工學碩士學位論文

누설신호 벡터 제거 기능을 보유한 UHF 대역

RFID 리더 개발

Development of a UHF RFID Reader with Vector

Cancellation of Leakage Signal

忠 北 大 學 敎 大 學 院

電波工學科 電波通信工學專攻

劉 相 吉

2016 年 2 月

本 論文을 李 光 源의 工學博士學位 論文으로 認定함.

審 査 委 員 長 안 재 형 (인)

審 査 委 員 안 병 철 (인)

審 査 委 員 방 재 훈 (인)

審 査 委 員 이 동 국 (인)

審 査 委 員 김 영 민 (인)

忠 北 大 學 敎 大 學 院

2016 年 2 月

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그림목차 ··························································································································ⅶ

표목차 ······························································································································ⅹ

Abstract ····························································································································8

I. 서 론 ·····························································································································1

1.1. 기존 연구 동향 ········································································································1

1.2. 연구 내용 ··················································································································4

II. UHF 대역 RFID 리더 ······························································································5

2.1. RFID 리더 장치 ······································································································5

2.2. 통신 프로토콜 ········································································································12

2.3. 송수신부 구성 ········································································································18

III. RFID 리더 설계 ·····································································································25

3.1. RFID 리더 통신 링크 설계 ················································································28

3.2. 벡터 제거기 설계 ··································································································40

3.3. 위상궤환(Phase Locked Loop) 발진기 설계 ··················································53

3.4. 리더 테스트용 GUI ······························································································65

IV. 제작 및 측정결과 ··································································································67

4.1. RFID 리더 제작 및 측정 결과 ··········································································67

4.2. 전자파 적합성 시험 측정 결과 ··········································································71

4.3. 표준 적합성 시험 측정 결과 ··············································································77

4.4. 벡터 제거기의 유효성 확인 ··············································································103

V. 결 론 ························································································································106

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VI. 참 고 문 헌 ········································································································109

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그림 1.1 RFID 기본구성 ·····························································································3

그림 2.1 RFID 시스템 구성 및 운용 개념 ·····························································5

그림 2.2 수동형 태그가 적용된 RFID 리더 ···························································7

그림 2.3 송수신기의 시스템 감도 ·············································································8

그림 2.4 거리에 따른 태그의 수신전력(리더 출력= 30dBm 인 경우) ···········9

그림 2.5 거리에 따른 리더의 수신전력 ·······························································10

그림 2.6 BER과 Eb/N0와의 관계 ··········································································11

그림 2.7 시스템 감도와 잡음지수의 관계 ·····························································11

그림 2.8 PIE(Pulse Interval Encoding) 심볼 ·······················································13

그림 2.9 DSB/SSB-ASK 및 PR-ASK 변조 방식 ·············································15

그림 2.10 RFID 수동형 태그의 후방산란 결합 ···················································17

그림 2.11 RFID에 적용되는 부호화 형태 ·····························································18

그림 2.12 일반적인 RFID 송수신기 구조 ·····························································19

그림 2.13 RFID 리더 시스템의 누설 신호 ···························································20

그림 2.14 누설 신호에 따른 인식거리 ···································································23

그림 3.1 설계된 RFID 리더 블록도 ·······································································26

그림 3.2 DSB-ASK 변조가 적용된 순방향 링크 블록도 ·································28

그림 3.3 DSB-ASK 변조방식 모델링 ···································································29

그림 3.4 State flow (DSB-ASK PIE Symbol Encoder) ··································30

그림 3.5 DSB-ASK 변조방식 ·················································································32

그림 3.6 PR-ASK 변조방식 모델링 ······································································33

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그림 3.7 State flow (PR-ASK PIE Symbol Encoder) ·····································34

그림 3.8 PR-ASK 변조방식 ····················································································35

그림 3.9 변조 방식에 따른 포락선 비교 ·······························································36

그림 3.10 역방향 링크 블럭도 ·················································································37

그림 3.11 역방향 링크 모델링 ···············································································38

그림 3.12 역방향 링크 시뮬레이션 결과 ·······························································39

그림 3.13 송신 누설전력의 경로 ···········································································40

그림 3.14 누설전력에 의한 수신부 노이즈 레벨의 변화 ·································41

그림 3.15 벡터 제거기(vector canceller) 원리 ·················································42

그림 3.16 제안된 벡터 제거기 ·················································································43

그림 3.17 제안된 전압감쇄기 회로도 ···································································44

그림 3.18 전압 감쇄기 설계 결과 ···········································································46

그림 3.19 벡터 제거기 회로도 ·················································································47

그림 3.20 벡터 제거기 신호 적용전 ·······································································48

그림 3.21 벡터 제거기 신호 적용후 ·····································································49

그림 3.22 벡터 제거기 유무에 따른 리더 수신부 성능 모델링 ·······················50

그림 3.23 벡터 제거기 구성도 ·················································································51

그림 3.24 벡터 제거기 적용 유무에 따른 리더 수신 전력 ·······························52

그림 3.25 위상궤환 발진기 구성 ·············································································53

그림 3.26 3차 루프 필터 구조 ·················································································57

그림 3.27 설계된 위상궤환 발진기 회로 ·····························································59

그림 3.28 주파수 응답특성 ·······················································································60

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그림 3.29 위상궤환 발진기의 과도 현상 ·······························································62

그림 3.20 위상궤환 발진기의 출력파형 ·································································62

그림 3.31 위상 잡음 특성 ·························································································64

그림 3.32 설계된 위상궤환 발진기 ·······································································65

그림 3.33 리더 테스트용 GUI ···············································································66

그림 4.1 제작된 RFID 리더 ·····················································································67

그림 4.2 전자파 시험 및 표준적합성 시험을 위한 장비연결도 ·····················68

그림 4.3 점유주파수 대역폭 ·····················································································71

그림 4.4 불요발사 1 ···································································································72

그림 4.5 불요발사 2 ···································································································73

그림 4.6 체류시간 ·······································································································74

그림 4.7 부차적 한도 발사 ·······················································································75

그림 4.9 송신 출력 ·····································································································77

그림 4.10 송신 출력 리플 ·························································································78

그림 4.11 스펙트럼 마스크 ·······················································································79

그림 4.12 시험 파형 ···································································································80

그림 4.13 Delimiter ··································································································81

그림 4.14 Tari ···········································································································82

그림 4.15 RTcal ··········································································································83

그림 4.16 Preamble-Query: TRcal ·········································································84

그림 4.17 Preamble-Query: D0(tr,tf,PW) ···························································85

그림 4.18 D0 modulation ··························································································86

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그림 4.19 D0: Mhh ····································································································87

그림 4.20 D0: Mlh ······································································································88

그림 4.21 D0: Mhl ······································································································89

그림 4.22 D0: Mll ·······································································································90

그림 4.23 Preamble-Query: D1(tr,tf,PW) ···························································91

그림 4.24 D1 Modulation ··························································································92

그림 4.25 D1: Mhh ····································································································93

그림 4.26 D1: Mlh ······································································································94

그림 4.27 D1: Mhl ······································································································95

그림 4.28 D1: Mll ·······································································································96

그림 4.29 CW 평균 ····································································································97

그림 4.30 T4 타이밍 ··································································································98

그림 4.31 T1 타이밍 ································································································99

그림 4.32 RN 16 ·······································································································100

그림 4.33 T2 타이밍 ································································································101

그림 4.34 T3 타이밍 ································································································102

그림 4.35 태그 부착 모습 ·······················································································104

그림 4.36 태그 인식률 시험 모습 ·········································································105

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표 2.1 정보통신부 고시 제2004-7호[20].....................................................................16

표 2.2. RFID 민감도.........................................................................................................22

표 3.1 크리스털 발진기 특성.........................................................................................52

표 4.1 표준 적합성 시험 결과.......................................................................................69

표 4-2. 인식률 시험결과...............................................................................................103

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Development of a UHF RFID Reader with Vector

Cancellation of Leakage Signal

Sang Gil Yu

Department of Radio Science and Engineering

Graduate School of Chungbuk National University, Cheongju City, Korea

Supervised by Prof. Bierng-Chearl Ahn

Abstract

The UHF-band(912MHz) RFID(radio frequency identification)

system finds increasingly diverse applications including the

production management(e.g. pharmaceutical products), the

product verification(e.g. whiskey), the library book management,

etc. A UHF RFID system consists of the tag antenna, the reader

antenna, the reader, and the computer server. The RFID leader's

performance is critical to the system operation since it is

responsible for the read range and the discrimination of multiple

tags.

In this thesis, a UHF RFID reader is designed, fabricated and

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tested. The designed reader consists of an RF front-end, a digial

signal processing(DSP) unit, an FPGA data processing unit, and a

microcontroller unit(MCU). The RF front-end is responsible for

the generation, amplification, and modulation of the signal

trasmitted(Tx) toward the tag and for the reception, downversion,

amplification and demodulation of the transmitted signal

backscattered(Rx) from the tag.

The FPGA data processing unit generates the modulation

signal(which is mixed with a crystal-oscillator-based synthesized

912MHz signal before transmission) and processes the

demodulated received signal. The DSP unit generates a

modulation signal in cooperation with the FPGA data processing

unit, and processes the received signal before the data

manipulation in the FPGA unit.

The MCU unit controls the overal operation of the reader and

manages the Ethernet and RS-232 serial communications. The

sequential transmission by mutlple RFID reader antennas is

carried out by successively connecting the reader to one of four

antennas using a one-pole multiple-throw switch controlled by the

MCU.

A crystal-oscillator-based frequency synthesizer generates a

912MHz 10mW RF signal, which is then mixed with the

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modulation signal(DSB-ASK or PR-ASK forms generated by the

FPGA unit), amplifed with variable gain upto 4W, and then

transmitted toward the tag by the reader antenna.

High isolation between the Tx and Rx signals is crucial for

maximizing tag detection range(up to 10m). A vector cancellor

concept is applied to increase the Tx-Rx isolation by additional

30dB above the basic 20dB isolation provided by the directional

coupler.

The mixer directly converts the backscattere signal to the

baseband signal, which is then demodulated, filtered, amplfied

and processed in the FPGA data processing unit. The

demodulated ASK signal is processed to extract the tag data. The

anti-collision processing is carried out in the DSP unit.

The reader is connected to a PC where an application program

manages the reader and receives the proccessed tag data from the

reader through the Ethernet or RS-232 channel. In the design of

the RF front-end, following tools are employed: Advanced Design

SystemTM(ADS) for the component design and Matlab SimulinkTM

for the system level performance verification and tuning.

Firmwares for the MCU, DSP, and FPGA units are designed

using widely-used respective development tools. The

firmware-loaded MCU, DSP, and FPGA units are finally combined

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with the RF front-end and the operation of the reader is tested

by checking signal at appropriate points and by testing the tag

detection and discrimination capabilities. As a final step in the

development, the reader's Tx and Rx signals is measured and

analyzed in great detail to check if the reader's signals conform

to the RFID reader standard(the domestic radio regulation and

the ISO 18000-6C).

The designed reader is fabricated and tested. Test results show

that the designed reader meets all of the design goals. The

developed reader can detect a dipole-type tag upto 10m and

discriminates 97 tags out of 100 dipole tags placed side by side

over an area of 40x60cm. The reader has a dimension of

15x15x3cm and consumes a total of 20W 220VAC input power.

The construction of the thesis is as follows. In Chapter I, a

review of the state of the related technology is presented followed

by methods and techniques used in the thesis. Chapter II

presents the construction and theory of operation of the UHF

RFID reader. Chapter III describes the design, fabrication and

test of the RFID reader. Chapter V presents the conclusion of the

thesis.

* A dissertation for the degree of Doctor in February 2016.

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I. 서 론

1.1. 기존 연구 동향

RFID(Radio Frequency Identification) 리더는 무선 주파수를 이용하여 태그

의 정보를 읽거나 기록하는 장치이다 [1]-[3]. 최근 RFID 리더 기술의 발전과

함께 전자 태그가 널리 보급됨으로써 유비쿼터스 환경[4], 물류 보관 및 배송

[5], 의약품 관리용 대형 물품 검수장치[6] 등에 활발히 적용되고 있다. 최근

도서관리, 의류 관리 등 적층되어 있는 다수의 물품을 효율적으로 적용하기

의한 근거리 RFID 시스템[7]도 많은 발전이 이루어지고 있다.

리더의 순방향 링크(downlink)에 사용되는 변조는 태그에 태그에 연속적으

로 전력 공급이 가능한 변조방식이 필요하다. 이를 위한 리더의 대표적인 3가

지 변조방식으로 양측파대 진폭변조(Double Side Band-Amplitude Shift

Keying), 단측파대 진폭변조(Single Side Band-Amplitude Shift Keying) 그리

고 위상반전 진폭변조(Phase Reversal Amplitude Shift Keying) 등이 있다[8].

양측파대 변조방식은 단측파대 변조방식에 대하여 간단한 회로구조를 갖지만

전력소비가 증대되고 노이즈에 상대적으로 취약한 특징이 있다[9]. 이에 반해

PR-ASK 변조는 낮은 코드화(encoding)이 가능하고 높은 전력효율을 갖는다.

리더의 역방향 링크(uplink)에서 사용되는 변조방식은 후방산란변조 방식을 사

용한다. 후방산란변조는 리더에서 전달된 신호를 안테나에 내장된 스위치를

사용하여 태그의 임피던스를 변화시켜서 전반사와 정합을 이용하여 리더로 신

호를 보내주는 방식이다[10]-[11]. 후방산란변조 방식을 최적화하기 위한 태그

칩의 전력 변환 효율을 높이기 위한 연구 및 태그 안테나 특성을 개선하기 위

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한 연구가 진행중이다[12]-[14].

리더의 인식거리를 증대는 수동형 태그를 인식해야 하는 UHF 대역의 리더

개발에서 중요한 문제이다. 인식거리를 늘리기 위해서 리더의 송수신 격리도

증대 및 위상잡음 대책을 통한 수신감도 개선, 태그의 전력변환 효율성 개선

등이 있다. 특히 송수신단의 격리 특성을 향상시키기 위해 회로들은 격리 소

자에 의한 누설 신호와 격리소자와 안테나간 임피던스 부정합에 의한 누설 신

호 등을 제거하는 구조의 연구가 진행 되었다. 이러한 제거 회로는 멀티 안테

나를 이용한 구조, 강제 반사회로 및 송신 신호의 일부를 추출하여 제거하는

방법 등 다양한 시도로 연구되었다. 송신과 수신 안테나를 별도로 사용하는

바이스테틱(Bistatic) 리더 경우 원편파 안테나를 사용함으로써 송수신 신호의

격리도를 향상 시킬 수 있으나 안테나를 최소 2개를 사용하기 때문에 비용이

상승되게 된다. 송수신안테나를 1개를 사용하는 모노스테틱(mono static) 리더

의 경우는 리더 내부의 송수신단에서 격리도를 높이는 것이 관건이다. 모노스

테틱 리더에서 격리도를 높이기 위해서 사용하는 대표적인 격리 소자로는 방

향성결합기와 서큘레이터가 있다. 방향성 결합기는 구현의 용이함과 비용의

유리함에 의해 휴대형 RFID 리더 시스템 송수신단에 가장 많이 사용되고 있

는 격리 소자이다. 하지만 이러한 방향성 결합기 또한 소자의 불완전한 격리

특성과 안테나와의 임피던스 부정합에 의해서 누설 신호가 수신부로 유입되는

문제를 가지고 있으며, 이러한 누설 신호를 제거하기 위해서 여러 가지 제거

방법들이 연구되고 있다[15]-[16]. 서큘레이터는 우수한 격리 특성을 가지며,

각 포트에 따라 다른 출력 포트를 가지는 격리 소자이다. 이러한 서큘레이터

를 이용한 송수신단은 다른 격리 소자들과 달리 우수한 격리 특성에 의해 격

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리 소자에 의한 누설 신호가 작지만 안테나와의 임피던스 부정합에 의한 누설

신호는 존재하게 된다. 송수신기의 위상잡음 개선을 위해서는 위상궤환 발진

기(Phase Locked Loop) 설계 최적화를 통한 위상잡음 대책이 필요하다. 위상

궤환 발진기의 위상잡음 개선을 위해서는 회로를 구성하는 각각의 소자들이

위상잡음 특성이 좋아하며 사용하는 전원의 안정화, 루프필터 및 분주기의 분

주비 최적화 대책이 필요하다. 특히 분주비를 낮추기 위해 궤환 루프에 믹서

를 사용하여 분주기에 의한 위상잡음 악화를 완화하는 방안을 사용하기도 한

다[17]-[19].

그림 1.1 RFID 기본구성

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1.2. 연구 내용

본 논문에서는 UHF 대역 리더의 방법을 제시하고 있다. 개발 목표는 국내

전파법 인증 시험항목[20] 만족 및 국제 법규인 ISO18000-6C[21] 성능을 만족

하는 리더를 설계하고 검증하는 것에 있다. 이런 리더를 개발하기 위한 핵심

내용인 순방향 및 역방향 통신 링크를 구현하기 위한 로직, 송신누설전력과

안테나 부정합에 의한 반사전력을 억제하여 수신부의 잡음전력을 개선하기 위

한 벡터 제거기 회로, UHF대역 900MHz 대역의 로컬 주파수를 발생시키기

위한 위상궤환 발진기에 대한 설계 방법을 제시하였다. 그리고 실제 리더를

제작하여 리더의 성능을 확인하였으며 전파법 및 ISO18000-6C 시험 항목에

대한 상세 결과를 제시하였다.

본 논문은 6장으로 구성되어 있으며, 그 내용은 다음과 같다. 1장에서는 연

구 배경 및 연구 내용에 대하여 서술하였고, 2장에서는 UHF 대역 RFID 리더

에 대한 기술 분석, 3장에서는 RFID 리더의 설계 결과를 설명하였고, 그리고

4장에서는 제작 결과와 측정 결과를 확인하였으며, 5장에서는 내용 정리와 결

론 그리고 마지막 6장에는 참고문헌을 정리하였다.

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II. UHF 대역 RFID 리더

2.1. RFID 리더 장치

그림 2.1은 RFID 시스템의 기본 동작 개념을 설명하고 있다. RFID 시스템은

RFID 리더, 리더에서 수집된 정보를 처리하는 호스트 컴퓨터, 리더와 연결된

안테나 및 IC 칩이 내장된 태그로 구성된다. 리더에서 태그에 정보를 요구하

면 태그는 자신의 고유 ID를 리더로 송신한다. 리더에서 인식된 태그 정보는

호스트 컴퓨터를 통해 태그 정보를 인지하게 된다. RFID 시스템의 장점은 짧

은 시간에 여러 태그를 인식할 수 있고 인식거리가 길어 응용 범위가 무궁무

진하다. 또한 비접촉식이므로 판독기 오동작에 의한 장애가 없으므로 반영구

적으로 사용할 수 있고, 태그 정보의 프로그램의 데이터 위조 및 변조가 불가

능해 보안적인 문제도 해결이 가능하다. 따라서 기존의 바코드나 마그네틱 스

트립을 이용하는 것에 비해 많은 장점을 갖고 있어 공정자동화, 유통관리, 자

재관리, 고객관리 등 활용범위와 시장규모가 확대되고 있다[22]-[25].

그림 2.1 RFID 시스템 구성 및 운용 개념

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태그는 크게 수동형 및 능동형 태그의 2가지 종류가 있다. 수동형 태그는

리더에서의 송신 전력을 전원으로 이용하여 후방산란변조 방식으로 태그 정보

를 리더에 송신한다. 이 경우 태그의 송신전력이 미약할 경우 주변 환경의 영

향을 많이 받는다. 능동형 태그는 자체 IC에서 공급되는 전원을 이용하여 신

호의 송수신 및 데이터 처리 등을 수행한다. 따라서 능동형 태그는 인식거리

가 가장 길고 CDMA와 같은 통신기술을 적용시켜 사용할 수 있다[26]. RFID

태그의 송수신기는 통신 방식에 따라 칩에 집적되는 블록의 구조가 다르다.

능동 RFID 태그의 경우, 태그의 동작을 위해 추가적인 배터리가 장착되어 있

기 때문에, 설계에 있어 비교적 전력 소모에 큰 영향을 받지 않는다. 그러나

수동 RFID 태그의 경우에는 리더로부터의 수신 전력으로 구동되므로 저전력

송수신 장치가 요구된다.

그림 2.2는 수동형 태그가 적용된 경우의 RFID 시스템이다. RFID 리더는 모

뎀 내에서 기저대역 신호를 변조하기 위한 신호를 전송시키는 송신부(Tx)와

태그로부터 유입된 정보 신호를 복조하기 위한 수신부(Rx)가 단일 칩으로 구

성된다. RF 송수신단의 또 다른 핵심 부품은 송신부와 수신부 사이를 격리시

키는 듀플렉서(흔히 circulator)가 적용된다. 태그에서는 리더의 연속파 신호를

DC전원으로 변환하는 정류회로, 태그 정보 신호를 변복조하는 아날로그 회로

부, 아날로그 신호를 처리하는 디지털 회로부, 데이터를 읽고 쓰고 저장하는

메모리 및 송수신 안테나로 구성된다.

- 7 -

그림 2.2 수동형 태그가 적용된 RFID 리더

리더에서 방사된 RF신호가 태그의 안테나를 통해 유입되면 태그의 칩에 전

력을 공급해 주는 경로와 리더의 신호가 유입 되는 경로로 나뉘게 된다. 태그

로 유입된 RF 신호는 매우 큰 병렬 캐패시터를 거쳐 DC로 변환되고 태그 칩

에 전력을 공급하게 된다. 리더의 신호가 유입되는 경로는 리더에서 고주파

신호로 변조한 데이터 신호를 병렬 캐패시터를 이용해 포락선을 검출하는 매

우 간단한 방법으로 데이터를 복조한다. 일반적으로 수동형 태그가 정상적으

로 동작되기 위해서 요구되는 최소 태그 수신 전력은 -20dBm이상이다[27]. 수

동형태그는 리더에서 보낸 신호를 전원으로 사용하기 때문에 태그 내부에서의

전력소모가 매우 적어야 한다. 태그는 리더에서 보내주는 신호가 끊기면 태그

칩에 지속적으로 전력 공급이 이루어지지 않기 때문에 통신이 중단된다. 이를

해결하기위해 수동형 태그를 이용하는 RFID 시스템에서는 태그가 응답하는

구간에서도 연속파 신호(CW)를 방사해 주어야 한다.

그림 2.3에서처럼 태그의 인식거리를 계산하기 위하여 송수신기의 전력(Pt,

Pr)과 송수신 안테나 이득을(Gt, Gr)이라고 표시하면, 리더에서 태그로 전달되

는 전력은 식(2.1) 같이 표현될 수 있다.

- 8 -

(2.1)

식 (2.1)에서 Lsys는 송수신 사이의 손실이다. 송수신 안테나 간의 손실이 없

고 이라면 거리와 전력와의 관계에 의해서 태그 칩

은 입력 전력이 약 12uW인 경우 정상 동작한다.

그림 2.3 송수신기의 시스템 감도

그림 2.4는 리더의 송신 출력이 30dBm인 경우 인식 거리에 따른 수신전력

레벨을 도시한 것이다. 송수신 간의 손실이나 태그의 효율을 고려하지 않는다

면 태그가 응답할 수 있는 전력을 받는 거리는 17.3m가 된다. 그러나 안테나

로부터 태그 칩에 전달되는 에너지 효율을 적용하면 가 되고 태

그의 효율을 고려하면 효율이 40%일 경우 10.9m가 된다.

- 9 -

태그가 동작하여 리더에게 어느 정도의 전력을 송신하는 지 확인하려면 다

음과 같다. 리더 안테나 이득과 태그 안테나 이득이 각각 Re , 1ader TagG G = 이고 태

그의 수신 전력이 -30dBm이라고 가정하면 태그의 송신 전력 W가 된다. 최소 인식 거리가 10.9m가 되려면 그림 2.5에 제시된 바와 같이 약

-74dBm이 리더로 전달되어야 한다.

그림 2.4 거리에 따른 태그의 수신전력(리더 출력이 30dBm인 경우)

- 10 -

그림 2.5 거리에 따른 리더의 수신전력

다음으로 리더의 수신 감도를 분석하였다. 그림 2.6은 M-ASK 변조 방식이

적용된 리더기의 잡음전력밀도에 대한 비트에너지 비율을 보인 것이다. 비트

에러율(BER)이 10-3인 경우 잡은 전력 밀도에 대한 비트에너지 비율(Eb/N0)은

11.02dB이다. 리더의 수신 감도가 Sinput, 잡음 지수 NF, 볼츠만 상수 k, 시스템

온도 T, 대역폭을 BRF 라 할 경우 수신 감도와 잡음 지수의 관계는 식(2.2)와

같다.

(2.2)

리더의 수신 감도가 -74dBm이고 대역폭이 200kHz인 경우 최대 인식거리는

10.9m이고 시스템의 잡음 지수는 35.97dB이다.

- 11 -

그림 2.6 BER과 Eb/N0와의 관계

그림 2.7 시스템 감도와 잡음지수의 관계

- 12 -

2.2. 통신 프로토콜

다음으로 리더 장치에 적용되는 통신 프로토콜을 제시하였다. 리더용 통신

프로토콜은 리더에서 태그 방향으로 통신이 이루어지는 순방향 링크와 태그에

서 리더 방향으로 통신이 이루어지는 역방향 링크로 구분하여 설명하였다.

가. 순방향 링크

EPCglobal에서 규정한 표준화 규격 ISO18000-6C에 따르면 태그는 일정 데

이터 속도를 갖는 경우 리더와 통신이 가능하다. 순방향 링크에서 리더는 태

그에서 쉽게 복조되도록 PIE(Pulse Interval Encoding)를 사용한다. PIE의 기

본 원리는 펄스 폭이 다른 ‘0’과 ‘1’을 사용하는 것이다. 데이터 속도는 PIE 심

볼을 사용할 때 데이터 ‘0’을 전송하기 위해 필요한 시간 간격에 의해 결정되

며 이것을 tari라고 한다. Data-0의 길이는 1 tari이며 tari는 RFID에서 시간의

기준 단위가 된다.

그림 2.8은 tari 단위로 표시된 PIE Encoding의 심볼이다. PIE Encoding 심

볼에서 Data-0의 1주기를 1 tari라 정의하면 Data-1의 시간은 1.5-2.0 tari이

다. ISO 18000-6C 표준에 의하면 태그의 tari 값은 6.25-25㎲ 범위에서 정

해진다. 이와 같은 tari의 시간은 각 나라별로 다르게 규정하고 있다. 또 한

tari 시간은 변조 신호의 전송 대역폭을 결정하는 중요한 요소인 최소 펄스폭

과 관계가 있다. Tari의 시간이 짧으면 신호 전송시 대역폭이 더 증가된다.

- 13 -

그림 2.8 PIE(Pulse Interval Encoding) 심볼

리더에는 DBS-ASK와 PR-ASK등 두 가지 변조 방식이 주로 이용된다.

DSB-ASK(Double Side-Band Amplitude Shift Keying) 변조 방법은 일반적

으로 AM방식에 많이 사용되는 변조 방식으로 데이터와 캐리어 신호의 크기

를 변조하는 방식을 말한다. 리더에서 전송되는 변조 신호는 주파수 스펙트럼

상 캐리어 주파수를 기준으로 양쪽에 같은 신호를 만들어 내기 때문에 DSB

로 불리고 있다.

PR-ASK(Phase-Reversal Amplitude Shift Keying)는 데이터의 위상을 180

도로 바꿔서 변조하는 방식을 말한다. 이러한 PR-ASK 변조기법은 다른

RFID를 위한 변조 방식들에 비해 2배 낮은 코드화(encoding)가 가능하며 낮

은 전력 효율을 위해 좋은 특징을 가지고 있다. DSB-ASK를 이용하는 방법

의 경우에는 약속된 PIE 심벌(symbol)로 데이터 코드를 발생시키게 되며 캐

리어 주파수와 혼합하여 송신부로 전달하게 된다. 이렇게 전달된 파형은 태그

의 검출 회로에 의해 같은 변조 파형으로 검출된다. 하지만 정확히 영점까지

- 14 -

떨어 지지 않은 RF 신호파형에 의해 포락선이 0이 되는 깊이를 정확하게 구

현해야 한다.

그림 2.9는 리더와 태그의 통신 순서이다. 리더에서는 Select, Query, Ack,

Query Repeat라는 명령을 보내는 동안 CW신호를 방사한다. 이 타이밍에 태

그는 CW(연속파: Continuous Wave) 신호를 전원으로 하는 RN16과

PC/XPC+EPC+CRC 명령을 리더로 전송하게 된다[21]. 만약 CW 신호 전송

구간이 없다면 순간적으로 태그 칩에 전력공급이 불가능해져서 그 동안 받았

던 리더 명령이 삭제되게 된다. 리더와 태그의 통신시 연속파 신호는 태그가

응답하는 구간에서도 전력을 공급하지만 리더가 명령을 전송하는 구간의 경우

RF 신호에 데이터가 변조되어 실리기 때문에 CW 신호에 비해 전력공급이

상대적으로 낮게 된다. 특히 리더에서 연속으로 0이라는 데이터를 전송하는

경우 전력 태그는 충분한 전력을 공급받지 못하게 된다. 이와 같은 문제를 방

지하기 위해 리더에서는 PIE 심볼을 사용한다. 리더에서 사용되는 신호로는

Delimiter, Data-0(Tari), Data-1, RTcal, TRcal 등이 있다 [21]. Delimiter는

리더에서 Preamble이라는 데이터 세트를 보내기 전에 CW구간과 데이터 구간

을 구분하기 위해서 사용된다. RTcal은 리더에서 태그로 데이터를 보낼 때 어

느 정도의 타이밍으로 보낼지 정해주는 구간이며 TRcal은 태그가 리더로 신

호를 보낼 때 응답 타이밍을 정해주는 구간이다. 이 TRcal과 RTcal에 의해

리더와 태그의 통신 주파수가 정의되기 때문에 각 나라의 표준에 맞도록 타이

밍을 계산해야 한다.

- 15 -

그림 2.9 DSB/SSB-ASK 및 PR-ASK 변조 방식[21]

상업용 RFID 리더는 전파법 및 국제 표준 ISO/IEC 18000-6 및 EPC global

규정을 준수 하여야 한다. 정보통신부고시 제2004-7호 방송/해상/항공 전기통

신사업용외의 기타업무용무선설비의 기술기준에 의하여 국내에서 사용되는

900MHz대역의 RFID리더에 대하여 표2.1과 같이 규제하고 있다.

ISO/IEC 18000-6C 및 EPC global Gen2 규격 시험 항목에 대하여 표준 적

합성에서 공인 인증시험을 진행하고 있다. 표준 적합성 시험 항목은 전파법과

같이 필수는 아니지만 국내 관공서에 납품되는 RFID 제품들은 반드시 인증을

받도록 하고 있어서 현재까지는 관공서 위주의 사업이 주를 이루고 있는

RFID 업계에서는 선택이 아닌 필수 인증시험으로 통하고 있다.

- 16 -

항 목 규 격 비 고

주파수 대역 910MHz-914MHz -

점유주파수대역폭 200kHz -

호핑 채널수 15개 이상 -

체류 시간 0.4 초 이내 -

주파수 허용편차 200kHz 이내 -

불요발사-36dBm (1GHz 미만) RBW는 100kHz로 설정

-30dBm (1GHz 이상) RBW는 1MHz로 설정

부차적 한도발사 -54dBm 이하 수신부

공중선 전력 1W 이하 리더 출력

송신공중선 이득 6dBi 이하 안테나 이득

표 2.1 정보통신부 고시 제2004-7호[20]

나. 역방향 링크

수동형 태그에 적용되는 후방산란변조 방식은 리더로부터 송출된 전자파를

태그가 산란시켜 다시 리더로 되돌려 보낼 때, 산란되는 전자파의 크기나 위

상을 변화시켜서 태그의 정보를 보내는 방법이다. 수동형 태그는 별도의 전원

(battery)을 가지고 있지 않으며 자신의 동작 전력을 얻기 위하여 리더로부터

송출되는 전자파를 정류하여 자신의 전원으로 이용한다.

그림 2.10은 후방산란변조가 적용된 태그의 등가회로이다. 등가회로에서 RL

과 CL은 태그 안테나의 임피던스 정합용 소자이고 Zmod는 태그 칩 내의 자체

임피던스이다. 리더에서 송신전력이 태그에 도달하면, 태그 내부의 스위치를

on-off 하여 가변된 Zmod 값을 인지하고 이로부터 태그 정보를 도출한다.

- 17 -

그림 2.10 RFID 수동형 태그의 후방산란 결합

mod

(2.3)

태그에서 리더로 데이터를 인코딩하기 위해 그림 2.11에 나타낸 것과 같이

다양한 부호화 방식이 있으며, 실제 상용화된 제품에는 FM0, 맨체스터, 밀러

방식 등이 사용되고 있다.

FM0 방식은 4개의 state를 이용하여 인코딩되기 때문에 매 심볼의 경계마

다 위상반전이 생긴다. 위상 반전은 심볼들간 경계에서 발생하지만 Data-0는

심볼 중간에 위상반전이 생긴다.

맨체스터-L (Bi-Phase-L)와 펄스 간격 코딩 (PIE)는 역방향 링크에서 많이

사용된다. 이런 코딩 방식은 위상반전에 기초하고 있으며 태그에 자체 클럭

- 18 -

있으며 전원이 부족한 상태에서의 태그의 동기화 회로의 복잡성을 줄일수 있

다.

그림 2.11 RFID에 적용되는 부호화 형태

- 19 -

2.3. 송수신부 구성

리더는 데이터 신호를 발생시켜주는 모뎀을 기반으로 주파수의 상향/하향

변환을 위한 혼합기(mixer), 변조 신호의 증폭을 위한 전력 증폭기(power

amplifier), 태그로부터의 수신 신호를 증폭하기 위한 저잡음 증폭기(low noise

amplifier), 그리고 주파수를 발생시켜주는 주파수 합성기(frequency

synthesizer)로 구성되어 있다. 또한 송수신부의 격리를 위해 사용되는 격리

소자와 안테나를 포함하고 있다. 안테나는 듀플렉서(커플러, 써큘레이터 등)를

사용하여 송수신을 격리하여 1개의 안테나로 송수신 신호를 처리하는 방식을

주로 사용한다.

그림 2.12 일반적인 RFID 송수신기 구조

리더는 누설 신호에 의한 인식 성능의 저하를 방지하기 위해 높은 격리 특

성의 RF 송수신 설계가 필수적이다. 그림 2.13은 리더에서 발생되는 누설 신

- 20 -

호를 나타내고 있다. 이 누설 신호들은 송신부와 수신부 사이에 격리를 위해

사용하는 격리소자에 의한 누설신호(LISO)와 격리 소자와 안테나의 임피던스

부정합에 의한 누설 신호(LANT)로 구분되며, 최종 수신부로 입사되는 누설 신

호는 두 신호의 벡터 합을 이루게 된다. 누설된 누설 신호는 바로 저잡음 증

폭기(LNA)로 유입되어, 저잡음 증폭기를 포화시키게 된다. 또한 태그로부터

후방 산란되어 들어오는 신호와 함께 기저대역 신호로 변환되므로 태그신호의

인식에 영향을 주게 된다.

그림 2.13과 같이 큰 누설 신호의 위상 노이즈는 태그의 신호를 가리게 되

어 신호의 복조를 어렵게 만드는 문제를 발생시키게 되며, 이러한 누설 신호

는 항상 수동형 태그의 전원 공급을 위한 연속파 신호 구간에서 발생하게 되

므로, 태그의 신호를 수신하는 구간에서 동시에 나타나게 된다.

그림 2.13 RFID 리더 시스템의 누설 신호

- 21 -

누설 신호에 의한 인식거리 성능열화 분석을 위해, 누설 신호를 제외한 수

신부의 민감도를 먼저 계산해 보면 식(2.4)와 같이 나타낼 수 있게 된다[28].

log min (2.4)

여기서 B는 신호가 가지는 대역폭, NFRX는 수신부의 노이즈 지수, 그리고

SNRmin은 신호 대 노이즈의 비율을 의미한다. ASK변조 방식의 SNRmin은

BER(bit error ratio)를 기준으로 약 11.6dB를 가지고 있으며, 300kHz의 대역

폭과 25dB의 수신부 노이즈를 가정하면, 전체 수신부의 민감도는 -82.6dBm이

된다. 식(2.6)는 수신부 입력을 기준으로 입력 노이즈의 계산을 위한 식이다

[9]. 수신부 입력의 노이즈를 계산하게 되면, -94.23dBm이 된다. 여기서 송신

부와 수신부의 상향/하향 주파수 변조를 위해 사용되는 로컬 주파수(local

frequency)는 같은 위상 노이즈를 가지고 있으며, 송신부에서 누설되어 수신부

로 유입되는 누설 신호는 송신부의 위상 노이즈 특성을 가지게 된다.

log (2.5)

누설되는 신호의 노이즈 계산을 위해 송신 신호의 노이즈를 수신부 입력 기

준으로 계산하게 하면 식(2.6)과 같다. 여기서 GTX와 NFTX는 송신부 이득과

노이즈를 나타내며, ΓANT는 안테나의 반사계수(reflection coefficient)를 의미한

다.

- 22 -

[dB] PTX,leak[dBm] PN,RX[dBm] PN,TX,Le[dBm] 민감도[dBm]

-10 20

-94.23

-72.23 -61.59-15 15 -77.23 -66.51

-20 10 -82.23 -71.29-25 5 -87.23 -75.65-30 0 -92.23 -79.08

log (2.6)

송신부의 식(2.6)의 계산을 위해 송신부 이득을 40dB, 노이즈를 16dB로

가정하고 안테나에 의해 발생되는 수에 따른 시스템의 민감도를 계산 할 수

있게 된다.

min (2.7)

여기서 PN,total은 수신단 입력 기준으로 계산된 노이즈의 합을 나타낸다. 하

향 주파수 변조기의 로컬 주파수는 누설 신호와 완벽하게 거리 상관 효과(

correlation effects)를 포함하여, 상호 혼합(reciprocal mixing)되며 송신부에서

누설 되는 누설 신호만큼의 노이즈만 남는다고 가정하였다[10]. 이러한 경우,

신호의 크기만큼 노이즈가 더해지게 되므로, 수신부 입력 노이즈를 기준으로

도를 간략하게 계산할 수 있고, 그 결과는 표 2.2로 정리하여 나타내었다.

표 2.2. RFID 민감도 (PTX=30dBm)

이때 민감도는 수신부의 입력 신호 대 잡음비를 기준으로 계산되며, 격리

소자의 격리 특성이 우수하여 안테나에 의한 누설 신호만 존재 한다고 가정하

였다. 또한 리더의 출력 전력을 30dBm이라 가정하고, 자유공간의 손실을 간단

- 23 -

하게 모델화하여 인식거리를 계산 할 수 있게 된다. 이때 자유공간에 의한 손

실(L)은 식(2.8)와 같다. 이때 리더와 태그의 안테나 이득은 1로 계산하였다.

log

(2.8)

0 2 4 6 8 10 12 14 16

-80

-60

-40

-20

0

GANT=-25 dB

Reader Sensitivity, if GANT=-10 dBPow

er (d

Bm)

Distance (m)

Tag input from reader Reader input from tag

그림 2.14 누설 신호에 따른 인식거리

식(2.8)에서 d는 태그와의 거리를 나타내며, λ는 주파수에 따른 한 파장을

나타내고 있다. 그림 2.12는 누설 신호에 따른 리더의 인식거리를 계산하여 나

타낸 것이다. 만약 안테나의 반사계수가 -25dB라고 가정하면, 리더의 인식거

리는 약 12m정도로 계산할 수 있게 된다. 하지만 반사계수가 -15dB로 큰 누

- 24 -

설 신호가 발생될 경우, 인식거리는 5m로 절반이상 저하되는 것을 확인 할 수

있다. 이는 모두 같은 출력을 송출할 경우를 가정하고 있어, 누설 신호에 의한

송신 출력 손실은 고려되지 않았다. 그러므로 -15dB의 반사계수를 가지는 경

우, 인식거리는 더 열화 될 것으로 예상할 수 있게 된다. 따라서 안테나의 반

사 계수에 따른 누설 신호 증가는 리더 시스템의 인식 거리를 저하 시키게 되

며, 긴 인식거리의 확보를 위해서는 높은 격리 특성을 가지는 송수신의 설계

가 필요하게 된다.

- 25 -

III. RFID 리더 설계

UHF 대역 RFID 리더는 다수의 리더 안테나와 연결되어 높은 태그 인식

율을 얻는 것이 가장 중요하다. 일반적인 RFID 리더는 그림 3.1에 제시된 바

와 같이 태그와의 통신을 위한 RF 송수신단, 수집된 태그 정보를 처리하는

FPGA 칩셋, 전체 리더기를 제어하는 MCU 칩셋, 태그 신호 정보를 처리하기

위한 DSP 칩셋 등으로 구성된다.

일반적으로 RFID 리더는 다수의 안테나를 다중 포트로 연결하고 이를 고속

으로 스위칭 함으로써 태그 인식율을 증가시킨다. 리더기의 송신단의 경우 연

산처리 장치 FPGA에서 공급되는 베이스밴드 신호를 복조기를 통해 UHF 주

파수 성분으로 변화시킨 후 전력 증폭기를 통해 안테나에 전달한다. 리더기의

수신단은 송신 전력의 누설을 억제하고 안테나 부정합에 의한 반사 전력을 제

거시키기 위한 백터 제거기(vector canceller)와 합(SUM) 회로가 초단에 위치

한다. 또한 송신 경로와의 격리를 위한 커플러, 복조기, 전치 증폭기, 필터 및

증폭기 등의 구성품이 수신단에 배치된다.

RFID 리더의 송수신단을 통해 얻은 베이스밴드 신호는 연산 장치인 FPGA

칩셋에서 태그 정보 분석에 필요한 데이터를 생성하고 이를 신호처리용 칩셋

(DSP)에 보낸다. RFID 리더기의 전체 제어는 MCU 칩셋을 이용하여 수행된

다. MCU 칩셋의 제어에 따라 태그 신호 처리 결과를 분석하고 이를 모니터

링 하기 위한 정보를 DSP 칩셋에서 처리한다. DSP 칩셋의 출력 데이터 중

일부는 DAC 회로를 통해 리더 수신단에 있는 벡터 제거기를 제어하고 나머

지 일부는 ADC 회로를 통해 수신단의 검출기(detector)를 감지한다.

- 26 -

그림 3.1 설계된 RFID 리더 블록도

- 27 -

본 논문에서는 그림 3.1의 RFID 리더의 역방향 및 순방향 링크 설계를 진

행하고 수신단의 핵심 부품인 벡터 제거기의 설계 결과를 제시하였다. 또한

송신단에서 UHF 대역 RF 신호를 얻는데 사용되는 위상고정루프 방식의 발진

기 설계 과정을 제시하고 주변 회로의 구성 방법을 설명하였다. RFID 리더를

구성하는 다른 부품들은 상용 부품을 활용하였다.

본 장에서는 링크 설계 결과를 토대로 벡터 제거기, 위상고정루프 방식의

발진기 회로, 기타 송수신단 주변 회로의 구성을 자세히 다루었다.

- 28 -

3.1. RFID 리더 통신 링크 설계

RFID 리더에서 순방향 링크는 리더에서 태그로 향하는 통신 링크를 의미하

고 역방향 링크는 태그에서 리더로의 경로를 의미한다. 본 절에서는 RFID 리

더의 순방향에서 적용 가능한 양측대 진폭(DSB-ASK) 변조와 위상반전 진폭

변조(PR-ASK)변조 방식의 통신 링크를 설계하였다. 통신 링크 설계 과정에

는 MatlabⓇ에서 제공하는 통신 시뮬링크를 이용하였다.

가. RFID 순방향 링크 설계

그림 3.2는 순방향 링크에서 양측대 진폭(DSB-ASK) 변조 방식이 적용된

시뮬레이션의 블록도이다. 순방향 링크에서는 리더기는 태그에 정보를 요구하

는 신호를 생성하는 심볼 데이터 발생기, 정보 신호를 PIE 심볼로 변환하는

인코딩부, DSB-ASK 변조부로 구성되고 태그에서는 수신된 신호를 복조하는

포락선 검출기 및 PIE 심볼 디코딩부, PIE 심볼 결정부 등으로 구성된다.

그림 3.2 DSB-ASK 변조가 적용된 순방향 링크 블록도

- 29 -

그림 3.3은 RFID 리더기에 적용되는 순방향 링크를 MatlabⓇ의 통신 시뮬링

크(SimulLink)로 모델링한 것이다. 입력단(Data in)에 0 혹은 1의 값을 갖는

bit 데이터를 랜덤하게 발생시키는 랜덤 심볼 데이터 모듈을 적용하였다. PIE

신호 인코딩 모듈은 랜덤 심볼 데이티 모듈에서 출력된 bit stream 데이터로

부터 PIE 신호를 생성하도록 하였다. 생성된 PIE 신호는 DSB-ASK 변조 모

듈의 shaping filter를 통과하여 변조가 이루어진다.

태그 내부의 통신 링크는 포락선 검출기(Envelop detection) 모듈에서

DSB-ASK로 변조되고 리더기의 신호를 입력받아 포락선 검파 복조를 수행한

다. PIE 심볼 디코딩 모듈에서는 포락선 검파기에서 복조된 신호를 입력 받아

PIE 신호를 디코딩하는 역할을 담당한다. PIE 심볼 결정모듈에서는 PIE 심볼

디코딩 모듈에서 디코딩된 신호를 입력받아 0 또는 1의 심볼을 결정하는 역할

을 담당한다.

oscillator, fc[Hz]

ASK_mod

To Workspace

Scope

PulseGenerator

Product

input_data out

PIE Symbol Encoding(1:2 Tari)

2

Gain

DataInFrom

Workspace

FDATool

DigitalFilter Design

ClockClock

Random Bit Data

Final PIE signal

PIE Symbol Data

DSB-ASK

그림 3.3 DSB-ASK 변조방식 모델링

- 30 -

그림 3.4는 MatlabⓇ을 이용한 통신 링크 분석에서 PIE 인코딩에 적용된 상

태 흐름도(state flow)이다. PIE 인코딩에서 데이터 0은 PIE data-0이라고 표

현하며 클럭(clock)의 변화에 따라 핵사(hex) 코드로 표현하였다. 데이터 1은

PIE data-0이라고 표현하며 클럭(clock)에 따라 핵사 코드 ‘1110’로 표기하였

다. 순방향 링크 분석에 적용되는 설계 변수는 반송파주파수 fc= 912 MHz,

샘플링주파수 fs=100 x fc MHz, 1 tari=20μsec, PIE 심볼 1은 1.5 tari, 펄스폭

(Pw)은 0.5 tari이다. 변조된 반송파 파형은 RC(Raised Cosine) 필터를 적용하

여 계산하였다.

그림 3.4 State flow (DSB-ASK PIE Symbol Encoder)

- 31 -

그림 3.5는 RFID 리더에서 DSB-ASK 변조가 적용된 순방향 링크의 계산

결과이다. 그림 3.5의 첫 번째 신호 그래프는 PIE 신호 인코딩 모듈 내의 상

태(state)를 제어하는 클럭이고 두 번째는 입력된 랜덤 bit 데이터의 출력 결

과이다. 세 번째 그래프는 랜덤 데이터 생성모듈로부터 bit 데이터를 입력받아

그에 해당하는 PIE 신호를 인코딩한 결과를 보여준다. 네 번째는 인코딩된

PIE 신호가 shaping filter를 통과한 후의 계산 결과이고 마지막 그래프는

DSB-ASK 변조가 수행된 것이다. 그림 3.5를 통하여 랜덤하게 생성된 데이터

가 PIE 심볼로 변환되고 DSB-ASK 변조가 정상적으로 구현됨을 확인할 수

있다.

- 32 -

그림 3.5 DSB-ASK 변조방식

- 33 -

다음으로 순방향 링크에 PR-ASK 변조가 적용된 경우를 계산하였다.

PR-AKS 방식은 심볼간 경계에서 베이스밴드 파형의 위상 반전에 의한 변조

기술이다. 그림 3.6은 시뮬링크를 이용한 PR-ASK 변조 모델링으로

DSB-ASK 방식과 거의 유사하다. PIE 심보 인코더에서 출력된 심볼은

roll-off 계수가 0.99인 RC 필터를 통과한 후 변조된다. 그림 3.7은 PIE 심볼

인코더에 적용되는 상태도(state flow)이다.

PR-ASK 변조에 의한 심볼 계산 결과는 그림 3.8과 같다. 첫 번째 그래프

는 함수 발생기에서 발생되는 펄스 입력 심볼이고 두 번째 그래프는 랜덤 비

트 심볼이다. PR-ASK 심볼이 적용된 변조 신호는 네 번째 그래프와 같이 위

상 반전 현상을 갖는다. 그림 3.8의 마지막 그래프는 최종 변조된 신호이다.

oscillator, fc[Hz]ASK_mod

To Workspace

Scope

PulseGenerator

Product

input_data out

PIE Symbol Encoding(1:2 Tari)

2

Gain

DataInFrom

Workspace

FDATool

DigitalFilter Design

ClockClock

Random Bit Data

Final PIE signal

Final PIE signal

PIE Symbol Data

PR-ASK

그림 3.6 PR-ASK 변조방식 모델링

- 34 -

Pulse1_highen:out=-1;

Pulse_highen:out=1; Pulse2_highen:out=-1;

Pulse_lowen:out=1; Pulse3_highen:out=-1;

Pulse1_lowen:out=-1;

Pulse1_high1en:out=1;

Pulse_high1en:out=-1;

Pulse2_high1en:out=1;

Pulse_low1en:out=-1;

Pulse3_high1en:out=1;

Pulse1_low1en:out=1;

[input_data>=0.5]

1

[input_data>=0.5]

1

Clock

[input_data

- 35 -

PR-ASK 변조방식에 대한 시뮬레이션 결과에 대한 이해는 위의 DSB-ASK

변조 방식과 동일하다.

그림 3.8 PR-ASK 변조방식

- 36 -

그림 3.9는 RFID 통신 환경의 순방향 링크에 DSB-ASK 및 PR-ASK 변조

방식이 각각 적용된 경우의 리더기 출력 파형이다. DSB-ASK 변조방식에 비

하여 PR-ASK의 변조방식에 의해 출력 신호의 에너지가 단위 시간당 더 높

은 것을 알았다. PR-ASK 변조 방식이 적용될 경우 리더에서 송신되는 에너

지를 태그에 효율적으로 전달할 수 있음을 알 수 있다.

(a) 변조 신호 waveform (위=PR-ASK, 아래=DSB-ASK)

(b) 변조된 RF 신호의 포락선 (위=PR-ASK, 아래=DSB-ASK)

그림 3.9 변조 방식에 따른 포락선 비교

- 37 -

나. RFID 역방향 링크 설계

다음으로 태그에서 리더로 향하는 역방향 통신 링크를 분석하였다. 그림

3.10은 RFID 통신 환경의 역방향 링크의 구조이다. 태그에서 발생된 신호는

태그 정보가 실린 심볼 데이터가 생성되면 FM0 심볼 인코딩부와 on-off 변조

기를 거쳐 안테나를 통해 리더기에 전달된다. 리더기에 수신된 신호는

DSB-ASK 복조 과정을 거쳐 FM0 심볼 디코딩부, FM0 심볼 결정부를 거쳐

정보를 얻게 된다.

Symbol Data

FM0 Signal Encoding

On-offmodulation

cos(wt) cos(wt)

LPF

그림 3.10 역방향 링크 블럭도

심볼 테이터는 0 혹은 1의 bit 데이터를 랜덤하게 발생시키고 FM0 신호 인

코딩 모듈은 랜덤 심볼 데이터 모듈에서 출력된 bit stream 데이터를 입력받

아 규격에 정의된 0 혹은 1에 대한 FM0 신호를 생성하는 역할을 담당한다.

On-off 변조 모듈에서는 FM0 신호 인코딩모듈에서 출력된 FM0 신호를 입력

방아 shaping filter 없이, ASK 변조를 수행하는 역할을 담당한다. ASK복조

모듈에서는 on-off로 ASK 변조된 태그신호를 입력받아 그림 3.11에 도시된

- 38 -

것과 같이 carrier 주파수에서 베이스밴드로 down conversion을 수행하는 역

할을 담당한다. FM0 심볼 디코딩 모듈에서는 ASK 복조 모듈에서 복조된 신

호를 입력받아 리미터(limiter)를 이용하여 FM0신호를 디코딩하는 역할을 담

당한다. FM0 심볼 결정 모듈에서는 FM0 심볼 디코딩 모듈에서 디코딩 된 신

호를 입력받아 0 또는 1의 심볼을 결정하는 역할을 담당한다.

input_data

Total_signal Scope

FM0_sig

To Workspace

cos(wct)

Oscillator1

cos(wct)

Oscillator

Mixer1Mixer

InportOutport

Limiter

2

Gain

inputFM0_Encoding_Signal

cheby2

AnalogFilter Design

Modulated_Signal

Filtered_signal

FM0_Decoding_Signal

그림 3.11 역방향 링크 모델링

역방향 링크를 위한 설계 변수는 반송파 주파수 fc=912MHz, FM0 심볼 길

이 tb=12.5 [usec], 샘플링 주파수 fs=100 X fc [MHz]를 사용하였다. 또한 변조

형태는 on-off keying 변조 방식을 적용하였다.

그림 3.12의 결과에서 첫 번째 결과는 태그의 랜덤 심볼데이터 생성모듈에

서 생성한 랜덤데이터이다. 두 번째는 입력받은 랜덤 bit 데이터를 반송주파수

와 혼합한 결과를 보여준다. 세 번째 결과는 리더에서 수신한 신호의 결과를

나타낸다. 네 번째는 수신한 신호에서 반송주파수를 제거한 결과를 보여준다.

- 39 -

마지막 다섯 번째는 최종적으로 신호를 복조한 결과를 보여준다. 그림에서

첫 번째 결과인 태그에서 발생한 랜덤 비트 주파수와 리더에서 복조한 신호가

동일함을 확인할 수 있다.

그림 3.12 역방향 링크 시뮬레이션 결과

- 40 -

3.2. 벡터 제거기 설계

RF 송수신기의 신호대잡음비를 높이기위해서는 송수신단간의 격리도를 높

이는 것이 중요하다. 송수신단의 격리를 위하여 써큘레이터, 부정합된 방향성

결합기(mismatched directional coupler)또는 브랜치-선로 커플러(branch-line

coupler)를 이용하여 그림 3.13과 같이 적용할 수 있다.

일반적으로 써큘레이터나 커플러의 격리 특성은 이상적이지 않기 때문에 이

런 부품을 사용하는 회로는 송신신호 중 일부가 수신단으로 넘어가는 누설전

력이 발생하게 된다. 수신단에 넘어온 누설전력은 수신단에 사용되는 부품들

의 동적영역을 낮추거나 수신단에 위상잡음을 악화시키는 등 시스템의 성능을

저감시키는 주요 요인으로 작용한다.

그림 3.13 송신 누설전력의 경로

- 41 -

그림 3.14는 누설된 송신 전력의 유무에 따른 수신 전력과 잡음 관계를 설

명한 것이다. 누설 전력이 존재할 경우 전체 수신 전력 레벨이 상승하여 전체

적으로 잡음 전력이 증가한다. 반면에 누설 전력이 적절히 억제된 경우 리더

수신부의 잡음 레벨이 감소하여 성능이 향상된 통신 환경을 얻을 수 있다. 본

논문에서는 누설된 송신 전력으로부터 수신단을 보호하기 위해 벡터 제거기

(Vector Canceller)를 설계하였다.

벡터 제거기의 기본 동작 원리는 누설된 송신 신호와 크기가 같고 역위상을

갖는 억제 신호를 공급하여 누설 전력을 제거하는 것이다. 억제 신호를 송신

누설신호에 더하게 되면 송신단에서 넘어온 송신누설신호가 제거되고 순수한

수신신호만을 얻어낼 수 있다.

그림 3.14 누설전력에 의한 수신부 노이즈 레벨의 변화

- 42 -

벡터 제거기의 동작 원리는 그림 3.15에 설명되어 있다. 벡터 제거기는 크기

를 가변할 수 있는 4개의 직교위상 신호(0도, 90도, 180도, 270도)를 만들어 누

설 신호를 상쇄시키는 역할을 한다.

본 논문에서는 직교위상은 발룬(ballun)을 이용하여 만들어 주었고 신호의

크기를 변화시키기 위해 가변 감쇄기(variable attenuator)를 적용하였다. 벡터

제거기에서의 이슈 사항은 송신누설신호의 억제 신호를 결정하는 방법이다.

그림 3.15 벡터 제거기(vector canceller) 원리

본 논문에서 제안된 벡터 제거기의 구성은 그림 3.16과 같다. 리더 안테나를

통해 수신되는 전력은 커플러(coupler 1)를 통과하여 벡터 제거기의 입력단

(CAN IN)에 들어간다. 이 경우 커플러1의 격리 포트(iso)를 통해 들어오는 누

설 송신 전력과 안테나 부정합에 의해 반사되는 신호가 동일 경로를 통해 벡

터 제거기에 들어가서 위상 변위기, 전력 감쇄회로 및 전력 합성기 등을 통과

한 후 수신단 입력단에서 합해진다. 이 때 벡터 제거기는 수신 신호와 함께

들어온 누설 송신 전력 등을 적절히 억제하는 기능을 갖는다.

- 43 -

그림 3.16은 본 논문에서 설계된 벡터 제거기의 구성도이다. 4개의 위상이

다른 신호가 있으며 각 신호들은 이득 값 혹은 감쇄량을 조정할 수 있다. 이

서로 다른 값들을 더해서 억제 신호를 만들어주게 된다.

그림 3.17은 벡터 제거기의 핵심 부품인 전압 감쇄기(V.A.: Voltage

attenuator)의 상세 회로이다. Skyworks사의 PIN 다이오드(모델명:

HSM1302)[29]에 바이어스 전압을 인가하여 원하는 감쇄값을 얻는다. 인가 전

압에 의하여 순방향 저항이 가변되는 핀 다이오드의 특성을 이용하여 신호를

감쇄 시킨다. 신호는 포트 1을 통하여 인가되어 포트2로 감쇄된 신호가 출력

되며 포트 3에는 감쇄기의 가변량을 결정하는 제어전압이 인가된다.

그림 3.16 제안된 벡터 제거기

- 44 -

4

32 1

PortInputNum=1

PortOutputNum=2

V_DCSRC1Vdc=-5.0 V

I_ProbeI_Probe3

I_ProbeI_Probe2

I_ProbeI_Probe1

CC5C=47.0 pF

Diode_ModelHSMS285x

LL3

R=L=100.0 nH

RR7R=330 Ohm

CC2C=47.0 pF

PortGNDNum=3

RR1R=1.65K

RR4R=1.65K

RR3R=680 Ohm

CC3C=47.0 pF

CC4C=47.0 pF

CC7C=47.0 pF

CC6C=47.0 pF

CC8C=47.0 pF

LL2

R=L=100.0 nH

RR6R=560 Ohm

RR5R=560 Ohm

LL1

R=L=100.0 nH

그림 3.17 제안된 전압감쇄기 회로도

- 45 -

그림 3.18는 설계된 전압 감쇄기의 성능이다. 바이어스 전압이 1.0-10V에서

변할 경우 -10dB 이하의 반사계수를 갖고 -50dB에서 -3dB에서 감쇄값이 조

정됨을 알 수 있다. 또한 바이어스 전압이 1.75V 이상인 경우 위상 변화가 발

생되지 않는다. 설계된 감쇄기는 2V 이하까지는 급격한 감쇄특성을 갖아서 입

력전압을 미세하게 컨트롤할 필요가 있다. 실제로 설계된 벡터 제거기 회로에

서는 입력전압은 5V 이하로 사용하였다. 감쇄량을 나타내는 S21의 크기는 입

력 전압에 따라 -50dB에서 -5dB까지 컨트롤이 가능하다.

0 2 4 6 8 10

-50

-40

-30

-20

-10

0

Mag

nitu

de(d

B)

Voltage (V)

S21 S11

(a) 크기 특성

그림 3.18 전압 감쇄기 설계 결과

- 46 -

0 2 4 6 8 10

-180

-150

-120

-90

-60

-30

0

30

60

90

120Ph

ase(

degr

ee)

Voltage (V)

S21 S11

(b) 위상 특성

그림 3.18 계속

그림 3.17의 전압 감쇄기 회로를 기반으로 벡터 제거기 전체 회로를 그림

3.19와 같이 설계하였다. 벡터 제거기 회로 설계에는 Keysight Technologies

사에서 공급하는 ADSTM(Advanced Design System)을 이용하였다. 벡터 제거

기 내부의 위상 변위기는 90° 하이브리드 회로와 180° 위상차를 갖는 발룬으

로 구성하였다. 위상 변위기 내의 90° 하이브리드 회로는 Anaren사에서 제공

하는 90° 하이브리드 커플러(모델명: XC0900A-03)[30]을 이용하였고 900MHz

대역 발룬[31]은 Johanson Tech.사의 발룬(모델명: 0900BL18B100)을 이용하였

다. 벡터 제거기 내부의 전력 합성기와 외부에 있는 커플러에는 Anaren사에서

제공하는 전력 분배기[32]를 적용하였다. 회로설계 프로그램인 ADSTM으로 계

산하는 과정에는 각 업체에서 s4p 파일로 제공되는 데이터를 이용하였다.

- 47 -

CAN_OUT

PS-180

PO-180

CAN_INPS-90

PO-90

RX

PO+90

PS0PS+90

PO0

SRC

TRX

PO4

RX_PUREPO2

4-0-1, 4-90-24::3

1-2, 4-31::3, 1..4

vmod_hybridH1 TERM0

P+90

P0

P-90

P-180

TERM180

IN

GND

attn_pin_bipolarATTN4

VCTRL

OUT

VMINUS

IN

GND

attn_pin_bipolarATTN3

VCTRL

OUT

VMINUS

IN

GND

attn_pin_bipolarATTN2

VCTRL

OUT

VMINUS

IN

GND

attn_pin_bipolarATTN1

VCTRL

OUT

VMINUS

IN

GND

VtSineSRC2

Phase=0Damping=0Delay=0 nsecFreq=0.7 GHzAmplitude=1 VVdc=0 V

S3PSNP3File="PD0810J5050S2_T.s3p"

2

3Ref

1

RR5R=50 Ohm

TermTerm7

Z=50 OhmNum=7R

R3R=40 Ohm

S4PSNP4File="XC0900A-03_de.s4p"

4

1 2

3 Ref

V_DCSRC10Vdc=vqn

V_DCSRC9Vdc=vqp

V_DCSRC11Vdc=vin

V_DCSRC8Vdc=vip

RR6R=50 Ohm

S4PSNP6File="Coupler_XC0900A-10_de.s4p"4

1

2

3

Ref

S3PSNP5File="PD0810J5050S2_T.s3p"

2

3 Ref

1

TermTerm5

Z=50 OhmNum=5

S3PSNP2File="PD0810J5050S2_T.s3p"

2

3Ref

1

S3PSNP1File="PD0810J5050S2_T.s3p"

2

3Ref

1

RR2R=50 Ohm

RR1R=50 Ohm

V_DCSRC1Vdc=-5.0 V

그림 3.19 벡터 제거기 회로도

- 48 -

그림 3.20는 벡터 제거기가 초기 상태(Vip=Vqp=Vin=Vqn=0)의 특성을 확인

하기 위한 시뮬레이션 결과이다. 벡터 제거기가 초기 상태, 즉 벡터 제거기가

동작하기 이전에는 안테나의 부정합과 송신부에서 수신단으로 넘어오는 누설

전력을 의미하는 RX-Pure의 값이 약±35mV가 발생함을 확인할 수 있다.

0.0 2.0 4.0 6.0 8.0 10.0-0.5

-0.4

-0.3

-0.2

-0.1

0.0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

Volta

ge(V

)

Time (ns)

RX_Pure RX Canceller input Canceller output

그림 3.20 벡터 제거기 신호 적용전

- 49 -

그림3.5는 벡터 제거기가 동작하였을 경우의 누설전력 특성을 확인한 시뮬

레이션 결과이다. 초기 상태의 결과와 비교하여 벡터 제거기가 송신누설전력

과 안테나 부정합에 의한 반사 신호를 의미하는 RX-Pure의 값이 약 ±6mV

이하로 억제되었음을 확인할 수 있다. 이때 벡터 제거기의 감쇄량을 결정하는

위상별 감쇄기의 입력전압은 vip=3.47V, vqp=2.62V, vin=3.78V, vqn=4.99V 이

다.

0.0 2.0 4.0 6.0 8.0 10.0-0.5

-0.4

-0.3

-0.2

-0.1

0.0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

Volta

ge(V

)

Time (s)

RX_Pure RX Canceller input Canceller output

그림 3.21 벡터 제거기 신호 적용후

- 50 -

다음으로 설계된 벡터 제거기의 성능을 확인하기 위해 리더의 수신 감도 특

성은 분석하였다. 그림 3.22는 MatlabⓇ에서 공급하는 시뮬링크로 리더기의 수

신부를 모델링한 것이다. 태그의 신호는 함수 발생기를 통해 구형파로 모델링

하였다. 그림 3.23은 그림 3.22의 수신부 모델링에 적용된 벡터 제거기이다.

벡터제거기는 수신부에 유입되는 송신누설전력과 안테나 부정합 등에 의한 반

사 신호를 제거하기 위하여 4개의 위상 천이기(0도, 90도, 180도, 270도)와 각

위상에 해당되는 4개의 가변 감쇄기로 구성된다.

그림 3.22 벡터 제거기 유무에 따른 리더 수신부 성능 모델링

- 51 -

그림 3.23 벡터 제거기 구성도

그림 3.24는 벡터 제거기의 유/무에 따른 리더의 수신 감도를 보인 것이다.

벡터 제거기가 적용되어 송신 누설전력이 억제된 경우 수신기의 잡음 레벨은

35dB 이상 개선됨을 알 수 있다. 따라서 본 논문에서 설계된 벡터 제거기가

적절하게 동작함을 알 수 있다.

- 52 -

그림 3.24 벡터 제거기 적용 유무에 따른 리더 수신 전력

- 53 -

3.3. 위상 궤환(Phase Locked Loop) 발진기 설계

본 절에서는 RFID 리더 송수신기에서 변조기 및 복조기의 중간 주파수

(Intermediate Frequency)을 얻기 위해 공급되는 기준 신호 발진기를 설계하

였다. 본 논문에서 설계된 기준 신호 발진기는 위상 궤환 발진 회로를 적용하

였다.

그림 3.25는 본 논문에서 설계된 발진기의 구성도이다. 기준 주파수 발진기

는 크리스털 오실레이터를 이용하고 위상 검출기 회로를 통해 기준 주파수의

위상과 출력단에서 궤환된 위상을 비교한다. 위상 검출기의 출력은 두 위상차

에 해당하는 전류 값으로 루프 필터를 통과하여 전압 Vc를 얻는다. 즉, 기준

주파수 발진기의 위상값과 출력단에서 궤환된 신호의 위상차를 비교하여 생성

된 전압 값(Vc)를 VCO에 공급함으로써 최종 출력 주파수를 결정한다.

그림 3.25 위상궤환 발진기 구성

기준 주파수 신호 발진기로는 10-40MHz에서 출력 주파수를 생성할 수 있

는 Vectron사의 크리스털 발진기(모델명: VT-290)을 이용하였다[33]. 표 3.1은

선정된 크리스털 발진기의 주파수별 위상 잡음이다.

- 54 -

표 3.1 크리스털 발진기 특성(VT-290, Vectron)

주파수 위상잡음

10Hz -81 dBc/Hz100Hz -92 dBc/Hz1kHz -110 dBc/Hz10kHz -125 dBc/Hz100kHz -151 dBc/Hz

PLL 칩은 위상 비교 및 차지펌프 기능이 포함된 Analog Device사의

ADF4117을 사용 하였다. ADF4117은 저잡음 PFD(Phase Frequency

Detector), 차지 펌프와 프로그램이 가능한 기준 분주기, A와 B 카운터와 듀

얼 모듈러스 프리스케일러(P/P+1)로 구성되어 있다. A(5 비트) 카운터와 B(13

비트) 카운터와 듀얼 모듈러스 프리스케일러(P/P+1)를 이용하여 N 분주기

(N=BP+A)로 동작한다. 추가적으로 기준 분주기(R)는 14 비트 PFD에서 크리

스털 발진기의 출력주파수를 시스템에 필요한 기준 주파수로 분주를 시키게

된다. PLL(Phase Locked Loop)는 주파수합성기가 외부 루프필터와 VCO를

추가하면 형성이 된다. 칩저항 제어는 3 wire 인터페이스를 경유한다. 칩의 동

작전원은 2.7V~5.5V의 범위이며 사용하지 않는 경우에는 전력이 슬립 모드로

진입하게 된다. 입력 주파수는 0~100MHz이며 차지펌프의 출력전류는 high

level인 경우 1mA이고 low level인 경우 250uA이다.

본 논문에서는 기준 주파수를 10MHz로 설정하였고, UHF 대역의 주파수를

생성하기 위하여 R 카운터는 1, N 카운터는 86~93로 설정하였다.

VCO는 Z-comm사의 CLV0882E-LF를 사용하였다. CLV0882-LF는 발진 주

파수 범위는 822MHz~943MHz, 10kHz offset에서 위상잡음은 -114 dBc/Hz, 2

차 하모닉 억제는 -15dBc이다. VCO의 출력발진기의 튜닝감도 kv는

- 55 -

30MHz/V이고 정격출력은 6dBm 이다.

본 논문에서는 3차 루프필터를 적용했으며 개루프 이득(Gopen)과 폐루프 이

득(Gclosed)은 다음과 같다.

(3.1a)

(3.1b)

또한 주파수 응답특성은 아래와 같이 얻어진다.

(3.2)

여기서 시정수 T1과 T2는 다음과 같다.

(3.3a)

(3.3b)

이것의 크기와 위상는 위상궤환 발긴기의 페루프 전달함수 안정화를 위하여

위상이 최대인 곳에서 이득이 1이 되도록 하면(즉, 루프 대역폭에서 위상여유

가 최대가 되게 하면) 최대의 위상여유를 얻게 된다. 극점 주파수 는 식

- 56 -

(3.4a)의 미분값이 최대가 되는 주파수 이므로 식 (3.4b)와 같다.

tan tan (3.4a)

(3.4b)

극점 주파수 에서 개루프 이득 의 크기가 1이 되도록 설정 되는 데,

이때 원하는 위상 여유값을 라고 하고, 시정수 과 를 구하기 위해서

를 와 로 나타내면

sec tan(3.5)

를 얻을 수 있다. 따라서 루프 대역폭과 위상여유가 정해지면 과 를 결정

할 수 있다. 또한 이것은 위상여유가 되기 위해서 루프대역폭 주파수에서 크

기가 1이 되어야 하므로

(3.6)

여기서 , , 는 결정되어 있으므로 와 는 식(3.7)와 같다

- 57 -

(3.7)

이와 같이 루프필터를 구성할 경우 실제적인 스펙트럼 상의 불요파의 세기

가 어느 정도인지 알 수가 없다. 다만 2차 필터보다는 불요파 감쇠를 줄 수

있으며 루프 대역폭과 위상 여유를 이용하여 안정적인 PLL을 구성할 수 있

다. 그림 3.26은 본 논문에서 채택한 3차 루프필터의 구조이다.

그림 3.26 3차 루프 필터 구조

그림 3.27에서는 개루프 주파수 응답특성과 페루프 주파수 응답특성을 위한

시뮬레이션은 기준 발진기, PFD, 루프 필터, VCO, N 분주기로 구성하여 진행

하였다. 기준 발진기는 10MHz, 루프 필터는 단위 이득 주파수는 12.5kHz, 위

상 여유는 오버슈트와 잠금 시간을 고려하여 45도~60도로 결정하였다. 결정된

위상여유를 실현하기 위하여 루프필터의 소자값은 Clpf1=1.26nF,

Rlpf1=14kOhm, Clpf2=17nF으로 설정하였다. 또한 위상잠금 발진기의 출력주

- 58 -

파수는 UHF 대역을 만족하기 위하여 PFD의 R분주기는 위상 잡음에 영향을

최소화하기 위하여 R 분주기가 갖을 수 있는 최소값인 1로 결정하였으며 N

분주기는 PLL의 출력주파수 860~930MHz를 만족할 수 있도록 86~93으로 설

정하였다. VCO 튜닝 감도는 Z-comm社의 CLV0882E-LF 데이터 시트에 따라

튜닝 감도 30MHz/V를 적용하였다.

그림 3.28은 912MHz에서의 위상궤환 발진기의 개루프 이득 및 페루프 이득

특성을 나타낸다. 그림 3.28a로부터 이득이 ‘0’인 주파수 측과 교차되는 단위

이득 주파수가 12.5 kHz를 확인할 수 있고, 그림 3.28b로부터 단위 이득 주파

수에서의 위상 여유는 50도임을 확인할 수 있다.

- 59 -

Vout

Filt_out

MeasEqnmeas1Eqn

Meas

MeasEqnmeas2Eqn

Meas

SweepPlanSwpPlan1

Reverse=noSweepPlan=UseSweepPlan=Pt=SpurFreqPt=UnityGainFreqStart=860 MHz Stop=930 MHz Dec=20 Log=

SWEEP PLAN

ACAC1Freq=UnityGainFreq

AC

ACAC3Freq=SpurFreq

AC

GoalOptimGoal3

RangeMax[1]=RangeMin[1]=RangeVar[1]=Weight=0.01Max=-CL_SpurAttenMin=SimInstanceName="AC3"Expr="dB(Vout)"

GOAL

ACAC2

SweepPlan="SwpPlan1"SweepVar="freq"

AC

GoalOptimGoal2

RangeMax[1]=RangeMin[1]=RangeVar