技術報告：CN10

交 流 馬 達 變 頻 器¯¼½Å 方 法鄒 應 嶼

國 立 交 通 大 學 控 制 工 程 研 究 所

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法

鄒 應 嶼國立交通大學 控制工程研究所新竹市大學路 1001 號e-mail: yytzou@cc.nctu.edu.twwww: htt p : / / p e m c l a b . c n . n c t u . e d u . t wT E L : 8 8 6 - 3 5 - 7 2 2867FA X : 8 8 6-35-711025

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[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法

內 容1. 簡介2. 換流器3. 脈寬調變法3.1 弦波調變法3.2 空間向量調變法4. 電流控制型 PWM 電壓源變頻器4.1 磁滯比較型4.2 三角波比較型5. 數位式電流磁滯控制脈寬調變法參考文獻

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[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法

交流馬達變頻器脈寬調變方法鄒應嶼國立交通大學 控制工程系所1 簡 介交流電動機的變速方式，主要是利用變頻器改變電動機的輸入頻率及功率，而變頻器的功

能是將直流電源轉換為交流電源以控制電動機。變頻器依供應其直流電源的性質，可分為電流源(current source inverter, CSI)及電壓源(voltage source inverter, VSI)兩大類。圖 1 所示為三相脈寬調變(pulse-width modulated, PWM)電壓源變頻器的基本電路結構，脈寬調變方法根據其是否為閉路控制又可分為兩類：

· 電壓控制 PWM(voltage-source PWM)· 電流控制 PWM (voltage-source current-regulated PWM)一般我們所談論的脈寬調變策略(PWM Strategy)，主要是指以電壓源變頻器為主的脈寬調變方法 ，本文主要在於說明電壓源變頻器的脈寬調變方法，但是也對閉路控制脈寬調變方法作簡要的說明。

圖 1 三相脈寬調變電壓源換流器

2 換流器

基本上此種控制方式，變頻器本身須自行產生電動機的電壓命令，此電壓命令的頻率及變頻器輸出電壓的基本頻率(fundamental frequency)。

圖 2 三相脈寬調變變頻器的一對相腳(phase leg)根 據 不 同 的 調 變 操 作 原 理 ， 本 文 說 明 兩 種 常 用 的 方 法 ： (1)弦 波 調 變 法 (sinusoidal

modulation, SPMW)，及(2)空間向量調變法(space vector modulation, SVPWM)。本文所討論的脈波寬度調變法是採雙極性電壓切換(bipolar voltage switching)。

3 脈寬調變法3.1 弦波調變法此種調變法的操作原理，是利用弦波信號與三角波的載波信 號比較而決定變頻器的切換狀

態，如圖 2 及圖 3 所示。開關 TA+及 TA-為三相變頻器的一對切換腳，二者視為互補開關，且不可同時導通，如圖 3(b)所示。因為電壓之切換是由 µ §至 µ §或由µ §至 µ §；故稱雙極性電壓切換。因圖 3(b)中虛線所示為 PWM 波的基本分量(fundamental component)。為了便於分析，定義振幅調變比(amplitude modulation)ma

4

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法µ § (1)及頻率調變比(frequency modulation ratio) mf

µ § (2)其中 µ § ：弦波電壓命令的最大值µ § ：三角波峰值大小µ § ：基本波頻率µ § ：切換頻率

圖 3 脈寬調變 PWM的操作原理若 µ §保持不變，µ §的變化使 µ §¥0¨1Ť¡«ÅÀ¾ª¿¥¹Àª§¦¹3(b)¤©Å¥¤PWMª¡¦¨ 基 本 ª®¤

¤«»µ § 的 大 小 呈 線 性 關 係 變 化 ； 稱 為 線 性 調 變 (linear modulation) ； µ §>1¡«¹À¿¥ª§±µª««¦¹3(b)ªª§¡·²¥¸¦ª¿ª¦¤¡º¬¹½Å(over modulation)，此時基本波峰值與 µ §

的關係為非線性；若 µ §>1 增加至某一定值時，將使輸出電壓波形變成方波，此時基本波之峰值成為定值。假設 µ §為基本波峰值的大小，由傅利葉分析，可得上述三種情形如下：1. 線性調變區，0<µ §<1

µ § (3)2. 過調變區，µ §>1

µ § (4)

3. 方波切換(square wave switching)µ § (5)

圖 4 基本波峰值與振幅調變指數關係圖圖 4 所示為在 µ §時的基本波峰值與振幅調變指數關係圖。此種調變法，載波頻率亦愈高時，諧波頻率亦愈高，愈易濾波，由圖 3(b)可知相電壓

Va,b,c 若將每一切換週期取平均值可得相電壓平均值波形為一梯形斜波，若頻率調變比 mf 夠大，則相電壓 Va,b,c 平均值波形可以一平滑曲線 µ §代替，即 Va,b,c 的基本波。故三相對稱變頻器，其輸出之各相的相電壓平均值為

µ § (6)µ § (7)µ § (8)µ § (9)其中µ §因為電壓與脈波調變的方法有關，且在一個切換週期中脈波的對稱性可降 低諧波成份，故

當頻率調變比 µ §為 3 的倍數時，可得相位差 120 度相同波形的三相電壓5

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法µ § (10)µ § (11)其中 n 為整數。在弦波調變中，線性調變區 µ §的最大值為 1，而方波切換其 µ §，故線性調變的振幅調變

比最多只能達到方波切換的 78%µ §3.2 空間向量調變法此種調變法的操作原理，是利用空間向量的觀念來取得脈寬調變電壓源變頻器的切換時間

表。其方法是將空間向量，以 park 轉換式表示在 µ §平面座標上，park 轉換的觀念為維持能量及阻抗不變。空間向量複數表示式定義如下：

a，b，c 三相電機變數µ (12)

µ § (13)

µ § (14)

µ § (15)

¦¤

µ § (16)

而為了維持能量及阻抗不變µ § (17)

故µ §

94

32

2 2 2k m m (18)

¦¦¡·¤¬¹À¥¤¹Àª¶¦¶Vª¥®¡®¾ÅÀ¾¤¹¤´¶Ã¡ ¡µ §、µ §，由其八種開關切換組合情形，可

得變頻器的八種可利用電壓空間向量，其中包含了六種非零電壓向量及兩種零電壓向量 ，表 1 為切換組合與電壓空間向量的關係對照表。圖 5 為電壓向量的空間向位圖。表 1 中µ §表示三對開關的八種切換狀態，µ §則表示其八種空間電壓向量，當 及 µ §時(即電壓向 量 µ § 及 µ §) ， 因 µ § 、 µ § 、 µ § 為 同 時接地或正電 源 ， 此 時 電 動 機 為浮接(floating)，即電動機與電源隔離，稱為自由飛輪期(free-whelling period)，以 µ §表示，即零電壓向量；其餘六種則以 µ §表示，為非零電壓向量。

要得到最佳 PWM 調變，就必須符合下列條件：· 對於數個切換狀態，其電流向量之最大偏差值要盡可能的小· 切換週期須盡可能的短

要滿足上述條件時，須· 只有鄰近命令電壓向量的三個空間向量被選用。

6

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法· 電壓向量平均值的週期須與僅由三個連續的空間向量組成之命令電壓的切換週´¬µ¡

ª1 ÅÀ¾¤´ªº»¹À¦¶Ã«¹·ª(2¦6¦¡0ªº¤¡1ª¾³)

Vn

Nsµ § µ

µ § µ

µ § µ

FW

V1

1

1 0

0 1

0 1

1

V2

2

1 0

1 0

0 1

1

V3

3

0 1

1 0

0 1

1

V4

4

0 1

1 0

1 0

1

7

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V5

5

0 1

0 1

1 0

1

V6

6

1 0

0 1

1 0

8

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法1

V7

7

1 0

1 0

1 0

0

V8

8

0 1

0 1

9

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法0 1

0

欲使每個變頻器開關的切換頻率最小，須排定切換順序使得由一種切換狀態變到另一切換狀態時，只須切換變頻器的一個相腳(phase leg)。若要迎合上述之種種條件，則須由一零電壓向量開始，

變頻器相腳以一適當的順序切換，而結束於另一零電壓向量。

SECTOR 3

V2

SECTOR 1

SECTOR 4 SECTOR 6

SECTOR 5

SECTOR 2

V1

V6V5

V3

V4

ZERO VOLTAGE VECTOR V7 and V8

圖 5 電壓向量平面空間相位圖如圖 5 所示，可將平面座標區分為六個區(sector)。根據參考命令電壓向量 µ §所在位置的

不同，可得六組不同電壓向量選擇及其切換順序的排定，如下所述：1. 當 µ §停在 sector 1 時，則令切換順序為…812721812721…。因此在 sector 1 的

一個切換週期中

10

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法µ § (19)

若切換頻率夠高，則在一切換週期內，可將參考電壓向量 µ §視為定值，又空間向量 µ §，µ §為定值，µ §¡¬¥±

µ § (20

)

¦¤ µ § ¡¬¤´¶´®¶

µ § ¡¬ª¶¦¶µ

ª¦¦®¶

µ § ¡¬ª¶¦¶µ §ª¦¦®間±¦ª¶¦¶ª¥¦¡¥ª¨®¼ª¥®¡

¹6 (a)¹À¦¶¿¾¹¡(b)ª¶¦¶PWMª³¨¯ª«¹

µ § (21)

¨¤µ §¡ a V Vref d 23

¡由上¦¡¥±

µ § (22)

µ § (23)

¬µ § (24)

µ § (25)µ § (26)

¦¤T7¤T8¤§¬¹¹À¦¶V7¤V8ª¦¦®¶¡¹6(a)¬sector 1ª¹À¦¶¿¾¹¡¹6(b)¬¦ª¶¦¶PWMª³¨¯ª«¦¹¡¹6(b)

¤©¥ª¹º¤µ¦¦§©¹À¿ª¤¯°Â¯ª§¡

¥¹6(b)¥ª¬¨¤©Â 電壓¦¤

¤´¶´ª¥§¬

µ § (27)

§ (28)

µ § (29)

2. 當 µ §停在 sector 2 時，則令切換順序為…832723832723…。因此在 sector 2 的一個切換週期中µ § (30)

式中 µ §：為空間向量 µ §ª¦¦®¶µ §¡¬ª¶¦¶µ §ª¦¦®¶

¥±µ § (31)

¦¤ §¡µ §¡¥¤¦¡¥±µ § (32)

µ § (33)

µ § (34)

11

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法圖 7(a)為 sector 2 的電壓向量選擇圖，圖 7(b)為此空間向量 PWM的最佳脈波型式圖。由圖

7(b)可知相到中性點電壓在一切換週期平均值為µ § (35)

µ § (36)

µ § (37)

圖 7 (a)電壓向量選擇圖，(b)空間向量 PWM 的最佳脈波型式圖3. 當 µ §停在 sector 3 時，則令切換順序為…83474383344743…。因此在 sector 3的一個切換週期中µ § (38)

式中 µ §：為空間向量 µ §的存在時間µ §：為空間向量 µ §ª¦¦®¶

¥±µ § (39)

¦¤µ §，µ §。由上式，可得µ § (40)µ § (41)

µ § (42)

¹8 (a)¹À¦¶¿¾¹¡(b)ª¶¦¶PWMª³¨¯ª«¦¹

¹8(a)¬sector 3ª¹À¦¶¿¾¹¡¹8(b)¬¦ª¶¦¶PWMª³¨¯ª«¦¹¡¥¹8(b)¥±¬¨¤©Â¹À¦¤¤´¶´¥§¬

µ § (43)

µ § (44)

µ § (45)

4. 當 µ §停在 sector 4 時，則令切換順序為…854745854745…。因此在 sector 4 的一個切換週期中µ § (46)

式中 µ §¡¬ª¶¦¶ ª¦¦®¶

µ §¡¬ª¶¦¶VVT

T T T T a Vbq

zq ( ) sin( )0

3 20

2 223

60 ª¦¦®¶

¥±µ § (47)

¹9 (a)¹À¦¶¿¾¹¡(b)ª¶¦¶PWMª³¨脈波«¦

¹

¦¤µ §，µ §。由上式，可得µ § (48)

12

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法 § (49)

µ § (50)圖 9(a)為 sector 4的電壓向量選擇圖，圖 9(b)為此空間向量 PWM的最佳脈波型式圖。由圖 9(b)可得相到中性點電壓¦¤¤´¶´¥§¬

µ § (51)

µ § (52)

µ § (53)5. 當 §停在 sector 5 時，則令切換順序為…856765856765…。因此在 sector 5 的一個切換週期中 圖 10 (a)電壓向量選擇圖，(b)空間向量 PWM 的最佳脈波型式圖µ § (54)

式中 µ §：為空間向量 µ §的存在時間µ §¡¬ª¶¦¶µ §ª¦¦®¶

¥±µ § (55)

式中 µ §，µ §。由上式，可得µ § (56)

§ (57)

µ § (58)

¹10(a)¬sector 5 的電 À¦¶¿¾¹¡¹10(b)¬¦ª¶¦¶PWMª³¨¯ª«¦¹¡¥¹10(b)¥±¬¨¤©Â¹À¦¤¤´¶´¥§¬

µ § (59)

µ § (60)

µ § (61)

6. 當 µ §停在 sector 6 時，則令切換順序為…816761816761…。因此在 sector 6 的一個切換週期中µ § (62)

式中 µ §：為空間向量 µ ª¦¦®¶µ §¡¬ª¶¦¶µ ª¦¦®¶

¥±µ § (63)

¦¤µ §¡µ §¡¥¤¦¡¥±

µ § (64)

µ § (65)

µ § (66)

圖 11(a)為 sector 6 的電壓向量選擇圖，圖 11(b)為此空間向量 PWM的最佳脈波型式圖。由圖11(b)可得相到中性點電壓在一切換週期平均值為

13

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法µ § (67)

µ § (68)

¹11 (a)¹À¦¶¿¾¹¡(b)空間向量 PWM 的最佳脈波型式圖

µ § (69)綜合上述六種 sector 的情況，可得如圖 12 所示之標么值圖形，由圖 12 知三相之相位差為120 度，而由(16)式知，µ §。故圖形經 90 度相位移後，以 A 相為例，可得圖 13。由圖13 知對一基本週期而言，µ § (70)µ § (71)

且由圖 12 知µ § (72)

而線間電壓 µ §¡¥«¤º±§¡ª²¤°¡µ

µ § (73)

圖 12 空間向量調變法變頻器輸出電壓平均值

第二區，µ §

µ § (74) 圖 13

A相空間向量 PWM 變頻器輸出電壓平均值波形

第三區，µ §µ § (75)

²¥°¡µ §

§ (76)

²¤°¡µ §

µ (77)

²¤°¡µ §

µ § (78)

由上述六種 µ §情形，並經 µ §相位移後，可得圖 14。故可得三相之線間電壓平均值表示式14

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法µ § (79)µ § (80)

¥¥¤¤±¾¥知，´S

VPWM¦¨¡©±¨ª½¹À¥§¬©ª¡µ¦¬¦¤©Â¤¹À««©ª¡¤¸Sin PWM»SVPWM©±¤½¹À¡¥±

¹14 ª¶¦¶½ÅªÅÀ¾¿¥¹À¥§值波§

µ §

¤

µ § (81)

故µ §

故可知 SVPWM的最大振幅調變比 (82)

約較 Sin PWM之線性調變區增加了 15%，且其最大基頻電壓可達方波切換法之基頻電壓的90%

µ §

在此以實例做進一步說明，當振幅調變比 µ §及欲得之基本波頻率 µ §¤ªª±ª¤¡¥À²½Å¤µ §¡¦¦¥±¦¤°¥¶´T 中，µ §所對應的角度為µ § 圖 15 基本週期內之電壓向量選擇示意圖

故在一 sector中，可等分成四段，每段為 15，此時，在一基本週期中，電壓向量的完整切換順序依次為(以 µ §表示)...812721 812721 832723 832723 834743 834743 854745 854745 856765 856765 816761 816761...。每段中，各相只切換一次，故一基本週期中共切換 3´24 = 72次。如圖 15所示。而為得參考電壓的平均值起見，故一 sector其¥¬¤³¤¡¦¬©¹Àªg¨¤§¬

µ §¦¤k = 0,1,2,3 即 µ §。再依前述法則求出各段中所用各電壓空間向量之最佳切換時機。此種調變法則，須由微處理機根據上述所推導之法則作

即時(real time)計算，並送出最佳

化脈寬調變波形，為一相當複雜之調變法則。 圖 16 電流控制脈寬調變電壓源變頻器4 電流控制型 PWM 電壓源變頻器

電 流 控 制 型 PWM 電 壓 源 變 頻 器 ， ¦¹16©¥¡¦¥«°©¯¥¬¹°¾Å°¨²¤±³±¥¡¦¨±¨¤ª¸Â³¡©©¹²¡°¥¤¨±¨-²¡ÅÀ¾¥¨¶¦¦²¥¹°¾ª°¦¹¬ 命 令 ¡¨¦±¹°¾ª¹»¹¬¡¸¹¬±¨¾³²«¡°¥Äµ«¸µÅÀ¾ª¥²´Å¤¥¡¨¹°¾ª¹»¹¬°À°¦¹¬©¥

¡¹¨±¨ª¥ª¡µ®¦¥«¬¤¡¦º±¨¤¦¥¤¬º 滯型(h

ysteresis)¤¤¨ª¤¸«(ramp comparsion)¡¥¤¤§¤²³¤º«¦ª±¨ª¡

15

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法4.1 ºº¤¸«

®¾¹¬»®ºª«ª¤¦¡¥¦²¤¬¡

· 靜電參考軸之誤差調變法(D modulation in a stationary frame)。· 同步參考場之誤差調變法(D modulation in a synchronous frame)。

其說©¦¤¡1. À¤°¦³¤»®½Åª

¦ª¤¥º¬¤¬¿¥±¨«¡¨±¨¤¶¹¦¹17©¥¡¦¤¬¹¬¤§¿¥³¸ºº¤¸¾¡¨¾¤¬©¥ 電 流»¹

»¹¬¤¬¦¦¿¥¤¸¡¦¬¤¸«ª®-

°¦ºº¤¸¾²¥¦¹18©¥ªª§¡·¹»¹¬¶¹ºº¤ªÃ¬(upper band limit)¡«ÅÀ¾¸¬¤ºª¥²´ 體 (up

per transistor base)º¤

¡¦¤ºª¥²´Å(lower transistor base)¾³¡¨¹»¹¬¤¡¬¤ª¡·¹»¹¬§©ºº¤ªÃ¬(lowe

r band limit)®，則該相下端的功率晶體截止，而上端的功率晶體導通，使實際電流上升，因此實際電流將隨時追參考命令電流，而產生如圖 18中的脈寬調變信號(PWM)。若磁滯帶寬度範圍設定愈小，則實際電流與參考命令電流愈相似且功率晶體切換頻率愈頻繁，但亦使得功率晶體切換損失增加且容易受損。磁滯範圍的大小可決定實際電流漣波頻率(ripple frequency)與功率晶體的切換頻率(switching frequency)¡

¹17 ¤¬¿¥ºº±¨¤¶¹

¹18 ¤¬¿¥ºº«¿¥¤¯¼½Å«¸

¹19 ¦¨°¦®¼³¤¤誤差¦¶

¤¹À¦¶¿¾Ã«¹

2. 同步參考座標場之誤差調變法在 d-q軸同步旋轉座標平面上，由命令電流向量 µ §與實際電流向量 µ §相比較，而根據此電流誤差向量 §的所在位置選擇一最適當的變頻器切換狀態，由所產生的電壓向量將電流誤差修正至最小。圖 19 為同步參考場的電流誤差向量及電壓向量選擇關係圖。由轉子磁通向量對應於靜止參考場的角度位置，可得知轉子磁通導向場之參考軸位置 µ §，因此可將實際三相電流轉換至同步參考座標場中。由節可得以下之公式轉換

µ § (83)¦¤ µ § ：

¹»¹¬©µ §軸的分量

µ § ： 實際電

流於 µ §軸的分量故，在 µ §軸的電流差量分別為

µ § (84)

µ § (85)

¦¤ µ § ¡¹¬©¥©µ §¶ª¤¶

µ § ¡ ¹¬©¥©µ §¶ª¤量16

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法因此，在同步參考場中，電流誤差量與座標象限區的組合關係如下：µ §：同步座標平面中第一象限區µ §：同步座標平面中第二象限區

表 2 同步座標場誤差調變之電 À¦¶¿¾Ã«ªÂ¤º³¥«»®¦¶©¦¶¹

¦¶¦¸¤¤¤¥

µ § (degree)

(-30, 30)V2V3V4V5

(30, 90)V3V4V5V6

(90, 150)V4V5V

6V1

(150, 210)

V5V6

V1

V2

17

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法

(210, 270)

V6

V1

V2

V3

(270, 330)

V1

V2

V3

V4

µ §¡¦¨®¼¥¤²¤¶°

¡¦¨®¼¥¤²¥¶區為使電流誤差向量減少，所以須選擇與電流誤差向量同一象限區的電壓向量，但由於可利用之非零電壓向量較象限數為多，因此，為求只選定單一電壓向量，當在同一象限中有二電壓向量可供選擇時，以最接近 µ §軸的為最適當之選定對象。此選擇策略乃基於做系統之反電動勢的作用而來。因實際上，在一磁場導向控制系統中，反電動勢主要作用在 µ §軸上。以圖 19 為例，若電流誤差 向 量 在第一象限區 ， 假 設 不 考慮反電 動勢的 作 用 ， 則有二 ¹À¦¶µ §¤µ §¥¨¿¾¥

18

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法´¤¹¬»®¡¦¥¤¹°¶ª¼Å¡¥¤¤¿¾µ²¡¦µ §¸±ªµ §，故¥ªµ §¬³¾·¤¹À¦¶¡ª2©¥¬µ §在不同轉子磁通位置及不同象限區中所需選擇之電壓向量關係對照表，再由表 1，可得此時功率晶體的切換狀態。4.2 三角波比較型三角波比較控制器如圖 20 所示，為非同步正弦-脈寬調變。在圖 20中，將電流誤差量與三角波比較，若誤差量大於(小於)三角波，則將變頻器功率晶體切至正(負)方向。使用此型之控制，由於變頻器開關切換在三角波的頻率時，將產生諧波。因此，若誤差電 流的變化率大於¤¨ªªÀ²®¡«²¥ª¤¸«¸·¦¨¦½Å¦²¥¥¯²¶¡¦³®¶¥¥Á§¡

¹20 ¤¨ª¤¸¾

¹21 ¹À·¤¬¿¥¹ 流磁 º±¨PWMÅÀ¾¤¶¹

5¼ 位式電流磁滯控制脈寬調變法

圖 21 中虛線所示，為數位化電流磁滯控制脈寬調變電壓源變頻器。此設計之目地在於以軟體產生電流磁滯法所須之三相命令參考電流及磁滯比較動作，在實際應用上可取代其原本所須之硬體線路，使電路簡化。其三相參考命令電流表示如下：

µ § (86)

µ § (87

)

µ § (88)

式中 µ §，µ § ， § ¡¤¬°¦©¥¹¬

µ § ¡±¨¾©°¥¤¦¦¹¬©¥

µ § ：電動機轉軸的位置角µ § ：命令滑差角

µ § ¡Â¯¸À¨±¨¹°¾¤¹»¹¬¯¦(83)~(85)¦ª¹¬ª§¡¥¶¾·¦¤´ÅÀ¾¤¤¤¹¥²´Å¡µ §¡µ §¡µ §¡¦¨ª«¬®¾¹¬»®-³©ªºº¼«°¤ª¦¸¨¨©¡¨ºº¼«¬2h(h¥³©)¡ª3©¥¬º¦¤¬¹¬»®¦ºº°¤ª¥¯¦¦¦¸¡©Â¯¥ª¥²´Å¾³(ON)/º¤(OFF)ª¹·Ã«ª¡¥¥²´Åª¤´ªº¡¨ª1©¥¡¥±ÅÀ¾´¨µ¹°¾¤¹À¤µ¦(©µ §À¤®¼¶¤)¬

V V N FWqss

d s

23

1 23

cos ( ) (89)

µ § (90)

·µ §§Å®¡¨µ 電動機的 µ §軸等效電壓亦跟著改變，在 µ §及 µ §為自由飛輪期，由表 1 中可知。此時以 µ §表示，由(86)及(87)式可得 µ §， §，代表與電源隔離之狀態情形。因此可知(86)及(87)式可作為電腦程式模擬變頻器工作情形的表示式。

表 3 電流磁滯功率晶體導通/截止關係表19

[CN10] 課程講義：交流馬達變頻器脈寬調變方法相 別µ §功率晶體 導通(1)/截止(0)

Aµ §µ §µ § §維持目前激發狀態µ §

Bµ §µ §µ §

µ §

維持目前激發狀態µ §

Cµ §µ §µ §µ §

º«¥«¿µªºµ §

20

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