Analiza karakteristika EMI potiskivača u visokofrekventnom opsegu

UNIVERZITET U NOVOM SADU

FAKULTET TEHNIČKIH NAUKA

Departman za energetiku, elektroniku i telekomunikacije

mr Aleksandar Menićanin, dipl. ing.

ANALIZA KARAKTERISTIKA EMI POTISKIVAČA U VISOKOFREKVENTNOM OPSEGU U BALANSIRANOM

REŽIMU RADA

-doktorska disertacija-

Novi Sad, 2011.

Predgovor Ova doktorska disertacija je rađena na Fakultetu tehničkih nauka (FTN) u Novom Sadu i

Institutu za multidisciplinarna istraživanja (IMSI) u Beogradu u okviru šireg projekta istraživanja aplikativno specifičnih elektronskih komponenti i njihove karakterizacije, nastalih integracijom pasivnih komponenti, u sklopu projekata tehnološkog razvoja i programa integralnih i interdiciplinarnih istraživanja Ministarstva za nauku i tehnološki razvoj Republike Srbije, projekti TR32016 i III45007.

Disertacija je rađena pod rukovodstvom dr Ljiljane Živanov, redovnog profesora na Katedri za elektroniku, Departmana za energetiku, elektroniku i telekomunikacije, FTN-a u Novom Sadu, dr Obrada Aleksića, naučnog savetnika, IMSI-a u Beogradu, i dr Miloljuba Lukovića, naučnog saradnika, Instituta bezbednosti – BIA u Beogradu.

Na kraju, veliku zahvalnost dugujem svojoj porodici koja mi je dala podršku i omogućila mi rezervisano vreme za izradu ove doktorske disertacije.

Autor: Aleksandar Menićanin

Mentori:

1. prof. dr Ljiljana Živanov, Fakultet tehničkih nauka, Univerzitet u Novom sadu, Novi Sad (modelovanje i simulacija elektrotehničkih materijala i komponenata, dizajn integrisanih pasivnih komponenti)

2. prof. dr Obrad Aleksić, naučni savetnik, Institut za multidisciplinarna istraživanja Univerziteta u Beogradu, Beograd (nauka o materijalima – elektrotehnički materijali, pasivne elektronske komponente)

Članovi komisije:

1. dr Goran Stojanović, vanredni profesor, Fakultet tehničkih nauka, Univerzitet u Novom sadu, Novi Sad (UNO: elektronika)

2. dr Mirjana Damnjanović, docent, Fakultet tehničkih nauka, Univerzitet u Novom sadu, Novi Sad (UNO: elektronika)

3. dr Miloš Živanov, redovni profesor, Fakultet tehničkih nauka, Univerzitet u Novom sadu, Novi Sad (UNO: elektronika)

4. dr Obrad Aleksić, naučni savetnik, Institut za multidisciplinarna istraživanja Univerziteta u Beogradu, Beograd (UNO: elektrotehnički materijali, mikroelektronika)

5. dr Ljiljana Živanov, redovni profesor, Fakultet tehničkih nauka, Univerzitet u Novom sadu, Novi Sad (UNO: elektronika, mikroelektronika)

УНИВЕРЗИТЕТ У НОВОМ САДУ ФАКУЛТЕТ ТЕХНИЧКИХ НАУКА 21000 НОВИ САД, Трг Доситеја Обрадовића 6

КЉУЧНА ДОКУМЕНТАЦИЈСКА ИНФОРМАЦИЈА

Редни број, РБР:

Идентификациони број, ИБР:

Тип документације, ТД: Монографска публикација

Тип записа, ТЗ: Текстуални штампани материјал

Врста рада, ВР: Докторска дисертација

Аутор, АУ: Александар Б. Менићанин

Ментор, МН: др Љиљана Живанов

Наслов рада, НР: Анализа карактеристика ЕМИ потискивача у високофреквентном опсегу у балансираном режиму рада

Језик публикације, ЈП: Српски

Језик извода, ЈИ: Српски

Земља публиковања, ЗП: Србија

Уже географско подручје, УГП: Војводина

Година, ГО: 2011.

Издавач, ИЗ: Ауторски репринт

Место и адреса, МА: Факултет техничких наука, Трг Доситеја Обрадовића 6, 21000 Физички опис рада, ФО:

(поглавља/страна/ цитата/табела/слика и графика/прилога) (15/127/78/7/106/5)

Научна област, НО: Електротехника

Научна дисциплина, НД: Микроелектроника

Предметна одредница/Кључне речи, ПО: ЕМИ потискивачи, прилагодни тест степен, ВФ мерења, ЛЦ филтри и мреже

УДК

Чува се, ЧУ: Библиотека Факултета техничких наука, Трг Доситеја Обрадовића 6, 21000 Нови Сад

Важна напомена, ВН:

Извод, ИЗ: Пројектовање микрострип прилагодних тест степена за карактеризацију SMD компоненти и екстракцију електричних параметара. Моделовање, реализација и мерења LC филтарских мрежа и њихова карактеризација. Примена MWO симулатора у пројектовању интегрисаних пасивних LC филтарских мрежа напред описаних. Симулација сложенијих LC филтарских мрежа и представљање решења LC филтарских мрежа у вишеслојној технологији (нпр. LTCC – Low Temperature Co-fired Ceramic).

Датум прихватања теме, ДП: 19.02.2009.

Датум одбране, ДО: Чланови комисије,

КО Председник: др Горан Стојановић

Члан: др Милош Живанов Члан: др Мирјана Дамњановић Потпис ментора Члан: др Обрад Алексић Члан, ментор: др Љиљана Живанов

UNIVERSITY OF NOVI SAD FACULTY OF TECHNICAL SCIENCES 21000 NOVI SAD, Trg Dositeja Obradovića 6

KEY WORDS DOCUMENTATION

Accession number, ANO:

Identification number, INO:

Document type, DT: Monographic publication

Type of record, TR: Textual material, printed

Contents code, CC: PhD thesis

Author, AU: Aleksandar B. Menićanin

Mentor, MN: Dr Ljljana Zivanov

Title, TI: The analysis of EMI suppressors in the high frequency range in the balanced mode

Language of text, LT: Serbian

Language of abstract, LA: Serbian

Country of publication, CP: Serbia

Locality of publication, LP: Vojvodina

Publication year, PY: 2011

Publisher, PB: Author’s reprint

Publication place, PP: Faculty of Technical Sciences, Trg Dositeja Obradovića 6, 21000 Novi Physical description, PD:

(chapters/pages/ref./tables/pictures and graphs/appendixes) (15/127/78/7/106/5)

Scientific field, SF: Electrical engineering

Scientific discipline, SD: Microelectronics

Subject/Key words, S/KW: EMI suppressors, microstrip test fixtures, HF measurements, LC filters and networks

UC

Holding data, HD: Library of the Faculty of technical sciences, Trg Dositeja Obradovica 6, 21000 Novi Sad

Note, N:

Abstract, AB: Design of microstrip test fixtures to characterize of SMD components and extraction of their electrical parameters. Modelling, realization and measurements of LC filter and networks and their characterization. Application of MWO simulators in the design of integrated passive LC filter networks described above. Simulation of complex LC filter network and the presentations of the LC filter network in the multi-layered technology (eg. LTCC – Low Temperature Co-fired Ceramic).

Accepted by the Scientific Board on, ASB: 19.02.2009

Defended on, DE: Defended Board,

DB President: Dr Goran Stojanović

Member: Dr Miloš Živanov Member: Dr Mirjana Damnjanović Mentor's sign Member: Dr Obrad Aleksić Member, Mentor: Dr Ljiljana Živanov

Sadržaj

Sadržaj: 1. Uvod ..................................................................................................................... 1

Teorijski deo ............................................................................................................ 4

2. Elektromagnetska interferencija ...................................................................... 5

2.1. Šta je EMI?..................................................................................................................... 6

2.2. Načini prenošenja EMI .................................................................................................. 7

2.3. Načini rešavanja EMI problema .................................................................................. 10

3. EMI potiskivači ................................................................................................ 13

3.1. EMI/EMC zaštita ......................................................................................................... 14

3.2. Svojstva osnovnih EMI potiskivača u savremenoj elektronici .................................... 16

4. Teorijski pregled LC filtara ............................................................................ 17

4.1. Jednostavne LC filtarske konfiguracije ........................................................................ 18

4.2. Električni modeli LC filtarskih ćelija........................................................................... 19

5. Visokofrekventna merenja korišćenjem VNA .............................................. 22

5.1. VF snaga ...................................................................................................................... 22

5.2. Vektorski analizator mreža i potpuna karakterizacija mreža ....................................... 24

5.3. Nesimetrična (Single-ended) i simetrična merenja (Differential) ................................ 26

5.4. Prilagodni test stepeni .................................................................................................. 27

5.4.1. RF konektori za visokofrekventna merenja.............................................................. 28

6. Modelovanje ekvivalentnog kola EMI potiskivača – unutrašnji i spoljašnji parametri .................................................................................................................... 30

7. Metode simulacije pasivnih komponenti ....................................................... 34

7.1. Simulacija pomoću ekvivalentnih električnih šema ..................................................... 35

7.2. Simulacija pomoću elektromagnetskih simulatora ...................................................... 35

7.3. Korišćeni softverski alat - Microwave Office .............................................................. 38

Eksperimentalni deo.............................................................................................. 40

8. Projektovanje prilagodnih test stepena na štampanoj ploči ........................ 41

8.1. Prilagodni test stepeni za karakterizaciju komponenti sa dva i tri kraja ...................... 41

8.2. Prilagodni test stepeni za karakterizaciju četvoro-krajnih komponenti ....................... 45

Sadržaj

9. Merenje S-parametara SMD komponenti korišćenjem VNA u nebalansiranom i balansiranom režimu .................................................................. 48

9.1. Merenja S-parametara komponenti sa dva i tri kraja korišćenjem VNA sa dva pristupa u nebalansiranom režimu ............................................................................................................... 48

9.2. Više-portna merenja S-parametara korišćenjem VNA sa dva pristupa u balansiranom režimu ...................................................................................................................................... 50

10. Karakterizacija SMD komponenata korišćenjem prilagodnog stepena na PCB-u i VNA .............................................................................................................. 54

10.1. Rezultati merenja S-parametara keramičkih EMI potiskivača .................................... 54

10.2. Rezultati merenja S-parametara feritnih EMI potiskivača ........................................... 57

10.3. Rezultati merenja S-parametara čip LC filtara ............................................................ 59

11. Ekstrakcija električnih parametara SMD EMI potiskivača ....................... 61

11.1. Ekstrakcija električnih parametara keramičkih EMI potiskivača ................................ 61

11.2. Ekstrakcija električnih parametara feritnih EMI potiskivača ...................................... 66

12. Rezultati merenja i simulacija EMI LC čip filtara u VF opsegu ................ 70

12.1. Rezultati merenja S-parametara LC filtara T-tipa ........................................................ 70

12.2. Rezultati merenja S-parametara LC mreža dobijenih kombinacijom filtara T-tipa ..... 72

12.3. Simulacije EMI LC čip filtara ...................................................................................... 77

12.3.1. Simulacija čip filtra T-tipa pomoću ekvivalentnih električnih šema .................... 77

12.3.2. Simulacija LC čip filtra T-tipa pomoću elektromagnetskog simulatora .............. 80

12.4. Simulacija LC simetričnih filtarskih mreža ................................................................. 83

12.4.1. Simulacija LC simetričnih mreža pomoću ekvivalentnih električnih šema ......... 83

12.4.2. Simulacija LC simetričnih mreža pomoću elektromagnetskog simulatora .......... 85

13. Diskusija dobijenih rezultata .......................................................................... 90

13.1. Analiza dizajna prilagodnih test stepena i tehnike merenja korišćenjem VNA ........... 90

13.2. Analiza merenih rezultata i ekstrakcije parametara merenih komponenata koristeći prilagodne stepene i VNA .............................................................................................................. 91

13.3. Uporedna analiza merenih i simuliranih rezultata višeslojnog EMI LC čip filtra T-tipa ...................................................................................................................................... 93

13.4. Uporedna analiza merenih i simuliranih rezultata EMI LC simetričnih filtarskih mreža ...................................................................................................................................... 95

13.4.1. Uporedna analiza simulacija LC simetričnih mreža pomoću ekvivalentnih električnih šema ......................................................................................................................... 96

Sadržaj

13.4.2. Uporedna analiza simulacija LC simetričnih mreža pomoću elektromagnetskog simulatora .............................................................................................................................. 96

14. Zaključak .......................................................................................................... 99

15. Prilog ............................................................................................................... 104

P1. EIA standardne veličine SMD komponenata .................................................................... 104

P2. Osobine provodnih materijala ........................................................................................... 104

P3. Tehnička dokumentacija proizvođača Ceratech, Koreja. .................................................. 105

P4. Tehničke karakteristike proizvođača Rogers Corp ........................................................... 108

P5. Ekstrakcija spoljašnjih i unutrašnjih parametara elekričnog modela SMD induktora koristeći VNA .............................................................................................................................. 111

Literatura ............................................................................................................. 116

Lista slika ............................................................................................................. 120

Lista tabela ........................................................................................................... 125

Lista skraćenica ................................................................................................... 126

1. Uvod

1

1. Uvod

Savremeni trendovi u elektronici kojima je cilj postizanje što veće minijaturizacije elektronskih uređaja, povećanje brzine rada i povećanje gustine pakovanja, neizbežno vode do pojave da rad jednog uređaja ometa rad drugih koji su mu u blizini. Zbog toga je potrebno još u fazi projektovanja kola voditi računa o otklanjanju smetnji.

Većina smetnji koje emituje elektronska oprema je na frekvencijama višim od korisnih signala. Stoga se EMI potiskivači (potiskivači elektromagnetske interferencije) generalno koriste kao nisko-propusni filtri, koji propuštaju samo signale na frekvencijama nižim od kritične, dok slabe signale na višim frekvencijama. Ove komponente se koriste u širokom opsegu frekvencija, od reda MHz do nekoliko GHz, stoga je njihovo modelovanje izuzetno složeno.

Povećavanje gustine pakovanja savremenih elektronskih modula zavisi od integracije diskretnih pasivnih čip komponenti (kao što su otpornici/induktori/kondenzatori – RLC), integrisanih kola i senzora preko međuveza, preko zajedničkog radnog materijala podloge ili preko zajedničkih funkcija (multifunkcionalne komponente). Teži se trodimenzionalnoj (3D) integraciji na štampanim pločama u koje će biti ugrađene pasivne RLC komponente, debeloslojni hibridni filtri, tankoslojne komponente, goli silicijumski čipovi sa organizacijama izvoda sa matricama lemnih kuglica (BGA-ball grid array) i mikro-BGA.

Kako sve te komponente i mreže rade na visokim učestanostima, potrebno je obratiti pažnju i na visokofrekventna merenja i karakterizaciju samih komponenti i mreža. Visokofrekventna merenja mogu da budu nebalansirana (single-ended, nesimetrična) – merenja sa dva kraja, i balansirana (differential, simetrična) – dvopristupna merenja, merenja sa četiri kraja.

Karakterizacija standardnih SMD komponenti može da se vrši pomoću analizatora impedanse (Impedance Analyzer) direktno (RLC karakteristike) ili pomoću vektorskog analizatora mreža (Vector Network Analayzer – VNA) preko S-parametara.

Kada se karakterizacija radi sa mernim instrumentom VNA potrebno je koristiti prilagodni test stepen (Test Fixture). Prilagodni test stepeni mogu biti univerzalni i jednostavni ili projektovani za karakterizaciju određenih komponeti ili mreža. Zavisno od namene, vrši se projektovanje prilagodnih stepena.

Doktorska disertacija je podeljena na dva dela – teorijski i eksperimentalni deo, odnosno 14 poglavlja, radi lakšeg sagledavanja specifičnosti problema, mada ona u osnovi čine jednu celinu.

U prvom poglavlju dat je uvod u kome je pored uvodnih razmatranja i osnovnog cilja rada prezentovana „lokacija“ problema i širi okvir kojеm problem pripada.

U drugom poglavlju, u okviru teorijskog dela disertacije, predstavljene su osnovne osobine elektromagnetske interferencije (Electromagnetic Interference – EMI), njenog prenošenja, kao i načina rešavanja EMI problema.

U trećem i četvrtom poglavlju su predstavljene osnovne osobine komponenata za zaštitu od elektromagnetskih smetnji, EMI potiskivača i dat je sažet pregled LC filtara i njihovih osobina i električnih modela.

1. Uvod

2

U petom poglavlju predstavljena su visokofrekventna merenja, merni instrumenti i prilagodni test stepeni sa svim svojim sastavnim delovima kako bi merni sistem bio kompletiran za tačno i precizno merenje, testiranje i karakterizaciju komponenti.

U šestom poglavlju je predstavljen postupak modelovanja ekvivalentnog kola EMI potiskivača na visokim učestanostima sa unutrašnjim i spoljašnjim parametrima modela. Krajnji rezultat ovog modelovanja su ekstrahovani RLC parametri električnog modela EMI potiskivača.

Metode za simulaciju pasivnih elektronskih komponenti na bazi ekvivalentnih električnih šema i na bazi metode momenata date su u poglavlju sedam. Takođe, opisana su svojstva ovih alata za projektovanje i data ograničenja, prednosti i nedostaci pri uzajamnom upoređivanju.

U drugom, eksperimentalnom delu disertacije, u poglavljima osam i devet, predstavljeni su novi dizajni prilagodnih test stepena na standardnim štampanim pločama za karakterizaciju SMD komponenti sa dva i tri kraja, kao i komponenti i mreža sa četiri kraja, i opisana su visokofrekventna balansirana i nebalansirana merenja S-parametara korišćenjem VNA sa dva pristupa kao mernog instrumenta.

U poglavljima 10 i 11 predstavljeni su rezultati merenja S-parametara i karakterizacije komercijalno dostupnih SMD komponenti, kao i ekstrakcija osnovnih električnih parametara SMD komponente.

U 12-om poglavlju je izvršeno merenje i električna analiza svojstava LC čip EMI filtara T-tipa u visokofrekventnom opsegu u nebalansiranom i balansiranom režimu rada. Unošenjem geometrije filtra u 3D elektromagnetski (EM) simulator, na bazi metoda momenata (MoM, method of moments), dobijena su svojstva ovog LC filtra T-tipa u VF opsegu. Uslovi simulacije LC filtara su prilagođeni za fabrikaciju komponente u LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramic) tehnologiji, pri čemu su u postupku fitovanja menjane debljine dielektričnih slojeva i njihove permitivnosti da bi se odredile najpogodnije vrednosti istih koje daju optimalna slabljenja u VF opsegu. Time se vrši optimizacija karakteristika i skraćuje vreme realizacije komponenti traženih karakteristika.

Zatim je formirano nekoliko tipova LC simetričnih mreža na osnovu ovih čip keramičkih filtara čime su dobijeni višećelijski EMI filtri. Merenje ovih filtara vršeno je u balansiranom i nebalansiranom režimu rada u VF opsegu. Simulacija ovih filtarskih mreža preko ekvivalentne šeme vršena je korišćenjem prethodno dobijenih rezultata za pojedinačne LC filtre T-tipa. Prilikom simulacije filtarskih mreža metodom momenata korišćena su iskustva iz simulacije pojedinačnih čipova i njihovih kombinacija na minijaturnoj štampanoj ploči - PCB podlozi.

U 13-om poglavlju data je diskusija rezultata dobijenih projektovanjem, merenjima i simulacijama. Pri tome su međusobno upoređeni rezultati ekstrahovani iz merenja u VF opsegu na vektorskom analizatoru mreža, sa rezultatima dobijenim simulacijom ekvivalentih šema i rezultatima dobijenim preko simulacije metodom momenata. Ujedno su analizirane prednosti i nedostaci sve tri metode. Analizirane su prednosti metode optimizacije pomoću MoM simulacija u odnosu na fizičku realizaciju filtarskih LC komponenti i mreža, kao i testiranje prototipova.

U poglavlju 14 dat je opšti zaključak o novim doprinosima prikazanim u ovoj doktorskoj disertaciji u oblasti projektovanja i simulacije LC filtarskih komponenti i mreža, prilagodnih test

1. Uvod

3

stepena, karakterizacije SMD komponenti i ekstrakcije električnih parametara. Važniji rezultati i očekivane primene pobrojani su odmah posle glavnih doprinosa iz doktorske disertacije dok je na kraju dat spisak važnijih radova objavljenih u međunarodnim časopisima i konferencijama tokom izrade ove disertacije.

Na kraju disertacije je dat pregled literature koja je korišćena tokom izrade rada. U prilozima se nalaze tehnički i matematički rezultati korišćeni u disertaciji, koji posredno pojašnjavaju izloženi koncept.

Prilikom izrade disertacije korišćena su stečena znanja na osnovnim i poslediplomskim studijama, sva raspoloživa literatura dostupna u bibliotekama Instituta za multidisciplinarna istraživanja iz Beograda i Fakulteta tehničkih nauka iz Novog Sada, kao i uputstva data na konsultacijama od prof. dr Ljiljane Živanov i prof. dr Obrada Aleksića.

4

Teorijski deo

2. Elektromagnetska interferencija

5


Usled postojanja elektromagnetske interferencije, skraćeno EMI (Electromagnetic Interference) dolazi do značajne degradacije u performansama elektronskih sistema. Porastom broja elektronskih uređaja koji se koriste na malom rastojanju, tako da mogu uticati jedni na druge, verovatnoća da će se pojaviti EMI postaje veća.

Elektromagnetska interferencija je pojava poništavanja i degradacije signala u električnim kolima, sklopovima i uređajima usled visokofrekventnih i impulsnih smetnji koje su nazračene na provodnike ili se prostiru kroz same provodnike [1, 2]. EMI je elektromagnetska interferencija i često je zovu provodna emisija i radijaciona emisija elektromagnetnih talasa. Ovde se uglavnom vodi računa o provodnoj emisiji, pod čim se podrazumeva neželjeni signal ili šum na žici. Razlog za vezu ka snažnim kablovima je to što su EMI filtri deo snažnog ožičavanja i oni su dizajnirani da uklone te neželjene osobine bakarnih provodnika (žica). Zašto se to dešava na žicama? Kakve to ima veze sa magnetskim poljem? Razlog za to je što bilo kakav protok struje posledično stvara magnetsko polje. To ne ide jedno bez drugog. Prema tome, ti visokofrekventni neželjeni signali stvaraju magnetsko polje koje ometa opremu koja se nalazi u neposrednom okruženju. Zato je filtarska funkcija da ukloni tu struju kao takvu, da ne bi došlo do ometanja signala u bliskoj okolini.

Na sl. 2.1 je dat prikaz delovanja EMI smetnje od izvora nastanka smetnje do krajnjeg odredišta gde se ta smetnja ispoljava. Vidimo da između izvora i odredišta postoji prenosni put smetnje, i to može biti žica, kabl, vazduh i sl. Takođe, vidimo da upotrebom materijala za zaštitu od EMI možemo da eliminišemo EMI smetnje, oklapanjem ili apsorpcijom. U praksi EMI izvor može biti predstavljen kao: RF signal prenosnog uređaja, motor, prekidač, paljenje motora, kao i prirodne pojave među kojima su munja, elektrostatički elektricitet i slično. Žrtva EMI smetnje ili odredište gde se ispoljava sama smetnja može biti predstavljena kao RF signal prijemnog uređaja, analogni senzori i pojačavači, računari, kao i ljudski organizam.

Sl. 2.1. Prikaz delovanja EMI smetnji od izvora do žrtve


6

EMI se pojavljuje u širokom rasponu, od jedva primetnih do jako velikih intenziteta, tako da se može podeliti na EMI: slabog, srednjeg i velikog intenziteta. Većina EMI situacija spada u grupu srednjeg intenziteta [3].

Na sl. 2.2 je dat prikaz delovanja EMI smetnji na neki uređaj. Odavde se vidi da na centralnu komponentu sistema, kao što je radna stanica u obliku PC računara, deluju EMI smetnje iz različitih izvora. Usled delovanja EMI smetnji može doći do nepravilnog i nekontinualnog rada radne stanice koja se nalazi u centru delovanja tih EMI smetnji. Izvori smetnji su predstavljeni kao visokonaponski vodovi, munje, električni motori, predajnici, mobilni telefoni i slično. Da bi se ovi neželjenji efekti izbegli, potrebno je koristiti zaštite od EMI smetnji.

Sl. 2.2. Prikaz delovanja EMI smetnji

Većina smetnji koje emituje elektronska oprema je na frekvencijama višim od korisnih signala. Stoga se kao EMI potiskivači generalno koriste nisko-propusni filtri, koji propuštaju samo signale na frekvencijama nižim od kritične, dok slabe signale na višim frekvencijama [4].

2.1. Šta je EMI?

EMI je elektromagnetska interferencija i naziva se provodna i nazračena emisija. Ovde se uglavnom bavimo provodnom emisijom, što znači bilo neželjenim signalom ili šumom u provodnoj žici ili na površini. Razlog za to su EMI filtri kao deo ožičavanja i tako su projektovani da uklone ove neželjene pojave na provodicima. Zašto se ovo javlja kod ožičavanja i u kakvoj je to vezi sa magnetskim poljima? Ovo se dešava jer svaki trenutni protok struje stvara magnetno polje. Dakle, ovaj visokofrekventni neželjeni signal stvara magnetsko polje koje može da ometa okolne uređaje. Tu je funkcija filtra da ukloni neželjenu struju, tako da se magnetsko polje neće pojavljivati. Ovaj


7

šum može da potiče iz provodnika ili opreme koja je ugrađena. Sa strane opreme, šum može da potiče od frekvencija takta računara, parazitnih oscilacija u prekidačkom delu napajanja, induktora ili transformatora, ispravljačkih dioda, i mnogih drugih izvora.

Većina inženjera, zajedno sa projektantima komponenata za elektromagnetsku inteferenciju (EMI) i zovu EMI crna magija (Black Magic). Postoje četiri glavna razloga za to. Prvi razlog, nema dovoljno dobro definisanog metoda dizajniranja komponenti. Drugo, ulazne i izlazne impedanse nisu konstantne iznad opsega učestanosti od interesa. Impedanse su obično samo dobra nagađanja, u najboljem slučaju, zato što su merenja skupa i retko ponovljiva a i ostvariva. Treće, uneseni gubici filtara korišćenog test metoda često zbunjuju ili imaju uticaj na metode projektovanja. U 220 A standardu (vojni standard u SAD - Military Standard - MIL STD), zahteva se 50 omska impedansa izvora i opterećenja. Da li inženjer projektuje EMI filtre na 50 Ω ili na stvarnu vrednost impedanse u realnom okruženju? Ako projektovani EMI filtar zadovolji specifikacije vojnog standarda, 50 omskog testiranja, šta će se desiti u realnom okruženju kada se taj filtar ugradi? Da li je na projektnom inženjeru odgovornost da ispoštuje specifikacije standarda ili da spreči emisiju smetnji u realno okruženje? Četvrto, u različitim publikacijama metode projektovanja su generalno veoma složene. Većina zahtevanih merenja je teško izvodljiva i zahteva dosta vremena. Često je potrebna skupa dodatna oprema da bi se dobili neophodni parametri [5].

Prema FCC (Federal Communication Commision) standardu, na primer, pri merenju nazračenih smetnji uređaj za testiranje se stavlja na sto 0.8 m visine od površine zemlje i na rastojanju 3-8 m od antene koja prima njegovo EMI zračenje i meri ga u opsegu od 30 MHz do 1 GHz (kod nekih merenja i do nekoliko GHz) [6, 7].

Kod merenja provodnih EMI smetnji na napojnom kablu od 50 Ω, potrebno je postaviti filter za signale koji ne potiču iz testiranog uređaja i čist izvor za napajanje. Potom drugi kraj „očišćenog“ kabla treba dovesti direktno u analizator spektra. Meri se provedeni spektar u opsegu od 450 kHz pa sve do petog harmonika osnovne frekvencije uređaja [8].

Ukratko, EMI je svaki neželjeni signal iz bilo koje signalne linije ili uređaja i mora biti otklonjen da bi sprečio uticaj magnetskog polja na uređaje u neposrednoj blizini ili da spreči kvar koji može biti prouzrokovan delovanjem EMI smetnji. Na primer, ako ste vi ili neko od vaših voljenih u bolnici, sigurno ne želite da uređaj za nadgledanje stanja pacijenta ima propad nivoa napona svaki put kad se upotrebi uređaj sa x-zračenjem, samo zato što su oba uređaja priključena na isti vod za napajanje. Ovako, EMI filter uređaja za nadgledanje stanja pacijenta će potisnuti smetnje koje su nastale od signala uređaja sa x-zračenjem. Ili, još bolje, uređaja sa x-zračenjem sa ugrađenim EMI filtrom će prestati da emituje smetnje u svoju blisku okolinu.

2.2. Načini prenošenja EMI

Provodnici. Jedan od najčešćih načina prostiranja šuma u kolu je kroz provodnik [8, 9]. Ukoliko se provodnik prostire kroz okruženje u kojem postoji smetnja, on ga može apsorbovati i preneti u drugo kolo, što može biti uzrok smetnje. Treba primetiti da se provodnici istovremeno ponašaju kao prijemnici koji apsorbuju smetnje, ali kao i predajnici koji zrače smetnje u okolinu.

Sprega putem zajedničke impedanse. Drugi primer sprege je putem zajedničke impedanse, kada izvor i žrtva imaju zajednički provodnik, koji je obično linija napajanja ili uzemljenja. Ukoliko


8

izvor i žrtva EMI dele zajednički provodnik ZK, kao što je prikazano na sl. 2.3, na njemu će se usled proticanja struja oba kola, I1 i I2, stvoriti pad napona koji se u jednom kolu videti kao neželjeni uticaj drugog, i obrnuto (tj. menja se napon uzemljenja u jednom kolu zbog proticanja struje drugom kolu).

ZS1 ZS

2 VS1 VS2

ZK

ZL2 ZL1

I 1 I 2

+ + 1

2

ZS1 ZS

2 VS1 VS2

ZL

2 ZL

1

I 1 I 2

+ +

ZK ZK

a) b)

Sl. 2.3. a) Sprega putem zajedničke impedanse i b) smanjivanje EMI dodavanjem još jednog provodnika između tačaka 1 i 2 [10, 11]

Da bi se smanjile smetnje u ovakom slučaju rešenje je da se koristi i drugi provodnik, kao što je prikazano na sl. 2.3b. Međutim, tako nešto nije uvek izvodljivo. Zato je drugo moguće rešenje da se maksimalno skrati zajednički provodnik između tačaka 1 i 2 i da se time maksimalno smanji sprega putem zajedničke impedanse.

Sprega putem električnih i magnetskih polja. Sprežni kanal između izvora i žrtve smetnje ne mora uvek biti provodni medijum kao što je električni provodnik već može biti i dielektrik. Sprega može biti ostvarena i bežičnim putem. Ako je žrtva blizu izvora smetnje (blisko polje), električna i magnetska polja se posmatraju odvojeno. Ako je žrtva daleko od izvora smetnje, zračenje se posmatra kao kombinovano električno i magnetsko zračenje (elektro-magnetsko zračenje).

Zajednička smetnja (Field common-mode (CM) coupling) je sprega koja se ostvaruje putem električnog i magnetskog polja (sl. 2.4). Izvor zračenja indukuje CM napon u petlji koju formiraju kola žrtve sa zajedničkom masom. Ako je polje dominantno magnetsko, napon koji će se javiti redno vezan sa uzemljenjem je

( )/ ,CMV B t A= − ∆ ∆ ⋅ (2.1)

gde je ∆B promena magnetske indukcije (u T), a A površina zatvorene petlje (u m2).

Ukoliko je polje elektromagnetsko, poznate jačine električnog polja E (u V/m) i frekvencije f (u MHz), onda je napon smetnji

/ 48.CMV A f E= ⋅ ⋅ (2.2)


9

VC M

Sl. 2.4. Zajednička smetnja (Field common-mode coupling) [3]

Kod diferencijalnog načina sprege (Field differential-mode (DM) coupling), radijacija će biti uhvaćena u paru žica ili u vodu i povratnoj liniji. U površinu DM petlje nisu uključena lokalna masa. Indukovani napon se javlja između priključaka kola žrtve (sl. 2.5). Usled velike blizine ta dva provodnika, ovaj mehanizam sprege je obično mali i lako se može redukovati upredanjem para provodnika.

VD M

Sl. 2.5. Diferencijalna smetnja (Field differential-mode coupling) [3]

Preslušavanje (Crosstalk) nastaje kada su dva različita paralelna kola spregnuta putem međusobne kapacitivnosti C12 i međusobne induktivnosti M12, kao što je prikazano na sl. 2.6. Usled blizine na kojoj se nalaze provodnici dva različita kola, nastaće neželjena sprega između kola izvora smetnje i žrtve.

M12

C12

Vvic

Vc

Izvor smetnje

Žrtva smetnje

R1

R2

Sl. 2.6. Preslušavanje (Crosstalk) [3]

Ako izvor smetnji ima naponski izvor VC i struju IC, onda žrtva smetnje vidi njegov uticaj kao: • napon smetnje usled kapacitivne sprege koji je jednak


10

12 / ,CAP V CV R C V t= ⋅ ⋅∆ ∆ (2.3)

gde je RV paralelna veza otpornika R1 i R2, daljeg i bližeg kraja otpornosti kola žrtve; • napon smetnje usled magnetske sprege koji je jednak

12 / .MAG CV M I t= ⋅∆ ∆ (2.4)

Ovakva sprega se može javiti i u CM i DM sprezi, ako je kolo izvor CM smetnje. Sprega putem napajanja. U ovom slučaju se smetnja javlja u linijama za AC ili DC napajanje i

dalje prenosi drugim kolima.

2.3. Načini rešavanja EMI problema

Ukoliko se sumnja da je uređaj žrtva interferencije, prvi korak u rešavanju problema je da se utvrdi kojim mehanizmom se prenosi energija od izvora smetnje do njega: zračenjem, provođenjem ili njihovom kombinacijom; u većini slučajeva sprega se ostvaruje kombinacijom provođenja i zračenja.

Da bi se minimizirali EMI problemi potrebno je obezbediti da se smanje smetnje:

• na izlazu izvora (tj. rešiti problem emisije), • na ulazu žrtve (tj. rešiti problem susceptibilnosti) ili • duž sprežnog kanala.

U velikom broju slučajeva su izvor smetnje i žrtva ili van domašaja ili ne mogu biti modifikovani. Zato je neophodno, u cilju smanjivanja smetnje, uvesti dovoljno slabljenje negde duž sprežne putanje. Moguće je odabrati neku od sledećih mogućnosti:

1. smanjiti EMI struju ubacivanjem velike impedanse redno sa provodnikom, 2. preusmeriti EMI struju ka masi, ili ka nekom povratnom provodniku, dodavanjem male

impedanse paralelno sa provodnikom, 3. blokirati EMI struju otvaranjem putanje putem nekog galvanski izolovanog uređaja, 4. neutralisati EMI struju nateravši je da radi sama protiv sebe, na primer, putem

međusobne induktivnosti [3]. U zavisnosti od prirode EMI problema, od konstrukcije uređaja, raspoloživog prostora, cene i

drugih kriterijuma, projektant će izabrati odgovarajući način za rešavanje EMI problema. Pri tome treba voditi računa i o frekvencijskom opsegu u kome EMI treba da se eliminiše. Na nižim frekvencijama (do reda MHz) galvanska izolacija predstavlja odlično rešenje, dok je na višim frekvencijama potrebno koristiti filtriranje ili rasprezanje.

Ukoliko se EMI problem rešava filtriranjem, potrebno je koristiti kondenzatore, induktore ili neku njihovu kombinaciju. Pri tome se izbor kola za filtriranje vrši korišćenjem pravila ,,maksimalnog neslaganja“ koje je prikazano u tabeli 2.1. ZC i ZL su impedanse izvora i žrtve smetnje, dok je n broj L i C elemenata potreban u filterskom kolu. Svaki L ili C element koji se koristi za filtriranje unosi slabljenje od 20 dB / dec.

Impedansa izvora ili žrtve se smatra malom ukoliko je znatno manja od 50 Ω, odnosno, velikom ukoliko je znatno veća od 50 Ω. Ako je vrednost ZC ili ZL približno 50 Ω (± 50 %), izbor kola za filtriranje se vrši na osnovu drugih kriterijuma, kao što su veličine kola za filtriranje ili cena.


11

Samo induktor, prikazan u tabeli 2.1a, se koristi kao niskopropusni filtar. Na visokim frekvencijama, od reda MHz do nekoliko GHz, impedansa induktora postaje dominantna (znatno veća u odnosu na ZC i ZL) što omogućava eliminaciju VF smetnji. Analogno, C filtar (Tabela 2.1e) se koristi za slabljenje visoko-frekventnih signala, ako su impedanse ZC i ZL velike. Zahvaljujući jednostavnoj konstrukciji može se koristiti i na frekvencijama do 10 GHz. Problem je što ova dva jednostavna EMI rešenja (n = 1) unose relativno malo slabljenje, od samo 20 dB / dec.

Tabela 2.1. Izbor optimalnog oblika kola za filtriranje

Impedansa izvora

ZC

Kolo za filtriranje

Slabljenje Impedansa žrtve

ZL

Mala

(a)

(b)

n=1 (20 dec/dec)

n=3 (60 dB/dec)

Mala

Mala

(c)

(d)

n=2 (40 dec/dec)

n=4 (80 dB/dec) Velika

Velika

(e)

(f)

n=1 (20 dec/dec)

n=3 (60 dB/dec)

Velika

Velika

(g)

(h)

n=2 (40 dec/dec)

n=4 (80 dB/dec) Mala

Kombinacijom više induktora i kondenzatora se mogu dobiti filtri odličnih performansi. L-C filtar (Tabela 2.1c) i C-L filtar (Tabela 2.1g) se najčešće koriste u slučajevima kada je izvor male impedanse, a žrtva visoke, i obrnuto. Složenija kola, kao što su π-filtar (Tabela 2.1f) i T-filtar (Tabela 2.1b), imaju još bolje karakteristike od jednostavnog C filtra i induktora zbog dodatnih elemenata, respektivno (Tabela 2.1). Međutim, π-filtar se ne preporučuje za prekidačke aplikacije, jer može da proosciluje [12, 13].


12

Postoje razna rešenja kako bi se eliminisale EMI smetnje na provodniku. To se kod provodnika može rešiti na dva načina i to: oklapanjem i apsorpcijom. Razlika između oklapanja i apsorpcije je prikazana na sl. 2.7.

Sl. 2.7. Prostiranje talasa kod materijala za oklapanje i apsorpciju

Postavlja se pitanje kako izabrati odgovarajući materijal i kada je pogodnije koristiti jedan a kada drugi tip materijala. Materijal velike električne provodnosti reflektuje elektromagnetsko zračenje a materijal sa velikom permeabilnošću apsorbuje elektromagnetsko zračenje. Odavde proizlaze dva zaključka o primeni eliminisanja EMI smetnji:

• Materijal velike električne provodnosti → reflektuje elektromagnetsko zračenje → uspešan za oklapanje i eliminisanje EMI smetnji spolja.

• Materijal sa velikom permeabilnošću → apsorbuje elektromagnetsko zračenje → uspešan za apsorpciju i eliminisanje EMI smetnji iznutra.

3. EMI potiskivači

13

3. EMI potiskivači

EMI potiskivači imaju široku primenu u potiskivanju smetnji u velikom broju savremenih električnih proizvoda, na primer, u telekomunikacijama (mobilni telefoni, ADSL, modemi, ISDN, GPS satelitski prijemnici...), u potrošačkoj elektronici (digitalne kamere, HDTV, projektori, DVD plejeri...) u računarima i periferijskoj opremi (matične ploče, CD-čitači, DVD-čitači, skeneri, hard diskovi, grafičke i zvučne kartice, LCD monitori, štampači ...), na mrežama (LAN kartice, hab, prekidači, ruteri), itd.[14].

Tokom proteklih decenija feritne komponente su bile veoma uspešno korišćene za smanjivanje ili potpunu eliminaciju EMI na štampanim pločama, u žicama i kablovima. Provodne EMI mogu da se pojave u veoma širokom opsegu frekvencija, od najnižih reda MHz do nekoliko GHz. Feritno jezgro ne utiče na signale na niskim radnim frekvencijama, dok blokira provodne EMI na visokim frekvencijama [15]. EMI komponente, kao komponente za površinsku montažu (SMD – Surface Mount Devices), se izrađuju u standardnim EIA (Electronic Industries Association) veličinama: 0402, 0603, 0805, 1206, 1210 i 1812 [14]. SMD komponente imaju veliku primenu, kako u klasičnoj elektronici tako i kod primena EMI zaštite. Na sl. 3.1 su prikazane postavljene SMD komponente na matičnoj ploči fleš (flash) diska. Male četvorougaone čip komponente sa brojevima na sebi su otpornici, dok su neobeležene male čip komponente kondenzatori. Vidljive čip induktorske i rezistivne komponente su uglavnom kombinacije 0805 i 0603 standardne veličine SMD kućišta, gde su neki od njih najmanji čip kondenzatori veličine 0402.

Sl. 3.1. SMD komponente na matičnoj ploči fleš diska [16]

Višeslojni LC čip filtri su dizajnirani ubrzo nakon što su proizvedeni prvi višeslojni kondenzatori [17, 18]. Tehnika zelenih slojeva (green sheet) - slojeva sa malim dielektričnim konstantama ili feritnih slojeva - je kombinovana sa tehnikom štampanja provodnih pasti i proširena na proizvodnju induktora na čipovima i jednostavnih filtara T- ili π-tipa. Visok stepen automatizacije tehnike površinske montaže (SMT– Surface Mount Technology) omogućuje korišćenje integrisanih pasivnih komponenti veoma malih veličina. To dovodi do ubrzanog razvoja proizvoda kao što su mobilni telefoni, GPS prijemnici, digitalne kamere, i drugi proizvodi potrošačke elektronike.

3. EMI potiskivači

14

U devedesetim godinama prošlog veka fabrikovane su i veličine kućišta 2012, 1608 i manje, za EMI LC filtre T-tipa ili višeslojne induktore [19]. LC EMI filtri su danas veoma česti u modernoj elektronici pošto smanjuju provodne EMI smetnje u određenim propusnim opsezima ili širokopropusnim opsezima prema potrebi.

3.1. EMI/EMC zaštita

Štete od EMI smetnji u mikroelektronici su brojne: interferencija korisnog signala, promena karakteristika ili stanja IC kola i na kraju pregorevanje osetljivih IC kola. Gubljenje dela korisnog signala znači izmenu podataka, degradaciju karakteristika IC kola, izobličenje i slabljenje korisnog signala (podataka), izmenu stanja digitalnih kola (flip flop daje lažne podatke – unosi greške), dok pregorevanje IC kola predstavlja trajno oštećenje koje prekida ispravan rad celog uređaja ili modula. Prag EMI impulsa za trajno oštećenje IC kola je nekoliko puta veći od praga za degradaciju karakteristika ili izmenu stanja digitalnih kola. Za pregorevanje je potrebna energija koja na p-n spoju trajno pomera nepokretne nosioce usađene difuzijom, a za proboj i izmenu stanja potrebna je samo energija za ubrzanje slobodnih nosioca (tunel efekat kroz potencijalnu električnu barijeru na p-n spoju). Zbog toga se na ulaznim i izlaznim krajevima osetljivih digitalnih kola nalaze male Cenerove diode koje štite od statičkog elektriciteta i provedenih (konduktivnih) EMI impulsa [20].

Elektromagnetska kompatibilnost (EMC – Electromagnetic Compatibility) je oblast istraživanja u savremenoj elektronici, koja se bavi nivoom osetljivosti uređaja i mreža prema elektromagnetskim (EM) smetnjama. EM smetnje koje su ozračene na vodovima ili provedene vodovima sabiraju se sa korisnim signalom i izobličuju ga ili poništavaju (EMI). Ako su smetnje dovoljno visoke energije, dolazi do trajne promene funkcija na osetljivim kolima i na kraju do njihovog pregrevanja ili otkaza. Danas se umesto EMC susceptibilnosti sve više koristi izraz imunitet na EMI smetnje, pa tako elektronski uređaji sa većim imunitetom na EMI smetnje imaju u stvari manju EMC susceptibilnost [3].

Elektromagnetska interferencija i elektromagnetska kompatibilnost (EMI/EMC) su prvi put institucionalizovane u periodu 1940. – 1950.-te godine, uglavnom zbog šuma motora koji se provodio preko linija napajanja u osetljivu opremu. U ovom periodu, kao i do kraja, EMI/EMC je bila od glavnog interesa za vojsku da bi obezbedila elektromagnetsku kompatibilnost posebno unutar sistema oružanih snaga kao što su avioni ili brodovi. Širenjem računara ’70-tih i ’80-tih godina prošlog veka, interferencija od računara je postala značajan problem za televizijski prenos i radio prijem, kao i za sigurnosni radio prijem, tako da je rešeno da se reguliše elektromagnetska emisija pri proizvodnji u industriji. Savezna komisija za telekomunikacije SAD (FCC – Federal Communication Commision) je donela skup pravila da bi regulisala količinu emisije bilo kog tipa računarskog uređaja. Slično tome, vlade evropskih zemalja su počele da kontrolišu emisiju sa elektronskih i računarskih uređaja. U tom periodu, EMI/EMC kontrola je bila ograničena na računare, periferne jedinice i računarske komunikacione uređaje [21]. U periodu nakon ’90-tih godina prošlog veka koncept EMI/EMC se drastično proširio, tako da su mnoge zemlje zakonski regulisale potrebu za EMI/EMC kontrolom svih proizvoda koji se uvoze u zemlju. Danas svetska elektronska industrija gubi više od 45 milijardi dolara samo za zamenu komponenti oštećenih putem komunikacije ručnog računara i personalnog računara.

3. EMI potiskivači

15

Potiskivanje EMI smetnji se vrši oklapanjem, uzemljivanjem, odvođenjem na masu i filtriranjem na niviou sistema pojedinačnog uređaja, sklopa i kritične komponente. Koji će se oblik EMI zaštite primenjivati zavisi od namene i primene uređaja i njegove osetljivosti na EMI. Korišćenjem provodnih, magnetskih, dielektričnih, poluprovodničkih i drugih materijala, razvijene su komponente za odvođenje impulsa, kapacitivni uvodnici, magnetsko oklapajuća kućišta, magnetsko oklopljeni kablovi za napajanje, filtriranje na konektorima ravnih višežilnih kablova, SMA i drugim priključcima.

Elektromagnetska prepreka (barijera) za slobodni talas u prostoru je ekran (metalna mrežica ili oklop) velike provodnosti (Cu, Al, Fe, ...). za nazračene ili provedene EMI smetnje, EM prepreka i ulazni filter na uređaju su prvi krug EMI zaštite. EMI filter na modulu je drugi krug zaštite. EM prepreka tipa ekrana smanjuje amplitudu EM talasa iza prepreke što dovodi EM energiju na spoljašnju površinu ekrana, a ako je ekran uzemljen odvodi deo te energije tj. indukovane struje na masu. Ukoliko uzemljenja nema, efikasnost ekranizovanja je manja, jer se samo deo energije apsorbuje u ekranu – EM prepreci [20].

Za statička električna polja metalno kućište malih modula ili uređaja je idealna prepreka. Kod promenljivog električnog polja efikasnost ekrana zavisi od površinskog efekta (skin efekta) tj. od dubine prodiranja (skin sloja) i frekvencije. Kod viših frekvencija, dubina skin sloja je manja od debljine prepreke, pa je upijanje (apsorpcija) veće.

Iz ove kratke analize sledi da upadno magnetsko polje indukuje veće struje nego električno polje, pa se struje koje indukuje električno polje ponekad mogu zanemariti. Kod impulsnih polja postoji spektar frekvencija koje se različito apsorbuju zavisno od dubine sloja skin efekta na EM preprekama tj. ekranima, a energija zarobljena u oklopu na kraju prelazi u toplotu.

Za reflektovanje se koriste feromagnetski i neferomagnetski materijali različitih debljina. Na granici metal-vazduh sa obe strane EM prepreke, menja se talasna impedansa, pa dolazi do refleksije, a u materijalu do apsorpcije energije. Refleksija zavisi od talasne upadne impedanse EM polja (tip izvora, udaljenost, provodnost, permeabilnost, frekvencija), a ne od debljine prepreke. Apsorpcija ne zavisi od talasne impedanse nego do debljine prepreke, relativne permeabilnosti i kvadratnog korena iz frekvencije.

Magnetski materijali su dobri za EM prepreke na niskim učestanostima dok magnetska permeabilnost ne počne da opada sa frekvencijom, a iznad 100 kHz nemagnetski materijali bolje apsorbuju energiju usled skin efekta i veće provodnosti. Nemagnetski materijali su bolji reflektori na svim frekvencijama EM upadnog zračenja.

Za EM prepreke se često na visokim učestanostima koristi Al, a ne Cu, jer je lakši i jeftiniji. Manje se koriste limovi i folije, a više mrežice. Sita i mrežice treba da su gusti (što manja okca), a vlakno što deblje. Zaštita se postiže i metalizovanim tekstilom, tankim providnim metalnim slojem na staklu itd. Za niži nivo zaštite koriste se provodne boje sa metalnim prahovima. Na visokim frekvencijama zatvorena i uzemljena metalna kućišta čine EM prepreku od 120 dB, a boje i tekstil od 20 – 60 dB.

3. EMI potiskivači

16

3.2. Svojstva osnovnih EMI potiskivača u savremenoj elektronici

Za potrebe EMI zaštite na SMT modulima i hibridnim kolima, razvijene su posebne čip komponente kao što su: čip induktori i čip kondenzatori za visoke frekvencije, LC filtri i mreže filtara. Ove komponente su izrađene tehnologijom debelih slojeva (višeslojnom) za opseg rada od 10 MHz do 1 GHz, a za frekvencije iznad 1 GHz tankoslojnom tehnologijom na keramici sa nižom dielektričnom permitivnošću ili na Si podlogama. Veličina SMT EMI komponenti vezana je za snagu tj., za struje kroz njih i napone na njima, frekvencijski opseg rada i stabilnost pomenutih karakteristika.

Maksimalni naponi za SMT komponente su reda 40 V, a maksimalne struje reda 500 mA i odnose se na najkrupnije EMI komponente.

Čip induktori su motane komponente za opsege rada do frekvencija reda 10 MHz [mH], a od 50 do 500 MHz su debeloslojne komponente [µH] sa slojevima NiZn ferita i provodnom PdAg pastom za namotaje. Iznad 1 GHz koriste se feriti sa Retkim zemljama i tankoslojni induktori [pH] na Si ili keramikama sa malim εr. Treba imati u vidu da se maksimumi impedanse čip induktora pomeraju ka višim učeastanostima za 15-20 % i opadaju po intenzitetu za 10-20 % ako se pored AC signala propušta i DC struja, jer sa DC predmagnećenjem raste fluks, a zbog zasićenja opada induktivnost L, μr, i Q faktor. Osim pomenute nestabilnosti histerezisa sa promenom magnetnog polja (DC radne tačke) postoji i temperaturna nestabilnost histerezisa naročito u blizini Kirijeve tačke. Kod ferita sa većim vrednostima μr nestabilnost histerezisa sa temperaturom je više izražena pojava.

Čip kondenzatori za visoke frekvencije se prave od temperaturno stabilnog dielektrika (keramike) sa niskim εr (NPO keramika). Po tehnologiji izrade kondenzatori su višeslojni [nF], monolitni (presovani, pa od praha sinterovani) [100 pF] i tankoslojni [pF], za opsege iznad 1 GHz. Po veličini čip kondenzatori su slični čip induktorima, a dimenzije im zavise od radnog napona i stabilnosti.

Kombinacijom čip induktora i čip kondenzatora mogu se realizovati redni i paralelni filtri, ali se danas sve više za tu namenu koriste višeslojni LC čip EMI filtri.

Čip LC filtri i mreže LC filtara mogu biti različitih konstrukcija (T, Π i druge), a realizuju se na malim LC jezgrima motanjem zavojaka ili debeloslojnom tehnologijom. Motane komponente imaju oštriju donju granicu početka slabljenja dok su debeloslojni filtri uži i pogodni su za opsege iznad 100 MHz. Debeloslojni čip LC filtri se grupišu na istoj podlozi kao grupe ili mreže EMI LC filtara dok se motani EMI filtri koriste pojedinačno.

4. Teorijski pregled LC filtara

17


Veliki broj filtarskih aplikacija se koristi u digitalnim signalnim tehnikama i digitalnim filtrima, a postavlja se pitanje kada se u praktičnoj primeni opredeliti za analogni ili digitalni filtar. U praksi postoji mnogo situacija u kojima su analogni vremenski neprekidni filtri potrebni ili obezbeđuju ekonomski opravdano rešenje. Među njima su i povezivačka kola koja spajaju izvorne analogne signale sa digitalnim procesorom signala i obezbeđuju ograničenje opsega pre nego što signali mogu biti uzorkovani za dalju obradu. Pored toga, omogućavaju rekonstrukciju obrađenih podataka nazad u analogni svet. Zahtevi filtritanja pri vrlo visokim frekvencijama (gde je potrebno ultra/brzo uzorkovanje, a digitalna kola ne mogu biti realizovana i ekonomski opravdana) mogu zahtevati analogne tehnike (sl. 4.1).

Sl. 4.1. Izbor tipa filtra kao funkcija opsega frekvencije[22]

Neke smernice prilikom izbora mogućeg tipa filtara prikazane su na sl. 4.1, kao funkcija opsega radne frekvencije. Opseg upotrebe LC filtara je ograničen sa donje strane zapreminom induktora, a sa gornje strane (visokofrekventne) parazitnim i distributivnim efektima. Možemo primetiti da u poređenju sa pasivnim LC filtrima, diskretni aktivni filtri čija je osnova operacioni pojačavač, mogu realizovati filtre za niže frekvencije, ali ne i za visoke. Integrisani analogni filtri, zavisno od dizajna i tipa korišćenog uređaja, mogu proširiti opseg od niskih audio frekvencija do gigahercnog opsega. Aktivni filtri sa prekidačkim kondenzatorima su ograničeni u primeni, od oko 10 Hz do oko 1 MHz širinom opsega aktivnog uređaja i neprikladnom veličinom elemenata od kojih se sastoje. Mikrotalasni filtri pokrivaju najveći frekvencijski opseg oslanjajući se na talasovodni dizajn. Ograničenja aktivnih filtara zavise, od korišćenih aktivnih komponenti: operacionih pojačavača i transkonduktivnih operacionih pojačavača. Ukoliko je osetljivost na varijacije komponente bitna, pasivni LC filtri obično imaju prednost u odnosu na aktivne filtre. Mada se koriste u velikom broju, njihov dizajn nije kompatibilan sa modernim potpuno integrisanim sistemima.

Konačno, aktivni filtri zahtevaju izvor napajanja. Opseg napona izvora napajanja je od 1 V do 15 V, u današnje vreme ispod 3 V. Kao posledica toga, nivo korisnog linearnog signala postaje niži sa smanjenjem napona izvora napajanja, pošto aktivni uređaji proizvode šum [20] koji ograničava najmanje signale koji mogu biti obrađeni, pa dinamički opseg postaje ozbiljan problem za projektanta.


18

4.1. Jednostavne LC filtarske konfiguracije

LC filtri su našli veliku primenu u komunikacionim i radarskim sistemima [23]. LC filtri se mogu klasifikovati prema funkcijama koje obavljaju. U okviru frekvencije od interesa definišemo propusni i nepropusni opseg. Ovi filtri se ponekad posmatraju kao konstantni koncentrisani ili element-koncentrisani filtri. Postoje četiri glavna tipa LC filtara:

• filtri propusnici niskih frekvencija;

• filtri propusnici visokih frekvencija;

• filtri propusnici opsega frekvencija;

• filtri nepropusnici opsega frekvencija.

Tipična slabljenja u funkciji frekvencije za ove tipove prikazana je na sl. 4.2. U slučaju filtra propusnika niskih frekvencija (NF filtar), slabljenje je prikazano na sl. 4.2a. Slabljenje ili gubici su minimalni od nulte (DC) frekvencije do neke željene granične frekvencije (isprekidana linija označava tačke na krivoj slabljenja od -3 dB). Kada se ta frekvencija dosegne, slabljenje počinje da raste. Na frekvenciji odsecanja uneto slabljenje je 3 dB. Iznad te frekvencije, slabljenje naglo raste sa porastom frekvencije, zaviseći od broja korišćenih filtarskih stepeni i nivoa talasnosti (npr. kod Čebišljevih struktura).

Sl. 4.2. Slabljenje u funkciji frekvencije za LC filtar: a) filtar propusnik niskih frekvencija; b) filtar propusnik visokih frekvencija; c) filtar propusnik opsega frekvencija; d) filtar nepropusnik opsega

frekvencija

Tipičan frekventni odziv filtra propusnika visokih frekvencija (VF filtar) je prikazan na sl. 4.2b. U ovom slučaju, slabljenje filtra je od nulte (DC) frekvencije do okoline željene prekidne (cut-off) frekvencije vrlo veliko. Iznad te frekvencije, slabljenje opada i postaje niže za više frekvencije. Nagib krive odziva i frekvencija odsecanja zavise od dizajna filtera i broja korišćenih filtarskih stepeni. Detaljno projektovanje višestepenih LC filtara je veoma komplikovano.


19

U slučaju filtra propusnika opsega frekvencija (PO filtar), amplituda je prikazana na sl. 4.2c. slabljenje i gubici su minimalni na sredini propusnog opsega i rastu sa svake strane. Strmina krivih zavisi od reda filtara (broja sekcija) ili akumulacionih elemenata korišćenih u filtru.

Tipična karakteristika za filtar nepropusnik opsega frekvencija (NOP filtar) je prikazana na sl. 4.2d. Karakteristika je suprotna karakteristici filtra propusnika opsega frekvencija. Kod ovog filtra je slabljenje nisko na svim frekvencijama, izuzev u okolini željene centralne frekvencije. Kada frekvencija dostigne željenu vrednost, slabljenje postaje veliko i maksimalno na centralnoj frekvenciji. Isprekidana horizontalna linija označava tačke na grafiku gde je slabljenje u odnosu na minimalnu vrednost povećano za 3 dB. Propusni opseg može biti uži i širi, što zavisi od frekvencija koje ne treba propustiti, nagiba slabljenja u finkciji odziva frekvencije, prihvatljivih gubitaka unutar opsega frekvencije, nivoa talasnosti, itd.

4.2. Električni modeli LC filtarskih ćelija

EMI LC filtri su komercijalno proizvedene pasivne elektronske naprave projektovane da slabe visokofrekventne šumove. To su bidirekcionalne naprave pošto filtriraju i šumove koji ulaze u elektronske naprave i one koji izlaze iz elektronske naprave. Sastoje se od kombinacije induktivnih i kapacitivnih elemenata, L i C. Izbor električne konfiguracije se pravi prvenstveno na osnovu vrednosti impedansi izvora i opterećenja, a može dalje biti uslovljen i željenim nivoom slabljenja na željenim frekvencijama. Filtri sa jednim reaktivnim elementom daju karakteristiku slabljenja od 20 dB do dekadi, filtri sa dva reaktivna elementa 40 dB po dekadi, dok filtri sa tri reaktivna elementa teoretski daju 60 dB po dekadi, [24]. U zavisnosti od željenog slabljenja filtri se mogu konfigurisati kao C-, L-, Π-, ili T-tip. Na slici sl. 4.3 su prikazane ekvivalentne električne šeme najjednostavnijih LC filtara koji se najčešće primenjuju za EMI zaštitu.

Sl. 4.3. Ekvivalentna električna šema osnovnih EMI LC filtara

Najjednostavniji filtar je kondenzator C, postavljen od linije signala prema masi, najpogodniji za filtriranje visokofrekventnih signala sa velikom impedansom, prikazan na sl. 4.3a. Slabljenje iznosi 20 dB po dekadi, od granične učestanosti (cut-off frequency) do frekvencije gde je slabljenje najmanje 60 dB.

L filtri su najbolji za primene gde postoje velike razlike između impedansi linije i opterećenja, sl. 4.3b. Kondenzator vrši sličnu funkciju kao i kod običnog C-filtra, pri čemu se između ulaza i izlaza


20

nalazi induktor L. Najčešće je najbolje instalirati filtar na taj način da se induktor nalazi prema nižoj impedansi, što implicira upotrebu filtra L-tip 1 ili L-tip 2 u zavisnosti da li je induktor postavljen ispred ili iza kondenzatora. Slabljenje L filtara (tipa 1 i 2) se povećava u koracima od 40 dB po dekadi, od granične frekvencije pa do oblasti frekvencija gde filtar poseduje slabljenje od najmanje 70 dB, [25]. Na sl. 4.4 su prikazane kombinacije L-tipa filtra koji se najčešće koriste u praksi. Višestruki L-tip filtar se još naziva i 2L-tip. Ovde su postavljene dve ćelije L-tipa na red. Kod balansiranog L-tipa je GND kraj galvanski odvojen od signala.

Sl. 4.4. Ekvivalentna električna šema L-tipa filtra: a) višestruki L-tip (multiple L);

b) višestruki balansirani L-tip (balanced multiple L)[5]

T-filtar je takođe naprava sa tri reaktivna elementa, što povlači slabljenje od 60 dB po dekadi, sve do frekvencija gde je slabljenje najmanje 60 dB. Kod njega se nalaze dva induktora u seriji, a izmedu njih se nalazi kondenzator prema masi, sl. 4.3c. Ovaj filtar je najpodesniji za primene gde su ulazne i izlazne impedanse niske, [26]. Na sl. 4.5 su prikazane kombinacije T-tipa filtra koji se najčešće koriste u praksi. Višestruki T-tip filtar se još naziva i 2T-tip ili T+T. Ovde su postavljene dve ćelije T-tipa na red. Kod balansiranog T-tipa je GND kraj galvanski odvojen od signala.

Sl. 4.5. Ekvivalentna električna šema T-tipa filtra: a) višestruki T-tip (multiple T);

b) višestruki balansirani T-tip (balanced multiple T)[5]

Π-filtar se sastoji od tri reaktivna elementa, serijski induktor je postavljen između dva kondenzatora prema masi, sl. 4.3d. Najpogodniji je za primene gde su ulazne i izlazne impedanse visokih vrednosti, a gde su potrebna velika slabljenja. Ovi filtri imaju povećanje slabljenja u koracima od 60 dB po dekadi od granične frekvencije do frekvencija gde je slabljenje najmanje 80 dB. Na sl. 4.6 su prikazane kombinacije Π-tipa filtra koji se najčešće koriste u praksi. Višestruki Π-tip filtar se još naziva i 2Π-tip ili Π+Π. Ovde su postavljne dve ćelije Π-tipa na red. Kod balansiranog Π-tipa je GND kraj galvanski odvojen od signala.


21

Sl. 4.6. Ekvivalentna električna šema Π-tipa filtra: a) višestruki Π-tip (multiple Π);

b) višestruki balansirani Π-tip (balanced multiple Π)[5]

Kombinacije ovih filtara, kao što su 2T ili 2Π, često se koriste radi proširenja opsega slabljenja ili intenziteta slabljenja. Ako se proširuje opseg slabljenja onda se EMI filtri, kao što je već napomenuto, vezuju na red, npr. T1 i T2, T1+T2=2T. Kako T1 i T2 imaju različite karakteristične frekvencije, početak slabljenja i centralne frekvencije njihovo superponiranje opsega daje prošireni opseg slabljenja. Ako se dva ista T filtra vežu na red (sl. 4.5a)) dobije se veće slabljenje u istom opsegu. Sva odstupanja od proračuna EMI filtara vezana su za parazitnu kapacitivnost i otpornost kalema i parazitnu induktovnost i provodnost kondenzatora. Otpornost kalema se menja zbog skin efekta, a kapacitivnost zavisi od oblika i rasporeda namotaja. Provodnost dielektrika i induktivnost kondenzatora zavise od oblika i rasporeda elektroda, primenjenog napona i frekvencije. Materijali za izradu EMI filtara nisu stabilni i menjaju magnetsku i dielektričnu propustljivost sa frekvencijom µ(ω) i ε(ω). Feriti su tipični magnetoelektrici sa µr od 100-500 i εr od 10-15 u EMI opsegu (1 MHz - 1 GHz) kao i barijum titanati (BaTiO3) koji imaju εr između 200 i 1200, samo što su nestabilni sa povećanjem temperature.

5. Visoko-frekventna merenja korišćenjem VNA

22

5. Visokofrekventna merenja korišćenjem VNA

Pod pojmom visokofrekventna (VF) merenja podrazumevaju se mikrotalasna i radio-frekventna (RF) merenja. Ova merenja se mogu klasifikovati u dve jasno odvojene ali ponekad i preklapajuće kategorije: signalna merenja i mrežna merenja. Signalna merenja uključuju posmatranje i određivanje potpune karakterizacije talasa i oblika signala. To uključuje frekventnu vremensku karakteristiku koja je namerno unešena kao i informacije signala kao što su faza i amplituda šuma, koje su tu kao posledica prostiranja talasa. Mrežna merenja određuju krajnju karakterizaciju i prenos signala uređaja i sistema sa bilo kog kraja u okviru mreže. Mreže kao što su modulatori i komunikacione linije, ponekad se karakterišu kao linearne vremenski promenljive linije koje zahtevaju oba signala mreže i merenja za karakterizaciju. Korisne parametre za signalna i mrežna merenja se mogu dobiti u vremenu, frekvenciji, modulacionom domenu.

5.1. VF snaga

Sl. 5.1 prikazuje elektromagnetski (talasni) spektar od 300 kHz do preko 300 THz (300·1014 Hz). Elektromagnetski talasi postoje i ispod 300 kHz, ali njihove talasne dužine su toliko velike (dugačke) tako da praktično λ/2 antene su teške za napraviti i instalirati (postaviti).

≈1 MHz 10 MHz 100 MHz 1 GHz 10 GHz 100 GHz 1012Hz 1014Hz

MF HF VHF

300 m 30 m 3 m

UHF SHF EHF

30 cm 3 cm 3 mm

1000 m 100 m 10 m 1 m 10 cm 1 cm

RF

Mic

row

ave

Mili

met

er

1 µm

AM

Bro

adca

st R

adio

Shor

twav

e R

adio

Mob

ile R

adio

VH

F T

VFM

Bro

adca

st R

adio

Mob

ile R

adio

VH

F T

V

Fibe

r O

ptic

Com

mun

icat

ions

Vis

ible

Lig

ht

Cel

lula

r Pho

ne

GPS

PCS

Wire

less

LA

N

TV R

O

DB

S

Col

lisio

n W

arni

ng

Sl. 5.1. Elektromagnetski spektar [27]

Prva komercijalna aplikacija (naprava) RF talasa je bio AM radio, koji je „pronađen - predstavljen“ 1920. godine. U to vreme nije bilo moguće izmeriti frekvenciju (nije bilo tehničke mogućnosti – opreme), tako da talasna je dužina, koja je bila korišćena svrstana u region elektromagnetskog spektra (AM Broadcast Radio). Te talasne dužine su takođe prikazane na sl. 5.1.

Dekadna podela talasnih dužina je tabelarno data u tabeli 5.1. Ovaj način podele opsega je i dan danas u upotrebi. U uokvirenom delu sl. 5.1 su prikazani UHF, SHF i EHF opsezi (RF, mikrotalasni i milimetarski frekventni opseg). Skala frekvencije/talasne dužine ima prekid između 1 mm i 1 µm talasne dužine. Taj opseg se naziva infracrveni. To je opseg termalne energije, i nije koristan opseg


23

za komunikaciju na površini Zemlje zbog toga što su RF talasi potisnuti u vazduhu. Frekventni opseg oko talasne dužine od 1 µm je frekventni opseg fiber-optike. Komunikacioni signali se prostiru unutar optičkih vlakana od stakla. Frekventni opseg na tim talasnim dužinama je 300 THz. Talasna dužina u opsegu oko 0.5 µm je vidljiva svetlost. RF i mikrotalasni opseg je od 300 MHz do 30 GHz.

Tabela 5.1. Dekadna podela talasnih dužina

Kategorija Opseg talasne dužine Frekventni opseg

Srednja frekvencija (MF) 1000 ÷ 100 m 300 kHz ÷ 3 MHz

Visoka frekvencija (HF) 100 ÷ 10 m 3 ÷ 30 MHz

Vrlo visoka frekvencija (VHF) 10 ÷ 1 m 30 ÷ 300 MHz

Ultra visoka frekvencija (UHF) 1 m ÷ 10 cm 300 MHz ÷ 3 GHz

Super visoka frekvencija (SHF) 10 ÷ 1 cm 3 ÷ 30 GHz

Ekstremno visoka frekvencija (EHF) 1 cm ÷ 1 mm 30 ÷ 300 GHz

Kada se RF signal (talas) prostire kroz prenosni vod (transmision line), ukupna snaga zavisi od RF snage koja se prostite preko čitave površine kroz prenosni vod. Jedinice prenosa snage prenosnim vodom su date u W. Sl. 5.2 prikazuje opseg snage predstavljene u zavisnosti od RF opreme. Na RF frekvencijama, referentni nivo je snaga od 1 mW, odnosno 1/1000 W. Razlog za to

1 megawatt

1 kilowatt

1 watt

1 miliwatt

1 microwatt

1 nanowatt

1 picowatt

1 femtowatt

100 milliwatt 20 dBm

Transmitter Power

Reference Level

Lowest Measurable Signal

Received Signal

Noise

90 dBm807060 dBm504030 dBm20100 dBm

-90 dBm-80-70-60 dBm-50-40-30 dBm-20-10

-120 dBm

-100-110

Sl. 5.2. Opsezi RF snaga u W i dBm [27]


24

je snaga dovoljna za rad telefona, video displeja ili računara pa je zato to standardna referenca snage u telekomunikacionoj industriji (1 mW).

RF test oprema je obično projektovana da radi u mW-nom opsegu snage i kalibrisana je u mW. Bilo kako bilo, RF sistemi rade sa snagama mnogo većim ili mnogo manjim od 1 mW. Svaka linija skale na sl. 5.2, predstavlja dekadnu promenu snage. Počinje sa referentnim nivoom od 1 mW i ide na više u koracima od po 10, 100 i 1000 mW (što predstavlja 1 W); onda 10, 100 i 1000 W (što predstavlja 1 kW); kao i 10, 100 i 1000 kW (što predstavlja 1 MW). Ispod 1 mW, podaci skale predstavljaju 1/10 mW, 1/100 mW i 1/1000 mW što je 1 µW. Naniže od 1 µW je nW, i to je najniži RF signal koji je moguće meriti. Još niže je pW, koji je aproksimativni nivo RF signala u komunikacionim prijemnicima; što je limit najniže moguće snage koja još uvek može biti detektovana. Ako je signal manji od fW, biće izgubljen u signalu šuma. Kada je koristan signal pojačan, signal šuma je takođe pojačan i pojačani koristan signal će uvek biti izgubljen u pojačanom signalu šuma.

5.2. Vektorski analizator mreža i potpuna karakterizacija mreža

Vektorski analizatori mreža (VNA - Vector Network Analyzer) su merni instrumenti koji su pogodni za primene koje zahtevaju potpunu karakterizaciju mreža. Oni koriste uzak opseg detektovanog signala i pri tome daju širok opseg mernih rezultata sa minimalnim uticajem šuma instrumenta. VNA je često u sprezi sa snažnim računarom koji omogućava automatizaciju elektronskog dizajna (EDA - Electronic Design Automation) sistemima za merenje, simulaciju i optimizaciju performansi kompletnog mernog sistema [28].

U savremenom projektovanju elektronskih sistema, u visokofrekventnom (VF) opsegu koriste se sofisticirani programski paketi za modelovanje performansi sistema preko komponenti koje su njihovi sastavni delovi. Programski paketi daju potpunu analizu S-parametara svake komponente. Merenja se vrše korišćenjem VNA. Oni daju precizne podatke o S-parametrima, prenosnim funkcijama i karakterističnim impedansama linearnih mreža u širokom opsegu frekvencija.

S-parametri se koriste za prikazivanje količine energije koja se reflektuje ili prenosi kroz komponentu. Na sl. 5.3 je predstavljen dijagram toka S-parametara za dvo-pristupne komponente.

Sl. 5.3. Dijagram toka S-parametara VNA

Veza između direktnih talasa na pristupu 1 i pristupu 2, a1 i a2, i reflektovanih talasa na pristupu 1 i pristupu 2, b1 i b2, (sl. 5.3) data je jednačinama

PRISTUP 1 PRISTUP 2S11

S12

S22

S21

a1

a2b1

b2


25

1 11 1 12 2 ,b S a S a= + (5.1)

2 21 1 22 2 ,b S a S a= + (5.2)

gde su

S11 - koeficijent refleksije na pristupu 1,

S22 - koeficijent refleksije na pristupu 2,

S12 - koeficijent unesenih gubitaka meren na pristupu 2,

S21 - koeficijent unesenih gubitaka meren na pristupu 1.

Šta VNA može?

VNA na visokim (RF) frekvencijama meri zadovoljavajuće i RF komponente i njihove mreže kao funkciju od frekvencije kontinualnih, nemodularnih RF signala. VNA meri odziv mreže na jednoj frekvenciji u jednom trenutku vremena, ali u toku jednog merenja u okviru opsega merenja korisnika RF opseg se menja veoma brzo, tako da izvrši na stotine merenja u jednoj sekundi.

Izraz vektor označava činjenicu da VNA meri zajedno amplitudu i fazu RF signala. Jedan VNA uređaj, E5071B, je prikazan na sl. 5.4.

Sl. 5.4. VNA Agilent Technologies, E5071B [29]

Šta VNA meri?

VNA meri upadni test signal, reflektovani test signal i transmitovani signal od RF komponente. To je automatski reverzibilna veza spoja merenja istih veličina gledajući na kompenentu iz suprotnog smera. VNA može da prikaže merenja odgovarajućih veličina u funkciji od frekvencije. Međutim, to je uobičajeni postupak za prikazivanje prve informacije o merenju na ekranu instrumenta u odgovarajućim veličinama kao što su sopstveno i uneseno slabljenje, S-parametri (amplituda i faza), Smitovi dijagrami (Smith Charts), grupno kašnjene i ostale karakteristike.

Merni frekventni opseg VNA može biti podešen od strane korisnika. Suprotno tome, frekvencija može biti podešena na konstantnu vrednost a nivo snage može biti onda menjan tako da na ekranu instrumenta bude prikazana komponenta ili mreža kao funkcija snage na jednoj frekvenciji.


26

Za odnos merenja, kao što su sopstveni i uneseni gubici, gde dva nivoa snage počinju da se upoređuju, tačnost VNA merenja može biti poboljšana do 0.1 dB ili bolje sa prvom kalibracijom instrumenta, obično sa SOLT kalibracijom (Short, Open, Load, Through – SOLT). Ta kalibracija može biti izvršena ručno od strane samog korisnika. Ona također može biti izvršena elektronski koristeći dodatne naprave koje sadrže u sebi ugrađene standarde i tu kalibraciju izvršavaju automatski. Elektronska kalibracija eliminiše grešku korisnika koja može nastati usled ručne kalibracije kao i zaštite standarda od mogućeg oštećenja prouzrokovanog nepravilnim ili učestalim rukovanjem.

Tačnost VNA kada se koristi za apsolutna merenja snage može biti poboljšana do +0.2 dB automatskom kalibracijom VNA sa power metrom.

5.3. Nesimetrična (Single-ended) i simetrična merenja (Differential)

Nesimetrična merenja (single-ended), nebalansirana po definiciji, se vrše između korisnog signala i konstantne referentne tačke. Referentna tačka, koja je uobičajeno masa (ground) predstavlja povratnu liniju za koristan signal koji se meri. Problem može da nastane usled superponiranja smetnje na korisni signal. Preko mase, greška može da bude uključena preko signalne linije, i kao takva teško može da se izdvoji iz korisnog signala bez složenih tehnika izdvajanja. Nesimetrična merenja su podložnija uticaju šuma i elektromagnetskim smetnjama.

Na slikama sl. 5.5 i sl. 5.6 su prikazane osnovne razlike između nesimetričnih (Single-ended) i simetričnih (Differential) merenja.

Sl. 5.5.Nesimetrična merenja[30].

Sl. 5.6. Simetrična merenja[30]

Simetrična merenja, s druge strane, se vrše nad simetričnim signalima, suprotnih po vrednosti amplitude u odnosu na referentnu tačku. Razlika između pozitivnog i negativnog balansiranog


27

signala odgovara diferencijalnom signalu. Ako postoji neka greška u sistemu, ona će se preslikati i na pozitivnu i na negativnu granu jednako. Kako povratna linija nije referentna tačka, greška će biti poništena u diferencijalnom signalu. Usled toga, diferencijalna merenja su otpornija na šum i elektromagnetske smetnje. Ovo svojstvo simetričnih merenja takođe daje bolji faktor potiskivanja srednje vrednosti signala (CMRR - Common Mode Rejection Ratio) i faktor potiskivanja napona napajanja (PSSR - Power Supply Rejection Ratio).

5.4. Prilagodni test stepeni

Test oprema uglavnom ima koaksijalne nastavke, na koje se priključuju sa komponentama koje se testiraju. Međutim, mnoge od tih komponenti nemaju koaksijane ulazne i izlazne konektore. Da bi se vršila merenja na komponentama koje imaju ne-koaksijalne konektore, komponenta mora da bude postavljena na prilagodni test stepen sa provodnim linijama između konektora komponente i koaksijalnog konektora koji je povezan sa test opremom za merenje.

Sl. 5.7 prikazuje RF komponentu bez standardnog koaksijalnog konektora koja je postavljena na jedan takav prilagodni test stepen. U nekim slučajevima RF komponente se mogu testirati sa RF probama i u tom slučaju one same predstavljaju prilagodni test stepen.

Sa svim tim načinima merenja, test oprema će meriti komponentu i test prilagodni stepen. Merenja moraju da budu korektna da bi mogla da daju karakteristike same komponente. Tako postoje četiri metode da bi se ovo postiglo:

1. koristiti SOLT kalibracione standarde ugrađene u mikrostripu; 2. koristiti TRL (Through, Reflection, and Load) standarde da bi se lakše ugradili u

mikrostrip i drugačiju kalibracionu proceduru; 3. de-embeding, koji koristi računarsko modelovanje mikrostripa od koaksijalnog konektora

do komponente koja se testira, i onda se preračuna i izuzme efekat tog regiona na uticaj merenja iz mernih podataka;

4. uključiti neslaganja prilagodnog stepena kao dela VNA kalibracionog koeficijenta greške.

SMD komponenta

SMA konektor(koaksijalna povezanost)

SMA konektor(koaksijalnapovezanost)

Ravan merenja

Ravan merenja

Ravan SMD komponente

Sl. 5.7. Merenje sa VNA na komponentama koje nemaju standardne priključne konektore [27]


28

5.4.1. RF konektori za visokofrekventna merenja Najzastupljeniji tipovi koaksijalnih konektora su:

• APC-7 (Amphenol 7 mm precision connector); • SMA/3.5 mm (subminiature version A); • BNC (bayonet Navy connector); • N type (Navy).

Sl. 5.8. SMA/3.5 mm koaksijalni konektor

Na sl. 5.8 je prikazan fizički izgled jednog od najčešće korišćenog RF/mikrotalasnog koaksijalnog konektora, SMA/3.5 mm. Ovi konektori se uobičajeno koriste do frekvencija reda 18 GHz. Neki visoko kvalitetni SMA konektori se koriste i do 26.5 GHz radnih frekvencija. 3.5 mm konektor je projektovan da obezbedi dobre karakteristike do 34 GHz dok još uvek ima mogućnost povezivanja sa SMA konektorima. Ovo se postiže podešavanjem dimenzije centra i spoljašnjeg provodnika, kao i koristeći dielektrik vazduh umesto plastike. Mora da se obrati pažnja da standardni SMA konektor bude u okviru specifikacije; oštećenje, savijanje ili nepropisno rukovanje će oštetiti provodnik 3.5 mm konektora.

Neki od korisnih saveta iz prakse u radu sa kablovima i konektorima iz laboratorijskih uslova su prikazani u sledećoj tabeli.

Tabela 5.2. Uslovi korišćenja i održavanja konektora [27]

Činiti Ne činiti

Držati konektore čistima Dirati površinu konektora Koristiti plastične kapice na krajevima tokom čuvanja Postaviti krajeve konektora nezaštićene prema dole Pregledati sve konektore pažljivo: pogledati metalne delove, ogrebotine, ulubljenja

Koristiti oštećene konektore (može da ošteti druge konektore)

Čistiti konektore sa kompresovanim vazduhom, isopropyl alkoholom

Koristiti abrazivna sredstva

Čistiti konektorske niti, središnje provodnike Dozvoliti tečnost da ulazi u plastične delove konektora Koristiti instrument za proveru konektora pre prve upotrebe

Koristiti konektore koji nisu preporučeni po specifikaciji (može da ošteti druge konektore)

Poravnati konektore pažljivo prilikom povezivanja Primeniti silu savijanja da bi se ostvarila konekcija Napraviti uvodne labave veze Prelabava uvodna konekcija Postaviti pravo konektorovu glavu – maticu (držati centar provodnika stabilno)

Uvrnuti ili zašrafiti bilo koju vezu

Koristiti ključ za poslednje mehaničko momentno zatezivanje

Zavrtati bez ključa sa stop tačkom kao osiguranje od prestezanja ili oštećenja

Isključiti RF izvore signala i merenu komponentu dok se uspostavlja konekcija

Povežite/isključite izvore velike snage dok je signal aktivan

Za maksimalnu ponovljivost merenja, mnogi tipovi konektora specificiraju vrednost zateznog momenta koji može biti primenjen kod svakog povezivanja. Postoje ključevi sa određenim


29

momentom zatezanja, a koji pojednostavljuju povezivanje konektora, komponenata i instrumenata. Uopšteno, treba primeniti obrtni momenat na ključu kad počne da se javlja obrtni moment i uvija ključ. Mnogi iskusni RF tehničari prave šale kako su njihovi prsti „kalibrisani“ na ispravan momenat za dato povezivanje.

Frekventni opseg konektora je generalno obrnuto proporcionalan prečniku provodnika (manji prečnik = veća radna frekvencija). Moramo da primetimo da u nekim slučajevima spoljašnje dimenzije konektora mogu biti nekoliko puta veće od površine kroz koju se prostire signal, koja praktično određuje frekventne performanse. Drugi faktori, kao što su tip povezivanja (sa navojem ili na „klik“) i konstrukcija provodnika, će takođe ograničavati performanse konektora.

6. Modelovanje ekvivalentnog kola EMI potiskivača

30

6. Modelovanje ekvivalentnog kola EMI potiskivača – unutrašnji i spoljašnji parametri

SMD komponenta može biti predstavljena koristeći jednostavno ekvivalentno kolo sa ekvivalentnom induktivnošću L, serijskom otpornošću R i parazitnom kapacitivnošću C (sl. 6.1).

R L

C

Kraj 2Kraj 1

Sl. 6.1. Dvo-krajni model induktora sa unutrašnjim parametrima

Međutim, ti unutrašnji parametri ne uključuju gubitke koji su nastali onda kada je ta SMD komponenta ugrađena na štampanu ploču. Ako je komponenta postavljena na PCB (u realno okruženje), tada spoljašnji parametri na RF frekvencijama moraju da budu uključeni. Model induktora sa dva kraja koji je postavljen na PCB i predstavljen zajedno sa unutrašnjim i spoljašnjim parametrima je prikazan na sl. 6.2. Spoljašnji parametri predstavljaju jaku interakciju između komponente i štampane ploče.

R L

C

Kraj 2

Rp Rp CpCp

Kraj 1

Unutrašnji parametri

Spoljašnji parametri

Z

YpYp

Sl. 6.2. Dvo-krajni model induktora sa unutrašnjim i spoljašnjim parametrima [31]

Koristeći sopstvene parametre, sopstvena rezonantna frekvencija i Q faktor mogu biti izračunati preko izraza (sl. 6.1)


31

01

2f

LCπ≈

, (6.1)

RLQ 0

0ω

≈, (6.2)

respektivno, gde je 0 02 fω π= . Q faktor može biti izračunat iz merenih vrednosti amplitude

impedanse na sopstvenoj rezonantnoj frekvenciji f0 ( 0 /Q ω ω= ∆ ).

Kada je SMD induktor postavljen u realno okruženje na prilagodni stepen na PCB-u, ekvivalentno kolo induktora na PCB prilagodnom stepenu menja model, kao što je prikazano na sl. 6.2. Serijska otpornost uključuje gubitke koji nastaju od SMD kućišta, površinskog efekta i efekta blizine provodnih zavojaka induktora. Slično, serijska kapacitivnost predstavlja sopstvenu kapacitivnost kućišta induktora i kapacitivnost između stopica. Dielektrični gubici u podlozi uvode u model otočnu (shunt) provodnost Gp, i kapacitivnost prema masi od svake stopice za kontakt uvodi otočnu kapacitivnost Cp [32].

Ekvivalentna impedansa ekvivalentnog kola induktorskog modela je data izrazom (6.3)

( )( ) || .R L CR L C

R L C

Z Z ZZ Z Z ZZ Z Z

+ ⋅= + =

+ + (6.3)

Vidimo da se ekvivalentna impedansa sastoji od redne veze ekvivalentne otpornosti i induktivnosti, u paraleli sa kapacitivnošću. Kada se u prethodnu jednačinu zamene izrazi za impedanse induktivnosti, otpornosti i kondenzatora, dobijamo sledeći izraz

( ) 2

1( ).1 1

R j LR j Lj CZLC j RCR j L

j C

ωωωω

ω ωωω

+ ⋅+

= =− ++ +

(6.4)

Serijska impedansa Z(ω) ekvivalentnog kola dvoportnog modela induktora (sl. 6.1), može biti predstavljena kao zbir realnog i imaginarnog dela serijske impedanse,

( ) ( ) ( ) 21r iR j LZ Z jZLC j RC

ωω ω ωω ω

+= + =

− +. (6.5)

Sledećim izrazom je data vrednost otočne impedanse prema masi koja je posledica postavljanja SMD komponente na štampanu ploču. Kada se u taj izraz zamene izrazi za impedanse otpornosti i kondenzatora, dobijamo sledeći izraz

1

|| .1 1

pp p

p p pp p

pp

Rj C R

Z R Cj R CR

j C

ωω

ω

⋅= = =

++ (6.6)

Otočna admitansa ekvivalentnog kola modela induktora je data sledećim izrazom i ona sadrži kapacitivnost Cp i provodnost Gp u paraleli,


32

1 1 1p p p

p Rp Cp

Y G j CZ Z Z

ω= + ⇒ = + (6.7)

Ovaj model komponente sa dva kraja predstavlja realni induktor na PCB-u i njegovi elementi mogu biti povezani sa parametrima ABCD matrice [19, 31]

1.

( 2) 1p

p p p

ZY ZA BY ZY ZYC D

+ = + +

(6.8)

U praksi, često korišćeni merni rezultati su predstavljeni S – parametrima, zato što oni daju najveću tačnost mernih rezultata (najmanji signal gubitka u talasovodu ili mikrostrip linijama). Tako, ABCD matrica može da se predstavi preko S – parametara

( )( )

( )( )

( )( )

( )( )

11 22 12 21

21

11 22 12 21

21

11 22 12 21

21

11 22 12 21

21

1 1,

21 1

,2

1 11 ,2

1 1,

2

C

C

S S S SA

SS S S S

B ZS

S S S SC

Z SS S S S

DS

+ − +=

+ + −=

− − −=

− + +=

(6.9)

gde je ZC karakteristična impedansa ulaznih i izlaznih linija [33].

Kako je model induktora predstavljen kao recipročna mreža (simetrična komponenta, isti ulazni i izlazni kraj), onda važi da su u matrici S – parametara samo dva od četiri parametra nezavisna (S11=S22 and S12=S21). Iz ovih analogija i izraza 6.8 sledi da elementi matrice mogu biti dati u obliku

( ) ( ) ,Z Bω ω= (6.10)

( ) ( ) ( )( )

11 1 .p p p

AA ZY B Y Y

Bω

ω ωω

−= + = + ⇒ = (6.11)

Ako odredimo Yp iz izraza (6.11), onda je otočna provodnost Gp i kapacitivnost Cp mogu biti izračunati kao

( )( )

Re ,

Im.

2

p p

pp

G Y

YC

fπ

=

= (6.12)

Iz izraza 6.5, nakon racionalizacije, Z(ω) je određena izrazom

( )2 2 2

02 2 2

( )(1 ) ( )R j L CZ

LC RCω ω ωω

ω ω+ −

=− +

. (6.13)

Iz prethodnog izraza mogu da se odrede dve realne jednačine, uključujući tri promenljive R, L i C. Sopstvena rezonantna frekvencija je određena eksperimentalnim putem, preko S21 parametra. Tamo gde S21 parametar ima minimalnu vrednost (npr. faza S21 parametra padne na nulu i


33

imaginarni deo impedanse modela ima vrednost nula, tj. Im(Z)=0). Q faktor može da se odredi sa

karakteristike slabljenja na 3 dB od maksimalne vrednosti Δω, kao 0 /Q ω ω= ∆ .

Koristeći transformaciju, iz izraza (6.2) i (6.5), sopstvena rezonantna frekvencija ω0 i Q faktor mogu biti izračunati kao

1/22

0 20

11

QQL C

ω

= ⋅ + , (6.14)

0 0

0

LQR

ω= , (6.15)

gde je L0 i R0 predstavljaju induktivnost i otpornost na sopstvenoj rezonantnoj učestanosti, respektivno.

Odatle je sopstvena kapacitivnost SMD induktora data izrazom

2

2 20 0

11

QCL Qω

= ⋅+

, (6.16)

i ona je skoro nezavisna od frekvencije. To znači da se ta kapacitivnost jako malo menja u frekventnom opsegu i možemo je za dalji postupak ekstrakcije parametara ekvivalentnog kola modela SMD induktora smatrati konstantnom.

Posle određenih izračunavanja, induktivnost i otpornost u zavisnosti od frekvencije mogu biti izračunate iz izraza (6.13) [32]

( ) ( ) ( )( )( ) ( )( )

2

2 2,

1i

i r

Z C ZL

CZ CZ

ω ω ωω

ω ω ω ω ω

+=

+ +

(6.17)

( ) ( )( ) ( )2 2 .

1r

i r

ZR

CZ CZ

ωω

ω ω ω ω=

+ + (6.18)

Ovi izrazi od (6.16) do (6.18) su odgovarajući i dovoljni za modelovanje SMD induktora na frekvencijama od interesa. Pošto se induktor koristi uglavnom na frekventnom opsegu ispod sopstvene rezonantne frekvencije, ovaj odabrani ekvivalentni model je izabran za određivanje električnih parametara SMD komponente koja se testira.

Detaljnije predstavljanje ove metode ekstrakcije osnovnih parametara kola je prikazana u prilogu P 5.

7. Metode simulacije pasivnih komponenti

34


Potreba moderne elektronske industrije za što bržim razvojem elektronskih naprava i njihovim uvođenjem na tržište, bila je uzrok pojavi efikasnih softverskih CAD (Computer-Aided Design) alata od kojih se traži da predvide generalni odziv simuliranog električnog kola. Elektronski dizajn, statistička analiza i optimizacija prinosa proizvodnje, zahtevaju razmatranje varijacija proizvodnog procesa i proizvodnih tolerancija komponenti, što vodi do potrebe za veoma tačnim modelima komponenti i njihovom brzom i pouzdanom simulacijom.

Modelovanje, dizajn i simulacija pasivnih komponenti može se vršiti karakterizacijom komponenti, analitičkim i empirijskim modelovanjem, simulacijom po ekvivalentnim šemama i elektromagnetskom simulacijom.

Pri karakterizaciji komponenti, veliki broj test struktura se proizvodi i meri. Mereni podaci se zatim koriste u modelovanju ovih struktura procesom fitovanja. Iako ova tehnika daje prilično tačne rezultate, nedostaci su joj da može da traje jako dugo, da bude skupa, kao i da je limitirana na proizvedene parametre i dimenzije. Rezultujući modeli su validni samo u ograničenom merenom frekventnom opsegu. Analitičkim i empirijskim modelovanjem smanjuje se uloženo vreme i cena, ali korišćene aproksimacije modela smanjuju tačnost rezultata (mikrostrip ima svoje modele). Simulatori električnih kola prevazilaze problem ograničenog frekventnog opsega, ali su im rezultati prihvatljivi samo sa jednostavnim geometrijskim strukturama.

Za simulaciju električnih kola na veoma niskim frekvencijama, koriste se ekvivalentne šeme sa koncentrisanim parametrima (lumped models). Sa povećavanjem radnih frekvencija u visokofrekventni opseg (1-30 MHz), realne komponente dobijaju značajne parazitne komponente. Sa ulaskom u veoma visoki frekventni opseg (VHF, 50-150 MHz), za pravilnu analizu kola potrebno je usvojiti koncept komponenti sa raspodeljenim parametrima, pošto međuveze između komponenti postaju vodovi.

Koncentrisani parametri se koriste za električno kratke međuveze (manje od λ/10), dok se raspodeljeni parametri opisani telegrafskim jednačinama koriste na većim frekvencijama. Raspodeljeni parametri (R, L, C, G) po jedinici dužine takođe mogu da uzmu u obzir površinske efekte (skin efekat). Kola sa koncentrisanim parametrima se definišu uz pomoć nominalnih vrednosti L, C, R i G, analiziraju se u terminima napona i struje, ne zrače, samo im reaktansa može uzrokovati pomak faze napona ili struje, napon ili struja imaju istu raspodelu u istom trenutku u celoj strukturi. Kola sa raspodeljenim parametrima se definišu kao talasovodi, analiziraju se uz pomoć S-, Z- i Y-parametara, mogu da zrače, fízičko rastojanje može pomerati fazu napona ili struje, fazni pomak postoji preko cele strukture.

Simulatori električnih kola ne mogu da tačno predvide sve moguće interakcije 3D struktura nastalih višeslojnom integracijom u modernom elektronskom dizajnu. Pojava CAD alata baziranih na direktnom rešenju Maksvelovih jednačina u 1990-tim godinama, dala je alternativu pristupu rešavanja električnih kola sa raspodeljenim parametrima. Ovi CAD alati (elektromagnetski simulatori, field-solver) dele geometriju električnog kola na osnovu talasne dužine na tipično 10-30 elemenata po jedinici talasne dužine za koje izračunavaju električno polje, potencijal ili struju. Ukupna raspodela polja ili struja se dobijaju sabiranjem doprinosa svake osnovne ćelije.


35

Veličina tako dobijenog numeričkog problema postaje proporcionalna veličini strukture u talasnim dužinama. EM simulatori mogu potencijalno da uključe sve moguće EM efekte polazeći od osnovnih principa: mehanizme gubitaka površinskih talasa i radijacije, parazitne sprege između elemenata kola, efekte kućišta i slično. Tipičan izlaz EM simulatora su S-parametri kola, koji se dalje tipično unose u simulatore kola sa koncentrisanim i raspodeljenim parametrima, da bi se kompletirala analiza cele strukture.

Kao kompromisno rešenje između dužine simulacije i tipa korišćenih alata, preporučuje se da se identifikuju ključni problemi kola koji zahtevaju elektromagnetsku simulaciju, a da se ostatak izanalizira ekvivalentnim modelom, [34]. Sa porastom snage računara i poboljšanjima softverskih tehnika, sve veći i veći delovi problema će se moći rešavati elektromagnetskom simulacijom. U budućnosti se očekuje da će sve više i više pasivnih komponenti i međuveza biti locirano u unutrašnjim/ukopanim slojevima (bilo u višeslojnim LTCC keramičkim podlogama, bilo u višeslojnim PCB pločicama sa matricom lemnih kuglica (BGA pristupima), te da će elektromagnetska simulacija tu naći široku primenu na razvoju novih modela za svaku novu kombinaciju slojeva. Pored primene u analizi i simulaciji visokofrekventnih kola, sretaće se sve više u veoma brzim digitalnim kolima.

7.1. Simulacija pomoću ekvivalentnih električnih šema

Analitički modeli sa koncentrisanim parametrima (ekvivalentno električno kolo) daju brz uvid u rad kola i zavisnost performansi od varijacija parametara kola.

Programi za simulaciju električnih kola (od kojih je SPICE najpoznatiji), uzimaju tekstualnu netlistu koja opisuje elemente kola i njihove međuveze, te taj opis prevode u jednačine koje treba da se reše. U generalnom slučaju, ove jednačine su nelinearne, diferencijalne algebarske jednačine koje se rešavaju implicitnim metodama integracije, Njutnovom metodom i tehnikama retkih (sparse) matrica.

Kao standard za modelovanje ekvivalentnom električnom šemom koristi se SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis), program za računarsku simulaciju i modelovanje električnih kola, razvijen na University of California u Berkliju. Može da simulira veoma kompleksna kola, ali se generalno koristi za analizu kola na malim i srednjim frekvencijama (od DC do oko 100 MHz). U svojoj osnovnoj formi SPICE je baziran na upotrebi komandne linije ili teksta, ali da bi se radilo sa efektivno velikim i kompleksnim dizajnima, od simulacije do PCB rutiranja, razvijeno je nekoliko komercijalnih softverskih programa na bazi SPICE, kao npr. Multisim ili XSPICE sa grafičkim korisničkim interfejsom (GUI - Graphical User Interface).

7.2. Simulacija pomoću elektromagnetskih simulatora

Alternativa simulatorima električnih kola su EM simulatori, koji mogu da se koriste za strukture proizvoljnih oblika u celom frekventnom opsegu. S druge strane, korišćenje ovih alata je komplikovano, trajanje simulacije je veoma dugo , rešavanje optimizacije kola još nije uspešno rešeno. EM simulatori su česti u dizajnu višeslojnih keramičkih pasivnih komponenti [35, 36]. Oni nalaze odziv kola rešavanjem Maksvelovih jednačina sa vektorima električnog i magnetskog polja kao nepoznatim na osnovu geometrijske topologije kola. Na osnovu literaturnih podataka, dizajn ukopanih pasivnih komponenata se prvenstveno vrši korišćenjem trodimenzionalnog potpunog


36

talasnog EM alata (3D full wave). Razvoj višeslojnih kola može se značajno ubrzati uz pomoć EM analize. U određenim slučajevima, EM analiza je jedina mogućnost da se pronađe parazitna sprega već u ranoj fazi dizajna.

Poslednja značajna poboljšanja računarskih performansi (veća brzina procesiranja i manje cene RAM memorije) su proširili opseg oblasti gde EM simulatori mogu da se koriste. Dizajneri očekuju još veću upotrebu paralelnog procesiranja koja će da omogući rešavanje većih problema, i učini optimizaciju kola realnom.

EM simulatori se koriste za tri različita zadatka: prediktivnu karakterizaciju osnovnih elemenata kola za upotrebu u kompleksnijim kolima, optimizaciju elemenata kola za zadovoljavanje zahteva performansi, i kreiranje elemenata za biblioteke koji se mogu dimenzionalno skalirati za upotrebu u dizajnu i modelovanju integrisanih kola. Prediktivna karakterizacija je često najpreciznija, najlakša za izvođenje, i zahteva najmanju količinu računarskih resursa. Ovo se postiže pažljivim izolovanjem nepoznate strukture od poznate, već analizirane strukture, smanjujući tako veličinu problema. Optimizacija elemenata kola može da se izvodi strukturalnom ili dimenzionalnom optimizacijom. Strukturalna optimizacija se odnosi na fundamentalne izmene u geometriji, kao što je na primer dodavanje novih metalnih ili dielektričnih slojeva, dok se dimenzionalna optimizacija odnosi na modifikovanje fizičkih dimenzija, kao npr. dužine datih metalnih i dielektričnih linija, [37].

Postoje dve glavne grupe ovih softverskih paketa. Prva grupa koristi tzv. 2.5-dimenzionalni solver koji koristi raster (meshing) planarnih homogenih dielektričnih struktura sa nanesenim metalnim provodnicima, ali uključuje vertikalne struje između slojeva kroz rupice međuveza. Ova grupa je vrlo korisna kod planarnih struktura kao mikrostripova i slot antena i kola i bazirana je na metodi momenata (MoM, method of moments), [38, 39]. U ovoj metodi, jednačina funkcije u beskonačnom dimenzionalnom funkcijskom prostoru se aproksimira jednačinom matrice u konačnom dimenzionalnom podprostoru. Pošto se svaki problem linearnog polja može definisati ili sa diferencijalnim jednačinama (Maksvelove jednačine plus granični uslovi) ili sa integralnim jednačinama (Green-ove funkcije plus superpozicija), rešavanjem nepoznate matrice dobija se aproksimirano rešenje početne funkcije, [40]. Glavni proizvođači 2.5D EM simulatora su AWR, SONNET, Zeland, Hewlett-Packard, Ansoft i Compact Software.

Druga grupa koristi trodimenzionalni (3D) solver koji koristi zapreminski raster, pogodan za 3D objekte proizvoljnog oblika, uz neka ograničenja o lokaciji portova. Tipični problemi su diskontinuiteti talasovoda, razni koaksijalni spojevi, i prelazi između različitih sistema, kao što su prelazi sa koaksijalnog kabla na talasovod. Ovi solveri mogu biti prilično efikasni za izračunavanje prelaza između slojeva višeslojnih štampanih ploča, i prelaza konektora između dve štampane ploče ili van ploče. Popularniji 3D solveri koriste metodu konačnih elemenata (FEM, finite element method, [34, 41-43]), metodu konačnih razlika u vremenskom domenu (FDTD, finite-difference time-domain,[44-46]) i metodu matrice vodova (TLM, transmission line matrix, [47]). 3D solveri mogu rešiti široki spektar problema uz mnogo duže ukupno vreme rešavanja. Vodeći proizvođači su Hewlett-Packard, Ansoft, and MacNeal–Schwendler. Opseg cena ovih softverskih paketa je veoma širok i može da iznosi i više od milion dolara. Na primer godišnja licenca za Microwave Office 2008 se kreće između $8,000 - $50,000 u zavisnosti od instalirane konfiguracije.


37

Postoji i treća grupa solvera (najčešće uključena u 2.5D i 3D EM alate), tzv. 2D poprečni solveri koji rešavaju poprečne raspodele polja koje se sreću u klasi problema sa spregnutim mikrostripovima (kao Lange kapleri, spiralni planarni induktori, baluni, mnogi distribuirani filtri), spregnutim slotovima, unutrašnjim provodnicima proizvoljnog poprečnog preseka u višeslojnim štampanim pločama. Metodi rešavanja mogu biti metod momenata, metod konačnih elemenata ili metod spektralnih domena. Prednost ovog pristupa je brzina pošto se diskretizuju i rešavaju samo poprečne 2D strukture.

Mnoge druge 3D metode su razvijene tokom prethodnih godina i uključene u simulacione alate za specijalizovene primene, kao što su tehnika podešavanja moda (the mode-matching technique), [48], tehnika spregnute integralne jednačine (the coupled integral equation technique), [49], tehnika spektralnih domena (the spectral domain technique), [50, 51], opšta višepolna tehnika (the general multipole technique), [52], metoda linija (the method of lines), [53, 54], i metoda graničnih elemenata (the boundary element method), [55]. Hibridne kombinacije ovih metoda su takođe razvijene i primenjene za specifične namene, [56].

Tabela 7.1. Uporedni pregled najznačajnijih firmi koje proizvode EM simulatore, nazivi i tip simulatora, [57]

Firma Proizvod Tip

HP-EEsof ADS

Momentum HFSS

Integrisani paket 3D i planarni EM simulator

3D EM simulator

Sonnet Software

em xgeom emvu

3D i planarni EM simulator Layout unos Displej struje

Applied Wave Research (AWR)

Microwave Office Integrisani paket (uključuje linearni

simulator, 3D i planarni EM simulator, optimizatore)

Ansoft Ansoft HFSS

Ensemble Harmonica

3D EM simulator Planarni EM simulator

Linearni i nelinearni simulator Zeland

Software IE3D

Planarni i 3D EM simulator i Optimizator

Jansen Microwave

Unisym/Sfpmic 3D planarni EM simulator

QWED s.c. QuickWave-3D 3D EM simulator

Nijedan od spomenutih numeričkih metoda nije u stanju da reši sve probleme elektromagnetskog modelovanja. Metodi su ili ograničeni raspoloživom računarskom memorijom i brzinom procesora, ili numerički model jednostavno ne može uopšte da se primeni na željenu strukturu. Na primer, metod momenata nije primenjiv na strukture sa nehomogenim ili nelinearnim dielektrikom i strukturama kompleksnog oblika. FDTD ili TLM metode se teško primenjuju ukoliko fini geometrijski detalji treba da se reše unutar strukture velikih dimenzija. Veličina diskretne ćelije za


38

najmanje dimenzije određuje vremenski korak i ukupan broj ćelija. FEM metod ne može efikasno da modeluje velike probleme otvorenog zračenja i rasejavanja zbog velikog potrebnog računskog prostora diskretizacije. Ne može se generalno pričati o superiornosti jednog metoda nad drugim, nego se oni moraju posmatrati kao mogući alati za različite probleme. Da bi uspešno koristio EM simulatore, korisnik mora da ima dobro razumevanje alata, da zna koji alati su najbolji za određenu vrstu problema, mora da razume uzroke grešaka/neslaganja, da zna veličinu reda greške i kako da ih minimizira, da nauči kako da nađe kompromis između tačnosti/preciznosti i brzine. Uporedni pregled karakteristika (po analitičkoj kompleksnosti, postojanosti i preciznosti rešenja, procesorskog vremena i memorije) svih glavnih numeričkih metoda za EM simulatore pasivnih komponenti je prikazan u [57]. U [57] dat je pregled najznačajnijih firmi koje proizvode EM simulatore, kao i nazivi i tip simulatora.

7.3. Korišćeni softverski alat - Microwave Office

U doktorskoj disertaciji usvojeni softverski alat je bio Microwave Office (MWO), baziran na metodi momenata, integrisani softverski alat za dizajn i analizu visokofrekventnih i mikrotalasnih kola, koji je razvila firma Applied Wave Research, UK. Ovaj alat omogućava analizu ekvivalentnih električnih kola sa GUI interfejsom, kao i elektromagnetsku analizu trodimenzionalnih struktura. Korišćeni EM simulator je ugrađeni alat EM Sight, baziran na metodu momenata (MoM) u spektralnom domenu. Kombinovanjem ova dva tipa analiza, moguće je dobiti realne modele pasivnih struktura koji se mogu koristiti za analizu komplikovanijih struktura.

Kao kod svih 3D EM struktura, prvo se kreiraju planarni slojevi sa svim svojim karakteristikama materijala (relativna dielektrična konstanta, zapreminska provodnost, tangens ugla gubitaka i debljina sloja), dodaju se provodnici (oblik i provodnost), spajaju se međusobno provodnim putevima (vijama) po potrebi, a na samom kraju se dodaju merni portovi i definiše vrsta željenog merenja. Pri rešavanju kola, provodnici se prvo diskretizuju na uniformnu ortogonalnu mrežu, zatim se računaju amplitude baznih funkcija neophodnih za izračunavanje struja na provodnicima za svaki zasebni element mreže, i na samom kraju se sabiraju preko svih elemenata mreže, rezultujući u dobroj aproksimaciji struje u provodnicima. Funkcije baze se dobijaju rešavanjem tzv. matrice momenata koja sadrži elemente koji predstavljaju spregu između dve funkcije baze. Ovo se radi direktnim ili iterativnim metodama, koje se razlikuju u korišćenim algoritmima, a time i u vremenu i preciznosti potrebnoj za rešavanje matrice momenata, [58].

Da bismo mogli proceniti vrednosti električnih i mehaničkih parametara elektromagnetske strukture, razvija se ekvivalentni električni model, zatim se fituju rezultati merenja prema parametrima kola, koristeći alat za optimizaciju u okviru MWO. Optimizacija je iterativni postupak u kome se teži minimizaciji numeričke vrednosti greške definisane kao razlika između izračunate i željene vrednosti. U MWO ova srednja kvadratna (mean square) funkcija greške je data sledećim izrazom

1 1( ) ( ) .

QnNn Ln

n q n qnn q

W G f M fQ

ε= =

= −∑∑ (7.1)

|Gn-Mn| predstavlja grešku mernog parametra, a fq frekvencije na kojima je analizirano. Mn predstavlja veličinu merenog parametra, Wn je težinski faktor, a Ln je red norme. Parameter Mj sa


39

većom težinom Wj, govori optimizatoru da smanji grešku u tom parametru Mj više nego u drugim, manje dominantnim parametrima. N je broj optimizacionih ciljeva, dok je Qn broj frekventnih tačaka unutar opsega optimizacije. L faktor određuje vrstu optimizacije: L=1 optimizuje skalarnu razliku, L=2 je ekvivalentno optimizaciji najmanjih kvadrata, dok L>2 stavlja najveću težinu na najveću razliku merenog i simuliranog rezultata. L faktor može da se postavi individualno za svaki cilj, omogućavajući tako različite kriterijume optimizacije za različite ciljeve. Funkcija greške je na samom kraju suma svih pojedinačnih funkcija greške određenim za svaki optimizacioni cilj, [59].

40

Eksperimentalni deo

8. Projektovanje prilagodnih test stepena na štampanoj ploči

41


Prilikom karakterizacije SMD komponente potrebno je uraditi prilagođenje priključaka sa SMD komponente ka VNA. Za prilagodni stepen korišćena je štampana ploča (PCB - Printed Circuit Board) sa SMA VF konektorima. U tabeli 8.1 su prikazane standardne karakteristike komercijalno dostupnih štampanih ploča.

Tabela 8.1. Standardne karakteristike komercijalno dostupnih štampanih ploča

Vrsta štampanih ploča

Dielektrična konstanta (εr)

Ugao gubitaka (δ)

Debljina dielektrika (d)

Granična frekvencija

RO3003, Rogers 3 0.0013 500 µm 10 GHz

RO3006, Rogers 6.15 0.0020 640 µm 10 GHz

FR4 1 5.4 0.03 1500 µm 1 GHz

FR4 2 5.6 0.02 800 µm 1.2 GHz

RF 35, Taconic 3.5 0.0018 500/760 µm 10 GHz

RF 41, Taconic 4.1 0.0038 510/640 µm 10 GHz

Sve štampane ploče iz tabele 8.1 imaju bakarni provodni sloj debljine 17 µm.

Da bi izvršili izbor najpogodnije štampane ploče za pravljenje prilagodnog stepena za merenje karakteristika SMD komponenti izvršeno je modelovanje prilagodnog stepena korišćenjem programskog paketa Microwave Office (MWO), AWR Corp [60].

Pri postavljanju uslova simulacije važnu ulogu su igrale i geometrijske dimenzije veza koje su postavljene između SMA konektora i SMD komponente. Provodne veze (microstrip line) su projektovane tako da budu 50 omske, da ne bi došlo do značajnije refleksije signala [61]. Simulacije prilagodnog stepena na štampanoj ploči su urađene sa parametrima prikazanim u tabeli 8.1. Ovi prilagodni test stepeni su projektovani kao mikrostrip. Nasuprot tome, pojedini autori su koristili kao pristup CWG (Coplanar Wave Guide). CWG je neophodan kada merna oprema uključuje ispitnu stanicu (Wafer probe station) sa GSG (Ground – Signal – Ground) priključcima za merenje parametara SMD komponenata [32].

8.1. Prilagodni test stepeni za karakterizaciju komponenti sa dva i tri kraja

Dimenzije mikrostrip linije na prilagodnom stepenu na PCB-u (u mm) su prikazane na sl. 8.1, sl. 8.2 i sl. 8.3. Dimenzije sva tri prilagodna test stepena na PCB-u su 30 × 20 mm2. SMD komponente se prave u standardnim EIA (Electronic Industries Association) veličinama: 0402, 0603, 0805, 1206, 1210 i 1812 [14]. Ove komponente i njihove veličine su prikazane u prilogu P 2. Ovi prilagodni test stepeni su projektovani kako bi se mogle testirati neke od standardnih veličina SMD kućišta, kao što su: 0805, 1206 i 1210.

Na sl. 8.1 je predstavljen dizajn mikrostrip prilagodnog test stepena na PCB-u uz pomoć koga se mogu karakterisati SMD komponente sa dva kraja koristeći VNA kao merni instrument. Širina mikrostripa je 1200 µm i ona je određena tako da predstavlja 50 omsku liniju da ne bi dolazilo do


42

dodatne refleksije pri prelasku mernog signala između SMA konektora i mikrostrip linije. Dimenzije stopica na koje se postavljaju SMD komponente su projektovane tako da zadovoljavaju dimenzije testiranja odeđenih standardnih SMD kućišta, kao i da ne unose značajnije slabljenje pri merenju.

30

20

212.1

1.8

0.50.017

Sl. 8.1. Prilagodni test stepen na PCB-u za EMI komponente sa dva kraja (u mm) – pogled odozgo i

poprečni presek

Na sl. 8.2 je predstavljen dizajn mikrostrip prilagodnog stepena na PCB-u uz pomoć koga se mogu karakterisati SMD komponente sa tri kraja (npr. serije 2012) koristeći VNA kao merni instrument. Uobičajeno je da komponente sa tri kraja imaju jedan kraj vezan na masu, a kod prilagodnog stepena je masa sa donje strane PCB-a, onda je to projektovano da se vijom spoji gornji i donji sloj prilagodnog test stepena. Vija je prečnika 0.4 mm i kružnog je poprečnog preseka (sl. 8.2).

30

20

212.1 1.8

0.50.017

1Via Ø 0.4

0.44

Sl. 8.2. Prilagodni test stepen na PCB-u za komponente sa tri kraja, EIA 2012 kućište (u mm) –

pogled odozgo i poprečni presek


43

Na sl. 8.3 je predstavljen dizajn mikrostrip prilagodnog stepena na PCB-u uz pomoć koga se mogu karakterisati dve na red postavljene SMD komponente sa dva kraja koristeći VNA kao merni instrument. Sa ove slike vidimo da su stopice na koje se postavlja SMD komponenta istih dimenzija kao i kod prethodnih prilagodnih test stepena na PCB-u, 2 × 2 mm2.

30

20

27.9

1.8

0.50.017

4.2

Sl. 8.3. Prilagodni test stepen na PCB-u za serijsku vezu dve EMI komponente (u mm) – pogled

odozgo i poprečni presek

Na sl. 8.4 je prikazan 3D prikaz prilagodnih test stepena prilikom projekovanja u programskom paketu MWO.

a) b) c)

Sl. 8.4. 3D prikaz prilagodnih test stepena za: a) EMI komponentu, b) LC čip komponentu i c) serijsku vezu dve SMD komponente

Da bi se izvršila uspešna merenja, mora biti odabran odgovarajući prilagodni test stepen. Čak i za iste instrumente, merni rezultati mogu biti različiti za različite PCB-ove. Prema tome, simulacioni rezultati projektovanih prilagodnih stepena za različite PCB materijale su prikazani i najbolje karakteristike slabljenja u frekventnom opsegu od interesa su prikazane.

Na sl. 8.5 i sl. 8.6 su prikazana dobijena slabljenja, S21 parametri, za prilagodni stepen na štampanoj ploči za SMD komponente, i to feritne EMI potiskivače i LC čip filtre, respektivno. Na osnovu dobijenih rezultata odabran je materijal za prilagodni stepen tipa RO3003, proizvođača Rogers Corporation [62]. Ova visokofrekventna podloga je izabrana zbog svojih dobrih


44

karakteristika na visokim učestanostima do 10 GHz, što je potvrdila i simulacija. Potrebno je da prilagodni stepen ima slabljenje veće od 50 dB gde se računa nivo šuma (u praksi slabljenje od 40-50 dB zadovoljava potrebe nesmetanog merenja).

Sl. 8.5. Rezultati simulacije dielektričnih materijala prilagodnog stepena na štampanoj ploči za

feritne EMI potiskivače

Sl. 8.6. Rezultati simulacije dielektričnih materijala prilagodnog stepena na štampanoj ploči za LC

čip filtre

Sa sl. 8.5 i sl. 8.6 vidimo da simulirani rezultati za standardni i najzastupljeniji PCB materijal FR4 debljine 1500 μm na frekvencijama iznad 1 GHz ne daje zadovoljavajuće rezultate i pri takvom dizajnu prilagodnog test stepena na PCB-u bi značajno uticao na merenja pri višim frekventnim opsezima.

Na sl. 8.7 su prikazana dobijena slabljenja, S21 parametri, za prilagodni stepen na štampanoj ploči za dve na red vezane SMD komponente. Odavde se vidi da najbolje rezultate simulacije daje

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

RO3003RO3006FR4 1FR4 2RF35TRF41

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

S21

[dB

]

Frekvencija [GHz]

RO3003RO3006FR4 1FR4 2RF35TRF41


45

PCB materijal RO3003 i sa ovim dizajnom prilagodnog stepena mogla bi da se vrše merenja do 7.5 GHz. Takođe, i druge VF podloge, kao što je RF 35, daju dobre simulacione rezultate.


serijsku vezu dva EMI potiskivača

8.2. Prilagodni test stepeni za karakterizaciju četvoro-krajnih komponenti

Na sl. 8.8 je predstavljen dizajn mikrostrip prilagodnog stepena na PCB-u uz pomoć koga se mogu karakterisati SMD komponente (mreže) sa četiri kraja koristeći VNA kao merni instrument i 3D prikaz predstavljen u programskom paketu MWO. Širina mikrostripa je 1200 µm i ona je određena tako da predstavlja 50 omsku liniju da ne bi dolazilo do dodatne refleksije pri prelasku mernog signala između SMA konektora i mikrostrip linije. Na slici su prestavljeni i SMA konektori koji se montiraju u 5 tačaka na PCB pod uglom od 90º.

a)

b) Sl. 8.8. Prilagodni test stepen na PCB-u za četvoro-krajna merenja: a) pogled odozgo i poprečni

presek – (u mm), b) 3D prikaz

-180

-160

-140

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

S21

[dB

]

Frekvencija [GHz]

RO3003RO3006FR4 1FR4 2RF 35TRF 41

46

30

9.8

0.50.017

SMA konektor Ø 1.5

2.4

5.6 1.2

8.0


46

Na sl. 8.9. su prikazani S parametri dobijeni simulacijom za prilagodni stepen na štampanoj ploči za četvoro-krajne komponente. Na osnovu dobijenih rezultata odabran je materijal za prilagodni stepen tipa RO3003, proizvođača Rogers Corporation [62]. Simulacije potvrđuju dobre osobine ove podloge tako da ne utiču značajno na merene rezultate. Vidimo da S21, S31 i S41 parametri slabljenja imaju isto ponašanje za različite podloge, jedino se razlikuju po nivou signala. Ovo ponašanje simuliranog prilagodnog stepena potiče od jednostavne geometrije koja je predstavljena kao jedno od rešenja.


četvoro-krajne komponente i mreže

Na sl. 8.10 su prikazani fabrikovani prilagodni stepeni u PCB tehnologiji, različitih dimenzija i

podloga na kojim su izrađeni. Korišćene su dve vrste podloge, RO3003, proizvođača Rogers Corporation (SAD), debljine 500 μm sa metalizacijom od bakra debljine 17 μm [62] i FR4 2, proizvedene u NR Kina, debljine 800 μm i debljine metalizacije 35 μm.

-0.5

-0.4

-0.3

-0.2

-0.1

0

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

S11

(dB

)

Frekvencija (GHz)

RO3003RO3006FR4 1FR4 2RF35RF41

-250

-200

-150

-100

-50

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

RO3003RO3006FR4 1FR4 2RF35RF41

-250

-200

-150

-100

-50

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

S31

(dB

)

Frekvencija (GHz)

RO3003

RO3006

FR4 1

FR4 2

RF35

RF41 -300

-250

-200

-150

-100

-50

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

S41

(dB

)

Frekvencija (GHz)

RO3003

RO3006

FR4 1

FR4 2

RF35

RF41


47

Sl. 8.10. Realizovani prilagodni test stepeni za dvo- , tro- i četvoro-krajna merenja u PCB

tehnologiji

9. Merenje S-parametara SMD komponenti korišćenjem VNA

48

9. Merenje S-parametara SMD komponenti korišćenjem VNA u nebalansiranom i balansiranom režimu

Merenja induktivnosti i Q faktora uveliko zavise od merne opreme kojom se vrši merenje, kao i od opsega frekvencija nad kojim se izvodi merenje. Odgovarajući izbor merne metode značajno određuje tačnost merenja. Parazitni efekti ugrađeni sa test prilagodnim stepenom mogu da doprinesu rezultatima merenja.

Analizator impedanse (Impedance analayzer) je uglavnom korišćen za merenja induktivnosti i Q faktora induktivnih komponenti [15]. Ovi instrumenti daju rezultate samo unutrašnjih parametara i karakteristika ispitivane komponente; prema tome, oni ne uključuju interakciju između PCB-a i same komponente [31]. I pored toga, postoje veliki napori da se korektno urade merenja Q faktora koristeći VNA. VNA merenja uključuju spoljašnje efekte, kao što su layout efekti. Koristeći VNA, sopstvena rezonantna frekvencija f0 može biti određena iz mernih rezultata S-parametara tako što se određuje frekvencija na kojoj faza parametra S21 prolazi kroz nultu vrednost. Zadovoljavajuća merenja moraju da odrede električne parametre i da imaju odgovarajuću tačnost i ponovljivost mernih rezultata u zadatom mernom opsegu frekvencija.

9.1. Merenja S-parametara komponenti sa dva i tri kraja korišćenjem VNA sa dva pristupa u nebalansiranom režimu

Oba merenja se vrše nad komponentama sa dva signalna pristupa (ulazni i izlazni). VNA se priključuje na krajnje izvode filtarskih mreža, odnosno, u ovom slučaju, komponenti za površinsku montažu koje je potrebno okarakterisati. Merenja su vršena korišćenjem VNA E5071B, proizvođača Agilent Technologies, sa mernim frekventnim opsegom od 300 kHz do 8.5 GHz (sl. 5.4). U zavisnosti koja su merenja vršena, što je određeno vrstom i namenom same komponente korišćeni su različiti frekventni opsezi merenja. To su opsezi u frekvencijama od 10 MHz do 3 GHz. Pre početka procedure merenja S11 i S21-parametara, neophodno je bilo uraditi kalibraciju mernog sistema. Standardna dvo-pristupna kalibracija je urađena sa elektronskim kalibracionim modulom (N4693-60003, 10 MHz - 50 GHz, proizvođača Agilent Technologies).

Sl. 9.1. Merni sistem: VNA E5071B, Agilent Technologies


49

Prilagodni test stepen sa SMD komponentom i VNA 5071B su povezani koristeći VF SMA konektore. Prilagodni test stepen je napravljen u formi mikrostripa na PCB-u. Na sl. 9.1 je prikazan merni sistem i prilagodni test stepen na PCB-u sa postavljenom SMD komponentom koja se karakteriše.

Šematski prikaz prilagodnog stepena na štampanoj ploči u mernom sistemu za karakterizaciju SMD komponente je prikazan na sl. 9.2. Ovde su prikazana dva tipa dizajna prilagodnog test stepena na PCB-u i to za SMD komponente sa dva kraja i tri kraja (sa masom povezane). Razmak i veličina stopice na koju se postavlja SMD komponenta su tako projektovane da je omogućeno testiranje SMD komponenti različitih veličina (0805, 1206 i 1210). Slični postupci merenja i karakterizacije SMD komponenti su prikazani u [63, 64].

a)

SMA SMA

E5071BVector Network Analyzer

Pristup 1 Pristup 2feritni EMI potiskivač

PCB

d)

b)

LC čip filtar

e)

c)

via

Sl. 9.2. a) Šematski prikaz prilagodnog stepena na štampanoj ploči u mernom sistemu, b) i c) SMD

komponenta koja se karakteriše, d) i e) prilagodni test stepen na PCB-u [65]

Prilagodni stepen na štampanoj ploči sa SMA konektorima za povezivanje na VNA prikazan je na sl. 9.3. Na prilagodni stepen su montirane EMI komponentu, i to EMI feritna komponenta i LC čip filtar.

Sl. 9.3. Fizički izgled prilagodnog stepena na štampanoj ploči sa feritnim i LC čip EMI filtrom [65]


50

Na sl. 9.4 je prikazan prilagodni test stepen na PCB-u za serijsku vezu dve komponente na koji su postavljeni EMI potiskivači.

Sl. 9.4. Fizički izgled prilagodnog stepena na štampanoj ploči za serijsku vezu dve SMD

komponente

9.2. Više-portna merenja S-parametara korišćenjem VNA sa dva pristupa u balansiranom režimu

Danas je veoma teško predvideti brzinu razvoja tehnike i tehnologije. Poslednjih 15-20 godina, taj razvoj je brzo napredovao, a samim tim i razvoj elektronskih komponenti i uređaja. Danas se razvijaju i više-pristupne komponente i mreže koje treba karakterisati i vršiti merenja nad njima.

Uobičajeno, mikrotalasni inženjeri koriste dvo-portne VNA merne instrumente, i kako su se razvijale više-portne komponente morali su razviti i više-portne merne instrumente što je dovodilo do poskupljenja cene razvoja samih komponenti. Ovo je bio dodatni motiv da se razviju merne tehnike i metode za više-portna merenja koristeći dvo-portne instrumente koji su u standardnoj upotrebi.

E5071BNetwork Analyser

Pristup 1 Pristup 2

SMA1

SMA3

SMA2

SMA4

1 2

3 4

Terminacija 50ΩTerminacija 50Ω

Četvoro-krajna komponenta i mreža

Sl. 9.5. Šematski prikaz prilagodnog stepena za merenje komponenti sa četiri kraja na štampanoj

ploči povezan na merni sistem


51

Na sl. 9.6 su prikazani prilagodni test stepeni na PCB-u za karakterizaciju četvoro-krajne komponente ili mreže. Na ovoj slici su prikazani prilagodni test stepeni napravljeni na različitim podlogama (standardnoj FR4 i visokofrekventnoj RO3003 podlozi). Ovde su prestavljene i fabričke terminacije krajeva vrednosti 50 Ω, PE6151 proizvođača Pasternak, [66].

Sl. 9.6. Fizički izgled prilagodnog test stepena na štampanoj ploči za merenje četvoro-krajnih

komponenti i mreža

U primenjenim mikrotalasnim merenjima najveći je problem više-portni VNA (Multiport VNA). Dvo-portni VNA je često standarna oprema u mnogim mikrotalasnim laboratorijama, i od nedavno, 4-, 8- i 12-portni VNA su postali komericijalno dostupni. Ovi instrumenti sa uvećanim brojem mernih krajeva se koriste da bi se opisale više-portne komponente i mreže, ali zašto se ne koriste standardni dvo-portni instrumenti? Ovde će biti prestavljena metoda za više-portna merenja dvo-portnim VNA instrumentom.

Testirana komponenta (Device Under Test – DUT) ima n krajeva dok merni uređaj ima m mernih krajeva. Kod većine više-portnih merenja imamo slučaj da je m ≤ n . Ovu metodu možemo da predstavimo na primeru DUT sa 4 kraja (n=4). Kada vršimo merenja sa dvo-portinim VNA (m=2), onda imamo situaciju da je m < n (2<4). Ako imamo na raspolaganju 4-portni VNA onda imamo da je m=n i tu nema nikakvih prepreka za potpunu karakterizaciju komponenti i mreža.

Na sl. 9.7 je prikazan primer dvo-portnih merenja na četvoro-krajnom DUT.


52

Sl. 9.7. Primer dvo-portnih merenja potrebnih za potpunu karakterizaciju četvoro-krajne

komponente. Ovde su ilustrovane i terminacije krajeva (Γ1-4) za svaki port [67]

Broj potrebnih merenja da bi se karakterisala četvoro-krajna komponenta je ( )1 / 2 6n n − = .

Svako od šest merenja daje 2×2 matricu S-parametara koja je funkcija terminacije nekorišćenih krajeva. Kada se izvrše merenja, dobija se matrica 4×4 S-parametara

11 12 13 14

21 22 23 24

31 32 33 34

41 42 43 44

S S S SS S S S

DUTS S S SS S S S

=

, (9.1)

koja u potpunosti opisuje četvoro-krajnu komponentu ili mrežu. U sledećim jednačinama su prikazani rezultati za svako od šest dvo-portnih merenja, podmatrice 2×2 S-parametara i konačne 4×4 matrice S-parametara koje su funkcije terminacija (Γ1-4, parametri refleksije).

( ) ( )

( )

11 12

21 22 22 23

32 33

3 4 1 4

11 13

22 24

31 33

42 442 4

.1 .2

, ,

.3 .4

,

S SS S S S

MerenjeBr MerenjeBrS S

S SS S

MerenjeBr MerenjeBrS S

S S

× × × × × × × × × × = = × × × × × ×

× × × × × × × × Γ Γ Γ Γ

× × × ×× × × ×× × × × = = × × × ×× ×

× ×× × × × Γ Γ ( )

( ) ( )

1 3

11 14

33 34

43 4441 442 3 1 2

,

.5 .6

, ,

S S

MerenjeBr MerenjeBrS SS SS S

Γ Γ

× × × ×× × × × × ×× × × × = = × ×× × × × × ×× × Γ Γ Γ Γ

(9.2)

U tabeli 9.1 je prikazan broj merenja sa raličitim VNA nad više-portnim DUT.


53

Tabela 9.1. Broj kombinacija merenja i terminacija nad DUT u odnosu na broj krajeva instrumenta

Broj krajeva DUT

Broj krajeva mernog instrumenta (npr. VNA)

Broj različitih merenja nad DUT

Ukupan broj termina-cionih krajeva nad DUT

2 2 1 0

4 2 6 12

8 2 28 168

12 2 66 660

4 4 1 0

8 4 6 24

12 4 15 120

8 8 1 0

12 8 3 12

12 12 1 0

Zasenčene kolone gde su broj pristupnih krajeva DUT-a isti kao i broj mernih krajeva instrumenta (m=n).

10. Karakterizacija SMD komponenata korišćenjem prilagodnog stepena

54

10. Karakterizacija SMD komponenata korišćenjem prilagodnog stepena na PCB-u i VNA

Merni rezultati su zavisni od izbora merne opreme i od frekventnog opsega u kom se vrše merenja. Izbor odgovarajućeg mernog metoda značajno određuje tačnost merenja. Parazitni efekti zajedno sa prilagodnim stepenom zahtevaju da se obrati posebna pažnja pri merenju.

Primarni parametri prilikom vršenja karakterizacije EMI potiskivača jesu impedansa i sopstvena rezonantna frekvencija f0. Takođe, izbor odgovarajuće opreme i tehnologije prilagodnog stepena za karakterizaciju EMI komponenti daje veću tačnost merenja.

10.1. Rezultati merenja S-parametara keramičkih EMI potiskivača

Na sl. 10.1 je prikazan EMI potiskivač – SMD induktor u standardnom EMI kućištu, kao i njegova ekvivalentna električna šema.

Sl. 10.1. a) Fotografija SMD induktorske komponente u keramičkom/feritnom kućištu, b) električna

šema SMD komponente [68]

a) b)

Sl. 10.2. Poprečni presek SMD induktorskih komponenata u 0805 i 1206 EIA standardnim SMD kućištima: a) 5.6 nH i b) 100 nH

Na sl. 10.2a i b su prikazani poprečni preseci po dužini SMD induktorskih komponenata različitih vrednosti induktivnosti kao i dimenzija kućišta. Vidimo da bi se ostvarila veća vrednost induktivnosti potrebno je imati veću dužinu provodnog sloja ukopanog u telo SMD komponente.


55

Manja vrednost induktivnosti može da se postigne jednom pravom linijom između dva kraja SMD komponente, dok veće vrednosti induktivnosti zahtevaju složenije geometrijske strukture, koje mogu da budu projektovane u jednom ili više slojeva.

Na sl. 10.3 i sl. 10.4 su prikazani merni rezultati S-parametara SMD induktora od 5.6 nH u keramičkom kućištu 2208055N6S7C, proizvođača FairRite (standardne EIA 0805veličine) na dva različita prilagodna stepena na PCB-u. Sopstvena rezonantna frekvencija f0 ovih komponenti je na 4 GHz (kataloška vrednost [68]). Ova komponenta ima širok spektar upotrebe u elektronskim uređajima. Rezultati su dati u frekventnom opsegu od 10 MHz do 4 GHz. Jedan materijal je RO3003 a drugi je standardna FR4 podloga (tehničke karakteristike ovih materijala su date u tabeli 8.1)

Sl. 10.3. Merena vrednost amplitude S11-parametra SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH u keramičkom kućištu 2208055N6S7C postavljenog na dva različita prilagodna stepena na PCB-u

[69]

Sl. 10.4. Merena vrednost amplitude S21-parametra SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH u keramičkom kućištu 2208055N6S7C postavljenog na dva različita prilagodna stepena na PCB-u

[69]

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

Am

plit

uda

S11

(dB

)

Frekvencija (GHz)

S11 RO3003

S11 FR4

S11 RO3003

S11 FR4

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

S21 [dB] RO3003

S21 [dB] FR4

S21 RO3003

S21 FR4


56

Sopstvena rezonantna frekvencija može biti određena iz merenih S21-parametara (sl. 10.4), gde S21-parametar ima minimalnu vrednost. Minimalna vrednost S21-parametra je -37 dB na sopstvenoj rezonantnoj frekvrenciji f0 za podlogu RO3003 i -27 dB za FR4 podlogu.

Sopstvene rezonantne frekvencije f0 se razlikuju za različite prilagodne stepene. Odavde može da se vidi da merena sopstvena rezonantna frekvencija (f0 ≈ 3.27 GHz za RO3003) je niža od kataloške vrednosti (4 GHz). Ako je induktor meren tako što je postavljen u realno okruženje na neki PCB, sam taj PCB, kao podloga, će imati uticaja na rezultate merenja. Rastojanje između SMD komponente (nad kojom se vrše merenja) i podloge, kao i efektivne dielektrične konstante PCB-a određuju kapacitivnost prema masi. Ovo objašnjava frekventni pomeraj sopstvene rezonantne frekvencije f0 ka nižim vrednostima.

a)

b)

Sl. 10.5. Merene vrednosti S-parametara SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u keramičkom kućištu 220805R10J7C: a) amplitude, b) faza [70]

-50

-45

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S (d

B)

Frekvencija (GHz)

Amplituda S11

Amplituda S21

Amplituda S11

Amplituda S21

-200

-150

-100

-50

0

50

100

150

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Faza

S (s

tepe

n)

Frekvencija (GHz)

Faza S11

Faza S21

Faza S11

Faza S21


57

Iz merenih rezultata vidi se da je sopstvena rezonantna frekvencija f0 manje pomerena na standardnoj FR4 podlozi, ali unosi više nelinearnosti na frekvencijama iznad 1 GHz. Iz toga razloga, za karakterizaciju i ekstrakciju električnih parametara SMD komponenata izabran je prilagodni test stepen koji je urađen na RO3003 podlozi.

Na sl. 10.5a i sl. 10.5b su prikazane merene vrednosti amplitude i faze S-parametara SMD induktora od 100 nH u keramičkom kućištu 220805R10J7C u frekventnom opsegu od 10 MHz do 3 GHz. S21-parametar ima minimalnu vrednost slabljenja od -45 dB na sopstvenoj rezonantnoj frekvenciji (f0 ≈ 810 MHz). U isto vreme, faza S21-parametra postaje nula.

Odavde se vidi da je merena vrednost sopstvene rezonantne frekvencije niža od kataloške vrednosti (1000 MHz). Na to takođe ima uticaja parazitna kapacitivnost prema masi kada je SMD komponenta postavljena na prilagodni test stepen i tako okarakterisana. To je razlog zašto se sopstvena rezonantna frekvencija pomera ka nižim vrednostima.

10.2. Rezultati merenja S-parametara feritnih EMI potiskivača

Dve komercijalno dostupne feritne EMI komponente, višeslojnog čip induktora i njihove serijske veze su predstavljeni na sl. 10.1. Na sl. 10.1a) je prikazan EMI potiskivač – SMD induktor u standardnom EMI kućištu, kao i njegova ekvivalentna električna šema kao dvoportnog kola na sl. 10.1b).

Analizirani su EMI potiskivači u standardnim EIA kućištima, veličina 0805 i 1206, i nominalne vrednosti induktivnosti od 820 nH i 68 nH (komponenta br. 220805R82K7F i 22120668NM7F, respektivno). Na sl. 10.6 su prikazane merene vrednosti amplitude S-parametara za jednu komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2xSMD) feritnih EMI potiskivača na prilagodnim test stepenima prikazanim na sl. 8.1 i sl. 8.3 korišćenjem VNA.

a)

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

0.01 0.1 1

Am

plit

uda

S11(

dB)

Frekvencija (GHz)

68nH SMD68nH 2xSMD820nH SMD820nH 2xSMD

820 nH

68 nH


58

b)

Sl. 10.6. Merene vrednosti amplitude S-parametara za jednu komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2xSMD) feritnih EMI potiskivača nominalne vrednosti

820 nH i 68 nH (220805R82K7F i 22120668NM7F, respektivno): a) S11-parametri, b) S21- parametri [71]

Na sl. 10.7 su prikazane merene vrednosti faze S-parametara za jednu komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2xSMD) feritnih EMI potiskivača.

a)

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

5

0.01 0.1 1

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)


68 nH

820 nH

-100

-80

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

100

0.01 0.1 1

Faza

S11

(ste

pen)

Frekvencija (GHz)


68 nH

820 nH


59

b)

Sl. 10.7. Merene vrednosti faze S-parametara za jednu komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2xSMD) feritnih EMI potiskivača nominalne vrednosti 820 nH i

68 nH (220805R82K7F i 22120668NM7F, respektivno): a) S11-parametri, b) S21- parametri [71]

10.3. Rezultati merenja S-parametara čip LC filtara

Merene su karakteristike dve LC čip komponente; to su filtri T-tipa firme Ceratech Corp. serije 2012. Filtri LC-2012-101 i LC-2012-151 imaju granične frekvencije na 100 MHz i 150 MHz, respektivno, i opseg unesenih gubitaka od 20 dB na frekvencijama između 350 MHz i 2.5 GHz [72] (videti prilog P 4). Ovi filtri se tipično koriste za filtriranje video signala visoke rezolucije, za signale takta, kao i za smanjenje signala šuma na VF signalnim linijama, u VF modulima u telekomunikacijama (mobilni telefoni, telefonske centrale), itd.

Na sl. 10.8a je prikazana fotografija SMD čip LC komponente u keramičkom kućištu, kao i na istoj slici pod b) električna šema LC čip filtra. Vidimo da se u svojoj osnovnoj primeni, ovaj LC čip filtar koristi u nebalansiranoj vezi, ulazni i izlazni kraj je simetričan u odnosu na masu.

Na sl. 10.9 su prikazane fotografije paralelnih preseka na različitim dubinama LC čip komponente, LC-2012-151, dobijene presecanjem SMD komponente poprečno u više slojeva.

L L

CULAZ IZLAZ

GND

a) b)

Sl. 10.8. a) Fotografija LC čip filtarske komponente u keramičkom kućištu, b) električna šema LC čip filtra [72]

-100

-80

-60

-40

-20

0

20

40

0.01 0.1 1

Faza

S21

(ste

pen)

Frekvencija (GHz)


68 nH

820 nH


60

Sl. 10.9. Paralelni preseci na različitim dubinama LC čip komponente LC 2012-151, Ceratech Corp

Na sl. 10.10 su prikazane merene vrednosti S21- parametara za LC čip EMI filtre (LC2012-101 i LC2012-151) na mikrostrip prilagodnom test stepenu na RO3003 podlozi kao na sl. 8.2, koristeći VNA u opsegu frekvencija od 300 kHz do 8.5 GHz.

Sl. 10.10. Merene vrednosti S21- parametra za LC čip EMI filtre (LC2012-101 i LC2012-151) [65]

Odavde se može uočiti dobro poklapanje izmerenih vrednosti sa vrednostima koje daje proizvođač komponenti. Odstupanje je manje od 5 %. Vidljivo odstupanje merenih vrednosti se pojavljuje kod rezultata za filtar LC-2012-151 kod prve granične frekvencije. Kvalitativno merene vrednosti prate vrednosti izmerene od strane proizvođača komponentu.

-45

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

5

0.001 0.01 0.1 1 10

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

LC 2012-101

LC 2012-151

11. Ekstrakcija električnih parametara SMD EMI potiskivača

61


Karakterizacija SMD komponenata, korišćenjem VNA kao mernog instrumenta, ne može da se odredi direktno. Izlazni signali VNA su S-parametri, koji moraju biti transformisani u električne parametre SMD komponente (npr. induktivnost, otpornost, itd), koristeći matematičke transformacije i ekvivalentni električni model SMD komponente (kao na sl. 6.2), što je prikazano u poglavlju 6. Modelovanje ekvivalentnog kola EMI potiskivača – unutrašnji i spoljašnji parametri.

Postupak karakterizacije je prikazan u ovom poglavlju na primerima komercijalno dostupnih višeslojnih čip induktora u keramičkom i feritnom kućištu.

11.1. Ekstrakcija električnih parametara keramičkih EMI potiskivača

Male vrednosti induktivnosti kod SMD induktora, naročito ispod 20 nH, predstavljaju veoma veliki izazov za merenja. Tačnost merenja veća od 1 % može biti postignuta za komponente kao što su kondenzatori i otpornici, uključujući i njihove male vrednosti, dok za induktore, čak i najbolja oprema ne može da obezbedi tačnost bolju od 5 % za induktivnosti reda 10 nH [73]. Veća tačnost i pravilna merenja za male vrednosti SMD induktora se postižu koristeći VNA kao merni instrument i prilagodni test stepen. Pošto ovi induktori imaju veoma visoku sopstvenu rezonantnu frekvenciju, u odnosu na induktore većih vrednosti induktivnosti, VNA može da obezbedi merenja zadovoljavajuće tačnosti na frekvencijama od 20 GHz i više ako je to potrebno, u skladu sa specifikacijama SMD komponente.

Ekstrakcija parametara induktora nominalne vrednosti 5.6 nH

Amplituda impedanse |Z| SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH, kao i realni i imaginarni deo te impedanse su prikazani na sl. 11.1. Korišćenjem matematičkih transformacija i računarskih resursa, dobijene su vrednosti za impedansu SMD induktora u funkciji od frekvencije.

Sl. 11.1. Izračunata vrednost amplitude, realnog i imaginarnog dela impedanse Z SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH u keramičkom kućištu 2208055N6S7C iz merenih S-parametara (sl.

10.3 i sl. 10.4) [69]

-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

2000

2500

3000

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

Impe

dans

a, re

alni

,imag

in. d

eo (Ω

)

Frekvencija (GHz)

Z

Re (Z)

Im (Z)Z

Re(Z)

Im(Z)


62

Kao što može da se vidi sa slike, realni deo impedanse na sopstvenoj rezonantnoj frekvenciji f0 dostiže vrednost do 2.6 kΩ. Iznad frekvencije f0 vrednost impedanse opada i tada induktorska komponenta dominantno dobija kapacitivni karakter.

Iz izračunatih vrednosti impedanse, kao i njenih realnih i imaginarnih vrednosti impedanse, induktivnost L (prikazana je na sl. 11.2) i serijska otpornost induktora R (prikazana je na sl. 11.3) u funkciji od frekvencije, su određene iz izraza 6.17 i 6.18, respektivno. Izračunata vrednost parazitne ili rasipne („stray”) kapacitivnosti C je 0.0194 pF.

Sl. 11.2. Izračunata vrednost induktivnosti SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH u

keramičkom kućištu 2208055N6S7C [69]

Sl. 11.3. Izračunata vrednost otpornosti SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH u keramičkom

kućištu 2208055N6S7C [69]

Ekstrahovana vrednost induktivnosti L je skoro konstantna i iznosi ispod 10 nH na nižim frekvencijama (do 2.5 GHz). Na sopstvenoj rezonantnoj frekvenciji f0 induktivnost raste do maksimalne vrednosti (72 nH), što je daleko iznad kataloških vrednosti.

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

Indu

ktiv

nost

(nH

)

Frekvencija (GHz)

L (nH)

10 nH

-500

0

500

1000

1500

2000

2500

3000

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

Otp

orno

st (Ω

)

Frekvencija (GHz)

R


63

Slično, ekstrahovana vrednost otpornosti je relativno niska (aproksimativno oko 0.2-2 Ω) do sopstvene rezonantne frekvencije f0. Na f0 ≈ 3.27 GHz, otpornost raste do njene maksimalne vrednosti (oko 2.6 kΩ), kao što se vidi i na sl. 11.3.

Vrednosti parazitnih efekata SMD induktora na PCB-u, otočna provodnost Gp i otočna kapacitivnost Cp su prikazani na sl. 11.4. Kao što se može videti, kapacitivnost Cp je približno konstantna u opsegu frekvencija do 3 GHz, dok provodnost Gp raste do frekvencije 2.5 GHz, i nakon te frekvencije značajno opada.

Sl. 11.4. Izračunata vrednost parazitne provodnosti i kapacitivnosti SMD induktora nominalne

vrednosti 5.6 nH u keramičkom kućištu 2208055N6S7C [69]

Ekstrakcija parametara induktora nominalne vrednosti 5.6 nH

Iz merenih rezultata S-parametara SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u keramičkom kućištu 220805R10J7C (sl. 10.5), mogu biti određeni ABCD parametri. Koristeći matematičke transformacije iz izraza (6.9) i (6.10), možemo odrediti vrednosti impedanse. Amplituda impedanse |Z|, kao i njen realni i imaginarni deo su prikazani na sl. 11.5. Odavde možemo da vidimo da realni deo impedance |Z| raste do približno 20 kΩ na sopstvenoj rezonantnoj frekvenciji f0. Iza ove frekvencije impedansa ima dominantno kapacitivan karakter, što pokazuje i to da imaginarni deo impedanse ima naglo negativnu vrednost.

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

Para

zitn

a ka

paci

tivn

ost C

p (p

F)

Para

zitn

a pr

ovod

nost

Gp

(mS)

Frekvencija (GHz)

Gp

Cp


64

Sl. 11.5. Izračunata vrednost amplitude, realnog i imaginarnog dela impedanse Z SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u keramičkom kućištu 220805R10J7C iz merenih S-parametara (sl.

10.5) [70]

Iz izračunatih vrednosti impedanse, i njene realne i imaginarne vrednosti, serijska otpornost R (sl. 11.6) , kao i induktivnost L u funkciji od frekvencije (sl. 11.7), su određene iz izraza 6.18 i 6.17, kao i za prethnodni induktor. Ovde je uzeta u obzir parazitna kapacitivnost induktora C (izraz 6.16) koja je skoro konstantna i frekventno nezavisna. Izračunata vrednost za C je 0.010 pF.

Isto ponašanje karakteristike kao |Z| ima serijska otpornost. Ona ima maksimalnu vrednost na sopstvenoj rezonantnoj frekvenciji f0 (skoro 20 kΩ). Izvan okoline f0, otpornost će biti neznatna (pašće na svega nekoliko Ω).

Sl. 11.6. Izračunata vrednost otpornosti SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u keramičkom

kućištu 220805R10J7C [70]

Induktivnost L je gotovo konstantna na nižim frekvencijama i ima vrednost oko 100 nH (tj. opseg vrednosti od 98 nH do 106 nH), što se podudara sa vrednostima datim u kataloškim podacima

-10000

-5000

0

5000

10000

15000

20000

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Impe

dans

a, re

alni

,imag

inar

ni d

eo (Ω

)

Frekvencija (GHz)

Z

Re (Z)

Im (Z)

Im (Z)

Z

Re (Z)

0

2000

4000

6000

8000

10000

12000

14000

16000

18000

20000

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Otp

orno

st ( Ω

)

Frekvencija (GHz)

R (Ω)


65

proizvođača (100 nH u toleranciji od 5 %). Ekstrahovane vrednosti induktivnosti L su prikazane na sl. 11.7.

Sl. 11.7. Izračunata vrednost induktivnosti SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u

keramičkom kućištu 220805R10J7C [70]

Posle sopstvene rezonantne frekvencije f0 induktivnost L ima negativnu vrednost, što ukazuje da se induktor počinje da ima kapacitivni karakter.

Jedan od važnih faktora SMD induktora može da bude i Q faktor. Izračunata vrednost Q faktora je predstavljena na sl. 11.8. Proizvođač Fair-Rite daje vrednosti za Q faktor analiziranog SMD induktora u frekventnom opsegu do 500 MHz (vrednost Q faktora je 26 na frekvenciji 100 MHz, 32 na 300 MHz, i 24 na 500 MHz). Kao što možemo da vidimo sa ove slike, dobijamo odlično slaganje ekstrahovanih vrednosti i vrednosti koje daje proizvođač za Q faktor.

Sl. 11.8. Izračunata vrednost Q faktora SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u keramičkom

kućištu 220805R10J7C [70]

-2000

-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

2000

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Indu

ktiv

nost

(nH

)

Frekvencija (GHz)

L (nH)

100 nH

-30

-20

-10

0

10

20

30

40

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Q fa

ktor

Frekvencija (GHz)

Q faktor


66

Vrednosti parazitnih efekata SMD induktora na PCB-u, otočna provodnost Gp i otočna kapacitivnost Cp su prikazani na sl. 11.9. Kao što se može videti, kapacitivnost Cp je približno konstantna u opsegu frekvencija do 3 GHz, dok provodnost Gp raste.


vrednosti 100 nH u keramičkom kućištu 220805R10J7C [70]

Dakle, može se uočiti dobro slaganje ekstrahovanih vrednosti i kataloških podataka (razlika između kataloških i ektrahovanih vrednosti induktivnosti L i Q faktora ne prelazi 6 %). Ovo pokazuje ispravnost primenjene merne procedure i karakterizacije komponenti.

11.2. Ekstrakcija električnih parametara feritnih EMI potiskivača

Ekstrahovane vrednosti amplitude |Z|, realni i imaginarni deo impedanse, za feritne EMI

Sl. 11.10. Izračunata vrednost amplitude, realnog i imaginarnog dela impedanse Z za jednu

komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2xSMD) EMI potiskivača nominalne vrednosti 820 nH u feritnom kućištu 220805R82K7F iz merenih S-

parametara (sl. 10.6 i sl. 10.7) [71]

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

1.6

1.8

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Para

zitn

a ka

paci

tivn

ost (

pF)

Para

zitn

a pr

ovod

nost

(mS)

Frekvencija (GHz)

Gp (mS)

Cp (pF)Gp (mS)

Cp (pF)

-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

0.01 0.1 1

Impe

dans

a,re

alni

,imag

inar

. deo

(Ω)

Frekvencija (GHz)

|Z|SMDZre SMDZim SMD|Z| 2xSMDZre 2xSMDZim 2xSMD

SMD

2xSMD


67

potiskivače 220805R82K7F i 22120668NM7F, kao i njihova serijska veza su prikazani na sl. 11.10 i sl. 11.11.

Vrednost impedanse raste do 1300 Ω (za jednu komponentu, označeno kao SMD), i približno do 3200 Ω za njihovu serijsku vezu (označeno sa 2×SMD), kao što se vidi na sl. 11.10 za komponentu nominalne vrednosti 820 nH. Odavde, vidimo da vrednost impedanse raste do serijske. Sopstvena rezonantna frekvencija f0 (maksimum vrednosti impedanse |Z|) je 126.5 MHz za ovaj EMI potiskivač. Odavde vidimo da je vrednost f0 pomerena u odnosu na katalošku vrednost dobijenu analizatorom impedanse blizu 100 MHz. Takođe, slična zapažanja su predstavljena u literaturi [31].

Sopstvena rezonantna frekvencija f0 za serijsku vezu ove dve komponente je 152 MHz. Iza ove frekvencije, vrednost impedanse opada i komponente imaju kapacitivni karakter. Preseci realnog dela Zre i imaginarnog dela impedanse Zim za EMI potiskivač i njegovu serijsku konekciju su na frekvencijama 100 MHz i 126 MHz, respektivno.

Vrednosti impedanse raste do 100 Ω (za jednu komponentu), i približno do 180 Ω za serijsku vezu dve iste EMI komponente, kao što se može i videti na sl. 11.11. Sopstvena rezonantna frekvencija f0 je na maksimumu vrednosti impedanse Z, koja je za ovaj EMI potiskivač 980 MHz. Sopstvena rezonantna frekvencija za serijsku vezu dva EMI potiskivača od 68 nH je oko 1.1 GHz. Preseci Zre i Zim su na oko 200 MHz u oba slučaja.

Sl. 11.11. Izračunata vrednost amplitude, realnog i imaginarnog dela impedanse Z za jednu

komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2xSMD) EMI potiskivača nominalne vrednosti 68 nH u feritnom kućištu 22120668NM7F iz merenih S-

parametara (sl. 10.6 i sl. 10.7) [71]

Iz izračunate vrednosti impedanse Z EMI potiskivača, i njene realne i imaginarne vrednosti, određena je serijska vrednost serijske otpornosti R i induktivnosti L, u funkciji frekvencije, iz izraza (6.18) i (6.17), respektivno.

Ekstrahovani parametri ekvivalentnog kola za komponente (820 nH i 68 nH), i njihove serijske veze, na mikrostrip prilagodnom test stepenu su prokazane na sl. 11.12 i sl. 11.13, respektivno. Možemo da vidimo da su vrednosti otpornosti približno nekoliko Ω na niskim frekvencijama, i

-20

0

20

40

60

80

100

120

140

160

180

200

0.01 0.1 1

Impe

dans

a,re

alni

,imag

inar

. deo

(Ω)

Frekvencija (GHz)

|Z| SMDZre SMDZim SMD|Z| 2xSMDZre 2xSMDZim 2xSMD

SMD

2xSMD


68

skoro konstantne za oba EMI potiskivača. Maksimalna vrednost otpornosti je na sopstvenoj rezonantnoj frekvenciji f0, gde R dominantno određuje vrednost impedanse Z.

Sl. 11.12. Izračunata vrednost parametara ekvivalentnog kola za jednu komponentu (označeno sa

SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2×SMD) EMI potiskivača nominalne vrednosti 820 nH u feritnom kućištu 220805R82K7F [71]

Ekstrahovane vrednosti induktivnosti za dve analizirane komponente su približno 950 nH i 70 nH (dok su kataloške vrednosti 820 nH i 68 nH, respektivno) i nalaze se u opsegu tolerancija koje garantuje proizvođač. Kao što možemo da očekujemo, serijska veza dve komponente daje dva puta veću vrednost induktivnosti prilikom karakterizacije (1800 nH i 140 nH), kao što se može videti na sl. 11.12 i sl. 11.13.

Sl. 11.13. Izračunata vrednost parametara ekvivalentnog kola za jednu komponentu (označeno sa

SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2×SMD) EMI potiskivača nominalne vrednosti 68 nH u feritnom kućišta 22120668NM7F [71]

-1000

-500

0

500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

-1000

-500

0

500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

0.01 0.1 1

Otp

orno

st (Ω

)

Indu

ktiv

nost

(nH

)

Frekvencija (GHz)

L SMDL 2xSMDR SMDR 2xSMD

-20

0

20

40

60

80

100

120

140

0

50

100

150

200

250

0.01 0.1 1

Otp

orno

st (Ω

)

Indu

ktiv

nost

(nH

)

Frekvencija (GHz)

L SMDL 2xSMDR SMDR 2xSMD


69

Vrednosti parazitnih efekata EMI potiskivača (za samu komponentu i njenu serijsku vezu) na PCB-u, otočna provodnost Gp i otočna kapacitivnost Cp su prikazani na sl. 11.14 i sl. 11.15, respektivno. Kao što se može videti, provodnost Gp raste sa porastom frekvencije, dok provodnost serijske veze naročito raste u zavisnosti od frekvencije, u oba slučaja. Kapacitivnost Cp je relativno mala za SMD komponentu i njenu serijsku vrednost, i približno konstantna (svega nekoliko pF).


vrednosti 820 nH u feritnom kućištu 220805R82K7F [71]


vrednosti 68 nH u feritnom kućišta 22120668NM7F [71]

-0.5

0

0.5

1

1.5

2

2.5

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

0.01 0.1 1

Para

zitn

a pr

ovod

nost

(mS)

Para

zitn

a ka

paci

tivn

ost (

pF)

Frekvencija (GHz)

Cp SMDCp 2xSMDGp SMDGp 2xSMD

Cp

Gp

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

1.4

1.6

1.8

0

0.5

1

1.5

2

2.5

0.01 0.1 1

Para

zitn

a pr

ovod

nost

(mS)

Para

zitn

a ka

paci

tivn

ost (

pF)

Frekvencija (GHz)

Cp SMD

Cp 2xSMD

Gp SMD

Gp 2xSMD

Cp

Gp

12. Rezultati merenja i simulacija EMI LC čip filtara u VF opsegu

70


Modeli ekvivalentnih kola su ključni za CAD alate pri projektovanju visokofrekventnih kola. Modeli sa koncentrisanim parametrima se mogu razvijati bilo korišćenjem analitičkih bilo eksperimentalnih metoda, kao i korišćenjem elektromagnetske simulacije. Analitički i eksperimentalni metodi su odavno ustaljeni u praksi i predstavljaju normalnu proceduru. Elektromagnetska simulacija je počela da se koristi više tek poslednjih godina što je omogućeno značajnim poboljšanjima procesorske snage i razvojem novih softverskih alata.

Saglasno raspoloživoj literaturi [74, 75], dizajn ukopanih pasivnih komponenata se prvenstveno vrši korišćenjem 3D full wave EM alata. Očigledno je da se razvoj višeslojnih kola može značajno ubrzati uz pomoć EM analize. U određenim slučajevima, EM analiza je jedina mogućnost da se pronađe parazitna sprega između elemenata kola već u ranoj fazi dizajna. Efikasan proces projektovanja se može dobiti korišćenjem odgovarajućeg EM metoda, [76]. Svaki od tri gore pomenuta pristupa ima svoje prednosti i mane, ali generalno gledano, trebala bi da postoji ekvivalentnost rezultata dobijenih na sva tri načina. U ovom poglavlju predstavljena su eksperimentalna merenja jednog konkretnog LC EMI filtra T-tipa, zatim je razvijen njegov model koji je iskorišćen kasnije u projektovanju i simulaciji složenijih pasivnih komponenti i ostalih elektronskih kola.

12.1. Rezultati merenja S-parametara LC filtara T-tipa

Višeslojni LC filtri su projektovani ubrzo nakon što su proizvedeni prvi višeslojni kondenzatori (TDK, Murata) [17, 18]. Tehnika zelenih slojeva (slojevi sa malim dielektričnim konstantama ili feritni slojevi) je kombinovana sa tehnikom štampanja provodnih pasti i proširena na proizvodnju induktora na čipovima i jednostavnih filtara T ili Π-tipa. Visok stepen automatizacije tehnike površinske montaže (SMT) i razvoj mobilnih telefona, zahtevaju korišćenje veoma malih veličina pasivnih integrisanih komponenti. U devedesetim godinama prošlog veka, ostvarene su i veličine kućišta 2012, 1608 i manje za EMI LC filtre T-tipa ili višeslojne keramičke induktore, [19, 72]. EMI filtri su danas veoma česti u modernoj elektronici pošto smanjuju provodne EMI smetnje u određenim propusnim opsezima ili širokopropusnim EMI opsezima prema potrebi.

Tehnologija višeslojnih zelenih listova (multilayer green sheet technology) je takođe korišćena pri proizvodnji LC EMI čip filtara T-tipa sa dva induktora L1 i L2 u seriji, i jednim kondenzatorom C prema masi (Ceratech, Koreja) [72]. Ovi niskopropusni LC filtri imaju dvo-portnu strukturu T mreže, i sastoje se od kaskade dva serijska induktora i jednog otočnog kondenzatora kao na sl. 12.1.

Sl. 12.1. Pojednostavljeni model LC filtra T-tipa


71

Najznačajnija komponenta ove strukture je otočni kondenzator koji na niskim frekvencijama predstavlja visoku impedansu, i na taj način omogućava ulaznom signalu da se pojavi na izlazu. Iznad svoje granične učestanosti, ovaj kondenzator predstavlja malu impedansu sprečavajući tako da se signal pojavi na izlazu.

Brojevi analiziranih komponenti LC čipova niskopropusnih filtara su LC-2012-101 i LC-2012-151. LC-2012-101 poseduje graničnu učestanost od 100 MHz, i opseg unesenih gubitaka od 20 dB na 210-2500 MHz, dok LC-2012-151 ima graničnu učestanost od 150 MHz i opseg unesenih gubitaka od 20 dB na 350-2500 MHz. Obe komponente imaju maksimalnu DC otpornost od 800 mΩ i izdržavaju maksimalnu struju od 300 mA. Realne dimenzije i oblik kućišta korišćenih filtara mogu da se vide na sl. 12.2.

Sl. 12.2. Oblik i dimenzije korišćenih LC filtara, [72]

Uneseni gubici S21 ovih filtara su mereni vektorskim analizatorom mreža E5071B na dva različita uzorka istog tipa filtara. Merni uzorci su pri merenju postavljeni na prilagodni test stepen kao na sl. 9.3, dok je vektorski analizator mreža kalibrisan elektronskim kalibratorom da bi se eliminisali efekti kablova i konektorskih spojeva.

Merni rezultati predstavljenih filtara LC 2012 serije 101 i 151 na mikrostrip prilagodnom test stepenu u logaritamskoj skali predstavljeni su na sl. 10.10, dok su merene vrednosti S21-parametara u linearnoj razmeri i mernom opsegu od 10 MHz do 3 GHz predstavljeni na sl. 12.3. Dobijeni merni rezultati imaju dobro poklapanje sa merenim rezultatima proizvođača predstavljenih komponenti [72].


72

Sl. 12.3. Merene vrednosti S21- parametra za LC čip EMI filtre (LC2012-101 i LC2012-151)

12.2. Rezultati merenja S-parametara LC mreža dobijenih kombinacijom filtara T-tipa

Prikazani čip, kao i njegove podvarijante sa različitim frekventnim opsezima, koriste se za smanjenje šuma na provodnim signalima, bilo provodnog EMI šuma (conductive EMI noise) u određenom uskom frekventnom opsegu ili pak u širokopojasnom opsegu. U zavisnosti od očekivanih radnih frekventnih opsega koriste se filtri za potiskivanje smetnji na željenim frekvencijama.

Ukoliko se javlja potreba za filtrima širih frekventnih opsega i većih slabljenja, najčešće se kombinuje više diskretnih čipova na štampanoj pločici ili podlozi. Uobičajeni način kombinovanja je jednostavna serijska kombinacija filtara, pri čemu im se uneseni gubici i frekventni opseg sabiraju. Na taj način se ostvaruje željena funkcija, ali se gubi značajni prostor na štampanoj pločici. Ovakvi filtri se nazivaju i kombinovani filtri (combining filters). U praksi se sreće i paralelna kombinacija filtara prikazana na sl. 12.4. U ovom slučaju oba filtra pojačavaju signal u propusnom opsegu (ili ga slabe u nepropusnom opsegu), pa se rezultujući signal dobija sabiranjem dva tako procesirana signala. Ovim se dobija tipično povećanje pojačanja ili slabljenja od 6 dB (udvostručeni naponski signal odgovara pojačanju od 6 dB) koje nije toliko značajno kao u slučaju serijskih filtara. Ovakvi filtri se nazivaju ne-kombinovani filtri (non-combining filters).

Sl. 12.4. Serijska i paralelna kombinacija filtara T-tipa

Filtri mogu biti bilo s jednim krajem (single-ended) ili nebalansirani (unbalanced), ili sa diferencijalnom (differential) tj. balansiranom (balanced) konfiguracijom, sve u zavisnosti od

-45

-40

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

5

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

LC 2012-101

LC 2012-151


73

krajnje primene. Diferencijalne komponente se sve češće sreću u elektronskoj industriji prvenstveno u visokofrekventnim tj. bežičnim primenama. Primeri takvih naprava su SAW (surface acoustic wave) filtri, diferencijalni pojačavači, kao i EMI filtri. Diferencijalni signali nisu referencirani samo prema zajedničkoj masi nego i jedan prema drugom, tako da se bilo koji zajednički signal indukovan na obe diferencijalne linije potiskuje i tako čuva integritet osnovnog signala.

Potrebe za dobijanjem filtara širih frekventnih opsega i većih slabljenja dovela je do ideje za inovativnim kombinovanjem postojećih T-čip filtara i njihove dalje realizacije u hibridnoj tehnologiji. Osnovne inovativne kombinacije su prikazane na sl. 12.5. koje označavamo kao simetrične a) i kaskodne b) diferencijalne balansirane filtre. Simetrični diferencijalni filtar se sastoji od dva osnovna T-čip filtra čiji su otočni kondenzatori međusobno povezani umesto da budu na masi. Time se dobija kolo čiji otočni kondenzator ima frekventno zavisnu karakteristiku koja zavisi od parametara filtra T-tipa. Kod kaskodnog diferencijalnog filtra drugi filtar je invertovan i njegov kondenzatorski kraj priključen na izlaz osnovnog filtra, dobijajući na taj način modifikovanu izlaznu impedansu što se reflektuje na priključeno opterećenje.

Sl. 12.5. Pojednostavljeni modeli a) T/T i b) T+T filtara

Izmereni uneseni gubici za T/T i T+T u nebalansiranoj tj. asimetričnoj konfiguraciji u opsegu do 3 GHz, su prikazani na sl. 12.6 i sl. 12.7, respektivno, za obe vrste LC filtara T-tipa.

Sl. 12.6. Uneseni gubici S21(f) u dB T/T strukturama baziranim na EMI-101 i EMI-151 filtrima kod

nebalansiranih merenja

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

T/T 101

T/T 151


74

Sl. 12.7. Uneseni gubici S21(f) u dB T+T strukturama baziranim na EMI-101 i EMI-151 filtrima kod

nebalansiranih merenja

Izmereni uneseni gubici za T/T i T+T u balansiranoj tj. simetričnoj konfiguraciji u opsegu do 3 GHz, su prikazani na sl. 12.8 i sl. 12.9, respektivno za obe vrste LC filtara T-tipa. Balansirana merenja su vršena pomoću prilagodnog stepena za četvoro-krajne komponente i mreže (sl. 9.6) i VNA kao mernog instrumenta.

Sl. 12.8. S(f)-parametri u dB T/T strukturama baziranim na EMI-101 i EMI-151 filtrima kod

balansiranih merenja

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

T+T 101

T+T 151

-20

-15

-10

-5

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

Sxx

(dB

)

Frekvencija (GHz)

Sxx T/T 101

S11

S22

S33

S44-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

Sxy

(dB

)

Frekvencija (GHz)

Sxy T/T 101

S21

S31

S41

-25

-20

-15

-10

-5

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

Sxx

(dB

)

Frekvencija (GHz)

Sxx T/T 151

S11

S22

S33

S44-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

Sxy

(dB

)

Frekvencija (GHz)

Sxy T/T 151

S21

S31

S41


75

Sl. 12.9. S(f)-parametri u dB T+T strukturama baziranim na EMI-101 i EMI-151 filtrima kod

balansiranih merenja

Na ovim graficima su predstavljeni merni rezultati kao dve podgrupe, SXX i SXY merni rezultati. SXX se odnose na S-parametre koeficijente refleksije nad portovima od 1-4, dok se SXY odnose na S-parametre unesenih gubitaka merenih na pristupu Y.

Konkretna realizacija ovih novih filtarskih struktura na štampanoj pločici je data na sl. 12.10 sa prikazanim realnim dimenzijama.

Sl. 12.10. SMT realizacija EMI LC filtarskih mreža sa navedenim dimenzijama

-25

-20

-15

-10

-5

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

Sxx

(dB

)

Frekvencija (GHz)

Sxx T+T 101

S11

S22

S33

S44-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

Sxy

(dB

)

Frekvencija (GHz)

Sxy T+T 101

S21

S31

S41

-25

-20

-15

-10

-5

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

Sxx

(dB

)

Frekvencija (GHz)

Sxx T+T 151

S11

S22

S33

S44-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

Sxy

(dB

)

Frekvencija (GHz)

Sxy T+T 151

S21

S31

S41


76

Osnovni čip filtar ima dimenzije 2×1.25 mm, dok su nove realizovane strukture sa sledećim dimenzijama: T/T 6×7 mm, T+T 6×5 mm, 2 (T/T) 9×7 mm i konačno 2 (T+T) 12×5 mm. Ulazni diferencijalni portovi su označeni sa 1 i 3, a izlazni sa 2 i 4.

Nove komponente sa daljim poboljšanjima potiskivanja frekventnih opsega se dobijaju kombinovanjem ovih novo razvijenih simetričnih i kaskodnih filtara. Na sl. 12.11 je prikazan novi diferencijalni filtar dobijen serijskom kombinacijom novo-razvijenih simetričnih diferencijalnih filtara. Na sl. 12.13 je prikazan novi filtar dobijen serijskom kombinacijom diferencijalnih kaskodnih filtara. Njihove izmerene karakteristike prikazane su na sl. 12.12 i sl. 12.14, respektivno.

Sl. 12.11. Pojednostavljeni model 2(T/T) simetričnih filtara

Sl. 12.12. Uneseni gubici S21(f) u dB 2(T/T) strukturama baziranim na EMI-101 i EMI-151 filtrima

kod nebalansiranih merenja

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

2(T/T) 101

2(T/T) 151


77

Sl. 12.13. Pojednostavljeni model 2(T+T) filtara

Sl. 12.14. Uneseni gubici S21(f) u dB 2(T+T) strukturama baziranim na EMI-101 i EMI-151 filtrima

kod nebalansiranih merenja

12.3. Simulacije EMI LC čip filtara

12.3.1. Simulacija čip filtra T-tipa pomoću ekvivalentnih električnih šema Usvojeni prošireni model osnovne jednostavne šeme je prikazan na sl. 12.15. L1 i L2

predstavljaju serijske induktivnosti LC filtra, R1 i R2 predstavljaju serijske otpornosti metalizacije, dok C1 i C2 modeluju među-kapacitivnost induktorskih metalnih segmenata. C3 predstavlja glavnu kapacitivnost, R3 ekvivalentnu serijsku otpornost (ESR) a L3 ekvivalentnu serijsku induktivnost (ESL). Vrednosti glavnih komponenti filtra L1, L2, i C3 su usvojene tako da imaju optimizacione opsege očekivane za debeloslojnu tehnologiju i usvojenu strukturu filtra, dok su preostale parazitne komponente postavljene na tipične male vrednosti.

Na sl. 12.16 je prikazan prošireni električni model LC-filtra T-tipa koji sadrži spregu dva induktorska elementa. Prilikom modelovanja, kao jedna od najznačajnijih i najizraženijih sprega, predstavljena je sprega između induktivnosti L1 i L2 izražene koeficijentom sprege K, koji kao posledicu ima pojavu međusobne induktivnosti M. Međusobna induktivnost je izražena kao

1 2M K L L= ⋅ . (12.1)

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

2(T+T) 101

2(T+T) 151


78

Sl. 12.15. Prošireni model šeme LC filtra T-tipa bez sprege (MWO)

Sl. 12.16. Prošireni model šeme LC filtra T-tipa sa spregom (MWO)

Na slikama sl. 12.17 i sl. 12.18 su prikazani rezultati simulacije unesenih gubitaka ekvivalentne električne šeme LC-filtara T-tipa, modela sa i bez spregnutih induktivnosti L1 i L2.

Sl. 12.17. Simulirani uneseni gubici ekvivalentne električne šeme LC 2012-101, proširen model (sl.

12.15) i proširen model sa spregnutim induktorima (sl. 12.16)

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

SCH 101

SCH 101 coupled


79

Sl. 12.18. Simulirani uneseni gubici ekvivalentne električne šeme LC 2012-151, proširen model (sl.

12.15) i proširen model sa spregnutim induktorima (sl. 12.16)

U tabeli 12.1 su predstavljene ekvivalentne vrednosti osnovnih RLC komponenti prilikom realizacije električnih modela LC-filtara. Električnim modelima su predstavljene komercijalne filtarske komponente realizovane u SMD 2012 kućištu, LC-2012-101 i LC-2012-151 [72].

Tabela 12.1. Vrednosti komponenti ekvivalentnog kola modela LC filtra

T-tip filtar bez sprege T-tip filtar sa spregom

LC-2012-101 LC-2012-151 LC-2012-101 LC-2012-151

L1 39.5 nH 7.8 nH 5.67 nH 5.67 nH

L2 6.42 nH 7.1 nH 5.67 nH 5.67 nH

C3 79 pF 87.6 pF 217 pF 139 pF

R1 8.78 Ω 15.8 Ω 6.1 Ω 6.1 Ω

R2 4.26 Ω 12.06 Ω 6.1 Ω 6.1 Ω

R3 1.87 Ω 1.76 Ω 0.2645 Ω 0.408 Ω

C1 3.43 pF 6.89 pF 3.61 pF 3.61 pF

C2 2.95 pF 1.89 pF 3.61 pF 3.61 pF

L3 0.535 nH 0.551 nH 0.476 nH 0.405 nH

K × × -0.00592 0.0189

Prikazani rezultati simulacije ekvivalentnom šemom imaju dobro poklapanje sa merenim rezultatima praktično tokom celog opsega do 3 GHz, kao i sa specifikacijom proizvođača komonente. Neslaganja nastala u samom električnom modelu sa merenim rezultatima je usled uticaja parazitnih komponenti koje nisu prikazane u modelu. Za frekventni opseg od interesa (do 3 GHz) ovaj model je primenljiv.

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

SCH 151

SCH 151 Coupled


80

12.3.2. Simulacija LC čip filtra T-tipa pomoću elektromagnetskog simulatora EM simulacija često nije najbolji izbor za procedure fitovanja zbog neophodne dužine

simulacije, dok su modeli električnih šema mnogo brži u dobijanju vrednosti fitovanih komponenti. Poznavanje optimizovanih parametera ekvivalentne električne šeme omogućava da se suzi izbor i opseg fitovanih parametara geometrijske strukture, kao što su debljina i dielektrična konstanta dielektričnih slojeva, tangens ugla gubitaka i zapreminska provodnost materijala provodnika. S obzirom da su analizirani LC filtri proizvedeni debeloslojnom tehnologijom, napravljena je pretpostavka o internoj strukturi ovih filtara.

Kod oba modela LC filtra T-tipa induktori su modelovani 3D heličnim tipom sa 2 navoja (realizovani u 4 sloja), dok je kondenzator realizovan kao višeslojni/elektrodni pločasti kondenzator sa 6 elektroda/ploča za LC 101, odnosno 4 elektrode/ploče za LC 151. Geometrijska struktura EMI LC filtra T-tipa je prikazana na sl. 12.19. Ukupne dimenzije 3D modela su 2mm×1.2mm×0.69mm (bez gornjeg sloja vazduha) za LC-2012-101 i 2mm×1.2mm×0.57mm za LC-2012-151, dobijene iz specifikacije proizvođača prikazane na sl. 12.2. Svi slojevi imaju debljinu 60 μm, dok dielektrični materijal između induktorskih navoja ima dielektričnu permitivnost 700 za oba LC filtra, LC-2012-101 i LC-2012-151, dok kapacitivni materijal na drugoj strani ima dielektričnu permitivnost 650 za

a) b)

c)

d)

Sl. 12.19. Geometrijska struktura LC filtra T-tipa (MWO): a) 3D model, b) raspodela struja kroz 3D model, c) planarni izgled, d) planarni pogled raspodele struja


81

LC-2012-101 i 300 za LC-2012-151.

Kondenzator je realizovan kao češljasti (interdigitated) tako što je svaki drugi sloj povezan provodnim putem. Elektrode kondenzatora imaju dimenzije 1.80mm×1.00mm. Navoji induktora imaju spoljašnje dimenzije 0.65mm×0.85mm, i unutrašnje 0.45mm×0.65mm, a širinu provodnika 100 μm. Veze među provodnim slojevima (vije) su kružnog poprečnog preseka prečnika 100 μm, oko njih su stopice kvadratnog oblika dimenzija 0.2mm×0.2mm. Veze između provodnih slojeva su pravilnog kružnog oblika radi lakše fabrikacije, tj. ravnomernog ispunjavanja provodnog materijala u svim pravcima. Materijal kondenzatorskih elektroda i navoja induktora je izabran da bude PdAg (paladijum-srebro) sa provodnošću 4×106 S/m i debljinom 10 μm.

Podloga od alumine ima debljinu d=150 μm sa relativnom dielektričnom permitivnošću (εr=9.6), zapreminskom provodnošću (σ=10-16S/m) i tangensom gubitaka (δ=0.0001). Rezultati elektromagnetske simulacije zajedno sa merenim rezultatima prikazani su na sl. 12.20 i sl. 12.21.

Sl. 12.20. EM simulirani i mereni uneseni gubici za LC-2012-101

Sl. 12.21. EM simulirani i mereni uneseni gubici za LC-2012-151

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

LC 2012-101

EM-101

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

LC 2012-151

EM-151


82

Rezultati simulacije EM strukture LC-2012-101 prate ukupni nagib merenih rezultata do oko 2.0 GHz. Vidimo da imamo malo odstupanje na prvoj rezonantnoj frekvenciji (oko 400 MHz) što daje dobro poklapanje rezultata. To se odnosi na filtar LC-2012-101. Kod LC-2012-151 je razlika izraženija i to iz dva razloga. Jedan razlog je u tome što merni rezultati imaju veće odstupanje od merenih rezultata za filtar LC-2012-101, što se vidi i iz specifikacije proizvođača [72]. Drugi razlog je u tome, što prateći analogiju sa električnim modelom LC filtra iz prethodnog poglavlja, vidimo da se vrednost induktivnosti nije menjala, već samo vrednost kondenzatora i sprege između induktora. Iz toga sledi da smo samo promenom parametara kondenzatora i međusobne sprege induktora helikoidalnog tipa modelovali LC filtar.

Treba uočiti postojanje neslaganja rezultata iznad 2 GHz. Ovo neslaganje može da ima dva uzroka:

• Tehnologija zelenih listova korišćena za proizvodnju LC filtara može da dovede do nesavršenih parametara, koji bi onda dali nesavršene ulazne podatke za ulaz u MWO simulator.

• Efekti difuzije elektroda takođe se ne mogu lako proceniti, a to utiče na efektivnu debljinu slojeva simulirane strukture.

Gubici dielektričnih slojeva se takođe ne mogu precizno proceniti. MWO EM simulator podržava samo materijale sa homogenim karakteristikama materijala, što je takođe uzeto kao pretpostavka pri simulaciji. U svakom slučaju, s obzirom da je simulacija bazirana na tipičnim parametrima tehnologije zelenih listova, očekivani rezultati simulacija će takođe biti tipični.


83

12.4. Simulacija LC simetričnih filtarskih mreža

Za potpuno razumevanje strukture i rada LC simetričnih mreža potrebno je uraditi njihovu analizu u oba radna moda, u nebalansiranom (single-ended) načinu rada kao i u balansiranom (diferencijalnom) načinu rada.

12.4.1. Simulacija LC simetričnih mreža pomoću ekvivalentnih električnih šema Prvi korak u simulaciji LC filtarskih mreža bio je da se nađe model električne ekvivalentne šeme

koji se zatim koristio za bliže određivanje geometrijskih parametara jednog EMI LC filtra T-tipa (čipa). Ta razvijena ekvivalentna električna šema za osnovni LC filtar T-tipa prikazana na slikama sl. 12.15 i sl. 12.16, može da se koristi pri razvoju potencijalnih novih kombinacija osnovnih LC modela prikazanih na slikama sl. 12.5, sl. 12.11 i sl. 12.13.

Sl. 12.22. Uneseni gubici LC 2012-101 diferencijalni mod rada

Sl. 12.23. Uneseni gubici LC 2012-151 diferencijalni mod rada

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

SCH-101 T/T

SCH-101 T+T

SCH-101 2x(T/T)

SCH-101 2x(T+T)

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

SCH-151 T/T

SCH-151 T+T

SCH-151 2x(T/T)

SCH-151 2x(T+T)


84

Na slikama sl. 12.22 i sl. 12.23 su predstavljene direfencijalne karakteristike električnih modela sa 2 pristupa, odnosno 4 kraja, T-tipa LC filtara kao složenih mreža.

Na slikama sl. 12.24 i sl. 12.25 su predstavljene balansirane karakteristike električnih modela LC filtara T-tipa kao složenih mreža tako što su na krajevima postavljeni baluni u simulatoru i time su prilagođeni pristupi sa 4 kraja na 2 kraja.

Sl. 12.24. Uneseni gubici LC 2012-101 balansirani mod rada – balun

Sl. 12.25. Uneseni gubici LC 2012-151 balansirani mod rada – balun

Na slikama sl. 12.26 i sl. 12.27 su prikazani rezultati simulacija pomoću ekvivalentnih električnih šema u nesimetričnom režimu rada za LC filtre T-tipa kao složene mreže.

-200

-180

-160

-140

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

SCH-101 T/T

SCH-101 T+T

SCH-101 2x(T/T)

SCH-101 2x(T+T)

-160

-140

-120

-100

-80

-60

-40

-20

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

SCH-151 T/T

SCH-151 T+T

SCH-151 2x(T/T)

SCH-151 2x(T+T)


85

Sl. 12.26. Uneseni gubici LC 2012-101 – nebalansirani mod rada

Sl. 12.27. Uneseni gubici LC 2012-151 – nebalansirani mod rada

12.4.2. Simulacija LC simetričnih mreža pomoću elektromagnetskog simulatora Softverski paket MWO pruža široke mogućnosti za simulaciju elektronskih kola. Pored već

prikazanih simulacija pomoću ekvivalentnih električnih šema i elektromagnetskih simulacija novo-razvijenih struktura, MWO poseduje i mogućnost simulacija PCB lejauta sa realnim komponentama i realnim dimenzijama. Upravo ova karakteristika odgovara realizovanom modelu kombinovanih LC mreža, prikazanim u njihovoj konkretnoj realizaciji na sl. 12.10. PCB editor ubacuje osnovnu LC-2012 strukturu, već modelovanu elektromagnetskim simulatorom, dodaje joj karakteristike štampane pločice i provodnih puteva, te novoj ukupnoj šemi nalazi potrebni odziv kola. U ovom slučaju konkretne vrednosti parazitnih komponenti prema podlozi i između struktura kola su uzete u obzir, te je rezultat kompletniji. Primeri realizacije T/T, T+T, 2(T/T) i 2(T+T) kola u PCB simulatoru su prikazani na sl. 12.28-31.

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

SCH-101 T/T

SCH-101 T+T

SCH-101 2x(T/T)

SCH-101 2x(T+T)

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

SCH-151 T/T

SCH-151 T+T

SCH-151 2x(T/T)

SCH-151 2x(T+T)


86

Sl. 12.28. Model PCB realizacije T/T filtra

Sl. 12.29. Model PCB realizacije T+T filtra

Sl. 12.30. Model PCB realizacije 2(T/T) filtra

Sl. 12.31. Model PCB realizacije 2(T+T) filtra

Prilikom postavljanja uslova za ove simulacije, PCB materijal je morao da ima svoje fizičke karakteristike, kao što su debljina dielektrika (H=800 μm), dielektrična konstanta (εr=5.4), debljina provodnog sloja (T=35 μm), tangens gubitaka (δ=0.02). Ove karakteristike PCB materijala uzete su kao primer realnog materijala u širokoj upotrebi, FR4.

Rezultati elektromagnetske simulacije na štampanoj pločici su prikazani na sl. 12.32 i sl. 12.33, za sve realizovane kombinacije LC mreža konfigurisanih u nebalansiranom modu rada.

Sl. 12.32. Uneseni gubici LC 2012-101 na PCB-u – nebalansirani mod rada

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

PCB-101 T/T

PCB-101 T+T

PCB-101 2x(T/T)

PCB-101 2x(T+T)


87

Sl. 12.33. Uneseni gubici LC 2012-151 na PCB-u – nebalansirani mod rada

Na slikama od sl. 12.34-37 predstavljene su merene i simulirane vrednosti LC filtarskih mreža bazirane na osnovnim LC filtrima LC-2012 serije (LC-2012-101 i LC-2012-151) na PCB podlozi u konfiguracijama T/T, T+T, 2(T/T) i 2(T+T).

Sl. 12.34. Uneseni gubici LC-2012-101 – merene i simulirane vrednosti na PCB-u

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

PCB-101 T/T

PCB-101 T+T

PCB-101 2x(T/T)

PCB-101 2x(T+T)

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

T/T 101 PCB-101 T/T

2(T/T) 101 PCB-101 2(T/T)


88



-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

T+T 101

2(T+T) 101

PCB-101 T+T

PCB-101 2(T+T)

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

T/T 151 PCB-151 T/T

2(T/T) 151 PCB-151 2(T/T)


89


-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

T+T 101

2(T+T) 101

PCB-101 T+T

PCB-101 2(T+T)

13. Diskusija dobijenih rezultata

90


13.1. Analiza dizajna prilagodnih test stepena i tehnike merenja korišćenjem VNA

Prilikom karakterizacije SMD komponenti potrebno je uraditi prilagođenje priključaka sa SMD komponente ka mernom uređaju, koji je u ovom slučaju VNA. Kao prilagodni stepen je korišćen PCB materijal sa SMA VF konektorima, koji mogu direktno da se priključe kablom na VNA i tako vrše merenje na SMD komponentom.

Prilikom dizajniranja prilagodnih test stepena, vršen je odabir odgovarajućeg materijala standardnih PCB-ova, komercijalno dostupnih na tržištu sa karakteristikama koje su predstavljene u tabeli 8.1.

Prilikom izbora najpogodnije štampane ploče, vršene su simulacije određenih geometrijskih struktura različitih karakteristika materijala programskim paketom MWO. Projektovani prilagodni test stepeni sa konačnim dimenzijama su prikazani na slikama sl. 8.1-3, dok su simulacioni rezultati sa različitim karakteristikama podloga predstavljeni na slikama sl. 8.5-7. Ovi rezultati opisuju prilagodne stepene za komponente sa dva kraja, kao i prilagodni test stepen za komponente sa tri kraja, od kojih je jedan povezan na masu.

Na sl. 8.8 je prikazan prilagodni test stepen na PCB-u za četvoro-krajne komponente i mreže sa realnim dimenzijama prilikom projektovanja i fabrikacije. Princip projektovanja je bio isti kao i prilikom projektovanja prilagodnih stepena za komponente sa dva i tri kraja. Sve veze su projektovane tako da budu 50 omske tako da se dobro poklapaju sa SMA konektorima kao i ulaznim krajevima mernog instrumenta, VNA. Ispunjavanjem ovih zahteva eliminišemo pojavu greške merenja usled neprilagođenosti impedanse koja za posledicu ima pojavu refleksije i slabljenje korisnog signala koji želimo da merimo. Na sl. 8.9 su prikazani dobijeni S-parametri za prilagodni stepen na štampanoj ploči za komponente sa četiri kraja. Kao i za prilagodne stepene za komponente sa dva i tri kraja, materijal za izradu prilagodnog stepena za komponente i mreže sa četiri kraja izabrana je podloga RO3003.

Na sl. 8.10 su prikazani fabrikovani prilagodni stepeni u PCB tehnologiji, različitih dimenzija i podloga na kojim su izrađeni. Korišćene su dve vrste podloge, RO3003, proizvođača Rogers Corporation (SAD), debljine 500 μm sa metalizacijom od bakra debljine 17 μm [62] i FR4 2, proizvedene u NR Kina, debljine 800 μm i debljine metalizacije 35 μm.

Odgovarajući izbor merne opreme značajno utiče na tačnost merenih rezultata. Prilikom standardnih karakterizacija SMD komponenata, uglavnom se koriste analizatori impedanse pomoću kojih se direktno mere parametri same komponente, kao što su induktivnost, Q-faktor, itd. Takva merenja ne uključuju spoljašnje uticaje već samo predstavljaju uticaje same komponente. Ukoliko se kao merni instrument koristi VNA, onda se mogu uključiti u rezultate merenja i spoljašnji efekti merenja, kao što su lejaut efekti, efekti kontakata, itd. Zadovoljavajuća merenja moraju da odrede električne parametre i da imaju odgovarajuću tačnost i ponovljivost mernih rezultata u zadatom mernom opsegu frekvencija.


91

Prilikom vršenja merenja korišćenjem VNA, rađena je kalibracija u određenom mernom opsegu od interesa, sa elektronskim kalibracionim modulom.

Prilagodni test stepen sa SMD komponentom i VNA 5071B su povezani koristeći VF SMA konektore. Prilagodni test stepen je napravljen u formi mikrostripa na PCB-u. Na sl. 9.1 je prikazan merni sistem i prilagodni test stepen na PCB-u sa postavljenom SMD komponentom sa dva kraja koja se karakteriše.

Na sl. 9.2 je prikazan šematski prikaz prilagodnog test stepena na štampanoj ploči u mernom sistemu za karakterizaciju SMD komponete, i to SMD komponente sa dva i tri kraja. Razmak i veličina stopice na koju se postavlja SMD komponenta je tako projektovan da bi mogle da se testiraju SMD komponente različitih veličina (0805, 1206 i 1210).

Fizički izgled prilagodnog stepena na štampanoj ploči sa feritnim i LC čip EMI filtrom [65] je prikazan na sl. 9.3, dok je na sl. 9.4 prikazan prilagodni test stepen na PCB-u za serijsku vezu dve komponente na koji su postavljeni EMI potiskivači. Iz ovih merenja se mogu odrediti parametri parazitnih efekata koji koji prate SMD komponente prilikom postavljanja na PCB podlogu, lemljena, itd.

Danas je veoma teško predvideti brzinu razvoja tehnike i tehnologije. Unazad 15-20 godina, taj razvoj je brzo napredovao, a samim tim i razvoj elektronskih komponenti i naprava. Dolazi do razvoja višepristupnih komponenti i mreža koje treba karakterisati i vršiti merenja nad njima. Tako je razvijen i prilagodni test stepen za karakterizaciju četvoro-krajnih komponenata i mreža na PCB-u pomoću VNA kao mernog instrumenta. Pošto je u standardnoj upotrebi veliki broj VNA dvo-portni, postojale su potrebe da se razvijaju metodi prilagođavanja mernog instrumenta komponenti ili mreži koja se karakteriše. Na sl. 9.5 je prikazan šematski prikaz prilagodnog stepena za četvoro-portna merenja na štampanoj ploči u mernom sistemu.

Primer dvo-portnih merenja potrebnih za potpunu karakterizaciju četvoro-krajne komponente je prikazan na sl. 9.6, dok je u tabeli 9.1 prikazan broj kombinacija merenja i terminacija nad DUT u odnosu na broj krajeva instrumenta.

Ova metoda za više-portna merenja može da se primeni kada je broj krajeva komponente ili mreže (n) veći ili jednak broju mernih krajeva instrumenta (m). U ovom slučaju to je VNA sa dva pristupa (m=2), a LC filtarska mreža ima četiri pristupna kraja (n=4). Tako da imamo da je m<n, i ima smisla primeniti ovu metodu za više-portna merenja. Iz ovog slučaja, kao i što se može videti u tabeli 9.1, za potpuno opisivanje ove LC filtarske mreže potrebno je izvršiti šest nezavisnih merenja po ovoj metodi, tako što se menjaju naizmenično pristupi sa VNA ka LC filtarskoj mreži, a pristupi koji nisu priključeni na merni kraj instrumenta se terminiraju sa otpornošću od 50 Ω u obliku fabrički napravljenog terminacionog kraja koji može da se postavi na SMA konektor prilagodnog test stepena na PCB-u za komponente sa četiri kraja.

13.2. Analiza merenih rezultata i ekstrakcije parametara merenih komponenata koristeći prilagodne stepene i VNA

Merni rezultati su zavisni od izbora merne opreme i od frekventnog opsega u kom se vrše merenja. Izbor odgovarajućeg mernog metoda značajno određuje tačnost merenja. Parazitni efekti zajedno sa prilagodnim stepenom zahtevaju da se obrati posebna pažnja pri merenju. Primarni


92

parametri prilikom vršenja karakterizacije EMI potiskivača jesu impedansa i sopstvena rezonantna frekvencija f0. Takođe, izbor odgovarajuće opreme i tehnologije prilagodnog stepena prilagođenog za karakterizaciju EMI komponenti daje veću tačnost merenja.

Prilikom vršenja karakterizacije standardnih SMD komponenti, karakterisane su SMD komponente sa dva i tri kraja, dok su ekstrahovani parametri iz prostih struktura SMD komponenti, kao što su EMI potiskivači, tj. induktori.

Na slikama sl. 10.1 i sl. 10.2 su prikazani fizički izgled višeslojnog čip induktora, električni model i poprečni preseci dva različita SMD induktora. Tu su prikazani poprečni preseci SMD induktorskih komponenata u 0805 i 1206 EIA standardnim SMD kućištima, nominalne vrednosti induktivnosti 5.6 nH i 100 nH, respektivno. Odatle se vidi da induktor koji ima veoma malu vrednost induktivnosti (od 5.6 nH) u svom poprečnom preseku je dizajniran u obliku jedne prave linije koja je veza između spoljašnjih kontakata SMD komponente. Takva jedna linija ima malu vrednost induktivnosti, dok ako želimo da postignemo veću induktivnost na istom prostoru, ili pak u istom materijalu, moramo da projektujemo komplikovanije strukture. Ovde je postignuta veća vrednost induktivnosti i na račun geometrije provodnog sloja i na račun veličine SMD kućišta.

Merni rezultati S-parametara (S11 i S21) SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH u keramičkom kućištu 2208055N6S7C (dimenzija 0805, standardne EIA veličine) na dva različita prilagodna stepena na PCB-u su prikazani na slikama sl. 10.3 i sl. 10.4. Kako je induktor postavljen u realno okruženje u ovom slučaju je to PCB, sam PCB kao podloga će imati uticaja na rezultate merenja.

Merni rezultati amplitude i faze S-parametara SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u keramičkom kućištu 220805R10J7C u frekventnom opsegu od 10 MHz do 3 GHz su prikazani na slikama sl. 10.5a i sl. 10.5b. Kada S21-parametar dostigne minimalnu vrednost slabljenja na sopstvenoj rezonantnoj frekvenciji, onda u isto vreme njegova faza postaje nula. Vidimo da se u našem slučaju merena vrednost sopstvene rezonantne frekvencije razlikuje od kataloške vrednosti date od strane proizvođača. Ova pojava objašnjava uticaj PCB podloge od koje je napravljen prilagodni test stepen pomoću koga je vršena karakterizacija SMD komponente, i dolazi do pomeranja sopstvene rezonantne frekvencije ka nižim frekvencijama usled pojave parazitnih efekata, u ovom slučaju, parazitnih kapacitivnosti između PCB podloge i SMD komponente. Ovo se javlja u kataloškim podacima proizvođača jer je karakterizacija SMD komponente vršena direktno sa analizatorom impedanse bez prilagodnog test stepena.

Na sl. 10.6 su prikazane merene vrednosti amplitude S-parametara za jednu komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2xSMD) feritnih EMI potiskivača na prilagodnim test stepenima, dok su na sl. 10.7 prikazane vrednosti faze S-parametara jedne i serijske veze dve komponente.

Fizički izgled i poprečni presek LC čip komponente kako i njihov električni model prikazani su na slikama sl. 10.8 i sl. 10.9, dok su na sl. 10.10 prikazani mereni rezultati filtarskih struktura postavljenih na namenski projektovan prilagodni test stepen na PCB-u koji je napravljen na visokofrekventnoj podlozi RO3003 sa SMA konektorima, predstavljen na sl. 9.3 desno.


93

13.3. Uporedna analiza merenih i simuliranih rezultata višeslojnog EMI LC čip filtra T-tipa

Ekvivalentno električno kolo osnovnog filtra T-tipa je razvijeno sa ciljem korišćenja tog modela u simulaciji kompleksnih hibridnih LC mreža baziranih na osnovnom višeslojnom LC filtru T-tipa. Poredeći eksperimentalne rezultate na slikama sl. 12.3 i sl. 10.10 (date u logaritamskoj razmeri) sa rezultatima simulacija ekvivalentim električnim kolom kao na slikama sl. 12.17 i sl. 12.18, vidimo da ima dobro slaganje sa oba modela LC-2012-101 i LC-2012-151 u opsegu do 3 GHz, nad kojim su vršene analize predstavljenih komponenata. Manja odstupanja u elektičnom modelu mogu da nastanu usled postojanja malih parazitnih vrednosti komponenata koja nisu uključena u osnovni model. Za frekvencije od interesa predloženi modeli na slikama sl. 12.15 i sl. 12.16 su više nego upotrebljivi. Postojanje elektičnog modela ekvivalentnog kola je od velikog značaja jer se iz dobrog i verodostojnog modela mogu uočiti različita ponašanja prilikom projektovanja određene strukture usled promene vrednosti diskretnih komponenti modela u vrlo kratkom vremenskom intervalu, i posredstvom tog ponašanja modela možemo da postavimo adekvatne elektromagnetske simulacije i tako značajno skratiti vreme potrebno za projektovanje neke komponente. Elektromagnetske simulacije kompleksnijih struktura imaju znatno veće vreme trajanja od trajanja simulacije preko električnih modela sa diskretnim komponentama.

Na slikama sl. 12.20 i sl. 12.21 su prikazani rezultati simulacija LC filtara serije 2012 pomoću elektromagnetskog simulatora MWO. Rezultati simulacija elektromagnetske strukture LC-2012-101 prate ukupni nagib merenih rezulata do oko 2 GHz, a do frekvencija od 2.4 GHz nemaju velika odstupanja koja bi uticala na nesmetano funkcionisanje predloženog elektromagnetskog modela.

S druge strane, slaganje merenih rezultata i elektromagnetskih simulacija je nešto manje jer se mereni rezultati sa većom greškom, što se može uočiti iz karakteristika proizvođača [72].

Tehnologija zelenih listova korišćena za pravljenje LC filtara može da se rezultuje u nesavršenim parametrima materijala koji će s druge strane da daju nesavršene ulazne podatke u EM simulator.

Difuzija materijala elektroda u debeloslojni materijal ne može lako biti procenjena, a ona značajno utiče na efektivnu vrednost debljine slojeva korišćenih pri modelovanju EM strukture. Gubici dielektričnih slojeva takođe ne mogu biti precizno određeni. MWO EM simulator podržava samo homogene materijale, što je takođe bilo pretpostavljeno pri ovim simulacijama. U svakom slučaju, s obzirom da su simulacije bazirane na tipičnim parametrima tehnologije zelenih listova, i dobijeni rezultati će biti tipični.

Za primene modelovanja koje koriste ovakve modele, gde je bitno da se brzo procene specifične topologije kola, ovi rezultati su veoma prihvatljivi. Ovo potencira upotrebu elektromagnetskih simulatora u dizajnu kompleksnih struktura, pri čemu simulacioni rezultati dopunjuju visokofrekventna merenja. Dobijeni modeli, i ekvivalentnom električnom šemom i geometrijskim modelom, mogu biti dalje korišćeni za modelovanje i simulaciju složenijih pasivnih komponenti i kola, dajući tako mnogo kraća vremena projektovanja.

Kako bi se bliže predstavili mereni rezultati i rezultati simulacija (električnim i elektro-magnetskim simulatorom, oba sadržana u programskom paketu MWO), na slici sl. 13.1 je pokazan uporedni prikaz unesenih gubitaka za filtar LC-2012-101 u opsegu frekvencija od 1 MHz do 3 GHz.


94

Sa slike možemo da uočimo zadovoljavajuća poklapanja merenih i simuliranih vrednosti upotrebljenog modela LC T-filtra.

Sl. 13.1. Uporedni prikaz unesenih gubitaka LC-2012-101 – merene vrednosti, šematik editor,

elektromagnetska simulacija [77]

Na slici sl. 13.2 je prikazan uporedni prikaz unesenih gubitaka za filtar LC-2012-151 u opsegu frekvencija od 10 MHz do 3 GHz.

Sl. 13.2. Uporedni prikaz unesenih gubitaka LC-2012-101 – merene vrednosti, šematik editor,

elektromagnetska simulacija [77]

Vidimo da se rezultati elektromagnetskih i električnih simulacija dobro slažu sa merenim vrednostima LC filtra 2012 serije sve do 2 GHz, pa onda počinju da odstupaju sa izraženijom tolerancijom. Uočavamo da se na niskim frekvencijama LC filtri ponašaju prema specifikacijama proizvođača sa zadovoljavajućom tačnošću.

-50

-40

-30

-20

-10

0

0.0001 0.001 0.01 0.1 1

Am

plit

uda

S21(

dB)

Frekvencija (GHz)

LC 2012-101

SCH 101 coupled

EM-101

-40

-30

-20

-10

0

0.0001 0.001 0.01 0.1 1

Am

plit

uda

S21(

dB)

Frekvencija (GHz)

LC 2012-151

SCH 151 coupled

EM-151


95

13.4. Uporedna analiza merenih i simuliranih rezultata EMI LC simetričnih filtarskih mreža

Za potpuno razumevanje strukture i rada LC simetričnih mreža potrebno je uraditi njihovu analizu u oba radna moda, u nebalansiranom (single-ended) načinu rada kao i u balansiranom (diferencijalnom) načinu rada.

LC filtarske mreže se sastoje od 2, 4, 6, ili 8 osnovnih čipova T-tipa, u zavisnosti od željene kombinacije. Varijante T/T i T+T se sastoje od dva osnovna čipa T-tipa, a varijante 2(T/T) i 2(T+T) od četiri čipa T-tipa. Sa ovim osnovnim izanaliziranim LC mrežama nisu iscrpljene sve mogućnosti za dobijanje novih filtarskih karakteristika. Tako se LC mreže od šest čipova T-tipa dobijaju kombinovanjem varijanti sa četiri čipa (2(T/T) ili 2(T+T) sa varijantama sa dva čipa (T/T ili T+T). Istim rezonovanjem može se doći do varijanti LC mreža sa osam čipova T-tipa, koji se povezuju za ostvarivanje željenih filtarskih karakteristika. Dodatnim varijacijama osnovne vrste filtra (LC-2012-101 ili LC-2012-151) moguće je doći do željenih slabljenja na željenim frekvencijama.

Ukoliko se javlja potreba za filtrima širih frekventnih opsega i većih slabljenja, najčešće se kombinuje više diskretnih čipova na štampanoj pločici ili podlozi. Na sl. 12.4 je prikazana električna šema serijske i paralelne kombinacije filtra T-tipa zasnovane na modelima LC-2012 serije. Potrebe za dobijanjem filtara širih frekventnih opsega i većih slabljenja dovela je do ideje za inovativnim kombinovanjem postojećih čip filtara T-tipa i njihove dalje realizacije u hibridnoj tehnologiji. Osnovne inovativne kombinacije su prikazane na sl. 12.5. koje označavamo kao simetrične (a) i kaskodne (b) diferencijalne balansirane filtre. Merene vrednosti unesenih gubitaka za T/T i T+T kombinacije LC filtarskih mreža u nesimetričnoj konfiguraciji su prikazane na sl. 12.6 i sl. 12.7, respektivno. Predstavljene su vrednosti LC mreža zasnovanih na filtrima LC-2012-101 i LC-2012-151. Vrednosti slabljenja su se povećala do -50 dB što potvrđuje pretpostavke o uvećanju nivoa slabljenja dobijenih slaganjem osnovnih LC filtara.

Na slikama sl. 12.8 i sl. 12.9 su prikazani rezultati merenih vrednosti S-parametara u simetričnoj, tj. balansiranoj konfiguraciji. Ovi rezultati su dobijeni merenjem koristeći VNA i prilagodnim stepenom projektovanim za četvoro-portna merenja (sl. 9.6). Kako smo imali dvoportni VNA, bilo je potrebno koristiti i posebnu metodu merenja koja je predstavljena u poglavlju 9.2. Na ovim graficima su predstavljeni merni rezultati kao dve podgrupe, SXX i SXY merni rezultati. SXX se odnose na S-parametre koeficijente refleksije nad portovima od 1-4, dok se SXY odnose na S-parametre unesenih gubitaka merenih na pristupu Y.

Kada se na red vežu konfiguracije filtarskih mreža T/T i T+T dobijamo konfiguracije 2(T/T) i 2(T+T), prikazane na slikama sl. 12.11 i sl. 12.13. Uneseni gubici S21(f) u dB 2(T/T) i 2(T+T) strukturama baziranim na LC-2012-101 i LC-2012-151 filtrima kod nebalansiranih merenja su prikazani na slikama sl. 12.12 i sl. 12.14, respektivno. Iz ovih merenih rezultata vidimo da kada usložimo LC filtarske mreže, dobijemo veći nivo slabljenja u odnosu na LC filtarske mreže jednostavnije konfiguracije.

Kao takve filtarske LC mreže mogu da se analiziraju i pomoću električnih šema, i pomoću elektromagnetskih simulatora preko lejauta na nekoj podlozi.


96

13.4.1. Uporedna analiza simulacija LC simetričnih mreža pomoću ekvivalentnih električnih šema

Diferencijalne karakteristike električnih mreža sa četiri kraja koje kao osnovni element imaju LC T-tip filtar su prikazane na slikama sl. 12.22 i sl. 12.23. One su dobijene tako što su se dva kraja između kojih se merio signal postavljene standardno sa ulaznim odnosno izlaznim krajem (u ovom slučaju kraj 1 i kraj 2), dok su preostala dva kraja (kraj 3 i kraj 4) bila terminirana 50 Ω-skim opterećenjem.

Na slikama sl. 12.24 i sl. 12.25 su predstavljene balansirane karakteristike električnih modela T-tipa LC filtara kao složenih mreža tako što su na krajevima postavljeni baluni u simulatoru i time su prilagođeni pristupi sa 4 kraja na 2 kraja.

Na slikama sl. 12.26 i sl. 12.27 su prikazani rezultati simulacija pomoću ekvivalentnih električnih šema u nesimetričnom režimu rada za LC T-filtre kao složene mreže.

Iz prethodno predstavljenih rezultata možemo da izvedemo neka zapažanja proistekla iz sistematski urađenih simulacija pomoću simulatora električnih mreža.

Kod diferencijalnog moda rada možemo da vidimo da se u oba slučaja LC filtarskih mreža, gde se kao osnovni element koriste modeli LC-2012-101 i LC-2012-151, pojavljuje jedna vrednost sopstvene rezonantne frekvencije, nešto iznad 1 GHz. Vidimo da kako se LC filtarska mreža usložnjava dolazi do pojave većeg slabljenja. Osnovni model dat od proizvođača ima dve pojave sopstvene rezonantne frekvencije. U ovom modu rada, filtarske LC mreže su simetrične po svojim karakteristikama. Kod balansiranog moda rada, pomoću baluna na ulaznim krajevima, dobijamo prelaz sa 4 kraja LC filtarske mreže na 2 kraja. Vidimo iz predstavljenih rezultata da pojedina slabljenja nisu u realnom domenu koji se javlja u praksi, i to se odnosi na složenije vrednosti LC filtarskih mreža kao što su 2×T/T i 2×(T+T) za obe vrednosti LC filtarske ćelije, slabljenje i do -170 dB odnosno -150 dB. Ali zato ova konfiguracija filtarskih LC mreža prati oblik signala početne filtarske LC T-tipa ćelije. I kao treća konfiguracija postavljanja uslova pristupnih krajeva složenih filtarskih LC mreža jeste nebalansirani režim rada ovih konfiguracija. Ovo se objašnjava kao jednostavna merenja sa dva pristupna kraja dok se ostala dva priključuju na masu. Sa slika sl. 12.26 i sl. 12.27 se vidi da oblici signala takođe prate početne filtarske LC T-tipa ćelije, kao i da su vrednosti slabljenja u domenu realnih vrednosti, do -60 dB. Vidimo da se sa usložnjavanjem LC filtarskih mreža dobijaju veći nivoi slabljenja u zavisnosti od konfiguracije same LC filtarske strukture.

13.4.2. Uporedna analiza simulacija LC simetričnih mreža pomoću elektromagnetskog simulatora

U ovom poglavlju ćemo predstaviti simulacione rezultate LC simetričnih mreža pomoću elektromagnetskog simulatora, kao i uporedne rezultate merenih i simuliranih veličina.

Pomoću elektromagnetnog simulatora MWO možemo da predstavimo i realne komponente postavljene na PCB lejaut i tako dobijemo relanije vrednosti prikazanih simulacionih rezultata LC mreža. Na slikama od sl. 12.28-31 su prikazani modeli LC filtarskih mreža realizovanih na PCB-u, i to T/T, T+T, 2(T/T) i 2(T+T).


97

Na sl. 12.32 su predstavljeni uneseni gubici LC 2012-101 na PCB-u u nebalansiranom modu rada za sve predstavljene modele LC filtarskih mreža. Vidimo da su rezultati za jednostruke LC ćelije slabljenja do oko -50 dB, dok su vrednosti unesenih gubitaka i do -90 dB za dvostruke LC filtarske ćelije na PCB-u.

Na sl. 12.33 su predstavljeni uneseni gubici LC 2012-151 na PCB-u u nebalansiranom modu rada za sve predstavljene modele LC filtarskih mreža. Kao i kod vrednosti LC-2012-101, i kod LC filtarskih mreža zasnovanih na modelu LC-2012-151, rezultati simulacija daju niži nivo unesenih gubitaka kod jednostrukih LC filtarskih ćelija, od dvostrukih (2(T/T) i 2(T+T)).

Prilikom postavljanja uslova za ove simulacije, PCB materijal je morao da ima svoje fizičke karakteristike, kao što su debljina dielektrika (H=800 μm), dielektrična konstanta(εr=5.4), debljina provodnog sloja (T=35 μm), tangens gubitaka (δ=0.02). Ove karakteristike PCB materijala uzete su kao primer realnog materijala u širokoj upotrebi, FR4.

Na sl. 13.3 je predstavljen uporedni prikaz unesenih gubitaka LC simetričnih mreža pomoću elektromagnetskog simulatora na različitim PCB podlogama za filtarsku mrežu T+T sa LC-2012-101.

Sl. 13.3. Uporedni prikaz unesenih gubitaka LC simetričnih mreža pomoću elektromagnetskog

simulatora na različitim PCB podlogama za filtarsku mrežu T+T sa LC-2012-101

Ovdje su predstavljene sledeće podloge:

• FR4 1 • FR4 2 • FR4 3 • RO 3003 [62].

Vidimo da ove podloge imaju različite fizičke osobine, kao što su debljina dielektrika, dielektrična konstanta i debljina metalizacionog sloja. Dobijeni rezultati su maltene identični i imaju jako mala odstupanja jedni od drugih. Ovo se može objasniti tako što se veći deo prostiranja signala vrši preko površine provodnika a elektromagnetsko polje se manje zatvara preko PCB podloge.

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Am

plit

uda

S 21

(dB

)

Frekvencija (GHz)

PCB -101 T+T

FR4 1 Er 5.4 H 800um T 35umFR4 2 Er 5.4 H 1500um T 35UMFR4 3 Er 5.4 H 800um T 17umRO3003 Er 3 H 500um T 17um


98

Na slikama od sl. 12.34-37 su predstavljeni grafici unesenih gubitaka za rezultate merenih vrednosti LC filtarskih mreža relalizovanih na PCB-u (prikazanih na sl. 12.10) i simuliranih vrednosti LC filtarskih ćelija na PCB-u. Vidimo da veću vrednosti unesenih gubitaka imaju simulirane vrednosti na PCB-u, i to možemo da predstavimo kao nesavršenost simulatora, jer se svi materijali predstavljaju kao homogene strukture, kao i što ne možemo nikada da procenimo prodiranje provodnika u podlogu prilikom procesa izrade. To se u stvari sve ogleda najviše na osnovnom modelu LC filtra serije 2012.

Dodatnim analizama uticaja parametara elektromagnetske strukture (materijala i dimenzija), može se doći i do željene optimalne konfiguracije za datu funkciju. Neslaganja na pojedinim frekvencijama se mogu fitovati varijabilnim parametrima elektromagnetske simulacije.

14. Zaključak

99

14. Zaključak

Predmet ove doktorske disertacije je analiza karakteristika novih mreža EMI potiskivača u visokofrekventnom opsegu u balansiranom i nebalansiranom režimu rada. U eksperimentalnom delu doktorske disertacije prikazani su rezultati merenja za nekoliko novih asimetričnih i simetričnih EMI filtarskih mreža a zatim i rezultati simulacije istih dobijene pomoću MWO simulatora. Izvršene su analize i poređenje karakteristika novonastalih mreža međusobno, radi optimizovanja konstrukcija i svojstava a zatim su isti upoređeni i sa najnovijim nama dostupnim literaturnim podacima. S obzirom da su realizovane i karakterisane komponente i mreže prema prikazanim rezultatima pogodne za EMI zaštitu u kolima mobilne telefonije i računarima, radi zaštite od konduktivnih nazračenih smetnji, objavljeni rezultati iz disertacije su naišli na interesovanje i drugih istraživača iz RF oblasti istraživanja.

Kratko rečeno EMI potiskivači su pasivne komponente koje služe za potiskivanje neželjenog signala i/ili izdvajanje korisnog signala. EMI potiskivači su u stvari filtarske mreže koje mogu da budu jednostavnije ili složenije konfiguracije u zavisnosti od primene. One se sastoje od prostih filtarskih ćelija (T ili Π), koje se sastoje od pasivnih elemenata, induktivnosti L i kapacitivnosti C. Predstavljeni EMI potiskivači koji se koriste u tehnologiji površinske montaže se sastoje od SMD komponenti koje se predstavljaju kao proste LC filtarske ćelije. Nove LC filtarske mreže, predstavljene u disertaciji, su u osnovi sastavljene od SMD T-tipa filtarskih ćelija firme Ceratech Corp. (Koreja) serije LC-2012 tipa 101 i 151. To su LC filtri koji imaju graničnu učestanost (cut-off frequency) na 100 MHz i 150 MHz, respektivno. Njihovom preciznom kombinacijom i slaganjem nastale su nove filtarske mreže koje imaju propusni opseg iznad njihovih graničnih učestanosti, i to u rasponu opsega od nekoliko stotina MHz do 3 GHz (do koliko su i karakterisane ove LC filtarske mreže). Planom doktorske disertacije postavljena je granična frekvencija od 3 GHz, jer je bilo potrebno definisati frekventni opseg koji bi zadovoljio standardne primene filtarskih LC mreža.

Visokofrekventna merenja radi karakterizacije novonastalih EMI filtarskih mreža su urađena na analizatoru mreža kako je napred opisano. U tehnici merenja na visokim učestanostima postoje nebalansirana (single-ended) i balansirana (differential – diferencijalna) merenja. Nebalansirana merenja se koriste kod filtara sa jednim ulaznim i jednim izlaznim krajem. Kod filtara ili filtarskih mreža sa dva ulazna i dva izlazna kraja koriste se balansirana merenja jer se dobija manja greška merenja, i pri merenju signala koristi se zajednička virtualna masa. Diferencijalni signali nisu samo referencirani prema zajedničkoj masi nego i jedan prema drugom, tako da se bilo koji zajednički signal indukovan na obe diferencijalne linije potiskuje, i tako čuva integritet osnovnog signala. LC filtarske mreže koje su obrađene u doktorskoj disertaciji su dvo-pristupni elementi (komponente sa četiri kraja) i one kao takve su karakterisane i kao balansirane i kao neblansirane komponente. Balansirane komponente se sve više sreću u elektronskoj industriji prvenstveno u visoko-frekventnim, tj. bežičnim primenama. Primeri takvih naprava su SAW (surface acoustic wave) filtri, diferencijalni pojačavači, kao i EMI filtri, dok su nebalansirane komponente još uvek u upotrebi u većem broju.

U okviru ove disertacije, formirane su LC filtarske mreže, i izvršena nebalansirana i balansirana (diferencijalna) merenja vektorskim analizatorom mreža (Vector Network Analyzer - VNA). Prilikom karakterisanja filtarskih mreža potrebno je primenjivati različite metode merenja, kao i

14. Zaključak

100

projektovati neke nove PCB strukture kako bi mogli sa zadovoljavajućom tačnošću izvršiti merenja. Te posebno dizajnirane PCB strukture se nazivaju prilagodni test stepeni (test fixtures). Realizovano je nekoliko različitih prilagodnih test stepena na štampanoj ploči, za karakterizaciju dvo-, tro- i četvoro-krajnih komponenti ili mreža. Realizovane LC filtarske mreže su 2 portne komponente (komponente sa četiri pristupna kraja) što dodatno usložnjava problem tačnosti merenja. One se mogu okarakterisati i kao balansirane komponente i kao nebalansirane komponente. Kako su merenja vršena sa dvo-portnim VNA, prilikom karakterizacije LC mreža kao balansirane komponente, bilo je potrebno koristiti posebnu metodu merenja kako bi se prevazišla ograničenja samog mernog instrumenta.

U disertaciji su vršena merenja i karakterizacija SMD komponenti sa dva i tri kraja, uz pomoć VNA i prilagodnih test stepena. Vršena je i ekstrakcija električnih parametara iz merenih vrednosti S-parametara.

U drugom delu disertacije se uz pomoć softverskog paketa Microwave Office-a (MWO) firme AWR Corporation (SAD) simulacijama potvrdilo funkcionisanje i karakterizacija LC filtarskih ćelija. Simulacije su vršene uz pomoć elektromagnetskog simulatora i šematik editora.

Ove filtarske mreže su određenih dimenzija i napravljene su sa SMD komponentama koje su međusobno povezane provodnim vezama u PCB tehnologiji. Kako bi se vršila minijaturizacija filtarskih mreža, potrebno je koristiti drugu tehnologiju i sve te filtarske mreže integrisati u jedan čip kako bi se postigle bolje performanse, lakše rukovanje, kao i jeftinija cena proizvoda za krajnjeg korisnika.

Modelovanje EM simulatorom omogućava efikasnu analizu i optimizaciju planarnih i trodimenzionalnih debeloslojnih struktura, s obzirom da EM simulatori nalaze odziv kola uspostavljajući vezu između fizičke realizacije (geometrije ili topologije) kola i njegove funkcije rešavajući Maksvelove jednačine sa vektorima električnog i magnetskog polja kao nepoznatim. Na taj način se potencijalno uzimaju u obzir svi mogući elektromagnetski efekti: efekti parazitne sprege između elemenata kola, efekti kućišta, radne okoline, mehanizmi gubitaka površinskih talasa i radijacije i slično.

Na osnovu napred date analize i poređenja sa eksperimentalnim rezultatima, potvrđena je moguća upotreba EM simulatora kao softverskog alata za simulaciju, te njihova upotrebljivost u analizi filtarskih LC komponenti i mreža pre njihove proizvodnje. Ostvareni rezultati su opšte prirode i mogu se lako primeniti, a takođe se mogu koristiti u edukativne svrhe.

Na osnovu čip EMI filtarskih LC-ćelija i na osnovu razvijenog EM modela osnovnog T-tip čip filtra, razvijene su, realizovane, karakterisane i simulirane a u disertaciji i prikazane nove složene filtarske LC-mreže sa izmenjenim/poboljšanim karakteristikama. Ove nove komponente imaju široku oblast primene u mobilnim komunikacijama kao niskopropusni filtri što predstavlja jednu od osnovnih primena modernih elektronskih kola.

Važniji doprinosi i radovi iz doktorske disertacije nabrojani su po težini i značaju za primenu:

1. Formiranje novih SMT EMI filtarskih mreža za širokopojasno filtriranje u opsegu rada računara i mobilne telefonije (do 3GHz).

14. Zaključak

101

2. Filtarske EMI mreže su maksimalno minijaturizovane na štampanim pločicama u tehnologiji površinske montaže – SMT, koristeći EMI čip T-tip LC ćelije nove generacije.

3. Vršene su MWO simulacije novonastalih EMI filtarskih mreža paralelno sa njihovom karakterizacijom u visokofrekventnom opsegu a rezultati su međusobno upoređivani radi optimizacije projektovanja novih ćelija.

4. Razvijeno je nekoliko novih prilagodnih test stepena na štampanoj ploči (test fixture) za balansirani i nebalansirani režim merenja na vektorskom analizatoru mreža u opsegu frekvencija do 3 GHz.

5. Razvijen je postupak za ekstrahovanje unutrašnjih i spoljašnjih električnih parametara EMI potiskivača u standardnom SMD kućištu u širokom opsegu učestanosti.

6. Prilikom izrade doktorske disertacije objavljeno je više naučnih radova, na međunarodnim konferencijama i časopisima međunarodnog značaja, kao i tehnička rešenja prijavljena kod Ministarstva nauke i tehnološkog razvoja Republike Srbije, u kojima su predstavljeni značajniji rezultati ostvareni u doktorskoj disertaciji. Do sada su objavljeni i podneseni sledeći naučni radovi i tehnička rešenja:

A. Menićanin, M. Damnjanović, Lj. Živanov: „Parameters Extractions of Ferrite EMI Suppressors for PCB Applications Using Microstrip Test Fixture“, IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 46, No. 6, 2010, pp:1370-1373. (M22)

Aleksandar B. Menićanin, Mirjana S. Damnjanović, Ljiljana D. Živanov: „RF Equivalent Circuit Modeling of Surface Mounted Components for PCB Applications“, Microelectronic International, Vol 27/2, 2010, pp:67-74. (M23)

A. B. Menićanin, Lj. D. Živanov, M. S. Damnjanović, O. S. Aleksić: „Improved Model of T-Type LC EMI Chip Filters Using New Microstrip Test Fixture“, IEEE International Magnetics Conference, INTERMAG 2011, April 25-29, 2011 Taipei, Taiwan. (M33)

Mirjana S. Damnjanovic, Ljiljana D. Zivanov, Goran M. Stojanovic, Aleksandar B. Menicanin: ”Influence of Conductive Layer Geometry on Maximal Impedance Frequency Shift of Zig-zag Ferrite EMI Suppressor", IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 46, No. 6, 2010, 1303-1306. (M22)

Ljiljana Živanov, Mirjana Damnjanović, Aleksandar Menićanin, Goran Stojanović, Andrea Marić, Goran Radosavljević: „Karakterizacija feritnih EMI potiskivača i transformatora korišćenjem vektorskog analizatora mreža“, Tehnika 65, br. 3, 2010., pp. 75-83, ISSN 0040-2176. (M52)

14. Zaključak

102

Mirjana Damnjanovic, Ljiljana Zivanov, Goran Radosavljevic, Andrea Maric and Aleksandar Menicanin: “Parameter Extraction of Ferrite Transformers Using S-Parameters”, EPE-PEMC 2010, 6-8. Sept, Ohrid, Makedonija, pp: T8-31 - T8-36. (M33)

M.S. Damnjanović, Lj.D. Živanov, A.M. Marić, G.J. Radosavljević, A.B. Menićanin, N.V. Blaž, S.M. Djurić: „Characterization of Ferrite Surface Mount Bead Using S-parameters“, IEEE SISY '10, 10-11. Sept 2010, Subotica, Serbia, pp: 357-360. ISBN: 978-1-4244-7395-3 (M33).

A. Menićanin, M. Damnjanović, Lj. Živanov: „Parameters Extractions of Ferrite EMI Suppressors for PCB Applications“, 11th Joint MMM-Intermag Conference, January 18-22, 2010, Washington D.C (USA), pp. 1724. (M34)

Tehničko rešenje - Prototip: „Novi prilagodni mikrostrip test stepeni za karakterizaciju standardnih SMD komponenti sa dva i tri kraja pomoću vektorskog analizatora mreža na visokim učestanostima“, Odgovorno lice: mr Aleksandar Menićanin, Autori: Aleksandar Menićanin, Mirjana Damnjanović, Ljiljana Živanov, 2010. (M85)

Tehničko rešenje - Merna metoda: „Ekstrahovanje unutrašnjih i spoljašnjih električnih parametara EMI potiskivača u standardnom SMD kućištu u širokom opsegu učestanosti“, Odgovorno lice: mr Aleksandar Menićanin, Autori: Aleksandar Menićanin, Mirjana Damnjanović, Ljiljana Živanov, 2010. (M85)

Tehničko rešenje - Softver: „Softverski paket ILCMC za određivanje električnih karakteristika feritnih EMI prigušnica“, Odgovorno lice: dr Mirjana Damnjanović, Autori: Mirjana Damnjanović, Ljiljana Živanov, Snežana Đurić, Aleksandar Menićanin, 2010. (M85)

A.B. Menićаnin , M.S. Damnjanović, Lj.D. Živanov: „A Characterization of Ceramic SMD Inductors for PCB Applications“, 7th International Symposium on Intelligent Systems and Informatics, IEEE SISY '09, Sept 2009, Subotica, Serbia, pp: 77-80. (M33)

V. Marić, A. Menićanin, Lj. Živanov, O. Aleksić: „Cascade Configuration of Inverted T-Type LC EMI Chip Filters and Its EM Simulation“, IEEE EUROCON 2009, St. Petersburg, RUSSIA, May 18-23, 2009. (M33)

Aleksandar B. Menićanin, Mirjana S. Damnjanović, Ljiljana D. Živanov: „Karakterizacija feritnih i LC EMI SMD filtara korišćenjem VNA“, ETRAN 2009, 15-18. Juna, Vrnjačka banja, Srbija. (M63)

V. Marić, N. Begenisić, O. Aleksić, Lj. Živanov, M. Luković and A. Menićanin, „Differential Balanced Symmetrical T-Type LC for EMI Chip Filters and Their EM Simulation“, IEEE MIEL 2008 Conference Proceedings, maj 2008. Niš, Srbija. (M33)

Pravci daljeg istraživanja vezani za doktorsku disertaciju mogu da se predstave u nekoliko teza:

• Projektovanje novih prilagodnih stepena na štampanoj ploči za dvo-, tro i četvoro-krajne komponente novih dimenzija SMD kućišta, EMI potiskivače sa feritnim jezgrima manjih dimenzija, novih LC filtarskih mreža.

• Karakterizacija novih komponenata i primena već razvijenih metoda korišćenih u doktorskoj disertaciji.

14. Zaključak

103

• Višeportna merenja koristeći dvo-pristupne vektorske analizatore mreža i metode karakterizacije više-portnih komponeti.

• Razvoj novih LC filtara za različite frekventne opsege, koristeći nove materijale i geometrije na osnovu kojih će se dobiti LC filtri poboljšanih karakteristika. Projektovanje LC filtara se može raditi MWO EM simulatorom i šematik editorom.

• Mogućnost publikovanja naučnih radova i potencijalnih patentnih prijava.

15. Prilog

104

15. Prilog

P1. EIA standardne veličine SMD komponenata

P 1. EIA standardne veličine SMD komponenata od 0402 do 1812 kompanije Ferroxcube, SAD[14]

P 2. EIA standardne veličine SMD komponenata od 0402 do 1812 [14]

Standardne SMD veličine

Dužina

L (mm)

Širina

W (mm)

Debljina

D (mm)

Kontakt

E (mm)

0402 1.0 ± 0.15 0.50 ± 0.15 0.50 ± 0.15 0.25 ± 0.15

0603 1.6 ± 0.20 0.80 ± 0.15 0.80 ± 0.15 0.40 ± 0.20

0805 2.0 ± 0.20 1.25 ± 0.20 0.90 ± 0.20 0.50 ± 0.30

1206 3.2 ± 0.20 1.60 ± 0.20 1.10 ± 0.20 0.50 ± 0.30

1210 3.2 ± 0.20 2.50 ± 0.20 1.30 ± 0.20 0.50 ± 0.30

1806 4.5 ± 0.25 1.60 ± 0.20 1.60 ± 0.20 0.50 ± 0.30

1812 4.5 ± 0.25 3.20 ± 0.20 1.50 ± 0.20 0.50 ± 0.30

P2. Osobine provodnih materijala

P 3. Osobine provodnih materijala pogodnih za izradu EMI potiskivača [78]

Provodni materijal Specifična otpornost

(x10-6 Ωcm) Oksidaciona

otpornost Cena

Tačka topljenja (°C)

Ag 1.62 Dobra Niska 961

Cu 1.72 Loša Srednja 1085

Au 2.4 Dobra Visoka 1064

Pt 10.6 Dobra Visoka 1772

Pd 10.8 Dobra Visoka 1554

PdAg (Pd 30%) 2,5 Dobra Srednja 1150

15. Prilog

105

P3. Tehnička dokumentacija proizvođača Ceratech, Koreja.

15. Prilog

106

15. Prilog

107

15. Prilog

108

P4. Tehničke karakteristike proizvođača Rogers Corp

15. Prilog

109

15. Prilog

110

15. Prilog

111

P5. Ekstrakcija spoljašnjih i unutrašnjih parametara elekričnog modela SMD induktora koristeći VNA

Ovde je predstavljeno izdvajanje i proračun spoljašnjih i unutrašnjih gubitaka SMD induktora koji se postavljaju na PCB. SMD komponenta je postavljena na PCB prilagodni stepen koji je sa SMA konektorima povezan na VNA preko kojih se vrše merenja.

Model induktora sa spoljašnjim i unutrašnjim parametrima je prikazan na P6. 1.

R L

C

Kraj 2

Rp Rp CpCp

Kraj 1

Unutrašnji parametri

Spoljašnji parametri

Z

YpYp

P5.1. Dvo-krajni model induktora

( )( ) || R L CR L C

R L C

Z Z ZZ Z Z ZZ Z Z

+ ⋅= + =

+ +

2

1( )

1 1

R j LR j Lj CZLC j RCR j L

j C

ωωω

ω ωωω

+ ⋅+

= =− ++ +

1

|| 1 1

pp p

p p pp p

pp

Rj C R

Z R Cj R CR

j C

ωω

ω

⋅= = =

++

1 1 1p p p

p Rp Cp

Y G j CZ Z Z

ω= + ⇒ = +

ABCD matrica paralelnog rezonantnog kola, tj. modela SMD induktora, predstavljena je izrazom

1( 2) 1

p

p p p

ZY ZA BY ZY ZYC D

+ = + +

VNA merenjem se dobijaju S-parametri i veza ABCD matrice i S-parametara je

( )( ) ( )( )

( )( ) ( )( )

11 22 12 21 11 22 12 21

21 21

11 22 12 21 11 22 12 21

21 21

1 1 1 1, ,

2 21 1 1 11 , .

2 2

C

C

S S S S S S S SA B Z

S SS S S S S S S S

C DZ S S

+ − + + + −= =

− − − − + += =

15. Prilog

112

( ) ( )Z Bω ω=

( ) ( ) ( )( )

11 1p p p

AA ZY B Y Y

Bω

ω ωω

−= + = + ⇒ =

( ) ( ) ( )r iZ Z jZω ω ω= +

( )2 3 2 2

2 2 2 2 2

(1 )1 (1 ) (1 ) ( )

R j L LC j RC R j L j L C j R CZLC j RC LC j RC LC RC

ω ω ω ω ω ωωω ω ω ω ω ω

+ − − + − −= ⋅ =

− + − − − +

0ω ω= - rezonantna frekvencija

( )( ) ( )Im 0iZ Zω ω= =

( )2 2

2 2 2

( )(1 ) ( )

R j L LC R CZLC RC

ω ωωω ω

+ − −=

− +

( )( ) 2 2 20Im 0 0Z L L C R Cω ω= ⇒ − − =

2 2 20 L C L R Cω = −

220 2

1 RLC L

ω = −

( )2 2 2

02 2 2

( )(1 ) ( )R j L CZ

LC RCω ω ωω

ω ω+ −

=− +

( ) ( )0 0 22 2 2 2 20 0 2 22 2

2 2 22 2 2

(1 ) ( ) 1 11

1 1

rR RZ Z Z

LC RC R RLC R CLC L LC L

R RR CR C R C R C

LL L L

ω ωω ω

= = = = =− +

− − + −

= =

− + + −

( )0 0LZ

RCω =

, 1A D AD BC= − = . » 11 22 12 21,S S S S= = .

( )( )

( )( ) ( )

2 211 11 21 21 11 21

21 212 2

11 11 21 21 11 21

21 21

1 1 1 ,2 2

1 1 1.

2 2C C

S S S S S SAS S

S S S S S SB Z Z

S S

+ − + − += =

+ + − + −= =

15. Prilog

113

( )( )

Re

Im2

p p

pp

G Y

YC

fπ

=

=

Eksperimentalnim putem odrediti Q faktor preko modula impedanse modela induktora ili karakteristike slabljenja na 3 dB od maksimalne vrednosti.

0Q ωω

=∆

0LQR

ω= .

220 2

1 RLC L

ω = −

22 2

2 2 2 2 2 2 2 00 0 02 2 21

L R LL L LC L R R LL C C R R C

ωω ω ω−

= ⇒ = − ⇒ − = ⇒ + =

22 2

2 22 20 0

2

1 1L L QQ QLR C LCC

Qω ω

+ = ⇒ + = =⋅

220 2

11

QLC Q

ω = ⋅+

2 22 2 22 20

0 02 2 2 2

1 1 1LL Q Q QZ L R Q RR Q R Q Q

ωω + + +

= ⋅ = ⋅ ⋅ =

( )20 1Z R Q= +

00 21

ZRQ

=+

00

0

QRLω

=

2

2 20 0

11

QCL Qω

= ⋅+

( ) ( )B Zω ω=

( ) ( ) ( ) ( )r i r iB jB Z jZω ω ω ω+ = +

( )21R j LZLC j RC

ωω ω

+=

− +

15. Prilog

114

( ) ( ) ( )r iY Y jYω ω ω= + .

( ) ( )( )2

2 3 2 2 2 3 2 2

2 2 2 2 2 2

11 LC j RC R j LYZ R j L R j L

R j L RLC j L C j R C RLC R j L j L C j R CR L R L

ω ω ωωω ω ω

ω ω ω ω ω ω ω ωω ω

− + −= = ⋅ =

+ −

− − + + + − + += =

+ +

( )2 2 2

2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2 2

R R C L L C R LY j j CR L R L R L R L

ωω ω ωω ω ω ω

− + = + = + − + + + +

( ) 2 2 2rRY

R Lω

ω=

+ i ( ) 2 2 2i

LY CR L

ωω ωω

= −+

.

( ) ( )( ) ( )

( )( )( )

2 2 2

2 2 2

2

0

1 1 2

2

r

r r

r

r

R L Y R

Y R R L Y

LYR

Y

ω ω

ω ω ω

ω ω

ω

+ =

− + =

± −=

( ) ( )2 2 2

ri

LYLY C CR L R

ω ωωω ω ωω

= − = −+

( ) ( ) ( )( )( )

( )

( ) ( )( )( )2 2

2

1 1 2 1 1 22

r r r ri

r r

r

LY LY LY YC Y

R LY LYY

ω ω ω ω ω ω ωω ω

ω ω ω ω

ω

− = = =± − ± −

( )1

2 r

XLYω ω

=

( ) ( )2 2 1

ri

YC Y

X X

ωω ω− =

± −

( )( )

2 2 1 r

i

YX X A

C Yω

ω ω± − = ≡

−

22 2 2 11 2 1 0

2AX X A A XA XA

+± − = ⇒ − + = ⇒ =

,

( )21 1

2 2 r

AA LYω ω

+=

( ) 2

221r

ALYA

ω ω =+

15. Prilog

115

( )

( )( )2 2 2

21

r

i rir

r i r

i

YC Y YC YLY

Y C Y YC Y

ωωωω

ω

−−= =

− ++−

( )( )2 2

i

i r

C YLC Y Yωω ω

ω−

=− +

( )( ) ( )2 22 2 2

1 12i r i i r

i i

LC Y Y C CY Y Y

C Y C Y

ωω ω ω

ω ωω ω

= = − + − + +

− −

2 2 2r iY Y Y= +

( ) 2

1

i

i

LY CY

CC Y

ωω

ω ωω

= −

+ −

2 21 , , ir

r iZZY Y Y

Z Z Z= = = −

( )( ) ( )

2

2 2 2

2 2 2

2

1 1 11 11

i

ii i ri

ii

i

C Z ZL CZZ CZ CZY CY CCC Z Z C Z ZC Y C

ZCZ

ωω ω ω ω ωω ωωω ωω ω

ω

+= = = =

+ + +− +++ +− ++

( ) ( ) ( )( )( ) ( )( )

2

2 21

i

i r

Z C ZL

CZ CZ

ω ω ωω ω

ω ω ω ω

+=

+ +

( ) ri

L YC Y

Rω ω

ω − =

( ) ( )( ) ( ) ( )2 2 222 2

r i r r r

i ii r i i

L Y C Y Y Y YRC Y C YC Y Y C Y C CY C Y

ω ω ωωω ωω ω ω ω ω

−= = ⋅ = =

− −− + − − +

( )( )

( )( )( ) ( )

2

222 2

1 2 12

r

r

ii

ZZ Z

R Z C Z CZC C CZ Z

ωω

ω ω ω ωω ω ω= =

+ ++ +

( ) ( )( ) ( )2 2

1r

i r

ZR

CZ CZ

ωω

ω ω ω ω=

+ +

Literatura

116

Literatura

[1] O. Aleksić and L. Lukić, "Analiza svojstva Ni-Zn ferita u EMI opsegu," NTB, vol. 1-2, pp. 11-18, 2000.

[2] Y. Matsuo, M. Inagaki, T. Tomozawa, and F. Nakao, "High Performance NiZn Ferrite," IEEE Transactions on Magnetics, vol. 37, No. 4, pp. 2359- 2361, July 2001.

[3] M. Mardigniar, EMI Trobleshooting Techniques. SAD: McGraw-HIll, 2000. [4] Murata Manufacturing Co Ltd, "Basics of EMI filters," Tehnička informacija dostupna na:

www.murata.com. [5] R. L. Ozenbaugh, EMI Filter Design. New York: Marcel Dekker, Inc., 2001. [6] T. Williams, EMC for Product Designers. Oxford, UK: Elsevier Ltd., 2007. [7] Laird Techologies, "Board Level EMI Filtering Solutions," (Data Book), pp. 51-53, 2008. [8] Stewart Co, "EMI suppressors and Inductive Components," (Data Book) 8th Edition, pp. 99-

102, 2001. [9] L. Nađ, "Materijal za pripremu ispita iz predmeta Računarsko projektovanje elektronskih

kola," Novi Sad: Fakultet tehničkih nauka, 2003. [10] M. Damnjanović, "Projektovanje, modelovanje i karakterizacija EMI potiskivača," in

Fakultet tehničkih nauka. vol. Doktorska disertacija Novi Sad, 2006. [11] Jan-Hein Broeders, Mark Meywes, and Bonnie Baker, "Noise and Interference," Available

online at: http://www.datasheetarchive.com/, 1996. [12] Spectrum Inc, "Application Giudelines," Technical Information available online at:

www.spectrumcontrol.com [13] Technical Information from AVX A Kyocera Group Company, "EMI Filters," Available

online at http://www.avxcorp.com. [14] Ferroxcube Products Corp., "Multilayer Suppressors and Inductors," Tehnička informacija

dostupna na: www.ferroxcube.com. [15] K. Naishadham, "A rigorous experimental characterization of ferrite inductors for RF noise

suppression," in IEEE RAWCON 99, Dayton, OH, 1999, pp. 271 - 274. [16] Wikipedia, "Surface-mount technology," Informacija dostupna na: www.wikipedia.com. [17] Murata Manufacturing Co Ltd, "Chip Monolithic Ceramic Capacitors," Tehnička

informacija dostupna na: www.murata.com. [18] TDKCorporation, "Ceramic Capacitors," Tehnička informacija dostupna na: www.tdk.com. [19] I. Bahl, Lumped Elements for RF and Microwave Circuits: Artech House, 2003. [20] V. Desnica, Projektovanje elektronskih kola pomoću računara. Novi Sad: Fakultet tehničkih

nauka, Univerzitet u Novom Sadu, 2007. [21] B. Archmbeault, O. Ramahi, and C. Brench, EMI/EMC Computational Modeling Handbook,

2nd Edition. SAD: Kluwer Academic Publisher, 2001. [22] R. Schaumann and M. E. Van Valkenburg, Design of analog filters. Oxford: Oxford

University Press, 2001. [23] F. Losee, RF Systems, Components, and Circuits Handbook, 2nd Edition. Boston London:

Artech House, 2005. [24] A. Leven, Telecommunication Circuits and Technology. London, UK: Butterworth-

Heinemann, 2000. [25] M. Carter, "Avoiding EMI Filter Problems with Proper Selection and Installation," in

Compliance Engineering Magazine, 2003. [26] AP24026, "EMC Design Guidelines for Microcontroller Board Layout," Infineon

Technologies. [27] R. Frobenius and A. Scott, RF Measurements for Cellular Phones and Wireless Data

Systems. Hoboken, New Jersey: John Wiley & Sons, Inc., 2008.

http://www.murata.com/

http://www.datasheetarchive.com/

http://www.spectrumcontrol.com/

http://www.avxcorp.com/

http://www.ferroxcube.com/

http://www.wikipedia.com/

http://www.murata.com/

http://www.tdk.com/

Literatura

117

[28] Hewlett-Packard Company (now Agilent Technologies), "S-Parameter Techniques for Faster, More Accurate Network Design," in Test&Measurement Application Note 95-1, 1997.

[29] Datasheet, "Agilent ENA 2, 3 and 4 Port RF Network Analyzers," Agilent Technologies, 2008.

[30] C. Calvo, "The differential-signal advantage for communication system," RF Group, Analog Devices, Inc., 2010.

[31] K. Naishadham, "Experimental equivalent-circuit Modeling of SMD inductors for printed circuit applications," IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, vol. 43, pp. 557-565, Nov 2001.

[32] K. Naishadham and T. Durak, "Measurement-based closed-form modeling of surface-mounted RF components," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 50, pp. 2276-2286, Oct 2002.

[33] D. M. Pozzar, Microwave Engineering. New York, USA: 2nd ed. Wiley, 1998. [34] K. Guillouard, M. F. Wong, V. F. Hanna, and J. Citerne, "A new global time-domain

electromagnetic simulator of microwave circuits including lumped elements based on finite-element method," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 47, pp. 2045-2049, Oct 1999.

[35] V. Maric, M. Lukovic, Lj. Živanov, and O.Aleksic, "Analysis of effects of dielectric and material characteristics on the performance of thick film thermistors using commercial software tools," in IMTC 2006, Sorrento, Italy, 2006.

[36] V.Maric, O.Aleksic, and L. Živanov, "Design and simulation of thick film thermistors using commercial simulation tools," in Proc. of 25th International Conference on Microelectronics (IEEE-MIEL 2006), Belgrade, Serbia, 2006, pp. 479-482.

[37] N. Jain and P. Onno, "Methods of Using Commercial Electromagnetic Simulators for Microwave and Millimeter-Wave Circuit Design and Optimization," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 45, p. 13, 1997.

[38] M. M. Ney, "Method of Moments as Astrlied to Electromagnetic Problems," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 33, pp. 972- 980, Oct 1985.

[39] J. Jin, "The Method of Moments," in Theory and Computation of Electromagnetic Fields: IEEE, 2010, pp. 399 -462.

[40] R. F. Harrington, "The method of moments in electromagnetics," Journal of Electromagnetic Waves and Astrlications, vol. 1, pp. 181-200, 1987.

[41] J. H. Coggon, "Electromagnetic and electrical modeling by the finite element method," Geophysics, vol. 36, pp. 132-155, February 1971.

[42] M. Hara, T. Wada, T. Fukasawa, and F. Kikuchi, "A three dimensional analysis of RF electromagnetic fields by the finite element method," IEEE Transactions on Magnetics, vol. 19, pp. 2417-2420, Nov 1983.

[43] J. Jin, "The Finite Element Method," in Theory and Computation of Electromagnetic Fields: IEEE, 2010, pp. 342 -398.

[44] Wang Tsili and H. G. W., "A finite-difference, time-domain solution for threedimensional electromagnetic modelling," Geophysics, vol. 58, pp. 797-809, June 1993.

[45] A. Monorchio and R. Mittra, "A hybrid finite-element finite-difference time-domain (FE/FDTD) technique for solving complex electromagnetic problems," IEEE Microwave and Guided Wave Letters, vol. 8, pp. 93-95, Feb 1998.

[46] A. Taflove, "Review of the formulation and astrlications of the finite-difference timedomain method for numerical modeling of electromagnetic wave interactions with arbitrary structures," Wave Motion, vol. 10, pp. 547-582, 1988.

[47] W. J. R. Hoefer, "The Transmission-Line Matrix Method-Theory and Astrlications," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 33, pp. 882- 893, Oct 1985.

Literatura

118

[48] J. J. Palacios and C. Tejedor, "Mode matching technique for transmission calculations in electron waveguides at high magnetic fields,," The American Physical Society, vol. 48, pp. 5386-5394, 1993.

[49] J. Sercu, N. Fache, F. Libbrecht, and P. Lagasse, "Mixed potential integral equation technique for hybridmicrostrip-slotline multilayered circuits using a mixedrectangular-triangular mesh," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 43, pp. 1162-1172, May 1995.

[50] T. Becks and I. Wolff, "Analysis of 3-D metallization structures by a full-wave spectraldomain technique," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 40, pp. 2219-2227, Dec 1992.

[51] R. H. Jansen, "The Spectral-Domain Approach for Microwave Integrated Circuits," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 33, pp. 1043-1056, Oct 1985.

[52] A. C. Ludwig, "The generalized multipole technique," in Antennas and Propagation Society International Symposium, AP-S. Digest. vol. 1, 1989, pp. 160-163.

[53] F. J. Schmuckle and R. Pregla, "The method of lines for the analysis of planar waveguides with finite metallization thickness," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 39, pp. 107-111, Jan 1991.

[54] U. Rogge and R. Pregla, "Method of lines for the analysis of dielectric waveguides," Journal of Lightwave Technology, vol. 11, pp. 2015-2020, Dec 1993.

[55] S. Kagami and I. Fukai, "Application of boundary-element method to electromagnetic field problems," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 32, pp. 455-461, April 1984.

[56] J. Daniel G. Swanson, Wolfgang J. R. Hoefer, Microwave Circuit Modeling Using Electromagnetic Field Simulation: Artech House Inc., 2003

[57] R. Sorrentino, "Numerical methods for passive components," in IEEE MTT-S International, Microwave Symposium Digest, 1988, pp. 619-622.

[58] V. Aplied Wave Research “MWO/VSS Getting started guide”, July 2005, Inc. str. 115-116. [59] A. W. R. I. "Microwave Office/ Analog Office User Guide", Version and J. 6.51, str.383-

385. [60] AWR-Corporation, "Microwave Office AWR," Tehnička informacija dostupna na:

http://web.awrcorp.com/. [61] K. C. Gupta, R. Garg, I. Bahl, and P. Bhartia, Microstrip Lines and Slotlines: Artech House,

1996. [62] RogersCorporation-USA, "Advanced Circuit Materials," Tehnička informacija dostupna na:

http://www.rogerscorp.com/acm/. [63] M. P. Chun, J. H. Cho, and B. I. Kim, "The control of electrical properties of multilayered

LC-filter for 5 GHz applications," Journal of Electroceramics, vol. 17, pp. 415-419, Dec 2006.

[64] O. Anthony, "Shielding & EMI - Noise Suppresion," Apliance Design, pp. 33-38, Feb 2009. [65] A. B. Menićanin, M. S. Damnjanović, and L. D. Živanov, "Karakterizacija feritnih i LC

EMI SMD filtara korišćenjem VNA," in ETRAN 2009, Vrnjačka banja, Srbija, 2009. [66] Pasternack Enterprises, "SMA Male Precision Termination " Tehnička informacija dostupna

na: http://www.pasternack.com/. [67] Thomas G. Ruttan, Brett Grossman, Andrea Ferrero, Valeria Teppati, and a. J. Martens,

"Multiport VNA measurements," IEEE Microwave Magazine, June 2008. [68] Fair-Rite Products Corp., "SM multy-layer chip inductors, 16th Catalog Edition," Tehnička

informacija dostupna na: www.fair-rite.com., Oct 2010. [69] A. B. Menićаnin, M. S. Damnjanović, and L. D. Živanov, "A Characterization of Ceramic

SMD Inductors for PCB Applications," in 7th International Symposium on Intelligent Systems and Informatics, IEEE SISY '09, Subotica, Serbia, 2009, pp. 77-80.

http://web.awrcorp.com/

http://www.rogerscorp.com/acm/

http://www.pasternack.com/

http://www.fair-rite.com./

Literatura

119

[70] A. B. Menićanin, M. S. Damnjanović, and L. D. Živanov, "RF Equivalent Circuit Modeling of Surface Mounted Components for PCB Applications," Microelectronic international, vol. 27/2, 2010.

[71] A. B. Menićanin, M. S. Damnjanović, and L. D. Živanov, "Parameters Extractions of Ferrite EMI Suppressors for PCB Applications Using Microstrip Test Fixture," IEEE Transactions on Magnetics, vol. 46/6, 2010.

[72] CTC Ceratech, "LC Chip Filters," Specifikacija proizvođača, pp. 52-54. [73] B. N. Breen, C. Goldberger, and L. Talalaevsky, "The ACCU-L multi-layer inductor for

high frequency applications," AVX Israel Ltd, Tehnička informacija dostupna na http://www.avxcorp.com, Avg 2002.

[74] R. Meyer, P. Gray, and A. Abidi, Integrated Circuits for Wireless Communications: IEEE, 1999.

[75] R. Ulrich and L. Schaper, Integrated Passive Component Technology: Wiley-IEEE Press 2010.

[76] M. Restrel, "Electromagnetic analysis of LTCC high frequency devices," Microwave Engineering Europe, pp. 25-30, June/July 2003.

[77] A. B. Menićanin, Lj. D. Živanov, M. S. Damnjanović, and O. S. Aleksić, "Improved Model of T-Type LC EMI Chip Filters Using New Microstrip Test Fixture," in IEEE International Magnetics Conference, INTERMAG 2011 Taipei, Taiwan, 2011.

[78] Philips Magnetic Products, "3S3 a new Soft Ferrite for EMI-suppression," Tehnička informacija dostupna na http://www.ferroxcube.com, July 2007.

http://www.avxcorp.com/

http://www.ferroxcube.com/

Lista slika

120

Lista slika

Sl. 2.1. Prikaz delovanja EMI smetnji od izvora do žrtve ............................................................... 5

Sl. 2.2. Prikaz delovanja EMI smetnji ............................................................................................. 6

Sl. 2.3. a) Sprega putem zajedničke impedanse i b) smanjivanje EMI dodavanjem još jednog provodnika između tačaka 1 i 2 [10, 11] .......................................................................................... 8

Sl. 2.4. Zajednička smetnja (Field common-mode coupling) [3] .................................................... 9

Sl. 2.5. Diferencijalna smetnja (Field differential-mode coupling) [3] ........................................... 9

Sl. 2.6. Preslušavanje (Crosstalk) [3] .............................................................................................. 9

Sl. 2.7. Prostiranje talasa kod materijala za oklapanje i apsorpciju .............................................. 12

Sl. 3.1. SMD komponente na matičnoj ploči fleš diska [16] ........................................................ 13

Sl. 4.1. Izbor tipa filt ra kao funkcija opsega frekvencije[22] ........................................................ 17Sl. 4.2. Slabljenje u funkciji frekvencije za LC filtar: a) filtar propusnik niskih frekvencija; b)

filtar propusnik visokih frekvencija; c) filtar propusnik opsega frekvencija; d) filt

ar nepropusnik opsega frekvencija .............................................................................................................................. 18

Sl. 4.3. Ekvivalentna električna šema osnovnih EMI LC filt ara ................................................... 19Sl. 4.4. Ekvivalentna električna šema L-tipa filt

ra: a) višestruki L-tip (multiple L); b) višestruki balansirani L-tip (balanced multiple L)[5] ......................................................................................... 20

Sl. 4.5. Ekvivalentna električna šema T-tipa filt

ra: a) višestruki T-tip (multiple T); b) višestruki balansirani T-tip (balanced multiple T)[5] ......................................................................................... 20

Sl. 4.6. Ekvivalentna električna šema Π -tipa filt

ra: a) višestruki Π -tip (multiple Π); b) višestruki balansirani Π-tip (balanced multiple Π)[5] ........................................................................................ 21

Sl. 5.1. Elektromagnetski spektar [27] .......................................................................................... 22

Sl. 5.2. Opsezi RF snaga u W i dBm [27] ..................................................................................... 23

Sl. 5.3. Dijagram toka S-parametara VNA .................................................................................... 24

Sl. 5.4. VNA Agilent Technologies, E5071B [29] ........................................................................ 25

Sl. 5.5.Nesimetrična merenja[30]. ................................................................................................. 26

Sl. 5.6. Simetrična merenja[30] ..................................................................................................... 26

Sl. 5.7. Merenje sa VNA na komponentama koje nemaju standardne priključne konektore [27] 27

Sl. 5.8. SMA/3.5 mm koaksijalni konektor ................................................................................... 28

Sl. 6.1. Dvo-krajni model induktora sa unutrašnjim parametrima ................................................ 30

Sl. 6.2. Dvo-krajni model induktora sa unutrašnjim i spoljašnjim parametrima [31] ................... 30

Sl. 8.1. Prilagodni test stepen na PCB-u za EMI komponente sa dva kraja (u mm) – pogled odozgo i poprečni presek ................................................................................................................... 42

Sl. 8.2. Prilagodni test stepen na PCB-u za komponente sa tri kraja, EIA 2012 kućište (u mm) – pogled odozgo i poprečni presek ....................................................................................................... 42

Sl. 8.3. Prilagodni test stepen na PCB-u za serijsku vezu dve EMI komponente (u mm) – pogled odozgo i poprečni presek ................................................................................................................... 43

Sl. 8.4. 3D prikaz prilagodnih test stepena za: a) EMI komponentu, b) LC čip komponentu i c) serijsku vezu dve SMD komponente ................................................................................................. 43

Sl. 8.5. Rezultati simulacije dielektričnih materijala prilagodnog stepena na štampanoj ploči za feritne EMI potiskivače ...................................................................................................................... 44

Lista slika

121

Sl. 8.6. Rezultati simulacije dielektričnih materijala prilagodnog stepena na štampanoj ploči za LC čip filt re ........................................................................................................................................ 44

Sl. 8.7. Rezultati simulacije dielektričnih materijala prilagodnog stepena na štampanoj ploči za serijsku vezu dva EMI potiskivača .................................................................................................... 45

Sl. 8.8. Prilagodni test stepen na PCB-u za četvoro-krajna merenja: a) pogled odozgo i poprečni presek – (u mm), b) 3D prikaz ........................................................................................................... 45

Sl. 8.9. Rezultati simulacije dielektričnih materijala prilagodnog stepena na štampanoj ploči za četvoro-krajne komponente i mreže ................................................................................................... 46

Sl. 8.10. Realizovani prilagodni test stepeni za dvo- , tro- i četvoro-krajna merenja u PCB tehnologiji .......................................................................................................................................... 47

Sl. 9.1. Merni sistem: VNA E5071B, Agilent Technologies ........................................................ 48

Sl. 9.2. a) Šematski prikaz prilagodnog stepena na štampanoj ploči u mernom sistemu, b) i c) SMD komponenta koja se karakteriše, d) i e) prilagodni test stepen na PCB-u [65] ........................ 49

Sl. 9.3. Fizički izgled prilagodnog stepena na štampanoj ploči sa feritnim i LC čip EMI filt

rom [65] ..................................................................................................................................................... 49

Sl. 9.4. Fizički izgled prilagodnog stepena na štampanoj ploči za serijsku vezu dve SMD komponente ........................................................................................................................................ 50

Sl. 9.5. Šematski prikaz prilagodnog stepena za merenje komponenti sa četiri kraja na štampanoj ploči povezan na merni sistem ........................................................................................................... 50

Sl. 9.6. Fizički izgled prilagodnog test stepena na štampanoj ploči za merenje četvoro-krajnih komponenti i mreža ............................................................................................................................ 51

Sl. 9.7. Primer dvo-portnih merenja potrebnih za potpunu karakterizaciju četvoro-krajne komponente. Ovde su ilustrovane i terminacije krajeva (Γ1-4) za svaki port [67] ............................. 52

Sl. 10.1. a) Fotografija SMD induktorske komponente u keramičkom/feritnom kućištu, b) električna šema SMD komponente [68] ............................................................................................. 54

Sl. 10.2. Poprečni presek SMD induktorskih komponenata u 0805 i 1206 EIA standardnim SMD kućištima: a) 5.6 nH i b) 100 nH ........................................................................................................ 54

Sl. 10.3. Merena vrednost amplitude S11-parametra SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH u keramičkom kućištu 2208055N6S7C postavljenog na dva različita prilagodna stepena na PCB-u [69] ..................................................................................................................................................... 55

Sl. 10.4. Merena vrednost amplitude S21-parametra SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH u keramičkom kućištu 2208055N6S7C postavljenog na dva različita prilagodna stepena na PCB-u [69] ..................................................................................................................................................... 55

Sl. 10.5. Merene vrednosti S-parametara SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u keramičkom kućištu 220805R10J7C: a) amplitude, b) faza [70] ...................................................... 56

Sl. 10.6. Merene vrednosti amplitude S-parametara za jednu komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2xSMD) feritnih EMI potiskivača nominalne vrednosti 820 nH i 68 nH (220805R82K7F i 22120668NM7F, respektivno): a) S11-parametri, b) S21- parametri [71] ............................................................................................................................. 58

Sl. 10.7. Merene vrednosti faze S-parametara za jednu komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2xSMD) feritnih EMI potiskivača nominalne vrednosti 820 nH i 68 nH (220805R82K7F i 22120668NM7F, respektivno): a) S11-parametri, b) S21- parametri [71] ..................................................................................................................................... 59

Lista slika

122

Sl. 10.8. a) Fotografija LC čip filtarske komponente u keramičkom kućištu, b) električna šema LC čip filt ra [72] ................................................................................................................................ 59

Sl. 10.9. Paralelni preseci na različitim dubinama LC čip komponente LC 2012-151, Ceratech Corp .................................................................................................................................................... 60

Sl. 10.10. Merene vrednosti S21- parametra za LC čip EMI filt

re (LC2012-101 i LC2012-151) [65] ..................................................................................................................................................... 60

Sl. 11.1. Izračunata vrednost amplitude, realnog i imaginarnog dela impedanse Z SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH u keramičkom kućištu 2208055N6S7C iz merenih S-parametara (sl. 10.3 i sl. 10.4) [69] ............................................................................................................................. 61

Sl. 11.2. Izračunata vrednost induktivnosti SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH u keramičkom kućištu 2208055N6S7C [69] ......................................................................................... 62

Sl. 11.3. Izračunata vrednost otpornosti SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH u keramičkom kućištu 2208055N6S7C [69] ......................................................................................... 62

Sl. 11.4. Izračunata vrednost parazitne provodnosti i kapacitivnosti SMD induktora nominalne vrednosti 5.6 nH u keramičkom kućištu 2208055N6S7C [69] .......................................................... 63

Sl. 11.5. Izračunata vrednost amplitude, realnog i imaginarnog dela impedanse Z SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u keramičkom kućištu 220805R10J7C iz merenih S-parametara (sl. 10.5) [70] ............................................................................................................................................ 64

Sl. 11.6. Izračunata vrednost otpornosti SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u keramičkom kućištu 220805R10J7C [70].......................................................................................... 64

Sl. 11.7. Izračunata vrednost induktivnosti SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u keramičkom kućištu 220805R10J7C [70].......................................................................................... 65

Sl. 11.8. Izračunata vrednost Q faktora SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u keramičkom kućištu 220805R10J7C [70].......................................................................................... 65

Sl. 11.9. Izračunata vrednost parazitne provodnosti i kapacitivnosti SMD induktora nominalne vrednosti 100 nH u keramičkom kućištu 220805R10J7C [70] .......................................................... 66

Sl. 11.10. Izračunata vrednost amplitude, realnog i imaginarnog dela impedanse Z za jednu komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2xSMD) EMI potiskivača nominalne vrednosti 820 nH u feritnom kućištu 220805R82K7F iz merenih S-parametara (sl. 10.6 i sl. 10.7) [71] .................................................................................................... 66

Sl. 11.11. Izračunata vrednost amplitude, realnog i imaginarnog dela impedanse Z za jednu komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2xSMD) EMI potiskivača nominalne vrednosti 68 nH u feritnom kućištu 22120668NM7F iz merenih S-parametara (sl. 10.6 i sl. 10.7) [71] .................................................................................................... 67

Sl. 11.12. Izračunata vrednost parametara ekvivalentnog kola za jednu komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2×SMD) EMI potiskivača nominalne vrednosti 820 nH u feritnom kućištu 220805R82K7F [71] ............................................................... 68

Sl. 11.13. Izračunata vrednost parametara ekvivalentnog kola za jednu komponentu (označeno sa SMD) i za serijsku vezu dve komponente (označeno sa 2×SMD) EMI potiskivača nominalne vrednosti 68 nH u feritnom kućišta 22120668NM7F [71] ................................................................ 68

Sl. 11.14. Izračunata vrednost parazitne provodnosti i kapacitivnosti SMD induktora nominalne vrednosti 820 nH u feritnom kućištu 220805R82K7F [71] ............................................................... 69

Lista slika

123

Sl. 11.15. Izračunata vrednost parazitne provodnosti i kapacitivnosti SMD induktora nominalne vrednosti 68 nH u feritnom kućišta 22120668NM7F [71] ................................................................ 69

Sl. 12.1. Pojednostavljeni model LC filt ra T-tipa ......................................................................... 70Sl. 12.2. Oblik i dimenzije korišćenih LC filt ara, [72] .................................................................. 71Sl. 12.3. Merene vrednosti S21- parametra za LC čip EMI filt re (LC2012-101 i LC2012-151) ... 72Sl. 12.4. Serijska i paralelna kombinacija filt ara T-tipa ................................................................ 72Sl. 12.5. Pojednostavljeni modeli a) T/T i b) T+T filt ara .............................................................. 73Sl. 12.6. Uneseni gubici S21(f) u dB T/T strukturama baziranim na EMI-101 i EMI-151 filt

rima kod nebalansiranih merenja ............................................................................................................... 73

Sl. 12.7. Uneseni gubici S21(f) u dB T+T strukturama baziranim na EMI-101 i EMI-151 filt

rima kod nebalansiranih merenja ............................................................................................................... 74

Sl. 12.8. S(f)-parametri u dB T/T strukturama baziranim na EMI-101 i EMI-151 filt

rima kod balansiranih merenja .......................................................................................................................... 74

Sl. 12.9. S(f)-parametri u dB T+T strukturama baziranim na EMI-101 i EMI-151 filt

rima kod balansiranih merenja .......................................................................................................................... 75

Sl. 12.10. SMT realizacija EMI LC filt arskih mreža sa navedenim dimenzijama ........................ 75Sl. 12.11. Pojednostavljeni model 2(T/T) simetričnih filt ara ........................................................ 76Sl. 12.12. Uneseni gubici S21(f) u dB 2(T/T) strukturama baziranim na EMI-101 i EMI-151

filt rima kod nebalansiranih merenja .................................................................................................. 76Sl. 12.13. Pojednostavljeni model 2(T+T) filt ara .......................................................................... 77Sl. 12.14. Uneseni gubici S21(f) u dB 2(T+T) strukturama baziranim na EMI-101 i EMI-151

filt rima kod nebalansiranih merenja .................................................................................................. 77Sl. 12.15. Prošireni model šeme LC filt ra T-tipa bez sprege (MWO) .......................................... 78Sl. 12.16. Prošireni model šeme LC filt ra T-tipa sa spregom (MWO) ......................................... 78Sl. 12.17. Simulirani uneseni gubici ekvivalentne električne šeme LC 2012-101, proširen model

(sl. 12.15) i proširen model sa spregnutim induktorima (sl. 12.16) ................................................... 78

Sl. 12.18. Simulirani uneseni gubici ekvivalentne električne šeme LC 2012-151, proširen model (sl. 12.15) i proširen model sa spregnutim induktorima (sl. 12.16) ................................................... 79

Sl. 12.19. Geometrijska struktura LC filt

ra T-tipa (MWO): a) 3D model, b) raspodela struja kroz 3D model, c) planarni izgled, d) planarni pogled raspodele struja .................................................... 80

Sl. 12.20. EM simulirani i mereni uneseni gubici za LC-2012-101 .............................................. 81

Sl. 12.21. EM simulirani i mereni uneseni gubici za LC-2012-151 .............................................. 81

Sl. 12.22. Uneseni gubici LC 2012-101 diferencijalni mod rada .................................................. 83

Sl. 12.23. Uneseni gubici LC 2012-151 diferencijalni mod rada .................................................. 83

Sl. 12.24. Uneseni gubici LC 2012-101 balansirani mod rada – balun ......................................... 84

Sl. 12.25. Uneseni gubici LC 2012-151 balansirani mod rada – balun ......................................... 84

Sl. 12.26. Uneseni gubici LC 2012-101 – nebalansirani mod rada ............................................... 85

Sl. 12.27. Uneseni gubici LC 2012-151 – nebalansirani mod rada ............................................... 85

Sl. 12.28. Model PCB realizacije T/T filt ra .................................................................................. 86Sl. 12.29. Model PCB realizacije T+T filt ra ................................................................................. 86Sl. 12.30. Model PCB realizacije 2(T/T) filt ra .............................................................................. 86Sl. 12.31. Model PCB realizacije 2(T+T) filt ra ............................................................................. 86Sl. 12.32. Uneseni gubici LC 2012-101 na PCB-u – nebalansirani mod rada .............................. 86

Lista slika

124

Sl. 12.33. Uneseni gubici LC 2012-151 na PCB-u – nebalansirani mod rada .............................. 87

Sl. 12.34. Uneseni gubici LC-2012-101 – merene i simulirane vrednosti na PCB-u ................... 87




Sl. 13.1. Uporedni prikaz unesenih gubitaka LC-2012-101 – merene vrednosti, šematik editor, elektromagnetska simulacija [77] ...................................................................................................... 94

Sl. 13.2. Uporedni prikaz unesenih gubitaka LC-2012-101 – merene vrednosti, šematik editor, elektromagnetska simulacija [77] ...................................................................................................... 94

Sl. 13.3. Uporedni prikaz unesenih gubitaka LC simetričnih mreža pomoću elektromagnetskog simulatora na različitim PCB podlogama za filt arsku mrežu T+T sa LC-2012-101 ......................... 97

Lista tabela

125

Lista tabela

Tabela 2.1. Izbor optimalnog oblika kola za filtriranje.............................................................11

Tabela 5.1. Dekadna podela talasnih dužina..............................................................................23

Tabela 5.2. Uslovi korišćenja i održavanja konektora [27]........................................................28

Tabela 7.1. Uporedni pregled najznačajnijih firmi koje proizvode EM simulatore, nazivi i tip simulatora, [57]................................................................................................................................37

Tabela 8.1. Standardne karakteristike komercijalno dostupnih štampanih ploča.........................41

Tabela 9.1. Broj kombinacija merenja i terminacija nad DUT u odnosu na broj krajeva instrumenta.......................................................................................................................................52

Tabela 12.1. Vrednosti komponenti ekvivalentnog kola modela LC filtra..................................79

Lista skraćenica

126

Lista skraćenica

• 3D (three dimensions ) – trodimenzionalni • AC (Alternating Current) – naizmenična struja • ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line) – asimetrična digitalna pretplatnička

linija • AM (Amplitude Modulation) –amplitudna modulacija • APC (Amphenol Precision Connector) – vrsta koaksijalnog konektora • BGA (Ball Grid Array) – matrica lemnih kuglica • BNC (Bayonet Navy Connector) – vrsta koakcijalnog konektora • CAD (Computer-Aided Design) – projektovanje pomoću računara • CM (Common-Mode) – zajednički mod • CMMR (Common Mode Rejection Ratio) – faktor potiskivanja srednje vrednosti

signala • CWG (Coplanar Wave Guide) – koplanarni talasovod (u istoj ravni) • DC (Direct Current) –jednosmerna struja • DM (Differential-Mode) – diferencijalni mod • DUT (Device Under Test) – testirana komponenta • DVD (Dissociated Vertical Deviation) – optički medijum – disk memorija • EDA (Electronic Design Automation) – automatsko elektronsko projektovanje • EHF (Extremely High Frequency) – ekstremno visoka frekvencija • EIA (Electronic Industries Association) –udruženje elektronske industrije • EMC (Electromagnetic Compatibility) – elektromagnetska kompatibilnost • EMI (Electromagnetic Interference) – elektromagnetska interferencija • ESL (Equivalent Series Inductance) – ekvivalentna serijska induktivnost • ESR (Equivalent Series Resistance) – ekvivalentna serijska otpornost • FCC (Federal Communication Commision) – Savezna komisija za telekomunikacije

SAD • FDTD (Finite-Difference Time-Domain) – metodu konačnih razlika u vremenskom

domenu • FEM (Finite Element Method) – metoda konačnih elemenata • GND (Ground) – masa • GPS (Global Positioning System)– sistem za globalno pozicioniranje • GSG (Ground – Signal – Ground)– masa-signal-masa • GUI (Graphical User Interface) – grafičkim korisničkim interfejsom • HDTV (High-Definition Television) – televizija visoke rezolucije • HF (High Frequency) – visoka frekvencija • IA (Impedance Analyzer)– analizator impedanse • IC (Integrated Circuit) – integrisano kolo • ISDN (Integrated Services Digital Network) – digitalna mreža integrisanih usluga

Lista skraćenica

127

• LCD (Liquid Crystal Display) – displej sa tečnim kristalom • LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramic) – nisko temperaturna pečena keramika • MF (Medium Frequency) – srednja frekvencija • MoM (Method of Moments) – metoda momenata • MWO (Microwave Office) – programski paket • N (Navy) – vrsta koakcijalnog konektora • PC (Personal Computer) – računar • PCB (Printed Circuit Board) – štampana ploča • PSSR (Power Supply Rejection Ratio) – faktor potiskivanja napona napajanja • RF (Radio Frequency) – radio frekvencija • SAW (Surface Acoustic Wave) – površinski akustični talas • SHF (Super High Frequency) – super visoka frekvencija • SMA (Subminiature Version A) – vrsta koakcijalnog konektora • SMD (Surface Mount Devices) – komponenta za površinsku montažu • SMT (Surface Mount Technology) – tehnika površinske montaže • SOLT (Short, Open, Load, Through) – vrsta kalibracije • SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis) – programski paket • TLM (Transmission Line Matrix) – metodu matrice vodova • TRL (Through, Reflection, and Load) – vrsta kalibracije • UHF (Ultra High Frequency) – ultra visoka frekvencija • VHF (Very High Frequency) – vrlo visoka frekvencija • VNA (Vector Network Analayzer) –vektorski analizator mreža

Documents

Analiza karakteristika EMI potiskivača u visokofrekventnom opsegu