Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG

Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG 2.1

2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG

La presencia del ruido en el registro de biopotenciales es un hecho prácticamente

inevitable. En el registro del ECG la existencia de ruido se debe a muchas causas. Algunas de ellas

son controlables, pero otras han sido poco investigadas.

Un mejor conocimiento del ruido y sus causas puede ayudar en el paso posterior de la

cadena de procesado, que es su eliminación. Por ello se considera aquí interesante dedicar un

capítulo al mejor conocimiento del ruido y al estudio de los sistemas de adquisición orientados a

su reducción. El capítulo puede dividirse en tres partes.

En la primera se hace hincapié en el ruido presente en las derivaciones superficiales y

esofágicas. Las derivaciones superficiales son las mejor caracterizadas desde el punto de vista de

ruido. Sin embargo, el ruido en las derivaciones esofágicas (eECG), tanto unipolares (que

incluyen un electrodo superficial) como las bipolares, no ha sido tan estudiado en la bibliografía.

A las fuentes de ruido ya conocidas en las derivaciones superficiales habrá de añadirse una nueva

debida al movimiento del electrodo dentro del esófago y que convendrá caracterizar si se quieren

reducir sus efectos.

En la segunda parte del capítulo se describen brevemente algunos de los sistemas de

adquisición de señal diseñados y utilizados para el registro de las señales analizadas. El detalle del

diseño de estos sistemas y sus esquemas se encuentra en los anexos A, B y C.

Por último, en la tercera parte del capítulo, se presentan los resultados obtenidos sobre el

análisis del ruido en las derivaciones superficiales y esofágicas, y de las diversas causas que lo

originan.

2.1 Fuentes de ruido e interferencia en el ECG

2.2 Detección de micropotenciales auriculares de alta frecuencia

Como paso previo a citar las fuentes de ruido cabe definir que es ruido. Una definición

común al hablar de sistemas electrónicos considera como aquella señal ajena a la señal de interés

y que es susceptible de provocar un error en nuestro sistema de medida. Así el ruido podremos

clasificarlo según sea una señal determinista o aleatoria, o bien según su origen: externo o interno

al sistema de medida. Normalmente se utiliza el término ruido cuando el origen es interno al

propio sistema de medida y la naturaleza de la señal suele ser aleatoria. Por contra, el término

interferencia se aplica a aquellas señales externas al sistema de medida, cuya evolución temporal

suele seguir una ley preestablecida que puede ser conocida de antemano, aunque su valor en un

instante determinado pueda venir caracterizado por una variable aleatoria. Por ejemplo las

interferencias debidas a la red de distribución eléctrica, y las producidas por equipos eléctricos o

electrónicos próximos al entorno de medida.

Así las fuentes de ruido e interferencia que se encuentran habitualmente en un registro

electrocardiográfico son:

Fuentes de ruido

Electromiograma (EMG)

Interfaz electrodo-paciente

Sistema de medida

Fuentes de interferencia

Red de distribución eléctrica

Otras fuentes: ordenadores, monitores, equipos electrónicos.

2.1.1 Ruido de electromiograma (EMG)

El electromiograma (EMG) es la principal fuente de ruido en el registro de ECG. Su

origen son los potenciales de acción asociados a la actividad muscular de los músculos

esqueléticos. Su reducción en el origen es difícil y requiere la colaboración del paciente o sujeto

en el que se mide. En la bibliografía se describen diversas técnicas para dicha reducción

(Fernández, 1996). Algunas se basan utilizar métodos de relajación para reducir al mínimo la

actividad muscular, otras recurren al suministro de drogas, miorelajantes, para reducir igualmente

dicha actividad, (Santopietro, 1977). Sin embargo, ninguna de estas técnicas permite eliminar por

completo la actividad, y además, escapan a nuestro entorno de trabajo y no son siempre

clínicamente justificables. La disposición de los electrodos de medida puede contribuir también a

una reducción considerable del nivel de ruido. Así, de acuerdo con la bibliografía, los niveles de

ruido que cabe esperar estarán entre 10 µV y 2 mV de amplitud. Este ruido suele modelarse como


un proceso estocástico de banda limitada entre prácticamente continua y 500 Hz y distribución

gaussiana.

Si se analiza el nivel de ruido de cualquier ECG, se observa que sus características no

permanecen constantes a lo largo del registro. La causa principal de esta falta de estacionariedad

es la respiración. Conviene, pues, distinguir entre dos tipos de EMG, el de soporte y el de

respiración.

El EMG de soporte está relacionado con la actividad de los músculos torácicos que no

intervienen en la respiración y su nivel de actividad dependerá de diversos factores como son

estado de relajación del paciente, frío, etc.

El EMG de respiración está directamente relacionado con la actividad de los músculos

que intervienen en el proceso de respiración. Además, el nivel de actividad muscular será

diferente a lo largo del ciclo respiratorio. Así, en la fase de inspiración aumentará el ruido de

EMG, mientras que en la fase de espiración el nivel será mas bajo. Ello es cierto siempre que se

mantenga un ritmo respiratorio no forzado o libre.

Para conocer mejor el ruido de origen respiratorio, se hicieron diversas pruebas en el

laboratorio con voluntarios a los que se les registraron el ECG superficial y esofágico con

diferentes patrones respiratorios. Se obtuvieron registros en los que el sujeto debía mantener la

respiración después de una inspiración durante toda la fase de adquisición, mantener una

espiración forzada lo más larga posible, ídem inspirando y por último manteniendo un ritmo

respiratorio periódico.

En vista de los resultados, se puede afirmar que el menor nivel de ruido debido al EMG se

obtuvo cuando el sujeto respiraba de forma periódica y pausada. El hecho de mantener la

respiración provocaba un sobresfuerzo y por consiguiente el aumento de la actividad muscular. Lo

mismo ocurría cuando se intentaba alargar algunas de las fases del ciclo respiratorio. En la figura

2.1 puede verse el resultado de estas medidas. Se ha representado el valor eficaz del ruido medido

en un intervalo isoeléctrico, segmento T-P, para tres casos. Se aprecia claramente la modulación

respiratoria en el nivel de ruido cuando el sujeto respiraba periódicamente. También puede verse

cómo cuando se mantenía la respiración o se intentaba alargar la fase de un ciclo respiratorio el

nivel de ruido iba aumentando a medida que transcurría el tiempo.

Al contrario de lo que ocurre con los registros superficiales, se ha observado en los

resultados experimentales que los registros esofágicos presentan siempre un nivel de ruido debido

al EMG mucho menor. La reducción del ruido es mucho mayor si se emplean derivaciones

esofágicas bipolares, con ambos electrodos situados dentro del esófago. La explicación de este

resultado se encuentra en las características del tejido esofágico y a la distancia de los electrodos

esofágicos a las principales fuentes de ruido de EMG anteriormente comentadas. El conducto

esofágico está formado por una doble capa de tejido muscular liso, llamado también músculo


visceral. A diferencia del músculo esquelético, especializado para contracciones relativamente

potentes de corta duración y bajo control voluntario, el músculo visceral está especializado para

las contracciones continuas de fuerza relativamente baja, produciendo movimientos difusos que

provocan la contracción de la totalidad de la masa muscular en vez de la contracción de las

unidades motoras individualmente. Esta característica del tejido muscular puede justificar el bajo

nivel de ruido de EMG que se obtienen en los registros esofágicos.

En las derivaciones esofágicas mixtas o unipolares, donde uno de los electrodos se sitúa

dentro del esófago y el otro puede ser otro electrodo colocado en la superficie del cuerpo o bien el

potencial medio obtenido a partir del terminal central de Wilson, el nivel de EMG que se obtiene

ya no es tan bajo como en las derivaciones bipolares pero sigue siendo menor que en las

derivaciones superficiales.

2.1.2 Ruido de electrodo

Los electrodos son el primer y principal elemento en la cadena de medida. Por tanto, el

ruido que pueda generarse en dicho elemento adquiere especial importancia. Su función es la de

transductor. Debe convertir las corrientes iónicas, que son el mecanismo de conducción de las

señales bioeléctricas en los tejidos, en corrientes eléctricas. Esta transducción debe ser hecha con

la mayor fidelidad posible, y además, no debe perturbar la señal a medir. Los parámetros

importantes son pues, la impedancia y el ruido. La impedancia debe ser lo más baja posible para

reducir el efecto de carga de la etapa posterior de amplificación y minimizar el efecto de las

interferencias de modo común que aparecen a la entrada.

0 5 1 0 1 5 2 0 2 5 3 0 3 5 4 00

1 0

2 0

3 0

4 0

5 0

6 0

7 0

8 0

s

uV

Figura 2. 1 EMG en tres registros adquiridos sobre el mismo sujeto con respiración periódica (x),inspiración (o) y manteniendo la respiración después de una inspiración (-).


El electrodo está formado por una superficie metálica y un electrólito en contacto con la

piel, en el caso de ECG superficial, o la pared interna del esófago. Por lo tanto, existen dos

transiciones en el camino de la señal bioeléctrica entre el interior del cuerpo y el sistema de

medida. La primera es el contacto entre la piel y el electrólito. En el caso de electrodos esofágicos

el electrólito es la mucosa que recubre el epitelio de la pared esofágica. La segunda es el contacto

entre el electrólito y la parte metálica del electrodo. La presencia de estas interfaces provocará un

intercambio iónico con la consiguiente aparición de un potencial de electrodo (Geddes y Baker,

1989). Debido a la gran variabilidad que puede presentar el potencial de contacto de todo el

conjunto, sólo se ha tabulado el potencial de la interfaz electrodo-electrólito. Para el electrodo

Ag/AgCl, utilizado en el registro de biopotenciales, el potencial de contacto es de

aproximadamente 0,222 V (Geddes y Baker, 1989), que si bien es alto, es muy estable y no

presenta problemas de biocompatibilidad. Los electrodos esofágicos utilizados son de acero

inoxidable y pueden presentar fluctuaciones del potencial de contacto de hasta 10 mV en una

solución salina del 0,9% (Geddes y Baker, 1989).

Las interfaces electrólito-piel y electrólito-esófago son difíciles de caracterizar porque

dependen de las características de la piel y el esófago. Existen bastantes estudios para caracterizar

la impedancia electrólito-piel pero, sin embargo, ninguno sobre la interfaz electrólito-esófago.

La impedancia de la interfaz electrólito-piel ha sido medida por diversos autores,

(McAdams y Josinet, 1991; Rosell et al., 1988) y se ha podido comprobar que para un mismo

sujeto la impedancia presenta variaciones dependiendo de la zona del cuerpo donde se aplique el

electrodo, del tiempo transcurrido desde su aplicación, de la composición de electrólito y del

estado de la piel y su preparación. El ruido que presenta dicha interfaz suele ser mayor que el

ruido térmico asociado a la parte real de la impedancia, especialmente a baja frecuencia,

presentando un comportamiento 1/fα (Fernández y Pallás, 1992), con α entre 1, 2 y 2.

Otra de las causas del ruido de electrodos está en las variaciones del potencial de contacto

de los electrodos cuando se someten a un esfuerzo mecánico. En el caso del eECG este efecto es

más notable puesto que los electrodos no se encuentran adheridos a la pared interna del esófago y

pueden desplazarse libremente. En la bibliografía se cita como “artefactos de movimiento” y sus

causas están en las variaciones de la interfaz electrodo-electrólito por efecto del movimiento, y en

las variaciones de la interfaz electrólito-piel y en la piel. Cuando la concentración iónica de la

interfaz electrodo-electrólito varía por el desplazamiento del electrodo, se produce una variación

del potencial de electrodo dando lugar al “artefacto” (Webster, 1984). Sin embargo, en el caso del

ECG superficial, cuando se utilizan electrodos con gel, la principal causa del artefacto está en las

variaciones que presenta la epidermis cuando se deforma (Talhouet y Webster, 1996; Ödman y

Öberg, 1982). Talhouet y Webster (1996) proponen un modelo eléctrico de la piel basado en dos

hipótesis. La primera es que el potencial de la piel proviene de una fuente de corriente producida


por una diferencia de actividad metabólica entre las células del estrato córneo y las células vivas

de las capas internas de la piel. La segunda es que esta corriente circula a través de los canales

extracelulares provocando una diferencia de potencial negativa entre el interior y el exterior de la

piel. En la figura 2.2 puede verse el circuito del modelo propuesto por Thakor y Webster (1978) y

modificado por Talhouet y Webster (1996), donde Zt representa la impedancia de las capas

internas de la piel, Zc es la impedancia del estrato córneo, e I la corriente que fluye a través del

medio extracelular. El potencial de la piel vendrá dado por

V Z It= − (2. 1)

La aplicación de una fuerza sobre el electrodo provocará un cambio en la impedancia Zt

produciendo un cambio en el potencial de signo contrario.

Para el ECG esofágico no existe un modelo para los artefactos producidos por el

movimiento, pero pueden extrapolarse algunos resultados del ECG superficial. La estructura de la

pared interior del esófago es ligeramente diferente a la piel. Se encuentra revestida por un epitelo

escamoso estratificado, que en el caso de los humanos no se encuentra queratinizado. En estado de

relajación, la mucosa esofágica está plegada profundamente con lo cual ejerce una ligera presión

sobre el electrodo esofágico. Podemos suponer que esta mucosa formará junto con el electrodo de

acero inoxidable un conjunto electrodo-electrólito al igual que ocurre en el registro de ECG

superficial, salvo que en este caso el aporte de electrólito viene dado por la mucosa esofágica. Al

desplazarse el electrodo provocará un cambio en esta interfaz generándose un potencial. Las

variaciones que cabe esperar de este potencial serán mucho mayores que en los electrodos

superficiales al tratarse de un electrodo de acero inoxidable y porque la concentración de

electrólito puede tener grandes variaciones a lo largo de la pared esofágica o con el movimiento.

I Zt

ZC

Figura 2. 2 Modelo eléctrico de la piel según Thakor y Webster para modelar los artefactos de movimientoen electrodos superficiales


Tal como se ha visto, la variación en el potencial de contacto electrodo-piel (esófago)

llevará asociada una variación de la impedancia de dicha interfaz. Si se conectan los electrodos a

un sistema de adquisición con impedancia de entrada Zin y corriente de polarización de entrada IB,

la variación en la impedancia del electrodo debida al artefacto provocará también una caída de

tensión adicional en el circuito de medida, figura 2.3.

Por tanto, la amplitud total del artefacto registrado, suponiendo que la impedancia de entrada sea

mucho mayor que la impedancia de electrodo, valdrá

V Z IV

ZVArt E B

elec

inelec= +

+∆ ∆ (2. 2)

A partir de esta expresión se deduce que para minimizar la amplitud del artefacto la corriente de

polarización de la etapa de entrada del sistema de adquisición deberá ser lo menor posible y la

impedancia de entrada lo mayor posible. El acoplamiento en alterna de la etapa de entrada del

sistema solventa el problema de la corriente de polarización y además evita que se sature la etapa

de amplificación posterior por el desequilibrio en el potencial de electrodos.

Según 2.2, la relación entre la variación del potencial de contacto del electrodo y el

artefacto de movimiento registrado es lineal. Sin embargo, la relación que existe entre la variación

del potencial de contacto y la impedancia de electrodo no está del todo clara. El modelo que se ha

planteado antes no tienen en cuenta que puede haber otros factores que influyan en dicha

impedancia. Para estudiar dicha dependencia se ha propuesto un circuito de medida que permite

registrar simultáneamente el ECG y la impedancia existente entre los dos electrodos de registro,

figura 2.4. La impedancia medida será una combinación de las impedancias de electrodo, ZE1 y

ZE2, junto con la impedancia del tejido circundante a los electrodos, Zb1, Zb2 y Zb3. Si se supone

que no existe variación temporal en la impedancia de los tejidos y que ésta es mucho menor que la

impedancia de electrodos, la impedancia resultante resulta ser la impedancia de los electrodos.

Velec

ZE

Zin

IB

Figura 2. 3 Modelo para la generación del artefacto de movimiento en el sistema de medida.


Para comprobar la validez del modelo se hicieron medidas sobre un voluntario, colocando

los dos electrodos de medida sobre el antebrazo y mediante un brazo articulado impulsado por un

motor se ejerció una presión periódica sobre uno de los electrodos. Se registró la variación del

potencial de contacto y la impedancia de los electrodos y tejido a 16 kHz. La separación de bandas

entre el contenido espectral del artefacto y la frecuencia de medida de la impedancia eléctrica,

simplifica el circuito de procesado analógico de las señales. En el apartado 2.2.2.1 se describe el

sistema de medida completo utilizado. Los resultados pueden verse en la figura 2.5, donde se

muestran dos registros obtenidos sobre el mismo voluntario. En ambos existe una gran correlación

entre la parte real de la impedancia y la amplitud del artefacto. En el primero hay un cambio de

signo en la variación de la impedancia respecto a la amplitud del artefacto.

Para intentar determinar si existía realmente una dependencia lineal entre el artefacto y la

impedancia, se decidió calcular la función de coherencia espectral entre ellas. Un valor de

coherencia espectral próximo a uno indicará que existe una clara dependencia lineal entre las

componentes de las dos señales a esa frecuencia (Bendat, 1990). En el primer caso de la figura

2.5, se ve claramente el cambio de signo en la variación de la impedancia, y la coherencia

espectral que se obtiene es muy baja (figura 2.6a). Esto permite afirmar que si bien existe una

relación entre ambas señales que tienen el mismo origen, la dependencia que existe entre ambas es

claramente no lineal. En el segundo caso de la figura 2.5, la evolución de la impedancia no era la

prevista, pero la función de coherencia espectral calculada permite afirmar que en este caso sí que

existe dependencia lineal entre artefacto e impedancia (figura 2.6b).

Zb1

Zb2

Zb3

ZE1

ZE2

ZE3

Zmc

Zd

Zmc

A.IIm

3DFLHQWH 6LVWHPD,QWHUID]

Figura 2. 4 Sistema de medida de impedancia y ECG propuesto para el estudio de los artefactos demovimiento.


Los resultados anteriores han permitido corroborar que hay una dependencia entre

artefacto e impedancia, tal como se había constatado en la bibliografía. Sin embargo, en los

trabajos consultados la frecuencia de medida era mucho menor, 13 Hz, y los sistemas utilizados no

permitían el registro simultáneo de biopotenciales. Aquí se ha obtenido además que la

dependencia obtenida no siempre es lineal y que varía con el tiempo.

0 50 1000

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

Hz0 50 1000

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1

Hz

a) b)

Figura 2. 5 Función de coherencia espectral entre el artefacto de movimiento y la señal de impedancia,para las señales de la figura 2.5.

0 0.5 1 1.5 2-0.04

-0.02

0

0.02

0.04

s

mV

Artefacto de movimiento

0 0.5 1 1.5 2-0.1

0

0.1

0.2

0.3

s

%

Cambio en la impedancia

0 0.5 1 1.5 2-0.3

-0.2

-0.1

0

0.1

s

mV

Artefacto de movimiento

0 0.5 1 1.5 2-1

-0.5

0

0.5

s%

Cambio en la impedancia

a) b)

Figura 2. 6 Medidas del artefacto de movimiento y la parte real de la impedancia entre electrodos a16 kHz mediante el sistema propuesto.


En el caso del ECG esofágico se deben considerar, además de las variaciones de la

interfaz electrodo-esófago por el movimiento, las variaciones de impedancia eléctrica debidas al

volumen circundante a los electrodos. La medida de la señal de impedancia esofágica es conocida.

Geddes (1984) propuso un sistema para monitorización del ECG y la respiración basado en una

sonda esofágica formada por un catéter con seis electrodos anulares dispuestos cada 25 mm

(Geddes84). En este caso, lo que se pretendía era obtener la señal de respiración a partir de la

medida de impedancia eléctrica y por ello se elegían los dos electrodos que presentasen una mayor

sensibilidad. La variación máxima de impedancia obtenida era de 52 Ω. Posteriormente, Patterson

obtuvo resultados similares en la monitorización del volumen ventricular mediante la medida de

impedancia transtorácica utilizando un electrodo esofágico y medida a cuatro hilos (Patterson,

1987). Los cambios en la impedancia eran mucho menores en este caso, del orden de 0,1 Ω.

Por tanto, en la medida de impedancia para la monitorización de artefactos de movimiento

es lógico esperar cambios debidos a la respiración y al propio latido cardíaco que puedan

enmascarar los cambios en la impedancia debidos al movimiento del electrodo. Por ello, se pensó

en una alternativa consistente en registrar el movimiento del electrodo esofágico mediante un

microacelerómetro insertado en el interior del electrodo. En la bibliografía hay métodos

alternativos para registrar el movimiento del electrodo esofágico basados en técnicas

fluoroscópicas (Berbari et al., 1986), pero no se consideró su utilización aquí por los riesgos y

dificultades que conlleva el empleo de radiaciones ionizantes.

La utilización de un acelerómetro en el esófago no es nueva. A. Pinchak utilizó un

acelerómetro esofágico para el estudio de los movimientos del esófago inducidos por el sistema

cardiovascular y la respuesta de estos a la administración de fármacos (Pinchak, 1982). Al año

siguiente Wiley et al. (1983) publicaron un trabajo sobre la monitorización de intervalos sistólicos

en el acelerograma esofágico. H. Vermariën et al. (1986) propusieron utilizar de un acelerómetro

esofágico biaxial para el estudio de los ruidos cardíacos y murmullos en la parte posterior del

corazón mediante el fonocardiograma esofágico.

Si se desea registrar en sujetos despiertos, es necesario el uso de un sensor muy pequeño

con un cable delgado, flexible y de mínimo peso que produzca las mínimas molestias. El

acelerómetro piezoeléctrico será la elección óptima de transductor en cuanto a tamaño, coste y

sensibilidad. La aceleración medida se puede integrar dos veces numéricamente para obtener así la

señal de desplazamiento. El sensor utilizado finalmente ha sido un acelerómetro biaxial miniatura

FYSbeac2 (5 mm de diámetro y 0,9 gramos de peso) (Vermariën et al., 1986), mostrado en la

figura 2.7, con una cápsula de acero inoxidable que funciona como electrodo, permitiendo el

registro simultáneo del eECG. Está compuesto por dos cristales piezoeléctricos sensibles en dos

ejes perpendiculares entre sí, con un extremo conectado al cuerpo del transductor y el otro libre

para permitir su desplazamiento. La utilización de un acelerómetro biaxial permite el estudio del


desplazamiento en el plano transversal al tórax. Sin embargo, no fue posible la utilización de un

acelerómetro triaxial para el registro completo del movimiento del electrodo esofágcio. La

inclusión de un tercer eje en el electrodo requeriría un diámetro del sensor mucho del utilizado

mayor y dificultaría su colocación.

En la figura 2.8 puede verse una representación esquemática de uno de los dos sensores basados

en un elemento piezoeléctrico flexible, montado en voladizo, donde δ, representa la deformación

del extremo libre del cristal, que se mueve cuando se aplica una aceleración en la dirección x. Las

características frecuenciales de amplitud y fase en los dos ejes son constantes dentro de la banda

de interés y presentan una resonancia a 3,1 kHz. Las sensibilidades cruzadas en los dos ejes de

medida pueden verse en la figura 2.9. La sensibilidad respectiva para cada eje ‘x’ y ‘z’, es Sqx=2,3

pC s2/m y Sqz=2,4 pC s2/m.

El circuito acondicionador de señal necesario deberá convertir la señal de carga del

sensor, que tiene alta impedancia de salida, en una tensión proporcional al desplazamiento. En el

apartado 2.2.2.2 se describe el convertidor carga-tensión empleado.

Figura 2.7 Sensor de aceleración biaxialesofágico.

x

δ

lt

whl

Figura 2. 8 Representación esquemática de uno delos dos sensores del acelerómetro biaxial.

Figura 2. 9 Sensibilidades cruzadas de los ejes x y z del acelerómetro biaxial.


2.1.3 Ruido del sistema de medida

Una de las características más importantes del sistema de medida es el nivel de ruido que

introduce el circuito a la salida. Este ruido estará causado en gran parte por la primera etapa de

entrada. Para el análisis del ruido se considerará un sistema de medida básico formado por dos

separadores de señal, buffers, y un amplificador de instrumentación, que ha sido el adoptado en

los sistemas de adquisición del ECG utilizados. La figura 2.10 muestra el circuito utilizado para el

análisis con todas las fuentes de ruido consideradas. La estructura analizada fue propuesta en la

bibliografía por Pallás et al. (1989a). Presenta alta impedancia de entrada, acoplamiento en alterna

y respuesta frecuencial plana en la banda de señal del ECG.

El ruido generado por las resistencias se ha supuesto de origen térmico y su densidad

espectral de potencia viene dada por la expresión:

e f kTR VHzR

2 24( ) = (2.3)

donde k es la constante de Boltzman y vale 1,38•10-23 J/K, y T es la temperatura absoluta de la

resistencia R.

El ruido generado por los amplificadores operacionales se ha modelado con una fuente de

tensión y una fuente de corriente:

e f Kf

fV

Hzn VCV2 2 2

1( ) = +

(2. 4)

I f Kf

fA

Hzn ICI2 2 2

1( ) = +

(2. 5)

donde fCV y fCI son las frecuencias de codo por debajo de las cuales empieza a predominar el ruido

fliker del componente. KV y KI determinan la tensión y corriente de ruido respectivamente a

frecuencias por encima de la frecuencia de codo, donde predomina el ruido térmico e impulsional

(shot) del componente.

Para el ruido del amplificador de instrumentación se puede utilizar un modelo similar, si

bien en este caso la contribución de las corrientes de ruido es prácticamente nula al estar

conectadas las entradas del amplificador a la salida de los buffers. Queda, pues, la fuente de

tensión:

e f Kf

fV

HznAI VAICVAI2 2 2

1( ) = +

(2. 6)


Si se suponen todas las fuentes de ruido incorreladas, puede definirse una función de

transferencia que relacione cada una de ellas y su contribución a la salida. Analizando cada uno de

los circuitos resultantes se obtienen las expresiones:

( )( )H s

s R Z s C C s R C Z s C

s R Z s C C s R R Z s CR

E E

E E

1

22 1 2 2 1 2

22 1 2 1 2 2

1

1( )

( ) ( )

( ) ( )=

+ + +

+ + + +(2. 7)

( )H ssZ s C

s R Z s C C s R R Z s CR

E

E E

22

22 1 2 1 2 2

1

1( )

( )

( ) ( )=

+

+ + + +(2. 8)

( )( )H s

s R Z s C C s R R C

s R Z s C C s R R Z s CZe

E

E E

( )( )

( ) ( )=

+ +

+ + + +

22 1 2 1 2 2

22 1 2 1 2 2 1

(2. 9)

( ) ( )[ ]( )H s

s R Z s R C C s R R Z s C R C

s R Z s C C s R R Z s Ce

E E

E En( )

( ) ( )

( ) ( )=

+ + + + + +

+ + + +

21 2 1 2 1 2 2 2 1

22 1 2 1 2 2

1

1(2.10)

eZE

ZE C2

In2 en

In1

eR1 C1

R2

eR2

R1

+

eZE

ZE C2

In2 en

In1

eR1 C1

R2

eR2

R1

AIenAI

Figura 2. 10 Esquema simplificado de las etapas de entrada del sistema de medida con las fuentes deruido


( )[ ]( )H s

s R R Z s C C s R R Z s C R R C R R

s R Z s C C s R R Z s CI

E E

E En( )

( ) ( )

( ) ( )=

+ + + + +

+ + + +

21 2 1 2 1 2 2 1 2 1 1 2

22 1 2 1 2 2 1

(2.11)

La densidad espectral de ruido total a la salida de un buffer valdrá:

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( )e f H j f e H j f e H j f e f H j f e f H j f I fbuff R R R R Z Z e n I nE E n n

21

2

12

2

2

22

22

22

222 2 2 2 2= + + + +

π π π π π( ) ( ) ( )

La densidad espectral de ruido total a la salida del amplificador de instrumentación viene

dada por:

( )e f e f e f G ftotal AI buff nAI AI2 2 22= +( ( ) ( )) ( ) (2.12)

Los valores de los componentes diseñados para obtener la respuesta frecuencial

deseada para el canal de ECG superficial y para el canal esofágico son respectivamente,

R1=R2= 3,3 MΩ, C1=C2= 1 µF y C1=C2= 22 nF. El modelo de amplificador operacional

seleccionado es el OPA111AM (Burr-Brown), que es idóneo para esta aplicación al tratarse de

un operacional de entrada JFET con corrientes de ruido extremadamente bajas, alta impedancia

de entrada y tensión de ruido baja. Los valores de los parámetros se extrajeron de las curvas y

especificaciones del fabricante y son: KV = 6,9x10-9 nV/√Hz, fCV = 69 Hz, KI = 4x10-16 nV/√Hz

y fCI = 0,1 Hz El amplificador de instrumentación elegido fue el AD624 (Analog Devices)

cuyos parámetros de ruido son: KVAI = 4x10-9 nV/√Hz y fCVAI = 3 Hz.

Los resultados del análisis del ruido y las medidas experimentales realizadas en el

laboratorio pueden verse en las figuras 2.11 y 2.12. Las medidas se realizaron conectando cada

una de las entradas a una resistencia de 10 kΩ a masa para simular la impedancia de electrodo.

Puede apreciarse la gran coincidencia entre la curva experimental y la teórica.


10-1 100 101 102 10310-8

10-7

10-6

Hz

V/√Hz

DEP Calculada

DEP Medida

Figura 2. 11 Densidad espectral de ruido medida y calculada a partir del modelo teórico para el canal deECG superficial.

10-1 100 101 102 10310-8

10-7

10-6

Hz

V/√Hz

DEP Calculada

DEP Medida

Figura 2. 12 Densidad espectral de ruido medida y calculada, a partir del modelo teórico, para el canal deECG esofágico.


La repetibilidad de las mediciones anteriores está supeditada a factores que normalmente

se pasan por alto. Durante la realización de las medidas del ruido del sistema de adquisición se

observó que cuando se empleaban condensadores cerámicos en la etapa de entrada del circuito de

acondicionamiento de señal, el nivel de ruido aumentaba, presentando una mayor densidad

espectral de ruido a baja frecuencia. Así mismo, se comprobó la existencia de corrientes de aire

que provocan fluctuaciones en la temperatura de los componentes aumentando así el ruido del

circuito. Para poder verificar esta hipótesis se midió el ruido de un buffer cuando estaba expuesto

al aire y montado con condensadores de dieléctrico cerámico y de plástico (MKT), y cuando

estaba montado con los mismos condensadores pero dentro de una caja envuelta realizada con un

aislante térmico. Los resultados pueden verse en las figuras 2.13a y 2.13b. Cuando el condensador

tiene un dieléctrico plástico no existe apenas diferencia en la densidad espectral de ruido cuando

se apantalla térmicamente. Por contra, puede observase claramente en las gráficas que con

condensadores cerámicos la densidad espectral de ruido por debajo de los 10 Hz aumenta

considerablemente.

Para justificar este comportamiento “extraño” se planteó un modelo en el cual se supone que las

corrientes de aire provocan una fluctuación en el valor de la capacidad debida a variaciones de

temperatura. Además, los cambios de temperatura modifican también el valor de la resistencia de

pérdidas del condensador asociada al componente. Sin embargo, habida cuenta de los valores

numéricos de los coeficientes de temperatura de los condensadores, este último efecto no es

suficiente para justificar el aumento del nivel de ruido observado. Aparte, otro factor a considerar

0 2 4 6 8 1010

-8

10-7

10-6

10-5

Hz0 2 4 6 8 10

10-8

10-7

10-6

10-5

Hz

(a) (b)

Figura 2. 13 Densidad espectral de ruido medida en el buffer utilizando condensadores de poliéster (a) ycerámicos multicapa (b) con el circuito apantallado térmicamente y sin apantallar (x).


es que existe una corriente de polarización continua a la entrada del operacional que al variar el

valor de la impedancia conectada a dicha entrada genera una componente de ruido. Para verificar

esta hipótesis se montó el circuito de la figura 2.14 donde el amplificador se diseñó con una

ganancia de 100.

Al variar la capacidad con el tiempo, C(t), la salida Vo(t) también variará. Si se supone

que R es suficientemente pequeña como para que no influya en la evolución de la corriente i(t)

que atraviesa C(t), el cálculo de Vo(t) es sencillo,

i td V C t

dtV

dC t

dtbat

bat( )( ( )) ( )= = (2.13)

La salida Vo(t) debida al C(t), suponiendo que las variaciones de C(t) son de origen

térmico, con T(t) la temperatura del componente, y αC el coeficiente de temperatura del

condensador de valor nominal C0, vale:

Vo t i t RR

RV C

dT t

dt

R

Rbat C( ) ( )( )= +

= +

1

2

11

2

10α (2.14)

Por ejemplo, para un condensador de 1 µF con dieléctrico cerámico multicapa tipo Z5U (Philips,

1995), el coeficiente de temperatura a 25°C es de 1,1%/°C. Se han realizado medidas con el

circuito de la figura 2.14, utilizando condensadores cerámicos multicapa y de poliéster. Los

resultados de la medida mostraron que cuando el condensador cerámico estaba expuesto al aire, el

ruido a la salida del circuito aumentaba considerablemente con respecto a la situación en la que se

ponía dentro de una caja de poliestireno expandido. A partir de las medidas y utilizando la

expresión 2.14 se puede llegar a deducir las variaciones de temperatura que experimenta el

componente debidas a las corrientes de aire. En este caso la variación máxima de la temperatura

con el tiempo era de ±0,017 °C/s. Integrando para todo el intervalo de medida se obtiene una

variación de +0,06 °C a -0,04 °C. En la figura 2.15 puede verse la evolución de Vo(t) con el

tiempo para el condensador cerámico en las dos condiciones.

Vbat

C(t)

R1

R2

R

Vo(t)

i(t)

Figura 2. 14 Circuito para el estudio del ruido en condensadores cerámicos cuando hay fluctuaciones detemperatura.


2.1.4 Interferencias en el sistema de medida

La amplificación y registro de biopotenciales, presentan frecuentemente problemas de

interferencias originados por la red de distribución eléctrica. La presencia de la red de distribución

eléctrica conlleva la aparición de campos eléctricos y magnéticos que interaccionan con el sistema

de medida y el paciente. Al tratarse de campos de baja frecuencia se estará siempre en campo

próximo y el campo magnético y eléctrico serán independientes. Además, podrán utilizarse

circuitos de parámetros concentrados para analizar las diferentes causas de la interferencia.

Han sido numerosos los autores que han tratado el tema de las interferencias producidas

por la red eléctrica en el registro de biopotenciales (Huhta y Webster, 1973; Thakor y Webster,

1980; Winter y Webster, 1983; Webster, 1984; Pallás, 1988; Metting, 1990; Fernandez, 1996). En

la bibliografía se han propuesto diversos modelos para analizar todas las posibles vías por las

cuales aparecerán las interferencias. Estas se pueden separar en dos grupos:

- Interferencias de origen interno

- Interferencias de origen externo

Las interferencias de origen interno provienen del propio equipo de medida y las causas

pueden ser varias. La más común es la fuente de alimentación cuando el equipo esta conectado a

la red eléctrica. El origen de estas interferencias ha sido estudiado por Fernández (1996) y se

pueden resumir en cuatro:

0 20 40 60-100

-50

0

50

100

s

uV

0 20 40 60-100

-50

0

50

100

s

uV

a) b)

Figura 2. 15 Resultados de la medida del ruido del circuito de la figura 2.14 utilizando un condensadorcerámico multicapa cuando está al aire (a), y cuando se coloca dentro de un recinto estanco e isotermo(b).


- Interferencias por desequilibrios en el transformador de la fuente de alimentación.

- Interferencias por el acoplamiento capacitivo entre primario y secundario en dicho

transformador

- Acoplamientos capacitivos en el interior del equipo.

- Interferencias superpuestas a las tensiones continuas de alimentación de los distintos

circuitos.

La solución a este tipo de interferencias pasa por un cuidadoso diseño tanto del circuito

de acondicionamiento de señal como de la fuente de alimentación. En algunos de los equipos

diseñados y utilizados para el registro del ECG se ha optado por el empleo de dos fuentes de

alimentación. La primera alimenta la parte de acondicionamiento de señal no aislada, que va

conectada a la tarjeta de adquisición de datos. La segunda fuente alimenta únicamente la parte

aislada conectada al paciente y se obtiene a partir de la primera fuente, o bien se obtiene a partir

de baterías, con lo cual se consigue un doble aislamiento.

Las interferencias de red de origen externo son las más estudiadas. Los caminos por los

cuales se acoplan pueden resumirse en cinco. Se pueden hacer de dos distinciones: las

interferencias causadas por campo eléctrico, acoplamiento capacitivo, y las causadas por campo

magnético.

En las interferencias de origen externo producidas por campo eléctrico se pueden

distinguir tres:

- Acoplamiento capacitivo a los cables de medida

- Acoplamiento capacitivo a los electrodos

- Acoplamiento sobre el paciente

En las interferencias producidas por campo magnético se pueden distinguir dos:

- Interferencias en modo diferencial producidas por la caída de tensión sobre el

tórax por las corrientes inducidas en el interior del paciente por un campo

magnético exterior

- Interferencias inducidas en el bucle de medida por la presencia de un campo

magnético.

Dado que los resultados de estas interferencias son muy distintos según se trate de

adquirir el ECG superficial o el esofágico, se analizan a continuación a partir de los modelos

aceptados en la bibliografía.

2.1.4.1 Interferencias por campo eléctrico


En el circuito de la figura 2.16 se ha representado un modelo simplificado del sistema de

medida junto con las interferencias de origen externo producidas por campo eléctrico. El sistema

de medida elegido es de tres electrodos. El acoplamiento de estas interferencias es

mayoritariamente capacitivo y por ello se han modelado con diferentes condensadores. Las

capacidades CC1 y CC2 modelan el acoplamiento a los cables de medida, mientras que CE1 y CE2

modelan el acoplamiento entre el conjunto electrodo-conector y la red eléctrica. Las capacidades

CP y CB, que modelan el acoplamiento entre paciente y red, y paciente y tierra respectivamente,

presentan una gran dispersión de valores y suelen tomarse como valores típicos en un caso de

fuertes interferencias CP = 10 pF y CB=100 pF. ZE1, ZE2 y ZE3 son las impedancias de electrodo.

ZC1 y ZC2 representan las impedancias de entrada en modo común del circuito acondicionador.

ZISO es la impedancia de aislamiento del equipo para mantener la seguridad eléctrica del paciente.

Se ha añadido, además, una capacidad CS que modela las interferencias internas del equipo

producidas por la fuente de alimentación.

ZE1

ZE2

AI

CP 0,2-20 pF

CS

ZE3

ZC2

VCM

ZC1

CB 100 pF-1 nF

GND

ZISO

IP

CC1

i1

CC2

i2

iS

VOVd

TIERRA

220 VAC

CE1

iE1

iE1 CE2

Figura 2. 16 Modelo circuital para el análisis de las interferencias de la red eléctrica en la medida delECG superficial para el acoplamiento por campo eléctrico.


El esquema de la figura 2.17 representa el modelo planteado para el análisis de las

interferencias en registro del ECG esofágico. La nomenclatura utilizada para los componentes es

la misma, pero hay que hacer notar que la topología del circuito ha cambiado ligeramente. En este

caso el acoplamiento capacitivo directo que había entre el conjunto conector-electrodo y la red

eléctrica no existe pues los electrodos están situados dentro del cuerpo del paciente, que es un

buen conductor. La capacidad describe ahora el acoplamiento entre el electrodo-conector y el

volumen conductor que lo envuelve.

2.1.4.1.a Acoplamiento capacitivo a los cables y electrodos

Las corrientes interferentes en el registro superficial, iE1, iE2, i1 e i2, figura 2.16, circularán

en su mayoría a través de los electrodos hacia el paciente y del paciente a tierra vía CB y ZE3 en

serie con ZISO, que puede ser el camino de menor impedancia a tierra. En la figura 2.18 puede

ZE1

ZE2

AI

CP 0,2-20 pF

CS

ZE3

ZC2

VCM

ZC1

CB 100 pF-1 nF

GND

ZISO

IP

CC1

i1

CC2

i2

iS

VOVd

TIERRA

220 VAC

CE2

iE2

iE1CE2

σt

Figura 2. 17 Modelo circuital para el análisis de las interferencias de la red eléctrica en la medida delECG esofágico para el acoplamiento por campo eléctrico. La impedancia de la intefaz electrodo-esófagoestá situada dentro del cuerpo apantallada por un volumen conductor σt.


verse el circuito equivalente para este caso. Además, la impedancia de los condensadores de

acoplamiento será mucho mayor que el resto de impedancias en el circuito, con lo cual se puede

suponer que las corrientes que circularan por los electrodos únicamente dependerán del valor de

las capacidades y de la tensión de red. Haciendo estas simplificaciones se llega a que la tensión

interferente a la entrada del amplificador vale

Vd V Z C sC

C

Z

Zred E abab

ab

E

E

≈ +

∆ ∆(2.15)

Cab y ZE son el valor medio de las capacidades de acoplamiento a red de los cables-electrodos y la

impedancia de los electrodos. ∆Cab y ∆ZE representan el desequilibrio en dichas impedancias. De

la expresión anterior puede deducirse que aunque se consigan electrodos con impedancias

perfectamente apareadas, la interferencia puede ser grande puesto que las capacidades parásitas

pueden presentar diferencias notables. Como ejemplo de cálculo, si se supone ZE = 10 kΩ, ∆ZE =

5 kΩ, Cab = 0,05 pF y ∆Cab = 0,025 pF, la amplitud de interferencia que se obtiene a la entrada es

de aproximadamente 49 µV. Este nivel de interferencia es relativamente grande si se compara con

los niveles de señal que se quieren registrar. Este es un caso un poco pesimista ya que se ha

supuesto que los cables no están apantallados. Cuando los cables están apantallados sigue

existiendo el acoplamiento capacitivo entre la red y el conjunto electrodo-conector. El valor de

esta capacidad ha sido estudiado por Fernández (1996), y para un entorno típico de medida puede

acotarse por debajo de los 10 fF. El nivel de interferencia obtenido en este caso es de 9,8 µV.

ZE1

ZE2

ZE3

Zt1

Zt2

CB

ZC2

ZC1

Vd

CC1+CE1

CC2+CE2

Vred

ZISO

Figura 2. 18 Circuito equivalente para el análisis de las interferencias capacitivas en electrodos y cables demedida en el ECG superficial.


Cuando los electrodos de medida están situados dentro del paciente, ya sea el esófago o

bien derivaciones intracardíacas, el acoplamiento de la red al conjunto electrodo-conector no es

directo, sino que hay un acoplamiento capacitivo entre la red y el paciente y entre éste y el

conjunto electrodo-conector que está situado en su interior. El circuito simplificado utilizado para

el análisis en este caso puede verse en la figura 2.19. La capacidad de acoplamiento del paciente a

la red, CP,contribuye directamente en el nivel de interferencia.

Si se desprecia la impedancia del tejido, Zti, las capacidades Ca y Cb quedan en paralelo

con las impedancias de electrodo. Por lo tanto, ya se puede prever que el nivel de interferencia

será mucho menor y vendrá ligado a la tensión de modo común y al desequilibrio de impedancias

de electrodos. Analizando el circuito y haciendo las mismas aproximaciones que en el caso del

ECG superficial se obtiene:

( )V V

Z

Z

Z

Z

Z

Zs

Z

ZZ C C

sC Zed cm

E

C

E

E

C

C

E

CC ab ab

ab

≈+

+ +

+

∆ ∆∆ ∆

2

2

1(2.16)

siendo Vcm la tensión de modo común a la entrada del amplificador que vienen dada por:

V VC

C C

Z

ZC C s

Zcm red

p

p B

E

ISOP B

E

≈+ +

++

3

3

1

( )

(2.17)

Si se incluye el acoplamiento capacitivo del equipo a la red eléctrica, CS, la expresión que se

obtiene es:

ZE1

ZE2

ZE3

CB

ZC2

ZC1

Vd

Ca

Cb

ZISO

Vred

CP

Zt1

Zt2Zt3

Ztc

Figura 2. 19 Circuito equivalente para el análisis de las interferencias capacitivas en electrodos y cables demedida en el ECG superficial.


( )( )( )V V

s C C C C

Z C C C C s C C C CZcm red

S B P ISO

E B P ISO S ISO S B PE≈

−+ + + + + + 3 (2.18)

Los valores de impedancia de electrodos pueden suponerse similares al caso de registro

superficial, al igual que impedancia de entrada. Las capacidades de acoplamiento del paciente a

red y a tierra se han tomado como 10 pF y 100 pF respectivamente. La capacidad de acoplamiento

entre el paciente y el conjunto formado por cable, conector y electrodo, se ha estimado

suponiendo una estructura similar a la de un condensador cilíndrico, donde la capacidad viene

dada (Pallás, 1994) por:

( )Cabh

r r= ε π2

2 1ln /(2.19)

El radio del conductor exterior, r2, será el esófago, que si bien no tiene una sección cilíndrica, se

puede suponer que tiene un radio medio de 1 cm. El radio del cable, r1, es aproximadamente de

1 mm y la longitud, h, 40 cm. La capacidad que se obtiene es de 9,6 pF. La capacidad de

acoplamiento del electrodo será mucho más pequeña, al tratarse de un cilindro de 3 mm de largo y

2 mm de diámetro, y no se ha considerado. Sustituyendo los valores en la expresión 2.16, se

obtiene un nivel de interferencia de 0,25 µV de amplitud. Si se analiza más en detalle la expresión

2.16 puede comprobarse que a la frecuencia de red, la principal contribución a la interferencia la

produce el desequilibrio en la impedancia de electrodos. La contribución de las capacidades

parásitas de cables y electrodos es prácticamente despreciable. Ello confirma la hipótesis de que el

paciente presenta un efecto de pantalla electrostática frente a las interferencias producidas por

campo eléctrico.

2.1.4.1.b Acoplamiento capacitivo al paciente

El cuerpo del paciente puede considerarse un volumen conductor a la frecuencia de la red

y por tanto existirá una capacidad de acoplamiento entre paciente y red, tal como se ha comentado

anteriormente. En consecuencia, el paciente no estará a un potencial cero respecto a tierra y a la

entrada del circuito de medida, incluyendo los electrodos, aparecerá una tensión de modo común.

El valor de esta tensión dependerá de las capacidades de acoplamiento del paciente, de la

impedancia del electrodo de referencia y de la impedancia de aislamiento del amplificador, tal

como recoge la expresión 2.17. Existen dos maneras a través de las cuales esta tensión de modo

común podrá provocar una interferencia. La primera vendrá dada por el rechazo en modo común

finito del amplificador, CMRR, cuyos valores típicos serán de 80 dB a 90 dB. En el siguiente

apartado se proponen topologías para poder aumentar más el CMRR. La segunda manera, mucho

más importante, es la conversión de la tensión de modo común en una tensión de modo diferencial


cuando hay diferencias en las impedancias de electrodo y/o impedancias de entrada. Para el caso

del ECG superficial, la tensión diferencial total resultante, incluyendo el CMRR del amplificador,

valdrá:

Vd VZ

Z

Z

Z

Z

Z CMRRcmE

C

E

E

C

C

≈ +

+

∆ ∆ 1(2.20)

La manera de poder reducir dicha interferencia pasa por utilizar electrodos con impedancias bajas,

y además, con el menor desequilibrio posible. Otra manera de reducir la interferencia es aumentar

todo lo posible la impedancia de entrada de modo común del amplificador, ZC, al igual que el

CMRR. En el apartado siguiente se verá una estructura para aumentar dicha impedancia sin

degradar las demás prestaciones del circuito. En la tabla 2.1 se pueden ver los valores utilizados

para el cálculo de la interferencia. Se ha supuesto un desequilibrio de impedancia de electrodos

del 50% y del 5% para la impedancia de entrada.

El nivel de interferencia que se obtiene en este caso es de aproximadamente de 0,72 µV,

de los cuales 0,46 µV corresponden al CMRR del amplificador. El resultado es similar para el

caso del ECG esofágico si se emplean los mismos valores de impedancia de electrodo y

desequilibrio.

El acoplamiento capacitivo del paciente a la red y tierra provocará además de la tensión

de modo común a la entrada del amplificador, una corriente de desplazamiento que circulará a

través de la impedancia del paciente a tierra provocando una caída de tensión interferente en modo

diferencial a la entrada del amplificador. La impedancia del tórax suele ser de 20 Ω y para el caso

del brazo puede llegar a ser de hasta 400 Ω entre el dedo y el hombro (Huhta y Webster, 1973). El

nivel de interferencia máximo que se podría obtener, con los valores considerados de

acoplamiento de paciente a red y a tierra, sería de 20 µV aproximadamente para el tórax. La

interferencia real normalmente no es tan grande puesto que no toda la corriente circula por la

impedancia del tejido que une los dos electrodos de medida. En el caso del ECG esofágico, esta

interferencia directa en modo diferencial es aún menor, puesto que al estar tan próximos los

electrodos, la corriente neta que atraviesa la impedancia del tejido comprendida entre ambos es

muy pequeña.

2.1.4.2 Interferencias por campo magnético

Tabla 2. 1 Valores de los componentes utilizados en el análisis de las interferenciasproducidas por la red eléctrica.

CB CP ZE ∆ZE ZC ∆ZC CISO CMRR

100 pF 10 pF 10 kΩ 5 kΩ 100 MΩ 5 MΩ 100 pF 80 dB


Generalmente los campos magnéticos presentes en el entorno de medida no suelen ser

muy elevados. Sin embargo, la proximidad del paciente al elemento generador de campo, la

presencia de un equipo que radie campos magnéticos elevados, y la naturaleza de las señales que

se pretenden adquirir, sugieren considerar también este tipo de interferencias. Fernández (1996)

realizó un estudio del nivel de interferencia que se podía llegar a tener en el caso de registros de

ECG superficiales. Según se ha comentado, las interferencias por campo magnético pueden surgir

por dos caminos diferentes. En el primer caso, el campo magnético induce una corriente en el

cuerpo del paciente que al circular por él provoca una caída de tensión. Los niveles estimados por

Fernández eran, para el caso del ECG superficial, de 60 nV, suponiendo el modelo de paciente

como un esferoide de conductividad 0,4 Ω/m con los electrodos situados sobre el tórax, y un

campo magnético de 80 µA/m. En el caso del ECG esofágico, las condiciones vuelven a ser

diferentes. La superficie atravesada por la densidad de corriente inducida, y que contribuye a la

interferencia es mucho menor. En el caso del ECG superficial era del orden de 0,12 m2 mientras

que en las derivaciones esofágicas bipolares este área se ve reducida a pocos centímetros

cuadrados, puesto que la separación entre electrodos es de 13 mm. Suponiendo un área de 5 cm2,

la interferencia es de sólo 0,3 nV. Si se consideran las derivaciones esofágicas unipolares, el nivel

de interferencia sigue siendo menor. En este caso la separación entre electrodos es de 10 cm a

15 cm, pero el área atravesada por la densidad de corriente susceptible de crear una interferencia

sigue siendo menor que en las derivaciones superficiales. Una primera estimación, al igual que en

el caso del eECG bipolar, es suponer el área atravesada por la densidad de corriente que provoca

la interferencia es igual al área de sección circular que contiene a los electrodos en ambos

extremos. Con esta consideración, el nivel de interferencia estimado es de 12 nV

aproximadamente, que es menor que en el ECG superficial.

En el segundo caso, la presencia de un campo magnético variable con el tiempo induce

una fuerza electromotriz en el bucle de medida formado por los cables, equipo, electrodos y

paciente. El valor de dicha tensión vendrá dado por la ley de Faraday

Vd

dtB dS f SB= − =∫& &

2π φ θcos cos (2.21)

donde φ y θ son los ángulos que indican la orientación del lazo de medida respecto al campo

magnético.

Las densidades de campo magnético habituales en el entorno de medida pueden variar

considerablemente entre 5 nT y 200 nT (Huhta y Webster, 1973) pudiendo llegar en entornos

hospitalarios hasta 1 mT (AHA Comittee Report; (Frank y Londner, 1971)).

Para el ECG superficial, considerando la derivación estándar I con los electrodos situados

sobre el tórax separados unos 30 cm, manteniendo los cables de medida trenzados lo más cerca


posible del paciente el área resultante será de aproximadamente 0,03 m2. La interferencia que

resulta valdrá entre 47 nV y 1,9 µV. Para el eECG bipolar, al igual que en el caso de las corrientes

inducidas en el paciente, el área atravesada por un posible flujo magnético es mucho más pequeña.

Considerando la misma separación de electrodos, 13 mm, y teniendo en cuenta que los cables

permanecen trenzados hasta la conexión con los electrodos, el área abarcada será de unos pocos

centímetros cuadrados. Por ejemplo, para 5 cm2 el nivel de interferencia que se obtendría sería de

0,8 nV a 31 nV.

Resulta, pues, que tanto las interferencias capacitivas como las inductivas son mucho

menores en el ECG esofágico que en el superficial y ello, junto con la mayor proximidad de los

electrodos a las aurículas, confiere en principio interés a las derivaciones esofágicas.

2.2 Sistemas de acondicionamiento y adquisición de señal

Una vez vistas las limitaciones impuestas por el entorno de medida y las características de

las señales a registrar, el siguiente paso está en el diseño de los sistemas de acondicionamiento y

adquisición de señal.

2.2.1 Adquisición del ECG

Tal como se ha visto en el apartado anterior, la calidad del ECG registrado dependerá en

gran medida de las características del sistema de adquisición. Para reducir las interferencias de la

red eléctrica y las variaciones del potencial de contacto de los electrodos, el amplificador de

biopotenciales deberá estar acoplado en alterna con impedancias de entrada grandes, tanto en

modo común como en modo diferencial, y deberá tener un rechazo del modo común, CMRR,

suficientemente alto. Una estructura posible es la propuesta por Pallás et al. (1989a) y analizada

desde el punto de vista del ruido en el apartado 2.1.3. Los dos seguidores de entrada, buffers,

permiten acoplar la señal en alterna y mantener la impedancia de entrada en modo común alta. Sin

embargo, está estructura diferencial desacoplada conlleva una reducción del CMRR (Pallás y

Webster, 1991). Además, impedancias de entrada grandes requieren resistencias de valor elevado

cuyas tolerancias suelen ser grandes, resultando por tanto en un empeoramiento del CMRR.

La figura 2.20 muestra un circuito nuevo (Ramos et al., 1997) que puede ampliarse

fácilmente a sistemas multicanal. Ahora los dos buffers están referidos a un punto común, C. Este

punto no está conectado a masa. En su lugar, para proporcionar un camino de polarización en las

entradas de los operacionales AO1 y AO2, se ha conectado una red de polarización. Dicha red


simula una resistencia de valor elevado sin necesidad de recurrir a resistencias grandes. La

impedancia equivalente entre el punto C y masa es

( )Z R R

R R

R R

A R

eq c aa c

b

b c

= + +

+

+

1

11 0

(2.22)

Si A0>>1, Zeq y la impedancia de entrada para cada buffer respecto al punto C valen (Pallás et al.,

1989a)

Z R RR R

Req

a c

bc a= + + (2.23)

ZC s

R R sR R C= + + +1

2

1 2 1 2 1 (2.24)

′ =′

+ ′ + ′ + ′ ′ ′ZC s

R R sR R C1

21 2 1 2 1 (2.25)

Por tanto, las impedancias de entrada en modo diferencial y en modo común para el circuito

completo pueden obtenerse aplicando la transformación estrella-triángulo,

Z Z ZZZ

Z

Z Z ZZZ

Z

Z Z ZZ Z

Z

de

C eqeq

C eqeq

= + ′ + ′

= + +′

′ = ′ + + ′

(2.26)


En el apartado 2.2.4.1.b se ha demostrado que la impedancia de entrada de modo común deberá

ser lo mayor posible para reducir la interferencia producida por el desequilibrio en la impedancia

de electrodos. El CMRR total del circuito en la figura 2.20 puede calcularse a partir de (Pallás y

Webster, 1991)

1 1 12 1

CMRR

Z

Z

Z

Z CMRR CMRRT

E

C

E

C B AI

=′

− + + (2.27)

donde CMRRB depende del apareamiento entre los componentes de los dos buffers y de la

impedancia de acoplamiento, Zeq. Si los amplificadores operacionales AO1 y AO2 están

perfectamente apareados, y el análisis del circuito lleva a una expresión del CMRRB que revela

que ésta depende de la tolerancia de los componentes y del valor de Zeq. Cuanto mayor sea Zeq,

menor será la tensión de modo común que pasará a modo diferencial ya que no existirá camino de

señal para que la tensión de modo común a la entrada de los buffers pueda convertirse en una

señal en modo diferencial a la salida. El comportamiento de modo común de esta etapa es similar

al de la entapa de entrada en un amplificador de instrumentación de tres operacionales (Pallás,

1994). Por tanto, si (Ze>> R’2||R2), entonces CMRRB→∞. En el anexo A pueden verse las

expresiones completas para la ganancia de modo común a modo diferencial y la de modo

OPA111

OPA111

OPA111

ECG

ELECTRODO

ELECTRODO

C1

C2

Ra Rb

R'1 Rc

R2

C'1

C'2

R1

R'2

C

AO2

AO1

AO3 AI

Figura 2. 20 Circuito de acondicionamiento de señal para biopotenciales con la etapa de entradaacoplada para aumentar el CMRR y la impedancia de entrada en modo común.


diferencial. Si se diseña el buffer con valores de resistencias diferentes, las resistencias R’2 y R2

deberán ser las de menor valor óhmico. En la figura 2.21 puede verse la ganancia teórica de modo

común a modo diferencial de los buffers acoplados en el amplificador del canal esofágico, para

diferentes valores de impedancia de acoplamiento, Ze. Los valores de los componentes son R1 = R2

= 3,3 MΩ, C1 = C2 = 22 nF y se ha supuesto un desequilibrio del 1% en las resistencias y del 5%

en los condensadores.

La mejora que se obtiene en el CMRR total es evidente. Para el canal esofágico se consigue una

mejora en el CMRRB de más de 50 dB a 50 Hz. La limitación en el CMRR total estará impuesta

ahora por el CMRR del amplificador de instrumentación. Con dispositivos comerciales, son

habituales valores entre 100 dB y 120 dB. Para el canal superficial la mejora no es tan notable

puesto que la frecuencia de corte paso alto de los buffers puede elegirse más pequeña con lo cual a

50 Hz los desequilibrios en los valores de resistencias y condensadores tendrán menor

repercusión.

Otro de los parámetros importantes del sistema de acondicionamiento es el ruido de la

etapa de entrada. En este caso, al añadir un componente más al circuito, Zeq, el ruido a la salida

puede aumentar. Se ha analizado el nuevo circuito y se ha visto que la contribución de cada una de

las fuentes de ruido al ruido total sigue siendo la misma que la expuesta en el apartado 2.1.3 y

además se ha añadido otra fuente de ruido que esta asociada a la impedancia de acoplamiento del

punto C a masa, Zeq. Si los componentes del circuito estuvieran perfectamente apareados, la

1 10 5

1

1

0.1

0.01

0.001

10

0.001 0.01 0.1 1 10 1001 10 8

1 10 7

1 10 6

4

GCD , Zeq=0Ω

Hz

GCD , Zeq=1MΩ

GCD , Zeq=10MΩ

GCD , Zeq=100MΩ

GCD , Zeq=1GΩ

Figura 2. 21 Ganancia teórica de modo común a modo diferencial de los buffers acoplados del amplificadordel canal esofágico con diferentes valores de Zeq, con un desequilibrio en las resistencias del 1% y del 5% enlos condensadores.


contribución de esta fuente de ruido a la salida sería nula, puesto que aparecería por igual a la

salida de los dos buffers y no sería amplificada por el amplificador de instrumentación al estar en

modo común. Sin embargo, según se ha visto al estudiar el CMRR, los componentes pasivos no

tendrán idéntico valor y parte de este ruido de modo común se convertirá en ruido de modo

diferencial. El análisis detallado figura en el anexo B. En la figura 2.22 se representa la densidad

espectral de ruido teórica a la entrada del amplificador de instrumentación debida al ruido térmico

asociado a Zeq para el canal de ECG esofágico. Puede verse cómo el ruido debido a Zeq es menor

para un valor de Zeq mayor. Este resultado podría parecer extraño pero no es nuevo en la

bibliografía y ha sido estudiado por Vargas y Pallás-Areny, (1994) y (1996) en otros circuitos. Si

se calcula el valor eficaz de ruido en la banda de 0,5 Hz a 500 Hz en función del valor de Zeq, se

vuelve a obtener un resultado aparentemente paradójico, figura 2.23. Existe un valor de Zeq fijados

R1, R2 C1 y C2, para el cual el ruido debido a Zeq a la salida es máximo, mientras que para valores

de Zeq mayores el ruido decrece. Además, cuando R2 y R1 no son iguales, la función de

transferencia para la señal de ECG no depende de la disposición de los valores de R1 y R2, sino

que estas resistencias se pueden intercambiar y la función de transferencia sigue siendo la misma.

Sin embargo, el nivel de ruido debido a Zeq, sí que depende de la posición de las resistencias en el

circuito. Así pues, al igual que ocurre con el CMRRB, el valor más pequeño deberá ser el de R2.

Aparte se ha supuesto que el ruido de Zeq es únicamente de origen térmico debido al valor real de

Zeq. Sin embargo, Zeq es la impedancia equivalente de una red en T realimentada con un

operacional. La tensión y la corriente de ruido del operacional harán que el ruido asociado a Zeq

sea aún mayor. Por tanto, el amplificador operacional deberá ser de bajo ruido, con entrada FET

(alta impedancia de entrada) y tensión de desequilibrio pequeña.

0.001 0.01 0.1 1 10 1001 10

13

1 1012

1 10 11

1 1010

1 10 9

1 108

1 107

Hz

V/√Hz

Zeq=10MΩZeq=1GΩ

Figura 2. 22 Densidad espectral de ruido teórica debida a Zeq a la entrada del amplificador deinstrumentación.


2.2.2 Monitorización del movimiento del electrodo esofágico

2.2.2.1 Medida de impedancia

El sistema de medida de impedancia descrito en el apartado 2.1.2 funcionará

simultáneamente con el canal de adquisición del eECG. La forma más simple de poder realizar

ambas medidas es situando una fuente de corriente senoidal en la etapa de entrada del canal de

acondicionamiento del eECG. La corriente circulará a través de las impedancias de electrodo y

tejido provocando una caída de tensión que será amplificada al igual que la señal de eECG por el

amplificador de instrumentación. Para poder separar fácilmente a la salida del amplificador de

instrumentación ambas señales, la frecuencia de la portadora de corriente deberá ser mucho mayor

que la frecuencia máxima del eECG que se vaya a registrar. En este caso, tratándose de

electrocardiografía de alta resolución el ancho de banda para el ECG se ha limitado a 500 Hz, y la

frecuencia de portadora elegida ha sido de 16 kHz, suficientemente grande para poder ser filtrada

por el filtro paso bajo del canal de ECG y fácilmente separada del ECG por un filtro paso-alto en

el canal de medida de impedancia. Una frecuencia mayor de portadora hubiese simplificado más

la separación pero existía la limitación en el ancho de banda del amplificador de instrumentación.

Para la generación de la fuente de corriente senoidal y la demodulación coherente se ha utilizado

1 105

1 106

1 107

1 108

1 1090

5 109

1 108

1.5 108

2 108

Zeq (Ω)

Vef

Figura 2. 23 Valor eficaz del ruido teórico debido a Zeq a la entrada del amplificador deinstrumentación en función de Zeq.


un circuito integrado comercial (NE5521, Philips) diseñado para el acondicionamiento de

sensores de posición basados en LVDT, que incorpora todas las funciones necesarias.

En la figura 2.24 puede verse el diagrama de bloques del sistema de medida de

impedancia. En el anexo C se ha incluido el esquema eléctrico completo.

La fuente de corriente diferencial se ha sustituido por una fuente de tensión diferencial y

dos impedancias, ZINY, suficientemente grandes para evitar la inclusión de una fuente de corriente.

Dado que la impedancia a medir, ZE1+ZE2+ZB, es pequeña y la corriente inyectada es del orden de

microamperios, la corriente que circulará por la impedancia será prácticamente constante.

2.2.2.2 Medida de aceleración

El desplazamiento del electrodo esofágico se ha medido a partir de sensor de aceleración

piezoeléctrico. Para poder adquirir la información de aceleración ha sido necesario diseñar el

sistema de acondicionamiento de señal para el sensor. Existen básicamente dos alternativas a la

hora de hacer el circuito (Serridge y Licht, 1986). Una de ellas es el amplificador de carga, cuyo

nombre correcto debería ser convertidor carga-tensión, que produce una tensión proporcional a la

carga de entrada. La segunda opción es un amplificador de tensión, que proporciona una tensión

de salida proporcional a la tensión de entrada. Al utilizar un sensor piezoeléctrico, la carga

generada por la deformación del sensor crea una diferencia de potencial entre los terminales del

sensor, que dependen de dicha carga y de la capacidad equivalente total que haya a la salida, que

incluye la capacidad del sensor y la del cable de conexión. La opción adoptada ha sido el

ZE1

16 kHz

++

ZE1

ZINY

ZINY

ZB

ZE1

ZE2

+

AI

Zelec

eECG

Butter. 3º

f-3dB =1kHzf-3dB =200 Hz

f-3dB =500 Hz

Figura 2. 24 Diagrama de bloques del sistema de medida de impedancia junto con el de adquisición deleECG.


amplificador de carga por cuanto es insensible a las variaciones de las características de los cables

de conexión y no necesita una recalibración de todo circuito dependiendo del cable empleado.

La figura 2.25 muestra el circuito equivalente del acelerómetro conectado al amplificador.

Ct es la capacidad equivalente acelerómetro, el cable y otras capacidades parásitas. Rt es la

resistencia equivalente de salida del acelerómetro, el cable y la de entrada del amplificador.

Analizando el circuito de la figura 2.25 y suponiendo que la ganancia en lazo abierto del

operacional es elevada, la salida del amplificador de carga vale

VQ

CR C s

oa

ff f

=

+

1

1(2.28)

La respuesta del conjunto es paso alto debido a la resistencia de polarización del

operacional, Rf. Existe pues un compromiso entre sensibilidad y ancho de banda para un valor de

Rf fijo. La frecuencia de corte deberá ser en este caso lo suficientemente baja para poder registrar

desplazamientos lentos del electrodo y si se quiere mantener una ganancia aceptable hay que

elegir valores de Rf grandes y de baja disponibilidad comercial.

Una posibilidad es sustituir la resistencia Rf por una red en T realizada con resistencias

estándar. Los resultados del análisis desaconsejan su utilización, principalmente por el incremento

considerable del nivel de ruido a la salida del circuito (Sánchez, 1996). En la figura 2.26 puede

demostrarse que la tensión de ruido del operacional queda amplificada aproximadamente por

1+R3/R4.

El diseño final se ha realizado con la primera estructura de amplificador de carga

utilizando resistencias especiales de 1 GΩ junto con un condensador Cf de 180 pF de bajas

pérdidas. La frecuencia de corte paso alto es de 0,5 Hz, que permite adquirir el movimiento del

electrodo producido por el latido cardíaco, y no presenta demasiada atenuación en la componente

respiratoria y los movimientos peristálticos del esófago.

Qa Ct Rt

Rf

Cf

VoVi+

-

Figura 2. 25 Circuito equivalente del acelerómetro más el cable, conectados al amplificador de carga.


Después de la etapa de conversión carga-tensión se ha añadido una etapa de filtrado y

amplificación, quedando la sensibilidad total del conjunto en 220 mV/m/s2 y la banda pasante

entre 0,5 Hz y 500 Hz.

2.2.3 Sistemas de adquisición

La etapa de entrada descrita en el apartado 2.2.1 constituye la parte frontal del sistema de

registro del ECG de alta resolución. Sin embargo, son necesarios más elementos auxiliares para la

correcta adquisición del ECG. En el anexo C pueden verse los esquemas de los tres sistemas para

el registro de biopotenciales diseñados y utilizados en la adquisición de las señales presentadas.

El primer sistema dispone de dos canales para la adquisición del ECG, similares al

descrito en el apartado anterior (Ramos, 1992). La única diferencia entre ambos es la frecuencia

de corte paso alto a -3 dB, que en el canal 1 es de 0,02 Hz y en el canal 2 de 0,5 Hz para poder

eliminar las derivas de la línea base en el registro del eECG. El aislamiento de la etapa de entrada

se ha obtenido mediante dos amplificadores de aislamiento ISO100 (Burr-Brown) junto con una

fuente de alimentación aislada comercial para aplicaciones médicas. Después de la etapa de

aislamiento existe una etapa de filtrado paso bajo antialiasing, con respuesta Butterworth de 4º

orden y frecuencia de corte a -3dB de 500 Hz. La señal se ha adquirido mediante una tarjeta

comercial para PC, DT21EZ (Data Translation), de 12 bits y frecuencia de 2 kHz. Posteriormente

se añadió al sistema un módulo para la medida de impedancia eléctrica a dos hilos, descrito en

2.2.2.1.

Las especificaciones generales del sistema son:

- 2 canales

- Derivaciones bipolares

R4et4

R3

et3

et2R2

en

inRt

et

Ct

Figura 2. 26 Fuentes de ruido del amplificador de carga con una red en T en el lazo de realimentación.


- Frecuencia de corte del filtro paso alto 0,02 Hz y 0,5 Hz

- Ganancia 1000

- Medida de bioimpedancia

Frecuencia 16 kHz

Corriente máxima inyectada 5 µAef

Sensibilidad 100 mV/kΩ

- CMRR >100 dB a 50 Hz

- Ruido referido a la entrada <1 µVef

- Impedancia de entrada diferencial >20 MΩ a 50 Hz

- Impedancia de entrada en modo común >200 MΩ a 50 Hz

- Aislamiento del sistema Clase CF

El segundo sistema utilizado dispone de dos canales para el registro del ECG superficial y

esofágico (Sánchez, 1996) y, además, dos canales para la adquisición de la señal proveniente de

dos acelerómetros piezoeléctricos que permiten medir el movimiento del electrodo esofágico,

descritos en el apartado 2.2.2.2 (figura 2.28). Se puede adquirir cualquier derivación superficial

bipolar, como las estándar I, II y III. Para el eECG, la derivación adquirida es unipolar, se utiliza

como electrodo esofágico la cápsula de acero inoxidable que envuelve a los acelerómetros, y la

referencia puede ser el terminal central de Wilson o bien cualquiera de los electrodos

superficiales. La etapa de entrada está también aislada, en este caso mediante cuatro

optoacopladores con realimentación óptica para su linealización y baterías para la alimentación. El

filtrado paso bajo de las señales se ha dejado en la parte aislada y la adquisición de las señales se

realiza mediante la tarjeta DT21EZ.

AIB

B

AA ECG

AIB

B

AA eECG

G=1000

G=1000

fc=500 Hz

fc=500 Hz

fc=0,02 Hz

fc=0,5 Hz

AD624

AD624

ISO100

ISO100

Figura 2. 27 Diagrama de bloques del sistema de adquisición del ECG y eECG.


El tercer sistema de adquisición ha sido diseñado y construido dentro de un proyecto de

investigación de la línea de señales bioeléctricas de la División de Instrumentación y

Bioingeniería. En este caso se trata de un sistema completo que incluye la parte de

acondicionamiento, adquisición y preprocesado de la señal (Rueda, 1997; Rami, 1996).

Físicamente se trata, como puede verse en la figura 2.29, de un sistema modular que

consta de cuatro tarjetas de adquisición y una tarjeta de control, interconectadas todas ellas a

través de un bus (backplane). También incorpora una fuente de alimentación aislada, de grado

médico, que proporciona la corriente necesaria a todas las tarjetas. El sistema se comunica con el

PC por medio de la tarjeta de control. En la figura 2.30, puede verse un diagrama de bloques del

sistema.

La tarjeta de adquisición incluye las funciones de acondicionamiento, amplificación, y

conversión analógica-digital. Cada tarjeta contiene cuatro canales programables en diferentes

aspectos. Cada canal permite adquirir, acondicionar y amplificar una señal de ECG. Es posible por

tanto, la adquisición simultánea de hasta dieciséis canales de ECG. Las tarjetas adquisición

incluyen además circuitos adicionales que permiten:

- Detectar la desconexión de electrodos, función muy útil en un sistema con 32 electrodos.

- Detectar la saturación de un canal producida por una variación de la línea base y

restaurar la señal en el menor tiempo posible.

- Medida de bioimpedancia a dos hilos.

Q/V

Q/V

B

a2fc=500 Hz

G AA

a1fc=500 Hz

G AA

B

B

AI

G=1000

fc=0,5 Hz AA ECGfc=500 Hz

AI AA eECG

G=1000

fc=500 Hz

B

WCTE1

E2

E3

Acelerómetro

Figura 2. 28 Diagrama de bloques del sistema de adquisición del ECG, eECG, y aceleración.


La tarjeta de control es la encargada de configurar las tarjetas de adquisición, de controlar

sus convertidores de la adquisición y transmisión hacia el PC de las señales digitalizadas, del

promediado en tiempo real de estas señales y de la comunicación entre el sistema y un PC.

Tarjeta de controly promediado

Bus del sistema

Tarjetasde adquisición

Figura 2. 29 Esquema del sistema de HRECG

PACIENTE

POSIB.PROMED.

CONTROL

ADQUIS.

SOFTWARE

ADQUIS.

VISUALIZA

ALMACE.

POSIB.PROCES.

USUARIO

PC DE CONTROL DEL SISTEMA

CONTROLSISTEMAHRECG

ACONDIC.Y AMPLIF.

FILTRADO

CONTROL

GANANCIA CONVER.DIGITAL

TARJETAS DE ADQUISICIÓNTARJETA DE CONTROL

Y PROMEDIADO

Figura 2. 30 Diagrama de bloques del sistema de HRECG


El paquete de software de PC permite al usuario configurar y controlar todo el sistema de

HRECG, suministrar a la tarjeta de control la información necesaria para permitir el promediado

en tiempo real, visualizar el ECG en tiempo real, guardar en fichero las adquisiciones y

promediados realizados, y visualizar registros que se hayan almacenado previamente.

Las especificaciones generales del sistema son:

- 16 canales

- Derivaciones bipolares o unipolares.

- Frecuencia de corte del filtro paso alto programable: 0,025 Hz o 0,5 Hz

A

BUS

DEL

SISTEMA

CAD

MICRO

PERMISO

CANAL 2 ECG

CANAL 1 ECG

ECG / IMP

CANAL 0

CON

CON

CON

DIRECCIÓNTARJETA

PARTE

DIGITAL

PARTE

ANALÓGICADE IMPEDANCIASUBSISTEMA

CANAL 3 ECG

CON

Figura 2. 31 Diagrama de bloques de una tarjeta de adquisición de cuatro canales, de diseño propio.

CONTROLCAD

COMUNIC.MICROS

PROMEDIADO

COMUNIC.ORDENADOR

ADQUISICIÓNA

BUS

DEL

SISTEMA

MEMORIA

CONTROL

A ORDENADOR

Figura 2. 32 Diagrama de bloques de la tarjeta de control


- Ganancia programable: 500,1000,2500 ó 5000

- Medida de bioimpedancia

Frecuencia 16 kHz

Corriente máxima inyectada 5 µAef

Sensibilidad 100 mV/kΩ

- CMRR >100 dB a 50 Hz

- Ruido referido a la entrada <1 µVef

- Impedancia de entrada diferencial >20 MΩ a 50 Hz

- Impedancia de entrada en modo común >200 MΩ a 50 Hz

- Conversión A/D

Convertidores Sigma-Delta

Margen dinámico ±2,5 V

Frecuencia de muestreo 2232 kHz

Resolución 16 bits

- Aislamiento del sistema Clase BF

2.3 Análisis del ruido y artefactos en el ECG superficial y esofágico

Las medidas sobre voluntarios fueron realizadas en la División de Instrumentación y

Bioingeniería del Departamento de Ingeniería Electrónica. Para ellas se utilizaron los sistemas de

adquisición descritos en el apartado 2.2. Los registros de ECG se realizaron teniendo en cuenta

una serie de consideraciones básicas:

1- Mantener la alimentación del sistema de adquisición aislada de la red eléctrica con la

finalidad de garantizar una protección máxima del sujeto.

2- Procurar el aislamiento, en lo posible, del área de medida frente a interferencias de la

red eléctrica u otros sistemas electrónicos próximos como, por ejemplo, monitores de ordenador.

3- Comprobar la correcta posición y contacto de los electrodos de medida.

4- Recostar al individuo en una camilla cómodamente y mantenerlo relajado en el

momento de la adquisición de la señal.

Para el registro del ECG superficial se han empleado electrodos desechables, de la marca

3M modelo Littman, que por sus características de adherencia y bajo ruido se consideran idóneos

para esta aplicación. Para la adquisición del ECG esofágico, en entornos hospitalarios se utiliza

con frecuencia catéteres nasogástricos que requieren la intervención de personal especializado.


Sin embargo, dada la dificultad que conlleva su aplicación, aquí se han utilizado electrodos de

píldora de dos tipos, mucho más fáciles de colocar. El primer modelo es un electrodo bipolar

fabricado por la empresa ARZCO Medical Electronics Inc., diseñado y descrito por Arzbaecher

(1978). La colocación del electrodo es sencilla, mediante ingestión, que puede ser ayudada por

algún alimento semilíquido. En los cinco voluntarios analizados no hubo ninguna molestia

importante y pudo utilizarse en todos ellos. La extracción del electrodo es bien simple y se trata

únicamente de ir tirando suavemente del cable.

El segundo modelo de electrodo es un electrodo unipolar formado por una cápsula de

acero inoxidable cuyo interior incluye un acelerómetro biaxial, y sus dimensiones son similares al

anterior (figura 2.33). Su colocación sigue las mismas pautas del electrodo bipolar. Conforme el

sujeto va ingiriendo el electrodo, hay que liberar cable para permitir su descenso por el esófago,

hasta posicionarlo por debajo de las aurículas. Entonces se visualiza la señal que captura, y se

sube lentamente hasta conseguir un máximo en la amplitud de la onda P. Este procedimiento es

indoloro y no causa molestias en el sujeto, incluso si el tiempo de medida es largo. Únicamente

cabe mencionar que debido al mayor grosor del cable de medida que en el electrodo bipolar, hubo

voluntarios que no pudieron tragarlo.

2.3.1 Medidas del ruido en las derivaciones esofágicas y superficiales

En los apartados anteriores se han analizado las diferentes causas de ruido que se pueden

encontrar en el registro del ECG. Tal como se ha dicho, una de las principales causas del ruido en

las derivaciones superficiales es el ruido de EMG, especialmente el producido por los músculos

Figura 2. 33 Conjunto electrodo y acelerómetro esofágico


que intervienen en la respiración, y en cambio esta misma fuente de ruido no se manifiesta en las

derivaciones esofágicas bipolares. En la figura 2.34 puede verse el registro simultáneo de una

derivación esofágica y otra superficial, adquirido sobre un voluntario tendido en posición supina

sobre una camilla, que se encontraba relajado y respirando de forma normal. En un momento

determinado en que se mueve, aumenta el ruido de EMG únicamente en la derivación superficial.

Por la contra, el desplazamiento del electrodo esofágico provoca una variación del potencial de

contacto que se aprecia en la evolución de la línea base del registro. Además, se observa cómo

cambia ligeramente la morfología de la señal esofágica, pues la amplitud del complejo QRS es

menor después del artefacto.

Para la identificación de las fuentes de ruido se ha calculado la densidad espectral del

ECG superficial y esofágico. Además, se ha estimado la función de coherencia espectral entre

ambas señales para discernir el origen común de las distintas fuentes: ruido, interferencias y señal

de ECG. En la figura 2.35 puede verse la densidad espectral de ruido de un registro, calculada en

el segmento isoeléctrico T-P, para los dos señales. El resultado valida las hipótesis formuladas. El

ruido en la derivación esofágica es mucho menor, a partir de 10 Hz, donde predomina el EMG en

la derivación superficial. Por contra, a baja frecuencia el ruido 1/f del eECG es mayor. Las causas,

tal como se ha comentado, están en la movilidad del electrodo esofágico que provoca variaciones

en el potencial de contacto. También se puede comprobar que el nivel de interferencia de la red

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3-1

0

1

2

s

mV

ECG Std. I, superficial

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3-0.5

0

0.5

1

s

mV

eECG bipolar

Figura 2. 34 Registro con derivación superficial estándar I y esofágica bipolar.


eléctrica en la derivación esofágica es mucho menor, según se había previsto. Sólo a 350 Hz y

420 Hz aparece una interferencia de valor comparable en los derivaciones. Estas componentes son

debidas al quinto y sexto armónico de la frecuencia de deflexión vertical del monitor del PC.

La variancia de ruido se ha calculado en el intervalo T-P filtrando paso alto la señal a

10 Hz con respuesta Butterworth y sin filtrar. Los resultados obtenidos indican que el nivel de

ruido en las derivaciones esofágicas es menor que en las superficiales siempre que se filtre paso

alto la señal. Si no se filtra, el ruido de baja frecuencia hace que algunos registros esofágicos

presenten más ruido, en especial cuando el voluntario realiza algún esfuerzo respiratorio

(mantener la respiración o inspiración o expiración prolongadas) (Vargas et al., 1993). Los niveles

típicos de ruido obtenidos en las derivaciones esofágicas filtradas están comprendidos entre 1 µVef

y 2 µVef, que son comparables al ruido del sistema de medida utilizado.

La función de coherencia espectral entre las dos derivaciones puede verse en la figura

2.35. En la banda comprendida entre 10 Hz y 40 Hz , que es la que contiene la mayor parte de la

energía del ECG, el valor coherencia espectral es próximo a uno, e indica que las dos señales

registradas provienen de la misma fuente, tal como era de esperar. A frecuencias por encima de

los 50 Hz la coherencia espectral es baja, lo cual indica un predominio del ruido sobre la señal.

0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500101

102

103

104

Hz

nV/∂Hz

ECG superficial

ECG esofágico

Figura 2. 35 Densidad espectral de tensión de ruido del ECG superficial y esofágico estimada en elintervalo isoeléctrico T-P.


Las interferencias comunes, detectadas en los espectros de ambas señales no tienen suficiente

amplitud para dar un valor de coherencia significativo.

El bajo valor de la función de coherencia en la banda de 0 Hz a 10 Hz se debe atribuir a

los artefactos de movimiento en la derivación esofágica. Pero el ruido que introduce el

desplazamiento del electrodo no sólo es aditivo. Al moverse el electrodo, cambia su orientación

respecto a las fuentes de señal, provocando una alteración en la forma de la señal detectada. Si el

desplazamiento no es muy grande puede modelarse el ruido como una modulación sobre la señal

de eECG. Si se mantiene el paciente relajado, se puede minimizar este efecto y conseguir

secuencias de latidos suficientemente largas para el estudio de los micropotenciales. En la figura

2.37 puede verse el efecto que provoca el desplazamiento del electrodo sobre dos latidos distintos

adquiridos en el mismo registro. Al principio del registro la morfología de la onda P es

monofásica mientras que al final se convierte en bifásica. El complejo QRS no presenta un cambio

tan acusado. El motivo de un cambio tan grande en una onda respecto a la otra puede justificarse

mediante un modelo simple donde las fuentes de señal son los dipolos cardíacos asociados a las

diferentes zonas del tejido cardiaco y la señal registrada es la diferencia de potencial entre dos

puntos dentro del esófago. Un modelo similar fue planteado por Peper et al. (1985) para el registro

de la señal del haz de His con electrodos intracardíacos. La proximidad del esófago a las aurículas

hace que un pequeño desplazamiento del electrodo conlleve un cambio grande en el ángulo sólido

con que la derivación bipolar esofágica ve el dipolo cardíaco equivalente, y ello produce un

cambio de la forma de la señal.

0 5 0 1 0 0 1 5 0 2 0 0 2 5 00

0 .1

0 .2

0 .3

0 .4

0 .5

0 .6

0 .7

0 .8

0 .9

1C o he re nc ia e s p e c tra l

H z

Figura 2. 36 Función de coherencia espectral entre el ECG esofágico y superficial.


2.3.2 Medidas de impedancia eléctrica

La impedancia eléctrica se ha medido con el sistema descrito en el apartado 2.2.2.1. Se

han adquirido registros sobre cuatro voluntarios realizando diferentes ejercicios respiratorios, tal

como se ha comentado, y se adquirían simultáneamente, además del eECG y ECG, la señal de

impedancia eléctrica en el electrodo bipolar. Se observan cambios en la impedancia eléctrica

debidos a las variaciones de impedancia del tejido circundante y a los cambios en la interfaz

electrodo-esófago. Las variaciones de impedancia del tejido circundante se deben

fundamentalmente a la respiración (cambios de volumen en los pulmones) y al latido cardíaco

(perfusión cardíaca). Estos cambios no suponen más del 5% de variación del valor medio de la

impedancia, entre 600 Ω y 700 Ω. Las variaciones en la impedancia debidas a los cambios en la

interfaz electrodo-esófago son mucho mayores llegando a producir en algunos casos variaciones

de más del 20%. No se han observado variaciones lentas significativas en el valor medio de la

impedancia lo cual indica que la interfaz electrodo-esófago presenta unas características más o

menos estables en reposo.

En la figura 2.38 pueden verse dos registros correspondientes a sujetos diferentes. En el

primero se observa un cambio repentino en la señal de impedancia eléctrica, indicando que ha

habido un movimiento en el electrodo de píldora. Si se observa la señal de eECG, hay un artefacto

0 100 200 300 400 500 600 700-1

-0.8

-0.6

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4

ms

mV

Onda P

Onda P

QRS

QRS

Figura 2. 37 Efecto del desplazamiento del electrodo esofágico en las derivaciones bipolares sobre lamorfología de la onda P y complejo QRS adquiridas en el mismo registro.


y se aprecia un cambio en la morfología de las ondas después de la variación de la impedancia. El

otro registro presenta una situación normal donde no hay artefactos de movimiento por deglución

en la señales de impedancia y de eECG, y se aprecian cambios en la impedancia eléctrica debidos

al latido cardíaco y la respiración.

Si se observa el intervalo isoeléctrico T-P del eECG, aparece una onda invertida respecto al QRS.

Esta onda es un artefacto producido por el desplazamiento del electrodo, que coincide con el final

de la onda T, y queda reflejado en la señal de impedancia. El análisis espectral de las tres señales,

revela la presencia de componentes cardíacas y respiratorias en todas ellas (Ramos et al., 1993;

Ramos et al., 1993a) además de bandas laterales en torno a la frecuencia cardíaca producidas por

la modulación de amplitud respiratoria (Pallás et al., 1989b).

0 1 2 3 4-1

0

1

s

mV

0 1 2 3 4

-2

0

2

s

mV

0 1 2 3 4600

650

700

750

s

Ω

0 1 2 3 4-1

0

1

s

mV

0 1 2 3 4

-2

0

2

s

mV

0 1 2 3 4600

650

700

750

s

Ω

a) b)

Figura 2. 38 Evolución del ECG superficial, esofágico y la señal de impedancia esofágica en presencia de unartefacto de movimiento(a) y en reposo (b).


2.3.3 Medidas de aceleración en el esófago

La información aportada por las medidas de impedancia eléctrica reflejan que existe un

movimiento del electrodo esofágico correlado con la actividad cardíaca a consecuencia de la

actividad mecánica del corazón. A fin de poder estudiar mejor ese movimiento se han realizado

medidas en dos voluntarios con el electrodo esofágico que incluye un acelerómetro biaxial. Se han

adquirido, además de las señales de aceleración, una derivación superficial, I y II, y una derivación

esofágica unipolar utilizando como referencia el terminal central de Wilson, mediante el segundo

sistema de medido descrito en el apartado 2.2.3.

El electrodo esofágico se coloca igual que el bipolar pero produce mayores molestias

debido a la rigidez del cable. El sujeto en estudio se tumbaba en posición supina. Como ejes de

coordenadas para las señales de aceleración se tomaba como eje ‘z’ el correspondiente a la

dirección vertical del movimiento, perpendicular al plano del paciente, y como eje ‘x’ el

horizontal.

El ruido observado en la derivación esofágica unipolar es algo mayor que en las

derivaciones bipolares adquiridas, pero sigue siendo menor que en las superficiales, figura 2.39.

Si se comparan las señales de aceleración y ECG, puede verse una elevada correlación

entre los fenómenos cardíacos principales, en cada período, figura 2.40. Las oscilaciones

detectadas en las señales de aceleración se pueden asociar claramente con ciertos eventos del ciclo

cardíaco. Se distinguen tres zonas: la sístole auricular, A0, la contracción isovolumétrica y la

salida rápida del flujo ventricular, A1, y el instante de cierre de la válvula aórtica, A2 (Pinchak,

1982). Estas ondas presentan además una modulación con la respiración, en especial en el eje

perpendicular al tórax, ‘z’, producida por el llenado pulmonar. En la fase de inspiración hay un

aumento más acusado en la amplitud de la aceleración.

0 10 20 30 40 50 604

6

8

10

12

s

µV

Nivel de ruido

ECG std. I

eECG Unipolar

Figura 2. 39 Evolución del valor eficaz del ruido en la derivación superficial Std. I y esofágica unipolar.


El desplazamiento del electrodo esofágico se puede obtener a partir de la doble

integración de las señales de aceleración. En la figura 2.41 se ha representado el desplazamiento

del electrodo en los dos ejes durante un período de 20 s. La principal causa del movimiento del

electrodo es la respiración. Al registrar la aceleración, la respiración no se manifiesta, salvo en las

modulaciones observadas, por tener una evolución más lenta que los fenómenos relacionados con

el latido cardíaco y quedar atenuada por el efecto de filtrado paso alto implícito en el registro de

aceleración.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4-1

0

1

2eECG

mV

s

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4-1

0

1Aceleración eje Z

m/s2

s

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4-2

0

2Aceleración eje X

m/s2

s

A0 A1 A2

A0A1 A2

Figura 2. 40 Comparación entre los diferentes eventos del latido cardíaco en las señales de aceleración y eleECG .


Además de la preponderancia del desplazamiento debido a la respiración, hay una

dirección preferente debido a los cambios de volumen del tórax durante el ciclo respiratorio y la

disposición anatómica del corazón, pulmones y esófago. El efecto de la respiración sobre el ECG

superficial ya había sido observado por Einthoven et. al, (1950), y analizado por Pallás et al.

(1989b). Si se representa la amplitud del complejo QRS y la señal de respiración obtenida a partir

de la aceleración vertical puede verse la gran correlación que existe entre ambas señales, figura

2.42. El desfase de 180o en la fase de la señal de desplazamiento respecto a la moduladora en

amplitud se debe a la posición relativa de los ejes de detección del acelerómetro.

-2 0 20

5

1 0

1 5

2 0D e sp laz am ie n to e je X

c m

s

0 1 0 2 0-2

-1

0

1

2D e sp laz am ie n to e je Z

c m

s-2 0 2

-2

-1

0

1

2

c m

Y

XZ

Figura 2. 41 Efecto de la respiración en el desplazamiento del electrodo esofágico en el plano transversalal paciente.

u.a

AceleraciónAmplitud QRS

Figura 2. 42 Comparación entre la respiración, amplitud del QRS, y el desplazamiento vertical delelectrodo obtenido a partir de la aceleración, (amplitudes normalizadas).


2.4 Conclusiones

2.4.1 Conclusiones sobre el ruido e interferencias en el ECG

Se han analizado las diferentes fuentes de error en la adquisición del ECG superficial y

esofágico. La presencia de artefactos en el eECG se debe al movimiento del electrodo. Existe una

relación entre la impedancia de electrodo y el artefacto producido por su desplazamiento. Sin

embargo, esta relación no es lineal y esta influida por múltiples factores que pueden cambiar a lo

largo del registro. Se ha propuesto la utilización de un microacelerómetro adherido al electrodo

esofágico para estudiar su movimiento.

La utilización de condensadores cerámicos multicapa en las etapas de entrada del

amplificador, puede llevar a un aumento del ruido si existen corrientes térmicas de aire, debido a

sus grandes coeficientes de temperatura.

Las interferencias que aparecen en el registro del eECG son mucho menores que en las

derivaciones superficiales, en especial cuando se adquieren derivaciones esofágicas bipolares. La

causa está, tal como se había adelantado, en el apantallamiento electrostático que ofrece el cuerpo

del paciente sobre el electrodo, y en la proximidad entre electrodos que reduce el área efectiva

frente a interferencias de origen magnético y minimiza las producidas por corrientes de

desplazamiento en el cuerpo.

2.4.2 Conclusiones sobre los sistemas de adquisición

Se han propuesto mejoras en los sistemas de adquisición de biopotenciales para poder

aumentar el CMRR y la impedancia de entrada sin degradar la características de ruido. La

aportación estriba en el acoplamiento entre amplificadores, que permite superar las limitaciones

del uso de etapas separadas para cada canal.

2.4.3 Conclusiones sobre las medidas de ruido en el ECG

Se ha constatado que el ruido y las interferencias de la red eléctrica en las derivaciones

esofágicas bipolares es mucho menor que en las superficiales. Se puede llegar a obtener niveles de

ruido comparables al ruido del sistema de adquisición. La proximidad del electrodo esofágico al

corazón hace que un pequeño cambio en la posición del electrodo provoque un cambio importante

en la morfología de la señal. A partir de las medidas de aceleración, se ha visto que este


desplazamiento está causado principalmente por la respiración y el propio latido cardíaco. Las

medidas de impedancia también reflejan estos cambios, pero pueden quedar enmascaradas por los

cambios de impedancia de los tejidos circundantes. Si se ha observado, sin embargo, que un

desplazamiento brusco del electrodo esofágico produce un cambio importante en la impedancia de

electrodo. Este cambio de impedancia puede ser utilizado para la monitorización del electrodo.

Las derivaciones esofágicas unipolares presentan menos alteraciones en la morfología de

las señales con el movimiento del electrodo, pero tienen como inconveniente un mayor nivel de

ruido que las bipolares, aunque sigue siendo menor que en las superficiales.

Documents

Capítulo 2. Sistemas de bajo ruido para la adquisición del ECG