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Johnderson Nogueira de Carvalho
Propagação em áreas urbanas na faixa de UHF Aplicação ao planejamento de sistemas de TV digital.
Dissertação de Mestrado
Dissertação apresentada como requisito parcial para obtenção do título de Mestre pelo Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica da PUC-Rio.
Orientador: Luiz Alencar Reis da Silva Mello
Rio de Janeiro, agosto de 2003.
2
Johnderson Nogueira de Carvalho
Propagação em áreas urbanas na faixa de UHF Aplicação ao planejamento de sistemas de TV digital.
Dissertação apresentada como requisito parcial para obtenção do título de Mestre pelo Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica da PUC-Rio. Aprovada pela Comissão Examinadora abaixo assinada.
Luiz Alencar Reis da Silva Mello Orientador
PUC-RJ
Marco Antonio Grivet Mattoso Moraes PUC-RJ
Erasmus Couto Brasil de Miranda UCL / UCP
Rio de Janeiro, 01 de agosto de 2003.
3
Todos os direitos reservados. É proibida a reprodução total ou parcial do trabalho sem autorização da universidade, do autor e do orientador.
Johnderson Nogueira de Carvalho Graduou-se em Engenharia Elétrica com ênfase em Sistemas Eletrônicos pela UERJ (Universidade do Estado do Rio de Janeiro) em 1995. Trabalhou por dois anos com automação industrial utilizando CLPs e Supervisórios à distância.
Ficha Catalográfica
Carvalho, Johnderson Nogueira de
Estudo de efeitos de propagação em regiões urbanas na faixa de UHF. Comparação de resultados de medidas com métodos de previsão destes efeitos. Estudo de padrões de TV digital. Realização de estudo de caso de planejamento de um sistema de TV digital.
Estudo de efeitos de propagação em regiões urbanas na faixa de UHF. Comparação de resultados de medidas com métodos de previsão destes efeitos utilizando o software NetDimension
Dissertação (Mestrado). Pontifícia Universidade Católica do Rio de Janeiro. Departamento de Engenharia Elétrica
Incluí referências bibliográficas.
1. TV Digital - Teses. 2. Efeitos de Propagação em regiões urbanas na faixa de UHF. 3. Padrões de TV digital. 4. Desempenho e Planejamento.
4
Aos meus pais pela confiança e apoio depositados.
5
Agradecimentos
Ao meu orientador Professor Luiz Alencar Reis da Silva Mello pelo estímulo e
parceria para a realização deste trabalho.
A CAPPES e à PUC-Rio, pelos auxílios concedidos, sem os quais este trabalho
não poderia ter sido realizado.
Aos meus pais, pela educação, atenção e carinho de todas as horas.
Ao meu professor Antonio Romeiro Sapienza pelo encaminhamento e
orientação na escolha do meu curso de mestrado.
Aos meus colegas da PUC-Rio por todo o apoio.
Aos professores que participaram da Comissão examinadora.
A todos os amigos e familiares que de uma forma ou de outra me estimularam
ou me ajudaram.
6
Resumo
Carvalho, Johnderson Nogueira de. Propagação em áreas urbanas na faixa de UHF. Rio de Janeiro, 2003. xxxp. Dissertação de Mestrado - Departamento de Engenharia Elétrica, Pontifícia Universidade Católica do Rio de Janeiro.
A previsão da perda de propagação em áreas urbanas na faixa de UHF
tem crescente importância por suas amplas aplicações em novos sistemas de
telecomunicações. Neste trabalho o problema é analisado com ênfase em
sistemas de TV digital. Dados disponíveis de testes de propagação em cerca de
600 pontos na região da Grande São Paulo foram utilizados para testar modelos
de previsão de aplicação geral propostos na literatura técnica. A partir dos
dados é proposto um ajuste destes modelos para a região em questão e realizada
uma previsão do desempenho de três sistemas atualmente propostos para
implementação da TV digital no Brasil.
Palavras-chave Propagação em regiões urbanas em UHF; TV Digital; Rádio propagação.
7
Abstract
Carvalho, Johnderson Nogueira. Propagation over urban áreas in UHF. Rio de Janeiro, 2003. xxxp. MSc. Dissertation - Departamento de Engenharia Elétrica, Pontifícia Universidade Católica do Rio de Janeiro.
Methods for the prediction of propagation loss in the UHF band in urban
areas are increasingly important for its application in new telecommunication
systems. In this work, the problem is analyzed with focus on digital TV
systems. Available data from propagation measurements at 593 MHz for about
600 sites in the Great São Paulo region are used to test recommended general
purpose prediction methods. Based on this data base, a model fitting applicable
for the measurements regions is proposed. The method derived is used to
predict the performance of the three digital TV technologies currently under
consideration for adoption in Brazil.
Keywords Propagation in urban areas at UHF; Digital TV; Radio propagation.
8
Sumário
1 Introdução 1
1.1. Importância da TV Digital 1
1.2. Propagação de sinais de TV Digital em áreas Urbanas (VHF e UHF) 3
2 Mecanismos e Efeitos de Propagação em VHF e UHF 5
2.1. Mecanismos básicos 6
2.1.1. Propagação no espaço livre – visibilidade 6
2.1.2. Propagação sobre Terra Plana 8
2.1.3. Propagação por Difração 11
2.1.4. Tropodifusão 17
2.2. Efeitos da atmosfera e relevo 19
2.2.1. Refração 19
2.2.2. Efeitos de Multipercurso 21
2.2.3. Obstruções pelo Relevo 22
3 Métodos de previsão cobertura em áreas urbanas 23
3.1. Introdução 23
3.2. Método de Okumura [3] 23
3.3. Método de Hata (Okumura-Hata) [3] 25
3.4. Método de Walfish Ikegami (COST 231) [3, 8] 26
3.5. Método ITU-R P.1546 [2] 29
4 Modelo para previsão de cobertura em regiões urbanas na faixa de TV
Digital 33
4.1. Banco de dados de medidas disponível 33
4.2. Software de previsão de cobertura 34
4.3. Testes do modelo de Okumura-Hata 36
4.3.1. Okumura – Hata 37
4.3.2. Okumura – Hata com Difração Simples 39
4.3.3. Okumura – Hata com Difrações Múltiplas 41
9
4.4. Comparação dos erros 43
4.5. Ajustes do Modelo 44
5 Cálculo de cobertura de sistemas de TV Digital 51
5.1. Aspectos Gerais 51
5.2. Padrões de TV digital 53
5.2.1. Padrão ATSC (Norte-americano) [9] 55
5.2.2. Padrão DVB-T (Europeu) [9] 57
5.2.3. Padrão ISDB (japonês) [9] 60
5.3. Cobertura [13] 64
5.3.1. Tipos de Antenas [13] 64
5.3.2. Área de Cobertura [13] 66
5.4. Limiares de Cobertura 66
5.5. Previsão da cobertura para São Paulo 68
5.5.1. Okumura-Hata 68
5.5.2. Modelo ajustado com difração 70
6 Conclusões 72
7 Referências bibliográficas 74
10
Lista de figuras
Figura 2.1 – Reflexão sobre Terra Plana 8
Figura 2.2 – Reflexão em superfície rugosa (espalhamento) 9
Figura 2.3 – Determinação da diferença de fase entre raios refletidos em superfície
rugosa 9
Figura 2.4 – Difração por obstáculo tipo gume de faca 12
Figura 2.5 – Campo difratado por obstáculo gume de faca 13
Figura 2.6 – Aproximação cilíndrica para um obstáculo isolado 14
Figura 2.7 – Enlace com difração múltipla: classificação dos obstáculos 16
Figura 2.8 – Tropodifusão 18
Figura 2.9 – Cenário de multipercurso 21
Figura 3.1 – Fatores do método de Okumura: (a) atenuação adicional média para
área urbana; (b) correções para outras morfologias 24
Figura 3.2 – Fatores de correção do método de Okumura: (a) para a altura da
antena transmissora; (b) para a altura da antena receptora 25
Figura 3.3 – Parâmetros do modelo de Walfish-Ikegami 27
Figura 4.1(a) – Base de dados topográfica (vista 3D) 35
Figura 4.1(b) – Base de dados topográfica (vista 2D) e pontos de medida 35
Figura 4.2 – Diagramas horizontal e vertical da antena Slot utilizada 36
Figura 4.3 – Dados de configuração do software 36
Figura 4.4 – Okumura-Hata com altura real 38
Figura 4.5 – Okumura-Hata com altura absoluta 38
Figura 4.6 – Okumura-Hata com altura efetiva 39
Figura 4.7 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura real e simples difração 40
Figura 4.8 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura absoluta e simples
difração 40
Figura 4.9 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura efetiva e simples difração
41
Figura 4.10 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura real e múltiplas
difrações 42
11
Figura 4.11 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura absoluta e múltiplas
difrações 42
Figura 4.12 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura efetiva e múltiplas
difrações 43
Figura 4.13 – Gráfico da Perda x distância 44
Figura 4.14 – Gráfico da Perda x altura efetiva 45
Figura 4.15 – Diagrama de espalhamento para o modelo 46
Figura 4.16 – Distribuição de erros para o modelo 46
Figura 4.17 – Gráfico da Perda x distância com d > 3 Km 47
Figura 4.18 – Gráfico da Perda x altura efetiva com d > 3 Km 47
Figura 4.19 – Diagrama de espalhamento para o modelo para d > 3 km 48
Figura 4.20 – Diagrama de erros para o modelo com d > 3 km 48
Figura 4.21 – Diagrama de espalhamento para o modelo para d > 3km e simples
difração 49
Figura 4.22 – Diagrama de erros para o modelo com d > 3km e simples difração49
Figura 5.1 – Modelo OSI de camadas 53
Figura 5.2 – Modelo de referência ITU para a Televisão Digital 54
Figura 5.3 – Sistema ATSC 55
Figura 5.4 – Modulação 8-VSB 56
Figura 5.5 – Sistema DVB 57
Figura 5.6 – Diagrama funcional do DVB-T 60
Figura 5.7 – Sistema ISDB 60
Figura 5.8 – Segmentação de banda no ISDB-T 62
Figura 5.9 – Lay-out básico das medidas do Limiar da relação C/N 67
Figura 5.10 – Analise da intensidade de cobertura utilizando o modelo de OH 69
Figura 5.11 – Analise da cobertura utilizando o modelo de OH 69
Figura 5.12 – Analise de intensidade de campo com o modelo de múltiplas
difrações 70
Figura 5.13 – Analise de cobertura utilizando o modelo de múltiplas difrações 70
Figura 5.14 – Análise de intensidade de campo utilizando o modelo de simples
difração 71
Figura 5.15 – Analise de cobertura utilizando o modelo de simples difração 71
12
Lista de tabelas
Tabela 2.1 – Características de propagação por faixa de freqüência 6
Tabela 3.1 – Desvio padrão da variação da localização em 100 MHz 30
Tabela 3.2 – Desvio padrão da variação da localização em 600 MHz 30
Tabela 3.3 – Desvio padrão da variação da localização em 2000 MHz 30
Tabela 4.1 – Resumo da comparação dos erros 43
Tabela 4.2 – Resumo da comparação do erro para o novo modelo 50
Tabela 5.1 – Modos de operação COFDM do DVB 58
Tabela 5.2 – Modos de operação do ISDB-T 61
Tabela 5.3 – Codificação de áudio 63
Tabela 5.4 – Ganho da antena e perda por alimentação 64
Tabela 5.5 – Valor médio de perda devido à penetração dos edifícios 65
Tabela 5.6 – Variação da localização em macro escala 65
Tabela 5.7 – Relação portadora – ruído de limiar 67
Tabela 5.8 – Limiares da relação C/N dos padrões de TV 68
Lista de Abreviaturas
VHF – Very High Frequency
UHF – Ultra High Frequency
ITU – International Telecommunication Union
SHF – Super High Frequency
PCS – Personal Communication System
DVB – Digital Video Broadcasting
ISDB – Integrated Services Digital Broadcasting
ATSC – Advanced Television Systems Committee
CDMA – Coded Division Multiple Access
TDMA – Time Division Multiple Access
NTSC – National Television System Committee
PAL – Phase Alternating Line
SECAM – SEquencial Couleur Avec Memoire
SFN – Single Frequency Network
COFDM – Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing
ATM – Asynchronous Time Division Multiplexing
SDH – Synchronous Digital Hierarchy
PDH – Plesiochronous Digital Hierarchy
OSI – Open System Interconnection
ISDN – Integrated Services Digital Network
MPEG – Motion Picture Experts Group
QAM – Quadrature Amplitude Modulation
VSB – Vestigial Side Band
DTH – Direct To Home
MMDS – Multichannel, Multipoint Distribution System
LMDS – Local Multipoint Distribution System
FEC – Forward Error Correction
QPSK – Quadrature Phase Shift Keying
14
1 Introdução
Um assunto extremamente atual e importante é o estudo de sistemas de TV
digital, sua importância e benefícios. Um dos fatores preponderantes para sua
comercialização no País reside no estudo de viabilidade em função da tecnologia a
ser adotada, custos de implantação e preço final para o mercado consumidor.
Um dos requisitos necessários para o correto dimensionamento deste
problema é a existência de métodos e ferramentas precisas para o cálculo de
cobertura e análise de desempenho dos diferentes sistemas atualmente propostos
para adoção no Brasil.
Nesta dissertação estaremos abordando o problema da previsão da perda de
propagação em regiões urbanas na faixa de freqüências da TV digital e do cálculo
da cobertura rádio elétrica resultante.
1.1. A importância da TV Digital
Muitos são os fatores que criam a necessidade e a urgência da implantação
da TV digital no País. Para entendê-los é preciso definir exatamente o que é a TV
digital, que se baseia na proposta de inserção de tecnologia digital aplicada ao
serviço de TV.
Analisando o sistema usual de TV, podemos dizer que ele é composto pelos
seguintes componentes: “estúdio”, processo de radiodifusão e sistema de
recepção.
Como estúdio entendemos a parte que envolve toda a produção dos sinais de
TV (gravação das cenas, edição, reportagens externas, armazenamento de vídeos,
entre outras). O processo de radiodifusão, comumente chamado de broadcast, que
hoje é realizado de forma analógica, trata da transmissão e efeitos do meio
propriamente dito. O sistema de recepção é o mais transparente para o usuário
final sendo composto pelo aparelho de TV propriamente dito mais a antena
receptora.
2
A parte que engloba o ambiente de estúdio já está a algum tempo sendo
gradualmente digitalizado. O que tem sido objeto dos estudos atuais é, portanto, a
digitalização da etapa de radiodifusão e as respectivas interfaces, tanto do lado do
estúdio quanto do usuário final.
A transmissão de sinais de televisão em forma digital proporciona uma
melhor qualidade de imagem e de som ao telespectador. Adicionalmente, a
imagem poderá ser mais larga que a atual (relação de aspecto maior);
eventualmente com um maior grau de resolução (alta definição) e um som estéreo
de qualidade. Existem mais outras vantagens que realmente valorizam a inserção
da TV Digital no mercado como, por exemplo, sistemas de múltiplos programas
por canal; menu contendo toda a grade de programação para seleção de
programas; interatividade. As pessoas poderão obter informações adicionais sobre
o que estiver sendo veiculado, como, por exemplo, placar dos jogos do
campeonato enquanto se assiste a uma partida de futebol ou a “ficha técnica” de
algum produto que estiver sendo exibido. A televisão poderá ser utilizada para
comprar produtos, consultar acervos bibliográficos ou enviar e receber
mensagens. Em programas de auditório, as pessoas poderão participar de suas
casas, tendo as suas imagens transmitidas a partir de uma câmera de baixo custo.
Com a possibilidade de utilização de mais canais e mais programas por canal,
poderá haver uma proliferação de ofertas atendendo a diferentes necessidades e
interesses.
A tecnologia digital abre, portanto, um leque amplo de novas possibilidades.
Deve-se observar, porém, que existem algumas restrições. As alternativas não são
todas simultaneamente realizáveis, nem auto-realizáveis, implicando na
necessidade de estabelecimento de regras e padrões que maximizem as
potencialidades do sistema.
No momento três padrões principais estão sendo considerados para adoção
no Brasil: o sistema ATSC, de origem norte-americana, o sistema europeu DVB-T
e o sistema japonês ISDB. Além, mais recentemente foi aventada a possibilidade
da criação de um padrão brasileiro, que incorporaria características de um ou mais
destes padrões, mas conteria também especificidades mais adequadas à nossa
realidade.
3
1.2. Propagação de sinais de TV Digital em áreas Urbanas em VHF e UHF
De acordo com a recomendação do ITU-R BT. 798-1 [1], as faixas de
atuação da TV Digital recomendadas estão localizadas entre 30MHz e 3GHz,
portanto, as faixas de VHF e UHF. As faixas recomendadas são as mesmas já
utilizadas atualmente na radiodifusão da TV analógica. Deve ser prevista,
portanto, a convivência entre os dois sistemas.
Os modelos empíricos de Okumura-Hata e ITU-R P.1546 [2], são os mais
utilizados para análise de propagação em regiões urbanas nessas faixas de
freqüência. Entretanto, como modelos empíricos, utilizam coeficientes ajustados
experimentalmente com base em medidas de regiões e ambientes específicos ou
genéricos. Idealmente, para permitir uma maior precisão no cálculo de cobertura
de sistemas reais, estes coeficientes devem ser ajustados com base em medidas
realizadas na região onde o sistema será implantado.
Neste trabalho são realizados testes do modelo de Okumura-Hata utilizando
o banco de medidas realizadas na região da Grande São Paulo pelo Instituto
Presbiteriano Mackenzie, numa parceria ABERT/SET/Mackenzie. Os resultados
finais foram publicados no website da ANATEL e são de domínio público. A
partir dos testes foi realizado um ajuste dos parâmetros do modelo, combinado
com efeitos adicionais de difração, que forneceu boa precisão para a região de
interesse. Os modelos propostos foram utilizados para prever a cobertura de cada
um dos sistemas atualmente propostos na região de São Paulo.
1.3. Organização do trabalho
Em seqüência a esta introdução o capítulo 2 apresenta os modelos clássicos
de propagação para a faixa de UHF. O capítulo 3 apresenta uma breve revisão dos
métodos de previsão da perda de propagação em áreas urbanas, com ênfase nos
modelos de Okumura-Hata e ITU-R P. 1546 que mais se adequam à previsão de
propagação na faixa da TV digital [2]. O capítulo 4 apresenta o banco de dados
disponível, os testes realizados e detalha todos os passos para a construção de um
modelo ajustado localmente. O capítulo 5 apresenta um breve resumo dos padrões
de TV digital utilizados hoje no mundo e os exercícios de previsão de cobertura
4
para a Grande São Paulo com base tanto no modelo de Okumura Hata como nos
modelos propostos neste trabalho. O capítulo 6 apresenta as conclusões e
sugestões para trabalhos futuros.
2 Mecanismos e Efeitos de Propagação em VHF e UHF
Consideremos inicialmente duas definições importantes para a
caracterização canal de rádio-propagação. Uma dessas definições é a de
mecanismos de propagação, que são responsáveis pela perda de média propagação
média no canal e que determinam o nível médio de sinal recebido, sendo
considerados no cálculo de enlace ou cobertura; a outra definição é a dos efeitos
de propagação, que são responsáveis por flutuações do sinal recebido (reforços e
desvanecimentos) e considerados na estimativa de desempenho e cálculo da
margem requerida pelo sistema.
A propagação se dá por diferentes mecanismos e efeitos dependentes da
faixa de freqüências utilizada e distâncias consideradas. Um resumo destas
características pode ser visualizado na tabela 2.1 [3].
Dentre os mecanismos e efeitos citados na tabela 2.1, são de interesse neste
trabalho aqueles relevantes nas faixas de UHF e VHF, que são as faixas utilizadas
para a radiodifusão da TV Digital. Verificamos que os mecanismos são
praticamente os mesmos e os efeitos da atmosfera e do terreno diferem apenas na
presença dos dutos da faixa alta de UHF e o espalhamento troposférico em VHF.
Como a maioria das medidas obtidas em nosso banco de dados foi realizada
na faixa de UHF e, pela similaridade da influência da atmosfera e do terreno nas
duas faixas, vamos discutir neste trabalho os mecanismos na faixa de UHF.
Os mecanismos importantes para a nossa análise, portanto, são a propagação
em visibilidade, a reflexão, a difração e a tropodifusão, enquanto que os efeitos a
serem considerados são os de refração, multipercurso e obstruções locais pelo
relevo e vegetação.
6
Freqüências Mecanismos de propagação Efeitos da atmosfera e do terreno
ELF 30 - 300 Hz
Onda “guiada” entre a ionosfera e a superfície da Terra e refratada até grandes profundidades no solo e no mar
Atenuação em 100 Hz entre 0,003 e 0,03 dB/km sobre o solo e de 0,3 dB/km sobre a água do mar
VLF 3 - 30 kHz
Onda “guiada” entre a camada D da ionosfera e a superfície da Terra e refratada no solo e no mar
Baixas atenuações sobre o solo e no mar
LF 30 - 300 kHz
Onda “guiada” entre a camada D da ionosfera e a superfície da Terra até 100 kHz, onda ionosférica tornando-se distinta acima desta freqüência.
Desvanecimento em distâncias curtas devido à interferência entre a onda ionosférica e a de superfície
MF 300 - 3000 kHz
Onda de superfície a curta distância e em freqüências mais baixas e onda ionosférica a longa distância
Atenuação da onda de superfície reduz sua cobertura a 100 km; onda ionosférica forte à noite.
HF 3 – 30 MHz
Onda ionosférica acima da distância mínima; onda de superfície a distâncias curtas.
Comunicação muito dependente do comportamento da ionosfera; onda de superfície bastante atenuada.
VHF 30 - 300 MHz
Propagação em visibilidade; difração; tropodifusão (ondas espaciais).
Efeitos de refração; difração pelo relevo; espalhamento troposférico.
UHF 300 - 3000 MHz
Propagação em visibilidade; difração; reflexão e tropodifusão.
Efeitos de refração; multipercursos e dutos (faixa alta); difração e obstrução pelo relevo e vegetação.
SHF (3 - 30 GHz)
Propagação em visibilidade Desvanecimento por multipercursos; atenuação por chuvas (acima de 10 GHz); obstrução pelo terreno.
EHF 30 - 300 GHz
Propagação em visibilidade Desvanecimento por multipercursos; atenuação por chuvas; absorção por gases; obstrução por edificações.
Tabela 2.1 – Características de propagação por faixa de freqüência
2.1. Mecanismos básicos
Serão descritos a seguir alguns mecanismos importantes para a compreensão
da rádio-propagação, especialmente em radiodifusão de TV.
2.1.1. Propagação no espaço livre – visibilidade
O caso mais simples de propagação, no qual transmissor e receptor estão
imersos em um espaço livre de obstruções em qualquer direção e o campo elétrico
é calculado em um ponto qualquer de observação. O mecanismo de propagação
determinante é o de propagação em visibilidade. Embora a propagação em espaço
livre seja uma situação bastante particular, o seu entendimento e cálculo são úteis
para que se desenvolvam expressões mais complexas e que possam melhor definir
a propagação em diferentes ambientes e para diferentes sistemas. Também, sua
7
expressão pode servir como uma base de comparação com expressões mais
complexas.
A perda (atenuação) de propagação é determinada pela relação entre a
potência recebida e a potência transmitida. Inicialmente, será calculada a perda de
propagação entre antenas isotrópicas (irradiação uniforme em todas as direções) e,
posteriormente, será inserido o ganho das antenas.
A densidade de potência calculada a uma distancia d (em campo distante)
do transmissor isotrópico é dada pela expressão (2.1), onde o ganho GT é igual à
unidade. A potência recebida é calculada da forma já mostrada no
desenvolvimento da expressão 2.2). Aqui, no cálculo da área efetiva de recepção,
o ganho GR é também igual à unidade. Então:
2TT
d4GP
sπ
= (2.1)
[W] 120G
2E P
4G.
120EA.sP R
2
RR
22
eR
πλ
=∴π
λπ
== (2.2)
Como a perda básica de transmissão em espaço livre é definida como a
razão entre as potências recebidas e transmitida para antenas isotrópicas, vem:
2
T
R
d4PP
πλ
= (2.3)
Expressando em decibéis, temos a atenuação em espaço livre para antenas
não isotrópicas que é dada por:
]dBi[G]dBi[G]GHz[flog20]km[dlog2044,92]dB[L RTfs −−++= (2.4)
Onde dBi é o ganho, em dB, em relação ao ganho da antena isotrópica
(unitário).
8
2.1.2. Propagação sobre Terra Plana
Consideremos agora a presença da terra, tendo uma modelagem inicial plana
e perfeitamente lisa. A figura (2.1) exemplifica como funciona esse mecanismo
tendo um raio direto e um refletido.
Figura 2.1 – Reflexão sobre Terra Plana
A potência recebida é dada pela aproximação de Norton [3]:
2jjRT
2
T
R e).w(F)R1(e.R1GGd4P
P ϕ∆ϕ∆ −++
πλ
≅ (2.5)
Nesta expressão é possível identificar uma onda direta, uma com reflexão e
uma onda de superfície atenuada.
Na situação de campo distante (d >> 1 e d >> hR, hT) algumas
aproximações podem ser feitas e a perda em dB tem a seguinte expressão:
]dBi[G]dBi[G]m[hlog20]m[hlog20]m[dlog40]dB[L RTRT −−−−= (2.6)
Se a superfície refletora não é lisa, a onda refletida não possuirá direção
única. O que ocorre é um espalhamento (difusão) da energia incidente, em várias
direções, causado pela irregularidade (rugosidade) da superfície refletora. A
Figura 2.2 ilustra o espalhamento de uma frente de onda plana (representada pelos
raios incidentes paralelos) refletida em uma superfície rugosa.
9
Figura 2.2 – Reflexão em superfície rugosa (espalhamento)
Observa-se na Figura 2.2 que, embora a lei de reflexão continue válida
(ângulo de incidência igual ao ângulo de reflexão), como a superfície é irregular,
haverá inúmeros ângulos de incidência, distribuídos de maneira desordenada,
dando origem a inúmeros ângulos de reflexão. Isso constitui o espalhamento da
energia. O efeito prático da reflexão assim gerada (reflexão difusa) é que menos
energia será acoplada ao receptor. Foi desenvolvido um critério prático para a
avaliação da rugosidade de uma superfície. Seja a Figura 2.3 a seguir [4].
Figura 2.3 – Determinação da diferença de fase entre raios refletidos em superfície
rugosa
Demonstra-se que a diferença de comprimento entre os dois percursos, (AB
+ BC) e (A’B’ + B’C’) é dada por:
Ψ=Ψ−Ψ
=∆ send2)]2cos(1[sen
dl (2.7)
A diferença de fase entre os percursos será, então:
Ψλπ
=∆λπ
=φ∆ send4l2 (2.8)
onda raios refletidos (θi)
θ )
10
Se d << λ, ∆φ é pequeno e pode-se considerar a superfície como sendo lisa.
O critério prático consiste em assumir que a superfície é rugosa quando ∆φ ≥ π/2
o que leva a:
Ψλ
≥sen8
d , conhecido por Critério de Rayleigh (2.9).
Ou, se ψ é suficientemente pequeno : senψ ≅ ψ, que leva o critério a ser
expresso por Ψλ
≥8
d (2.10)
A rugosidade é, portanto, determinada pela diferença de fase entre raios que
atingem diferentes pontos da superfície (com elevações distintas). Dessa forma, o
espalhamento da energia está sendo analisado através da diferença de fase entre
raios. Quanto menor a diferença (determinada pela relação entre o desnível d e o
comprimento de onda λ), mais lisa é a superfície e menor será o espalhamento por
ela causado. O que ocorre na prática é que, pela característica irregular do perfil
das rugosidades, o desnível d é tratado como uma variável aleatória e o seu desvio
padrão σh passa a ser a medida de quão acentuada é a rugosidade da superfície.
Substituindo d por σh na expressão (2.8), é definido o parâmetro C.
Ψλ
πσ= sen
4C h (2.11)
Para Ψ pequeno : Ψλ
πσ≅ h4
C (2.12)
Um critério usual é o seguinte :
C < 0,1 → superfície lisa;
C > 10 → superfície muito rugosa, de forma que o espalhamento é tão
grande que pode-se desconsiderar a componente refletida, pois
é desprezível a energia acoplada ao receptor através de
reflexão.
11
Para valores de C entre 0,1 e 10, é definido o coeficiente de espalhamento: 2/C
e
2
eC −= , obtido empiricamente. O coeficiente de reflexão especular é então
corrigido pelo coeficiente de espalhamento, resultando no coeficiente de reflexão
especular a ser usado :
RC'R e= (2.13)
2.1.3. Propagação por Difração
O fenômeno da difração pode ser entendido com base no princípio de
Huygens, descoberto em 1678 pelo holandês Christiaan Huygens. O referido
princípio considera que cada ponto de uma dada frente de onda age como se fosse
uma fonte puntiforme de ondas. A nova frente de onda (num ponto posterior), é
determinada pela superfície envoltória de todas estas ondículas esféricas emitidas
por estas fontes puntiformes que se propagaram durante o intervalo pertinente.
Vamos analisar os casos de difração por um obstáculo e múltiplos
obstáculos que são relevantes para o nosso trabalho [12].
2.1.3.1. Difração por um obstáculo isolado do tipo gume de faca
O método mais simples para o cálculo do efeito de um obstáculo no
percurso do rádio elétrico (ótica de raios) entre o transmissor e o receptor é
baseado na teoria da difração de Fresnel-Kirchoff e considera o obstáculo como
um anteparo de espessura elementar e dimensão lateral infinita, posicionado
perpendicularmente ao plano de propagação. A teoria, heurística, baseia-se na
suposição de que o campo em qualquer ponto situado após o obstáculo pode ser
calculado como a composição de campos elementares gerados por fontes virtuais
situadas sobre a frente de onda incidente sobre o obstáculo, como ilustrado na
figura 2.4.
12
du
d1d2Tx
Rx
r
u1
uo
0
u
-H
Figura 2.4 – Difração por obstáculo tipo gume de faca
Assume-se que cada elemento de linha du da frente de onda gera uma onda
esférica, cuja amplitude decai com a distância de forma a ser determinada, ou seja,
duerf
CdE rjk0
)(−= (2.14)
O campo total no ponto de recepção é dado pela integral das contribuições
dos elementos de linha.
∫−
= 1
0
0u
u
rjk
du)r(f
eCE (2.15)
Empregando as seguintes aproximações para campo distante do anteparo:
na amplitude 2dr ≅
na fase 21
2122 dd2
ddudr
++≅
e usando as integrais de Fresnel
13
∫ −=−v
dvvjvjSvC0
2 )2/exp()()( π
onde
∫ π−=v
0
2 dv)2/vcos()v(C ∫ −=v
dvvvS0
2 )2/sen()( π (2.16)
tem-se
−−
−= − )v(S
21j)v(C
21e
2E
E 00d/jk0 20 com
RH2v −≅ (2.17)
sendo H definido como a folga do obstáculo e R denominado raio da 1ª zona
de Fresnel. Utilizando uma aproximação para as integrais de Fresnel, é possível
mostrar que [3].
( ) 7,0 ; 1,011,0log209,6]dB[L 2d −>ν
−ν++−ν+= (2.18)
A expressão final de atenuação, incluindo a atenuação de espaço livre é,
então:
( ) 7,0 ; 1,011,0log209,6LLL]dB[L 2fsdfs −>ν
−ν++−ν++=+≅ (2.19)
Um exemplo de campo difratado por um obstáculo gume de faca é mostrado na
Figura 2.5
Figura 2.5 – Campo difratado por obstáculo gume de faca
-3 -2 -1 0 1 2 3-25
-20
-15
-10
-5
0
5( )0E/Elog20
14
2.1.3.2. Difração por um obstáculo isolado e arredondado
O método para o cálculo da perda por difração devida a um obstáculo
isolado é baseado na teoria geométrica da difração, sendo o obstáculo modelado
por um cilindro circular posicionado transversalmente à linha de visada direta
entre as antenas. A forma do obstáculo é caracterizada pelo raio de curvatura (r0)
do topo. O topo do obstáculo é definido como a parte do contorno longitudinal
compreendida entre os pontos (Q1 e Q2), determinados pelos horizontes das
antenas, como ilustrado na Figura 2.6, que mostra ainda os demais parâmetros
geométricos do método de cálculo.
H
r00r
Q Q1 2
θP
RT
S S1 2
Figura 2.6 – Aproximação cilíndrica para um obstáculo isolado
A atenuação adicional pela difração em um obstáculo isolado é dada por
Aad(dB) = J(V0) + T(θ) + Q
ξ (2.20)
O primeiro termo na expressão acima corresponde à atenuação adicional por
um obstáculo de raio de curvatura nulo ( ou obstáculo "gume de faca"). Os demais
termos da expressão (1) são fatores de correção para levar em conta a curvatura do
obstáculo [3]: 432 8,06,322,7)(T θ−θ+θ−θ=θ (2.21)
1
3/10
3/2
Rr
826,0λ
=ρ (2.22)
15
4;log2066,17
40;5,120;/)(T
)(Q>χχ−−χ
<χ≤χ<χ≤ρ−ρρχ
=χ (2.23)
3/1
00
r2
V
λπ
θ≅π
ρ=χ (2.24)
A aproximação "gume de faca" implica num cálculo otimista da perda por
difração sendo portanto, em alguns casos, importante a determinação do raio de
curvatura do obstáculo. Isto é feito através da determinação, pelo método dos
mínimos quadrados, do raio do arco de círculo que aproxima os pontos do topo do
obstáculo entre os horizontes das antenas (pontos Q1 e Q2 na figura 4.9). Tal
procedimento exige que se conheça, com boa precisão, o perfil longitudinal do
obstáculo.
2.1.3.3. Difração por obstáculos múltiplos
No caso de percursos difratados por obstáculos múltiplos, diversos métodos
empíricos ou semi-empíricos são encontrados na literatura para o cálculo da perda
por difração. Dentre eles, o único que considera o efeito da curvatura dos
obstáculos é o método atualmente recomendado pelo ITU-R.
O primeiro passo para a aplicação do método do ITU-R consiste na
identificação dos obstáculos e sua classificação em principais e secundários. O
primeiro obstáculo principal é aquele que define o horizonte do transmissor, o
segundo aquele que define o horizonte do primeiro e assim sucessivamente, até o
receptor. Este processo, conhecido como método da "corda esticada", é ilustrado
na figura 2.7, onde é mostrado de forma esquemática um enlace com três
obstáculos principais. Definem-se como sub-enlaces as seções do percurso entre
cada dois obstáculos principais consecutivos. Obstáculos contidos em sub-enlaces
são classificados como obstáculos secundários. A atenuação total por difração
múltipla é dada por:
NM
1jadS
N
1iadPad C)dB(A)dB(A)dB(A
ji ∑∑==
++= (2.25)
16
TOS 1
OP1
OPOS
OP2
3
2
R
a b c d e f g
a) Obstáculos múltiplos
T R
a b c d e f g
S3
S4
S2
S1
H
H
H1
2
3
b) Obstáculos principais
T
OP1
OP
OP3
2
R
a b c d e f g
H
H
1
2
c) Obstáculos secundários
Figura 2.7 – Enlace com difração múltipla: classificação dos obstáculos
O primeiro somatório na expressão (2.27) corresponde à contribuição dos
obstáculos principais. Cada termo está associado a um obstáculo principal, e é
calculado como se este fosse um obstáculo isolado num enlace fictício, cujos
extremos são os vértices, anterior e posterior ao obstáculo, da linha poligonal
(corda esticada) que une o transmissor ao receptor passando por todos os
obstáculos principais [3]:
A adP i = J(V i ) + T (θ i) + Q (ξ i) (2.26)
onde
17
)SS(
SS2RH2
1ii
1ii
i1
ii
+
+λ
θ≅=ν (2.27a)
i1
3/10
3/2
i R
r826,0 i
λ=ρ (2.27b)
3/1
i0ii
r2
λπ
θ≅π
ρν=χ (2.27c)
Os parâmetros H1, R1i , θi , r0i , Si e Si+1 são, respectivamente, a folga, raio
da 1a zona de Fresnel, ângulo entre as tangentes ao topo, raio de curvatura e
distâncias ao topo do i-ésimo obstáculo (ver figuras 1 e 2). Na prática, os valores
de Si podem ser aproximados por suas projeções horizontais. Por exemplo, com
referência ao exemplo da figura 2b, S1=a+b, S2=c, S3=d+e+f e S4=g.
O segundo somatório corresponde à contribuição dos obstáculos
secundários. Apenas um obstáculo secundário é considerado em cada sub-enlace,
aquele que provoca maior atenuação, no caso do dimensionamento de enlaces, ou
aquele que provoca menor atenuação, no caso do cálculo de interferências. Cada
termo é calculado como se este fosse um obstáculo isolado "gume de faca" num
enlace fictício, cujos extremos são os topos dos obstáculos principais adjacentes
ao obstáculo secundário. No caso do primeiro sub-enlace, os extremos são o
transmissor e o primeiro obstáculo principal, e no caso do último sub-enlace, o
último obstáculo principal e o receptor.
AadSj(dB) = J(Vj) (2.28)
Finalmente, o termo CN é um fator de correção (redutor) empírico da
atenuação total, dado por
++++
++++=
+
+)SS)......(SS)(SS)(SS(
)S.......SSS)(S.....SS(C
1NN433221
1N321N32N (2.29)
A literatura do ITU-R cita outras metodologias de difração que por não serem objeto do nosso estudo, não serão citadas neste trabalho.
2.1.4. Tropodifusão
Numa atmosfera homogênea ou estratificada, o campo recebido além do
horizonte do transmissor é devido à difração. Numa atmosfera turbulenta, pode
18
ocorrer também o fenômeno de tropodifusão, no qual o sinal refletido ou refratado
por irregularidades (bolhas) na troposfera atinge o receptor além do horizonte do
transmissor. Este mecanismo produz sinais significativos na faixa de UHF, que
tanto são utilizáveis em sistemas de comunicação como podem constituir-se em
efeitos interferentes entre sistemas.
As irregularidades constituem-se de "bolhas" de índice de refração
aproximadamente uniforme, localizadas e em movimento numa certa região da
troposfera. Quando tanto a antena transmissora como a receptora são apontadas
para esta região, é possível estabelecer comunicação. O processo é ilustrado na
figura 2.8.
Figura 2.8 – Tropodifusão
A relação entre a potência transmitida e recebida num sistema em
tropodifusão é obtida a partir da complexa teoria da propagação em meios
turbulentos. O resultado final é da forma [3]
2'24
⋅=
λπ
λl
dA
PP
T
R (2.30)
onde d(km) é a distância entre o transmissor e o receptor, A(m2) é a área de
abertura das antenas (supostas iguais), λ(m) o comprimento de onda e l' (m) o
tamanho de escala da turbulência.
19
Para as distâncias e faixas de frequência envolvidas neste trabalho o efeito
da tropodifusão não se torna relevante, consequentemente não será levado em
conta na construção do nosso modelo.
2.2. Efeitos da atmosfera e relevo
Os efeitos citados para a análise que faremos serão a Refração, os
multipercursos, a difração e obstruções pelo relevo.
2.2.1. Refração
A refração é um efeito da modificação da direção de uma onda que,
passando através de uma interface que separa dois meios, tem, em cada um deles,
diferentes velocidades de propagação.
Em condições normais de céu claro (ausência de chuvas), o índice de
refração da troposfera, que depende da pressão, temperatura e umidade relativa do
ar, é ligeiramente superior à unidade (≈ 1,0003) e decresce lentamente com a
altura. Na direção paralela à superfície da terra, o índice de refração sofre
variações muito mais lentas do que com a altura podendo, em condições normais,
ser considerado aproximadamente constante por algumas dezenas de quilômetros.
Nestas freqüências, variações não desprezíveis do índice de refração ocorrem em
distâncias comparáveis com o comprimento de onda.
O decréscimo do índice de refração com a altura provoca um encurvamento
da trajetória das ondas rádio na direção da superfície da terra. Condições anormais
de temperatura e umidade relativa provocadas por efeitos meteorológicos podem
provocar variações abruptas ou decréscimos muito acentuados do índice de
refração com a altura. A ocorrência de variações abruptas do índice de refração
pode provocar reflexão parcial dos sinais de rádio. A ocorrência de reflexões
parciais ou dutos tanto pode provocar regiões de sombra no receptor como
multipercurso atmosférico (diversos raios interferentes atingindo o receptor), ou
ainda provocar interferências em receptores de outros enlaces distantes.
A presença de irregularidades (variações espaciais de pequeno tamanho de
escala) no índice de refração da troposfera provoca espalhamento e reflexões
20
múltiplas das ondas de rádio. Este efeito pode ser utilizado como mecanismo de
propagação para sistemas de baixa e média capacidade e longo alcance em VHF e
UHF (sistemas de tropodifusão) mais também é um mecanismo gerador de
interferências.
O índice de refração modificado transforma o problema da terra esférica
numa geometria modificada equivalente à terra plana. Este não é, entretanto, o
único mapeamento possível, nem o mais conveniente para aplicações em
engenharia.
O método clássico utilizado para levar em consideração os efeitos da
refração atmosférica introduz o conceito de raio equivalente da terra. Através
deste método, é possível traçar uma superfície sobre a qual a trajetória do raio é
uma reta, mantendo-se as distâncias verticais entre a trajetória e a superfície da
terra e as distâncias horizontais em relação às antenas.
O raio equivalente da terra ae é normalmente representado na forma
kaae =
dzdna
dzdnaan
ank+
≅+
=1
1
)(
)( (2.31)
Deve supor que o raio da terra é maior do que seu valor real por um fator k
de 4/3. Isto permite dobrar-se a refratividade das ondas de rádio para a terra.
Na atmosfera padrão, ou normal,
kmnuniddzdn /.1040 6−×−= 3/4=k kmae 8500=
kmnuniddzdN /.40−= e kmnunid
dzdM /.117=
Entretanto, em condições reais, variações significativas ocorrem na
troposfera. Quando o gradiente do índice de refração é maior que -40 unidades
N/km, o encurvamento dos raios é menor que na atmosfera padrão e a condição é
dita sub-refrativa. Quando o gradiente do índice de refração é menor que -40
unidades N/km, o encurvamento dos raios é menor que na atmosfera padrão e a
condição é dita super-refrativa.
21
2.2.2. Efeitos de Multipercurso
Em ambientes o sinal que chega ao receptor é fruto da composição de ondas
eletromagnéticas que percorreram diversos percursos distintos entre transmissor e
receptor, através de diferentes mecanismos de propagação. No que se refere à
frequência, a faixa de frequências escolhida para sistemas de radiodifusão é
favorável à propagação do sinal transmitido através de mecanismos de reflexão,
difração, espalhamento e visada direta. Nas grandes áreas urbanas, edifícios
representam obstáculos nos quais a onda propagante pode refletir-se ou difratar-
se, conforme indica a figura 2.9 que, embora ilustre um sistema móvel, serve para
o nosso exemplo de multipercusos. Como a unidade móvel está, em geral, imersa
no ambiente, ela receberá raios através dos vários mecanismos de propagação
gerados pelo ambiente. Os vários raios refletidos no ambiente urbano são os
principais causadores do multipercurso.
Figura 2.9 – Cenário de multipercurso
No receptor, os campos associados aos diferentes percursos somam-se
vetorialmente e produzem um campo resultante oscilante. A queda no nível do
sinal recebido devido ao multipercurso é conhecida por desvanecimento em
pequena escala.
Podemos resumir os efeitos do multipercurso em seus aspectos positivos e
negativos:
Positivos: A principal vantagem da propagação com multipercursos é que
permite uma comunicação uniforme quando o transmissor e o receptor não estão
difração
reflexão
22
em visibilidade. Os multipercursos permitem o sinal chegar no seu destino
ultrapassando os obstáculos (montanhas, prédios, túneis, estacionamentos
subterrâneos, etc) mantendo assim relativamente estável a cobertura do sinal.
Negativos: Os multipercursos causam também muitas perturbações no sinal.
Os três principais são retardo na propagação, interferências entre percursos
diferentes vindos do transmissor, com criações de rápidas flutuações na recepção
do sinal (Desvanecimento de Rayleigh); e modulação aleatória da freqüência
devido ao deslocamento Doppler nos diferentes percursos.
2.2.3. Obstruções pelo Relevo
O conhecimento da morfologia da região é de extrema importância no
planejamento de cobertura da mesma. Os prédios e a vegetação influenciam
grandemente o resultado da propagação.
O desvanecimento em larga escala, também conhecido por sombreamento,
está mais relacionado a obstruções naturais (relevo e vegetação) e a construções,
como casas e edifícios, que fazem com que o móvel fique em uma região de
sombra eletromagnética (ou de nível de sinal bastante reduzido) quando há
obstrução. Quando é obstruído, o sinal chega ao receptor basicamente através de
difração e espalhamento, e a amplitude do sinal assim recebido segue uma função
de densidade de probabilidade (fdp) Normal (ou log-normal, em dB), ou
Gaussiana.
Em síntese, os principais efeitos que são relevantes, atuantes na faixa de
UHF são a refração, difração e multipercursos onde serão analisadas a sua
aplicabilidade e interferências nos métodos de previsão destes efeitos. Os Dutos
ocorrem mais na faixa alta de UHF que não serão explorados neste trabalho.
3 Métodos de previsão cobertura em áreas urbanas
3.1. Introdução
Em regiões urbanas o terreno sobre o qual se dá à propagação apresenta
topografia variada, vegetação e construções distribuídas de forma aleatória.
Embora o cálculo da perda de propagação possa ser realizado, ainda que com
precisão limitada, utilizando técnicas como a do traçado de raios ou soluções
numéricas para aproximações da equação de onda (como a equação parabólica),
os métodos mais utilizados para cálculo de cobertura são empíricos ou semi-
empíricos.
Veremos neste capítulo os métodos de previsão da perda de propagação
mais utilizados para a faixa de freqüências de TV digital [2,10,11].
3.2. Método de Okumura [3]
O modelo de Okumura foi desenvolvido com base em um grande número
de medidas realizadas na região de Tóquio, em freqüências na faixa de UHF e na
faixa de SHF até 1920 MHz. O método de cálculo baseia-se na introdução de
correções, obtidas graficamente, sobre o valor da atenuação de espaço livre. A
expressão básica do método é
L(dB) = Lbf + A(f,d) – GAREA (f, morf) – GT(hTe, d) – GR(hR,d) (3.1)
para 1 ≤ d ≤ 100 Km e 100 < f < 3000 MHz
O termo A(f,d) corresponde a uma atenuação adicional média para áreas
urbanas, com alturas efetiva da antena transmissora de 200 m e altura da antena
receptora de 3m, função da freqüência (limitada entre 100 e 3.000 MHz) e do
comprimento do enlace (limitado entre 1 e 100 Km), dada pela figura 3.1a. O
24
ganho GAREA(f,morf) é uma correção também função da freqüência para áreas de
morfologia suburbana, quase-aberta e aberta (rural) e é dado pela figura 3.1b.
(a) (b)
Figura 3.1 – Fatores do método de Okumura: (a) atenuação adicional média para área
urbana; (b) correções para outras morfologias
Os fatores GT(hTe, d) e GR (hR, d) são fatores de correção para antenas com
alturas diferentes das de referência, funções também da distância e obtidos da
figura 3.2, que mostra também como determinar a altura efetiva da antena de
transmissão.
25
(a) (b)
Figura 3.2 – Fatores de correção do método de Okumura: (a) para a altura da antena
transmissora; (b) para a altura da antena receptora
Okumura não é muito aplicado na prática, para se trabalhar melhor com as
curvas deste modelo, utilizamos o modelo de Hata.
3.3. Método de Hata (Okumura-Hata) [3]
O modelo de Hata é uma formulação empírica do modelo gráfico de
Okumura. A atenuação em áreas urbanas pode ser calculada por:
dlog)hlog55.69.44()h(ahlog82.13flog16.2655.69L trturbana ⋅⋅−+−⋅−⋅+= (3.2) onde : L = atenuação em dB
f = freqüência em MHz – 150 ≤ f ≤1500 MHz
d = distância em km – 1 km ≤ d ≤ 20 km
ht = altura do transmissor em metros – 30 m ≤ ht ≤ 200 m
26
a(hr) = fator de correção em dB
hr = altura do receptor em metros – 1 m ≤ ht ≤ 10 m
• fator de correção para cidades pequenas e médias:
( ) )8.0flog56.1(h7.0flog1.1)h(a rr −⋅−−⋅= (3.3) • fator de correção para cidades grandes
( ) 1.1h54.1log29.8)h(a 2rr −⋅= para f ≤ 300 MHz (3.4)
( ) 97.4h75.11log2.3)h(a 2
rr −⋅= para f ≥ 300 MHz (3.5)
Para obter a perda de propagação em áreas suburbanas e rurais modifica-se a equação para área urbana das seguintes formas:
4.528flog2LL
2
urbanasuburbana −
−= (3.6)
( ) 94.40flog33.18flog78.4LL 2
urbanarural −+−= (3.7)
O modelo de Okumura-Hata é muito semelhante com o modelo utilizado
pelo ITU-R para a radiodifusão da TV digital. Por ser um modelo bastante
utilizado servirá de base para o modelo ajustado localmente desenvolvido neste
trabalho.
3.4. Método de Walfish Ikegami (COST 231) [3, 8]
Este modelo estatístico é aplicável tanto em macrocélulas quanto em
microcélulas, em terrenos planos e urbanos.
27
Figura 3.3 – Parâmetros do modelo de Walfish-Ikegami
onde : hroof = altura dos edifícios, em metros
hmovel = altura da antena do móvel, em metros
w = largura das ruas, em metros
b = separação entre os edifícios, em metros
ϕ = orientação da estrada com relação ao enlace, em graus
Se houver visada direta entre o móvel e a radio base o modelo de perda se
resume à equação (3.8). Caso contrário à perda deve ser calculada pelas equações
(3.9) a (3.29).
flogdlog.LLOS 2026642 ++= (3.8) Onde : f =freqüência, em MHz, 800 MHz ≤ f ≤ 2000 MHz d = distância da ERB ao móvel, em km, d ≥ 20 m
msdrtsNLOS LLLL ++= 0 para 0LL msdrts ≥+ (3.9)
0LLNLOS = para 0LL msdrts <+ (3.10) onde : L0 = perda de propagação em espaço livre, em dB
28
Lrts = perda devido à difração e espalhamento, em dB
Lmsd = perda devido a múltiplas difrações, em dB
oriLflogdlog.L +++= 20204320 (3.11)
movelrts hlog20flog10wlog1016L ∆++−−= (3.12) 0Lrts = para 0Lrts < (3.13)
ϕ+−= 35010 .Lori para o350 <ϕ≤ (3.14)
)35(075.05.2L oori −ϕ+= para oo 5535 <ϕ≤ (3.15)
)55(114.04L oori −ϕ−= para oo 9055 ≤ϕ≤ (3.16)
movelroofmovel hhh −=∆ (3.17)
roofbasebase hhh −=∆ (3.18) blog9flogkdlogkdlogkkLL ffdabshmsd −++++= (3.19)
0Lmsd = para 0Lmsd < (3.20) )h1log(18L basebsh ∆+−= para roofbase hh > (3.21)
0Lbsh = para roofbase hh ≤ (3.22) 54k a = para roofbase hh > (3.23)
basea h8.054k ∆−= para km5.0d ≥ e roofbase hh ≤ (3.24) dh6.154k basea ⋅∆−= para km5.0d < e roofbase hh ≤ (3.25)
18k d = para roofbase hh > (3.26)
roof
based h
h1518k
∆⋅−= para roofbase hh ≤ (3.27)
Para cidades de tamanho médio e centros suburbanos com densidade moderada de árvores:
−⋅+−= 1
925f7.04k f (3.28)
Para centros metropolitanos
−⋅+−= 1
925f5.14k f (3.29)
onde : ka representa o aumento da perda de propagação devido a antenas das
estações radio base localizadas abaixo do topo dos edifícios adjacentes kd e kf controlam a dependência da múltipla difração com a freqüência. Restrições do modelo: 800 MHz ≤ f ≤ 2GHz
4 m ≤ hbase ≤ 50 m; 1 m ≤ hmóvel ≤ 3 m; 20 m ≤ d ≤ 5 km
Por ser um modelo que envolve uma grande complexidade de
detalhamentos da morfologia e um grande banco de dados, não utilizaremos em
nosso estudo.
29
3.5. Método ITU-R P.1546 [2]
O método recomendado pelo ITU-R para as faixas de TV digital de VHF e
UHF , através da Recomendação P-1546, fornece resultados muito semelhantes
aos do método Okumura – Hata.
Este método foi modelado através de curvas que permitem determinar a
variação da intensidade de campo com a distância para uma dada porcentagem no
tempo e freqüência para diversos valores da altura da antena transmissora h1. Para
valores que não se encontram nas curvas a intensidade de campo pode ser obtida
por interpolação.
As curvas foram levantadas para uma potência efetiva irradiada de 1 kW em
freqüências nominais de 100, 600 e 2000 MHz. Algumas curvas se referem a
ambientes terrestres e outras a ambientes marítimos. As curvas são baseadas em
levantamento de dados em regiões com variações climáticas de ambientes quentes
e gelados como, por exemplo, o mar do Norte e o Mediterrâneo. Foram levantados
dados da Europa e América do Norte.
As curvas, mostradas no anexo I, são divididas em três faixas de
freqüências: 30 a 300MHz, de 300 a 1000 MHz e de 1000 a 3000 MHz. Estas
curvas de intensidade de campo versus distância mostradas nestes gráficos são
para a freqüência de 100 MHz, 600 MHz e 1000 MHz, respectivamente. Elas
podem ser usadas para freqüências na faixa de 30 MHz até 3000 MHz . O mesmo
procedimento deve ser usado quando valores tabulados de E x d são empregados.
As curvas representam a intensidade de campo em 50% da localização com
qualquer área de aproximadamente 200 m por 200 m e para 50%, 10% e 1% do
tempo para percursos terrestres.
A distribuição da intensidade de campo como uma função da porcentagem
de localização pode ser calculada usando a informação do modelo. Valores de
desvio padrão, que são representativos para diferentes tipos de serviço, são
listados na tabela 1, 2 e 3. Os sistemas de radiodifusão digital tem bandas de, no
mínimo, 1.5 MHz e são menos sujeitos a variações da freqüência que os sistemas
analógicos.
30
Tabela 3.1 – Desvio padrão da variação da localização em 100 MHz
Tabela 3.2 – Desvio padrão da variação da localização em 600 MHz
Tabela 3.3 – Desvio padrão da variação da localização em 2000 MHz
As curvas de intensidade de campo versus distância e as tabulações são
dadas para os valores de h1 de 10, 20, 37.5, 75, 150, 300, 600 e 1 200 m. Para
qualquer valor de h1 na faixa de 10 m a 3 000 m, fora dos valores mencionados
deverá ser realizada uma interpolação ou extrapolação utilizando duas curvas
escolhidas mais próximas do valor desejado. Para h1 abaixo de 10 m, o processo
de extrapolação também pode ser aplicado.
A perda básica equivalente de transmissão para uma dada intensidade de
campo é feita da seguinte forma:
Lb = 139 – E + 20 log f dB (3.30)
onde:
Lb : Perda básica de transmissão (dB)
E : Intensidade de campo (dB(µV/m)) para 1 kW e.r.p.
Tipo de Serviço Desvio Padrão (dB)
Radiodifusão analógica 8.3 Radiodifusão digital 5.5 Sistemas móveis urbanos 5.3 Sistemas móveis suburbanos, e áreas abertas 6.7
Tipo de Serviço Desvio Padrão (dB)
Radiodifusão analógica 9.5 Radiodifusão digital 5.5 Sistemas móveis urbanos 6.2 Sistemas móveis suburbanos, e áreas abertas 7.9
Tipo de Serviço Desvio Padrão (dB)
Radiodifusão digital 5.5 Sistemas móveis urbanos 7.5 Sistemas móveis suburbanos, e áreas abertas 9.4
31
f : freqüência (MHz).
As curvas desta recomendação são bem aproximadas pela expressão abaixo:
E = 69.82 − 6.16 log f 13.82 log H1 + a(H2) − (44.9 − 6.55 log H1) (log d)b (3.31)
onde:
E : intensidade de campo (dB(µV/m)) para 1 kW e.r.p.
f :freqüência (MHz)
H1 : Altura efetiva da antena da estação base (m) na faixa de 30 a
200 m
H2 : Altura da antena da estação móvel (m) na faixa de 1 a 10 m
d : distancia (km)
a(H2) = (1.1 log f − 0.7) H2 − (1.56 log f − 0.8)
b = 1 para d ≤ 20 km
b = 1 (0.14 0.000187 f 0.00107 ′1H ) (log [0.05 d])0.8
para d > 20 km
onde:
′1H = H1 /21 0,0000071 H+ (3.32)
De (3.36) e (3.37) temos
L = 69.18 + 26.16 log f - 13.82 log H1 - a(H2) + (44.9 − 6.55 log H1) (log d)b (3.33)
A altura efetiva da estação base H1, para pequenos percursos, é equivalente
à altura real da antena. A altura da antena transmissora h1 usada nesta
recomendação é acima da altura do clutter. Assumindo que os resultados de
Okumura-Hata aplicam-se para uma representativa altura do clutter na estação
base de 20 m, nas equações de Hata, H1 = 30 m é equivalente a h1 = 10 m (para
d ≤ 3 km) nesta recomendação. Para alturas de antenas transmissoras é valida a
faixa de Hata de 30 m ≤ H1 ≤ 200 m (10 m ≤ h1 ≤ 180 m). Os dois métodos
fornecem essencialmente os mesmos resultados para percursos de até 20 Km.
32
Dentre todos os métodos aqui discutidos e observando as características da
radiodifusão da TV Digital, bem como sua faixa de freqüências de operação,
utilizamos o método de Okumura-Hata para os testes com dados experimentais e
como base para o modelo ajustado localmente.
4 Modelo para previsão de cobertura em regiões urbanas na faixa de TV Digital
Neste capítulo são descritas as medidas realizadas em São Paulo pelo
Instituto Presbiteriano Mackenzie, os testes do modelo de Okumura-Hata e de sua
combinação com efeitos de difração simples e difração múltipla e o ajuste de seus
coeficientes para a obtenção de um modelo de previsão otimizado localmente para
a cidade de São Paulo.
4.1. Banco de dados de medidas disponível
Foi utilizado neste trabalho o banco de medidas realizadas na região da
Grande São Paulo pelo Instituto Presbiteriano Mackenzie, numa parceria
ABERT/SET/Mackenzie. Os resultados finais foram publicados no website da
ANATEL [15] e são de domínio público.
O banco de dados consiste na catalogação de 595 medidas pontuais
realizadas na cidade de São Paulo, com suas localizações e resultados obtidos,
bem com observações sobre as áreas e condições de medida (obstáculos,
condições do tempo, visada, apontamento da antena, distância do transmissor,
patamar de ruído, horário da medição, etc).
Para a realização das medidas foi utilizado um transmissor digital no canal
34 com potência média de 5 kW, operando com 2.5 kW, com possibilidade,
através de chaveamento, de operar com moduladores dos três sistemas.
A estação transmissora foi instalada na Torre da TV Cultura canal 2,
localizada no Sumaré – SP com cota de 816 m. Utilizou-se um sistema diretivo,
através de uma antena “Slot”, que apresenta o zero grau do diagrama de irradiação
voltado para 117º Nv. Foram realizadas medidas nos pontos de interseção entre
círculos de 3 a 40 km, com radiais de abertura de 15 em 15 graus nos 220 graus de
abertura do diagrama de irradiação da antena. Em cada radial, o passo foi de 3 km,
para d ≤ 15 km, de 5 km para 15 < d ≤ 30 km e de 10 km para 30 < d ≤ 40 km.
34
As medidas foram realizadas utilizando-se um veículo especialmente
equipado. A antena do veículo de teste foi orientada conforme o melhor nível de
sinal e menor degradação por multipercurso. O atenuador existente no veículo é
ajustado para que o nível de potência na entrada do receptor seja -30 dBm (média
para os receptores DVB-T, ATSC e ISDB-T). Note-se que, se não for conseguido
o valor de -30 dBm na entrada do receptor, poderão ser usados valores menores,
porém nunca inferiores a -50 dBm, para minimizar as influências da figura de
ruído do sistema de amplificação e atenuação bem como dos receptores [7].
A seguir, registra-se o campo elétrico existente na posição da antena através
de sua medida indireta na entrada do receptor. Injeta-se “ruído branco” até que a
imagem atinja o LOP (limite de perceptibilidade). Anota-se a “quantidade de
ruído injetada” em dB: ela será a “margem de erro relativa”.
Foram medidas e calculadas todas as perdas e ganhos que estavam no
caminho do sinal de RF (antena, cabos, atenuadores, filtros, etc.) e levantadas
nessas medidas a Intensidade de campo recebido em dBµV/m, a relação C/N
recebido em dB, C/N no limiar e a margem de recepção do ponto em dB [14,15].
Estes pontos foram levantados para a cobertura digital e analógica, sendo
que em nosso estudo utilizamos apenas a cobertura digital.
4.2. Software de previsão de cobertura
Para teste dos modelos de previsão da perda de propagação foi utilizado o
software NetDimension Planning versão 2.0, desenvolvido com a participação do
CETUC, que permite calcular coberturas de sistemas celulares e ponto-multiponto
utilizando os modelos de propagação já consagrados (Okumura-Hata, COST 231,
espaço livre, difração) ou um modelo com parâmetros ajustados pelo usuário.Para
tanto o NetDimension trabalha com bases topográficas digitais de alta resolução.
No nosso caso foi utilizada uma base de dados topográfica de 20 metros de
resolução da região da Grande São Paulo. A base de dados topográficos com os
pontos de medida pode ser visualizada na figura 4.1.
A antena utilizada para os testes foi a slot TTSL-4UQM da Trans-Tel, a
mesma utilizada no levantamento das medidas cujos diagramas de radiação
horizontal e vertical são mostrados na figura 4.2.
35
Figura 4.1(a) – Base de dados topográfica (vista 3D)
Figura 4.1(b) – Base de dados topográfica (vista 2D) e pontos de medida
36
Figura 4.2 – Diagramas horizontal e vertical da antena Slot utilizada
4.3. Testes do modelo de Okumura-Hata
O Netdimension foi configurado para utilizar o método de Okumura – Hata,
por ser equivalente ao método recomendado pelo ITU-R para previsão de
cobertura em ambientes urbanos na faixa de UHF (ITU-R - P. 1546) para
distâncias até 20 Km. Para distâncias superiores a esta a diferença entre os dois
métodos é pequena. As configurações utilizadas para a estação transmissora são as
mesmas do teste e estão mostradas na figura 4.3.
Figura 4.3 – Dados de configuração do software
37
Inicialmente foi considerado o modelo de Okumura-Hata puro. A seguir
foram realizados testes acrescentando ao modelo o efeito de difração por
obstáculos, considerando tanto a difração simples pelo obstáculo principal do
percurso como a difração por múltiplos obstáculos. Os métodos para cálculo de
difração incluídos no NetDimension são os descritos no capítulo 2 deste trabalho.
O programa fornece a intensidade de campo bem como o percentual do erro
para a realização das medidas. Para a realização destas análises o programa foi
modificado por nossa solicitação para fornecer, adicionalmente, altura efetiva da
antena transmissora em relação a cada ponto de recepção, bem como o ganho
relativo da antena na direção de cada um destes pontos. Os resultados obtidos são
descritos nas seções seguintes.
4.3.1. Okumura – Hata
Um ponto crítico na previsão de cobertura é a definição da altura da antena
transmissora. Três enfoques podem ser utilizados, cuja eficiência depende do tipo
de terreno em questão. Para terrenos relativamente planos, ainda que urbanizados,
pode-se utilizar a altura real da antena sobre o relevo. Já para terrenos acidentados
o método fornece melhores resultados quando se utiliza a altura absoluta ou a
altura efetiva do transmissor.
A altura absoluta é definida como a diferença entre a altura total da antena
transmissora sobre o nível do mar e a altura total da antena receptora na torre
sobre o nível do mar.
A altura efetiva é definida como a altura da antena transmissora relativa à
altura média de um perfil entre 1 e 15 Km do transmissor na direção do receptor.
Os resultados encontrados nesta primeira simulação são mostrados nas
figuras 4.4 a 4.6 que apresenta os níveis de sinal recebido, medido e previsto pelo
método de Okumura-Hata, em função da distância numa escala logarítmica.
Observa-se que, para cálculos com a altura real e a altura absoluta a previsão é
pessimista fornecendo valores de intensidade de campo inferiores aos medidos,
enquanto que, quando a altura efetiva é utilizada os resultados passam a ser
otimistas.
38
Sem difração - Altura real
RSL = -18.48Log(d) - 41.594
RSL = -24.85Log(d) - 42.187
-120
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.00 10.00 100.00
distância (Km)
RSL
(dB
m)
Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)
Figura 4.4 – Okumura-Hata com altura real
Sem difração - Altura absoluta
RSL = -18.48Log(d) - 41.594
RSL = -27.03Log(d) - 37.528
-120
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.00 10.00 100.00
distância (Km)
RSL
(dB
m)
Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)
Figura 4.5 – Okumura-Hata com altura absoluta
39
Sem difração - Altura efetiva
RSL = -18.48Log(d) - 41.594
RSL = -20.54Log(d) - 29.1
-120
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.00 10.00 100.00
distância (Km)
RSL
(dB
m)
Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)
Figura 4.6 – Okumura-Hata com altura efetiva
4.3.2. Okumura – Hata com Difração Simples
Tanto o método de Okumura-Hata como o da Recomendação P. 1546
fornecem valores medianos da intensidade de campo para uma determinada área
de cobertura. Embora um valor mediano de perda por difração esteja incluído nos
modelos, pontualmente podem ser observadas grandes variações. O desempenho
pontual dos modelos pode ser melhorado incluindo uma fração da atenuação
adicional por difração em relação ao ponto considerado. A questão é determinar
que fração é adequada e que método de cálculo utilizar.
O segundo conjunto de testes foi realizado considerando o modelo de
Okumura-Hata com a atenuação adicional por difração para cada ponto calculada
utilizando o modelo de gume de faca para difração simples para o obstáculo
principal do percurso.
Os resultados obtidos são mostrados nas figuras 4.7 a 4.9. Novamente
observa-se resultados pessimistas para os casos de altura real e absoluta e
superestimação para o caso de altura efetiva. As diferenças entre resultados
previstos e medidos é, entretanto, menor do que nos casos anteriores.
40
Difração simples - Altura real
RSL = -18.48Log(d) - 41.594
RSL = -34.77Log(d) - 36.113
-120
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.00 10.00 100.00
distância (Km)
RSL
(dB
m)
Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)
Figura 4.7 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura real e simples difração
Difração simples - Altura absoluta
RSL = -18.48Log(d) - 41.594
RSL = -36.86Log(d) - 31.531
-120
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.00 10.00 100.00
distância (Km)
RSL
(dB
m)
Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)
Figura 4.8 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura absoluta e simples difração
41
Difração simples - Altura efetiva
RSL = -18.48Log(d) - 41.594
RSL = -29.28Log(d) - 24.032
-120
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.00 10.00 100.00
distância (Km)
RSL
(dB
m)
Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)
Figura 4.9 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura efetiva e simples difração
4.3.3. Okumura – Hata com Difrações Múltiplas
O terceiro e último conjunto de testes foi realizado considerando o modelo
de Okumura-Hata com a atenuação adicional por difração múltipla. como visto no
capítulo 2, o método para cálculo da difração por obstáculos múltiplos utiliza uma
construção de Deygout para um obstáculo principal e até dois obstáculos
secundários. O obstáculo principal é aquele que provoca a maior obstrução. A
partir deste obstáculo são traçadas duas linhas de visada ao transmissor e receptor
e determinadas as maiores obstruções ao primeiro elipsóide de Fresnel
correspondentes a estas linhas de visada (pseudo-enlaces).
Os resultados obtidos são mostrados nas figuras 4.10 a 4.12. Ainda desta
vez observa-se resultados pessimistas para os casos de altura real e absoluta. Já no
caso do uso da altura efetiva há uma ligeira subestimação para distâncias mais
curtas e uma ligeira superestimação para distâncias mais longas. Este caso
apresenta, qualitativamente, os melhores resultados do conjunto de testes
realizados.
42
Difração múltipla - Altura real
RSL = -18.48Log(d) - 41.594
RSL = -36.43Log(d) - 37.963
-120
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.00 10.00 100.00
distância (Km)
RSL
(dB
m)
Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)
Figura 4.10 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura real e múltiplas difrações
Difração múltipla - Altura absoluta
RSL = -18.4Log(d) - 41.594
RSL = -44.1Log(d) - 28.635
-120
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.00 10.00 100.00
distância (Km)
RSL
(dB
m)
Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)
Figura 4.11 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura absoluta e múltiplas difrações
43
Difração múltipla - Altura efetiva
RSL = -18.48Log(d) - 41.594
RSL = -36.53Log(d) - 21.128
-120
-100
-80
-60
-40
-20
0
1.00 10.00 100.00
distância (Km)
RSL
(dB
m)
Medida Calculada Log. (Medida) Log. (Calculada)
Figura 4.12 – Gráfico do ambiente Metrópolis com altura efetiva e múltiplas difrações
4.4. Comparação dos erros
Com o objetivo de avaliar objetivamente o desempenho dos modelos
testados foram calculados, para cada caso, o valor médio do erro relativo, sua
variância e o valor médio quadrático. Os resultados são mostrados na tabela
abaixo. Os resultados confirmam o melhor desempenho do método com difração
por múltiplos obstáculos, embora o método com difração simples apresente
variância ligeiramente inferior.
Altura da antena Transmissora
Difração Valor médio erro ( %)
Desvio ( %)
RMS ( %)
Real Sem difração -18.44 30.93 36.01 Absoluta Sem difração -14.16 31.32 34.38 Efetiva Sem difração 12.31 23.48 26.51 Real Dif. Simples -23.35 29.98 38.00 Absoluta Dif. Simples -19.07 30.47 35.94 Efetiva Dif. Simples 7.41 22.80 23.97 Real Múltiplas dif. -30.17 29.75 42.37 Absoluta Múltiplas dif -25.91 30.29 39.86 Efetiva Múltiplas dif 0.58 23.25 23.26
Tabela 4.1 – Resumo da comparação dos erros
44
4.5. Ajustes do Modelo
A partir destes resultados, decidiu-se realizar um ajuste dos dados
experimentais com um modelo do tipo Okumura-Hata considerando a altura
efetiva da antena transmissora e uma componente adicional da difração múltipla.
As figuras abaixo indicam que as suposições de uma dependência da perda total
de propagação de crescimento linear com o logaritmo da distância e decréscimo
linear com o logaritmo da altura efetiva são adequadas.
A expressão geral utilizada no ajuste é do tipo
L= a0 + a1*log(F) – a2log(hef) + (a3 – a4log(hef) )log(d) + a5ADIF (4.1)
onde:
L – Perda básica em dB
F – Freqüência utilizada em MHz
hef – Altura efetiva em metros
d – distância em Km
ASD – componente relativa à difração simples em dB
AMD – componente relativa à difração múltipla em dB
a0, a1, a2, a3, a4 e a5 – constantes calculadas pelo Statistica.
Perda x Distância
y = 19.95Log(x) + 114.46
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
1.00 10.00 100.00
Distância (Km)
L (d
B)
Figura 4.13 – Gráfico da Perda x distância
45
Perda x Altura Efetiva
y = 192.16 - 26Log(x)
80
90
100
110
120
130
140
150
160
170
180
100 110 120 130 140 150 160 170 180 190 200
Altura Efetiva (m)
L (d
B)
Figura 4.14 – Gráfico da Perda x altura efetiva
O coeficiente do termo relativo à distância não pode ser obtido no ajuste, já
que só se dispõe de dados numa única freqüência. Assim será utilizado o
coeficiente de Okumura-Hata e, para efeitos do ajuste, o segundo termo da
expressão assume um valor constante dado por 26,16*log (593 MHz) = 72,54.
O ajuste dos coeficientes foi realizado, para um conjunto de 579 pontos por
regressão não linear, utilizando os métodos de deslocamento de padrões de
Hooke-Jeeves combinado com o método de Newton, na forma implementada no
programa Statistica [www.statsoft.com].
A expressão obtida para a perda de propagação a partir deste ajuste é da
forma
L = 162,68 + 26,16log(f) - 54,85log(hef) – 14,61log(d) + 1,5 AMD (4.2)
O ajuste forneceu valores nulos para a4. O fator de correlação entre valores
previstos e medidos foi de 0,65 e o diagrama de espalhamento entre estes valores
é mostrado na figura 4.15. A distribuição de erros é mostrada na figura 4.16.
46
Figura 4.15 – Diagrama de espalhamento para o modelo
Figura 4.16 – Distribuição de erros para o modelo
O resultado gerado pelo ajuste não foi considerado inteiramente
satisfatório, uma vez que eram esperadas significativas contribuições da perda de
difração e alguma dependência do coeficiente da distância com a altura efetiva da
antena. Foram então realizados vários testes para indicar que conjunto de pontos
experimentais estava contribuindo para mascarar a importância destes fatores. Foi
47
possível identificar que, devido à grande altura da antena transmissora, os pontos
próximos ao transmissor são os responsáveis por este comportamento. Foi então
realizado um novo ajuste, excluindo os pontos a menos de 3 Km do transmissor.
A restrição adotada gerou um conjunto de 552 pontos. O comportamento deste
novo conjunto de valores com a distância e a altura efetiva da antena transmissora
é mostrada nas figuras 4.17 e 4.18.
Peda x Distância > 3Km
y = 20.74Log(x) + 113.51
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
1.00 10.00 100.00
Distância (Km)
L (d
B)
Figura 4.17 – Gráfico da Perda x distância com d > 3 Km
Perda x Altura efetiva com d> 3 Km
y = 202.43 - 30.46Log(x)
80
90
100
110
120
130
140
150
160
170
180
100 110 120 130 140 150 160 170 180 190 200
Altura Efetiva (m)
L (d
B)
Figura 4.18 – Gráfico da Perda x altura efetiva com d > 3 Km
48
O novo ajuste forneceu uma expressão para a perda na forma:
LMD= 100,98+26,16log(f)-26,07log (hef)+[48,07-16,60log(hef)]log(d)+0,866AMD (4.3)
O fator de correlação entre valores previstos e medidos foi de 0,67 e o
diagrama de espalhamento entre estes valores é mostrado na figura 4.19. A
distribuição de erros é mostrada na figura 4.20.
Figura 4.19 – Diagrama de espalhamento para o modelo para d > 3 km
80.00
90.00
100.00
110.00
120.00
130.00
140.00
150.00
160.00
170.00
180.00
1.00 10.00 100.00
Distância (Km)
L (d
B)
L (medido) L(modelo)
Figura 4.20 – Diagrama de erros para o modelo com d > 3 km
49
Como uma alternativa simplificadora para este modelo foi realizado um
ajuste considerando a perda por difração simples, bem mais fácil de calcular. O
ajuste forneceu uma expressão da forma:
LSD=120,61 + 26,16log(f) - 35,72 log (hef) + [52,80 - 17,37log(hef)]log (d) + 1,59ASD (4.4)
O fator de correlação entre valores previstos e medidos foi de 0,65 e o
diagrama de espalhamento entre estes valores é mostrado na figura 4.21. A
distribuição de erros é mostrada na figura 4.22.
Figura 4.21 – Diagrama de espalhamento para o modelo para d > 3km e simples difração
80.00
90.00
100.00
110.00
120.00
130.00
140.00
150.00
160.00
170.00
180.00
1.00 10.00 100.00
Distância (Km)
L (d
B)
L (medido) L (modelo)
Figura 4.22 – Diagrama de erros para o modelo com d > 3km e simples difração
50
Os erros obtidos são mostrados na tabela abaixo.
Modelo Valor médio erro ( %)
Desvio ( %)
RMS ( %)
Simples Difração -0,60 8,25 8,27
Múltiplas difrações -0.57 8,06 8,08
Tabela 4.2 – Resumo da comparação do erro para o novo modelo
51
5 Cálculo de cobertura de sistemas de TV Digital
Neste capítulo, os modelos desenvolvidos serão utilizados para a avaliação
da cobertura de sistemas de TV digital na cidade de São Paulo. Inicialmente é
apresentada uma breve descrição dos diferentes padrões atualmente propostos
para aplicação no Brasil. A seguir, partindo dos limiares de cobertura obtidos
experimentalmente do modelo de Okumura-Hata e dos modelos propostos neste
trabalho é realizado um estudo comparativo da cobertura obtida com cada um dos
três sistemas utilizando a base de dados de 20 metros de resolução.
5.1. Aspectos Gerais
As vantagens da radiodifusão de TV Digital frente ao serviço de TV
analógica já existente em todo o mundo são inúmeras [6]. Devem ser salientadas a
qualidade de serviço, os custos mais baixos e diversidade de programação
possível.
Para os novos sistemas de TV digital existem dois sistemas de modulação
propostos que são o de portadora única e o de múltiplas portadoras.
O sistema de modulação de portadora única trabalha com alta qualidade de
transmissão de vídeo, áudio e dados utilizando a mesma banda do canal do
sistema atual de TV. Este sistema tem uma taxa de transmissão de 19 Mbit/s numa
banda de 6MHz atingindo taxas ainda mais elevadas em bandas de 7 e 8 MHz.
O sistema de multiportadoras foi idealizado originariamente para a banda de
8 MHz do canal de UHF usado na Europa, mas tem sido adaptado para os canais
de 7 e 6 MHz utilizados em outros sistemas. Dependendo da escolha da
codificação e os parâmetros de modulação as taxas de transmissão variam de 20 a
30 Mbit/s.
Para operação em rede pode-se construir sistemas de freqüência única (SFN
– Single Frequency Network), uma característica da modulação COFDM (tanto no
DVB como no ISDB). Neste caso, em vez de se ter uma única antena transmissora
52
de grande potência cobrindo uma vasta região ter-se-ia uma rede de transmissoras
de pequena potência em configuração celular, mas operando no mesmo canal e
transmitindo o mesmo conteúdo da forma mais sincronizada possível. A
distribuição das programações entre as transmissoras pode ser feita através de
qualquer meio, como por exemplo, através de uma rede pública ATM, SDH ou
mesmo PDH. A sincronização da transmissão das antenas é obtida com o
empacotamento das informações em megaquadros e o uso de rótulos de tempo
para sincronizar o início de transmissão dos mesmos. O relógio dos transmissores
é sincronizado através de um satélite. Do lado da recepção, os sinais provenientes
das diferentes antenas transmissoras provavelmente chegarão com uma pequena
defasagem entre si e com diferentes amplitudes. O COFDM é capaz de lidar com
os ecos usando o recurso do intervalo de guarda e, portanto, permite a recepção de
sinais de uma rede SFN [9]. As vantagens e desvantagens de uma configuração
desse tipo ainda não estão totalmente exploradas. Como pontos positivos, verifica-
se a necessidade de menor potência localizada, uma melhor cobertura,
particularmente em regiões com muitos acidentes geográficos, e a possibilidade de
um serviço mais confiável, no caso de recepção móvel, ao minimizar as lacunas
de cobertura. Se for estabelecido um canal de retorno próprio à mesma rede que
suporta as antenas transmissoras pode ser utilizada para suportar as antenas
receptoras da emissora. Como pontos negativos, a implantação de uma rede de
antenas transmissoras pode tornar-se economicamente mais onerosa e
tecnicamente mais complexa do que um sistema com antena centralizada.
Quanto aos tipos de interferência a considerar, podemos qualificá-la em três
tipos [13]:
- Interferência do Sistema Digital no Analógico: A degradação produzida
em um sinal analógico interferido por um sinal digital modulado é devido
principalmente a canais interferentes do tipo co-canal e canais adjacentes superior
e inferior.
- Interferência do Sistema Digital em outro Sistema Digital: Esta
interferência é produzida principalmente por um sinal co-canal.
- Interferência do Sistema Analógico no Sistema Digital: Interferência
produzida também por um sinal co-canal.
Em todos esses casos de interferência, utiliza-se uma medida de avaliação
do parâmetro denominada “relação de proteção” (protection ratio) que é a relação,
53
em dB, entre a potência do sinal desejado e a potência do sinal indesejado
(interferente).
5.2. Padrões de TV digital
Para descrever os padrões atualmente propostos para os sistemas de TV
digital é necessário considerar o modelo OSI (open system interconection), que
possibilita a interligação de diferentes tipos de máquinas e ambientes de software.
Neste modelo, cada camada é independente das demais possuindo um conjunto de
funções correlatas. Entidades localizadas em uma camada utilizam recursos da
camada que lhe é imediatamente inferior. Por outro lado, entidades contidas em
diferentes equipamentos comunicam-se virtualmente apenas com outras entidades
de mesma camada hierárquica, utilizando para a comunicação física os recursos
das camadas inferiores.
Na área de telecomunicações, o modelo de camadas foi introduzido com a
RDSI (Rede Digital de Serviços Integrados ou ISDN). A arquitetura estruturada
da RDSI permite que diferentes tipos de equipamentos, com diferentes
funcionalidades, características e aplicações, possam ser interconectadas e
atendidas através de uma única rede, ao contrário do que ocorria nas redes
tradicionais, dedicadas exclusivamente ao tráfego de sinais telefônicos (rede de
circuito comutado) ou dados (redes de pacotes) ou vídeo (linhas dedicadas). Uma
ilustração simplificada do modelo, com as camadas relevantes para o caso de
sistemas de TV digital é vista na figura abaixo [9]:
Figura 5.1 – Modelo OSI de camadas
54
As plataformas atualmente propostas para o serviço de radiodifusão digital
são o ATSC, o DVB-T e o ISDB-T. Na camada de serviço, a tecnologia digital
pode ser conformada em diferentes modelos de negócio, tendo diferentes atributos
e suportando diferentes aplicações. Finalmente, a camada de aplicação utiliza os
substratos para prover as diversas facilidades, além da imagem e do som,
disponibilizadas pelas novas tecnologias.
Embora as plataformas ATSC, DVB-T e ISDB-T tenham sido otimizadas
para a transmissão de sinais de vídeo, o seu uso não é restrito a esse tipo de
informação. A idéia é que, no futuro, um mesmo terminal poderá ser empregado
para se receber sinais de vídeo, áudio e dados (Internet, por exemplo).
A União Internacional de Telecomunicações – ITU – traz no seu documento
11/112-E, o modelo de referência para a televisão digital que é seguido pelos três
padrões públicos – o ATSC, o DVB e o ISDB. O modelo de referência, ilustrado
na figura 4.1, divide as funcionalidades do sistema (transmissão) em três blocos
principais[9]:
Codificação do sinal-fonte e compressão, responsável pela conversão e
compressão dos sinais de áudio e vídeo em feixes digitais denominados de fluxos
elementares de informação.
Multiplexação e transporte, responsável pela multiplexação dos diferentes
fluxos elementares (cada qual contendo informações de áudio, vídeo ou dados),
formando um único feixe digital à sua saída.
Codificação de canal e modulação, responsável por converter o feixe
digital multiplexado em um sinal (ou grupo de sinais) passível de transmissão por
um meio físico, no caso, o ar.
Figura 5.2 – Modelo de referência ITU para a Televisão Digital
55
Na parte de codificação de sinal-fonte e multiplexação há um consenso na
utilização do padrão MPEG (hoje o MPEG-2). Já para a codificação de canal e
modulação, cada uma das propostas (ATSC, DVB e ISDB) adota uma solução
diferente, como será visto nas próximas seções.
A norma MPEG-2 foi desenvolvida visando atender a aplicações no
universo da TV Digital e se divide em 3 partes fundamentais a MPEG-2 sistemas,
vídeo e áudio.
A seguir são descritos, de forma resumida, os diferentes padrões de
televisão digital. Como pode ser observado, as camadas de codificação do sinal-
fonte e de multiplexação são muito semelhantes nos três sistemas. A principal
diferença entre eles reside na camada de codificação de canal.
5.2.1. Padrão ATSC (Norte-americano) [9]
O padrão ATSC, criado nos Estados Unidos, utiliza, além do MPEG-2 para
a codificação do sinal de vídeo e multiplexação, a codificação Dolby AC-3 para o
áudio, o MPEG-2 Sistemas para a multiplexação de fluxos elementares e um
sistema de modulação conhecido como 8-VSB para a camada de transporte (no
caso da radiodifusão terrestre), como apresentado na figura 5.3.
Figura 5.3 – Sistema ATSC
A saída do multiplexador MPEG-2 Sistemas é um feixe de 19,39 Mbit/s.
Esse feixe pode ser aplicado a um modulador 8-VSB (padrão ATSC para
radiodifusão terrestre), 64-QAM (padrão preferido para transmissão via cabo) ou
QPSK (padrão preferencial para satélite).
A figura 5.4 ilustra o processo de modulação 8-VSB. O feixe de transporte
MPEG-2 sofre inicialmente um processo de embaralhamento, que tem por
56
objetivo “aplainar” o espectro, evitando a concentração de energia em alguns
pontos e conseqüentemente “vazios” em outras regiões do espectro. A seguir o
sinal passa por um gerador de código corretor de erros (Reed Solomon) que opera
em nível de blocos, inserindo 20 bytes de paridade para cada bloco de 187 bytes.
Esse conjunto de 207 bytes forma um segmento. O terceiro passo é o de
entrelaçamento temporal, quando os bytes são espalhados ao longo de 52
segmentos. Esse espalhamento tem a finalidade de distribuir de forma mais
uniforme as rajadas de erro. Isso, aliado ao código corretor de erros, garante uma
boa imunidade do sistema a ruídos impulsivos. Posteriormente, há um segundo
código corretor de erros (treliça ou convolucional), operando em nível de bits.
Cada 2 bits originais são convertidos para 3 bits, sendo então um código 2/3 onde
o terceiro bit melhora a redundância da informação. Os 3 bits assim definidos são
convertidos para um símbolo de 8 níveis. A carga útil de cada segmento é
composta então por 828 símbolos de 8 níveis.
Figura 5.4 – Modulação 8-VSB
No passo seguinte, cada segmento recebe alguns símbolos adicionais, que
servem como elementos de sincronismo de segmento. 312 segmentos, mais um de
sincronismo, formam um quadro. Esse conjunto (que, teoricamente, é um sinal
puramente AC), recebe um pequeno nível DC, o qual, ao ser modulado, aparecerá
como um ressalto no espectro, formando o sinal piloto do canal. Finalmente, esse
conjunto é introduzido num modulador VSB, que pode ser analógico ou um
circuito que sintetize digitalmente a forma de onda já em rádio-freqüência (mais
precisamente em FI – freqüência intermediária). O sinal VSB assim gerado está
pronto para ser transladado para a freqüência de operação da emissora,
amplificado e transmitido.
57
5.2.2. Padrão DVB-T (Europeu) [9]
O padrão DVB (Digital Vídeo Broadcasting) foi criado por um consórcio
europeu de mesmo nome e, assim como o ATSC, trata-se de uma família de
especificações.
A figura 5.5 ilustra esquematicamente o sistema DVB.
Figura 5.5 – Sistema DVB
Como no ATSC, o DVB utiliza, para a codificação do sinal-fonte de vídeo,
e multiplexação o padrão MPEG-2. Entretanto, a codificação de sinais de áudio é
também realizado em padrão MPEG-2, o que não acontece com o padrão ATSC.
Na camada de transmissão, existem diversas especificações, uma para cada meio
de transmissão:
Para a radiodifusão terrestre (VHF/UHF), é utilizada a modulação COFDM,
que será detalhada mais adiante;
Para as redes de TV a cabo, a modulação proposta é o QAM. Podem-se
utilizar constelações de 16, 32, 64, 128 e 256 QAM, em função das características
da rede e do serviço desejados;
Para a difusão via satélite (DTH), a modulação recomendada é a QPSK,
podendo-se utilizar códigos convolucionais com relação 1/2, 2/3, 3/4, 5/6 e 7/8.
Para a radiodifusão terrestre utilizando microondas, são previstos dois tipos
de modulação. Para freqüências abaixo de 10 GHz (MMDS), é recomendada a
utilização de modulação QAM (como no cabo), utilizando-se constelações de 16,
32 e 64 QAM. Para freqüências acima de 10 GHz (LMDS), é recomendado o
mesmo mecanismo de modulação que o satélite, ou seja, QPSK, e as mesmas
relações no código convolucional.
O sistema DVB permite diversas configurações para a camada de
transmissão, cada configuração apresentando uma diferente relação
58
capacidade/robustez. A utilização de códigos com alta compactação (por exemplo,
256 QAM ou FEC de 7/8) permitem transportar uma maior carga útil de
informações num dado canal. Por outro lado, códigos com baixa compactação (16
QAM ou FEC 1/2) são mais robustos contra ruídos e outras interferências.
COFDM
O método de modulação utilizado no DVB para a radiodifusão terrestre é
conhecido como COFDM – coded orthogonal frequency division multiplexing.
Nesse método, o sinal a ser transportado é dividido e transmitido através de
grande quantidade de pequenas portadoras, que podem ser moduladas em QPSK,
16-QAM ou 64-QAM. O DVB admite dois modos de operação, conhecidos como
2k (que utiliza 1705 portadoras) e 8k (6817 portadoras). Uma das grandes
vantagens dessa divisão do sinal em um grande número de portadoras é a maior
imunidade a ruído, em particular aos ecos resultantes de multipercurso. A tabela
5.1 traz as principais características desses dois modos de operação.
Tabela 5.1 – Modos de operação COFDM do DVB
O COFDM opera em sistemas de 6, 7 ou 8 MHz, bastando alterar o clock
principal.
Este tipo de modulação baseia-se na utilização de diversas pequenas
portadoras justapostas dentro de um canal de 6, 7 ou 8 MHz. Na prática, é como
se fosse um sistema com partilhamento em freqüência (FDM – Frequency
Division Multiplex), onde cada pequena portadora transporta apenas uma fração
da informação total. A interferência entre essas portadoras é evitada por condições
de ortogonalidade entre as mesmas. Tal ortogonalidade ocorre quando o
espaçamento entre as portadoras é exatamente o inverso do período sobre o qual o
receptor fará a operação de demodulação do sinal. Por último, para melhorar a
imunidade a interferências externas, é utilizada uma série de técnicas de
codificação (o “C” do COFDM), que inclui uma permuta pseudo-aleatória da
59
carga útil entre as diversas portadoras. A figura 5.6 ilustra, de forma simplificada,
o processo de codificação e modulação do DVB. O feixe de sinal recebido do
multiplexador MPEG(Transport stream) é inicialmente embaralhado, para
promover uma distribuição uniforme da energia ao longo do fluxo. A seguir, o
sinal passa por um primeiro processo de codificação, chamado de “externa”. A
codificação utilizada é o Reed-Solomon, que cria uma “assinatura digital” de cada
bloco MPEG, acrescentando 16 bytes de paridade, a qual poderá ser utilizada para
recuperar a informação dentro de um determinado nível de erros. Os bytes de cada
12 blocos são então entrelaçados entre si. Isso é feito para que, caso algum bloco
não chegue até o receptor, haja a perda de poucos bits por bloco em vez de se
perder um bloco inteiro. O próximo passo é a codificação interna. A codificação
interna consiste de um código convolucional (FEC – Forward Error Correction)
que gera bits adicionais para melhorar a redundância. Entretanto, alguns desses
bits adicionais são intencionalmente omitidos. Como essa omissão é feita em
intervalos regulares, na prática ela tem o efeito de desbalancear a energia dos
símbolos (no sentido exatamente inverso ao do primeiro embaralhamento, cujo
objetivo era uniformizar a energia ao longo dos símbolos). Com isso, alguns
símbolos (aqueles que tiveram bits omitidos) ficam com a energia reduzida,
enquanto outros acabam ganhando um reforço de potência. Os símbolos que dessa
forma são fortalecidos apresentam uma melhor relação sinal/ruído (SNR), e serão
utilizados para transportar as informações de controle e sincronismo do canal.
Após o entrelaçamento interno, os bits são mapeados para compor os
símbolos e quadros da transmissão. Essa montagem depende do tipo de
modulação (QPSK, 16-QAM ou 64- QAM), número de portadoras e intervalo de
guarda, que são parâmetros selecionáveis pela emissora (ao contrário do ATSC,
que adota um conjunto fixo de parâmetros).
60
Figura 5.6 – Diagrama funcional do DVB-T
O intervalo de guarda, concebido para evitar as interferências
intersimbólicas, dá ao COFDM uma boa imunidade a ecos (reflexões do sinal
devido a prédios e obstáculos similares). Quanto mais demorado o eco, maior
deve ser o intervalo de guarda.
5.2.3. Padrão ISDB (japonês) [9]
O padrão ISDB (Integrated Services Digital Broadcasting) foi criado no
Japão pelo consórcio DiBEG (Digital Broadcasting Experts group), contando
principalmente com o suporte da emissora pública japonesa NHK. Como no
DVB, a camada de transmissão do ISDB é baseada em modulação COFDM. A
figura 5.7 ilustra esquematicamente o sistema ISDB.
Figura 5.7 – Sistema ISDB
O ISDB utiliza, para a codificação do sinal-fonte de vídeo e multiplexação,
o padrão MPEG-2. Para a codificação de sinal-fonte de áudio, o padrão adotado é
a variante MPEG-2: AAC (Advanced Áudio Coding) Para a radiodifusão terrestre,
61
o padrão ISDB-T utiliza, como no DVB-T, o sistema COFDM. Como no DVB, o
ISDB é um sistema com parâmetros configuráveis (pela emissora), permitindo
obter diferentes níveis de robustez com as respectivas capacidades de transporte.
O ISDB apresenta três modos de operação, ou seja, de número de portadoras,
conforme indicado na tabela 5.2. Em comparação ao DVB, existe um modo
intermediário chamado 4k. Além disso, comparando-se com a tabela 5.1, pode-se
verificar que os valores para os modos 2k e 8k são ligeiramente diferentes. O
número de portadoras no ISDB é ligeiramente inferior, o mesmo ocorrendo com o
comprimento do símbolo. Por outro lado, o ISDB utiliza um clock mais rápido
(8,127 MHz versus 6,857 MHz do DVB em 6 MHz).
Tabela 5.2 – Modos de operação do ISDB-T
A estrutura de funcionamento do ISDB é muito semelhante ao DVB,
apresentado na figura 5.7, com algumas pequenas diferenças. A primeira diferença
ocorre no embaralhamento interno. No DVB, o único embaralhamento efetuado é
o de freqüências, ou seja, as portadoras utilizadas para cada trecho de um bloco de
informação são permutadas segundo um padrão pseudo-aleatório. Como
comentado anteriormente, isso confere uma maior imunidade a interferências
localizadas em uma freqüência específica. O ISDB utiliza adicionalmente um
segundo embaralhamento, a transposição temporal, ou seja, grupos de bits têm a
sua posição temporal permutada segundo uma dada seqüência. As demais
diferenças entre o DVB e o ISDB decorrem do fato deste último adotar um
mecanismo diferente, a segmentação de bandas.
O ISDB, como o próprio nome indica, é uma plataforma concebida para
múltiplas aplicações, e não apenas para o serviço de televisão. Tendo em vista tal
princípio, nessa tecnologia, as portadoras são agrupadas em 13 segmentos,
denominados de Data Segment. Em tese, um canal de 6 MHz poderia ser dividido
62
entre 13 serviços ou emissoras diferentes, embora, como será mostrado mais
adiante, para o serviço de televisão, os segmentos são agrupados em “camadas”,
podendo-se ter no máximo três camadas. Em um sistema de 6 MHz, cada
segmento tem uma largura de 429 kHz (6/14 MHz), e pode ter os seus próprios
parâmetros de transmissão, tais como a relação de código convolucional (FEC) e
intervalo de guarda. Os segmentos são numerados de 0 a 12, e estão dispostos
conforme indicados na figura 5.8. Para o serviço de televisão, todos os segmentos
são utilizados.
Figura 5.8 – Segmentação de banda no ISDB-T
O ISDB utiliza, tal como o DVB, sinais piloto e de controle, porém com
uma distribuição diferente. Ao contrário do DVB, o ISDB utiliza apenas 13
pilotos contínuos, um para cada segmento. Quanto aos pilotos espalhados, a
quantidade e o padrão de espalhamento são idênticos ao DVB. Finalmente, o
ISDB reserva algumas portadoras para a finalidade de “canal auxiliar” – ou seja,
para uso genérico de transporte de dados. Além da configuração de transmissão
convencional, o ISDB admite duas outras formas de utilização: a relação faixa
larga x faixa estreita e o modo hierárquico.
Tal como o DVB, o ISDB-T admite a transmissão hierárquica, ou seja, que
parte dos sinais sejam transmitidos com um grau de robustez maior que o restante
do sinal. No caso do ISDB-T, os sinais podem ser agrupados em três diferentes
níveis (chamados de “camadas”) de robustez. Essas camadas podem ser utilizadas
para transportar diferentes trechos de informação do mesmo programa, ou
programas totalmente diferentes.
63
Dentro de cada camada, os diferentes segmentos adotam os mesmos
parâmetros de transmissão.
Embora a grande dificuldade de compressão e transmissão de sinais, na
televisão digital, seja devido às informações de vídeo, o áudio representa uma
parcela importante de informação para o usuário final.
Os três padrões de televisão digital apresentam capacidade de lidar com o
áudio na mesma configuração, embora utilizem diferentes codificações do sinal-
fonte, conforme tabela 5.3.
Tabela 5.3 – Codificação de áudio
O sistema de áudio Dolby AC-3 é um sistema proprietário, implementado
pelos laboratórios Dolby dos Estados Unidos. Ele é um algoritmo otimizado para
a radiodifusão, mas, por outro lado, não suporta sucessivas operações de
decodificação/recodificação do sinal, necessárias em estúdio.
O ISDB optou por adotar uma variante do MPEG-2, conhecido como
MPEG-2: AAC (Advanced Audio Coding, padrão ISO/IEC 13818-7). Esse padrão
incorpora desenvolvimentos mais recentes na área de algoritmos, sacrificando a
compatibilidade regressiva com o MPEG-1. O MPEG-2: AAC consegue obter
som com qualidade de CD operando a taxas de 96 kbit/s. Tal compactação é
obtida com o uso de algoritmos e técnicas mais aprimoradas. Uma diferença
significativa em relação ao MPEG-2 BC é que, no AAC, é feita uma análise da
redundância de informações entre os vários fluxos, coisa que não ocorre no
primeiro.
O AC-3 tem o inconveniente de ser um padrão proprietário. Por outro lado,
o MPEG, por ser um padrão altamente flexível, mostra um desempenho dos
codecs dependente da implementação, criando a possibilidade de codecs de
diferentes fabricantes apresentarem comportamento consideravelmente desigual.
64
5.3. Cobertura [13]
Um das grandes dificuldades na implantação do sistema de TV Digital no
mundo se encontra no planejamento de freqüências no sentido de minimizar as
interferências com o sistema analógico (NTSC, PAL e SECAM) e outros serviços
que atuam na faixa de VHF / UHF. Podemos resumir a implantação de um
sistema de Radiodifusão digital nos seguintes aspectos:
- Ter o conhecimento do Spectrum e aspectos de planejamento dos serviços
digitais incluindo a área de cobertura para diferentes condições de recepção e
ambientes;
- Ter capacidade de fornecer um sistema de transmissão digital nas bandas
de VHF / UHF permitindo a transmissão simultânea com os serviços de TV
analógica já existentes.Os sistemas digitais têm a característica de terem uma
rápida variação do sinal na recepção, de um bom nível de recepção para nenhum.
Considerando-se uma pequena área de cobertura de 100 m X 100 m,
definimos quanto à cobertura dois níveis para a recepção da TV Digital:
- “Bom” para 95 % de localização;
- “Aceitável” para 70% de localização.
Os padrões de antena e área de cobertura definidos pelo ITU-R são
resumidos nas próximas seções.
5.3.1. Tipos de Antenas [13]
Dentro das categorias de recepção podemos resumir em três principais tipos:
- Recepção de antena fixa: Neste tipo é utilizado uma antena fixa de 10 m
de altura, acima do nível da terra.
Na tabela 5.4 verificamos os valores do ITU-R para ganho da antena
(relativo um dipolo de meia onda) e perdas por alimentação:
Freqüência (MHz) 65 200 500 800
Ganho da antena (dB) 3 7 10 12
Perda por alimentação (dB) 1 2 3 5
Tabela 5.4 – Ganho da antena e perda por alimentação
65
Para se trabalhar com outras freqüências é só utilizar o fator de correção:
Corr = 10 log (FA/FR) (5.1)
Onde:
FA: Freqüência atual que esta sendo considerada
FR: Freqüência de referência da tabela acima
- Recepção portátil: É definido com um receptor portátil com uma antena
embutida e se divide em duas classes:
a) Classe A – Para ambientes outdoor não menos que 1,5 m acima do nível
da terra.
b) Classe B – Para ambientes indoors não menos que 1,5 m acima do nível
de chão nos cômodos do assoalho a terra e com uma janela na parede externa.
Em ambas as classes(A e B), deve se levar em consideração que os
receptores portáteis e objetos grandes que estejam próximos não se movem
durante a recepção.
As variações de intensidade de campo podem ser divididas em dois tipos de
variações: as de micro-escala e as de macro-escala. As variações de micro-escala
são causadas principalmente pelas reflexões de multipercursos. As variações de
marco-escala são causadas principalmente pelas reflexões de multipercursos e
efeitos de sombreamento. As tabelas seguintes mostram os valores dados pelo
ITU-R para perda devido à penetração dos edifícios e variação de localização.
Banda Valor Médio (dB) Desvio Padrão (dB)
VHF 8 3
UHF 7 6 Tabela 5.5 – Valor médio de perda devido à penetração dos edifícios
Banda Cobertura (%) Variação da Localização (dB)
VHF 95 10
VHF 70 3
UHF 95 14
UHF 70 4 Tabela 5.6 – Variação da localização em macro escala
66
- Recepção Móvel: É um interessante fator no estudo dos futuros sistemas
de implantação de TV Digital que não será abordado neste estudo.
5.3.2. Área de Cobertura [13]
Definindo área de cobertura para cada tipo de recepção podemos nomear
três níveis:
Nível 1: “Receiving location” - A menor unidade é uma “receiving location”
que é considerada como sendo a cobertura de um nível de sinal requerido bem
acima dos níveis de ruído e interferência para uma dada porcentagem do tempo. O
valor de 99% do tempo é usual.
Nível 2: Pequena área de cobertura - Tipicamente 100 m X 100 m, a
cobertura é classificada como:
“Boa”, se no mínimo 95% estiver coberto;
“Aceitável”, se no mínimo 70% estiver coberto.
Nível 3: Área de cobertura – A cobertura de um transmissor ou de um
conjunto de transmissores é composta do somatório das áreas de cobertura
individuais em que uma dada porcentagem de cobertura (70% ou 95%) é
conseguida.
5.4. Limiares de Cobertura
Os requisitos mínimos de relação sinal ruído para recepção de TV digital
podem ser obtidos teoricamente através da metodologia descrita em [13].
Entretanto, valores mais precisos podem ser obtidos em testes de laboratório como
foi o caso nos experimentos realizados em São Paulo. O procedimento utilizado
nos testes realizados pelo Instituto Presbiteriano Mackenzie para determinar os
limiares de C/N para cada um dos sistemas é descrito sucintamente a seguir [15]:
67
Figura 5.9 – Lay-out básico das medidas do Limiar da relação C/N
• Os testes foram realizados em laboratório, sem efeitos de
interferência;
• Foram utilizados um gerador de sinal, um gerador de ruído,
atenuadores e um analisador de sinal.
• Variou-se os valores dos atenuadores até que o nível de potência lido
fosse de -30 dBm. O valor medido é anotado e considerado como C
(potência do sinal útil).
• Através de um atenuador, ajusta-se o nível de ruído injetado pelo
gerador de ruído até que a taxa de erro indicada pelo medidor de taxa
de erro seja igual ao limiar de taxa de erro. Lê-se a potência de ruído
na banda do canal através do analisador de sinal. Este será o valor de
N (potência de ruído na entrada do receptor).
• O valor de C/N (dB) de limiar é obtido pela diferença destes valores.
ATSC ATSC CHIP A DVB ISDB
14,6 dB 15,1 dB 19,0 dB 18,6 dB
Tabela 5.7 – Relação portadora – ruído de limiar
68
5.5. Previsão da cobertura para São Paulo
Para este teste utilizamos os mesmos valores de configuração do
Netdimension obtidos no teste do levantamento do modelo, tendo uma potência
do transmissor de 65 dBm, freqüência de 593 MHz e ganho da antena
transmissora de 11,4 dBi, e utilizando os mesmos valores do banco de dados de
medidas.
Os limiares de nível de sinal recebido para cada um dos sistemas foram
obtidos a partir dos limiares de C/N como indicado a seguir:
C/Nlimiar (dB) = Prlimiar +174 – 10 log B (Hz) – F (dB) (5.2)
C/Nlimiar (dB) = RSLlimiar – Gr (dBi) + Lr (dB) +174 – 10 log B (Hz) – F (dB) (5.3)
RSLlimiar = C/Nlimiar (dB)+ Gr (dBi) - Lr (dB) -174 + 10 log B (Hz) + F (dB) (5.4)
com Gr = 4.7 dBi
Lr = 3,9 dB
B = 6 x 106 Hz
F = 7,2 dB
Os limiares obtidos são dados na tabela abaixo.
ATSC ATSC CHIP A DVB ISDB
85,2 dBm 84,7 dBm 80,8 dBm 81,2 dBm
Tabela 5.8 – Limiares da relação C/N dos padrões de TV
5.5.1. Okumura-Hata
Inicialmente a análise de cobertura foi realizada utilizando o modelo de
Okumura-Hata puro, sem levar em consideração efeitos pontuais de difração pelo
relevo. A figura 5.10 mostra a intensidade de campo calculada e a figura 5.11 à
cobertura de cada sistema. O sistema DVB apresenta limiar mais alto e, portanto
menor área de cobertura (em vermelho). A seguir são mostrados em amarelo os
pontos adicionais cobertos pelo sistema ISDB. Os pontos em azul correspondem
aos locais adicionais (além dos dois anteriores) cobertos pela versão chip A do
sistema ATSC e, finalmente em verde aparecem dos pontos adicionais cobertos
pelo sistema ATSC, de mais baixo limiar.
69
Figura 5.10 – Analise da intensidade de cobertura utilizando o modelo de OH
Figura 5.11 – Analise da cobertura utilizando o modelo de OH
70
5.5.2. Modelo ajustado com difração
Resultados análogos foram obtidos utilizando o modelo ajustado com
difração múltipla adicional, que são mostrados nas figuras 5.12 e 5.13.
Figura 5.12 – Analise de intensidade de campo com o modelo de múltiplas difrações
Figura 5.13 – Analise de cobertura utilizando o modelo de múltiplas difrações
71
Observa-se que a inclusão do efeito de difração permite identificar diversas
regiões em que o nível de sinal encontra-se abaixo dos limiares de recepção e que
poderiam ser consideradas cobertas se fosse utilizado o modelo de Okumura-Hata.
Os resultados obtidos com o modelo simplificado que utiliza difração
simples são bastante semelhantes, como indicado nas figuras 5.14 e 5.15.
Figura 5.14 – Análise de intensidade de campo utilizando o modelo de simples difração
Figura 5.15 – Analise de cobertura utilizando o modelo de simples difração
6 Conclusões
Para o correto dimensionamento de sistemas de comunicações ponto-área é
essencial dispor de modelos precisos para a previsão da perda de propagação em
regiões urbanizadas. Neste trabalho foi examinado o desempenho do modelo de
Okumura-Hata utilizando dados de medidas realizadas na faixa de freqüências de
TV digital, mais especificamente em 593 MHz, na cidade de São Paulo.
Como primeira contribuição deste trabalho, verificou-se que, se aplicado
isoladamente, o modelo de Okumura-Hata tende a produzir resultados pessimistas
para cálculos quando a altura real ou a altura absoluta da antena transmissora são
utilizadas. Quando é utilizada a altura efetiva da antena, os resultados passam a
ser otimistas. Verificou-se ainda que este efeito tende a ser corrigido quando se
introduz uma componente adicional de difração sobre o modelo de Okumura
Hata. Os melhores resultados são obtidos quando se utiliza a difração por
obstáculos múltiplos combinada com a previsão utilizando a altura efetiva da
antena transmissora.
A segunda contribuição do trabalho é o desenvolvimento de modelos
empíricos, baseados no modelo de Okumura-Hata, mas que minimizam os erros
de previsão para a cidade de São Paulo. Além do modelo ajustado com a
componente de difração por obstáculos múltiplos foi obtido um modelo
empregando a difração simples. Este segundo modelo apresenta como vantagem
um menor tempo de processamento com diferenças bastante pequenas na
cobertura prevista.
Com base nos modelos propostos foram realizados exercícios de previsão de
cobertura para a cidade de São Paulo, considerando os três sistemas de TV digital
atualmente propostos para adoção no Brasil. Observou-se diferenças muito
pequenas entre as coberturas obtidas com cada um dos sistemas.
Como sugestões para trabalhos futuros recomendamos a realização de testes
e modelamento semelhantes utilizando bases de dados de mais alta resolução, que
incluam edificações. Sugere-se ainda o teste do modelo P. 1546 o qual, embora
73
equivalente ao modelo de Okumura-Hata para distâncias até 20 Km, apresenta
pequenas diferenças para distâncias mais longas. Finalmente, sugere-se a
realização de outras campanhas de medidas não só na região de São Paulo como
em outras regiões urbanas do País.
74
7 Referências bibliográficas
1 Recommendation BT.798-1. Digital Television Terrestrial Broadcasting in
the VHF/UHF Bands. ITU-R, 1994.
2 Recommendation P.1546. Method for point-to-area predictions for
terrestrial services in the frequency range 30 MHz to 3 000 MHz, ITU-R,
2001.
3 Luiz A. R. da Silva Mello, Marlene Sabino Pontes e Márcio Eduardo
Rodrigues da Costa. Apostila de Rádio Propagação. CETUC, maio de 2000.
4 Notas de Aula do Curso de Canal de Propagação Rádio Móvel - Professor
Gláucio Lima Siqueira, CETUC – PUC-Rio.
5 Notas de Aula do Curso de Planejamento de Sistemas de Comunicações
Celulares e de Rádio Acesso – Professor Luiz A. R. da Silva Mello, CETUC
– PUC-Rio
6 Grob, Bernard. Televisão Básica. Tradução de Ivan José de Albuquerque. 4.
ed.: Guanabara Dois, 1979.
7 Extratos dos estudos desenvolvidos pelo grupo de planejamento até o mês
de fevereiro de 2002, ANATEL, publicação eletrônica encontrada no
endereço: www.anatel.gov.br.
8 Leandro Rodrigues Coelho, Nelson Alexander Pérez Garcia, Márcio Eduardo
da Costa Rodrigues, Luiz Alencar R. da Silva Mello. Sistemas Rádio
Celulares e de Rádio Acesso. CETUC, 2001.
9 Relatório Integrador dos aspectos técnicos e mercadológicos da Televisão
Digital. CPqD, 28/03/2001. ANATEL, publicação eletrônica encontrada no
endereço: www.anatel.gov.br.
10 Recommendation P.370-7. VHF and UHF propagation curves for the
frequency range from 30 MHz to 1 000 MHz, ITU-R, 1995.
11 Recommendation P.529-3. Prediction Methods for the terrestrial land
mobile service in the VHF and UHF bands, ITU-R, 1999.
12 Recommendation P.526-6. Propagation by Diffraction, ITU-R, 1999.
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13 Handbook – Terrestrial land mobile radiowave propagation in the VHF/UHV
bands, ITU-R, 2002
14 Norma para determinação da intensidade de campo em canais de VHF e UHF
n-002/91. ANATEL, publicação eletrônica encontrada no endereço:
www.anatel.gov.br.
15 Relatório Final de teste em sistemas de TV Digital. ANATEL, publicação
eletrônica encontrada no endereço: www.anatel.gov.br.
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