nutzbaren Frequenzbereich von
Teilentladungssignalen an Twisten liefern.
Bild 5.6:
Teilentladungsspektren
von Twisten am
Frequenzumrichter
(Messbereich bis 400
MHz)
Spektren am Frequenzumrichter mit 25m Kabel
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-20
0 50 100 150 200 250 300 350 400
Frequenz [MHz]
Sign
alst
ärke
[dBm
]
Spektrum des Frequenzumrichters mit Sensor ohne Filter
Spektrum des Frequenzumrichters mit Sensor und Filter
Spektren des Messsystemes am Frequenzumrichter mit 25m Kabel
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-20
0 100 200 300 400
Frequenz [MHz]
Sign
alst
ärke
[dB
m] Frequenzumrichter mit Tw ist niedriger TE-Einsatzspannung
FU mit Tw ist hoher TE-Einsatzspannung
Frequenzumrichter ohne Tw ist
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 68
Bild 5.7:
Teilentladungsspektrum
eines Twistes am
Frequenzumrichter
(Messbereich bis 5 GHz)
Es zeigt sich bei näheren Untersuchungen zum Signalübertragungsverhalten des Sensors, dass
die geometrische Größe einen starken Einfluss auf die detektierte Amplitude des
Teilentladungssignales hat [59], da zum einen die Ringantenne Hochpasseigenschaften besitzt
und die Grenzfrequenz bei kleinen Abmessungen ansteigt und zum anderen die Feldstärke mit
der Entfernung zum Leiter abnimmt [77]. Allgemein werden Rahmenantennen mit sehr
kleinen Rahmenabmessungen gegenüber der Betriebswellenlänge gebaut. Für kleine Werte
des Verhältnisses von Antennenabmessung zur Wellenlänge wird die Amplitude der
Feldstärke sehr klein, weil gegenläufige Ströme in geringem Abstand ihre Ausstrahlung
größtenteils kompensieren [103]. Sie bildet damit einen guten Hochpass, da ihre Feldstärke
außerdem mit dem Quadrat der Wellenlänge abnimmt. Durch eine Erhöhung der
Windungszahlen um den Faktor n wird kein n-faches Nutzsignals erreicht, sondern die
Rahmenantenne bekommt eine ausgeprägte Bandpasseigenschaften, da das HF-Signal
aufgrund der Streukapazitäten zwischen den Windungen im hohen Frequenzbereich wieder
eine starke Dämpfung erfährt.
Die oben erwähnte Hochpasseigenschaft des Sensors kann aber auch dazu benutzt werden, um
Teilentladungen bei Sinusbetrieb direkt mit einem Oszilloskop zu detektieren und zwar mit
der gleichen Qualität wie mit den konventionellen industriellen Teilentladungsmesssystemen
mit Koppelkondensator und Verstärker (Bild 5.8).
Spektren des Messsystemes am Frequenzumrichter mit 25m Kabel
-80
-70
-60
-50
-40
-30
-20
0 1000 2000 3000 4000 5000Frequenz [MHz]
Sign
alst
ärke
[dB
m]
Frequenzumrichter ohne Tw ist
Frequenzumrichter mit Twist
D-Netz E-NetzFernsehen
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 69
Bild 5.8: Vergleich der
Teilentladungssignale am Twist
bei Sinusspannung,
Kanal 1: Signal des Sensors
vom neuentwickelten TE-
Messsystems
Kanal 2: Signal des
konventionellen TE-
Messsystems
Kanal 3: Verlauf der
Sinusspannung am Twist
Um im unbeaufsichtigten Messbetrieb mit dem Digitalspeicheroszilloskop TDS 784D
(Tektroniks) eine möglichst hohe Messempfindlichkeit und gleichzeitige
Störunempfindlichkeit zu erreichen, wurde für die nachfolgenden Messungen ein rauscharmer
Verstärker mit einer Verstärkung von 20 dBm, dem je ein Hochpassfilter zehnter Ordnung mit
einer unteren Grenzfrequenz von 260 MHz vor und nachgeschaltet ist (Bild 5.9). Um
gleichzeitig eine Störung des Messsignales durch Mobilfunksignale auszuschließen, wurden
in die Filter zusätzliche Notchfilter entsprechender Frequenz mit je 40 dBm Dämpfung
eingefügt. Somit wird die Messung auch dann nicht durch das gepulste Digitalsignal der
Mobiltelefone beeinflusst, falls in direkter Nähe der Messung telefoniert wird. Die analogen
Rundfunk- und Fernsehsignale machen sich bei der Messung am Oszilloskop nur als leicht
erhöhtes Grundrauschen bemerkbar und müssen daher nicht besonders nachbehandelt werden.
Bild 5.9: Kennlinie der
verwendeten Filter 10.
Ordnung mit Notchfilter
Frequenzkennlinie des verwendeten Filters 10. Ordnung
100,0090,0080,0070,0060,0050,0040,0030,0020,0010,000,00
0 200 400 600 800 1000
Frequenz [MHz]
Däm
pfun
g [d
B]
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 70
5.4 Aufbau eines Kalibrators für das neue TE-Messsystem
Grundvoraussetzung dafür, dass die Messwerte der Teilentladungsmessungen auf Basis der
TE- Kenngröße „scheinbare Ladung“ eingeordnet werden können, ist die Kalibrierung des
Messkreises durch Injektion von definierten Ladungsimpulsen. Deshalb muss ein geeignetes
Kalibrierverfahren für das System gewählt werden. Bei der Verwendung eines TE-
Messkreises nach IEC 270 beziehungsweise VDE 0434 [104], ist die dort beschriebene
Kalibriermethode zur Quantifizierung des Messergebnisses „scheinbare Ladung“
anzuwenden. Dazu werden TE-Kalibratoren verwendet, die im Prinzip aus einem
Rechtecksprunggenerator und einer in Reihe geschalteten Kalibrierkapazität bestehen. Die
eingespeiste Kalibrierladung Q0 wird als Produkt des Spannungssprunges ∆U an der
Kalibrierkapazität C0 angegeben:
00 *CUQ ∆=
5.1
Dabei besteht an die Anstiegszeit zum einen die Forderung, dass sie kleiner als 60 ns sein soll
und zum anderen, dass sie bei breitbandigen Messungen mit einer oberen Grenzfrequenz über
500 kHz zugleich auch der folgenden Beziehung genügt:
2
03,0f
tr ≤
5.2
Die Frequenz f2 stellt dabei die untere Grenzfequenz des TE-Messsystems dar. Damit soll
sichergestellt werden, dass der Integrationsfehler des TE-Messsystems bezüglich der
Kalibrierimpulse gering bleibt.
Es wäre nahe liegend, das bei der Standard-Messung praktizierte Kalibrierverfahren auch auf
die TE-Sondenmessung zu übertragen. Versuche diesbezüglich ergaben jedoch, dass das
standardisierte Kalibrierverfahren bei der Feldkopplung zu physikalisch bedingten Fehlern
führen kann. Folgende Besonderheiten seien daher genannt:
1. Beim Standard-Verfahren wird bekanntlich die Einspeisung von Kalibrierladungen in
beide Prüflingsklemmen vorgenommen, die gleichzeitig auch zur Auskopplung der TE-
Signale dienen. Bei der TE-Sondenmessung erfolgt dagegen die Signalauskopplung an
nur einer Prüflingsklemme. Damit liegt eine unipolare Kopplung vor, obwohl die zweite
Prüflingsklemme am Zustandekommen des transienten Ausgleichsvorganges beteiligt ist,
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 71
das heißt als virtueller Gegenpol wirkt. Bezüglich der Injektion von Kalibrierimpulsen
bietet es sich daher an, diese vorzugsweise dort einzuspeisen, wo die unipolare
Signalauskopplung erfolgt.
2. Beim Standard-Verfahren wird die „elektrische Länge“ maßgebend durch die
Integrationseigenschaften des TE- Prüfkreises einschließlich Messgerät bestimmt. Sie
liegt im allgemeinen zwischen einigen 10 und 100 m. Prüfobjekte dieser Dimension
können noch als „konzentriert“ angesehen werden. Im Gegensatz dazu sind bei der
Feldkopplung Dimensionen von wenigen Metern als „elektrisch lang“ zu bewerten. Damit
können bereits unterschiedlich lange Zuleitungen der Kalibrierladungsquelle das Ergebnis
der Kalibrierung beträchtlich beeinflussen. Außerdem geht auch die Form des
Kalibrierimpulses bei der Feldkopplung signifikant in das Ergebnis ein, während sie im
Fall der Standard-Messung bei Einhaltung der spezifizierten Toleranzgrenzen keinen
nennenswerten Einfluss hat.
Trotzdem sind in Analogie zur Standardmessung auch die bei der TE-Sondenmessung
bewerteten Ladungsimpulse ein Maß für die an der TE-Fehlstelle umgesetzten Ladung. Bei
TE-Sondenmessungen sind jedoch meist weder die Dämpfung des Signals auf dem Weg zur
Koppeleinrichtung noch die dadurch bedingte Änderung der Impulsparameter bekannt. Es
wird somit sehr oft im Vergleich zum standardisierten Verfahren ein unbekannter und
außerdem stark reduzierter Anteil des Original-Impulses erfasst. Dieser kann aber in Analogie
zur Standard-Messung mit Hilfe eines Kalibrierverfahrens ebenfalls als Ladungswert
quantifiziert werden. Um eine Kalibrierung der TE-Sonde in den verschiedenen
Messbereichen zu ermöglichen, sind verschiedene Ladungswerte in den Prüfkreis
einzuspeisen.
Bei gleich bleibendem Versuchsaufbau sind dabei sehr gut reproduzierbare Messergebnisse
erreichbar, wie sie beispielsweise für eine Trend-Bewertung notwendig sind.
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 72
5.5 Ausbreitung des TE-Signals
Durch die Nutzung des UHF-Spektrums des Teilentladungssignals bildet sich in den Motoren
eine so genannte kapazitive Sofortverteilung aus, die im Gegensatz zur induktiven Verteilung
bei niedrigen Frequenzen nur eine geringe Dämpfung erfährt. Dadurch hat die Lage der TE-
Quelle keinen so starken Einfluss auf das Messsignal wie bei einer niederfrequenten
Auswertung und das Motorengehäuse kann in diesem Fall als kapazitiver Strahler wirken.
Das Teilentladungssignal breitet sich auf den Zuleitungen ähnlich wie die so genannte
Leckwelle unter dem Winkel ϕ gegen die Längsrichtung weiter aus mit
5.3
und nimmt senkrecht dazu exponentiell ab. Es ist eine bezüglich der Richtung von β eine
quergedämpfte Welle. Sie ist streng genommen keine Eigenwelle des Wellenleiters, hat aber
folgende physikalische Bedeutung:
Wenn bei 0=z im Stoffbelag ein Feld angeregt wird, das dieser Welle entspricht, dann wird
bei der Ausbreitung in z-Richtung, also entlang des Leiters, kontinuierlich unter dem Winkel
ϕ in Richtung von β Energie abgestrahlt. Dieser Energieverlust macht sich als Dämpfung in
z-Richtung bemerkbar. Die Welle ist daher nicht vollständig an den Wellenleiter gebunden
und läuft allmählich aus. Oberflächenwellen und Leckwellen haben praktische Bedeutung zur
Anregung von Strahlungsfeldern. Dabei ist bei der Oberflächenwellenantenne die Welle an
den Wellenleiter gebunden. Energie wird nur an Diskontinuitäten abgestrahlt, also am Anfang
und Ende und an zusätzlichen Störstellen. Bei der Leckwellenantenne strahlt die Welle
kontinuierlich entlang des Wellenleiters. Deshalb kann ein geschirmtes Kabel mit einer
Oberflächenwellenantenne verglichen werden, bei der der Sensor als strahlungsverursachende
Diskontinuität wirkt und ein ungeschirmtes Kabel mit einer Leckwellenantenne. Deshalb ist
es für eine möglichst gute Signalauskopplung der Teilentladungssignale wichtig, möglichst
nahe an ihrem physikalischen Entstehungsort zu messen.
ββϕ
z=cos
5 Aufbau eines Teilendladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb 73
5.6 Zusammenfassung
Mit dem in dieser Arbeit neu aufgebauten TE-Messsystem ist es nicht nur möglich
Teilentladungen mit der gleichen Empfindlichkeit bei Sinusanregung wie mit konventionellen
industriellen Messsystemen zu erfassen, sondern es gelingt auch erstmalig der sichere
Nachweis von Teilentladungen in komplexen Prüflingen während des Betriebes am
Frequenzumrichter. Für alle nachfolgenden Messungen wird daher das neu aufgebaute TE-
Messsystem verwendet, soweit nichts anderes ausdrücklich erwähnt wird. Durch die starke
Störunempfindlichkeit ist es von nun an auch möglich, TE-Messungen mit hoher
Empfindlichkeit in nicht abgeschirmten Räumen durchzuführen.
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 74
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten
Für grundlegende Untersuchungen zum Teilentladungs- und Alterungsverhalten von
Lackisoliertendrähten sollen möglichst einfache kostengünstige Prüfkörper und nicht komplex
aufgebaute Motoren verwendet werden. Im Rahmen dieser Arbeit wurden für diese
grundlegenden Untersuchungen hauptsächlich Twiste nach DIN IEC 815-5 [33] verwendet. Um
einen differenzierten Eindruck von der Teilentladungsgefährdung einer Isolation zu erhalten,
wurden zunächst verschiedene Abhängigkeiten zwischen Teilentladungseinsatz und
verschiedenen möglichen Einflussgrößen untersucht und anschließend wurden die Lebensdauern
bei unterschiedlichen Belastungen bestimmt.
6.1 Untersuchungen zur Abhängigkeit des Teilentladungseinsatzes
6.1.1 Abhängigkeit des Teilentladungseinsatzes von der Spannungsform Um den Einfluss der Spannungsform auf die Teilentladungseinsetzspannung von lackisolierten
Drähten zu klären, wurden Messungen bei verschiedenen Spannungsformen an Twisten
durchgeführt. Kaufhold [2] hatte bei seinen Lebensdaueruntersuchungen an Formspulen
festgestellt, dass bei einer unipolaren Impulsspannung nahezu die doppelte Spannungsamplitude
notwendig ist, um bei gleicher Frequenz die gleichen Ausfallzeiten der Prüfkörper zu erhalten
wie bei einer bipolaren Impulsspannung. Er begründet dieses Verhalten mit der Akkumulation
von Raumladungen an den Isolierstoffoberflächen, die aufgrund des hohen spezifischen
Widerstandes des Drahtlackes (bei h = 20 °C ca. 1016 Ωcm) nicht abfließen können und bei
unipolarer Belastung des Isoliersystems eine Absenkung der Feldstärke in den luftgefüllten
Zwickeln bewirken.
Die Messungen an Twisten mit dem neuen TE-Messsystem zeigen, dass die Spitze-Spitze
Spannung bei periodischen Spannungen die entscheidende Größe für den Teilentladungseinsatz
ist [58,65]. Es wurde nämlich unabhängig von der Spannungsform (Sinusspannung,
gleichgerichtete Sinusspannung und unipolare Impulsspannung) beim Teilentladungseinsatz die
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 75
gleiche Spitze-Spitze Spannung für den Einsatz der Teilentladungen am Twist gemessen (Bild
6.1).
Bild 6.1: Teilentladungseinsetzspannung an
neuem (ungealtertem) Twist bei
unterschiedlicher Form der belastenden
Spannung:
Kanal 1: Belastungsspannung
Kanal 2: TE-Signal
Dies zeigt, dass Raum- und Oberflächenladungen bei lackisolierten Drähten eine wichtige Rolle
im Teilentladungsverhalten spielen, wie Pohlmann [6] bei Messungen mit dem in dieser Arbeit
entwickelten neuen TE-Messsystem feststellen konnte. Da Morshuis [39] nachwies, dass es durch
Teilentladungen zu einer Veränderung der Isolatoroberfläche kommt, durch die unter anderem
die Leitfähigkeit der Oberfläche erhöht wird (Verminderung des Oberflächenwiderstandes bei
Polyethylen von 1017 Ω auf 1012 Ω), müsste diese Veränderung sich auch in der
Teilentladungseinsetzspannung bei unterschiedlicher Spannungsform bemerkbar machen. Für
diese müsste im Extremfall - ohne Raumladung - dann der Spitzenwert der Eingangsspannung als
charakteristische Größe und nicht mehr der Spitze-Spitze Wert der speisenden Spannung gelten.
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 76
Auf die Spannungsform hat auch die Höhe der Zwischenkreisspannung Einfluss. Untersucht man
das Teilentladungsverhalten von Twisten am Frequenzumrichter in Abhängigkeit von dieser
Spannung, stellt man fest, dass die ersten Teilentladungen im Phasenwechsel der Grundspannung
zünden. Bei Erhöhung der Zwischenkreisspannung brennen schließlich immer mehr
Teilentladungen, bis schließlich bei jedem Impuls eine Teilentladung auftritt [15] (Bild 6.2).
Bild 6.2: Auswirkung der Veränderung
der Zwischenkreisspannung auf das TE-
Verhalten von Twisten am Frequenz-
umrichter mit 25m Kabel
a) Teilentladungen hauptsächlich im
Phasenwechsel der Grundwelle
(UZK=475V)
b) Teilentladungen bei erhöhter
Zwischenkreisspannung bei jedem
Impuls der Umrichterspannung
(UZK=540V)
Bei Twisten ist die TE-Einsetzspannung - da diese sich wie elektrisch kurze Prüfobjekte
verhalten - hauptsächlich von der Spannungshöhe und der Vorbelastung an den
Prüflingsklemmen abhängig. Bei kompletten Motoren sollte man annehmen, dass der TE-Einsatz
auch von der Anstiegszeit der Frequenzumrichter-Impulse abhängig ist, was darin begründet ist,
dass die Spannungsverteilung mit fallender Anstiegszeit immer mehr nichtlinear wird, so dass
über den ersten Windungen einer Spule ein immer größerer Teil der gesamten Strangspannung
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 77
abfällt [15]. Es müsste also die genaue Feldverteilung innerhalb des Motors bekannt sein, um
eine Gefährdung der Isolationslebensdauer durch Teilentladungen auszuschließen. Da die
Feldverteilung aber analytisch aufgrund der wilden Niederspannungswicklungen nur
eingeschränkt oder überhaupt nicht bestimmbar ist, ist es daher von großer Nützlichkeit, die
Teilentladungseinsetzspannung beim Betrieb am Frequenzumrichter zu messen.
6.1.2 Abhängigkeit des Teilentladungseinsatzes von der Lackschichtdicke und
der Permittivität Die Lackzunahme wird aus der Differenz des Gesamtdurchmessers des Lackdrahtes und des
Leiters ermittelt, wobei angenommen wird, dass die verwendeten Lackdrähte axialsymetrisch
sind. Diese Messungen wurden mit einer handelsüblichen Mikrometerschraube durchgeführt. Die
angegeben Werte für die Lackzunahme sind daher stets doppelt so groß wie die Isolationsdicke
der Lackschicht (siehe auch Bild 2.2b in Kapitel 2.1). Die Lackzunahme eines Drahtlackes
entspricht demzufolge dem minimalen Elektrodenabstand eines Twistes aus dem gleichen
Material. Je höher die Isolationsstärke ist, desto geringer ist auch die Feldbelastung im
Luftzwickel. Eine Verdopplung der Lackschichtdicke führt rechnerisch zu einem Anstieg der TE-
Einsetzspannung um 30 %. Die Veränderung der Permittivität hat den entgegengesetzen Einfluss
auf die Feldstärke innerhalb des Luftzwickels. Vereinfacht ergibt sich die TE-Einsetzspannung
eines Twistes aus der eines geschichtetem Dielektrikums, bestehend aus zwei Lackschichten und
einem Luftspalt, aus der Summe der Durchschlagsspannung des Luftspaltes entsprechend der
Paschen-Kurve und den Spannungsabfällen über den Lackschichten [2,38].
∗∗+∗=
sdsUsU
Lackr
LackLuftdTE ε
21)()(
6.1
Trägt man nun für eine bestimmte Lackschichtdicke die TE-Einsetzspannung über der
Luftspaltdicke auf, ähnelt der Kurvenverlauf dem der Paschen-Kurve. Aufgrund des zusätzlichen
Spannungsabfalls über der Lackschicht ist die Kurve jedoch zu höheren Spannungen verschoben.
Das Minimum der Kurve entspricht der TE-Einsetzspannung am Twist (Bild 6.3).
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 78
Bild 6.3:
TE-Einsetzspannung an
Twisten in Abhängigkeit
von Lackzunahme und
Permittivität
6.1.3 Abhängigkeit des Teilentladungseinsatzes von der Temperatur Die elektrische Festigkeit der Luft und damit die Abhängigkeit der TE-Einsetzspannung von der
Luftdichte geht ebenfalls aus der Paschen-Kurve hervor. Die Dichte des Gases Luft ist hierbei
direkt proportional dem Druck p und umgekehrt proportional der absoluten Temperatur T. Da für
die Einsetzspannung das Paschenminimum verantwortlich ist, wird dieses bei höheren
Temperaturen erst bei größeren Luftspalten erreicht. Dadurch verringert sich der Spannungsabfall
über dem festen Dielektrikum und die resultierende TE-Einsetzspannung des Twistes verschiebt
sich bei hohen Temperaturen immer weiter nach unten. Gleichzeitig steigt bei den verwendeten
festen Isolierstoffen die Permittivität mit der Temperatur aufgrund der besseren Polarisierbarkeit,
was zusätzlich ein Absinken der TE-Einsetzspannung bewirkt. Damit verbunden ist auch ein
Anstieg der Teilentladungshäufigkeit (Anzahl der Teilentladungen pro Sekunde) am
Frequenzumrichter - bei sonst gleichen Parametern - mit steigender Temperatur (Bild 6.4), also
ähnlich dem in Bild 6.2 gezeigtem Effekt bei steigender Zwischenkreisspannung [6].
Bild 6.4:
Temperaturabhängigkeit
des Teilentladungs-
verhaltens von Twisten
0
500
1000
1500
2000
2500
0 20 40 60 80 100
Lackzunahme [µm]
TE-E
inse
tzsp
annu
ng U
ipp
[V]
berechnet Epsilon rel. = 2
berechnet Epsilon rel. = 4
gemessen Epsilon rel. ca.: 3.3
0200400600800
10001200140016001800
0 50 100 150 200
Temperatur [°C]
TE-E
inse
tzsp
annu
ng U
ipp
[V]
020004000
600080001000012000
1400016000
Teile
ntla
dung
shäu
figke
it am
Fre
quen
zum
richt
er
[Hits
/s]
TE-Einsetzspannung beiSinusTeilentladungshäufigkeit amFU
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 79
6.1.4 Abhängigkeit des Teilentladungseinsatzes von der Frequenz Um abzuklären, inwieweit die Teilentladungseinsetzspannung bei elektrisch kurzen Prüfkörpern
von der Frequenz der speisenden Spannung abhängt, wurde die Teilentladungseinsetzspannung
von Twisten an einer Hochfrequenzhochspannungsquelle überprüft (Bild 6.5). Dabei zeigt sich,
dass die Teilentladungseinsetzspannung bei Frequenzen bis zu mehreren Megahertz - die beim
Frequenzumrichter durch Wanderwellenvorgänge entstehen können ( so genanntes „ringing“) -
an Twisten aus siliziummodifiziertem Lackdraht leicht sinkt. Dies bedeutet, das die
Spannungsänderungsgeschwindigkeit auch für den Teilentladungseinsatz an Twisten ein
beeinflussender Parameter zu sein scheint.
Bild 6.5:
Frequenzabhängigkeit der
Teilentladungseinsetzspannung
an Twisten
Dieser Abfall der Teilentladungseinsetzspannung bei der siliziummodifizierten Lackschicht [10] kann nicht allein durch die unterschiedliche Polarisierbarkeit der Drahtlacke bei den einzelnen Frequenzen erklärt werden. Bei sehr hohen Frequenzen kann die Polarisation der treibenden Spannung nur noch verzögert folgen und somit verringert sich εr und die Teilentladungseinsetzspannung sollte entsprechend der oben gemachten Ausführungen ansteigen. Diese Art von Frequenzabhängigkeit ist aber nur bei konstanter Temperatur gegeben. Da dies hier aber nicht der Fall ist, dominieren andere Effekte bei der Frequenzabhängigkeit der Teilentladungseinsetzspannung von Twisten am Hochfrequenzgenerator. Kaufhold [2] beschreibt eine Zunahme der elektrischen Feldstärke im Luftzwickel bei schnellen Spannungsanstiegen. Er erklärt diesen Effekt dadurch, dass durch den Aufbau von Raumladungen sich die Feldstärke gegenüber dem raumladungsfreien Zustand und damit die Beanspruchung der Isolierung reduziert. Da der Aufbau von Raumladungen eine gewisse Zeit beansprucht, wird das elektrische Feld bei kürzeren Anstiegszeiten, also bei höheren Belastungsfrequenzen, aufgrund der
0
200
400
600
800
1000
1200
1400
1600
1800
2000
0 1 2 3 4 5
Frequenz [MHz]
Teile
ntla
dung
sein
setz
span
nung
Uip
p [V
]
Siliziummodifiziert 60µm
Standard 59µm
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 80
geringeren Raumladungsdichte weniger oder gar nicht geschwächt, als es bei längeren Anstiegszeiten der Fall ist. Bei den obigen Versuchen kommt es zusätzlich zu einem frequenzabhängigen Energieeintrag in das Dielektrikum, das sich dadurch erwärmt, wodurch die Permittivität infolge der größeren Beweglichkeit der Dipole ansteigt. Gleichzeitig erwärmt sich auch die Luft im Zwickel, deren elektrische Festigkeit dadurch deutlich abnimmt. Beim Standarddrahtlack hingegen bleibt die Teilentladungseinsetzspannung über den gesamten Frequenzbereich (50 Hz bis 5 Mhz) konstant. Dies bedeutet, dass sich hier die oben erwähnten Effekte genau zu kompensieren scheinen.
6.2 Teilentladungsverhalten von Twisten während der Alterung
Um das Teilentladungsverhalten von
Drahtlacksystemen während der Alterung beim
Betrieb am Frequenzumrichter zu untersuchen,
wurden die Modellisolierungen in Form von
Twisten bei unterschiedlichen Spannungen und
Umgebungstemperaturen elektrisch und
thermisch langzeitig belastet, wie in Bild 6.6
dargestellt wird.
Bild 6.6:
Versuchsaufbau zur Bestimmung des
Teilentladungsverhaltens von Twisten während
der Alterung am Frequenzumrichter
Entsprechend den Ausführungen im Kapitel 6.1 wird das Auftreten von Teilentladungen und
damit die Lebensdauer der untersuchten Lacksysteme erheblich durch die Form (Amplitude,
Anstiegszeit, Frequenz, Polarität usw.) der belastetenden Spannung beeinflusst. Um
Lebensdaueruntersuchungen unter praxisrelevanten Bedingungen durchzuführen, muss man
M3~
230V / 400V 50Hz
f1 = 50 Hzf2 = 400 Hz
ÛLL = 0,84 - 1,54 kV
f1f2
Umluftofentemperatur 25 - 200°C
Prüf-ling
fpulse= 16 kHz
Frequenzumrichter: SEW Movitrac 31C055
Leitungslänge: 25 m
Prüfling:Twist DIN EN 60172 Nov./95
Transformator
U = 3 x 0-550V
Online TE-Messsystem
UZK = 425 - 775 V
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 81
daher exakt die Spannungsform nachbilden, die die Isolierung auch im Betrieb erfährt (siehe
Kapitel 2.6). Dies ist derzeit nur unter Verwendung herkömmlicher Frequenzumrichter möglich,
und deshalb wurden die folgenden Untersuchungen an einem handelsüblichen Frequenzumrichter
der Firma SEW Eurodrive vom Typ Movitrac 31C055-503-4-00 mit folgenden Parametern
durchgeführt:
Variation der Eingangsspannung: U = 300 - 550 V
Zwischenkreisspannung: UZK = 425 -775 V
Anstiegszeit am Frequenzumrichter: ta = 85 ns
Grundfrequenz: fG = 400 Hz
Taktfrequenz: fP = 16 kHz
Kabellänge: lK = 25 m
Diese Parametereinstellungen am Frequenzumrichter sorgen für folgende Werte der an den
Prüfkörpern anliegenden Spannung:
Anstiegszeit am Prüfkörper: ta = 150 ns
Leiter-Leiter-Spannung am Prüfkörper: ÛLL = 0,84 – 1,54 kV
Spannungsanstiegsgeschwindigkeit am Prüfkörper: du/dt = 6000 V/µs
Die Lebensdauerversuche wurden bei Temperaturen zwischen 25°C und 200°C durchgeführt. In
diesem Temperaturband wird die für die verwendeten Isolierlacksysteme maximal zulässige
Dauertemperatur nicht überschritten. Somit kann davon ausgegangen werden, dass sich infolge
der thermischen Beanspruchung keine wesentlichen Änderungen der Eigenschaften der
untersuchten Isolierlackdrähte während der Versuchsabläufe ergeben.
Bild 6.7: Temperaturabhängigkeit
der Lebensdauer von Standard-
lackdrähten bei Frequenz-
umrichtereingangsspannungen
zwischen 310 und 500 Volt
1
10
100
1.000
0 50 100 150 200Temperatur [°C]
Lebe
nsda
uer [
min
]
310 V 350 V400 V 450 V500 V
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 82
Aus Bild 6.7 erkennt man, dass die Lebensdauer von Standardlackdrahttwisten bei
Frequenzumrichtereingangsspannungen oberhalb von 400 Volt hauptsächlich von der Temperatur
und nur noch in relativ geringem Maße von der Spannung abhängig ist. Bei kleineren
Spannungen ist die Lebensdauer sehr stark spannungsabhängig und ist bei einer
Eingangsspannung von 300 Volt aufgrund von fehlenden Teilentladungen nur noch thermisch
bedingt (mindestens 20.000h).
Diese Spannungsabhängigkeit ist mit dem Teilentladungsverhalten am Frequenzumrichter (siehe
auch Bild 6.2) erklärbar und zeigt sich auch deutlich in der Teilentladunghäufigkeit während der
Betriebszeit am Frequenzumrichter bei unterschiedlichen Eingangsspannungen (Bild 6.8).
Bild 6.8:
Teilentladungsverhalten von
Standardlackdrahttwisten am
Frequenzumrichter bei 155°C
Bild 6.9:
Teilentladungsverhalten von
Standarddrahtlacktwisten am
Frequenzumrichter bei 350 V
Eingangsspannung
0
10.000
20.000
30.000
40.000
50.000
60.000
70.000
0 5 10 15 20
Zeit [min]
TE-H
äufig
keit
[Hits
/s]
350V
400V
500V
0
5.000
10.000
15.000
20.000
25.000
30.000
0 20 40 60 80 100 120 140 160
Zeit [min]
TE-H
äufig
keit
[Hits
/s]
25°C
100°C
155°C
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 83
Bild 6.9 bestätigt noch einmal die starke Variation des Teilentladungsverhaltens mit der
Temperatur im Bereich kurz oberhalb der TE-Einsetzspannung, siehe auch Bild 6.4, in dem ein
mit der Temperatur linearer Anstieg der TE-Häufigkeit bei gleichzeitigem Absinken der TE-
Einsetzspannung bei konstanter Belastungsspannung zu verzeichnen ist. Analysiert man die TE-
Häufigkeit über der Zeit weiter, fällt auf, dass diese mit zunehmender Belastungszeit ansteigt. Da
sich gleichzeitig die Anzahl der Teilentladungsimpulse bis zum Versagen der Isolation mit
zunehmender Belastungsspannung und Temperatur verringert (Bild 6.10), handelt es sich bei der
Alterung von Standardlackdrähten am Frequenzumrichter um eine komplexe thermische und
elektrische Alterung, wobei das Zerstörungspotential jeder einzelnen Teilentladung mit
steigender Spannung und Temperatur zunimmt.
Bild 6.10:
Teilentladungsimpulse bis
zum Durchschlag für Twiste
aus Standardlackdraht mit
59 µm Lackzunahme am
Frequenzumrichter
Bild 6.11: Amplitude der
Teilentladungen von
Standardlackdrahttwisten am
Frequenzumrichter bei 400V
Eingangsspannung über der
Betriebszeit
-
10.000.000
20.000.000
30.000.000
40.000.000
50.000.000
60.000.000
70.000.000
80.000.000
10 100 1000
Temperatur in °C
Anz
ahl T
E-Im
puls
e
400V
500V
0
50
100
150
200
250
300
350
400
0 5 10 15 20 25 30
Zeit [min]
TE-A
mpl
itude
[mV]
25°C/400V
50°C/400V100°C/400V
200°C/400V
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 84
Dieses steigende Zerstörungspotential der einzelnen Teilentladungen zeigt sich auch in den mit
der Betriebszeit und der Temperatur ansteigenden Teilentladungs-Amplituden (Bild 6.11). Für
den Energieinhalt der Teilentladung ist nämlich nicht nur die TE-Einsetzspannung, sondern auch
die Differenz zwischen dieser und der Belastungsspannung maßgebend.
Der Temperatureinfluss auf die Lebensdauer ist bei Standardlackdraht im ganzen untersuchten
Temperaturbereich zu verzeichnen. Der siliziummodifizierte Lackdraht zeigt eine signifikante
Abnahme der Lebensdauer erst bei Temperaturen über 100 °C (Bild 6.12). Dieses Verhalten
hängt vermutlich mit dem besonders stabilen chemischen Aufbau zusammen [6].
Bild 6.12:
Der Einfluss der Temperatur
auf die Lebensdauer von
Twisten am Frequenz-
umrichter bei 400 V
Eingangsspannung
6.3 Frequenzabhängigkeit der Lebensdauer
Untersucht man die Abhängigkeit der Lebensdauer von Twisten in Abhängigkeit von der
Frequenz der belastenden Sinusspannung (Bild 6.13), so fällt auf, dass bei Frequenzen oberhalb
von 2 MHz die Lebensdauerkennlinie drastisch abfällt. Hier ändert sich demnach der
Alterungsmechanismus gravierend, der zur Zerstörung der Isolation führt. Der Drahtlack wird in
diesem Frequenzbereich durch die Verschiebungsströme so stark erhitzt (siehe auch Kapitel 3.2),
dass es zu einem thermischen Durchschlag kommt und der Isolationslack quasi verbrennt.
0,01
0,10
1,00
10,00
100,00
1.000,00
10.000,00
0 50 100 150 200
Temperatur [°C]
Lebe
nsda
uer [
h] Standard 54µmStandard 59 µmsiliziummodif iziert 40µmsiliziummodif iziert 54 µmsiliziummodif iziert 73µm
2/52/5
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 85
Bild 6.13:
Lebensdauer von Twisten bei
HF-Sinusbeanspruchung
direkt oberhalb der TE-
Einsetzspannung
Auch beim Betrieb am Frequenzumrichter können solch hohe Frequenzen entstehen. Bei einer
Kabellänge von 10 Meter hat die entstehende Wanderwelle eine Frequenz von 2 MHz. Diese
Wanderwellen sind im Normalfall aber stark bedämpft und es kommt daher in der Praxis erst bei
höheren Frequenzen am Twist zum thermischen Durchschlag.
6.4 Zusammenfassung
Die Messungen an lackisolierten Twisten mit dem neuen TE-Messsystem zeigen, dass die Spitze-
Spitze-Spannung bei periodischen Spannungen die entscheidende Größe für den
Teilentladungseinsatz ist. Es wurde nämlich unabhängig von der Spannungsform die gleiche
Spitze-Spitze-Spannung für den Einsatz der Teilentladungen gemessen. Dieses Verhalten ist
durch einen Raumladungsaufbau in der Isolation zu erklären und erklärt auch, weshalb bei
steigender Zwischenkreisspannung die ersten Teilentladungen beim Phasenwechsel der
Grundwelle zünden. Bei sehr hohen Sinusfrequenzen, hier über 2 MHz, findet eine neue Qualität
der Degradation der Isolation, nämlich ein thermischer Durchschlag, statt, bei dem der
Isolationslack, unabhängig von irgendwelchen anorganischen Modifikationen, durch die
dielektrische Erwärmung und durch Teilentladungen so stark erhitzt wird, dass er quasi
verbrennt.
0,00
0,01
0,10
1,00
10,00
100,00
1.000,00
10.000,00
1.000 10.000 100.000 1.000.000 10.000.000
Frequenz [Hz]
Lebe
nsda
uer [
h]
Siliziummodifiziert-60µm
"ohne TE"
Standard-59µm
6 Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten 86
Beim Motor wird sich wahrscheinlich aufgrund des unterschiedlichen thermischen Verhaltens
eine andere Frequenz, oberhalb der die Lebensdauer stark absinkt, einstellen. Daher ist es
wichtig, Untersuchungen an kompletten Motoren in Bezug auf das Teilentladungs- und
Alterungsverhalten durchzuführen. Die Ergebnisse dieser Untersuchungen werden im folgenden
Kapitel beschrieben.
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 87
7 Untersuchungen zum Teilentladungsverhalten bei
Motoren
Die bisherigen Untersuchungsergebnisse zur Lebensdauer an netz- und umrichterbetriebenen
2,2 kW Niederspannungs-Asynchronmotoren mit einer Nennspannung von 230 / 400 V zeigen,
dass sowohl bei Netz- als auch bei Umrichterbetrieb ausschließlich thermische Alterungsprozesse
auftreten [5], d. h., die wesentlich stärkere elektrische Belastung bei Umrichterbetrieb hat bei
diesen Motoren keinen Einfluss auf die Lebensdauer, da Messungen mit dem neuen TE-
Messsystem gezeigt haben, dass keine Teilentladungen bei dieser Betriebsweise festzustellen
waren. Diese Aussagen gelten jedoch nur für Motoren, die über einen an das 230 V- oder
400 V-Netz angeschlossenen Frequenzumrichter (maximale Zwischenkreisspannung 560 V)
gespeist werden.
Da in der dieser Arbeit das Teilentladungsverhalten im Mittelpunkt des Interesses steht, werden
in diesem Kapitel Untersuchungen sowohl an 400 / 690 V-Motoren mit Phasentrennern, die über
einen 690 V-Umrichter mit einer Zwischenkreisspannung von ca. 975 V gespeist werden, als
auch an 400 V-Motoren ohne Phasentrenner am Frequenzumrichter durchgeführt, um bei der
höheren Spannungsbelastung in den Bereich von Teilentladungen zu kommen. Während dieser
Untersuchungen wurden verschiedene dielektrische Diagnoseverfahren angewendet (siehe auch
Kapitel 2.2), um zu klären, ob bei diesen Motoren elektrische Alterungsprozesse auftreten und
eine Diagnose dieser Prozesse mit den verwendeten Verfahren möglich ist.
7.1 Untersuchungen an serienmäßigen Asynchronmotoren (690 V, 2,2 kW)
7.1.1 Versuchsaufbau und elektrische Belastung
Die Untersuchungen wurden an zwei serienmäßigen Niederspannungs-Asynchronmotoren
durchgeführt. Die thermische Belastung der Maschinen sollte möglichst gering, die elektrische
Belastung am 690 V-Umrichter dagegen so groß wie möglich sein.
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 88
Die Speisung der Maschinen erfolgte über einen Frequenzumrichter vom Typ Simovert
Masterdrive 6SE7026HF60. Das prinzipielle Schaltbild des Versuchsaufbaus ist in Bild 7.1
dargestellt.
Da während der Versuche ausschließlich
elektrische Alterungsprozesse untersucht werden
sollten, wurden die Motoren im Leerlauf
betrieben. Die Wicklungstemperatur betrug ca.
50 bis 60°C, so dass eine thermische Alterung
der Isolation nahezu ausgeschlossen werden
konnte. Zur Erzeugung einer hohen elektrischen
Belastung des Isoliersystems wurden die
Motoren über ein 50 m langes ungeschirmtes
Kabel an den Frequenzumrichter angeschlossen.
Die gemessene maximale Spannung an den
Motorklemmen betrug ca. 2000 V (ÛLL), die
Anstiegszeit der Spannungsimpulse ta ca. 350 ns
und die Spannungsänderungsgeschwindigkeit du/dt ca. 4500 V/µs.
Das Wicklungsschema der Motoren ist im folgenden Bild 7.2 dargestellt:
Wie aus dem Wickelschema in Bild 7.2 zu erkennen ist, besitzt der Motor 6 Spulen pro Strang.
Dabei ist die Wicklung mit einem geteilten Wickelkopf ausgeführt, so dass sich zwei
M3~
M3~
230V / 400V 50Hz
f2 = 40 HzfP = 7,5 kHz
ÛLL = 1950V
Transformator
3 x 690V
f1
f2
Elektrische und thermische Belastung der Motoren
ϑϑϑϑ = 50 .. 60°C
Anschlußkabel je 50 m
Bild 7.1: prinzipieller Versuchsaufbau
Bild 7.2: Wickelschema der 690 V-Motoren
V2 V1W2W1U2 U1
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 3620
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 89
Einzelspulen und zwei Spulengruppen, bestehend aus jeweils zwei Spulen, ergeben. Die Spulen,
die eine Spulengruppe bilden, sind nicht durch zusätzliche Flächenisolierstoffe gegeneinander
isoliert, so dass die Windungsisolation maximal durch die Spannung über der jeweiligen
Spulengruppe belastet werden kann. Dies ist der Fall, wenn sich Anfang und Ende der
Spulengruppe berühren.
Ausgehend von den Untersuchungen zur Spannungsverteilung über einen Wicklungsstrang
[5,15,17] am 400 V-Motor kann geschlussfolgert werden, dass bei den genannten Daten der
Impulsspannung über der 1. Spule eines jeden Stranges ca. 40 % und über der 2. Spule ca. 20%
der Motorklemmenspannung abfallen. Für die hier betrachteten 690 V-Motoren ist aus diesen
Untersuchungsergebnissen eine Abschätzung der Spannungsbelastung der Windungsisolation
möglich, da die Motoren über ein fast identisches Wickelschema verfügen (Anzahl der Spulen,
Spulengruppen ist gleich).
Da bei diesen Motoren und Sternschaltung der Ständerwicklung nicht eine Spulengruppe
(bestehend aus zwei Spulen) sondern eine Einzelspule eingespeist wird, ergibt sich eine maximal
mögliche elektrische Belastung der Windungsisolation von ca. 800 V (ÛLL). Bei Einspeisung der
Spulengruppe (Anschlüsse U2, V2, W2) würde eine wesentlich höhere elektrische Belastung der
Windungsisolation von ca. 1200 V (ÛLL) auftreten.
Bei diesen Motoren werden Standardlackdrähte mit einem Drahtdurchmesser von 0,67 mm und
einer Lackzunahme von 52 µm (entsprechend der oberen Grenze Grad 1 [43]) eingesetzt. Die
Teilentladungseinsetzspannung (TE-Einsetzspannung) dieser Drähte beträgt nach Kapitel 6.1
etwa 750 V (ÛLL), wenn sich zwei Drähte direkt berühren. Durch die Tränkung der Wicklung mit
industriellen Verfahren wird die TE-Einsetzspannung um ca. 300 bis 400 V erhöht. Anhand
dieser Werte wird bereits deutlich, dass bei Einspeisung einer Einzelspule (Belastung der
Windungsisolation mit maximal 800 V) nur im schlimmsten denkbaren Fall - wenn sich Anfang
und Ende der Spule berühren und gleichzeitig eine schlechte Tränkung mit Lufteinschlüssen an
der Berührungsstelle existiert - mit Teilentladungen in der Windungsisolation und damit mit
elektrischen Alterungsprozessen zu rechnen ist. Wesentlich gefährlicher ist dagegen der Betrieb
des Motors bei Speisung über die Spulengruppe (Einspeisung über U2, V2, W2), da die
Wahrscheinlichkeit des Auftretens von Teilentladungen in der Windungsisolation erheblich
größer ist.
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 90
Da die Untersuchungen unter praxisnahen Bedingungen erfolgen sollten, wurden die Motoren
entsprechend der vorgeschriebenen Anschlussbelegung angeschlossen (U1, V1, W1,
Sternschaltung), so dass die Einspeisung über der Einzelspule erfolgte. Dadurch konnte der
Nachweis erfolgen, das die Motoren in dieser Betriebsweise - entsprechend der nachfolgenden
TE-Messung - frei von Teilentladungen sind.
Da keine Alterungsprozesse unter den beschriebenen Versuchsbedingungen nachgewiesen
werden konnten und auch mit dementsprechenden Alterungsprozessen nicht gerechnet werden
kann, wie die oben gemachten Ausführungen nahe legen und die Teilentladungsmessungen bei
Umrichterbetrieb (siehe Kapitel 7.1.2) bestätigen, wurden die Versuche nach 765 h abgebrochen.
Auch mit Hilfe der durchgeführten konventionellen Teilentladungsmessung bei Sinusanregung
während der Alterungsversuche war eine Veränderung bzw. Absenkung der TE-Einsetzspannung
der Phasen- und Hauptisolation und somit eine Bildung lokaler Fehlstellen im Isoliersystem nicht
nachweisbar. Elektrische Alterungsprozesse des Isoliersystems konnten somit auch durch diese
Messung nicht diagnostiziert werden. Die TE-Einsetzspannungen der Phasenisolation betrugen
bei beiden Maschinen ca. 1800 bis 2300 V, die der Hauptisolation ca. 1100 bis 1800 V. Eine
Ausnahme stellte die Phasenisolation zwischen Strang U und W eines Motors dar, die nur eine
TE-Einsetzspannung von 975 V aufwies. Diese niedrige TE-Einsetzspannung deutet auf einen
Fehler beim Einlegen der Phasentrenner hin, der sich jedoch auf die Lebensdauer des Motors am
Umrichter nicht ausgewirkt hat.
Die weiteren Untersuchungen zum Teilentladungsverhalten bei Umrichterbetrieb, die im
Anschluss an die Lebensdaueruntersuchungen durchgeführt wurden, werden im folgenden
Abschnitt dargestellt.
7.1.2 Teilentladungsmessung beim Umrichterbetrieb von Motoren
Die im folgenden beschriebenen Messungen werden an den bereits oben beschriebenen
Niederspannungs-Asynchronmotoren durchgeführt, die zuvor 765 h am 690 V-Umrichter
betrieben wurden (siehe Kapitel 7.1.1). Die Wicklungstemperatur betrug während des Betriebes
ca. 50 bis 70°C, so dass thermische Alterungsprozesse keine Rolle spielen. Eine elektrische
Alterung des Isoliersystems konnte bis zu dieser Betriebszeit auch mittels dielektrischer
Diagnoseverfahren nicht nachgewiesen werden.
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 91
Die TE-Einsetzspannungen der Motoren (gemessen bei Sinusspannung mittels des
konventionellen TE-Messsystems TEM 73 [98]) betrugen im Mittel (Tabelle 7.1):
U – V U – W V – W U - Gehäuse
V – Gehäuse
W - Gehäuse
Motor A 2320 2310 2230 1600 1680 1790
Motor B 1810 970 2200 1110 1680 1150
Tabelle 7.1: TE-Einsetzspannung, angegeben in ÛLL der Motoren bei 50 Hz Sinusanregung
Wie die Darstellungen zur elektrischen Belastung der Windungsisolation im Kapitel 7.1.1
ergeben haben, ist die Wahrscheinlichkeit des Auftretens von Teilentladungen in der
Windungsisolation bei Speisung der Maschine über die Spulengruppe (U2, V2, W2) wesentlich
größer als bei Speisung über die Einzelspule (U1, V1, W1).
Diese Betrachtungen werden auch durch die TE-Messungen mit dem neu entwickelten
Teilentladungsmessverfahren (siehe Kapitel 5), welches eine TE-Messung bei Umrichterbetrieb
ermöglicht, belegt. Die Ergebnisse der TE-Messung bei Speisung des Motors A über die
Einzelspule (Anschlüsse 1) sind in Bild 7.3 und die bei Speisung über die Spulengruppe
(Anschlüsse 2) in Bild 7.4 dargestellt. Der Motor wurde bei diesen Messungen jeweils im
Leerlauf betrieben, die Ständerwicklung war in Stern geschaltet. Die Speisung des Motors
erfolgte, wie oben beschrieben, mit dem 690 V-Umrichter.
Bild 7.3:
Teilentladungsmessung bei
Speisung von Motor A über
die Einzelspule (U1, V1,
W1)
Wie aus Bild 7.3 erkennbar ist, treten bei Speisung von Motor A über die Einzelspule (U1, V1,
W1) keine Teilentladungen auf. Erfolgt die Einspeisung jedoch über die Spulengruppe (U2, V2,
-1000
-500
0
500
1000
1500
2000
2500
0 2 4 6 8 10
t [µs]
Leite
r-Le
iter-
Span
nung
[V]
-10
-5
0
5
10
15
20
25
TE-S
igna
l
Leiter-Leiter-Spannung [V]Teilentladungen
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 92
W2), treten, wie Bild 7.4 zeigt, Teilentladungen im Spannungsmaximum der Impulsspannung
auf. Dabei wird es sich um Teilentladungen in der Windungsisolation des Motors handeln, da
sich hauptsächlich die elektrische Belastung dieser Isolation (s. o.), die der Phasen- oder
Hauptisolation jedoch nur gering gegenüber dem Fall der Einspeisung über U1, V1, W1 geändert
hat. Bekräftigt werden diese Ergebnisse durch folgende Alterungsuntersuchungen bei Speisung
der Maschine über die Spulengruppe (U2, V2, W2):
Bild 7.4:
Teilentladungsmessung bei
Speisung von Motor A über
die Spulengruppe (U2, V2,
W2)
7.1.3 Alterung des Motors A bei Speisung über eine Spulengruppe
Nach 765 Betriebsstunden bei Speisung über U1, V1, W1 wurde der Motor A über die
Spulengruppe (U2, V2, W2) gespeist und weiter am 690 V-Umrichter betrieben. Dadurch traten
Teilentladungen entsprechend Bild 7.4 auf. Der Ausfall der Maschine erfolgte nach einer
Betriebszeit von 2 h 36 min (Betriebsstunden insgesamt: 768 h 18 min) mit einem
Windungsschluss im Strang W, womit sich die Vermutung, dass die Teilentladungen in der
Windungsisolation aufgetreten sind, bestätigt hat. Der Windungsschluss erfolgte innerhalb der 1.
Spulengruppe, welche direkt an den Anschluss W2 angeschlossen ist.
7.1.4 TE-Messungen bei offenem Sternpunkt
Am Motor B wurden zusätzlich TE-Messungen (jeweils bei Frequenzumrichterspeisung) bei
offenem Sternpunkt durchgeführt. Die Ergebnisse zeigen Bild 7.6 und Bild 7.7. Dabei ist zu
erkennen, dass bei offenem Sternpunkt Teilentladungen auftreten, egal ob die Maschine über die
Einzelspule oder die Spulengruppe gespeist wird. Bei Speisung der Maschine über die
-1000
-500
0
500
1000
1500
2000
2500
0 2 4 6 8 10
t [µs]
Leite
r-Le
iter-
Span
nung
[V]
-10
-5
0
5
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15
20
25
TE-S
igna
l
Leiter-Leiter-Spannung [V]Teilentladungen
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 93
Einzelspule treten gegenüber der Speisung über die Spulengruppe pro Spannungsimpuls jedoch
wesentlich weniger TE-Ereignisse auf. Begründet ist dieses Verhalten darin, dass bei Speisung
über die Einzelspule ausschließlich TEs in der Phasenisolation und / oder Hauptisolation und bei
Speisung über die Spulengruppe TEs zusätzlich in der Windungsisolation auftreten. Der Grund
für das Auftreten von TEs in der Windungsisolation wurde bereits in Kapitel 7.1.1 beschrieben.
Bild 7.6:
Teilentladungsmessung bei
Speisung von Motor B über
die Einzelspule (U1, V1, W1)
und offenem Sternpunkt
Bild 7.7:
Teilentladungsmessung bei
Speisung der Motor B über
die Spulengruppe (U2, V2,
W2) und offenem Sternpunkt
TEs in der Phasenisolation und / oder Hauptisolation treten bei offenem Sternpunkt auf, da es an
den offenen Wicklungsenden zu einer Reflexion der einlaufenden Spannungswelle mit dem
Reflexionsfaktor r ≈ 1 kommt (siehe auch Kapitel 2.6). Der nicht verschaltete Sternpunkt wirkt
dabei wie eine leer laufende Leitung. Bei einer Klemmenspannung von 2000 V (ÛLL) an den
Anschlüssen 1 wurde bei diesen 690 V-Maschinen an den offenen Anschlüssen 2 eine Spannung
von 2400 V (ÛLL) gemessen. Beim Durchlaufen der Wicklung wird die Spannungswelle also
-1000
-500
0
500
1000
1500
2000
2500
0 2 4 6 8 10
t [µs]
Leite
r-Le
iter-
Span
nung
[V]
-10
-5
0
5
10
15
20
25
TE-S
igna
l
Leiter-Leiter-Spannung [V]Teilentladungen
-1000
-500
0
500
1000
1500
2000
2500
0 2 4 6 8 10
t [µs]
Leite
r-Le
iter-
Span
nung
[V]
-10
-5
0
5
10
15
20
25
TE-S
igna
l
Leiter-Leiter-Spannung [V]Teilentladungen
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 94
gedämpft, so dass sich an den Anschlüssen 2 nicht eine Spannung von 4000 V sondern von „nur“
2400 V (ÛLL) ergibt. Die Phasen- und Hauptisolation wird daher bei offenem Sternpunkt
wesentlich höher elektrisch belastet als bei verschaltetem Sternpunkt, so dass die
TE-Einsetzspannung der Phasen- und / oder Hauptisolation (siehe Tabelle 7.1) überschritten
wird. Bei anderen Motoren kann die Dämpfung der Spannungswelle beim Durchlaufen der
Wicklung so groß sein, dass am offenen Sternpunkt die Spannung kleiner als die
Klemmenspannung ist. Dies ist z. B. bei 2,2 kW-Maschinen vom Typ Siemens 1LA 5106-4AA02
der Fall, wie in [5] nachgewiesen wurde.
Diese Betriebsart mit offenem Sternpunkt entspricht zwar keinem praktischen Anwendungsfall,
er zeigt jedoch deutlich, dass mit dem entwickelten TE-Messverfahren bei Umrichterbetrieb
sowohl Teilentladungen in der Windungs- als auch Phasenisolation detektiert werden können und
auch eine Abschätzung hinsichtlich der TE-Quelle (Phasen- oder Windungsisolation) durch
vergleichende Messung möglich ist. Eine Detektion von TEs in der Hauptisolation ist ebenfalls
möglich. Diese Untersuchungsergebnisse müssen jedoch durch Messungen an Motoren mit
unterschiedlichen Wicklungsausführungen noch bezüglich ihrer Allgemeingültigkeit bestätigt
werden.
Zur Bestimmung der TE-Einsetzspannung bei Umrichterbetrieb wurde die Speisespannung des
Umrichters und damit die Zwischenkreisspannung variiert. Folgende TE-Einsetzspannungen
wurden ermittelt:
• Anschluss Einzelspule (U1, V1, W1), Sternpunkt nicht verschaltet: TEs bei ÛLL = 1800 V
• Anschluss Spulengruppe (U2, V2, W2), Sternpunkt nicht verschaltet: TEs bei ÛLL = 1280 V
• Anschluss Spulengruppe (U2, V2, W2), Sternpunkt verschaltet: TEs bei ÛLL = 1440 V
Zur Bestätigung der beschriebenen Ergebnisse wurden die folgenden
Lebensdaueruntersuchungen durchgeführt.
7.1.5 Alterung von Motor B bei Einspeisung über die Einzelspule bei offenem
Sternpunkt
Bis zur Betriebszeit von 768 h 18 min wurde Motor B normal am 690 V-Umrichter betrieben
(Anschluss über die Einzelspule, Sternpunkt verschaltet). Danach wurde der Motor mit offenem
Sternpunkt betrieben. Nach 50 min erfolgte der Ausfall der Maschine mit einem Phasenschluss
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 95
zwischen den Strängen U und W. Die Phasenisolation zwischen U und W hatte auch die
geringste TE-Einsetzspannung (s. Tabelle 7.1 oben). Damit haben sich die Ergebnisse zur
TE-Messung bei offenem Sternpunkt hinsichtlich dem Auftreten von Teilentladungen und auch
der TE-Quelle (Phasenisolation) bestätigt.
7.1.6 Zusammenfassung
Die Messungen haben gezeigt, dass mit dem entwickelten TE-Messverfahren Teilentladungen bei
Umrichterbetrieb an kompletten Motoren nachgewiesen werden können und unter günstigen
Umständen eine Bestimmung der TE-Quelle möglich ist.
Außerdem wurde gezeigt, dass, wenn Teilentladungen im Betrieb der Maschine auftreten, die
Wicklungslebensdauer erheblich verkürzt wird und der Motor innerhalb weniger Stunden
ausfällt, wie in Bild 7.8 gezeigt wird.
Bild 7.8:
Betriebszeiten mit und
ohne Teilentladungen im
Versuch
Dabei ist zu beachten, dass das Teilentladungsverhalten der Motorenwicklung sehr stark vom
konstruktiven Aufbau der Wicklung abhängig ist. Der Wicklungsaufbau sollte daher möglichst so
gestaltet sein, dass eine minimale elektrische Belastung der Windungsisolation auftritt.
Die Untersuchungen zeigen aber auch, dass eine betriebssichere Konstruktion von Wicklungen
ohne besonders kostenintensive Maßnahmen, wie zum Beispiel teilentladungsbeständige
Lackdrähte, Lackdrähte mit hoher Lackzunahme (z.B. Grad 3) oder den Einsatz von Formspulen,
für den Betrieb von Niederspannungs-Asynchronmotoren am 690 V-Umrichter möglich ist.
Weiterhin sollte man geteilte Wickelköpfen verwenden und Spulengruppen im Eingang der
Ständerstränge vermeiden.
0 200 400 600 800
Betriebszeit [h]
Motor A
Motor B
ohne Teilentladungen
mit Teilentladungen Ausfall
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 96
7.2 Teilentladungsuntersuchungen an verbesserten 690 V-Asynchronmotoren im Neuzustand
Aufgrund der in Kapitel 7.1 gemachten Erfahrungen bezüglich des Teilentladungsverhaltens der
Niederspannungsasynchronmaschinen wurde deren Isolationssystem vom Hersteller verstärkt,
um bei allen möglichen Betriebsarten TE-Freiheit zu gewährleisten. Hauptmerkmal der
Verstärkung ist die Verwendung einer größeren Schichtdicke der Drahtlackisolation (von Grad 1
auf Grad 2), eine Verstärkung der Nutauskleidung sowie der Einsatz verschiedener Varianten des
Isolationsmaterials für die Nutauskleidung.
7.2.1 Spezifikation der Prüfkörper Die Messungen wurden an verschiedenen Niederspannungs-Asynchronmaschinen und
Ständerpaketen mit einer Nennspannung von 690/400 V (Stern/Dreieck) durchgeführt. Es wurden
vier verschiedene bewickelte Ständerpakete (5,5 bis 15 kW), vier 2,2kW-Maschinen sowie vier
7,5kW-Maschinen untersucht, wobei jeweils 2 Maschinen die gleiche Isolationsausführung
aufweisen.
Die Ständerpakete hatten folgenden Isolationsaufbau:
Nutkasten, Deckschieber und Phasenisolierung: Dicke 0,3 mm aus Dreischichtisolierstoff
Wickeldraht nach DIN EN 60317-13, Klasse 200. Lackisoliert nach Grad 1 und Bandierung
mit Glimmerband mit einer Isolationszunahme von 0,265 mm
Imprägnierung: zwei Imprägnierungen mit Polyesterimid
Nutkastenausladung: 6 mm
Die vier 2,2 kW-Motoren hatten folgenden Isolationsaufbau:
Nutkasten: Dicke 0,3 mm, Dreischichtisolierstoff mit Variation von Polyestervlies-
Polyesterfolie-Polyesterflies und Aramidpapier-Polyesterfolie-Aramidpapier
Phasenisolierung: Dicke 0,68 mm, bestehend aus Dreischichtisolierstoff aus Polyestervlies-
Polyesterfolie-Polyesterflies mit einer Dicke von 0,34 mm
Imprägnierung: zwei Imprägnierungen mit Polyesterimid
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 97
Deckschieber: Zweischichtisolierstoff aus Polyesterfolie-Vulkanfieber
Wickeldraht: d = 0,67 mm, Klasse 200, lackisoliert nach Grad 2, Zweischichtlack aus
THEIC-Esterimid und Amid-Imid-Polymer
Nutkastenausladung: 6 mm
Die vier 7,5 kW-Motoren hatten den gleichen Isolationsaufbau wie die 2,2 kW-Motoren mit einer
Änderung bezüglich des Wickeldrahtes:
Wickeldraht: 2 parallele Wickeldrähte mit d = 0,85 mm, Klasse 200, lackisoliert nach Grad 2,
Zweischichtlack aus THEIC-Esterimid und Amid-Imid-Polymer
7.2.2 Versuchsaufbau und Durchführung Der Versuchsaufbau ist der gleiche wie in Kapitel 7.1.1 beschrieben, bestehend aus 690 V-
Frequenzumrichter mit 50 m Anschlußkabel zu den Prüflingen, die im Leerlauf betrieben
wurden, um sie nur elektrisch und nicht thermisch zu belasten. Um eine erste Information über
die Güte der einzelnen Isolationssysteme zu erhalten und um grobe Produktionsfehler
auszuschließen, wurden vor der Belastung durch den Frequenzumrichter die
TE-Einsetzspannungen (Tabelle 7.2) der Motoren bei Sinusspannung (gemessen mittels TE-
Messsystem TEM 73 [98]) bestimmt:
Prüfling U - V U – W V - W U - Gehäuse V - Gehäuse W - Gehäuse Ständer 1 2280 2440 2480 - - - Ständer 2 2280 2440 2560 - - - Ständer 3 2320 2320 2480 - - - Ständer 4 2160 2160 2080 - - - 7.5 kW 1 2240 3280 1920 1800 1800 1760 7.5 kW 2 2280 2200 1800 1800 1840 1760 7.5 kW 3 2240 3240 1800 1640 1800 1680 7.5 kW 4 1960 3200 1960 1680 1760 1760 2.2 kW 1 2440 2400 2360 1720 1960 1840 2.2 kW 2 2880 3400 3440 1760 1960 1720 2.2 kW 3 2360 3360 3080 1900 1840 1960 2.2 kW 4 2080 3160 2560 1800 1760 1880
Tabelle 7.2: TE-Einsetzspannungen bei Sinusanregung (ÛLL) der Prüfkörper
Anschließend wurden die Teilentladungshäufigkeiten beim Betrieb der Motoren / Ständerpakete
am 690 V-Frequenzumrichter gemessen. Dabei wurden sie diesmal nur, entsprechend der für das
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 98
Isolationssystem günstigeren Einspeiseseite, über die Einzelspule und nicht über die Doppelspule
eingespeist.
7.2.3 Ergebnisse der Teilentladungsmessungen am Frequenzumrichter Die Ständer 1 bis 4 zeigen bei Betrieb am Frequenzumrichter keine Teilentladungen. Der mit
Glimmerband verstärkte Wickeldraht ist also den elektrischen Anforderungen des 690 V-
Umrichters mit 50 m Kabel im Neuzustand gewachsen. Sie haben allerdings den Nachteil, das
aufgrund der sehr hohen Isolationszunahme nur ein relativ kleiner Füllfaktor und damit geringer
Wirkungsgrad erreichbar ist. Um die gleiche mechanische Leistung zu erreichen wie mit Motoren
gleicher Achshöhe, müsste das Ständerpaket eine größere Länge aufweisen.
Bei den Motoren sind die Ergebnisse nicht so einheitlich. Die 2,2 kW-Maschinen wiesen nur
noch vereinzelte Teilentladungen während der Messung auf, die auf die Lebensdauer vermutlich
keinen Einfluss haben werden. Somit ist das Isolationssystem in dieser Ausführung ( Wickeldraht
Grad 2 anstatt Grad 1) zumindest bei niedrigen Betriebstemperaturen ausreichend fest, so dass
die Motoren voraussichtlich nur thermisch altern werden. Die 7,5 kW-Maschinen zeigten alle zu
Beginn eine deutliche TE-Häufigkeit (Bild 7.9). Diese reduzierte sich aber innerhalb des
halbstündigen Messzeitraumes bei dem Motoren 1 und 4 auf nahezu Null (Tabelle 7.3). Bei den
Motoren 2 und 3 tritt auch am Ende der Messungen noch eine gewisse Teilentladungshäufigkeit
auf. Die Teilentladungen zünden hauptsächlich beim Phasenwechsel der Grundwelle zwischen
den Strängen V und W. Das korreliert sehr gut mit den Teilentladungsmessungen bei
Sinusanregung (siehe Tabelle 7.2), bei denen die schlechteste Phasenisolation bei den 7.5 kW
Motoren 2 und 3 zwischen den Strängen V und W festgestellt wurde.
TE-Impulse pro Sekunde zu verschiedenen Versuchszeitpunkten Prüfling 3 min 12 min 30 min
Ständer 1 0 0 - Ständer 2 0 0 - Ständer 3 0 0 - Ständer 4 0 0 - 7.5 kW 1 108 0 0 7.5 kW 2 3556 722 190 7.5 kW 3 2136 222 96 7.5 kW 4 644 51 0.5 2.2 kW 1 6 0 0 2.2 kW 2 17 6 0 2.2 kW 3 31 0 0 2.2 kW 4 1 0 0
Tabelle 7.3: Teilentladungsverhalten der Prüflinge über der Betriebszeit am Umrichter
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 99
Es sollte durch weitere Untersuchungen geklärt werden, inwieweit die weiterhin bestehenden
Teilentladungen der 7.5 kW Motoren 2 und 3 sich auf die Lebensdauer beim Betrieb am 690 V-
Umrichter auswirken. Vermutlich finden die Teilentladungen über der Phasenisolation statt und
die Lebensdauer der Maschinen wird dadurch relativ wenig beeinflusst. Die Messungen zeigen
deutlich, dass die elektrische Belastung im Grenzbereich des Isoliersystems liegt. Durch sich
aufbauende Raumladungen steigt die Teilentladungseinsetzspannung innerhalb von ein paar
Minuten reversibel an [2] und somit reduziert sich die Teilentladungshäufigkeit über der
Versuchszeit.
Bild 7.9:
Teilentladungshäufigkeit
der 7.5 kW Motoren
während des Betriebes am
690V Frequenzumrichter
Es bleibt anzumerken, dass die Prüflinge während der Untersuchung maximal 50 °C warm
wurden und es aufgrund des Absinkens der Teilentladungseinsetzspannung mit Erhöhung der
Temperatur für die Abschätzung der Gefährdung der Isolation durch Teilentladungen wichtig
wäre, in Zukunft solche Messungen auch bei Temperaturen entsprechend der jeweiligen
Wärmeklasse durchzuführen.
0
500
1000
1500
2000
2500
3000
3500
4000
0 5 10 15 20 25 30Zeit [min]
Teile
ntla
dung
shäu
figke
it [H
its/s
]
7.5 kW 17.5 kW 27.5 kW 37.5 kW 4
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 100
7.3 Variation der Nutauskleidung
Da es im praktischen Betrieb vereinzelt zum Ausfall von Motoren durch Isolationsfehler in der
Hauptisolation kam, wurde für die nachfolgende Untersuchung eine Variation der Dicke der
Hauptisolations durchgeführt.
7.3.1 Prüfkörper Als Prüflinge standen fünf Statorpakete zur Verfügung, wobei:
3 Wicklungen mit einer standardmäßigen Nutkasten-Materialauskleidung bestehend aus
Polyestervlies-Polyesterfolie-Polyesterflies 0,30 dick (Folie 180 µ) ausgestattet sind und die
Blechpakete mit 3, 4 bzw. 5 bezeichnet sind (Nr. 5 wurde als Motor gebaut).
2 Wicklungen mit einer gegenüber der Serie verstärkten Nutkasten-Materialauskleidung
bestehend aus Polyestervlies-Polyesterfolie-Polyesterflies 0,35 dick (Folie 250 µ) ausgestattet
sind, diese Blechpakete sind mit 1 bzw. 2 bezeichnet.
7.3.2 Versuchsaufbau und Durchführung Der Versuchsaufbau ist der gleiche wie in Kapitel 7.1.1 beschrieben, bestehend aus 690 V
Frequenzumrichter mit 50 m Anschlusskabel zu den Prüflingen. Da alle Prüflinge bis auf die Nr.
5 (kompletter Motor) als Ständerpakete ohne Läufer vorlagen, konnten an ihnen nur Messungen
mit offenem Sternpunkt durchgeführt werden. Am Prüfling Nr. 5, der als einziger als kompletter
Motor aufgebaut ist, wurden sowohl Messungen mit offenem, als auch mit geschlossenem
Sternpunkt durchgeführt, um eine Vergleichbarkeit mit den Untersuchungen in den
vorangegangenen Kapiteln zu gewährleisten.
7.3.3 Ergebnisse der Variation der Nutauskleidung Bei den Messungen zeigt sich, dass der Motor 5 bei Raumtemperatur und nicht angeschlossener
Erdleitung teilentladungsfrei ist, egal ob der Motor über U1, V1, W1 oder über U2, V2, W2
gespeist wird, oder der Sternpunkt offen oder geschlossen ist. Nach Anschluss der Erdleitung am
Gehäuse zeigt sich bei geschlossenem Sternpunkt unabhängig von der Einspeiserichtung ein
deutlicher Teilentladungspegel. Dies lässt darauf schließen, dass die standardmäßige
Nutauskleidung dem Betrieb am 690 V-Umrichter nicht auf Dauer gewachsen ist. Die Messungen
7 Teilentladungsverhalten und Lebensdauern von kompletten Motoren 101
am Ständer Nr. 1 mit der verstärkten Nutauskleidung bei 155 °C im Umluftofen zeigen, dass die
Teilentladungen jetzt hauptsächlich zwischen den Phasen V und W zünden, diese hatte aber auch
schon bei den Messungen in Kapitel 7.2 die geringste Teilentladungseinsetzspannung über den
Phasen. Es scheint sich deshalb um eine montagebedingte Schwachstelle im Isolationsaufbau zu
handeln. Wenn man die Ständerpakete mit der unterschiedlich dicken Nutkastenauskleidung
direkt miteinander vergleicht (Speisung über U1, V1, W1, offener Sternpunkt, angeschlossene
Erde bei Raumtemperatur), so erhält man bei der dünneren Nutisolationsstärke eine um den
Faktor 60 höhere Teilentladungshäufigkeit. Deshalb ist die zu erwartende Lebensdauer der
verstärkten Nutisolation gegenüber der Standardisolation deutlich höher und es lohnt sich, um
einen sicheren Betrieb zu garantieren, das beschriebene verstärkte Isolationssystem einzusetzen.
7.4 Zusammenfassung
Die Messungen haben gezeigt, dass mit dem entwickelten TE-Messverfahren Teilentladungen bei
Umrichterbetrieb an kompletten Motoren nachgewiesen werden können und unter günstigen
Umständen eine Bestimmung der TE-Quelle möglich ist.
Außerdem wurde gezeigt, dass, wenn Teilentladungen im Betrieb der Maschine auftreten, die
Wicklungslebensdauer erheblich verkürzt wird und der Motor innerhalb weniger Stunden
ausfällt. Dabei ist zu beachten, dass das Teilentladungsverhalten der Motorenwicklung sehr stark
vom konstruktiven Aufbau der Wicklung abhängig ist. Der Wicklungsaufbau sollte daher
möglichst so gestaltet sein, dass eine minimale elektrische Belastung der Windungsisolation
auftritt.
Die Untersuchungen zeigen aber auch, dass eine betriebssichere Konstruktion von Wicklungen
ohne besonders kostenintensive Maßnahmen, wie zum Beispiel Teilentladungsbeständige
Lackdrähte, Lackdrähte mit hoher Lackzunahme (z.B. Grad 3) oder den Einsatz von Formspulen,
für den Betrieb von Niederspannungs-Asynchronmotoren am 690 V-Umrichter möglich ist.
Weiterhin sollte man geteilte Wickelköpfen verwenden und Spulengruppen im Eingang der
Ständerstränge vermeiden.
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 102
8 Untersuchungen zum Lebensdauerverhalten von
Asynchronmaschinen ohne Phasentrenner
Das Alterungsverhalten von Niederspannungs-Asynchronmaschinen beim Betrieb am
Frequenzumrichter wird im folgenden exemplarisch an sechs Maschinen gleicher Bauart, aber
mit unterschiedlicher Isolationsausführung unter Verwendung der Teilentladungsmesstechnik
und anhand von verschiedenen dielektrischen Untersuchungsmethoden analysiert.
Die sechs Motoren stellen dabei die möglichen Kombinationen (Tabelle 8.1) zwischen
siliziummodifizierten Lackdraht [10] und Standardlackdraht, also einem herkömmlichen
PAI/PEI Zweischichtlackdraht, und den Tränkausführungen wie Strom-UV-Tränkung [51],
Tauchtränkung und ohne jegliche Tränkung dar. Bei allen Maschinen wurde zudem bewusst
auf den Einsatz von Phasentrennern verzichtet, da ein möglicher Verzicht auf die bislang
manuell einzulegenden Phasentrenner ein erhebliches Sparpotenzial bei den
Herstellungskosten von Niederspannungs-Asynchronmaschinen bedeuten würde.
Motor-Nummer Lackdraht Tränkung
20 Standard Strom-UV-Tränkung
21 Standard Tauchtränkung
22 siliziummodifiziert Strom-UV-Tränkung
23 siliziummodifiziert Tauchtränkung
24 Standard ohne
25 siliziummodifziert ohne
Tabelle 8.1: Variation des Isolationssystems der Prüfkörper
Vor der ersten Messung wurden die Motoren 10 Tage in Klimaboxen bei 28°C und mit
Silicagel getrockneter Atmosphäre gelagert. Für jede nachfolgende Messung des
Isolationswiderstandes, der Rückkehrspannung sowie der LCR-Analyse wurden die Motoren
nach dem Betrieb am Frequenzumrichter mindestens wieder für drei Tage bei den oben
angegebenen Bedingungen in den Klimaboxen gelagert, um die Einflüsse von
Probenfeuchtigkeit und Probentemperatur auf die Messwerte zu minimieren [5].
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 103
8.1 Versuchsbedingungen und Durchführung
Die Motoren wurden am Frequenzumrichter mit einer Kabellänge von 25 m betrieben.
Dadurch wurde die Klemmenspannung durch Reflexion am Motor etwa verdoppelt [12-15]
und da die Frequenzumrichter mit einer um 10 % erhöhten Netzspannung (440 V) betrieben
wurden, ergab sich eine Klemmenspannung an den Motorklemmen von maximal 2400 Vpp.
Die Temperatur in den Wickelköpfen wurde auf näherungsweise 155°C eingestellt [107,108]
(nachgeprüft durch einen Sensor). Um das bei dem aus Gründen der Vereinfachung des
Versuchsaufbaus lastlosen Betrieb zu erreichen, wurden die Maschinen in einer besonders
konstruierten Box, die die Luftzirkulation in gewisser Weise behinderte, betrieben. Der
Frequenzumrichter arbeitete in diesem Regime mit seiner maximalen Pulsfrequenz von
16 kHz bei einer die Drehfelddrehzahl bestimmenden Grundfrequenz von 124 Hz. Die sich
dabei einstellende Gehäusetemperatur von 130 °C wurde ebenfalls mit einem Sensor
nachgeprüft.
Insgesamt wurden acht verschiedene Temperaturen und zwar vier Mal die
Gehäusetemperatur, zwei Mal die Wicklungstemperatur, die Umgebungstemperatur sowie die
Temperatur im Versuchsstand mit einem Computer im Minutentakt aufgezeichnet. Diese
Daten wurden über ein selbst geschriebenes Programm so weiterverarbeitet, dass sie
fernabfragbar waren, damit der Versuchsstand auch von Stellen außerhalb der Universität
kontrolliert werden konnte. Zusammen mit der selbstprogrammierten, vollautomatischen
Datenerfassung, bei der nicht nur das Osszilloskop, sondern auch die vier Frequenzumrichter
durch den gleichen Computer gesteuert wurden, war es möglich, einen sicheren Tag- und
Nachtbetrieb zu gewährleisten.
Unmittelbar vor jeder Inbetriebnahme wurden die Teilentladungseinsetzspannungen der sechs
Motoren bei Sinusanregung und offenem Sternpunkt bestimmt, wobei sich folgende
Mittelwerte aus je drei Messungen im Neuzustand der Motoren ergaben (Tabelle 8.2):
Motor-Nr. U - V U - W V - W U-Gehäuse V-Gehäuse W-Gehäuse
20 2418 V 2425 V 2478 V 2705 V 2785 V 2705 V
21 2200 V 2100 V 2074 V 2480 V 2218 V 2269 V
22 2550 V 2900 V 2450 V 2400 V 2400 V 2300 V
23 2050 V 2125 V 2000 V 2150 V 2150 V 2150 V
24 1824 V 1836 V 1786 V 1984 V 1992 V 1958 V
25 1706 V 1722 V 1684 V 1908 V 1925 V 1926 V
Tabelle 8.2: Mittelwerte der TE-Einsetzspannung (Uipp) bei Sinusanregung im Neuzustand
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 104
Es ist ein deutlicher Anstieg der Teilentladungseinsetzspannung der getränkten Motoren im
Vergleich zu den ungetränkten Motoren zu verzeichnen. Das Strom-UV-Tränkverfahren,
welches sich durch eine sehr hohe Harzaufnahme auszeichnet, zeigt dabei die besten
technischen Werte. Im Betrieb verändert sich die Teilentladungseinsatzspannung jedoch
durch Erwärmung, bei ungetränkten Twisten sinkt sie zum Beispiel bei einer
Temperaturerhöhung von Raumtemperatur auf 155 °C von 1800 Vpp auf 1600 Vpp ab (siehe
Abschnitt 6.1.3). Deshalb ist davon auszugehen, dass bei den Motoren ohne Tränkung mit
Sicherheit starke Teilentladungen im Betrieb am Frequenzumrichter auftreten werden. Bei
den Motoren mit Tränkung können Teilentladungen auftreten, je nach Lage der Fehlstelle, der
unterschiedlichen Wärmeausdehnung der Materialien und der Spannungsverteilung innerhalb
der Maschinen. Während der Belastung durch den Frequenzumrichter kann es aber sein, dass
die TE-Häufigkeit in Abhängigkeit vom Betriebszustand sehr stark variiert [109]. Deshalb
wurden während des Betriebes der Motoren am Frequenzumrichter auch die Teilentladungs-
häufigkeiten registriert und zwar gemittelt über jeweils 5 Sekunden im 30-Sekunden-Takt.
8.2 Entwicklung der dielektrischen Werte über der Betriebszeit der
Motoren
Um das Alterungsverhalten durch den Betrieb am Frequenzumrichter zu identifizieren,
werden in den Betriebspausen unterschiedliche dielektrische Messungen durchgeführt, dabei
wird jeweils bei allen Kombinationen zwischen den Phasen und jede Phase einzeln, sowie alle
Phasen gemeinsam gegen das Maschinengehäuse gemessen. Auf diese Art und Weise soll
herausgefunden werden, ob durch die einzelnen Messverfahren auch eine Verfolgung der
elektrischen Alterung möglich ist.
8.2.1 Entwicklung des tan δδδδ und dessen Aufteilung in Cp und Rp
Der tan δ wurde mit dem LCR-Meter HP4284A [97]und den Motoren in den Klimaboxen bei
28°C und getrockneter Luft mit 1 V Prüfspannung im Frequenzbereich von 100 Hz bis 1 MHz
bestimmt. Nachfolgend ist die Entwicklung des tan δ bei der üblichen Frequenz von 1 kHz,
die sich auch bei den Motoren durch den unten aufgeführten Frequenzscan (Bild 8.1) als
sinnvoll erwiesen hat, über der Betriebszeit dargestellt (Bild 8.2 und Bild 8.3).
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 105
Bild 8.1:
Entwicklung der
Frequenzabhängigkeit
von tan δ bei Motor 20
zwischen den Phasen U
und V bei offenem
Sternpunkt
In Bild 8.1 erkennt man deutlich am Verlauf des tan δ über der Frequenz, dass sich in den
Motoren aufgrund der induktiven und kapazitiven Kopplungen Resonanzen ausbilden, bei
denen die Absorption am stärksten ist. Die Resonanzfrequenz der Motoren wäre etwa bei
einem 100 m langen Kabel erreicht. Bei einer solchen Kabellänge sind die dielektrischen
Verluste zwar besonders hoch, aber die Windungsspannung ist aufgrund der vergrößerten
Anstiegszeit vermindert. Deshalb wurde eine Kabellänge von 25 m verwendet, damit es zu
einer möglichst hohen elektrischen Belastung aufgrund der Spannungsverdopplung an den
Motorklemmen und der kapazitiven Sofortverteilung innerhalb der Wicklung kommt [15].
Betrachtet man bei der oben erwähnten Belastungsweise die Entwicklung des tan δ [111] bei
1 kHz über der Betriebszeit der Motoren(Bild 8.2 und Bild 8.3),
Bild 8.2:
Entwicklung des tan δ von
Motor 20 über der
Betriebszeit (1 kHz)
so ist bei dem Strom-UV getränkten Motor 20 mit Standarddrahtlack ein Anstieg des tan δ
nach ungefähr 70% der Lebensdauer zu verzeichnen. Da alle sieben Messkombinationen an
den Motoren nur sehr geringe Differenzen zeigen, werden im folgenden Bild 8.3 alle sechs
Motoren anhand der Messung zwischen den Phasen U und V gegenübergestellt.
1.E-04
1.E-03
1.E-02
1.E-01
1.E+00
1.E+01
1.E+02
1.E+03
100 1,000 10,000 100,000 1,000,000
Messfrequenz [Hz]
tan
δδ δδ
0 h
250 h
1000 h
2500 h
0,0E+002,0E-034,0E-036,0E-038,0E-031,0E-021,2E-021,4E-021,6E-021,8E-022,0E-02
0 500 1000 1500 2000 2500 3000
Zeit [h]
tan
δδ δδ
uv uwvw ueve w euvw -e
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 106
Bild 8.3:
Entwicklung des tan δ
zwischen U und V der
Motoren über der
Betriebszeit (1 kHz)
Beim tauchgetränkten Motor 21 mit Standarddrahtlack ist hingegen bis zur letzten Messung
vor dem Isolationsversagen kein Anstieg des tan δ zu verzeichnen. Allerdings beträgt die
Lebensdauer des tauchgetränkten Motors auch nur ungefähr ¼ der Lebensdauer der mit
Strom-UV getränkten Variante (Motor 20). Bei den ungetränkten Motoren verringert sich der
tan δ über der Betriebszeit unabhängig davon, ob Standardlackdraht oder mit Silizium
ausgerüsteter Lackdraht Verwendung findet. Beachtenswert ist jedoch der sehr große
Lebensdauerunterschied von 34,4 h für den mit Standardlackdraht gewickelten Motor 24 im
Vergleich zu 892 h für mit siliziummodifizierten Lackdraht hergestellten Motor 25, die beide
ohne Phasentrenner und ohne Tränkung gebaut wurden.
Bei den getränkten Motoren, die mit siliziummodifiziertem Lackdraht ausgestattet sind, ist der
tan δ nicht nur im Vergleich zu den anderen Motoren höher, sondern steigt mit der
Betriebszeit an.
Um jedoch eine differenzierte Aussage treffen zu können, ist es sinnvoll, den tanδ in die
Komponenten von Cp und Rp aufzutrennen (siehe auch Kapitel 2.2.2, Gleichung 2.4).
Nachfolgend sind daher die Entwicklungen von Cp (Bild 8.4 und Bild 8.5) und Rp (Bild 8.6
und Bild 8.7) über der Betriebszeit der einzelnen Motoren dargestellt.
Bild 8.4:
Cp von Motor 20 über
der Betriebszeit (1 kHz)
0,E+00
1,E-03
2,E-03
3,E-03
4,E-03
5,E-03
6,E-03
0 500 1000 1500 2000 2500 3000
Zeit [h]
Cp
[µF] uv uw vw
ue ve w euvw -e
0,0E+00
2,0E-03
4,0E-03
6,0E-03
8,0E-03
1,0E-02
1,2E-02
1,4E-02
1 10 100 1000 10000
Zeit [h]
tan δδ δδ
Motor 20 Motor 21 Motor 22Motor 23 Motor 24 Motor 25
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 107
Bild 8.5:
Entwicklung des Cp
zwischen U und V der
Motoren über der
Betriebszeit (1 kHz)
Da Cp über der Betriebszeit bei allen Motoren konstant bleibt, solange die Motoren elektrisch
funktionsfähig sind, ist davon auszugehen, dass die Geometrie des Isolationssystemes sich
nicht durch den Betrieb am Frequenzumrichter ändert. Es findet also beispielsweise kein
Schrumpfen der Drachtlackschichten oder ein Einschneiden von sich berührenden Teilen statt.
Nur nach dem elektrischen Ausfall ändert sich Cp merklich, da es dabei teilweise zu einer
Verbrennung der Isolationsschicht und zur Verschmelzung von Leiterbahnen kommt. Das
bedeutet aber, dass aus Cp keine Information bezüglich des Alterungszustandes der Isolation
gewonnen werden kann, die Voraussage eines Ausfalls also über Cp nicht möglich ist.
Cp wird sehr stark vom εr der verwendeten Tränkmittel beeinflusst, was sich in gleichen
Werten für die einzelnen Tränkmittel unabhängig vom verwendeten Lackdraht zeigt.
Da Cp über der Lebensdauer konstant bleibt, müssen die oben teilweise festgestellten
Veränderungen des tan δ durch Veränderungen von Rp (Bild 8.6 und Bild 8.7) begründet sein.
Bild 8.6:
Rp von Motor 20 über
der Betriebszeit (1 kHz)
05000
100001500020000250003000035000400004500050000
0 500 1000 1500 2000 2500 3000
Zeit [h]
Rp
[kO
hm]
uv uwvw ueve w euvw -e
0,0E+00
2,0E-04
4,0E-04
6,0E-04
8,0E-04
1,0E-03
1,2E-03
1,4E-03
1 10 100 1000 10000
Zeit [h]
Cp
[µF]
Motor 20 Motor 21
Motor 22 Motor 23
Motor 24 Motor 25
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 108
Bild 8.7:
Entwicklung des Rp
zwischen U und V der
Motoren über der
Betriebszeit (1 kHz)
Bei den getränkten Standardlackdraht-Motoren steigt Rp bis zu 2/3 der Lebensdauer an, es
findet also am Anfang noch eine Konditionierung der Isolation statt, die im Beispiel des
Motors 20 erst nach etwa 2000 h in eine Degradation wechselt.
Die getränkten und mit siliziummodifizierten Lackdraht ausgestatteten Motoren zeigen ein
deutlich niedrigeres Rp als die Standard-Motoren. Dies hängt wahrscheinlich mit der
chemischen Zusammensetzung und der Einbindung der teilentladungsbeständigen Partikel in
der Lackschicht zusammen.
Anhand der Bilder 8.2 – 8.7 erkennt man eindeutig, dass der tan δ hauptsächlich von Rp
bestimmt wird. Mit Ausnahme der getränkten siliziummodifizierten-Motoren steigt Rp bis
etwa 70 % der Lebensdauer der Motoren an, um danach allmählich abzufallen. Der Gleichlauf
der Messwerte zwischen den einzelnen Kombinationen der Phasen miteinander und der
Kombinationen der Phasen bezüglich des Gehäuses zeigt auch, das mit dem LCR-Meter keine
sichere Früherkennung, welche Phase durch Teilentladungen als nächstes ausfällt, möglich ist.
8.2.2 Entwicklung der Rückkehrspannung Zur Bestimmung des Rückkehrspannungsverhaltens [54-56] wurden die Motoren in der
Klimabox für 5 min mit 400 V formiert, anschließend zur Entladung der geometrischen
Kapazität für 500 ms kurzgeschlossen und die wiederkehrende Spannung mit dem
Elektrometer 6517 von Keithley [96] gemessen. Nachfolgend ist der Verlauf des Maximums
der Rückkehrspannung der einzelnen Motoren in Bild 8.8 und Bild 8.9 dargestellt.
05.000
10.00015.00020.00025.00030.00035.00040.00045.00050.000
1 10 100 1000 10000Zeit [h]
Rp
[kO
hm]
Motor 20 Motor 21Motor 22 Motor 23Motor 24 Motor 25
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 109
Bild 8.8: Maximum der
Rückkehrspannung von
Motor 20
Bild 8.9:
Entwicklung des
Maximums der
Rückkehrspannung
zwischen U und V der
Motoren über der
Betriebszeit (1 kHz)
Die hohen Anfangswerte der Rückkehrspannung der getränkten Motoren sind mit großer
Wahrscheinlichkeit auf eine Restfeuchte innerhalb des Isolationssystemes zurückzuführen, die
auch durch eine zehntägige Lagerung in den Klimaboxen mit Silicagel nicht entfernt werden
konnte. Die ungetränkten Motoren konnten naturgemäß besser abtrocknen und deshalb macht
sich bei diesen der Effekt durch das Ausheizen im Betrieb bei einer Temperatur von 155 °C
im Wickelkopf nicht so stark bemerkbar. Allgemein lässt sich nur bemerken, das die
Rückkehrspannung mit steigender Betriebszeit sinkt.
8.2.3 Entwicklung des Isolationwiderstandes Riso (60s) Der Isolationswiderstand der Motoren wurde mit einer Prüfspannung von 400 V innerhalb
einer jeweils halbstündigen Messung mit dem Widerstandsmessgerät HP 4339A [106]
bestimmt. Zwischen den einzelnen Messungen wurden die Motoren jeweils für mindestens
30 min kurzgeschlossen. Das war notwendig, um reproduzierbare Messergebnisse zu erhalten
und Messwertverfälschungen, die durch eventuelle Raumladungen aus der Vorgeschichte
entstehen könnten, zu verhindern. Die elektrische Vorgeschichte kann aufgrund der sehr
hohen Widerstände sehr lange gespeichert bleiben (siehe auch Kapitel 4).
05
101520253035404550
0 500 1000 1500 2000 2500 3000
Betriebszeit [h]
Rüc
kkeh
rspa
nnun
g [V
] UV [Umax] UW [Umax]VW [Umax] UE [Umax]VE [Umax] WE [Umax]UVW-E [Umax]
05
101520253035404550
1 10 100 1000 10000
Betriebszeit [h]
Rüc
kkeh
rspa
nnun
g [V
]
Motor 20
Motor 21
Motor 22
Motor 23
Motor 24
Motor 25
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 110
Bild 8.10:
Entwicklung des
Isolationswiderstandes
Riso (60s) von Motor 20
über der Betriebszeit
Bild 8.11:
Entwicklung des
Isolationswiderstandes
Riso (60s) der Motoren
über der Betriebszeit
Wie aus den Bildern 8.10 und 8.11 zu erkennen ist, steigt der Isolationswiderstand im Laufe
des Betriebes an, besonders deutlich dann, wenn hohe Betriebsstundenzahlen erreicht werden.
Unter den gegeben Betriebsbedingungen ist der Isolationswiderstand aller im Rahmen dieser
Arbeit untersuchten Niederspannungsmotoren auch deutlich besser, als der nach VDE 0530
geforderte Mindestwert von 1 MΩ.
8.2.4 Entwicklung des Polarisationsindexes PI (600s/60s) Der Polarisationsindex ist der Quotient aus den Messwerten des Isolationswiderstandes nach
einer Messdauer von 600 Sekunden und 60 Sekunden. Die Messung erfolgte mit dem
Widerstandsmessgerät HP 4339A. Der Verlauf dieses Indexes über der Betriebszeit der
Motoren ist in den Bildern 8.12 und 8.13 gezeigt.
Bild 8.12:
Entwicklung des
Polarisationsindexes
von Motor 20
0
2E+12
4E+12
6E+12
8E+12
1E+13
0 500 1000 1500 2000 2500 3000
Betriebszeit [h]
Isol
atio
nsw
ider
stan
d [O
hm]
UV UWVW UEVE WEUVW-E
0
2
4
6
8
10
12
0 200 400 600 800
Betriebszeit [h]
PI (6
00s/
60s)
UV UWVW UEVE WEUVW-E
01E+122E+123E+124E+125E+126E+127E+128E+129E+121E+13
1 10 100 1000 10000
Betriebszeit [h]
Isol
atio
nsw
ider
stan
d [O
hm]
Motor 20 Motor 21Motor 22 Motor 23Motor 24 Motor 25
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 111
Bild 8.13:
Entwicklung des
Polarisationsindexes
der Motoren
Aus den Bildern erkennt man, dass der Polarisationsindex der untersuchten Motoren meistens
besser gleich 4 ist. Vergleicht man dieses Ergebnis mit den Empfehlungen von Baker
Instruments nach dem bei einem Polarisationsindex von kleiner 2 ein Problem mit den
Motorwicklungen vorliegen könnte, und bei einem Polarisationsindex von größer 3 die
Motorwicklungen in einem guten Zustand sind, ist nach dieser Empfehlung von keiner
deutlichen Gefährdung der untersuchten Isolationssysteme auszugehen. Also ist durch die
Messung und die Verfolgung des Polarisationsindex über der Betriebszeit keine
Gefährdungsaussage bzw. Ausfallvoraussage möglich, da der Polarisationsindex der Motoren
sich bis direkt vor dem Versagen der Isolation noch weiter verbessert hat.
Auch die Messung des Wicklungswiderstandes zeigt bei allen Motoren keine Auffälligkeiten.
Der relative Unterschied der Strangwiderstände ist bei allen Motoren, die noch nicht
elektrisch ausgefallen sind unter einem Prozent und somit innerhalb der normalen
Fertigungstoleranz. Bei höheren relativen Unterschieden kann hingegen von einem
Windungsschluss ausgegangen werden. Bei mehr als 80 Prozent der in der Industrie
ausgefallenen Niederspannungsmotoren tritt ein solcher Windungsschluss auf.
8.3 Entwicklung des Teilentladungsverhaltens der Niederspannungs-
motoren beim Betrieb am Frequenzumrichter
Im folgenden sind die Teilentladungshäufigkeiten der untersuchten Niederspannungsmotoren,
normiert auf Hits pro Sekunde, dargestellt (Bild 8.14 – Bild 8.19) wobei die einzelnen
Betriebsintervalle farblich gekennzeichnet sind. Die Teilentladungsverläufe wurden hierfür
computergesteuert mit dem neu entwickelten Teilentladungsmesssystem registriert (siehe
Kapitel 5).
0
2
4
6
8
10
12
1 10 100 1000 10000
Betriebszeit [h]
PI (6
00s/
60s)
Motor 20 Motor 21Motor 22 Motor 23Motor 24 Motor 25
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 112
Bild 8.14:
Entwicklung der
Teilentladungshäufigkeit
von Motor 20 beim Betrieb
am Frequenzumrichter
Bild 8.15:
Entwicklung der
Teilentladungshäufigkeit
von Motor 21 beim Betrieb
am Frequenzumrichter
Bild 8.16:
Entwicklung der
Teilentladungshäufigkeit
von Motor 22 beim Betrieb
am Frequenzumrichter
Bild 8.17:
Entwicklung der
Teilentladungshäufigkeit
von Motor 23 beim Betrieb
am Frequenzumrichter
Alle getränkten Motoren zeigen am Anfang eine sehr hohe Teilentladungshäufigkeit, die aber
nach einigen Betriebsstunden stark abnimmt. Diese Abnahme ist wahrscheinlich durch die
Konditionierung der Isolationssysteme begründet. Beide getränkten siliziummodifizierten
0,1
1
10
100
1000
10000
100000
0 200 400 600 800 1000
Betriebszeit [h]
Hits
/s
0,1
1
10
100
1000
10000
100000
0 100 200 300 400 500
Betriebszeit [h]
Hits
/s
0,1
1
10
100
1000
10000
100000
0 500 1000 1500 2000 2500 3000
Betriebszeit [h]
Hits
/s
0,1
1
10
100
1000
10000
100000
0 200 400 600 800
Betriebszeit [h]
Hits
/s
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 113
Motoren sind durch das Fließen von Tränkmittel durch Überbrückung des Luftspaltes
mechanisch blockiert worden, die Isolation ist jedoch beim Motor 23 elektrisch intakt
geblieben. Es muss also bei dem Einsatz von neuen Isolationssystemen auf die Verträglichkeit
der Komponenten untereinander geachtet werden, damit es nicht zu den oben erwähnten
Problemen im Dauerbetrieb bei der thermisch zulässigen Wicklungstemperatur von 155 °C
kommt.
Bild 8.18:
Entwicklung der
Teilentladungshäufigkeit
von Motor 24 beim
Betrieb am
Frequenzumrichter
Bild 8.19:
Entwicklung der
Teilentladungshäufigkeit
von Motor 25 beim
Betrieb am
Frequenzumrichter
Die Teilentladungsdiagnostik beim Betrieb am Frequenzumrichter zeigt einen deutlichen
Unterschied zwischen getränkten und ungetränkten Motoren. Dies resultiert daraus, dass bei
dieser Analysemethode lokale Fehlstellen deutlich erkannt werden können und nicht von
Volumeneffekten, wie bei den anderen dielektrischen Messmethoden, verdeckt werden. Bei
einer idealen Tränkung dürften keine Teilentladungen registriert werden. Ihre Häufigkeit
nimmt mit der Verschlechterung der Tränkungsqualität deutlich zu und hat ihr Maximum bei
den ungetränkten Motoren. Deshalb kann man durch die Teilentladungsintensität sehr gut auf
das entsprechende Gefährdungspotential für den elektrischen Ausfall der Isolierung schließen.
Auf die Lebensdauer kann aber bei den getränkten Motoren leider nicht geschlossen werden,
da die Größen und genaue Lagen der Fehlstellen nicht feststellbar sind.
0,1
1
10
100
1000
10000
100000
0 5 10 15 20 25 30 35
Betriebszeit [h]
Hits
/s
0,1
1
10
100
1000
10000
100000
0 200 400 600 800 1000
Betriebszeit [h]
Hits
/s
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 114
8 Lebensdauerverhalten von Motoren ohne Phasentrenner 114
8.4 Zusammenfassung
Der Gleichlauf der Messwerte zwischen den einzelnen Kombinationen der Phasen
miteinander und der Kombinationen der Phasen bezüglich des Gehäuses zeigt, dass mit allen
durchgeführten integralen dielektrischen Messungen keine sichere Früherkennung, welche
Phase oder welcher Motor durch Teilentladungen als nächstes ausfällt, möglich ist.
Erst durch die Teilentladungsmesstechnik lässt sich ein Gefährdungspotential abschätzen.
Dies resultiert daraus, dass bei dieser Analysemethode lokale Fehlstellen deutlich erkannt
werden können und nicht von Volumeneffekten, wie bei den anderen dielektrischen
Messmethoden, verdeckt werden. Bei einer idealen Tränkung dürften keine Teilentladungen
registriert werden. Ihre Häufigkeit nimmt mit der Verschlechterung der Tränkungsqualität
deutlich zu und hat ihr Maximum bei den ungetränkten Motoren. Deshalb kann man durch die
Teilentladungsintensität sehr gut auf das entsprechende Gefährdungspotential für den
elektrischen Ausfall der Isolierung schließen. Auf die Lebensdauer kann aber bei den
getränkten Motoren leider nicht geschlossen werden, da die Größen und genauen Lagen der
Fehlstellen nicht feststellbar sind und noch zu wenig Referenzwerte existieren.
9 Zusammenfassung 115
9 Zusammenfassung
Bedingt durch die weit verbreitete Automatisierungstechnik werden immer mehr
drehzahlverstellbare Antriebe benötigt, welche überwiegend mit Pulsumrichtern realisiert
werden. Um in der Motorwicklung einen Strom einstellbarer Frequenz zu erzeugen, werden
bei Pulsumrichtern aus der Zwischenkreisgleichspannung Spannungsimpulse erzeugt. Die
dafür verwendeten Halbleiterschalter erlauben Schaltfrequenzen von bis zu 20 kHz mit sehr
geringen Schaltzeiten im Bereich von 0,03 bis 0,3 µs.
Effekte, wie die Ausbildung von Wanderwellen auf der Motorzuleitung und eine
ungleichmäßige Spannungsverteilung in der Wicklung führen dabei zu einer vielfach höheren
elektrischen Belastung der Wicklungsisolierung als bei Netzbetrieb, bei dem diese praktisch
nur thermisch altert. Das Versagen der Windungsisolierung, die bei Niederspannungsmotoren
aus einer wenige Mikrometer dicken Drahtlackschicht und einem Imprägnierharz oder -lack
besteht und eine vergleichsweise geringe elektrische Festigkeit aufweist, erfolgt stets als
Folge einer elektrischen Alterung durch auftretende Teilentladungen in den luftgefüllten
Hohlräumen und in den Fehlstellen zwischen einander berührenden Lackdrähten (Zwickel).
Die Teilentladungen bewirken eine mechanische, thermische, chemische und elektrische
Erosion der festen Isolierstoffe. Diese werden dabei solange abgebaut, bis die Teilentladungen
die Gegenelektrode erreichen und damit der Durchschlag eintritt. Dieser kann zu einem
Windungsschluss und damit zu einem Ausfall des gesamten Antriebs führen.
Um einen zuverlässigen Betrieb von Pulsumrichterantrieben zu gewährleisten, sind
Grenzwerte für maximal zulässige Spannungen einzuhalten. Deren Einhaltung erfordert
jedoch auf der Seite des Umrichters einen erheblichen Aufwand, der zu einer Verringerung
des Wirkungsgrades des Antriebs führt. Deshalb werden Niederspannungsantriebe oft durch
eine verstärkte Wicklungsisolierung oder durch Maßnahmen zur Reduzierung der
Spannungsspitzen so gestaltet, dass während des Betriebes keine Teilentladungen auftreten
sollen. Dies verursacht jedoch hohe Kosten und führt bei gleicher Leistung zu einer größeren
mechanischen Bauform. Ohne diesen zusätzlichen Aufwand sind Niederspannungsmotoren
für den Betrieb über Pulsumrichter am 400 V Netz nur bedingt und an Netzen über 400 V,
z.B. am 690-V-Netz, nicht geeignet. Zur Isolation derselben werden bisher auf Grund ihrer
guten elektrischen Eigenschaften und der wirtschaftlich günstigen Herstellung und
Verarbeitung hauptsächlich Hochpolymere verwendet, zum Beispiel Zwei- oder
9 Zusammenfassung 116
Dreischichtlackdrähte. Die bisher üblichen Isolierlacke zeigen jedoch eine nur sehr geringe
Resistenz gegenüber auftretenden Teilentladungen. Erst die neuen Generationen von
teilentladungsstabilen Drahtlacken weisen auch eine genügende mechanische Festigkeit für
die maschinelle Verarbeitung auf. Bei diesen Drahtlacken ist es daher wichtig nachzuweisen,
dass die verlängerten Lebensdauern tatsächlich aufgrund einer Teilentladungsresistenz und
nicht auf einer Veränderung der Teilentladungseinsetzspannung oder anderen Effekten
beruhen.
Da bisherige Teilentladungsmesssysteme für die Messungen an Frequenzumrichter
betriebenen Maschinen gänzlich ungeeignet sind und diese schon allein durch das
ausgesendete Störspektrum von in der Umgebung betriebenen Frequenzumrichtern derartig
beeinträchtigt werden, dass bereits eine Messung bei Sinusspannung nicht möglich ist, konnte
die Teilentladungsfreiheit und damit die Wirksamkeit der Isolationsmaßnahmen bisher nur in
zeitaufwendigen Lebensdauerversuchen, durch Betrieb von kompletten Maschinen an
Frequenzumrichtern, nachgewiesen werden.
Klarheiten bei der Aufstellung von Grenzwerten für die Spannung an den Motorklemmen,
deren Einhaltung einen sicheren Betrieb gewährleistet, kann es daher erst dann geben, wenn
es möglich ist, Teilentladungen bei Frequenzumrichterbetrieb zu messen. Eine numerische
Einschätzung der elektrischen Belastung der Wicklungsisolierung bei Speisung durch einen
Frequenzumrichter ist sehr komplex und ungenau, da diese sowohl von Frequenzumrichter-
parametern, Motorparametern, als auch von Parametern des verwendeten Anschlusskabels
abhängig ist.
Gegenstand der vorliegenden Arbeit war es daher, ein Messsystem zu entwickeln und zu
erproben, mit dem es möglich ist, auftretende Teilentladungen direkt beim Betrieb von
Niederspannungsmaschinen am Frequenzumrichter zu messen und über die Betriebsdauer des
Motors langfristig zu verfolgen. Die dargestellte Problematik impulsbelasteter Wicklungen ist
dabei nicht nur bei durch Frequenzumrichter gesteuerten Antrieben, sondern auch bei
Zeilentransformatoren, Hochfrequenztransformatoren von Schaltnetzteilen und ähnlichem von
Interesse. Mit einem solchen System ist es nicht nur möglich, die Effizienz von Maßnahmen
zur Verbesserung der Motorenqualität messtechnisch innerhalb kürzester Zeit nachzuweisen,
sondern zugleich eine zustandsorientierte Instandhaltung einzuführen.
9 Zusammenfassung 117
Im einzelnen wurden nachfolgende Schwerpunkte behandelt:
Ladungsspeicherverhalten von Lackdrähten
Entwicklung und Aufbau eines Messsystems zur Teilentladungsmessung bei
Frequenzumrichterbetrieb
Teilentladungsverhalten während der Alterung von für NSM eingesetzten Lackdrähten bei
Frequenzumrichterbetrieb
Langzeituntersuchungen kompletter Maschinen bei Frequenzumrichterbelastung und
Messung der auftretenden Teilentladungen
Die Ergebnisse der Untersuchungen sollen dazu beitragen, die Grenzen der zulässigen
elektrischen Belastungen für einen sicheren Betrieb von Niederspannungsmaschinen neu zu
definieren.
Messungen zum Ladungsspeicherverhalten von lackisolierten Drähten
Für die Entwicklung von Isolationslacken ist es wichtig, die Mechanismen, die zur Zerstörung
des Dielektrikums führen können, näher zu untersuchen. Es wird vermutet, dass die
dielektrische Alterung im starken Maße mit dem Aufbau von Raumladungen im Isolierstoff
verbunden ist. Anhand der Messung der thermisch stimulierten Depolarisation (TSC-
Messung) wurde das Ladungsspeicherverhalten von unterschiedlichen lackisolierten Drähten
untersucht. Dabei zeigte sich, das die TSC-Messung auch bei lackisolierten Drähten in der
Lage ist, den eindeutigen Nachweis über die Art der gespeicherten Ladung zu führen und dass
bei mehrschichtigen Lacksystemen häufig eine Grenzflächenpolarisation nach Maxwell-
Wagner auftritt. Für eine möglichst lange Lebensdauer der Prüflinge am Frequenzumrichter
ist es wichtig, dass nur ein geringer Ladungsaufbau innerhalb der Isolation stattfindet; ähnlich
wie ein geringer Verlustfaktor meist auf eine gute Isolation zurückzuführen ist. Die TSC-
Messung ist ein deutlich empfindlicheres Verfahren, als die Verlustfaktormessung, um
Veränderungen im Isolierstoffvolumen durch Degradation am Frequenzumrichter
nachzuweisen wie sich im direkten Vergleich ergibt.
9 Zusammenfassung 118
Aufbau eines Teilentladungsmesssystems für Frequenzumrichterbetrieb
Für die Detektion von Teilentladungen bei 50 Hz-Wechselspannung stehen konventionelle,
mit Koppelkondensator und Ankoppelvierpol versehene, elektrische TE-Messsysteme zur
Verfügung. Bei sehr kurzen Spannungsimpulsen mit Anstiegszeiten im Bereich von wenigen
Mikrosekunden bis herab zu einigen zehn Nanosekunden, wie sie bei
Frequenzumrichterbetrieb auftreten, sind diese elektrischen Messsysteme aber nicht
anwendbar. Gleichzeitig bei Impulsbetrieb auftretende Effekte, wie die Ausbildung von
Wanderwellen auf der Motorzuleitung und eine ungleichmäßige Spannungsverteilung in der
Wicklung, führen zu einer vielfach höheren elektrischen Belastung der Wicklungsisolierung
als bei Netzbetrieb. Deshalb ist es für den sicheren Betrieb von elektrischen Geräten unter
Impulsspannungsbelastung wichtig, Teilentladungen unter Betriebsbedingungen detektieren
zu können. Dies zeigt sich sogar bei Motoren, die am Netz betrieben werden, da bei ihnen im
Mittel 90 % mit einem Windungsschluss ausfallen, und ein Windungsschluss kann praktisch
nur bei Impulsspannungsbelastung auftreten, die im Netz Beispielsweise durch
Schalthandlungen erzeugt werden kann.
Durch Messungen mit einem Spektrumanalysator hatte sich herausgestellt, dass sich das
Frequenzspektrum der Störungen bei den Teilentladungsmessungen bei Betrieb am
Frequenzumrichter hauptsächlich auf den Bereich unterhalb von 200 MHz erstrecken. Da die
Teilentladungsimpulse aber in einem deutlich höheren Frequenzbereich nachgewiesen werden
können, und zwar bis zu mehreren Gigahertz, sollte es möglich sein, diese frequenzmäßig zu
trennen. Deshalb wurde ein Messsystem, bestehend aus zwei selbst aufgebauten
Hochpassfiltern 10. Ordnung, einem HF-Verstärker und einer Ringantenne als Sensor, so
aufgebaut, dass das komplette Störspektrum unterdrückt und die Teilentladungsimpulse im
oberen Frequenzspektrum verstärkt werden.
Mit dem in dieser Arbeit neu aufgebauten TE-Messsystem ist es nicht nur möglich,
Teilentladungen mit der gleichen Empfindlichkeit bei Sinusanregung wie mit konventionellen
industriellen Messsystemen zu erfassen, sondern es gelingt auch der sichere Nachweis von
Teilentladungen in komplexen Prüflingen während des Betriebes am Frequenzumrichter. Für
fast alle Messungen wurde daher das neu aufgebaute TE-Messsystem verwendet. Durch die
starke Störunempfindlichkeit ist es von nun an auch möglich, TE-Messungen mit hoher
Empfindlichkeit in nicht abgeschirmten Räumen durchzuführen.
9 Zusammenfassung 119
Teilentladungsverhalten und Lebensdauer von Twisten
Für grundlegende Untersuchungen zum Teilentladungs- und Alterungsverhalten von
lackisolierten Drähten wurden möglichst einfache kostengünstige Prüfkörper und nicht
komplex aufgebaute Motoren eingesetzt. Im Rahmen dieser Arbeit wurden für diese
grundlegenden Untersuchungen hauptsächlich Twiste nach DIN IEC 815-5 verwendet.
Die Messungen an lackisolierten Twisten mit dem neuen TE-Messsystem zeigen, dass die
Spitze-Spitze Spannung bei periodischen Spannungen die entscheidende Größe für den
Teilentladungseinsatz ist. Es wurde nämlich, unabhängig von der Spannungsform beim
Teilentladungseinsatz, die gleiche Spitze-Spitze-Spannung für den Einsatz der
Teilentladungen gemessen. Dieses Verhalten ist durch einen Raumladungsaufbau in der
Isolation zu erklären und macht klar, weshalb bei steigender Zwischenkreisspannung die
ersten Teilentladungen beim Phasenwechsel der Grundwelle zünden.
Bei sehr hohen Sinusfrequenzen, hier über 2 MHz, findet eine neue Qualität der Degradation
der Isolation, nämlich ein thermischer Durchschlag, statt. Dabei wird der Isolationslack
unabhängig von irgendwelchen anorganischen Modifikationen durch die dielektrische
Erwärmung und durch Teilentladungen so stark erhitzt, dass er quasi verbrennt.
Untersuchungen zum Teilentladungsverhalten bei Motoren
Die Messungen haben gezeigt, dass mit dem entwickelten TE-Messverfahren Teilentladungen
bei Umrichterbetrieb an kompletten Motoren nachgewiesen werden können und unter
günstigen Umständen eine Bestimmung der TE-Quelle möglich ist.
Außerdem wurde gezeigt, dass, wenn Teilentladungen im Betrieb der Maschine auftreten, die
Wicklungslebensdauer erheblich verkürzt wird und der Motor innerhalb weniger Stunden
ausfällt. Dabei ist zu beachten, dass das Teilentladungsverhalten der Motorenwicklung sehr
stark vom konstruktiven Aufbau der Wicklung abhängig ist. Der Wicklungsaufbau sollte
daher möglichst so gestaltet sein, dass eine minimale elektrische Belastung der
Windungsisolation auftritt.
9 Zusammenfassung 120
Die Untersuchungen zeigen aber auch, dass eine betriebssichere Konstruktion von
Wicklungen ohne besonders kostenintensive Maßnahmen, wie zum Beispiel
teilentladungsbeständige Lackdrähte, Lackdrähte mit hoher Lackzunahme oder den Einsatz
von Formspulen für den Betrieb von Niederspannungs-Asynchronmotoren am
690 V-Umrichter möglich ist. Weiterhin sollte man geteilte Wickelköpfe verwenden und
Spulengruppen im Eingang der Ständerstränge vermeiden.
Lebensdauerverhalten von Asynchronmaschinen ohne Phasentrenner
Der Gleichlauf der Messwerte zwischen den einzelnen Kombinationen der Phasen
miteinander und der Kombinationen der Phasen bezüglich des Gehäuses zeigt, das mit allen
durchgeführten integralen dielektrischen Messungen keine sichere Früherkennung, welche
Phase oder welcher Motor durch Teilentladungen als nächstes ausfällt, möglich ist.
Erst durch die Teilentladungsmesstechnik lässt sich ein Gefährdungspotential abschätzen.
Dies resultiert daraus, dass bei dieser Analysemethode lokale Fehlstellen deutlich erkannt
werden können und nicht von Volumeneffekten, wie bei den anderen dielektrischen
Messmethoden, verdeckt werden. Bei einer idealen Tränkung dürften keine Teilentladungen
registriert werden. Ihre Häufigkeit nimmt mit der Verschlechterung der Tränkungsqualität
deutlich zu und hat ihr Maximum bei den ungetränkten Motoren. Deshalb kann man durch die
Teilentladungsintensität sehr gut auf das entsprechende Gefährdungspotential für den
elektrischen Ausfall der Isolierung schließen. Auf die Lebensdauer kann bei den getränkten
Motoren nicht geschlossen werden, da die Größen und genauen Lagen der Fehlstellen nicht
feststellbar sind und noch zu wenig Referenzwerte existieren.
Die reine Feldalterung und die zusätzliche Aufheizung durch die dielektrischen Verluste
spielen bezüglich der Alterungsprozesse meist nur eine untergeordnete Rolle. Solange keine
Teilentladungen vorhanden sind, wird die Lebensdauer der Motoren fast ausschließlich durch
thermische Alterungsprozesse bestimmt. Treten jedoch Teilentladungen auf, kommt es bei
Verwendung von herkömmlichen Isolierlacken schnell zum Ausfall. Erst durch die
Verwendung der neuen Generation von teilentladungsstabilen Isolierlacken kann eine gewisse
Überschreitung der Teilentladungseinsetzspannung und damit das Auftreten von
Teilentladungen toleriert werden. In welchen Umfang eine solche Tolerierung möglich ist,
9 Zusammenfassung 121
werden Untersuchungen mit einer größeren Probenanzahl zeigen müssen. Die bisher
erreichten Lebensdauerwerte von ungetränkten Twisten aus siliziummodifizierten Lackdraht
unter Teilentladungsbedingungen von über 10.000 h bei einer Umgebungstemperatur von
155°C zeigen deutlich, dass es mit dieser neuen Generation von Lackdrähten möglich ist, eine
hohe Betriebssicherheit zu gewährleisten.
Bisher konnte bei Untersuchungen zur elektrischen Alterung der Windungsisolierung von
kompletten Maschinen bei Belastung mit Impulsspannungen oder am Frequenzumrichter die
Teilentladungseinsetzspannung nur abgeschätzt und nicht gemessen werden. Deshalb mussten
oft langwierige und kostenintensive Lebensdauerversuche durchgeführt werden, um eine
entsprechende Lebensdauererwartung der Motoren am Frequenzumrichter praktisch
nachzuweisen zu können. Durch das in dieser Arbeit entwickelte TE-Messsystem ist es jetzt
jedoch möglich, Teilentladungen nicht nur bei Sinus- oder Gleichspannung, sondern auch
direkt während des Betriebes am Frequenzumrichter nachzuweisen. Dies hat den Vorteil, dass
von nun an eine sehr schnelle und präzise Prüfung von unterschiedlichen Motor- und
Isolationdesigns möglich ist. Die Empfindlichkeit des Messsystems ist dabei so hoch, dass in
einem getränkten, mit Standarddrahtlack gewickelten und ohne Phasentrenner aufgebauten
Motor Teilentladungen (beim Betrieb am Frequenzumrichter) bereits über 2.700 h vor dem
Versagen der Isolation nachgewiesen werden konnten. Trotz dieser hohen Empfindlichkeit ist
die Möglichkeit einer genauen Angabe der Restlebensdauer bisher noch nicht gegeben, da
aufgrund der ausgeprägten statistischen Varianz der Isolationsdegration durch
Teilentladungsprozesse an komplexen Motorisolationen eine viel höhere Probenanzahl
untersucht werden muss, als im Rahmen dieser Arbeit möglich war, um eine akzeptable
statistische Sicherheit zu erlangen.
Der Einfluss einer sehr guten Tränkung auf die Lebensdauer von Motoren ohne Phasentrenner
ist erheblich. Wenn die Lebensdauererhöhung durch die Tränkung der mit Standardlackdraht
ausgerüsteten Motoren durch Wahl eines kompatiblen Tränkmittels auch auf Motoren mit
siliziummodifiziertem Drahtlack übertragbar wird, würde deren Lebensdauer, trotz des
Verzichtes von Phasentrennern, Werte im Bereich von 40.000 h erreichen. Damit wird es in
Zukunft möglich sein, Antriebe zu projektieren, die trotz des Verzichts auf Phasentrenner am
400 V-Frequenzumrichter in allen Betriebsarten auf lange Zeit sicher sind.
Literaturverzeichnis 122
Literaturverzeichnis
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