Bao Cao Datn Dung

L I CAM ĐOANỜ

Trang 1

M C L CỤ Ụ

MỤC LỤC

LỜI CAM ĐOAN.......................................................................................................1

MỤC LỤC..................................................................................................................2

DANH SÁCH CÁC TỪ VIẾT TẮT...........................................................................6

DANH SÁCH HÌNH VẼ............................................................................................8

LỜI MỞ ĐẦU...........................................................................................................10

CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN................................................................................12

1.1. Giới thiệu chương....................................................................................12

1.2. Mô hình kênh truyền không dây chọn lọc thời gian, tần số....................12

1.2.1. Phân loại fading.......................................................................................12

1.2.1.1. Fading tầm rộng.......................................................................................12

1.2.1.2. Fading tầm hẹp........................................................................................12

1.2.1.2.1. Kênh truyền chọn lọc tần số và kênh truyền không chọn lọc tần số.......14

1.2.1.2.2. Kênh truyền chọn lọc thời gian và không chọn lọc thời gian..................15

1.2.2. Mô hình kênh fading đa đường...............................................................15

1.2.2.1. Hiện tượng fading đa đường (multipath fading).....................................15

1.2.2.2. Mô hình kênh fading đa đường...............................................................16

1.2.3. Mô hình Jake...........................................................................................18

1.2.4. Mô hình Zheng........................................................................................19

1.2.5. Mô hình khai triển cơ bản (BEM)...........................................................19

1.2.5.1. Giới thiệu BEM.......................................................................................19

1.2.5.2. Các mô hình khai triển cơ bản.................................................................20

1.3. Truyền dẫn đa sóng mang........................................................................22

1.3.1. Tổng quan về truyền dẫn đa sóng mang..................................................22

1.3.2. Kỹ thuật truyền dẫn OFDM.....................................................................22

1.4. Mô hình tín hiệu......................................................................................24

1.5. Các kỹ thuật ước lượng kênh truyền.......................................................25

1.5.1. Khái niệm về ước lượng kênh truyền......................................................25

Trang 2

M C L CỤ Ụ

1.5.2. Thuật toán Fisher.....................................................................................26

1.6. Kết luận chương......................................................................................27

CHƯƠNG 2..............................................................................................................28

ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY...............................28


2.2. Thông tin đa chặng..................................................................................28

2.2.1. Tổng quan về thông tin đa chặng............................................................28

2.2.2. Mục đích sử dụng relay...........................................................................29

2.3. Ước lượng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng one-way relay..................................................................................................................30

2.3.1. Hệ thống One-way relay..........................................................................30

2.3.2. Ưu và nhược điểm của One-way relay....................................................31

2.3.3. Ước lượng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng One-way relay.................................................................................................................31

2.3.3.1. Mô hình hệ thống....................................................................................32

2.3.3.2. Khôi phục dữ liệu....................................................................................34

2.4. Kết luận chương......................................................................................35

CHƯƠNG 3..............................................................................................................36

ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY..................................................36


3.2. Tổng quan về hệ thống thông tin đa chặng two way relay......................36

3.3. Tổng quan về hệ thống MIMO-OFDM...................................................37

3.4. Các kỹ thuật phân tập trong hệ thống MIMO-OFDM.............................38

3.4.1. Phân tập không gian................................................................................38

3.4.2. Phân tập tần số.........................................................................................39

3.4.3. Phân tập thời gian....................................................................................39

3.5. Mô hình toán học hệ thống OFDM Two way relay................................40

3.6. Khôi phục dữ liệu....................................................................................45

Trang 3

M C L CỤ Ụ

3.7. Kết luận chương......................................................................................47

CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG..................................................................................48


4.2. Khảo sát hệ thống One- way relay..........................................................49

4.2.1. Lưu đồ thuật toáncủa hệ thống One –way relay......................................49

4.2.2. Kết quả mô phỏng và nhận xét................................................................50

4.2.2.1. Khảo sát MSE_CIR của các BEM...........................................................50

4.2.2.2. Khảo sát BER của các BEM....................................................................51

4.2.2.3. Khảo sát BER của các BEM với tốc độ khác nhau.................................52

4.2.2.4. Khảo sát BER của các BEM với số hàm Q khác nhau............................53

4.2.2.5. Khảo sát BER của P BEM với điều chế số khác nhau............................54

4.3. Khảo sát hệ thống Two-way relay...........................................................55

4.3.1. Lưu đồ thuật toán của hệ thống Two –way relay....................................55

4.3.1.1. Khảo sát hệ thống 1 anten phát, 1 anten thu và 1 relay...........................55

4.3.1.1.1. Khảo sát MSE của các BEM_Coe với SNR khác nhau..........................56

4.3.1.1.2. Khảo sát MSE của các BEM_CIR với SNR khác nhau..........................57

4.3.1.1.3. Khảo sát BER của các BEM với SNR khác nhau...................................58

4.3.1.1.4. Khảo sát BER của các BEM với tần số Doppler chuẩn hóa....................59

4.3.1.1.5. Khảo sát BER của P- BEM với tốc độ khác nhau theo SNR..................60

4.3.1.1.6. Khảo sát BER của BEM với số pilot chèn khác nhau theo SNR............61

4.3.1.2. Khảo sát hệ thống MIMO-Multirelay......................................................62

4.3.1.2.1. Khảo sát MSE của các BEM_Coe với SNR khác nhau..........................63

4.3.1.2.2. Khảo sát MSE của các BEM_CIR với SNR khác nhau..........................64

4.3.1.2.3. Khảo sát MSE vị trí chèn pilot với SNR khác nhau................................65

4.3.1.2.4. Khảo sát MSE số Relay với SNR khác nhau..........................................66

4.3.1.2.5. Khảo sát MSE số Anten với SNR khác nhau..........................................67

4.4. Kết luận chương......................................................................................68

KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI..................................................69

1. Kết luận...................................................................................................69

2. Hướng phát triển đề tài............................................................................69

Trang 4

M C L CỤ Ụ

TÀI LIỆU THAM KHẢO........................................................................................70

PHỤ LỤC.................................................................................................................72

Trang 5

DANH SÁCH CÁC T VI T T TỪ Ế Ắ

DANH SÁCH CÁC TỪ VIẾT TẮT

1G First Generation Thế hệ thứ nhất

2G Second Generation Thế hệ thứ hai

3G Third Generation Thế hệ thứ ba

4G Fourth Generation Thế hệ thứ tư

A

AF Ampify and Forward Khuếch đại và chuyển tiếp

AWGN Addition White Gaussian Noise Nhiễu Gaussian trắng cộng

B

BEM Basis Expansion Models Mô hình khai triển cơ bản

BER Bit Error Rate Tỉ số bit lỗi

BTS Base Transceiver Station Trạm thu phát gốc

BW Bandwidth Băng thông

C

CE Complex Exponential Hàm mũ phức

CFO Carrier Frequency Offset Độ lệch tần số sóng mang

CIR Channel Impulse Response Đáp ứng xung kênh truyền

CP Cyclic Prefix Tiền tố lặp vòng

CSI Channel State Information Thông tin trạng thái kênh truyền

D

DF Decode and Forward Giải mã và chuyển tiếp

DFT Discrete Fourier Transform Phép biến đổi Fourier rời rạc

DPS Discrete Prolate Sphroidal Hàm khai triển cơ bản

G

GCE Generalized Complex Exponential Hàm mũ liên hợp suy rộng

GI Guard Interval Khoảng bảo vệ

F

FDM Frequency Division Multiplexing Ghép kênh phân chia theo tần số

Trang 6


FDMA Frequency Division Multiple Access Đa truy cập phân chia theo tần số

FFT Fast Fourier Transform Phép biến đổi Fourier nhanh

I

ICI Inter- Carrier Interference Nhiễu liên sóng mang

IFFT Inverse Fast Fourier Transform Phép biến đổi Fourier đảo

ISI Inter- Symbol Interference Nhiễu liên ký tự

L

LTE Long Term Evolution Sự tiến triển dài hạn

M

MIMO Multiple Input Multiple Output Nhiều ngõ vào, nhiều ngõ ra

ML Maximum Likelihood Khả năng lớn nhất

M-QAM M Quadrature Amplitude Modulation Điều chế biên độ cầu phương M điểm

MSE Mean Squared Error Lỗi bình phương trung bình

O

OFDM Orthogonal Frequency Division

Multiplexing

Ghép kênh phân chia theo tần số trực

giao

P

P-BEM Poly nomial BEM Khai triển đa thức

PDF Probability Density Function Hàm phân bố mật độ xác suất

Q

QAM Quadrature Ampitude Modulation Điều chế biên độ cầu phương

S

SDMA Space Division Multiple Access Đa truy cập phân chia theo không

gian

SNR Signal to Noise Ratio Tỉ số tín hiệu trên nhiễu

Trang 7


DANH SÁCH HÌNH VẼ

Hình 1.1: Kênh truyền không chọn lọc tần số (f0<W)

Hình 1.2: Kênh truyền chọn lọc tần số (f0>W)

Hình 1.3: Tín hiệu từ bên phát đến bên thu theo các đường khác nhau

Hình 1.4: Mô hình truyền tín hiệu trong kênh fading đa đường

Hình 1.5: Độ chính xác của các BEM với Q = 7, tốc độ 100km/h

Hình 1.6: Hiệu quả sử dụng phổ trong kỹ thuật FDM (a) và OFDM (b)

Hình 1.7: Cấu trúc 1 symbol OFDM trong miền tần số

Hình 1.8: Cấu trúc tính hiệu OFDM phát đi ở máy phát

Hình 2.1: Mô hình hệ thống thông tin đa chặng

Hình 2.2: Mô hình One-way relay

Hình 2.3: Mô hình truyền dẫn multi-hop

Hình 3.1: Mô hình hệ thống two-way relay

Hình 3.2: Mô hình xử lý two way relay

Hình 4.1: Đồ thị MSE_CIR của các BEM theo SNR

Hình 4.2: Đồ thị BER của các BEM theo SNR

Hình 4.3: Đồ thị BER của các BEM với tốc độ khác nhau

Hình 4.4: Đồ thị BER của các BEM với số hàm Q khác nhau

Hình 4.5: Đồ thị BER của P- BEM với điều chế số khác nhau

Hình 4.6: Đồ thị MSE của các BEM_Coe với SNR khác nhau

Hình 4.7: Đồ thị MSE của các BEM_CIR với SNR khác nhau

Hình 4.8: Đồ thị BER của các BEM với SNR khác nhau

Hình 4.9: Đồ thị MSE của các BEM với tần số Doppler chuẩn hóa

Hình 4.10: Đồ thị BER của P- BEM với tốc độ khác nhau theo SNR

Trang 8



Hình 4.12: Đồ thị MSE của BEM_Coe theo SNR

Hình 4.13: Đồ thị MSE của BEM_CIR theo SNR

Hình 4.14: Đồ thị MSE vị trí chèn pilot theo SNR

Hình 4.15: Đồ thị MSE số Relay theo SNR

Hình 4.16: Đồ thị MSE số Anten khác nhau theo SNR

Trang 9


LỜI MỞ ĐẦU

Nhu cầu trao đổi thông tin liên lạc của con người rất đa dạng và phong phú.

Ngành viễn thông hiện hiện nay cũng theo đó phát triển nhanh chóng với nhiều

bước đột phá trong công nghệ mới. Bên cạnh các hệ thống thông tin đang phát triển

hiện nay là 2.5G, 3G thì các nhà mạng đã tiến hành triển khai một chuẩn di động thế

hệ mới có rất nhiều tiềm năng, đó là thế hệ thứ 4 (4G) sử dụng các kỹ thuật đa truy

cập phân chia theo không gian, tần số trực giao và thời gian. Để đáp ứng yêu cầu về

băng thông rộng, tính di động cao của dịch vụ cung cấp cho người dùng, truyền dẫn

đa truy cập phân chia theo tần số trực giao kết hợp với cấu hình truyền dẫn gồm

nhiều anten phát và thu (MIMO) được chọn là giải pháp kỹ thuật truyền dẫn vô

tuyến chính cho các mạng băng rộng 4G. Tuy nhiên, hiệu quả của hệ thống MIMO-

OFDM phụ thuộc nhiều vào độ chính xác của thông tin trạng thái kênh truyền

(CSI). Chính vì thế, yêu cầu về việc xây dựng các giải thuật ước lượng đáp ứng

kênh truyền đa đường, chọn lọc thời gian tần số trong hệ thống 4G là rất cần thiết.

Cùng với hệ thống truyền dẫn MIMO- OFDM, một kỹ thuật truyền dẫn mới

được thông qua bởi 3GPP- LTE Advanced là truyền dẫn thông tin đa chặng multi-

hop (one way relay và two way relay). Việc ước lượng kênh truyền trong trường

hợp này phức tạp hơn vì chịu ảnh hưởng của hệ số fading qua nhiều chặng.

Từ yêu cầu cần thiết về việc ước lượng đáp ứng kênh truyền đa đường, cùng

với mong muốn tìm hiểu kỹ hơn về hệ thống thông tin đa chặng, em chọn đề tài

nghiên cứu cho đồ án tốt nghiệp là: “Ước lượng kênh truyền đa chặng biến thiên

theo thời gian trong truyền dẫn MIMO-OFDM”.

Đồ án chia làm 4 chương:

Chương 1: Tổng quan

Chương 2: Ước lượng kênh truyền chọn lọc thời gian và tần số trong hệ

thống thông tin đa chặng one way relay

Trang 10


Chương 3: Ước lượng kênh truyền chọn lọc thời gian và tần số trong hệ

thống thông tin đa chặng MIMO-OFDM two way relay

Chương 4: Mô phỏng

Đồ án này sẽ giải quyết các vấn đề liên quan đến việc ước lượng đáp ứng

kênh truyền bằng thuật toán Fisher và đưa ra kết quả mô phỏng bằng phần mềm

Matlab.

BẢNG PHÂN CÔNG NHIỆM VỤ

TRẦN VĂN DŨNG 08DT1

- Thiết lập mô hình hệ thống.

- Viết chương trình Matlab mô phỏng hệ thống two-way MIMO-OFDM.

- Viết báo cáo chương 3, chương 4.

- Viết bản tóm tắt đồ án.

TRẦN THỊ THU THỦY 08DT3

- Thiết lập mô hình hệ thống.

- Viết chương trình Matlab mô phỏng hệ thống one-way relay.

- Viết báo cáo chương 1, chương 2.

- Làm slide thuyết trình.

Trong quá trình thực hiện đồ án, em đã cố gắng rất nhiều song không khỏi

mắc phải những sai sót, kính mong quý thầy cô thông cảm và đóng góp ý kiến để đồ

án được hoàn thiện hơn.

Sau cùng, cho phép em bày tỏ lời cảm ơn đến các thầy cô giáo trong khoa

Điện Tử Viễn Thông, đặc biệt là thầy Nguyễn Lê Hùng đã tận tình hướng dẫn, cung

cấp tài liệu và động viên giúp đỡ em trong suốt thời gian thực hiện đồ án này.

Em xin chân thành cảm ơn!

Đà Nẵng, tháng 06 năm 2013

Sinh viên thực hiện

Trang 11


Trần Văn Dũng

CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN

1.1. Giới thiệu chương

Chương này trình bày các nội dung sau:

- Tổng quan về mô hình truyền dẫn không dây

- Kỹ thuật truyền dẫn đa sóng mang

- Tổng quan về đa truy cập phân chia theo tần số trực giao (OFDM)

- Các kỹ thuật ước lượng kênh truyền

1.2. Mô hình kênh truyền không dây chọn lọc thời gian, tần số

1.2.1. Phân loại fading

Trong mô hình kênh truyền không dây, mô hình truyền tín hiệu được chia

thành 2 loại là fading tầm rộng và fading tầm hẹp.

1.2.1.1. Fading tầm rộng

Fading tầm rộng diễn tả sự suy yếu của trung bình công suất tín hiệu hoặc độ

suy hao kênh truyền là do sự di chuyển trong một vùng rộng. Hiện tượng này chịu

ảnh hưởng bởi sự cao lên của địa hình (đồi núi, rừng, các khu nhà cao tầng) giữa

máy phát và máy thu. Ta nói phía thu bị che khuất bởi các vật cản cao. Các thống kê

về hiện tượng fading tầm rộng cho phép ước lượng độ suy hao kênh truyền theo

hàm của khoảng cách.

1.2.1.2. Fading tầm hẹp

Fading tầm hẹp diễn tả sự thay đổi đáng kể ở biên độ và pha tín hiệu. Điều

này xảy ra là do sự thay đổi nhỏ trong vị trí không gian giữa phía phát và phía thu.

Fading tầm hẹp có hai nguyên lý – sự trải thời gian (Time - Spreading) của tín hiệu

và đặc tính thay đổi theo thời gian (Time - Variant) của kênh truyền. Đối với các

Trang 12


ứng dụng di động, kênh truyền là biến đổi theo thời gian vì sự di chuyển của phía

phát và phía thu dẫn đến sự thay đổi đường truyền sóng.

Fading tầm hẹp sinh ra bởi nhiều bản sao các tín hiệu truyền với các độ trễ

khác nhau kết hợp ở phía nhận. Mô hình fading tầm hẹp ảnh hưởng trên hệ thống

MIMO có hai tính chất sau:

- Đáp ứng kênh truyền từ các anten phát đến các anten thu là tổng hợp các

đường phản xạ. Vì các đường có độ trễ khác nhau tại thời điểm đến nên đáp

ứng xung trải rộng trong miền thời gian.

- Tín hiệu tổng hợp nhận được ở mỗi anten thu là tổng các tín hiệu từ tất cả các

anten phát.

Tùy theo đáp ứng tần số của kênh truyền và băng thông của tín hiệu phát, độ

trải trễ hoặc Coherence time và chu kỳ symbol mà ta có các loại kênh truyền:

- Kênh truyền chọn lọc tần số và kênh truyền không chọn lọc tần số.

- Kênh truyền biến đổi nhanh và kênh truyền biến đổi chậm.

Trang 13

Fading chọn lọc tần số

1. BW tín hiệu > BW kênh truyền2. Trải trễ > T_symbol

Fading phẳng

1. BW tín hiệu < BW kênh truyền2. Trải trễ < T_symbol

Fading tầm hẹp

( Trải trễ thời gian đa đường)

Fading biến đổi chậm

1. Trải phổ Doppler nhỏ2. Coherence Time < T_symbol3. Kênh truyền biến đổi chậm hơn

biến đổi tín hiệu dải nền.

Fading biến đổi nhanh

1. Trải phổ Doppler lớn2. Coherence Time < T_symbol3. Kênh truyền biến đổi nhanh hơn

biến đổi tín hiệu dải nền.

Fading tầm hẹp

(Trải phổ Doppler)


1.2.1.2.1. Kênh truyền chọn lọc tần số và kênh truyền không chọn lọc tần số

Do tín hiệu nhận được ở phía thu là tín hiệu phát đi theo nhiều đường khác

nhau nên thời gian đến phía thu không giống nhau mà có những khoảng thời gian

trễ, làm cho đáp ứng của kênh truyền kéo dài, tần phổ của kênh truyền cũng thay

đổi tùy theo thời gian trễ này. Ta định nghĩa coherence bandwidth là khoảng tần số

mà đáp ứng tần số của kênh truyền là gần như nhau tại mọi tần số. Ta tính

coherence bandwidth như sau :

¿

Với τ max là thời gian trễ nhiều nhất.

Nếu băng thông của tín hiệu phát nhỏ hơn coherence bandwidth ta gọi kênh

truyền là không chọn lọc tần số, ngược lại ta có kênh truyền chọn lọc tần số.

Hình 1.1: Kênh truyền không chọn lọc tần số (f0<W)

Trên hình 1.1 kênh truyền có f0 lớn hơn nhiều so với băng thông của tín hiệu

phát, mọi thành phần tần số của tín hiệu được truyền qua kênh chịu sự suy giảm và

dịch pha gần như nhau. Chính vì vậy, kênh truyền này được gọi là kênh truyền

không chọn lọc tần số hoặc kênh truyền flat fading.

Trang 14


Hình 1.2: Kênh truyền chọn lọc tần số (f0>W)

Ngược lại trên hình 1.2, ta nhận thấy kênh truyền có f0 nhỏ hơn nhiều so với

băng thông của tín hiệu phát. Do đó tại một số tần số trên băng tần, kênh truyền

không cho tín hiệu đi qua và những thành phần tần số khác nhau của tín hiệu được

truyền đi chịu sự suy giảm và dịch pha khác nhau. Dạng kênh truyền như vậy được

gọi là kênh truyền chọn lọc tần số.

1.2.1.2.2. Kênh truyền chọn lọc thời gian và không chọn lọc thời gian

Khi phía phát hoặc phía thu hoặc các vật chắn sóng và dẫn sóng giữa phía

phát và phía thu chuyển động, hiện tượng Doppler xảy ra và làm cho phổ tần số tín

hiệu nhận được bị dịch chuyển. Sự dịch chuyển tần số của phổ tần tín hiệu đồng

nghĩa với sự thay đổi của đáp ứng kênh truyền trong miền thời gian. Nếu sự dịch

chuyển Doppler lớn tương ứng với sự thay đổi kênh truyền diễn ra nhanh và ngược

lại. Ta định nghĩa coherence time là thời gian mà kênh truyền thay đổi không đáng

kể.

(∆ t ¿¿C = 1

(2 f D, max )(1.2)

vớif D ,max là tần số cao nhất gây ra bởi hiệu ứng Doppler.

Nếu coherence time nhỏ hơn 1 chu kỳ tín hiệu ta gọi kênh truyền đó là biến

đổi nhanh (fast fading), ngược lại ta gọi kênh truyền là biến đổi chậm (slow fading).

1.2.2. Mô hình kênh fading đa đường

1.2.2.1. Hiện tượng fading đa đường (multipath fading)

Trang 15


Fading được định nghĩa là sự thay đổi cường độ tín hiệu sóng mang cao tần

tại anten thu, thường xảy ra đối với các hệ thống thông tin vô tuyến do tác động của

môi trường truyền dẫn.

Hình 1.3: Tín hiệu từ bên phát đến bên thu theo các đường khác nhau

1.2.2.2. Mô hình kênh fading đa đường

Hình 1.4: Mô hình truyền tín hiệu trong kênh fading đa đường

Tín hiệu s(t) được truyền vào không gian từ anten phát có thể được biểu diễn

như sau:

s (t )=ℜ [ x ( t ) e j 2 π f c t ](1.3)

trong đó x (t )=sI ( t )+ jsQ ( t )là tín hiệu phức ở băng tần cơ sở. Tín hiệu x (t ) được gọi là

đường bao phức (complex envelope) hay tín hiệu tương đương thông thấp (complex

Trang 16


lowpass equivalent signal) của x (t ). Ta gọi x (t ) là đường bao phức của s ( t )bởi vì

biên độ và pha của x (t ) chính là biên độ và pha của s ( t ).

Qua kênh truyền fading (gồm L đường vật lý), tín hiệu thu được tại anten thu

có thể được biểu diễn:

y RF ( t )=∑i=0

L−1

αi ( t ) s (t−τ i (t ) )+n ( t )(1.4)

Thay (1.3) vào (1.4) ta có:

y RF ( t )=ℜ[∑l=0

L−1

α l (t ) x (t−τ l ( t ) )e j 2π f c (t−τ l (t ) )]+w ( t )

¿ ℜ[∑l=0

L−1

αl ( t ) x ( t−τ l ( t ) )e j 2 π f c( t−τ l (t ))]+w ( t )

¿ ℜ [ y ( t )e j 2 π f ct ]+w (t) (1.5)

Như vậy, tín hiệu nhận được ở dải nền được xác định như sau:

y (t )=∑i

α i (t ) x (t−τ i (t ) )+w (t)(1.6)

Bước tiếp theo, ta sẽ thiết lập một kênh truyền hữu dụng bằng cách chuyển

kênh truyền liên tục thời gian sang kênh truyền rời rạc thời gian. Sử dụng công thức

của định lý lấy mẫu, giả sử rằng tín hiệu đầu vào x (t ) có băng tần giới hạn là W, khi

đó x (t )có thể biểu diễn tương đương là:

x (t )=∑n

xn sinc(Wt−n)(1.7)

với xn=x ( nW ) và sinc (t )≜ sin (πt)

πt.

Ta có thể biểu diễn (1.7) nhờ tuân theo định lý lấy mẫu, định lý nói rằng bất

cứ tín hiệu nào có băng tần giới hạn là W/2 có thể được biểu diễn là tổng các hàm

cơ bản trực giao nhau sinc(Wt−n) với các hệ số là các mẫu tại các thời điểm n/W (

n∈Ζ).

Thay (1.7) vào (1.6) ta được :

y (t )=∑i

α i (t )∑n

xn sinc (W (t−τ i (t ) )−n)+w (t )

¿∑n

xn∑i

αi sinc (W (t−τ i (t ) )−n)+w (t )

Trang 17


Suy ra các mẫu ym≜ y (m /W ) thu được là:

ym=∑n

xn∑i

αi( mW )sinc (m−n−τ i( m

W )W )+w( mW )(1.8)

Đặt l≜m−n, từ (1.8) suy ra:

ym=∑l

xm−l∑i

αi(m /W )sinc (l−τ i (m /W )W )+w (m /W )

Vậy mô hình thời gian rời rạc của kênh truyền vô tuyến được biểu diễn là:

ym=∑l=0

xm−lh l ,m+w ( mW )(1.9)

với hm,l=∑i

αi(m /W )sinc (l−τ i(m /W )W ).

1.2.3. Mô hình Jake

Kênh truyền là một quá trình ngẫu nhiên vì thế quá trình mô phỏng gặp

nhiều khó khăn. Tuy nhiên ta có thể xác định được hàm mật độ xác suất (pdf) của

kênh truyền, nhờ đó thông tin kênh truyền có thể được khôi phục. Có nhiều mô hình

toán học được đưa ra để mô phỏng kênh truyền. Trong đó mô hình Jake được sử

dụng nhiều trong mô phỏng hệ thống. Mô hình Jake được cho theo công thức sau:

hJ (t , k )=√ 2N0

∑n=1

N 0

C kn {[ cos ( βn )+ jsin (βn)] cos (ωnt +θn)}[11](1.10)

trong đó t là thời gian lấy mẫu, n là số đường, k là số kênh, βn là hệ số độ lệch pha,

C kn là bit code trực giao (+1 hoặc -1), θn là pha ban đầu, ωn là độ dịch Doppler, 4 N0

là số bộ dao động.

Mô hình Jake đưa ra một phương pháp đơn giản để tạo ra kênh Rayleigh

fading bằng tổng chồng chập của các hàm sin với tần số và pha ban đầu khác nhau.

Tuy nhiên nếu các thông số của kênh truyền được thiết lập ngay từ đầu thì

chúng sẽ không còn đúng trong mô hình kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số. Để

quá trình mô phỏng thực tế hơn thì kênh truyền phải là một quá trình ngẫu nhiên và

vẫn giữ được những đặc tính thống kê. Vì vậy mô hình Zheng được đưa ra và được

chỉnh từ mô hình Jake.

Trang 18


1.2.4. Mô hình Zheng

Mô hình Zheng tạo ra các mẫu tương tự như mô hình Jake nhưng cần dùng

số bộ dao động ít hơn, tuy nhiên yêu cầu số lượng lớn các hàm sin. Thành phần

fading được thể hiện trong thành phần đồng pha và vuông pha tại mẫu thứ m được

cho bởi công thức sau:

h I (m )=√ 2N∑n=1

N

{cos (2 π f D T s mcos (α n+ϕn )) }[11](1.11)

hQ (m )=√ 2N∑n=1

N

{cos (2π f D T s msin (α n+ψn ))} [11 ](1.12)

và góc tới của đường thứ n là:

α n=2πn−π+θ

4 N

trong đóf D là tần số Doppler cực đại, T s là khoảng thời gian mẫu, n là số lượng hàm

sin, ϕn, ψn là những pha. Cả ϕn, ψn được khởi tạo tại điểm khởi đầu của mỗi lần thử

và có phân bố chuẩn trong khoảng (-π, π).

1.2.5. Mô hình khai triển cơ bản (BEM)

1.2.5.1. Giới thiệu BEM

Fading có ảnh hưởng lớn lên tín hiệu trong kênh truyền chọn lọc thời gian,

tần số và mô hình Zheng có thể tạo ra hệ số fading cho mỗi mẫu với những đặc tính

thống kê chính xác. Có thể thấy từ biểu thức (1.11) và (1.12) tương quan thời gian

được giới thiệu trong kênh truyền bởi vì chuyển động tương đối giữa máy phát và

máy thu. Bằng cách sử dụng tương quan thời gian, nhiều mẫu kênh truyền có thể

được xấp xỉ với số lượng tham số ít hơn. Đây chính là việc sử dụng hàm khai triển

cơ bản (BEM).

Trong khối dữ liệu phát có N mẫu, tại đầu thu của kênh truyền chọn lọc thời

gian, tần số yêu cầu thông tin của N mẫu này để biểu diễn kênh truyền, khôi phục

dữ liệu. Tuy nhiên trong hệ thống số mẫu N và số symbol phát đi (M) lớn thì có

Trang 19


nhiều biến số và sẽ gặp khó khăn trong quá trình khôi phục kênh truyền. Tuy nhiên

có thể xấp xỉ kênh truyền chọn lọc thời gian bằng các mô hình khai triển cơ bản

(BEM) khác nhau để làm giảm một lượng đáng kể số chiều biểu diễn của kênh

truyền.

Độ lợi kênh l, tại mẫu thời gian n được biểu diễn như sau:

hl , n=∑q=0

Q−1

bn ,q cq , l[9](1.13)

trong đó:

- l ∈ {0,..., L -1}

- L đại diện cho độ dài kênh truyền

- bn ,q đại diện cho giá trị hàm cơ bản

- cq , l là hệ số BEM của mô hình kênh

- Q là số hàm cơ bản được sử dụng trong mô hình khai triển cơ bản

Biểu diễn công thức (1.13) dưới dạng vector như sau:

hl=B c l (1.14)

trong đó: hl=[hl , 0 , …, hl , N −1 ]T , bq=[b0 ,q ,…, bN−1 ,q ]T, c l=[ c0 ,l; …;cQ−1 ,l ].

Vector đại diện cho tất cả các đường trở thành:

hl=BL c [9] (1.15)

trong đó: ,

1.2.5.2. Các mô hình khai triển cơ bản

Có các mô hình khai triển cơ sở được sử dụng như sau: Hàm mũ phức (CE),

hàm GCE, hàm đa thức (P), hàm Discrete Prolate Spheroidal (DPS), hàm Karhuen-

Loève (KL).

Khai triển mũ phức (CE): Được đưa ra năm 1996 bởi Tsatsanis và

Giannakis. Hàm cơ sở của khai triền mũ phức được cho bởi công thức sau:

B=ej2 πn(q−Q /2)

N

Trang 20


Đây là những hàm mũ phức, có chu kỳ bằng với độ dài của khoảng được

xem xét. Hệ số CE- BEM có mô hình toán đơn giản và dễ thực thi. Tuy nhiên vì là

hàm mũ nên CE-BEM chịu ảnh hưởng của Gibbs khi phân tích Fourier, dẫn đến

méo pha và biên độ, đặc biệt là ở những điểm bắt đầu và kết thúc của mỗi frame. Từ

công thức trên ta thấy hệ số CE-BEM là cố định trong một khoảng thời gian xác

định, do đó chịu ảnh hưởng của lỗi mô hình do hiện tượng Gibbs.

Khai triển GCE: Được đưa ra vào năm 2000 bởi Thomas và Vook. Hàm

cơ sở của khai triển GCE được cho bởi công thức sau:

B=e

j2 πn(q−Q2 )

GN

Tương tự hàm CE, nhưng khoảng cách tần số của nó được thu hẹp lại nhờ

vào hệ số G, do đó giảm được ảnh hưởng của modelling error và tránh được

Doppler do khoảng cách tấn số nhỏ hơn tần số Doppler.

Hàm đa thức (P): Được đưa ra năm 1999 bởi Borah và Hart. Là một tập

các đa thức tương ứng với khai triển Taylor: B=(1+n)q

Như vậy có tới vài mô hình khai triển cơ sở BEMs tồn tại và mỗi loại được

định nghĩa bởi các hàm cơ bản được sử dụng trong việc tạo ra các B. Ma trận B

được thiết kế là duy nhất ứng với mỗi hàm cơ sở được chọn.

Để đo đạc độ chính xác của BEM ta dùng lỗi bình phương trung bình (MSE)

chuẩn hóa. MSE được tính từ CIR thực tế h và mô hình xấp xỉ hóa được tính từ B

và c. Lỗi bình phương trung bình đáp ứng xung kênh truyền được định nghĩa như

sau:

MSE=E {(h−Bc )H (h−Bc ) }

E {hH h }(1.16)

Trang 21


Hình 1.5: Độ chính xác của các BEM với Q = 7, tốc độ 100km/h

1.3. Truyền dẫn đa sóng mang

1.3.1. Tổng quan về truyền dẫn đa sóng mang

Từ khi bắt đầu mạng tế bào, truyền dẫn đơn sóng mang được sử dụng để

truyền tải thông tin. Tuy nhiên trên thực tế, những kênh truyền không dây chịu tác

động mạnh mẽ của hiện tượng fading đa đường, điều này đã gây ra mất mát tín hiệu

nghiêm trọng. Khi tín hiệu phát nằm trong passband, băng thông tín hiệu tập trung

quanh tần số sóng mang. Trong truyền dẫn băng rộng băng thông tín hiệu lớn và

chiếm dụng một phổ tần số lớn. Khi hiện tượng fading chọn lọc tần số tác động lên

tần số sóng mang thì toàn bộ thông tin sẽ bị mất. Một phương pháp để tránh ảnh

hưởng của hiện tượng chọn lọc tần số là truyền dẫn đa sóng mang. Thay vì sử dụng

một tần số sóng mang để truyền một tín hiệu băng rộng, máy phát sẽ sử dụng nhiều

sóng mang con. Đó chính là phép biến đổi từ kênh truyền lựa chọn tần số băng

rộng, thông lượng cao thành những kênh truyền con không chọn lọc tần số, thông

lượng thấp. Để thực hiện điều này, băng thông những kênh truyền con cần phải bé

hơn Coherence bandwidth của kênh truyền. Một vài sóng mang con có thể bị mất

mát trong quá trình truyền dẫn do hiện tượng fading đa đường, nhưng phần lớn tín

hiệu được phát đi vẫn được nhận tại đầu thu, kết hợp với việc mã hóa kênh, phần bị

mất có thể khôi phục lại được. Một cách đơn giản nhất để thực hiện truyền dẫn đa

sóng mang là kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM). Mỗi

Trang 22


kênh con được cấp phát một tần số để truyền dẫn đồng thời trên các sóng mang phụ

khác nhau.

1.3.2. Kỹ thuật truyền dẫn OFDM

Kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM) là một kỹ thuật

điều chế đa sóng mang, trong đó các ký tự dữ liệu (data symbol) được điều chế

thành những song mang phụ (hay sóng mang con) song song cách đều nhau. Các

sóng mang phụ này có sự phân chia tần số tối thiểu cần thiết để duy trì tính trực

giao tương ứng với dạng sóng trong miền thời gian, còn phổ tín hiệu tương ứng với

các sóng mang phụ khác nhau chồng lấn trong miền tần số. Với một băng tần có

sẵn, việc chồng lấn phổ của các sóng mang con này sẽ làm tăng hiệu quả sử dụng

phổ lên rất cao, lớn hơn nhiều so với kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số thông

thường.

Ngoài ra OFDM còn là một kỹ thuật đơn giản được áp dụng rất hiệu quả để

khắc phục hiện tượng nhiễu liên ký tự ISI trong hiệu ứng trải trễ trong fading đa

đường bằng cách sử dụng khoảng bảo vệ (GI period) tại vị trí bắt đầu của mỗi

symbol và rất thích hợp cho các kênh truyền fading lựa chọn tần số trong thông tin

vô tuyến bằng cách biến đổi kênh truyền chọn lọc tần số thành tập hợp các kênh

truyền fading phẳng và cho phép luồng thông tin tốc độ cao được truyền song song

với tốc độ thấp trên các kênh băng hẹp.

Một tín hiệu OFDM gồm một số lượng lớn các sóng mang có khoảng cách

rất gần nhau. Khi điều chế các tín hiệu thoại, dữ liệu, … lên sóng mang, phổ của

chúng sẽ chồng lấn lên nhau. Điều cần thiết tại máy thu là phải nhận được toàn bộ

tín hiệu của giải điều chế chính xác dữ liệu. Với các kỹ thuật trước đây như FDM,

khi tín hiệu được truyền gần nhau thì chúng phải được tách biệt nhau để máy thu có

thể tách rời chúng bằng bộ lọc và phải có khoảng băng bảo vệ giữa chúng. Tuy

nhiên với những cải tiến của OFDM, mặc dù phổ của các sóng mang chồng lấn phổ

lên nhau, chúng vẫn có thể đến được máy thu mà không bị nhiễu bởi vì chúng có

tính trực giao.

Trang 23


Hình 1.6: Hiệu quả sử dụng phổ trong kỹ thuật FDM (a) và OFDM (b)

Trong những thập kỷ vừa qua, nhiều công trình khoa học về kỹ thuật OFDM

đã được thực hiện ở khắp nơi trên thế giới. Đặc biệt là công trình khoa học của

Weistein và Ebert đã chứng minh rằng phép điều chế OFDM có thể được thực hiện

thông qua phép biến đổi IDFT và phép giải điều chế OFDM có thể được thực hiện

bằng phép biến đổi DFT. Phát minh này cùng với sự phát triển của kỹ thuật số làm

cho kỹ thuật điều chế OFDM được ứng dụng ngày càng rộng rãi. Hơn nữa, thay vì

sử dụng IDFT/DFT người ta có thể sử dụng phép biến đổi nhanh IFFT/FFT sẽ làm

giảm độ phức tạp và tăng tốc độ xử lý tín hiệu ở máy phát và máy thu.

1.4. Mô hình tín hiệu

Hình 1.7: Cấu trúc 1 symbol OFDM trong miền tần số

Tín hiệu phát OFDM ở băng tần có sở được truyền đi được biểu diễn như

sau:

Trang 24


xn ,m= 1√N

∑k=0

N−1

Xk ,m ej 2 πkn

N (1.17)

trong đó , là chiều dài tiền tố Cyclic- Prefix.

Hình 1.8: Cấu trúc tính hiệu OFDM phát đi ở máy phát

Qua kênh truyền fading chọn lọc thời gian, tần số các mẫu thứ n nhận được

trong symbol OFDM thứ m được biểu diễn như sau:

yn , m=∑l=0

L−1

hl , n ,m xn−l ,m+zn ,m(1.18)

trong đó n {0,…., N-1}, hl,n,m là đáp ứng xung của kênh truyền fading đa đường và

zn,m là nhiễu trắng cộng Gaussian (AWGN) với công suất nhiễu là N0.

Để không xảy ra nhiễu liên ký tự ISI thì chiều dài Ng của tiền tố lặp CP phải

thỏa mãn Ng≥ L-1.

Tín hiệu yn,m qua bộ S/P được chuyển từ nối tiếp sang song song với tiếp tục

được đưa vào bộ biến đổi FFT. Tín hiệu thu được trong miền thời gian được biểu

diễn như sau:

Y k , m=X k ,m H k ,m+ ρk ,m+Zk ,m(1.19)

1.5. Các kỹ thuật ước lượng kênh truyền

1.5.1. Khái niệm về ước lượng kênh truyền

Để giảm nhẹ ảnh hưởng của hiện tượng fading, những thông tin về kênh

truyền là cần thiết và quan trọng tại máy phát và máy thu. Tuy nhiên để biết được

một cách chính xác các thông tin về kênh truyền là điều rất khó. Vì vậy ước lượng

kênh truyền là yêu cầu đầu tiên và cần thiết của một hệ thống nhằm làm giảm sự sai

khác của hàm truyền của kênh thu so với kênh phát do nhiều nguyên nhân trong quá

Trang 25


trình truyền dẫn. Trong đồ án này sẽ tập trung nghiên cứu phương pháp ước lượng

kênh truyền dùng pilot.

Pilots là chuỗi những kí tự được phát từ những chòm điểm điều chế số và

được biết tại cả máy phát và máy thu. Trong suốt khoảng thời gian truyền pilot, máy

thu sẽ ước lượng kênh truyền để tìm đáp ứng xung kênh truyền (CIR). Có hai vấn

đề chính trong việc ước lượng kênh cho hệ thống vô tuyến OFDM.

- Sắp xếp tín hiệu thông tin và số lượng pilot.

- Phải đạt được hai yêu cầu chính là độ phức tạp thấp và khả năng ước

lượng tốt.

Trong mô hình kênh truyền lựa chọn thời gian và tần số, pilot được sắp xếp

dạng lược, khoảng cách giữa các pilots cần phải nhỏ hơn Coherent bandwidth của

kênh truyền để đáp ứng kênh truyền được ước lượng tốt. Trong phạm vi đồ án này,

đáp ứng xung kênh truyền CIR được ước lượng bằng thuật toán Fisher, kỹ thuật ước

lượng Maximum Likelihood cùng với sử dụng các hàm khai triển cơ bản (BEM).

Vector biểu diễn các mẫu nhận được tại máy thu là:

y=Sc+z (1.20)

trong đó y là vector biểu biễn các mẫu nhận được tại máy thu, S là ma trận chứa các

ký tự pilot (sẽ được nghiên cứu kỹ hơn trong chương sau), c là vector chứa các hệ

số của BEM được ước lượng, z là vector biểu diễn nhiễu AWGN.

Dựa vào vector thu y, những thông tin đã biết về pilots và giá trị các hàm cơ

bản B chứa trong S, đầu thu sẽ ước lượng các hệ số của BEM là vector . Những

tham số của kênh truyền cho phép đầu thu khôi phục lại đáp ứng kênh truyền và sử

dụng nó trong quá trình khôi phục dữ liệu. Hiệu suất của phép ước lượng được đo

bằng thành phần MSE chuẩn hóa của c được định nghĩa như sau:

MSE=E {(c− c ) H (c− c)}

E {cH c }(1.21)

MSE chuẩn hóa của đáp ứng xung kênh truyền được định nghĩa như sau:

MSE=E {(h−h )H

(h−h)}E {hH h }

(1.22)

Trang 26


Mặc dù MSE của các hệ số của BEM sẽ đánh giá hiệu quả của phép ước

lượng, nhưng MSE chuẩn hóa của CIR là một thông số quan trọng bởi vì CIR liên

quan trực tiếp đến quá trình khôi phục dữ liệu tại đầu thu.

1.5.2. Thuật toán Fisher

Trong ước lượng Fisher, vector c được xem như một vector xác định chưa

biết. Phương pháp này không cần sử dụng hàm phân bố xác suất và hàm tự tương

quan của vector đáp ứng kênh truyền. Ưu điểm của phương pháp này là tính đơn

giản bởi vì đầu thu không cần biết bất cứ thông tin nào về sự phân bố của c. Mục

tiêu là ước lượng tham số của vector c, đồng thời phải tối thiểu hóa được MSE. Có

rất nhiều phương pháp khác nhau để đạt được kết quả ước lượng trong thuật toán

Fisher. Từ mô hình tuyến tính đã được thiết lập sẵn, kỹ thuật Maximum Likelihood

là phương pháp đơn giản nhất và rất hiệu quả.

Những ẩn số khác nhau tạo ra những hàm likelihood khác nhau, phụ thuộc

vào vector quan sát, từ hàm phân bố mật độ xác suất (PDF) những ẩn số có thể

được suy ra. Điều đó được công thức hóa như một vấn đề tối ưu hóa, trong đó các

hàm tham chiếu là những hàm likelihood. Để tính ước lượng ML, kết quả được tìm

thấy bởi sự nghiên cứu trong tất cả các vector tham số là làm tối ưu hóa được hàm

log-likelihood. Kết quả của phép ước lượng đó được cho như sau:

c=argmax ln p ( y|c )(1.23)

1.6. Kết luận chương

Trong chương này đã trình bày tổng quan về truyền dẫn không dây. Thách

thức của thông tin di động hiện nay đó là kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số và

sử dụng OFDM để đạt được hiệu quả phổ cao và chống lại fading đa đường. Sự giới

thiệu của BEM đáp ứng như một sự thiết lập của vấn đề ước lượng kênh truyền biến

đổi thời gian. Những khái niệm cơ bản của ước lượng cũng được giới thiệu. Đồng

thời chương này đã giới thiệu thuật toán được sử dụng để ước lượng kênh truyền đó

là thuật toán Fisher.

Trang 27


CHƯƠNG 2

ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY


Chương này trình bày về các nội dung:

- Tổng quan về hệ thống thông tin đa chặng và relay

- Mô hình hệ thống

- Ước lượng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng One-way relay

1.8. Thông tin đa chặng

1.8.1. Tổng quan về thông tin đa chặng

Trang 28


Hình 2.1: Mô hình hệ thống thông tin đa chặng

Có một số cách tiếp cận để thực hiện phân tập trong việc truyền dẫn không

dây nhiều anten có thể được sử dụng để phân tập theo không gian hoặc tần số.

Nhưng nhiều anten không phải lúc nào cũng có sẵn, hoặc đích ở quá xa để có thể

đạt được chất lượng tín hiệu tốt. Để có sự phân tập, cách tiếp cận thích hợp là sử

dụng thêm trạm chuyển tiếp gọi là relay. Mô hình của hệ thống được minh họa như

hình vẽ trên.

Khi đó thông tin đi từ trạm gốc đến thuê bao thay vì chỉ đi một chặng giờ đây

phải đi qua nhiều chặng. Chẳng hạn nếu giữa trạm gốc và thuê bao là một relay thì

thông tin phải đi qua hai chặng: chặng một giữa trạm gốc và relay, chặng hai giữa

relay và thuê bao. Thông tin được truyền như vậy được gọi là thông tin đa chặng.

1.8.2. Mục đích sử dụng relay

Việc dùng relay trong mạng LTE có tác dụng làm tăng chất lượng dịch vụ,

dung lượng hệ thống cũng như diện tích bao phủ. Đối với mạng tế bào, càng đi ra

vùng biên của tế bào thì chất lượng sóng càng thấp, đồng thời tốc độ truy cập của

Trang 29


thuê bao giảm xuống đáng kể, việc dùng trạm tiếp sóng relay sẽ cải thiện được tốc

độ truy cập đối với các thuê bao ở vùng biên tế bào. Ngoài ra trong môi trường đô

thị với nhiều nhà cao tầng, đôi khi trạm BTS không thể giao tiếp trực tiếp với thuê

bao di động, tức là đường LOS bị nhà cao tầng che khuất khiến chất lượng sóng

thấp. Các trạm chuyển tiếp relay đặt trên các nhà cao tầng có thể khắc phục được

hiện tượng này.

Dựa trên quá trình xử lý tại relay, có 2 giao thức được đưa ra:

- Khuếch đại và chuyển tiếp (AF): Relay thực hiện nhiệm vụ đơn giản là

khuếch đại tín hiệu nhận được, sau đó chuyển tiếp chúng đến đích.

- Giải mã và chuyển tiếp (DF): Relay cần phải giải mã tín hiệu, tái mã hóa, sau

đó chuyển tiếp tín hiệu đó tới đích.

Như vậy giao thức DF phức tạp hơn hẳn giao thức AF. Trong khuôn khổ đồ

án này, giao thức được sử dụng là AF, tất cả các nodes được đồng bộ và kênh

truyền giữa các nodes là kênh Rayleigh fading.

1.9. Ước lượng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng one-way relay

1.9.1. Hệ thống One-way relay

One-way relay là mô hình thông tin đa chặng được đề xuất đầu tiên. Trong

đó relay giữ nhiệm vụ chính là khuếch đại tín hiệu và chuyển tiếp tín hiệu. Relay

nhận tín hiệu từ trạm gốc, khuếch đại tín hiệu rồi chuyển tiếp đến thuê bao hoặc

nhận tín hiệu từ thuê bao, khuếch đại và chuyển tiếp nên One-way relay chỉ yêu cầu

xử lý trong lớp vật lý.

Trang 30


Hình 2.2: Mô hình One-way relay

Hình 2.2 là mô hình đơn giản gồm một trạm phát giao tiếp với một thuê bao

di động sử dụng one-way relay. Để trao đổi thông tin giữa trạm gốc và thuê bao,

một khe tần số được cấp phát. Giả sử khe thời gian đầu tiên, thông tin được truyền

từ trạm gốc đến relay (TS1). Relay nhận thông tin, khuếch đại và chuyển tiếp đến

thuê bao trong khe thời gian thứ 2 (TS2). Trong khe thời gian thứ 3, thuê bao gửi

thông tin đến relay (TS3). Relay thu nhận thông tin, khuếch đại và chuyển tiếp đến

trạm gốc trong khe thời gian thứ 4 (TS4). Như vậy để giao tiếp giữa trạm gốc với

thuê bao sử dụng một relay, ta phải tốn 1 khe tần số và 4 khe thời gian tổng cộng.

Ngoài ra thông tin đến và đi từ một relay chỉ tới một đích duy nhất tại một

thời điểm, do đó nó được gọi là one-way relay.

1.9.2. Ưu và nhược điểm của One-way relay

Ưu điểm: đơn giản vì chỉ yêu cầu xử lý khuếch đại và chuyển tiếp trong lớp

vật lý. Do đó, one-way relay có kích thước nhỏ, giá thành thấp hơn nhiều so với

một trạm BTS đồng thời có thể sử dụng điện thoại di động làm một relay trong khi

chất lượng đường truyền được đảm bảo.

Nhược điểm: hiệu quả sử dụng khe thời gian thấp do sử dụng thêm các khe

thời gian để chuyển tiếp. Nếu sử dụng một relay cần 4 khe thời gian để giao tiếp.

Trang 31


Ước lượng kênh truyền cũng sẽ phức tạp hơn khi thuê bao hoặc relay di chuyển so

với nguồn.

1.9.3. Ước lượng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng One-way

relay

Trong hệ thống thông tin đa chặng (multi-hop), ước lượng kênh truyền có thể

được biểu diễn bởi 2 quá trình riêng biệt:

- Từ nguồn tới relay (SR).

- Từ relay tới đích (RD).

Tuy nhiên phân chia như vậy có thể gây ra bất lợi trong truyền dẫn AF. Ví dụ

tại relay phải lượng tử hóa thông tin trạng thái kênh truyền (CSI) đã được ước lượng

trong chặng thứ nhất, sau đó chuyển tiếp nó đến đích. Điều này không chỉ gây giảm

hiệu quả sử dụng băng thông, mà còn gây méo CSI và tăng độ trễ. Để tránh những

bất lợi nêu trên, thuật toán ước lượng kênh truyền nối tầng được đề xuất, trong đó

kênh truyền fading từ nguồn qua relay tới đích được gọi là kênh truyền đa chặng và

việc ước lượng kênh chỉ cần thực hiện tại đích. Chương này sẽ giải quyết vấn đề về

ước lượng kênh chọn lọc kép bằng kỹ thuật Maximum Likelihood (ML). Đặc biệt

để làm giảm số lượng ẩn số cần phải ước lượng, mô hình khai triển cơ bản (BEM)

được áp dụng trong đồ án này.

1.9.3.1. Mô hình hệ thống

Trang 32


Hình 2.3: Mô hình truyền dẫn multi-hop

Xét một hệ thống trong đó nguồn có 1 anten phát, đích có 1 anten thu. Để

tổng quát, xét hệ thống có R relays, nguồn và relays được giả thiết là cố định.

Nguồn sử dụng khối truyền dẫn OFDM với tín hiệu được điều chế M-QAM. Trong

1 khối ký tự OFDM có P ký tự pilots được sử dụng để ước lượng kênh và D ký tự là

ký tự dữ liệu. Sau khi biến đổi IFFT và chèn tiền tố CP, tín hiệu phát dải nền tại ký

tự OFDM thứ m, trong thời gian thứ n được biểu diễn như sau:

xn ,m= 1√N

∑k=0

N−1

Xk ,m exp ( j2 πknN

)(2.1)

trong đó , đại diện cho chiều dài tiền tố CP, là sóng

mang con dữ liệu điều chế thứ k trong ký tự OFDM thứ m.

Trong khoảng thời gian pilot của một khung truyền, tại nguồn gửi đi P ký tự

pilots OFDM có chỉ số là { }. Tín hiệu sau đó được gửi đến multi-relays,

trong đó kênh truyền giữa nguồn và relay là kênh truyền chọn lọc thời gian và tần

số. Trong giao thức truyền AF, tín hiệu nhận tại relay được khuếch đại với một hệ

số biến đổi thời gian . Qua kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số có chiều dài

L giữa nguồn và relay, sau khi lượt bỏ CP, tín hiệu được phát đi từ nguồn trong mẫu

Trang 33


thời gian thứ n trong ký tự OFDM thứ m được khuếch đại với hệ số tại relay

. Cụ thể hơn, tín hiệu được phát đi từ relay có thể được viết lại:

yn , mp

Rr =αn , mp

( r ) (∑l=0

L−1

hl ,n , mp

S Rr xn−l ,m p+zn ,m p

S Rr )(2.2)

trong đó zn ,m p

S Rr là nhiễu trắng cộng AWGN có phương saiE {|zn ,m|2}=N0 và trung bình

E {zn ,m }=0,hl , n ,m p

S R r đại diện cho đáp ứng xung kênh truyền chọn lọc thời gian và tần số

giữa nguồn và relay, trong đó bao gồm cả ảnh hưởng của suy hao đường truyền. Tín

hiệu nhận tại đích tại ký tự OFDM thứ m, mẫu thời gian thứ n là tổng chồng chập

của tín hiệu đến từ tất cả relay. Cụ thể, tín hiệu nhận tại đích là:

yn , mp

D =∑r=1

R

∑l'=0

L−1

∑l=0

L−1

αn−l' ,m p

( r ) hl ,n−l' ,m p

S Rr hl' ,n ,m p

R r D xn−l−l' ,m p+ηn , mp

(2.3)

Công thức (2.3) chỉ ra rằng tín hiệu nhận tại đích bao gồm thành phần tín

hiệu hữu ích bị ảnh hưởng bởi kênh truyền chọn lọc kép nối tầng và nhiễu AWGN.

Hệ số fading từ nguồn đến đích có thể được viết lại như sau:

βn ,l , l' , mp

(r ) =hl' ,n ,m p

R r D hl , n−l' ,m p

S Rr (2.4 )

Để giảm số lượng ẩn số cần phải ước lượng, BEM có thể được dùng để xấp

xỉ như sau:

γ l' ' ,n , mp

(r ) =∑q=0

Q−1

bn , q ,m pcq ,l' '

(r ) với l' '={0 , …, 2L−1 }(2.5)

Như vậy, tín hiệu nhận được tại đích được biểu diễn lại như sau

yn , mp

D =∑r=1

R

∑l' '=0

2 L−1~xn , l' ' , mp

(r) bn ,m p

T cl' '

(r)+ηn ,m p(2.6)

Xếp chồng N mẫu nhận được là:

ym p

D =∑r=1

R

Smp

(r)c(r )+¿ηm p(2.7)¿

Thu gọn công thức (2.7) ta có:

ym p

D =~Sm p

c+ηm p(2.8)

Dạng vector của tất cả tín hiệu pilot nhận được biểu diễn như sau:

Trang 34


y D=Sc+η (2.9)

Hệ số được ước lượng bằng kỹ thuật ước lượng ML như sau

c=(SH S)−1 SH y (2.10)

Hệ số fading γ l' ' ,n , mp

(r ) có thể được khôi phục tại đích :

γ l' ' ,n , mp

(r ) =∑q=0

Q−1

bn+N g+mN s ,q ,m pcq ,l(r) (2.11)

1.9.3.2. Khôi phục dữ liệu

Hệ số khuếch đại biến đổi thời gian được sử dụng trong suốt quá trình truyền

pilot của một khung truyền. Tuy nhiên để đơn giản hơn trong quá trình khôi phục

dữ liệu tại đích, hệ số khuếch đại được sử dụng trong thời gian truyền dữ liệu của

một khung truyền là bất biến thời gian .

Quá trình truyền pilot cũng như quá trình truyền dữ liệu, dùng các pilot thu

được ước lượng kênh truyền sau đó khôi phục dữ liệu tại đầu thu.

Tín hiệu nhận được trong miền tần số sau biến đổi DFT là

Y k , md

D = 1√ N

∑n=0

N−1

yn , md

D exp (− j 2 πknN

)

¿ X k ,mdH k , k ,md

+ ICI +ς k ,md (2.12)

trong đó:

H k , k ,md= 1

N∑r=1

R

α(r )∑n=0

N−1

∑l=0

2 L−2

γ l ,n , mdexp (− j2πkn

N)là đáp ứng tần số kênh truyền

(CFR).

ICI=∑r=1

R

∑k ' ≠k

Xk ,mdα(r ) 1

N∑n=0

N −1

∑l=0

2 L−2

γl , n, mdexp (

− j2 π (n−l ) k−nk '

N)là thành phần can

nhiễu liên sóng mang.

ς k ,md= 1

√N∑n=0

N −1

ηn ,mdexp (− j 2 πkn

N)đại diện cho thành phần nhiễu trong miền tần

số. Sử dụng kỹ thuật ML để ước lượng, ta có tín hiệu ước lượng là:

X k ,md=arg min

X ∈ χM

|Y k ,md

D −H k , k ,mdX|2

(2.13)

Trang 35


Với đại diện cho tất cả ký tự điều chế M-QAM được phát đi.


Trong chương này đã trình bày các vấn đề về ước lượng kênh truyền chọn

lọc thời gian và tần số trong hệ thống thông tin đa chặng one-way relay. Để tránh

méo tín hiệu, tăng hiệu quả sử dụng băng thông, kênh truyền nối tầng được đề xuất,

và việc ước lượng kênh chỉ cần được thực thi tại đích bởi kỹ thuật Maximum

Likelihood.

Trang 36


CHƯƠNG 3ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ

TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY


Chương này trình bày các nội dung sau

- Giới thiệu tổng quan về hệ thống thông tin đa chặng two way relay

- Giới thiệu tổng quan về hệ thống MIMO-OFDM

- Các kỹ thuật phân tập trong hệ thống MIMO-OFDM

- Mô hình toán học hệ thống MIMO-OFDM Two way relay

- Ước lượng kênh truyền MIMO-OFDM Two way relay

- Khôi phục dữ liệu

1.12. Tổng quan về hệ thống thông tin đa chặng two way relay

Mô hình one-way relay có những ưu điểm nhất định như đơn giản, kích

thước nhỏ, giá thành thấp hơn so với tram BTS, đồng thời có thể sử dụng chính điện

thoại di động làm một one-way relay trong khi chất lường đường truyền được đảm

bảo. Tuy nhiên, hệ thống one-way relay có những nhược điểm không thể tránh khỏi.

Đó là hiệu quả sử dụng khe thời gian thấp. Chính vì thế thế hệ relay thứ hai two-

way relay được đề xuất để khắc phục nhược điểm này.

Hình 3.1: Mô hình hệ thống two-way relay

Trang 37


Khác với one-way relay, trong two-way relay thông tin đến relay từ trạm gốc

và thuê bao tại cùng một thời điểm và thông tin được chuyển tiếp từ relay đến trạm

gốc và thuê bao cũng cùng một thời điểm, do đó nó có tên là two-way relay. Mô

hình hệ thống two-way relay được biểu diễn như hình (3.1).

Ta xét mô hình hệ thống thông tin giữa trạm gốc với một thuê bao di động,

sử dụng một relay như hình (3.1). Trạm gốc, relay và thuê bao di động được xem

như các nodes. Nhiệm vụ chính của relay trong hệ thống two-way relay tương tự

như trong hệ thống one-way relay đó là tiếp nhận, trộn các bản tin nó nhận từ trạm

gốc và các thuê bao trong khe thời gian thứ nhất, xử lý rồi gửi lại đồng thời cho

trạm gốc và thuê bao trong khe thời gian thứ hai. Cách thức thực hiện này của relay

được gọi là Network coding.

Tương tự trong hệ thống one-way relay, dựa trên quá trình xử lý tại relay, có

2 giao thức được đưa ra: Khuếch đại và chuyển tiếp (AF), giải mã và chuyển tiếp

(DF).

1.13. Tổng quan về hệ thống MIMO-OFDM

Các hệ thống thông tin không dây luôn được nghiên cứu nhằm cải thiện chất

lượng dung lượng cũng như khả năng chống hiện tượng đa đường. Cải thiện chất

lượng dịch vụ bằng cách tăng công suất, dung lượng hệ thống có thể tăng khi tăng

băng thông. Tuy nhiên công suất cũng chỉ có thể tăng tới một mức nhất định nào đó

vì công suất phát càng tăng thì hệ thống càng gây nhiễu cho các hệ thống thông tin

xung quanh, băng thông hệ thống cũng không thể tăng mãi được vì việc phân bố

băng thông đã được chuẩn hoá sẵn. Và chính vì thế đã có rất nhiều nghiên cứu để

tìm ra các kỹ thuật nhằm giúp cải thiện chất lượng thông tin.

Hệ thống MIMO (Multiple Input Multiple Output) gọi là tuyến thông tin

điểm - điểm với đa anten tại phía phát và phía thu. Từ những năm đầu nghiên cứu

cho đến gần đây đã cho thấy hệ thống MIMO có thể tăng đáng kể tốc độ truyền dữ

liệu, giảm BER, tăng vùng bao phủ hệ thống vô tuyến mà không cần tăng công suất

hay băng thông hệ thống nhờ hiện tượng phản xạ đa đường mà tạo ra nhiều kênh ảo

Trang 38


riêng lẻ giúp tăng dung lượng kênh truyền. Chi phí phải trả để tăng tốc độ truyền dữ

liệu cũng tăng, độ phức tạp của hệ thống xử lý tín hiệu nhiều chiều cũng tăng lên.

Hệ thống MIMO có thể tăng dung lượng kênh truyền và sử dụng băng thông

rất hiệu quả nhờ ghép kênh không gian (V - BLAST), cải thiện chất lượng của hệ

thống đáng kể nhờ vào kỹ thuật phân tập phía phát (STBC), phía thu (STTC) mà

không cần tăng công suất phát hay tăng băng thông của hệ thống. Và kỹ thuật

OFDM là một kỹ thuật truyền dẫn tốc độ cao với cấu trúc đơn giản nhưng có thể

chống fading chọn lọc tần số bằng cách chia luồng dữ liệu tốc độ cao thành N luồng

dữ liệu tốc độ thấp truyền qua N kênh truyền con sử dụng tập tần số trực giao. Kênh

truyền chịu fading chọn lọc tần số được chia thành N kênh truyền con có băng

thông nhỏ hơn, khi đủ lớn các kênh truyền con chịu fading phẳng. OFDM còn loại

bỏ được nhiễu liên ký tự ISI khi sử dụng khoảng bảo vệ đủ lớn, và nhiễu liên sóng

mang ICI. Ngoài ra việc sử dụng kỹ thuật OFDM còn giảm độ phức tạp của bộ

Equalizer đáng kể bằng cách cho phép cân bằng tín hiệu trong miền tần số. Từ

những ưu điểm nổi bật của thống MIMO và kỹ thuật OFDM nên việc kết hợp hệ đã

được nghiên cứu và ứng dụng cho hệ thống thông tin không dây băng rộng.

1.14. Các kỹ thuật phân tập trong hệ thống MIMO-OFDM

1.14.1.Phân tập không gian

Phân tập không gian còn gọi là phân tập anten. Phân tập không gian được sử

dụng phổ biến trong truyền thông tin không dây. Phân tập không gian sử dụng nhiều

anten hoặc nhiều chuỗi array được xếp trong không gian tại phía phát hoặc phía thu.

Các anten được phân chia ở những khoảng cách đủ lớn sao cho tín hiệu không bị

nhiễu với nhau. Yêu cầu về khoảng cách giữa các anten tuỳ thuộc vào độ cao của

anten, môi trường lan truyền và tần số làm việc. Khoảng cách điển hình khoảng vài

bước sóng là đủ để các tín hiệu không bị tương quan với nhau. Trong phân tập

không gian các phiên bản của tín hiệu phát được truyền đến nơi thu tạo nên sự dư

thừa trong miền không gian. Phân tập không gian làm giảm hiệu suất băng rộng,

điều này rất quan trọng trong truyền thông không dây tốc độ cao.

Trang 39


Có thể chia ra phân tập không gian thành 3 loại: Phân tập anten phát, phân

tập anten thu, phân tập anten phát và thu. Trong phân tập anten thu, nhiều anten

được sử dụng ở nhiều nơi thu để nhận các phiên bản của tín hiệu phát một cách độc

lập. Các phiên bản của tín hiệu phát được kết hợp một cách hoàn hảo để tăng SNR

của tín hiệu thu và làm giảm bớt fading đa đường.

Trong hệ thống thực tế, để đạt được BER của hệ thống theo yêu cầu, ta kết

hợp hai hay nhiều hệ thống phân tập thông thường để cung cấp sự phân tập nhiều

chiều.

1.14.2.Phân tập tần số

Phân tập tần số nghĩa là sử dụng nhiều thành phần tần số khác nhau để phát

cùng một thông tin. Các tần số cần được phân chia để đảm bảo không bị nhiễu và bị

ảnh hưởng fading một cách độc lập, không bị tương quan nhau. Trong truyền thông

di động, các phiên bản của tín hiệu phát thường được cung cấp cho nơi thu ở dạng

dư thừa trong miền tần số còn được gọi là trải phổ. Kỹ thuật trải phổ rất hiệu quả

khi băng thông nhất quán của kênh truyền nhỏ. Tuy nhiên khi băng thông nhất quán

của kênh truyền lớn hơn băng thông trải phổ, trải trễ đa đường sẽ nhỏ hơn chu kỳ

của tín hiệu. Phân tập tần số gây ra sự tổn hao hiệu suất băng thông tuỳ thuộc vào

sự dư thừa thông tin trong cùng băng tần số.

1.14.3.Phân tập thời gian

Phân tập thời gian có thể thu được tín hiệu qua mã hoá và xen kênh. Ta xem

2 trường hợp sau: Truyền ký tự liên tiếp và dùng xen kênh khi độ lợi kênh truyền rất

nhỏ.

Phân tập thời gian có thể đạt được bằng cách truyền dữ liệu giống nhau qua

những khe thời gian khác nhau, tại nơi thu tín hiệu fading không tương quan với

nhau. Khoảng cách thời gian yêu cầu ít nhất bằng thời gian nhất quán của kênh

truyền hoặc nghịch đảo của tốc độ fading 1f d

= cv . f c

. Mã điều khiển lỗi thường sử

Trang 40


dụng trong hệ thống truyền thông để cung cấp độ lợi mã so với hệ thống không mã

hoá. Trong truyền thông di động, mã điều khiển lỗi kết hợp với xen kênh để đạt

được sự phân tập thời gian, các phiên bản của tín hiệu phát đến nơi thu dưới dạng

dư thừa trong miền thời gian. Khoảng thời gian lặp lại các phiên bản của tín hiệu

phát được qui định bởi thời gian xen kênh để thu được fading độc lập ở ngõ vào bộ

giải mã. Vì tốn thời gian cho bộ xen kênh dẫn đến trì hoản việc giải mã, kỹ thuật

này thường hiệu quả trong môi trường fading nhanh, ở đó thời gian nhất quán của

kênh truyền nhỏ.

1.15. Mô hình toán học hệ thống OFDM Two way relay

Trước hết ta giả sử rằng:

- Trạm gốc, relay, thuê bao được ký hiệu theo thứ tự là S, R, D.

- Tại S có N t anten, tại R có R relays, tại D có N r anten.

- Không có đường truyền thẳng giữa trạm gốc và thuê bao.

- Kênh truyền giữa các nodes là kênh truyền biến đổi nhanh, chọn lọc tần số,

có phân bố Rayleigh.

- Các tham số hệ thống và ký tự pilots gửi đi từ trạm gốc và thuê bao là như

nhau.

- Giao thức được sử dụng tại relay là khuếch đại và chuyển tiếp (AF).

- Hệ số khuếch đại tại relay là biến đổi thời gian thời gian α n.

Trạm gốc cần chuyển bản tin đến thuê bao, ta gọi đó là x1. Cùng lúc đó, thuê

bao cần gửi bản tin đến trạm gốc, ta gọi là x2. Quá trình trao đổi thông tin được thực

hiện trong 2 khe thời gian với sự trợ giúp của relay. Các đáp ứng xung kênh truyền

giữa các node trong các khe thời gian được ký hiệu như hình (3.2).

Trang 41


Hình 3.2: Mô hình xử lý two way relay

Sau khi biến đổi IFFT và chèn tiền tố CP, tín hiệu phát dải nền tại ký tự

OFDM thứ m, trong thời gian thứ n của mỗi node S, D trong khe thời gian thứ nhất

được biểu diễn như sau:

xn ,m= 1√N

∑k=0

N−1

Xk ,m exp ( j2 πknN

)(3.1)

trong đó , đại diện cho chiều dài tiền tố CP, là sóng

mang con dữ liệu điều chế thứ k trong ký tự OFDM thứ m.

Theo giả thiết ban đầu, tín hiệu pilot phát đi từ S đến R và từ D đến R là giống

nhau và phát đồng thời. Qua kênh truyền chọn lọc kép giữa các node, tín hiệu nhận

được tại relay sau khi lược bỏ CP trong mẫu thời gian thứ n trong ký tự OFDM thứ

m được viết lại như sau:

- Tín hiệu đến từ S

yn , mp

S Rr =∑a=1

N t [∑l=0

L−1

hl , n ,m p

Sa Rr xn−l , mp

S a Rr +zn ,m p

S a Rr ](3.2)

- Tín hiệu đến từ D

Trang 42


yn , mp

DR r =∑b=1

Nr [∑l'=0

L−1

hl' ,n , mp

Db Rr xn−l' , mp

D b Rr +zn , mp

Db R r](3.3)

trong đó zn ,m p

Sa Rr , zn , mp

Db R r là nhiễu trắng cộng AWGN có phương sai E {|zn ,m|2}=N0 và trung

bình E {zn ,m }=0, hl , n ,m p

Sa R r , hl' ,n , mp

Db Rr đại diện cho đáp ứng xung kênh truyền lựa chọn thời

gian và tần số giữa S-R và D-R, trong đó bao gồm cả ảnh hưởng của suy hao đường

truyền. Tại relays, tín hiệu được khuếch đại với hệ số α n ,m p

(r ) , sau đó được truyền tiếp

đến các nodes. Như vậy tín hiệu phát đi tại relays là:

yn , mp

Rr =αn , mp

(r) (∑a=1

N t

∑l=0

L−1

hl , n ,m p

S a Rr xn−l ,m p

S a Rr +∑b=1

N r

∑l '=0

L−1

hl' , n ,m p

Db Rr xn−l' ,m p

D b Rr )+zn , mp

SDR (3.4 )

trong đó zn ,m p

SDR =αn , mp

(r ) (∑a=1

N t

zn , mp

Sa R r+∑b=1

Nr

zn, m p

Db Rr) là nhiễu AWGN tổng cộng tại Relay, chạy

theo a, b.

Theo giả thiết ban đầu, giao thức được sử dụng là AF, do đó trong khe thời

gian thứ 2, tín hiệu được phát từ R đến S và D thông qua kênh truyền chọn lọc kép.

S và D đóng vai trò tương đương, do đó ta chỉ cần xét tín hiệu nhận được tại D và

thực hiện việc ước lượng tại D. Quá trình diễn ra tương tự tại S.

Tín hiệu nhận được tại 1 anten D được biểu diễn như sau:

yn , mp

Db' =∑r=1

R

∑l' '=0

L−1

hl' ' ,n , mp

R r Db'

. yn−l ' ' , mp

Rr +zn , mp

R (3.5)

Thay (3.4) vào (3.5) ta có:

yn , mp

Db' =∑r=1

R

∑l' '=0

L−1

hl' ' ,n , mp

R r Db' ¿¿¿

¿∑r=1

R

∑l' '=0

L−1

∑a=1

N t

∑l=0

L−1

α n−l' ' ,m p

(r ) h l' ' , n ,m p

Rr D b'

hl ,n−l' ' ,m p

Sa Rr xn−l−l' ' , mp

Sa R r +∑r=1

R

∑l' '=0

L−1

∑b=1

N r

∑l'=0

L−1

αn−l' ' ,m p

(r ) hl' ' ,n ,m p

R r Db'

hl' ,n−l' ' ,m p

Db R r xn−l'−l' ' ,m p

Db R r +wn , mp

D (3.6)

trong đó wn ,m p

D =∑r=1

R

∑l' '=0

L−1

h l' ' , n ,m p

Rr D b'

. αn−l' ' ,m p

(r ) zn , mp

SDR +zn , mp

R là nhiễu AWGN tại node D.

Đặtl1=l+l' 'và l2=l'+ l' ',

Trang 43


{γ l1 ,n ,m p

Sa Rr Db'=∑l=0

L−1

∑l' '=0

L−1

hl' ' , n ,m p

Rr D b' hl ,n−l' ' ,m p

Sa Rr

γ l2 ,n ,m p

D b Rr D b'=∑l'=0

L−1

∑l' '=0

L−1

hl' ' ,n , mp

Rr Db'

hl' ,n−l' ' ,m p

Db Rr và {~xn−l1

Sa R r=αn−l' ' , mp

( r ) xn−l−l' ' , mp

Sa Rr

~xn−l2

Db Rr=α n−l' ' , m p

(r ) xn−l'−l' ' , mp

D b Rr

Từ (3.6) ta có

yn , mp

Db' =∑r=1

R

∑a=1

N t

∑l1=0

2 L−2

γ l1 , n ,m p

Sa R r Db'~xn−l1

Sa R r+∑r=1

R

∑b=1

Nr

∑l2=0

2 L−2

γl2 , n ,m p

Db R r Db'~xn−l2

Db Rr+wn , mp

D (3.7 )

Để giảm bớt số lượng thông số cần ước lượng, ta dùng mô hình BEM để biểu

diễn γ l1 ,n , mp

S a Rr D b' và γ l2 ,n , mp

Db Rr Db' như sau:

{γ l1 ,n ,m p

Sa Rr Db'=∑q=0

Q−1

bn+N g+mp . Nscq ,l1

γ l2 ,n ,m p

D b Rr D b'=∑q'=0

Q−1

bn+Ng+mp . N scq' ,l2

với l1∈ [ 0 ,1 , …, 2L−2 ]

với l2∈ [ 0 ,1 , …, 2L−2 ]

trong đó N s=N+Ng đại diện cho chiều dài ký tự OFDM sau khi chèn CP,

n=0 ,…, N−1; m=0 ,…, M−1 và M là tổng số ký tự OFDM (data và pilot) trong 1

burst. Tốc độ user được giả thiết là không đổi trong 1 burst của M ký tự OFDM.

bn+Ng+mp . N svà cq , l theo thứ tự đại diện cho giá trị hàm khai triển cơ bản thứ q và hệ số

BEMs.

Với sự xấp xỉ kênh truyền bằng các hàm khai triển cơ bản BEM, tín hiệu

nhận tại đích có thể được viết như sau:

yn , mp

Db' =∑r=1

R

∑a=1

N t

∑l1=0

2 L−2~xn−l1 , mp

Sa R r bn, m p

T cq , l1+∑

r=1

R

∑b=1

Nr

∑l2=0

2 L−2~xn−l2

Db Rr bn ,m p

T cq ,l2+wn ,m p

D (3.8)

trong đó bn ,m p=[bn ,1 ,m p

,…,bn ,Q ,m p ]T và c li

=[c1 ,li,…,cQ,li ]

T

Trong 1 burst M ký tự OFDM, có P ký tự pilots OFDM và D ký tự data. Để

giảm số hướng biểu diễn không gian tín hiệu, chọn Q ≪ M ×N. Và bn ,m p đã được

biết tại cả đầu thu và đầu phát, do đó tại đầu thu chỉ cần ước lượng hệ số của BEM

c li.

Trang 44


Xét những ký tự pilot OFDM {m1 ,…,mP }. Dạng vector của tất cả tín hiệu

pilot nhận được biểu diễn như sau:

y D=Sc+ z (3.9)

trong đó: y D=[ ym1

T , …, ymP

T ]T là tín hiệu thu của tất cả pilots.

ym p=[ [ ym p

(1)]T , …, [ ym p

(Nr)]T ]T , ym p

(b )=[ y0 ,m p

(b) ,…, y N−1 ,m p

(b ) ]T

S= [S1, S2 ] là tín hiệu phát tại S và D

{S1=[ S'm1 ,1T ,…,S'

m P,1T ]T ; S'

m p, 1=I N rx

⨂ Smp ,1;Sm p, 1

=[Sm p ,1( 1) , …,Sm p ,1

( N t ) ]S2=[ Sm1 ,2

' T ,…,SmP, 2'T ]T ;S '

mp ,2=I N tx

⨂ Smp ,2;Sm p, 2

=[Smp , 2( 1) ,…,Sm p ,2

( Nr ) ]

Sm p ,k(u ) =[X 0 ,m p ,k

(u) .Bm p, …, X2 L−2, mp ,k

(u) .Bm p ] X 0 ,m p ,k

(u) =diag ([~x0−l ,m p , k(u , r) , …,~xN −1−l , mp ,k

(u ,r ) ])

Bm p=[b1, mp

,…,bQ ,m p ], bq ,m p=[bN g+mp Ns ,q ,…,bNs−1+m p N s ,q ]T

c=[ c1T , c2

T ]T, c i=[ [c(1)]T , …, [c(Nr)]T ]T, c(b )=[ [c(b ,1) ]T ,… , [c(b , N t)]T ]T

c(b ,a)=[ [c(b ,a ,1 )]T , …, [c(b ,a , R )]T ]T , c(b ,a ,r )=[ [c0(b ,a , r)]T ,…, [ c2 L−2

(b ,a , r)]T ]T

c l(b ,a ,r )=[ c1, l

(b , a ,r ),…,cQ, l(b , a ,r )]T.

Hệ số được ước lượng bằng kỹ thuật ước lượng ML như sau:

= (3.10)

với p ( y|c )= 1

π NP∨R z∨¿exp (−[ y−Sc ]H R z−1[ y−Sc])¿ ,R z=E ( z zH )=N 0 I NP

Lấy vi phân hàm p(y|c)để tính c như sau:

= 0

= 0

Trang 45


Vậy c =

(3.11)Tại S (hoặc D), ta thực hiện khôi phục hệ số fading:

{γ l1 ,n ,m p

Sa Rr Db'=∑q=0

Q−1

bn+N g+mp . Nscq ,l1

γ l2 ,n ,m p

D b Rr D b'=∑q'=0

Q−1

bn+Ng+mp . N scq' ,l2

Trang 46


1.16. Khôi phục dữ liệu

Tín hiệu nhận tại đích tại anten b ' trong miền thời gian tại mẫu thời gian thứ

n đối với ký tự dữ liệu là:

yn , md

Db' =∑r=1

R

∑l' '=0

L−1

∑a=1

N t

∑l=0

L−1

αn−l' ' ,md

( r) h l' ' , n ,md

Rr D b'

h l ,n−l' ' ,md

Sa Rr xn−l−l' ' ,md

Sa Rr +∑r=1

R

∑l' '=0

L−1

∑b=1

Nr

∑l'=0

L−1

αn−l' ' ,md

( r) h l' ' , n ,md

Rr D b'

h l' , n−l' ' , md

Db Rr xn−l'−l' ' ,md

Db Rr +wn , md

D (3.12)

Tương tự như trong quá trình truyền-nhận pilot, dữ liệu đến đầu thu có thể được viết lại như sau:

yn , md

Db' =∑r=1

R

∑a=1

N t

∑l1=0

2 L−2

γl1 , n ,md

Sa Rr D b'~xn−l1

S a Rr+∑r=1

R

∑b=1

N r

∑l2=0

2 L−2

γ l2 ,n , md

D b Rr D b'~xn−l2

Db R r+wn ,m d

D (3.13)

trong đó γ l1 ,n , md

S a Rr D b', γ l2 ,n , md

Db Rr Db', ~xn−l1

S a Rr, ~xn−l2

Db R r được định nghĩa như trong (3.6).

Tín hiệu nhận được trong miền thời gian sau biến đổi FFT là:

Y k , md

D = 1√ N

∑n=0

N−1

yn , md

Db'

exp (− j 2 πknN

)

Y k , md

D =X1 ,k , mdH 1, k ,k , md

+X 2 ,k ,m dH2 , k ,k , md

+ ICI+ς k, md

trong đó:

Đáp ứng tần số kênh truyền (CFR)

{H 1 ,k , k ,md= 1

√N∑n=0

N −1

∑r=1

R

∑a=1

N t

∑l1=0

2L−2

γl1 , n ,md

Sa R r Db'

exp (− j2π l1 k

N)

H 2 ,k , k ,md=

1

√N∑n=0

N−1

∑r=1

R

∑b=1

Nr

∑l2=0

2 L−2

γl2 , n ,md

Db Rr Db'

exp (− j2 π l2 k

N)

Thành phần nhiễu liên sóng mang ICI :

ICI= 1√N

∑k '≠ k

∑n=0

N −1

∑r=1

R

∑a=1

N t

∑l1=0

2 L−2

γ l1 ,n ,m d

Sa Rr Db'

exp ¿¿¿¿¿¿

Thành phần nhiễu trong miền tần số được tính như sau:

ς k ,md= 1

√N∑n=0

N −1

wn , mdexp (− j2 πkn

N)

Sử dụng kỹ thuật ML để ước lượng, ta có tín hiệu ước lượng là:

X k ,md=arg min

X ∈ χM

|Y k ,md

D −H k , k ,mdX|2

(3.14)

với đại diện cho tất cả ký tự điều chế M-QAM được phát đi.

Trang 47



Trong chương này đã giới thiệu về mô hình hệ thống thông tin đa chặng two

way relay kết hợp với MIMO-OFDM giải quyết được việc ước lượng kênh truyền

chọn lọc thời gian, tần số trong hệ thống này. Bằng thuật toán Fisher kết hợp với sử

dụng các mô hình khai triển cơ bản, đáp ứng kênh truyền được ước lượng, từ đó ta

có thể khôi phục dữ liệu cần thiết tại đầu thu.

Trang 48


Trang 49

CH NG 4 ƯƠ MÔ PH NGỎ

CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG


Chương này trình bày các vấn đề sau đây:

- Lưu đồ thuật toán

- Kết quả mô phỏng bằng phần mềm Matlab

- Nhận xét và đánh giá kết quả

Trang 50


1.19. Khảo sát hệ thống One- way relay

1.19.1.Lưu đồ thuật toáncủa hệ thống One –way relay

Trang 51

index ++

BEM_

Tính số bit lỗi tất cả trial với mỗi BEM.

data_sym>N_data_sym

- Tạo dữ liệu phát bin_seq từ nguồn S.- Điều chế số.- Tạo kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số dùng mô hình

Zheng, vecto hệ số đáp ứng kênh truyền qua 2 chặn.- Tính tín hiệu nhận được tại máy thu ( Pilot + Data).- Ước lượng hệ số BEM, đáp ứng kênh truyền bằng

ML_estimator.- Tính đáp ứng tần số các BEM tương ứng, data_sym:=1.

Trial > N_trial

Tính No, ma trận phát pilot SBEM_ML_ma, Trials :=1

Tính sig_power, tạo pilotindex:=1

index>length(SNR)

Thiết lập thông số LTE, OFDM, BEM, vị trí pilot, data, khởi tạo MSE CIR, COE,N trial.

Bắt đầu

Trial ++

data_sym ++

Tính MSE của CIR và Coe tổng các trial

Kết thúc

Vẽ đồ thị BER, MSE của CIR và Coe theo SNR.

. Tính MSE trung bình của CIR và Coe.

. Tính BER trung bình của hệ thống.Đ

Đ

S

S

Đ

S


1.19.2.Kết quả mô phỏng và nhận xét

1.19.2.1. Khảo sát MSE_CIR của các BEM

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-4

10-3

10-2

10-1

100

101

SNR of overall relay channel

MS

E

MSE with ML detection and different BEM-CIR-COE

MSE CE CIR ML

MSE GCE CIR ML

MSE P CIR ML

Trials =300, 3pilots/21symbols [1 10 21],BPSK, G coe=4, N bases=3.

Hình 4.1: Đồ thị MSE_CIR của các BEM theo SNR

Dựa vào hình (4.1) dễ dàng thấy rằng việc sử dụng GCE-BEM và P-BEM tốt

hơn so với CE-BEM, chất lượng của việc ước lượng CIR tùy thuộc vào việc chèn số

pilot vàvị trí pilot (sẽ được khảo sát bên dưới). Hệ số G của GCE-BEM chia nhỏ

khoảng tần số hơn so với CE-BEM dẫn đến việc ước lượng tốt hơn trong kênh

truyền chọn lọc tần số.

Trang 52


1.19.2.2. Khảo sát BER của các BEM

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100


BE

R

BER with ML detection and different levels of CSI

TI

Perfect CEPerfect GCE

Perfect P

ML CE

ML GCEML P

Perfect CSI

Trials =300, 3pilots/21symbols [110 21],BPSK, G coe=4, N bases=3

Hình 4.2: Đồ thị BER của các BEM theo SNR

Dựa vào hình (4.2) dễ dàng thấy việc sử dụng kĩ thuật ML để ước lượng

kênh truyền (ML BEM) là tương đối tốt so với kênh truyền từ hệ số BEM hoàn hảo

(Perfect BEM) được tạo ra từ mô hình.Khi so sánh BER giữa hệ thống kênh truyền

được ước lượng và kênh truyền được tạo ra từ mô hình Zheng (Perfect CSI) ta thấy

gần như xấp xỉ nhau. Khi so sánh ML-CE và Perfect CE ta thấy việc ước lượng này

là chưa tốt lí do là pilot chèn vào chưa tối ưu đối với kênh truyền được tạo ra.

Trang 53


1.19.2.3. Khảo sát BER của các BEM với tốc độ khác nhau

10 20 30 40 50 60 70 80 90 10010

-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Mobile Speed of overall relay channel

BE

R



Perfect P

ML CE

ML GCE

ML PPerfect CSI

Hình 4.3: Đồ thị BER của các BEM với tốc độ khác nhau

Hình (4.3) mô phỏng tại SNR=40, việc thay đổi tốc độ ảnh hưởng đến kênh

truyền thay đổi nhanh ( Fast Fading) dẫn đến đáp ứng kênh truyền biến đổi nhanh.

Điều này ảnh hưởng lớn đến việc ước lượng kênh truyền, tốc độ càng cao BER càng

xấu.

Hình vẽ trên cũng cho thấy việc ước lượng kênh truyền so với các BEM xấp

xỉ đáp ứng kênh truyển được tạo ra cho kết quả tốt.

Trang 54


1.19.2.4. Khảo sát BER của các BEM với số hàm Q khác nhau

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100


BE

R


Q=1 ML CEQ=3 ML CE

Q=5 ML CE

Q=7 ML CE

Q=1 ML GCEQ=3 ML GCE

Q=5 ML GCE

Q=7 ML GCEQ=1 ML P

Q=3 ML P

Q=5 ML P

Q=7 ML PPerfect CSI

Hình 4.4: Đồ thị BER của các BEM với số hàm Q khác nhau

Hình (4.4) khảo sát số hàm Q sử dụng để ước lượng, số lượng hàm Q sử

dụng tùy thuộc vào số kí tự truyền đi và nhận tại đầu thu, số pilot chèn vào để ước

lượng kênh truyền. Việc tối ưu hóa số lượng hàm Q sử dụng sao cho số biến cần

được ước lượng là ít nhất và việc ước lượng là tốt nhất.

Theo hình (4.4) ta thấy đối với hệ thống sử dụng Q=3 cho kết quả tốt nhất

xấp xỉ với kênh truyền tạo ra (Perfect CSI). Khi tăng số lượng hàm Q với số mẫu

thu được cố định thì không đủ để ước lượng hệ số C- BEM cho toàn bộ kênh

truyền, khi giảm số hàm Q thì hệ số C ước lượng sẽ ít không đủ để ước lượng kênh

truyền biến đổi nhanh.

Trang 55


1.19.2.5. Khảo sát BER của P BEM với điều chế số khác nhau

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-4

10-3

10-2

10-1

100


BE

R

BER with different QAM

BPSK

QPSK16-QAM

64-QAM

Hình 4.5: Đồ thị BER của P- BEM với điều chế số khác nhau

Dựa vào hình (4.5) khảo sát MLP-BEM với các mức điều chế số khác nhau.

Khi tăng số mức điều chế thì tốc độ truyền dữ liệu tăng nhưng khả năng chịu lỗi

kém.

Đối với hệ thống không mã hóa kênh truyền thì BPSK sẽ cho tốc độ bit

truyền chậm nhưng đảm bảo được BER tại đầu thu tốt. Vì vậy việc khảo sát trong

đồ án này điều điều chế số sử dụng BPSK để so sánh các kết quả với nhau được

thuận tiện.

Trang 56


1.20. Khảo sát hệ thống Two-way relay

1.20.1.Lưu đồ thuật toán của hệ thống Two –way relay

1.20.1.1. Khảo sát hệ thống 1 anten phát, 1 anten thu và 1 relay

Trang 57

index ++

. Tính dữ liệu thu được tại S2 sau khi trừ tín hiệu phát tại S2 theo miền tần số.

. Tính số bit lỗi tất cả trial với mỗi BEM.

data_sym>N_data_sym

- Tạo dữ liệu phát bin_seq từ nguồn S1, S2 ( S1 ->S, S2->D).- Điều chế số dữ liệu 2 nguồn phát S1 (S) và S2(D).- Tạo kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số dùng mô hình

Zheng, vectơ hệ số đáp ứng kênh truyền qua 2 chặn của 2 kênh truyền SRD và DRD.

- Tính tín hiệu nhận được tại máy thu (D) ( Pilot + Data) từ 2 nguồn S1, S2.

- Ước lượng hệ số BEM, đáp ứng kênh truyền SRD và DRD bằng ML_estimator.

Trial > N_trial

Tính No, ma trận phát pilot S1,S2BEM_ML_ma của 2 kênh SRD và

DRD, Trials :=1

Tính sig_power, tạo pilotindex:=1

index>length(SNR)

Thiết lập thông số LTE, OFDM, BEM, vị trí pilot, data, khởi tạo MSE CIR, COE,N trial cho 2 kênh truyền SRD và DRD.

Bắt đầu

Trial ++

data_sym ++

Tính MSE CIR kênh SRD, Coe SRD và DRD tổng các trial

Kết thúc

Vẽ đồ thị BER, MSE của CIR SRD và Coe (SRD+DRD) theo SNR.

. Tính MSE trung bình của CIR SRD và Coe (SRD +DRD).

. Tính BER trung bình của hệ thống.Đ

Đ

S

S

Đ

S


1.20.1.1.1. Khảo sát MSE của các BEM_Coe với SNR khác nhau

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

101


MS

E

MSE with ML detection and COE SRD-DRD

MSE CE coe ML

MSE GCE coe ML

MSE P coe ML

Trials =300,3pilots/21symbols [1 1021],BPSK, G coe=4, Nbases=3,Vkph=50

Hình 4.6: Đồ thị MSE của các BEM_Coe với SNR khác nhau

Hình (4.6) biểu diễn ước lượng hệ số BEM, từ đó ước lượng đáp ứng kênh

truyền. Với hệ thống two-way relay việc ước lượng hệ số qua 2 kênh truyền SRD

(từ S1 đến Relay và đến S2) và kênh truyền DRD (từ S2 đến Relay quay về S2).

MSE Coe hình (4.6) biểu diễn lỗi bình phương trung bình của cả 2 kênh SRD và

DRD. Từ đó tách các hệ số thành 2 kênh tương ứng rồi ước lượng 2 đáp ứng kênh

truyền tương ứng.

Giống như việc ước lượng trong hệ thống one-way relay với vị trí chèn pilot

trên thì việc ước lượng của P-BEM cho ước lượng tốt hơn so với GCE-BEM, CE-

BEM với cùng thông số hệ thống.

Trang 58


1.20.1.1.2. Khảo sát MSE của các BEM_CIR với SNR khác nhau

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100


MS

E

MSE with ML detection and CIR

MSE TI CIR ML SRD

MSE CE CIR ML SRD

MSE GCE CIR ML SRD

MSE P CIR ML SRD

Trials =300,3pilots/21symbols [1 10 21],BPSK, G coe=4, Nbases=3,Vkph=50

Hình 4.7: Đồ thị MSE của các BEM_CIR với SNR khác nhau

Hình (4.7) biểu diễn việc ước lượng đáp ứng kênh truyền SRD của các BEM

khác nhau.Với hệ thống two-way relay cần ước lượng đáp ứng kênh truyền qua 2

kênh SRD và DRD.

Tuy nhiên do tính chất đối xứng và đồng bộ các hệ số tại 2 đầu phát (S1 và

S2) nên đồ án chỉ khảo sát đáp ứng kênh truyền trên chặng SRD. Từ các hệ số P-

BEM cho kết quả ước lượng tốt hơn nên đáp ứng kênh truyền cũng cho kết quả tốt

hơn so với CE-BEM và GCE-BEM.

Kênh truyền được tạo ra là kênh truyền biến đổi nhanh theo thời gian nên

việc ước lượng TI cho kết quả ước lượng xấu hơn so với việc sử dụng BEM đáp

ứng theo sự thay đổi kênh truyền.

Trang 59


1.20.1.1.3. Khảo sát BER của các BEM với SNR khác nhau

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-3

10-2

10-1

100


BE

R


TI


Perfect P

ML CE

ML GCEML P

Perfect CSI

Trials =300,3pilots/21symbols [1 10 21],BPSK, G coe=2, Nbases=3,Vkph=50

Hình 4.8: Đồ thị BER của các BEM với SNR khác nhau

Hình (4.8) biểu diễn BER tại đầu thu tương ứng với dữ liệu được tạo ra mỗi

lần thử, số symbol pilot sử dụng là 3 trên 21 ký tự phát đi, kết quả cho thấy các kết

quả ước lượng trên chính xác với BER tại đầu thu.

Từ hình (4.8) cho thấy việc chèn pilot [1 10 21] thì ML CE kết quả cho được

rất xấu so với Perfect CE, từ đây cho thấy vị trí chèn pilot là rất quan trọng trong

việc ước lượng kênh truyền. So sánh với kênh truyền được tạo ra (Perfect CSI) thì

kết quả thu được từ MLP-BEM và MLGCE-BEM là rất tốt.

Trang 60


1.20.1.1.4. Khảo sát BER của các BEM với tần số Doppler chuẩn hóa

0.0001 0.0006 0.0012 0.0062 0.0123 0.0247 0.049410

-6

10-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100

Normalized Doppler Frequency (FD.T

s)

MS

E C

IR


MSE TI CIR ML SRD

MSE CE CIR ML SRDMSE GCE CIR ML SRD

MSE P CIR ML SRD

1km/h

5km/h

10km/h

50km/h

100km/h

200km/h

400km/h

Trials=300,3pilots/21symbols[1 10 21],BPSK, G=2,Nbases=3,SNR=40

Hình 4.9: Đồ thị MSE của các BEM với tần số Doppler chuẩn hóa

Dựa vào hình (4.9) ta thấy việc ảnh hưởng của tốc độ đến kênh truyền trong

hệ thống SNR=40dB, khi tốc độ tăng thì tần số Doppler tăng ảnh hưởng đến tín hiệu

thu được, kênh truyền Fast Fading không chỉ ảnh hưởng bởi vận tốc mà còn ảnh

hưởng bởi tốc độ lấy mẫu, kết hợp 2 điều kiện trên hình 4.9 khảo sát ảnh hưởng của

tần số Doppler chuẩn hóa FD.TS, ở đây cho TS cố định theo chuẩn LTE .

Ở tốc độ thấp thì kênh truyền biến đổi chậm, kết quả ước lượng tốt đối với cả

4 mô hình trên. Khi tốc độ tăng lên độ chính xác của ước lượng giảm dần.

Trang 61


1.20.1.1.5. Khảo sát BER của P- BEM với tốc độ khác nhau theo SNR

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-3

10-2

10-1

100


BE

R

Different User speed km/h

1km/h

5km/h10km/h

50km/h

100km/h

200km/h400km/h

800km/h

Ntrials =300, ML-P BEM,pilots/symbols=3/21 [110 21]], Nbases =3


Hình (4.10) khảo sát theo P-BEM cho thấy khi tốc độ tăng lên thì BER tại

đầu thu sẽ giảm theo. Ở tốc độ thấp thì BER gần như xấp xỉ nhau vì kênh truyền

biến đổi gần như giống nhau, khi tốc độ càng tăng thì kênh truyền biến đổi nhanh

dẫn đến việc ước lượng trở nên khó khăn, BER tại đầu thu sẽ tăng lên đáng kể.

Trang 62


1.20.1.1.6. Khảo sát BER của BEM với số pilot chèn khác nhau theo SNR

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-3

10-2

10-1

100


BE

R


O=9.5%,CEO=9.5%,GCE

O=9.5%,P

O=14.3%,CE

O=14.3%,GCEO=14.3%,P

O=19.1%,CE

O=19.1%,GCEO=19.1%,P


Hình (4.11) khảo sát số lượng chèn pilot vào thông tin truyền đi tương ứng

số pilot lần lượt là 2,3,4 pilot trên 21 ký tự truyền đi. Số lượng pilot càng nhiều thì

đầu thu càng có nhiều ký tự pilot để thực hiện việc ước lượng kênh truyền.

Tuy nhiên khi số pilot tăng thì ảnh hưởng đến hiệu suất truyền dữ liệu, vì vậy

để đảm bảo cho hiệu suất của hệ thống thì cần khảo sát số ký tự pilot chèn vào bao

nhiêu là hợp lý để đảm bảo được BER và hiệu suất của hệ thống. Đối với hệ thống

LTE-4G hiện nay hiệu suất chèn pilot khoảng từ 10% -> 15%.

Trang 63


1.20.1.2. Khảo sát hệ thống MIMO-Multirelay

- Lưu đồ khảo sát số Relay

Trang 64

Đ

Relay_index++

Tính MSE CIR SRD tổng các trial của từng SNR_index, relay_index với các BEM tương ứng.

- Tạo dữ liệu phát bin_seq từ nguồn S1, S2 ( S1 ->S, S2->D).- Điều chế số dữ liệu 2 nguồn phát S1 (S) và S2 (D).- Tạo kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số dùng mô hình Zheng,

vectơ hệ số đáp ứng kênh truyền qua 2 chặn của 2 kênh truyền SRD và DRD.

- Tính tín hiệu nhận được tại máy thu (D) ( Pilot + Data) từ 2 nguồn S1, S2.

- Ước lượng hệ số BEM, đáp ứng kênh truyền SRD và DRD bằng ML_estimator.

- Tính đáp ứng tần số các BEM tương ứng, data_sym:=1.

Trial > N_trial

Tính No, ma trận phát pilot S1,S2BEM_ML_ma của 2 kênh SRD và

DRD, Trials :=1

Tính sig_power, tạo pilot tương ứng ,index:=1

index>length(SNR)

Thiết lập thông số LTE, OFDM, MIMO,vị trí pilot, data, khởi tạo MSE CIR, N trial, khảo sát N_relay cho 2 kênh truyền SRD và DRD.

Bắt đầu

Trial ++

Kết thúc

Vẽ đồ thị MSE của CIR SRD theo SNR và N_relay khác nhau.

. Tính MSE trung bình của CIR SRD với SNR và N_relay khác nhau.

Relay_index>length(N_relay)

S

index ++

Đ

Đ

S

S


1.20.1.2.1. Khảo sát MSE của các BEM_Coe với SNR khác nhau

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-4

10-3

10-2

10-1

100

101


MS

E

MSE with ML detection and COE

MSE CE coe ML

MSE GCE coe MLMSE P coe ML

N Tx=2; N Rx=2, Relay=2;Nbases =3; V=50km/h; pilots/symbols =3/21 [1 10 21]

Hình 4.12: Đồ thị MSE của BEM_Coe theo SNR

Dựa vào hình (4.12) biểu diễn ước lượng hệ số BEM trong hệ thống MIMO-

OFDM Multirelay cho cả 2 kênh SRD và DRD, so sánh với hình (4.6) ta thấy khi

tăng số anten phát, thu và relay lên thì số lượng kênh truyền tăng dẫn đến số lượng

tham số cần ước lượng tăng lên đáng kể.

Khi hệ số c cần ước lượng tăng lên đáng kể thì số lượng mẫu thu tại đầu thu

lớn hoặc số lượng pilot cần để ước lượng phải đủ lớn để đảm bảo đầy đủ các thông

số ước lượng kênh truyền biến đổi.

Trang 65


1.20.1.2.2. Khảo sát MSE của các BEM_CIR với SNR khác nhau

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-4

10-3

10-2

10-1

100


MS

E


MSE TI CIR ML SRD

MSE CE CIR ML SRD

MSE GCE CIR ML SRD

MSE P CIR ML SRD

N Tx=2; N Rx=2, Relay=2;Nbases =3; V=50km/h; pilots/symbols =3/21 [1 10 21]

Hình 4.13: Đồ thị MSE của BEM_CIR theo SNR

Dựa vào hình (4.13) biểu diễn ước lượng MSE đối với hệ thống N_Tx=2,

N_Rx=2 và Relay =2 cho kênh truyền SRD. Như các kết quả ước lượng trên thì khi

số lượng anten phát, thu và số relay bằng 2 kết quả ước lượng vẫn tốt.

Khi tăng số lượng anten thì thông số cần ước lượng nhiều hơn so với hệ

thống SISO nên cần tăng số lượng pilot chèn hoặc tăng số lượng mẫu thu được bằng

cách tăng khung cửa số N_fft.

Trang 66


1.20.1.2.3. Khảo sát MSE vị trí chèn pilot với SNR khác nhau

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100


MS

E


[1 10 21] TI

[1 7 15] TI[1 5 12] TI

[1 10 21] CE

[1 7 15] CE

[1 5 12] CE[1 10 21] GCE

[1 7 15] GCE

[1 5 12] GCE

[1 10 21] P[1 7 15] P

[1 5 12] P

Hình 4.14: Đồ thị MSE vị trí chèn pilot theo SNR

Hình (4.14) biểu diễn ước lượng kênh truyền theo các BEM với vị trí chèn

pilot khác nhau (số lượng pilot bằng nhau). Tùy vào đáp ứng kênh truyền biến đổi

nhanh hay chậm theo thời gian mà vị trí chèn pilot sẽ ảnh hưởng lớn đến việc ước

lượng kênh truyền. Hình vẽ trên cho thấy khi chèn vị trí [1 5 12] cho kết quả tốt

nhất khi truyền 21 symbol tương ứng với mô hình kênh truyền được tạo ra.

Vì vậy việc tối ưu hóa vị trí chèn pilot hiện đang là kĩ thuật được nghiên cứu

rộng rãi trong việc ước lượng kênh truyền sử dụng pilot.

Trang 67


1.20.1.2.4. Khảo sát MSE số Relay với SNR khác nhau

0 5 10 15 20 25 30 35 4010

-5

10-4

10-3

10-2

10-1

100


MS

E


1 relay,CE ML est1 relay,GCE ML est

1 relay,P ML est

2 relay,CE ML est2 relay,GCE ML est

2 relay,P ML est

3 relay,CE ML est

3 relay,GCE ML est3 relay,P ML est

4 relay,CE ML est

4 relay,GCE ML est4 relay,P ML est

Hình 4.15: Đồ thị MSE số Relay theo SNR

Dựa vào hình (4.15) ta thấy khi số lượng relay lớn thì kết quả ước lượng

không tốt bằng số lượng relay nhỏ. Khi tăng số lượng relay thì khả năng chuyển tiếp

thông tin càng lớn, tuy nhiên số lượng kênh truyền được tạo ra nhiều ảnh hưởng đến

số lượng tham số cần được ước lượng, ảnh hưởng đến nhiều vấn đề khác như trải

trễ, nhiễu xuyên kí tự, kênh truyền chọn lọc tần số lớn khi chịu ảnh hưởng của hiện

tượng đa đường…

Số lượng relay và vị trí đặt relay ảnh hưởng đến việc thu tín hiệu tốt hay xấu,

đồng thời hệ số khuếch đại α biến thiên theo đa đường và theo mẫu trong kĩ thuật

AF ảnh hưởng lớn đến chất lượng tín hiệu thu được tại đích.

Trang 68


1.20.1.2.5. Khảo sát MSE số Anten với SNR khác nhau

1 2 3 410

-4

10-3

10-2

10-1

100

101

Number of antennas NTx - NRx

MS

E

MSE with ML detection COE and CIR

CE coe ML

GCE coe ML

P coe MLMSE CE CIR ML SRD

MSE GCE CIR ML SRD

MSE P CIR ML SRD

Hình 4.16: Đồ thị MSE số Anten khác nhau theo SNR

Dựa vào hình (4.16) biểu diễn lỗi bình phương trung bình hệ số BEM cho 2

chặng SRD và DRD, CIR cho chặng SRD. Hình vẽ cho thấy khi số lượng anten

phát và thu tăng thì kết quả ước lượng sẽ thấp đi, vì khi tăng số lượng anten phát thì

số lượng kênh truyền tăng nên cần nhiều tham số ước lượng, đáp ứng kênh truyền

tạo ra nhiều ảnh hưởng đến việc khôi phục dữ liệu tại đầu thu, ảnh hưởng đến BER

tại đầu thu.

Số lượng anten được chọn sao cho đảm bảo được hệ thống phân tập tốt, dung

lượng lớn, đảm bảo được tỉ số bit lỗi tại đầu thu ứng với công suất phát hợp lý.

Trang 69



Chương 4 cho ta thấy những kết quả mô phỏng với sự thay đổi các thông số

khác nhau của quá trình ước lượng kênh truyền chọn lọc thời gian tần số trong hệ

thống thông tin đa chặng (One way relay và two way relay). Trong chương này,

việc mô phỏng được thực hiện ở lớp vật lý.Đối với các lớp cao hơn, chất lượng sẽ

tốt hơn nhờ vào mã hóa (mã hóa nguồn, mã hóa kênh) phát hiện và sửa lỗi.Qua kết

quả mô phỏng, với việc sử dụng các hàm cơ bản khác nhau sẽ cho những kết quả

mô phỏng khác nhau.

Trang 70


KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI

1. Kết luận

Với những ưu điểm đáng kể hệ thống MIMO- OFDM đang được ứng dụng

rất nhiều trong các hệ thống viễn thông tốc độ cao.Vì thế, việc ước lượng kênh

truyền càng trở nên cần thiết để nâng cao chất lượng tín hiệu cũng như tốc độ truyền

dẫn. Trong khuôn khổ đồ án này, việc ước lượng kênh truyền dùng tín hiệu pilot

trong truyền dẫn MIMO- OFDM đa chặng (one way relay và two way relay) đã

được nghiên cứu với thuật toán được sử dụng là FISHER. Khác với ước lượng kênh

truyền trong block- fading, việc ước lượng kênh truyền chọn lọc thời gian và tần số

cho phép tăng khả năng nhận biết được tín hiệu thu trong khi thuê bao di chuyển

liên tục với tốc độ nhanh và kênh truyền đa đường. Đồng thời việc ước lượng đáp

ứng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng được thực hiện tại đích bằng

cách sử dụng các hàm cơ bản khác nhau (BEMs) để xấp xỉ sự thay đổi thời gian của

kênh truyền, nhằm làm giảm đáng kể số lượng tham số cần ước lượng, vì thế cho

phép ước lượng chính xác và tin cậy hơn trong điều kiện SNR thấp.

2. Hướng phát triển đề tài

Đề tài này đã tập trung nghiên cứu ước lượng đáp ứng kênh truyền (CIR)

trong truyền dẫn MIMO –OFDM đa chặng.Tuy nhiên, ở đây vấn đề độ lệch tần số

(CFO và SFO) được giả thiết hoàn hảo và vấn đề đồng bộ tần số lấy mẫu và thời

điểm lấy mẫu chưa được giải quyết. Đồng thời chưa kết hợp được phương pháp đa

truy cập phân chia theo không gian (SDMA) vào hệ thống. Nếu có điều kiện thì đề

tài sẽ được phát triển thêm ước lượng đồng thời độ lệch tần số sóng mang, độ lệch

tần số mẫu và đáp ứng kênh truyền, tính toán đồng bộ tần số lấy mẫu và thời điểm

lấy mẫu tín hiệu phát để có thể thu được tín hiệu đạt hiệu suất cao hơn nữa hoặc sẽ

giải quyết vấn đề kết hợp SDMA vào hệ thống MIMO- OFDM two way relay.

TÀI LIỆU THAM KHẢO

Trang 71


[1] Nguyễn Lê Hùng, “Thông tin di động”, khoa Điện tử Viễn thông, Đại học

Bách Khoa, Đại học Đà Nẵng.

[2] Nguyễn Lê Hùng, “Research Problems in 4G (LTE) Mobile Communications”

[3] Hoàng Lê Uyên Thục, “Thông tin số”, khoa Điện tử Viễn thông, Đại học Bách

Khoa, Đại học Đà Nẵng.

[4] Nguyễn Văn Tuấn, “Thông tin vi ba- vệ tinh”, Nhà xuất bản Giáo dục 2011.

[5] Andrea Goldsmith (2005), “Wireless Communication”, Standford University.

[6] Bin Jiang, Feifei Gao, Xiqi Gao and Arumugam Nallanathan, “Channel

Estimation for Amplify- and- Forward Two- Way relay network with Power

Allocation”, publication in the IEEE ICC 2009 proceedings.

[7] Franz Hlawatsch, Gerald Matz, “Wireless Communications over rapidly time

varying chanels”, The Boulevard, Langford, Kidlington, Oxford OX5 1GB, UK

[8] Gongpu Wang, Feifei Gao, Wen Chen, and Chintha Tellambura, “Channel

Estimation and Training Design for Two- Way Relay Networks in Time- Selective

Fading Enviroment”, IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol. 10, No.

8, August 2011.

[9] Hung Nguyen- Le, Tho Le- Ngoc, Nghi Tran, “Bayesian Joint Estimation of

CFO and Doubly selective channels in MIMO- OFDM Transmission”, Department

of Electrical and Computer Engineering, McGill University, Motreal, Quebec,

Canada H3A 2K6.

[10] Loic Canonne- Velasquez, Hung Nguyen- Le, Tho Le- Ngoc, “Cascaded

Doubly- Selective channel estimation in multi-relay AF OFDM Transmissions”,

Department of Electrical and Computer Engineering, McGill University, Montreal,

Quebec, Canada H3A 2A7, Department of Electronics and Telecommunications

Engineering, Danang University of Technology, Vietnam.

[11] “LTE-Advanced and Next Generation Wireless Networks Channel Modelling

and Propagation”, Published 2013 by John Wiley & Sons, Ltd.

[12] Salama S. Ikki, and Sonia Aissa, “Two-way Amplify- anf- Forward Relaying

with Gaussian Imperfect Channel Estimations”, IEEE Communications Letters,

Trang 72


Vol. 16, No. 7, July 2012.

[13] Zhaoxi Fang and Jiong Shi, “Least Square Channel Estimation for Two- Way

relay MIMO OFDM”, ETRI Journal, Vol. 33, No. 5, October 2011.

[14] Tim Whitworth, Mounir Ghogho, and Desmond C. McLernon, “An Optimized

Basis Expansion Model For Time- Varying Channel Estimation”, School of

Electronic and Electrical Engineering, The University of Leeds, LS2 9JT, UK.

[15] Ye (Geoffrey) Li, Gordon Stuber, “Orthogonal Frequency Division

Multiplexing for Wireless Communications”, Georgia Institute of Technology.

PHỤ LỤC

Trang 73


CODE MAIN_PROGRAM_MSE_MIMO_OFDM_TWO WAY RELAY

close all;clear all;clc;display('Uoc luong kenh truyen he thong MIMO-OFDM vs MultiRelay');display('Author: Tran Van Dung - Tran Thi Thu Thuy');warning('off');

%% =======Khoi tao==============N_trial = 3e2;%========Thong so du lieu=================N_LTE_frame = 1;N_slot = 3;N_sym_slot = 7;N_OFDM_sym = N_slot*N_sym_slot*N_LTE_frame;N_fft = 256;N_cp = 10;Ns = N_fft+N_cp;%==========Thong so khac====================fs = 1.92e6;fc = 2e9;L = 5;G_coe = 2;PDP = exp(-[0:L-1]/4)/sum( exp(-[0:L-1]/4) );% Power Delay ProfileN_bases = 3;v_kph=50;%========Multi Relays=========================N_relay = 2; % So luong Relayrelay_gain_range = 3;alpha_tv=relay_gain_range;alpha_data=relay_gain_range;%=======Multiple Antennas================N_rx = 2; % so luong anten thuN_tx = 2; % % so luong anten phat

%========Modulation===================M_QAM = 2;[sig_power] = signal_power_computation(M_QAM);mess_len = log2(M_QAM);

%% ======Pilot-Data Symbol Position =========pilot_pos = [1 10 21];

data_pos = [1:N_OFDM_sym];for ii = 1:length(pilot_pos) data_pos = data_pos(data_pos ~= pilot_pos(ii));endN_data_sym = length(data_pos);N_pilot_sym = length(pilot_pos);N_pilot_TICE = 2; % So Pilot tru ra de uoc luong kenh truyen TI dua vao CIR_pilot

SNR = [0:5:40];

%% --------------------Tao pilot_signal- Co the cho T1 giong

Trang 74


T2------------subcarrier_power =1;%% --------------------Tao pilot phat tu ra N_tx---------------------------bin_rand_seq1 = randint(1,N_fft*log2(M_QAM)*N_OFDM_sym*N_relay*N_tx);bin_rand_seq1= reshape(bin_rand_seq1,N_fft,log2(M_QAM),N_OFDM_sym,N_tx,N_relay);ave_amplitude = 0;for tx_anten =1 :N_txfor pilot_sym = 1:N_OFDM_symfor subcarr_T1 = 1:N_fftfor relay = 1:N_relay pilot_subcarriers_T1(subcarr_T1,pilot_sym,tx_anten,relay) = MQAM_modulation(bin_rand_seq1(subcarr_T1,:,pilot_sym,tx_anten,relay),subcarrier_power);

ave_amplitude = ave_amplitude + abs(pilot_subcarriers_T1(subcarr_T1,pilot_sym,tx_anten,relay))^2;endendendendave_amplitude = ave_amplitude/N_OFDM_sym/N_fft/N_relay/N_tx;%% ===========================Tao Pilot S2==========================subcarrier_power =1;% --------------------Tao pilot phat tu ra N_tx---------------------------bin_rand_seq2 = randint(1,N_fft*log2(M_QAM)*N_OFDM_sym*N_relay*N_rx);bin_rand_seq2= reshape(bin_rand_seq2,N_fft,log2(M_QAM),N_OFDM_sym,N_rx,N_relay);ave_amplitude = 0;for rx_anten =1 :N_rxfor pilot_sym = 1:N_OFDM_symfor subcarr_T2 = 1:N_fftfor relay = 1:N_relay pilot_subcarriers_T2(subcarr_T2,pilot_sym,rx_anten,relay) = MQAM_modulation(bin_rand_seq2(subcarr_T2,:,pilot_sym,rx_anten,relay),subcarrier_power);

ave_amplitude = ave_amplitude + abs(pilot_subcarriers_T2(subcarr_T2,pilot_sym,rx_anten,relay))^2;endendendendave_amplitude = ave_amplitude/N_OFDM_sym/N_fft/N_relay/N_rx;

%% ------------Khoi tao mang MSE CIR vs COE------------------------------MSE_TI_CIR_ML_SRD =zeros (length(SNR),1);MSE_CE_CIR_ML_SRD = zeros(length(SNR),1);MSE_GCE_CIR_ML_SRD = zeros(length(SNR),1);MSE_P_CIR_ML_SRD = zeros(length(SNR),1);

MSE_CE_coe_ML = zeros(length(SNR),1);MSE_GCE_coe_ML = zeros(length(SNR),1);

Trang 75


MSE_P_coe_ML = zeros(length(SNR),1);

%% ----------------------Khoi tao BEM-----------------------------------[P_ma,P_ma1,P_ma2,pInv_P_ma,pInv_P_ma1,pInv_P_ma2,GCE_ma,GCE_ma1,GCE_ma2,pInv_GCE_ma,pInv_GCE_ma1,pInv_GCE_ma2,... CE_ma,CE_ma1,CE_ma2,pInv_CE_ma,pInv_CE_ma1,pInv_CE_ma2] =... PGCE_BEM_Gen(N_bases,G_coe,N_LTE_frame,N_slot,N_sym_slot,N_fft,N_cp);

for SNR_index = 1:length(SNR)

No = sig_power/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % Noise

[S1_CE,S2_CE,S_CE,S1_GCE,S2_GCE,S_GCE,S1_P,S2_P,S_P,CE_ML_ma,GCE_ML_ma,P_ML_ma,CE_ML_ChanEst_ma,GCE_ML_ChanEst_ma,P_ML_ChanEst_ma,... TI_ML_ma,TI_ML_ChanEst_ma,tx_pilot_sig_T1,tx_pilot_sig_T2] = Pilot_Tx_Sig_Gen_MAP_ML(No,N_relay,alpha_tv,... L,N_fft,N_cp,pilot_pos,pilot_subcarriers_T1,pilot_subcarriers_T2,CE_ma1,CE_ma2,GCE_ma1,GCE_ma2,P_ma1,P_ma2,N_tx,N_rx);

for trial = 1:N_trialdisp(['Current SNR=', num2str(SNR(SNR_index)), '; Current trial=', num2str(trial)]);%% ---------------Zheng Model----------------------------------------

[gamma2_SRD,gamma2_DRD,CE_coe_SRD,CE_coe_DRD,CE_coe_SRD_DRD,GCE_coe_SRD,GCE_coe_DRD,GCE_coe_SRD_DRD,P_coe_SRD,P_coe_DRD,P_coe_SRD_DRD,... CIR_pilot_SRD,CIR_pilot_DRD,CIR_SR,CIR_DR,CIR_RD,CIR_SRD,CIR_DRD,TI_CIR_pilot_SRD,TI_CIR_pilot_DRD] =Zheng_BEM_CIR_Gen(L,PDP,N_tx,... N_rx,N_relay,v_kph,N_bases,N_LTE_frame,N_slot,N_sym_slot,pilot_pos,data_pos,N_pilot_TICE,N_fft,Ns,fs,fc,pInv_CE_ma1,pInv_CE_ma2,pInv_GCE_ma1,... pInv_GCE_ma2,pInv_P_ma1,pInv_P_ma2);%% -----------------------Rx-Signal------------------------------------------[rx_pilot_sig_SRD_reshape] = Rx_Sig_Gen(N_tx,N_rx,N_relay,alpha_tv,L,... N_fft,N_cp,pilot_pos,data_pos,No,CIR_SR,CIR_RD,CIR_DR,tx_pilot_sig_T1,tx_pilot_sig_T2);

%% ----------------------------------------------------------------------- TI_CIR_ML_SE_SRD,CE_CIR_ML_SE_SRD,GCE_CIR_ML_SE_SRD,P_CIR_ML_SE_SRD,CE_coe_ML_SE,GCE_coe_ML_SE,P_coe_ML_SE,CE_coe_ML_ma,GCE_coe_ML_ma,... P_coe_ML_ma] =ML_MAP_channel_estimator(N_tx,N_rx,CE_ma1,GCE_ma1,P_ma1,CIR_pilot_SRD,N_relay,L,CE_coe_SRD_DRD,GCE_coe_SRD_DRD,P_coe_SRD_DRD,... N_bases,CE_ma,GCE_ma,P_ma,pilot_pos,N_fft,N_cp,rx_pilot_sig_SRD_reshape,CE_ML_ChanEst_ma,GCE_ML_ChanEst_ma,P_ML_ChanEst_ma,TI_ML_ChanEst_ma);

%% ----------------------------------------------------------------------- MSE_TI_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) = MSE_TI_CIR_ML_SRD(SNR_index,1)

Trang 76


+ TI_CIR_ML_SE_SRD; MSE_CE_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) = MSE_CE_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) + CE_CIR_ML_SE_SRD; MSE_GCE_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) = MSE_GCE_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) + GCE_CIR_ML_SE_SRD; MSE_P_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) = MSE_P_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) + P_CIR_ML_SE_SRD;

MSE_CE_coe_ML(SNR_index,1) = MSE_CE_coe_ML(SNR_index,1) + CE_coe_ML_SE; MSE_GCE_coe_ML(SNR_index,1) = MSE_GCE_coe_ML(SNR_index,1) + GCE_coe_ML_SE; MSE_P_coe_ML(SNR_index,1) = MSE_P_coe_ML(SNR_index,1) + P_coe_ML_SE;endendMSE_CE_coe_ML = MSE_CE_coe_ML/(N_trial);MSE_GCE_coe_ML = MSE_GCE_coe_ML/(N_trial);MSE_P_coe_ML = MSE_P_coe_ML/(N_trial);MSE_TI_CIR_ML_SRD = MSE_TI_CIR_ML_SRD/(N_trial);MSE_CE_CIR_ML_SRD = MSE_CE_CIR_ML_SRD/(N_trial);MSE_GCE_CIR_ML_SRD = MSE_GCE_CIR_ML_SRD/(N_trial);MSE_P_CIR_ML_SRD = MSE_P_CIR_ML_SRD/(N_trial);%% ----------------------------------------------------------------------- figure(1); semilogy(SNR,MSE_CE_coe_ML,'-og','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','g','MarkerFacecolor','w','MarkerSize',6); hold on semilogy(SNR,MSE_GCE_coe_ML,'-sb','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','b','MarkerFacecolor','w','MarkerSize',6); hold on semilogy(SNR,MSE_P_coe_ML,'-dr','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','r','MarkerFacecolor','w','MarkerSize',6); hold on

h = legend('MSE CE coe ML','MSE GCE coe ML','MSE P coe ML');

set(gca,'FontSize',10); set(h,'FontSize',10); title('MSE with ML detection and COE'); xlabel('SNR of overall relay channel'); ylabel('MSE');grid on%% ----------------------------------------------------------------------figure (2);semilogy(SNR,MSE_TI_CIR_ML_SRD,'-^k','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','k','MarkerFacecolor','w','MarkerSize',6);hold on

Trang 77


semilogy(SNR,MSE_CE_CIR_ML_SRD,'-og','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','g','MarkerFacecolor','w','MarkerSize',6);hold onsemilogy(SNR,MSE_GCE_CIR_ML_SRD,'-sb','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','b','MarkerFacecolor','w','MarkerSize',6);hold onsemilogy(SNR,MSE_P_CIR_ML_SRD,'-dr','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','r','MarkerFacecolor','w','MarkerSize',6);hold on

h = legend('MSE TI CIR ML SRD','MSE CE CIR ML SRD','MSE GCE CIR ML SRD','MSE P CIR ML SRD'); set(gca,'FontSize',10); set(h,'FontSize',10); title('MSE with ML detection and CIR'); xlabel('SNR of overall relay channel'); ylabel('MSE');grid on

FUNCTION TX_PILOT_SIG

function [S1_CE,S2_CE,S_CE,S1_GCE,S2_GCE,S_GCE,S1_P,S2_P,S_P,CE_ML_ma,GCE_ML_ma,P_ML_ma,CE_ML_ChanEst_ma,GCE_ML_ChanEst_ma,P_ML_ChanEst_ma,... TI_ML_ma,TI_ML_ChanEst_ma,tx_pilot_sig_T1,tx_pilot_sig_T2] = Pilot_Tx_Sig_Gen_MAP_ML(No,N_relay,alpha_tv,... L,N_fft,N_cp,pilot_pos,pilot_subcarriers_T1,pilot_subcarriers_T2,CE_ma1,CE_ma2,GCE_ma1,GCE_ma2,P_ma1,P_ma2,N_tx,N_rx)

N_pilot_sym = length(pilot_pos);Ns = N_fft + N_cp;K = 2*L-1;

S1_CE = [];S1_GCE = [];S1_P = [];S1_TI =[];

S2_CE = [];S2_GCE = [];S2_P = [];S2_TI =[];

%% ------------------ Tao S1 ---------------------------------------------

Trang 78


for m=1:N_pilot_sym S1_tilde_m_CE_tx =[]; S1_tilde_m_GCE_tx =[]; S1_tilde_m_P_tx =[]; S1_tilde_m_TI_tx=[];

for tx_anten =1: N_tx S1_tilde_m_CE = []; S1_tilde_m_GCE = []; S1_tilde_m_P = []; S1_tilde_m_TI = [];

for relay = 1:N_relay tx_pilot_sig_T1(1:N_fft,1:K,tx_anten,relay,m) = circulant_ma( sqrt(N_fft)*ifft(pilot_subcarriers_T1(1:N_fft,m,tx_anten,relay),N_fft),K );

S1_tx_CE = []; S1_tx_GCE = []; S1_tx_P = [];

for relaytap =1:K S1_tx_CE = [S1_tx_CE diag(tx_pilot_sig_T1(1:N_fft,relaytap,tx_anten,relay,m)*alpha_tv)*CE_ma1(Ns*(pilot_pos(m)-1) + N_cp + [1:N_fft],:)]; S1_tx_GCE = [S1_tx_GCE diag(tx_pilot_sig_T1(1:N_fft,relaytap,tx_anten,relay,m)*alpha_tv)*GCE_ma1(Ns*(pilot_pos(m)-1) + N_cp + [1:N_fft],:)]; S1_tx_P = [S1_tx_P diag(tx_pilot_sig_T1(1:N_fft,relaytap,tx_anten,relay,m)*alpha_tv)*P_ma1(Ns*(pilot_pos(m)-1) + N_cp + [1:N_fft],:)];

end

S1_tilde_m_CE = [S1_tilde_m_CE S1_tx_CE];S1_tilde_m_GCE = [S1_tilde_m_GCE S1_tx_GCE];S1_tilde_m_P = [S1_tilde_m_P S1_tx_P];S1_tilde_m_TI = [S1_tilde_m_TI tx_pilot_sig_T1(1:N_fft,1:K,tx_anten,relay,m)*alpha_tv];end

S1_tilde_m_CE_tx= [S1_tilde_m_CE_tx S1_tilde_m_CE];S1_tilde_m_GCE_tx= [S1_tilde_m_GCE_tx S1_tilde_m_GCE];S1_tilde_m_P_tx= [S1_tilde_m_P_tx S1_tilde_m_P];S1_tilde_m_TI_tx =[S1_tilde_m_TI_tx S1_tilde_m_TI];end

S1_CE = [S1_CE ;kron(eye(N_rx),S1_tilde_m_CE_tx)]; % Qua trinh SRDS1_GCE = [S1_GCE ;kron(eye(N_rx),S1_tilde_m_GCE_tx)]; % Qua trinh SRDS1_P = [S1_P ;kron(eye(N_rx),S1_tilde_m_P_tx)]; % Qua trinh SRDS1_TI = [S1_TI ;kron(eye(N_rx),S1_tilde_m_TI_tx)];end

%% ==================================Tao S2==============================

Trang 79


for n=1:N_pilot_sym S2_tilde_m_CE_tx =[]; S2_tilde_m_GCE_tx =[]; S2_tilde_m_P_tx =[]; S2_tilde_m_TI_tx=[];

for rx_anten =1: N_rx S2_tilde_m_CE = []; S2_tilde_m_GCE = []; S2_tilde_m_P = []; S2_tilde_m_TI = [];

for relay = 1:N_relay tx_pilot_sig_T2(1:N_fft,1:K,rx_anten,relay,n) = circulant_ma( sqrt(N_fft)*ifft(pilot_subcarriers_T2(1:N_fft,n,rx_anten,relay),N_fft),K ); % S2_tx_CE = []; S2_tx_GCE = []; S2_tx_P = [];for relaytap =1:KS2_tx_CE = [S2_tx_CE diag(tx_pilot_sig_T2(1:N_fft,relaytap,rx_anten,relay,n)*alpha_tv)*CE_ma2(Ns*(pilot_pos(n)-1) + N_cp + [1:N_fft],:)];S2_tx_GCE = [S2_tx_GCE diag(tx_pilot_sig_T2(1:N_fft,relaytap,rx_anten,relay,n)*alpha_tv)*GCE_ma2(Ns*(pilot_pos(n)-1) + N_cp + [1:N_fft],:)];S2_tx_P = [S2_tx_P diag(tx_pilot_sig_T2(1:N_fft,relaytap,rx_anten,relay,n)*alpha_tv)*P_ma2(Ns*(pilot_pos(n)-1) + N_cp + [1:N_fft],:)];

end

S2_tilde_m_CE = [S2_tilde_m_CE S2_tx_CE];S2_tilde_m_GCE = [S2_tilde_m_GCE S2_tx_GCE];S2_tilde_m_P = [S2_tilde_m_P S2_tx_P];S2_tilde_m_TI = [S2_tilde_m_TI tx_pilot_sig_T2(1:N_fft,1:K,rx_anten,relay,n)*alpha_tv];end

S2_tilde_m_CE_tx= [S2_tilde_m_CE_tx S2_tilde_m_CE];S2_tilde_m_GCE_tx= [S2_tilde_m_GCE_tx S2_tilde_m_GCE];S2_tilde_m_P_tx= [S2_tilde_m_P_tx S2_tilde_m_P];S2_tilde_m_TI_tx =[S2_tilde_m_TI_tx S2_tilde_m_TI];end

S2_CE = [S2_CE ;kron(eye(N_rx),S2_tilde_m_CE_tx)]; % Qua trinh SRDS2_GCE = [S2_GCE ;kron(eye(N_rx),S2_tilde_m_GCE_tx)]; % Qua trinh SRDS2_P = [S2_P ;kron(eye(N_rx),S2_tilde_m_P_tx)]; % Qua trinh SRDS2_TI = [S2_TI ;kron(eye(N_rx),S2_tilde_m_TI_tx)];end

%% ---------------Tao mang S-----------------------------------S_CE =[S1_CE S2_CE];S_GCE =[S1_GCE S2_GCE];S_P =[S1_P S2_P];

Trang 80


S_TI =[S1_TI S2_TI];

% Uoc luong kenh truyen dung ML cho toan bo dap ung kenh truyen% CE-BEMCE_ML_ChanEst_ma = (S_CE'*S_CE)^-1*S_CE';CE_ML_ma = S_CE*CE_ML_ChanEst_ma;% GCE-BEMGCE_ML_ChanEst_ma = (S_GCE'*S_GCE)^-1*S_GCE';GCE_ML_ma = S_GCE*GCE_ML_ChanEst_ma;% P-BEMP_ML_ChanEst_ma = (S_P'*S_P)^-1*S_P';P_ML_ma = S_P*P_ML_ChanEst_ma;% under assumption of TI channelsTI_ML_ChanEst_ma = (S_TI'*S_TI)^-1*S_TI';TI_ML_ma =S_TI*TI_ML_ChanEst_ma;

Trang 81

Documents

Bao Cao Datn Dung