ANTENA INTELIGENTE DE HAZ CONMUTADO DE …repository.udistrital.edu.co/bitstream/11349/5234/1/ANTENA... · 4.1. Antena de polarización circular con excitación tipo-L ... Los antecedentes

UNIVERSIDAD DISTRITAL FRANCISCO JOSÉ DE CALDAS.

Facultad de Ingeniería. Ingeniería Electrónica

TESIS DE PREGRADO

ANTENA INTELIGENTE DE HAZ CONMUTADO DE CUATRO HACES CON POLARIZACIÓN CIRCULAR

Autor: Jeison Jair Ariza Pulido

Sergio Esteban Mejía Serrano

Director: Carlos Arturo Suárez Fajardo Ph.D

Laboratorio de Ingeniería de Microondas Electromagnetismo y Radiación LIMER

Bogotá D.C, Colombia 2017

Resumen

En este documento se presenta el desarrollo de una agrupación circular de antenas de haz conmutado compuesta por cuatro antenas de polarización circular y sentido de giro conmutable y una red de conformación y selección de haz. Cada

elemento radiante consta de un parche circular suspendido alimentado por excitadores en “L” mediante un acoplador hibrido de 90°, con lo cual se logra un mejoramiento de

la relación axial. La generación de cada uno de los haces se genera mediante una red de conformación de haz compuesta por una red de Butler y una red de conmutación que permite seleccionar cada uno de ellos. En este sentido, la selección del haz respectivo

apuntando en una dirección específica se logra mediante una red de conmutación compuesta por interruptores de RF del tipo SP4T, la cual es controlada

inalámbricamente mediante una tarjeta digital. Los resultados de las medidas para los prototipos de elementos radiantes

construidos muestran un ancho de banda de impedancia del 33.5% en el rango de

frecuencias de 1.986GHz a 2.79GHz para un coeficiente de reflexión inferior a -10dB, al igual que una ganancia de 8.75dBi a una frecuencia de 2.35GHz. Por otra parte, en

cuanto a la red de selección y conformación de haz, se midieron en la cámara anecoica cuatro haces direccionales apuntando en cuatro direcciones diferentes separadas cada una un ángulo aproximado de 90º. La red de selección de haces fue activada

remotamente a una distancia de cuatro metros sin problemas. Los cuatro haces generados presentaron características similares en cuanto a ganancia y lóbulos

secundarios. Palabras Clave

Agrupación Circular, Polarización Circular, Conmutación RF, Sistema de Haz Conmutado, agrupaciones circulares de haz múltiple.

Agradecimientos

Al Doctor Carlos Arturo Suárez Fajardo y al Grupo LIMER

Los autores desean expresar sus agradecimientos, inicialmente a Dios, al director del grupo LIMER, el Doctor Carlos Suárez ya que, sin su asesoría, no hubiese sido

posible llevar adelante este proyecto. A la Universidad Distrital Francisco José de Caldas, gracias a sus recursos técnicos

y tecnológicos fue posible desarrollar este trabajo. Al grupo LIMER y a todos sus integrantes por proporcionar los materiales y herramientas indispensables en el

desarrollo de este proyecto. A nuestras familias y amigos, por su infinita paciencia y constante apoyo en los

momentos más complicados de este proyecto. A fabricantes de piezas y circuitos porque, sin su trabajo sincero, este proyecto jamás se hubiera materializado.

Tabla de Contenidos

CAPÍTULO 1. INTRODUCCIÓN .....................................................................................1.

1.1. Planteamiento y justificación del trabajo................................................................... 2. 1.2. Pregunta de investigación y objetivos ....................................................................... 3.

CAPÍTULO 2. MARCO TEÓRICO Y ESTADO DEL ARTE ...........................................4.

2.1. Antenas Inteligentes................................................................................................... 4.

2.2. Antenas de haz conmutado ........................................................................................ 5. 2.3. Antenas de ancho de banda amplio ........................................................................... 7. 2.4. Polarización Circular ................................................................................................ 15.

2.5. Alimentación por medio de Excitadores con Geometría en “L” .............................. 18.

CAPÍTULO 3. METODOLOGÍA ...................................................................................23.

3.1. Estructura de la antena de haz conmutado................................................................ 23.

3.2. Diseño y optimización de elementos radiantes......................................................... 24. 3.3. Construcción de la antena de haz conmutado ........................................................... 38. CAPÍTULO 4. RESULTADOS DE LA INVESTIGACIÓN Y ANÁLISIS.......................41.

4.1. Antena de polarización circular con excitación tipo-L ............................................. 41.

4.2. Circuito de conmutación RF SP4T ........................................................................... 45. 4.3. Sistema de control del SP4T ..................................................................................... 46. 4.4. Construcción de la antena de haz conmutado ........................................................... 47.

4.5. Diagrama de radiación de la agrupación .................................................................. 49. 4.6. Parámetros de dispersión de las antenas dentro de la agrupación ............................ 51.

4.7. Validación de objetivos ............................................................................................ 52. CAPÍTULO 5. CONCLUSIONES ...................................................................................53.

5.3. Conclusiones ............................................................................................................. 53. 5.4. Trabajos derivados .................................................................................................... 54.

BIBLIOGRAFÍA .............................................................................................................55.

Tabla de Contenidos

II

ANEXOS........................................................................................................................61.

A. SISTEMA DE MANDO A DISTANCIA .....................................................................61.

A.1. PROGRAMA DEL MANDO A DISTANCIA ....................................................... 61. A.2. PROGRAMA DEL CONTRALADOR DEL SWITCH SP4T ................................ 64.

III

Tabla de Figuras

Figura 2.1. Esquema de Antena Adaptativa ....................................................................5. Figura 2.2. Sistema de Antena de Haz Conmutado (SBA) .............................................6. Figura 2.3. Comparación entre antena de haz conmutado y flexible ..............................6.

Figura 2.4. Estructura de Red de Butler ..........................................................................7. Figura 2.5. Ancho de Banda y Eficiencia en Antena Microstrip.....................................9.

Figura 2.6. Ancho de Parche Apilado............................................................................11. Figura 2.7. Porcentajes de ancho de banda en impedancia y eficiencia ........................11. Figura 2.8. Antena Acoplada Configuración Normal e Invertida .................................12.

Figura 2.9. Comportamiento de la ganancia de antena acoplada de forma invertida ....13. Figura 2.10. Antenas de ancho de banda amplio para aplicaciones RFID ....................14.

Figura 2.11. Antena de parche apilado rectangular y circular .......................................15. Figura 2.12. Ancho de banda de antena circular ...........................................................15. Figura 2.13. Alteraciones en la geometría base del parche Microstrip .........................17.

Figura 2.14. Elemento Cuadrado polarizado circularmente con un hibrido a 90° ........17. Figura 2.15. Estructura de la antena Microstrip ............................................................18.

Figura 2.16. Divisor de potencia Wilkinson .................................................................19. Figura 2.17. Estructura de una antena con excitadores en forma de L ..........................19. Figura 2.18. Geometría de la antena parche V-slot .......................................................22.

Figura 3.1. Estructura de Antena de Haz Conmutado ...................................................25. Figura 3.2. Antena con alimentación tipo L-Feed de polarización circular ..................26.

Figura 3.3. Perdidas de retorno y relación axial ...........................................................26. Figura 3.4. Grafica de ganancia para antena de disco circular ......................................28. Figura 3.5. Parámetros S para antena con radio de 28.84 mm ......................................29.

Figura 3.6. Grafica de Relación Axial con respecto a la frecuencia ............................30. Figura 3.7. Vista lateral de la antena Tipo L-Feed ........................................................31.

Figura 3.8. Parámetros S11 para diferentes valores de .............................................31. Figura 3.9. Parámetros de transmisión S12 para diferentes valores de .....................32. Figura 3.10. Parámetros de transmisión S12 para las medidas de 3 mm a 5mm ..........33.

Figura 3.11. Relación Axial con respecto a las variaciones de la altura del excitador ..33. Figura 3.12. Parámetros S con respecto a variaciones de la longitud del excitador......34.

Figura 3.13. Parámetros S y de fase del acoplador hibrido mostrado en la figura 3.2 ..36. Figura 3.14. Circuito impreso en sustrato RF35............................................................37. Figura 3.15. Parámetros S de simulación definitiva ......................................................38.

Figura 3.16. Grafica de ganancia frente a frecuencia en simulación definitiva ............38. Figura 3.17. Diagrama de radiación de la antena simulado...........................................39.

Figura 3.18. Separación angular entre elementos radiantes ..........................................39. Figura 3.19. Mando de la antena de haz conmutado .....................................................41.

Tabla de Figuras

IV

Figura 4.1. Foto de Antena con excitación tipo - L .......................................................42. Figura 4.2. Comparación del parámetro S11 simulado y medido de la antena propuesta .......43. Figura 4.3. Comparación del parámetro S22 simulado y medido de la antena propuesta. .....44.

Figura 4.4. Comparación del parámetro S21 simulado y medido de la antena propuesta.......44. Figura 4.5. Grafica que compara los valores medidos y obtenidos en simulación de la ganancia

de la antena propuesta con ángulos .....................................................................................45. Figura 4.6. Diagramas de radiación de la antena medida frente a la antena simulada. 45. Figura 4.7. Estructura interna del circuito integrado HMC241 .....................................46.

Figura 4.8. Mediciones del parámetro S11 desde el puerto RFC frente a cada uno de los

puertos (RF1 a RF4). .........................................................................................................47.

Figura 4.9. Mediciones del parámetro S12 desde el puerto RFC frente a cada uno de los

puertos (RF1 a RF4). .........................................................................................................47. Figura 4.10. En la izquierda: Controlador del switch SP4T. En la derecha: Mando a

distancia ..........................................................................................................................48. Figura 4.11. Foto del primer prototipo que fue medido con antenas sobre modelo en icopor 49.

Figura 4.12. Detalle de la conexión de red de Butler junto al cubo de acrílico que fue construido para sostener las antenas ...............................................................................49. Figura 4.13. Comparación de los diagramas de radiación de una antena y un haz de la

agrupación. .......................................................................................................................50. Figura 4.14. Comparación de los diagramas de radiación de una antena y un haz de la

agrupación.......................................................................................................................50. Figura 4.15. Comparación de los diagramas de radiación de una antena y un haz de la agrupación.......................................................................................................................51.

Figura 4.16. Comparación de los diagramas de radiación de una antena y un haz de la agrupación.......................................................................................................................51. Figura 4.17. Diagrama de radiación de la agrupación ...................................................52.

Figura 4.18. Comparación del parámetro S11 medido de las cuatro antenas de la agrupación.......................................................................................................................52.

Figura 4.19. Comparación del parámetro S12 medido de las cuatro antenas de la agrupación.......................................................................................................................53.

V

VII

Índice de Tablas

Tabla 2.1. Calculo de la constante A en antenas Microstrip rectangulares .....................9. Tabla 2.2. Comparación de métodos de alimentación ...................................................16.

Tabla 3.1. Parámetros iniciales de construcción de antena............................................28.

Tabla 3.2. Parámetros finales de construcción de antena ..............................................35.

Tabla 4.1. Tabla de verdad para el switch SP4T HMC241QS16 ..................................48.

Tabla 4.2. Verificación de objetivos ..............................................................................53.

Índice de Tablas

VIII

1

Capítulo 1 Introducción

Las redes celulares deben atender servicios de alto tráfico temporal en eventos

circunstanciales programados en estadios, centros comerciales y otros, generando problemas de congestión en las estaciones base que atienden normalmente dichas zonas, a lo cual, y como solución a este problema, recientemente se ha hecho uso de las

antenas inteligentes de haz conmutado con excelentes resultados.

En este sentido, el universo de soluciones es amplio, tratar con los problemas clásicos de radiación en ambientes urbanos, dar prioridad en servicios a ciertos terminales o proporcionar adaptabilidad a las estaciones base para tratar con múltiples

usuarios representan problemas típicos en el entorno de las comunicaciones móviles que pueden entrar a ser solucionados a través de las antenas inteligentes De igual manera, el

futuro de las redes celulares tiende a hacer uso de las antenas inteligentes de haz conmutado o de seguimiento continuo (adaptativas), como una solución al problema de alto tráfico, nuevos servicios de alta velocidad y calidad de servicio [1].

El presente trabajo se desarrolla en torno a la implementación de una antena

inteligente de haz conmutado de cuatro haces, siendo esta, la discretización más simple de una agrupación circular en el campo de las antenas inteligentes, sin embargo, este sistema básico puede ser escalado posteriormente manteniendo su concepto y estructura

básica.

Los antecedentes del grupo LIMER en este campo son amplios, van desde el desarrollo de matrices de Butler [2], elementos radiantes para aplicaciones en estaciones base [3], redes de conmutación [4], hasta la implementación de arreglos circulares de

antenas [5, 6], los cuales representan solo un vistazo a los innumerables esfuerzos en el área de la investigación. De tal modo, resulta interesante explorar en el mejoramiento

del diseño de una antena inteligente con mejores prestaciones respecto a sistemas previamente implementados [5, 6], con ánimo de mejorar tanto los elementos radiantes como las redes de conformación de haz y las redes de conmutación para antenas

inteligentes de haz conmutado, para posteriormente explorar el desarrollo de antenas inteligentes de haz adaptativo.

Introducción a la Investigación.

2

1.1. PLANTEAMIENTO Y JUSTIFICACIÓN DEL TRABAJO

Aplicaciones en el campo de determinación de dirección de arribo (DoA), nuevos sistemas de antenas en redes celulares bajo el concepto de antenas inteligentes de haz

conmutado y sistemas de respaldo en redes celulares mediante antenas de haz múltiple son temas de investigación que hacen parte de los objetos de estudio del grupo GRECO,

lo cuales se basan en la generación de haces múltiples con agrupaciones circulares o lineales. En este sentido, los problemas en la recepción de señal en estaciones base al igual que la atención momentánea de una alta congestión de tráfico por eventos

programados en lugares como teatros, estadios, etc.; los cuales están inmersas en entornos cambiantes ya es conocido, los desarrollos en este campo se han dado en dos

sentidos, primero, desde el punto de vista de algoritmos que, junto con las antenas, puedan detectar el punto de arribo de una señal, el segundo frente ha estado concentrado en las implementaciones de antenas inteligentes basándose en arreglos de antenas que

ya habían sido estudiados, ya sea por medio de antenas de haz adaptativo o antenas de haz conmutado [7].

Este proyecto pretende implementar una agrupación circular de antenas de haz conmutado usando cuatro elementos radiantes. El desarrollo está enfocado a diseñar elementos radiantes alrededor de la banda de 2.4 GHz, con elementos radiantes que

posean un mejoramiento en parámetros como el ancho de banda de impedancia, la ganancia y la relación axial, frente a modelos previamente desarrollados al interior del

grupo [8]. La implementación total de la antena comprende conmutadores de radiofrecuencia a los cuales se les debe proporcionar una interfaz cómoda con los usuarios o con otros sistemas.

En este sentido, se busca implementar el sistema de antena de haz conmutado que pueda ser controlado a distancia y que sea coherente con el entorno de las

telecomunicaciones actuales.

Introducción a la Investigación.

3

1.2. PREGUNTA DE INVESTIGACIÓN Y OBJETIVOS

1.2.1 Pregunta de investigación

¿Es posible implementar un sistema de cuatro haces apuntando en cuatro diferentes direcciones, remotamente, sin requerir que la agrupación realice un desplazamiento

mecánico?

1.2.2 Objetivo General

Desarrollar una agrupación circular de haz conmutado compuesta por cuatro antenas de

polarización circular y sentido de giro conmutable.

1.2.3 Objetivos Específicos

Diseño y caracterización de las antenas con polarización circular y sentido de

giro conmutable con una ganancia mínima de 5dBi y NLPS de mayor o igual a 12dB, a una frecuencia de operación de 2.4GHz.

Diseño del circuito de conmutación para acoplar las redes de conformación de haz y la agrupación circular de antena.

Diseño de la red de conmutación para la selección del sentido de giro (RHCP y

LHCP).

Integración del sistema y diseño de sistema de conmutación de haz y sentido de

giro remota

4

Marco teórico y estado del arte

5

Capítulo 2 Marco Teórico y Estado del Arte

2.1 ANTENAS INTELIGENTES

Dentro del campo de las antenas inteligentes, se pueden diferenciar dos grupos

importantes, las antenas de haz conmutado (Switched-Beam Antenna) y las antenas de haz flexible, que están inmersas en los sistemas de arreglo adaptativo (AAS, Adaptative

Array Systems). Las antenas de haz flexible consisten en un arreglo lineal de antenas y un

desfasador para cada componente del arreglo. El funcionamiento de la agrupación

requiere del cambio constante de la fase en cada una de las antenas para modificar la posición del lóbulo principal, la figura 2.1 muestra un esquema de una antena adaptativa donde la fase de cada antena es controlada por un microcontrolador y la posición del

haz se ajusta a partir de una función de costo. La construcción de los desfasadores se hace, usualmente, a través de diodos Varicap; los resultados son discutibles, ya que la

cantidad de elementos radiantes es considerable para lograr una resolución aceptable [9 - 10] y los costos de implementación, así como el tamaño del arreglo no han llegado a ser atractivos para el mercado de las comunicaciones móviles.


6

Figura 2.1. Esquema de Antena Adaptativa [10].

Por su parte, las antenas de haz conmutado (SBA) proveen una solución de menor costo, tanto computacional como de implementación, frente a las antenas de haz flexible, su arquitectura sencilla se compone de una red de conformación de haz que usa

una matriz de Butler [11] para hacer la recepción y transmisión por cualquiera de los elementos del arreglo de forma independiente, finalmente el control sobre la red de

conformación se hace a través de una red de conmutación donde se usa un switch de radiofrecuencia apropiado (SPDT, SP4T o SP8T). La figura 2.2 muestra el diagrama de un sistema de antenas inteligentes de haz conmutado usando una red de Butler de 8x8 y

los correspondientes elementos radiantes.

Figura 2.2. S istema de Antena de Haz Conmutado (SBA) de 8 elementos [11].

Finalmente, la figura 2.3 muestra una comparación entre los sistemas de antenas de

haz conmutado y de haz flexible, si bien las antenas de haz flexible llegan a tener mayor resolución en la ubicación del haz, la complejidad del sistema de medición y control

resultan ser parámetros que son tenidos en cuenta en la implementación de estimadores de Dirección de Arribo (DoA); por otra parte los sistemas de haz conmutado pueden requerir de sistemas de control menos complejos para el apuntamiento del haz pero se

sacrifica significativamente la resolución del sistema de estimación.


7

Figura 2.3. Comparación entre antenas de haz conmutado y antenas de haz flexible [11].

La anterior figura especifica el funcionamiento del sistema de estimación, donde se busca que los usuarios activos estén “alumbrados” por el lóbulo principal del sistema de antenas y no se le dé una alta prioridad a los usuarios que sea fuente de interferencia o

simplemente a aquellas terminales para las cuales no es necesario proveerles conexión.

2.2 ANTENAS DE HAZ CONMUTADO

El importante crecimiento de la demanda en los entornos de comunicaciones

móviles ha justificado el desarrollo e implementación de antenas inteligentes [12], tanto para la determinación de la señal de arribo como para mejorar la calidad de servicio.

Anteriormente se ha mencionado, el campo de las antenas inteligentes comprenden dos escenarios, las antenas de haz flexible y las antenas de haz conmutado, estas últimas representan una opción sencilla y económica para el estudio de dirección de arribo.

El funcionamiento de las antenas de haz conmutado es posible con una red de conformación de haz, la red de Butler. La principal ventaja en el uso de antenas de haz

conmutado es que la red de conformación de haz no representa una estructura particularmente compleja. La figura 2.4 muestra la estructura de una red de Butler que es construida por medio de los circuitos de radiofrecuencia más básicos. Esencialmente,

una red de Butler de N-puertos (A1 – A4, en la figura 2.4) es conectada a los elementos radiantes y conforme se provea de señal a uno de los puertos (1R, 1L, 2R, 2L) los

elementos radiantes serán alimentados con una versión desfasada (y atenuada) en cada

caso. Los posibles desfases para una red de Butler de cuatro puertos son y

grados, de este modo es posible modificar la posición del haz principal de la antena.


8

Figura 2.4. Estructura de una red de Butler. Tomado de [12]

Por otra parte, el mercado ofrece switches (SPDT o SP4T) de radio frecuencia para

diversas aplicaciones. En este sentido, el sistema de la antena de haz conmutado está completo al tener la posibilidad de alimentar la red de Butler por cualquiera de sus puertos (como se muestra en la figura 2.2), además el comportamiento es equivalente en

recepción o en transmisión, de este modo el estudio de la dirección de arribo de una señal puede ser estudiado al medir la señal que llega en los cuatro puertos o se puede

mejorar la calidad de servicio de antenas en transmisión. La cantidad de trabajos alrededor del uso de antenas de haz conmutado para

diversos escenarios es importante. En [13-14], se muestra la construcción de una red de

Butler con el fin de hacer estudios en aplicaciones WLAN, esencialmente se destaca la posibilidad de mejorar la capacidad de las estaciones base para el incremento en la

calidad de servicio y en el cubrimiento en zonas difíciles. Como se ha venido mencionando, la posibilidad de controlar una antena con múltiples haces permite que en transmisión, se pueda concentrar la potencia de la antena hacia cierto sector, y en

recepción, se vean disminuidos los efectos de desvanecimiento y multitrayectoria que disminuyen la calidad del enlace.

Por otra parte, también existen desarrollos enfocados a entornos donde se usa la tecnología de RFID para cuestiones logísticas en la industria. Los esfuerzos están centrados en antenas inteligentes que puedan ser reconfigurables debido a las

necesidades de seguimiento en el entorno, en este sentido, antenas de polarización circular son integradas a redes de Butler y sistemas de conmutación con el fin de

proveer mejores soluciones a la industria [15]. No solo los entornos de telecomunicaciones móviles resultan beneficiados de las

antenas de haz conmutado, muchos de los sistemas de seguimiento actuales vienen

reemplazando sus sistemas mecánicos de posicionamiento por antenas de haz conmutado o haz flexible para el seguimiento de objetivos. Enlaces satelitales con

CubeSat, donde los dispositivos en el espacio no están en la órbita geoestacionaria, resultan beneficiados por los sistemas de haz conmutado, ya que es posible ajustar la posición del haz automáticamente de acuerdo a las predicciones de la posición del

satélite, esto provee una mejora consistente en este tipo de enlaces, donde la información que se envía desde el espacio solo puede ser descargada durante una

cantidad de tiempo reducido [16 - 17].


9

2.3 ANTENAS DE ANCHO DE BANDA AMPLIO

La construcción de antenas sobre tecnología Microstrip ha representado grandes

beneficios en el campo de las telecomunicaciones, dispositivos radiantes de pequeño tamaño y reducido volumen representan una ventaja frente a las antenas tradicionales;

las similitudes en la construcción de circuitos impresos y antenas Microstrip (MSA, MicroStrip Antenna) permite que esta tecnología proporcione productos finales con muy bajos costos de producción [18]. Por otra parte, a las antenas se les ha podido

integrar elementos pasivos y activos, lo que ha permitido implementar configuraciones de circuitos que no solo mejoren las características de la antena, sino que le da la

propiedad de ser reconfigurable, de este modo, es posible encontrar antenas reconfigurables con diversidad de polarización [19-21] y varias frecuencias de operación [22].

Las antenas Microstrip más básicas no presentan un ancho de banda amplio, en su mayoría, este parámetro se encuentra entre 1% y 5% dependiendo de la geometría. El

manejo de bajas potencias y la baja ganancia representan claras desventajas de las antenas Microstrip frente a la construcción de antenas en otro tipo de materiales y tecnologías [18]. En este sentido, el desarrollo de antenas Microstrip se ha concentrado

en proponer diseños y técnicas que permitan superar tales desventajas. A continuación, se mencionan algunas técnicas de mejoramiento de ancho de banda en antenas

Microstrip.

2.3.1 La elección del sustrato

La idea del desarrollo de antenas en capas de conductores unidas a través de un

sustrato se remonta a los años 50, pero el interés en la comunidad científica frente a esta tecnología fue importante apenas en la década de los 70 [23]. Las ventajas y desventajas de las MSA son bien conocidas desde hace bastante tiempo, por ende, el estudio de los

efectos del sustrato en el ancho de banda de las MSA es un campo que ya no representa gran interés.

Sin embargo, es importante mencionar algunos trabajos destacados que sirven como reglas básicas para el diseño de MSA. Por norma general, las antenas de tecnología Microstrip deben ser construidas en sustratos eléctricamente gruesos con una

constante dieléctrica tan baja como sea posible, mientras tanto, la construcción de circuitos de microondas o líneas de transmisión debe realizarse en sustratos muy

delgados y constantes dieléctricas altas. De este modo se plantea una paradoja importante, ya que si se dispone de un solo sustrato para la construcción de la antena y su red de alimentación se debe escoger un sustrato que no sacrifique de forma

importante el funcionamiento de la antena y de la red de alimentación [23]. En este escenario, si se escoge un sustrato muy delgado con una constante dieléctrica alta, se

puede ver afectado el ancho de banda en impedancia de la antena aun cuando se tenga una red de alimentación con anchos de banda considerables. Si se escoge un sustrato demasiado grueso, la red de alimentación presentará pérdidas considerables que

afectarán el funcionamiento total de la antena. La relación entre ancho de banda de impedancia y las características del sustrato

puede ser mostrado a través del siguiente modelo matemático usado para antenas Microstrip rectangulares [24]. El ancho de banda puede ser calculado de forma aproximada como se indica en (1):


10

Donde W y L son el ancho y el largo de la antena rectangular, h es el grosor del

sustrato, es la constante dieléctrica del sustrato y es la longitud de onda de

operación de la antena. La figura 2.5 muestra el principal resultado del análisis realizado en [24]. El factor A se asigna de acuerdo a la siguiente tabla.

Tabla 2.1. Cálculo de la constante A en antenas MicroStrip Rectangulares

A = 180

A = 200

A = 220

Figura 2.5. a) Variación del ancho de banda y la eficiencia de una antena Microstrip rectangular, la línea

continua es para y la línea punteada para . b) Variación del

porcentaje del ancho de banda con tres valores de h y ; de arriba abajo los

grosores son 0.318, 0.159 y 0.079 cm.

Si bien la construcción de la antena se podría hacer en casi cualquier sustrato de uso comercial, conforme se aumente el grosor del sustrato, la eficiencia de la antena empeora de forma dramática, y el efecto aumenta con el incremento de la constante

dieléctrica. Por otra parte, el ancho de banda aumenta de mejor forma si la constante dieléctrica no es tan alta. La figura 2.5b muestra como el grosor del sustrato puede

causar aumentos en el ancho de banda si son comparados con una antena construida en

y .

De este modo, se puede mostrar la importancia de la elección de sustratos en el diseño de antenas MSA de casi cualquier geometría. En [25], se mencionan tres

aspectos importantes para entender las pérdidas y el comportamiento de la eficiencia en las MSA que sustentan lo anteriormente mencionado. Las pérdidas en antenas

Microstrip pueden obedecer a tres factores [23]: las pérdidas en los conductores, las pérdidas por el dieléctrico y la excitación de ondas superficiales.

A excepción de que el sustrato sea bastante delgado, las pérdidas por el conductor

y el dieléctrico son bastante pequeñas [23]. La excitación por ondas superficiales son consecuencia del funcionamiento de la antena debido a la generación de modos TM y

TE. La frecuencia de corte de los modos de una antena Microstrip pueden ser calculados así [23]:


11

Donde los es la velocidad de la luz en el vacío, es el grosor del sustrato,

corresponde a los modos , , , ; conforme el sustrato se vuelve más grueso, más ondas superficiales pueden ser generadas y la interferencia

con los modos de orden inferior llega a ser importante; por otra parte la generación de estas ondas no contribuyen a la generación del lóbulo principal, esto se traduce en la

aplicación de mayor potencia en la entrada de la antena para la generación del lóbulo principal lo que hace que la ganancia de la antena sea pobre [26].

En consecuencia, la elección de un sustrato adecuado para la construcción de MSA

es fundamental, si bien los sustratos con constantes dieléctricas bajas y grosores considerables pueden favorecer el mejoramiento del ancho de banda de impedancia de

la antena, es necesario considerar su integración con otros circuitos de microondas o líneas de transmisión. Finalmente, el aumento deliberado del grosor del sustrato ha mostrado resultados nefastos para la eficiencia de la antena, específicamente, por la

generación de ondas superficiales que representan una fuga de potencia de la antena y la propagación de las mismas tienen efectos de interferencia sobre los modos de orden más

bajo [27]. Hoy en día, la solución al problema del ancho de banda en MSA dejó de

concentrarse solamente en la elección de un buen material, el pobre aumento del ancho

de banda que se logra antes de hacer que la antena sea ineficiente ha demostrado que esta estrategia no es la más adecuada si se desea alcanzar ancho de banda amplios. Los

pasos subsiguientes que buscan el mejoramiento del ancho de banda en antena Microstrip se han enfocado de utilizar técnicas de construcción como el apilamiento de sustratos con la inclusión de gaps de aire y el uso de parches cortocircuitados, así como

la exploración de otros métodos de alimentación de antenas, especialmente las técnicas por acoplamiento.

2.3.2 Apilamiento de parches y gaps de aire

Para alcanzar las mejores condiciones de funcionamiento posibles en líneas de transmisión y antenas se deben escoger dos sustratos de características diferentes,

mientras para la construcción de circuitos de microondas se buscan sustratos delgados, en antenas Microstrip se obtienen mejores resultados con sustratos más gruesos. Adicionalmente, la generación de la polarización circular se hace posible a través de

circuitos de microondas compuestos por líneas de transmisión y elementos pasivos, tratar de juntar antenas y líneas de transmisión en un mismo sustrato para lograr los

mejores resultados puede no ser el camino adecuado para construir una antena de excelentes prestaciones.

Si usar el mismo sustrato para antenas y líneas de transmisión no provee los

mejores resultados, la solución podría encontrarse en separar ambas estructuras. Lo anterior resume una de las técnicas más importantes en la ampliación de ancho de banda

en antenas Microstrip, el uso de parches apilados, usualmente con diferentes grosores y constantes dieléctricas y la inclusión de gaps de aire. De este modo, las antenas de parches apilados pueden tener mejores prestaciones sin tener consecuencias

significativas en la geometría total del sistema.


12

Figura 2.6. Antena de parche apilado. Tomado de [24]

La figura 2.6 muestra una configuración de antena de parche apilado sin espacio de

aire. Con el fin de mejorar las propiedades de la antena usualmente, se escoge

y , para ser coherente con los parámetros de diseño para antenas y

líneas de transmisión en esta tecnología. El estudio desarrollado por Splitt y Davidovitz [28] muestra un panorama general de los efectos del grosor total de la antena y las

constantes dieléctricas; inicialmente se asume que ambos sustratos son de características idénticas. El sustrato superior puede ser de parche circular o rectangular mientras que el sustrato inferior tiene una línea Microstrip como método de excitación.

La figura 2.7 muestra uno de los principales resultados del estudio paramétrico mostrado en [28]. La medida H es la suma del grosor de ambos sustratos mientras

que , donde puede ser 1.1, 2.55 y 10.5. Conforme se aumenta el grosor

de los sustratos se hace evidente el aumento en el ancho de banda de impedancia y, similar al caso de la elección de sustratos demasiado gruesos, la eficiencia resulta caer de forma abrupta y los efectos, una vez más, son dramáticos cuando se hace el ejercicio

con sustratos con constantes dieléctricas más altas.

Figura 2.7. (a) Porcentaje de ancho de banda en impedancia y (b) eficiencia para diferentes constantes

dieléctricas de sustratos. , (---, 1.1), (- , 2.5), (-·-·- , 10). Tomado de [18].

Al comparar las figuras 2.5 y 2.7, se pueden apreciar ciertas ventajas en el uso de

parches apilados frente a las antenas construidas sobre un solo sustrato, sin embargo, el patrón resulta ser familiar, al intentar llegar anchos de banda importantes, la eficiencia

de la antena decae por efectos asociados al uso de sustratos demasiado gruesos. En este sentido, se puede empezar a probar configuraciones de distintos sustratos para lograr mejores resultados como se muestra en [29], donde el sustrato utilizado para la

excitación tenía un grosor de 0.508mm y una constante dieléctrica igual a 3, mientras el sustrato superior constaba de un grosor de 1.524mm y una constante dieléctrica de 2.17,

los resultados fue una antena de 33.33 % de ancho de banda y una ganancia de 6.1 dBi. Si bien el ancho de banda puede ser importante en algunas antenas de parche

apilado, también es posible explorar la posibilidad de agregar un espacio de aire entre

los sustratos para seguir mejorando el ancho de banda; la construcción consiste en un sustrato inferior que recibe la señal del generador y contiene la red de excitación que

convenga, mientras que el sustrato superior contiene el diseño del elemento radiante, la conexión entre ambos sustratos puede consistir en un conductor que conecta ambas capa. El espacio de aire se rellena con una espuma de un grosor específico o se usan


13

tornillos no conductores. El efecto del espacio de aire es importante, usualmente antenas tienen entre un 10 % y un 30 % de ancho de banda de impedancia [18].

Figura 2.8. Antena Microstrip Acoplada Electromagnéticamente configuración normal e invertida. Tomado de

[18].

Los gaps de aire mejoran significativamente el ancho de banda de impedancia

especialmente en los parámetros S relacionados con el aislamiento entre puertos como lo muestra [30]. Aunque tal vez el efecto más apreciable se da en cuanto a la ganancia

de la antena, la figura 2.9 muestra la gráfica de ganancia para algunas distancias entre parche de una antena acoplada electromagnéticamente de configuración invertida (a 5.8 GHz y 21 % de ancho de banda de impedancia), especialmente se nota como la altura de

1 mm entre parches provee el mejor desempeño de la ganancia.

Figura 2.9.Antena con gaps de aire y el comportamiento de la ganancia frente a las variaciones de

la separación entre sustratos. Tomado de [31]

2.3.4 Trabajos recientes

Finalmente, la solución al problema del ancho de banda y la ganancia de antenas Microstrip no tiene una sola vía; actualmente el enfoque está relacionado con usar varias técnicas de optimización sobre la misma antena para aumentar las posibilidades


14

de llegar a un producto con resultados sobresalientes. Por ejemplo, una antena para aplicaciones de RFID es presentada en [32], el diseño consiste en dos procesos de optimización separados, la reducción de tamaño de la antena, considerando que la

frecuencia de operación se encuentra alrededor de 1 GHz, se logró aprovechando el uso de un slot en la lámina superior de cobre. Por otra parte, se aprovecha el efecto de la

separación entre el sustrato que excita la antena y el excitador para obtener un ancho de banda destacable de más de 30 % en impedancia y en relación axial.

Figura 2.10. Antena de ancho de banda amplio para aplicaciones RFID, geometría y ancho de banda en

impedancia. Tomado de [32]

En [33], se muestran dos ejemplos de optimización de antenas en donde se interconectan varios métodos. Como se muestra en la figura 2.11, es una antena de

parches apilados, el parche inferior es el plano de masa y el superior contiene dos secciones de cobre, una recibe la señal de radio frecuencia y por acoplamiento alimenta un parche radiante. Sobre el parche radiante se realizan algunos procesos de

optimización.


15

Figura 2.11. Antena de parche apilado rectangular y circular. Tomado de [33]

Especialmente, se usan slots para reducir el tamaño y ampliar el ancho de banda en la antena rectangular, mientras que al parche circular se cortan secciones con el mismo

fin. La figura 2.12 muestra el ancho de banda del parche circular obtenido en simulación y en las medidas.

Figura 2.12. Ancho de banda de antena circular. Tomado de [33]

Los anteriores ejemplos representan técnicas modernas para lograr antenas de

ancho de banda amplio, los diseños consisten en incluir varias vías de optimización para construir antenas de altas prestaciones; elección de sustratos adecuados, apilamiento de parches y la optimización de slot en los parches radiantes son algunos métodos que

usualmente se usan en el diseño de una antena de ancho de banda amplio. Por otra parte, los efectos en los tipos de alimentación de las antenas también afectan el ancho de

banda; la siguiente tabla hace una comparación entre los tipos de excitación de antenas usado usualmente y sus efectos en el ancho de banda [26].

Tabla 2.2. Comparación de métodos de alimentación

Parámetro Técnica de Excitación

Coaxial Stripline De apertura Por

proximidad

Fabricación Fácil Fácil Difícil Difícil

Acople Impedancia Simple Simple Difícil Difícil

Modelamiento Difícil Simple Simple Simple

Ancho de banda Estrecho Estrecho (2% - 5%) Estrecho Alto (13 %)


16

En secciones posteriores se profundizará en los resultados obtenidos en antenas

tipo L-feed (alimentación tipo L) donde se excita el parche superior de la antena a través

de un conductor de cobre en forma de L, que permite alcanzar resultados importantes tanto en ancho de banda como en ganancia.

2.4 POLARIZACIÓN CIRCULAR

El uso de los circuitos construidos en tecnología Microstrip es, sin lugar a dudas, la manera más fácil de obtener una polarización circular y debido a que este tipo de

polarización es más llamativo en aplicaciones que involucran las comunicaciones inalámbricas y móviles, a lo largo del tiempo, se han realizado estudios para poder lograr este tipo de polarización.

Lograr una polarización circular ha sido uno de los temas a discutir con más

concurrencia en el desarrollo de antenas Microstrip lo que conlleva a que múltiples métodos hayan sido descubiertos y presentados. Métodos que presentan el uso de un transductor piezoeléctrico (PET) [34], o mediante la implementación de un diodo PIN

para realizar la conmutación, e inclusive donde la combinación de una geometría en forma de E utilizando diodos PIN en slots desiguales son usados para lograr una

polarización circular conmutable [35-38]. Otro método estudiado para lograr una polarización circular es alterando la

geometría del elemento Microstrip ya sea recortando las esquinas de un parche cuadrado a 45° [39], o realizando slots en la geometría base [40] y mediante la alteración de la geometría de la antena junto con la correcta ubicación del punto de alimentación puede

lograr una correcta polarización circular como se ve en [41].

Figura 2.13. Alteraciones en la geometría base del parche Microstrip, (a) [39], (b) [40], (c) [41].

La alimentación mediante el uso de líneas Microstrip es otro de los métodos usados

para lograr la polarización circular, en este caso, el parche Microstrip en cuestión es alimentado en dos puntos mediante una línea Microstrip, slots cruzados y puentes de

aire [42]. Por otro lado, la inclusión de slots dentro de la geometría del parche y la alimentación mediante un pequeño parche de Microstrip también es un resultado aceptable [43].


17

Sin embargo el método más conocido es alimentar el elemento Microstrip con dos o más excitadores en cuadratura de fase; ya que un elemento Microstrip cuadrado posee dos modos de radiación horizontal y vertical, si se excitaran estos dos modos a 90° fuera

de fase lograría dos formas de radiación: Horizontal y Vertical, generalmente para obtener estos modos de radiación se utiliza un divisor de potencia hibrido a 90°, donde

una entrada del hibrido a 90° producirá una polarización RHCP (Right-Hand Circular Polarization) y por la otra entrada producirá una polarización LHCP (Left-Hand circular Polarization), teniendo en cuenta que si se produce una polarización RHCP, en la otra

entrada del hibrido deberá estar terminada con una carga de 50 Ohm y viceversa [44].

Figura 2.14. Elemento cuadrado Microstrip polarizado circularmente con un hibrido 90° [44].

El uso de un hibrido a 90° ha dado pie para realizar múltiples estudios y avances sobre la polarización circular, combinando métodos no solo de alimentación del

elemento Microstrip, sino maneras de realizar la conmutación entre las dos formas de radiación (LHCP y RHCP), esto para lograr que la implementación de los elementos Microstrip en la fabricación de antenas puedan dar resultados en cuanto el ancho de

banda logrado como en la ganancia obtenida de cada antena desarrollada.

Es el caso donde se realiza un circuito de alimentación ortogonal combinando el uso de híbridos a 90° con la implementación de un Switch SPDT (single-pole single-throw) para lograr una polarización circular [45], como se comentó anteriormente, el

uso de un hibrido a 90° se usa para obtener una polarización circular, al agregarle un Switch SPDT se logra realizar una conmutación entre los dos modos (RHCP y LHCP)

ya que mediante el solo uso de los híbridos se es necesario cargar con 50 Ohm la otra entrada, problema que queda totalmente resuelto al usar el Switch que lo realiza de manera automática con una alta velocidad de conmutación.


18

Figura 2.15. Estructura de la antena Microstrip [45].

Una combinación conocida para lograr una polarización circular reconfigurable es

la combinación de los excitadores con geometría en “L” y los switch SPDT

mencionados anteriormente, como es el caso de [46], los modos de polarización RHCP y LHCP pueden ser excitados por medio de las sondas en “L” alimentando a su vez un

parche cuadrado alterado. Los excitadores con geometría en “L” son conectados al switch que está fabricado debajo del plano de masa, para que de esta manera los diagramas de radiación reconfigurables puedan ser obtenidos. El ancho de banda de

impedancia medido para esta antena cuando el modo LHCP está activo es del 26% en el rango de 1.67 a 2.17 GHz, mientras que el modo RCHP cubre desde 1.75 hasta 2.26

GHz un 25.4%, el pico de ganancia medido es de 6-7 dBi a lo largo del ancho de banda de impedancia medido, el ancho de banda de relación axial medido cuando el modo LHCP está activo es de 18.4% y para el modo RHCP el 25%.

Aunque el uso del hibrido a 90° es una de las herramientas más usadas, también es

posible lograr una polarización circular reemplazando el hibrido a 90° por un divisor de

potencia Wilkinson que tenga una misma amplitud y posea un cambio de fase de 90° en los dos puertos y de igual manera para lograr una correcta generación de los dos modos

mientras un puerto esta con un modo el otro deberá estar cargado a 50 Ohm, generalmente la excitación del parche Microstrip se logra mediante alimentaciones duales capacitivas, antenas de este tipo pueden lograr un ancho de banda de impedancia

del 49% (VSWR < 2) y un ancho de banda de relación axial a 3-dB del 35%, con un pico de ganancia de alrededor de 7.0 dBi [46-47].

Figura 2.16. Divisor de potencia Wilkinson con dos salidas teniendo una diferencia de fase de 90° [46].


19

2.5 ALIMENTACION POR MEDIO DE EXCITADORES CON

GEOMETRIA en “L”

Los resultados del desarrollo de una antena Microstrip usando las herramientas anteriormente descritas como lo son híbridos de 90° y alimentación dual en términos de

ancho de banda (BW), ganancia (Gain) y relación axial (AR) no son tan altos como se esperaba, es por eso que se han estudiado diferentes técnicas que logren mejorar los resultados obtenidos. Entre las opciones a tener en cuenta, se encuentra la

implementación de sustratos con espesores considerables y constantes eléctricas cercanas a la unidad que permitan obtener un BW más amplio, modificaciones en la

geometría base de las antenas y diferentes tipos de acoplamiento. La alimentación en L consta de una sonda en forma de L que va conectada a un

hibrido de 90°, esto se realiza con el fin de excitar un parche radiante que va suspendido respecto al plano de masa. Aunque las antenas realizadas con este método no

contemplan un amplio diseño, su construcción por otro lado si requiere de un nivel de dificultad mayor como se muestra en la figura 2.17.

Figura 2.17. Estructura de una antena con excitadores en forma de L.

Esta técnica fue introducida en [51], donde se utilizó para alimentar una antena de bucle, después este concepto fue utilizado para excitar un parche Microstrip que está

diseñado sobre un sustrato grueso [52], los resultados obtenidos importantes ya que se comprobó que el uso de un sustrato grueso y la técnica de alimentación por medio de los excitadores en “L” podían incrementar considerablemente los resultados obtenidos

en cuanto al ancho de banda de impedancia y la relación axial, también se encontró que debido a la integración del parche radiante y el excitador en forma de L se añadía un

efecto capacitivo en la excitación de la antena, pero que a su vez reducía la inductancia introducida por el excitador mismo [49-52].

A partir de la introducción de esta técnica se empezaron a desarrollar investigaciones que comprometían el uso de excitadores con geometría en “L”, para

poder mejorar el ancho de banda de impedancia, relación axial y ganancia; como es el caso de [53] donde se presenta una antena con polarización circular y doble resonancia que trabaja simultáneamente en las bandas de GPS de 1.277 GHz (banda L2) y 1.575

GHz (banda L1), la antena presenta un ancho de banda de impedancia medido de 18.03


20

MHz y 17.66 MHz, para VSWR ≤ 2:1, lo resultados de ganancia fueron 5.4 dBi y 6.8dBi y relación axial de 8.1 MHz y 10.2 MHz en las bandas L1 y L2 respectivamente.

En [54], se presenta una de las mejores combinaciones en BW y AR logradas usando la técnica de la alimentación por excitadores con geometría en “L” para una

antena con polarización circular, el diseño de la antena consta de un parche circular que es alimentado mediante cuatro excitadores con geometría en “L” usando una red de alimentación que contempla elementos como divisores de potencia Wilkinson y

desfasadores de 90°. Los resultados de esta antena muestran un ancho de banda de impedancia simulado y medido de 94.1% de 0.9 a 2.5 GHz y 79.4% de 1.04 a 2.41 GHz

para un SWR < 2, respectivamente la antena exhibe un ancho de banda de relación axial simulado a -3dB del 63.8% de 1.25 a 2.42 GHz y un ancho de banda de relación axial simulado a -2 dB del 56% desde 1.35 a 2.4 GHz. En términos de ganancia, la antena

presenta un ancho de banda de ganancia simulado del 59.3% de 1.33 a 2.45 GHz >3dBi y medido del 44.9% desde 1.33 a 2.1 GHz >3dBi. De igual manera, en [55] se presenta

una antena con unos resultados similares en cuanto al ancho de banda de impedancia, la antena propuesta consiste en dos capas de sustrato donde el parche radiante se encuentra en la capa superior y es alimentado mediante el uso de dos excitadores con geometría en

“L” ubicados en la capa inferior para así lograr un ancho de banda de impedancia del 92.7% (SWR < 2), los diagramas de radiación obtenidos para esta antena fueron

logrados con una polarización cruzada menor a -20dB a través del ancho de banda de operación.

El uso de dos excitadores con geometría en “L” conectados a un hibrido a 90° genera una polarización circular en la antena propuesta, logra un alto aislamiento entre los dos puertos de entrada y resuelve el problema de un ancho de banda estrecho y así

como el de la generación de lóbulos traseros importantes. En [56], la antena diseñada entrega un ancho de banda de impedancia medido del 54.4% desde 2.64 a 4.62 GHz

para un SWR < 2. Y un ancho de banda de relación axial medido del 36.7% desde 3.05 a 4.4 GHz. Las simulaciones realizadas en esta antena mostraron un ancho de banda de impedancia del 55.7% desde 2.74 a 4.86 GHz para un SWR < 2, un ancho de banda de

relación axial del 33.9% desde 3.35 a 4.68 GHz y un ancho de banda de ganancia del 28.8% desde 3.48 a 4.65 GHz con un pico de ganancia de 9.6 dBi. En [57] nuevamente

se usa la doble alimentación para lograr un aislamiento alto entre los dos puertos de entrada, la antena presenta un ancho de banda de impedancia del 23.8% (SWR < 2), del 15% (SWR < 1.5) y un aislamiento por encima de los 30dB.

Así mismo en [58 - 59] se presenta la combinación de un parche radiante con

geometría en anillo anular separado del plano de masa por una capa de aire de constante dieléctrica cerca a la unidad, excitador con geometría en “L” y con la utilización de un sustrato grueso para poder lograr una antena de ancho de banda amplio, en [58] se logró

un ancho de banda de impedancia del 36.76% y del 33.23% (VSWR < 2) para dos diferentes longitudes del excitador en “L”, 13.5 mm y 15mm respectivamente y en [58]

un ancho de banda de impedancia del 24% (SWR < 2) con un pico de ganancia de 7.5

dBi para el modo y para el modo un ancho de banda de impedancia del 27% (SWR < 2), con un pico de ganancia de 10.3 dBi.

Aplicaciones recientes han surgido de utilizar la técnica de alimentación por medio

de excitadores con geometría en “L”, es el caso de [60] donde se desarrolla una antena

de anillo Microstrip con frecuencia sintonizable, usando diodos Varicap. La antena tiene


21

como primicia el uso de antenas Microstrip con anillo múltiple (MR-MSA), la cual consiste en múltiples parches de anillos organizados concéntricamente en un sustrato dieléctrico de doble capa y un excitador con geometría en “L” ubicado en la capa del

medio. Con el fin de sintonizar la frecuencia de la antena Microstrip en anillo los dos diodos Varicap son montados sobre el anillo y el excitador en “L” es puesto debajo del

anillo para excitar el mismo, debido a que la capacitancia del diodo Varicap es variada por el voltaje DC, la frecuencia puede ser sintonizada electrónicamente. Los resultados muestran que, para un voltaje DC de 0 a 10V, la frecuencia de resonancia de la antena

está cambiando desde 3.57 a 4.2 GHz, las pérdidas de retorno son peores conforme la frecuencia sea más baja. El pico de ganancia medido es de 4.6 dBi a una frecuencia de

4.06 GHz. En [61], los autores proponen una antena en anillo anular con polarización dual a

45° por medio de excitadores en “L” y una red de alimentación de banda ancha, la antena fue construida con un hueco en el centro donde se podría incrustar una pequeña antena que opere en otra banda de frecuencia. El tamaño de la antena de parche con

forma de anillo anular está diseñado para que sea más pequeña que un parche circular o

rectangular, diseñado para cierta frecuencia para cuando este trabaje en modo , la técnica del excitador con geometría en “L” es usado para excitar los dos modos

ortogonales . La antena está construida bajo un sustrato de espesor grueso con una permitividad eléctrica baja, lo que hace que la antena tenga un amplio ancho de banda. El ancho de banda de impedancia de la antena propuesta es del 47.6% desde 1.6 a 2.6

GHz (SWR < 2) para ambos puertos, además de esto la antena presenta un aislamiento entre los puertos mayor a 30dB sobre el ancho de banda de operación, con un pico de ganancia de 7.8dBi.

También investigaciones recientes como la presentada en [62] muestra una técnica

para mejorar las características de radiación de una antena alimentada por una sonda en “L” la cual hace uso de dos capas de dieléctricos iguales, una en la parte inferior de parche radiante y otro por encima del plano de masa con los dos sustratos separados por

aire. Los autores llevan a cabo un análisis del efecto de la constante dieléctrica de los

dos sustratos, logrando un ancho de banda de impedancia del 20% para para cuatro sustratos diferentes con constantes de 1 a 10, reduciendo el nivel de

polarización cruzada y logrando un nivel de relación delante atrás mayor a 20dB. La técnica permite mejorar algunas características que no son aceptadas para algunas

aplicaciones prácticas, aspectos como una alta polarización cruzada, asimetría en los diagramas de radiación, diferencias en el ancho de haz en los planos E y H.

Asimismo, aportes a la medicina han sido posibles, donde el diseño de una antena que gracias a su pequeño factor de forma y bajo costo puede ser usada en un arreglo de

sensores microondas para la detección de cáncer de seno. La antena hace uso de la técnica de alimentación con excitadores en “L” para obtener una antena de parche V-slot con ultra ancho de banda (UWB) mostrada en [63], la antena esta excitada

electromagnéticamente por medio del excitador en “L” que combinado con la variación del ángulo del brazo que la V-slot posee, la antena ofrece un parámetro de optimización

para el mejoramiento del ancho de banda. El ancho de banda de impedancia simulado para esta antena es del 57.5% con centro en 7.3 GHz y cuenta con un pico de ganancia de 6.8 dBi.


22

Figura 2.18. Geometría de la antena parche V-slot alimentada con un excitador en “L”. Tomado de [63]

En [64] se presenta el diseño de un parche circular alimentado mediante tres geometrías el “L”, el cual es soportado con cuatro postes metálicos que cortocircuitan el parche con el plano de masa, mediante lo cual se logra generar dos modos de diagramas

de radiación operando en la misma frecuencia a saber: cónico y transversal, los cuales hacen uso de dos excitadores en “L” independientes. El ancho de banda resultante es del

24% (SWR<2) y un aislamiento entre puertos de 28dB, con ganancias de 4dBi y 8dBi para los modos cónico y transversal respectivamente.

Finalmente, en [65] se presenta un estudio para antenas de parche Microstrip de un 30% de ancho de banda, en el documento los autores presentan el diseño, simulación,

fabricación y caracterización de la antena propuesta, donde emplean técnicas para minimizar el área superficial, los métodos usados van desde la geometría del parche, grosor del sustrato, con los excitadores con geometría en “L” acoplados

capacitivamente. El diseño final de la antena contempla una geometría circular en E alimentada por medio de los excitadores en “L”, los slots de la geometría fueron

optimizados en el software HFSS mediante simulaciones, el diseño fue fabricado y los resultados tanto de simulación como de medición de la antena fueron un ancho de banda del 37.9% desde 7.9 a 11.6 GHz y 36.4% de 8.1 GHz a 11.7 GHz (VSWR < 2)

respectivamente, la ganancia de los lóbulos principales medidos para los planos E- y H- es de -3dBi desde 7.9 hasta 9 GHz, el patrón de ancho de banda es del 13%, el simulado

es del 11.8% de 8 a 9 GHz, el nivel de los lóbulos laterales es menor a -4.7 dBi y a 3dB

un ancho de haz de 15° mantenidos entre 8 y 9 GHz, a frecuencias mayores que 9GHz, la ganancia del plano H es menor a -3dBi.

Capítulo 3 Metodología: Diseño de los elementos

radiantes.

El desarrollo del presente proyecto requiere del diseño de las siguientes etapas:

Diseño, construcción y medida de los elementos radiantes

Diseño de la agrupacion circular que integre los elementos radiantes

Diseño de la red de conformación de haz y de la red de selección de haz.

Las siguientes secciones estarán enfocadas a mostrar uno de los procesos más

importantes dentro del proyecto, como es la elección de la antena y la optimización del elemento radiante a través del software de simulación IE3D. De forma subsiguiente, se

explicará la escogencia de los circuitos de conmutación, así como el funcionamiento de la Red de Butler y de la agrupación.

3.1 ESTRUCTURA DE LA ANTENA DE HAZ CONMUTADO

Como se ha referenciado en la sección 2.1, el estudio de la dirección de arribo de señal a antenas base ha sido analizado desde dos soluciones distintas, las antenas de haz flexible y las antenas de haz conmutado, donde la última opción busca reducir los costos

de implementación, así como la complejidad de los algoritmos de detección. La siguiente figura muestra la estructura del sistema de haz conmutado de 4 elementos

radiantes:

Metodología de la investigación.

24

Figura 3.1. Estructura de Antena de Haz Conmutado. Fuente: Los Autores.

Como se puede apreciar, se dispone de un sistema de conmutación compuesto por un

switch SP4T que tiene un puerto de entrada/salida de radiofrecuencia y la capacidad de selección entre 4 puertos de entrada/salida. Este sistema de conmutación está conectado

con una red de conformación de haz basado en una red de Butler de 4x4 puertos. El funcionamiento de la red de Butler permite que los cuatro dispositivos radiantes presenten un desfase de ± 45° y ±135°dependiendo el puerto por el cual se decida

inyectar la señal de radiofrecuencia. La agrupación circular de antenas está compuesta por cuatro elementos radiantes

con una separación angular inferior a 0.5λ. La selección del haz respectivo apuntando en una dirección particular se logra mediante la conmutación de la señal de entrada a una de las entradas de la red de Butler mediante el conmutador SP4T, mediante lo cual

se generan las fases progresivas necesarias para que el máximo del diagrama de radiación apunte en una dirección particular, por su parte, para cada elemento radiante

se puede ajustar el tipo de sentido de giro de la polarización circular de las antenas (RHCP o LHCP).

3.2 DISEÑO Y OPTIMIZACIÓN DE ELEMENTOS RADIANTES

El objetivo buscado es diseñar una antena que se ajuste a las especificaciones descritas en la sección 1.2, cuya polarización sea circular con sentido de giro

seleccionable; un ancho de banda de impedancia superior al 10% para un coeficiente de reflexión inferior a -10dB en cada puerto y una frecuencia central de 2.4 GHz; con una ganancia superior a 5dBi y una relación de lóbulo principal a secundario mayor o igual

a 12 dB, por otra parte, es deseable que la antena tenga un ancho de banda de impedancia superior al 10 %, ya que la relación axial, siendo un parámetro esencial en


25

las antenas de polarización circular, se busca que este tenga un ancho de banda por lo

menos similar al ancho de banda de impedancia. Uno de los problemas de seleccionar la tecnología Microstrip como solución al

problema propuesto es el reducido ancho de banda, teniendo en cuenta que, mediante

las configuraciones básicas se puede lograr un ancho de banda de impedancia en el rango del 3% y 5%, y no es de esperar que los resultados sean mejores en cuanto a la

relación axial. Teniendo en cuanta estas consideraciones y basados en el estudio mostrado en el capítulo 2, se selecciona las antenas que hacen uso de alimentadores en L, especialmente por los resultados mostrados en cuanto al ancho de banda de

impedancia y el ancho de banda de relación axial. La figura 3.2 muestra la estructura básica de la antena resultante del proceso de optimización, tal proceso incluye el cálculo

del tamaño del elemento radiante circular en cobre y la búsqueda de los valores adecuados relacionados con las alturas de los elementos con respecto al sustrato y el tamaño del excitador, finalmente se debe considerar el diseño más adecuado para el

acoplador hibrido que hace posible la generación de los modos ortogonales.

Figura 3.2. Antena con Alimentación tipo L-Feed de polarización circular. Fuente: Los Autores.

A continuación, se muestran los principales resultados de una antena mostrada en

[49], donde el ancho de banda de impedancia referente al parámetro es del 57%

mientras que el ancho de banda de relación axial es de 33 %. Si bien los resultados son importantes, la antena explicada en [49] solo tiene un puerto y los resultados alcanzados

en la diversidad de polarización no son los mejores.

Figura 3.3. Pérdidas de retorno y relación axial para la antena mostrada en [49]

Las siguientes subsecciones se dedicarán a mostrar el cálculo de la frecuencia de resonancia a partir de una geometría base, también se estudian los efectos de las

distancias entre excitadores y circulo de cobre con respecto al sustrato, finalmente se


26

muestra el proceso de optimización para el diseño del acoplador hibrido y sus efectos en el ancho de banda de la antena.

3.2.1 Frecuencia de resonancia

Algunos modelos matemáticos han sido propuestos para calcular con precisión la frecuencia de resonancia para antenas de parche circular y para antenas de parche

circular suspendido. Uno de los modelos propuestos del diseño básico de antena de parche circular mostrado en [66]. Las siguientes ecuaciones describe la medida adecuada del radio de una antena de parche circular, donde usualmente la constante

dieléctrica está relacionada con el material del sustrato y, en la mayoría de los casos, esta es diferente a la unidad. En la ecuación 1, corresponde al grosor del sustrato

mientras que en la ecuación 2, es la frecuencia de resonancia de la antena.

Por su parte, estudios enfocados en antenas con alimentación en L con parche de

cobre suspendido han propuesto otros modelos donde, elementos de la antena como el

excitador son incluidos en las fórmulas para el cálculo de la frecuencia de resonancia de la antena [58,67].

Donde:

Las fórmulas (3) - (5), incluyen el tamaño del excitador como un parámetro

importante en el cálculo de la frecuencia de resonancia de la antena, por su parte, en la ecuación (4) se hace una consideración relacionada de la constante dieléctrica efectiva, donde es importante resaltar que el efecto de este término en el cálculo de la frecuencia

de resonancia va a ser mínimo conforme se tenga un medio con una constante dieléctrica cercana a uno. Usualmente, el espacio entre el sustrato y el disco de cobre es

llenado con espuma que facilitara el posicionamiento de los excitadores y puede ayudar en la reducción del tamaño de la antena.

Con el fin de comparar el desempeño de los dos modelos matemáticos

mencionados, se mostrarán los siguientes resultados de simulación y se hará una comparación con los cálculos teóricos. La medida del grosor del excitador es coherente

con el tamaño de la línea de transmisión diseñada sobre el sustrato. Los valores de altura tanto del excitador como del disco se escogen de acuerdo con [68-69].


27

Tabla 3.1. Parámetros Iniciales de Construcción de Antena

Parámetro Medida

Ancho Excitador 1.11 mm

Altura Excitador 4.5 mm

Longitud Excitador 30 mm

Altura Disco Sustrato H 10 mm

Grosor Sustrato 0.508 mm

Grosor Cobre 0.5 mm

En este sentido, se corren las simulaciones con la medida de los radios calculados

mediante las ecuaciones mostradas, para el primer modelo, el radio del circulo de cobre

para la frecuencia de es de mientras que para el segundo modelo es

de . A continuación, se mostrarán las gráficas para determinar la frecuencia

de resonancia de la antena. La figura 3.4 muestra la gráfica de ganancia de la antena con los dos radios de círculo de cobre calculados, se asume que el pico de máxima ganancia

de la antena corresponda al punto de mejor acople en impedancia con el generador de radiofrecuencia.

Figura 3.4. Grafica de ganancia para antena de disco circular con radio de 28.32 mm y 28.84 mm.

Evidentemente, la antena de mayor tamaño tiene el pico de ganancia en una frecuencia más baja con respecto a la antena de radio menor, por otra parte, ninguno de los modelos atina exactamente a la frecuencia de resonancia de la antena. La antena de

mayor radio tiene su máxima ganancia en mientras que la segunda antena

tiene su pico de ganancia cerca de los , el porcentaje de error es de 0.83 % y 1.6 %, respectivamente. De este modo, el radio de la antena calculado mediante el

primer modelo, provee un buen acercamiento al requerimiento de la antena que se desea

fabricar. La figura 3.5 muestra, los parámetros y de la antena con

radio , los demás parámetros no aportar mayor información.


28

Figura 3.5. Parámetros S para antena con radio de 28.84 mm.

La anterior figura muestra como la frecuencia donde se acopla mejor la antena son distintas para cada parámetro, en el caso de S11, la gráfica llega a su punto mínimo en

2.28GHz mientras que en S12, el punto mínimo está sobre 2.45 GHz. Es importante también destacar el punto de encuentro de las gráficas que se da justo sobre 2.4 GHz. En

este sentido, el proceso más básico de simulación produjo una antena con una ganancia entre 8.5 dBy y 9 dBi; si bien el ancho de banda del parámetro S11 es de casi 400 MHz (2.085 GHz – 2.478 GHz @ -10dB), el ancho de bando del parámetro S12 es 291 MHz

(2.284 GHz – 2.478 GHz @ -10dB). Conforme a esto, el ancho de banda de impedancia no llega siquiera a los 200 MHz cuando se intersectan ambos rangos. Finalmente, la

figura 3.6 muestra la gráfica de relación axial, donde el ancho de banda de este parámetro es importante comparándolo con antenas tipo Microstrip; se puede apreciar como desde 2.1 GHz hasta 2.42 GHz, el valor de la relación axial no es superior a 3dB.

Figura 3.6. Grafica de Relación Axial con respecto a la frecuencia.

Este primer análisis alrededor de la frecuencia de resonancia de la antena propuesta

en la figura 3.6, provee resultados importantes alrededor de este tipo de antenas. Inicialmente se validan los modelos propuestos para el cálculo de la frecuencia central


29

de la antena, por otra parte, se confirman las prestaciones de este tipo de elementos

radiantes, un gran ancho de banda en impedancia y en relación axial, así como una ganancia importante en el entorno de las antenas Microstrip.

Los procesos de optimización consecuentes con estos primeros resultados deben

estar enfocados en mejorar el comportamiento de los parámetros de transmisión de la antena, en este sentido se debe profundizar en cómo las dimensiones del excitador, así

como su altura con respecto al sustrato, puedan afectar de forma importante la transmisión de potencia de un puerto a otro, situación que no es deseable en este entorno. Por otra parte, la altura del disco con respecto al sustrato no solo resulta

importante en el cálculo de la frecuencia de la antena, también puede estar degradando los parámetros de transmisión de los puertos de la antena. Si bien los resultados

relacionados con la relación axial de la antena ya son destacables, la optimización de los parámetros de impedancia de la antena puede traer consecuencias sobre este parámetro.

3.2.2 Efectos de la Altura del Excitador

La figura 3.5 muestra los parámetros de dispersión de la antena donde se destaca el ancho de banda para el parámetro de retorno de uno de los puertos, considerando la referencia de -10dB. Como se ha mostrado en secciones anteriores, una de las

principales ventajas de las antenas con alimentación tipo L-Feed es su amplio ancho de banda y la figura 3.5 confirma esos resultados; por su parte, es necesario remarcar que el objetivo del proceso de optimización es hacer que el ancho de banda de los

parámetros S11 y S12 con respecto a -10dB sea lo más amplio posible, pero aún más importante, que los rangos de frecuencia de ese ancho de banda sean coherentes entre sí.

Como se ha indicado, el ancho de banda de la antena, teniendo en cuenta ambos parámetros, es de 200 MHz cuando se intersectan las gráficas de los parámetros de retorno y transmisión, aun cuando el ancho de banda del parámetro S11 es de casi 400

MHz. Además, la posición del excitador con respecto al sustrato no es una medida

producto de un modelo matemático, sino que ha sido objeto de estudio en trabajos experimentales como se muestra en [67]. En este sentido, la presente sección muestra los resultados de simulación más importantes que se obtiene con las variaciones de la

altura del excitador con respecto al sustrato , como se muestra en la figura 3.7.

Figura 3.7. Vista Lateral de la Antena Tipo L-Feed

Con la altura del disco fijada en 10 mm a partir del estudio realizado en la sección 3.2.1, las siguientes figuras muestran los resultados de simulación con valores

de iguales a 2 mm, 4 mm, 6 mm y 8 mm, la figura 3.8 muestra los resultados para el

parámetro de retorno S11, mientras que los demás parámetros de la antena se mantienen como esta descrito en la Tabla 2.1.


30

Figura 3.8. Parámetros S11 para diferentes valores de .

Como se puede observar en la figura 3.8, el ancho de banda es importante,

especialmente para la medida de 2 mm, el ancho de banda es de más de 500 MHz y su punto de mejor acople está ubicado en 2.34 GHz; en principio, esta medida para altura del excitador resulta atractiva considerando su comparación con las demás medidas

donde el ancho de banda es superior en cada caso a los 400 MHz. Una vez más, se demuestra como el ancho de banda amplio en antenas con este tipo de alimentación

resulta ser un parámetro asegurado por la estructura. La grafica también muestra como el punto de resonancia para este parámetro se desplaza con los cambios en la altura del excitador, mostrando un comportamiento usual, ya que al hacer el excitador más largo

(posicionado más cerca del disco de cobre), es de esperarse que la frecuencia de resonancia se vea disminuida.

El resultado destacable de la figura 3.8 está relacionado con la poca variabilidad del ancho de banda del parámetro S11 conforme se ajusta la altura del excitador, a pesar de que el punto de mejor acople varia conforme se aumenta la medida del excitador con

respecto al sustrato, el ancho de banda de impedancia para todos los casos tiene su fin cerca a los 2.5 GHz. En la figura 3.9 se muestran los resultados del parámetro de

transmisión S12 con respecto al cambio de altura del excitador. El principal resultado está relacionado con la reducción del ancho de banda con respecto a los parámetros de retorno, el ancho de banda en el mejor de los casos (4mm) es cercano a los 300 MHz.

Figura 3.9. Parámetro de transmisión S12 para diferentes valores de .


31

También es importante resaltar la dispersión de los datos obtenidos en el ancho de

banda con respecto a la referencia de – 10 dB, ya que, para valores distintos a 4 mm, en ancho de banda es inexistente considerando la referencia mencionada anteriormente. Aunque los resultados en los parámetros S11 son importantes, para los parámetros de

transmisión el comportamiento no resulta favorable, en el sentido en que solo un grupo de medidas resulta adecuado para el correcto funcionamiento de la antena. La figura

3.10 hace un acercamiento a los resultados de los parámetros de transmisión con las medidas de 3, 4 y 5 mm.

Figura 3.10. Parámetros de transmisión S12 para las medidas de 3 mm,

4mm y 5 mm de altura de excitador .

La figura 3.10 muestra un comportamiento más claro con respecto al ancho de banda, donde las medidas de 3mm y 4 mm tienen un ancho de banda por encima de 300

MHz mientras que la altura de 5 mm muestra el inicio de la degradación del ancho de

banda conforme se aumenta el valor de .

Finalmente se muestra el comportamiento del ancho de banda de relación axial y la ganancia en el espectro de frecuencia utilizado. En este sentido, el resultado más

importante es el comportamiento del ancho de banda de relación axial medida por debajo de 3 dB.

Figura 3.11. Relación Axial con respecto a las variaciones de la altura del excitador .


32

El resultado más importante es el ancho de banda de la medida de 2mm, que es de 400 MHz, mientras que el resultado empeora conforme se aleja el excitador del sustrato, para la medida de 4 mm el ancho de banda es de 320 MHz, y para las demás medidas es

de cerca de 250 MHz. En este caso, el rango de búsqueda de la altura del excitador de la antena se reduce a unos pocos valores, como se analizó anteriormente, si bien muchos

valores de altura de excitador resultan factibles desde el punto de vista de los parámetros de retorno (S11 y S22), solo un conjunto de valores entre 3 mm y 5 mm permite que el ancho de banda de los parámetros de transmisión de la antena sea viable

en la práctica. Finalmente, las medidas de relación axial mostradas, confirman que colocar el excitador a 4 mm del sustrato resulta adecuado para lograr una polarización

circular adecuada, aun en la frecuencia de 2.4 GHz 3.2.3 Efectos de la longitud del excitador

Una de las principales conclusiones del apartado anterior, es la ligera desviación en

la frecuencia que se presenta al aumentar la distancia entre el excitador y el sustrato. Específicamente, el hecho de que al acercar el excitador al disco de cobre la frecuencia se vea disminuida. También se reduce el universo de búsqueda de valores para la

antena, en el sentido en que se han alcanzado unos valores adecuados para la altura del excitador que proveen un comportamiento adecuado del elemento radiante.

En esta sección, se abordarán los efectos de la longitud del excitador sobre el comportamiento general de la antena, que se muestra en la figura 3.7. La altura del

excitador , se mantiene en 4 mm dada su conveniencia, como se mostró en la sección anterior.

Figura 3.12. Parámetros S11 y S12 con respecto a las variaciones de la longitud del excitador .

La figura 3.12 muestra los cambios producidos en los parámetros S a raíz del

cambio de longitud en los excitadores, donde es importante destacar el resultado relacionado con la longitud del excitador de 28 mm, donde se destaca el punto de mejor acople en el parámetro S11 en -36.70 dB a 2.32 GHz, mientras que para el parámetro

S12, el punto de interés está en -26.67 dB a 2.34 GHz. Por otra parte, el efecto en la reducción de la longitud del excitador proporciona un

aumento en la frecuencia donde mejor se acopla la antena a la fuente. En este sentido, una longitud de 28 mm en el excitador representa un resultado deseado para la presente aplicación, considerando que el diseño de la antena está enfocado en la frecuencia de

2.4 GHz. Finalmente ahondar en longitudes mayores para el excitador conlleva a dos problemas ya conocidos; el primero consiste en la simple geometría de la antena y en la

disposición de los excitadores, al tener un radio disponible de 30 mm, los excitadores no podrían sobrepasar esta frontera sin hacer contacto, a no ser que se cambie la posición del extremo de acoplador hibrido sobre el sustrato.


33

Como consecuencia de lo anterior, el segundo problema resultaría en una

desmejora en los parámetros de dispersión, especialmente en el parámetro S12 debido a la cercanía de los excitadores como se muestra en la figura 30, donde el ancho de banda por debajo de -10 dB es el menor en todos los casos.

3.2.4 Construcción de la antena

De acuerdo a las simulaciones y procesos de optimización mostrados anteriormente, se establecen los siguientes parámetros para la construcción de la antena.

Tabla 3.2. Parámetros Finales de Construcción de Antena

Parámetro Medida

Ancho Excitador 1.11 mm

Altura Excitador 4 mm

Longitud Excitador 28 mm

Altura Disco Sustrato H 10 mm

Grosor Sustrato 0.508 mm

Grosor Cobre 0.5 mm

Radio del Disco 29 mm

Se ha establecido que el radio del disco sea de 29 mm de acuerdo a limitaciones de precisión en la construcción del disco. Por otra parte, medidas como el grosor del sustrato y el cobre del disco están limitadas al material disponible y a las

consideraciones relacionadas con las mejores prestaciones que se dan en los circuitos de radiofrecuencia, como se mencionó en la sección 2.3.1. El grosor del excitador se

definió de acuerdo a la medida de la línea Microstrip del acoplador hibrido. Como se definió de forma inicial, la altura del disco frente al sustrato se mantiene en 10 mm manteniendo la medida definida en los cálculos de la sección 3.2.1.

3.2.5 Optimización del acoplador hibrido

Con el fin de obtener mejores resultados relacionados con el ancho de banda de impedancia y de relación axial, también se desarrolló un proceso de optimización del

acoplador hibrido, con el fin de adaptarse a la geometría de la implementación final. En este sentido, se inició con un acoplador hibrido de forma cuadrada pero el diseño

facilitaba las pérdidas al tener que hacer que los caminos giraran 45 grados para que hicieran posible la inclusión de los excitadores en forma de L. La siguiente figura muestra tres de los acopladores híbridos que fueron utilizados durante el proceso de

simulación hasta llegar al, que a consideración de los autores combinaba las mejores características desde su geometría hasta su comportamiento en impedancia.

El proceso de diseño de los elementos radiantes se dio en dos etapas, la primera de ellas consistió en la optimización mostrada en las secciones anteriores, donde se ajustaron los parámetros más importantes de la antena con el fin de proveer un producto

final acorde a los objetivos propuestos. La segunda etapa consiste en la inclusión del plano de masa que termina acercando la simulación al escenario real, además se

simularon los efectos de cuatro agujeros (de 2.5 mm de diámetro) que traviesan el sustrato y el disco de cobre ya que estos permiten la inclusión de tornillos y tuercas de Nylon para mantener la distancia entre el plato y el sustrato, además ayudaran en la

inclusión de los elementos radiantes en la estructura final de la antena.


34

3.2.5 Acoplador hibrido circular

Con el fin de obtener mejores resultados relacionados con el ancho de banda de

impedancia y de relación axial, también se desarrolló un proceso de optimización del acoplador hibrido, con el fin de adaptarse a la geometría de la implementación final. En

este sentido, se escoge un acoplador hibrido de forma circular, donde los parámetros de diseño están basados en los mismos que aplican para los acopladores híbridos cuadrados. La ventaja que represento el uso de este acoplador está enfocado a facilitar el

posicionamiento de los excitadores sobre el sustrato.

Figura 3.13 Graficas de los parámetros S y la diferencia de fases del

acoplador hibrido mostrado en la figura 3.2

La figura 3.13 muestra las gráficas de diferencia de fase entre los puertos de salida y los parámetros S más importantes, como se puede observar, la gráfica de fase tiene un

comportamiento estable alrededor de 90 grados entre 2.2 GHz y 2.6 GHz que resulta coherente con el ancho de banda buscado en la antena. Por su parte, la gráfica de los parámetros S, muestra como los parámetros de transmisión se comportan de forma

estable en -3dB desde 2.18 GHz hasta 2.7 GHz, mientras que los parámetros de reflexión mantienen un ancho de más de 400 MHz.


35

3.2.6 Simulaciones finales con plano de masa finito.

El proceso de diseño de los elementos radiantes se dio en dos etapas, la primera de

ellas consistió en la optimización mostrada en las secciones anteriores, donde se

ajustaron los parámetros más importantes de la antena con el fin de proveer un producto final acorde a los objetivos propuestos. La segunda etapa consiste en la inclusión del

plano de masa finito que termina acercando la simulación al escenario real, además se simularon los efectos de cuatro agujeros (de 2.5 mm de diámetro) que traviesan el sustrato y el disco de cobre ya que estos permiten la inclusión de tornillos y tuercas de

Nylon para mantener la distancia entre el plato y el sustrato, que ayudaran, a su vez, en la inclusión de los elementos radiantes en la estructura final de la antena. La figura 3.14

muestra el plano de masa de la antena construida, donde se puede detallar los agujeros mencionados anteriormente.

Figura 3.14. Circuito impreso en sustrato RF35

Las siguientes figuras muestran los resultados más importantes de la simulación, inicialmente se muestran los parámetros S11 y S12 donde se obtuvo un mejor

comportamiento frente a las simulaciones iniciales, ya que, para el parámetro S11 se pasó de 16 % de ancho de banda a 33.75 %, mientras que, para el parámetro de

transmisión, la mejoría va del 12% al 33.5%.


36

Figura 3.15. Parámetros S de simulación definitiva de la antena

En el caso de la ganancia, la figura 3.16 muestra como el valor pico de la misma se

vio afectada por la inclusión del plano de masa al pasar de una ganancia de 8.7 dBi a un poco menos de 8.5 dBi, que se mantiene estable en cerca de 100 MHz, alrededor de la frecuencia de diseño.

Figura 3.16. Gráfica de ganancia frente a la frecuencia en la simulación final

La figura 3.17 muestra el diagrama de radiación donde se puede apreciar como la diferencia entre el lóbulo principal y el secundario es de más de 12 dB. Estos resultados

permitieron pasar a la etapa de implementación de la antena usando un sustrato RF35 de 0.508 mm de grosor, facilitador por el Grupo LIMER de la Universidad Distrital Francisco José de Caldas


37

Figura 3.17. Diagrama de radiación de la antena simulada

3.3 CONSTRUCCION DE LA ANTENA DE HAZ CONMUTADO

La presente sección tiene como objetivo mostrar los parámetros de diseño que fueron tenidos en cuenta en la construcción de la antena de haz conmutado, donde se

determinan algunas consideraciones importantes en la estructura de la antena.

3.3.1 Separación de elementos radiantes.

El proceso para implementar el arreglo circular de cuatro elementos radiantes implica tener en cuenta la separación entre mínima entre los elementos radiantes con el fin de disminuir el efecto de acoplamiento entre las antenas y la afectación de los

lóbulos traseros en el funcionamiento de las antenas. En este sentido, se establece una

separación menor o igual a ya que es la distancia adecuada entre los elementos

radiantes donde se reduce el efecto del acoplamiento mutuo entre antenas [69], y la presente sección está enfocada a determinar el radio máximo de la agrupación circular.

La siguiente figura muestra la estructura de la agrupación, si bien la agrupación es de carácter circular, los sustratos serán montados sobre las paredes de un cubo que tendrá

unas medidas coherentes con el cálculo que se hará posteriormente.


38

Figura 3.18. Separación angular entre elementos radiantes

Para la frecuencia de operación de 2.4 GHz es claro que 0.5* λ = 0.0625 m, para el

cálculo del arco se utiliza la siguiente ecuación

Donde α es el ángulo en grados que comprende la medida del arco. En este sentido, el cálculo del radio se calcula de forma directa al reemplazar y despejar de (6)

En este sentido, el radio máximo de la agrupación circular es de 3.97 cm, en este

caso, el plano de masa representa la mayor limitante al tener unas dimensiones de 8 cm x 8 cm, por tal motivo el cubo a construir debe ser coherente con esta medida.

3.3.2 Redes de Butler y conmutación RF.

Como se explicó en el capítulo anterior, las redes de Butler permiten generar cuatros señales desfasadas 90 grados entre sí, con lo cual es posible proveer de señal a

las cuatro antenas, pero para arreglos circulares de antenas, la recomendación está enfocada a añadir una segunda red de Butler con el fin de mejorar el comportamiento de los lóbulos laterales (SLL) y el nivel de Crossover con las demás antenas [6].

Si bien características de la antena como el nivel de lóbulo lateral (SLL, por sus

siglas en inglés) se ve mejorado, la adición de una segunda red de Butler reduce el nivel de señal en el receptor, para el presente sistema, las pérdidas estimadas desde la salida del conmutador RF hasta el fin de la segunda red de Butler pueden ser contabilizadas

así:

En cada red de Butler, se obtiene cuatro señales de salida desfasadas 90 grados entre sí, es decir, que en cada puerto de salida solo pueden ser medidas el 25 % de potencia de la entrada.


39

Cada latiguillo representa una pérdida de cerca de 2 dB, y se usan tres de ellos

para conectar una antena con el conmutador RF

Con las condiciones anteriormente mostradas es común que se pueda perder la potencia de la señal desde 15dB a 18dB, esto implica una sensibilidad importante en el

conversor análogo digital utilizado, o la inclusión de los amplificadores adecuados. En el caso de la conmutación del SP4T, consiste en acondicionar dos circuitos con

sus propios microcontroladores y sus módulos de radiofrecuencia de 433 MHz que

hacen posible el mando a distancia del switch SP4T y en general de todo el funcionamiento de la antena de haz conmutado. La siguiente figura muestra el diagrama

de bloques del sistema que se desea implementar.

Figura 3.19. Mando de la antena de haz conmutado. A la derecha: Control remoto.

A la izquierda: Controlador del switch SP4T

En la figura 3.19, se muestra el diagrama con los dos módulos HC11 a 433 MHz

que serán utilizados para comunicar los dos microcontroladores MSP430G2553 de Texas Instruments, se añade un teclado donde cada tecla permite enviar un comando

que activa una salida lógica en el microcontrolador “receptor”, el cual está conectado al HCM241.

Capítulo 4 Implementación y Caracterización: Análisis

de resultados

Este capítulo muestra los resultados obtenidos con la implementación del sistema

de haz conmutado, del mismo modo que en el capítulo anterior, primero se abordará los resultados mostrados por los elementos radiantes y después se profundizará en los

resultados más importantes del arreglo de antenas.

4.1 ANTENA DE POLARIZACION CIRCULAR CON EXCITACIÓN

TIPO-L

Con el proceso de optimización del elemento radiante terminado, el paso siguiente fue el de implementar la antena con las medidas mostradas en el anterior capitulo. En la

figura 4.1 se muestra el resultado de la optimización.

Figura 4.1. Foto de Antena con excitación tipo – L.

Resultados de la investigación y análisis.

41

La parte inferior derecha muestra el acoplador hibrido que fue optimizado para ajustarse a la geometría de la antena, mientras que en la parte superior izquierda se muestra la antena implementada donde se puede detallar los excitadores soldados al

extremo del acoplador hibrido, por convención, el puerto 1 se define en el conector de la izquierda que está marcado en verde.

La figura 4.2 se evidencian los parámetros S11 medidos comparados con la simulación, donde se puede apreciar un ancho de banda por debajo de -10dB en el intervalo 1.95GHz a 2.76GHz, resultando en un ancho de banda porcentual de 33.75 %

en la frecuencia de 2.4 GHz.

Figura 4.2. Comparación del parámetro S11 simulado y medido de la antena propuesta.

La figura 4.3 muestra la comparación del parámetro S22 entre el valor medido y simulado, donde se puede evidenciar el ancho de banda de impedancia por debajo de -10dB en el intervalo de 1.986GHz a 2.79GHz, resultando en un ancho de banda

porcentual de 33.5 %.


42


Finalmente, la figura 4.4 muestra la comparación entre el parámetro S21 medido y

simulado con la antena propuesta. La grafica muestra como el parámetro de impedancia en cuestión está por debajo de -10dB desde 2.02GHz hasta 2.52GHz (20.85%), pero si se tiene en cuenta la referencia de -15dB alrededor de la región de 2.4 GHz, esta se

extiende desde 2.3GHz hasta 2.44GHz. En este caso no se incluyen los datos del parámetro de dispersión S12, ya que el comportamiento es similar al parámetro S21 no

aporta información adicional al análisis.


Otro parámetro importante de la antena propuesta es su ganancia, la figura 4.5

muestra la comparación de la ganancia de modelo simulado frente al modelo medido,


43

donde se puede evidenciar una ganancia máxima medida de 8.75dBi a una frecuencia de 2.35GHz, mientras que en la frecuencia de 2.4GHz la ganancia alcanza los 8.74 dBi.

Figura 4.5. Grafica que compara los valores medidos y obtenidos en simulación de la ganancia de la

antena propuesta con ángulos .

Finalmente, la figura 4.6 muestra la comparación entre el diagrama de radiación que fue obtenido en el laboratorio frente al modelo simulado, la frecuencia de operación utilizada en el laboratorio fue de 2.35GHz, teniendo en cuenta la favorable adaptación

en impedancia que se da en ese punto. Los diagramas fueron normalizados con el fin de llevar a cabo la comparación.


44

Figura 4.6. Diagramas de radiación de la antena medida frente a la antena simulada.

La grafica inferior de la antena, muestra el diagrama de radiación en una gráfica

lineal, donde puede apreciarse que el lóbulo secundario de la antena medida esta sobre -15 dB, asegurando uno de los objetivos propuestos al inicio del proyecto

4.2 CIRCUITO DE CONMUTACIÓN RF SP4T

Con la construcción de los elementos radiantes, el siguiente paso importante fue escoger un circuito SP4T adecuado para las necesidades del sistema de antenas de haz

conmutado. En este sentido, se escoge el circuito integrado HMC241AQS16 de Hittite (Analog Devices), cuyas características comprenden un ancho de banda de operación desde 0GHz hasta 3.5GHz, además es un switch No-Reflectivo que permite que el

puerto se comporte como una carga de 50 Ω conforme no se esté usando el puerto. Finalmente, este circuito es controlado a través de dos entradas digitales que permiten

hacer la selección de los 4 puertos de salida a través de los pines A y B. La figura 4.10 muestra la estructura básica del circuito en cuestión, así como la tarjeta de evaluación que fue utilizada.

Figura 4.7 Estructura interna del circuito integrado HMC241 [71].

Las siguientes figuras muestran los parámetros S medidos en el laboratorio sobre la

tarjeta de evaluación, los parámetros S11 y S12 fueron estimados conectando un puerto del Analizador de Redes al puerto RFC y el otro puerto del analizador a cada uno de los

puertos en cuestión (RF1 a RF4).


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Figura 4.8. Mediciones del parámetro S11 desde el puerto RFC frente a cada uno de los puertos (RF1 a

RF4).

Figura 4.9. Mediciones del parámetro S12 desde el puerto RFC frente a cada uno de los puertos (RF1 a

RF4).

El resultado más importante está relacionado con el parámetro S12 ya que permite

estimar la potencia que perderá la señal cuando atraviese el dispositivo, la figura 4.9 muestra cómo se pierde casi 1.5dB desde el puerto común RFC a cualquiera de los

puertos de salida.

4.3 SISTEMA DE CONTROL DEL SP4T

El switch SP4T funciona con dos entradas digitales que permiten hacer la selección

del puerto hacia donde se va a dirigir la señal. La tabla 4.1 resume el funcionamiento del circuito mostrado en la sección anterior.


46

Tabla 4.1 Tabla de Verdad para el switch SP4T HMC 241QS16 [71]

Entrada de Control RFC a:

A B

BAJO BAJO RF1

ALTO BAJO RF2

BAJO ALTO RF3

ALTO ALTO RF4

La figura 4.10 muestra los circuitos diseñados para tal fin. En la parte derecha se

muestra el circuito responsable de proveer los niveles lógicos adecuados además de la

alimentación del SP4T, en la parte izquierda se muestra el control que permite hacer la conmutación a distancia.

Figura 4.10. En la izquierda: Controlador del switch SP4T. En la derecha: Mando a distancia.

En la figura se puede apreciar el modulo RF con su antena que funciona a 433 MHz que permite hacer una comunicación tipo UART, la cual hace posible el envío de

comandos al microprocesador MSP430G2553 de Texas Instruments para activar las salidas lógicas adecuadas para ser aplicadas al switch SP4T

4.4 CONSTRUCCION DE LA ANTENA DE HAZ CONMUTADO

La siguiente figura muestra el primer prototipo para la antena de haz conmutado.

Nótese que se aprovechó un material como el icopor para montar las antenas con las medidas calculadas en el anterior capitulo. También se puede apreciar ambas redes de Butler conectadas, así como, en el fondo, el circuito SP4T y lo necesario para que este

funcione (Señales lógicas y fuente de poder).


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Figura 4. 11 Foto del primer prototipo que fue medido con antenas sobre modelo en icopor.

En la figura 4.12 se muestra el detalle de la conexión de la red de Butler, así como el cubo de acrílico que después fue utilizado para construir la antena.

Figura 4.12. Detalle de la conexión de red de Butler junto al cubo de acrílico que fue construido para sostener las antenas.


48

4.5 DIAGRAMA DE RADIACION DE LA AGRUPACION

Figura 4.13. Comparación de los diagramas de radiación de una antena y un haz de la agrupación.

En la figura 4.13 se observa la comparación de dos diagramas de radiación, uno tomado de una antena individual y el otro de un haz emitido por la agrupación, en esta grafica se observa que el ancho del haz del lóbulo de la antena individual es

aproximadamente 66° (de -31° hasta 27°), lo cual nos asegura que se encuentra dentro de la región donde siempre hay más de -3dB, así mismo el ancho del haz del lóbulo de

la agrupación es de aproximadamente 57° (de -31° hasta 26°) que también se encuentra dentro de la región donde hay más de -3dB.



49

En la figura 4.14 se observa el diagrama de radiación entregado por una antena, que fue anteriormente descrito y un haz de la agrupación. Para este haz, el ancho del haz del lóbulo es de 68° (de 24° hasta -44°) y se observa que se encuentra dentro de la región de

los -3dB.


En la figura 4.15 tenemos otro haz entregado por la agrupación donde su ancho de

haz del lóbulo es 58° (de -31° hasta 27) y de nuevo se encuentra dentro de la región de los -3dB.


Para la figura 4.16 se muestra el cuarto haz generado por la agrupación y se observa un ancho de haz del lóbulo de 57° (de 27° hasta -30°) donde la medida se

encuentra dentro de la región de los -3dB.


50

Figura 4.17. Diagrama de radiación de la agrupación.

En la gráfica 4.17 podemos observar el diagrama de radiación de la agrupación, donde se muestran los 4 haces que puede emitir y como estos están desfasados 90° uno

del otro.

4.6 PARAMETROS DE DISPERSION DE LAS ANTENAS DENTRO

DE LA AGRUPACION

A continuación, se presenta una seria de figuras donde se muestra los parámetros de dispersión de las antenas dentro de la agrupación.

Figura 4.18. Comparación del parámetro S11 medido de las cuatro antenas de la agrupación.

En la figura 4.18 se observan los parámetros S11 medidos de las cuatro antenas agrupadas, en general el ancho de banda en común por debajo de -10dB se encuentra en

el intervalo de 2.18GHz a 2.43GHz para las cuatro antenas, sin embargo, se observa que para cada antena su ancho de banda es más amplio.


51

Figura 4.19. Comparación del parámetro S12 medido de las cuatro antenas de la agrupación.

En la figura 4.19 se observa el parámetro S12 medido para las cuatro antenas dentro de la agrupación, se puede apreciar un resultado parecido para cada una de las antenas, en el ancho de banda que se encuentra por debajo de -10dB, en un intervalo entre 2GHz

a 2.4GHz.

4.7 VALIDACION DE OBJETIVOS

A continuación, se hace un resumen del cumplimiento de los objetivos propuestos

para el proyecto. De forma inicial, el proyecto buscaba producir elementos radiantes con dos objetivos importantes, una antena de 2.4GHz con una ganancia mínima de 5dBi y

NLPS mayor o igual a 12dB. La siguiente tabla resume los objetivos principales del proyecto de grado en relación con los parámetros de la antena.

Tabla 4.2 Validación de objetivos

Objetivo Resultado

Ganancia de Antena 5 dBi 8.75 dBi

NLPS 12 dB 15 dB

En cuanto a los objetivos cualitativos, se obtiene una antena de dos puertos para la cual se puede acoplar un switch SP2T para obtener la diversidad de polarización. Se

logra también la integración de los dispositivos de tal forma que es posible cambiar la dirección de alumbramiento del haz con un mando a distancia, que permite controla el SP4T

Conclusiones y aportaciones.

52

Capítulo 5 Conclusiones y aportaciones

5.1. CONCLUSIONES

En este trabajo se presentó el diseño, optimización y caracterización de una antena con polarización circular y sentido de giro reconfigurable de RHCP a LHCP y

viceversa, manteniendo las restricciones de espacio establecidas, teniendo en cuenta que esta debía ocupar un plano de masa cuadrado de 80mm de lado, aspecto exigido para incluirla en una agrupación circular de cuatro antenas. Por otra parte, se recurrió a la

estrategia de utilizar alimentación múltiple mediante un acoplador híbrido de 90° con el objeto de mejorar la relación axial.

Como solución al problema planteado se seleccionó con éxito la tecnología de parche suspendido con excitación por proximidad mediante excitadores en forma de L, con lo cual fue posible superar las especificaciones planteados inicialmente en el

anteproyecto, en este sentido, se logró un ancho de banda de impedancia del 34% (2.4GHz) para los parámetros S11 y S22, mientras que, para el parámetro S12 se obtuvo

un ancho de banda de 20.8%. La ganancia máxima obtenida fue de 8.75 dBi, mientras que el ancho de banda de relación axial fue de 320 MHz.

Mediante análisis paramétricos, fue posible optimizar el comportamiento de la

antena partiendo de la propuesta original en la que se propone el uso de excitadores en L para antenas con polarización lineal, aparte del modelo de diseño de un parche circular.

Los resultados de las simulaciones mostraron que la variación de la altura del excitador respecto al plano de masa afecta el parámetro de adaptación de la antena logrando valores deseados al tiempo que el acoplamiento resulta dramáticamente deteriorado. El

proceso de optimización de la antena estuvo enfocado a obtener anchos de banda en los parámetros de acoplamiento y adaptación similares, teniendo en cuenta que dicho

parámetros afecta la relación axial. Por su parte, la correcta elección de la longitud del excitador afecta, en gran medida, el nivel de acoplamiento entre puertos, de tal manera que al aumentar el largo del excitador, el parámetro S12 de la antena se degrada.

A pesar de las limitaciones de la cámara anecoica disponible en la Universidad, fue posible diseñar, implementar y caracterizar con éxito, el diagrama de radiación y el

comportamiento en impedancia de la agrupación circular de cuatro antenas con una separación angular entre elementos de 0.502 λ, logrando ángulos útiles de 58 grados a 68 grados para los haces generados. En la caracterización del sistema en diagrama se


53

observó una separación entre las direcciones máximas de los haces de 90° (± 7° de diferencia), hecho atribuido a deficiencias de fabricación de la red de conformación de haz y errores de medida. El control sobre los haces generados fue posible a través de la

comunicación inalámbrica de dos microcontroladores MSP430G2553 (de Texas Instruments) a través de dos módulos HC11 a 433 MHz, logrando hacer el cambio de

haz a 60 metros de distancia de la agrupación de antenas. La conmutación entre haces generados fue posible utilizando un Switch SP4T de

HMC241 de Hittite Microwave Corp que funciona en un rango de 0 GHz a 3.5 GHz,

asegurando unas pérdidas de inserción de 1.5dB para la frecuencia de operación de la antena. El sistema completo que incluye el switch SP4T, el microcontrolador, el radio

para comando remoto y las redes de conformación de haz (matrices de Butler) fueron integrados en una unidad coherente con las dimensiones de la cámara anecoica disponible y la capacidad de carga del posicionador, sin que esto afectara el

comportamiento del sistema. El diseño de los elementos radiantes abre la posibilidad de la inclusión de un switch SP2T con el fin de lograr la conmutación entre la polarización

RHCP y LHCP de cada elemento por separado. La comparación entre los resultados de las medidas frente a las simulaciones

resultan ser similares, logrando por otra parte superar ampliamente las especificaciones

planteadas inicialmente en el anteproyecto. Las diferencias entre los niveles medidos frente a los simulados se atribuyen a defectos de fabricación tanto de los elementos

como la red de conformación de haz, así como al sistema de medida disponible en la universidad, el cual ofrece básicamente el concepto de lo que es una cámara anecoica pero dista mucho de lo que es un sistema profesional.

Finalmente, este proyecto resulta ser una base importante para investigaciones futuras en los campos de sistemas de Dirección de Arribo (DoA), sistemas de comunicaciones celulares de haz conmutado y sistemas de respaldo de múltiple haz en

estaciones base de telefonía celular; campos que despiertan gran interés dentro la comunidad académica de la Universidad, así como para los investigadores del grupo

LIMER (GRECO).

5.2. TRABAJOS FUTUROS

Los trabajos futuros están relacionados a escalar el sistema a agrupación a un número mayor de elementos con el fin de reducir aún más la apertura del haz lo que

permite discretizar con más detalle el espacio circundante de la antena, en este sentido, sistema se vuelve más robusto a señales que arriban a la antena de forma indeseada y

que quisieran ser aisladas. Por otra parte, la implementación de la antena inteligente de haz conmutado con

cuatro haces, abre la posibilidad a implementar algoritmos que, a partir de unas condiciones específicas en el entorno radioeléctrico, decida cual haz debe ser escogido

para recibir o emitir información. La inclusión de la red de conmutación con SP2T para elegir entre la polarización RHCP y LCHP también debe ser incluida en trabajos futuros.

La posibilidad de mejorar la construcción de las antenas siempre está abierta, si bien, las antenas construidas en este proyecto incluyeron un trabajo manual importante,

se puede pensar en refinar la soldadura de los excitadores, así como lograr un diseño más pulcro a través de técnicas de electro erosionado, por ejemplo; pero, especialmente, lograr que todas las antenas sean idénticas. El trabajo sobre la agrupación también


54

resultara importante, en el sentido, de que las experimentaciones con otros materiales diferentes al acrílico pueden ser beneficiosas en el sentido de refinar el comportamiento de los lóbulos secundarios.

55

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Anexo A Sistema de mando a distancia

A.1. PROGRAMA DEL MANDO A DISTANCIA

La presente sección muestra los detalles del código implementado en el control remoto de la agrupación, que permite hacer los cambios deseados en el funcionamiento

de switch SP4T, además se muestra un diagrama de flujo que describe el proceso. Esta sección muestra la rutina desarrollada para el mando a distancia.

#include <msp430.h> /* * main.c */ #define ATMode BIT0 #define TXD BIT2 #define RXD BIT1 #define B1 BIT1 #define B2 BIT2 #define B3 BIT3 #define B4 BIT4 #define L1 BIT3 //Alive #define L2 BIT4 #define L3 BIT5 /*#define L2 BIT3 #define L3 BIT4*/ int q = 0; int cnt = 0; int offline=0; void send (const char *str){ while (*str != '\0'){ while (!(IFG2 & UCA0TXIFG));

ANEXO A

62

UCA0TXBUF = *str; str++; } } void main(void) { WDTCTL = WDTPW | WDTHOLD; // Stop watchdog timer DCOCTL = 0; //CONFIGURACION DE RELOJ A 1MHZ DCOCTL = CALDCO_1MHZ; BCSCTL1 = CALBC1_1MHZ; //Configuracion de Pines P1OUT P1DIR |= ATMode+L1+L2+L3; P1OUT |= ATMode; P1SEL |=RXD +TXD; P1SEL2 |= RXD + TXD; //Configuracion modulo UART UCA0CTL1 |= UCSWRST; //RESETEANDO MODULO UCA0CTL1 |= UCSSEL_2; //HABILITACION Y FUENTE DE RELOJ UCA0BR0 = 104; UCA0BR1 = 0; UCA0MCTL = UCBRS0; UCA0CTL1 &= ~UCSWRST; IE2 |= UCA0RXIE; //Configuracion de Pines P2OUT P2IE |= B1+B2+B3+B4; P2REN |= B1+B2+B3+B4; P2IFG &= ~(B1+B2+B3+B4); //Configuracion de Timer TACTL |= TASSEL_2 + MC_2 + ID_3; CCTL0 = CCIE; P1OUT |= (L1+L2+L3); P2IES |= (B1+B2+B3+B4); __bis_SR_register(CPUOFF + GIE); } #pragma vector=PORT2_VECTOR __interrupt void Port_2(void) { int cnt1 = 0; while(cnt1<10000) { cnt1++; } if (q<1){ if (B1&~P2IN) { send("1"); P1OUT |= L2+L3; }

ANEXO A

63

if (B2&~P2IN) { send("2"); P1OUT &= ~L2; P1OUT |= L3; } if (B3&~P2IN){ send("3"); P1OUT &= ~L3; P1OUT |= L2; } if (B4&~P2IN){ send("4"); P1OUT &= ~(L2+L3); } } P2IFG &= ~(B1+B2+B3+B4); } #pragma vector=USCIAB0TX_VECTOR __interrupt void USCI0TX_ISR(void) { UC0IE &= ~UCA0TXIE; } #pragma vector=USCIAB0RX_VECTOR __interrupt void USCI0RX_ISR(void) { P1OUT |= L1; if (UCA0RXBUF == 'U' || UCA0RXBUF == 'D'){ P1OUT ^= L1; offline=0; P2IES |= (B1+B2+B3+B4); } } #pragma vector=TIMER0_A0_VECTOR __interrupt void Timer_A (void){ if(offline<15){ offline++; } else{ P1OUT &= ~L1; P1OUT ^= (L2+L3); P2IES &= ~(B1+B2+B3+B4); } }

ANEXO A

64

A.2. PROGRAMA DEL CONTROLADOR DEL SWITCH SP4T

La presente sección muestra el programa implementado en el microcontrolador que recibe la señal del control remoto y actúa como controlador de Switch SP4T.

#include <msp430.h> /* * main.c */ #define TXD BIT2 #define RXD BIT1 #define BTT BIT3 #define ATMode BIT0 int cnt =0; char rec[10]=""; int crec = 0; void send (const char *str){

ANEXO A

65

while (*str != '\0'){ while (!(IFG2 & UCA0TXIFG)); UCA0TXBUF = *str; str++; } //UCA0TXBUF= c; } void main(void) { WDTCTL = WDTPW | WDTHOLD; // Stop watchdog timer DCOCTL = 0; //CONFIGURACION DE RELOJ A 1MHZ DCOCTL = CALDCO_1MHZ; BCSCTL1 = CALBC1_1MHZ; //Configuracion de Pines P1SEL |=RXD +TXD; P1SEL2 |= RXD + TXD; P1DIR |= ATMode + BIT3 + BIT4 + BIT5 + BIT6 + BIT7;// Definiendo Salidas P1OUT &= ~(ATMode + BIT3 + BIT4 + BIT5 + BIT6 + BIT7);//Apagando Salidas P1OUT |= ATMode+BIT3 + BIT4 + BIT5; //Configuracion modulo UART UCA0CTL1 |= UCSWRST; //RESETEANDO MODULO UCA0CTL1 |= UCSSEL_2; //HABILITACION Y FUENTE DE RELOJ UCA0BR0 = 104; UCA0BR1 = 0; UCA0MCTL = UCBRS0; UCA0CTL1 &= ~UCSWRST; IE2 |= UCA0RXIE; //Configuracion de Timer TACTL |= TASSEL_2 + MC_2 + ID_3; CCTL0 = CCIE; //__delay_cycles(5000000); send("AT+B9600"); __bis_SR_register(CPUOFF + GIE); } #pragma vector=USCIAB0TX_VECTOR __interrupt void USCI0TX_ISR(void) { UC0IE &= ~UCA0TXIE; } #pragma vector=USCIAB0RX_VECTOR

ANEXO A

66

__interrupt void USCI0RX_ISR(void) { /* A = BIT4/ y BIT6 * B = BIT5/ y BIT7 * * Port A B * * RF1 0 0 * RF2 1 0 * RF3 0 1 * RF4 1 1 * */ if (UCA0RXBUF == '1'){ P1OUT &= ~(BIT6 + BIT7); P1OUT |= BIT4 + BIT5 ; } if (UCA0RXBUF == '2'){ P1OUT &= ~(BIT5 + BIT6); P1OUT |= BIT4 + BIT7 ; } if (UCA0RXBUF == '3'){ P1OUT &= ~(BIT4 + BIT7); P1OUT |= BIT5 + BIT6 ; } if (UCA0RXBUF == '4'){ P1OUT &= ~(BIT4 + BIT5); P1OUT |= BIT6 + BIT7 ; } rec[crec] = UCA0RXBUF; crec++; if (crec == sizeof rec){ crec=0; } } #pragma vector=TIMER0_A0_VECTOR __interrupt void Timer_A (void){ if (cnt<10){ cnt++; }else{ P1OUT ^= BIT3; send("UD \n \r"); cnt=0; P1OUT ^= BIT3; } }

ANEXO A

67

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ANTENA INTELIGENTE DE HAZ CONMUTADO DE …repository.udistrital.edu.co/bitstream/11349/5234/1/ANTENA... · 4.1. Antena de polarización circular con excitación tipo-L ... Los antecedentes